Brevet FR2578371A1 — publié le 19860905

-z L'invention concerne le domaine des circuits de décalage de phase pour traiter des signaux électriques. Elle a une application particulière aux systèmes de communica- tions cellulaires et plus particulièrement elle concerne un appareil et une méthode pour décaler en phase de manière programmable une audiofréquence de commande dans un tel système. Les systèmes de communications cellulaires ont une popularité et une complexité croissante. Un système de communications cellulaire comporte une série de cellules chacune comprenant au moins une station-maîtresse qui est en communications avec un nombre quelconque de stations mobiles à l'intérieur de la cellule (classiquement à travers un site émetteur- récepteur combiné fixe commandé à distance, à l'intérieur ou adjacent à la cellule). Une station mobile à l'intérieur de la cellule communique avec la station maî- tresse qui transfère la communication à des lignes télépho- niques terrestres classiques pour l'acheminer vers la desti- nation souhaitée. Quant une station mobile se déplace d'une cellule à une autre cellule, elle doit cesser de communiquer avec la station éloignée de la cellule dont elle part, et établir une communication avec une station similaire dans la cellule o elle pénètre. De manière à synchroniser les communications entre les différentes stations et la station mobile, la station fixe émet une audiofréquence de commande -2- de contrôle (SAT). La station mobile doit être capable de recevoir le SAT et retransmettre cette fréquence de commande à la station fixe de manière à ce que la fréquence retrans- mise comporte une erreur de phase inférieure ou égale à plus ou moins 20 degrés. Comme chaque station mobile comporte un émetteur- récepteur qui peut imprimer une valeur différente d'erreur de phase à une transmission quelconque et que les stations mobiles se déplacent à une vitesse qui peut affecter l'er- reur de phase de la fréquence de commande retransmise, chaque station mobile doit être capable de régler la phase de la fréquence de commande retransmise de manière à fournir une fréquence de commande retransmise avec une erreur de phase inférieure ou égale à plus ou moins 20 degrés par rapport au SAT. Par conséquent, il existe un besoin de réaliser un circuit dans chaque station mobile qui puisse décaler en phase de manière réglable la fréquence de commande retrans- mise. De plus, avoir une production en série d'un tel cir- cuit implique que chacun d'entre eux doit être capable de réaliser un réglage de phase différent correspondant à l'équipement radio-particulier de chaque station mobile. On connait des circuits qui peuvent décaler en phase la fréquence de commande par des moyens analogiques. Un tel circuit est nécessairement grand et coûteux à fabri- quer. Ce circuit de grandes dimensions occupe une place importante dans la station mobile augmentant par là le coût de la station mobile et rendant difficile à placer la sta- tion mobile de manière commode à l'intérieur d'un véhicule. Il existe donc un besoin d'un circuit de décalage de phase de fréquence de commande qui utilise principalement des circuits numériques, peut être fabriqué à un coût réduit et occupe un volume plus petit. Un tel circuit numérique doit pouvoir être réglable de manière à fournir les diffé- rents réglages de décalage de phase nécessaires dans diffé- -3- rentes stations mobiles. Un circuit de décalage de phase numérique programmable capable d'être intégré dans des circuits intégrés sera le plus avantageux et la présente invention réalise un tel circuit. La présente invention réalise un appareil et un procédé pour régler de manière programmable le décalage de phase d'une audiofréquence de commande de contrôle, de fréquence relativement faible (par exemple 5970 Hz, 6000 Hz ou 6030 Hz dans certains systèmes radio cellulaires cou- rants). On reçoit le SAT et on le verrouille en phase par rapport à une fréquence de référence au moyen d'une boucle de verrouillage de phase (PLL). On place classiquement un oscillateur dans la boucle de verrouillage de phase pour engendrer un signal de fréquence élevée qui est divisé en fréquence pour fournir la fréquence de commande de réfé- rence. Cependant, la phase du signal de référence doit être réglée d'une quantité correspondant à un signal d'entrée numérique de programmation. Ainsi, la fréquence de commande de référence est capable d'être réglée en phase par rapport à l'oscillateur même lorsqu'elle est réglée verrouillée en phase par