Brevet FR2577728A1 — publié le 19860822

Il existe de nombreuses applications dans lesquelles il devient de plus en plus important d'assurer l'alimentation d'un équipement sous une tension alternative ininterrompue, et cette tension doit être une onde sinusoïdale sensiblement pure, pratiquement sans parasites, d'une fréquence fixe prédéterminée. Les lignes d'alimentation habituelles du secteur sont prévues pour fournir une telle tension d'alimenta- tion, mais sont sujettes à des coupures d'alimentation complètes, à un abaissement du niveau de la tension, à des pointes qui élèvent la tension au-dessus du niveau normal et à divers types de parasites et d'interférences captées par les lignes d'énergie. Ces insuffisances des lignes d'énergie sont relativement nuisibles ou au mieux gênantes pour de nombreuses applications. Cependant, avec d'autres charges plus critiques, par exemple des ordinateurs, l'un quelconque des écarts précités de la ligne d'énergie par rapport à une onde sinusoïdale constante, de fréquen- ce fixe, pratiquement sans parasites, à la fois en mode "normal" et en mode "commun", peut provoquer une perte de l'information stockée et/ou un traitement impropre de l'information par l'appareil constituant la charge, l'un ou l'autre de ces défauts pouvant avoir des conséquences néfastes très graves. On a proposé dans l'art antérieur divers types de systèmes d'alimentation en énergie qui travail- lent, à un degré ou à un autre, de façon à atténuer un ou plusieurs défauts précédents de l'alimentation de la tension de ligne. L'un de ces systèmes ou disposi- tifs est l'équipement d'alimentation en énergie dite permanente et utilise un chargeur de batterie, une batterie et un convertisseur montés en tandem entre eux, le chargeur étant alimenté par la ligne d'énergie à courant alternatif et le convertisseur fournissant du courant alternatif à l'ordinateur ou à une autre charge critique. La ligne d'énergie maintient la batterie convenablement chargée malgré de petites surtensions, sous-tensions ou interférences de la ligne du secteur, et le convertisseur utilise l'énergie emmagasinée dans la batterie pour produire des ondes sinusoldales mono- fréquences sensiblement pures, d'amplitude constante, pour l'alimentation de la charge critique. Dans le cas- d'une panne de longue durée de la ligne d'énergie, la batterie et le convertisseur maintiennent la tension et le courant alternatif souhaités à la charge pendant une période de temps importante, après quoi une décharge de la batterie peut être détectée et l'équipement peut être arrêté de façon appropriée, son utilisation peut être interrompue ou d'autres mesures de protection peuvent être prises, telles que le passage à une autre source d'énergie de secours. Bien qu'assumant sa fonction de façon très efficace, le convertisseur de l'alimentation perma- nente peut parfois être soumis à des demandes de charge inhabituelles. Etant donné que le convertisseur présente une impédance finie, la tension de sortie fléchit en présence de fortes charges telles que celles apparaissant lors du démarrage d'un moteur ou lors d'un court-circuit à la charge, qui peut se produire de temps à autre. Lors de ces fortes demandes de charges, la tension de sortie chute jusqu'à des niveaux inacceptables. Pour résoudre ce problème, le dispositif d'alimentation permanente découple la charge, c'est-à-dire déconnecte la charge de la sortie de son convertisseur et la connec- te à une autre source (source de découplage) dont l'impé- dance est inférieure de plusieurs ordres de grandeur afin de satisfaire les fortes demandes de la charge sans que la tension de sortie fléchisse. Le problème avec le découplage est que la charge travaille à présent à partir de la source même qui a incité à utiliser le dispositif d'alimentation permanente en premier lieu. L'expérience a montré que les ordinateurs modernes et d'autres équipements sensibles sont plus sujets aux parasites en mode commun qu'aux parasites en mode normal provenant des fluctuations du secteur. L'invention a donc pour objet principal un dispositif perfectionné d'alimentation permanente en énergie comprenant un transformateur ayant un enroule- ment de sortie connecté à la charge et deux enroulements d'entrée, une première source de courant alternatif comprenant une batterie et un convertisseur, une seconde source de courant alternatif de découplage, et des moyens de commutation de transfert destinés alternative- ment à connecter et déconnecter la première source avec le premier enroulement d'entrée et, alternativement, à déconnecter et connecter la seconde source de découpla- ge avec le second enroulement d'entrée, respectivement. En utilisant un enroulement de découplage isolé, on obtient une protection maximale de la charge dans le mode en découplage car, lorsqu'il est nécessaire de passer en mode en découplage, la protection contre les parasites du mode commun continue d'être assurée. De plus, grâce à cette réalisation, la tension de la source peut différer de la tension de découplage et de la tension de la charge. Un autre objet de l'invention est d'offrir une alimentation efficace et permanente en énergie et un conditionneur de ligne qui fournisse la tension alternative souhaitée pour la charge critique tout en n'exigeant pas la présence d'un chargeur et d'un convertisseur séparés, et qui sont donc plus efficaces et moins coûteux que les dispositifs exigeant un tel appareillage. On a mis au point récemment des dispositifs à alimentation permanente en énergie et conditionneur de ligne dans lesquels la ligne du secteur est couplée à la charge et à la sortie du convertisseur au moyen d'une inductance en série, et dans lesquels le convertis- seur est un convertisseur d'onde sinusoidale à modulation bidirectionnelle d'impulsions en largeur, connecté entre la batterie et la charge. Dans de tels