Brevet FR2568430A1 — publié le 19860131

Poste émetteur-récepteur à réception homodyne. La présente invention se rapporte aux postes émetteurs-récepteurs à réception homodyne, c'est-à-dire aux postes dans lesquels une source fournit un signal qui est utilisé, d'une part, comme signal d'émission pour être transmis et, d'autre part, comme signal d'excitation pour être appliqué sur la première entrée d'un premier conv#ertisseur de fréquence qui reçoit sur sa seconde entrée le signal reçu par le poste. Dans la partie réception d'un poste homodyne deux modulations apparaissent: la modulation locale contenue dans le signal qui sert à la première transposition de fréquence et la modulation utile c'est-à-dire la modulation du signal reçu. Or, dans les postes homodynes connus, la modulation locale apparaît plus au moins fortement dans le signal reçu et démodulé, si bien que, lorsque simultanément le poste émet et reçoit des informations, les informations reçues sont perturbées par les informations emises. La présente invention a pour but, dans un poste émetteurrécepteur à réception homodyne dont l'oscillateur émetteur est très stable de par sa conception même, de permettre un effacement (modulation suppression dans la littérature anglo-saxonne) efficace; c'est-à-dire de permettre de débarrasser, dans la partie réception, le signal à démoduler du signal parasite dû à la modulation d'émission. Ceci est obtenu par une commande de l'amplitude du signal de modulation de l'oscillateur émetteur en fonction d'un signal produit à partir du signal de modulation locale et d'un signal provenant de la transposition en fréquence puis de la démodulation du signal de sortie de l'oscillateur émetteur. Cette façon d'opérer rappelle la stabilisation de la déviation en fréquence d'un poste émetteur à modulation de fréquence par comparaison avec un signal stable servant d'étalon de mesure. La demande de brevet publiée GB 2 019 145 décrit un tel émetteur dans lequel la déviation de fréquence de l'oscillateur émetteur est contrôlée par un asservissement qui utilise, comme tension d'erreur, le signal de sortie d'un circuit de corrélation recevant le signal de modulation locale qui sert d'étalon et le signal provenant de la transposition en fréquence puis de la démodulation du signal d'émission.L'étude de l'application de cette méthode à un poste homodyne fait apparaître un inconvénient majeur qui est dû au fait que le signal provenant de la transposition en fréquence et de la démodulation du signal d'émission est très nettement plus faible, à la sortie du démodulateur, que le signal utile; or le signal utile est utile pour la réception proprement dite mais est perturbateur pour l'asservissement car il provo que une saturation du circuit de corrélation; l'inventeur a donc essayé de mettre cette méthode en pratique en utilisant des circuits de corrélation aussi peu saturables que possible, mais les résultats obtenus avec les circuits selon les techniques actuelles n'ont pas donné totalement satisfaction. La présente invention a donc également pour but d'éviter la saturation du circuit de corrélation. Ceci est obtenu par un traitement convenable du signal de sortie du démodulateur avant de l'appliquer à l'entrée du circuit de corrélation. Selon l'invention un poste émetteur-récepteur à réception homodyne, comportant une borne destinée à recevoir un signal de modulation, un oscillateur émetteur ayant un accès couplé à la borne, un circuit de transposition de fréquence ayant une premiere entrée couplée à l'oscillateur émetteur, un oscillateur local ayant une entrée couplée à la borne et une sortie couplée à une seconde entrée du circuit de transposition de fréquence et un circuit de démodulation couplé à une sortie du circuit de transposition de fréquence, est caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de corrélation ayant une première et une seconde entrée respectivement couplées à la borne et à la sortie du circuit de