rapport au SAT comme faisant partie de la boucle de verrouillage de phase. L'oscillateur de la boucle de verrouillage de phase émet alors un signal haute fréquence qui est verrouillé en phase de manière réglable à la fré- quence plus faible du SAT (c'est-à-dire en fait à des sous- multiples similaires de fréquence-plus faible du signal de sortie de l'oscillateur qui est décalé en phase de manière réglable). Ce signal haute fréquence réglé en phase peut être "soustrait" et divisé en fréquence et/ou autrement servir de signal de sortie pour un générateur d'ondes sinu- soïdales qui ainsi fournit une fréquence de commande de sortie ayant une phase similairement réglée par rapport au signal SAT d'entrée. De cette manière, on engendre une fréquence de commande de sortie transmise ayant une erreur -4- de phase qui peut être réglée (par exemple sous contrôle d'un circuit de commande convenablement programmé) de ma- nière à être inférieure ou égale à plus ou moins 20 degrés par rapport au signal SAT d'entrée. La description qui va suivre se réfère aux figures annexées qui représentent respectivement: Figure 1, un diagramme schématique d'un mode de réalisation de la présente invention, Figure 2, un diagramme schématique d'un autre mode de réalisation de la présente invention, Figure 3, un diagramme schématique du mode de réalisation recommandé de la présente invention. La figure 1 représente un diagramme schématique d'un mode de réalisation de la présente invention. Le signal SAT est reçu sur un discriminateur de récepteur radio clas- sique (non représenté). Le descriminateur (par exemple un descriminateur FM) fournit le signal démodulé reçu à un filtre passe-bande classique 11 qui peut par exemple compor- ter un filtre à condensateur commuté. L'utilisation d'un filtre passe-bande à condensateur commuté dans un tel cir- cuit présente l'avantage de fournir une bonne sélectivité de fréquence de commande d'entrée et il applique une fréquence de commande d'entrée sous forme d'onde carrée ayant une fréquence et une phase données à la première entrée 13a d'un détecteur de phase 13 classique. L'oscillateur commandé en tension (VCO) 15 (ou tout autre oscillateur commandé approprié) est commandé par le signal de sortie du détecteur de phase 13 (par exemple à travers un filtre de boucle PLL 23 classique) pour engendrer un signal de sortie - en 15a ayant une fréquence qui est égale à 2n fois la fréquence de commande d'entrée du fait que le PLL comporte un diviseur de fréquence par 2n (par exemple un compteur) 17. Chaque état du compteur 17 (un état correspond à un mot numérique unique de n-bits) représente ainsi un décalage de phase de 360/2n degrés de la fréquence d'en- -5- trée fondamentale de la boucle de verrouillage de phase (PLL). Le signal de sortie du compteur peut être pris à partir du bit de plus faible poids (LSB) et fournir ainsi une onde carrée ayant la fréquence fondamentale (c'est-à- dire que le LSB descend à l'état zéro et s'élève à l'état 2(n1)). Ainsi, sans le décodeur 19 et le circuit de verrouillage 21, on a réalisé un circuit de verrouillage de phase numérique classique dans lequel la fréquence la plus élevée de fonctionnement de PLL est déterminée par le nombre d'états cycliques de compteur (c'est-à-dire 2n). Cependant, on utilise un décodeur 19 pour insérer un décalage de phase commandé dans la boucle de verrouillage de phase. Un signal de programmation numérique peut être utilisé avec un circuit décodeur à 2n états de manière à décoder et ainsi à choisir efficacement, comme pseudoétat de compteur de "départ" l'un quelconque des 2n états possibles des mots à n-bits apparaissant cycliquement. Par exemple, le décoldeur 19 peut avoir un signal de sortie 1 décodé et un signal de sortie 2 décodé qui provoquent le basculement du circuit de verrouillage 21 à la fréquence fondamentale souhaitée mais qui sont décalés en phase par rapport au signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension et du compteur 17. Par exemple, lorsque le décodeur 19 reçoit un signal de programmation numérique (par exemple un mot à n-bits) indiquant que la boucle de verrouillage de phase doit être réglée pour une phase donnée, on utilisera la commande particulière du signal de programmation (par exem- ple un "1" décodé après détection de l'état de compteur M) pour créer un signal de sortie conformément réglé en phase. Le signal de sortie "1" décodé s'élèvera lorsque l'état M de compteur programmé est détecté parmi la série de mots à n-bits reçus cycliquement à