Brevet FR2569505A1 — publié le 19860228

OSCILLATEUR A QUARTZ ULTRA-STABLE La présente invention concerne un oscillateur à quartz ultrastable. Cet oscillateur à quartz ultra-stable permet d'atteindre des stabilités à Court terme rneilleures que 2 à 3.10-13 sur des temps d'intégration de l'ordre de I s, 10 s, 100 s, 1000 s. Les fréquences choisies sont de l'ordre de 5 MHz à 10 MHz en raison de l'état de l'art actuel technologique des résonateurs à quartz (résonateurs de type Q.A.S. ou B.V.A.). Un document de l'art antérieur, à savoir la demande de brevet français déposée le 18 mars 1983 sous le NO 83 04 485, decrit un amplificateur passe-bande haute-fréquence dont l'impédance est adaptable et qui peut notamment présenter des impédances d'entrée et de sortie de valeurs faibles.Cet amplificateur comporte un transistor monté en base commune dont l'émetteur est chargé par un pont diviseur résistif comprenant une première résistance reliée à la masse et à un point dit point milieu du pont diviseur résistif, montée en série avec une seconde résistance reliée audit point milieu et à ltémetteur du transistor, ledit point milieu du pont diviseur résistif constituant entrée de l'amplificateur, dont le collecteur est chargé par un circuit parallèle du type LC dont une extremite est à la tension d'alimentation et présentant une branche selfique et une branche capacitive, un point, dit point milieu, de la branche selfique ou de la branche capacitive constituant une sortie de l'amplificateur, et dont la base est polarisée par une tension d'alimentation continue et reliée à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur assurant le fonctionnement en base commune dans la bande passante de l'amplificateur. Un oscillateur simple obtenu à partir de cet amplificateur permet d'obtenir des stabilites à court terme de l'ordre de 2 à 3.10-13 sur des temps d'intégration de l'ordre de 1 s, 10 s, 100 s, 1000 s au sens d'Allan ou Picinbono. Le dispositif de l'invention comporte un contrôle automatique de gain qui améliore ces résultats en supprimant le bruit de saturation. Des mesures de l'ordre de 1.10-13 voir quelques 10-14 sont alors possibles. L'invention a pour objet un oscillateur à quartz ultra-stable comportant un étage oscillateur et un étage de sortie, cet étage oscillateur comprenant un amplificateur et un résonateur dont la première borne est reliée à l'une des sorties de cet amplificateur et dont la seconde borne est reliée à l'entrée de cet amplificateur, caractérisé en ce qu'il comporte en outre au moins un étage de séparation disposé entre l'étage oscillateur et l'étage de sortie et un étage de contrôle automatique de gain dont l'entrée est reliée à l'une des sorties de cet étage séparateur et dont la sortie est reliée à la première borne du résonateur, cet étage de contrôle automatique de gain comprenant un transistor à effet de champ monté en résistance variable, et un étage de commande de ce transistor à effet de champ permettant d'obtenir une tension continue de commande de ce transistor à effet de champ fonction du niveau du signal de boucle dans étage oscillateur de manière à ajuster à la valeur "un" le gain de boucle de cet étage oscillateur. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description ci-dessous donnée à titre d'exemple non limitatif, en liaison avec les figures qui représentent: - la figure 1, un schéma d'un amplificateur selon l'art connu; - la figure 2, un schéma illustrant la condition de Berkhausen; - la figure 3, un schéma d'oscillateur selon l'art connu; - les figures 4 et 5, un schéma d'oscillateur ultra-stable selon l'invention. Selon la figure 1, un amplificateur A de l'art connu comporte un transistor T fonctionnant en base commune. Sa base est polarisée par un pont de résistances Rpl et Rp2 par une tension d'alimentation continue année à une extrémité de la résistance Rpl. Le fonctionnement en base commune dans la bande passante de l'ampli ficateur est obtenu grâce à un condensateur C3 disposé en parallèle sur la résistance Rp2 entre la base et la masse. Au cas où le transistor T est susoeptible de présenter en base commune une caractéristique à résistance négative, une résistance de base R3 est disposée à