Brevet FR2565047A1 — publié le 19851129

CIRCUIT HYPERFPvEQUENCES COi-iPRENANT UN AMPLIFICATEUR BAS-BRUIT ET DES IIOYENS DE FILtRAGE DU BRUIT EN DEHORS DE LA BANDE DE FRéQUENCE UTILE L'invention concerne un circuit hyperfréquences comprenant un amplificateur bas-bruit à trois étages dont chaque étage est formé d'un transistor à effet de champ et de circuits d'adaptation d'entrée et de sortie destinés à minimiser le facteur de bruit et à rendre le gain maximal dans une bande de fréquence utile et comprenant également des moyens pour réaliser le filtrage du bruit en dehors de cette bande de fréquence utile. L'invention trouve son application dans la réalisation d'une tête de réception pour antenne hyperfréquences (en anglais Direct Broadcast Satellite Receiver) dans le domaine de la réception d'émissions de télévision retransmises par satellites artificiels, ce dispositif comprenant un amplificateur à 12 CHz et un filtre des fréquences autres que celles de la bande utile. Un tel circuit est connu de l'art antérieur par la publication de SHIGERAZU HORI et alii dans "1983 IEEE MTT-S Digest, A-5, pages 59 à 64 " Intitulée " GaAs Monolithic Mics for Direct Broadcast Satellite Receiver". Comme il est montré sur la figure 1 du document cité, ce circuit est constitué d'un amplificateur bas-bruit à 12 GHz, d'un oscillateur local à 11 CHz et d'un mélangeur permettant d'obtenir à partir de ces signaux un signal à 1 0Hz compatible avec la réception des émissions télévisées. L'amplificateur à 12 GHz, représenté sur la figure 4 du document cité comprend trois étages formés chacun d'un transistor à effet de champ en arséniure de gallium GaAs sur la grille et sur le drain duquel sont appliquées des impédances destinées à minimiser le bruit et à rendre le gain maximal. Le gain de cet amplificateur est de 19,5 dB entre 11,7 et 12,2 0Hz avec un bruit de 3,4 dB, comme il est montré sur la figure 12 du même document.Mais un tel amplificateur émet un bruit blanc dans une très large gamme de fréquences. En sorte que lors du mélange du signal de sortie de l'amplificateur avec le signal de sortie de I'oscillateur iocal, ces signaux intervenant sous forme de produit de leur fonction cosinus, tout signal issu de l'amplificateur et situé dans la gamme de fréquences image de la gamme de fréquence utile par rapport à la fréquence de l'oscillateur local interviendra dans le résultat. La bande utile étant située entre 11,7 0Hz et 12,2 GHz, la fréquence de l'oscilla- teur local étant à 10,75 GHz, la bande image sera située entre 9,3 et 9,8 GHz. Tout signal de cette bande devra être filtré.C'est pourquoi le circuit proposé par le document cité comprend en sortie de l'amplificateur à trois étages, un circuit supplémentaire noté "BPF" sur la figure 1 de ce document et destiné à réaliser le filtrage. Mais s'il est clair qu'un tel filtrage est indispensable, il est non moins clair que le fait d'ajouter un circuit de filtrage vient augmenter le nombre des circuits intégrés nécessaires à la réalisation de la tête de réception. Le document cité nous apprend que pour réaliser ce dispositif, l'amplificateur à trois étages, l'os- cillateur local et l'amplificateur de sortie constituent chacun un ou plusieurs circuits intégrés. I1 n'est rien dit du circuit filtre "BPF" ni du mélangeur. En tout état de cause ce dispositif ne constitue pas un circuit intégré monolithique. Or il est impératif, pour l'application envisagée à la réception d'émissions de télévision, qui implique une fabrication en grande série, de réaliser des dispositifs à la fois performants sur le plan technique et d'un coût de fabrication réduit. Ce problème ne peut être résolu que si l'ensemble des circuits constituant la tête de réception d'antenne, c'est-à-dire l'amplificateur à trois étages, le filtre, I'oscillateur local, le mélangeur et l'amplificateur de sortie, est monolithiquement intégré sur un substrat semiconducteur, par exemple l'arséniure de gallium qui du fait de sa grande mobilité électronique convient à ce jour le mieux aux applications