Brevet FR2580130A1 — publié le 19861010

La présente invention concerne un dispositif de télécommunications qui utilise un régénérateur ou un découpeur binaire. Dans le but de réduire le taux d'erreurs en série, la longueur d'une impulsion d'une durée connue et prédéterminée telle que reçue au récepteur est décidée ou découpée à la commande d'une boucle de réaction à verrouillage de durée d'impulsions pour maintenir un niveau de découpage constant. Un objet fondamental dans un récepteur d'un système numérique de télécommunications est de réduire la valeur de la puissance reçuenécessaire pour obtenir un taux d'erreurs binaire donné. Par exemple, dans des systèmes de télécommunications à fibres optiques, un photo- détecteur à la position du récepteur détecte le signal lumineux incident et le convertit en un faible courant électrique. Un amplificateur à faible bruit ou un pré-amplificateur derrière le photo-détecteur convertit le courant en un signal utilisable tout en introduisant une valeur minimale de bruit supplémentaire. Le signal à la sortie de l'amplificateur est appliqué à un régénérateur numérique ou comparateur de décision de bits afin de déterminer si un niveau logique "0" (bas) ou un niveau logique "1" (haut) a été transmis. La décision de bits dépend du niveau de découpage ou du niveau de référence choisi pour être utilisé dans le comparateur de décision de bits pour représenter la transition entre un "0" et un "1". Le choix du niveau de référence est compliqué par plusieurs facteurs, parmi lesquels le niveau très faible du signal qui, dans un système de télécommu- nications à fibres optiques peut être inférieur à 20mV. Un autre facteur de complication dans les systèmes à débit binaire élevé est le couplage continu entre le photo-détecteur et le comparateur qui est nécessaire pour obtenir une largeur de bande qui descend jusqu'à v une fréquence nulle et dans les centaines de MHz. Une technique antérieure pour résoudre le problème de décision de bits consiste à sélectionner des codes de données à l'émetteur éliminant du signal les composantes continues et de basse fréquence. Si les composantes continues sont éliminées, le signal au récep- teur peut être couplé en courant alternatif avec le compa- rateur de décisions et le niveau de référence ou de découpage peut être établi en utilisant un filtre passe- bas pour faire la moyenne de l'amplitude du signal à la sortie du comparateur. Un diviseur de tension est utilisé pour diviser le signal moyen afin de produire le niveau de référence pour l'application du comparateur. Dans le cas de débit de données très élevées, l'utilisation de ce codage spécialisé peut ne pas être économique, car une plus grande largeur de bande de canal est nécessaire. Le brevet des Etats-Unis d'Amérique n 4 219 890 est un exemple d'un circuit complexe nécessaire pour coder un signal à l'émetteur avec des amplitudes inégales afin de compenser les variations de tension continue. Selon ce brevet, plusieurs circuits à retard ayant des durées égales à un multiple de la moitié de la durée d'horloge binaire sont utilisés pour détecter les transitions avant et arrière des données. Un multivibrateur bistable est nécessaire, déclenché de façon sûre sur une transition de données. Des multivibra- teurs commerciaux sont disponibles, spécifiés pour une durée d'impulsions d'entrée. La solution du brevet précité peut être difficile à appliquer à des fréquences de transmission de données de 216 Mégabits/seconde par les impulsions appliquées aux multivibrateurs bistables ont une durée inférieure à 2 nanosecondes (ns) et les multivi- brateurs commerciaux peuvent ne pas être déclenchés de façon sûre. Le besoin existe donc d'un régénérateur ou découpeur numérique économique, pouvant être adapté à des fréquences de données très élevées. Selon l'invention, un dispositif de télécommuni- cations comporte un découpeur adaptatif pour un train numérique binaire. Le train binaire contient des impulsions d'indication de niveau avec chacune une durée nominale prédéterminée. Le découpeur comporte un comparateur commandé avec une première et une seconde bornes d'entrée. La première borne d'entrée est connectée pour recevoir le train binaire. Le comparateur compare l'amplitude instantanée du train binaire avec un signal de découpage de référence appliqué à la seconde entrée. Le comparateur produit des signaux à deux niveaux représentant des décisions binaires. La durée des signaux à deux niveaux pendant l'intervalle d'impulsions d'indication de durée indique le niveau de découpage instantané. Un oscillateur commandé, comme un oscillateur à marche-arrêt, produit des trains d'oscillations en réponse aux impulsions respec- tives d'indication de niveau comparé. Chacun de ces trains contient plusieurs cycles d'oscillation. Un circuit bistable connecté à l'oscillateur commandé réagit à chaque cycle d'oscillation d'un train en changeant d'état pour former un signal de sortie brut non filtré. Le signal de sortie