Brevet FR2575019A1 — publié le 19860620

La présente invention se rapporte à un circuit de déviation dont la linéarité est corrigée. Les circuits de déviation horizontale sont sujets à des erreurs asymétriques de linéarité horizontale provo- quées par des pertes dans l'enroulement de déviation hori- zontale et le commutateur d'aller. Des bobines polarisées de linéarité ou des circuits de correction de linéarité à dispositif actif ont été utilisés pour produire une correc- tion de la linéarité. De tels agencements de correction de linéarité peuvent avoir diverses caractéristiques non souhaitables de fonctionnement qui peuvent les rendre moins adaptés à une utilisation dans des applications à haute performance comme des moniteurs, des téléviseurs couleurs avec des tubes-images à face plate, tels que les tubes- images plats carrés de RCA Corporation, des systèmes de déviation avec des largeurs de balayage variables ou des systèmes de déviation qui nécessitent une grande quantité de correction de trame est-ouest. Dans certains types de circuits de correction de linéarité, la quantité de correction de linéarité peut ne pas suivre de manière.appropriée les variations de l'ampli- tude du courant de déviation. La linéarité peut se dégrader lorsque la largeur de la trame change. Une correction est- ouest de la trame peut être affectée de manière néfaste par le circuit de linéarité. Dans un circuit actif de correction de linéarité, le condensateur de mise en forme de S ou d'aller peut acquérir une charge supplémentaire pendant l'aller pour obtenir un courant accru de déviation pendant la seconde moitié de l'aller. Cette charge supplémentaire peut être extraite du condensateur d'aller pendant le retour pour éviter une composante en courant continu dans le courant de déviation. Par ailleurs, un circuit qui produit une opération réglable de charge-décharge ne doit pas produire une dissi- pation excessive de puissance. Selon un aspect de l'invention, un circuit de déviation dont la linéarité est corrigée comprend un enroulement déflecteur, un condensateur d'aller et un condensateur de retour. Un premier commutateur relié à l'enroulement déflecteur et commandé à une fréquence de déviation applique une tension d'aller à l'enroulement déflecteur pour produire un courant de déviation d'aller. Le condensateur de retour et l'enroulement déflecteur forment un circuit résonant de retour pendant l'intervalle de retour. Une première inductance et une capacité résonante forment un second circuit résonant dont la fréquence de résonance est supérieure à ou à peu près égale à la fréquence de retour. Un second commutateur relié au second circuit résonant et à la capacité d'aller commute les états conducteurs pendant l'intervalle de retour pour produire une impulsion de courant oscillant dans le second circuit résonant qui supprime une quantité prédéterminée de charge de la capacité d'aller. Une seconde inductance couplée à l'enroulement déflecteur fournit, pendant l'inter- valle d'aller, un courant de correction à la capacité d'aller par la capacité résonante pour produire la correction de la linéarité. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple ,illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention 25750 19 et dans lesquels: - la figure 1 illustre un circuit de déviation dont la linéarité est corrigée selon l'invention; - la figure 2 illustre des formes d'onde associées au fonctionnement du circuit de la figure 1; - la figure 3 illustre un autre circuit de déviation dont la linéarité est corrigée; - la figure 4 illustre des formes d'onde associées au fonctionnement du circuit de la figure 3; - la figure 5 montre untroisième circuit de déviation dont la linéarité est corrigée selon l'invention; et - la figure 6 montre un quatrième circuit de déviation dont la linéarité est corrigée selon l'invention. Dans le circuit de déviation horizontale 20 de la figure 1 dont la linéarité est corrigée, selon l'invention, l'agencement en série d'un enroulement de déviation horizon- tale LH et d'un condensateur de mise en forme de S ou d'aller Cs à la masse, est relié à un commutateur d'aller S1 à une borne 22. Le commutateur d'aller S1 comprend un transistor de sortie horizontale -Q1 et une diode d'amortissement Di. Un condensateur de retour CR1 est relié à la-borne 22, la jonction de l'enroulement de déviation horizontale LH et du commutateur d'aller S1. Le transistor de sortie horizontale Q1 est commandé à une fréquence de déviation horizontale fH de ,625 kHz, par un circuit oscillateur horizontal et d'attaque 21, pour produire dans l'enroulement de déviation horizontale LH, un courant de déviation horizontale iH, illustré par la forme d'onde en trait plein sur la figure 2b. Une tension impulsionnelle de retour VR illustrée sur la figure 2a, est développée à la borne 22 pendant l'intervalle de retour horizontal tl-t4. Pour