Brevet FR2578121A1 — publié le 19860829

La présente invention concerne un oscillateur multibande ayant une plage relativement large de fré- quences, approprié à une utilisation dans un tuner de télévision. Avec l'usage croissant des réseaux de distribution par câble, il est souhaitable que les tuners de télévision soient capables d'accorder les canaux par câble ainsi que de diffusion. Typiquement, de tels tuners "câble prêt" (c'est-à-dire "prêts" à accorder les canaux du câble sans un convertisseur de câble) sont subdivisés en sections correspondant aux plages respectives des fréquences. Par exemple, un tuner câble prêt peut comprendre une section ultra haute fréquence ou UHF pour les canaux de diffusion UHF et une section très haute fréquence VHF pour les canaux de diffusion VHF et par câble. Dans des buts de fiabilité et de prix, il est souhaitable de minimiser le nombre de pièces utilisées dans le tuner. A cette fin, il est souhaitable de n'utiliser qu'un seul oscillateur local dans chaque section du tuner. La présente invention concerne généralement un oscillateur local que l'on peut utiliser pour la totalité des canaux de diffusion VHF et par câble qui, par exemple, aux Etats Unis d'Amérique se trouvent dans une plage relativement large de fréquences entre 101 MHz et 509 MHz. Tandis qu'un tel oscillateur local est très souhaitable, il pose des problèmes du fait de sa plage relativement large de fréquences. Plus particulièrement, afin de tenir compte de la plage relativement large de fréquences utili- sant un circuit d'accord déterminant la fréquence n'ayant qu'une seule diode varactorrépondant à la tension d'accord, on a trouvé qu'il était nécessaire d'inclure des possibilités de commutation de bande pour choisir des inductances différentes à inclure dans le circuit d'accord avec la diode varactor selon la bande des fréquences du canal choisi. De tels agencements de commutation de bande se sont révélés introduire des éléments parasites qui forcent l'oscillateur local à osciller à des fréquences non souhaitées. La présente invention concerne des possibilités d'inhibition de telles oscillations non souhaitées dans un oscillateur local, capable d'osciller à travers toute une plage relativement large de fréquences comprenant un certain nombre de bandes de fréquences, du type comprenant un transistor, ayant des première et seconde électrodes reliées aux extrémités d'un trajet de courant réglable et une électrode de commande, qui est configuré en amplificateur avec la première électrode reliée à une source de potentiel de fonctionnement et la seconde électrode reliée à une source de potentiel de référence, une structure de réaction pour conditionner l'amplifica- teur pour qu'il oscille à travers toute la large plage de fréquences, et un circuit d'accord relié à l'électrode de commande comprenant un certain nombre d'inductances, un élément à capacité variable tel qu'une diode varactor et des éléments de changement de bande pour configurer le circuit d'accord pour différentes bandes de fréquences en réponse aux signaux de changement de bande. Plus particulièrement, la possibilité d'inhiber les oscillations non souhaitées comprend un moyen relié à la structure de réaction pour empêcher l'amplificateur d'osciller dans une bande prédéterminée lorsqu'une autre bande prédéterminée est choisie pour l'accord en réponse au signal de change- ment ou de commutation de bande correspondant à la bande choisie. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence au dessin schématique annexé donné uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lequel: - la figure unique montre sous forme schématique un mode de réalisation préféré de l'invention. Des valeurs typiques des composants sont indiquées sur le dessin. A moins que cela ne soit indiqué autrement, les valeurs sont en ohms, nanohenrys et picofarads. La figure unique montre un tuner de télévision pour l'accord de canaux de diffusion VHF et par câble. A titre d'exemple, pour une utilisation aux Etats Unis d'Amérique, le tuner est capable d'accorder des canaux pour lesquels les fréquences de porteuse image haute fréquence et d'oscillateur local sont spécifiées dans le tableau suivant. BANDE PLAGE HF (MHz) PLAGE BF (MHz) B1 55,25 - 83,25 101-129 B2 91,25 - 151,25 137-197 B3 157,25 - 265,25 203-311 B4 271,25 - 463,25 317-509 On notera que: la bande B1 correspond aux canaux de la bande de diffusion VHF basse (c'est-à-dire les canaux 2-6); la bande