partir du compteur 17. Le "2" décodé est programmé pour s'élever lors de la détection de l'état M + 2(n-l) module n (qui doit avoir lieu un demi 6cycle du signal de sortie de fréquence fondamentale après que le signal "1" décodé s'élève). Lors de la mise en oeuvre réelle, le deuxième signal décodé peut nécessiter seulement une porte supplémentaire puisque tous les bits du compteur excepté le bit de plus fort poids (MSB) sont identiques pour Met M + 2(n1) et que le MSB est toujours inversé pour l'état M + 2(n-l) pour la durée souhaitée. Par exemple, si l'on choisit M égal à l'état décimal 5, le signal d'entrée du signal de programmation sera 000101 en binaire. L'état M + 2(n-l) sera alors égal à M + 32 qui est égal à 37 (en décimal) qui, à son tour, est égal 100101 en binaire. Les deux signaux de sortie décodés peuvent faire basculer le circuit de verrouillage 21 de manière à produire une onde carrée qui descend pour l'état M et s'élève pour M + 2(n l). Cette onde carrée peut alors fournir la fréquen- ce de commande de référence qui est un signal d'entrée en 13b du détecteur de phase 13. Le détecteur de phase 13, dans ce mode de réalisa- tion, reçoit deux signaux d'entrée en forme d'onde carrée et produit un signal de différence qui correspond à la diffé- rence de phase entre ces deux fréquences d'entrée. Le signal de différence est appliqué à un filtre de boucle passe-bas 23 qui ensuite fournit un signal d'entrée de signal de commande variable filtré (c'est-à- dire calculé en moyenne sur une courte période de temps) à la commande de l'oscilla- teur commandé en tension 15 qui engendre un signal de fré- n quence 2 fois plus élevée qui est, de manière réglable, verrouillé en phase par rapport à la fréquence d'entrée SAT. Puisque le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension 15 a un décalage de phase commandé par rapport au signal d'entrée SAT, on peut l'utiliser pour engendrer un signal SAT de réponse commandé en phase (c'est-à-dire retransmis à une station cellulaire fixe) qui est, à l'intérieur de limites spécifiques, égal en phase au signal d'entrée SAT. Dans le mode de réalisation de la -7- figure 1, on obtient ce signal de sortie souhaité en utili- sant un générateur d'onde sinusoïdale classique 25 qui est commandé par le compteur 17 qui est, bien entendu, déjà synchronisé avec le signal de sortie de l'oscillateur co- mandé en tension 15. Par exemple, certains ou tous les bits provenant de chacun de la série de mots à n-bits engendrés cycliquement par le compteur 17 peuvent être utilisés par le générateur d'onde sinusoïdale 25 pour produire une fréquence de commande de sortie à la fréquence fondamentale en ayant une phase qui soit verrouillée et réglée par rapport à la fréquence SAT d'entrée reçue. En variante, d'autres généra- teurs de forme d'ondes de sortie classiques appropriés peuvent être directement commandés par le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension (comme indiqué par les lignes en trait discontinu) ainsi qu'il est connu de l'homme de l'art. Tous les composants représentés figure 1 sont capables d'être intégrés dans un circuit intégré, à l'excep- tion possible du filtre de boucle 23 et des composants déterminant la fréquence de l'oscillateur commandé en ten- sion 15 (par exemple la résistance 27 et le condensateur 29). Ainsi le circuit peut, pour la plus grande partie, être intégré dans un circuit intégré CMOS facilement. Un tel circuit intégré peut être produit en série et chacun d'entre eux, utilisé dans un émetteur mobile particulier est alors fourni avec un signal d'entrée de signal de programmation séparé (par exemple, comme fourni par une mémoire morte spécialement programmée à l'usine pour cet émetteur particu- lier) ainsi que déterminé de manière appropriée à partir des caractéristiques uniques de cette station mobile particu- lière. Si on le souhaite, de telles caractéristiques peuvent être continuellement ou de manière répétitive automatique- ment déterminées par des circuits de commande appropriés pour maintenir le signal de programmation à la bonne valeur pour les conditions existantes. La figure 2 est un diagramme schématique d'un autre mode de réalisation de la présente invention dans lequel les composants similaires sont désignés par les mêmes numéros de référence que dans le mode de réalisation de la figure 1. La construction et le mode de fonctionnement du mode de réalisation de la figure 2 sont essentiellement les mêmes que dans le cas du mode de réalisation de la figure 1 excepté