comprenser les pertes résistives subies dans le circuit de déviation 20, l'énergie est fournie au circuit de déviation par une borne 19 de tension B+ via une 25750!9 résistanrc RI de faible val!ur et _ *enroulement primaire W 'un transformateur de retour Tl. Un condensateur de filtrage E1 est reii à le borne suoerieure de l'enroulement primaire Wa RPendant l'intervalle d'aller horizontal, entre le temps t4 et le temps ti' de la figure 2, le commutateur d'aller S1 est conducteur, permettant au condensateur d'aller Cs et à l'enroulement déflecteur LH de former un circuit résonant d'aller (LH, Cs) qui applique, à l'enrou- lement déflecteur LH., la tension d'aller Vt développée par le condensateur d'aller Cs à la borne 24. La fréquence de résonance du circuit résonant d'aller (LH, Cs) est làgère- ment plus faible que la moitié de la fréquence de déviation, ou environ 7, 3 kHz pour les valeurs de circuit montrées sur la figure 1. Comme cela est illustré par la forme d'onde en trait plein de la figure 2b, le circuit résonant d'aller (LH, Cs) produit une mise en forme de S symétrique du courant de déviation horizontale iH. Les pertes résistives dans le commutateur d'aller S1 et l'enroulement de déviation horizontale LH ont tendance à introduire une distorsion asymétrique de linéarité du courant de déviation iH pendant l'intervalle d'aller. Les pertes résistives ont tendance à aplatir la pente du courant de déviation horizontale à proximité de l'extrémité de l'intervalle d'aller relativement à la pente correspon- dante à proximité du début de l'intervalle d'aller. De plus, la distorsion asymétrique de linéarité a tendance à déplacer le moment du passage par zéro du courant de déviation horizontale iH à un instant plus précoce relativement au centre de l'intervalle d'aller horizontal. La forme d'onde en pointillé du courant de déviation iH de la figure 2b illustre la distorsion asymétrique de linéarité ci-dessus décrite. Selon un aspect de l'invention, le circuit de déviation horizontale 20 comprend un circuit 30 de correction de linéarité qui corrige la distorsion asymétrique de linéarité dans le courant de déviation horizontale i H Le circuit de correction de linéarité 30 comprend un circuit résonant (L2, C2) relié au condensateur d'aller C s à la borne 24. Le circuit résonant (L2, C2)-comprend une bobine d'inductance L2, dont la valeur est réglable, et un condensateur C2. La fréquence de résonance, f0, du circuit résonant (L2, C2) est supérieure à ou à peu près égale à la fréquence de retour horizontal. Pour les valeurs de circuit qui sont indiquées sur la figure 1, la fréquence de réso- nance du circuit résonant (L2, C2) est d'environ 55 kH-Iz, en comparaison à une fréquence de retour horizontal d'environ 44 kHz, lorsque la bobine d'inductance L2 est ajustée pour présenter une inductance de 100 microhenrys. L'inductance de la bobine L2 est relativement faible en comparaison à l'inductance de 1 millihenry de l'enroulement déflecteur L. Le circuit 30 de correction de linéarité comprend également une bobine d'inductance relativement importante LI qui est reliée à l'enroulement de déviation horizontale LHF à la borne 22 et qui est reliée au circuit résonant (L2, C2) à une borne 23. Pour les valeurs de circuit qui sont montrées sur la figure 1, l'inductance de la bobine L1 est à peu près égale à 25 fois l'inductance de l'enroulement déflec- teur LHO Un commutateur réglable S2 est relié entre la borne 23 et la masse. Le commutateur S2 se compose, à titre d'exemple, d'un thyristor. Pendant l'intervalle de retour horizontal tl-t4 sur la figure 2, l'enroulement déflecteur LH et le condensa- teur de retour CR1 forment un circuit résonant de retour pour développer une tension impulsionnelle de retour VR à la borne 22. La tension impulsionnelle de retour V est R appliquée à la bobine d'inductance L1 du circuit 30 de correction de linéarité. La tension impulsionnelle de retour développée dans l'enroulement Wb du transformateur de retour T1 est appliquée à la gâchette du commutateur à thyristor S2 par un réseau de différenciation comprenant un condensateur C3 et une résistance R2 pour mettre le thyristor en circuit au début du retour, au temps tl de la figure 2. Lorsque le thyristor S2 devient conducteur au début du retour, la borne 23 est mise à la masse, comme cela est illustré par la forme d'onde en trait plein de la tension V2 sur la figure 2c. Au début du retour, le courant i1 dans l'inductance LI commence à monter en rampe sous l'influence de la tension impulsionnelle de retour VR qui lui est appliquée, comme cela est illustré par la forme d'onde en trait plein de la figure 2e. Le courant i1 s'écoule de la borne 22 à la masse par le thyristor S2. La tension V0 dans le condensateur résonant C2 est positive au début du retour, comme cela est illustré par la forme d'onde en trait plein de la figure 2f. Le circuit résonant (L2, C2) subit une alternance d'oscillation pour produire une impulsion positive de courant résonant i0 qui s'écoule dans le circuit résonant via le thyristor S2 et le condensateur d'aller C. Le condensateur résonant C2 est S sensiblement plus petit que le condensateur d'aller Cs à titre d'exemple d'un dixième de la capacité du condensa- teur Cs pour les valeurs de circuit de la figure 1. La durée de l'oscillation résonante du courant i0 est par conséquent essentiellement déterminée par la fréquence de résonance f0 du circuit résonant (L2, C2). Le courant résonant i0 produit, pendant le retour, une impulsion de courant i2 dans le thyristor S2 entre les temps tl-t3, comme cela est illustré par la forme d'onde en trait plein de la figure 2d. L'impulsion de courant i2 est égale à la somme du courant i0 et du courant i1 de relativement faible amplitude dans la bobine d'inductance L1. A proximité du temps t3, le courant i2 est sensiblement nul, avec le courant résonant i0 ayant subi légèrement plus d'une oscillation d'une alternance pour produire une annulation dans le thyristor S2 du courant d'inductance i1. Le conmmuatetur S2 par conséquent devient avantageusement non conducteur sensiblement a un niveau de courant zéro avec une faible dissipation, à proximité du temps t3 de la figure 2d. En négligeant la valeur de la bobina d'inductance L2 relativement à la bobine dind-uctance LI d'une valeur bien plus importante, la borne 23 reste un point à la masse en mode de courant alternatif à la fréquence de retour après mise hors circuit du thyristor S2 en un temps t3 de la figure 2. La borne 23 représente une masse en courant alternatif parce qu'à la fréquence de retour, le condensateur C2 et le condensateur d'aller C sont à une très faible impédance en comparaison à l'impédance de la bobine d'induc- tance L1. Le courant i1 dans la bobine d'inductance Li continue par conséquent a monter en rampe pendant le restant de l'intervalle de retour, entre les temps t3 et-t4 sous l'influence d'une tension impulsionnelle de retour VR Y comme cela est illustré par la forme d'onde en trait plein de la figure 2e. L'alternance de l'oscillation de courant du circuit résonant (L2, C2) inverse la polarité de la tension V0 développée dans le condensateur C2 d'une tension positive au début du retour, au temps tI, à une tension négative à la fin de l'oscillation de courant au temps t3, comme cela est illustré par la forme d'onde en trait plein de la figure 2f. Le condensateur C2 commence à se recharger au temps t3 par le courant i1 dans la bobine d'inductance comme cela est illustré sur la figure 2f par la ligne en trait pleinde latension montant en rampe V0 entre les temps O t3 et t4. Au début de l'intervalle d'aller horizontal, au temps t4, la diode d'amortissement 01 du commutateur d'aller S1 devient conductrice, mettant la borne 22 à la masse. Le courant il dans la bobine d'inductance continue à recharger le condensateur C2 pendant l'intervalle d'aller horizontal t4-tl' par le trajet du courant à travers le condensateur d'aller C. La bobine d'inductance L1 et le s condensateur C2 forment un autre circuit résonant (L1, C2) pendant l'intervalle d'aller, dont la fréquence de résonance f1 est sensiblement plus faible que pour le circuit résonant d'aller de déviation (LI, Cs). Pour les valeurs de circuit s montrées sur la figure 1, lz fréquence de résonance f1 est d'environ 4,6 kHz. Le courant il produit par la bobine d'inductance L1 est mis en forme d'onde pendant l'intervalle d'aller horizontal par le circuit résonant (L1, C2) comme cela est illustré par la forme d'onde en trait plein de la figure 2e entre les temps t4 et tli'. Le courant il sert de courant de correction de linéarité pendant l'intervalle d'aller horizontal en fournissant une charge supplémentaire au condensateur d'aller Cs, via le condensateur C2, qui modifie la tension d'aller Vt appliquée à l'enroulement de déviation horizontale LH. La quantité ou le degré de correction de linéarité est H0 déterminé selon le niveau moyen du courant de correction il. Un courant de correction de niveau supérieur il produit plus de correction de linéarité du courant de déviation iH; un niveau inférieur produit moins de correction de linéarité. Pour contrôler la quantité de correction de linéarité, la valeur moyenne du courant de correction il dans la bobine d'inductance L1 est contrôlée selon la décharge ré- sonante des condensateurs C2 et Cs produite par le courant oscillant i0 pendant le retour. Une plus forte décharge des condensateurs C2 et Cs par le courant oscillant i0 a pour résultat une plus grande valeur moyenne du courant de correction i1. La tension de retour VR dans le condensateur de retour CR1 alimente le circuit de correction de linéarité 30. La valeur de di/dt du courant i1 montant en rampe de la figure 2e pendant l'intervalle tl-t4 est sensiblement indépendante de la