Brevet FR2577092A1 — publié le 19860808

La présente invention se rapporte à un appareil pour détecter des signaux vidéo non standards, lequel appareil peut être utile en conjonction avec un circuit de traite- ment de signaux vidéo qui contient des mémoires de trame ou d'image. Des mémoires de stockage de trame et d'image peu- vent être utilisées dans des systèmes de traitement de si- gnaux vidéo tels que des filtres en peigne, des systèmes à balayage progressif et des systèmes de réduction tempo- raire du bruit. Dans chacun de ces systèmes, des échantil- lons qui sont séparés par le temps d'une trame ou d'une image sont combinés pour produire des échantillons traités. Ces systèmes sont généralement conçus pour opérer sur des signaux qui sont bien en corrélation d'une trame à l'autre ou d'une image à l'autre. Lorsque des signaux vidéo ne sont pas bien en corrélation du fait d'un mouvement entre trames ou parce que les signaux sont produits par une source non standard, la performance du processeur de signaux de la mémoire de trame ou d'iriage peut se dégrader. Il est souhaitable d'annuler au moins partiellement le traitement de la trame ou de l'image lorsqu'un manque de corrélation est détecté pour diminuer la dégradation de l'image reproduite. Par exemple, de nombreux systèmes de traitement de signaux de mémoire de trame comprennent des détecteurs du mouvement qui modifient ou soustraient les étapes de traitement de la mémoire de la trame pour des parties de l'image qui présentent des objets mobiles. Comme on l'a indiqué ci-dessus, les signaux de sources non standards, ou signaux non standards,peuvent être mal mis en corrélation d'une trame à l'autre od'une image à 1 'autre. Tel qu'utilisé dans la présente des- cription, le terme signal non standard signifie un signal vidéo couleur dans lequel le rapport de la fréquence de sous-porteuse de chrominance, fsc à lafréquence de balaya- ge horizontal, fH' s'écarte de manière significative du standard défini. Ce rapDort peut btre critique pour des systèmes de traitement de signaux vidéo à donnés échan- tillonnées, comme des téléviseurs numériques.Dans ces systèmes, la fréquence d'échantillonnage est usuellement choisie pour être un multiple de fsc pour utiliser avan- tageusement les relations entre les signaux qui sont dictées par le standard particulier du signal vidéo. Par exemple, dans le standard NICS, la fréquence fsc est le 455 ème harmonique de la moitié de la fréquence horizontale f Comme fsc est l'harmonique de la moitié de fH' il y a un déphasage de 180 dans le signal de chrominance d'une ligne à l'autre et d'une trame à l'autre tandis qu'il n'y a pas de déphasage dans les composantes du signal de luminance. Cette relation est exploitée par des filtres en peigne de trame et de ligne pour séparer les composantes de luminance et de chrominance des signaux vidéo composites. Lorsque des signaux vidéo composites pris à une fréquence de 4fSc sc sont soustraits d'échantillons retardés du temps d'une ligne ou d'une trame, les composantes de luminance des échantillons ont tendance à s'annuler, ne laissant que les composantes de chrominance. De même, lorsque des échantillons séparés par une ligne ou une trame sont ajoutés, les com- posantes de chrominance ont tendance à s'annuler, ne laissant que les composantes de luminance. Pour qu'un filtre en peigne de la trame soit efficace, les échantillons des deux trames peuvent être très précisément alignés. Si des échan- tillons mal alignés sont appliqués à un filtre en peigne, les composantes de luminance et de chrominance des échan- tillons peuvent ne pas être en corrélation et en conséquence le filtre en peigne peut produire des signaux déformés de chrominance et de luminance. Un défaut d'alignement de l'échantillon d'une trame à l'autre ou d'une image à l'autre peut poser un problème pour d'autres types de processeurs de signaux à mémoire de trame ou d'images également. Par exemple, si le rapport moyen de f sc fHne correspond pas au rapport stan- dard, comme dans certains jeux vidéo et calculateurs per- sonnels, l'image peut se mettre en biais d'une trame à l'autre. Ce biais peut forcer un.système à balayage progres- sif de la trame à présenter une image déchiquetée et peut provoquer une perte uniforme de la résolution horizontale de l'image pour des signaux traités par un filtre réduc- 1D teur de bruit récursif. Des problèmes de défaut d'alignement peuvent cepen- dant se produire même si le rapport moyen de fsc à fH corres- pond au rapport standard, si le rapport instantané change de manière significative d'une ligne à l'autre. Par exemp- j le, dans desenregistreurs sur bande vidéo (VTR's) et dans des tournevidéodisques la fréquence horizontale, fHI est déterminée par la vitesse de la bande ou disque tandis que la fréquence de sous-porteuse, fsc' est