hyperfréquences. L'intégration monolithique de tout circuit suppose d'abord que ce dernier soit aussi réduit et aussi compact que possible. C'est pourquoi, la présente invention propose un circuit hyperfréquences tel que défini dans le préambule, remarquable en ce que les moyens de filtrage sont des structures passe-bande, dont la bande passante est exactement centrée sur la bande de fréquence utile du circuit, en ce que les réseaux d'adaptation d'entrée, de sortie et entre étages de l'amplificateur sont constitués par une telle structure, et en ce que chaque étage de l'amplificateur participe à la fois à la diminution du facteur de bruit, à l'augmentation du gain et à la réjecticn des fréquences indésirables dans des proportions fixées par la relation dite fonction d'erreur : EF = n1 f52 El(Slldésiré - 511c 2 ivre Gcalculé) f51 fS1 + calcul - 0 f. 21 i2 ré désiré - NFcalculé) + f. Lf Wk . Fdésiré (13) avec Fdésiré = 0 si Rcalculé Rdésiré et Fdésiré = (Rcalculé - Rdésiré) si Rcalculé Sll est le coefficient de réflexion à l'entrée ou à la sortie de chaque étage, n1 le nombre de fréquences entre f51 et fs2 n2 le nombre de fréquences entre f et f il i2' le gain dans la bande signal, F une fonction de la réjection R, NF le facteur de bruit, R la réjection pour chaque étage, Wl, W2, W3, W4, les poids que l'on impose à chacune des con- ditions : gain ou facteur de bruit ou réjection, pour l'étage considéré. Dans ces conditions, la réjection de tous les signaux en dehors de la bande de fréquence utile est obtenue et tout particulièrement celle du bruit à la fréquence image par le moyen du seul amplificateur à trois étages. Dans une réalisation de l'invention, ce circuit est remarquable en ce que la structure passe-bande formant le réseau d'adaptation d'entrée de l'amplificateur est constituée d'une première self placée entre l'entrée de l'amplificateur et la grille du transistor du premier étage et d'une seconde self placée entre l'entrée de l'amplificateur et la masse lors du fonctionnement en hyperfréquences,,en ce que la structure passe-bande formant chaque réseau d'adaptation entre-étages est composée de trois selfs ayant un noeud commun en hyperfréquences, la première étant en outre reliée au drain du transistor de l'étage précédent, la seconde à la grille du transistor de l'étage suivant et la troisième à la masse en hyperfréquences,et en ce que la structure passe-bande formant le réseau de sortie de l'amplificateur est composée d'une self et d'une capacité reliees au drain du dernier transistor, la self étant en outre reliée à la masse en hyperfréquences et la capacité à la sortie de l'amplificateur. Selon une mise en oeuvre de l'invention, ce circuit est remarquable en ce qu'il est monolithiquement intégré sur un substrat en arséniure de gallium (GaAs), les self-inductances et les capacités étant formées d'éléments localisés. Selon une autre mise en oeuvre de l'invention, ce circuit est remarquable en ce qutil est monolithiquement intégré sur un substrat en arséniure de gallium (GaAs) avec un oscillateur local, un mélangeur et un amplificateur de sortie, pour former un circuit de tête de réception d'antenne hyperfréquences pour application à la réception d'émissions télévisées retransmises par satellite artificiel. Selon l'une ou l'autre de ces mises en oeuvre, ce circuit est remarquable en ce que la fréquence utile est située dans la bande de 11,7 à 12,5 0Hz et en ce qu'une réjection supérieure à 20 dB des fréquences situées dans la bande 9 à 9,8 0Hz est obtenue. Dans ces conditions, le circuit hyperfréquences réalisé selon la présente invention contient beaucoup moins d'éléments que le circuit connu de l'art antérieur, il est donc plus compact tout en étant plus performant. Il est d'autre part entièrement réalisé à l'aide de transistors à effet de champ et d'éléments localisés. I1 est alors monolithiquement intégrable sur un substrat semiconducteur tel que l'arséniure de gallium (GaAs), pour former une tête de réception d'antenne hyperfréquences, avec un oscillateur local tel