Brevet FR2572604A1 — publié le 19860502

La nécessité de disposer d'amplificateurs qui, tout en transmettant la fréquence zéro (amplificateurs de ',signaux continus"), soient également à meme de transmettre des signaux alternatifs (et notamment des signaux sinusoïdaux, des impulsions et des signaux complexes) se fait sentir dans de nombreux domaines tels que, notamment 0 mesures physiques 0 reproduction des signaux électroacoustiques (amplificateurs à "haute fidélité") et mesures sur lesdits signaux 0 mesures électrochimiques, électrolyses, étude des systèmes d'électrodes et des piles. Selon les applications, la réponse amplitude/fréquence doit etre linéaire jusqu'à plusieurs centaines de kilohertz au plusieurs mégahertz. En outre, le temps de montée et de descente, en signaux rectangulaires doit etre, pour la majorité des applications, aussi faible que possible ; des valeurs de "slew rate" de 5à 50V/us sont généralement nécessaires. Par ailleurs, le taux de distorsion doit etre faible, par exemple compris entre 0;01 et 0,5% pour la distorsion -armonique, et au plus égal à 1% pour la distorsion d'intermodulation, ce qui nécessite, entre autres dispositions, que le gain en boucle ouverte ne soit pas inférieur à 105 ou mieux 106. Pour un certain nombre de cas d'utilisation, :'amplitude du signal de sortie doit pouvoir atteindre 200V crete-a-crete. La réponse amplitude/fréquence, qui doit être li-.-éaire jusqu'à une fréquence aussi élevée que possible, doit ensuite rcroitre avec un taux d'atténuation qui assure la stabilité en boucle fermée du système dans lequel l'amplificateur est incorporé (6d;octave). L'étage de sortie doit pouvoir débiter le courant maximal prévu dans toute étendue de tension de sortie couverte. A l'heure actuelle, les ampìiticdL urs commerciaux, de menue que ceux construits dans les laboratoires utilieebe!b sus- la base des schémas publiés dans les ouvrages techriqu, . es, les notes d'application des constructeurs de semiconducteurs, ne répondent pas simultanément aux exigences énumérées ci-dessus. En particulier, l'amplitude de la tension de sortie, la réponse en fréquence, le courant de sortie, les temps de transition ne sont pas suffisants pour nombre d'applications. La présente invention permet de résoudre ces problèmes simultanément et de façon satisfaisante. Ces buts sont atteints grâce à un amplificateur composite, caractérisé en ce que les tensions d'alimentation positive et négative de l'amplificateur d'entrée sont obtenues à partir de combinaisons de la tension de sortie de l'amplificateur de sortie avec, respectivement, une tension positive fixe d'alimentation et une tension négative fixe d'alimentation dans des proportions comprises entre environ un tiers-deux tiers et deux tiers-un tiers et, de préférence,de l'ordre de 50 %-50 %, de telle manière que l'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur de sortie soit supérieure à celle du signal de sortie de l'amplificateur d'entrée. I.- Le principe de l'invention repose ainsi sur l'utilisation d'un amplificateur opérationnel, dont le signal de sortie attaque un étage de puissance suiveur, les tensions d'alimentation de l'amplificateur opérationnel étant asservies à la tension de sortie de l'étage de puissance. L'étage de puissance est équipé de transistors MOS de puissance (D-MOS, T-MOS, V-MOS, etc.), quoique l'on puisse envisager l'utilisation de transistors bipolaires au cas où l'on peut accepter des performances moins élevées qu'avec les transistors MOS. En ce qui concerne l'amplificateur opérationnel, on choisira, en général, un modèle à réponse en fréquence étendue, à grande impédance d'entrée, et à tension d'alimentation élevée si l'on désire une tension importante à la sortie de l'amplificateur de puissance. Néanmoins, on pourra admettre des caractéristiques plus modestes si les besoins de l'utilisateur sont moindres. L'originalité du montage décrit réside, essentiellement, dans le mode d'alimentation de l'amplificateur operationnel, les tensions d'alimentation appliquées audit amplificateur étant dérivées de, et asservies à, la tension de sortie de l'amplificateur de puissance, ladite disposition définissant ainsi un amplificateur composite. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description de modes particuliers de réalisation, en référence aux dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 représente la structure de base de l'amplificateur composite selon l'invention, - les figures 2 et 3 représentent des variantes de réalisation de l'amplificateur de la figure 1, - les figures 4 et 5 montrent la mise en oeuvre de deux variantes de circuits additionnels permettant d'améliorer le fonctionnement -des circuits des figures 1 à 3, - les figures 6 et 7 montrent la mise en oeuvre des circuits de stabilisation de courant dans des montages correspondant à ceux des figures 2 et 3, respectivement, - la figure 8 représente un mode de réalisation de l'invention mettant en oeuvre un étage de puissance à quatre transistors, - la figure 9 représente le schéma d'un amplificateur opérationnel d'entrée à composants discrets utilisable dans le cadre de la présente invention, - la figure 10 représente le schéma détaillé d'une partie du circuits de la figure 9, - les figures 11 et 12 représentent des exemples d'application de l'amplificateur composite selon l'invention à un potentiostat et un galvanostat, respectivement. Le schéma de la figure 1 résume la structure de l'amplificateur. Les signaux d'entrée sont appliqués aux entrées I11 et I1z de l'amplificateur opérationnel A11. Le signal de sortie de cet amplificateur est appliqué aux portes des transistors MOS de puissance Q11 et Q12 par l'intermédiaire des résistances R12 et R13 (auxquelles sont associées les résistances R1l et R14). Les valeurs de ces différentes résistances sont ealeulées de telle manière, compte tenu de la chute de tension dans les résistances R1s et -R16, que la tension entre source et porte des transistors MOS de puissanee Q11 et Q12 soit telle que le courant de repos traversant étage de sortie, ait une valeur convenable pour éviter la distorsion de recoupement, si le courant est trop faible ou, au contraire, une dissipation excessive dans les transistors Qii et Q12 Si le courant est trop fort. Le mode d'alimentation de l'amplificateur opérationnel A11 (qui constitue l'originalité principale du système, et sur lequel repose la possibilité d'obtenir les caractéristiques désirées et notamment celles énumérées ci-dessus pages 1), 2) et 3) est décrit ci-après. On peut calculer aisément que si l'on applique entre les entrées E(~) et E+) du système de la figure 1 un signal alternatif, par exemple sinusoidal, d'amplitude telle que -l'on obtienne à la sortie S un signal d'amplitude VS = Usinoet et si d'autre part R17 = R18 et R19 = R20, on trouvera sur les bornes d'alimentation Vcc et VEE de l'amplificateur opérationnel A11 des tensions dont la valeur est respectivement E+v)/23 + Ev5i2] au point Vcc, et [(-V)/23 + V5l2] au point VEE.La tension entre Vcc et VEE est donc égale à C(+V)/27 + EV5/2] - E(-V)/2] - EV5/2], soit JvJ. Cette tension n'est que la moitié de la tension présente entre les borne; d'alimentation de l'étage de puissance, auxquelles sont appliquées respectivement les tensions +V et -V. La disposition décrite permet d'obtenir des avantages majeurs 1) Avec un étage de puissance suiveur auquel on applique le signal de sortie d'un amplificateur d'entrée, la -tension de sortie Vs ne peut dépasser, en valeur crête-à-crête, les tensions d'ali mentation VCC et VEE de l'amplificateur d'entrée. Au contraire, avec le montage illustré notamment par les figures 1, 2, 3, etc., on peut approximativement doubler les tensions d'alimen tation de l'étage de puissance ; la tension d'alimentation de l'amplificateur d'entrée est néanmoins maintenue à sa valeur nominale grâce aux diviseurs à résistances placés entre les lignes d'alimentation +V et -V et la sortie S.Ainsi, avec un amplificateur opérationnel alimenté sous +18V, onpeut obtenir une tension de sortie VS de près de #30V (compte tenu notam ment de la tension de déchet résultant des tensions porte source VGS des transistors MOS et des chutes de tension aux bornes des résistances R15 et R16). 2) Du fait que le rapport entre les tensions d'alimentation et la tension Vs de l'amplificateur opérationnel A11 est supérieur à 1 (mais inférieur à 2), il est souvent possible de choisir l'amplificateur A11 dans la classe des amplificateurs alimentés sous +12V à +22V ; les amplificateurs les plus performants se situent, sauf de très rares exceptions, dans cette catégorie (dont, en outre, le prix est généralement modéré). Lorsque la tension de sortie Vs doit être supérieure à +35V environ, on doit utiliser en A11, soit un amplificateur opérationnel du type "haute tension" (par exemple VCC = VEE 2;OV), soit, pour des valeurs encore supérieures de VS, des amplificateurs opérationnels constitués de composants discrets, dont un exemple sera donné ci-après (fig. 9) et décrit page 12. 