déterminée par un cristal piézoélectrique. Du fait des imperfections dans la bande ou le disque, fH peut varier de manière si- gnificative d'une ligne à l'autre tandis que fSc reste relativement fixe. Cette variation du rapport de fsc à fH peut produire une distorsion aux bords des objets pour des images traitées par un filtre en peigne de trame ou d'ima- ge, elle peut réduire de manière statistique la résolution horizontale d'un système réducteur de bruit temporaire et elle peut forcer un système à balayage progressif à pré- senter une image déchiqustée. Des détecteurs de signaux non standards existent qui font la discrimination entre des signaux diffusés et de télévision par câble, qui se conforment très précisément aux signaux standards et non standards de jeux vidéo ou de calculateurs personnels. Cependant, un grand nombre de ces détecteurs peuvent ne pas être capables de détecter des signaux non standards de VTR et de tourne-vi-éodisques. 4- S2577092 Le brevet US 4 335 403 intitulé "Horizontal Countdown' System for Television Receivers" révèle un type d'un détecteur de signaux non standards. Ce détecteur compare une impulsion de synchronisation traitée ayant une largeur d'impulsion de 280ns à une "impulsion centrale de retour" ayant une largeur d'impulsion de 560 ns. En supposant qu'un chevauchement de 70 ns est nécessaire pour détecter la coïncidence, ce système permet à des signaux pouvant s'écarter du standard d'autant que 6 échantillons de 7Ons dans une ligne horizontale, de passer en tant que signaux standards. Ces signaux pourraient dégrader de manière - sérieuse la performance d'un processeur de signaux de trame ou d'image. Un autre détecteur de signaux non standards est décrit dans le brevet US 4 454 531 intitulé "Digital Circuit For Providing A Binary Signal On The Occurence Of A Predetermined Frequency Ratio Of Two Signals". Le détecteur décrit dans cette référence utilise un compteur pour dériver une impul-. sion à la fréquence de balayage horizontal d'un signal d'horloge d'échantillonnage qui est fixe en fréquence rela- tivement à la fréquence de sous porteuse couleur. Un multi- vibrateur monostable étend ces impulsions à la fréquence horizontale pour qu'elles aient au moins deux périodes d'horloge de large. Les impulsions étendues sont appliquées à l'entrée haut/bas d'un second compteur et des impulsions de synchronisation horizontale, dérivées du signal d'entrée, sont appliquées à l'entrée d'horloge du second compteur. Le second compteur compte pour toute impulsion de synchro- nisation horizontale qui tombe dans la fenêtre définie par l'impulsion étendue à la fréquence de balayage horizontale (c'est-à-dire pour des signaux standards et décompte pour les impulsions de synchronisation horizontale qui ne tombent dans cette fenêtre (c'est-à-dire pour les signaux standards). Si la valeur maintenue par le second compteur à la fin d'une trame est au-delà d'un seuil prédéterminé, les signaux qui ont produit la trame sont supposés être standards et la valeur maintenue par un troisième compteur est augmentée. Cependant, si la valeur maintenue par le second compteur à la fin d'une trame tombe en dessous de ce seuil, la valeur maintenue par le troisième compteur est établie à zéro. Lorsque la valeur dans le troisième compteur atteint à peu près 1000, le signal à la sortie du détecteur change pour indi- quer que des signaux standards sont traités. Le retard de 1000 trames peut rendre ce détecteur non approprié à une utilisation avec une mémoire de trame ou d'image.Une perte temporaire de coincidence dans un signal autrement standard du fait d'un changement entre deux caméras, par exemple, peut forcer le détecteur à inhiber le traitement de la mémoire de trame ou d'image réduisant la qualité de l'image visualisée. Dans le sys- tème NTSC, le retard de 1000 trames forcera l'image de faible qualité à être visualisée pendant 13 secondes avant que le traitement du signal de mémoire de trame ou d'image puisse reprendre. La présente invention concerne un détecteur de signaux non standards, faisant la discrimination entre des signaux vidéo ayant un rapport de la fréquence de balayage horizontal à la fréquence de sous-porteuse couleur qui se conforme très précisément à un signal standard prédéfini, et des signaux vidéo ayant un rapport qui ne s'y conforme pas, tout en utilisant un appareil moins complexe que les détecteurs de signaux non standards de l'art antérieur. Selon un exemple J'un mode de réalisation de la présente invention, un détecteur de signaux non stan- dards est prévu pour une utilisation dans un système de traitement de signaux vidéo comprenant une source de signaux vidéo composites comportant une composante du signal de salve couleur et une composante du signal d'impulsion de synchronisation horizontale et un moyen