durée de conduction du commutateur S2, car la valeur de di/dt dépend de la tension appliquée de retour VR. Ainsi, une plus forte amplitude du courant i1 au temps tI a pour résuitat une plus forte amplitude au temps t4 et une plus forte valeur moyenne du courant i1. L'amplitude du courant i1 au temps tI est contrôlée par la durée de conduction du commutateur S2 par ajustement du courant résonant dans la boucle de décharge i0 par la bobine d'inductance variable L2 comme cela est illus- tré par la forme d'onde des figures 2c et 2d. Un plus long temps de conduction du commutateur S2 pendant l'intervalle de retour a deux effets. D'abord, la chargerésonante des condensateurs C2 et Cs commence plus tard, et deuxièmement la tension V2 de la figure 2c reste négative pendant plus longtemps entre le temps t4 et le centre de l'aller. Le courant i1 augmente par les deux effets comme cela est illustré sur la figure 2e. Le premier effet augmente le courant i1 au temps tI du fait du temps plus tardif du début de la charge résonante. L'intervalle de charge est ainsi écourté et le courant i descend moins au temps tl. Le second effet diminue la pente en rampe des- cendante du courant i1 pendant le temps o la tension V2 est négative, avec pour résultat une plus ample augmentation du courant i1 au temps tl. Le courant i1 charge les condensateurs C2 et Cs en série pendant l'intervalle d'aller. Les formes d'onde des figures 2g et 2f illustrent la tension Vt dans le condensateur Cs et la tension V0 dans le condensateur C2 respectivement. En négligeant la bobine d'inductance L2 de faible valeur, la tension V2 de la figure 2c illustre la somme des tensions Vt et VO. En particulier, la tension V2 indique la charge produite par le courant i1 dans les condensateurs en série C et C2. Un courant supérieur i1 produit une plus les condensateurs Cset C2 produit une plus forte charge dans les condensateurs C et C2 avec pour résultat une plus haute tension V2 aux temps tI et tl'. La charge supplémentaire produite par le courant i pendant l'aller est supprimée pendant le retour par le courant résonant en boucle de décharge iO. La figure 2d illustre le courant i2 dans le commutateur S2, qui indique l'impulsion de courant de décharge i 0 La décharge en mode de résonance force les tensions V2 et V0 à changer de polarité. La tension Vt dans le condensateur Cs bien plus grand est abaissée par l'opération de décharge comme cela est indiqué sur la figure 2g. La forme d'onde en trait plein illustre un ajustement de linéarité qui produit une grande quantité de correction de linéarité. La tension AVt indique la charge retirée du condensateur C pendant le retour. Pendant l'aller, la même charge est ajoutée par le courant i1 pour produire une correction de la linéarité. La forme d'onde en pointillé de la figure 2g illustre un ajustement qui produit une faible quantité d'ajustement de linéarité. La tension Vt est sensiblement la même aux temps tl et t4 et AVt est de zéro. Un ajustement moyen de linéarité a pour résultat une valeur de A Vt d'environ 20 volts. Sans aucune correction de linéarité, la tension Vtest légèrement supérieure au temps t4 qu'au temps tI du fait de l'énergie ajoutée par l'enroulement W et le condensateur de retour CR1. aRI Pour ajuster la quantité de correction de linéarité produite par le circuit 30 de correction de linéarité, la bobine d'inductance L2 est ajustée pour faire varier la fréquence de résonance fO du circuit résonant (L2, C2) pour ainsi ajuster la durée de l'impulsion de courant oscillant i0 et la quantité de charge retirée du condensateur Cs Par exemple, pour produire une moindre quantité de correction de linéarité, la bobine d'inductance L2 est ajustée pour être d'une plus faible valeur, augmentant ainsi la fréquence de résonance fO du circuit résonant (L2, C2) . Le courant oscillant i subit son alternance d'oscillation pendant o un intervalle bien plus petit pendant le retour, comme csla est indiqué sur la figure 2d par la forme d'onde en pointillé de l'impulsion de courant i2. L'impulsion de courant en pointillé i2 a une durée bien plus courte, intervalle tl-t2, que la durée., intervalle tl-t3, de l'impulsion de courant en trait plein. Bien que l'amplitude de l'impulsion de courant en pointillé i si l i2 soit plus importante que l'amplitude de l'impulsion de courant en trait plein, la durée bien plus courte de l'im- pulsion de courant en pointillé a pour résultat que la valeur moyenne est plus faible que la valeur moyenne de l'impulsion de courant en trait plein. Ainsi, lorsque le circuit résonant (L2, C2) est ajusté pour une oscillation supérieure à la fréquence de résonance, la quantité de charge retirée par le condensateur Cs pendant le retour est plus faible, et un plus faible courant de correction de linéarité i1 s' écoule pendant l'intervalle d'aller.Le plus faible courant de correction de linéarité produit