Brevet FR2580446A1 — publié le 19861017

Amplificateur-correcteur, en particulier pour liaisons numériques en bande de base. L'invention concerne un amplificateur-correcteur-correcteur, qui s'applique en particulier aux liaisons numériques en bande de base, sur ligne de fils ou câbles. On sait que les lignes de ce genre, et notamment les "paires métalliques symétriques", font subir aux signaux qu'elles transmettent un affaiblissement que l'on peut décomposer en deux parties. Tout d'abord, en supposant, ce qui est généralement le cas, que la ligne est branchée à ses deux extrémités sur son impédance caractéristique, le signal subit un affaiblissement apériodique qui est d'autant plus élevé que la longueur ou portée de la ligne de transmission est plus grande. De plus, il apparaît aussi un affaiblissement qui dépend de la valeur de la fréquence de transmission utilisée. Cet affaiblissement prend d'autant plus d'importance que la fréquence de transmission est plus élevée. On admet parfois, en simplifiant, que cet affaiblissement varie comme la racine carrée de la fréquence. Les réseaux de transmission numérique sont actuellement en pleine évolution. On connaît par exemple le réseau dit CADUCEE qui travaille à une cadence de transmission de 2,4 4,8 ou même 9,6 kilobits par seconde. On connaît aussi les réseaux dits TRANSMIC, et TRANSPAC, qui opèrent non seulement sur les gammes de débit précitées, mais aussi à des cadences plus élevées, qui peuvent aller de 19,2 jusqu'à 144 kilobits par seconde. Dans l'avenir, il est prévu d'utiliser des réseaux dont les cadences atteindront le millier de kilobits par seconde. Le problème s'est posé aux Demandeurs de réaliser un amplificateur-correcteur qui permette, d'une manière simple et aisée, de corriger les caractéristiques d'affaiblissement de câbles, et en particulier des câbles métalliques à paires torsadées. Ainsi, l'un des buts de la présente invention est de fournir un amplificateur-correcteur qui permette, pour une large gamme de longueurs de ligne, de corriger l'affaiblissement d'une liaison, en particulier d'une liaison numérique en bande de base, et ceci compte tenu des différentes cadences de transmission et longueurs de ligne que l'on peut rencontrer sur le terrain. Plus précisément, l'invention vise à fournir un amplificateurcorrecteur qui puisse fonctionner pour des liaisons numériques en bande de base de débit compris entre 2400 bits par seconde et 144 kilobits par seconde. L'invention a également pour but de fournir un amplificateurcorrecteur qui puisse être aménagé pour opérer à des cadences supérieures. L'invention a encore pour but de fournir un amplificateurcorrecteur qui soit susceptible de fonctionner en mode de correction fixe, en mode de correction ajustable, de façon manuelle ou, mieux, de façon automatique. L'amplificateur-correcteur proposé est du type comprenant - des circuits d'entrée et de sortie, destinés à être connectés respectivement aux câtés amont et aval de la liaison, et,entre ceux-ci, - des moyens d'amplification sélective, destinés à compenser d'une part I'affaiblissement apériodique du signal sur la liaison, d'autre part son affaiblissement variable avec la fréquence du signal. Selon une première caractéristique de l'invention, ces moyens a Zamplification sélective comprennent au moins un étage amplificateur différentiel sélectif,en principe passehaut, associé à deux paires de groupes de diodes montées en cascade, prévues dans le même sens dans chaque paire et en nombre égal dans chaque groupe. Les bornes des -deux paires de groupes de diodes sont découplées en courant alternatif. Les points intermédiaires des paires de groupes de diodes sont reliés capacitivement, l'un à l'entrée inverseuse de l'étage amplificateur, l'autre à sa sortie. Enfin, sont également prévus des moyens pour injecter un courant continu de commande, de valeur choisie, aux bornes des deux paires de groupes de diodes. Chaque groupe de diodes comprend au moins deux diodes, de préférence quatre diodes, ou plus. Selon un autre aspect de l'invention, les caractéristiques de sélectivité de l'étage amplificateur sont commutables. Cette commutation s'effectue avantageusement sur des capacités mises en parallèle sur la résistance de sortie