Brevet FR2569327A1 — publié le 19860221

La présente invention se rapporte à des cir- cuits de base ou ballasts électroniques pour des lampes à décharge de gaz et, plus particulièrement, à un ballast qui permet un réglage d'intensité des lampes, possède un facteur de puissance élevé et est peu coûteux. Les circuits électroniques de ballast pour des lampes à décharge de gaz fluorescentes et similaires sont bien connus. La plupart des ballasts électroniques alimen- tent les lampes à une valeur d'émission fixe, en général semblable à la valeur qui peut être fournie par la lampe lorsqu'elle est alimentée par des circuits de ballast à la fréquence normale de la ligne. L'avantage dans cette appli- cation est obtenu du fait du rendement plus élevé de la lam- pe à des fréquences sensiblement plus grandes que les fré- quelnces normales de distribution de 50 ou 60 Hz. Le fonction- nement à haute fréquence peut donc fournir une émission de lumière égale pour une puissance d'entrée moindre à la lam- pe que dans le cas de la fréquence de ligne. En variante, on peut obtenir une plus grande émission de lumière avec la même puissance électrique d'entrée. Si on peut obtenir des pertes suffisamment faibles dans le circuit de ballast à haute fréquence, il peut en résulter des économies sensi- bles d'énergie, en particulier dans le cas de lampes fluo- rescentes o l'énergie réduite du système peut permettre des économies d'énergie dépassant 20%. On connaît également bien des ballasts élec- troniques qui permettent une atténuation ou un réglage de l'émission d'une lampe à décharge de gaz. La possibilité de régler l'émission de la lampe, associée avec le fonc- tionnement inhérent plus efficace de la lampe obtenu aux hautes fréquences, peut procurer des économies d'énergie très sensibles, lorsqu'elle est mise en oeuvre avec des commandes automatiques appropriées. Les économies possi- bles avec de tels ballasts pour lampe réglable à décharge de gaz à haute fréquence peuvent facilement dépasser 50% par rapport aux systèmes à ballasts non commandés fonction- nant à la fréquence de ligne. Des économies d'énergie de cette importance rendent de tels systèmes très souhaitables et pourtant ils ne sont pas devenus d'emploi industriel notable par rapport au nombre de lampes qui continuent à utiliser des ballasts non commandés fonctionnant à la fréquence de ligne. Les raisons en sont: le prix, le risque de détérioration due à des erreurs de câblage ou à la mise en service accidentel- le de dispositifs de commande, les structures magnétiques complexes, le mauvais facteur de puissance et la plage de réglage limitée. Le prix élevé est une raison importante qui a empeché l'introduction de ballasts électroniques d'atténua- tion. Les ballasts à fréquence de ligne sont fabriqués de- puis près de 50 ans et ils sont très optimisés du point de vue du prix. En outre, il faut moins de composants indivi- duels dans les ballasts à la fréquence de ligne, par rap- port aux ballasts à haute fréquence existants. Par consé- quent, le ballast électronique à haute fréquence est plus coûteux, de façon inhérente, que le ballast à fréquence de ligne. Le nombre élevé de composants et leur sensibi- lité à la détérioration diminuent la fiabilité des ballasts électroniques. Les ballasts à fréquence de ligne sont plus aptes à supporter les efforts très élevés qui peuvent être appliqués,en particulier dans le cas d'un défaut de câblage au cours de l'installation. Alors qu'un ballast à fréquence de ligne peut supporter une sortie court-circuitée pendant plusieurs minutes, les ballasts électroniques sont en géné- ral immédiatement détériorés, dans les mêmes conditions. Cela non seulement réduit la fiabilité du système mais éga- lement rend difficile de répondre aux exigences de sécurité, telles que celles qui sont spécifiées par Underwriters Laboratories. Beaucoup de ballasts suivant l'art antérieur u- tilisent deux dispositifs semi-conducteurs de puissance, ou davantage, dans leurs circuits inverseurs. Puisque ces dispositifs dissipent souvent des quantités notables d'éner- gie, ils fonctionnent à des températures élevées, ce qui réduit sensiblement leur fiabilité. En outre, ces disposi- tifs sont relativement coûteux, à la fois à l'achat et au montage dans l'installation. Il est évidemment souhaitable de minimiser le nombre de ces dispositifs, pour obtenir une fiabilité maximale et des coûts plus faibles. Souvent, l'em- ploi de deux de ces dispositifs introduit le risque de dé- fauts catastrophiques instantanés si, par exemple, les deux dispositifs conduisent simultanément le courant,et non al- ternativement comme c'est habituellement prévu. Puisqu'il est tout-à-fait possible,dans le cas de bruit électronique ou d'autres évènements imprévus, de déclencher momentané- ment une conduction simultanée, cela représente un autre risque dans les circuits utilisant plusieurs dispositifs de puissance. Un autre inconvénient commun des ballasts élec- troniques suivant l'art antérieur réside dans l'utilisation de structures magnétiques nombreuses et/ou complexes. Ces structures sont nécessaires pour améliorer des insuffisan- ces telles qu'un mauvais facteur de puissance, ou pour ré- duire le nombre total des composants électroniques nécessai- res. Bien que ces résultats soient souhaitables, l'introduc- tion de composants magnétiques complexes diminue la facili- té de fabrication du dispositif. Bien que les composants eux-mêmes soient plus petits aux hautes fréquences, leur petite dimension exige une plus grande précision pendant la fabrication. Les hautes fréquences auxquelles ils sont souvent utilisés exigent l'emploi de matières et de confi- gurations de noyau spéciales, tout cela contribuant à ren- dre le dispositif plus difficile a fabriquer et par consé- quent plus coûteux. Un inconvénient supplémentaire commun des ballasts électroniques suivant l'art antérieur est le mau- vais facteur de puissance. Cela