dispositifs, la phase de l'onde sinusoïdale produite peut être modi- fiée comme souhaité par rapport à la phase de la tension de ligne du secteur, de façon à faire varier l'amplitude et la phase de la part, dans le courant de la charge, du courant du convertisseur. Dans un fonctionnement typique, cet angle de phase peut être réglé et avantageu- sement maintenu automatiquement à une valeur suffisante pour fournir la puissance demandée par la charge, augmen- tée de toutes pertes dans le dispositif ainsi que de toutes valeurs de puissance que l'on souhaite fournir à la batterie pour la maintenir chargée ou pour la recharger. En général, l'amplitude de la tension alternative fourni- à la charge par la ligne du secteur et donc également appliquée aux bornes de sortie du convertisseur est sensiblement égale à la tension elle- même de la ligne de secteur. Par conséquent, lorsque le couplage entre la sortie du convertisseur, les bornes de la charge et les bornes de ligne du secteur s'effec- tue au moyen de trois enroulements correspondants d'un transformateur, le nombre des spires de l'enroule- ment connecté à la ligne du secteur est égal au nombre des spires reliées aux bornes de la charge; autrement dit, le rapport des spires est de 1:1 sur la base du concept selon lequel l'équipement de la charge doit être alimenté à la même tension alternative que celle présente sur les lignes d'énergie. Bien que cet agence- ment fonctionne, il est apparu que, pour des raisons indiquées ci-après, un tel dispositif, pendant un fonc- tionnement "équilibré" normal, présente son courant minimal de convertisseur au-dessous de conditions de charge nulles et, en présence d'une charge, présente un courant de convertisseur sensiblement supérieur au minimum; avec le facteur de puissance d'une charge inductive, le courant demandé au convertisseur (et donc la dimension du convertisseur) peut devenir très grand et le dispositif est donc excessivement coûteux. En outre, son rendement n'arrive généralement pas au maximum pouvant être obtenu. L'invention a donc pour autre objet d'of- frir un ensemble à alimentation permanente en énergie et conditionneur de ligne du type qui utilise une induc- tance à travers laquelle la tension de la ligne du secteur est appliquée à la sortie du convertisseur et aux bornes de la charge, et dans lequel le convertis- seur est du type à onde sinusoïdale à modulation d'impul- sions en largeur, à quatre quadrants, mais dans lequel le courant du convertisseur demandé pour un fonctionne- ment normal proche du point de fonctionnement "équilibré" est minimisé et le rendement du système élevé au maximum. L'invention a pour autre objet un disposi- tif de ce type, dans lequel une isolation est maintenue entre la charge, les bornes de sortie du convertisseur et les bornes soumises à la tension de la ligne du secteur. L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nulle- ment limitatifs et sur lesquels: - la figure 1 est un schéma simplifié d'un dispositif d'alimentation en énergie de l'art antérieur, comprenant un convertisseur destiné à fournir une tension et un courant alternatifs stabilisés à une charge critique; - la figure 2 est un schéma simplifié d'un dispositif fondamental d'alimentation en énergie comprenant un transformateur comportant un enroulement isolé de découplage destiné à coupler les sources d'éner- gie avec la charge; - la figure 3 est un schéma simplifié d'une modification du dispositif d'alimentation en énergie de la figure 2, comprenant des moyens à inductan- ce montés en série dans la ligne du secteur pour limiter le facteur de puissance; - la figure 4 est un schéma d'un circuit électrique équivalent du dispositif de la figure 3; - les figures 5 et 6 sont des diagrammes vectoriels illustrant le fonctionnement du dispositif montré sur les figures 3 et 4; - la figure 7 est un graphique illustrant le courant du convertisseur en fonction de la tension d'alimentation du secteur; - la figure 8 est un schéma d'un circuit électrique équivalent illustrant l'élévation de tension produite par les moyens de couplage à transformateur; - la figure 9 est un graphique illustrant le rendement en fonction de la tension d'alimentation du secteur; - les figures 1OA et 10B sont des schémas de circuits électriques illustrant la limitation du facteur de puissance par l'utilisation, respectivement, de moyens indépendants à inductance et de shuntage à transformateur; - la figure 11 est un schéma électrique simplifié d'une forme préférée de réalisation de l'inven- tion; - la figure 12 illustre schématiquement le couplage des enroulements du transformateur du dispo- sitif de la figure 11; - les figures 13A et 13B sont des diagram- mes vectoriels illustrant en outre le fonctionnement de l'invention tel que montré sur la figure 11; - la figure 14 est un schéma simplifié d'un système comportant l'alimentation en énergie selon l'invention; et - les figures 15A et 15B sont des diagram- mes de formes d'ondes illustrant le conditionnement de lignes bidirectionnel obtenu à l'aide du dispositif selon l'invention. En référence d'abord au dispositif de l'art antérieur illustré schématiquement sur la figure 1, le secteur fournissant un courant alternatif, ou la source 10 de tension d'alimentation, est connecté à un redresseur/chargeur 12 qui convertit la tension alternative en une tension continue de façon à charger une batterie 16. La tension aux bornes de cette batterie est ensuite utilisée pour alimenter un convertisseur 18 qui convertit la tension continue de la batterie en une tension alternative et l'applique, par l'intermé- diaire d'un commutateur 19 de transfert et d'une ligne 22 de sortie, à la charge critique 23 à courant alterna- tif. Avec ce dispositif, la ligne du secteur peut être déconnectée pendant des périodes importantes, tandis que le convertisseur continue de fournir