pour développer un signal d'horloge ayant une fréquence sensiblement pro- portionnelle à la fréquence de ladite composante du si- gnal de salve couleur. le détecteur de signaux non stan- dards comprend un moyen de division de fréquence, relié au moyen développant les signaux d'horloge et répondant à un signal de commande (pouvant être à des premier et second états) pour produire alternativement l'un des premier et second signaux impulsionnels respectivement. Le premier signal impulsionnel a une fréquence qui est sensiblement égale à la fréquence moyenne dudit signal impulsionnel de syn- chronisation horizontale tandis que le second signal im- pulsionnel a une fréquence considérablement différente de ladite fréquence moyenne, avec la largeur d'impulsion des- dits premier et second signaux impulsionnels étant plus faible que le double de la période dudit signal d'horloge. Le détecteur de signaux non standards comprend de plus un moyen, relié à la source de signaux composites, pour déve- lopper un signal impulsionnel horizontal qui est sensible- ment en synchronisme avec ladite composante du signal im- pulsionnel de synchronisation horizontale et dont la lar- geur d'impulsion est plus faible que la moitié de la pério- de de la composante du signal de salve couleur. Le détecteur - de signaux non standards comprend également un moyen de dé- tection de coïncidence, relié audit moyen diviseur de fré- quence et audit moyen développant uh signal d'impulsion horizontale pour produire ledit signal de commande pour ledit moyen de division de fréquence qui est dans ledit premier état lorsque les impulsions du signal produit par le moyen diviseur de fréquence recouvrent les impulsions dudit signal d'impulsion horizontale au moins une fois en un nombre prédéterminé de périodes dudit signal d'im- pulsion horizontale et qui est autrement dans un second- état. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci ap- paraitront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence à plusieurs dessins illustrant un mode de réalisation de l'invention, et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma bloc d'une partie d'un système de traitement de signaux numériques de télévision o est incorporé un mode de réalisation de la présente invention; - la figure 2 donne un schéma bloc montrant un agencement de circuit approprié à une utilisation dans le mode de réalisation montré sur la figure 1; - la figure 3 donne un schéma bloc d'un multi- vibrateur monostable redéclenchable numérique que l'on peut utiliser dans l'agencement de circuit montré sur la figure 2; - la figure 4A donne un schéma bloc montrant un filtre en peigne adaptif approprié à la mise en oeuvre d'une fonction de processeur de signaux dans le système de la figure 1; - la figure 48 donne un shéma bloc montrant un filtre réducteur de bruit récursif approprié de manière alternée à la mise en oeuvre de la fonction de processeur de signaux dans le système montré sur la figure 1. Sur les dessins, les flèches larges représentent des bus pour des signaux numériques à plusieurs bits en parallèle. Les flèches en ligne représentent des connexions transmettant les signaux analogiques ou des signaux numé- riques à un seul bit. Selon la vitesse de traitement des dispositifs, des retards de compensation peuvent être requis dans certains destrajets de signaux. Toute per- sonne compétente en la matière de la conception du cir- cuit numérique saura o ces retards seront nécessaires dans son système particulier. Sur la figure 1, une source de signaux vidéo com- posites 10, qui peut comprendre le tuner, l'amplifica- teur à fréquence intermédiaire et le détecteur vidéo -5 d'un téléviseur couleur conventionnel, applique des signaux vidéo composites analogiques à un circuit 16 séparateur de synchronisation. Le séparateur de synchro- nisation 16 produit des impulsions de synchronisation horizontale et verticale et des impulsions de déclenche- ment de la salve à partir des signaux vidéo analogiques composites, par des moyens conventionnels. Les impulsions de synchronisation horizontale sont appliquées à la bouc- cle verrouillée en phase horizontale (PLL) 20. La PLL 20 produit un signal qui est verrouillé en phase sur les impulsions de synchronisation horizontale du séparateur 16. De manière idéale, la PLL 20 a une gamme de blocage relativement large de façon à pouvoir répondre rapide- ment à des déphasages des impulsions de synchronisation horizontale dérivées des signaux vidéo composites. Une boucle verrouillée en phase horizontale appropriée peut être construite à partir de composants conventionnels comme le circuit intégré RCA CD4046A. La PLL 20 a pour fonction principale de produire des signaux de synchronisation horizontale relativement exa,-pts de bruit. Dans des systèmes o la sensibilité au bruit n'est