qu'au lieu d'un circuit de verrouillage 21 et d'un détecteur de phase 13, on utilise un détecteur de phase sensible aux limites 31. Le détecteur de phase 31 détecte le front d'onde d'un signal de sortie programmé du décodeur 19. Ce front d'onde correspond à l'état programmé M. Ainsi, le détecteur de phase 31 compare directement la fréquence de commande de référence en forme d'onde carrée avec la fré- quence de commande d'entrée en forme d'onde carrée pour appliquer le signal de différence au filtre de boucle 23. L'homme de l'art admettra que le compteur 17 peut être lui aussi commandé pour sauter certains états de comp- tage (lorsque ainsi commandé) et pour ainsi rendre son signal de sortie MSB équivalent au signal de sortie décalé en phase du décodeur 19. Il existe sans aucun doute d'autres manières d'introduire un décalage de phase commandé dans le circuit de boucle de verrouillage de phase de manière à obtenir le résultat souhaité. La figure 3 est un diagramme schématique du mode de réalisation actuellement le plus recommandé de l'inven- tion. Par comparaison avec la figure 1, les composants similaires sont désignés par les mêmes numéros de référence. On reçoit le signal SAT en provenance d'un discri- minateur (non représenté) qui applique la fréquence reçue au moyen d'un filtre passe-bande à condensateur commuté 39. Dans la plupart des opérations de communications cellu- -laires, le SAT est transmis à une fréquence de 5970 Hz, 6000 Hz ou 6030 Hz. Ainsi, le filtre passe bande à condensateur 9- commuté 39 applique une fréquence d'entrée en forme d'onde carrée au détecteur de phase 13 ayant une fréquence corres- pondante parmi ces fréquences (c'est-à-dire environ 6000 Hz). L'oscillateur commandé en tension 15 engendre un signal S de fréquence 2n fois plus élevée (par exemple si 2n = 64 le signal aura une fréquence d'environ 384 kHz). Ce signal de fréquence plus élevée est de manière classique divisé en fréquence par un' facteur de 26 = 64 par le compteur 17 pour produire la fréquence fondamentale souhaitée d'environ 6000 Hz. Pour éviter des problèmes de synchronisation poten- tiels, les parties de bit de plus faible poids du compteur 17 constituent de préférence un compteur synchrone à 2 bits classique tandis que, lesétages de bit de plus fort poids (par exemple quatre), constituent un simple compteur d'ondes. On connecte un détecteur d'état à n bits program- mable classique 19 au compteur 17 et il peut être réglé pour fournir un signal de sortie décodé après l'apparition d'un quelconque état souhaité parmi les 2n états. La program- mation de l'état de décodage souhaité est classiquement réalisée par un signal d'entrée de programmation au moyen d'un signal de programmation à 6 bits appropriés. Par exem- ple, lorsqu'on choisit l'état M, le signal de sortie "1" décodé peut s'élever lorsque le mot du compteur 6 bits correspondant à l'état M est détecté. Le signal "2" décodé s'élèvera lorsque le mot du compteur à 6 bits correspondant à l'état M + 2(n-l) module n est détecté. Ainsi, les signaux complémentaires sont engendrés par les signaux "1" décodé et "2" décodé qui correspondent à un signal réglé en phase (par rapport au signal de sortie réel de l'oscillateur commandé en tension) fonctionnant à la fréquence fondamen- tale du signal d'entrée SAT. Les signaux "1" décodé et "2" décodé sont appliqués à un circuit de verrouillage RS com- portant des portes NON/OU 45. Comme on peut le voir en liaison avec la figure 3, le signal de sortie du circuit de verrouillage RS 21 peut être une fréquence de référence en - 10 - forme d'onde carrée ayant une phase réglée et une fréquence égale à la fréquence fondamentale. Cette fréquence de réfé- rence est ensuite appliquée au détecteur de phase 13, dans lequel on compare sa phase à la phase de la fréquence d'en- trée. Un signal de différence correspondant à la différence de phase est ensuite appliqué par le filtre de boucle 23 à la commande de l'oscillateur commandé en tension 15. Un circuit à fonction de Walsh classique 25 peut recevoir les trois signaux de sortie de bit de plus faible poids provenant du compteur à six bits 17. - 1l - REVENDICATIONS 1. Circuit de décalage de phase électrique numé- rique programmable caractérisé en ce qu'il comporte: un moyen détecteur de phase (13) comportant des première et deuxième entrées pour comparer la phase relative d'un signal électrique d'entrée sur la première entrée avec un signal électrique de référence sur la deuxième entrée et pour fournir un signal de sortie