B2 correspond aux canaux dans une partie inférieure de la bande du câble sur bande moyenne; la bande B3 correspond aux canaux dans la partie restante de la bande du câble sur bande médiane,aux canaux dans la bande de diffusion VHF haute (c'est-à-dire les canaux 7-13),et aux canaux dans la partie inférieure de la bande du câble superbande; et la bande B4 correspond aux canaux dans la partie restante de la bande du câble superbande et aux canaux dans la bande du câble hyperbande. Une section séparée pour une cinquième bande pour les canaux de diffusion UHF (c'est-à-dire 14-69) n'est pas représentée. Un sélecteur de canal 10 comprenant par exemple un clavier du type de calculateur, par lequel un utilisateur peut introduire le nombre à deux chiffres correspondant au canal souhaité, est prévu. Le numéro de canal est trans- mis, sous forme de code numérique, à un générateur de tension d'accord 20, comprenant par exemple une boucle verrouillée en phase, pour convertir le numéro de canal en une tension d'accord, VT, dont la grandeur crrrespond au canal choisi. Le numéro de canal est egalement transmie à un sélecteur de bande 30 qui produit un signal de sélection de bande ou de changement de bande désignant la bande du canal choisi. Dans le mode de réalisation représenté, l'état actif de chacun des signaux de change- ment de bande, B1, B2, B3 et B4, produits par le sélecteur , est une haute tension positive comme +18 volts. L'état inactif est une tension proche du potentiel de la masse. Le sélecteur 30 produit un signal unique de change- ment de bande pour chaque bande,qui est indépendant de tous les autres signaux de changement de bande. En effet, chaque bande ne correspond qu'à un seul signal de change- ment de bande. Dans ce but, le sélecteur 30 peut simplement se composer d'un comparateur logique pour déterminer le moment o la désignation codée du canal souhaité sera dans les gammes des valeurs correspondant aux bandes respectives. La tension d'accord et les signaux de changement de bande sont appliqués à une section haute fréquence ou HF pour choisir le signal HF correspondant au canal choisi de la quantité de signaux HF reçus à une entrée VHF HF et fournissant le signal HF choisi à un mélangeur 50. La tension d'accord et les signaux de changement de bande sont également appliqués à un oscillateur local 60 qui produit un signal d'oscillateur local dont la fréquence correspond au canal choisi. Le signal d'oscillateur local est également appliqué au mélangeur 50 o il est combiné au signal HF choisi pour produire des signaux de somme et de différence de fréquences. La fréquence du signal d'oscillateur local est contrôlée de façon que le signal de différence de fréquences ait une fréquence porteuse d'image nominale telle que 45,75 MHz aux Etats Unis d'Amérique. Lorsque l'unité de réglage d'accord 20 comprend une boucle verrouillée en phase, le signal d'oscillateur local est également appliqué à l'unité de réglage d'accord par un diviseur de fréquence 70 que l'on peut appeler "pré-cadreur" qui divise la relativement haute fréquence du signal d'oscillateur local pour produire un signal ayant une fréquence compatible avec la plage des fréquences de fonctionnement de la boucle verrouillée en phase. L'objet de la présente invention concerne la construction de l'oscillateur local 60 et sera maintenant décrit en détail. L'oscillateur local 60 comprend un amplificateur et un circuit d'accord 200. L'amplificateur 100 comprend un transistor 101 du type NPN, en configuration de collecteur commun avec son collecteur relié par une résistance 103 à une source de tension d'alimentation ±-VS, son émetteur relié par une résistance 105 à une source de potentiel de référence montrée par la masse du signal et sa base reliée au circuit d'accord 200. Un réseau de réaction, comprenant un condensateur 107 relié entre la base et l'émetteur, un condensateur 109 relié entre l'émetteur et le collecteur, un condensateur 111 relié entre le collecteur et la masse du signal, et un condensa- teur 113 relié entre le collecteur et la base, conditionne l'amplificateur 100 pour qu'il oscille sur toute la plage des fréquences, c'est-à-dire 101-509 MHz, comprenant les bandes des fréquences B1, B2, 83 et B4. Pour garantir que l'oscillateur 100 sera capable d'osciller sur toute la plage relativement large des fréquences entre 101 et 509 MHz en toute fiabilité, on a trouvé qu'il était souhaitable de modifier la réaction en réponse à la