est dé à l'emploi d'une ali- mentation de puissance a pont a onde complète fortement fil- trée utilisant un gros condensateur électrolytique de fil- trage,pour fournir une tension continue à l'inverseur à hau- te fréquence qu'on trouve dans tous ces ballasts. Les ali- mentations fortement filtrées de ce type prélèvent sur la ligne de distribution un courant capacitif relativement élevé, de sorte que dans beaucoup de cas un circuit de déri- vation qui peut alimenter 90 lampes fluorescentes avec des ballasts à fréquence de ligne peut être limité à moins de 70 lampes avec des ballasts à haute fréquence. Les condensa- teurs de filtrage sont également physiquement grands par rapport aux autres composants et ils portent des courants ondulés relativement élevés. Par conséquent, ils augmentent la dimension et le prix du dispositif. De plus, à cause de leur construction électrolytique et d'une dissipation nota- ble d'énergie, ils réduisent la fiabilité globale du sys- tème. Dans le cas de ballasts électroniques à réglage d'intensité, des conducteurs d'entrée supplémentaires sont nécessaires pour fournir l'information de commande au bal- last et cela complique l'installation. Ces conducteurs de commande sont invariablement reliés au circuit d'entrée de puissance de la ligne d'alimentation en courant alternatif. Beaucoup de systèmes d'éclairage sont raccordés à des cir- cuits alternatifs triphasés et il est habituel d'alimenter des appareils d'éclairage adjacents à partir de phases dif- férentes, pour réduire le niveau de clignotement perçu dans l'émission des lampes à décharge. Les conducteurs de comman- de, qui sont galvaniquement reliés à l'entrée de puissance en courant alternatif, sont habituellement raccordés en pa- rallèle afin que tous les ballasts suivent la même tension de commande. Tous les ballasts ayant de tels conducteurs de commande en parallèle doivent donc être alimentés à partir de la même phase de tension alternative, pour éviter un court-circuit phase à phase de la source de courant alter- natif par l'intermédiaire des ballasts et de leurs conduc- teurs de commande en parallèle, ce qui provoquerait la destruction des ballasts. Pour éviter cette situation, on doit apporter des complications supplémentaires dans le câblage d'installation d'un tel système d'éclairage, de sorte que des erreurs de câblage mineures peuvent entraîner une destruction étendue des ballasts. D'autre part, dans un ballast à réglage ou atténuation d'éclairage, il est habituel d'utiliser une valeur de tension variable sur les entrées de réglage, pour fournir au ballast l'information concernant le niveau désiré d'émission de lumière.Puisque le ballast est une source d'énergie à haute fréquence, il peut facilement in- duire des composantes de bruit dans les conducteurs de commande, ce qui perturbe le fonctionnement des lampes. Ce- la est particulièrement vrai si la tension de commande est proche de zéro volt lorsque les lampes sont à leur réglage le plus bas. Dans ces conditions, les lampes sont plus sensibles aux perturbations et un bruit recueilli sur les conducteurs de commande est plus important par rapport à la tension de commande relativement basse aux niveaux de fai- ble émission de lumière. Enfin, la plupart des ballasts à atténuation suivant l'art antérieur ont une plage de réglage limitée et ils font varier l'émission de lumière de leurs lampes dans un rapport de 10 à 1 seulement ou même moins. Bien que cela convienne pour des applications de gestion d'énergie, c'est insuffisant pour la plupart des applications esthétiques ou architecturales de réglage d'éclairage,oi une plage de 100 à 1 est plus couramment exigée. La souplesse supplémentaire procurée par une telle possibilité de réglage dans une grande plage accroît sensiblement la valeur fonctionnelle 25693Z7 et commerciale du dispositif à haute fréquence par rapport au ballast normal à fréquence de ligne non commandé. Ainsi, puisque le ballast à haute fréquence est plus coûteux de façon inhérente, il est nécessaire d'offrir des avantages de fonctionnement importants pour justifier le prix iné- vitablement plus élevé. Plusieurs références de l'art antérieur com- portent beaucoup des points ci-dessus. Le brevet US 4 414 491 du 8 Novembre 1983 décrit un ballast électronique non atténuateur comportant relativement peu de composants mais utilisant deux dispositifs semi-conducteurs de puissan- ce, un gros condensateur de filtrage et une structure magné- tique relativement complexe. En outre, la structure magné- tique illustrée est fabriquée en matériau relativement cher. Un dispositif similaire est décrit dans le brevet US 4 392 087 du 5 Juillet 1983, qui utilise deux dis- positifs semi-conducteurs de puissance, des structures ma- gnétiques complexes et un gros condensateur de filtrage. L'atténuation est obtenue par réduction de tension ou modu- lation de largeur d'impulsion des dispositifs de puissance, mais la plage d'atténuation ne peut pas dépasser un rapport de 10 à 1 avec des lampes fluorescentes normales. Le brevet US 4 358 716 du 9 Novembre 1982 dé- crit un ballast électronique qui peut être atténué par une commande de cycle de travail d'impulsions à haute fréquence pour des lampes à décharge de gaz. Ce dispositif comporte également deux dispositifs de puissance et un gros conden- sateur de filtrage décrits plus haut. Le circuit représenté dans le brevet US 4 392 086 du 5 Juillet 1983 améliore le facteur de puissance par remplacement du gros condensateur et utilisation d'une petite alimentation auxiliaire qui sert à maintenir l'amor- çage de l'arc de la lampe pendant les périodes du cycle de la ligne d'alimentation à 50 ou 60 Hz o la tension est trop faible pour un fonctionnement correct de la lampe. Toutefois, on utilise deux dispositifs de puissance et plusieurs structures magnétiques et la plage de réglage d'atténuation est relativement limitée. Le brevet US 4 277 728 du 7 Juillet 1981 uti- lise