démodulation et un amplificateur variable pour coupler l'un des oscillateurs à la borne, en ce que l'amplificateur variable a une entrée couplée à une sortie des moyens de corrélation, et en ce qu'il comporte, en série, un amplificateur non linéaire et un circuit de dérivation pour coupler la sortie du circuit de démodulation à la seconde entrée des moyens de corrélation. La présente invention sera mieux comprise et d'autres caractéris tiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des figures s'y rapportant qui représentent: - la figure 1 un schéma partiel d'un poste émetteur-récepteur, selon l'invention; - les figures 2a à 2c des représentations de signaux produits dans le poste selon la figure 1. - la figure 3, un schéma servant de complément au schéma de la figure 1; - la figure 4, des graphiques relatifs aux circuits de la figure 3 - la figure 5, une vue plus détaillée d'un élément de la figure 3. La figure 1 est un schéma partiel d'un poste émetteur-récepteur fonctionnant en ondes millimétriques, avec une réception homodyne, c'est-à-dire où la première transposition de fréquence du signal reçu se fait à l'aide d'un signal d'un oscillateur émetteur, 1, du poste. Une antenne, 4, du type cornet, est couplée à ce poste émetteur et sert à la fois pour l'émission et pour la réception. La figure 1 représente un circuit à retard réglable, 15, qui reçoit, à travers une borne M, un signal binaire de modulation, A(t) où t représente le temps, codé en code NRZ (Non Retour à Zéro ou Non Return to Zero dans la littérature anglo-saxonne) et d'un débit de 2M.bits/seconde ; le signal de sortie du circuit à retard 15 sert, après amplification dans un ampliicateur variable 14, de signal pour la modulation en fréquence de l'oscillateur émetteur I. L'oscillateur émetteur I, dont la fréquence centrale de fonctionnement est de 31 GHz, est un montage classique formé d'une diode varactor et d'une diode GUNN disposées dans une cavité hyperfréquence.Le signal de sortie de l'oscilla- teur 1 est appliqué à un premier accès 30 d'un circulateur 3 pour être transmis à l'antenne 4 à travers un accès 31 qui constitue le deuxième accès du circulateur 3 et un accès de l'antenne 4. L'antenne 4 de la figure 1 est destinée à émettre des signaux présentant une fréquence porteuse F1 = 31 GHz, modulés en fréquence par le signal de modulation A(t > . Cette antenne est également destinée à recevoir des signaux présentant une fréquence porteuse F2 = 31,16 Gllz, modulés en fréquence par un signal du même type. que le signal A(t). Les signaux reçus par l'antenne 4 pénètrent dans le circulateur 3 par l'accès 31 et en ressortent par un troisième accès 32. Il est à remarquer qu'en plus du signal reçu par l'antenne 4, apparaît sur le troisième accès, 32, du circulateur 3 une partie du signal fourni par l'oscillateur 1, du fait qu'un circulateur n'est jamais parfait; ceci est mis à profit pour réaliser une première transposition de fréquence du signal reçu par l'antenne, grace à un mélangeur de fréquences, 5, connecté à l'accès 32 du circulateur et suivi d'un circuit de filtrage 6 qui fournit un signal à une première fréquence intermédiaire égale à F2-Fl c'est-à-dire à 160 MHz.Une seconde transposition de fréquence; avec effacement de la modulation due au signal A(t), est effectuée sur le signal de sortie du circuit de filtrage 6; pour cela un autre mélangeur de fréquences, 7, est relié, par ses deux entrées, respectivement aux sorties du circuit de filtrage 6 et d'un oscillateur local 2 très stable en déviation de fréquence (stabilité relative de 10 5 obtenue, comme il sera indiqué plus loin, au moyen d'une commande automatique de fréquence) dont la fréquence centrale de travail est de 140 MHZ; la sortie du mélangeur 7 est reliée à l'entrée d'un circuit de filtrage 8 dont la bande passante va de 20-1,75 MHz à 20 + 1,75 MHz et qui délivre un signal à une seconde fréquence intermédiaire égale à 160 - 140 = 20 MHz.Ce dernier signal est appliqué