Brevet FR2571909A1 — publié le 19860418

La présente invention se rapporte à un procédé et un dispositif de contrôle automatique de fréquence numérique. Le probleme du contrôle automatique de fréquence se pose dans tous les radars à impulsions à émetteur non cohérent, où la fréquence d'émission doit être asservie à la fréquence d'un oscillateur local, de manière que la difference de ces deux fréquences soit située au centre de la bande passante du récepteur. Cette différence est soit égale à une valeur Fi appelée fréquence intermédiaire, dans le cas d'une structure dite superhétérodyne, soit nulle dans le cas d'une structure dite homodyne. Le procédé classique de contrôle automatique de fréquence, illustré par le circuit de la figure 1, pour asservir la fréquence d'un émetteur sur celle d'un oscillateur local, consiste à utiliser un premier mélangeur simple M111 recevant le signal de l'émetteur 10, par l'intermédiaire d'un coupleur 11, et celui d'un premier oscillateur local haute-fréquence 13, et délivrant un signal de fréquence égale à la différence des fréquences de l'émetteur 10 et du premier oscillateur local 13. Ce dernier signal est envoyé sur un discriminateur de fréquence D1 qui fournit un signal d'erreur pour commander la fréquence de l'émetteur.Ce discriminateur de fréquence D1 est accordé sur la fréquence centrale d'un amplificateur 14 qui possede une bande passante en fréquence adaptée au spectre de l'enveloppe de l'impulsion émise. Dans un radar à impulsions à émetteur non cohérent et à exploitation Doppler, la sortie du premier mélangeur simple M111 est injectée dans un second oscillateur local 15 à fréquence intermédiaire pour assurer un verrouillage de phase à chaque impulsion. Le signal issu de ce second oscillateur local 15 est envoyé sur un double mélangeur M211, M221 dont l'une des entrées comporte un circuit de déphasage 16 de quatre-vingtdix degrés. Ce double mélangeur M211, M221 reçoit de même la sortie d'un second mélangeur simple M121, relié à un commutateur COMI, par l'intermédiaire de l'amplificateur 14 accordé à la fréquence intermédiaire. Cet amplificateur 14 délivre un signal dont la fréquence est égale à la différence entre la fréquence du premier oscillateur local 13 et la fréquence du signal reçu par l'antenne 12 et transmis par le commutateur COMA.Ainsi, on obtient deux signaux I1, Q1 en quadrature dont la fréquence est égale à la fréquence Doppler. Le même procédé de contrôle automatique de fréquence peut être utilisé dans une autre structure d'exploitation Doppler, illustrée par le circuit de la figure 2, consistant à envoyer alternativement la sortie des premier et second mélangeurs simples Mol 12, M122, à l'aide d'un multiplexeur 25, sur un double mélangeur M212, M222. Ce double mélangeur N212, M222 reçoit de même la sortie d'un second oscillateur local 26 à fréquence intermédiaire, cette sortie passant par un circuit de déphasage 27 de quatre-vingt-dix degrés sur l'une des entrées, et délivre deux signaux de sortie I2, Q2 en quadrature à un circuit de traitement.Ce circuit de traitement analyse d'une part la phase du signal émis quand le multiplexeur 25 lui envoie la sortie du premier mélangeur simple M112 et d'autre part la phase du signal reçu quand le multiplexeur 25 lui envoie la sortie du second mélangeur simple M122. il détermine ainsi la variation de phase de récurrence à récurrence et donc la fréquence Doppler. L'émetteur 20, le coupleur 21, l'amplificateur 24, le commutateur COM2, l'antenne 22, le discriminateur D2 et le premier oscillateur local haute-fréquence 23 restent identiques à ceux du circuit de la figure 1. Le but de la présente invention est, entre autres, de n'utiliser qu'un oscillateur local haute-fréquence pour le contrôle automatique de fréquence et pour le traitement du signal reçu, afin que ce procédé puisse être utilisé dans des radars à structure homodyne. Selon une caractéristique de l'invention, le procédé de contrôle automatique de fréquence numérique consiste à échantillonner les signaux de sortie en quadrature dwun double mélangeur, qui détecte la différence de fréquence entre un oscillateur local haute-fréquence et 11 émetteur, et à utiliser ces échantillons pour calculer une tension de commande de fréquence de l'émetteur à l'aide d'un algorithme à caractéristique impaire. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront au cours de la description suivante, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels - la figure 1 représente un dispositif selon le procédé classique de contrôle automatique de fréquence dans une de ses utilisations dans un radar Doppler ; - la figure 2 représente le même dispositif de contrôle automatique de fréquence dans une autre utilisation connue - la figure 3 représente le dispositif de contrôle automatique de fréquence selon l'invention - la figure 4 représente différents signaux du dispositif. de la figure 3; - la figure 5 représente un schéma des fonctions réalisées par les algorithmes du calculateur ; - la figure 6 représente les variations du signal calculé par l'algorithme à caractéristique impaire du calculateur en fonction de la variation de fréquence ; et - la figure 7 représente les variations du signal calculé par l'algorithme à caractéristique paire en fonction de la variation de fréquence. La figure 1 et la figure 2 représentent chacune une utilisation connue du dispositif de contrôle automatique de fréquence. selon le procédé classique, dans un radar Doppler à impulsions. Le contrôle automatique de fréquence de l'émetteur 10 ou 20 se fait par un coupleur 11 ou 21, un oscillateur local haute-fréquence 13 ou 23, un mélangeur simple M111-ou M112 et un discriminateur de fréquence D1 ou D2; l'utilisation de ce contrôle automatique de fréquence dans un radar à impulsions à émetteur non cohérent rend nécessaire l'utilisation d'un second oscillateur local à fréquence intermédiaire si l'on utilise un circuit discriminateur de fréquence D1 ou D2 selon les techniques connues. La figure 3 représente le dispositif de contrôle automatique de fréquence numérique selon l'invention. L'émetteur 30 déclenché par un premier signal d'horloge HO, est relié à une antenne 32, et un coupleur 31 est intercalé entre les deux. Un oscillateur local hautefréquence 35, connecté sur un double mélangeur M113, M123 dont l'une des entrées comporte un circuit déphaseur 36 de quatre-vingt-dix degrés, a sa fréquence d'oscillation soustraite à celle de l'émetteur 30par l'intermédiaire d'un atténuateur 33 reliant le coupleur 31 au double mélangeur M113, M123. Les sorties du double mélangeur sont reliées chacune à un circuit échantillonneur-bloqueur 37, 38, commandé par un second signal d'horloge H1 fourni, comme le premier signal d'horloge HO, par un circuit d'horloge 34. Un calculateur CA, relié aux sorties des circuits échantillonneurs-bloqueurs 37, 38, délivre une tension au circuit de commande de fréquence M de l'émetteur 30, par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique-analogique CNA. Ainsi, lorsque le circuit d'horloge 34 déclenche, par le premier signal d'horloge HO, représenté en a) de la figure 4, les impulsions de l'émetteur 30, une partie du signal est envoyée via le coupleur 31 et l'atténuateur 33, sur le double mélangeur M113, M123, qui délivre un premier signal I, représenté en b) de la figure 4, et un second signal Q, représenté en c) de la figure 4, en quadrature, dont la fréquence est égale à la différence des fréquences de l'émetteur 30 et de l'oscillateur local 35. Pendant la durée de l'impulsion de l'émetteur 30, le circuit d'horloge 34, par le second signal d'horloge H1, représenté en d) de la figure 4, commande les circuits échantillonneurs-bloqueurs 37, 38 et envoie donc, au calculateur CA, des échantillons des premier et second signaux 1, Q à chaque impulsion du second signal d'horloge HI.Les échantillons des premier et second signaux I, Q sont utilisés par le calculateur CA en tant que suite de valeurs numériques I(k,n) et Q(k,n) où k est un nombre entier naturel représentant le rang de l'échantillon parmi les échantillons choisis pour le calcul dans la duree dtune impulsion radar et où n est un nombre entier naturel représentant le rang de 11 impulsion radar parmi la suite des impulsions sur lesquelles sont effectués les calculs. N et K étant deux nombres entiers naturels, on suppose qu'il y a K échantillons choisis pour le calcul dans chacune des N impulsions considérées. Sur la figure 5 est représenté un schéma des fonctions réalisées par les algorithmes du calculateur C où - un algorithme a caractéristique impaire D(n) élabore un signal de commande de fréquence de l'émetteur ; - un algorithme a caractéristique