pas une considération importante de conception, la PLL 20 peut être retirée. Les impulsions à la fréquence horizontale ver- rouillées en 2hase à la sortie de la PLL 20 sont appliquées à un circuit formeur d'impulsions qui comprend une porte ET 19, un élémentretardateur 21 et un inverseur 23. La borne de sortie de la PLL 20 est reliée à l'élément re- tardateur 21 et à une borne d'entrée de la porte ET 19. L'élément retardateur 21 applique des impulsions retar- dées à l'inverseur 23, dont la borne de sortie est reliée à la seconde borne d'entrée de la porte ET 19. Les im- 9 2577092 pulsions produites par la porte ET 19 commencent sensiblement en même temps que les impulsions de la PLL 20 mais ont une largeur d'impulsion à peu près égale au retard produit par l'élémentretardateur 21. Dans le présent mode de réalisation, ce retard est inférieur à 140 ns, donc le signal HS, produit par la porte ET 19, est un signal impulsionnel à la fréquen- ce horizontale qui est verrouillé en phase sur la compo- sante de synchronisation horizontale du signal vidéo composite reçu et qui a une largeur d'impulsion relati- vement étroite (comme moins de deux périodes du signal d'horloge à 4fsc) Les impulsions de synchronisation verticale du séparateur 16 sont appliquées à une PLL de fréquence ver- ticale conventionnelle 18 qui produit un signal de syn- chronisation verticale,"VS. Le signal VS est verrouillé en phase et en fréquence sur les impulsions de synchro- nisation verticale dérivée des signaux vidéo composites par le séparateur 16. Le signal de déclenchement de la salve, BG, est appliqué par le séparateur 16 à une PLL 14 qui pro- duit un signal d'horloge d'échantillonnage dont la fréquence est égale à quatre fois la fréquence du signal de sous- porteuse couleur et qui est verrouillé en phase sur la composante de la salve de synchronisation de couleur des signaux vidéo composites. La PLL 14 peut être une PLL à commande numérique conventionnelle, semblable à celle révélée dans le brevet US NI 4 291 332 intitulé "Phase-Locked Circuit". Le signal d'horloge à 4f produit sc par la PLL 14 est appliqué au convertisseur analogique- numérique (ADC) 12 pour contrôler l'allure à laquelle les échantillons numériques, représentant les signaux vidéo composites de la source 10, sont produits par le ADC 12. Les échantillons numériques produit par -le ADC 12 sont appliqués à la PLL 14. La PLL 14 utilise le signal de déclenchement de la salve, BG, pour extraire, de ces échantillons vidéo composites, les échantillons de salve couleur qui sont utilizés pour verrouiller en phase les signaux d'horloge à 4fc sc Les signaux de synchronisation horizontale et verticale, HS et VS, et le signal d'horloge à 4fsc sont appliqués à un détecteur de signaux non standards 22. La figure 2 donne un schéma bloc montrant les détails du détecteur de signaux non standards 22. Sur cette figure, le signal d'horloge à 4fsc est appliqué à la borne d'entrée de compte C du décompteur programmable 210. Une valeur numérique de 8 bits est appliquée à l'orifice préétabli d'entrée P du compteur 210 par la source de valeurs numériques 212, le multivibrateur redéclenchable 216 et l'inverseur 218. Comme on l'a précédemment expliqué, le compteur 210 peut être préétabli pour décompter d'une de deux valeurs. L'une de ces valeurs est utilisée pour changer la phase du signal de synchronisation horizontale produit par le compteur réversible pour l'aligner sur la phase des impulsions reçues de synchronisation horizontale. L'autre valeur est utilisée pou- produire un signal de synchronisation horizontale qui se conforme au rapport entre fsc et fH établi par le standard applicable du signal z5 lorsque les phases des deux signaux sont alignées. Lorsque le compteur 210 décompte jusqu'à zéro, il produit un signal de sortie logique haut. Ce signal est appliqué à-la borne d'entrée de validation de préétablis- sement (PE) du compteur 210. Le signal logique haut appli- 3 qué à la borne PE établit le compteur à la valeur appliquée à son orifice d'entrée de préétablissement en synchronisme avec le flanc menant de l'impulsion suivante d'horloge 4fsc Comme la valeur du li compteur n'est plus zéro après qu'il ait été pré- établi, le compteur produit un signal bas logique à sa sortie. En conséquence, le compteur 210 produit des impulsions de sortie qui ont environ 1/(4fsc) de large à peu près à des intervalles de temps d'une ligne hori- zontale (1H), Les impulsions du compteur 210 sont appliquées à une borne d'entrée de la porte ET 214. Le signal de synchronisation horizontale, HS,de la porte ET 19, est appliqué à l'autre borne d'entrée de la porte ET 214. La porte ET 214 est un détecteur de coincidence. Elle pro- duit une impulsion de sortie lorsque les impulsions ho- rizontales à la sortie de la PLL 20 et du compteur 210 se