de manière correspondante une moindre correction de linéarité du courant de déviation horizontale iH comme cela est illustré par la forme d'onde en pointillé de la figure 2b. Lorsque le circuit résonant (L2, C2) est accordé par ajustement de la bobine d'inductance L2, la -durée de conduction du commutateur S 2 varie. En conséquence, le condensateur C2 commence à se recharger en différents ins- tants pendant le retour, ce qui à son tour fait varier l'amplitude du courant de correction i1 pendant l'inter- valle subséquent d'aller. Au temps t4, le début de l'aller, la somme du courant de déviation iH et du courant i1 dans la bobine d'inductance LI est maintenue constante parce que la tension impulsionnelle de.retour VR est maintenue constante en amplitude selon la tension B-+ développée à la borne 19. L'amplitude du courant de déviation iH au début de l'aller est par conséquent d'une valeur inférieure, variant dans un sens opposé à celui de l'amplitude du courant i. Le condensateur d'aller Cs est chargé plus lentement par le courant de déviation iH pendant la première partie de l'intervalle d'aller. Cela a pour résultat que le moment du passage par zéro du courant de déviation iH est retardé à un instant ultérieur qui correspond au centre de l'inter- valle d'aller, comme cela est requis pour une bonne correc- tion de linéarité. Le courant de correction i1 dans la bobine d'inductance L1 traverse le condensateur C2 et ajoute une charge supplémentaire au condensateur d'aller Cs, provoquant une augmentation du courant de déviation i pendant la seconde moitié de l'aller. Pendant le retour, la charge supplémentaire est extraite du condensateur d'aller C par l'oscillation s résonante du circuit résonant (L2, C2), pour ainsi éviter une composante en courant continu dans le courant de déviation. L'oscillation résonante pendant le retour inverse également la polarité de la tension V0 dans le condensateur C2 pour permettre au courant de correction i1 de charger de nouveau le condensateur C2 pendant l'intervalle d'aller subséquent. La charge retirée du condensateur Cs pendant le retour par l'impulsion de courant i0 fait baisser la tension d'aller Vt au début de l'aller. La pente du courant de dévia- tion iH est ainsi rendue moins raide au début de l'aller. Le courant de correction i1 ajoute de la charge au conden- sateur C pendant l'intervalle d'aller, augmentant la ten- s sion d'aller Vt. Pendant la seconde moitié de l'aller, la pente du courant de déviation iH devient plus raide pour agir contre les effets des pertes résistives sur la pente du courant de déviation. Les formes d'onde en trait plein des figures 2b-2f illustrent une situation o la bobine d'inductance L2 est ajustée pour produire une quantité un peu supérieure à la moyenne de correction de linéarité. Les formes d'onde correspondantes en pointillé illustrent la situation o la bobine d'inductance L2 est ajustée pour accorder le circuit résonant (L2, C2) à une fréquence supérieure de résonance. Une plus faible quantité de correction de linéarité est ainsi obtenue. Comme on vient de le décrire, le circuit 30 de correction de linéarité selon l'invention, contient un agencement de commutation des dispositifs actifs qui permet la commutation pendant l'intervalle de retour horizontal, laissant le courant de correction i1 et le circuit réso- nant (L1, C2) non perturbés par les transitoires de commuta- tion pendant tout l'intervalle d'aller. L'agencement de commutation applique pas de composante en courant continu au courant de déviation, éliminant la nécessité d'un circuit de centrage de compensation. Il ne faut aucune source réglable de courant continu, pour produire la capacité d'ajustement de linéarité, ce qui évite une dissipation excessive de puissance de la source. Du fait de l'inversion de polarité de la tension V0 dans le condensateur résonant C2 pendant le retour, une gamme importante de correction de linéarité est rendue possible à une relativement faible consommation de courant. De plus, la largeur de la trame ne change pas de manière significative pendant toute la gamme d'ajustement de linéa- rité, avantage sensible par rapport à une bobine réglable polarisée de linéarité. La figure 3 montre un circuit de déviation horizon- tale 120 qui comprend un circuit 130 de correction de linéarité selon l'invention. Les articles des figures 1 et 3 identifiés de manière identique représentent des quantités semblables ou éléments fonctionnant de manière analogue. Sur la figure 3, un circuit actif de correction est-ouest 40 est relié à l'enroulement de déviation horizontale LH par une self Lc. Le condensateur d'aller C et le condensateur de retour CR1 ne sont pas directement reliés à la masse mais flottent au-dessus du potentiel de la masse du fait de leur couplage à la jonction d'un second condensateur de retour CR2 et d'une seconde diode d'amortissement 02. Un