3) Du fait que l'étage de sortie est constitué de transistors MOS de puissance dont la fréquence de coupure est exceptionnel lement élevée (de l'ordre de centaines de mégahertz), la fonction de transfert de l'ensemble amplificateur opération nel + étage de puissance ne dépend, dans le domaine des fréquences pour lesquelles la réponse en amplitude est quasi linéaire, que de la fonction de transfert de l'amplificateur opérationnel. Il en résulte que la stabilité en boucle fermée est particulièrement satisfaisante, et que, si l'amplificateur A11 présente les caractéristiques nécessaires, la stabilité (même sur charge réactive) peut être inconditionnelle.La réponse en amplitude et en phase en fonction de la fréquence du système complet permettent ainsi de résoudre des problèmes, notamment dans le domaine des mesures et des applications électrochimiques, dont la solution était particulièrement malaisée et s'accompagnait d'une dégradation importante des performances du système. L'utilisation de transistors MOS de puissance présente, outre la réponse en fréquence très étendue déjà mentionnée, un certain nombre d'avantages dont certains sont indiqués ci-après O tension de fonctionnement comprise, selon les types, entre quelques dizaines de volts et plus de 500V (à ce jour) O absence d'avalanche secondaire O excellent rendement en puissance O coefficient de température négatif du cÜant de drain, ce qui augmente la sécurj'rP ot9 O absence de stockage de porters minoritaires, ce qui élimine la distorsion accompagnant les transitoires O courbe de transfert ID/VGS linéaire dans la presque totalité de son étendue, ce qui se traduit par un très faible taux de distorsion du signal de sortie. 4) Du fait que les tensions d'alimentation de l'amplificateur opérationnel, VCC et VEE, varient en même temps que Vs, respectivement de (+Vs)/2 et de (-Vs)/2, le signal appliqué à l'entrée de 1 l'amplificateur opérationnel peut couvrir une étendue de potentiel égale à la tension d'entrée de mode commun, VCM, majorée de la tension de sortie maximale, VSmax, soit au total environ deux fois VcM. II.- Toutefois, il peut être envisagé, pour des raisons matérielles, d'équiper l'étage de sortie de transistors bipolaires. Le schéma de la figure 2, qui reprend- la structure de l'amplificateur de la figure 1, illustre cette possibilité de substitution. Les composants A21, R27 à R30 correspondent respectivement à leurs homologues A11, R17 à R20 ; les résistances R25 et H26 à R15 et R16. La channe de résistances R21, R22, R23 et R24 Joue le même rôle que dans le montage de la figure 1, les résistances R11 à R14 ; les diodes D21 et D22 assurent la compensation de la tension émetteurbase des transistors complémentaires T21 et T22. Par rapport au montage de la figure 1, le montage de la figure 2 est essentiellement caractérisé, toutes conditions égales par ailleurs, par : O une bande passante plus restreinte (les meilleurs transistors bipolaires de puissance présentent une fréquence de coupure FT environ dix fois plus basse que celle des transistors MOS de puissance) O une moins bonne stabilité potentielle en boucle fermée O un moins bon rendement en puissance, du fait de la réduction de la zone de fonctionnement autorisée, par suite de sa limitation par la courbe d'avalanche secondaire III.- Une autre variante du montage de la figure 1 consiste à remplacer les deux transistors MOS de puissance Q11 et Q12 complémentaires, par un étage pseudo-complémentaire composé de deux transistors MOS de puissance de même polarité (généralement à canal N), dont l'un est commandé par un transistor de petite puissance (également MOS) de polarité opposée. On peut aussi utiliser pour ce rôle un transistor bipolaire, mais cela se traduit par une dissymétrie de comportement entre le transistor MOS attaqué directement et celui attaqué par l'intermédiaire du transistor bipolaire, du fait que ce dernier présente une réponse en fréquence beaucoup plus limitée que celle des transistors MOS. La figure 3 illustre le montage décrit ci-des-sus. Les transistors Q31 et Q32, à canal N, constituent létale de sortie de puissance, de type pseudo-complémentaire. Les résistances de stabilisation de courant, R35 et R36, sont homologues des résistances R15 et R16 du montage de la figure 1 Le transistor Q33, de polarité opposée (canal P) à celle des transistors Q31 et Q32 est chargé (dans le circuit de son drain) par la résistance R37, aux bornes de laquelle apparaît le signal qui est appliqué à la porte du transistor Q32 Pour le reste, le montage est identique à celui de la figure 1, les résistances R311 à R314 et R317 à R320 étant respectivement homologues des résistances R11 à R14 et -Ri7 à R20 et l'amplificateur opérationnel A31 correspondant à l'amplificateur A1 . IV.