Brevet FR2573594A1 — publié le 19860523

Procédé de transmission par étalement de spectre dans un réseau de communications, et poste émetteur-récepteur destiné à la mise en oeuvre de ce procédé. L'invention se rapporte aux réseaux de postes émetteurs-récep teurs à accès multiple, et plus particulièrement à un procédé de transmission par étalement de spectre dans un tel réseau, et aux postes destinés à la mise en oeuvre de ce procédé. Pour la transmission de communications dans une bande de fréquence allouée entre des postes émetteurs-récepteurs d'un réseau, plusieurs procédés de transmission permettant un accès multiple au réseau sont actuellement connus: l'accès multiple au réseau peut être obtenu par répartition temporelle (AMRT) entre les postes, par répartition fréquentielle (AMRF), ou encore en accès simultané, et répartition par codage (AMRè), ce codage pouvant consister à établir pour chaque poste émetteur une loi de sauts de fréquence (EVF, pour évasion de fréquence), ou un codage par modulation de phase rapide (PN, pour pseudo-noise selon la terminologie anglo-saxonne). Les procédés les plus classiques, AMRT ou AMRF ne confèrent pas au système de communications une protection contre le brouillage suffisante; de plus ils exigent une coordination poussée du réseau. Au contraire les procédés de type AMRC se prêtent bien à l'établissement de liaisons protégées contre le brouillage. En effet, les liaisons sont protégées du fait des sauts de fréquence (EVF) ou des sauts de phase (PN) ou de combinaisons des deux, ces sauts se présentant comme des sauts aléatoires pour les tiers qui ne possèdent pas la loi de variation. Ce type de procédé conduit à un élargissement ou "étalement" du spectre occupé par le signal qui permet d'améliorer la protection contre le brouillage. De tels procédés sont utilisables en particulier dans les systèmes des télécommunications tactiques par satellites, mais ils nécessitent des procédures et des systèmes de contrôle sophistiqués, en particulier du fait que les différentes stations du réseau doivent être synchronisées. De plus pour la démodulation, ces procédés mettent en oeuvre soit des corrélateurs passifs, à dispositifs à transfert de charges (CCD), à ondes acoustiques de surface (SAW), ou à processeurs numériques rapides, soit des corrélateurs actifs. Dans le premier cas le gain de traitement est limité, du fait des limitations technologiques, et les erreurs de fréquence conduisent à réserver ce type de transmission à des débits élevés, il y a peu de protection contre le brouillage; dans l'autre cas les temps d'acquisition sont élevés. Enfin les procédés de répartition par codage à base seulement d'évasion de fréquence (EVF), s'ils permettent d'avoir des temps d'acquisition assez faibles, sont cependant sensibles - à des moyens de contre-mesure passive, par lesquels un tiers cherche à détecter et à localiser la station émettrice, - à des moyens de contre-mesure active, par lesquels un tiers cherche à brouiller la communication en émettant un signal brouilleur constitué de plusieurs fréquences pures (brouilleur en peigne de raies), - ainsi qu'au brouillage intrinsèque, dû au fait que les lois de sauts de fréquence de deux postes émetteurs du réseau peuvent, sur un palier donné, être superposées. Les caractéristiques de ces procédés de transmission par étalement de spectre sont recensées dans un article de la revue technique THOMSON-CSF, volume 14, nO 4, Décembre 1982, pages 81S à 896. Le procédé de transmission selon l'invention effectue également un étalement de spectre du signal utile, mais permet d'éviter les inconvénients des procédés de codage par sauts de phase rapide dûs à la complexité de la synchronisation, et permet également d'obtenir des temps d'acquisition du même ordre que ceux obtenus par un procédé de transmission en évasion de fréquence, mais avec des débits d'informations que l'on peut réduire à volonté pour augmenter la protection contre le brouillage, tout en conservant une grande insensibilité au spectre d'un signal brouilleur. Le procédé suivant l'invention s'applique plus particulièrement dans un réseau de communications par satellites comportant de petites stations émettrices-réceptrices, pour des liaisons tactiques à faibles débits, 75 à 2400 bitslseconde par exemple. Selon l'invention un procédé de