Brevet FR2563395A1 — publié le 19851025

MOYEN DE COMPARAISON A ZERO ET D'OBTENTION DE LA VA- LEUR ABSOLUE D'UN COURANT ET CONVERTISSEUR ANALOGIQUE- NUMERIQUE TRES RAPIDE DE TYPE DICHOTOMIQUE INCLUANT LEDIT MOYEN L'invention a pour objet un moyen de compa- raison à zéro et d'obtention de la valeur absolue d'un courant électrique. Ce moyen comprend essentiellement un pont de diodes dont les points de potentiel haut et bas, c'est-à-dire respectivement le noeud du pont relié à la cathode de deux diodes et celui relié à l'anode de deux diodes, sont à des potentiels fixes VU et VD qui vérifient Vu-VD 1.5 c'est-à-dire les deux noeuds symétriques du pont, re- çoivent respectivement un courant i et son opposé -i, le résultat de la comparaison à zéro étant indiqué par le potentiel d'un des points d'entrée et les courants lil et -lit apparaissant respectivement sur les points de potentiel bas et haut du pont. Ce moyen réalise une comparaison à zéro ana- logique de grande précision et de très grande rapidi- té, en un temps de l'ordre de la nanoseconde. D'autre part, ce moyen est constitué d'éléments passifs et ne consomme donc pas de courant. En fait, la récupération du potentiel d'un des points d'entrée, qui détermine le résultat de la comparaison, nécessite un transistor donc un élément actif. La consommation de ce moyen reste cependant très faible. Ce moyen de comparaison à zéro et d'obten- tion de la valeur absolue d'un courant peut ainsi être avantageusement utilisé dans un grand nombre de dispo- sitifs électroniques dans lesquels une grande préci- sion, une faible consommation et une grande rapidité sont nécessaires. Il peut notamment être incorporé dans un amplificateur opérationnel ou dans un multiplicateur de fréquence. L'invention a aussi pour objet un convertis- seur analogique-numérique à N bits très rapide de type dichotomique comportant N moyens de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur absolue d'un courant. Un convertisseur analogique-numérique est un circuit intégré qui peut être réalisé aussi bien en technologie bipolaire qu'en technologie MOSFET, MESFET ou JFET sur substrat silicium ou arséniure de gallium. Les convertisseurs analogiques-numériques très rapides sont apparus il y a quelques années et, depuis lors, leur utilisation s'est largement répandue aidée en cela par la tendance générale à traiter numé- riquement les signaux analogiques. On peut notamment citer comme domaines d'utilisation de tels convertis- seurs la télévision numérique, l'oscilloscopie numé- rique et de manière générale tous les domaines de traitement de signaux de haute fréquence (radar, ima- gerie,...). Ces circuits permettent de convertir et d'échantillonner à fréquence élevée un signal analogi- que. A ce jour, on peut trouver des composants dont la fréquence d'échantillonnage peut atteindre MHz pour un circuit en technologie MOS et 100 MHz pour un circuit en technologie bipolaire. La résolu- tion des circuits connus est en général limitée à 8 bits. La méthode classique de conversion analogi- que-numérique consiste à comparer un signal de tension V à numériser à 2 signaux de référence découpant ré- gulièrement la gamme úVo-Vref, Vo+Vref des tensions admissibles, N exprimant la résolution en nombre de bits, puis à encoder prioritairement les sorties des 2N comparateurs pour produire un signal numérique de N bits. Cette méthode conduit à deux limitations. D'une part, la résolution excède rarement 8 bits car une telle résolution nécessite déjà 28 soit 256 compa- rateurs. D'autre part, la bande passante est limitée par le fait qu'il faut distribuer le signal d'entrée V sur chacun des comparateurs, ce qui rend nécessaire l'utilisation d'un amplificateur externe. Les performances d'un convertisseur analo- gique-numérique basé sur cette méthode sont également limitées par des difficultés d'ordre technologique dans: - la réalisation d'un réseau résistif très précis pour produire les 2N signaux de tension de référence, - le contrôle de l'offset des comparateurs qui sans cela peut aboutir à donner des codes manquants, c'est-à-dire à l'impossibilité de délivrer un signal numérique donné quelle que soit la tension analogi- que V, - le compromis entre la rapidité et la consommation des comparateurs. On a récemment proposé une nouvelle méthode de conversion analogique-numérique qui donne des per- formances comparables à la première méthode, tout en diminuant le nombre de composants, donc la consomma- tion. Cette méthode utilise le principe connu de di- chotomie. Un convertisseur analogique-numérique met- tant en oeuvre cette méthode comprend un échantillon- neur-bloqueur, recevant le signal de tension V à numé- riser, suivi de N cellules identiques en cascade. Chaque cellule comprend deux éléments: - un comparateur recevant en entrée un signal analogi- que Ve et un signal