Brevet FR2571150A1 — publié le 19860404

CIRCUIT D'ELIMINATION D'ECHOS DE MOBILES LENTS POUR RADAR DOPPLER L'invention concerne un circuit d'élimination d'échos de mobiles lents pour radar DOPPLER applicable notamment aux radars aéroportés. Dans les radars ambigus en fréquence utilisant l'effet Doppler pour éliminer les échos de sol, les échos de véhicules terrestres peuvent se confondre, par repliement de fréquence, avec les échos utiles d'aéronefs. L'objet du circuit de l'invention est d'éliminer ces échos de véhicules terrestres. - Dans les radars non ambigus en fréquence, l'élimination.des échos de véhicules terrestres s'effectue directement par élimination d'une zone noppler couvrant le spectre des échos de sol et des échos de véhicules terrestres. Cette zone, déjà importante pour les radars non ambicis en fréquence, devient prohibitive pour les radars ambiqOs en fréquence. Une solution classique consiste à pister ces échos, c'est-à-dire à effectuer la poursuite de ces échos de tour d'antenne à tour d'antenne, ce qui nécessite des moyens de calcul très importants, compte tenu du nombre très élevé d'échos de véhicules terrestres reçus par un radar en veille, notamment pour un radar aéroporté cherchant à détecter des cibles aérien- nes volant à basse altitude. D'autre part, ce pistage est rendu difficile par la proximité de ces échos entre eux (routes) et par les nombreux masques naturels rencontrés au niveau du sol. C'est pourquoi l'invention concerne un circuit permettant d'éliminer les échos de véhicules terrestres pendant un seul balayaqe (sans corrélation de balayaoe à balayace) tout en préservant les échos d'aéronefs ambigus en vitesse. Accessoirement, ce dispositif permet d'éliminer des échos de second (ou nième) balayage. L'invention concerne donc un circuit d'élimination d'échos de mobiles lents pour radar Doppler comprenant des circuits de réception d'antenne fournissant sur une liaison la valeur numérique du signal détecté, caractérisé en ce qu'il comporte 2 7 1 50 - un premier commutateur possédant une entrée connectée à la liaison de sortie des circuits de réception et un nombre de sorties égal au nombre des fréquences de récurrence différentes du radar l'oppler, ledit commuta- teur permettant de connecter son entrée à la sortie correspondant à la fréquence de récurrence en cours; - un registre de sommation connecté à chaque sortie et fournissant sur une sortie une valeur de signal détecté; - un circuit de sommation connecté aux différentes sorties des registres de sommation effectuant une post-intégration, sur le temps de passage du faisceau d'antenne sur la cible des signaux détectés pour fournir sur une sortie un signal d'intégration - un circuit de cotncidence possédant autant d'entrées qu'il y a de valeurs de la fréquence de récurrence chacune de ces entrées étant connectée à une sortie d'un registre de sommation de telle sorte aue le circuit de coïncidence fournisse un signal d'inhibition sur une sortie d'inhi- bition lorsque chaque reaistre de sommation délivre un sicnal de niveau supérieur à un seuil déterminé - un circuit de sortie possédant une première entrée connectée à la sortie du circuit de sommation, une deuxième entrée connectée à la sortie d'inhibition du circuit de coïncidence, ce circuit de sortie permettant,-en l'absence de signal d'inhibition sur la deuxième entrée, de retransmettre tout signal d'intégration reçu sur la première entrée, sur une sortie vers des circuits d'affichage, ce circuit permettant également d'interdire la retrans- mission du signal d'intégration en cas de présence d'un signal d'inhibition sur la deuxième entrée: -et un circuit de commande fournissant des signaux de commande au commutateur aux registres de sommation et au circuit de sommation. Les différents objets et caractéristiques de l'invention apparaitront plus clairement dans la description qui va suivre faite en se référant aux figures annexées qui représentent: - la figure 1, un exemple de réalisation du circuit de l'invention permettant de faire une discrimination par variations d'amplitude: - la figure 2, un exemple de réalisation du circuit de l'invention permettant de faire une discrimination par variations de phase et une discrimination par variations d'amplitude: 7 1 1 50 - la figure 3, un exemple de réalisation d'une variante du circuit de la figure 1. - la fiaure 4, un exemple de gabarit de filtre Doppler. Un des problèmes fondamentaux des radars V/CM (visualisation des cibles mobiles) ou