Brevet FR2584252A1 — publié le 19870102

La présente invention concerne des convertisseurs numérique-analogique, et elle porte plus particulièrement sur des convertisseurs numériqueanalogique qui comportent des "résistances de réaction d'amplificateur de sortie" qui sont des résistances très précises, accessibles de l'extérieur, et des résistances de détermination de courantsde bit, qui sont des résistances de petite taille et de faible coût dont la résistance carrée peut présenter des tolérances de fabrication s'élevant jusqu'à +30%. Les circuits convertisseurs numérique-analogique (CNA) monolithiques sont bien connus dans la technique, et ils comprennent de façon caractéristique un ensemble d'élé- ments de commutation de bit réagissant chacun à un bit parti- culier dans le mot d'entrée numérique de façon à aiguiller sélectivement un courant d'élément de commutation de bit as- socié vers un noeud de sommation de courant, pour produire un courant de sortie analogique. La contribution au courant de sortie analogique qui est apportée par chacun des éléments de commutation de bit est proportionnée selon une pondération binaire, conformément à la pondération binaire du bit parti- culier auquel réagit l'élément de commutation de bit considé- ré. Un grand nombre de circuits convertisseurs numérique-ana- logique de ce type comprennent un amplificateur de sortie auquel le courant analogique est appliqué par l'intermédiaire d'un conducteur de sommation de courant. De tels amplifica- teurs de sortie comportent souvent une résistance de réaction. Une tension de sortie analogique produite par l'amplificateur de sortie a une valeur proportionnelle au rapport entre la valeur d'une résistance de détermination de courant de bit et la valeur de la résistance de réaction. Par conséquent, si la résistance de réaction a une valeur absolue très précise, la résistance de détermination de courant doit habituellement avoir également une valeur absolue très précise. Dans certaines applications des CNA, les bornes des résistances de réaction sont accessibles de l'extérieur. Les utilisateurs connectent souvent des résistances externes en parallèle et/ou en série avec les résistances de réaction pour régler la plage de tension de sortie du CNA. Dans de tels cas, il est souhaitable que les résistances de réaction aient une valeur extrêmement précise, de façon que les résis- tances de réglage de plage externes aient une valeur prédé- terminée. Cependant, si chacune des résistances de réaction a une valeur absolue précise, chacune des nombreuses résistances de détermination de courantsde bit doit habituellement avoir également une valeur précise. Des résistances précises incor- porées dans un circuit intégré occupent habituellement une aire relativement élevée sur la puce de circuit integré, ce qui augmente le coût des CNA. L'homme de l'art sait qu'on a réalisé des convertis- seurs numérique-analogique monolithiques économiques ayant une précision relativement élevée, dans lesquels les valeurs abso- lues des résistances de réaction et des résistances de déter- mination de courant de bit ne sont pas définies de façon pré- cise, mais les rapports entre ces résistances de réaction et ces résistances de détermination de courant sont définis de façon précise. Des utilisateurs ayant l'habitude de travailler avec des résistances de réaction ayant des valeurs absolues précises ne peuvent pas utiliser commodément de tels conver- tisseurs numérique-analogique. L'homme de l'art notera que tout convertisseur numé- rique-analogique de haute précision doit avoir des courants de bit internes pratiquement indépendants de la température sur une gamme de température spécifiée pour le convertisseur numé- rique-analogique, et que cet aspect du fonctionnement du cir- cuit doit faire l'objet d'une attention considérable au moment de la conception du circuit convertisseur numérique-analogique. On utilise de façon caractéristique des circuits de référence de tension internes qui compensent la dérive thermique des tensions base-émetteur des transistors qui produisent la ten- sion de base appliquée aux transistors fonctionnant en sources de courant, qui produisent ainsi les tensionsaux bornes des résistances de détermination des courants de bit et qui dé- terminent donc les courants de bit. L'homme de l'art sait qu'on peut ajuster par laser des résistances en Nichrome pour produire des diviseurs de tension résistifs de grande précision. Cependant, l'utilisa- tion de diviseurs de tension ajustés par laser dans des cir- cuits de référence de tension entraîne habituellement des variations de densité de courant dans des transistors qui produisent la tension de référence. De telles variations de densité de courant entraînent des variations de la dérive thermique des tensions émetteur-base de tels transistors, et donc des variations des tensions de référence. Par conséquent, on évite habituellement l'utilisation de diviseurs de tension résistifs ajustés par laser dans des circuits dans lesquels on doit compenser de façon précise la dérive thermique de ni- veaux de tension. L'homme de l'art sait également qu'il est extréme- ment souhaitable d'éviter l'utilisation de résistances ajus- tées par laser dans des circuits intégrés si l'ajustement par laser doit produire des pourcentages élevés de variation de résistance, du fait que si une résistance doit pouvoir être ajustée sur une plage étendue, elle doit occuper une aire de puce accrue, ce qui augmente évidemment le coût du produit final. La taille accrue des résistances ajustables augmente également le temps nécessaire pour l'ajustement par laser. Du fait que l'équipement d'ajustement par laser est extrêmement coûteux, les postes d'ajustement par laser dans une installa- tion de fabrication de circuits intégrés tendent à constituer des "goulets d'étranglement" dans un processus de production. On doit évidemment éviter, si possible, des structures qui augmentent considérablement l'aire d'une puce de circuit in- tégré et qui augmentent l'importance de l'opération d'ajuste- ment par laser. On a réalisé précédemment des CNA, en majeure partie de structure hybride, comportant des résistances de réaction de précision, accessibles de l'extérieur, dans lesquels les courants de bit sont ajustés ou réglés à des valeurs précises au moyen d'un circuit de commande à amplificateur opération- nel qui produit la tension de référence de base pour les transistors fonctionnant en sources de courant. Dans de tels circuits, l'amplificateur opérationnel est affecté défavora- blement par des signaux parasites produits par des transi- tions de signal dans les éléments de commutation de bit, du fait que l'amplificateur opérationnel exige une longue durée pour se stabiliser après de tels signaux parasites. Il existe ainsi un besoin non satisfait portant sur un convertisseur numérique-analogique économique, très précis et stable au point de vue thermique, qui permette de disposer de résistances de réaction d'amplificateur de sortie accessi- bles de l'extérieur, ayant des valeurs absolues très précises, tout en évitant la nécessité d'employer un grand nombre de résistances devant être ajustées pour produire un pourcentage de variation très élevé de la valeur de résistance, et en évitant les complications qui résultent du couplage capacitif de signaux parasites des éléments de commutation de bit vers les circuits de tension de référence qui polarisent les ré- sistances de détermination de courant de bit. Il existe éga- lement un besoin non satisfait portant sur un potentiomètre intégré pratique. On connaît certains potentiomètres intégrés qu'on peut régler par incréments entre plusieurs valeurs de résistances différentes, comme ceux qui sont décrits dans les brevets des E.U.A. n 4 150 366 et 4 201 970. De tels poten- tiomètres intégrés antérieurs ne peuvent pas être ajustés de façon suffisamment précise pour être très utiles. Un but de l'invention est donc de procurer un con- vertisseur numérique-analogique économique comportant une ré- sistance de réaction d'amplificateur de sortie très précise, accessible de l'extérieur. Un autre but de l'invention est de procurer un con- vertisseur numérique-analogique économique comportant une ré- sistance de réaction d'amplificateur de sortie très précise et accessible de l'extérieur, et comportant