Brevet FR2583938A1 — publié le 19861226

1_/2 2583938 FILTRE NUMERIQUE DE QUADRATURE ET DEMODULATEUR DE SIGNAL NUME- RIQUE MODULE EN FREQUENCE COMPRENANT UN TEL FILTRE La présente invention concerne un filtre numérique de quadrature comprenant n éléments de retard en série retar- dant chacun le signal d'entrée d'une valeur TE = 1/FE o FE est la fréquence d'échantillonnage, des voies en paral- lèle régulièrement espacées le long de la cascade d'éléments de retard et comprenant chacune un multiplicateur par un coef- ficient déterminé, un premier sommateur des sorties respec- tives de la moitié de ces multiplicateurs, et un deuxième som- mateur des sorties respectives de l'autre moitié de ces multi- plicateurs, les sorties de ces deux sommateurs constituant les sorties en quadrature, dites respectivement de référence et déphasée, dudit filtre. Elle concerne également l'utilisation d'un tel filtre de quadrature dans un démodulateur de fréquence. Un premier but de l'invention est de proposer un filtre numérique de quadrature présentant une réponse ampli- tude-fréquence identique pour la voie de référence et la voie déphasée de n/2 de ce filtre, avec en outre un nombre de com- posants plus faible que les réalisations antérieures, en vue de diminuer le prix de revient du filtre. L'invention concerne à cet effet un filtre tel que défini plus haut dans le préambule et caractérisé en ce que le nombre n d'éléments de retard est impair, en ce que (n+l)/2 premières et (n+l)/2 deuxièmes voies en parallèle prélèvent, les premières, respectivement le signal d'entrée et ce signal retardé de 2TE, 4TE,..., (n-l)TE et, les secondes, le signal d'entrée retardé de TE, 3TE, 5TE,..., nTE, et en ce que la suite des coefficients affectés aux (n+l)/2 mul- tiplicateurs des deuxièmes voies en parallèle est dans l'ordre exactement inverse de celui de la suite des coefficients -2- affectés aux (n+l)/2 multiplicateurs des deuxièmes voies en parallèle est dans l'ordre exactement inverse de celui de la suite des coefficients affectés aux (n+ l)/2 multiplicateurs des premières voies en parallèle. Avec la structure ainsi proposée, il est obtenu d'une part l'identité de la réponse amplitude-fréquence pour les parties de filtre délivrant respectivement le signal de sortie de référence et le signal de sortie déphasé, et d'autre part une réponse impulsionnelle plus brève que dans le cas des 1i réalisations antérieures, et ce pour un nombre de composants réduits par rapport à ces réalisations. Un autre but de l'invention est de proposer un dé- modulateur de fréquence incorporant un tel filtre de qua- drature. L'invention concerne alors un démodulateur d'un signal numérique modulé en fréquence comprenant un filtre de quadrature destiné à délivrer un signal de sortie dit de réfé- rence et un signal de sortie déphasé par rapport à celui-ci de 1 /2, caractérisé en ce qu'il comprend en sortie du filtre de quadrature un circuit de calcul de la phase instantanée D n des échantillons successifs Xn, en sortie de ce circuit de calcul un élément de retard d'une période d'échantillonnage, puis un premier circuit de soustraction destiné à déterminer l'expression en+l- On o In et In+l sont les phases instan- tanées correspondant à deux échantillons successifs Xn, Xn+l et aux échantillons déphasés des /2 correspondants Yn et Yn+l, et un deuxième circuit de soustraction destiné à déterminer l'expression en+l- Dn-A0 o AD est l'incrément de phase de la porteuse du signal modulé durant la période d'échantillonnage qui sépare les deux échantillons successifs. Les particularités de l'invention apparaîtront maintenant de façon plus détaillée dans la description qui suit et dans les dessins annexés donnés à titre d'exemples et dans lesquels: - les figures 1 et 2 montrent des filtres de - 3 - quadrature de type connu; - la figure 3 montre une structure de filtre de quadrature conforme à l'invention, et la figure 4 un mode de réalisation préférentiel de cette structure de filtre; - la figure 5 montre un exemple de réalisation d'un démodulateur de signal numérique modulé en fréquence in- corporant un filtre selon l'invention; - les figures 6 à 8 montrent des variantes per- fectionnées de réalisation d'un tel