que celui qui est décrit dans la demande de brevet français nO 83 09 071, ou bien la demande de brevet français nO 81 Ol 618, avec un mélangeur du type décrit dans la demande de brevet européen nO 0081259, ou bien dans la demande de brevet français nO 80 12 439 publiée sous le n0 2 494 149, ainsi qu'avec un amplificateur de sortie à la fréquence dite intermédiaire, l'ensemble de ces demandes de brevet ayant été déposé par la demanderesse et ayant trait chacune à des circuits hyperfréquences entièrement intégrables sur arséniure de gallium (GaAs),du fait qu'ils sont également uniquement constitués de transistors à effet de champ et d'éléments localisés. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description suivante illustrée par les figures annexées dont - la figure 1 qui représente l'ensemble du dispositif de tête de réception d'antenne selon l'invention - la figure 2 qui représente les bandes de fréquence utile et de fréquenceimage du dispositif, par rapport à la fréquence de l'oscillateur local - les figure 3 qui représentent l'amplificateur bas-bruit à trois étages selon la présente invention - la figure 4 qui représente les courbes expérimentales et calculées du gain et du bruit de l'amplificateur selon l'invention ; - les figures 5 qui représentent les schémas équivalents d'un étage amplificateur à transistor à effet de champ. Tel que représenté sur la figure 1, le dispositif de tête de réception d'antenne selon l'invention comprend donc un amplificateur bas-bruit noté 1, un oscillateur local noté 2, un circuit mélangeur noté 3, et un amplificateur 4 du signal issu du mélangeur. L'amplificateur bas-bruit fournit un signal dans la gamme de fréquences 11,7 à 12,5 GHz, dite gamme de fréquences utile. l'oscillateur local 2 fournit un signal stable à 10,750 GHz. Le mélangeur 3 fournit un signal de fréquence dite intermédiaire qui a pour valeur la différence de ces fréquences. Mais un tel amplificateur 1 fournit sur une large bande de fréquence un bruit blanc. La puissance de ce bruit à la sortie de cet amplificateur est donnée par la relation (1) : PN A = 1 T = température du dispositif en degrés Kelvin, B = bande de fréquence en Hertz, NF= facteur de bruit de l'amplificateur, = gain en puissance disponible à la sortie de l'amplificateur. La figure 2 montre les positions relatives de la bande de fréquence utile ou bande de fréquence signal f5 située entre fS1 = 11,7 0Hz et f52 = 12,5 GHz, de la fréquence de l'oscillateur local notée f OL situé à 10,750 0Hz et de la bande de fréquence image fi qui est donc symétrique de la bande de fréquence signal par rapport à fOL et qui est située entre fi2 = 9 0Hz et fil = 9,8 GHz. En reprenant la relation (1) et en l'écrivant pour chaque fréquence fi et f5, les puissances de bruit disponibles en sortie de l'amplificateur à ces fréquences sont NAi = k. T. B. NFi. GAi pour fi (2) PNAS = k. T. B. NFS. GAS pour f5 (3) et la puissance de bruit disponible à la fréquence intermédiaire f m telle que : fm fOL - f i (4) ou bien m = fS - OL (5) est donc : On peut faire l'hypothèse que le facteur de bruit à la fréquence inter médiaire NFm est suffisamment faible pour que GAi # GAS NF. NF5 NFmi NFms GAmi # GAmS NFmi, NFmS, GAmi, GAmS étant respectivement les facteurs de bruit et les gains en puissance à la fréquence image et à la fréquence signal disponibles à la sortie du mélangeur. Dans ces conditions la relation (6) peut être écrite Ce résultat exprime bien le fait que les deux composantes du bruit à la fréquence signal et à la fréquence image sont pratiquement égales, et que la puissance de bruit à la fréquence image double donc la puissance du bruit disponible en fréquence intermédiaire à la sortie du mélangeur. Selon l'art antérieur le filtrage des fréquences indésirables est donc réalisé par un circuit situé à la sortie de l'amplificateur bas-bruit et consistant vraisemblablement en un filtre coupebande efficace dans la gamme des fréquences images. Au contraire selon la présente invention, les calculs précédents conduisent à une méthode