également des ré- sistances de détermination de courant3de bit occupant une ai- re relativement faible avec des variations élevées de résis- tance carrée, ce convertisseur ne présentant en outre prati- quement aucune dérive thermique de sa tension de sortie. Un autre but de l'invention est de procurer un po- tentiomètre en circuit intégré pratique qu'on puisse ajuster avec précision pour produire une tension de sortie prédéter- minée sur un conducteur correspondant à une prise du poten- tiomètre, sans que ceci ne produise une variation notable de la résistance série du potentiomètre. Sommairement, et conformément à l'un de ses modes de réalisation, l'invention procure un convertisseur numéri- que-analogique monolithique comportant une résistance de réaction d'amplificateur de sortie précise et accessible de l'extérieur, un ensemble de résistances de détermination de courants de bit qui présentent des variations de résistance carrée relativement élevées, et un circuit de tension de ré- férence compensé en température destiné à produire une ten- sion de base compensée en température pour des transistors fonctionnant en sources de courant qui appliquent des ten- sions aux bornes des résistances de détermination de cou- rants de bit, de façon à produire dans ces résistances des courants de bit constants, prédéterminés et indépendants de la température, malgré la variation élevée de la résistance carrée des résistances de détermination des courants de bit. Dans le mode de réalisation de l'invention qui est décrit, une résistance de réaction en Nichrome ajustable par laser présente une valeur absolue très précise et est produite par une opération d'ajustement par laser. Les résistances de dé- termination des courants de bit ne sont que légèrement ajus- tées par laser, de façon que toutes ces résistances aient les unes par rapport aux autres des valeurs prédéterminées ou des rapports prédéterminés. Les émetteurs de transistors de courants de bit NPN sont connectés aux résistances de dé- termination des courants de bit, et leurs bases sont connec- tées à un circuit de tension de référence compensé en tempé- rature, qui comporte une diode zener produisant une tension sur la base d'un premier transistor NPN à charge d'émetteur. Un potentiomètre intégré en Nichrome ajustable par laser est connecté entre l'émetteur d'un premier transistor à charge d'émetteur et un conducteur de tension d'alimentation. Un conducteur correspondant à une prise du potentiomètre est connecté à la base d'un second transistor à charge d'émetteur, dont l'émetteur est connecté aux bases des transistors NPN constituant des sources pour les courants de bit. Le poten- tiomètre intégré comporte des sections élargies "d'ajustement fin" au voisinage de chacune de ses extrémités, et une partie centrale rétrécie, avec un ensemble de doigts transversaux espacés en Nichrome, chacun d'eux s'étendant vers l'extérieur à partir de la partie centrale rétrécie et venant en contact avec une barre de court-circuit qui constitue un conducteur de prise centrale. On effectue un ajustement grossier du po- tentiomètre intégré en utilisant un faisceau laser pour sec- tionner tous les doigts connectés au conducteur de prise cen- trale, sauf un. On effectue un ajustement fin du potentiomètre intégré en formant une coupure longitudinale dans l'une des sections élargies "d'ajustement fin", pour produire un courant de bit prédéterminé précis dans l'un des transistors fonction- nant en sources de courant. L'ajustement du potentiomètre laisse sa résistance totale pratiquement inchangée, et le cou- rant qui circule dans le potentiomètre reste également prati- quement inchangé. Par conséquent, la densité de courant, et donc la dérive thermique, dans le premier transistor à charge d'émetteur fournissant le courant qui circule dans le poten- tiomètre, et la densité de courant dans certains autres élé- ments de compensation de température, restent pratiquement inchangées. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un schéma du circuit de l'invention; la figure 2 est une vue en plan utile à la descrip- tion d'une résistance ajustable utilisée dans le circuit de la figure 1; la figure 3 est une vue en plan d'un potentiomètre intégré conforme à l'invention; la figure 4 est un schéma d'un autre mode de réali- sation de l'invention; la figure 5 est une vue en plan de deux résistances, dessinée à l'échelle, et est utile à l'explication de certains avantages du circuit de la figure 1. En considérant maintenant la figure 1, on note qu'un convertisseur numérique-analogique (CNA) 1 comprend un ensem- ble d'entrées numériques, telles que l'entrée 2, à chacune desquelles est appliqué un signal d'entrée numérique tel que le signal VA. A titre d'exemple, si le CNA 1 est un convertis- seur numérique-analogique à seize bits, il y aura seize en- trées numériques telles que l'entrée 2. Le CNA 1 comporte éga- lement une sortie 3 sur laquelle apparaît une tension VS. La borne de sortie 3 est connectée à la sortie d'un amplificateur de sortie 4. L'homme de l'art peut prévoir divers amplifica- teurs de sortie appropriés. On pourrait par exemple utiliser l'amplificateur de sortie décrit dans la demande de brevet des E.U.A. n 732 168, déposée le 8 mai 1985 et cédée à la Demanderesse. L'entrée positive de l'amplificateur 4 est con- nectée à la masse et son entrée négative est connectée à un conducteur de sommation de courant 5. Une résistance de réac- tion est connectée entre le conducteur de sommation de courant et un conducteur externe 62. Le conducteur de sommation de courant 5 est également connecté à un plot ou un conducteur 57 accessible de l'extérieur. Le conducteur de sommation de courant 5 est connecté à un réseau en échelle R/2R classique, du genre très utilisé par l'homme de l'art pour la pondération des courants de bit dans des convertisseurs numérique-analogique. Chacune des entrées numériques, telle que l'entrée 2, est connectée à un "circuit de bit", tel que le circuit 16. Chaque circuit de bit comprend un "élément de commutation de bit" qui comporte un transistor NPN 8 dont la base est connec- tée à la borne d'entrée 2, ou couplée à cette dernière par un circuit de décalage de niveau (non représenté). Chaque circuit de bit comprend également un second transistor NPN 9 dont l'émetteur est connecté à l'émetteur du transistor 8 et dont la base est connectée à une tension de référence appropriée compensée en température, VR. Le collecteur du transistor 8 est connecté à la masse. Le collecteur du transistor 9 est connecté par le conducteur 14 à une entrée du réseau en échel- le 7. Les émetteurs des transistors 8 et 9 sont connectés par un conducteur 10 au collecteur d'un transistor de courant de bit 11. La base du transistor de courant de bit 11 est connec- tée à un conducteur de tension de référence compensée en tem- pérature, 12. L'émetteur du transistor NPN de courant de bit 11 est connecté à une borne d'une résistance de détermination de courant de bit 13, dont l'autre borne est connectée à -VEE. Un courant de bit IBIT circule dans le collecteur du transis- tor de courant de bit 11 et est aiguillé soit vers le conduc- teur de masse soit vers le réseau en échelle 7, selon que VA est à un niveau haut ou à un niveau bas. Dans le mode de réalisation de l'invention qui est décrit, le CNA 1 est un convertisseur numérique-analogique à seize bits, et il comprend quinze autres éléments de commu- tation de bit tels que les éléments 17 et 21, chacun d'eux étant fondamentalement identique à l'élément de commutation de bit 16 et chacun d'eux connectant une entrée du réseau en échelle 7 (telle que l'entrée 15 ou l'entrée 20) au collec- teur d'un transistor de courant de bit, tel que le transistor 18 ou 22. Les bases de tous les transistors fonctionnant en sources de courants de bit sont connectées au conducteur de tension de référence 12. L'émetteur du transistor de courant de bit 18 est connecté à -VEE par la résistance de détermi- nation de courant de bit 19, et l'émetteur du transistor de courant de bit 22 est connecté à -VEE par la résistance de détermination de courant de bit 23. La valeur de chacune des résistances de détermination de courant de bit est égale à RBITÀ La référence 24 désigne de façon générale un cir- cuit de référence de tension compensé en température qui produit la