circuit de réglage est-ouest 25 produit un courant de correction en coussinet i dans la self L qui module, à une C C fréquence verticale, d'une manière parabolique, l'amplitude de la tension impulsionnelle de retour VR2 développée dans le condensateur de retour CR2. Les amplitudes du courant de déviation i et de la tension impuisionnelle de retour H VR1 sont modulées de manière correspondante. L'amplitude de la tension impuisionnelle de retour VR à la borne 22, illustrée sur les figures 2 et 4a, reste non modulée. Le circuit de correction de coussinet 40 est plus amplement décrit dans la demande de brevet britannique 2 150 796A publiée le 3 Juillet 1985 et intitulée "East-West Correction Circuit". D'autres circuits de correction de coussinet, comme des circuits modulateurs à diode en mode commuté peuvent remplacer. le circuit de correction de coussinet de la figure 3. Il faut noter que le courant i1 de correction de linéarité est modulé par le fonctionnement du circuit de correction est-ouest 40. Cette modulation produit avanta- geusement une correction est-ouest symétrique et une ligne centrale verticale droite. La tension impuisionnelle de retour VR1 est diffé- renciée par un condensateur C3 et une résistance R2 et est appliquée à la gâchette du thyristor S2 pour le mettre en circuit au début.du retour horizontal, amorçant ainsi l'oscillation résonante du courant i0 qui supprime la charge du condensateur d'aller C pendant l'intervalle de s retour. Comme sur la figure 1, la quantité de correction de linéarité produite est ajustée en ajustant le courant moyen de l'impulsion oscillante i0 et la quantité totale de i5 charge retiree du condensateur d'aller C pendant le retour, pour ainsi ajuster la valeur moyenne du courant de correction i1 pendant l'intervalle d'aller. Cependant, contrairement au circuit de correction de linéarité 30 de la figure 1, le circuit de correction de linéarité 130 de la figure 3 ajuste la valeur moyenne du courant de correction i en ajustant l'inductance de la bobine LI tout en maintenant la fréquence de résonance f0 du circuit résonant (L2, C2) inchangée. L'ajustement de l'inductance de la bobine L1, ajuste la fréquence de résonance f du circuit résonant (L1, C2) formé de labobine d'inductance LI et du condensateur C2 pendant l'intervalle d'aller. En ajustant la fréquence de résonance f1, la pente du courant i1 de correction de linéarité dans la bobine d'inductance Li varie, avec pour résultet une quantité moyenne variable de courant i1. Le courant variable i1 charge les condensateurs-C et C2 1 s en série, avec pour résultat des tensions variables Vo'9 V t et V2 au temps t de la figure 4. Une tension supérieure V2 au temps ta a pour résultat une charge plus importante retirée des condensateurs C et C2 pendant l'intervalle t-t. La charge plus importante retirée a également pour a b effet que la tension V2 reste négative pendant plus longtemps après le centre de l'aller. Cela a pour résultat une plus ample augmentation du courant moyen i1, parce que le courant i1 commence à descendre en rampe en un instant plus tard. Le fonctionnement ci-dessus est illustré par les formes d'onde des figures 4b-4f. Contrairement à la figure 2d, la valeur de di/dt du courant i1 de la figure 4b n'est plus constante pendant l'intervalle t -t, pour diffé- a c rents ajustements de-linéarité, parce-que la bobine d'inductance L1 est maintenant réglable. L'établissement d'une plus faible fréquence de résonance pour le circuit résonant (LI, C2) au moyen de l'augmentation de l'inductivité de la bobine d'inductance LI, a pour résultat un courant. moyen iI supérieur et une plus ample ccrre.tion de linéarité. L'amplitude de l'alternanca de l'oscillation du courant résonant i0 au début du retour, qui supprime la charge du condensateur d'aller Cs, est déterminée par l'amplitude de la tension V0 à la fin de l'aller. Ainsi, pour une forte quantité de correction de linéarité, corres- pondant à une assez forte tension qui est développée dans le condensateur C2, l'oscillation résonante, représentée sur la figure 4c par l'impulsion de courant i2 dans le thyristor S2, est de forte amplitude. Bien que la durée de l'oscillation du courant pendant le retour soit un inter- valle fixe aussi bien pour les quantités forte que faible de correction de linéarité, la valeur moyenne de l'oscilla- tion de courant est plus importante lorsque l'on prévoit une plus forte quantité de correction de linéarité. En ajustant I'inductance de la bobine L1 pour contrôler la quantité de correction de linéarité produite, le circuit 130 de correction de linéarité de la figure 3 présente une gamme accrue d'ajustement de linéarité relati- vement au circuit 30 de correction de linéarité de la figure 1. Le circuit 130 de correction de linéarité produit également une faible dissipation dans le thyristor S2 parce que la durée de conduction du thyristor ne