la tension alternative souhaitée et que, dans le même temps, une bonne protection est assurée contre les parasites, les pointes de courant, les chutes de tension momentanées et les irrégularités affectant la forme d'onde de la tension de la ligne du secteur. Dans le cas o une forte charge apparait alors que la source 14 de découpla- ge est disponible, le dispositif transfère la charge vers la source 14 de découplage au moyen du commutateur 19 de transfert. La figure 2 est analogue à la figure 1, mais représente un transformateur 20 permettant de coupler alternativement le convertisseur ou la source de découplage avec lacharge critique, respectivement. Le transformateur 20 est destiné à produire différentes tensions de découplage et de service ainsi qu'à produire une tension différente pour la charge critique. Le commutateur 19 de transfert constitue le moyen permettant de changer rapidement de source d'énergie. La figure 3 est un schéma, similaire à celui de la figure 2, illustrant une forme de réalisa- tion de l'invention. Dans ce cas, la ligne 24 de secteur fournit une tension alternative au convertisseur 26 à onde sinusoïdale et modulation d'impulsions en largeur, sur quatre quadrants, par l'intermédiaire d'un élément inductif 27 en série, et la sortie du convertisseur est connectée par les moyens 28 de couplage à transforma- teur à la charge critique 23. La batterie 30 est connec- tée au convertisseur et ce dernier détermine la quantité de courant fournie à la charge critique par la ligne du secteur et la quantité de courant fourni à cette même charge par la batterie, ainsi que la quantité de courant qu'il fournit pour charger la batterie. Cette figure illustre un fonctionnement normal; lorsque l'on fonctionne dans le mode en décou- plage, le commutateur 19 de transfert est fermé de façon à connecter la source 14 de découplage au transfor- mateur 28 de couplage et à déconnecter simultanément la source 24 du secteur. De plus, comme montré sur la figure 3, la présente invention apporte un perfectionnement au type général de dispositif illustré sur la figure 2. La réalisation et le fonctionnement d'un dispositif conforme à la figure 3 seront à présent expliqués et décrits, après quoi son perfectionnement, conformément à l'invention, sera expliqué plus en détail. La figure 4 est un schéma simplifié d'un circuit équivalent du dispositif général de la figure 3, montrant la tension EU de la ligne de secteur, l'in- ductance série Ls que le courant Ii traverse, et la char- ge critique Z à laquelle le courant de charge I est o o fourni. En fait, le convertisseur et la charge critique sont en parallèle entre eux et reçoivent une tension de la ligne 24 du secteur au moyen d'un élément inductif en série Ls. Le diagramme de phase généralisé d'un tel circuit est illustré sur la figure 5 pour le cas o l'angle entre la tension EU de la ligne de secteur et la tension de sortie Ei du convertisseur est À, la tension du convertisseur étant en retard. La tension EL aux bornes de l'inductance est la différence entre les vecteurs EU et Ei, et est donc un vecteur joignant les têtes des vecteurs de ces deux dernières quantités, comme montré. Le courant IL de l'inductance, pour une inductance pratiquement sans perte, est perpendiculaire à EL et le courant I0 de charge est supposé en retard sur la tension du convertisseur, ce retard étant d'un angle g correspondant au facteur de puissance de la charge. Le courant Ii du convertisseur est égal à la différence vectorielle entre le courant de charge IO0 et le courant d'inductance IL, comme montré sur le dessin. Il est également représenté l'angle % duquel IL est en retard sur Eu. La figure 6 illustre les effets produits par le changement de l'angle P entre la tension EU de la ligne de secteur et la tension E. de sortie du convertis- i seur; les amplitudes de EU et Ei sont égales,et pour plus de simplicité, on représente le cas dans lequel le facteur de puissance de la charge est égal à l'unité. Comme montré, lorsque P est petit (par exemple f = f1), le courant d'entrée ou d'inductance ILl est également petit; le courant Ill du convertisseur est presque en phase avec la tension E. du convertisseur i et, par conséquent, le convertisseur fournit une puissan- ce réelle satisfaisant la puissance demandée par la charge, non fournie par la ligne de secteur; par consé- quent, dans ce cas, la batterie du convertisseur se décharge. Lorsque f est quelque peu plus grand (5 = P2), IL2 est considérablement plus grand et, en fait, sa part réelle (c'est-à-dire sa projection sur l'axe horizontal) est égale à Io, et le secteur fournit la totalité de la puissance de la charge. Etant donné que Ii2 est à 90 de la tension Ei du convertisseur, au- cune énergie réelle ne pénètre dans le convertisseur ou n'en sort et le courant de la batterie est donc nul (sans tenir compte des pertes). Cependant, il existe un courant réactif important dans le convertisseur, comme indiqué par le vecteur Ii2. On désignera cet état, dans lequel pratiquement aucune énergie réelle pénètre dans le convertisseur ou n'en sort, comme étant le cas de "équilibre". Pour un angle de décalage encore plus grand de la tension d'entrée ( 3 = I3), IL3 est sensible- ment plus grand, de même que l'est le courant Ii3 du con- vertisseur; cependant, le sens du vecteur Ii3 indique qu'une puissance réelle arrive au convertisseur, tandis que la batterie du convertisseur est en charge pendant ce fonctionnement à l'angle 53.' Ainsi qu'on peut le voir sur la figure 6, en faisant varier notablement l'angle 5 du décalage d'entrée, on modifie l'amplitude du courant I. du conver- tisseur. Le tableau I donné ci-après résume la variation de f et Ii pour différents facteurs de puissance à i1 pleine charge et différentes valeurs de l'inductance d'entrée (Ls). Ce tableau a été calculé en supposant un rendement de 