de filtrage par les propres éléments du circuit amplificateur bas-bruit. En partant de la relation (7), on peut supposer que le facteur de bruit NF de l'amplificateur ce qui est vrai si le gain en puissance de l'amplificateur 0A est élevé. Ceci entraîne PN = k. T. B E0Ai 0Am NFi + GAS 0AM NF5J (9) le facteur de bruit étant alors donné par la relation :: GAi Ni NF = NFS # 1 + x # (10) GAS NFS comme on peut faire l'hypothèse que alors Suivant les hypothèses précédentes, la relation (11) permet de calculer qu'une différence de 20 dB entre le gain en puissance à la fréquence image GAi et le gain en puissance à la fréquence signal GAS correspond seulement à une augmentation du facteur de bruit NF de 0,4 dB, ce qui peut être tenu pour acceptable. La solution au problème technique posé consiste donc en la réalisation d'un amplificateur qui présente les propriétés suivantes: a) un faible facteur de bruit b) un gain élevé dans la gamme de fréquence signal, c'est-àdire entre 11,7 et 12,5 GHz ; c) une différence entre le gain à la fréquence image 9,8 0Hz et le gain à environ 12 GHz, qui soit au moins égale à 20 dB. Chacune de ces propriétés devra être assurée pour une partie par chacun des réseaux d'adaptation d'entrée, sortie et entreétages de l'amplificateur. La détermination des réseaux d'adaptation d'un étage comprenant un transistor à effet de champ (TEC) est connue de la publication de V. PAUKER dans ACTA ELECTRONICA 23, 4, 1980, pages 299-315, intitulée "Amplificateur équilibré large bande hyperfréquences à transistor à effet de champ en GaAs". Selon ce document, le comportement d'un composant actif utilisé en tant que dispositif amplificateur de petit signal, est caractérisé par sa matrice de dispersion. Les éléments de cette matrice dite S, se réfèrent à des ondes de puissance incidentes, réfléchies et transmises au niveau du composant, qui sont fonction de la fréquence. Le schéma équivalent d'un transistor à effet de champ supposé unilateral (c'est-à-dire en condition de stabilité) est montré figure 5a de la présente demande. Sur cette figure, G symbolise la grille, D le drain et S la source du transistor à effet de champ. R. = Résistance d'entrée, CG5 = Capacité grille-source, gm.V = Source de courant, RDS = Résistance drain-source, C05 = Capacité drain-source. Le circuit de la figure 5a est équivalent au circuit de la figure 5b car il peut être vu comme l'adaptation entre les deux résistances RDS et Ri à travers une filtre formé par des capacités et des selfs et représenté figure 5c. Le filtre de la figure 5c est lui-même décomposable en deux filtres représentés figure 5d et notés 1 et 2, le filtre 1 étant passebas et le filtre 2 passe-bande. La figure 4 montre que la réjection des fréquences f inférieures à une fréquence f51 nepéut être assurée, pour résoudre le présent problème, que par un filtre passe-bande. En effet, si : f51 = 11,7 GHz, f52 = 12,5 0Hz sont les fréquences signal qui définissent la bande utile de l'amplificateur et si : f 2 fS1 (fS22 - f) a = arg cos h # # (12) f (fS22 - fS12 ) Le calcul montre que, dans le domaine de longueurs d'onde choisi, avec le type de filtre passe-bande représenté figure 5d, la réjection des fréquences en dehors de la bande f51 f52 peut être facilement égale à 9 dB par étage. En ce qui concerne la sortie d'un amplificateur dont les étages sont du type décrit figure 5a, elle peut être schématisée par la figure 5e ou 5f, la charge choisie étant RC = 50 Q. Le circuit de sortie de l'amplificateur a donc la même fonction de transfert que celle des autres étages. Avec un amplificateur à trois étages, réalisé à l'aide de telles adaptations passe-bande, dans ce domaine de fréquence, on pourrait donc espérer une réjection totale de 3 x 9 dB = 27 dB. Mais il faut tenir compte du fait que le courant drain : iD = . V décroît d'une valeur de l'ordre de 6 dB/octave en fonction de la fréquence. La valeur calculée de la réjection pour trois étages aboutit donc à espérer une réjection de l'ordre de 21 dB en première approximation. C'est