de référence Vref, - un amplificateur délivrant un signal Vs égal à 2x Ive-V ref:21 e ref' Le signal Ve reçu par une cellule est le signal Vs de la cellule précédente; pour la première cellule, c'est le signal V. L'ensemble des sorties des comparateurs forme la valeur numérisée en code de Gray du signal V échantillonné. Cette méthode n'est pas sans inconvénients. En effet, dans chaque cellule, l'amplificateur appli- que un gain 2 au signal de haute fréquence Ve-Vref:2. Ceci est lié au choix de l'utilisation d'un seuil de comparaison unique Vref:2 pour toutes les cellules. Cette méthode conduit à une limitation des performan- ces du convertisseur car la précision du gain de cha- que amplificateur conditionne la-résolution du conver- tisseur, et ceci dans toute la bande passante. Par ailleurs, la rapidité du convertisseur dépend de la bande passante des amplificateurs et du temps de transit total des N cellules. En effet, on peut dire schématiquement que pendant que l'informa- tion se propage jusqu'au dernier bit, le signal d'en- trée ne doit pas varier de plus de la valeur du bit de poids le plus faible; ce qui nécessite l'emploi d'un échantillonneur-bloqueur qui, à partir d'un certain seuil de rapidité introduit à lui seul plus de limita- tions aux performances que le reste des moyens du con- vertisseur. Un objectif de l'invention est de remédier aux inconvénients des convertisseurs analogique-numé- rique connus mettant en oeuvre la méthode dichotomi- que. A cette fin, l'invention remarque que l'ap- plication d'un gain 2 précis à un signal de haute fré- quence est délicate. Elle propose donc au contraire de ne pas multiplier le gain du signal de haute fréquence mais de diviser par 2, dans chaque cellule, le signal de référence Vref, qui est un signal constant. Elle propose également de travailler sur des signaux de courant au lieu de signaux de tension, en limitant au maximum les excursions en tension en cha- cun des noeuds du circuit. Ceci permet d'obtenir une très grande bande passante avec une consommation ré- duite. De manière précise, un objet de l'invention est un convertisseur analogique-numérique très rapide pour convertir un signal de tension analogique V con- tenu dans un intervalle de tension [Vo-Vref, Vo+Vref[ en une valeur numérique sur N bits, ledit convertis- seur étant caractérisé en ce qu'il comprend: - un étage d'entrée pour convertir le signal V en un courant i, fonction de V-Vo et pour produire son opposé -i, - une source de courant de référence I fonc- tion de Vref, et son inverse -I, - N-1 cellules identiques en série compre- nant chacune deux diviseurs de courant, un moyen de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur absolue et éventuellement un moyen suiveur, ladite cellule re- cevant des courants i et I, et leurs opposés -i et e e e -Ie, et délivrant des courants iS et IS égaux respec- tivement à Jie1-Ie:2 et Ie:2, leurs opposés -i et -IS et éventuellement un signal de tension numérique, - une cellule terminale comprenant un moyen de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur ab- solue recevant un courant ie et son opposé -ie et au moins un moyen suiveur, - un codeur numérique recevant les signaux de tension numérique délivré par les cellules et déli- vrant N signaux binaires bl,..., bN représentant la valeur numérisée du signal de tension analogique V, - un nombre n de moyens de liaison 8, o OSn N-1, chaque moyen de liaison étant disposé entre deux cellules consécutives pour transmettre le courant iS délivré par une cellule à la cellule suivante en isolant les potentiels des moyens de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur absolue desdites cel- lules. Par Jie, on note la valeur absolue de la quantité i. Les moyens de liaison ont pour rôle de limiter les excursions en tension dans le convertis- seur. Le nombre de moyens de liaisons peut être nul, notamment si le nombre de cellules est faible. On note que, dans le cas particulier o N est égal à 1, le convertisseur est un comparateur ana- logique très rapide. Selon un mode préféré de réalisation du con- vertisseur de l'invention, les diodes des ponts sont de type Schottky. Ces diodes ont l'avantage d'avoir une faible tension de seuil, ce qui permet de limiter les excursions en tension dans le convertisseur et de ne pas présenter de phénomène de stockage de charges. Selon une autre caractéristique, on choisit une différence de tension VuVD entre les points haut et bas d'un pont de diode égale à la tension de seuil VS d'une diode du pont. Ceci contribue également à limiter les excursions en tension. Enfin, on prévoit des miroirs de courant dans chaque moyen de liaison pour transmettre d'une cellule à une autre cellule les courants analogiques sans transmettre les potentiels. Selon un premier mode de réalisation, le convertisseur de l'invention