à l'entrée d'un démodulateur 9 constitué par un discriminateur de fréquences avec, à l'entrée, un circuit limiteur d'amplitude; la sortie du démodulateur 9 fournit un signal d'information B(t) qui est le signal de modulation du signal reçu par l'antenne 4, et qui va être appliqué, à partir d'une borne S, à des circuits d'utilisation propres à la partie réceptrice du poste. Le démodulateur 9 fournit également un signal a(t), de niveau faible devant B(t), qui est un signal résiduel provenant du signal A(t) utilisé pour la modulation de l'oscillateur -1 puis mélangé deux fois (mélangeurs 5 et 7) et démodulé. Pour rendre la valeur du signal a(t) très faible, l'oscillateur 2 de la figure 1 est modulé en fréquence par le signal A(t) de la borne M,amplifié par un amplificateur réglable 18 puis retardé par un circuit à retard réglable 16 de telle sorte que la modulation produite sur le signal de sortie de l'oscillateur 2 et celle due, dans le signal de sortie du circuit de filtrage 6, au signal A(t) aient même amplitude et des phases opposées. Une partie du signal de sortie du démodulateur 9 de la figure I est appliquée, après traitement dans des circuits 10 et 11, sur la première entrée d'un multiplicateur 12 qui reçoit sur sa seconde entrée, à travers un amplificateur réglable 19 suivi d'un circuit à retard réglable 17, le signal binaire de modulation A(t). Le multiplicateur 12 comporte un amplificateur de sortie à grand gain. Un intégrateur 13 reçoit le signal de sortie du multiplicateur 12 et le signal qu'il produit est appliqué à l'entrée de commande de gain de l'amplificateur 14. Dans l'exemple décrit le multiplicateur 12 est un mélangeur en anneau suivi d'un amplificateur et l'intégrateur 13 est une cellule formée d'un résistance en série dans la liaison entre le multiplicateur 12 et l'amplificateur 14, suivie d'un condensateur dont une des armatures est reliée à la masse. Le multiplicateur 12 reçoit respectivement sur ses deux entrées un signal b(t) + a'(t) et un signal A(t) amplifié et retardé ; b(t) et a'(t > correspondent respectivement aux composantes B(t > et a(t > après traitement dans les circuits 10 et Il; l'amplification et le retard appliqués par les circuits 18 et 16 sont réglés de telle sorte que, sur les deux entrées du multiplicateur 12, les signaux provenant de la modulation locale A(t) aient même amplitude et même phase. L'ensemble formé du multiplicateur 12 et de l'intégrateur 13 constitue un circuit de corrélation; en effet le signal de sortie de l'intégrateur 13 peut s'écrire a une constante multiplicative près, en fonction des signaux A(.) et b(t > + a(t# reçus respectivement sur les deux entrées du multiplicateur 14 où T est une constante déterminée par l'intégrateur 13. Or le signal b(t) de modulation reçue prend des valeurs totalement indépendantes des valeurs prises par le signal A(t) de modulation locale; le produit de corrélation de ces deux signaux donne donc une valeur nulle à la sortie de l'intégrateur 13. Il en va différemment du produit de corrélation entre le signal A(t) et le signal a'(t) puisque a'(t) est un signal résiduel provenant de la modulation locale A(t)o Ainsi le signal de corrélation délivré par l'intégrateur 13 pour commander le gain de l'amplificateur variable 1 peut s'écrire sous la forme Lorsque la valeur de a'(t) vient à augmenter cela indique une modification de l'excursion de fréquence de l'oscillateur I ;; mais, du fait de la commande de l'amplificateur 14, cette variation est corrigée, ce qui correspond donc à un contrôle automatique de l'excursion de fréquence de l'oscillateur 1. Dès que le système selon la figure 1 est stabilisé, le signal de sortie du démodulateur 9, a(t) + B(t), ne contient quasiment plus de signal d'erreur, a(t). Or, comme il a été vu au début de cette description, si le signal a(t > + B(t) était appliqué directement au circuit de corrélation 1213, il en résulterait une saturation du circuit de corrélation étant donné que le