brut se trouve dans un premier état avant la réception des trains de l'oscillateur. A la réception de chaque train, le signal de sortie se trouve dans le même état (niveau initial) si l'oscillateur à marche- arrêt produit un nombre pair de cycles d'oscillation. Par contre, le signal de sortie se trouve au second état après la réception de chaque train, si l'oscillateur à marche-arrêt produit un nombre impair de cycles. De cette manière, le niveau moyen du signal de sortie varie dans l'intervalle entre les impulsions successives d'indication de niveau, en fonction du niveau de découpage sur lequel le comparateur base ses décisions binaires. Un circuit de traitement de signaux de moyenne et de commande relié au circuit bistable fait la moyenne du premier et du second état du signal de sortie et traite le signal dont la moyenne est faite pour produire le signal de découpage de référence. La polarité du signal de niveau de découpage ainsi produit est sélectionnée pour maintenir pratiquement constante la durée ou la longueur des impulsions d'indication de niveau comparé. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un exemple de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un schéma simplifié d'un récepteur de signaux optiques en modulation numérique, selon l'invention, Les figures 2 et 5 sont des courbes d'amplitude en fonction du temps de tensions de signaux apparaissant dans le dispositif de la figure 1, Les figures 3 et 4 sont des courbes similaires pour des instants voisins de celui d'une impulsion d'indication de niveau, Les figures 6 et 7 sont des courbes d'amplitude en fonction du temps de tensions de signaux apparaissant dans le dispositif de la figure 1 pendant le fonctionnement, La figure 8 est un schéma plus détaillé du dispositif de la figure 1, La figure 9 est un schéma simplifié d'un circuit séparateur d'impulsions d'indications de niveau qui convient pour être utilisé dans les dispositifs des figures 1 et 8, et La figure 10 est un schéma simplifié d'un émetteur qui convient pour être utilisé avec le récepteur des figures 1 et 5. Selon la figure 1, un récepteur 6 de signaux lumineux modulés numériquement comporte une borne 8 destinée à être reliée à une ligne omnibus à fibres optiques pour en recevoir des signaux lumineux et une photo-diode 10 reliée à la borne 8 pour produire un courant électrique sur un conducteur 11, ce courant étant appliqué à un pré-amplificateur ou un amplificateur à faible bruit 12 qui peut être un amplificateur à trans-impédance. Le signal détecté sur le conducteur 11 contient des données sous la forme de "1" et de "0", intercalées périodiquement avec des mots de synchronisation suivis par un impulsion d'indication de niveau et leurs bits de protection. Les impulsions d'indication de niveaux sont produites par un émetteur (qui sera décrit par la suite en regard de la figure 10) avec au moins une durée constante et des temps constants de montée ou de descente. Eventuellement, les impulsions peuvent aussi avoir une durée nominale prédéterminée. Ces durées et ces temps de montée et de descente fournissent des informations au récepteur 6 permettant la commande du niveau de découpage. L'impulsion de synchronisation est utilisée comme une référence de temporisation pour permettre l'extraction de l'impulsion d'indication de niveau, pour le traitement et la commande du niveau de découpage. Les données amplifiées et les impulsions d'indication de niveau provenant du pré-amplificateur 12 sont appliquées à une boucle à verrouillage de durée d'impulsions 7 qui contient un comparateur 14. Les impulsions sont appliquées à une entrée non-inverseuse (+) d'un comparateur 14 pour être comparées avec un niveau de découpage appliqué à l'entrée inverseuse (-) du comparateur 14. Le train de données inversées (données) est appliqué par le comparateur 14, par l'intermédiaire d'un conducteur désigné par c, à une première borne d'entrée d'une porte NON-ET 26. Le train de données inversées contient des mots de synchronisation inversés, des impulsions d'indication de niveau inversées, et des 258*136 bits de protection inversés. La figure 2 représente en (a)le train 210 de données inversées à la sortie inverseuse de comparateur 214. Sur la figure 2, en (a) 212 indique un mot de synchronisation inversé (sync). D'une façon similaire, 214 désigne une impulsion d'indication de niveau inversée et 216 désigne des impulsions de protection d'impulsions d'indication de niveau inversées. Le mot de synchronisa- tion inversé 212 consiste en un train de 16 bits "0". L'impulsion 214 d'indication de niveau inversée consiste en deux bits successifs "1". Dans le but de protéger l'intégrité des temps de montée et de descente de l'impul- sion d'indication de niveau, cette dernière est précédée et suivie par deux impulsions de protection 216 dont chacune d'entre elles contient deux bits "0". Les deux impulsions 216 sont à leur tour précédées ou suivies respectivement par un bit "1" comme le montre