comprend N-1 moyens de liaison intercalés entre les N cellules. Le potentiel en un point d'entrée du pont de diodes de chaque cellule peut alors avoir deux valeurs qui sont liées aux potentiels VU et VD. L'une de ces valeurs correspond à ie> O, l'autre à ie Le codeur numérique reçoit alors N signaux de tension binaire délivrés par les N moyens suiveurs des cell ules, chacun de ces signaux correspondant à un état de potentiel du point d'entrée d'un pont de diodes d'une cellule. Selon un second mode de réalisation, le con- vertisseur de l'invention comprend un moyen de liaison entre chaque cellule de rang pair et la cellule sui- vante. Les points d'entrée du pont de diodes d'une cellule de rang pair sont alors directement reliés aux points haut et bas du pont de diodes de la cellule de rang précédent. Dans ce convertisseur, le potentiel en un point d'entrée d'un pont de diodes de rang pair peut prendre quatre valeurs. Le potentiel en ce point peut donc être représenté par le codeur numérique par deux signaux binaires. L'un de ces signaux indique le signe du courant ie et l'autre le signe du courant lie[- Ie:2. Le codeur numérique reçoit donc des si- gnaux quadrivalués de chaque moyen suiveur des cellu- les placées en amont d'un moyen de liaison. Les caractéristiques et avantages de l'in- vention ressortiront mieux de la description qui va suivre, donnée à titre illustratif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés dans lesquels: - la figure 1 illustre le fonctionnement du moyen de comparaison à zéro et d'obtention de la va- leur absolue d'un courant selon l'invention, - la figure 2 illustre l'application dudit moyen de comparaison à la réalisation d'un comparateur analogique, - la figure 3 est une représentation schéma- tique d'un convertisseur analogique-numérique selon l'invention, - la figure 4 est un mode de réalisation de l'étage d'entrée du convertisseur de la figure 3, - la figure 5 est un mode de réalisation d'une cellule du convertisseur de la figure 3, - la figure 6 illustre la mise en cascade de deux cellules du convertisseur, sans moyen de liaison entre elles, - la figure 7 représente un miroir de cou- rant d'un moyen de liaison selon un premier mode de réalisation, - la figure 8 représente un miroir de cou- rant d'un moyen de liaison selon un second mode de réalisation, - la figure 9 représente le moyen de compa- raison à zéro et d'obtention de la valeur absolue d'une cellule relié à deux miroirs de courant et à deux moyens suiveurs. On a représenté sur la figure 1 le moyen de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur absolue d'un courant. Dans la suite du texte, nous désignons ce circuit simplement par moyen de comparaison pour abréger. Ce moyen de comparaison est un pont de dio- des 100, 102, 104 et 106. Les points d'entrée E et E du pont reçoivent respectivement un courant analogique i et son opposé -i. Les points de potentiel haut U et de potentiel bas D, qui sont respectivement le noeud re- lié aux cathodes de deux diodes et le noeud relié aux anodes de deux diodes, sont à des potentiels fixes Vu et VD. En ces points apparaissent respectivement les courants -lil et +lil. Ce circuit permet donc d'effectuer la valeur absolue d'un courant. Il permet aussi de connaître le signe du courant i. En effet, supposons que le courant i soit positif. Alors la diode 106 est passante et le poten- tiel VE du point d'entrée E est égal à Vs+VD, o Vs est la tension de seuil de la diode 106. Si, au contraire, le courant i est négatif, la diode 100 est passante et le potentiel du point E est égal à Vu-VS. Le potentiel du point d'entrée E peut donc prendre deux valeurs qui correspondent, l'une à un courant i positif, l'autre à un courant i négatif. On note que le point d'entrée E peut prendre les mêmes valeurs que le point d'entrée E. Son poten- tiel est le complémentaire de celui de E. Le moyen de comparaison de la figure 1 a été complété sur la figure 2 pour constituer un compara- teur analogique. Les courants i et -i sont ici pro- duits par un étage d'entrée 2 qui convertit en courant une tension analogique V. Le potentiel d'un point d'entrée du pont - ici le point E est traduit en un signal de tension binaire par un moyen suiveur 54. On décrira en référence à un convertisseur analogique-numérique un mode de réalisation de cet étage d'entrée et de ce moyen suiveur. Il est possible de compléter le circuit de la figure 2 pour réaliser un amplificateur opération- nel à très grand gain. Pour cela, il suffit d'ajouter une chaîne de contre-réaction entre la sortie 108 du moyen suiveur 54 et l'entrée 110 de l'étage d'entrée 2 et de porter les points U et D à un même potentiel. D'autres applications du moyen de comparai- son de la figure 1 sont envisageables. A titre d'exemple, on va maintenant décrire un convertisseur analogique-numérique