démodulateur. Le filtre numérique de quadrature de structure classique représenté sur la figure 1 comprend une entrée E sur laquelle se présente le signal d'entrée, n éléments 12a à 12n en série (n étant pair dans cet exemple) retardant chacun le signal d'entrée d'une valeur TE = 1/FE o FE est la pé- riode d'échantillonnage, (n/2)+l voies en parallèle réguliè- rement espacées le long de la série d'éléments de retard et comprenant chacune un multiplicateur 13 par des coefficients qui sont ici deux à deux égaux en valeur absolue et opposés en signes (respectivement al, as, -aso, -al), et un sommateur 14 des sorties de ces (n/2)+l voies. Une connexion mise en place entre le (n/2)ième et le (n/2 +l)ième élément de retard four- nit la sortie de référence Sll et la sortie du sommateur 14 constitue la sortie S12 déphasée de 7/2 radians par rapport à S11 (entre la fréquence0 et la moitié de la fréquence d'échantillonnage). La figure 2 montre la généralisation de ce prin- cipe à la réalisation d'un filtre déphasant aussi les sorties S21 et S22 de + /2 radians entre la fréquence 0 et la moitié de la fréquence d'échantillonnage, mais avec une réponse im- pulsionnelle plus courte. Le filtre comprend à cet effet, dans l'exemple représenté, sept éléments de retard 22a à 22n en série, (n+i) premières voies en parallèle conduisant à la sortie de référence 521 par l'intermédiaire de (n+i) multi- plicateurs 23r (coefficients: -a3, a2, - al, asO, aso, -ai, a2, -a3, cette fois-ci deux à deux égaux) et d'un sommateur 24r, - 4 - et (n+l) deuxièmes voies en parallèle conduisant à la sortie déphasée S22 par l'intermédiaire de (n+l) multiplicateurs 23d (coefficients: a3, a2, al, ao, -ao, -al, -a2, -a3, deux à deux égaux et opposés) et d'un sommateur 24d. Ce filtre de la figure 2 fait cependant intervenir un nombre important de coefficients et la réponse fréquen- tielle des deux voies déphasées n'est pas identique dans toute la bande de Nyquist. Le filtre proposé sur la figure 3 pour remédier à ces inconvénients comprend: - un nombre impair n d'éléments de retard 32a à 32n en série (ici 7); - un premier jeu de (n+l)/2 voies en parallèle prélevant respectivement le signal d'entrée, et ce signal d'entrée retardé de 2TE, 4TE,..., (n-l)TE; - (n+l)/2 multiplicateurs 33r, par des coeffi- cients respectivement égaux à -a3, -al, aO, a2 dans l'exemple représenté; - un sommateur 34r des sorties de ces multiplica- teurs, conduisant à la sortie de référence S31; - un deuxième jeu de (n+l) /2 voies en parallèle prélevant respectivement le signal retardé de TE, 3TE, TE,..., nTE; - (n+l)/2 multiplicateurs 33d, par des coeffi- cients respectivement égaux à a2, ao, -ai, -a3 dans l'exemple représenté, c'est-à-dire par une suite de coefficients se pré- sentant en ordre inversé de celui de la suite des coefficients affectés aux (n+l)/2 multiplicateurs 33r des premières voies; - un sommateur 34d des sorties de ces multiplica- teurs, qui conduit à la sortie déphasée 532 reproduisant la sortie de référence mais avec un déphasage de + n/2 radians. En généralisant l'exemple décrit, si l'on appelle Xa, Xb, Xc,..., X,....., Xn, Xn+l la suite des (n+l) échan- tillons consécutifs du signal d'entrée présents aux bornes des éléments de retard 32a à 32n (Xa étant l'échantillon qui a été retardé n fois, Xb celui qui l'a été (n-l) fois, etc..., et 258393g - 5 - Xn+l celui qui se présente à l'entrée du filtre), les deux sommations pondérées effectuées pour obtenir les deux sorties en quadrature sont égales l'une à: CO Xa + C2 Xc + 04 Xe + --...- + C(n-1)/2 Xn-1 (1) et l'autre à: C(n-l)/2 Xb + C(n-5)/2 Xd + --...