tension d'accord. Plus particulièrement, cela est accompli en connectant un réseau capacitif sensible à la tension d'accord comprenant un condensateur 115, une diode varactor 117 et un condensateur 119 reliés en série entre la base et l'émetteur du transistor 101, en parallèle avec le condensateur 107. Les condensateurs 115 et 119 ont des valeurs relativement importantes et n'ont essen- tiellement pas d'effet sur la plage de capacité du réseau de modification de la réaction et servent principalement comme éléments de blocage du courant continu. Des résistances 121 et 123 sont prévues pour appliquer une partie de la tension d'accord, VT, à la diode varactor 117. La diode varactor 117 est polarisée pour augmenter la capacité entre la base et l'émetteur tandis que la fré- quence diminue en réponse aux diminutions -de la tension d'accord. Le circuit d'accord 200 comprend quatre bobines d'inductance 201, 202, 203 et 204 et une diode varactor 205 reliéesen série, dans l'ordre nommé, entre la masse du signal, par un condensateur 206, et la base du transis- tor 101. La tension d'accord, VT, est appliquée à la cathode de la diode varactor 205 par une résistance d'isolement 207. Une résistance 209, reliée entre l'anode - de la-diode varactor 205 et la masse du signal, forme un trajet de-retour pour la diode varactor 205. Un condensa- teur 211 connecté en shunt filtre la tension d'accord. Un condensateur 213 de faible valeur est relié à la diode varactor 205 pour aider à établir la plage de capacités variables du circuit d'accord. Des condensateurs 215 et 217 de relativement grande valeur sont reliés en série avec la diode varactor 205 pour isoler la cathode et l'anode des tensions continues développées à l'extrémité droite de la bobine d'inductance 204 et à la base du transistor 101, respectivement. Les condensateurs 215 et 217 n'affectent pas de manière significative la plage des capacités du circuit d'accord. Le changement ou la commutation de bande s'accomplit comme suit. Les cathodes des diodes embrochables 221, 222, 223 et 224 de changement de bande sont connectées à l'extrémité gauche de la bobine d'inductance 201, à la jonction entre les bobines d'inductance 201 et 202, à la jonction entre les bobines d'inductance 202 et 203 et à la jonction entre les bobines d'inductance 203 et 204, respectivement. Les anodes des diodes de commutation reçoivent les signaux de changement de bande Bi, B2, B3 et B4 par des réseaux respectifs résistance/condensateur 231/232, 233/234, 235/236 et 237/238, respectivement. Les condensateurs 232, 2578 121 234, 236 et 238 sont des condensateurs de filtrage. Les anodes des diodes de commutation 222, 223 et 224 sont également reliées à la masse du signal par des condensa- teurs 242, 243 et 244 respectivement. Les condensateurs 242 et 244 ont des valeurs relativement importantes et sont essentiellement des condensateurs de dérivation. Le condensateur 243 a une plus faible valeur que les oonden- sateurs 242 et 244 pour la raison expliquée ci-dessous. Une résistance 251, connectée entre la jonction de la diode 221 et de la bobine d'inductance 201 et la masse du signal, sert de retour pour les diodes 221, 222, 223 et 224. Lorsque l'une des diodes 221 222, 223 ou 224 est polarisée en direct pour être mise en circuit en réponse au signal respectif de changement de bande B1, 32, B3 et B4 qui est au niveau relativement élevé de tension active -positive comme +18 volts, le courant est forcé à s'écouler à travers la résistance 251 et une tension de polarisation inverse pour mettre les diodes restantes hors circuit est développée dans la résistance 251. Un réseau de polarisation de base, qui est relié entre l'inductance 204 et la base du transistor 101 et qui contourne le condensateur 215, la diode varactor 205 et le condensateur 217, comprend une résistance 261 reliée en série et une résistance 263 reliée en shunt. Lorsqu'un canal dans la bande B1 est choisi, le signal de changement de bande B1 est forcé à être à un niveau relativement haut de tension active positive comme +18 volts, correspondant à l'état actif, et une tension positive de polarisation pour mettre le transistor 101 en circuit est appliquée à la base du transistor 101 par la résistance 231, la diode de commutation 221, les bobines d'inductance 201, 202, 203 et 204 et le réseau de polari- sation de base 261/263. Lorsqu'un canal dans la bande B1, la plus basse bande des fréquences, est choisi, les diodes de commutation 