la figure 2 en (a). Ainsi, le profil binaire inversé qui contient l'impulsion d'indication de niveau 214' et ses impulsions de protection 216 est 10011001. La fréquence de récurrence des mots de synchronisation est représentée à 63,55 micro- secondes (us), correspondant à la fréquence de récurrence de lignes de la télévision dans le système NTSC. Ainsi, les données transmises peuvent contenir des signaux de télévision. Pour en revenir à la figure 1, les données non inversées sont appliquées par le comparateur 14 à un séparateur de synchronisation et un circuit de traitement de signaux représenté par la case- 18, qui applique les données sur un conducteur de sortie 19 et qui produit une impulsion de temporisation ou de synchro- nisation représentée en 218 sur la figure 2(b) ayant une durée d'un intervalle binaire pendant l'intervalle binaire qui suit la réception du dernier bit des données de synchronisation 212. L'impulsion de temporisation 218 est transmise par un conducteur désigné par a à un circuit multivibrateur monostable ou astable 22 qui fait partie de la boucle 7. Le multivibrateur 22 est un monostable qui produit un signal de fourchette représenté en 220 sur la figure 2(c) en réponse à latransition arrière de l'impulsion de temporisation 218. Le signal de fourchette a une durée de cinq intervalles binaires englobant le temps pendant lequel l'impulsion d'indica- tion de niveau (durée de 2 bits) apparaît. La sortie de signal de fourchette du multivibrateur monostable 22 est appliquée sur un conducteur b vers une seconde entrée d'une porte NON-ET 26. Cette dernière est autorisée par le signal de fourchette et aiguille l'impulsion d'indi- cation de niveau inversée (avec une autre inversion comme le montre la figure 2(d)) sur un conducteur d vers une borne d'entrée de commande d'un oscillateur à marche- arrêt 28. La sortie de l'oscillateur 28 est appliquée sur un conducteur e vers un diviseur de fréquence par deux 30 et la fréquence divisée est appliquée à un filtre passe-bas 32 pour former un signal filtré. Le signal filtré est appliqué à un amplificateur comparateur 34 pour être comparé avec une tension de référence Vref et le signal à deux niveaux résultant est en outre filtré par un filtre passe-bas 36 avant d'être appliqué à la borne d'entrée inverseuse du comparateur 14 comme niveau de découpage de référence. Les figures 3 et 4 illustrent des formes d'ondes apparaissant dans le dispositif de la figure 1, dans le cas d'un système fonctionnant à 216 mégabits/seconde, dans lequel un cycle d'horloge (bits) a une durée de 4, 63 ns. L'impulsion d'indication de niveau non inversée est une série de deux niveaux logiques "0" et elle a donc une durée nominale à l'émission de 9,26 ns. La fréquence de l'oscillateur 28 est environ 640 MHz, ce dont il résulte environ 5 à 6 périodes d'oscillation pendant chaque intervalle d'impulsions d'indication de niveau. La figure 3 représente en (a) une forme d'onde 310 de l'impulsion de temporisation séparée appliquée au multivibrateur monostable 22. La forme d'onde 212 en (b) sur la figure 3 représente la sortie de signal de fourchette du multivibrateur 22. Il apparaît que la porte NON-ET 26 est autorisée par la forme d'onde 312 au moins dans l'intervalle T2-T18. Etant donné que le multivibrateur 22 produit l'impulsion 312 en réponse au signal de synchronisation séparé, l'intervalle T2- T18 contient l'intervalle d'impulsions d'indication de niveau. La partie d'impulsion d'indication de niveau inversée du train de données inversé sur le conducteur C est représentée par la forme d'onde 314 sur la figure 3 en (c). L'impulsion d'indication de niveau inversée dans l'intervalle T6-T16 est plus courte que 9,26 ns, ce dont il résulte un niveau de découpage trop faible. La partie-logique "1" de la forme d'onde 314 apparaît pendant un moment o la porte NON-ET 26 est autorisée par ailleurs par l'impulsion 312 du conducteur b et la porte NON-ET 26 réagit en produisant une impulsion d'indi- cation de niveau inversée deux fois ou non inversée sur le conducteur d et apparaissant en 316 sur la figure 3(d). L'impulsion 316 autorise l'oscillateur à marche- arrêt 28 qui oscille pour produire une succession d'impul- sions représentées en (e) sur la figure 3 et désignées globalement par 318. Comme le montre la figure 3 en (e) pendant la durée particulière représentée par les impulsions 316, cinq impulsions d'horloge sont produites par l'oscillateur 28. Les cinq impulsions d'horloge sont désignées par 1-5 dans l'ordre de leur production. Chacune des impulsions de l'ensemble 318, appliquées au diviseur 30 entraîne un changement d'état au diviseur comme repré- 2580130' senté en 320 sur la figure 3(f). Il apparaît que la sortie du diviseur 30 aux instants précédents l'instant T8 est au niveau "1" et que chaque impulsion de l'ensemble 318 entra ne le changement d'état. Etant donné que le groupe d'impulsions 318 contient un nombre impair d'impulsions, l'état de la sortie du diviseur 30 à