également un condensateur de filtrage en courant con- tinu relativement petit, en combinaison avec un régula- teur de commutation actif pour améliorer le facteur de puissance. On utilise trois dispositifs semi-conducteurs de puissance et il faut un grand nombre d'éléments magné- tiques complexes pour réaliser les circuits. On obtient une plage de réglage de 10 à 1 seulement. Dans tous les brevets suivant l'art antérieur précités qui comportent une atténuation, les conducteurs de commande de l'atténuation sont galvaniquement reliés aux conducteurs de puissance en courant alternatif. Cela entraîne les complications de câblage citées plus haut et le risque de défaut catastrophique de câblage. Les brevets US 3 619 716 et 3 731 142, de Lutron Electronics Co.,Inc., et le brevet US 3 265 930 dé- crivent un dispositif unique de commutation de puissance dans un ballast électronique. En particulier, les brevets 3 619 716 et 3 731 142 décrivent la commande de lampes à décharge de gaz au moyen d'un dispositif de commutation de puissance unique et d'un circuit de formation d'impulsions branché de part et d'autre de la lampe. Par maintien du temps de conduction du dispositif de puissance à une va- leur faible par rapport à la constante de temps de l'arc de la lampe, on évite la dérive du courant de lampe et l'énergie stockée dans le circuit de formation d'impulsions peut circuler à travers l'arc lorsque le commutateur de puissance est dans l'état non conducteur. L'utilisation d'un commutateur unique supprime les inconvénients de prix et de manque de fiabilité, décrits plus haut, et l'énergie stockée dans le circuit de formation d'impulsions permet un réglage d'atténuation dans une grande plage. Ces princi- pes ont été appliqués industriellement en 1974 dans un ballast électronique à atténuation vendu par Lutron Electro- nics Co., Inc., sous la désignation commerciale de "Hi- Lume". Le circuit de ballast "Hi-Lume" utilise une simple inductancecomme circuit de formation d'impulsion et une résistance de détection de courant est placée en série avec le courant d'arc de la lampe. Le circuit de commande redresse et filtre la chute de tension dans la résistance de détection de courant, qui est proportionnelle au courant d'arc de la lampe. Cette valeur est comparée à l'entrée de tension de commande de l'atténuation et le cycle de travail du dispositif de commutation de puissance unique (un tran- sistor de commutation) est réglé jusqu'à ce que le courant d'arc de la lampe soit stable,à la valeur fixée par la gran- deur de la tension de commande de l'atténuation. Un gros con- densateur de filtrage fournit une tension continue lissée a la partie inverseur du circuit. L'utilisation d'une servo- boucle de réaction précise, qui pilote directement le cou- rant d'arc de la lampe, donne au circuit "Hi-Lume" une capa- cité d'atténuation très stable dans une plage dépassant un rapport d'émission de lumière de 100 à 1, sans effet de stries ou de clignotement visible dans les lampes. Actuellement, dix ans après son introduction, le dispositif "Hi-Lume" reste le dispositif de commande d'at- ténuation de lampe fluorescente le meilleur sur le marché. Toutefois, pour obtenir cette qualité de fonctionnement, certains compromis sont nécessaires. Ainsi, le gros conden- sateur de filtrage entratne un facteur de puissance relative- ment médiocre et les capacités des lampes du circuit dérivé doivent être déclassées. Le circuit de commande est relative- ment complexe, afin de stabiliser la servo-boucle interne, et il en résulte un coût élevé, même si un dispositif de puissance unique et une structure magnétique relativement simple suffisent. La fiabilité inhérente est très bonne, du fait de la structure à dispositif de puissance unique, mais un défaut de câblage des conducteurs de lampe peut provoquer des dégâts puisqu'ils sont directement raccordés au commutateur de puissance et au circuit de commande. De plus, les conducteurs de commande de l'atténuation sont reliés directement à la ligne de courant alternatif par l'intermédiaire du redresseur à pont. Cela a pour conséquen- ce un coût plus grand puisqu'il faut utiliser un circuit am- plificateur d'isolation et un circuit de réduction des poin- tes de courant, en association avec un nombre significatif de ces dispositifs. La présente invention conserve la structure de base simple et l'excellente caractéristique d'atténuation du dispositif "Hi-Lume", tout en améliorant sensiblement des domaines tels que la simplicité du circuit de commande, le facteur de puissance, la protection contre les défauts de câblage, l'isolation du circuit de commande et l'immuni- té au bruit. Ainsi, le circuit suivant la présente inven- tion utilise encore un seul commutateur de puissance et une seule structure magnétique. Toutefois, la résistance de détection de courant est placée en série avec le disposi- tif de commutation de puissance et non avec la lampe. De plus, la lampe est isolée galvaniquement du circuit de com- mutation. Ces précautions éliminent pratiquement le risque de défaillance du circuit dû à un mauvais câblage des con- ducteurs de lampe, puisque de telles erreurs ne peuvent plus mettre hors service le circuit de détection de courant ou provoquer des mises à la terre directes de la ligne d'a- menée de courant alternatif. D'autre part, le condensateur de filtrage peut maintenant être de valeur relativement petitç,servant à établir un court-circuit à haute fréquence aux bornes de la source d'alimentation, mais n'affectant pas sensiblement le facteur de puissance de la ligne à 50 ou 60 Hz, à la pleine puissance de lampe. Lorsque l'inverseur fournit la pleine puissance de lampe, le drain de courant sert à décharger rapidement le condensateur de filtrage et la tension de la ligne de courant continu présente une forme d'onde de tension redressée à onde complète non filtrée typique. Ce- la procure un excellent facteur de puissance de la