- On peut améliorer les montages des figures 1 à 3 au moyen de la disposition illustrée par la figure 4. Dans le cas des trois premiers montages, une chaîne de résistances permet d'obtenir, à partir des tensions +V, -V et Vs les tensions VCC et VEE nécessaires pour l'alimentation de l'amplificateur opérationnel- d'entrée. Pour que la différence entre les tensions~Vcc et VEE soit indépendante des variations de la consommation de l'amplificateur opérationnel et de la tension de sortie Vs, il est nécessaire que le courant traversant la chaîne de résistances (R17 à R20, R27 à R30, R317 à R320) soit suffisamment élevé, par exemple environ dix fois plus important que celui consommé par l'amplificateur. Cette contrainte se traduit par une diminution de la puissance de sortie disponible. Elle peut être évitée en recourant au montage de la figure 4, dans lequel les tensions aux points communs des résistances R417 et R418 d'une part, R419 et R420 d'autre part, sont appliquées à l1en- trée des amplificateurs opérationnels A42 et A43, montés en répéteurs de tension (suiveurs) ; la sortie de ces amplificateurs est réunie aux bornes d'alimentation VCC et VEE de l'amplificateur opérationnel d'entrée. On réduit ainsi de maniere importante le courant consomme par la channe de résistances R417 à R420, en comparaison de celui consommé par la channe homologue, R17 à R20, de la figure 1. Les amplificateurs A42 et A43 sont généralement du même type que l'amplificateur opérationnel d'entrée, de manière à respecter les relations de phase et la réponse en fréquence. V.- Il est possible de mettre en oeuvre une variante de la figure 4, selon laquelle les amplificateurs A42 et A43 sont remplacés par de simples transistors bipolaires, montés en "émetteur suiveur". Cette variante est illustrée par la figure 5. Les transistors T53 et T54 répètent) pour l'alimentation de l'amplificateur opérationnel d'entrée, les tensions disponibles aux points médians des paires de résistances R517 - R51g et R519 - R520- La structure générale du montage peut être, par ailleurs, identique à celle des figures 1, 2 ou 3 (dans ce dernier cas, la résistance R56 est déplacée de manière qu'elle soit située entre la ligne -V et la source du transistor de puissance qui y aboutit). VI.- Comme il a été indiqué ci-dessus page 4, lignes 34 et 35 et page 5, lignes 1 à 6 , la tension de sortie de l'étage équipé des transistors de puissance est inférieure au double de ce qu'elle serait en l'absence de l'asservissement des tensions d'alimentation de l'amplificateur opérationnel à la tension de sortie de l'étage de puissance.Outre les raisons déjà indiquées (chute de tension dans les résistances situées dans la source des transistors MOS de puissance ou dans les émetteurs des transistors bipolaires de puissance (fig. 2), valeur de la tension source/porte des transistors MOS de puissance), il convient de tenir compte du fait que le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel n'est appliqué à l'électrode de commande des transistors de puissance de l'étage de sortie qu'après atténuation par le réseau des résistances R11, R12, R13, R14 (fig. 1) dans le rapport R12/ (R11 + R12) = R13/(R13 + R14), ou dans le rapport fixé par les valeurs des résistances homologues, dans le cas des montages des figures 2 et 3. On remédie en grande partie à cet inconvénient en remplaçant les résistances R11 et R14 (ou leurs homologues dans les figures 2 et 3), par des sources de courant constant. Un autre problème découle de la dépendance thermique de la tension entre source et porte des transistors MOS de puissance de l'étage de sortie. Cette dépendance est d'environ - 6 mV/OC et entraine une variation concomitante du courant de repos de l'étage de sortie. Pour corriger ce phénomène, il est nécessaire de réduire la tension