transmission par étalement de spectre, dans un réseau de communications comportant plusieurs postes émetteurs-récepteurs, est caractérisé en ce que les communications y sont établies par modulation, par l'information, de signaux porteurs dont la fréquence varie suivant des fonctions continues successives de rangs i, fi(t), chacune de ces fonctions étant définie pour une période T, les signaux porteurs résultant étant également des signaux continus, la suite des fonctions fi étant une suite pseudo-aléatoire de fonctions choisies dans un ensemble prédéterminé de fonctions possibles, cette suite étant entièrement déterminée, pour une communication donnée, par une clé propre au poste demandé et par une référence temporelle. L'invention a également pour objet un poste émetteur-récepteur destiné à la mise en oeuvre du procédé de transmission ainsi défini. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparateront à l'aide de la description qui suit en référence aux figures annexées. La figure 1 est un diagramme illustrant le procédé de transmission suivant l'invention; - La figure 2 est un schéma synoptique bun poste émetteurrécepteur du réseau; - La figure 3 est un diagramme illustrant un défaut de synchronisation entre l'émission et la réception; La figure 4 est le schéma synoptique d'un premier mode de réalisation du circuit de synchronisation, à la réception;; - La figure 5 est le schéma synoptique de la partie réception d'un poste émetteur-récepteur, avec un second mode de réalisation du circuit de synchronisation - Les figures 6 et 7 sont des diagrammes illustrant le procédé de synchronisation mis en oeuvre dans ce second mode de reallsation du circuit de synchronisation, Suivant l'invention, la fréquence du signal porteur d'information est continOment variable. La figure 9 illustre la fréquence du signal porteur d'information en fonction du temps pour une communication dans le réseau entre un poste appelant et un poste appelé.Dans le procédé illustré par la figure, la fréquence varie suivant des fonctions continues successives fi(t), chacune définie pour une période T de rang i, la période T étant de préférence égale au rythme des symboles de la modulation. porteuse d'information. La loi de variation de fréquence résultant de la succession de ces fonctions est elle même continue, la valeur atteinte par la fonction précedente correspondant à une période de rang i - 1 étant la valeur prise pour l'initialisation de la fonction suivante f. de la période suivante. Ces fonctions peuvent être linéaires ou non. Elles sont choisies en fonction d'une clé propre au poste appelé, et d'une référence temporelle donnée par l'horloge du réseau. Pour un numéro d'abonné donné, la suite des fonctions fi est prédéterminée, mais cette suite est pseudoaléatoire, c'esta'dire que les fonctions sont choisies de manière pseudoaléatoire dans un ensemble prédéterminé de fonctions possibles.Les différentes suites pseudo-aléatoires de fonctions f. des différents abonnés sont connues des autres postes du réseau. Un poste génère en réception sa loi de variation de fréquence propre et en émission la loi de variation de fréquence du poste avec lequel il souhaite entrer en communication, en fonction de l'heure locale. La figure 2 représente un schéma synoptique d'un poste émetteurrécepteur du réseau destiné à la mise en oeuvre du procédé de tran-smis- sion suivant l'invention. La partie émettrice comporte un osciliateur pilote 10 qui fournit une fréquence pilote appliquée au générateur de fréquence 11. Le générateur de fréquence reçoit également une référence temporelle issue d'une horloge 12, et une clé issue d'un générateur de dé 13. A partir de rheure locale fournie par l'horloge 12 et de la de fournie par le générateur de clé 13 le générateur de fréquence choisit la fonction fi à utiliser à chaque instant. Le signal porteur issu de ce générateur de fréquence est appliqué à l'entrée d'un circuit de modulation, qui peut être par exemple un modulateur angulaire 14, pour une modulation de ce signal porteur par le signal d'information a émettre. Le procédé de modulation utilisé peut être l'un des procédés suivants: MSKs QPSK, BPSK, DPSK, FSK, ........ La sortie du modulateur 14 est reliée à l'entrée de circuits d'émission 15, qui réalisent la transposition à la fréquence démission et l'amplification et transmettent le signal à émettre à une antenne d'émis sion 16.Typiquement, dans ce procédé de transmission, le spectre du signal porteur à fréquence variable modulé angulaire ment occupe une bande beaucoup plus large que celui du signal de modulation angulaire. La partie réception comporte un oscillateur pilote 100, relié à un générateur de fréquence 110 qui reçoit également le signal d'horloge issu d'une horloge 120 et une clé issue d'un générateur de clé 130. La sortie du générateur de fréquence 110 est reliée à l'entrée d'un mélangeur 140 qui reçoit par ailleurs le signal de sortie des circuits de réception 150 reliés à l'antenne de réception 160. La sortie du mélangeur 140 est reliée à l'entrée d'un filtre passe-bande 170 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un démodulateur angulaire 180.La partie réception comporte en outre un circuit de synchronisation 200 dont l'entrée est reliée à la sortie du filtre passe-bande 170, et qui fournit éventuèllement un signal d'erreur de fréquence appliqué au générateur de fréquence 110, et un signal d'erreur de phase appliqué à l'entrée de commande de l'horloge 120, comme décrit ci-après. Plusieurs conditions sont nécessaires à la mise en oeuvre du procédé de transmission suivant l'invention au moyen de tels postes émet teurs-récepteurs. Tout d'abord les générateurs de fréquence doivent être tels que la phase du signal porteur d'information soit à chaque instant maitrisée et continue. De plus la commande de variation de fréquence, ou de phase de ces générateurs doit être aisée. Les synthétiseurs de fréquence à division fractionnaire, vobulables à haute vitesse, sont particulièrement adaptés à une telle utilisation. De tels synthétiseurs sont décrits dans les demandes de brevet français nbs 8115808 du 17 août 1981, 83 20844 et 83 20845 du 27 décembre 1983 au nom de la demanderesse.Dans un mode de réalisation préférentiel mais non exclusif, les fonctions continues successives fi(T) sont linéaires, les lois de variation de fréquence étant alors constituées de segments de droite de pentes variant pseudo-aléatoire ment d'une période T à l'autre, suivant une loi définie par la clé fournie par le générateur de clé et fonction du numéro d'abonné demandé. Comme indiqué ci-dessus le rythme des changements de pente est fixe et égal au rythme des symboles de la modulation porteuse d'information, de façon à faciliter la synchronisation, mais cette disposition n'est pas nécessaire. Une liaison est établie dans le réseau entre des postes émetteursrécepteurs du type de celui décrit en référence à ia figure 2 de la manière suivante: le poste émetteur émet sur la loi de fréquence de l'abonné demandé, à partir de la clé fournie par le générateur de clé lié au numéro d'abonné, et de l'heure locale. Les circuits de réception du poste abonné génèrent toujours la loi de variation de fréquence propre à l'abonné, à partir de la même fréquence donnée par l'oscillateur pilote 100, et de la même clé fournie par le générateur de clé 130, clé propre à l'abonné. Le signal reçu par l'antenne de réception 160 est mélangé dans le mélangeur 140, après éventuelles transpositions et amplifications dans les circuits de réception 150, avec le signal à fréquence variable fourni par le générateur de fréquence 110.Le signal généré localement et le signal reçu sont affectés des mêmes variations pseudo-aléatoires de fréquence. Soit SE le signal reçu et SL le signal généré localement. SE et SL peuvent être exprimés de la manière suivante en fonction de leurs pulsations respectives, 1)l et W2 de la variation de phase t (t) et de la modulation angulaire tut):: - 5E = Cos( lt + t(t) ±o(t)) - 5L = Cos (cu2t + (t)) Le filtre 170 accordé sur la fréquence Cu 1- 02 délivre un signal dépourvu de la modulation pseudo-aléatoire de fréquence exprimée dans les relations ci-dessus par la variation de phase correspondante "(t), mais affecté de la modulation angulaire 0(t) constituant l'information. Le circuit de démodulation angulaire 180 permet donc de restituer le signal d'information reçu.L'influence d'un signal brouilleur sur le comportement de ce circuit de réception est un battement entre l'onde générée localement dans le récepteur et le signal brouilleur, qui ne comporte pas la modulation pseudo-aléatoire de fréquence, et produit donc un signal dont la