tension de référence sur le conducteur 12. Le circuit de tension de référence 24 comprend un circuit de source à courant constant 34 branché entre +Vcc et le con- ducteur 33. Le conducteur 33 est connecté à la base d'un transistor NPN à charge d'émetteur 32 et à l'anode d'une diode 35. La cathode de la diode 35 est connectée à la ca- thode d'une diode zener 36. L'anode de la diode zener 36 est connectée à l'anode d'une diode 37 dont la cathode est con- nectée à l'anode d'une diode 38. La cathode de la diode 38 est connectée à -VEE. Le collecteur du transistor NPN à charge d'émetteur 32 est connecté à +Vcc, et son émetteur est connecté par le conducteur 52 à une borne d'un potentio- mètre en circuit intégré 29. L'autre borne 51 du potentiomè- tre intégré 29 est connectée à l'anode de la diode 30, dont la cathode est connectée à l'anode de la diode 31. La catho- de de la diode 31 est connectée à -VEE. Le conducteur de la prise du potentiomètre 29 est connecté au conducteur 28. Le conducteur 28 est connecté à la base du transistor NPN à charge d'émetteur 25, dont le collecteur est connecté à +Vcc. L'émetteur du transistor 25 est connecté au conducteur 12 et à l'anode de la diode 26. La cathode de la diode 26 est connectée à -VEE par la résis- tance 27. La figure 2 montre la configuration de la résis- tance de réaction 6. La résistance de réaction 6 a une va- leur R., et elle est constituée par une couche mince de Ni- chrome ayant une résistance carrée d'environ 210 à 390 ohms par carré. La résistance de réaction 6 comprend des parties relativement rétrécies 41, une section élargie "d'ajustement fin" 39, et une section relativement élargie "d'ajustement grossier" 42. Les sections 39, 41 et 42 de la résistance de réaction consistent toutes en Nichrome. Les références 40 et 44 désignent les contacts ou les bornes en métal de la résis- tance de réaction 6. La section élargie d'ajustement grossier 42 comprend un certain nombre d'ouvertures carrées 43. Des lignes en pointillés telles que les lignes 46 désignent des coupures faites par laser entre les bords extérieurs de la section d'ajustement grossier 42 et les limites intérieures des ouvertures 43. La ligne en pointillés 47 désigne une cou- pure par laser qui peut être faite dans la section d'ajuste- ment fin 39. Avant que l'une quelconque des coupures par laser 46 ou 47 soit formée, la résistance de réaction 6 présente sa valeur minimale. Si toutes les coupures par laser indi- quées par les lignes en pointillés 46 sont formées, la sec- tion d'ajustement grossier 42 présente sa valeur de résistan- ce maximale, du fait que le courant doit circuler en suivant le chemin indiqué par la ligne en pointillés 45. On peut voir aisément qu'il est possible d'obtenir six valeurs de résis- tance discrètes "grossières" différentes, en formant certai- nes des coupures par laser 46. On effectue ensuite l'ajuste- ment "fin" en formant la coupure par laser indiquée en 47. La figure 3 montre la structure d'un potentiomètre intégré pouvant être ajusté de façon fine, conforme à la pré- sente invention. Plus précisément, le potentiomètre 29 com- porte des sections rétrécies en Nichrome, 48, une section centrale "d'ajustement grossier" comprenant un ensemble de doigts transversaux espacés en Nichrome 53 qui s'étendent de la section 48 vers un conducteur de prise en métal 56, et deux sections élargies "d'ajustement fin" en Nichrome, 49 et , situées de part et d'autre de la section d'ajustement grossier. Le Nichrome du potentiomètre intégré 29 est cons- titué par du Nichrome ayant la même résistivité que la ré- sistance de réaction 6 et les résistances de détermination des courants de bit 13, 19, etc. Des contacts métalliques 51 et 52 sont formés aux extrémités opposées du potentiomètre intégré 29. Normalement, après l'ajustement par laser du Ni- chrome constituant le potentiomètre 29, tous les doigts transversaux 53 sauf un sont complètement sectionnés par des coupures par laser telles que la coupure 54. Un seul doigt 53A demeure continu et relie la partie rétrécie 48 au con- ducteur de prise 56. Normalement, une coupure par laser 50 ou est formée dans l'une ou l'autre des sections élargies "d'ajustement fin" 49 ou 55. On va maintenant décrire un procédé pour ajuster les diverses résistances dans le CNA 1 de façon à obtenir une tension de sortie très stable et une valeur prédéterminée précise pour la résistance de réaction RF. Il faut tout d'abord noter que les résistances de détermination des cou- rants de bit RBIT sont formées par du Nichrome dont la résis- tance carrée présente normalement une tolérance de fabrica- tion d'environ +30% dans le processus de fabrication actuel de la Demanderesse. Cependant, toutes les résistances de dé- termination des courants de bit dans un lot de fabrication particulier ont presque la même valeur. Chacune des résistances RBIT est ajustable par la- ser, et elle peut avoir une structure similaire à celle re- présentée pour la résistance 64 sur la figure 5, de façon à permettre un léger ajustement. On forme de très courtes cou- pures par laser comme en 68 sur la figure 5 pour ajuster la valeur de chacune des résistances de détermination des cou- rants de bit, de façon que tous les courants de bit soient pratiquement identiques ou présentent des rapports binaires prédéterminés entre eux. Du fait que l'ajustement par laser qui est nécessai- re est très faible, on peut concevoir ces résistances de façon qu'elles occupent une aire minimale de la surface de la puce monolithique. En outre, l'opération d'ajustement par laser ne demande qu'un temps minimal. Ces deux caractéristiques condui- sent à un coût de puce notablement réduit par rapport à ce qu'il serait si les résistances de détermination des courants de bit étaient conçues pour pouvoir être ajustées à des va- leurs absolues et si la résistance carrée du Nichrome pouvait varier de la quantité de +30 % indiquée ci-dessus. On connecte ensuite entre les plots 57 et 61 une résistance externe de précision (mieux que 0,01 %) d'une va- leur de cinq kiloohms, désignée par la référence 59, comme l'indiquent les lignes en pointillés 58 et 60, en utilisant un appareil de contrôle de tranche et un équipement de test électronique commandé par ordinateur de type approprié. Avec des valeurs appropriées correspondant à +Vcc, - VEE et à la masse appliquées aux conducteurs par l'appareil de contrôle, et avec une valeur appropriée de VA appliquée de façon à faire circuler un courant de bit IBIT dans le transistor 9 constituant un élément de commutation de bit, et dans la ré- sistance de détermination de courant de bit 13 du bit de plus fort poids du CNA 1, un algorithme d'ordinateur simple mesure Vs et détermine quelles sont les coupures par laser 54 qui doivent être formées dans les doigts 53 du potentiomé- tre intégré 29 (figure 3), et donc le doigt 53A qui connecte * le conducteur de prise 56 à la partie centrale 48 du poten- tiomètre intégré. Le même algorithme détermine également cel- le des sections "d'ajustement fin" 49 et 55 qui doit être ajustée, et il forme dans celle-ci une coupure par laser 50 ou 60 appropriée, de façon que Vs soit exactement égale à cinq volts. Le courant de bit IBIT qui circule dans le tran- sistor de source de courant 11 et dans la résistance de dé- termination de courant de bit 13 est alors exactement d'un milliampère (plus le courant de base du transistor 9). Ensuite, l'équipement électronique associé au dispo- sitif de contrôle de sonde supprime la connexion de la résis- tance externe 59 et il court-circuite le plot 62 et le plot 61. L'algorithme d'ajustement par laser ajuste ensuite la ré- sistance de réaction 6. Un programme d'ordinateur détermine quelles sont les coupures par laser 46 qui doivent être for- mées dans la section d'ajustement grossier 42 (figure 2) pour que VS s'approche de cinq volts (en supposant que VA est un "zéro" logique et que les signaux d'entrée numériques restants sont des "uns" logiques). Une fois que les coupures par laser 46 appropriées ont été formées dans la section "d'ajustement grossier" 42 de la résistance de réaction 6, le programme d'ajustement commande le faisceau laser de façon à former une coupure 47 qui s'étend suffisamment loin dans la section "d'ajustement fin" 39 pour que VS soit précisément égale à ,0 volts. Ceci donne bien entendu à