de type dichotomique dont chaque cellule comporte un tel moyen de comparaison. On a représenté sur la figure 3 un dessin schématique du convertisseur analogique-numérique de l'invention. Il comprend un étage d'entrée 2, une source de courant 4, une suite de cellules identiques 561, 62, 2..., 6Nl' une cellule terminale 6N' un ou plusieurs moyens de liaison 8 entre deux cellules con- sécutives et un codeur numérique 10. Le convertisseur analogique-numérique de la figure 1 délivre un signal numérique de N bits b1, b2, 10..., bN correspondant au signal analogique reçu, cha- que cellule contribuant pour un bit au signal numéri- que délivré. L'étage d'entrée 2 reçoit en entrée le signal analogique de tension V à numériser. Ce signal appartient à l'intervalle CVo-Vref, Vo+Vref. L'éta- ge d'entrée 2 délivre un courant analogique i, et son opposé -i, en fonction de l'amplitude du signal de tension V par rapport à V o. La source de courant 4 délivre un courant de référence I, et son opposé -I, dont l'intensité est égale au signal de courant que délivrerait la source de tension 2 si le signal de tension reçu en entrée était égal à Vref. Ces 4 si- gnaux de courant sont appliqués sur les quatre entrées de la première cellule 61. Cette cellule, comme chacune des autres cel- lules, sauf la cellule terminale, possède quatre en- trées el, e2, e3 et e4 et quatre sorties S, s2, s3 et s4. Chacune des N-1 premières cellules reçoit sur son entrée e un courant analogique et sur son entrée e2 le courant analogique opposé, sur son entrée e3 un courant de référence et sur son entrée e4 le courant de référence opposé. Chacune des N-1 premières cellules comprend trois moyens de traitement: un moyen de comparaison 12 identique à celui de la figure 1, - deux diviseurs de courant 14, - éventuellement un moyen suiveur 54. Chacune des N-1 premières cellules réalise la fonction de transfert is=lie1-Ie:2 o les indices e correspondent aux courants reçus en entrée de la cel- lule et l'indice s correspond aux courants délivrés par la cellule. Chaque diviseur 14 a pour fonction de transfert Is=Ie:2 o e représente le signal reçu en entrée et s le signal délivré en sortie. L'ensemble des diviseurs des N-1 premières cellules peut être réalisé simplement par deux réseaux résistifs R/2R, chaque réseau produisant une suite de courants dont les intensités sont en progression géométrique de raison 1/2. La cellule terminale ne comprend qu'un moyen de comparaison 12 et au moins un moyen suiveur 54 mais pas de diviseur de courant. Elle ne comporte que deux entrées e1 et e2 recevant un courant analogique ie et son opposé -ie. Pour chacune des N-1 premières cellules, le moyen de comparaison 12 possède deux entrées reliées aux entrées e et e2 de la cellule et possède deux sorties reliées aux sorties s1 et s2 de la cellule. Chaque diviseur 14 a une entrée reliée à l'entrée e3, e4 de la cellule et une sortie reliée à la sortie s3, s4 de la cellule. Les cellules sont disposées en cascade, c'est-à-dire que la sortie si, o 1 "i4, d'une cel- lule est relié à l'entrée ei de la cellule suivante. Cette liaison peut être directe ou se faire par l'in- termédiaire d'un moyen de liaison 8. On décrira en référence à la figure 6 un mode de réalisation du con- vertisseur de l'invention dans lequel deux cellules successives sont cascadées directement sans moyen de liaison entre elles. Ce moyen de liaison 8 permet de limiter les excursions en tension entre les différentes cellules. Il comprend deux moyens 9a et 9b disposés respective- ment entre les sorties s1 et s2 d'une cellule et les entrées e1 et e2 de la cellule suivante. Les sorties s3 et s4 d'une cellule sont reliées directement aux entrées e3 et e4 de la cellule suivante. La cellule terminale et au moins chaque cel- lule, parmi les N-1 premièrescellules, qui précède un moyen de liaison comprend en outre au moins un moyen suiveur 54 qui délivre au codeur numérique 10 un si- gnal de tension numérique fonction du potentiel d'un point d'entrée E ou E du moyen de comparaison de ladi- te cellule. L'ensemble des signaux délivrés par les cellules au codeur numérique constitue un codage numé- rique de la tension analogique V. Le codeur numérique effectue un transcodage de ces signaux pour déli- vrer un signal numérique à N bits représentatif du niveau de la tension analogique V. On va maintenant décrire en détail chacun des éléments de ce convertisseur analogique-numéri- que. Ces éléments seront représentés en technologie bipolaire. Ces figures peuvent être transposées inté- gralement avec des transistors à effet de champ (FET). On a représenté sur la figure 4 un mode de réalisation de l'étage d'entrée 2 du convertisseur. Cet étage d'entrée comprend un premier grou- pe de deux transistors 16 et 18 montés en Darlington, le transistor 16 recevant sur sa base le signal de tension