ligne à la pleine puissance d'émission de lampe. Aux très fai- bles valeurs d'émission de lampe, la tension du condensa- teur est lissée et elle ne suit pas la forme d'onde de la tension de ligne, de sorte que le facteur de puissance est réduit. Toutefois, aux faibles valeurs d'émission, un fai- ble facteur de puissance n'a pas d'inconvénients notables et la forme d'onde de courant continu plus lisse sert à améliorer la stabilité de la lampe et la caractéristique d'atténuation,tout à l'extrémité inférieure de la plage de réglage. Le circuit de commande décrit plus haut fonc- tionne également d'une manière sensiblement différente de celle des dispositifs suivant l'art antérieur. Dans le brevet US 3 265 930 précité, le courant d'arc de lampe est contrôlé et commande directement l'état de conduction du dispositif de commutation de puissance en série. Le dispo- sitif devient conducteur et reste conducteur jusqu'à ce que le courant d'arc atteigne une limite supérieure prédéter- minée, et le dispositif de puissance s'ouvre et reste ou- vert jusqu'à ce que le courant d'arc tombe au-dessous d'une deuxième limite. Dans la présente invention, on ne mesure pas le courant d'arc de la lampe mais on utilise à la place le courant du commutateur de puissance, pour éviter les problèmes de mauvais câblage décrits plus haut. En outre, dans la présente invention, le commutateur de puissance res- te conducteur jusqu'à ce qu'une limite supérieure de courant soit dépassée mais il se coupe et reste coupé jusqu'à ce qu'un oscillateur interne lui envoie un signal pour repren- dre l'état conducteurafin de commencer un autre cycle. Ce- !11 la fixe la fréquence de fonctionnement du circuit à une valeur connue, au lieu que cette fréquence soit fonction de paramètres de lalampe, comme dans le brevet US 3 265 930. Cela rend l'émission de lumière de la lampe moins dépendan- te des variations de la tension de ligne et de la tension d'arc de lampe et évite le fonctionnement dans une plage de fréquence audible, dans laquelle un bruit "chantant" gênant peut être remarqué par les utilisateurs de la zone éclairée. Le circuit du brevet US 3 265 930 coupe dga- lement le commutateur de puissance,à une valeur fixe pré- déterminée du courant. Suivant la présente invention, cette limite est fonction de la tension instantanée de ligne. Ce type de commande permet d'obtenir une forme d'onde de cou- rant de ligne presque sinusoïdale qui est en phase avec la tension de ligne. Par conséquent, le facteur de puissance de la ligne, comme mentionné plus haut, est très bon. Cette variation rapide de la valeur du courant de commande, pour suivre l'enveloppe d'onde complète à 120 Hz, ne peut pas être obtenue dans le dispositif existant "Hi-Lume", puis- que les signaux de réaction de courant filtré utilisés dans ce cas répondent trop lentement pour suivre une fonction de correction de fréquence de ligne telle que celle-ci. La réponse rapide de la boucle de courant suivant la présente invention procure également une boucle de commande stable de façon inhérente et réduit beaucoup la complexité du cir- cuit de commande. Enfin, la réponse rapide évite au dispo- sitif de puissance de recevoir des pointes de courant supé- rieures à sa valeur de calcul normale, même dans des condi- tions de fonctionnement anormales, par exemple dans le cas d'erreur de câblage. Le circuit de la présente invention utilise é- galement un dispositif de couplage isolé diélectriquement, entre les conducteurs de commande de l'atténuation et le circuit de commande. Au lieu d'une entrée de tension conti- 2S569327 nue variable, le coupleur est alimenté avec une entrée à onde carrée de cycle de travail variable. Comme déjà in- diqué, cela permet une disposition plus facile du câblage, puisqu'on n'a plus besoin de se soucier d'assurer que des unités comportant des conducteurs de commande en parallèle soient toujours alimentées à partir de la même ligne de phase de courant alternatif. L'immunité au bruit est éga- lement améliorée. L'invention a également pour objet un nouveau procédé permettant d'obtenir qu'une pluralité de lampes com- mandées à partir d'un même circuit de ballast se partagent également le courant d'arc fourni par le ballast. Puisque les lampes à décharge de gaz ont une caractéristique tension d'arc/courant qui présente une résistance décroissante, le fonctionnement de ces lampes en parallèle aboutit toujours à ce qu'une lampe conduise tout le courant et les autres s'éteignent complètement. On connaît deux procédés pour ré- soudre ce problème. Le plus courant consiste à faire fonc- tionner les lampes en série. Bien que cela donne de bons résultats avec plusieurs lampes à 50 ou 60 Hz et avec deux lampes à de hautes fréquences, les tensions plus élevées qui sont nécessaires peuvent créer des difficultés pour ré= pondre aux normes de sécurité U.L. ou autres. En outre, dans une large plage de réglage d'atténuation, les courants capacitifs de fuite deviennent très sensibles, pour un ré- glage inférieur à 1% de la pleine émission nominale, et le fonctionnement en série de trois lampes ou davantage engen- dre un déséquilibre grave de l'émission des lampes aux fai- bles valeurs d'éclairage. Une deuxième méthode connue pour résoudre ce pro- blème consiste à faire fonctionner les lampes en parallèle, à l'aide de transformateurs d'équilibrage de courant, petits mais coeteux, pour empêcher une lampe de prélever tout le courant d'arc disponible. Dans un appareil à deux lampes, un seul transformateur d'équilibrage est nécessaire mais un 25693Z7 * groupe de quatre lampes exige trois transformateurs d'équi- librage, de sorte que le prix et la complexité sont très sensibles. L'utilisation d'un transformateur de sortie isolé,dans la présente invention, ainsi que la commande du courant de commutation de puissance, procurent un nouveau procédé pour obliger le courant de lampe à se partager en- tre une pluralité de lampes. Comme déjà