83% du convertisseur dans les deux cas "d'équilibre" (courant de charge de la batterie et puissance réelle du convertisseur = 0) et de "charge de la batterie" (courant de charge ou puissance réelle du convertisseur = 0,2 P.U.), o P.U. signifie par unité, c'est-à-dire que tous les paramètres y compris l'inductance ont été normalisés sur la tension et le courant de charge. L'angle a de décalage de la tension d'en- trée pour toute charge donnée, toute tension d'entrée et toute condition du courant de charge, augmente avec la valeur de l'inductance LS. Cependant, à une tension de secteur de -15% (EU = 0,85), le courant du convertis- seur est minimal lorsque LS est égal à 0,4 P.U. A cette valeur optimale de l'inductance, le convertisseur doit encore être dimensionné pour faire passer 130% du courant -de charge complet (à "l'équilibre") lorsque le facteur de puissance de la charge est en retard de 0,8. De plus, le chargement de la batterie dans ces conditions exige un couvertisseur étalonné à 150%. La figure 7 illustre la variation du courant du convertisseur en fonction de la tension d'entrée (normalisée) dans l'état de fonctionnement à l'équilibre. Il convient de noter que pour un facteur de puissance égal à l'unité, le courant du convertisseur est minimal lorsque la tension d'entrée ou de secteur EU est égale à 1,1 P.U. Conformément à l'invention, le comportement du dispositif est amélioré par la multi- plication ou transformation, par élévation, de la tension de secteur d'entrée d'un facteur de 1,1, comme montré sur la figure 8. Ainsi, la figure 8 montre un dispositif conforme à l'invention sous la forme d'un circuit équiva- lent, avec une élévation de tension de 1 à 1,1 entre les bornes à la tension de la ligne et l'entrée de l'inductance LS (dans ce circuit équivalent qui est représenté comme s'il était constitué par une connexion d'auto-transformation). A ce rapport de 1,1, le courant du convertisseur en l'absence de charge est en fait plus élevé que le courant de pleine charge, comme indiqué par la flèche a sur la figure 7. Le tableau 2 montre la diminution du courant demandé au convertisseur lorsque la tension d'entrée a été transformée au rapport de 1,1. Ce tableau renferme l'angle î du facteur de puissance d'entrée entre EU et IL. Comme indiqué, le facteur de puissance d'entrée s'améliore en fait à une tension de ligne de -15%, c'est-à-dire lorsque EU = 0,935 (1,1 x 0,85). L'effet de la transformation de la tension d'entrée de cette manière est encore illustré sur la figure 9 o le rendement est tracé en ordonnées et la tension normalisée EU du secteur est tracée en abs- cisses, pour un convertisseur à un rendement de 83%. Le rendement est maximal approximativement lorsque le courant du convertisseur est minimal, à une tension d'entrée transformée d'environ 1, 1. Les valeurs indiquées ont été calculées pour un dispositif à 120 volts, 3 kilovolts-anpères. Il en ressort que, pour une charge ayant un facteur de puissance égal à l'unité, le rapport de 1,1 donne un rendement sensiblement maximal, et il donne des rendements raisonnables à la fois pour un facteur de puissance correspondant à un retard de 0,8 et pour un facteur de puissance correspondant à une avance de 0,9. Pour d'autres charges ayant des facteurs de puissance différents, un rendement maximal et un courant minimal "d'équilibre" du convertisseur peuvent être obtenus par l'utilisation d'autres valeurs convenables du rapport. La figure 1OA est un diagramme analogue à celui de la figure 3, mais illustrant une classe d'équipement à laquelle l'invention peut être appliquée. Dans ce cas, la ligne 24 de secteur fournit une tension alternative au convertisseur 26 à onde sinusoïdale, à modulation d'impulsions en largeur, à quatre quadrants, par l'intermédiaire d'une inductance 25 en série, et la sortie du convertisseur est connectée par le transfor- mateur 28 de couplage à la charge critique 23. La batte- O10 rie 30 est connectée au convertisseur 26 et ce dernier détermine la quantité du courant fourni à la charge critique par la ligne du secteur et la quantité fournie à cette même charge par la batterie, ainsi que la quanti- té de courant que le convertisseur fournit pour charger la batterie. Le dispositif de cette figure est représen- té dans son état de fonctionnement normal. Lorsqu'il fonctionne en mode de découplage, le commutateur 19 de transfert est actionné de façon que la source 14 de découplage soit connectée au transformateur 28 de couplage, que la source 24 constituée par le secteur soit déconnectée de l'enroulement 76 et que le convertis- seur soit connecté aux moyens de couplage par l'intermé- diaire de l'élément inductif NTLS 27 qui est dimension- né de façon à refléter le rapport des spires des moyens de couplage afin qu'il apparaisse au convertisseur exactement comme précédemment lors d'un fonctionnement à partir du secteur 24 avec l'élément inductif 25. Ceci permet au convertisseur de recharger et de maintenir la batterie au niveau souhaité même lorsque la charge est connectée à la source de découplage. Dans la modification de la figure 0lB, au lieu d'utiliser un élément inductif Ls, des shunts ma- gnétiques M ayant la même inductance efficace sont insérés dans le couplage 28 par transformateur. L'enrou- lement 80 de la charge critique, l'enroulement 78 du convertisseur et l'enroulement 112 de découplage sont étroitement couplés entre eux, l'enroulement 76 de la source constituée par le secteur étant couplé libre- ment aux autres enroulements. Le degré de couplage est choisi de façon à être équivalent à l'inductan- ce discrète LS de la figure 10A. Le dispositif a été décrit ci-dessus avec principalement des tensions égales en entrée et en sortie. Le transformateur permet de convertir une tension alternative en une autre, ainsi qu'il est bien connu dans la technique. Cependant, lorsque le rapport