analogique V, un deuxième groupe de deux tran- sistors 20 et 22 montés en Darlington, le transistor -recevant sur sa base une tension de référence V0. Des résistances identiques 24 et 26 relient respecti- vement les émetteurs des transistors 16 et 18 et les émetteurs des transistors 20 et 22. Une résistance 28 * relie en outre les émetteurs des transistors 18 et 22. Le courant traversant cette résistance 28 est le cou- rant analogique i correspondant à la tension analogi- que "r. Des sources de courant 30, 32, 34 sont éqa- lement prévues de part et d'autre des transistors 16 et 18 pour transporter le courant traversant la résis- tance 28 vers le collecteur dudit transistor. La somme de ces courants est nulle, leur seul rôle est de pola- riser dans le bon sens les jonctions base-émetteur des transistors. La source de courant 30 délivre un cou- rant -I vers les émetteurs des transistors 16 et 18; la source de courant 32 délivre un courant 2I vers les collecteurs desdits transistors et la source de cou- rant 34 délivre un courant -I. Une diode 36 est disposée entre le collec- teur des transistors 16 et 18 et une sortie de l'étage d'entrée pour éviter la saturation du transistor 16. La diode 36 peut être soit constituée d'une ou plu- sieurs diodes en série, soit d'une diode Zener (montée en sens inverse) dans le but de réaliser un décalage de potentiel entre l'entrée de la première cellule et les collecteurs des transistors. Symétriquement, une source de courant 38 dé- livre un courant -I vers les émetteurs des transistors et 22, une source de courant 40 délivre un courant d'intensité 2I vers les collecteurs des transistors 20 et 22 et une source de courant 42 délivre un courant d'intensité -I vers une autre sortie de l'étage d'en- trée. Une diode 44 identique à la diode 36 est dispo- sée entre les collecteurs des transistors 20 et 22 et ladite autre sortie de l'étage d'entrée. L'étage d'entrée représenté sur la figure 4 permet de convertir un signal de tension analogique V et un courant analogique i et son opposé -i en fonc- tion du niveau de la tension V par rapport à la gamme [Vo-Vref Vo+Vref À I1 est clair que l'invention n'est pas limi- tée au cas o le convertisseur analogique numérique comporte un étage d'entrée tel que représenté sur la figure 4 mais que l'on peut, sans sortir du cadre de l'invention, utiliser tout autre étage d'entrée con- vertissant un signal de tension analogique en un si- gnal de courant analogique connu de l'homme de l'art. On a représenté sur la figure 5 un premier mode de réalisation préféré du moyen de comparaison de chaque cellule du convertisseur analogique-numérique. Ce moyen de comparaison comprend un pont de diodes 46, 48, 50, 52 et deux moyens suiveurs 54. Ces diodes sont de préférence des diodes dont la tension de seuil Vs est faible afin de limiter les excursions en tension. Les diodes représentées sont de type Schottky dont la tension de seuil, sur silicium, est de 0,4 volt. Celles-ci sont d'autre part à la base du fonctionnement des dispositifs existant sur substrat GaAs. Les points d'entrée symétriques du pont de diodes, notés E et E, reçoivent respectivement le courant ie et le courant -ie. Les points de potentiel haut et bas, notés U et D, du pont de diodes consti- tuent les sorties du moyen de comparaison. Ces points sont à des potentiels fixes VU et VD. Sur ces sorties sont délivrés respectivement les courants analogiques -is et is égaux respectivement à -JieI+Ie:2 et Jiel- Ie:2, les courants Ie:2 et -Ie:2 étant délivrés par les diviseurs associés à la cellule. Pour la cellule terminale, qui ne comprend pas de diviseur, les courants is et -is délivrés sont égaux à Jiet et -Jiet. Ces courants ne sont pas utili- sés. Seul le signe du courant ie appliqué sur l'entrée de cette cellule est pris en compte. Pour chaque cellule, le signe du courant i e reçu est donné par le potentiel du point d'entrée E (ou du point d'entrée E) comme on l'a indiqué en réfé- rence à la figure 1. Les moyens suiveurs 54 comprenant un tran- sistor 56 et une source de courant 58 permettent d'ap- pliquer les potentiels des points d'entrée E et E sur les entrées du codeur numérique sans perturber le cou- rant à l'entrée du pont. Le bon fonctionnement du pont de diodes im- plique que soit satisfaite la relation VTiVD du pont. On a indiqué que le potentiel du pont d'en- trée E pouvait prendre les deux valeurs Vu-VS et VD+VS. De manière préférée, pour limiter les -excur- sions en tension, on impose que le potentiel VU du point haut U est égal au potentiel VD du point bas D augmenté du potentiel Vs d'une diode. Ainsi les poten- tiels du point d'entrée E (ou du point d'entrée E) sont VD et VD+Vs. L'excursion en tension est limitée à VS. Si au lieu de Vu=VD+Vs on choisit Vu=VD, les potentiels du point d'entrée E sont VD-Vs et VD+VS. L'excursion en