change pas. Comme le courant i1 de correction de linéarité sur la figure 3 peut être rendu négatif pendant la seconde moitié de l'aller, un ajustement différentiel du courant moyen i1 est rendu possible. Seule une faible variation de la fréquence de résonance du circuit résonant (L1, C2) a pour résultat un changement important du courant moyen i1 et une large gamme d'ajustement de linéarité. Les parties positive et négative du courant i1 sont intégrées par le condensateur Cs. L'avantage de l'ajustement différentiel réside dans le fait que quelques spires du noyau de la bobine d'inductance réglable L1 couvrent une large gamme d'ajustement de linéarité. Les critères suivants sont donnés comme directives pour choisir les valeurs des divers composants du circuit de la figure 3. La fréquence de résonance fl du circuit résonant (L2, C2) est supérieure d'environ 20% à la fréquence de retour de déviation. La fréquence de résonance f du circuit résonant (L1, C2) est à peu près égale à la moitié de la fréquence de résonance du circuit résonant d'aller de déviation (LH, Cs). L'inductance de la bobine L2 peut être négligée dans le calcul de la fréquence de résonance f1 Lorsque le condensateur d'aller Cs produit une mise en forme de S symétrique du courant de déviation horizontale iH en conjonction avec un balayage de la trame sur l'écran d'un tube à grand écran, grand angle comme le tube-image plan carré de 27V, 110 degrés, la valeur du condensateur C2 est empiriquement déterminée pour être à peu près égale au dixième de celle du condensateur Cs, La valeur du condensateur C2 en conjonction avec le point d'ajustement de la bobine d'inductance L1 établit la quantité moyenne de correction de linéarité, qui à son tour dépend des pertes de déviation. Il faut remarquer que la valeur du condensateur C s est en rapport avec la valeur de l'enroulement de déviation LH et de l'angle de déviation. L'amplitude du courant de déviation iH est en rapport avec l'amplitude de la tension de retour VR. Si le condensateur C2 est empiriquement choisi égal à un dixième du condensateur Cs, alors la valeur de la bobine d'inductance L1 devient empiriquement en rapport avec celle de l'enroulement déflecteur LH du fait des critères précédemment indiqués de choix pour la fréquence de résonance fl La valeur de la bobine d'induc- tance L1 est également en rapport avec l'amplitude du courant de déviation via la relation du courant de déviation avec la tension impulsionnelle de retour. Un plus petit condensateur C2 nécessite une bobine d'inductance L1 de plus forte inductivité. La plus haute tension V0 qui en résulte réduit le courant moyen i1, et il peut en résulter une correction insuffisante de linéarité. Inversement, un plus grand condensateur C2 nécessite une bobine d'inductance L1 de moindre inductivité. Le courant i1 peut alors devenir excessivement élevé, et il peut en résulter une correction excessive de linéarité. Le critère de choix de un dixième pour un fonctionnement à une fréquence de déviation de IfH devient un critère de choix de un vingtième pour un fonctionnement à une fréquence de déviation de 2fH parce que la charge ajoutée au condensateur C pendant l'aller et supprimée s pendant le retour est à peu près la même dans les deux cas (charge = courant x temps). La figure 5 illustre un circuit de déviation hori- zontale 220 dont la linéarité est corrigée, qui comprend un circuit 230 de correction de linéarité, selon l'invention, o un commutateur à transistor bipolaire Q2 remplace le thyristor du commutateur réglable S2. Une diode D3 dans le trajet de courant de collecteur du transistor Q2 empêche un écoulement d'un courant négatif de collecteur. Le fonctionnement du circuit 230 de correction de linéarité de la figure 5 est sensiblement le même que celui du circuit de correction de linéarité 130 de la figure 3. Les articles des figures 3 et 5 identifiés de manière identique représentent des quantités semblables ou éléments fonction- nant de manière analogue. Sur la figure 5, un troisième condensateur de retour CR3 est interposé en série entre les condensateurs de retour CR1 et CR2. La tension impulsionnelle de retour VR3 développée dans le condensateur de retour CR3 est appliquée, par un réseau comprenant un condensateur C4 et-des résis- tances R3 et R4, à la base du transistor Q2 pour mettre le transistor en circuit au début du retour pour amorcer une alternance de l'oscillation du courant résonant dans le 257 1 9 circuit résonant (L2, C2). Une résistance R5 est reliée à la bobine d'inductance L2 pour amortir les transitoires développés pendant l'ouverture du commutateur S2. - La figure 6 illustre un circuit de déviation horizontale 320 dont la linéarité est corrigée, fonctionnant à une fréquence de déviation de 2fH, le double de la fréquence des circuits de déviation des figures 1, 3 et 5. Les articles des figures 5 et 6 identifiés de manière identique représentent des quantités semblables ou des éléments fonctionnant de manière analogue. Le circuit 330. de correction de linéarité, selon l'invention, est semblable aux circuits de correction de linéarité précédemment décrits, à l'exception que le commutateur S2 comprend un transistor métal-oxyde-semiconducteur 03 plutât que le transistor bipolaire de la figure 5. De plus, la tension impulsionnelle de retour VR3 est appliquée à la porte du transistor métal- oxyde-semiconducteur Q3 par une résistance R6. Une diode Zener Z1 limite la tension appliquée à la porte. Un réseau d'amortissement est relié à la bobine d'inductance L2 et comprend une résistance R7 et un condensateur C5. V ' E N D I C A T i O N S -.