- + C2 Xn-2 + CO Xn (2) La figure 4 montre une réalisation possible du filtre tel que représenté sur la figure 3 dans son principe. Cette réalisation préférentielle comprend les éléments de re- tard 46, 44, 42 en série et, reliées aux bornes de ces élé- ments, quatre voies en parallèle 51, 53, 55, 57 comprenant en série respectivement un premier multiplicateur 61 par le coef- ficient ao et un élément de retard 41, un deuxième multipli- cateur 63 par le coefficient -al et trois éléments à retard 43, un troisième multiplicateur 65 par le coefficient a2 et cinq éléments à retard 45, et un quatrième multiplicateur 67 par le coefficient -a3 et sept éléments à retard 47. Par ailleurs, les sorties de la voie 51 et de la voie 55 sont reliées aux deux entrées d'un additionneur 71, les sorties des multiplicateurs 63 et 67 aux deux entrées d'un additionneur 72, et les sorties de ces deux additionneurs aux deux entrées d'un additionneur 73 dont la sortie constitue la sortie dite de référence S31. De même, les sorties de la voie 53 et de la voie 57 sont reliées aux deux entrées d'un addi- tionneur 75, les sorties des deux multiplicateurs 61 et 65 aux deux entrées d'un additionneur 76, et les sorties de ces deux additionneurs aux deux entrées d'un additionneur 77 dont la sortie constitue la sortie dite déphasée S32. Chacun des élé- ments de retard apporte au signal qui le traverse un retard de la valeur TE déjà définie. L'examen de la figure 4 ainsi dé- crite montre qu'en effet le schéma ainsi proposé est équiva- lent à celui de la figure 3, avec cependant l'avantage de mi- nimiser le nombre des multiplicateurs. Les avantages du filtre décrit sur les figures 3 et 4 ou, de façon plus générale, de celui correspondant -6- aux deux expresssions (1) et (2) cidessus sont d'une part l'identité de la réponse amplitude-fréquence pour la partie de filtre délivrant la sortie de référence et pour celle délivrant la sortie déphasée, et d'autre part urr sensible raccourcissement de la durée de la réponse impuisionnelle et la réduction du nombre de composants coûteux par rapport au filtre de la figure 2. En outre, un tel filtre permet de calculer simplement l'amplitude d'un signal sinusoïdal échantillonné. En effet, comme les suites d'échantillons Xn et Yn apparaissant sur les sorties de référence et déphasée respectivement sont déphasées de X /2, ladite amplitude est égale à (X2n + Y2n)1/2, l'extraction de racine carrée pouvant être réalisée par exemple par l'intermédiaire d'une mémoire morte. De même, toujours dans le cas d'un signal sinusoï- dal échantillonné, un tel filtre de quadrature permet de dé- terminer la phase instantanée en d'un échantillon Xn en calcu- lant en = Arc tg (Xn/Yr). La division de Xn par Yn donne la tangente de la phase instantanée qui, par définition, est in- dépendante de l'amplitude du signal sinusoïdal. On peut donc calculer la phase elle-même à l'aide d'une table contenant la fonction arctangente, comme indiqué sur la figure 5 o l'on peut voir le filtre de quadrature 100 délivrant les échan- tillons Xn et Yn sur deux sorties reliées chacune à deux com- mutateurs 110 et 120, un diviseur 130 (de Xn par Yn quand Yn est supérieur ou égal à Xn, ou de Yn par Xn dans le cas con- traire, selon la position prise de façon correspondante par les commutateurs 110 et 120), et une mémoire 140 servant de table pour le calcul de la fonction arctangente. La relation entre la tangente et la cotangente permet encore d'utiliser la mémoire 140 même quand Yn est inférieur à Xn. On obtient alors la valeur de en à k w/2 près, indétermination qui est levée par un circuit 150 prévu à la suite de la mémoire 140 et des- tiné à examiner les signes de Xn et Yn- Si A est la sortie du diviseur 130 et B celle de -7 - la mémoire 140, on a A = IXn/YnI si IYnj est supérieur ou égal à Xn, ou A = IYn/XnI dans le cas contraire. La table qui permet la levée de l'indétermination sur la valeur de O n est la suivante, avec 51 52 S3 étant respectivement les signes de IXnI, de lYni et de IXn - IYnl: 51 52 53 valeur de On + + + - B + r/2 + + + B + u/2 - + + + B - /2 - - + - B - u/2 + + - +B + - - -B+ - + - - B - - - + B - Avec le schéma de la figure 5, on obtient ainsi, en sortie du diviseur 130, des résultats ne variant qu'entre +1 et -1, ce qui évite tout problème lié à des valeurs asymp- totiques, et permet de conserver en sortie de la mémoire 140 une précision constante sur la plage -r à + r radians. Si On et On+l sont alors les phases instantanées de deux échantillons successifs Xn et Xn+l d'un signal numé- rique modulé en fréquence et si AO est l'incrément de phase de la porteuse du signal modulé entre les deux échantillons, la démodulation numérique dudit signal est réalisable en caleu- lant l'expression On+l - On -AO, par exemple selon un schéma de démodulation tel