222, 223 et 224 sont toutes mises hors circuit et un circuit accordé pour la bande B1 est formé, ayant l'inductance maximumni d'accord 9comprenant toutes les 2578 121' inductances 201, 202, 203 et 204. Lorsqu'un canal dans la bande B2 est choisi, la diode de commutation 222 est mise en circuit pour ainsi efficacement relier la jonction des inductances 201 et 202 à la masse du signal pour former un circuit accordé pour la bande B2 comprenant les bobines d'inductance 202, 203 et 204. Lorsqu'un canal dans la bande B3 est choisi, la diode de commutation 223 est mise en circuit pour former un circuit d'accord pour la bande B3 comprenant les bobines-d'inductance 203 et 204. D'une manière semblable, lorsqu'un canal dans la bande B4, la plus haute bande des fréquences, est choisi, la diode de commutation 224 est mise en circuit pour former un circuit accordé pour la bande B4, ayant l'inductance minimum d'accord ne comprenant que l'inductance 204 (en négligeant les éléments parasites que l'on décrira ci- après). Pour chacune des bandes B2, B3 et B4, la tension de polarisation de base est appliquée à travers la résis- tance respective 233, 235 ou 237. Du fait de la plage relativement large de fré- quences de l'oscillateur local 60, certains éléments parasites associés au circuit d'açcord 200 se sont révélés forcer l'oscillateur local à avoir tendance à osciller à des fréquences non souhaitées. La possibilité d'inhiber de telles conditions sera maintenant décrite. Lorsque la bande B1 est choisie, comme on l'a précédemment noté, les diodes de commutation 222, 223 et 224 sont mises hors circuit. Avec la configuration représentée, on a trouvé que dans la bande B1, les capa- cités parasites dans des bobines respectives d'inductance 201, 202, 203 ou 204 et les diodes de commutation "hors circuit" 222, 223 et 224 produisaient une seconde fréquence de résonance non souhaitée dans la bande B4 à peu près de l'ordre de 470 MHz à laquelle l'oscillateur local est capable d'osciller (en plus de la fréquence primaire souhaitée dans la bande B1). La solution à ce problème s'est révélée être de changer sélectivement le réseau capacitif de réaction, qui conditionne l'amplificateur 100 pour qu'il oscille, dans la bande Bl,afin de limiter la plage d'oscillations pour qu'elle soit inférieure à la fréquence non souhaitée. Plus particulièrement, cela est accompli en connectant un condensateur 131 et une diode de commutation 133 entre l'émetteur et le collecteur du transistor 101 en parallèle avec le condensateur 109. Le signal de changement de bande Bi est appliqué à l'anode de la diode de commutation 133 par un réseau d'isolement/filtrage comprenant une résistance en série 135 et un condensateur en shunt. 137. Le retour du signal de changement de bande B1 est formé par la résis- tance 105 qui est reliée à l'émetteur du transistor 101 et à la cathode de la diode de Commutation 133. Lorsqu'un canal dans la bande B1 est choisi, la diode de commutation 133 est mise en circuit et le condensateur 131 est relié en parallèle avec le condensateur 109 pour augmenter la capacité entre l'émetteur et le collecteur du transistor 101. La tension d'émetteur du transistor 101 est également accrue, ce qui change la polarisation du transistor 101. Il faut noter que tandis que le réseau commuté de capacité 131/133 inhibe des oscillations non souhaitées en dehors de la bande, il ne change pas le mode de fonc- tionnement de base de l'oscillateur local 60 et est par conséquent relativement simple par sa mise en oeuvre. De plus, le changement de la réaction à la manière décrite ci-dessus entre la bande B1 et les autres bandes, s'est révélé diminuer la perte de conversion et par conséquent augmenter le gain total du tuner dans la bande B4. ce qui peut être le cas si une valeur de capacité entre l'émetteur et le collecteur du transistor 101 était choisie comme un compromis entre les conditions pour les bandes B1 et B4. Le long de ces lignes, le réseau capacitif commuté 131/133 s'est également révélé étendre la gamme d'accord pour la bande Bl ce qui est avantageux par le fait que cela permet d'alléger d'autres retenues de conception. D'autres fréquences non souhaitées peuvent être produites du fait des inductances parasites du conducteur des diodes de commutation 221, 222, 223 et 224. Plus particulièrement, lorsqu'un canal dans la bande B4 est choisi et que la diode de commutation 224 est mise "en circuit" pour exclure les parties du circuit d'accord 