largeur de spectre est déterminée par la modulation pseudo-aléatoire, S (t), qui ne peut être éliminée dans le mélangeur. En conséquence l'énergie du signal brouilleur pénétrant dans le filtre passe-bande 170 est réduite dans le rapport des bandes de la modulation pseudo-aléatoire et de la modulation angulaire constituant l'information à transmettre, par rapport à la puissance présente à l'entrée du récepteur.Un signal brouilleur peut aussi bien être un signal émis par un générateur hostile, que des signaux émis par d'autres émetteurs-récepteurs du réseau utilisant la même bande dans un système à accès multiple. En pratique, du fait des délais de transmission entre l'émetteur et le récepteur, il peut exister un décalage temporel entre le signal à fréquence variable généré localement et le signal à fréquence variable modulé par l'information reçu par le récepteur. Par ailleurs il y a également en général des dérives de fréquence. Il est donc nécessaire de prevoir un circuit de synchronisation permettant de décaler dans le temps le signal généré localement dans le récepteur et de corriger sa fréquence. C'est l'objet du circuit de synchronisation 20Q prévu dans le récepteur sur la figure 2. Un exemple de décalage possible entre le signal généré localement S1L, et le signal émis et reçu par le récepteur, SR, est représenté sur la figure 3, sur un diagramme où sont représentées les fréquences de ces signaux en fonction du temps Dans l'exemple représenté, les deux signaux présentent un décalage de fréquence AF et un décalage de temps #t. La figure 4 représente un premier mode de réalisation du circuit de synchronisation 200. Il comporte un circuit d'échantillonnage 201 recevant le signal issu du filtre passe-bande 170, et commandé par un signal d'horloge d'échantillonnage HE. Les échantillons issus de ce circuit d'échantillonnage 201 sont appliqués à l'entrée d'un circuit de transformation de Fourier rapide, 202 commandé par un signal d'horloge, avantageusement choisi au rythme de l'horloge symbole H5, de période T. Soit to l'instant où la fréquence du signal reçu F(SR) change de pente, to + T étant l'instant du changement de pente suivant.Soit to + #t l'instant du changement de pente de la fréquence du signal généré localement t0 + T + At étant l'instant du changement de pente suivant de la fréquence du signal généré localement.Dans l'intervalle de temps [to + Ilt, , to + TJ, la fréquence du signal filtré issu du mélangeur et appliqué au circuit de transformation de Fourier rapidee a une valeur constante fonction de l'écart de fréquence åF, et de l'écart de temps At, de valeur: F = fEW #F + R.#t, f étant la fréquence de battement filtrée par le filtre 170. R est la pente de la fonction fitt) donnant la fréquence durant cette période symbole. En dehors de l'intervalle défini ci-dessus la fréquence du signal applique as circuit de transformation de Fourier prend d'autres valeurs qui dépendent des pentes des fonctions précédente et suivante, fi - 1(t) et 9 +1(t). La puissance de la raie à la fréquence F calculée par k circuit de transformation de Fourier sur l'intervalle to + "t, t4 + At + est: où A est un coefficient constant et S la puissance du signal reçu.Le circuit de transformation de Fourier rapide effectue son analyse sur une bande de fréquence B inversement proportionnelle à la fréquence du signal d'échantillonnage HE La raie à la fréquence F peut être détectée tant que cette fréquence reste dans la bande B, et tant que le rapport signalibruit n'est pas trop faible. Soit bt,,x l'erreur maximale pour que les deux conditions ci-dessus soient respectées, et soit AH l'erreur maximale initiale entre les horloges du modulateur et du démodulateur.Le circuit de calcul de la transformation de Fourier rapide 202 utilise un calculateur qui fonctionne en deux phases : dans une première phase dite phase d'acquisition, le démodulateur explore la plage + AH au pas de Atmax jusqu'à ce qu'une réponse apparaisse en sortie du calculateur du circuit de transformation de Fourier. Soit Flla fréquence de la raie détectée en sortie du calculateur. La seconde phase dite phase de synchronisation consiste alors à détecter la raie suivante, soit F2 la fréquence cette raie, et à calculer à partir des fréquences F1 et F2 successives le décalage de temps At Ceci est effectué de la manière suivante: en supposant la variation de AF négligeable d'un intervalle de temps Ti à l'intervalle de temps Ti+1, les fréquences F1 et F2 sont alors données par les expressions suivantes: F1 F AF + RlAt F2=#F+ R2At, R1 et R2 étant les pentes des deux rampes successives. F1-F2 #t est alors égal à:#t= R1-R2 L'erreur de fréquence AF peut alors être calculée à partir de l'une ou l'autre des valeurs mesurees F1 et F2. Ce circuit permet donc de corriger séparément Perreur de synchronisation sur le rythme symbole, donnée par At, et l'erreur de fréquence AF. Mais en général rerreur de fréquence pourra être corrigée simple ment en introduisant un décalage dans le temps, c'est-à-dire une désynchronisation correspondante, la variation correspondante étant si légère que les performances du démodulateur ne sont pas dégradées. Ceci est dû au fait que l'excursion RiT est grande devant AF, même si AF est lui même grand devant la largeur de spectre du signal utile. A titre d'exemple, dans un système de télécommunications militaire par satellite, les valeurs suivantes peuvent être retenues: - la fréquence de modulation peut être égale à 100 Hz, la période des symboles TS étant égale à 10 ms; - la pente des fonctions linéaires de variation de fréquence successives peuvent être choisies dans la gamme i07 Hz/s à 2.107Hz/s, la variation de fréquence sur une période de modulation de 10 ms étant alors comprise entre 100 KHz et 200 KHz. - F max peut être égal à 1 KHz; -H peut être égal à une seconde. La compensation de AF introduit une erreur de synchronisme de moins de 1% de Ts. Le calcul de la transformation de Fourier s'effectue sur une bande de 5 KHz, la période d'échantillonnage étant égale 0,1 ms. Durant la phase d'acquisition, la plage +H = + is est explorée au pas AtmaX = 0,2 ms. A raison de 20 ms de test par position, la phase d'acquisition dure au plus 200s. Ce mode de réalisation du circuit de synchronisation n'est pas le seul possible. La figure 5 montre la partie réception d'un émetteurrécepteur dans lequel un autre mode de synchronisation est mis en oeuvre. Sur cette figure les mêmes éléments que sur la figure 2 ont été désignés par les mêmes repères, et les éléments constituant le circuit de synchronisation 200 ont des références portant 2 comme chiffre des centaines. L'antenne de réception 160 alimente les circuits de réception 150 reliés à la première entrée d'un mélangeur 140 qui reçoit le signal généré localement de la même manière que précédemment au moyen de l'oscillateur pilote 100, de l'horloge 120, du générateur de dé 130 et du générateur de fréquence 110. La sortie du mélangeur 140 est reliée comme précédemment à l'entrée d'un filtre passe-bande 170 dont la sortie est reliée au démodulateur angulaire 180. Mais, pour permettre la synchronisation, ce mode de réalisation génère localement non plus un seul signal local comme précédemment mais trois signaux décalés dans le temps, le signal intermédiaire étant celui utilisé pour la démodulation.A cet effet, la sortie du générateur de fréquence 110 est reliée directement à l'entrée d'un second mélangeur 210, à l'entrée du premier mélangeur 140 par l'intermédiaire d'une ligne à retard 205, et à l'entrée d'un troisième mélangeur 220 par l'intermédiaire des lignes à retard 205 et 2I2 en série. Les mélangeurs 210 et 220 sont reliés comme le mélangeur 140 à la sortie des circuits de réception lus0. Les sorties de ces mélangeurs 210 et 220 sont respectivement reliées aux entrées de deux filtres passe-bande respectivement 211 et 221 dont les sorties sont reliées respectivement aux entrées de deux discriminateurs de fréquence 212 et 222. Les sorties de ces discriminateurs sont reliées aux entrées de détecteurs respectivement 213 et 223 dont les sorties sont reliées aux entrées "+" et "-" d'un amplificateur différentiel 230. La sortie de cet amplificateur différentiel est reliée à l'entrée bun filtre passe-bas 240 dont la sortie fournit le signal de commande de synchronisation appliqué à l'entrée de commande de synchronisation de l'horloge 120. La figure 6 permet d'illustrer le fonctionnement du circuit de synchronisation 200 tel qu'il ressort de la description des circuits de réception ci-dessus. Sur cette figure ont été représentées les fréquences en fonction du temps du signal issu du générateur de fréquence 116, F(SLXt), et des signaux