paire S(n) élabore un signal de bon fonctionnement du systeme ; - deux algorithmes d'intégration transversale par blocs PB1, PB2 traitent ces deux signaux ; et - un algorithme de gestion G gere l'envoi du signal de commande de fréquence de l'émetteur, par une premiere sortie B, via le convertisseur numérique-analogique CNA et le circuit de commande de fréquence M, et gère de meme l'envoi du signal de bon fonctionnement de la boucle, par une seconde sortie k, à un éventuel systeme de visualisation. L'algorithme à caractéristique impaire D(n) choisi reçoit les valeurs numériques I(k,n) et Q(k,n) et s'écrit dans laquelle a(k) représente une suite de K coefficients de pondération pouvant être choisis égaux à 1 dans la variante la plus simple. Les résultats D(n) sont traités par le premier algorithme d'intégration transversale par blocs F131 qui donne un signal qui s'écrit Les variations du signal numérique fourni sont représentées, en fonction de la différence AF entre la fréquence de l'émetteur 30 et celle de l'oscillateur local 35, sur la figure 6. On voit que le signal numérique change de signe quand la différence AF passe par zéro et que la plage de fréquences utile est égale à l'inverse de la période d'échantillonnage TO du second signal d'horloge H1. L'algorithme à caractéristique paire S(n) choisi reçoit les valeurs numériques I(k,n) et Q(k,n) et s'écrit dans laquelle ss(k) représente une suite de coefficients de pondération pouvant être choisis égaux à 1 dans la variante la plus simple. Les résultats S(n) sont traités par le second algorithme d'intégration transversale par blocs PB2 qui donne un signal qui s'écrit Les variations du signal numérique fourni sont représentées, en fonction de la différence AF entre la fréquence de l'émetteur 30 et celle de l'oscillateur local 35, sur la figure 7. Le signal fourni est maximum lorsque la différence AF est nulle. L'algorithme de gestion G donne sur la première sortie B un signal numérique positif ou négatif selon le signe du signal numérique fourni par le premier algorithme d'intégration transversale par blocs PB1 et réalise une seconde intégration pour ajuster la constante de temps de la boucle. il effectue donc une mise à l'échelle et une intégration. Ainsi, la boucle d'asservissement se trouve fermée sur l'émetteur 30 par le convertisseur numérique-analogique CNA et par le circuit de commande de fréquence M. L'algorithme de gestion G donne de même, sur la seconde sortie A, une information de comparaison du signal numérique fourni par le second algorithme d'intégration transversale par blocs PB2 par rapport à un seuil déterminé en fonction de la valeur maximum de ce dernier signal numérique. En plus de l'avantage de ce procédé de contrôle automatique de fréquence numérique qui est que la dérive en température n'influe pas sur l'asservissement, la phase du signal émis peut être déterminée à partir des échantillons des premier et second signaux I, Q et la phase du signal reçu peut être déterminée grâce aux échantillons de signaux obtenus, à l'aide du même procédé utilisant le même oscillateur local haute-fréquence. Ceci permet à un éventuel circuit de traitement de déterminer la fréquence Doppler. Bien que la présente invention ait été décrite à l'aide d'exemples de réalisation, il est clair qu'elle n'est pas limitée auxdits exemples, et qu'elle est susceptible de modifications sans toutefois sortir de son cadre. Ainsi les échantillons choisis pour effectuer le traitement peuvent être sélectionnés de différentes façons et les algorithmes de traitement peuvent être différents de ceux indiqués par les formules D(n), D, S(n) et S qui peuvent comporter un certain nombre de variantes en fonction du choix des suites des coefficients a(k) et ss(k). REVENDICATIONS 1. Procédé de contrôle automatique de fréquence numérique pour aligner la fréquence d'un émetteur sur celle d'un oscillateur local, caractérisé en ce qu'il consiste à obtenir des signaux de sortie en quadrature d'un double mélangeur donnant des signaux de fréquence égale à la différence entre la fréquence de l'émetteur et la fréquence de l'oscillateur local, à échantillonner lesdits signaux de sortie et à utiliser ces échantillons pour calculer la valeur du signal de commande de fréquence de l'émetteur, grâce à l'utilisation d'un algorithme à caractéristique impaire. 