des tensions est modifié pour l'enroulement d'entrée de la machine, la valeur de LS est automatiquement amenée à la valeur correcte demandée par la tension d'entrée. Il est également possible de modifier l'un quelconque des enroulements du transformateur pour produire toute tension souhaitée pour la charge critique à partir de toute tension d'entrée et, dans le cas d'une forte charge demandée, de découpler vers une autre source ayant une troisième tension, si cela est souhaité. En se référant à présent à la figure 11, on y voit représenté une forme préférée de réalisa- tion de l'invention pour le cas typique d'une tension alternative de secteur de 120 volts, d'une tension alternative de charge de 120 volts, d'une puissance demandée par la charge de 3 kVA à 60 Hz, et d'un facteur de puissance de charge égal à 1. Une batterie 40, fournissant, dans cet exemple, une tension continue de 120 volts, est connectée par un fusible approprié 42 à un condensateur 44 de shuntage ayant généralement une valeur d'environ 15 000 microfarads. Le convertisseur 46 à onde sinusoïdale à modulation d'impulsions en largeur, à quatre quadrants, constitué du filtre 48 à modulation d'impulsions en largeur et des quatre sections à transistors-diodes A, B, C et D, agencés en une configuration en pont, o la batterie est connec- tée entre les jonctions supérieure et inférieure 50 et 52 du pont et les jonctions latérales opposées 54 et 56 du pont sont connectées aux lignes d'entrée respectives 58 et 60 du filtre 48 à modulation d'impul- sions en largeur, est également connecté aux bornes de la batterie. Chacune des sections A, B, C et D du pont est constituée d'un transistor de commutation NPN à courant élevé avec lequel est en parallèle une diode semiconductrice à courant élevé. Dans chacune des sections supérieures A et C du pont, les collecteurs des deux transistors sont connectés à la borne positive de la batterie et les émetteurs sont connectés aux lignes de sortie 58 et 60 du pont, respectivement. Les deux diodes des sections supérieures A et B sont polarisées de façon que leurs cathodes soient connectées à l'extrémité positive de la batterie, et les transistors et les diodes des sections inférieures B et D du pont sont polarisés en opposition par rapport à celles des sections A et C. Ces circuits et leur fonctionnement sont bien connus dans la technique pour une utilisation en tant que convertisseurs à modula- tion d'impulsions en largeur. Dans un tel fonctionnement, les bases des quatre transistors de commutation sont rendues conductrices et bloquées par paires suivant une séquence prédéterminée, à des instants prédéterminés et pendant des intervalles prédéterminés (dans cet exemple, 26 fois par cycle de l'onde sinusoïdale), de sorte que les conducteurs de sortie 58 et 60 du circuit en pont sont parcourus par un signal constitué d'impulsions modulées en largeur dont les énergies représentent une onde sinusoïdale, lequel signal, après être passé à travers le filtre passebas 48, à modulation d'impulsions en largeur, produit donc une onde sinusoida- ?77728 le en réponse à l'énergie provenant de la batterie. Dans un cas typique, chacun des condensateurs CT et CF du filtre peut avoir une valeur d'environ 200 microfarads, l'inductance de chacune des deux bobines LF peut être d'environ 400 microhenrys et l'inductance de la bobine LT peut être d'environ 13 microhenrys, ce qui donne un filtre passe-bas ayant une limite supérieure de bande à environ 3 kHz et un effet bouchon éliminateur à la fréquence porteuse des impulsions modulées en largeur. Les bornes de sortie 70, 72 du convertisseur sont connectées à l'enroulement 78, associé au convertis- seur, d'un transformateur 84 par l'intermédiaire du commutateur 19 de transfert. Dans un cas typique, l'en- roulement 78 du transformateur peut avoir un nombre de spires égal à environ la moitie du nombre de spires de l'enroulement 80 associé à la charge, qui fournit l'énergie à la charge (c'est-à-dire que, si le nombre de spires de l'enroulement 80 est N2, le nombre de spi- res de l'enroulement 78 en sortie du convertisseur sera égal à 1/2 N2). Pendant le fonctionnement en découplage, la ligne du secteur est connectée à un enroulement 112 par l'intermédiaire d'un commutateur statique 120. Dans le cas typique, l'enroulement 112 du transformateur possède le même nombre de spires que- l'enroulement 80. De plus, dans le mode en découplage, le convertisseur est connecté aux bornes 71 et 72 de l'enroulement 78 du transformateur au moyen d'un commutateur 60 à courant alternatif et d'une bobine d'induction 61, ce qui permet au convertisseur de fonctionner à partir de l'enroulement 78 du transformateur 84, comme s'il s'agissait de la ligne du secteur. Les enroulements 112, 78 et 80 du transfor- mateur sont couplés étroitement les uns aux autres, c'est-à-dire qu'ils peuvent être bobinés les uns sur les autres sur un noyau de fer commun 84 afin que la tension de sortie du convertisseur soit la tension de la charge. L'enroulement 80 du transformateur est connecté directement aux bornes 88 et 90 d'entrée de la charge. Tous les commutateurs statiques 120, 60 et 122 sont utilisés pour permettre une commutation plus rapide du dispositif d'alimentation permanente vers les autres sources. Ils sont constitués d'une paire de redresseurs commandés au silicium, montés en parallèle, polarisés en opposition, pouvant être déclenchés chacun par des signaux appliqués à son élec- trode de grille, la paire servant ainsi de commutateur électronique bidirectionnel pouvant être commandé en réponse à des signaux électriques représentatifs de tous défauts de fonctionnement choisis, tels qu'une forte variation de la tension de la charge par suite d'une perturbation de la charge. La partie de la figure 11 décrite jusqu'à présent en détail représente, sous sa forme générale, un type