la fin du groupe 318 de cinq impulsions est le niveau bas. La forme d'onde 320 sur la figure 3 en (f) montre des détails des transitions à la sortie du diviseur 30 à un instant voisin de la fin de chaque impulsion de synchronisation. Il faut noter qu'à la fréquence de récurrence des impulsions de synchronisation, le signal de sortie du diviseur 30 est un signal rectangulaire résultant du changement de niveau pendant chaque impulsion de synchronisation. Cela est représenté en (g) par la forme 322 de la figure 3, cette partie de la forme d'onde 322 représentée en (f) sur la figure 3 étant indiquée par une accolade. Etant donné que l'onde rectangulaire 322 a une amplitude de crête d'environ 4 V, sa valeur moyenne est environ 2 V. Le filtre 32 effectue la moyenne du signal provenant du diviseur de fréquence 30 et produit sur le conducteur h un premier signal de commande filtré représenté par 324 en (h) sur la figure 3, ayant une amplitude d'environ 2 V. Le comparateur 34 compare le signal de référence de 3 V appliqué à sa borne d'entrée non inverseuse avec le signal 324 provenant de la sortie du filtre 32 pour produire un signal à deux niveaux. Le comparateur 34 est inverseur car, lorsque le signal 324 est supérieur à +3 V, la tension de sortie de ce comparateur est au niveau bas, tandis que lorsque le signal 324 est inférieur à +3 V, sa sortie est au niveau haut. Le comparateur 34 ferme la boucle de réaction d'une manière dégénérative, comme cela sera expliqué ci-après. La figure 4 montre des formes d'ondes qui apparaissent quand la durée de l'impulsion d'indication de niveau de découpage provenant du comparateur 12 est supérieure à la durée voulue de 9,26 ns; pour l'exemple donné, il s'agit d'une durée nettement supérieure à 9,3 ns. Cette condition se présente quand le niveau de découpage est trop haut. Les références des formes d'ondes de la figure 4 correspondent à celles de la figure 3 mais dans la série 400 plutôt que dans la série 300. Il apparait que les formes d'ondes 410 et 412 correspon- dent respectivement aux formes d'ondes 310 et 312. La forme d'ondes 414 qui est l'impulsion d'indication de niveau inversée est plus longue que la forme d'ondes 314 représentée sur la figure 3. La forme d'ondes 416 a pratiquement la même durée que la forme d'ondes 414. La plus longue durée de la forme d'ondes 416 permet à l'oscillateur 28 de produire environ six impulsions plutôt que cinq comme le montre la figure 4 (e). Comme cela sera expliqué ci-après, le fonctionnement à des fréquences d'oscillateur voisines de la fréquence maximale de déclen- chement du diviseur 30 peut entraîiner un manque de réponse de ce diviseur, à au moins une impulsion d'horloge partielle. Il en résulte que le diviseur 30 change d'état un nombre impair de fois et il reste dans te même état après la fin de l'impulsion d'indication de niveau qu'avant cette impulsion. Dans la situation particulière illustrée en (f) sur la figure 4, la forme d'ondes 420 est au niveau "1" à la fois avant et après l'intervalle d'impulsions: d'indication de niveau. Il en résulte que le signal produit sur le conducteur g et représenté en 422 sur la figure 4 en (g) est au niveau "1" presque continuellement. Etant donné qu'un niveau "1" correspond à +4 V et qu'il n'y a que de courts intervalles de niveau "0", le niveau moyen du signal sur le conducteur g est environ 3,4 -V. Le signal 424 en (h) sur la figure 4 représente le niveau filtré de 3,4 V appliqué à l'entrée du comparateur 34 pour être comparé avec le niveau de référence de +3 V. Il faut noter que par suite du changement de durée de l'impulsion d'indication de niveau correspondant à un cycle d'oscillation à 640 MHz ou moins (comme cela sera décrit ci-après), la tension moyenne d'entrée à la borne inverseuse du comparateur 34 est passée d'une valeur inférieure au niveau de référence à une valeur supérieure à ce niveau de référence. La figure 5 illustre le fonctionnement de la boucle stabilisée de durée d'impulsions ou boucle à verrouillage de durée d'impulsions 7 du récepteur 6 pendant une période relativement longue, comparativement aux figures 3 et 4. La forme d'ondes 524 en (a) sur la figure représente la tension à la sortie du filtre 32. Il apparaît que le niveau continu effectue des excursions au-dessus et au-dessous de la tension de référence Vref. La forme d'ondes 526 en (b) de la figure 5 représente la sortie du comparateur 34 en réponse aux variations de la tension 524 et la forme d'ondes 528 en (c) de la figure 5 représente. la sortie du -filtre 36 en réponse au signal de sortie 526 du comparateur. Comme cela ressort de la figure 5 et de la description ci-dessus, la boucle passe entre deux états qui entraînent le niveau de découpage entre des écarts extrêmes positifs et négatifs par rapport au niveau voulu. Le niveau voulu est indiqué en pointillés 530 en (c) de la figure 5. Il apparaît que la boucle 7 décrite ne peut être aussi précise qu'une boucle de réaction proportion- nelle en raison