de l'étage amplificateur. Selon une autre caractéristique de l'invention, l'amplificateur-correcteur comporte, en série, plusieurs étages amplificateurs différentiels, de sélectivité différente, associés à des cascades respectives de groupes de diodes, qui reçoivent la même tension continue de commande pour les différents étages amplificateurs. Ainsi, avec trois étages amplificateurs différentiels en série, il s'est avéré possible de couvrir la gamme de débits précitée de 2,4 à 144 kilobits par seconde, en compensant l'atténuation et la distorsion de la ligne située en amont, pour ut affaiblissement composite à la fréquence des bits qui est compris entre 10 et 40 décibels. Selon un autre aspect de l'invention, il est encore prévu au moins un autre étage amplificateur différentiel, branché en aval des précédents, et associé à au moins une autre paire de groupes de diodes. Selon un autre aspect de l'invention, l'amplificateur-correcteur est rendu automatique, par le fait que l'on y prévoit des moyens propres à produire la tension continue de commande par intégration du niveau du signal d'un étage situé en aval du ou desdits étages amplificateurs, avec comparaison du signal intégré à une valeur de référence. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention appa raîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 est un schéma de principe général d'un amplificateur-correcteur selon l'invention, - la figure 2 est un schéma détaillé d'une partie de l'amplificateur-correcteur de la figure 1, - la figure 3 est un schéma détaillé d'une autre partie de l'amplificateur-correcteur de la figure 1, - la figure 4 est le schéma simplifié d'un étage selon l'invention, tel qu'il peut être incorporé à l'amplificateur correcteur; et - la figure 5 est un diagramme de gain en fonction de la fréquence, permettant de mieux comprendre le fonctionnement d'un étage amplificateur réglable selon l'invention. Dans la mesure où ils comportent de nombreux éléments de caractère certain, les dessins annexés font partie intégrante de la description, non seulement pour permettre de mieux faire comprendre celle-ci, mais aussi pour contribuer à la définition de l'invention autant que nécessaire. Bien que l'invention puisse s'appliquer de façon générale à différents types de transmissions, et à différents types de milieux pour cette transmission, on admettra maintenant qu'il s'agit d'une liaison numérique en bande de base effectuée sur une paire métallique symétrique. La partie amont de la ligne de transmission arrive en AM sur la figure 1. Sa partie aval part en AV sur la même figure. La ligne amont est reliée à des circuits d'entrée CE, qui comportent, de manière connue, un circuit de protection de ligne CE1, un étage de fusibles CE2, ainsi qu'un transformateur de liaison CE3. A l'autre extrémité, le circuit de sortie CS comprend un transformateur de liaison CS1, suivi d'un étage de fusibles CS2, et d'un circuit de protection de ligne CS3, connecté aux bornes de la ligne aval AV déjà citée. De façon également connue, il est prévu entre les transformateurs de ligne CE3 et CS1 une liaison en courant continu, c'est-à-dire passe-bas,notée LCC. Entre les sorties en courant alternatif des transformateurs CE3 et CSî est implanté un montage amplificateur, désigné dans son ensemble par A, et dans lequel s'applique plus particulièrement l'invention. En dehors de cet amplificateur A, on note enfin des circuits d'alimentation AP, susceptibles de fournir, par rapport à la masse, deux tensions d'alimentation de -15 volts et 30 volts. Le premier organe de l'ensemble amplificateur A est un atténuateur d'entrée AE, qui ne sera pas illustré en détail. Cet atténuateur d'entrée comporte un diviseur de tension résistif, ajustable par cavalier comme montré sur la figure 1. Cet atténuateur résistif est suivi d'un montage en T résistif, comme également illustré, dont l'une des branches va à la masse, dont une autre est reliée de façon purement résistive au diviseur de tension qui précède, et dont la troisième est reliée à la sortie de ce même diviseur de tension par le montage série d'une résistance fixe et d'une capacité que l'on peut choisir par cavalier. L'homme de l'art comprendra que ce réseau atténuateur-correcteur AE