2. Procédé de contrôle automatique de fréquence numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il consiste en outre à utiliser lesdits échantillons pour élaborer au moins une information sur le fonctionnement de la boucle de contrôle automatique de fréquence, grâce à l'utilisation d'un algorithme à caractéristique paire. 3. Procédé de contrôle automatique de fréquence numérique selon l'une des revendications 1 ou 2 pour un radar Doppler à impulsions, caractérisé en ce qu'il consiste à échantillonner les signaux de sortie dudit double mélangeur pendant la durée des impulsions fournies par l'émetteur. 4. Procédé de contrôle automatique de fréquence numérique selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 pour un radar Doppler à impulsions, caractérisé en ce que la valeur du signal de commande de fréquence de l'émetteur est obtenue par l'expression où N est le nombre d'impulsions pris en compte, K est le nombre d'échantillons pendant la durée d'une impulsion, I(k,n) et Q(k,n) sont les valeurs numériques des échantillons des premier et second signaux de sortie en quadrature , et a(k) sont des coefficients de pondération. 5. Procédé de contrôle automatique de fréquence numérique selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, pour un radar Doppler à impulsions, caractérisé en ce que l'information sur le fonctionnementde la boucle de contrôle automatique de fréquence est obtenue par ltexpression : ou N est le nombre d'impulsions pris en compte, K est le nombre d'échantillons pendant la durée d'une impulsion, I(k,n) et Q(k,n) sont les valeurs numériques des échantillons des premier et second signaux de sortie en quadrature, et 6(k) sont des coefficients de pondération. 6. Dispositif mettant en oeuvre le procédé de contrôle automatique de fréquence numérique dans un radar Doppler à impulsions selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte des premiers moyens-(31, 33, 36, M113, M123) délivrant des signaux de sortie (I, Q) en quadrature dont la fréquence est égale à la différence entre la fréquence de l'émetteur (30) et celle de l'oscillateur local (35), des seconds moyens (34, 37, 38) échantillonnant lesdits signaux de sortie (I, Q) pendant la durée de chaque impulsion de ltémetteur et des troisièmes moyens (CA, CNA) pour obtenir un signal de commande de fréquence de l'émetteur et des informations sur le fonctionnement de la boucle de contrôle automatique de fréquence, à partir des échantillons desdits signaux de sortie (I, Q). 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits premiers moyens se composent dtun premier mélangeur (mit3) recevant dlune part la sortie de ltoscillateur local (35) et d'autre part la sortie de l'émetteur (30), par I'intermédiaire d'un coupleur (31) et d'un atténuateur (33), ledit mélangeur (M113) délivrant un premier signal (I), de fréquence égale à la différence des fréquences, et d'un second mélangeur (11123) recevant d'une part la sortie d'un déphaseur (36) fournissant la sortie de l'oscillateur local (35) déphasée de quatre vingt-dix degrés et d'autre part la sortie de l'atténuateur (33), ledit second mélangeur (M123) délivrant un second signal (Q), de fréquence égale à la différence des fréquences, en quadrature avec le premier signal (I). 8. Dispositif selon l'une des revendications 6 ou 7, caractérisé en ce que lesdits seconds moyens se composent de circuits échantillonneurs-bloqueurs (37, 38), commandes par un signal d'horloge (H1), recevant les premier et second signaux (I, Q) et les échantillonnant plusieurs fois à l'intérieur de l'impulsion émise dont la durée est déterminée par un circuit d'horloge (34) qui délivre également le signal d'horloge (H1). 9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que lesdits troisiemes moyens se composent d'un calculateur numérique (CA) recevant les valeurs numériques des échantillons des premier et second signaux (I, Q), calculant un signal d'information sur le fonctionnement de la boucle de contrôle automatique de fréquence numérique, à l'aide dudit algorithme à caractéristique paire, et calculant de même un signal de commande de fréquence de l'émetteur, à l'aide dudit algorithme à caractéristique impaire, pour commander, par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique analogique (CNA), l'organe de contrôle de fréquence (M) de l'émetteur (30).