chevauchent dans le temps. Cette impulsion de coinci- dence est appliquée à la borne d'entrée de déclenchement, T, du circuit monostable redéclenchable horizontal 216. Le circuit monostable 216 convertit une impulsion de coincidence appliquée à sa borne d' entrée de déclenche- ment en une impulsion de sortie qui a un nombre pré- terminé de périodes horizontales de large. Le circuit mo- nostable 216 est redéclenchable donc, une fois déclenché, chaque impulsion de coïncidence subséquente étend l'im- pulsion de sortie du circuit monostable du nombre prédéter- miné de périodes horizontales. Dans le présent mode de réalisation, les impulsions de sortie produites par le circuit monostable 216 ont périodes horizontales de large. En conséquence, la sor- tie du circuit 216 conserve un état logique haut si une coïncidence est détectée au moins une fois pendant chacun des 25 intervalles horizontaux. Ce signal s'est révélé être un bon indicateur de signaux standards ou non stan- dards; il est à un état logique haut lorsque le rapport entre fsc et fH s'approche très précisément du rapport standard et lorsque les écarts autour de ce rapport 12 2577092 d'une ligne à l'autre sont au minimum. Le signal à la sortie du circuit monostable 216 est inversé par l'inverseur 218 et appliqué aux bornes d'entrée de remise à l'état initial du diviseur de fréquence 220 et de la bascule ou flip-flop à établissement/rétablissement 222. Le signal de synchronisation verticale VS à la sortie de la PLL 18 est appliqué à la borne d'entrée de signaux du diviseur de fréquence 220. Le diviseur de fréquence 220, qui divise en fréquence le signal de synchronisation verticale à la fréquence de trame par quatre, développe un signal qui a une période de deux trames et une durée utile de 50 %. Le signal à la sortie du diviseur de fréquence 220 est appli- qué à la borne d'entrée d'établissement de la bascule 222. Lorsque des signaux standards sont traités, les signaux d'entrée de rétablissement ou de remise à l'état initial du diviseur de fréquence 220 et de la bascule 222 sont à un état logique bas et, lorsqu'au moins deux trames du signal standard ont été traitées par le diviseur de fréquence 220, le signal d'entrée d'établissement de la bascule 222 est à un état logique haut.En conséquence, le signal produit par la bascule 222 est à un état logique haut. Cependant, lorsque un signal non standard est détecté, l'inverseur 218 applique un signal logique haut aux entrées de remise à l'état initialdu diviseur de fréquence 220 et de la bascule 222. Ce signal remet le diviseur de fréquence à l'état initial, changeant le signal appliqué à l'entrée d'établissement de la bascule 222 et le signal produit par la bascule à des signaux logiques bas. Lorsque le signal à la sortie de l'inverseur 218 passe de nouveau à un état logique bas, indiquant que des signaux standards sont traités, le signal à la sortie de la bascule 222 reste à un état logi- que bas pendant la durée d'une trame ou image. Ce retard permet au circuit de traitement du signal de mémoire de trame de stocker une trame de signaux standards avant de reprendre le traitement de la trame. Comme on l'a indiqué ci-dessus, le décompteur program- mable 210 peut être préétabli pour décompter de une des deux valeurs. Les six bits de poids fort de chacune de ces valeurs sont fournis par la source 212. Les deux bits de moindre poids sont fournis par l'inverseur 218 et le cir- cuit monostable 216. Dans le présent mode de réalisation, la valeur produite par la source 212 est E316 (22710) (les indices 16 et 10 indiquent respectivement une notation hexadécimale et décimale). Lorsque les deux bits de moindre poids sont concatenés à cette valeur de six bits, on obtient des valeurs préétablies de 38D16 (90910) et 38E16 (91010) correspondant au signal à la sortie du circuit monostable qui est à un état logique haut et à un état logique bas respectivement. Lorsque le compteur 210 est préétabli à 909, une im- pulsion est émise par le compteur pour 910 impulsions du signal d'horloge à 4fsc. Le compteur a un cycle toutes les Sc 910 au lieu de 909 impulsions d'horloge parce qu'il a un préétablissement synchrone. Après que le compteur a traité 909 impulsions d'horloge pour compter de 909 à zéro, un signal logique haut est appliqué à sa borne de validation de préétablissement et en synchronisme avec l'impulsion d'horloge suivante, la 910ème, le compteur est préétabli à 909. Lorsque le compteur 210 est préétabli à 910, le compteur a un cycle toutes les 911 impulsions d'horloge et le signal produit par le compteur 210 est à une fréquence légèrement inférieure à fr Dans ce mode, les impulsions produites par le compteur 2iJ glissent relativement aux impulsions de synchronisation horizontale jusqu'à ce qu'une impulsion pro- duite par le compteur 210 coincide