indiqué, deux lam- pes en série fonctionnent correctement mais on rencontre des difficultés avec un nombre de lampes supérieur à deux. La présente invention utilise un inducteur sépare de sto- ckage d'énergie et deux transformateurs de sortie dont les enroulements primaires sont reliés en série. La charge sur chaque transformateur est de une ou plusieurs, de préféren- ce deux, lampes raccordées en série. Cela procure l'effet de quatre lampes en série, avec les propriétés inhérentes de partage de courant, mais les tensions aux secondaires des transformateurs ne sont pas plus élevées que dans le cas de deux lampes. Dans cette disposition, il y a trois éléments magnétiques distincts. Lorsqu'on utilise un seul transformateur de sortie, l'inductance de stockage peut facilement être incorporée comme une partie de la struc- ture du transformateur lui-même, de sorte qu'un seul élé- ment magnétique est nécessaire. De même, la structure à trois éléments décrite ci-dessus peut être intégrée en un seul élément magnétique. Bien qu'un tel élément soit rela- tivement complexe, la possibilité de partager tout le reste du circuit entre quatre lampes au lieu de deux apporte un gain de prix pour l'unité globale. Comme indiqué plus haut, une caractéristique importante de l'invention réside dans l'emploi d'un seul commutateur de puissance. Il faut noter toutefois que le commutateur de puissance unique peut être réalisé, d'une manière nouvelle, au moyen d'un dispositif bipolaire à haute tension et d'un dispositif de puissance a transistor métal/oxyde à effet de champ MOSFET à basse tension, rac- cordés en cascade. Le dispositif bipolaire à haute tension procure les caractéristiques nécessaires de haute tension pour le commutateur, tandis que le MOSFET-de puissance à basse tension procure une très grande vitesse de fonction_- nement. Dans le mode préféré de réalisation de l'invention, un dispositif bipolaire NPN est relié en série avec les électrodes de drain et de source d'un MOSFET de puissance à basse tension. L'enroulement primaire d'un transformateur de courant est inclus dans la liaison entre l'émetteur du transistor bipolaire et le drain du MOSFET de puissance. L'enroulement secondaire est ensuite branché entre la base du dispositifbipolaire et le drain du MOSFET. La base du dispositif bipolaire est également reliée à une petite diode Zener dont l'autre borne est raccordée à la borne de source du MOSFET de puissance. Ce nouveau circuit de com- mande et de commutation,qui constitue en fait un seul dis- positif de commutation de puissance, procure une haute ten- sion, une coupure à grande vitesse et il est très facile à piloter. Le circuit empêche également une deuxième cou- pure du transistor bipolaire. L'invention sera mieux comprise à la lumière de la description de ses formes de réalisation, non limita- tives, représentées sur les dessins annexés dans lesquels: Fig. 1 est un schéma du circuit d'un dispositif d'atténuation "Hi-Lume" suivant l'art antérieur; Fig. 2 est un schéma du circuit conforme à la présente invention; Fig. 3 illustre la tension de sortie du con- densateur de filtrage de la figure 2, lorsque l'inverseur fournit la pleine puissance d'émission de lampe; Fig. 4 illustre la tension sur le condensateur de filtrage de la figure 2, pour une puissance de lampe ré- duite Fig. 5 est un schéma du circuit d'un nouveau 693?27 transformateur de sortie isolé utilisant plusieurs lampes qui sont obligées de se partager également le courant; et Fig. 6 est un schéma d'iun mode de réalisation du nouveau commutateur unique de puissance et de son cir- cuit de pilotage électrique. On se reporte d'abord au circuit de la figure 1 qui représente un ballast électronique "Hi-Lume" suivant l'art antérieur, capable d'un grand degré de régulation et qui a été fabriqué et vendu par la présente demanderesse depuis de nombreuses années. Le circuit est alimenté à par- tir d'une source 10 de courant alternatif qui peut être une source de tension commerciale usuelle, c'est-à-dire 110, 220 ou 277 volts à 50 ou 60 Hz. La sortie de la source 10 est appliquée à un redresseur 11 à pont à onde complète à une seule phase qui fournit une sortie redressée aux bornes d'un condensateur de filtrage 12 relativement grand, qui est un condensateur électrolytique. La borne positive du pont 11 est également raccordée au collecteur d'un tran- sistor de commutation bipolaire 13, représenté schématique- ment, lui-même relié à un ballast inductif 14 et à une lampe 15 à décharge de gaz qui peut être toute lampe dési- rée à décharge de gaz, par exemple une lampe fluorescente. Des prises 16 et 17 sur le ballast 14 procurent une source de tension de chauffage pour les filaments de la lampe 15 à décharge de gaz. Une résistance 18 de détection de courant est raccordée en série avec la lampe 15 et elle fournit une tension de sortie qui est appliquée à un circuit de commande 19. Ce dernier peut être de tout type désiré et il reçoit une tension de commande d'atténuation sur des conducteurs d'entrée 20 et 21 qui commandent, en combinaison avec la résistance 18 de détection de courant, le signal de commande appliqué à la base du transistor 13 et tendent à réguler la sortie de manière à maintenir le courant traversant la résistance 18 de détection de courant à une valeur fixée par le signal de commande de tension d'atténuation sur les conducteurs 20 et 21. Le circuit de la figure 1 est une structure relativement simple possédant une excellente caractéristi- que d'atténuation. Le circuit utilise la simple inductance 14 comme circuit de formation d'impulsion et la résistance 18 de détection de courant est en série avec le courant d'arc de la lampe. Le circuit de commande 19 est conçu pour redresser et filtrer la tension aux bornes de la ré- sistance 18, qui est proportionnelle au courant d'arc de lampe. Cette valeur de tension mesurée est ensuite compa- rée à l'entrée de tension de commande d'atténuation