de son mode de fonctionnement à commutation. En réalité, une boucle de réaction proportion- nelle a un gain en boucle fini et ne peut que repousser le niveau de découpage vers ce niveau qui donne la durée voulue des impulsions de découpage. Quand le niveau de découpage approche le niveau voulu dans un système à réaction proportionnelle, la poussée diminue de sorte que le niveau exact- de découpage n'est jamais atteint. Mais, dans la disposition selon l'invention, le niveau de découpage effectue des excursions au-dessus et au- dessous du niveau exact de découpage et se stabilise au niveau de découpage voulu ou au voisinage pendant des périodes substantielles. Les décisions binaires prises pendant ces intervalles de stabilisation sont au niveau exact de découpage ou au voisinage ce qui tend à produire davantage de décisions binaires exemptes d'erreurs qu'avec un niveau de découpage commandé proportionnellement. Aux instants o le niveau de découpage, tel que commandé selon l'invention, est voisin de l'excursion maximale par rapport au niveau voulu, les décisions binaires ne sont pas plus exemptes d'erreurs qu'avec une commande proportionnelle, dans la mesure o la fréquence de l'oscil- lateur donne une finesse de commande suffisante. La boucle à verrouillage de durée d'impulsions est très sensible aux variations de la durée de l'impulsion d'indication de niveau et par conséquent, à tout écart du niveau de découpage par rapport à la valeur correcte. La raison est qu'en pratique, le bistable de type D utilisé pour le circuit diviseur par deux 30 ne peut que détecter des impulsions d'horloge ayant une fréquence inférieure à sa fréquence maximale de déclenchement (fdecmax). Ainsi, le circuit 30 réagit de façon sûre à une impulsion complète provenant de l'oscillateur 28 mais ne peut pas changer d'état en réponse à une impulsion partielle. La figure 6 montre en (a) par la courbe 616 l'impulsion d'indication de niveau sur le conducteur c à l'entrée de la porte NON-ET 26 et la figure 6 montre en (b) les impulsions de sortie complètes 1, 2, 3... n, n+l de l'oscillateur 28 et une impulsion incomplète 618 produite par l'oscillateur 28 en réponse à une impulsion d'indication de niveau séparée appliquée par la porte NON- ET 26 sur le conducteur d. Il apparait que l'impulsion 618 est plus courte ou a une moindre durée que les impulsions 1 à (n+l) car la durée de l'impulsion d'indication de niveau 616 est inférieure à un nombre entier d'impulsions d'oscillateur. En raison de cette réduction de durée de l'impulsion 618, la fréquence correspondant à cette impulsion est supérieure aux fréquences représentées par les impulsions 1 à (n+l). Etant donné que la dernière impulsion 618 est réduite en raison de la réduction de la durée de l'impulion 616, à un certain moment, le diviseur 30 cesse de répondre aux impulsions partielles. Autrement dit, le circuit bistable ne réagit plus à la dernière impulsion d'horloge avant qu'elle disparaisse réellement, ce dont il résulte une erreur de boucle réduite. La boucle est verrouillée automatiquement dans l'état dans lequel la dernière impulsion de l'oscillateur à marche-arrêt est presque égale à Tdec (min). Tdec(min) = 1 2fdec (max comme cela est représenté. L'exemple suivant montre comment utiliser ce critère pour choisir les paramètres dans la conception d'une boucle à verrouillage de durée d'impulsions. Exemple 1: I1 sera supposé que T = durée de l'impulsion d'indication de niveau, et fdec (max) = fréquence maximale de déclenchement du circuit bistable de type D. Durée minimale d'impulsions Tdec(min) = 1 = qui peut être détectée.par le 2fdec (max) circuit bistable de type D. To = 1 = Période d'un cycle d'horloge d'un oscillateur fo 28. TNOR = retard de propagation de la porte NON-OU utilisée comme un oscillateur à marche-arrêt, qui détermine le temps écoulé avant que l'oscillateur commence (ou arrête) à osciller après avoir été autorisé (inhibé). N = nombre des cycles complets d'horloge Il résulte de la figure 6, que: T + TNOR = TNOR + NTo + Tdec (min) T = NTo + Tdec (min) To = T-Tdec (min) N fo = T-Tdec (min) C'est là l'équation générale nécessaire pour calculer la fréquence de l'oscillateur pour une application donnée. Par exemple, pour le système à 216 Mb/s, la fréquence de l'oscillateur est calculée de la manière suivante: T = 9,26 nanosecondes (ns) (cela correspond à la durée de deux intervalles d'horloge binaire) fdec(max) = 750 MHz (pour le basculeur 11C06 fabriqué par Fairchild). Tdec(min) = 10-6 = 0,67 ns N = 1 pour une fréquence d'oscillateur stable fo = N = 116,414 MHz T-Tdec(min) Il faut noter que la fréquence de l'oscillateur est inférieure à la fréquence d'horloge du système, voir figure 7. Si l'impulsion d'indication de niveau a été choisie dans la plage de quelque 100 ns, comme dans l'exemple suivant, il est nécessaire de prendre pour N une valeur supérieure à l'unité. Exemple 2: En supposant une liaison de transmission à 100 Mb/s. T = 100 ns Horloge de système = 100 