connu de convertisseurs destinés à alimenter une charge critique à courant alternatif à partir d'une batterie et à charger la batterie à partir d'une source de courant alternatif, et il est donc inutile de la décrire plus en détail. La ligne de secteur à courant alternatif, constituée de la ligne 96 à potentiel élevé et de la ligne neutre 98, est connectée, par l'intermédiaire des bornes 108 et 110 d'entrée de la ligne de secteur, à l'enroulement 76 du transformateur qui est disposé sur le même noyau que les enroulements 112, 80 et 78, mais qui est couplé de façon lâche à ces derniers du fait de la présence de shunts magnétiques intermédiaires 114 et 116 qui comprennent généralement des masses en matière ferromagnétique, positionnées de façon à shunter ou dériver une partie du flux magnétique qui s'étendrait autrement entre l'enroulement 76 et les enroulements 112, 80 et 78; chaque shunt magnétique est conçu pour établir au moins un petit entrefer sur chacun de ses côtés afin d'éviter l'apparition d'un shuntage complet. Ces modes de réalisation et processus sont bien connus dans la technique et il est inutile de les décrire plus en détail ici, et un agencement physique d'un tel transformateur est illustré schémati- quement sur la figure 12 o les enroulements du transfor- mateur sont désignés par les mêmes références numériques que celles utilisées précédemment et les shunts magnéti- ques sont indiqués en 140 et 142. Ce découplage par l'inductance permet aux vecteurs représentant les ten- sions du bobinage 112 et du bobinage 78 d'être ajustés indépendamment. De tels types de dispositifs, leurs arrière- plans et la théorie de leur fonctionnement sont décrits, par exemple, par G. J. Smollinger et W. J. Raddi, "Rever- se Energy Through an A.C. Line Synchronized Pulse Width Modulated Sine-Wave Inverter", Intelec 81, pages 126- 131; R. Rando, "AC Triport - A New Uninterruptible AC Power Supply", Intelec 78, pages 50-581; G.E. Neajsm, "A Stored-Program Controlled Triport UPS", Intelec 81, pages 210-215; et Z. Noworolski et K. Goszyk, "High Efficiency Uninterruptible Power Supply", 4 th International PCI Conference on Power Conversion, mars 1982, pages 521-529. Dans la forme de réalisation de la figure 11, la connexion entre la ligne 96 de secteur à potentiel élevé et l'enroulement 76 comprend un fusible 150 en série et un disjoncteur à courant alternatif 122, de forme similaire à celle du commutateur statique 120 de découplage et du commutateur 60 à courant alternatif, qui peuvent fonctionner de façon similaire, lorsque souhaité, sous l'effet de signaux électriques appliqués par des moyens 150 de commande de commutation aux élec- trodes de grille des redresseurs commandés au silicium. Par exemple, lorsque la ligne de secteur présente une défaillance, le commutateur 122 est automatiquement ouvert et la charge est alimentée en courant alternatif entièrement à partir de la batterie et du convertisseur. Dans cette forme de réalisation de l'inven- tion, le rapport R du nombre de spires N2 de l'enroule- ment 80 du transformateur au nombre de spires N1 de l'en- roulement 76 du transformateur est différent de l'unité, c'est-à-dire N2/N1 = 1,1. L'importance de ceci sera à présent expliquée en référence aux figures 8, 13 et 14, plus particulièrement. Le circuit équivalent simplifié illustré sur la figure 8 peut être appliqué au dispositif de la figure 11, le rapport N2/N1 des spires des enroulements et 76 étant représenté par la position de la prise sur un auto-transformateur qui, en fait, élève la tension * de la ligne appliquée à l'extrémité d'entrée de l'induc- tance LS en la faisant passer de EU à une valeur EU' de 10% plus élevée. L'inductance série LS est constituée en fait, dans l'exemple de la figure 11, par le transforma- teur 84 et les shunts magnétiques 114, 116 qui lui sont incorporés. Comme décrit précédemment en regard des figures 7 et 9, ce rapport d'élévation de 1b1 minimi- se le courant d'équilibre du convertisseur demandé par le dispositif pendant le fonctionnement normal, et élève au maximum le rendement. Le transformateur 84 de cet exemple est de construction EI, les shunts magnétiques décrits précédemment servant à atténuer le trajet magnétique entre l'enroulement 76 et les enroulements 112, 78 et 80, donnant, dans cet exemple, une valeur efficace à LS d'environ 5 millihenrys. 2r Les figures 13A et 13B illustrent, d'ur point de vue différent, le fonctionnement et l'effet de l'élévation de la tension de ligne conformément à la présente invention. La figure 13A illustre les relations de phase dans un appareil typique de l'art antérieur dans lequel EU = Ei et E. est en retard sur EU u i i (par exemple de 23 dans un état de fonctionnement typique). Le vecteur différence EL représente comme pré- cédemment la tension aux bornes de l'inductance série Ls, et le courant traversant cette inductance est repré- senté par le vecteur IL qui lui est perpendiculaire. Le courant de sortie dans cet exemple est supposé être en phase avec la tension de sortie du convertisseur (c'est-à-dire que le facteur de puissance de la charge est égal-à l'unité), de sorte que le vecteur I0 suit la même direction que le vecteur E. comme montré. Le vecteur différence I représente alors le courant important i circulant dans le convertisseur, qui existe toujours dans ces conditions, quand bien même aucune énergie réelle n'est fournie au convertisseur ou n'en sort. La figure 13B montre les conditions exis- tant dans un dispositif comparable, modifié conformément à l'invention, de manière que la tension de ligne EU soit, en fait, élevée par transformation d'un facteur de 1,1 jusqu'à une nouvelle valeur E ', cette valeur relevée de Eu' étant suffisante pour que le vecteur EL soit ver- tical et que le vecteur IL, qui lui est perpendiculaire, s'étende directement dans la direction du courant I0 du