permet déjà de commencer la correction en fréquence du signal à transmettre. Cette correction est ajustable par cavalier. A ce propos, on observera que la présente invention utilise très souv-ent des ajustements par cavalier. Pour simplifier les dessins et l'exposé, ceux-ci ont été systématiquement limités à deux positions de cavalier, bien que l'appareil comporte la pluspart du temps plus de deux positions. L'atténuateur-correcteur d'entrée AE est suivi de cinq étages d'amplification réglable AR1 à AR5. Un filtre passebas FS1 est inséré entre les deux derniers de ces étages. On rencontre ensuite un amplificateur de sortie AS, qui est connecté au transformateur de ligne CSî et qui est muni, en contre-réaction, d'un filtre limiteur de bande FS2. C'est, dans le mode de réalisation décrit, de l'amplificateur de sortie AS que part le signal qui va être utilisé pour la commande des amplificateurs AR1 et AR5. Pour cette commande, le schéma de principe de la figure 1 fait appa raître un détecteur de niveau DN, suivi d'un comparateur CO à une valeur de référence Vref, puis d'un amplificateur intégrateur AI. Un étage de commande de tension CV permet, par cavalier, de définir la tension de commande VCC soit à partir de la sortie de l'amplificateur AI, soit par des liaisons résistives à la tension d'alimentaion de -30 volts. Il convient d'observer immédiatement que c'est le courant produit par cette tension de commande VCC qui va être le facteur de réglage des amplificateurs AR1 à AR5. Il est maintenant fait référence à la figure 2. Celle-ci illustre un diviseur de tension résistif à prise CV1, dont l'entrée est branchée entre la tension de -30 volts et la masse. La sortie de ce diviseur alimente le montage parallèle de plusieurs voies contenant chacune une résistance en série sur une diode, l'ensemble noté CV2. Un cavalier CV3 permet d'établir la tension VCC soit à partir de la sortie du montage CV2, soit à partir de la sortie d'un autre montage que l'on décrira maintenant. Ce dernier montage comporte lui aussi des trajets parallèles définis par des résistances CV4, et sélectables par un cavalier CV5. Comme on le verra plus loin (figure 3), l'entrée de ces organes CV4 et CV5 est définie par un signal tiré de l'étage de sortie AS (figure 1). Les trois étages amplificateurs réglables AR1 à AR3 ont la même structure, aux valeurs des composants près. Par contre, les étages AR4 et AR5 sont un peu différents en ce sens qu'ils n'ont pas le même effet de filtrage sélectif passe-haut que les précédents. Pour simplifier, on ne décrira donc en détail que les étages AR3 à AR5 en référence à la figure 2. L'étage AR3 est articulé autour d'un amplificateur opérationnel différentiel AR30. L'entrée non inverseuse de celui-ci, notée 300, reçoit la sortie de l'étage précédent AR2. Son entrée inverseuse est reliée à sa sortie par le montage parallèle d'une capacité 311 (limitation de gain en haute fréquence) et d'une résistance 312. Après la sortie de l'amplificateur AR30, l'étage AR3 comporte une cellule de filtrage passe-haut, comprenant une résistance 325, ainsi qu'une capacité 321 ou 322, que l'on peut choisir par mise en place d'un cavalier 320. On remarque dans l'étage AR3 quatre groupes de diodes, respectivement 361, 362, 363 et 364. Ici, chaque groupe comprend quatre diodes, qui sont par exemple les diodes de signal 1 N 4148 disponibles notamment auprès de la Société française THOMSON-CSF. Ces groupes de diodes sont montés en série, dans le sens conducteur, depuis un point 350 de connexion à la masse jusqu'à un point 354, relié par une résistance 368 à la tension de commande VCC. En courant continu, toutes les diodes vont donc être traversées par le même courant, défini par la tension VCC. En courant alternatif, le point milieu 352 des quatre groupes de diodes est découplé, par une liaison à la masse à travers un condensateur électrochimique 358. Il en est de même pour l'autre point extrême 354, à travers un condensateur 359. Les autres points intermédiaires entre groupe de diodes, respectivement 351 et 353 sont reliés l'un à l'entrée inverseuse 310 de l'amplificateur AR30 par un condensateur électrochimique 318, l'autre à la sortie de l'étage amplificateur AR3, derrière les condensateurs 321 et 322 