signal B(t) est très nettement plus fort que le signal a(t). Le signal a(t) + B(t), tel qu'il est observé à l'oscillographe cathodique, a l'aspect indiqué sur la figure 2a; la partie hachurée représente schématiquement l'information à 2M.bitslseconde. L'amplificateur non linéaire 10 a pour but de distordre le signal a(t > + B(t) de manière à faire apparaître la partie située au-dessous de l'axe pour le diagramme de l'oeil; il comporte à cet effet un transistor monté en émetteur commun, alimenté entre 0 et +12 volts et fonctionnant en classe AB avec une tension de collecteur de + 10,6 volts au point de repos. Le signal de sortie de l'amplificateur non linéaire 10 a, vu à l'oscillographe, l'aspect indiqué sur la figure 2b.Le circuit dérivateur 11 fait apparaître la pente des flancs des changements d'état du signal numérique constituant l'information (figure 2c); ceci permet d'amener au circuit de corrélation un échantillon a'(t) du signal d'erreur de valeur suffisante vis-à-vis de l'information utile, b(t), pour que cette dernière n'ait pas un effet de saturation. Au sujet des figures 2a, 2b, 2c il ne faut pas oublier que l'information est contenue dans les fluctuations du signal qui ont été représentées schématiquement par des parties hachurées et non pas dans les variations de plus grande amplitude du signal dues à un signal utile qui doit subsister après traitement par le circuit de corrélation. Il a été indiqué que les fréquences F1 d'émission et F2 de réception étaient respectivement de 31 GHz et 31,16 GHz; en fait la valeur absolue de F2 - F1 peut aller de 155 à 165 MHz. L'oscillateur local, 2, a une bande comprise entre 135 et 145 MHz; un contrôle automatique de fréquence permet de centrer sur 20 MHz + 1,75 MHz le signal de sortie du mélangeur 7. Ce contrôle automatique de fréquence qui apparaît sur la figure 3 a deux fonctions à remplir: - une fonction de recherche qui consiste, en balayant une gamme de fréquences de l'oscillateur local, à rechercher la première fré quence intermédiaire située entre 155 et 165 MHz, et donc permettre l'obtention de la seconde fréquence intermédiaire, - une fonction de correction qui se substitue à la précédente au moment de la capture; le contrôle automatique de fréquence nécessite donc un organe de décision qui effectue une comparaison entre un signal convenablement choisi et un niveau prédéterminé pour déclencher un balayage de recherche en fréquence en l'absence de fréquence intermédiaire et arrêter ce balayage en présence de fréquence intermédiaire; le franchissement de ce niveau prédéterminé doit permettre au démodulateur 9 (figures 1 et 3) d'opérer la capture et le maintien de la seconde fréquence intermédiaire. La figure 3 est une vue partielle, complémentaire de la figure 1, qui montre, d'une part les circuits 2, 7, 8 et 9, et d'autre part une réalisation de la commande de l'oscillateur local 2; cette commande qui n'est pas toujours indispensable dans les postes selon l'invention n'a pas été représentée sur la figure 1. La réponse en fréquence du démodulateur 9 est indiquée sur la figure 4a; cette figure montre que la bande des fréquences d'utilisation du démodulateur, c'est-à-dire la bande où la réponse est linéaire, est d'environ 6 MHz ; cette bande est sensiblement centrée sur 20 MHz. La sortie du démodulateur 9. est branchée sur l'entrée d'un amplificateur à courant continu 21 dont le schéma de réalisation est donné sur la figure 5. L'amplificateur 21 comporte, à partir de son entrée, une résistance ri reliée à l'entrée "+" d'un premier amplificateur à entrées différentielles, 21a, et un second amplificateur à entrées différentielles, 21b, dont l'entrée "+" est reliée à la sortie de l'amplificateur 21a et dont la sortie est couplée à la sortie de l'amplificateur 21 par une résistance R'; cette sortie de l'amplificateur 21 est elle-même reliée à la cathode d'une diode D' dont l'anode est à la masse.L'entrée "+" de l'amplificateur 21a est couplée, par une