RF la valeur précise dé- sirée de 5 kiloohms, du fait que IBIT est égal à 1,0 milli- ampère. Cette partie fondamentale de l'opération d'ajustement est alors terminée. Un avantage important de la procédure décrite ci- dessus consiste en ce qu'un très faible ajustement par laser suffit pour que les résistances de détermination de courants de bit produisent des courants de bit égaux de façon précise ou présentant entre eux des rapports binaires précis, indé- pendamment de la grandeur de l'écart initial de la résistance carrée du Nichrome par rapport à sa valeur nominale. Pour des raisons qu'on expliquera ultérieurement en relation avec la figure 5, on peut concevoir les seize résistances de détermi- nation des courants de bit de façon qu'elles occupent une aire faible à la surface de la puce de silicium. En outre, le temps de fonctionnement du laser nécessaire pour l'ajustement par laser de telles résistances de détermination des courants de bit est très faible. Un autre avantage très important consiste en ce que l'ajustement par laser du potentiomètre intégré 29 ne produit qu'une augmentation négligeable de la résistance d'une borne à l'autre de ce potentiomètre, ce qui fait que le courant IPOT qui circule dans le potentiomètre intégré 29 demeure pratiquement inchangé, indépendamment de l'importance de l'ajustement nécessaire. De ce fait, l'ajustement par laser du potentiomètre 29 ne produit qu'une faible variation de la densité de courant dans la jonction émetteur-base du transis- tor NPN 32 ou dans les jonctions PN des diodes de compensa- tion de température 30 et 31. Il en résulte que l'ajustement par laser du potentiomètre intégré 29 décrit ci-dessus ne produit aucun changement notable de la dérive thermique des chutes de tension directes dans les diodes 30 et 31 et de la tension base-émetteur du transistor 32. Par conséquent, l'opération d'ajustement par laser effectuée sur le potentio- mètre 29 ne ruine pas les propriétés de compensation de tem- pérature du circuit de tension de polarisation 24, comme ce serait le cas si on utilisait toute autre technique (connue de la Demanderesse) pour effectuer une division de tension résistive dans un circuit intégré. Un autre avantage possible de l'invention décrite ci-dessus consiste en ce qu'on évite des variations à long terme possibles de la valeur des résistances de détermination des courants de bit, dues à la formation de longues coupures par laser dans ces résistances. Bien que la Demanderesse n'ait pas vérifié que des coupures par laser longues et des bords longs et non uniformes de ces coupures produisent une instabilité à long terme de résistances ajustées par laser, d'autres chercheurs travaillant dans ce domaine ont indiqué qu'une telle instabilité se manifeste effectivement sous l'effet de coupures par laser longues et non uniformes. Il est possible que ce phénomène soit dû à l'absorption d'humi- dité ou d'autres impuretés à partir de la couche d'oxyde de passivation qui est formée au-dessus des résistances en Ni- chrome, ou à travers cette couche, et il est également pos- sible qu'il soit dû à la migration de matières de la couche résistive, en particulier dans le cas de courants élevés pen- dant des durées prolongées. Une fois que le potentiomètre intégré 29 a été cor- rectement ajusté, la tension sur le conducteur 12 est établie de façon que IBIT soit exactement égal à un milliampère, avec une tolérance d'environ 1 %. Ceci signifie que l'ajustement par laser de la résistance de réaction 6, qui est effectué par la suite, peut également être effectué de façon à procu- rer une précision de + 1%. Les utilisateurs peuvent donc se fier à la précision de la valeur de la résistance de réaction 6 pour sélectionner des composants résistifs externes desti- nés à être connectés en parallèle et/ou en série avec la ré- sistance de réaction 6, pour ajuster la plage de VS, sans avoir à se préoccuper d'écarts de la valeur de RF. Le coût de fabrication du CNA 1, avec les avantages précédents, est néanmoins très inférieur à celui de tous les CNA antérieurs ayant des performances de circuit équivalentes. L'homme de l'art notera aisément que la raison pour laquelle le circuit de polarisation en tension 24 produit une compensation de température qui conduit à une valeur constan- te de VS lorsque la température varie, par exemple de -55 C à +125 C, consiste en ce que la chute de tension aux bornes de la diode 26 correspond à la tension base-émetteur de cha- cun des transistors de source de courant de bit 11, 18, etc, et assure donc la compensation en température de cette ten- sion base-émetteur. Les chutes de tension directes des dio- des 30 et 31 présentent la même variation en fonction de la température que la tension base-émetteur du transistor NPN et la tension aux bornes de la diode 26, respectivement. Les chutes de tension directes des diodes 37 et 38 présentent la même variation en fonction de la température que pour les diodes 30 et 31. La variation en fonction de la température de la chute de tension directe de la diode 35 correspond à celle de la jonction base-émetteur du transistor NPN 32. En pratique, on utilise un circuit un peu plus com- plexe que celui représenté sur la figure 1 pour mettre en oeu- vre les principes de l'invention. Du fait que la diode zener 36 a un coefficient de température positif, il est nécessaire d'effectuer une compensation de température légèrement plus importante que celle que procure la diode 35, ce qui fait qu'on utilise un circuit multiplicateur de VBE, de type bien connu, comme le montre la figure 4. En considérant maintenant la figure 4, on voit un mode de réalisation plus perfectionné du circuit de généra- tion de tension de référence 24 de la figure 1, et ce circuit est désigné par la référence 24A. On a utilisé des références identiques ou similaires sur la figure 4, aux endroits appro- priés, pour désigner des éléments qui correspondent à ceux des figures 1 et 3. Sur la figure 4, le potentiomètre 29 de la figure 1 est représenté schématiquement sous la forme d'un modèle équivalent à résistances localisées. La référence 54 sur la figure 4 désigne les coupures par laser 54 de la figu- re 3, la référence 53 sur la figure 4 désigne de façon géné- rale les doigts ou les liaisons 53 de la figure 3, et la ré- férence 53A sur la figure 4_désigne l'un des doigts ou des liaisons de la figure 3 qui n'a pas été coupé par laser après l'achèvement de l'opération d'ajustement grossier. Sur la figure 4, la référence 34 désigne un circuit miroir de courant PNP et un circuit de référence à réaction de type "bootstrap" associé, qui produit une différence de tension constante entre les tensions présentes sur le collec- teur et la base du transistor 89 connecté en diode, et sur le conducteur 33. Le conducteur 70 désigne une connexion de Kelvin caractéristique allant vers la diode zener 36 pour éliminer les effets générateurs d'erreur de la résistance de conducteurs qui est associée à la diode zener 36. (Il s'agit d'une technique connue, décrite en relation avec la figure 4 du brevet des E.U.A. n 4 381 497 cédé à la Demanderesse.) La résistance 71 est connectée entre le collecteur du transis- tor 73 et la base du transistor 73A, et elle réalise une com- pensation en température destinée à tenir compte de l'augmen- tation du bêta (gain en courant, c'est-à-dire C IB) en fonction de la température. Lorsque la température augmente, le bêta augmente, et le courant de base du transistor 73 di- minue, ce qui réduit la chute de tension aux bornes de la ré- sistance 71. La chute de tension aux bornes de la résistance 71 s'ajoute à la tension de référence produite sur le conduc- teur 33, qui subit ensuite une translation pour donner la tension de référence sur le conducteur 12, qui est ensuite appliquée aux bases des transistors sources de courant 11, 18, etc. On compense ainsi des variations en fonction de la température du bêta des transistors sources de courant 11, 18, etc, et des variations en fonction de la température du bêta des transistors fonctionnant en éléments de commutation de courant, comme le transistor 9. On effectue une compensation "du second ordre" con- cernant des variations du bêta des transistors en fonction de la température, au moyen d'une résistance 26B qui est connec- tée entre la base et le collecteur du transistor 