que celui représenté sur la figure 6. Sur cette figure, au signal modulé présent à l'entrée du filtre de quadrature 200 correspondent des paires d'échantillons (Xn, Yn), (Xn+l, Yn+l), etc... en sortie de ce filtre. Ces échan- tillons, par exemple Xn+l et Yn+l sur la figure 6, sont en- voyés vers un circuit 205 de calcul de phase instantanée com- prenant des circuits 210, 220, 230, 240, 250 non représentés car rigoureusement identiques aux éléments 110 à 150 de la fi- gure 5 et fonctionnant de la même manière. Un premier circuit _ 8 _ de soustraction 270 reçoit le signal de sortie ' n+l de ce circuit 205 sur une première entrée positive et sur une deuxibme entrée négative, le signal de sortie In déterminé au cours du cycle de calcul précédent du circuit 205, en réponse à la présence de la précédente paire d'échantillons Xn, Yn en sortie du filtre de quadrature 200. Bien entendu, pour que les entrées du circuit 270 soient synchrones, le signal en a été retardé d'une période d'échantillonnage TE dans un élément à retard 260. Un deuxième circuit de soustraction 280 reçoit le signal An+l - en sur son entrée positive et A sur son entrée négative et fournit le signal de sortie du démodulateur. Cependant, lorsque le signal modulé en fréquence est accompagné d'un bruit non négligeable par rapport à ce si- gnal, la trajectoire de l'extrémité du vecteur résultant de l'addition du signal modulé et du bruit peut entourer l'ori- gine du repère de cette représentation vectorielle. Il en ré- sulte un saut de phase du vecteur résultant, de 2 X radians suivant le sens de l'enroulement de la trajectoire. Les démo- dulateurs de fréquence sont par conséquent caractérisés par un seuil au dessous duquel on observe une dégradation rapide du rapport signal/bruit en sortie quand ce même rapport diminue en entrée. Certains démodulateurs dits à seuil étendu ou à accroissement de seuil présentent l'avantage d'avoir un seuil inférieur de plusieurs décibels à ceux obtenus avec les autres démodulateurs. L'amélioration du seuil du démodulateur pré- cédemment décrit peut être obtenue, dans le cadre de la pré- sente invention, en changeant les coefficients du filtre de quadrature en fonction du rapport signal/bruit. Comme indiqué en traits interrompus sur la figure 6, il suffit alors de pré- voir en sortie du filtre de quadrature 200 et en parallètle sur le circuit 205 de calcul de fréquence instantanée un circuit 310 de calcul ou d'estimation du rapport signal/bruit. Le circuit 310 délivre un signal C qui permet, en fonction du rapport signal/bruit justement évalué, de changer - 9 - les coefficients du filtre de quadrature, plus précisément de modifier ces coefficients lorsque le rapport signal/bruit tombe au dessous d'un seuil déterminé, en vue de réduire la bande équivalente de bruit. L'amélioration du seuil du démodulateur décrit plus haut peut également être obtenue, dans le cadre de l'in- vention, en proposant le schéma de la figure 7. Le démodula- teur représenté sur cette figure comprend comme précédemment un filtre de quadrature 400 et un circuit 405 de calcul de phase instantanée comprenant lui-même, là encore, des circuits 410 à 450 non représentés car identiques à ceux déjà mention- nés et fonctionnant de la même manière. Un accumulateur, cons- titué par un additionneur 460 et un élément de retard 470 (prélevant la sortie de l'additionneur pour la renvoyer sur une de ses entrées, l'autre recevant l'incrément de phaseMA), permet de reconstituer à une constante près la phase de la porteuse. La sortie de l'accumulateur est envoyée sur une entrée négative d'un sommateur 490 dont l'autre entrée positive reçoit la sortie du circuit 405 de calcul de phase instantanée et dont la sortie est envoyée vers un filtre récursif. Ce filtre récursif comprend un sommateur 481 dont une entrée positive reçoit la sortie du sommateur 490 et dont la sortie est fournie à un multiplicateur 482. La sortie de ce multiplicateur, qui constitue la sortie du démodulateur qui est donc porteuse du signal démodulé, est par ailleurs fournie à un accumulateur, constitué de l'additionneur 483 et de l'élément de retard 484 et dont la sortie est renvoyée vers une entrée négative du sommateur 481. L'autre