tension au point d'entrée du pont de diodes est deux fois plus importante que dans le cas précédent. L'avantage de limiter l'excursion en ten- sion est de permettre la mise en cascade deux cellules directement sans intercaler entre elles un moyen de liaison. Ceci simplifie la réalisation du convertis- seur et diminue sa consommation. On a représenté sur la figure 6 deux moyens de comparaison mis directement en cascade sans moyen de liaison entre eux. Le premier moyen de comparaison comprend un pont de quatre diodes 60, 62, 64 et 66. Le point d'entrée E1 de ce pont reçoit le courant ie; le point d'entrée symétrique E1 reçoit le courant -ie. Les points de potentiel haut U1 et bas D1 constituent les sorties de la cellule. Ils reçoivent respectivement les courants Ie:2 et -Ie:2. Ces deux points sont res- pectivement reliés aux points E2 et E2 du pont de dio- des du moyen de comparaison suivant. Ce dernier comprend quatre diodes 68, 70, 72 et 74. Il reçoit sur son entrée E2 un courant -{ieI+Ie:2 et sur son entrée E2 le courant opposé. Il délivre sur son point bas D2 un courant égal à la valeur absolue du courant reçu sur ses points d'en- trée, soit lit-Ie:21 et sur le point haut UE le cou- rant opposé. Les courants de sortie is et -is sont obtenus en ajoutant (U2) et retranchant (D2) le cou- rant Ie:4. Chaque cellule contribue pour un bit à la valeur numérique de la tension analogique V à numéri- ser. Les deux cellules cascadées de la figure 6 con- tribuent donc pour deux bits à cette valeur. Ces deux bits sont représentés par le potentiel du point d'en- trée E1, ou du point d'entrée E1, qui peut prendre quatre valeurs. En effet, on a vu à la figure 5 que le po- tentiel au point d'entrée du pont de diodes peut pren- dre les deux valeurs suivantes: Vu-Vet VD+V. Dans le cas de la figure 6, les potentiels au point haut U et au point bas D1 peuvent eux-mêmes prendre deux va- leurs puisqu'ils sont reliés aux points d'entrée E2 et E2 du second pont de diodes. Les valeurs possibles du point de potentiel haut U1 sont VU2 - VSet VD2 + VS- Le potentiel du point bas D1 peut prendre les deux mêmes valeurs. Les quatre valeurs possibles du potentiel du point E1 sont donc: VU2 - 2VS, VD2' VU2, VD2 + 2Vs. Les potentiels des points d'entrée E1 et E sont traduits en deux signaux de tension quadrivalués par deux moyens suiveurs 54. On note qu'il est diffi- cile de mettre un moyen suiveur sur le point d'entrée du second pont de diode en technologie bipolaire à cause d'un courant base non compensé. Ceci n'est pas 1n gênant et permet au contraire de simplifier la réali- sation tout en diminuant la consommation. De manière générale, un moyen suiveur n'est indispensable que pour les cellules qui suivent un moyen de liaison. Pour limiter les excursions en tension, il faut imposer une différence de potentiel VU2 - VD2 égale à Vs. Dans ce cas, les potentiels extrêmes du point d'entrée E1 diffèrent de 3VS. L'excursion en tension est ici trois fois plus importante que dans le cas d'une seule cellule. Le calcul montre que si l'on désire cascader directement trois cellules, l'excur- sion en tension au point d'entrée de la première diode est de 7VS. Cette contrainte en tension est trop im- portante. Elle ne peut être levée qu'en faisant appel à des cellules actives transmettant le courant d'une cellule à la suivante sans transmettre les tensions. Chaque moyen de liaison 8 (figure 3) com- prend deux miroirs de courant 9a et 9b remplissant cette fonction. Ces miroirs de courant permettant de transmettre le courant analogique is délivré par une cellule et son courant opposé. On a représenté sur la figure 7 un premier mode de réalisation de ce miroir de courant. Ce miroir de courant comprend principale- ment une diode 76 recevant sur son anode (sur sa ca- thode dans le cas d'une diode zéner) le courant i s délivré par une cellule et un transistor 78 fonction- nant en base commune et dont l'émetteur est relié à la cathode de la diode (l'anode dans le cas d'une diode Zener) et dont le collecteur délivre le courant i e reçu par la cellule suivante. La diode Dermet de com- penser la chute de tension introduite par le transis- tor 78. Un autre mode de réalisation des miroirs de courant sera de compenser cette chute en décalant les potentiels des bases des transistors 78. Cette solution permet de supprimer la diode 76, la source de courant et de diminuer la source de courant 82 à la va- leur I. Le miroir de courant comprend en outre des sources de courants porteurs 80, 82 et 84, la source de courant 80 délivrant un courant +I sur l'anode (ca- thode dans le cas d'une diode Zener) de la diode 76, la source de courant 82 délivrant un courant -2I sur l'émetteur du transistor 78 et la source de courant 84 délivrant un courant +1 sur le collecteur dudit tran- sistor. Ce mode de réalisation simple permet de