VGs lorsque la température augmente. On peut résoudre les deux problèmes qui viennent d'être exposés au moyen des dispositions illustrées par le schéma de la figure 6. Les deux sources de courant sont, selon un montage en soi connu, constituées respectivement par O les diodes D61, D62, les résistances R601 et R602, associées au transistor T601 O les diodes D63, D64, les résistances R607 et R608 > associées au transistor T604. Les circuits de correction de l'influence de la température sur la valeur de VGs sont constitués respectivement par O le transistor T602 et les résistances R603 et R604 ; O le transistor T603 et les résistances R605 et R606 Le fonctionnement de circuit est le suivant O on couple thermiquement les transistors de sortie Q61 et Q62 respectivement aux transistors de correction T602 et T603. Une élévation de température de 1 OC produit une diminution de 6mV environ de VGS des transistors MOS Q61 et Q62 et une diminution de 2mV environ de la tension entre émetteur et base VBE des transistors bipolaires T602 et T603 O les transistors bipolaires T602 et T603 sont traversés par le courant en provenance des transistors T601 et T604 (sources de courant constant). Du fait de la contre-réaction appliquée à la base des transistors T602 et T603 respectivement par @@@ réseaux Tnpù3 - R604 et R605 - R606, la tension @@@@@ @@@@@@ et collcctaur desdits transistors est respectivement @@@@@ @ @@@@@@2) - C(R604 + + R603)/R603] et VBE (T603) . E(R6O6/R606 + R606].Si l'on choisit ces résistances de telle sorte que (R604 + R603)iR603 = (R606 + R605)/R606-= 3, on obtientune dépendance. thermique de -6mV/ C, donc d'amplitude égale à la dépendance thermique de la valeur de VGs des transistors MOS. La correction ainsi obtenue dans le montage de la figure 6 (les autres éléments dudit montage étant assemblés comme dans la figure 1, identiques et de même valeur) assure donc, de par son principe, une compensation thermique exacte de l'effet de l'échauffement des transistors MOS de sortie résultant de la puissance qui est dissipée dans lesdits transistors. Le potentiomètre R609, associé à la résistance R610, permet de. régler le courant de repos dans l'étage de sortie de puissance à la valeur appropriée. A noter que selon les caractéristiques d'alimentation (Vccmax et VEEmax) et selon l'amplitude maximale de la tension de mode commun que l'amplificateur opérationnel peut accepter, on peut être amené, soit à s'écarter du rapport défini précédemment R617/R618 : R620/R619 = 1, soit à introduire, en série au pied des résistances R618 et R619, des diodes simples ou DEL ou des diodes de Zener. On atteint ainsi, pour des valeurs appronriées des élémnts (les deur--- solutions peuvent être utilisées simultanément), la plus forte tension de sortie Vs, et la plus grande étendue de mode commun au niveau des entrées, qui puissent être obtenues, toutes conditions égales par ailleurs. VII.- Les solutions qui viennent d'être décrites peuvent être appliquées au montage de la figure 3 ; pour cela, la chatne de résistances R311 à R314 sera remplacée par la chaine de compensation thermique qui vient d'être décrite, cette dernière comprenant deux sources de courant constant. La figure 7 illustre la structure d'un montage comportant un étage de sortie de puissance tel qu'il est représenté par la figure 3, équipé de transistors MOS de puissance montés en symétrie pseudo-complémentaire ; cet étage étant couplé à l'amplificateur opérationnel d'entrée A71 par la channe de compensation thermique décrite à propos de la figure 6. Pour permettre d'apprécier avec-le plus de facilité possible la similitude de principe et de composants existant entre les montages qui viennent d'être décrits sur la base des schémas des figures 1 à.6, on a établi le tableau de correspondance qui figure ci-après en annexe (fig. 13). VIII.