ainsi que la résistance 325, et ce par l'intermédiaire d'un condensateur électrochimique 328. En courant alternatif, il s'avère que le point d'entrée inverseuse 310 est relié à la masse par l'ensemble parallèle des deux groupes de diodes 361 et 362. De même, le point de sortie de l'étage AR3 est relié à la masse par l'ensemble parallèle de deux groupes de diodes 363 et 364. On notera de plus qu'en réalité, les deux groupes de diodes considérés à chaque fois sont conducteurs l'un dans un sens, l'autre dans l'autre. On peut donc considérer que leur montage est anti-parallèle en courant alternatif. Comme précédemment indiqué, les étages ARi et AR2 ont exactement la même structure que l'étage AR3, les valeurs des composants pouvant être modifiées. Par contre, l'étage AR4 est constitué différemment. Il comporte comme les précédents un amplificateur différentiel AR40, dont la contre-réaction est cette fois uniquement résistive par la résistance 412. Il lui est adjoint une première paire de groupes de diodes 461 et 462, qui, comme précédemment, se trouve montée en série avec une seconde paire de groupes de diodes 463 et 464. Les deux groupes 461 et 462, situés du côté de la masse, et découplés par rapport à celle-ci à l'aide d'un condensateur 458, forment un montage de diodes anti-parallèles dont le point 451 est connecté par un condensateur électrochimique 418 et une résistance 419 à l'entrée inverseuse 410 de l'amplificateur opérationnel AR40. On obtient ainsi un étage à gain apériodique. Il est suivi d'un filtre sélectif, passe-bas, noté FS1. Ce filtre est constitué de deux voies parallèles, composées de résistances 425 et 426, et sélectables par un cavalier 420, puis d'un condensateur 429 qui va vers la masse. L'hom me de l'art reconnaîtra là un filtre passe-bas, qui limite le spectre fréquentiel à la bande passante utile r opérant ainsi une première limitation du braet avaut l'amplifica- teur de sortie. Le point de sortie 500 du filtre sélectif.FS1 est appliqué à un autre étage amplificateur AR5, constitué principalement d'un amplificateur différentielAR50, muni de la capacité 515 de compensation de phase habituelle pour le type d'ampli opérationnel utilisé. Une résistance de contre-réaction 512 est prévue entre la sortie de cet amplificateur AD50 et son entrée inverseuse 510. L'entrée inverseuse est par ailleurs connectée à un double réseau résistif. La première partie de ce réseau est définie par un cavalier 533 qui permet de choisir entre la résistance 531 et 532, pour aller vers un condensateur électrochimique 528. Ce dernier aboutit à la seconde paire de groupes de diodes antiparallèles 463 et 464 qui est associée à l'étage AR5. La seconde partie du réseau résistif précité part d'un cavalier 543 qui permet le choix entre une résistance 541 et 542, pour aboutir à la masse (en courant alternatif seulement) à travers un condensateur électrochimique 559. La sortie de l'étage amplificateur AR5 aboutit à l'amplificateur de sortie AS (figure 3). L'étage AS comprend tout d'abord un amplificateur opérationnel 60, dont l'entrée inverseuse 610 est connectée à la sortie de l'étage AR5 par un condensateur 603 suivi dlune résistance 604. Un condensateur 611 e3t~-egalement mondé entre deux bornes de l'amplificateur différentiel 60 pour la même raison que le condensateur 515 précité. L'entrée non inverseuse 600 de l'amplificateur 60 est reliée à une tension de référence definie à partir de la tension de -15 volts à travers une résistance 601 et un condensateur de découplage 602. Les sorties différentielles 650 et 651 de l'amplificateur 60 alimentent un étage amplificateur de sortie symétrique à deux transistors complémentaires 70 et 75. Leurs émetteurs sont interconnectés par des résistances 73 et 76 dont le point commun 80 va constituer la'liaison de sortie. La base du transistor 70 est reliée à la masse par une résistance 71, ainsi qu'au point 650 par une diode 72. Le même point 650 est relié à l'anode d'une diode 77, montée dans le même sens que la diode 72, et dont la cathode va sur la base du transistor PNP 75. La base de celui-ci est encore reliée à son collecteur par une résistance 78, tandis que ce même collecteur est relié à la sortie 651 de l'étage 60, à la tension d' alimentation de -30 volts par une résistance 659, et à la masse par un condensateur de découplage 79. L'homme de l'art comprendra le fonctionnement de cet étage de sortie. La sortie proprement dite est sélectable par un cavalier 83, pour être définie à travers la résistance 81 ou 82. Le point de sortie va vers le transformateur CSî de la figure 1. Le point de sortie 80 est encore relié à l'entrée non inverseuse 610 de l'étage 60 par un réseau de réaction constitué en parallèle d'une résistance 85, d'un organe de sélection de capacité à cavalier 86, et d'un autre organe de sélection 87 qui permet de choisir entre une résistance pure et une résistance en série sur un condensateur. L'effet de tout cela est d'ajuster la courbe de réponse de l'amplificateur de sortie pour réduire la bande de-bruit. C'est du point de sortie 80 que part le signal qui va servir à commander le gain des amplificateurs AR1 à AR5. Ce signal est prélevé à travers un condensateur 88, qui est relié par une résistance 91 d'une part à la tension de -30 volts à travers une résistance 90, d'autre part enparallèle à la tension de -15 volts par une diode 89. Ces organes réalisent la polarisation d'un transistor 93, en liaison avec la résistance 93 qui va vers la base de celui-ci, pour qu'il opère une détection de crête. Le signal à détecter est donc appliqué par la résistance 92 à la base du transistor 93, du type PNP, dont l'émetteur est à la masse à travers une résistance 95. Le collecteur de ce même transistor est relié à la borne de -30 volts. Ce transistor est rendu détecteur de crête par la disposition d'un condensateur 94 entre son collecteur et son émetteur. La sortie de cet étage détecteur de crête est une indication de niveau. Elle est prélevée sur l'émetteur du transistor 93, pour être appliquée à un réseau 96 agencé en T résistif. La sortie du réseau 96 est appliquée à l'entrée inverseuse d'un amplificateur différentiel 98 dont l'entrée non inverseuse est reliée à la tension de -15 volts. Une contre-réaction proportionnelle-intégrale de cet amplificateur différentiel 98 est définie par une résistance 97, suivie en série d'un montage 99 constitué de deux diodes en opposition, mises chacune en parallèle sur des condensateurs électrochimiques également en opposition. L'intégration du signal de niveau est ainsi parachevée. Le point de sortie de l'amplificateur 98 rejoint les organes CV5 et CV4 de la figure 2. Avant de reprendre le fonctionnement d'ensemble du dispositif selon l'invention, il est fait référence aux figures 4 et 5 pour une explication du fonctionnement des étages individuels AR1 à AR3. L'homme de l'art reconnaîtra sur la figure 4 un montage équivalent à celui de l'étage amplificateur AR3 illustré (donc de AR1 et AR2 non représentés en détail). Ce montage est articulé autour d'un amplificateur opérationnel AOP. Il est admis que sa résistance de contre-réaction et sa résistance de sortie ont la meme valeur R (les condensateurs tels que 311, de valeur faible, ne sont pas pris en considération ici). En parallèle sur la résistance de sortie est prévu un condensateur C. Les deux paires de groupes de diodes anti-parallèles (limitées ici à deux diodes par groupe) définissent des résistances de même valeur notée p, de la masse à l'entrée inverseuse de l'amplificateur AOP et à la sortie S du montage, respectivement. Cette résistance p résulte de la résistance dynamique des diodes, telle que définie par le courant I traversant ceuxci sous l'effet de la tension de commande en courant continu VCC. Il a été observé que, si chaque groupe comprend n diodes, on peut relier la variation de tension alternative AV aux bornes d'un groupe de diodes à la variation de courant hI dans les diodes du même groupe par la relation AI = I (-1+exp (AV/n . 