et le cycle de travail du transistor de commutation 13 est alors corrigé jusqu'à ce que le courant d'arc de lampe soit stable,à la valeur fixée par la grandeur de la tension de commande d'atténuation appliquée aux conducteurs 20 et 21. Le gros condensateur de filtrage 12 fournit simplement une tension continue lissée à l'iwnverseur du circuit. Le circuit de la figure 1 comporte une boucle de servo-réaction précise qui procure une caractéristique d'atténuation très stable. Toutefois, c'est aux dépens d'un condensateur de filtrage plus grand, ce qui abaisse le fac- teur de puissance du circuit. En outre, le circuit de com- mande 19 est relativement complexe, afin de former une ser- vo-boucle interne stabilisée et il est relativement coûteux. Ainsi, l'ensemble du circuit est relativement codteux bien qu'on utilise seulementun commutateur de puissance unique et une structure magnétique relativement simple. Un mauvais câblage des conducteurs:de lampe pour la lampe 15 peut éga- lement provoquer des détériorations, puisque les conduc- teurs sont directement raccordés au commutateur de puis- sance 13 et au circuit de commande 19. De plus, les conduc- teurs de commande d'atténuation sont nécessairement reliés à la ligne de courant alternatif, à travers le redresseur 11 branché en pont (cette liaison n'est pas représentée). Par conséquent, le prix est augmenté puisqu'il faut utili- ser un circuit amplificateur d'isolation et un circuit de réduction des pointes de courant,en association avec un nombre significatif quelconque des circuits de la figure 1. La figure 2 est un schéma du circuit de la présente invention qui conserve la structure de base simple et l'excellente caractéristique d'atténuation du circuit suivant l'art antérieur représenté sur la figure 1. Dans le cas du circuit de la figure 1, le condensateur 12 est de 300 microfarads environ, tandis que dans le circuit de la figure 2, il est de 3 microfarads environ. Suivant la taille de la charge de lampes, les circuits suivant l'art antérieur utilisent des capacités aussi faibles que 35 mi- crofarads, pour de faibles charges de lampes. Toutefois, l'invention prévoit l'utilisation de capacités inférieures à 30 microfarads environ, même pour de fortes charges de lampes. Comme représenté également sur la figure 2, le transformateur de ballast est constitué par un transfor- mateur 30 à deux enroulements, comportant un enroulement primaire 31 qui est isolé diélectriquement de l'enroule- ment secondaire 32 et couplé magnétiquement à celui-ci. L'enroulement secondaire 32 comporte des prises 16 et 17 pour alimenter le filament de la lampe 15 à décharge de gaz. Le transistor de commutation 13 de la figure 2 est relié en série avec l'enroulement 31 et en série avec la résistance 18 de détection de courant. De façon remar- quable, la résistance 18 de détection de courant de la figu- re 2 est reliée en série avec le transistor 13 et non en sé- rie avec le courant effectif de la lampe 15 comme dans le cas de la figure 1. Une autre modification remarquable du circuit de la figure 1 réside dans l'utilisation d'un opto-isola- teur 35 usuel,pour le couplage du signal d'entrée aux li- gnes d'entrée de commande 20 et 21 du circuit de commandel9. * voir à la page 23. L'opto-isolateur 35 est constitué de tout agencement inter- ne usuel, par exemple une diode à émission de lumière qui est couplée optiquement à un transistor sensible à la lu- mière mais isolée diélectriquement de celui-ci, ces élé- ments étant illustrés schématiquement sur la figure 2. La disposition représentée pour la lampe 15, qui est alimentée à partir d'un transformateur d'isolement , permet l'isolement galvanique de la lampe par rapport au circuit de commutation. Cette précaution supprime pra- tiquement le risque de défaillance du circuit due à un mau- vais câblage des conducteurs de lampe puisque de telles er- reurs ne peuvent plus mettre hors service le circuit de détection de courant ou provoquer des mises à la terre di- rectes de la ligne de courant alternatif. Dans le circuit de la figure 2, le condensateur de filtrage 12 est beaucoup plus petit et il agit comme un court-circuit à haute fréquence aux bornes de la source de la ligne de courant alternatif 10. Toutefois, le condensa- teur n'affecte pas sensiblement le facteur de puissance de ligne, à la pleine puissance de lampe. Ainsi, lorsque l'in- verseur fournit la pleine puissance de lampe, le drain de courant sert à décharger rapidement le condensateur 12, de sorte que la tension de la ligne en courant continu pré- sente la forme d'onde de tension redressée à onde complète non filtrée typique représentée sur la figure 3. On obtient ainsi un excellent facteur de puissance de ligne, à la pleine émission de la lampe. Toutefois, lorsque le courant d'émission de lampe est relativement faible, la tension aux bornes du condensateur 12 ne suit pas la forme d'onde de la tension de ligne mais elle est par exemple telle que représenté sur la figure 4. Par conséquent, aux faibles va- leurs d'émission, le facteur de puissance est réduit. Cela n'a toutefois pas d'inconvénient sensible aux faibles va- leurs de courant et la forme d'onde de courant continu plus lisse améliore la stabilité de lampe et la caractéristique d'atténuation à l'extrémité inférieure de la plage de ré- glage d'atténuation. Comme indiqué plus haut, il est également re- marquable dans le nouveau circuit représenté sur la figure 2 qu'on ne mesure pas le courant d'arc de lampe par la résistance 18 de détection de courant, comme dans le cas de la figure 1, mais on mesure à la place le courant du commutateur de puissance. Ce branchement sépare la résis- tance 18 de détection de courant des bornes de la lampe et aide ainsi à éviter des problèmes d'erreur de câblage. En outre, dans l'utilisation du circuit suivant l'invention, le dispositif 13 de commutation de puissance reste conduc- teur jusqu'à ce qu'une limite supérieure