- Dans ces différents montages Le montage due la figure 8 est un exemple de l'association d'un amplificateur opérationnel et dune section de puissance comportant quatre transistors (deux transistors de commande "drivers" et deux transistors de puissance de sortie). Il- peut être considéré comme dérivé du montage de la figure 2. Par rapport à ce dernier, la différence essentielle réside dans le fait que les transistors de puissance de sortie sont attaqués, non pas directement par la sortie de l'amplificateur opérationnel d'entrée, mais par l'intermédiaire des transistors de commande ("drivers") T83 et T84 (dont la fréquence de coupure doit être aussi élevée que possible, pour que la stabilité de l'ensemble soit assurée).Le gain de l'étage de commande (étage intermédiaire) est détermine- par les valeurs des résistances R811 et R813 R816 et R814, en association avec les résistances de contreréaction R812 et Ru15. La tension appliquée aux bases des transistors T83 et T84 est fonction de la tension de sortie de l'amplificateur A81 et des valeurs des résistances R81 = R84 et R82 = R83 Par un choix approprié des valeurs des résistances R81 à R84, R811 à R816, ainsi que des résistances R817 = R820 et R818 = R819 on peut obtenir les valeurs les plus favorables pour la tension 'de sortie, la puissance de sortie, la réponse en fréquence, les temps de transition, le taux de distorsion, etc. IX.- Pour la majorité des applications où la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel d'entrée doit dépasser +35V à +40V, on doit recourir à un amplificateur composé d'éléments discrets. Le schéma d'un tel amplificateur est illustré par la figure 9. La structure en est comparable à celle d'un amplificateur opérationnel commercial en ce qui concerne l'étage intermédiaire et l'étage de sortie (T3, Tq, T5, T6 et T7 ; R1 et R2 ; D2 et D3) ; mais elle diffère quant à l'étage d'entrée (qui doit fonctionner sous une tension élevée, par exemple +120V) malgré la présence, dans le circuit d'entrée, de transistors à effet de champ (qui sont nécessaires pour obtenir une grande impédance d'entrée et une bonne réponse en fréquence), et ne peuvent supporter comme tension sourcedrain VGs qu'unie tension de, par exemple, 20 à 30V. Le circuit d'entrée comprend essentiellement : O une source de courant constant SC1. Cette source alimente, 'd'une part le circuit comprenant les transistors à effet de champ FETf et FET2, les transistors bipolaires T1 et T2 et les puits de courant SC3 et SC4, et d'autre part le circuit constitué de la diode de Zener D1 et du puits de courant SC2. L'ensemble formé par le transistor à effet de champ FET1 et le transistor bipolaire T1 montés en série (montage "cascode") constitue un transistor composite ayant les caractéristiques d'un transistor à effet de champ dont la tension VDScomp est égale à la somme de la tension effective entre le drain et la source du transistor FET1 et de la tension VCEO du transistor T1. Il en est de même pour les transistors FET2 et T2. La tension de la diode D1 (diminuée de la valeur de VCB de T1 et T2) définit la valeur de la différence de potentiel entre source et drain des transistors FET1 et FET2, La valeur du courant absorbé par les puits SC3 et SC4, dont le schéma est illustré par la figure 10, est asservie à la somme des courants traversant les transistors T3 et T4.La chute de tension que provoquent ces courants dans la résistance R1 est appliquée aux bases des transistors T8 et Tg, et de ce fait commande le courant traversant les puits dont ils font partie et par voie de conséquence la tension sur les collecteurs des transistors T1 et T2. Ce couplage constitue un circuit de contre-réaction de niveau moyen. Les tensions disponibles sur les collecteurs des transistors T1 et T2 étant appliquées aux bases des transistors T3 et T4, on assure ainsi à la fois la détermination de la somme des courants traversant lesdits transistors (c'est-à-dire des courants traversant R2 d'une part, D2 et D3 d'autre part) et la commande de la répartition desdits courants entre les transistors T3 et T4 (c'est-à-dire la production du signal différentiel grâce auquel les transistors de sortie T6 et T7 se trouvent commandés). X.- Parmi les nombreuses applications des montages des figures 1 à 8, montages qui possèdent en commun la particularité de mettre en oeuvre le procédé consistant à asservir les potentiels respectifs des bornes d'alimentation Vcc et VEE de l'amplificateur opérationnel d'entrée au': potentiel instantané du signal de sortie Vs, on citera en particulier les applications électrochimiques, et notamment les modes de fonctionnement en potentiostat et en galvanostat, qui nécessitent la plupart du temps, en particulier O une tension et/ou un courant de sortie élevés O une réponse en fréquence étendue O une réponse aux transitoires combinant rapidité et absence de dépassement O une impédance d'entrée élevée. La figure 11 illustre la réalisation d'un système potentiostatique