convertisseur et y soit égal. Le convertisseur fournit donc la totalité du courant de la charge, de sorte qu'il ne reste aucun courant, réactif ou réel, en entrée ou en sortie du convertisseur, comme cela est souhaité pour obtenir les perfectionnements décrits précédemment en ce qui concerne la minimisation du courant du conver- tisseur et l'accroissement de son rendement. Il ressort des figures 13A et 13B qu'en faisant varier la longueur de Eu', on exerce une action comme si les vecteurs EL et IL étaient fixés perpendicu- lairement entre eux, mais pouvaient tourner ensemble autour de l'extrémité du vecteur Ei de manière que, en i choisissant de façon appropriée la longueur de Eu', on puisse faire tourner IL pour l'amener en alignement avec I0 quelle que soit la direction de IO, laquelle di- rection peut varier en fonction du facteur charge, par exemple. La figure 14 illustre à titre d'exemple un type de dispositif dans lequel la source permanente de la présente invention peut être incorporée. Dans ce cas, un microprocesseur 300, tel qu'une puce à micro- processeur Z80, règle la fréquence et la phase de l'onde sinusoïdale de sortie du convertisseur et reçoit une information de mémoire de programme appropriée d'une mémoire.302; une information de personnalité de système représentative des paramètres d'application particulière provenant de la personnalité 304 du système; une information numérique concernant la tension de ligne, la tension de charge, le courant de ligne, le courant de charge, le courant de batterie et la tension de batterie, ces informations numériques provenant d'un dispositif analogique/numérique 308; diverses informations de contrôle concernant les états du commuta- teur de ligne, du commutateur de découplage, d'un dépas- sement de température, d'une surtension ou tous autres paramètres que l'on souhaite contrôler, au moyen d'un accès d'entrée/sortie 310; et un échange mutuel d'infor- mations avec un dispositif d'affichage approprié 312. Le microprocesseur reçoit également, de préférence, des informations provenant d'une commande 360 d'inter- ruption et concernant des paramètres tels que la tension de ligne, la tension du convertisseur, le temps et tous autres paramètres s'avérant souhaitables. Dans cet exemple, le microprocesseur commande un générateur 400 de porteuse à puce à compteur et horloge (CTC) et un générateur 60 Hz 402 CTC qui fonctionnent de façon à produire sur une ligne 404 une fréquence porteuse égale à la cadence de répétition des impulsions modulées en largeur (en général à 26 fois la fréquence 60 Hz de la ligne) et pour produire, à partir du générateur 410 d'ondes sinusoïdales, une fonction d'ondes sinusoida- les sensiblement pures à la fréquence de la ligne du secteur et à l'amplitude souhaitée de 120 volts. La commande 420 à modulation d'impulsions en largeur comman- de le convertisseur 422 qui, dans ce cas, est supposé être constitué par la totalité du circuit de la figure 11, de façon à déterminer la phase et les largeurs des impulsions qui rendent conducteurs les transistors du circuit en pont de modulation d'impulsions en largeur. Une connexion de réaction du convertisseur s'étend de la charge 450 jusqu'à un circuit 452 de comparaison ou d'amplification d'erreur qui détecte et amplifie toutes différences entre la tension revenant du conver- tisseur et l'onde sinusoïdale idéalisée provenant du générateur 410, cette différence étant ensuite appliquée à la commande 420 de modulation d'impulsions en largeur à une polarité et une amplitude permettant la correction de tous défauts de l'onde sinusoïdale appliquée à la charge. Normalement, l'onde sinusoïdale est bloquée sur l'onde sinusoïdale de la ligne du secteur. Cependant, pour appliquer une onde sinusoïdale convenable au circuit de comparaison à la suite d'une panne de la ligne du secteur, le microprocesseur comporte un oscillateur stable de référence commandé par quartz, alimenté par la batterie et à partir duquel est dérivée l'onde sinu- soidale idéale souhaitée à la fréquence de ligne souhai- tée. Le microprocesseur maintient le blocage de force entre la référence pour l'onde sinusoidale et le secteur, en même temps qu'il agit sur leur déphasa- ge. Il examine également tous les paramètres du système et les compare à des limites préalablement établies par logiciel. L'utilisateur peut accéder à ces paramètres du système au moyen d'un panneau d'affichage graphique frontal. Les figures 15A et 15B illustrent le conditionnement de ligne bidirectionnel obtenu à l'aide du dispositif isolé selon l'invention. Comme montré sur la figure 15A, si la tension de ligne EU est consti- tuée d'une onde sinusoïdale présentant les pointes de parasite représentées, la tension E. du convertisseur i appliquée à la charge présente l'aspect d'une onde sinusoïdale sensiblement pure, montré sur cette dernière figure; la figure 15B montre que même si le courant de charge I0 était déformé comme représenté, ceci ne se refléterait pas dans, ou ne distorderait pas sensible- ment, le courant IU de la ligne du secteur, qui reste une onde sinusoïdale sensiblement pure. La forme préférée de réalisation de l'in- vention a été représentée comme utilisant un transforma- teur dans lequel des shunts magnétiques produisent l'inductance série efficace LS, et l'élévation de tension R est assurée par le rapport N2/N1 des nombres de spires d'enroulement entièrement séparées et isolées du trans- formateur. Cependant, un grand nombre des avantages de l'invention en ce qui concerne la minimisation du courant du convertisseur et la maximisation de son rendement peuvent être obtenus alors que l'inductance série L est en fait une bobine inductive réelle en S série à circuit localisé, montée entre le côté à poten- tiel élevé de la ligne et la sortie du convertisseur, sensiblement comme représenté schématiquement par le circuit