représentatif de la diffé- rence de phase détectée; un oscillateur commandable (15) relié au moyen détecteur de phase pour fournir un signal de sortie ayant une fréquence commandée par le signal de sortie du détecteur de phase; un moyen diviseur de fréquence (17) connecté de manière à recevoir le signal de sortie de l'oscillateur et à en dériver un signal de référence de fréquence divisé qui sert de signal d'entrée à la deuxième entrée du détecteur de phase; le moyen diviseur de fréquence comportant un circuit programmable numériquement pour effectuer un déca- lage de phase commandé du signal de référence selon un signal d'entrée de programmation numérique de manière à réaliser un décalage de phase électrique programmable numé- riquement entre le signal d'entrée de référence et le signal de sortie de l'oscillateur. 2. Circuit de décalage de phase électrique, numé- rique, programmable caractérisé en ce qu'il comprend: une boucle de verrouillage de phase numérique ayant une entrée pour recevoir un signal d'entrée et une sortie fournissant un signal de sortie verrouillé en phase et décalé en phase par rapport au signal d'entrée; la boucle de verrouillage de phase numérique comportant un circuit de décalage de phase programmable numériquement (19) de manière à réaliser le signal de sortie décalé en phase en liaison avec un signal d'entrée de pro- - 12 - grammation numérique. 3. Appareil de décalage de phase audio program- mable caractérisé en ce qu'il comporte un moyen de comparaison de phase pour recevoir un premier signal d'entrée ayant une phase 1 et une féquence f1 et pour comparer ladite phase à celle d'un deuxième signal de même fréquence d'entrée appliquée à une deuxième entrée; un oscillateur (13) pour engendrer un signal ayant une fréquence f2 qui est supérieure à la fréquence du signal d'entrée; un moyen,diviseur de fréquence (17) relié à l'os- cillateur pour diviser la fréquence du signal de fréquence élevée f et produire un signal ayant une phase 42 et 2 2 une fréquence f; des moyens de programmation reliés au moyen divi- seur de fréquence (17) et ayant un signal d'entrée de pro- grammation pour recevoir un signal de programmation et ajuster la phase 2 d'une quantité A correspondant au signal de programmation et pour fournir ce signal ajusté à la deuxième entrée du moyen de comparaison de phase; et un moyen de sortie connecté pour émettre un signal à la fréquence fondamentale fl mais ayant une phase qui est ajustée par rapport à la phase 41 d'une quantité correspondante à la valeur du signal de programmation. 4. Appareil selon la revendication 3 caractérisé en ce que le moyen de programmation comprend: un décodeur de signal numérique (19) relié au diviseur de fréquence (17) de manière à produire les premier et deuxième signaux de sortie qui, conjointement, se répè- tent cycliquement à la fréquence fl mais à une phase relative déterminée par les signaux de programmation; et un moyen de verrouillage (21) relié aux première et deuxième sorties du décodeur et fournissant un signal de référence en forme d'onde carrée réglé à la fréquence fl' -13 - 5. Appareil selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'oscillateur comporte un oscillateur contr6lé en tension (15). 6. Appareil selon la revendication 5, caractérisé en ce que le moyen de comparaison de phase (13), le diviseur de fréquence (17), le moyen de programmation, le moyen de sortie, le moyen de verrouillage (21) et l'oscillateur commandé en tension (15) sont des circuits numériques inté- grés dans un circuit intégré commun à l'exception possible de certains composants déterminants la fréquence de l'oscil- lateur commandé en tension. 7. Appareil selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte en outre, un filtre de bande à conden- sateur commuté (11) relié pour pré-traiter le premier signal d'entrée avant l'entrée dans le moyen de comparaison de phase. 8. Appareil selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen de sortie comporte un moyen (25) pour engendrer une onde sinusoïdale qui est synchrone d'un sous- multiple du signal de sortie de fréquence plus élevée f2 de l'oscillateur. 9. Appareil selon la revendication 8, caractérisé en ce que le générateur d'onde sinusoïdale comporte un circuit à fonction de Walsh. 