de courant soit dépassée, puis il se coupe et reste coupé jusqu'à ce qu'un oscillateur interne (non représenté),prévu dans le circuit de commande 19,le ramène à l'état conducteur, afin de com- mencer un nouveau cycle. Cela fixe donc la fréquence de fonctionnement du circuit à une valeur connue, au lieu qu'elle soit fonction des paramètres de lampe, comme dans l'art intérieur. Il en résulte que l'émission de lumière de la lampe dépend moins des variations de la tension de ligne et de la tension d'arc de lampe et cela évite le fonctionnement dans une plage de fréquence audio dans la- quelle il peut se produire un bruit gênant. Le circuit de la figure 2 comporte également une boucle de courant de commande qui est stable de façon inhérente, procure une réponse rapide et réduit beaucoup la complexité du circuit de commande. Une telle réponse rapide protège le transistor 13 de commutation de puissance contre des pointes de courant supérieures à sa valeur de calcul normale, même dans des conditions de fonctionnement anormales telles que celles qui résultent d'une erreur de câblage. L'emploi de l'opto-isolateur 35 permet une liai- son plus directe des conducteurs de commande d'atténuation au circuit de commande 19. Ainsi, dans le passé, on a uti- lisé une entrée Ol tension continue variable. L'opto-isola- teur 35 permet d'utiliser une entrée à onde carrée de cy- cle de travail variable aux conducteurs de commande 20 et 21, pour une commande plus directe du système. Cela faci- lite également le c4blage, puisqu'il n'est plus nécessaire d'alimenter des ballasts multiples comportant des conduc- teurs de commande en parallèle, à partir de la même ligne de phase de courant alternatif. L'opto-isolateur apporte également une meilleure immunité au bruit pour le système. La présente invention procure également un nouvel agencement pour l'alimentation d'une pluralité de lampes à partir d'un circuit de ballastunique, et pour obliger les lampes multiples à se partager également le courant d'arc fourni par le ballast. Ce nouveau circuit de division de courant est représenté sur la figure 5, sur laquelle les composants semblables à ceux de la figure 2 portent les mêmes repères. Ainsi, sur la figure 5, les noeuds 40 et 41 correspondent aux noeuds 40 et 41 de la figure 2. Une inductance de ballast unique 42 est raccordée en parallèle avec des enroulements primaires 43 et 44 de transformateurs 45 et 46 qui comportent des enroulements secondaires respectifs 47 et 48. Le rapport des spires des enroulements 43 et 44 aux enroulements secondaires 47 et 48 peut être de 1;2. Chacun des enroulements 47 et 48 est raccordé de manière à alimenter deux lampes reliées en sé- rie 49-50 et 51-52 respectivement. Des prises d'enroulement 53 et 54 sont reliées à un filament de chacune des lampes 49 et 50 et une prise d'enroulement centrale 55 est reliée aux autres filaments de chacune des lampes 49 et 50, comme représenté sur la figure 5. Une disposition analogue est prévue pour le transformateur 46 et les lampes 51 et 52. Il faut noter qu'on peut utiliser un nombre désiré quelconque de transformateurs 45 et 46, pour obte- nir un nombre désiré quelconque de lampes dans l'instal- lation particulière représentée sur la figure 5. Chaque groupe de lampes comprend seulement deux lampes en série, ce qui limite la tension maximale nécessaire dans le bal- last. Cette nouvelle méthode d'équilibrage du courant en- tre une pluralité de lampes est rendue possible par l'em- ploi du transformateur de sortie isolé et par la disposi- tion à distance de la résistance de détection de courant. L'inductance 42 de la figure 5 agit comme une inductance séparée de stockage d'énergie, tandis que les transforma- teurs de sortie 45 et 46 véhiculent le même courant pri- maire, ce qui assure une division égale du courant entre les lampes 49 à 52. Le schéma représenté sur la figure 5 nécessite trois éléments magnétiques séparés. Le ballast devient donc relativement complexe mais l'aptitude à une répartition forcée du courant entre quatre lampes au lieu de deux ap- porte une diminution de prix très sensible pour l'ensemble de l'unité. Une autre caractéristique de la présente inven- tion concerne un nouveau mode de réalisation du transistor unique 13 de commutation de puissance des figures précéden- tes, ainsi qu'un nouveau mode de commande de ce transistor. Plus précisément et comme représenté sur la figure 6, le dispositif de commutation unique 18 à haute tension peut être constitué d'un transistor NPN 70 à haute tension qui est raccordé en série avec un MOSFET de puissance 71 à bas- se tension. Ces composants sont reliés dans un circuit en cascade, bien connu. Le transistor PNP 70 peut être du type MJE 130071 (Motorola) et le MOSFET 71 peut être du ty- pe BUZ 710 (Siemens). Le transistor bipolaire 70 fournit la résistance nécessaire à la haute tension requise pour le commutateur 13, tandis que le MOSFET 71 procure la grande vitesse de fonctionnement désirée pour le dispositif. On utilise également un nouveau circuit de com- mande, représenté sur la figure 6, qui assure une coopéra- tion dans le fonctionnement des transistors 70 et 71, tout en évitant une deuxième rupture du transistor bipolaire 70. On prévoit ainsi un transformateur de courant 72 qui compor- te 24 spires sur un noyau de ferrite. Une prise 73 à quatre spires est reliée en série entre l'émetteur du transistor et le drain du transistor 71, comme représenté. Le reste de l'enroulement est relié à la base du transistor 70. Une diode de Zener est branchée entre la base du transistor 70 et la source du transistor 71, comme représenté. Le circuit de commande 19 de la figure 2, par exemple, est ensuite re- lié à la gâchette du MOSFET 71 afin de commander le passage à l'état conducteur et non conducteur de la structure de commutation 13. En fonctionnement, si on suppose que le commu- tateur 13 est conducteur et qu'un signal est fourni pour couper le