1/u) u est ici un facteur qui dépend principalement de la température, ainsi que de constantes physiques. A partir de là, on peut déterminer la résistance dynamique, en courant alternatif, apportée par l'un des groupes de diodes. En montant ensemble deux groupes de diodes anti-parallèles, cette résistance apparente s'applique pour les deux polarités du courant alternatif, et la résistance apparente obtenue ne dépend pas du signe de la variation de tension alternative AV dont il s'agit. Il a été observé que de tels montages de deux groupes de diodes anti-parallèles permettaient d'obtenir une caractéristique de résistance dynamique totalement dépourvue de distorsion harmonique d'ordre pair. Il a été observé de plus que, relativement à l'amplitude du signal, le taux de distorsion harmonique d'ordre impair diminue lorsqu'on augmente le nombre n de diodes que comprend chaque groupe. Ainsi, la présente invention fournit une manière simple, efficace et élégante de régler le gain des étages amplificateurs sélectifs AR1 à AR3. La figure 5 montre l'effet de gain en fonction de la fréquence que l'on peut obtenir pour quatre valeurs différentes du courant I appliquées à un groupe de diodes d'un étage. L'échelle des abscisses est graduée par rapport à la fréquence de coupure basse fc. Il apparaît qu'à partir de valeurs de gain relativement faibles (comprises entre 1,2 et 2,6 décibels) on monte à des valeurs asymptotiques qui sont respectivement 3,5,7 et 10 décibels environ Les autres valeurs en décibels indiquées sur la figure 5 correspondent aux atténuations qu' s ' s'agit de compenser sur la ligne, par l'ensemble des étages ainsi actionnés, à une fréquence égale à chaque fois au débit binaire. Pour les étages sélectifs AR1 à AR3, la fonction de transfert sortie/entrée est de la forme Pour sa part, l'étage amplificateur AR4 est en lui-même pratiquement non sélectif. Il n'agira donc que sur le gain global, indépendamment de la fréquence. Mais son action est là encore définie par la résistance dynamique de diodes. Il en est encore de même pour l'étage ARS. On appellera maintenant cellules correctrices les cellules passe-haut du premier ordre que comporte l'amplificateurcorrecteur selon l'invention. La première cellule correctrice, intégrée à l'atténuateur d'entrée AE, et par conséquent passive, a simplement pour rôle de relever la partie haute du spectre transmis. Les trois cellules suivantes, bien que passives en elles même s, sont associées chacune à un étage tampon à amplificateur opérationnel, comme le fait apparaître l'étage AR3 de la figure 2. Chaque cellule est chargée de compenser la distrosion de la ligne dans une zone particulière de fréquence. La correction globale, quelle soit automatique ou fixe, est obtenue en agissant simultanément sur les résistances dynamiques p des groupes de diodes, dont la variation modifie le gain de transmittence, et par conséquent la pente de la courbe de transfert (voir figure 5). L'ensemble peut donc ainsi constituer un filtre qui corrige, dans une zone limitée de fréquence, la distorsion d'un tron çon de ligne téléphonique. La zone de fréquence dépend du débit d'informations numériques, et elle s'obtient en commutant les valeurs des condensateurs à l'aide de cavaliers enfichables. Les différents gains fixes (10, 20, 30, 40 décibels) s'obtiennent aussi en commutant la valeur du courant qui définit la valeur de p, et ce à l'aide du montage CV2 (figure 2), remarque étant faite qu'il faut quatre voies pour obtenir les quatre valeurs de gain fixe, au lieu des deux représentées pour simplifier. Un gain réglable manuellement à volonté peut encore être obtenu par insertion d'une résistance série, convenablement choisie, à l'intérieur du montage CV2. Mais on aura la plupart du temps avantage à utiliser l'amplificateur-correcteur de l'invention en mode automatique. A cet effet, le signal corrigé est prélevé en sortie de l'étage de puissance AS, et son enveloppe est extraite par redressement mono-alternance à l'aide du transistor 93. Après intégration par l'amplificateur différentiel 98, la tension obtenue, adaptée par les organes CV4 et CV5, définit la tension VCC servant à la commande des cellules correctrices AR1 à AR3. L'amplitude de crête de la tension de sortie se trouve ainsi asservie à une valeur de référence fixe définie par les résistances de l'organe 96. Dans la pratique, les trois cellules AR1 à AR3 sont utilisées avec des fréquences de coupure variables et différentes, ce qui permet de modeler par tronçons la courbe de réponse. D'un autre côté, la polarisation des amplificateurs opérationnels tels que AR30 estprise sur un potentisl central unique de -t5volts, qui est appliqué au premier étage AR1. Ensuite, chaque étage transmet cette