utilisant l'un des amplificateurs décrits ci-dessus (schémas des figures 1 à 8 ; ceux-ci n'étant donnés qu'à titre d'exemple, tout amplificateur mettant en oeuvre le procédé d'alimentation asservie flottante de l'amplificateur opérationnel d'entrée peut être substitué). Dans le schéma de la figure 11, la cellule électrochimique C est alimentée, à travers l'électrode auxiliaire A, par l'étage de puissance A112, lui-même alimenté par l'amplificateur opérationnal d'entrée A1q1. Le signal imposé à @@@@@@@@ de travail T est fixé par la source de signal pilote E.Le -~nE commande appliqué à l'entrée inverseuse (-) de l'amplificateur d'entrée est celui prélevé par l'électrode de référence R, pa rapport à l'électrode de référence T. La figure 12 illustre une réalisation possible de système galvanostatique utilisant l'un des amplificateurs des figures 1 à 8. Dans le montage de la figure 12, le courant de sortie de l'amplificateur A 122 traverse la cellule électrochimique C dont l'électrode auxiliaire A et l'électrode de travail T sont placées en série avec la résistance Ra20, l'autre extrémité de cette résistance étant portée au potentiel zéro. La différence de potentiel aux bornes de la résistance R120 est appliquée à l'entrée (-) de l'amplificateur A121, tandis que l'entrée (+) de cet amplificateur est portée au potentiel pilote E ; de la sorte, le courant traversant ia résistance R120 et la cellule C est constant et égal à E/R120* La différence de potentiel entre l'électrode de référence R est mesurée au moyen de l'amplificateur électrométrique A123 ; l'amplificateur différentiel formé par l'amplificateur A124 associé aux résistances R121, R122 ; R123 et R124,délivre un signal de sortie par rapport au potentiel zéro, égal à la différence de potentiel entre l'électrode de travail ét l'électrode de référence. REVENDICATIONS 1 - Amplificateur composite de signaux continus et alternatifs à réponse en fréquence étendue, comprenant un amplificateur opérationnel d'entrée (A11, A21, A31, A61, A7f, A81 > A111) alimenté par des tensions d'alimentation positive (VCC) et négative (VEE), et un amplificateur de sortie (As) de puissance recevant en entrée le signal de sortie de l'amplificateur d'entrée (A11-, A21, A31, A61, A71, A8X, A111), caractérisé en ce que les tensions d'alimentation positive (VCC) et négative (VEE) de l'amplificateur d'entrée (A11, A21, A31, A61, A71, A81, A1-11) A111) sont obtenues à partir de combinaisons de la tension de sortie (Vs) de l'amplificateur de sortie (As) avec, respectivement, une tension positive fixe d'alimentation (+V) et une tension négative fixe d'alimentation (-V) dans des- proportions comprises entre environ un tiers-deux tiers et deux tiers-un tiers et, de préférence, de l'ordre de 50 %-50 %, de telle manière que l'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur de sortie (As) soit supérieure à celle: du signal de sortie de ltamplificateur opérationnel d'entrée (A11, A2r, A31, A61, A71, A81, A-111) et que l'amplitude de la tension de mode commun admissible à l'entrée de l'amplificateur composite -soit supérieure à l'amplitude de la tension à l'entrée de l'amplificateur opérationnel mesurée par rapport aux points Vcc et VEE. 2 - Amplificateur composite selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur de sortie (AS) est équipé de transistors MOS de puissance (Q11, Q12) montés en "source suiveuse" (source follower) et en ce que les alimentations positive (VCC) et négative (VEE) de l'amplificateur opérationnel d'entrée 3 - Amplificateur composite selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur de sortie (As) est équipé de deux transistors MOS de puissance de même polarité (Q31, Q32) dont l'un (Q32) est commandé par un transistor MOS de polarité opposée (Q33) selon un montage à symétrie pseudo-complémentaire, dit "de LIN" dans le cas des transistors bipolaires et en ce que les alimentations positive (VCC) et négative (VEE) de l'amplificateur opérationnel d'entrée (A31) sont assurées à partir des points médians de deux diviseurs à résistances (R317, R3î8, R31g, R320) branchés entre la sortie de l'amplificateur de sortie (As) et, respectivement, les lignes d'alimentation (+V et -V) de ltamplificateur de sortie (As). 