MTT (Movinq Tarqet Indicator en terminologie anclo- saxonne) aéroportés est l'élimination des véhicules terrestres lents dont la fréquence Doppler se superpose à la fréquence Doppler ambiqge des cibles aériennes rapides et qui ne peuvent donc pas être éliminés par filtrage Doppler. Les solutions consistant à lever l'ambiquité de vitesse par un procédé type "bipulse" entraînent un accroissement de complexité du matériel considérable au niveau de l'émission et du traitement du signal. Un procédé plus simple consiste à effectuer une corrélation de balayage à balayage de la carte radar: I'écart de positions entre deux balayages successifs est plus important pour les véhicules rapides que pour les véhicules lents d'o une discrimination possible. Toutefois, ceci suppose que ces échos apparaissent requlihrement à chaque balayage, ce qui est rarement le cas pour des échos au niveau du sol (problème de masquage par les arbres, les constructions, le relief, etc...). Cette solution est donc insuffisante et il est nécessaire d'éliminer les échos lents au cours d'un seul passaae d'antenne. fans un radar PFR (Passe fréquence de répétition), la fréquence de récurrence relativement basse (par exemple 3000 HIz) implique d'avoir un gabarit de filtre noppler, tel que représenté en figure 4, dont le rapport entre la zone de réjection et la zone passante est élevé (40 %). Pour éviter qu'un nombre important (40 %) des cibles voit sa fréquence ambigue tomber dans la zone aveugle et soit réjecté, on fait varier la fréquence de récurrence FR pendant le temps d'éclairement de la cible, ce qui déplace les fréquences ambiqces et permet la détection de chaque cible aérienne pour au moins une valeur de FR. Les fréquences Eoppler non ambicqles étant ramenées autour de la fréquence Doppler des échos de sol, il sera possible de distinguer deux aroupes de cibles: - les cibles dont la fréquence Doppler non ambiqae est inférieure à F R qui ne seront pas perturbées par les variations de FR: ces cibles lentes 257f150 (vitesses dont la fréquence ambiq0e dépendra de FR. Cette discrimination ne sera possible que s'il y a au plus une cible dans chaque cellule de résolution, ce qui est pratiquement le cas après élimina- tion des échos fixes par le filtre Doppler. Cette discrimination se fait, au cours d'un passage sur la cible: - par mesures des variations d'amplitude en sortie du filtre Doppler, - et par mesures des variations de phase pour les différentes fré- quences de récurrence. La discrimination par mesures des variations d'amplitude permet de supprimer environ 90 % des véhicules lents, (si leur puissance est au moins dB au-dessus du seuil de détection) avec un risque inférieur à quelques pour cents d'éliminer une cible utile. La discrimination par mesures des variations de phase permet de supprimer le risque d'une élimination intempestive d'écho utile (pour les échos dont la puissance est au moins 3 dB au-dessus du seuil de détection), tout en améliorant l'élimination des véhicules lents. Les radars Doppler ambiguis en fréquence (en vitesse) utilisent l'aqilité de fréquence de récurrence pendant le temps de passage de l'antenne sur la cible pour supprimer les trous de détection dûs aux vitesses "aveucles" (zones de fréquences correspondant, par repliement, à la zone de réfection du filtre Doppler). Il s'en suit qu'un écho ambigu en fréquence a une fréquence ambiqOe qui peut se trouver dans la zone de réjection du filtre Doppler ou au contraire dans la zone passante du filtre, suivant la valeur de la fréquence de récurrence (FR). On peut choisir convenablement les N différentes fréquences de récurrence pour qu'un écho ambiqu soit dans la bande passante du filtre Doppler pour au moins deux et au maximum N-1 valeurs de la fréquence de récurrence. Un écho non ambiq0 se trouve soit dans la zone de réjection, soit dans la zone passante quelle que soit la fréquence de récurrence (donc pour les N valeurs de fréquence). Un écho de second balayaqe chanoe de cellules de distance à chaque commutation de FR, il se trouve donc présent, pour une case distance donnée, pour au maximum une valeur de FR. En éliminant les échos présents pour l valeur de FR ou N valeurs de FR, on élirmine les échos non ambiqus qui correspondent à la plage de fréquence des véhicules terrestres et les échos de nième balayage. Ce dispositif est complété par une mesure de la rotation de phase de l'écho de récurrence à récurrence. Lorsque l'écho est non ambigu en fréquence, cette