issus des lignes à retard 205 et 213, c'est-à-dire le même signal décalé respectivement de t et de 2T. Si les erreurs de fréquence AF et de temps At sont nulles, les signaux issus des mélangeurs 210 et 220 ont la même fréquence F,. Si l'horloge locale est décalée, en avance ou en retard, les signaux issus des mélangeurs 210 et 140 ont une fréquence respectivement inférieure ou supérieure à ceux issus du mélangeur 220. Ces signaux subissent un filtrage passe-bande pour limiter la bande de bruit, puis sont appliqués aux deux discriminateurs de fréquence 212 et 222 qui fournissent des signaux dont l'amplitude est proportionnelle à la fréquence. L'amplificateur différentiel 230 fournit un signal d'erreur D, obtenu par soustraction des niveaux détectés en sortie des discriminateurs 212 et 222, représenté sur la figure 7 en fonction du décalage de temps At correspondant.Ce signal n'est significatif que sur l'intervalle de temps Et, +t3. L'acquisition de la synchronisation est réalisée par une recherche sur la plage -H, +AH, avec un pas maximum égal à 2t. En gardant les valeurs numériques indiquées ci-dessus, le pas serait égal à 2r = 0,2 ms. Une erreur de fréquence AF change le signal d'erreur en lui ajoutant une quantité proportionnelle à RAF, R étant la pente de la rampe de fréquence correspondant à la période symbole en coursez Comme indiqué ci-dessus l'erreur introduite sur le temps est en général faible.De plus, dans ce mode de réalisation elle a une valeur moyenne nulle car la moyenne de R est également nulle De la même manière qu'en évasion de fréquence deux liaisons utilisant une même fréquence conduisent à un brouillage intrinsèque sur un palier de fréquence, dans 1'invention décrite ci-dessus, lorsque deux liaisons utilisent simultanément la mEme rampe, et en partant de la même valeur finale pour la fonction précédente, il en résulte un brouillage dit intrinsèque. De même, un signal brouilleur qui émet des rampes de fréquence en fonction du temps au tgasard peut provoquer une mauvaise démodulation d'un symbole.Si le taux d'erreur ainsi induit est jugé inacceptable, un code correcteur d'erreur utilisé avant la modulation permettra de ramener le taux d'erreur à une valeur acceptable. L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation précisément décrits et représentés. En particulier, d'autres moyens de synchronisation peuvent être utilisés et en particulier des moyens de synchronisation extérieurs au démodulateur. Le procédé de transmission par étalement de spectre suivant l'invention et les postes émetteurs-récepteurs destinés à sa mise en oeuvre, peuvent être appliqués dans tous les réseaux comportant un certain nombre d'abonnés utilisant la même bande de fréquence au même moment. C'est en particulier le cas des réseaux de télécommunications par satellite, des réseaux radio-téléphoniques, ou encore des réseaux tactiques militaires. Ce procédé est particulièrement applicable pour rendre les liaisons discrètes, pour faciliter l'accès multiple aux réseaux, ou pour obtenir une bonne protection contre le brouillqeo Ce procédé ese particulièrement à recommander pour les liaisons å faibles débits où ies erreurs de fréquence sont importantes par rapport au débit doinform221OnF et où des temps d'acquisition relativement courts sont rechercrnés. REVENDICATIONS 1. Procédé de transmission par étalement de spectre, dans un réseau de communications comportant plusieurs postes émetteurs-récepteurs, caractérisé en ce que les communications y sont établies par modulation, par l'information, de signaux porteurs dont la fréquence varie suivant des fonctions continues successives de rangs i, fi(t), chacune de ces fonctions étant définie pour une période T, les signaux porteurs résultant étant également des signaux continus, la suite des fonction fi étant une suite pseudo-aléatoire de fonctions choisies dans un ensemble prédéterminé de fonctions possibles, cette suite étant entièrement déterminée pour une communication donnee par une clé propre au poste demandé et par une référence temporelle. 2. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que les fonctions fi sont des fonctions linéaires du temps dont la pente varie d'une manière pseudo-aléatoire et qui ont pour valeur de départ, la valeur atteinte par la fonction précédente à la fin de la période T précédente. 