avec une impulsion de synchronisation horizontale de la porte ET 19. Il est en- visagé que le taux de glissement entre les impulsions de synchronisation horizontale et les impulsions produites par le compteur puisse être modifié en changeant la différence entre les deux valeurs de compte ou en changeant la grandeur des valeurs de compte pour changer la période des signaux produits par le compteur pour qu'elle soit un multiple ou une fraction de la période de balayage hori- zontal. Comme on l'a décrit ci-dessus, le circuit monostable 216 peut être un multivibrateur monostable conventionnel, ayant une constante de temps de largeur d'impulsion déter- minée par un réseau résistancea-condensateur (RC). La figure 3 montre une autre mise en oeuvre du circuit 216 ne néces- sitant pas de réseau RC. Les impulsions de synchronisation horizontale de la PLL 20 sont appliquées au circuit monos- table 216 comme cela est montré en tracé fantôme sur la figure 2. Ces impulsions de synchronisation horizontale sont appliquées à une borne d'entrée de la porte ET 310. Le signal à la sortie de la porte ET 310 est appliqué à la borne d'entrée de compte, C, du compteur 312. La borne de sortie du compteur 312 est reliée à la borne d'entrée de l'inverseur 314 qui produit le signal de sortie du circuit monostable. Ce signal de sortie est appliqué à la seconde borne d'entrée de la porte ET 310. La borne d'entrée de dé- clenchement de circuit monostable numérique est la borne d'entrée de remise à l'état initial, R, du compteur 312. Lorsque le signal à la sortie du compteur est à un état logique haut (c'est-à-dire lorsque le compteur a compté jusqu'à sa valeur maximum), la sortie de l'inverseur 314 est à un état logique bas. Le signal logique bas à la sortie de l'inverseur 314 inhibe la porte ET 310, donc des impulsions de synchronisation horizontale ne sont pas appli- quées à la borne d'entrée de compte du compteur 312. Lorsque une impulsion est appliquée à la borne de remise à l'état initial du compteur 312, cependant, le signal à la sortie du compteur passe à un état logique et l'inverseur 314 applique un signal haut pour valider la porte ET 310 pourqu'elle laisse passer les impulsions de synchronisation horizontale. le compteur 312 compte ces impulsions jusqu'à ce qu'il atteigne sa valeur maximum et inhibe de nouveau la porte ET. Dans le présent mode de réalisation, la valeur maximum du compteur 312 est 25. En se référant de nouveau à la figure 1, le détecteur de signaux non standards 22 applique son signal de sortie au processeur de mémoire d'image 24. Le processeur 24 peut, par exemple, comprendre un filtre en peigne ou un filtre réducteur de bruit récur- sif. Le processeur 24 traite les échantillons vidéo com- posites sous forme numérique qui lui sont appliqués par le convertisseur analogique-numérique 12. Dans ce mode de réalisation de l'invention, le processeur 24 applique des signaux séparés de luminance et de chrominance, Y et C, respectivement, au orocesseur 26 de signaux de luminan- ce/chrominance. Le processeur 26 comprend un circuit pour démoduler le signal C en, signaux de différence de couleurs et un circuit pour combiner les signaux de différence de couleurs au signal de luminance pour produire les signaux de couleur primaire R, G et B. Ces signaux de couleur pri- maire peuvent être utilisés pour attaquer un dispositif de visualisation (non représenté). La figure 4A donne un schéma bloc d'un filtre en peigne d'image adaptif qui peut, à titre d'exemple, être utilisé pour la mise en oeuvre de la fonction du processeur 26 de la figure 1. Les échantillons vidéo composites sont simultanément appliqués à un filtre en peigne conventionnel d'image 410 et un filtre en peigne conventionnel de ligne 412. Les signaux de luminance du filtre en peigne 410 et du filtre en peigne 412 sont appliqués à des orifices séparés d'entrée de données du multiplexeur 414. De même, les signaux de chrominance des filtres 410 et 412 sont appliqués à des orifices séparés d'entrée de données du multiplexeur 416. Le signal produit par le détecteur de signaux non standards 22 est appliqué aux bornes d'entrée de commande des multiplexeurs 414 et 416. Chacun des multi- plexeurs 414 et 416 est configuré pour laisser passer le signal du filtre en peigne d'image lorsque le signal de commande est à un état logique haut et pour laisser passer le signal du filtre en peigne de ligne lorsque le signal de commande est à un état logique bas. Comme on l'a indiqué ci-dessus, le signal de commande passe à un état logique haut uniquement après qu'une image de signaux standards a été reçue. Cela permet au filtre image en peigne 410 d'accumuler une image d'échantillons standards avant que le traitement de mémoire d'image ne reprenne. 