rotation est quasiment indépendante de FR. Par contre, pour un écho ambigu, cette rotation dépend beaucoup de FR. En comparant cette rotation pour les différentes valeurs de FR, il est possible de discriminer les échos ambicus et les échos non ambiqus. Pratiquement, pour combler les trous de vitesse, nous avons été amenés à choisir par exemple les fréquences de récurrence suivantes: F1 = 3000 Hz F2 = 3200 Hz F3 = 3400 Hz F4 = 3600 Hz. Mais il est bien évident que ces valeurs ne sont fournies qCu'à titre d'exemple tout comme les autres valeurs numériques que nous fournissons dans la suite de la description. Dans un radar foppler, la fréquence réduite fi à la fréquence FR = Fi est obtenue à partir de la fréquence Doppler fd (mesurée par rapport aux échos de sol) et par la formule: fd fd modulo F. f.i = partie décimale (-- ) oFo ! F. La fréquence ambiq0e est alors: fdi = fiXFi Un écho à la fréquence fd sera vu pour les fréquences de récurrence telles que fi soit dans la zone passante du filtre, nous dirons alors que le nombre a. vaut 1 (et zéro dans le cas contraire). 7 1 150 Pour chaque fréquence, on peut calculer les nombres al, a2, a3, a4 qui indiquent les fréquences de récurrence o il y aura détection possible. On sait établir une relation entre fd et les ai pour les cibles utiles, c'est-à-dire pratiquement jusqu'à 750 m/s ou Mach 2,5 en basse altitude: (O fd sol, la vitesse du porteur est éliminée par une boucle de vitesse sol. On constate que: - tous les trous de vitesse, supérieurs à FR, sont comblés (au moins 1 ai non nul) sauf les zones suivantes: 2880 à 3600 Hz soit 720 Hz 6480 à 6600 Hz soit] 20 Hz 47400 à 47520 Hz soit]20 Hz Toutefois, les flancs du filtre Doppler n'étant pas raides, les trous que l'on constate sont partiellement comblés: il n'a pas été juqé utile de rajouter une 5ème fréquence pour compter les zones aveuales résiduelles. Les zones pour lesquelles tous les a. sont à.1 se trouvent principale- l ment concentrées aux fréquences basses. Fn particulier, les véhicules terrestres tels que fd - tous les a. = 1 de 720 à 2400 Hz. La figure 1 représente un circuit de discrimination par mesures des variations d'amplitude. Sur cette figure, on trouve des circuits E] de réception d'antenne comprenant notamment un filtre Doppler FD et un circuit de détection d'enveloppe et de normalisation destiné à réquler la fausse alarme. Ce détecteur fournit sur une liaison de sortie]0 des valeurs de niveaux de sionaux sous forme de signaux numériques. Un commutateur dont l'entrée est connectée à la liaison 10, permet de connecter celle-ci à une sortie. 1 à 4 correspondant chacune à une fréquence de récurrence. A chacune de ces sorties est connecté un registre sommateur dont la lonqueur est celle du nombre de quanta distance fonctionnant en mode série. res registres sont commandés par un circuit de commande central UC et plus précisément par des signaux UC] correspondant aux quanta distances. 7 1150 7. Les sorties des registres F] à F4 sont connectées aux entrées d'un circuit de sommation CS qui effectue l'addition des informations reçues sur ses entrCes et fournit un résultat à un circuit à seuil A]. Celui-ci reçoit par ailleurs un signal de seuil SI1 d'une valeur déterminée. Le circuit à seuil AI (ou comparateur) retransmet, vers un circuit d'inhibition INH, les signaux reçus du circuit de sommation CS, si leur valeur est supérieure à la valeur du signal de seuil S1. Par ailleurs, le circuit de la figure 1 comporte un circuit d'élaboration de niveau de seuil S2 connecté aux sorties des registres FI. à F4. Ce circuit détecte la valeur du signal fournit par F1 à F4 ayant la plus forte valeur. A partir de cette valeur, il fabrique un signal de niveau de seuil (S2) dont la valeur est inférieure d'une valeur connue, 6 dR par exemple, à celle détectée. Quatre circuits à seuil All à A14, tels que des comparateurs, sont connectés aux sorties des registres F1 à F4. Ils reçoivent chacun le signal de niveau de seuil (S2) et retransmettent sur les entrées d'une porte ET, un siqnal de niveau logique "1", lorsque la valeur du sional recu du registre FI à F4 est supérieure à la valeur du signal de niveau seuil (S2). Dans le cas contraire, les circuits à seuil Ail 3 A]4 fournissent un signal de niveau logique "0". Lorsque toutes les entrées de la porte ET sont au niveau logique "]", cette porte fournit un signal d'inhibition au circuit d'inhibition INIH. Si la porte ET fournit un signal de niveau logique "0", le- circuit