référence au suivant par une liaison résistive, comme il apparaît sur la figure 2 en la résistance 325. C'est à partir de la qu'on peut illustrer la transmittance asymptotique d'une cellule pour plusieurs valeurs du cou-ant I de polarisation dans les chaînes de diodes, comme déjà illustré sur la figure 5. A ce propos, on notera que la fréquence caractéristique fc de la figure 5 est égale à 1/2aRC, avec les valeurs définies sur la figure 4. En pratique, les fréquences des caractéristiques des trois cellules AR1 à AR3 seront généralement différentes à u, débit donné. Il est ainsi possible d'obtenir que la transmittance globale s'étende sur une zone fréquentielle plus large, et possède une pente plus forte. Cela suffit à compenser les distrosions des lignes téléphoniques situées en amont. Les amplificateurs AR4 et AR5 ont des gains qui varient de manière conjuguée, là encore sous l'effet de groupes de diodes. Cette variation conjuguée de leurs gains permet d'écarter les transmittances de l'amplificateur-correcteur, pour lui permettre de s'accomoder de longueurs de lignes différentes. Cette translation verticale correspond principalement à la variation de l'atténuation purement résistive des lignes aux très basses fréquences. La valeur du courant I injecté peut être définie à partir de tensions fixes élaborées dans le circuit CV2. Il est encore possible d'ajuster manuellement ce courant en insérant une résistance de valeur choisie dans le circuit CV2, comme précédemment indiqué. Le fonctionnement automatique par mise en oeuvre du cavalier vers les organes CV4 et CV5 va établir une boucle d'asservissement. Le principe de celle-ci est celui d'une commande automatique de grain, mais la chaîne d'asservissement agit sur la pente de la transmittance aussi bien que sur le gain apériodique. Dans la pratique, il n'y a en principe aucun moyens de mesurer la réponse fréquentielle de la ligne en présence de laquelle on se trouve. On considère donc comme connue la tension émise au départ de la liaison amont. On considère également comme connue la relation entre le signal reçu à l'entrée de l'amplificateur correcteur et la distorsion de la ligne. Le signal corrigé est prélevé à la sortie de l'étage de puissance AS, mais avant les résistances d'adaptation 81 ou 82, afin de conserver l'indépendance du niveau par rapport à la valeur de la charge. L'ensemble des circuits 90 à 99 agit d'abord en redresseur mono-alternance. La tension présente sur l'émetteur du transistor 93 est une tension négative par rapport à -15 volts, et égale à l'amplitude crête à crête du signal incident. La tension redressée disponible sur l'émetteur du transsistor 93 est envoyée au filtre passe-bas articulé autour de l'amplificateur opérationnel 98. L'action proportionnelleintégrale énergique de ce filtre assure la stabilité de l'asservissement, remarque étant faite que la sortie de cet intégrateur commande directement le courant dans les quatre chaînes de diodes des cellules correctrices. L'homme de l'art attentif observera que chaque chaîne de diodes se comporte comme un filtre passe-bas du second ordre partiellement dégénéré, car le courant dans le troisième groupe de diodes est retardé deux fois par rapport au courant dans le premier groupe de diodes lors des impulsions transitoires. Pour des courants injectés I très faibles, la résistance dynamique p devient très grande, et les constantes de temps élémentaires s'allongent. On évite tout risque d'instabilité de l'asservissement qui pourrait en résulter en choisissant pour l'étage 98 une constante de temps d'intégration suffisamment élevée, par les condensateurs de l'organe 99. En pratique, il s'est avéré intéressant d'ajuster les résistances de l'organe 96 pour. que la tension de sortie ait une valeur de consigne d'environ 6 volts crête à crête. Il apparaîtra maintenant que l1amplificateur-correcteur selon l'invention constitue bien un moyen simple et efficace utilisable en de très nombreuses circonstances pour corriger l'affaiblissement composite que manifestent des lignes de transmission, en particulier des lignes de transmission bifilaires opérant des transmissions numériques en bande de base. L'invention peut admettre des variantes, notamment les suivantes - mise en série de l'ensemble de tous les groupes de diodes; - injections de courant séparée (voire de courants différents ajustables) d'une part dans les deux premiers et d'autre part dans les deux derniers groupes de diodes associés à chauqe étage amplificateur ou à certains d'entre eux. Revendications. 