MHz fdec = 160 MHz (pour basculeur F10131 Fairchild) Tdec (min) = 3,215 ns N = 5 fo N = 51,6 MHz T-Tdec (min) La figure 8 est un schéma plus détaillé du dispositif de la figure 1 comportant un circuit de démarrage. Sur la figure 8, des éléments qui correspondent à ceux de la figure 1 sont désignés par les mêmes références. Le multivibrateur 22 comporte un monostable 822 en circuit intégré du type MC 10198 fabriqué par Motorola et qui impose un condensateur de 47pF et une résistance de 10 ohms pour produire une durée d'impulsions d'environ 23 ns. La porte 26 est une porte NON-ET du type MC10104. L'oscillateur à marche-arrêt 28 est d'un type connu comportant une porte NON-OU 828 qui est un circuit intégré du type F100102 fabriqué par Fairchild, avec une ligne de transmission représentée en 852 reliant sa sortie à une borne d'entrée. La ligne 852 a un retard calculé pour obtenir la fréquence voulue de fonctionnement et elle comporte une résistance en série 850 adaptant la caractéristique d'impédance de la ligne de transmission. Le diviseur de fréquences 30 est réalisé sous forme d'un circuit bistable de type D, 11C06 fabriqué par Fairchild. Le filtre 32 consiste en un translateur ECL-TTL 854, une résistance 856 en série de 100 K et un condensateur en dérivation 858 de 2 uF. Le comparateur 34 est du type LM 339 et le filtre 36 comporte une résistance en série 860 de 100K, un condensateur 862 de 47 uF. A la mise en marche initiale, il ne peut y avoir aucun signal de synchronisation car ce dernier n'est disponible à la sortie du séparateur de synchronisation et du processeur de signaux 18 que si le niveau de découpage est à peu près correct. Par consé- quent, le circuit de démarrage représenté dans la case en pointillés 870est utile pour faciliter l'opération de démarrage. Le circuit de démarrage dans la case en pointillés 870 comporte un filtre passe-bas désigné globa- lement par 872 relié à la sortie du pré-amplificateur 12 pour faire la moyenne du signal reçu et donner une approximation du niveau de découpage, et un amplificateur tampon 874 pour appliquer le signal moyen à une borne 876a d'un commutateur 876. A la mise en marche initiale, ou en l'absence d'impulsions de synchronisation séparées, le signal de sortie du conducteur 880 provenant du multi- vibrateur monostable 878 est au niveau "1" et le circuit 882 d'attaque de commutateur y réagit en fermant le commu- tateur 876 pour relier le contact 876a au contact 876b. Cela applique un niveau moyen du signal approximativement correct provenant du tampon 874 aux bornes du condensateur 862 du filtre 36. Ce signal à peu près correct est appliqué par le tampon 884 à l'entrée inverseuse du comparateur 14 afin de permettre le commencement de l'opération de décision de bits. Quand des mots de synchronisation sont détectés par le séparateur 18, ils déclenchent le monostable 878 pour produire un niveau "0" sur le conducteur 880. La constante de temps du multivibrateur 878 est choisie de manière que la perte de quelques impulsions de synchronisation ramène le signal sur le conducteur 880 au niveau logique "ln pour déclencher le mode de démarrage. La figure 9 représente des détails d'un séparateur ou identificateur de synchronisation 18 avec certaines parties du récepteur 6. Sur la figure 9, des éléments qui correspondent à ceux de la figure 1 sont désignés par des références correspondantes. Le séparateur de synchronisation 18 est essentiellement un comparateur qui compare le profil binaire entrant avec un profil de synchronisation mémorisé. Le séparateur de synchronisation 18 comporte un régénérateur d'horloge binaire 912 pour produire des impulsions d'horloge qui sont appliquées pour commander deux registres à décalage 914 et 916 à 8 bits connectés en cascade. Les registres à décalage 914 et 916 sont connectés pour recevoir le train de données non inversé provenant du comparateur 14 et font passer successivement les données par le total de 16 bits. Ainsi, les registres à décalage 914 et 916 contiennent ensemble ou mémorisent les 16 derniers bits du train de données. Il faut noter que le profil du mot de synchronisation consiste en 16 bits "1" successifs et il est clair qu'à l'instant o le mot de synchronisation entrant se termine, les sorties des registres à décalage sont toutes à "1". Les 16 sorties des registres à décalage sont reliées à un comparateur 918 à 16 bits pour la comparaison avec un profil de mots de synchronisation mémorisé. Quand le comparateur 918 trouve une correspondance, il délivre sur le conducteur 920 l'impulsion de synchronisation ou de temporisation représentée en 218 sur la figure 2 pour l'appliquer à la boucle 7. La partie de donnée des données en série à la sortie du comparateur 14 est aiguillée sur le conduc- teur de sortie 19 par une porte 922 commandée par un circuit logique 924 en réponse au comptage d'un compteur d'impulsions d'horloge 926 correspondant aux instants de données. Le compteur 926 est ramené au repos par chaque impulsion de temporisation sur le conducteur 920. La figure 10 est un schéma simplifié d'un émetteur numérique qui reçoit des données numériques et qui produit un train de données numériques imbriquées avec des impulsions périodiques d'indication de niveau ayant des temps de montée et de descente et une durée contrôlée. Selon la figure 10, plusieurs sources de signaux analogiques désignés par I, II, III... N sont couplées avec des convertisseurs analogiquesnumériques 1010, 1012, 1014... 