résistance r2, au curseur d'un potentiomètre P1, également représenté sur la figure 3, dont les extrémités sont respectivement reliées à la masse et à un point de potentiel -12 volts de manière que le curseur soit réglé a' de l'ordre de -5 volts. Quatre résistances r3, r4, r5, r6 complètent le schéma selon la figure 5; elles sont respectivement branchées entre l'entrée"-" de l'amplificateur 21 a et la masse, entre l'entre "-" et la sortie de l'amplificateur 21a, entre l'entrée"-" de l'amplificateur 21b et la masse et entre l'entrée "-" et la sortie de l'amplificateur 21b. Le premier étage de l'amplificateur à courant continu, qui comporte le potentiomètre P1 et l'amplificateur 21a, permet de translater vers -12 volts la tension de sortie du démodulateur; le second étage, qui comporte l'amplificateur 21b, permet une amplification à fort gain. La réponse en fréquence, à la sortie de l'amplificateur 21, a ainsi la forme de la courbe B indiquée sur la figure 4b; cette forme est typique de la partie située entre +5V et +6V de la réponse en fréquence du démodulateur (Figure 4a).Le niveau +12 volts est atteint lorsque le signal à la seconde fréquence intermédiaire est absent ou hors-bande; cette particularité est utilisée pour déclencher le balayage en fréquence de l'oscilla- teur local, 2, par un générateur de dents de scie, 23 (figure 3), qui fournit des dents de scie ascendantes. Le générateur de dents de scie 23 est commandé par un comparateur de tensions, 22, dont l'entrée "-" est reliée d'une part, par une diode D2 et une résistance R2 en parallèle, à la sortie de l'amplificateur 21 et d'autre part, par un condensateur C2, à la masse; l'entrée "+" du comparateur 22 est reliée au curseur d'un potentiomètre P2 dont les extrémités sont respectivement au potentiel +12 volts et à la masse. Le comparateur 22 est commandé par deux tensions: une tension délivrée pour l'amplificateur à courant continu 21 et filtrée de manière dissymétrique par R2, C2, D2 qui, lorsqu'elle est à 12 volts, commande le déclenchement du générateur de dents de scie et une tension de +5 volts, délivrée par le potentiomètre P2 et qui sert de seuil pour le basculement du comparateur. Lsensemble R2-C2-D2 de la figure 3 réalise un filtrage dissymétrique des signaux de sortie de l'amplificateur 21.Lorsque loscil- lateur local, 2, est commandé en fréquence par des dents de scie ascendantes, cela donne une exploration progressive des fréquences élevées vers les fréquences basses de la courbe de réponse du démodulateur (figure boa); ainsi la courbe de réponse B à la sortie de l'amplificateur 21 se transforme en une courbe B' (figure 4b), à l'entrée "-" du comparateur 22.En effet, lors d'une exploration en fréquences, comme la résistance R2 est de valeur très supérieure à l'impédance de sortie de l'amplificateur 21, dans la partie descendante de la courbe B (vers 26 MHz) le condensateur C2 se décharge rapidement à travers la diode D2 et l'impédance de sortie de l'amplificateur 21 ; par contre, dans la partie ascendante de la courbe B (vers 20 MHz), le condensateur C2 se charge lentement à travers la résistance R2 du fait que la diode D2, bloquée, ne court-circuite plus la résistance R2.L'ensemble R2-.C2-D2 permet donc de rentrer rapidement, grâce au balayage en dent de scie9 dans la zone de capture de fréquence, grâce à une descente rapide, et d'y rester suffisamment longtemps, grâce à une remontée lente, pour que le contrôle automatique de fréquence ait le temps d'entrer en action et d'atteindre son état d'équilibre. La tension de sortie du comparateur 22 est soit de 0 volt (pour commander le déclenchement du générateur 23) soit de +12 volts. La dent de scie du générateur 23 est appliquée, à travers une résistance R3, sur la cathode du varactor de l'oscillateur local 2. L'anode du varactor de l'oscillateur local 2 est reliée d'une part aux premières extrémités d'une résistance I91 et d'un condensateur Cl dont les secondes extrémités sont