d'inhibition autorise la transmission des signaux recçus du circuit à seuil A], sur la liaison MEM, vers des circuits d'utilisation. Par contre, si la porte ET fournit un signal de niveau logique "1", le circuit d'inhibition interdit cette retransmission de signaux sur la liaison MEM. Dans ces conditions, on prend comme hypothèse de base que la puissance d'une cible est constante pendant le temps de passage T d'un faisceau radar sur la cible. A titre d'exemple pratique, on suppose que durant le temps d'illumina- tion T (environ 80 ms), la fréquence de récurrence est commutée quatre fois soit tous les T secondes (ou toutes les \ récurrences o N est le hnombre de rcurrences par plot). nombre de récurrences par plot). 7 1 150 Les circuits classiques effectuent, après filtrage Doppler, détection normalisation, une post intégration adaptée au temps de passage T. Selon l'invention, la postintégration est remplacée par 4 postintégra- tions successives de récurrences, chaque registre de sommation F] à F4 étant affecté à une fréquence de récurrence particulière. Les résultats de ces quatre sommations élémentaires sont, d'une part, sommés dans le circuit CS afin de réaliser l'équivalent de la postintéqration globale sur le temps T et le résultat est présenté au seuil S1 de détection. D'autre part, chaque sortie des registres de sommation est comparée à un seuil S2 permettant d'élaborer les ai. Lorsque tous les ai sont à 1, l'écho est inhibé. En raison des pointes transitoires dues à la commutation de la fréquence de récurrrence FR, le seuil S2 doit être asservi au niveau de l'écho: on détecte donc le plus fort des 4 niveaux et on place le seuil à 6 dB sous cette valeur, avec un talon S02 lorsque l'écho est faible. fans ces conditions, le qabarit équivalent du filtre est celui correspon- dant à - 6 db. Pour les échos faibles (proches du seuil de détection), le seuil S2 calculé précédemment se trouverait sous le bruit thermique. On place donc une butée basse à l'évolution de S2' La valeur de cette butée doit être telle qu'elle minimise la probabilité d'erreurs. Deux types d'erreurs peuvent être faites: l /Elimination erronée d'une cible utile due à une fausse alarme entraînant le passage à I d'un ai qui serait à zéro sans bruit thermique. Cette probabilité d'erreur est maintenue inférieure à quelques pour cents. 2a/Non élimination d'une cible lente due à une non détection entrat- nant le maintien à zéro d'un ai qui aurait dû être à 1. Le seuil S2 étant fixé par le critère précédent, on a calculé la probabilité de non éliminaton d'une cible lente en fonction de la puissance de cet écho rapportée b la puissance minimale de détection. -7 On constate que pour les échos dont le rapport signal à bruit est supérieur à 4 dP, l'élimination est meilleure que 90%. 71 150 Ces probabilités sont calculées à partir de la puissance instantanée en un passaqe. Les probabilités globales devraient tenir compte de la fluctuation de puissance d'un balayage au suivant. Pour améliorer les performances du système de l'invention, un circuit de discrimination par variations de phase est combiné au circuit de discrimination par variations d'amplitude comme cela est représenté en figure 2. Ce circuit est conçu de façon analooue au circuit de discrimination par variations d'amplitude. Appelons Ai = ni ' ni I la différence de phase du sional reçu entre les récurrences n et n - 1, la fréquence de récurrence étant F. . q NIous avons A i = F. d o fd est la fréquence noppler de la cible non ambioae. - Pour FR = Fj, nous avons de même: Pl 27 f Ad, _ 2îf d J F. soit 4j = A 1 i j d F. FT5 i J la différence entre les écarts de phases mesurés aux fréquences Fi et Fj. On constate que le maximum des 6AP ij' permet de discriminer, sans aucune ambiquité, les échos dont le Doppler est inférieur à 3000 Hz (échos lents) des échos dont le Doppler est supérieur à 3000 Hz en plaçant un seuil r. à environ Toutefois, cette discrimination ne sera possible que si on peut calculer les 6ó ij' ce qui suppose qu'il n'y ait qu'un écho par cellule de résolution du radar: il faut donc se placer derrière le filtre Doppler pour éliminer d'abord les échos de sol. Dans ces conditions, les dâA ij ne pourront être calculés que si on a aiet aj = 1. reci limite la portée du dispositif, aux zones dans lesquelles le calcul est possible. Toutefois, le circuit de discrimination par variation de phase joint au circuit de discrimination par variation d'amplitude permet de lever le doute sur les zones o tous les ai sont à 1. et donc de supprimer certains trous de vitesses créés lors de l'élimination des cibles lentes. Fn plaçant un seuil à 670, on dispose d'une carde de 20 pour le calcul du maximum de 6LA 4' Par le calcul on démontre que la précision exiqée est obtenue ds ue le rapport sinal sur bruit () est suprieur d. est obtenue d.