1016 respectivement pour produire des données numériques en parallèle sur plusieurs canaux. Des registres à 8 bits 1018, 1020 maintiennent leurs parties respectives du mot de synchronisation à 16 bits et un troisième registre 1022 maintient le code à 8 bits de protection et les bits d'impulsions d'indication de niveau. Un multiplexeur 1024 effectue le multiplexage des signaux de données en parallèle provenant des diverses sources et les mémorise à la commande d'un circuit logique de commande commandé par horloge représenté globalement en 1026. Les données en parallèle multiplexées sont converties en série, dans le format représenté sur la figure 2a par un registre à décalage 1028. Les données en série sont converties en un signal optique par un laser commandé, désigné globalement par 1030, qui émet la lumière sur une fibre 1032 vers la borne 8 de la figure 1. La durée de l'impulsion d'indication de niveau est établie par l'horloge de l'émetteur et les temps de montée et de descente de l'impulsion d'indication de niveau sont établis par les caractéristiques des diverses portes dans l'émetteur et ces caractéristiques ne varient normalement pas pendant le fonctionnement. Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art, sans sortir du cadre ni de l'esprit de l'invention. En particulier, la fréquence d'horloge de l'oscillateur à marche-arrêt peut être choisie pour produire tout nombre de cycles d'oscillation pendant l'impulsion d'indication de niveau. L'impulsion d'indication de niveau peut être utilisée à la fois pour indiquer le niveau et la synchronisation si cela est souhaité. Le système numérique de télécommunications peut utiliser d'autres méthodes de transmission des impulsions plutôt que le système à fibres optiques décrit. D'autres types de ces télécommunications peuvent être les transmissions par rayonnement en hyperfréquences, en infra-rouge ou ultrasonores. REVENDICATIONS 1. Dispositif de télécommunications comportant un découpeur adaptatif (figure 1) pour un train numérique binaire, ledit train binaire contenant des impulsions d'indication de niveau (214), caractérisé en ce que ledit découpeur comporte un premier comparateur (14) comprenant une première borne d'entrée (+) et une seconde borne d'entrée (-), ladite première borne d'entrée étant connectée pour recevoir ledit train binaire et ladite seconde borne d'entrée étant connectée pour recevoir un signal de découpage de référence (528), pour comparer ledit train binaire avec ledit signal de découpage de référence et produire ainsi des impulsions comparées contenant des impulsions d'indication de niveau comparées, un oscillateur commandé (22, 26, 28) connecté audit comparateur pour produire des trains d'oscillation (318, 418) en réponse aux impulsions respectives d'indication de niveau comparées, un circuit bistable (30) connecté audit oscillateur commandé pour changer d'état en réponse à chacune desdites oscillations dans lesdits trains d'oscillation, ledit circuit bistable produisant un signal de sortie (322; 422) dans un premier état ("1") avant la réception de chacun desdits trains d'oscillation et un second état ("0") après la réception de l'un desdits train s d'oscillation contenant un nombre impair (5) d'oscillations (figure 3g) et ayant ledit premier état après la réception de l'un desdits trains d'oscillations comprenant un nombre pair (6) d'oscillations (figure 4g) et un dispositif de moyenne et de traitement de signal de commande (32, 34, 30) connecté audit circuit bistable pour faire la moyenne desdits premiers et desdits seconds états dudit signal de sortie dudit circuit bistable et pour traiter le signal dont la moyenne est faite afin de produire ledit signal de découpage de référence avec une polarité sélectionnée de manière à maintenir constante la durée desdites impulsions d'indication de niveau comparées. 2.- Dispositif selon la revendication 1, caracté- risé en ce que ledit dispositif de moyenne et de traitement de signal de commande comporte un premier filtre (32) connecté audit circuit bistable pour faire la moyenne dudit signal de sortie et dudit circuit bistable et produire un signal de commande filtré (324), un second comparateur connecté audit premier filtre pour comparer ledit signal de commande filtré avec un signal de référence (Vref) pour produire un second signal de niveau (524) et un second filtre connecté audit second comparateur pour faire la moyenne dudit second signal à deux niveaux et produire ainsi ledit signal de découpage de référence (528). 