4 - Amplificateur composite selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur de sortie (As) est équipé de transistors bipolaires de puissance (T21, T22) montés en "émetteur suiveur" (emitter follower) et en ce que les alimentations positive (VCC) et négative (VEE) de l'amplificateur opérationnel d'entrée (A21) sont assurées à partir des points médians de deux diviseurs à résistances (R27, R23, R29, R30) branchés entre la sortie de l1amplificateur de sortie (As) et respectivement les lignes d'alimentation (+V et -V) de l'amplificateur de sortie {As). 5 - Amplificateur composite selon l'une des revendications 2, 3 ou 4, caractérisé en ce que les bornes d'alimentation positive (VCC) et négative (VEE) de l'amplificateur opérationnel d'entrée sont réunies - la première (Vcc) à la sortie d'un deuxième amplificateur opérationnel (A42) monté en suiveur et dont l'entrée (+) est réunie au point médian d'un diviseur à résistances (R417, R41g) branché entre la sortie de l'amplificateur de sortie (As) et la ligne d'alimentation positive (+V) de l'amplificateur de sortie (As), - la seconde (VEE) à la sortie d'un troisième amplificateur opérationnel (A43) monté en suiveur et dont l'entrée (+) est réunie au point médian d'un diviseur à résistances (R419, R420) branché entre la sortie de l'amplificateur de sortie (As) et la ligne d'alimentation négative (-V) de l'amplificateur de sortie (As), tandis que les valeurs des résistances des diviseurs tu417, R41g, R419, R420) montés entre la sortie de l'amplificateur de sortie (As) et les lignes d'alimentation positive (V+) et négative (V-) sont telles que le courant qui les traverse soit de l'ordre de 0,5 à 5 mA. 6 - Amplificateur composite selon l'une des revendications 2, 3 ou 4, caractérisé en ce que les bornes d'alimentation positive R518, R519, R520) montés entre la sortie de l'amplificateur de sortie (As) et les lignes d'alimentation positive (V+) et négative (V-) sont telles que le courant qui les traverse soit de l'ordre de 0,5 à 5 mA. 7 - Amplificateur composite selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend deux circuits de stabilisation du courant traversant l'amplificateur de sortie (As) équipé de transistors MOS de puissance (Q61, Q62). en ce que chacun des circuits de stabilisation comprend un transistor bipolaire (T602 > T603) associé à deux résistances (R603, R604, R605, R606) de valeur telle que la chute de tension entre émetteur et collecteur du transistor (T602, T603) ait la même dépendance vis-à-vis des variations de température que la tension source/porte (vis) des transistors MOS de puissance (Q61, Q62) et en ce qu'il comprend des sources de courant constant (T601, D61 D62, R601, R602, T604, D63, D64, R607, R608) pour stabiliser le courant traversant lesdits circuits de stabilisation, de telle manière que les variations de tension disponibles à la sortie de l'amplificateur opérationnel d'entrée (A61) soient transmises sans atténuation aux transistors MOS de puissance de l'étage de sortie. 8 - Amplificateur composite selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage de sortie de puissance (As) présente. un gain supérieur à 1 et comporte un ensemble d'au moins quatre transistors comprenant deux transistors de puissance (T81, T82) précédés de deux transistors de commande (drivers) (T83, T84), lesquels transistors (T81 > T82, T83, T84) sont constitués par des transistors bipolaires, des transistors MOS ou une combinaison de transistors bipolaires et de transistors MOS. 9 - Amplificateur composite selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que l'amplificateur opérationnel d'entrée est composé d'éléments discrets et comprend un étage d'entrée équipé de deux transistors composites présentant les caractéristiques d'un transistor à effet de champ, chacun desdits transistors composites comprenant un transistor à effet de champ (FET1, FET2) et un transistor bipolaire (T1, T2) montés en série selon un montage "cascode". 10 - Ensemble de mesure électrochimique caractérisé en ce qu'il comporte un amplificateur composite (A111, A112) selon l'une des revendications 1 à 9 utilisé en potentiostat qui est couplé, d'une part, avec une source de signaux (E) réunie à l'entrée (+) de l'amplificateur composite (A111, A112) et, d'autre part, avec une cellule électrochimique (C) composée d'une électrode de travail (T) portée au potentiel zéro, d'une électrode auxiliaire (A) branchée à la sortie dudit amplificateur (A111, A112) et d'une électrode de référence (R) réunie à l'entrée (-) de l'amplificateur composite (A111 > A112).