200 à la gauche de la bobine 204 du circuit accordé pour la bande B4, l'inductance du conducteur de la diode 224 s'est révélée présenter une impédance suffisamment importante dans la bande B4, la bande des plus hautes fréquences, pour permettre efficacement aux éléments du circuit d'accord 200 à la gauche de l'inductance 204 et à leurs éléments parasites associés comme les capacités parasites dans les inductances 201, 202 et 203, d'être appliqués au circuit accordé pour la bande B4. En d'autres termes, la diode de commutation 224 "en circuit" ne met pas efficacement "hors circuit" la partie du circuit d'accord 200 à la gauche de l'inductance 204 et par conséquent permet de manière non souhaitable au courant du signal de s'. écouler. Cela provoque des résonances à des fréquences non souhaitées auxquelles l'oscillateur local 60 peut osciller. Ce problème est résolu par un réseau auxiliaire de changement ou de commutation de bande comprenant une diode de commutation 271 qui est reliée entre la ligne de commande de changement de bande de B4 et la ligne de commande de changement de bande de B3. Lorsqu'un canal dans la bande B4 est choisi, le niveau relativement important de la tension positive active du signal de changement de bande B4 force la diode de commutation 223 pour la bande B3, ainsi que la diode de commutation 224 pour la bande B4. à se mettre en circuit. Cela réduit de manière significative le couplage de la partie du circuit d'accord 200 à la gauche de la bobine d'inductance 204 au circuit accordé pour la bande B4 (à la droite de la bobine d'inductance 203) et inhibe efficacement la création de résonances à des fréquences non souhaitées. Tandis que la diode de commutation 222 peut également être mise en circuit pour des raisons semblables de la même manière par la connexion d'une autre diode de commutation entre la ligne de commande de changement de bande de B4 et la ligne de commande de changement de bande de B2, dans la configuration représentée, cela s'est révélé ne pas être nécessaire. Par suite, la puissance supplémen- taire requise pour mettre les trois diodes de commutation 224, 223 et 222 en circuit dans la,bande B4 est avanta- geusement économisée. La diode 271 est polarisée pour permettre au signal B4 de changement de bande de mettre en circuit la diode 223 de changement de la bande B3 mais pour empêcher le signal B3 de changement de bande de mettre en circuit la diode 224 de changement de bande de B4. Le réseau auxiliaire de changement de bande comprend également une diode de commutation 273 qui est reliée en série dans la ligne de commande de changement de bande de B3 et qui est polarisée pour permettre au signal B3 de changement de bande de mettre en circuit la diode 223 de changement de bande de B3mais pour empêcher la tehsion sur la ligne de commande de changement de bande de B3 d'être affectée par le signal B4. Les fonctions d'isolement des diodes 271 et 273 sont très souhaitables car il est souhaitable de contrôler le changement de bande des autres circuits accordés tels que ceux inclus dans l'étage HF 40, indépendamment les uns des autres. Comme les diodes 271 et 273 isolent le condensateur 243 des lignes de commande de B3 et B4, une résistance 275 de grande valeur est reliée en dérivation avec le condensa- teur 243 pour lui permettre de se décharger. Normalement, les condensateurs 242, 243 et 244 associés aux diodes de changement de bande 221, 222, 223 et 224 sont tous choisis pour avoir des valeurs relative- ment importantes (par exemple tous peuvent être choisis pour être des condensateurs de 470 picofarads) de façon à avoir des impédances négligeables à travers touts la plage des fréquences de l'oscillateur local 60. Cependant, l'un (ou plusieurs) de ces condensateurs peut être choisi 2578-121 pour avoir une valeur considérablement plus faible (comme 82 picofarads) afin d'influencer les caractéristi- ques de réponse en fréquence de la bande (ou des bandes) avec lesquelles ils sont associés. Dans la configuration représentée, on a trouvé qu'il était souhaitable de choisir la valeur du condensateur 243 pour qu'elle soit de 82 picofarads afin que les circuits accordés de l'étage haute fréquence 40 et de l'oscillateur local 60 se suivent avec précision en réponse à la tension d'accord sur toute la bande B3. Malheureusement, cela s'est révélé avoir un effet néfaste sur la possibilité d'introduction, par la partie du circuit d'accord 200 à la gauche de la diode 