26A, connec- té en diode. Cette technique est également décrite en rela- tion avec la figure 4 de la demande de brevet des E.U.A. n 4 381 497 précitée, cédée à la Demanderesse. Un circuit mul- tiplicateur de bêta 35A, de type bien connu, comprenant des résistances 35B et 35C ajustables par laser, est représenté en série avec la diode zener 36, au lieu de la diode 35 sur la figure 1. Ici encore, il s'agit d'une technique bien con- nue, également décrite en relation avec la figure 4 du brevet des E.U.A. n 4 381 497 cédé à la demanderesse. Le circuit comprenant la diode zener 97, la diode 98, des résistances pincées 99 et le transistor 100 constitue effectivement un circuit de réaction qui fixe la tension de collecteur du transistor 25 à une valeur déterminée essentiel- lement par la diode zener 97. Les résistances pincées 99 four- nissent le courant de polarisation nécessaire pour la diode zener 97. Cet effet de réaction tend à isoler les circuits associés au miroir de courant et aux circuits connexes, 34, vis-à-vis des signaux parasites précités qui sont des impul- sions courtes appliquées par couplage capacitif au conducteur 12 chaque fois que l'un des éléments de commutation de bit tels que les éléments 16, 17 ou 21 sur la figure 1 commute un courant de bit de la masse vers le circuit résistif en échel- le 7 (figure 1), ou inversement. Le Tableau 1 donne des exemples de valeurs pour les résistances représentées sur les figures 1 et 4. Résistance 26B B C TABLEAU 1 Kiloohms ,0 3,7 7,4 3,7 7,2 4,9 3,7 1,2 17,3 7,4 0,5 16,9 4,4 0,5 Lorsqu'on utilise le circuit de la figure 4, on peut avantageusement modifier de la manière expliquée ci-après la technique décrite ci-dessus pour ajuster les diverses résis- tances du CNA 1. Lorsqu'on utilise le circuit de la figure 4, une technique proposée pour ajuster le CNA consiste à placer tout d'abord à l'état conducteur l'élément de commutation de bit 16, de façon que le courant IBIT traversant le transistor source de courant 11 circule dans le conducteur 14, le réseau en échelle 7 et le conducteur de sommation de courant 5. On mes-re ens-lite -e zourant en connectant une résistance de cinq kiloohms 59, de haute précision, de la manière indiquée en pointillés sur la figure 1. On utilise la machine d'ajus- tement par laser pour effectuer la partie d'ajustement gros- sier de l'opération d'ajustement portant sur le potentiomètre intégré 29, en sectionant tous les doigts sauf un, afin de régler le courant dans le conducteur de sommation de courant à une valeur proche de sa valeur désirée. On mesure la va- leur de Vs pour déterminer la liaison 53A qui doit être lais- sée non sectionnée. On effectue les opérations précédentes à une tem- pérature élevée d'environ 105 C, avec la tranche sur un "man- drin chaud". On abaisse ensuite la température du mandrin portant la tranche jusqu'à la température ambiante. On peut utiliser des données empiriques ou des équations appropriées pour déterminer dans quelles proportions le laser doit ajus- ter les résistances de multiplicateur de VBE, 35B et 35C, pour compenser le coefficient de température positif de la diode zener 36. Ensuite, en utilisant la technique décrite précédemment pour déterminer le courant dans le conducteur de sommation de courant 5, on effectue une opération d'ajus- tement fin sur le potentiomètre 29, pour faire en sorte que la tension VS soit exactement égale à 5,0 volts. Il existe un grand nombre de manières différentes pour ajuster à sa valeur précise la résistance de réaction 6. A titre d'exemple, avant l'ajustement du potentiomètre inté- gré, on peut ajuster la résistance de réaction 6 à une valeur précise de cinq kiloohms, indépendamment du reste du circuit représenté sur la figure 1. Dans ce cas, on peut utiliser la résistance de réaction 6 à la place de la résistance de pré- cision externe mentionnée ci-dessus, employée pour déterminer l'intensité du courant qui circule dans le conducteur de som- mation de courant 5. Selon une variante, après avoir établi le courant de bit IBIT par l'ajustement précis du potentiomè- tre intégré 29, décrit ci-dessus, on peut ajuster par laser la résistance de réaction 6 de façon à lui donner une valeur précise, sur la base de la mesure de Vs. Il est nécessaire d'ajuster les résistances de dé- termination des courants de bit 13, 19 et 23 de façon que tous les courants de bit IBIT soient exactement égaux. Ceci constitue ce qu'on appelle un ajustement de "linéarisation". On peut effectuer cette opération d'ajustement de linéarisa- tion à n'importe quel moment commode pendant l'opération d'ajustement. Plus précisément, on peut effectuer l'opération d'ajustement de linéarisation après l'ajustement du potentio- mètre 29 et/ou de la résistance de réaction 6, pour effectuer un léger ajustement final de chaque courant de bit IBIT. On peut ainsi voir que le circuit décrit en rela- tion avec les figures 1-4 permet à l'homme de l'art de réali- ser un CNA monolithique à seize bits ayant un coût faible, pour les raisons suivantes: 1) il est possible de concevoir les seize résistances de détermination des courants de bit de façon qu'elles occupent une aire minimale de la puce, et 2) le circuit ne nécessite qu'un temps d'ajustement par laser relativement faible, malgré le fait que la résistance carrée du Nichrome qui constitue les résistances de détermination des courants de bit, la résistance de réaction et le potentio- mètre intégré, peut varier d'environ +30 % d'une tranche à une autre, et malgré le fait que la résistance de réaction est ajustée avec une précision de 1 %. Ces avantages importants ont été rendus possibles, sans détruire la stabilité en température, très sensible, des courants de bit IBIT, par l'utilisation du potentiomètre in- tégré 29 pouvant être ajusté de façon fine. Le potentiomètre intégré mantient une densité de courant pratiquement constante dans les éléments de compensation de température dans lesquels le courant IpOT circule avec une valeur constante, indépen- damment de l'importance de l'ajustement du potentiomètre 29 qui est nécessaire pour compenser l'écart de la résistance carrée du Nichrome de la tranche considérée par rapport à sa valeur "nominale". On notera cependant qu'il est souhaitable que les courants de bit tels que IBIT aient une dérive ther- mique de valeur absolue égale et de signe opposé à celle de la résistance de réaction RF, de façon que VS n'ait aucune dérive thermique. On prévoit que le potentiomètre 29 aura des applications utiles similaires dans d'autres circuits dans lesquels il est nécessaire de pouvoir ajuster des ten- sions de référence de façon précise, sans dégrader les per- formances de circuits de compensation de température ayant une grande sensibilité. On va maintenant donner un exemple pour illustrer à quel point il est impcrtant d'éviter des structures de cir- cuit qui exigent l'ajustement par laser d'un grand nombre de résistances sur une plage qui correspond à un pourcentage élevé de leurs valeurs minimales. La figure 5 montre une ré- sistance de détermination de courant de bit en Nichrome, 64, dessinée à l'échelle, qui ne nécessite pas d'être ajustée à une valeur absolue, et qui n'exige donc pas une opération d'ajustement par laser produisant une variation proportionnée élevée de sa résistance d'une borne à l'autre. La majeure partie de la valeur de la résistance en Nichrome 64 est four- nie par les segments allongés étroits 65. La section d'ajus- tement fin 67 produit une variation relativement faible de la résistance d'une borne à l'autre, même si la coupure par laser 68 traverse entièrement la section d'ajustement fin 67. A titre de comparaison, on considérera une résistan- ce de détermination de courant de bit en Nichrome 64A, égale- ment dessinée à l'échelle sur la figure 5, qui doit être ajus- tée à une valeur absolue précise. Ceci peut exiger que la coupure d'ajustement par laser 68A produise une augmentation proportionnée beaucoup plus élevée de sa valeur de résistance d'une borne à l'autre. La section d'ajustement fin 67A de la résistance 64A doit être beaucoup plus grande que la section d'ajustement fin 67 de la résistance 64. La résistance de dé- termination de courant de bit 64A nécessite évidemment une aire de puce beaucoup plus élevée (presque deux fois plus) qu'une résistance telle que la résistance 64. Il ne