- Circuit de déviation horizontale dont la linéarité est corrigée du type comprenant: un enroulement déflecteur; une capacité d'aller reliée audit enroulement déflecteur pour développer une tension d'aller; - une capacité de retour reliée audit enroulement déflecteur; un premier moyen de commutation relié audit enroule- ment déflecteur et fonctionnant à une fréquence de déviation pour appliquer ladite tension d'aller audit enroulement déflecteur pendant un intervalle d'aller d'un cycle de déviation pour produire un courant de déviation d'aller dans ledit enroulement. déflecteur, ladite capacité de retour et ledit enroulement déflecteur formant un circuit résonant de retour pendant un intervalle de retour dudit cycle de déviation pour développer une tension impuisionnelle de retour et pour produire un courant de déviation de retour dans ledit enroulement déflecteur; caractérisé par une première inductance (L2); une capacité résonante (C2) reliée à ladite première inductance (L2) pour former un second circuit résonant dont la fréquence de résonance est à peu près égale ou supérieure à la fréquence de retour dudit circuit résonant de retour (CRI, LH); un second moyen de commutation (S2) relié audit second circuit résonant (L2, C2) et à ladite capacité d'aller (Cs) et changeant d'état de conduction pendant ledit s intervalle de retour pour produire, pendant ledit intervalle de retour, une impulsion de courant oscillant dans ledit second circuit résonant (L2, C2), selon sa fréquence de résonance, pour retirer une quantité prédéterminée de charge de ladite capacité d'aller (Cs); et une seconde inductance (L1) reliée audit circuit résonant de retour (CR1, LH) et à laquelle est appliquée ladite tension impulsionnelle de retour pour fournir un courant de correction à ladite capacité d'aller(Cs) par ladite capacité résonante (C2) pendant ledit intervalle d'aller pour produire une quantité prédéterminée de correction de linéarité pour ledit courant de déviation d'aller. 2.- Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'impulsion de courant oscillant précitée subit à peu près une alternance d'oscillation pendant l'intervalle de retour précité. 3.- Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la valeur moyenne du courant de correction précité est établie selon la quantité prédéterminée de charge précitée. 4.- Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'enroulement déflecteur (L) précité et la capacité d'aller (Cs) précitée forment un circuit résonant d'aller pendant l'intervalle d'aller et en ce que la seconde inductance précitée (L1) et la capacité résonante (C2) précitée forment un quatrième circuit résonant penda'nt ledit intervalle d'aller qui produit le courant de correction, ledit quatrième circuit résonant (L1, C2) ayant une fréquence de résonance plus faible que la fréquence de résonance du circuit résonant d'aller (LH, Cs). 5.- Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que la seconde inductance (L1) précitée est reliée au second moyen de commutation (S2) précité, ledit second moyen de commutation (S2) étant conducteur de ladite impulsion de courant oscillant pendant ledit intervalle de retour et détournant en même temps le courant dans ladite second bobine d'inductance (L1) de la capacité résonante précitée. 6.- Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que le second moyen de commutation (S2) précité reste 2575019- à un état conducteur donné pendant tout l'intervalle d'aller précité pour laisser le quatrième circuit résonant (L1, C2) précité non perturbé par les transitoires de commutation pendant tout ledit intervalle d'aller. 7.- Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la première inductance (L2) précitée est réglable pour ajuster la fréquence de résonance du second circuit résonant (L2, C2) précité, pour ainsi ajuster la quantité prédéterminée de charge et de.correction de linéarité. 8.- Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la seconde inductance (L1) précitée est réglable pour ajuster concurremment l'amplitude de l'impulsion de courant oscillant, pour ainsi ajuster la quantité prédéterminée de correction de linéarité.