1, La figure 4B donne un schéma bloc d'un filtre récursif réducteur de bruit, illustrant un autre appareil pour la mise en oeuvre de la fonction du processeur 24 du système montré sur la figure 1. Les échantillons vidéo composites sont appliqués au calibreur d'échantillons 452 par le convertisseur 12. Le calibreur 452 multiplie chacun des échantillons par un facteur de calibrage K et applique les échantillons calibrés à un orifice d'entrée de l'additionneur 454. L'additionneur 454 ajoute ceséchantillons calibrés aux échantillons correspondants de la mémoire d'image- 458 qui ont été calibrés par un facteur de 1-K dans le calibreur d'échantillons 460. Les échantillons développés par l'addi- tionneur 454 sont appliqués à un orifice d'entrée de données du multiplexeur 450. Les échantillons vidéo composites du convertisseur 12 par l'élément retardateur 448 sont appliqués à l'autre borne d'entrée de données du multiplexeur 450. L'élément retardateur 448 produit un retard de compen- * sation qui est sensiblement égal au temps de traitement à travers le calibreur 452 et l'additionneur 454. Le signal de commande appliqué au multiplexeur 450 est le signal de sortie produit par le détecteur de signaux non standards 22. Lorsque ce signal est à un état logique haut, le multiplexeur 450 applique les échantillons de l'additionneur 454 à l'ori- fice d'entrée du filtre de séparation Y/C 462. Lorsque le signal du détecteur 22 est à un état logique bas, le multi- plexeur 450 applique les échantillons de l'élément retar- dateur 448 au filtre 462. Le filtre de séparation 462 peut extraire les composantes de luminance et de chrominance des échantillons vidéo composites par des moyens conven- tionnels appliquant un signal de luminance Y et un signal de chrominance C au processeur 26 de luminance/chrominance. Les échantillons vidéo composites du multiplexeur 450 sont également appliqués à l'orifice d'entrée de l'inverseur de chrominance 456. L'inverseur de chrominance 456 inverse les composantes de chrominance de ces échantil- lons. Les échantillons vidéo composites produits par l'inverseur de chrominance 456 sont appliqués à la mémoire d'image 458. La mémoire 458 peut être une mémoire d'image du type à registre à décalage conventionnelle. Dans un système de traitement de signaux NTSC, cette mémoire peut avoir 477 750 emplacements destockage d'éléments d'image. Les échantillons retardés du temps d'une imaqe relati- vement aux échantillons du convertisseur 12 sont appliqués à l'orifice d'entrée du calibreur d'échantillons 460 par la mémoire 458. Le calibreur 460 multiplie ces échantillons par un facteur de 1-K. Ces échantillons calibrés sont ajoutés aux échantillons produits par le calibreur 452. Les phases du signal de chrominance des échantillons des calibreurs 452 et 460 sont les mêmes parce que l'inverseur de chrominance 456 inverse la phase des échantillons retardés dl'mage avant de les appliquer à la mémoire d'image. Les calibreurs d'échantillons 452 et 460, l'additionneur 454, l'inverseur de chrominance 456 et la mémoire de trame 458 constitue un filtre réducteur du bruit récursif à une trame conventionnel. Une description plus détaillée de ce filtre peut être trouvée dans l'article de McMann et autres, intitulé "A Digital Noise Reducer For Encoded NTSC Signals", SMPTE Journal, volume 87, No. 3, page 129-133 (Mars 1978), qui est incorporé ici à titre de référence. Bien qu'un exemple d'un mode de réalisation de l'invention ait été montré dans un système de traitement de signaux numériques de télévision en couleur comprenant un processeur 18 2577092 de la mémoire d'image, il est envisagé que l'invention puisse également être mise en pratique dans un système analogique utilisant un dispositif à couplage de charge (CCD) ou une mémoire de stockage d'inage à ligne à retard ou dans des systèmes analogiques ou numériques qui utilisent des mémoires de stockage de trame. Il est également envisagé que l'invention puisse être utilisée dans des sys- tèmes qui stockent des im1ages ou trames de signaux vidéo traités ainsi que dans des systèmes qui stockent des signaux vidéo composites. R E V E N D I CA TI O N S 1. Détecteur de signaux non standards dans un système de traitement de signaux vidéo comprenant une source de signaux vidéo composites comprenant une composante du signal de salve couleur et une composante du signal impulsionnel de synchronisation horizontale, et un moyen relié à ladite source pour développer un signal d'horloge dont la fréquence est sensiblement proportionnelle à la fréquence dudit signal de salve couleur, caractérisé par: un moyen diviseur de fréquence (22P) relié audit moyen dévelop- pant le signal d'horloge et répondant à un signal de commande, qui peut être à des premier et second états, pour produire alternativement l'un de premier et second signaux im- pusionnels respectivement, ledit premier signal