l'entrée de la base du transistor T.C'est le cas notam ment des transistors haute-fréquence du type EC, c'est-à-dire conçus pour le fonctionnement en émetteur commun, et qui présentent cette propriété lorsqu'ils sont utilisés dans un montage à base commune. La résistance R3 est branchée entre la base du transistor T et le point milieu 2 du pont de résistances (Rpl, Rp2). L'émetteur du transistor est relié à la masse par un pont résistif constitué de deux résistances R2 et R1, la résistance R2 étant connectée à l'émetteur, le point commun 3 aux résistances R1 et R2 constituant l'entrée e de l'amplificateur, et l'autre extrémité de la résistance Rl étant connectée à la masse, éventuellement par l'intermédiaire d'un condensateur de découplage. Le circuit du collecteur comprend successivement une résistance d'amortissement R4 et un circuit parallèle du type LC comportant une première branche de type selfique L et en parallèle sur celle-ci une deuxième branche de type capacitif comportant deux condensateurs C2 et C1 en série. Une extrémité du condensateur C1 (point 5) est reliée à l'extrémité de la self L qui est à la tension d'alimentation, et son autre extrémité au point commun aux condensateurs C1 et C2 qui constitue une des sorties dénommées de l'amplificateur. Le condensateur C2 est également relié à l'autre extrémité de la self L (point 4) et à la résistance d'amortissement R4. Une autre sortie de l'amplificateur sl est prise sur une des spires de la self L.Une self de valeur Lg est présente entre le point 5 et la sortie sl et une self de valeur L2 entre la sortie sl et le point 4, avec L = L1 + L2. Il va de soi que la branche selfique L peut comporter, par analogie avec la branche capacitive, deux selfs disposées en série et dont le point commun constitue alors la sortie Si de l'amplificateur. Ces selfs seront dénommées par analogie L1 et L2. L'amplificateur est alimenté au point 6 par une tension continue. Un condensateur de découplage Cd est disposé entre le point 6 et la masse et une self de découplage Ld est disposée en série entre les points 6 et le point 5, de manière à former un découplage classique LC permettant d'isoler l'amplificateur des parasites hautefréquence. Un condensateur de découplage Cd est disposé entre le point 5 et la masse. Cet amplificateur A peut recevoir un résonateur 1 en réaction pour former un oscillateur. Cette réaction peut se faire entre i'entrée e et l'une quelconque des sorties sl et 52 La sortie du signal utile de l'oscillateur se fera alors de préférence par la sortie de l'amplificateur A non utilisée pour la boucle de réaction de l'oscillateur. Les résistances R1 et R2 seront choisies à une valeur telle que l'impédance d'entrée ait une valeur inférieure ou égale à la résistance interne Ri du résonateur 1 de manière d'une part à charger celui-ci par une impédance aussi faible que possible pour éviter la dégradation de son facteur de qualité Q, et d'autre part à avoir une impédance de charge autant que possible adaptée de manière à éviter la réflexion de l'énergie émise par le résonateur 1. 1l en va de même en ce qui concerne la détermination de la valeur de l'impédance de la sortie utilisée pour la réaction du résonateur 1. La figure 2 permet d'illustrer la condition de fonctionnement d'un oscillateur dite condition de Berkhausen. L'oscillateur se compose d'un amplificateur A présentant un gain G; entre la sortie et l'entrée de celui-ci, est branche en reaction un résonateur 1 présentant une perte d'insertion Pi. La condition de Berkhausen s'écrit: G=Pi+ ≈(du) où est ltexcès de gain nécessaire au démarrage de l'oscillateur. Le démarrage d'un oscillateur ne peut donc se réaliser que pour des fréquences pour lesquelles la différence G - Pi est égale à t. Le réseau LC étant accordé à la fréquence f0 du résonateur, la gain de l'amplificateur A est ajusté de telle manière que le pic de résonance du résonateur 1 à la fréquence f0 soit seul à remplir la condition de Berkhausen.Ainsi, le circuit accordé LC n'a pas besoin d'avoir un facteur de qualité Q élevé. Au contraire, un facteur de qualité élevé du circuit accordé LC rendrait le réglage du gain assez difficile, se traduisant par un risque de démarrage de