1. Amplificateur-correcteur, en particulier pour liaisons numériques en bande de base sur ligne de fils ou câbles, du type comprenant - des circuits d'entrée (CE) et de sortie (CS), destinés à être connectés respectivement aux côtés amont (AM) et aval (AV) de la liaison, et, entre ceux-ci, - des moyens d'amplification sélective (A), destinés à compenser d'une part l'affaiblissement apériodique du signal sur la liaison, d'autre part son affaiblissement variable avec la fréquence du signal, caractérisé en ce que ces moyens d'amplification sélective (A) comprennent au moins un étage amplificateur différentiel sélectif tAR1-AR3, associé à deux paires de groupes de diodes montées en cascade (361-364), prévues dans le meme sens dans chaque paire et en nombre égal dans chaque groupe, en ce que les bornes (350, 352, 354) des deux paires de groupes de diodes sont découplées en courant alternatif, en ce que les points intermédiaires (351, 353) des paires de groupes de diodes sont reliés en courant alternatif (318, 328) l'un à l'entrée inverseuse (310) de l'étage amplificateur, l'autre à sa sortie, et en ce que sont prévus des moyens (CV) pour injecter un courant continu de commande (VCC), de valeur choisie, aux bornes (350, 354) des deux paires de groupes de diodes. 2. Amplificateur-correcteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque groupe de diodes (361-364) comprend au moins deux diodes. 3. Amplificateur-correcteur selon la revendication 2, caractérisé en ce que chaque groupe de diodes (361-364) com prend au moins deux diodes. 3. Amplificateur-correcteur selon la revendication 2, caractérisé en ce que chaque groupe de diodes (361-364) comprend au moins quatre diodes. 4. Amplificateur-correcteur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les deux paires de groupes de diodes (361, 362; 363, 364), montées en cascade, reçoivent le même courant continu. 5. Amplificateur-correcteur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les caractéristiques de sélectivité de l'étage amplificateur (320-322) sont commutables. 6. Amplificateur-correcteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'étage amplificateur comprend un amplificateur opérationnel à contre-réaction (AR30) suivi d'une cellule de filtrage (320-325). 7. Amplificateur-correcteur selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte, en série, plusieurs étages amplificateurs différentiels (AR1-AR3), de sélectivité différente, associés à des doubles paires respectives de groupes de diodes, recèvant des courant continus de commande respectifs définis par une tension de commande commune. 8. Amplificateur-correcteur selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comporte trois étages amplificateurs différentiels en série (AR1-AR3). 9. Amplificateur-correcteur selon l'une des revendications 4 et 5, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un autre étage amplificateur différentiel (AR4, AR5), associé à au moins une autre paire de groupes de diodes (461,462; 463,464). 10. Amplificateur-correcteur selon llune des revendications 1 à 9, caractérisé par des moyens (DN, CO, AI) propres à produire le courant continu de commande par intégration du niveau du signal d'un étage situé en aval du ou desdits étages amplificateurs, avec comparaison du signal intégré à une valeur de référence. 11. Amplificateur-correcteur selon la revendication 10, caractérisé en ce que cet étage est un étage amplificateur de sortie (AS). 12. Amplificateur-correcteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le courant continu de commande (VCC) est commutable selon un jeu de valeurs prédéfinies (CV). 13. Amplificateur-correcteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que certains au moins des étages amplificateurs sélectifs (AR1-AR3) privilégient les fréquences élevées. 14. Amplificateur-correcteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la liaison est définie par une paire métallique symétrique.