déli- vrer un courant ie pratiquement égal au courant is reçu en entrée tout en isolant les potentiels des cel- lules amont et aval. En fait, le courant i délivré est égal au e courant is diminué du courant de base ib du transistor 78. Le miroir de courant représenté schématiquement sur la figure 8 permet de rendre ce courant parasite quasi-constant. On le compense par le courant base du moyen suiveur. De la même façon, les courants base (quasi-constants) des transistors 16 et 20 de l'étage d'entrée sont compensés par les moyens suiveurs de la première cellule. Sur cette figure, les éléments identiques à ceux de la figure 7 portent les mêmes références. Par rapport à celui de la figure précédente, le miroir de courant de la figure 8 comporte en outre un transistor 86 et une résistance 88. La base du transistor 86 est reliée à l'émetteur du transistor 78 et les collec- teurs des deux transistors sont reliés entre eux. La résistance 88 relie les émetteurs des deux transis- tors. L'intérêt de ce montage est que la tension aux bornes de la résistance 88 est quasi-constante: c'est la tension Vbe entre la base et l'émetteur du transistor 86. Dans le cas du silicium, cette tension est de 0,7 à 0,8 V environ. Le courant traversant la résistance 88 et donc le transistor 78 est donc lui aussi quasi constant. Il s'ensuit que le courant ib qui vient perturber la sortie du miroir de courant est lui aussi quasi-constant. Considérant la figure 6 on remarque qu'une partie du courant ie reçu sur le point d'entrée E1 du pont de diodes est appliquée sur la base du transistor 56. Pour éliminer la perturbation due au courant ib du miroir de courant de la figure 8, il suffit que le courant arrivant sur la base du transistor 56 (figure 6) soit égal à ib. Ceci est réalisé si le courant traversant la résistance 88 est égal à la source de courant 58 reliée à l'émetteur du transistor 56. Ainsi, par simple ajustage de la source de courant 58 par rapport à la résistance 88, le courant analogique reçu sur le point d'entrée d'un pont de diodes d'une cellule est strictement égal au courant analogique délivré par le pont de diodes de la cellule précédente. Par ailleurs, à la condition de fixer la tension de base du transistor 78 de façon à ne pas saturer le miroir de courant de la cellule précédente, il est possible de supprimer la diode 76. Ce montage de type Darlington est inutile dans le cas d'une réalisation en MOS ou MES. La figure 9 illustre un mode de réalisation du moyen de comparaison 12 d'une cellule et des rela- tions de ce moyen de comparaison avec les miroirs de courant du moyen de liaison. Le moyen de comparaison 12 est constitué d'un pont de diodes identique à celui décrit en réfé- rence à la figure 5 et de deux moyens suiveurs 54 identiques à ceux décrits en référence aux figures 5 et 6 et reliés à chacun des points d'entrée E et E du pont de diodes. Il est clair que l'utilisation de deux moyens suiveurs n'est pas nécessaire puisque l'infor- mation numérique recherchée correspond aussi bien au potentiel du point d'entrée E qu'au potentiel du point d'entrée E. Cependant, l'utilisation de deux moyens suiveurs permet d'éliminer le courant perturbateur ib amené, soit par les miroirs de courant décrits en ré- férence à la figure 8, soit Dar les transistors 16 et de l'étage d'entrée dans le cas de la premiere cel- lule. Les miroirs de courant 9a et 9b recevant respectivement les courants délivrés par le point haut U et par le point bas D du pont de diodes ont déjà été décrits en référence aux figures 7 et 8. On note qu'il a été adjoint au miroir de courant 9a relié au point de potentiel haut U du pont de diodes une diode sup- plémentaire 90 disposée en série avec la diode 76, cette diode 90 étant du même type que les diodes du pont. Cette diode permet de réhausser d'une valeur V le potentiel du point haut U du pont et d'avoir ainsi une différence de potentiel VU - VD = VS qui permet, ainsi qu'on l'a mentionné plus haut, de limiter les excursions en tension sur les points d'entrée E et E du pont de diodes. Il est également possible pour réhausser le potentiel du point U par rapport à D de décaler les potentiels des bases de transistors 78 des miroirs de courant respectifs. Le convertisseur analogique-numérique qui vient d'être décrit peut être réalisé aussi bien en technologie bipolaire qu'en technologie FET sur Si ou sur AsGa, voire plus généralement sur tout substrat semi-conducteur. En technologie FET le courant de grille iG des transistors est pratiquement nul (courant de Schottky de 10 9 A en inverse en MES et courant Tunnel en MOS inférieur à 10-12 A). Il n'est alors pas nécessaire d'associer un moyen suiveur à chaque miroir de courant, ce qui en bipolaire est indispensable. Par contre, il est possible dans ces technologies d'asso- cier un moyen suiveur aux points E2 et E2 