l'oscillateur sur la fréquence du circuit accordé LC, et non sur celle précise et stable du résonateur 1. Les résonateurs ont en effet des pics de résonance de dynamique de plus en plus faible au fur et à mesure que la fréquence augmente. On cherchera donc en pratique pour faciliter les réglages à amortir le plus possible de circuit accordé LC, tout en permettant à l'amplificateur A d'avoir un gain suffisant pour que la condition de Berkhausen soit remplie. Selon la figure 3, un étage Ao oscillateur et un étage de sortie A3 associé sont constitués chacun à partir d'un tel amplificateur A. On a gardé les mêmes notations pour caractériser les composants correspondants au schéma de base de la figure 1. L'étage oscillateur se compose d'un amplificateur Ag pour lequel on a, par exemple: E1 = 10 V, Rpl = 10 ka, Rp2 = 1,2 kQ, R1 = 100Q, R2 = 82Q, R3 = 33Q, R4 = 82 n Q, Cl = 680 pF, C2 = 24 pF, C3: 10 nF, L1 = 8,2 ru et L2 = 0,56 H. Aux bornes du condensateur Cl est disposé un condensateur C'1 de 56 pF et aux bornes du condensateur C2 est disposé un condensateur variable C'2 de valeur nominale 12 pF. En outre entre les points 4 et 5, est disposée en parallèle sur les condensateurs précédents un condensateur C' de 2,2 pF. Ce réseau de capacité permet un ajustement précis de la fréquence du circuit LC à la fréquence f0 du résonateur 1. Le résonateur l comporte un quartz 11 et un circuit de commande de fréquence à diode Varicap VC. Celle-ci a une valeur nominale de 27 pF et une tension nominale de 4 volts. En dérivation de celle-ci, est disposé un condensateur C4 de valeur 15 pF. La diode Varicap VC est disposée en série avec le quartz 11 entre une électrode 8 de celui-ci et l'entrée e de l'amplificateur. Le circuit de commande de fréquence est alimenté par une tension continue variable présente aux bornes d'un condensateur C5. Entre le point 8 et la masse, sont disposés successivement en série une self L3 de 120 pH, une résistance R7 de l0 k Q et un condensateur C6 de 10 nF. L'électrode non à la masse du condensateur C5 est reliée à l'électrode non à la masse du condensateur C6 par une résistance R6 de 10 k . D'autre part, I'électrode positive de la diode Varicap VC est reliée à la masse par une résistance R5 de 4,7 kQet à l'entrée e de l'amplificateur A0 par un condensateur C7 de 3,9 nF. La sortie active sl de l'amplificateur A0 de l'oscillateur est reliée à l'entrée de l'étage amplificateur suivant A3 par un condensateur série Cg de valeur 10 nF. Pour cet étage de sortie A3 qui comporte un tel amplificateur A, on a des valeurs voisines, par exemple: R1 = 82t, R2 = SL, R3 = 33D, R4 = 100 #, Rpl =8,2k, RP2 1,2kfl,L1 = 1,5 H, L2 = 0,22 H, C' = 15 pF, C'1: 130 pF, C3= 10 nF, C8: 10nF. Les selfs de découplage des différents étages LD ont une valeur de 33 pH, les condensateurs de découplage Cd une valeur de 100 nF. Le signal VF est le signal de commande en fréquence. Dans un tel oscillateur tel que représenté à la figure 1 (base commune et circuit accordé), l'amplitude est déterminée par le niveau de saturation du transistor oscillateur Tl. En effet, la gain, au démarrage, est supérieur à 1. Si la condition de phase est réalisée (# = 2 kS), l'oscillateur démarre grâce aux signaux de bruit présents dans la boucle, puis au fur et à mesure où l'amplitude grandit, le gain chute en raison des phénomènes de saturation et se stabilise à 1. Dans ces conditions, le facteur de bruit du transistor oscillateur n'a plus de signification. (La notion de facteur de bruit pour un transistor est liée à un fonctionnement en régime linéaire). Le bruit réel généré par le semi-conducteur (Fliker, bruit de jonction, ...) est alors considérablement augmenté par un fonctionnement non linéaire (phénomène de saturation) et dégrade de manière significative la stabilité court terme du pilote. Le but de l'invention est d'adapter un dispositif à l'oscillateur précédent afin de stabiliser le gain de boucle à 1 par un autre moyen que la saturation du transistor oscillateur. Le fonctionnement sera alors linéaire et supprimera le bruit semi-conducteur lié à la saturation. Dans le dispositif selon l'invention, comme représenté à la figure 4, un transistor F.E.T. T5 monté en résistance variable ajuste