serait pas souhaitable de devoir utiliser des résistances physique- ment grandes comme la résistance 64A pour réaliser un groupe de seize résistances de détermination des courants de bit 13, 19, etc, sur la figure 1. On donnera ensuite un exemple numérique pour mon- trer la raison pour laquelle il serait nécessaire d'utiliser des résistances de détermination des courants de bit d'aire élevée, comme la résistance 64A de la figure 5, en l'absence du circuit comprenant le potentiomètre intégré 29. On suppo- sera que chacune des résistances 13, 19, etc, doit avoir une valeur de dix kiloohms. On notera que toutes les procédures d'ajustement par laser augmentent la valeur de résistance; on ne dispose d'aucune procédure d'ajustement capable de di- minuer la valeur d'une résistance. Les seize résistances de détermination des courants de bit doivent donc être disposées sur la surface de la puce de façon à tenir compte de la pos- sibilité du fait que la résistance carrée du Nichrome soit supérieure de 30 % à sa valeur nominale. Il est donc néces- saire de sélectionner la taille des résistances de détermina- tion des courants comme si la résistance désirée était de dix kiloohms divisés par 1,3, c'est-à-dire comme si la résistance nominale était de 7, 7 kiloohms. On supposera ensuite que la résistivité du Nichrome soit inférieure de 30 % à sa valeur nominale, au lieu de lui être supérieure de 30 %. Dans ce cas, les valeurs réelles des résistances de détermination des courants de bit non ajustées seront égales à 0,7 fois 7, 7, c'est-à-dire 5,3 kiloohms, soit approximativement la moitié seulement de leur valeur désirée de dix kiloohms. Il sera nécessaire d'ajuster ces résistances par laser pour augmenter leur valeur jusqu'à dix kiloohms, c'est-à-dire jusqu'à une valeur supérieure d'environ 89 % à leur valeur non ajustée. On peut ainsi voir que si une résistance de déter- mination de courant de bit doit être ajustée à une valeur absolue précise, la structure des résistances de détermina- tion des courants de bit devra être très similaire à la structure de la résistance 64A représentée sur la figure 5, qui consomme une aire de la puce qui est environ le double de celle qui serait nécessaire si un ajustement de faible valeur était suffisant. Bien qu'on ait décrit l'invention en considérant plusieurs modes de réalisation particuliers, l'homme de l'art pourra apporter diverses modifications aux modes de réalisa- tion décrits sans sortir du cadre de l'invention. A titre d'exemple, on considère que le cadre de l'invention englobe tous les circuits et dispositifs qui sont des équivalents de ceux décrits ici, dans la mesure o leurs éléments ou leurs étapes opératoires correspondants remplissent pratiquement la même fonction selon pratiquement la même manière, pour attein- dre pratiquement le même résultat. A titre d'exemple, on peut utiliser des circuits de génération de tension de référence autres que le circuit 24 de la figure 1 et le circuit 24A de la figure 4, et même des circuits n'utilisant pas de poten- tiomètres intégrés, à condition qu'ils maintiennent une den- sité de courant pratiquement constante dans les jonctions PN des éléments de compensation de température, sur toute la plage de réglage d'une résistance qui commande la tension de polarisation appliquée au conducteur 12. On pourrait réaliser de tels circuits en utilisant des amplificateurs opérationnels à faible dérive au lieu d'un potentiomètre intégré, bien que l'aire de puce utilisée dans ce cas soit considérablement accrue. L'homme de l'art notera que certaines applications du convertisseur numérique-analogique de l'invention exigent la résistance de précision RF, mais non l'amplificateur de sortie 4. A titre d'exemple, si le convertisseur numérique- analogique est utilisé en tant que composant d'un convertis- seur analogique-numérique à approximations successives, on utilisera des circuits comparateurs à la place des amplifi- cateurs de sortie. Un signal analogique est appliqué à une entrée du comparateur et divers signaux d'entrée numériques sont appliqués aux entrées du CNA jusqu'à ce qu'on trouve un mot d'entrée numérique qui produit une condition d'équilibre sur les entrées du comparateur, ce qui indique que la repré- sentation numérique du signal analogique a été trouvée. REVENDICATIONS 1. Procédé de fabrication d'un convertisseur numéri- que-analogique (1) qui comprend un amplificateur de sortie (4) ayant une entrée connectée à un conducteur de sommation de courant (5) qui est également connecté à un ensemble d'élé- ments de commutation de courants de bit (16, 17,... 21) pour l'aiguillage sélectif de courants de bit (IBIT) dans les col- lecteurs d'un ensemble de transistors de sources de courant de bit (11, 18,... 22), et des moyens de génération de ten- sion de référence de compensation de température (24, 24A) destinés à produire une première tension de référence sur les bases des transistors de sources de courant de bit (11, 18, 22), pour produire une variation prédéterminée des cou- rants de bit (IBIT) en fonction de la température, caractéri- sé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: (a) on établit (1) un ensemble de résistances de détermination des courants des bit (13, 19,... 23), chacune d'elles étant connectée à un émetteur de l'un respectif des transistors de sources de courant de bit (11, 18,... 22) et à un premier conducteur de tension d'alimentation (-VEE), (2) des moyens (59) connectés électriquement au conducteur de som- mation de courant (5), pour déterminer la valeur du courant qui circule dans le conducteur de sommation de courant, (3) un potentiomètre intégré ajustable (29) incorporé dans les moyens de génération de tension de référence de compensation de tem- pérature (24, 24A), et comportant une section d'ajustement grossier (42) comprenant un ensemble de liaisons espacées (53, 53A) connectées entre une partie principale du potentio- mètre intégré (29) et un conducteur de prise (56), et des première et seconde sections d'ajustement fin (49, 55) placées de part et d'autre de la section d'ajustement grossier (42), et (4) des moyens (25, 26, 27) destinés à appliquer la tension présente sur le conducteur de prise (56) aux bases des tran- sistors de sources de courants de bit (11, 18,... 22); (b) on applique des tensions prédéterminées appro- priées (VA) au convertisseur numérique-analogique (1), pour faire circuler un premier courant de bit (IBIT) dans l'un prédéterminé des transistors de sources de courants de bit (11, 18,... 22); (c) on fait fonctionner un dispositif d'ajustement pour sectionner toutes les liaisons (53) de la section d'ajus- tement grossier (42), à l'exception d'une (53A), pour faire en sorte que le courant dans le conducteur de sommation (5) s'approche d'un niveau prédéterminé; et (d) on fait fonctionner le dispositif d'ajustement pour ajuster l'une des première et seconde sections d'ajuste- ment fin (49, 55) pour faire en sorte que le courant circulant dans le conducteur de sommation (5) soit précisément égal au niveau prédéterminé, grace à quoi le courant qui circule dans le poten- tiomètre intégré et dans des jonctions PN de parties sensibles à la température des moyens de génération de tension de réfé- rence de compensation de température (24, 24A) reste prati- quement constant pendant l'ajustement, ce qui évite de dégra- der les propriétés de compensation de température des moyens de génération de tension de référence de compensation de tem- pérature (24, 24A). 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend l'opération consistant à ajuster diverses résistances de détermination des courants de bit (13, 19,... 23) pour linéariser les courants de bit (IBIT), et donc la tension de sortie (VS) que produit l'amplificateur de sortie (4). 3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'on incorpore une résistance de réaction (6) dont une borne est connectée au conducteur de sommation de courant (5), et on ajuste la résistance de réaction à une valeur pré- cise, au moyen du dispositif d'ajustement, et si la résistance carrée de la matière constitutive de la résistance de réaction (6) et des résistances de détermination des courants de bit (13, 19,... 23) est notablement différente de sa valeur no- minale, l'importance de l'ajustement des résistances de dé- termination des courants de bit (13, 19,... 