de la double cellule de la figure 6. REVENDICATIONS 1. Moyen de comparaison à zéro et d'obten- tion de la valeur absolue d'un courant i caractérisé en ce qu'il comprend un pont de diodes (100, 102, 104, 106) dont les points de potentiels haut et bas sont respectivement à un potentiel fixe VU et VD qui véri- fient Vu-VD respectivement le courant i et son opposé -i, le ré- sultat de la comparaison à zéro étant indiqué par le potentiel d'un point d'entrée et les courants iil et -lil apparaissant respectivement sur les points de potentiel bas et haut du pont. 2. Convertisseur analogique-numérique très rapide pour convertir un signal de tension analogique V contenu dans un intervalle de tension [VO- Vref, Vo+Vref] en une valeur numérique sur N bits, ledit convertisseur étant caractérisé en ce qu'il comprend: - un étage d'entrée (2) pour convertir le signal V en un courant i, fonction de V-VO, et pour produire son opposé -i, - une source (4) de courant de référence I, fonction de Vref, et son inverse -I, - N-1 cellules identiques (6, 61,..., 6N-) en série comprenant chacune deux diviseurs de courant (14), un moyen (12) de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur absolue V, et éventuellement un moyen suiveur (54) ladite cellule recevant des courants i e et Ie, et leurs opposés -ie et -Ie, et délivrant des courants i et IS égaux respectivement à Iie1-Ie:2 et Ie:2, leurs opposés -is et -Is et éventuellement un signal de tension numérique, - une cellule terminale (6N) comprenant un moyen de comparaison à zéro et d!obtention de la valeur abso- lue et au moins un moyen suiveur (54), - un codeur numérique (10) recevant les signaux de tension numérique délivrés par les cellules et déli- vrant N signaux binaires (bl,..., bN) représentant la valeur numérisée du signal de tension analogi- que V, - un nombre n de moyens de liaison (8), o 0.n N-1, chaque moyen de liaison étant disposé entre deux cellules consécutives pour transmettre le courant is délivré par une cellule à la cellule suivante en isolant les potentiels des moyens de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur absolue desdites cellules, ledit convertisseur analogique-numérique étant carac- térisé en ce que le moyen de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur absolue de chaque cellule est conforme à la revendication 1. 3. Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 2, caractérisé en ce que chaque moyen de liaison (8) comprend deux miroirs de courant (9a, 9b) reliés au point de potentiel haut et au point de potentiel bas du pont de diodes. 4. Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 3, caractérisé en ce que chaque mi- roir de courant (9a, 9b) comporte un transistor (78) dont l'émetteur et le collecteur constituent respecti- vement l'entrée et la sortie. 5. Convertisseur analogique-numérique selon la revendication 4, caractérisé en ce que chaque mi- roir de courant comprend en outre une diode (76) pré- sentant une chute de tension entre l'entrée du miroir de courant et l'émetteur du transistor (78). 6. Convertisseur analogique-numérique selon 351l'une quelconque des revendications 4 et 5, caractéri- sé en ce que chaque miroir de courant comprend en ou- tre un second transistor (86) monté en Darlington avec le transistor (78), une résistance (88) étant disposée entre les émetteurs desdits transistors. 7. Convertisseur analogique-numérique selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend N-1 moyens de liaison (8) inter- calés entre les N cellules. 8. Convertisseur analogique-numérique selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen de liaison entre chaque cellule de rang pair et la cellule suivante. 9. Convertisseur analogique-numérique selon l'une quelconque des revendications 2 à 8, caractérisé en ce que chaque cellule (61,..., 6N-1) suivie d'un moyen de liaison (18) comprend au moins un moyen sui- veur pour délivrer au codeur numérique (10) un signal de tension fonction du potentiel d'un point d'entrée (E, E) du moyen de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur absolue de ladite cellule. 10. Convertisseur analogique-numérique selon l'une quelconque des revendications 2 à 9, ca- ractérisé en ce que la différence de potentiel Vu-VD entre les points haut et bas du point de diodes de chaque moyen de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur absolue est égale à la tension de seuil Vs d'une diode du pont. 11. Convertisseur analogique-numérique se- lon l'une quelconque des revendications 2 à 10, carac- térisé en ce que chaque diode du pont de diodes de chaque moyen de comparaison à zéro et d'obtention de la valeur absolue est une diode Schottky. 12. Convertisseur analogique-numérique selon l'une quelconque des revendications 2 à 11, ca- ractérisé en ce qu'il comporte en outre en entrée un échantillonneurbloqueur.