le gain à la valeur I pour un niveau d'oscillation inférieur au niveau de saturation. La figure 4 représente l'oscillateur modifié et la figure 5 le dispositif permettant d'obtenir la tension continue nécessaire à la commande du transistor F.E.T. T5. Le dispositif de l'invention permet de disposer une impédance variable en parallèle sur la capacité C1, après avoir branché le quartz I entre l'entrée e de l'amplificateur et sa sortie En jouant sur l'impédance disposée entre le point 5 et la sortie on on joue sur le gain de la boucle, et l'on peut ainsi éviter que le gain ne soit fixé par la saturation du transistor T 1. Le transistor à effet de champ T5 joue donc le r & e de résistance variable asservie sur l'amplitude du signal dans la boucle et permet d'ajuster l'impédance de charge du quartz à son entrée. Si cette résistance diminue, cela entrai ne une chute du gain de l'oscillateur. Pour réaliser cette résistance variable, le transistor à effet de champ T5 est commandé par une tension continue qui peut être notamment obtenue à l'aide de la partie de l'étage 10 représentée à la figure 5. Cette tension doit Store proportionnelle au niveau d'oscillation; après une haute impédance R15, on effectue par exemple un redressement simple alternance, L10 étant une self de choc, on détecte donc la tension alternative pour obtenir une tension continue pour aller commander le transistor à effet de champ T5. Ainsi, une tension détectée Vl est disponible après la diode de redressement D1 et le circuit de filtrage C13, R;3, R12. La consigne niveau V2 est obtenue sur la borne milieu d'un potentiomètre P alimenté par une tension fixe régulée E1, un condensateur C12 étant disposé entre cette borne milieu et la masse. Un amplificateur opérationnel 13 monté par exemple en intégrateur, amplifie la tension d'erreur (V1 - V2); la tension de sortie restant limitée à 10 V du fait de la diode de sortie D2. Cette tension notee VCAG sur la figure 5 est destinée à débloquer le transistor F.E.T. Le niveau de l'oscillateur est ainsi asservi sur la consigne à une valeur inférieure à la valeur de saturation ce qui permet de fonctionner en régime linéaire. Sur le dispositif représenté aux figures 4 et 5, on retrouve donc l'étage oscillateur Ag et l'étage de sortie A3 du dispositif de la figure 3. Ces deux étages sont reliés entre eux par au moins un étage de séparation; ici, deux étages Al, A2 sont - représentés pour obtenir une excellente isolation entre l'entrée et la sortie du dispositif. Une isolation meilleure que 120 dB est obtenue. Un fonctionnement sans étage de séparation serait possible en reliant directement la résistance R15 par l'intermédiaire d'une capacité C8 au point 4 de l'étage oscillateur d'entrée mais cette isolation serait alors moins bonne. Sur les figures 4 et 5, le signal de sortie Vs de l'étage séparateur AI constitue donc le signal d'entrée V e de l'étage séparateur A2. étage de contr8le automatique de gain 10 a une première partie représentée sur la figure 5 qui permet d'obtenir une tension VCAG de commande du transistor à effet de champ T5 représenté à la figure 4. A titre d'exemple, on a repris les mêmes valeurs pour les composants qui existaient déjà dans le dispositif de l'art connu représenté à la figure 3; les éléments des étages supplémentaires introduit par l'invention ayant par exemple les caractéristiques suivantes: T1 : 2N5031, T2: 2N2857, Il : QAS 10 MHz SCP 3 R10 = 56#, R11 = 10 k#, C10 = 1 nF, T5 : 2N5434 (F.E.T.) T5 est un transistor qui présente une très faible impédance quand il conduit. Il permet d'obtenir une résistance variant de quelques Ohms à quelques Megohms. R15 = 100 CE, R12 = 47 k#, R13 = 47 k#, R14 = 10 k R16 = 510#, R17= 10#,R18=510 C11: 1 nF,C12= l0nF,C13: 10 nF L10: 150 H T3: 2N2857, T4: 2N2857 15V L'oscillateur représenté à la figure 1 permet d'obtenir des stabilités court terme de l'ordre de 2 à 3.10-13 sur des temps d'intégration de l'ordre de Is, 10 s, 100 s, 1000 s. Le dispositif à CAG de l'invention améliore ces résultats en supprimant le bruit de saturation. Des mesures de l'ordre de 1.1 13 voir quelques 10-14 sont alors possibles. Un avantage du dispositif de l'invention tel que représenté aux figures 4 et 5 