pourquoi, l'obtention d'une réjection de l'ordre de 20 dB, comme il a été fixé en tant que seuil désirable pour obtenir un facteur de bruit acceptable, n'est pas réalisable en pratique avec seulement deux étages, car les adaptations ne sont parfaites qu'en théorie. La définition des éléments de circuit formant l'adaptation de chacun des étages de l'amplificateur est faite par calcul, à l'aide de programmes d'optimisation assistée par ordinateur, tels que décrits par exemple dans la publication de A. RABIER dans ACTA ELECTRO NICA, 23, 4, 1980, pages 277 à 290, intitulée "Conception de circuits linéaires assistée par ordinateur". Ainsi la figure 3a représente l'amplificateur à trois étages comprenant trois transistors à effet de champ T1, T2, T3 et quatre réseaux d'adaptation R1, R2, R3 et R4. Le premier réseau R1 est d'abord déterminé de manière à assurer un faible facteur de bruit, un gain élevé du premier étage GA1, et à apporter une participation d'environ 3 dB à la réjection de la bande image. R1 étant fixé, le second réseau R2 est ensuite déterminé en posant comme conditions qu'il doit assurer un faible facteur de bruit, l'optimisation du gain à 12 0Hz et une participation d'environ 4 dB à la réjection de la bande de fréquence image. R1 et R2 étant fixés, les troisièmes et quatrièmes réseaux R3 et R4 assurent essentiellement l'optimisation du gain et la réjection de la bande image, en sorte que le filtrage se décompose en : 3 dB pour R1 4 dB pour R2 8 dB pour R3 8 dB pour R4 ce qui conduit à un filtrage de 23 dB à fil 9,8 0Hz par rapport à fS1 = 11,7 GHz, ou encore à un filtrage de 35 dB à fi2 = 9 Gaz par rapport à la fréquence f52 = 12,5 GHz, comme il est montré sur la courbe 1 de la figure 4, qui représente le gain en puissance 0A de l'amplificateur en fonction de la fréquence, mesuré expérimentalement.Sur cette même figure, la courbe 2 est une courbe théorique du gain en fonction de la fréquence, la courbe 3 est le facteur de bruit NF mesuré et la courbe 4 le facteur de bruit théorique. La participation de chacun des étages de l'amplificateur à la résolution du problème posé est donc obtenue du fait que chacun des réseaux d'adaptation R1, R2, R3 ou R4, est composé de circuits ou d'association de circuits passe-bande du type représenté figure 5. En notant Sll le coefficient de réflexion à l'entrée de chaque étage ou à la sortie. n1 le nombre de fréquences entre f51 et fs2 n2 le nombre de fréquences entre fil et fui2, il i2' G le gain dans la bande signal, F une fonction de la réjection R, NF le facteur de bruit, R la réjection pour chaque étage, W1, W2, W3, W4, les poids que l'on impose à chacune des conditions : gain ou facteur de bruit ou réjection,dans un étage considéré, alors la fonction dite fonction d'erreur EF permet par des calculs approchés d'obtenir l'optimisation du circuit total, ainsi que la valeur de la réjection R désirée. f EF = ss t ' Ildésiré - llcalculé) W2 ( W2 désiré - calculé 'Ilcalul 51 + W3 (NFdésiré N NF calculé g + n2 4 Fdésiré (13) il avec Fdésiré = D Si R , Rcalculé Rdésiré et F désiré = (R - R )2 Si R En imposant une valeur à chacun des poids W1, W2, W3 et W4 pour chaque étage, ainsi qu'à Désirés la fonction d'erreur permet l'op- timisation du circuit, étage par étage en tenant compte des conditions imposées, les éléments tels que self-inductances de chacun des filtres ayant été déterminés a priori à l'aide d'abaques de Smith. L'ensemble de ces calculs a conduit, pour résoudre le problème posé,à déterminer un amplificateur tel que représenté figure 3b et dont la valeur des éléments est fournie par le tableau I. TABLEAU I R1 R2 R3 rn-i L11 = 0,84 nH L21 = 0,6 nH L31 = 0,54 nH L41 = 0,65 nH L12 = 0,6 nH L22 = 0,95 nH L32 = 1 nH L42 = 0,15 nH C11 = 5 pF L23 = 0,63 nH L33 = 0,63 nH C41 = 5 pF C21 = 5 pF L34 = 0,54 nH C42 = 15 pF C22 = 5 pF C31 = 5 pF C23 = 5 pF C32 = 5 pF L24 = 0,6 nH 33 = 5 pF Les courbes de la figure 4 montrent que le gain en puissance d'un tel amplificateur est de 23 dB à 11,7 0Hz et 21 dB à 12,5 GHz. Dans une mise en oeuvre de