10. Appareil selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de comparaison de phase comprennent: un moyen de détection de phase (31) sensible aux limites relié au moyen de programmation et au premier signal d'entrée pour détecter les limites respectives du signal d'entrée et du signal réglé en phase et pour fournir un signal d'erreur qui correspond à la différence entre les phases du signal d'entrée et du signal réglé en phase; et un moyen de filtrage de boucle (23) pour recevoir le signal d'erreur et fournir un signal filtré passe-bas pour commander l'oscillateur. - 14 - 11. Appareil selon la revendication 10, caracté- risé en ce que le moyen d'oscillateur comporte un oscilla- teur commandé en tension (15). 12. Appareil selon la revendication 11, caracté- S risé en ce que le moyen diviseur de fréquence, le moyen de programmation, le moyen de détection de phase sensible aux limites, le moyen de sortie et l'oscillateur commandé en tension sont des circuits numériques intégrés dans un cir- cuit intégré commun, à l'exception possible de certains composants déterminant la fréquence de l'oscillateur comman- dé en tension. - 13. Appareil selon la revendication 12, caracté- risé en ce qu'il comporte en outre un filtre passe bande à condensateur commuté (11) pour prétraiter le premier signal d'entrée et en ce que le moyen diviseur de fréquence comporte un comp- teur à n-bits (17), le moyen de réglage comporte un décodeur programmable (19) et le moyen de sortie comporte un moyen (25) pour engendrer une onde sinusoïdale. 14. Appareil selon la revendication 3, caractérisé en ce que le signal divisé en fréquence provient du décodage d'une série de mots à n-bits apparaissant cycliquement (à la fréquence f1), chaque mot à n-bits successif représentant des décalages successifs de 360 /2n de décalage de phase progressif à la fréquence fondamentale fl, et en ce que le moyen de programmation reçoit un signal de programmation d'état à n-bits numérique et décode la série des mots à n-bits selon le signal de programmation d'état. 15. Appareil de décalage de phase audio program- mable recevant un signal d'entrée de fréquence de commande audio et fournissant un signal de sortie de fréquence de commande audio ayant une phase qui est réglable de manière contrôlable en liaison avec la phase du signal d'entrée de fréquence de commande audio, l'appareil comportant: un filtre passe-bande (11) adapté pour recevoir le - 15 - signal d'entrée et pour produire un signal de fréquence de commande audio filtré ayant une phase 1 et une fréquence f.i 1' un moyen de détection de phase (31) pour recevoir cette fréquence d'entrée filtrée et un signal similaire de fréquence de commande audio à une fréquence de référence ayant une phase q1 et pour engendrer un signal de diffé- rence qui est proportionnel à la différence entre phases des signaux de fréquence de commande d'entrée filtré et de fréquence de commande de référence; un moyen oscillateur (15) pour recevoir le signal de différence et fournir un signal de sortie d'oscillateur ayant une fréquence f2 commandé par le signal de diffé- rence; I5 un compteur à n-bits (17) pour recevoir le signal de sortie de l'oscillateur de fréquence f et fournir une série de signaux numériques à n-bits ayant lieu cycliquement à la fréquence fondamentale f!, chaque signal à n-bits ayant un bit de plus fort poids (MSB), et un bit de plus faible poids (LSB), chaque mot à n-bits représentant 360/2n degrés de décalage de phase à la fréquence fonda- mentale f; un décodeur (19) connecté pour recevoir les si- gnaux numériques à n-bits et ayant un signal d'entrée de programmation d'état, un signal de sortie "1" décodé et un signal de sortie "2" décodé, pour recevoir au moins le MBS et un signal de programmation d'état correspondant à au moins l'un des signaux à n-bits, et pour fournir sur la sortie 1 décodé un signal détectable lorsqu'un état program- mé est détecté dans le compteur à n-bits et pour fournir sur la sortie 2 décodé un signal détectable ayant lieu un demi cycle après le signal sur la sortie 1 décodé; un moyen de verrouillage (21) pour recevoir les signaux détectables des sortie 1 décodé et 2 décodé et fournir le- signal de fréquence de commande audio de réfé- - 16 - rence qui est le signal d'entrée du moyen détecteur de phase; et un générateur d'onde sinusoïdale (25) connecté au compteur pour recevoir au moins un LSB et fournir le signal de fréquence de commande audio de sortie à la fréquence f1 avec une phase ajustée par rapport à la phase 01 du signal de fréquence de commande audio d'entrée d'une quantité correspondante au signal de programmation. - 16. Appareil selon la revendication 15, caracté- risé en ce que les signaux de sortie 1 décodé et 2 décodé définissent conjointement une onde carrée ayant des transi- tions correspondant à un état du compteur M et à un état du compteur M + 2(n-l) module n. 17. Appareil selon la revendication 15, caracté- risé en ce que la fréquence d'entrée et la fréquence de référence sont toutes les deux des ondes de forme carrée. 