est que l'on peut avoir à la fois un fonctionnement en régime saturé et en régime linéaire en disposant un cavalier au point 9 qui permet de mettre en service ou de ne pas mettre en service l'étage de contrôle automatique de gain 10. REVENDICATIONS 1. Oscillateur à quartz ultra- stable comportant un étage oscillateur (Ag) et un étage de sortie (A3), cet étage oscillateur (Ag) comprenant un amplificateur (A) et un résonateur (1.) dont la première borne (7) est reliée à l'une des sorties (s2) de cet amplificateur et dont la seconde borne (8) est reliée à l'entrée (e) de cet amplificateur, caractérisé en ce qu'il comporte, en outre au moins un étage de séparation (AI, A2) disposé entre l'étage oscillateur (Ag) et l'étage de sortie (A3) et un étage de contrôle automatique de gain (10) dont l'entrée est reliée à l'une des sorties de cet étage séparateur (A2) et dont la sortie est reliée à la première borne (7) du résonateur (1), cet étage de contrôle automatique de gain (10) comprenant un transistor à effet de champ (T5) monté en résistance variable, et un étage de commande de ce - transistor à effet de champ permettant d'obtenir une tension continue de commande de ce transistor à effet de champ fonction du niveau du signal de boucle dans l'étage oscillateur de manière à ajuster à la valeur "un" le gain de boucle de cet étage oscillateur A,. 2. Oscillateur à quartz ultra-stable selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage oscillateur (A,), chaque étage de séparation (A1, A2) et l'étage de sortie (A3) comprennent un amplificateur (A) de même type. 3. Oscillateur à quartz ultra-stable selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit amplificateur (A) comporte un transistor (T) monté en base commune dont l'émetteur est chargé par un pont diviseur résistif comprenant une première résistance (R1) reliée à la masse et à un point (3) dit point milieu du pont diviseur résistif, montée en série avec une seconde résistance (R2) reliée audit point milieu (3) et à l'émetteur du transistor, ledit point milieu (3) du pont diviseur résistif constituant l'entrée (e) de l'amplificateur (A) dont le collecteur est chargé par un circuit parallèle du type LC dont une extrémité est à la tension d'alimentation et qui présente une branche selfique (L) et une branche capacitive (C), un point, dit point milieu, de la branche selfique (L) ou de la branche capacitive (C) constituant une sortie (sl ou 52) de l'amplificateur, et dont la base est polarisée par une tension d'alimentation continue et reliée à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur (C3) assurant le fonctionnement en base commune dans la bande passante de l'amplificateur et en ce que la fréquence de résonance (f0) du circuit parallèle (LC) est égale à une fréquence choisie (f0) du résonateur, et en ce que l'amplificateur (A) est réglé de manière telle que la fonction de transfert en boucle remplit les conditions de Berkhausen uniquement pour le pic de résonance du résonateur correspondant à la fréquence choisie (f (0). 4. Oscillateur à quartz ultra-stable selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage de contrôle automatique de gain (10) est relié à la sortie d'un étage séparateur (A2). 5. Oscillateur à quartz ultra- stable selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage de commande du transistor à effet de champ comporte en entrée une résistance (Rl5) en série avec une self (L1 (L10) qui est reliée à une tension régulée (E1), le point milieu entre ces deux éléments (12) étant relié à un étage de détection (D j) puis à un filtre (C13, R13, R12) pour donner un premier signal détecté (V1), un potentiomètre (P) étant branché entre ladite tension régulée (El) et la masse, le point variable de ce potentio- mètre (P) donnant un signal de consigne (V2), ce signal détecté (V1) et ce signal de consigne (V2) étant envoyés sur les entrées d'un amplificateur opérationnel (13), la sortie de cet amplificateur étant la tension de commande du transistor à effet de champ (T5)" cette tension de sortie étant reliée à la tension régulée (El) par l'intermédiaire d'une diode (D2) de manière à ce que cette tension de sortie soit limitée à la valeur de la tension régulée (E1)