respectivement reliées à la sortie de l'amplificateur à courant continu 21 et à la masse, et d'autre part à l'anode d'une diode D dont la cathode est reliée à la sortie du comparateur 22. La tension appliquée sur l'anode du varactor de l'oscillateur local 2 est, soit la tension de sortie de l'amplificateur à courant continu 21, à travers l'ensemble Rl-Cl, soit la tension 0 volt, tant que la sortie du comparateur 22 est à 0 volt. Cette tension de 0 volt qui est ramenée sur l'anode du varactor par la diode D, permet, grâce à des dents de scie dont l'ampl.,ude va de 0 à -I- 12 volts1 d'effectuer une exploration des fréquen ces de l'oscillateur local 2, qui couvre alors une bande supérieure à 140 + 10 MHz. Cette exploration s'effectue tant qu'aucune seconde fréquence intermédiaire n'est présente. En présence d'une première fréquence intermédiaire située à 160 + 5 MHz, le balayage de ltoscillateur local va permettre de rechercher une seconde fréquence intermédiaire située à 20 + 1,75 MHz. Au moment où cette seconde fréquence intermédiaire est trouvée, un signal de capture, voisin de 0 volt, apparaît à la sortie de l'amplificateur à courant continu 21. Il en résulte un déclenchement du comparateur 22 qui passe à + 12 volts et un arrêt du déclenchement du générateur de dents de scie 23. Néanmoins la dernière dent de scie poursuit sa montée jusqu'à + 12 volts et cette montée est compensée par le signal appliqué sur l'anode du varactor de l'oscillateur 2 et provenant du signal de sortie de Mamplifica- teur à courant continu 21, à travers l'ensemble passe-bas Rl-Cl habituel aux systèmes bouclés de contrôle automatique de fréquence; ceci est possible du fait que la diode D, dont l'anode au moment du basculement du comparateur 22 passe à +12 volts, cesse de maintenir à 0 volt l'anode du varactor. Ainsi toute translation de tension sur la cathode du varactor de l'oscillateur 2 est compensée par une translation correspondante sur l'anode de ce même varactor. Cette translation dure tant que la dent de scie n'a pas atteint + 12 volts.Une trop grande translation vers + 12 volts risque de faire à nouveau basculer le comparateur 22 si l'entrée "-" de ce dernier franchit, en sens inverse, le seuil de +5 volts, c'est pourquoi il est prévu un circuit limiteur pour limiter l'excursion vers le haut de la tension fournie par l'ensemble Rl-Cl. Ce circuit limiteur comporte un transistor NPN, Q, dont la base est couplée par une résistance R4 à l'anode du varactor de l'oscillateur 2 et par un condensateur C4 à la masse, dont l'émetteur est couplé par une résistance R5 à la masse et dont le collecteur est relié à l'anode du varactor. Le circuit limiteur, à travers l'ensemble R4-C4, abaisse le potentiel de R3 au fur et à mesure que le potentiel à la sortie de l'ensemble Rl-Cl croît, grâce au pont constitué par la résistance R3, le transistor Q et la résistance R5. L'invention n'est pas limitée à la réalisation du poste émetteurrécepteur à réception homodyne qui vient d'être décrit; c'est ainsi que l'oscillateur local, 2, pourrait être remplacé, dans le cas où une grande dynamique d'excursion en fréquence ne serait pas nécessaire, par un oscillateur local sans contrôle automatique de fréquence, à condition qu'il soit suffisamment stable. Dans le cas de l'exemple décrit, bien que des solutions connues de contrôle automatique de fréquence, par exemple directement à partir du signal de sortie du circuit 8, auraient pu être employées, la réalisation selon les figures 3 et 5 a été préférée pour la sécurité d'utilisation qu'elle procure. De même, lorsque l'oscillateur émetteur est très stable de par sa conception et qu'il n'est donc pas nécessaire de stabiliser le signal qu'il produit, l'oscillateur 2 n'a plus besoin d'être très stable; en effet dans ce cas le circuit à retard 15 de la figure 1 pourra être directement relié à l'oscillateur émetteur 1 tandis que l'amplificateur variable 14 couplera la sortie du circuit à retard 16 à l'entrée