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit oscillateur commandé comporte un corrélateur (18) connecté audit comparateur pour produire des impulsions de temporisation (310; 410) dans une relation de temps particulière avec lesdites impulsions d'indications de niveau (314; 414), un générateur d'impulsions de fourchette d'aiguillage (22) relié audit corrélateur pour produire une impulsion de fourchette d'aiguillage (312; 412) en réponse à chacune desdites impulsions de temporisation, un dispositif d'aiguillage (26) relié audit comparateur et audit générateur d'impulsions de fourchette d'aiguillage pour aiguiller chaque impulsion d'indication de niveau (316, 416) vers une borne de sortie et un oscillateur à marche-arrêt (28) relié audit dispositif d'aiguillage pour produire lesdits trains d'oscillation en réponse à chacune desdites impulsions d'indication de niveau. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendi- cations 1 à 3, caractérisé en ce que ledit découpeur comporte en outre un circuit de démarrage (870, figure 8) comportant un générateur de signal de démarrage (872) relié à ladite première borne d'entrée dudit comparateur pour faire la moyenne dudit train binaire et pour produire un signal de démarrage comme une approximation dudit signal de découpage, un dispositif indicateur de séparation d'impulsions d'indication de niveau (878, 882) relié audit oscillateur commandé pour produire un signal d'autorisation de démarrage indiquant l'absence desdites impulsions d'indication de niveau comparées, et un dispositif d'aiguillage de signal de démarrage (876) relié audit générateur de signal de démarrage et audit dispositif indicateur de séparation d'impulsions d'indication de niveau pour aiguiller ledit signal de démarrage vers ledit premier comparateur pour l'applica- tion dudit signal de démarrage audit comparateur afin d'aider le démarrage. 5. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit oscillateur commandé comporte un régénérateur d'horloge binaire relié au premier compara- teur pour régénérer la porteuse binaire à partir dudit train binaire, un registre à décalage relié audit premier comparateur et audit régénérateur d'horloge binaire pour mémoriser et décaler lesdites impulsions comparées et pour rendre disponibles certaines au moins des impulsions comparées, mémorisées et décalées résultantes à des bornes de sortie en parallèle, une source d'un profil binaire prédéterminé, un générateur d'impulsions d'aiguillage relié à ladite source de profil binaire prédéterminé et audit registre à décalage pour produire un signal d'aiguillage d'impulsions d'indication de niveau en réponse à un profil prédéterminé desdites impulsions comparées, mémorisées et décalées, un dispositif d'aiguillage relié audit premier comparateur et audit générateur d'impulsions d'aiguillage pour aiguiller des impulsions comparées représentant lesdites impulsions d'indication de niveau, et un oscillateur à marche-arrêt relié audit dispositif d'aiguillage pour produire lesdits trains d'oscillations en réponse auxdites impulsions comparées représentant lesdites impulsions d'indication de niveau. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif- identificateur de signal de synchronisation (18, figure ) comprenant une mémoire pour mémoriser un profil binaire correspondant à un profil binaire unique, une mémoire commandée par horloge (914, 916) reliée audit comparateur pour mémoriser les bits successifs et un corrélateur (918) relié à ladite mémoire commandée par horloge et à ladite mémoire pour comparer les bits de ladite mémoire comparés par horloge avec des bits de ladite mémoire afin de produire un signal représentant l'arrivée dudit signal de synchronisation. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendi- cations 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un émetteur (figure 10) pour fournir ledit train binaire, ledit émetteur comportant une source d'informations binaires (1010,...), une source d'impulsions d'indication de niveau (1022) ayant des temps de montée et de descente qui restent constants et un dispositif de multiplexage et de transmission (1124, 1028, 1030, 1032) relié à ladite source d'informations binaires et à ladite source d'impulsions d'indication de niveau pour multiplexer lesdites informations binaires avec lesdites impulsions d'indication de niveau afin de former un signal pour la transmission vers ledit découpeur adaptatif. 8. Dispositif selon la revendication 7, caracté- risé en ce que le dispositif de multiplexage et de transmission consiste en un émetteur optique (1030), un circuit de transmissio n optique (1032) et un récepteur optique (10), ledit récepteur optique étant relié (12) à ladite première entrée dudit comparateur. 9. Dispositif selon l'une quelconque des revendi- cations 1 à 8, caractérisé en ce que ledit train binaire représente un signal de télévision qui contient un signal de synchronisation de télévision.