impulsionnel étant à une fréquence sensiblement égale à la fréquence moyenne dudit signal impulsionnel de synchronisation horizon- tale et ledit second signal impulsionnel étant à une fréquence considérablement différente de la fréquence moyenne dudit signal impulsionnel de synchronisation horizontale, la largeur d'impulsion desdits premier et second signaux im- pulsionnels étant plus faible que le double de la période dudit signal d'horloge; un moyen relié à ladite source de signaux vidéo composi- tes pour développer un signal impulsionnel horizontal qui est sensiblement en synchronisme avec ladite composante du signal impulsionnel de synchronisation horizontale et dont la largeur d'impulsion est plus faible que la moitié de la période de ladite composante du signal de salve couleur; et un moyen de détection de coincidence (214,216) relié audit moyen de division de fréquence et audit moyen développant un signal impulsionnel horizontal pour produire ledit signal de commande pour ledit moyen de division de fréquence qui est dans ledit premier état lorsque les impulsions du 2577092 2 0 signal produit par ledit moyen de division de fréquence rer.Jvrent les impulsions dudit signal impulsionnel horizon- tal au moins une fois en un nombre prédéterminé de périodes dudit signal impulsionnel horizontal et qui est dans un second état autrement. 2. Détecteur selon la revendication 1 caractérisé en ce que le moyen précité de détection de coïncidence comprend un premier moyen pour produire un signal qui est à un premier état lorsqu'une impulsion dudit signal impulsionnel horizontal recouvre une impulsion produite par ledit moyen de division de fréquence et qui est dans un second état autrement; un second moyen relié audit premier moyen pour produire une impulsion dont la largeur d'impulsion est sensiblement égale audit nombre prédéterminé de périodes dudit signal impulsionnel horizontal en réponse au signal produit par ledit premier moyen qui est dans ledit premier état. 3. Détecteur selon la revendication 2 caractérisé en ce que le second moyen précité du moyen de détection de coïncidence comprend: un circuit monostable redéclenchable ayant une borne d'entrée de déclenchement reliée au premier moyen précité pour produire unoIm -p!ison de sortie dont la largeur est sensiblement égale à 25 périodes du signal impulsionnel horizontal. 4. Détecteur selon l'une quelconque des revendications 1 ou 3 caractérisé en ce que le moyen précité de division de fréquence comprend: un moyen relié au moyen précité de détection de coin- cidence pour produire des première et seconde valeurs- pré- établies en réponse au signal de commande qui est dans lesdits premier et second états respectivement; et un compteur programmable relié audit moyen produisant la valeur préétablie et à ladite source de signaux d'hor- loge pour compter un nombre d'impulsions d'horloge qui est sensiblement égal à la valeur produite par ledit moyen iroduisant la valeur préétablie et pour produire en- suite une impulsion de sortie, ladite impulsion de sortie ayant une largeur pas plus importante que le double de la période du signal d'horloge. 5. Détecteur selon la revendication 4 caractérisé en ce qu'il comprend également: un moyen relié au moyen précité de détection de coin- cidence et à la source précitée de signaux vidéo composites pour développer un signal d'indication qui change du premier état au second état sensiblement en coïncidence avec le signal de commande pour indiquer que des signaux non standards sont traités et qui change dudit second état audit premier état lorsque ledit signal de commande a été dans ledit premier état pendant deux périodes du signal impul- sionn2l de synchronisation verticale pour indiquer que des signaux standards sont traités. 6. Détecteur selon la revendication 5 caractérisé en ce que le moyen précité développant le signal d'indication comprend: un moyen relié à la source précitée de signaux vidéo composites pour développer un signal de commande d'image dont la fréquence est égale au quart de la fréquence du signal impulsionnel de synchronisation verticale et qui peut être remis à l'état initial en réponse à une transition dudit signal de commande dudit premier état audit second état; et une bascule ayant une borne d'entrée d'établissement reliée au moyen développant le signal de commande d'image et ayant une borne d'entrée de remise à l'état initial reliée audit moyen de détection de coïncidence pour développer ledit signal d'indication. 7. Détecteur selon la revendication 6 caractérisé en ce que le moyen précité développant le signal impulsionnel horizontal comprend: une boucle verrouillée en phase pour produire un signal impulsion- nel horizontal verrouillé en fréquence et en phase sur la dite composante du signal impulsionnel de synchronisation horizontale.