équivalent simplifié de la figure 8, et l est en fait possible d'utiliser un auto-transformateur comme suggéré par le circuit équivalent de la figure 8, plut6t que l'agencement d'enroulements de transforma- teurs complètement isolés, de la forme préférée de réalisation. De plus, bien que le rapport de Eu'/EU de 1,1 se soit révélé préférable pour de nombreuses applica- tions pratiques, le courant minimal du convertisseur peut, dans certains cas, apparaître à une valeur diffé- rente de 1,1, auquel cas R peut être choisi à une valeur différente afin de minimiser le courant du convertisseur pendant un fonctionnement en régime équilibré. Autrement dit, dans certains cas, le facteur de puissance de la charge peut ne pas être centré sur l'unité, mais peut avoir une valeur fixe moyenne connue s'écartant sensiblement de l'unité, auquel cas la valeur de R peut être choisie de façon à être sensiblement différente de 1,1 afin de minimiser le courant demandé au convertis- seur pendant un fonctionnement normal. Il va de soi que de nombreuses modifica- tions peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté sans sortie du cadre de l'invention. TABLEAU I EU = 1,0 FP-de-la charge=1 FP de lacharge=O,8, re- FP de la charge=0,9 avance sI Equilibre Charge Equilibre Charcge tard Fqi l i hreCharge 0,2 P. U. Ii 0,19 0139 0,77 0,87 0t34 0,49 -S 13 15j5 12 14 12 15,5 0,4 P. U. Ii 0,31 0.55 0186 1,01 0,25 0,36 27 33 24 29 25 30i 0,6 P.U. Ii 0 53 0,87 1,04 1/12 0,17 04l 1 450 57 40 48 40 500 EU = 0 85 (-15%) 012 P.U. Ii 0,99 1;12 1J55 1/66 1,51 0167 2120 15 18 15 101 0;4 P.U. Ii 0J77 1,02 1,29 1,46 0,25 0,49 34 42 300 36 29 36 0;6 P.U. Ii 0,99 1,61 1,39 1,75 0,37 071 65 50 65 5)o 65 Co TABLEAU II EU=11 FP de lacharge=1 FP de la charge=0,8, re- FP de la charge=O,9, avance Ls Equilibre Charge Equilibre Charge tard Equilibre Chsige 0,4 P.U. Ii 0;12 0t35 0;58 O072 0,49 0,51 24 29 21 250 23 270 y 240 240 25 25 25 24 EU 01935 (-15%) 0,4 P.U. Ii 0,52 0;72 1,03 1;21 00,2 t35 B 300 36 26 320 26 32 y 7 11 40 80 4 8 Fo oo REVENDICATIONS 1. Dispositif d'alimentation stabilisée en énergie destiné à fournir un courant alternatif à une charge critique (23) tel qu'un ordinateur, caracté- risé en ce qu'il comporte un transformateur (20) compre- nant un enroulement de sortie (20c) connecté à la charge et des premier et second enroulements d'entrée (20a, b), une première source comprenant une batterie (16) et un convertisseur (18) pour fournir un courant alterna- tif, une seconde source comprenant une source (14) de tension de découplage destinée à fournir un courant alternatif, et un commutateur (19) de transfert pouvant prendre des premier et second états pour alternativement connecter et déconnecter la première source et le premier enroulement d'entrée et pour déconnecter et connecter la seconde source et le second enroulement d'entrée, respectivement. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte une troisième source comprenant une source (10) de tension de secteur destinée à fournir un courant alternatif au transformateur. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens destinés à faire varier la relation vectorielle angulaire entre les tensions desdites troisième (EU) et première (Ei) sources afin d'établir à un minimum la composante réelle du courant (Ii) du convertisseur dans l'état d'équilibre. 4. Appareil selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens destinés à élever la tension de la source de tension de secteur par rapport à celle de la première source, afin de minimiser le courant du convertisseur à l'état d'équilibre, demandé par le dispositif pendant un fonc- tionnement normal, et de maximiser le rendement. 5. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens faisant varier la relation vectorielle comprennent une inductance (L). 6. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens faisant varier la relation vectorielle comprennent des shunts magnéti- ques (M) destinés à faire varier le couplage entre les enroulements du transformateur. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le transformateur (28) comprend un troisième enroulement d'entrée (76) connecté à la source de tension de secteur, les shunts magnétiques étant agencés de façon à isoler au moins partiellement le troisième enroulement des premier et deuxième enroule- ments. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens d'élévation de tension comprennent un auto-transformateur. 9. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le transformateur comporte un troisième enroulement d'entrée connecté à la source de tension de secteur, le nombre de spires de l'enroule- ment -de sortie étant supérieur à celui des spires du troisième enroulement d'entrée afin de produire l'éléva- tion de tension souhaitée. 10. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens pouvant être commandés par les moyens de commutation de transfert afin de connecter entre ledit convertisseur (26) et le premier enroulement (78) une inductance fictive (27) (NTLS) dimensionnée de façon à correspon- dre à l'inductance qui est produite lorsque la source (24) constituée par le secteur est connectée au troisième enroulement, afin de permettre au convertisseur de recharger la batterie lorsque la charge est connectée à la source de découplage. 11. Dispositif selon la revendication , caractérisé en ce que le convertisseur comprend un convertisseur à onde sinusoïdale à modulation d'impul- sions en largeur sur quatre quadrants. 12. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que le commutateur de transfert comprend, pour chaque enroulement d'entrée, une paire de redresseurs à diodes commandés (60, 120, 122), polari- sés en opposition, montés en parallèle, et des moyens (150) de commande de commutation destinés à commander lesdites diodes en réponse à un défaut de fonctionnement du dispositif.