3. Procédé de transmission selon rune des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que pour l'établissement d'une communication un poste demandeur émet sur une loi pseudo-aléatoire de fréquence propre au poste demandé, chaque poste générant, en réception, un signal local suivant sa loi de variation pseudo-aléatoire de fréquence propre, pour la démodulation des signaux reçus. 4. Poste émetteur-récepteur pour la mise en oeuvre d'un procédé de transmission par étalement de spectre, caractérisé en ce qu'il comporte: - une partie émission comportant un générateur (11) de signal porteur à fréquence contindment variable suivant l'une de plusieurs suites pseudo-aléatoires de fonctions continues successives choisies dans un ensemble prédéterminé de fonctions possibles, cette suite étant entière- ment déterminée par une dé foumie par un générateur de clé (13) déterminant pour chaque communication une clé fonction du poste demandé dé, et par une référence temporelle fournie par une horloge (123, et un modulateur (14) recevant ce signal porteur à fréquence variable et le signal d'information à émettre dont la sortie est reliée à des circuits d'émission (15), - et une partie réception comportant un générateur (110) de signal local à fréquence continûment variable suivant une suite pseudo-aléatoire de fonctions continues successives choisies dans le même ensemble prédéterminé de fonctions possibles et entièrement déterminée par une clé propre au poste et par une référence temporelle fournie par une horloge (120), un mélangeur (140) ayant une entrée couplée à la sortie du générateur local (110) et une entrée reliée à la sortie de circuits de réception (150), un démodulateur (180) couplé à la sortie du mélangeur (140) par un filtre passe-bande (170) et un circuit de synchronisation (200) commandant un décalage de l'horloge de réception (120) en cas de désynchronisation entre le signal local et le signal reçu. 5. Poste émetteur-récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que les générateurs de fréquence (11, 110) sont des synthétiseurs de fréquence vobulables à haute vitesse. 6. Poste émetteur-récepteur selon l'une des revendications 4 et fi, caractérisé en ce que le circuit de synchronisation (200) estime la désynchronisation At entre l'horloge associée au signal reçu et l'horloge de réception (120) par analyse de la transformée de Fourier du signal reçu, le circuit de synchronisation (200) comportant à cet effet un circuit d'échantillonnage (201) dont la sortie est reliée à un circuit de transformation de Fourier (202), lui-même relié à un circuit de calcul de synchronisation (203) fournissant sur une sortie un signal de commande de décalage à l'horloge de réception (120). 7. Poste émetteur-récepteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit de calcul (204) fournit également un signal de commande de décalage de fréquence sur une seconde sortie reliée à une entrée de commande de décalage de fréquence du générateur de fréquence de réception (110). 8. Poste émetteur-récepteur selon l'une des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que le circuit de synchronisation estime la désynchronisation At entre l'horloge associée au signal reçu et l'horloge de réception (120) en comparant les raies résultant du mélange entre le- signal reçu et respectivement des signaux décalés dans le temps de + et -T par rapport au signal transmis par le générateur local de réception (110) au mélangeur de réception (140), le circuit de synchronisation comportant à cet effet deux lignes à retard (205, 21S) placées en série à la sortie du générateur local de fréquence (110), le mélangeur de réception (140) ayant son entrée reliée au point commun à ces deux lignes à retard, le circuit de synchronisation comportant en outre deux mélangeurs (210, 220) ayant des entrées respectivement reliées à la sortie du générateur de fréquence (110) et à la sortie des lignes à retard et des entrées reliées à la sortie des circuits de réception (lys0), les sorties de ces mélangeurs (210, 220) étant reliées via des filtres passe-bande (211, 221), des discriminateurs de fréquence (212, 222) et des détecteurs (213, 223) aux entrées d'un amplificateur différentiel (230) dont la sortie est couplée à l'entrée de commande de l'horloge de réception (120) par un filtre passe-bas (240).