23) correspond à un pourcentage de leurs valeurs initiales très inférieur à celui qui intervient dans le cas de l'ajustement de la résistance de réaction (6). 4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'opération (c) comprend l'utilisation d'un fais- ceau laser. 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que les résistances de détermination des courants de bit (13, 19,... 23), le potentiomètre intégré (29) et la résistance de réaction (6) consistent tous en Nichrome. 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens destinés à déterminer la valeur du cou- rant dans le conducteur de sommation de courant (5) compren- nent une résistance externe précise (59) connectée entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur de sortie (4) et des moyens destinés à mesurer la tension par rapport à la masse à la sortie de l'amplificateur de sortie (4), avec une entrée de l'amplificateur de sortie (4) référencée à la masse. 7. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'on effectue l'opération (b) et l'établissement de la connexion électrique des moyens destinés à déterminer la va- leur du courant dans le conducteur de sommation (5), en uti- lisant un dispositif de contrôle de tranche. 8. Procédé selon la revendication 5, dans lequel on incorpore un circuit multiplicateur de VBE (35A) en série avec une diode zener (36) dans les moyens de génération de tension de référence de compensation de température (24A), caractérisé en ce qu'on commande le faisceau laser pour ef- fectuer tout d'abord une opération d'ajustement grossier sur le potentiomètre intégré (29), en mesurant le courant dans le conducteur de sommation de courant (5) au moyen d'une ré- sistance externe de précision (59) connectée entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur de sortie (4) et en mesurant la tension de sortie de l'amplificateur de sortie (4) à une température élevée, en abaissant la température jusqu'à une température prédéterminée, en mesurant la tension de sortie, en déterminant sur la base de ces mesures de la tension de sortie l'importance des ajustements à effectuer sur les ré- sistances (35B, 35C) du multiplicateur de VBE (35A), en ajus- tant les résistances du multiplicateur de VBE (35A) pour op- timiser la variation du courant dans le conducteur de somma- tion (5), et en utilisant le laser pour effectuer un ajuste- ment fin de l'une des première et seconde sections d'ajuste- ment fin (49, 55) du potentiomètre intégré (29), pour faire en sorte que le courant qui circule dans le conducteur de sommation (5) présente une dépendance minimale vis-à-vis de la température. 9. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est appliqué à la fabrication d'un convertisseur numérique-analogique monolithique (1). 10. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'on donne aux résistances de détermination de courants (13, 19,... 23), à la résistance de réaction (6) et au po- tentiomètre (29) des résistances carrées qui sont comprises dans une plage d'environ +30 % par rapport à une valeur no- minale, en ce qu'on ajuste la résistance de réaction (6) à environ +1 % d'une valeur absolue prédéterminée; et en ce qu'on ajuste les résistances de détermination des courants de bit (13, 19,... 23) en les faisant varier de moins d'en- viron 2 % de leur valeur initiale pour linéariser les cou- rants de bit (IBIT). 11. Convertisseur numérique-analogique monolithique comprenant: (1) un amplificateur de sortie (4) ayant une entrée connectée à un conducteur de sommation de courant (5), (2) une résistance de réaction (6) connectée au conducteur de sommation de courant (5), (3) un ensemble d'éléments de com- mutation de courants de bit (16, 17,... 21) destinés à ai- guiller des courants de bit (IBIT) dans les collecteurs d'un ensemble de transistors de sources de courants de bit (11, 18,... 22), (4) un ensemble de résistances de détermination de courants de bit (13, 19,... 23) connectées entre un émet- teur de l'un respectif des transistors de sources de courants de bit (11, 18,... 22) et un premier conducteur de tension d'alimentation (-VEE), et (5) des moyens de génération de tension de référence de compensation de température (24, 24A) destinés à produire une première tension de référence sur les bases des transistors de sources de courants de bit (11, 18, 22), pour maintenir les courants de bit (IBIT) pratique- ment constants lorsque la température varie, caractérisé en ce qu'il comprend, en combinaison: (a) un potentiomètre in- tégré (29) comportant une section d'ajustement grossier (42) qui comprend un ensemble de liaisons espacées (53, 53A) con- nectées entre une partie principale du potentiomètre intégré (29) et un conducteur de prise (56), et des première et se- conde sections d'ajustement fin (49, 55) disposées de part et d'autre de la section d'ajustement grossier (42), et des moyens destinés à faire en sorte que le courant qui circule dans le potentiomètre intégré (29) circule également dans des premiers éléments sensibles à la température des moyens de génération de tension de référence de compensation de tempé- rature (24, 24A), mais non dans des seconds éléments sensi- bles à la température des moyens de génération de tension de référence, les premiers éléments sensibles à la température ayant la propriété qui consiste en ce que tout changement notable du courant circulant dans le potentiomètre intégré (29) dégraderait considérablement les propriétés de compen- sation de température des moyens de génération de tension de référence de compensation de température (24, 24A) et entrai- nerait ainsi une variation inacceptable des courants de bit en fonction de la température; (b)la matière résistive qui constitue les résistances de détermination des courants de bit (13, 19,... 23), la résistance de réaction (6) et le potentiomètre intégré (29) a une résistance carrée comprise dans une plage d'environ +30% d'une valeur de résistance carrée prédéterminée; (c) des coupures d'ajustement par la- ser formées dans certaines des résistances de détermination des courants de bit (13, 19,... 23), ces coupures d'ajuste- ment par laser faisant en sorte que plusieurs au moins des courants de bit (IBIT) aient des valeurs pratiquement égales ou pondérées de façon binaire; (d) une coupure d'ajustement par laser dans la résistance de réaction (6), cette coupure d'ajustement par laser entraînant une variation de la valeur de la résistance de réaction (6) qui peut s'élever jusqu'à environ 90 %, pour faire en sorte que la résistance de réac- tion ait une valeur comprise dans une plage d'environ +1% d'une première valeur de résistance prédéterminée;et (e) des coupures faites par laser dans plusieurs des liaisons (53) dans la section d'ajustement grossier (42) du potentio- mètre intégré (29), et dans l'une des première et seconde sections d'ajustement fin (49, 55), de telle manière que la variation totale de résistance du potentiomètre intégré (29) qui est produite par les coupures formées par laser dans ce potentiomètre soit si faible qu'elle n'entraîne aucune va- riation notable de la dérive thermique des éléments de com- pensation de température dans lesquels le courant traversant le potentiomètre intégré (29) circule également. 12. Convertisseur numérique-analogique monolithique selon la revendication 11, caractérisé en ce que les moyens de génération de tension de référence de compensation de tem- pérature (24, 24A) comprennent une diode zener (36) et les premiers éléments de compensation de température comprennent un ensemble d'éléments de circuit à jonctions PN de compensa- tion de température (35, 37, 38) connectés en série avec la diode zener pour générer une tension de référence avec une dérive thermique prédéterminée, entre le premier conducteur de tension d'alimentation (VEE) et la base d'un premier transistor à charge d'émetteur (32) dont l'émetteur est con- necté à une borne (52) du potentiomètre intégré (29), et les seconds éléments de compensation de température comprennent le premier transistor à charge d'émetteur (32) et un ensemble d'éléments de circuit à jonctions PN de compensation de tem- pérature (30, 31) connectés en série avec le potentiomètre intégré (29). 