203, comprenant les bobines d'inductance 201 et 202 et les éléments parasites associés, de résonances non souhaitées lorsqu'un canal dans la bande B3 est choisi, malgré les possibilités décrites ici de changement de bande auxiliaire. Cependant, cela a été remédié en changeant la valeur de la résistance 235 d'une valeur relativement élevée (comme 1.000 ohms) à une valeur considérablement plus faible (comme 330 ohms). Cette solution sera comprise en considérant le fait que, comme les condensateurs 206 et 236 ont une valeur relativement importante (comme 470 picofarads), lesquels ont des impédances négligeables dans la plage des fréquences de l'oscillateur local 60, la résistance 235 est efficacement en shunt avec le condensateur 243 et avec la combi- naison en série des bobines d'inductance 201 et 202. Le résultat en est que le Q de la partie du circuit accordé à la gauche de la bobine d'inductance 203 a été réduit au point o il n'introduit pas de résonances non souhai- tées lorsqu'un canal de la bande B3 est choisi. Le signal à la sortie de l'oscillateur local 60 est pris à l'émetteur du transistor 101. Le signal à la sortie de l'oscillateur local 60 est appliqué au mélangeur 50 par un circuit de couplage 300 comprenant un diviseur de tension 310 et un condensateur 320. Le signal à la sortie de l'oscillateur local 60 est appliqué au pré-cadreur 70 par un circuit de couplage 400 comprenant un circuit accordé en parallèle 410 et un condensateur 420. Le circuit accordé en parallèle 410 a une importance spéciale par le fait qu'il tient compte de la réponse en fréquence d'entrée souhaitée du précadreur 70 à la manière suivante. Des pré-cadreurs appropriés à une utilisation dans des tuners de télévision comme le circuit intégré CA3163 commercialisé par RCA Corporation, Sommerville, New Jersey, Etats Unis d'Amérique, ont Jo typiquement une sensibilité d'entrée qui est plus impor- tante à une certaine fréquence moyenne et plus faible aux fréquences plus basse et haute. De plus, si le signal d'oscillateur local est d'une amplitude relativement faible, comme cela peut être au canal des plus basses fréquences, c'est-à-dire le canal 2,et a une composante harmonique d'ordre deux significative le pré-cadreur peut de manière non souhaitable répondre à la composante harmonique d'ordre deuxi perturbant ainsi le fonctionnement de la boucle verrouillée en phase à laquelle est reliée la sortie du pré-cadreur. Le circuit accordé en parallèle 410 résout ce problème en produisant une caractéristique de transfert (c'est-a-dire le rapport de la tension de sortie à la tension d'entrée) qui est plus faible à la fréquence harmonique de second ordre pour le canal 2, c'est-à- dire environ 202 MHz, et plus forte aux fréquences supérieure et inférieure. Pour accomplir cela, la bobine d'inductance 411 et le condensateur 413 du circuit accordé 410 sont choisis pour résonner à la fréquence harmonique de second ordre, c'est-à-dire 202 MHz, du signal d'oscillateur local pour le canal 2. De manière souhaitable, le condensateur 413 est le condensateur parasite en shunt de l'inductance 411. La résistance en parallèle 415 détermine la largeur de bande du circuit accordé 410 pour la plage des fréquences de l'oscillateur local 60. R EV E N D I CATIONS 1.- Oscillateur local dans un système d'accord pour un téléviseur, capable d'osciller sur toute une plage relativement large de fréquences comprenant un certain nombre de bandes de fréquences, du type comprenant: un transistor ayant des première et seconde électrodes reliées aux extrémités d'un trajet de courant réglable et une électrode de commande pour commander le courant s'écoulant dans le trajet de courant, ledit transistor étant configuré en amplificateur avec ladite première électrode reliée à une source de tension de fonc- tionnement et ladite seconde électrode reliée à une source de potentiel de référence; un moyen pour conditionner ledit amplificateur pour qu'il oscille sur toute la plage de fréquences, un élément à capacité variable; un certain nombre de bobines d'inductance reliées en série; une source de signaux de sélection de bande; un certain nombre de moyens de commutation reliés à certaines des bobines d'inductance pour sélectivement coupler lesdites inductances dans un circuit accordé avec ledit moyen formant capacité variable en réponse à des signaux respectifs de sélection de bande; un moyen pour coupler ledit circuit accordé à ladite électrode de commande; caractérisé par un moyen (131, 133) relié audit moyen de condition- nement (107, 109, 111, 113) pour empêcher ledit amplifica- teur (101) d'osciller dans une bande prédéterminée lors- qu'une autre bande prédéterminée est choisie pour un accord en réponse au signal de sélection de bande correspondant à ladite bande choisie. 