18. Appareil selon la revendication 15, caracté- risé en ce que le filtre passe-bande comprend un filtre passe-bande à condensateur commuté. 19. Appareil selon la revendication 15, caracté- risé en ce qu'il comporte en outre un filtre de boucle (23) connecté entre le détecteur de phase et l'oscillateur pour recevoir le signal de différence et fournir un signal de différence filtré à la commande de l'oscillateur. 20. Procédé de décalage de phase d'un signal audio de manière programmable et numérique caractérisé à ce qu'il consiste à: - recevoir un signal d'entrée ayant une phase &1 et une fréquence fi; engendrer un signal ayant une fréquence f2 qui est supérieure à la fréquence f1 du signal d'entrée; diviser en fréquence le signal de fréquence élevée f2 et produire un deuxième signal ayant une fréquence f1; ajuster la phase du deuxième signal d'une quantité correspondante à un signal de programmation numérique; - 17 - verrouiller en phase le deuxième signal réglé en phase au signal d'entrée; et émettre un signal à la fréquence fl ayant une phase 2 qui est ajustée par rapport à 41 qu'une quan- tité correspondante à la valeur numérique du signal de programmation. 21. Procédé selon la revendication 20, -caractérisé en ce que l'étape de division de fréquence consiste à recevoir le signal de fréquence f2 plus élevé; et fournir une série de mots à n-bits revenant cycli- quement à la fréquence fi, chaque mot à n-bits correspon- dant à 360/2n degrés de décalage de phase. 22. Procédé selon la revendication 21 caractérisé en ce que l'étape d'ajustement consiste à: recevoir la série de mots à n-bits; recevoir un signal de programmation qui commande l'un (M) des mots à n-bits; et fournir un signal ajusté en phase à la fréquence f1 selon le signal M programme. 23. Procédé selon la revendication 22, caractérisé en ce que l'étape de production consiste à engendrer un signal ajusté en phase en formé d'onde carrée ayant des transitions correspondants à une valeur de mots à n-bits de M et à une valeur de mots à n-bits de M + 2(n-l) module n. 24. Procédé selon la revendication 20, caractérisé en ce que l'étape d'émission consiste à: recevoir le signal de fréquence plus élevé f2 et engendrer une onde sinusoïdale à la fréquence fondamentale f1 ayant une phase 2 qui est ajustée par comparaison avec la phase du signal d'entrée 41 d'une quantité corres- pondante au signal de programmation. 25. Procédé pour décaler en phase de manière programmable un signal audio, caractérisé en ce qu'il con- siste à: recevoir un signal d'entrée et fournir un signal - 18 - d'entrée sous formte d'onde carrée ayant une phase t1 et 1; une fréquence fi; engendrer un signal de fréquence plus élevé et ayant une fréquence f2; compter les cycles du signal de fréquence plus élevé f2 et engendrer une série de mots à n-bits ayant lieu à la fréquence fl, chaque mot ayant un bit de plus fort poids (MSB) et deux bits de plus faible poids (LSB), chaque mot à n-bits représentant 360/2n degrés de décalage de phase à la fréquence fondamentale fl; décoder les moment d'occurrence de mots prédéter- minés parmi la série des mots à n-bits en recevant un signal de programmation numérique qui correspond à l'un (M) des mots à n-bits et en engendrant un premier signal décodé au moment o on détecte le mot M et en engendrant un deuxième signal décodé au moment ou le mot M + 2n-1 module n est détecté; envoyer les premier et deuxième signaux décodés dans un dispositif à bascule pour fournir une fréquence de référence en forme d'onde carrée ayant une fréquence fonda- mentale fl et une phase 2 qui est ajustée d'une quan- tité correspondant au signal de programmation; détecter une différence entre les phases de la fréquence de référence et de la fréquence d'entrée et émet- tre un signal de différence correspondant à cette différence de phase; filtrer ce signal de différence. et fournir le signal de différence filtré à l'étape d'engendrement de sorte que le signal de fréquence le plus élevé est à la fréquence f2 = 2n fl; et recevoir au moins les LSB et engendrer un signal de fréquence de commande audio de sortie en forme d'onde sinusoïdale à la fréquence fl ayant une phase qui est ajustée d'une quantité correspondant au signal de program- mation.