entree du multi- plicateur 482 reçoit le signal de sortie D d'un circuit 410 d'évaluation du rapport signal/bruit prévu, comme précédem- ment, en parallèle sur les deux entrées du circuit 405 de cal- cul de phase instantanée. Le fonctionnement du démodulateur de la figure 8 est le suivant. Comme précédemment, on calcule la phase - 10 - instantanée $ n d'un échantillon à l'aide du filtre de qua- drature et des autres éléments qui le suivent (voir la figure ). L'accumulateur (483,484) permet de son côté la reconsti- tution, à une constante près, de la phase de la porteuse. Le sommateur 481 permet ainsi, à une constante près, de supprimer la porteuse dans la suite des échantillons $ n, et le filtre récursif qui le suit se comporte comme une boucle à verrouil- lage de phase. Cette boucle, dont la sortie fournit le signal démodulé, est verrouillée sur le signal modulé transposé en bande de base. Les figures 6 (avec le circuit 310) et 7 illus- trent donc la mise en oeuvre de deux procédés d'amélioration du seuil qui utilisent l'un et l'autre un rétrécissement de la bande passante pour diminuer le bruit affectant le signal dé- modulé. Il en résulte certaines distorsions, mais les essais réalisés démontrent nettement que, malgré tout, ces deux pro- cédés améliorent la qualité subjective des images. On peut d'ailleurs combiner ces procédés en prévoyant, sur la figure 7, d'ajouter la connexion de rétroaction mise en place, sur la figure 6, en sortie du circuit d'évaluation du rapport si- gnal/bruit et qui est destinée à la commande de la modifica- tion des coefficients du filtre de quadrature lorsque ledit rapport descend au dessous d'un seuil déterminé (cette conne- xion est en traits interrompus sur la figure 7). Le circuit 410 d'évaluation du rapport signal/ bruit utilise les échantillons X et Y pour déterminer le carré de l'amplitude du signal utile et obtenir une estimation de la puissance de bruit. Une réalisation préférentielle de ce cir- cuit 410 est donnée sur la figure 8. Deux multiplicateurs 510 et 520 et un additionneur 530 permettent, à partir des échantillons Xn et Yn, le calcul du carré du module du signal bruité. Un filtre 540 supprime, dans le signal de sortie de l'additionneur 530, le bruit supposé à moyenne nulle. Un sous- tracteur 550 relié par ses entrées à l'entrée et à la sortie du filtre 540 calcule alors la valeur absolue de la différence - 11 - entre le carré du module du signal non bruité (après fil- trage), et délivre donc un signal représentatif du carré du bruit. Un filtre passe-bas 560 placé en sortie du soustracteur 550 fournit un signal représentatif de la puissance moyenne du bruit, et un diviseur 570 de la sortie du filtre 540 par ce dernier signal de sortie du filtre 560 délivre un signal ex- primant le rapport signal (démodulé)/bruit. Une table 650 identique à celle donnée précédemment (de détermination de la valeur de On en fonction de S1, S2, S3) fournit alors les si- gnaux de commande C et/ou D en fonction des seuils choisis. - 12 - REVENDICATIONS: 1. Filtre numérique de quadrature comprenant n élé- ments de retard en série retardant chacun le signal d'entrée d'une valeur TE = 1/FE o FE est la fréquence d'échantil- lonnage, des voies en parallèle régulièrement espacées le long de la cascade d'éléments de retard et comprenant chacune un multiplicateur par un coefficient déterminé, un premier som- mateur des sorties respectives de la moitié du nombre total de ces multiplicateurs, et un deuxième-sommateur des sorties res- pectives de l'autre moitié du nombre total de ces multi- plicateurs, les sorties de ces deux sommateurs constituant les sorties en quadrature, dites respectivement de référence et déphasée, dudit filtre, caractérisé en ce que le nombre n d'éléments de retard est impair, en ce que (n+l)/2 premières et (n+l)/2 deuxièmes voies en parallèle prélèvent, les pre- mières, respectivement le signal d'entrée et ce signal retardé de 2TE, 4TE,..., (n-Il)TE et, les secondes, le signal d'entrée retardé de TE, 3TE, 5TE,..., nTE, et en ce que la suite des coefficients affectés aux (n+l)/2 multipli- cateurs des deuxièmes voies en parallèle est dans l'ordre exactement inverse de celui de la suite des coefficients af- fectés aux (n+l)/2 multiplicateurs des premières voies en pa- rallèle. 