commutateur 13, le MOSFET 71 se coupe très ra- pidement, ce qui provoque une chute brusque du courant émet- teur du transistor bipolaire 70. Le courant de collecteur bipolaire qui circule encore pendant la coupure passe dans la diode de Zener et le conducteur de source du MOSFET, pour couper complètement le transistor bipolaire 70. Ainsi, on peut obtenir une coupure à grande vitesse tandis que le MOSFET est encore bien protégé. Il faut noter que, pendant la conduction du commutateur 13, le courant d'émetteur circule dans la partie 73 à quatre spires du transformateur 72. Par con- séquent, le transformateur 72 agit comme un transformateur de courant et il dirige un cinquième du courant total d'é- metteur dans la base, ce qui engendre la commande de base du transistor 70. Le noyau de ferrite est prévu de sorte qu'il ne se sature pas pendant cette opération. Par suite, le circuit de la figure 6, décrit ci-dessus, agit pour effectuer une coupure à grande vites- se et il est très facile à piloter. En outre, une deuxième rupture du transistor bipolaire 70 est empêchée, ce qui rend le transistor bipolaire plus robuste. Il est entendu que des modifications de détail peuvent être apportées dans la forme et la construction du dispositif suivant l'invention, sanssortir du cadre de celle-ci. * Insérer à la page 17,ligne 8: De plus, le circuit de commande est sensiblement simplifié et on obtient une amélioration du facteur de puissance, de la protection contre les erreurs de câblage, de l'isolation du circuit de commande et de l'immunité au bruit. Sur la figure 2, les composants semblables à ceux du circuit de la figure 1 portent des repères identiques. Toutefois, sur la figure 2, le condensateur 12 est beaucoup plus petit. Revendications 1. Ballast électronique pour une lampe à décharge de gaz, ce ballast électronique pouvant être réglé dans une grande plage d'émission de lumière, ledit ballast compre- nant un circuit d'entrée (10) de courant alternatif; un redresseur (11) à onde complète comportant des bornes de courant alternatif reliées au circuit d'entrée de courant alternatif et des bornes de sortie de courant continu; un condensateur de filtrage (12) branché aux bornes de sor- tie de courant continu; des moyens de transformation (30) comportant des enroulements primaire (31) et secondaire (32) diélectriquement isolés; une lampe (15) à décharge de gaz raccordée aux bornes de l'enroulement secondaire; un dispositif de commutation unique (13) à semi-conduc- teur, comportant une électrode de commande et des première et deuxième bornes de puissance; des moyens de détection de courant (18); un circuit de commande (19) raccordé à l'électrode de commande et qui agit pour faire passer les moyens de commutation à l'état conducteur et non conduc- teur à une cadence commandée de cycle de travail; un cir- cuit (20,21) de détermination du niveau d'atténuation, rac- cordé au circuit de commande pour fixer le cycle de tra- vail à une valeur liée à-un degré donné d'atténuation de la lampe; les moyens de détection de courant étant reliés au circuit de commande et agissant pour régler le cycle de travail à une valeur qui maintient le courant traversant les moyens de détection de courant à une valeur liée à celle qui est demandée par le circuit de détermination du niveau d'atténuation; caractérisé en ce que les bornes de sortie de courant continu, l'enroulement primaire, le dis- positif unique-de commutation à semi-conducteur et les mo- yens de détection de courant sont reliés en série fermée. 2. Ballast électronique, suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le condensateur de filtrage (12) a une valeur inférieure à 30 microfarads environ. 3. Ballast électronique suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que l'enroulement secondaire (32) com- porte des prises de chauffage (16,17) reliées aux éléments de chauffage des filaments de la lampe (15) à décharge de gaz. 4. Ballast électronique suivant l'une des revendlca- tions 1 à 3, caractérisé en ce qu'il Comprend un deuxième transformateur (45,46) comportant des enroulements primai- re (43,44) et secondaire (47,48) isolés diélectriquement; les enroulements primaires dudit transformateur et dudit deuxième transformateur étant reliés en série dans ledit circuit fermé en série; une inductance (42) reliée en parallèle avec les enroulements primaires reliés en série; et une deuxième lampe à décharge de gaz (49,50) branchée entre les bornes de l'enroulement secondaire. 5. Ballast électronique suivant la revendication 4, caractérisé en ce qu'au moins deux lampes à décharge de gaz (49,50;51,52) reliées en série sont branchées entre les bornes de chacun des enroulements secondaires (47;48). 6. Ballast électronique suivant l'une des revendica- tions 1 à 5, caractérisé en ce qu'un opto-isolateur (35) accouple le circuit (20,21) de détermination du niveau d'at- ténuation au circuit de commande (19). 7. Ballast électronique suivant l'une des revendiOa-: tions 1 à 6, caractérisé en ce que le dispositif unique de commutation à semi-conducteur est un transistor bipolaire. 8. Ballast électronique suivant l'une des revendica- tions 1 à 7, caractérisé en ce que le dispositif unique de commutation à semi-conducteur comprend un transistor bipo- laire (70) à haute tension et un MOSFET de puissance (71) à basse tension, reliés en cascade. 9. Ballast électronique suivant la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comprend un transformateur de cou- rant (72) comportant une borne de prise (73) et des bornes d'extrémité; ces bornes d'extrémité étant reliées à la base du transistor bipolaire (70) et au drain du MQSFET (71) respectivement; la borne de prise étant reliée à l'é- metteur du transistor bipolaire; la source du MOSFET et le collecteur du transistor bipolaire étant branchés dans le circuit en série; et une diode de Zener étant branchée entre la base du transistor bipolaire et la source du MOSFET.