de l'oscillateur local 2. Les électrodes du varactor pourraient également être interverties dans le schéma selon la figure 3, à condition d'utiliser non plus un balayage de l'oscillateur local, 2, par dents de scie ascendantes mais par dents de scie descendantes. Le circuit 21 permettant d'obtenir la fenêtre de capture en fréquence, B, pourrait être réalisé de toute manière classique habituellement employée pour déterminer une telle fenêtre. De même l'ensemble de filtrage dissymétrique, R2-C2-D2, pourrait être remplacé par une liaison directe entre la sortie de l'amplificateur 21 et l'entrée "-" du comparateur 22, et le circuit limiteur, Q,R4,C4,R5, pourrait être supprime. REVENDICATIONS 1. Poste émetteur-récepteur à réception homodyne, comportant une borne (M) destinée à recevoir un signal de modulation, un oscillateur émetteur (1) ayant un accès couplé à la borne, un circuit de transposition de fréquence (5-8) ayant une première entrée (32) couplée à l'oscillateur émetteur (I), un oscillateur local (2) ayant une entrée couplée à la borne et une sortie couplée à une seconde entrée du circuit de transposition de fréquence et un circuit de démodulation (9) couplé à une sortie du circuit de transposition de fréquence, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de corrélation (12, 13) ayant une première et une seconde entrée respectivement couplées à la borne et à la sortie du circuit de démodulation et un amplificateur variable (14) pour coupler l'un des oscillateurs à la borne, en ce que l'amplificateur variable a une entrée couplée à une sortie des moyens de corrélation, et en ce qu'il comporte, en série, un amplificateur non linéaire (10) et un circuit de dérivation (11) pour coupler la sortie du circuit de démodulation (9) à la seconde entrée des moyens de corrélation (12,13). 2. Poste selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplifié cateur variable (14) couple l'oscillateur émetteur (1) à la borne (M). 3. Poste selon la revendication 1, dans lequel l'oscillateur local (2) comporte un varactor, caractérisé en ce qu'il comporte, en série entre la sortie du circuit de démodulation et le varactor, un dispositif de contrôle automatique de fréquence (21,P1,R 1,Cl ,R2,C2,D2,P2,22,23,D,R3,R4, R5,C4,Q). 4. Poste selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif de contrôle automatique de fréquence comporte: un circuit de commande (21,P1,R2,C2,D2,22,D) pour délivrer un signal de capture quand l'amplitude du signal de sortie du circuit de démodulation (9) est comprise entre des valeurs prédéterminée et commander l'oscillateur local (2);une première voie comportant un générateur de signaux périodiques (23) pour coupler le circuit de commande à l'une des électrodes du varactor de l'oscillateur local (2) et commander un balayage en fréquences de I'oscillateur local en l'absence de signal de capture; et une seconde voie comportant un ensemble passe-bas (Rl,Cl) pour coupler le circuit de commande à l'autre électrode du varactor lorsque le signal de capture est présent. 5. Poste selon la revendication 4s caractérisé en ce que le circuit de commande comporte un amplificateur à courant continu (21) ayant une entrée couplée à la sortie du circuit de démodulation et un comparateur de tensions (22) ayant une première entrée couplée à la sortie de l'amplificateur à courant continu et une seconde entrée pour recevoir une tension de référence, en ce que la première voie couple la sortie du comparateur au varactor et en ce que la seconde voie couple la sortie de l'amplificateur à courant continu au varactor 6. Poste selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'amplifié cateur à courant continu (21) est couplé à la première entrée du comparateur de tensions (22) par un ensemble de filtrage (R2,C2 > associé à une diode tel92) pour, selon le sens du courant qui la traverse, courtcircuiter ou décourt-circuiter un élément de l'ensemble de filtrage et rendre le filtrage dissymétrique.