l'invention, ce circuit a été monolithiquement intégré sur un substrat en arséniure de gallium de 300 un d'épaisseur, à l'aide de transistors à effet de champ présentant les caractéristiques données dans le tableau II. TABLEAU II Caractéristiques des transistors (T.E.C.) Longueur de grille L = 0,7 m Largeur de grille Q = 150 iim Tension d'alimentation VD = VC = 3 V Tension de pincement VT = -2,5 V Courant IDS = 7 mA I1 est évident que de nombreuses variantes sont possibles dans la mise en oeuvre d'un tel amplificateur sélectif sans pour autant sortir du cadre de la présente invention tel que défini par les revendications ci-après annexées. REVENDICATIONS : 1. Circuit hyperfréquences comprenant un amplificateur basbruit à trois étages dont chaque étage est formé d'un transistor à effet de champ et de circuits d'adaptation d'entrée et de sortie destinés à minimiser le facteur de bruit et à rendre le gain maximal dans une bande de fréquence utile et comprenant également des moyens pour réaliser le filtrage du bruit en dehors de cette bande de fréquence utile ,caractérisé en ce que les moyens de filtrage sont des structures passe-bande, dont la bande passante est exactement centrée sur la bande de fréquence utile du circuit, en ce que les réseaux d'adaptation d'entrée, de sortie et entre-étages de l'amplificateur sont constitués par une telle structure, et en ce que chaque étage de l'amplificateur participe à la fois à la diminution du facteur de bruit, à l'augmentation du gain et à la réjection des fréquences indésirables dans des proportions fixées par la relation dite fonction d'erreur fS2 n1 = n 5lldésiré - lîcalcule 2 désiré - 0calculé f + W3 (Fdésiré - NFcalculé) g + n2 ss W4 F désiré 2 W4 il avec Fdésiré = O si Rcalculé R désiré et Fdésiré = (Rcalculé désiré) Si R calculé S11 est le coefficient de réflexion à l'entrée ou à la sortie de chaque étage, n1 le nombre de fréquences entre f51 et f52, n2 le nombre de fréquences entre fi1 et fi2, G le gain dans la bande signal, F une fonction de la réjection R, NF le facteur de bruit, R la réjection pour chaque étage, W1, W21 W3, W3 > W4 les poids que l'on impose à chacune des conditions : gain ou facteur de bruit ou réjection, pour l'étage considéré. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la structure passe-bande formant le réseau d'adaptation d'entrée de l'amplificateur est constituée d'une première self placée entre l'entrée de l'amplificateur et la grille du transistor du premier étage et d'une seconde self placée entre l'entrée de l'amplificateur et la masse lors du fonctionnement en hyperfréquences, en ce que la structure passebande formant chaque réseau d'adaptation entre-étages est composée de trois selfs ayant un noeud commun en hyperfréquences, la première étant en outre reliée au drain du transistor de l'étage précédent, la seconde à la grille du transistor de l'étage suivant et la troisième à la masse en hyperfréquences, et en ce que la structure passe-bande formant le ré- seau de sortie de l'amplificateur est composée d'une self et d'une capacité reliées au drain du dernier transistor, la self étant en outre reliée à la masse en hyperfréquences et la capacité à la sortie de l'amplificateur. 3. Circuit selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il est monolithiquement intégré sur un substrat en arséniure de gallium (GaAs), les self-inductances et les capacités étant formées d'éléments localisés. 4. Circuit selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il est monolithiquement intégré sur un substrat en arséniure de gallium (GaAs) avec un oscillateur local, un mélangeur et un amplificateur de sortie, pour former un circuit de tête de réception d'antenne hyperfréquences pour application à la réception d'émissions télévisées retransmises par satellite artificiel. 5. Circuit selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la fréquence utile est située dans la bande de 11,7 à 12,5 0Hz et en ce qu'une réjection supérieure à 20 dB des fréquences situées dans la bande 9 à 9,8 0Hz est obtenue.