2.- Oscillateur selon la revendication 1, du type o: le moyen de conditionnement précité comprend un moyen capacitif de réaction relié entre deux des électrodes précitées du transistor précité et caractérisé en ce que le moyen précité empêchant l'amplificateur d'osciller comprend un moyen de modification de capacité (131, 133) pour modifier les caractéristiques capacitives du moyen capacitif de réaction. 3.- Oscillateur selon la revendication 2 du type o le moyen de conditionnement précité comprend un premier condensateur relié entre les première et seconde électrodes précitées; et caractérisé en ce que le moyen précité empêchant l'amplificateur d'osciller comprend un second condensateur (131) et un moyen de commutation (133) reliés en série entre lesdites première:et seconde électrodes, ledit moyen de commutation répondant audit signal de sélection de bande correspondant à ladite bande chioisie pour relier ledit second condensateur en parallèle avec ledit premier condensateur (109). 4.- Oscillatpur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les bobines d'inductance (201, 202, 203, 204) précitées sont couplées en série avec la capacité variable (205) précitée entre le point de potentiel de référence et l'électrode de commande. 5.- Oscillateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le transistor (101) précité est un transistor bipolaire, les première, seconde électrodes et l'électrode de commande étant le collecteur, l'émetteur et la base dudit transistor bipolaire. 6.- Oscillateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le moyen précité de commutation comprend des diodes (221, 222, 223, 224). 7.- Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que - le moyen capacitif de réaction comprend un premier condensateur (107) relié entre l'électrode de commande et la seconde électrode, un second condensateur (109) relié entre les première et seconde électrodes et un troisième condensateur (111) relié entre la première électrode et le point de potentiel de référence. 8.- Oscillateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que une sortie est reliée à l'une des première et seconde électrodes précitées. 9.- Oscillateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le transistor précité est un transistor bipolaire (101) ayant une base, un émetteur et un collecteur qui sont reliés pour former un amplificateur monté en collecteur commun, ayant un moyen capacitif de réaction (109) relié entre deux desdites électrodes dudit transistor pour conditionner ledit amplificateur monté en collecteur commun pour qu'il oscille sur la plage précitée de fréquences. 10.- Oscillateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen précité empêchant l'amplificateur d'oscil- ler comprend un moyen de modification de capacité (131, 133) pour modifier les caractéristiques de capacité du moyen capacitif de réaction en réponse au signal précité de sélection de bande correspondant à la bande choisie précitée. 11.- Oscillateur selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyen précité de conditionnement comprend un premier condensateur (107) relié entre la base et l'émetteur précités, un second condensateur (109) relié entre l'émet- teur et le collecteur, et un troisième condensateur (111) relié entre le collecteur et un point de potentiel de référence; et le moyen précité empêchant l'amplificateur d'osciller comprend un quatrième condensateur (131) et un moyen de commutation (133) reliés en série entre ledit émetteur et ledit collecteur, ledit moyen de commutation répondant au signal de sélection de bande correspondant à ladite bande choisie pour coupler ledit quatrième condensateur en parallèle audit second condensateur. 12.- Oscillateur selon la revendication 11, caractérisé en ce que les bobines d'inductance précitées sont reliées en série avec une diode varactor entre un point de potentiel de référence et la base précitéeo 13.- Oscillateur selon la revendication 9, caractérisé en ce que une sortie est reliée au collecteur ou à l'émetteur précité. 14.- Oscillateur selon la revendication 10, caractérisé en ce que la sortie précitée est reliée à ' émetteur précité.