2. Démodulateur d'un signal numérique modulé en fré- quence comprenant un filtre de quadrature conforme à la reven- dication 1 et destiné à délivrer un signal de sortie dit de référence et un signal de sortie déphasé par rapport à celui- ci de n/2, caractérisé en ce qu'il comprend en sortie du fil- tre de quadrature un circuit de calcul de la phase instantanée On des échantillons successifs Xn, en sortie de ce circuit de calcul un élément de retard d'une période d'échantillonnage, puis un premier circuit de soustraction destiné à déterminer l'expression (,n+l- 0 n) o On et On+l sont les phases instan- tanées correspondant à deux échantillons successifs Xn et Xn+l et aux échantillons déphasés de U/2 correspondants Yn et Yn+l, - 13 - et un deuxième circuit de soustraction destiné à déterminer l'expression (On+l- Dn- A) o AL est l'incrément de phase de la porteuse du signal modulé durant la période d'échantil- lonnage qui sépare les deux échantillons successifs. 3. Démodulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de calcul de phase instantanée comprend deux commutateurs qui reçoivent chacun en entrée la sortie Xn et la sortie Yn du filtre de quadrature, un diviseur relié aux deux sorties de ces commutateurs pour diviser Xn par Yn ou Yn par Xn selon que Yn est supérieur ou égal, ou au contraire in- férieur, à Xn, une mémoire de calcul de fonction arctangente et un circuit de levée d'indétermination destiné à donner la valeur de On selon le signe de IXnI, deJYnJ, et de IXnV-IYnl. 4. Démodulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend, en parallèle sur le circuit de calcul de phase instantanée, un circuit d'évaluation du rapport signal/ bruit destiné à commander une modification des coefficients du filtre de quadrature lorsque ledit rapport descend au dessous d'un seuil déterminé. 5. Démodulateur d'un signal numérique modulé en fré- quence comprenant un filtre de quadrature conforme à la reven- dication 1 et destiné à délivrer un signal de sortie dit de référence et un signal de sortie déphasé par rapport à celui- ci de i/2, caractérisé en ce qu'il comprend, en sortie du filtre de quadrature, un circuit de calcul de phase instan- tanée %n des échantillons successifs Xn dont la sortie est re- liée à l'entrée positive d'un premier sommateur recevant sur une entrée négative la sortie d'un accumulateur de reconsti- tution de la phase de la porteuse, la sortie dudit premier sommateur étant reliée à l'entrée d'un filtre récursif dont la sortie fournit le signal démodulé, et en ce qu'il comprend, en parallèle sur le circuit de calcul de phase instantanée, un circuit d'évaluation du rapport signal/bruit destiné à modi- fier le gain de boucle du filtre récursif lorsque ledit rap- port descend au dessous d'un seuil déterminé. - 14 - 6. Démodulateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le filtre récursif comprend un deuxième sommateur dont une entrée positive reçoit la sortie du premier sommateur et dont la sortie est fournie à un multiplicateur, la sortie de ce dernier étant elle-même envoyée vers un accumulateur dont la sortie est à son tour renvoyée vers une entrée néga- tive dudit deuxième sommateur, et l'autre entrée du multipli- cateur étant reliée à la sortie du circuit d'évaluation du rapport signal/bruit. 7. Démodulateur selon l'une des revendications 5 et 6, caractérisé en ce qu'il comprend, en sortie du circuit d'évaluation du rapport signal/bruit, une connexion de retour destinée à permettre une commande de modification des coef- ficients du filtre de quadrature lorsque ledit rapport descend au dessous d'un seuil déterminé. 8. Démodulateur selon l'une des revendications 4 à 7, caractérisé en ce que le circuit d'évaluation du rapport si- gnal/bruit comprend un circuit de calcul du carré du module du signal bruité, un filtre d'évaluation du carré du,module du signal non bruité, un soustracteur de ces carrés délivrant un signal représentatif du carré du bruit, un filtre d'évaluation de la puissance moyenne de ce bruit, un diviseur de la sortie desdits filtres destiné à exprimer le rapport signal/bruit, et un circuit de levée d'indétermination.