13. Convertisseur numérique-analogique monolithique selon la revendication 12, caractérisé en ce que l'un des éléments de compensation de température à jonction PN comprend un circuit multiplicateur de VBE (35A), et un autre des élé- ments de compensation de température à jonction PN comprend un premier transistor (73A) dont la base est connectée par une première résistance (71) à l'émetteur d'un second transistor (72) dont la base est connectée à l'anode de la diode zener (36), pour établir une connexion de Kelvin vers cette dernière. 14. Convertisseur numérique-analogique monolithique selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comprend un réseau en échelle résistif de type R/2R (7) connecté entre l'ensemble des éléments de commutation de courants de bit (16, 17,... 21) et le conducteur de sommation de courant (5). 15. Convertisseur numérique-analogique monolithique selon la revendication 14, caractérisé en ce que les transis- tors de sources de courants de bit (11, 18,... 22), les transistors d'éléments de commutation de courants de bit (16, 17,... 21), le transistor multiplicateur de VBE (35D) et les premier et second transistors (73A, 72) sont tous des transis- tors NPN. 16. Procédé de fabrication d'un convertisseur numé- rique-analogique (1) qui comprend un circuit de sortie (4) ayant une entrée connectée à un conducteur de sommation de courant (5) qui est également connecté à un ensemble d'élé- ments de commutation de courants de bit (16, 17,... 21) des- tinés à l'aiguillage sélectif de courants de bit (IBIT) dans les collecteurs d'un ensemble de transistors de sources de courants de bit (11, 18,... 22), et des moyens de génération de tension de référence de compensation de température (24, 24A) destinés à produire une première tension de référence sur les bases des transistors de sources de courants de bit (11, 18,... 22), pour produire une variation prédéterminée des courants de bit (IBIT) en fonction de la température, caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: (a) on établit (1) un ensemble de résistances de détermination de courants de bit ( 13, 19,... 23), chacune d'elles étant connectée à un émetteur de l'un respectif des transistors de sources de courants de bit (11, 18,... 22) et à un premier conducteur de tension d'alimentation (-VEE), (2) des moyens (59) connectés électriquement au conducteur de sommation de courant (5), pour déterminer la valeur du courant qui circule dans le conducteur de sommation de cou- rant (5), (3) un circuit ajustable incorporé dans les moyens de génération de tension de référence de compensation de température (24, 24A), pour produire la première tension de référence, ce circuit ajustable comprenant un premier élé- ment résistif ajustable (29) destiné à régler la première tension de référence sans changer notablement la densité de courant dans des jonctions PN (30, 31, 32) de parties sensi- bles à la température des moyens de génération de tension de référence de compensation de température (24, 24A) pendant l'ajustement du premier élément résistif ajustable (29), ce qui évite de dégrader les propriétés de compensation de tem- pérature des moyens de génération de tension de référence de compensation de température (24, 24A); (b) on applique des tensions prédéterminées appro- priées au convertisseur numérique-analogique (1) pour faire circuler un premier courant de bit (IBIT) dans l'un prédéter- miné des transistors de sources de courants de bit (11, 18, 22); (c) on fait fonctionner un dispositif d'ajustement pour ajuster le premier élément résistif ajustable (29) pour faire en sorte que le courant dans le conducteur de sommation 3I (5) soit égal à une valeur prédéterminée. 17. Procédé selon la revendication 16, caractérisé en ce que le premier élément rêsistif ajustable comprend un potentiomètre intégré ajustable (29) qui comporte une section d'ajustement grossier (42) comprenant un ensemble de liaisons espacées (53, 53A) pouvant être sectionnées, qui sont connec- tées entre une partie principale du potentiomètre intégré et un conducteur de prise (56), et des première et seconde sec- tions d'ajustement fin (49, 55) disposées de part et d'autre de la section d'ajustement grossier (42). 18. Procédé selon la revendication 17, caractérisé en ce que le circuit de sortie comprend un comparateur, et en ce que le convertisseur numérique-analogique (1) est in- corporé dans un convertisseur analogique-numérique, et le conducteur de sommation de courant (5) est connecté à une entrée du comparateur tandis qu'un signal analogique est ap- pliqué à l'autre entrée du comparateur. 19. Convertisseur numérique-analogique monolithique comprenant: (1) un circuit de sortie (4) ayant une entrée connectée à un conducteur de sommation de courant (5), (2) une première résistance (6) connectée au conducteur de som- mation de courant (5), (3) un ensemble d'éléments de commu- tation de courants de bit (16, 17,... 21) destinés à aiguil- ler des courants de bit (IBIT) dans les collecteurs d'un en- semble de transistors de sources de courants de bit (11, 18, 22), (4) un ensemble de résistances de détermination des courantsde bit (13, 19,... 23), chacune d'elles étant con- nectée entre un émetteur de l'un respectif des transistors de sources de courants de bit (11, 18,... 22) et un premier conducteur de tension d'alimentation (-VEE), et (5) des moyens de génération de tension de référence de compensation de température (24, 24A) destinés à produire une première tension de référence sur les bases des transistors de sources de cou rants de bit (11, 18,... 22), pour maintenir les courants de bit pratiquement constants lorsque la température varie; ca- ractérisé en ce qu'il comprend, en combinaison: (a) un po- tentiomètre intégré (29) ayant une section d'ajustement gros- sier (42) qui comprend un ensemble de liaisons espacées (53, 53A) connectées entre une partie principale du potentiomètre intégré (29) et un conducteur de prise (56), et des première et seconde sections d'ajustement fin (49, 55) disposées de part et d'autre de la section d'ajustement grossier (42), et des moyens destinés à faire en sorte que le courant qui cir- cule dans le potentiomètre intégré (29) circule également dans des premiers éléments sensibles à la température des moyens de génération de tension de référence de compensation de température, mais non dans des seconds éléments sensibles à la température de ces moyens de génération de tension de référence, les premiers éléments sensibles à la température ayant la propriété qui consiste en ce que tout changement notable du courant traversant le potentiomètre intégré (29) dégraderait considérablement les propriétés de compensation de température des moyens de génération de tension de réfé- rence de compensation de température (24, 24A), et entraine- rait ainsi une variation inacceptable des courants de bit en fonction de la température; (b) la matière résistive qui constitue les résistances de détermination des courants de bit (13, 19,... 23), la première résistance (6) et le po- tentiomètre intégré (29), ayant une résistance carrée com- prise dans une plage d'environ +30 % d'une résistance carrée prédéterminée; (c) des coupures d'ajustement par laser dans certaines des résistances de détermination de courants de bit (13, 19,... 23), ces coupures d'ajustement par laser faisant en sorte que plusieurs au moins des courants de bit (IBIT) aient des valeurs pratiquement égales ou pondérées de façon binaire; (d) une coupure d'ajustement par laser dans la première résistance (6), cette coupure d'ajustement par laser faisant varier la valeur de la première résistance (6) dans des proportions pouvant s'élever jusqu'à environ 90%, pour faire en sorte que la valeur de la première résis- tance soit comprise dans une plage d'environ +1% d'une pre- mière valeur de résistance prédéterminée; et (e) des coupu- res formées par laser dans plusieurs des liaisons (53) dans la section d'ajustement grossier (42) du potentiomètre inté- gré (29) et dans l'une des première et seconde sections d'ajustement fin (49, 55), grâce à quoi la variation totale de la résistance du potentiomètre intégré (29) qui résulte des coupures formées par laser dans ce potentiomètre est si faible qu'elle n'entraine aucune variation notable de la dé- rive thermique des éléments de compensation de température qui sont également traversés par le courant qui circule dans le.potentiomètre intégré (29).