-s oue le rapport sional sur bruit (-)est supérieur à 3 dP. Comme il a été dit précédemment, la fonction discrimination par la phase est un perfectionnement au dispositif de la figure 1 et nécessite donc les circuits correspondants. Un tel dispositif suppose de plus que l'on puisse calculer la phase du signal, après filtre rloppler, dans chaque quantum de distance. Il est donc nécessaire de disposer de deux filtres Doppler (un sur chaque composante du sianal) et un extracteur de phase. Moyennant ces conditions, le circuit de discrimination par variations de phase, comme représenté sur la figure ?, comporte: - deux filtres Doppler FF,. et FDy pour les deux composantes ex et Ey de signal; - deux circuits de calcul de phases f ni et A+. connectés aux deux filtres Doppler FDx et FDly; - un commutateur C.3 dont l'entrée est connectée au circuit A. et permettant de connecter cette entrée à l'une de ses parties 31 à 34; - les registres de sommation (1 à G4) des phases A+ connectés aux sorties 31 à 34 du commutateur C3; - un circuit de recherche du maximum de variation de phase 6A. connecté aux sorties des registres de sommation et fournissant la valeur de ce maximum sur une sortie; - un circuit à seuil connecté à la sortie du circuit 6AQ j précédent, comparant la valeur du signal présent sur cette sortie à un seuil S3 et fournissant un signal d'inhibition lorsque la valeur du signal est inférieure au seuil S 3. La valeur de seuil peut être selon l'exemple pris précédemment de 67 ; - une porte à coTncidence ET2 dont une première entrée est connectée b la sortie du circuit à seuil précédent et la deuxième entrée est connectée à la sortie d'une porte ET1 correspondant à la porte ET du circuit de la figure 1. On retrouve sur la figure 2, le circuit de discrimination par variations d'amplitudes de la figure 1. Les résultats des discriminations par variations d'amplitudes et de phases sont réunis par la porte FT2 qui fournit un signal d'inhibition au circuit de sortie INH si un mobile lent est détecté dans les conditions décrites précédemment. 7 1 150 1]. En se reportant h la figure 3, on va maintenant décrire une variante d'un exemple de réalisation du circuit de discrimination par variations d'amplitudes de l'invention. Ces circuits se décomposent en deux groupes: - un groupe qui fonctionne à la cadence du quantum distance et pour chaque récurrence sous la commande de signaux UCi fournit par l'unité de commande UC. - un qroupe qui ne fonctionne qu'h la récurrence correspondant à un changement de friquence, sous la commande de siqnaux UC2 fournis par l'unité de commande IJUr. Le premier aroupe de circuits comprend principalement 4 registres h décalage Fl à F4 de n cases et p bits o n est le nombre de cases distances du domaine (limité par exemple à 254) et p le nombre de bits nécessaires pour effectuer l'intégration de la sortie du détecteur d'enveloppe sur 20 récurrences représentant le quart du temps de passage du faisceau sur la cible. Deux multiplexeurs ou commutateurs C1 et C2 branchent l'entrée et la sortie d'un registre (Fl à F4) sur un sommateur CS3 pendant les récurrences pour lesquelles FR = Fi. Pour la première récurrence du cycle F. = Fi, l'entrée est mise à zéro par I3, ce qui vide le contenu du registre (i). Ensuite les informations incidentes sont sommées dans ce registre, jusqu'à ce que FR = Fi + 1 (modulo 4). A cet instant, les informations des 4 registres, correspondant aux quatre dernières séquences Fi 3 Fi - 2 Fi] Fi, sont transférées dans le deuxième groupe de circuits (en même temps que le registre (i + 1) = (i - 3) est remis à zéro). Ce deuxième groupe de circuits est constitué essentiellement par les circuits connectés en sortie des registres Fl à F4. Les informations que l'on appellera g i - 3' i - 2' i - 1 Z i fournies par les registres Fl à F4 sont combinées dans un circuit représenté par un circuit de sommation CSl. Pour la compréhension du présent dispositif, on considère qu'il s'agit d'une somme, adaptant la postintéqration au temps de passage sur la cible. Ensuite, les informations ainsi sommées sont comparées à un seuil S. (circuit A1) fixé par les conditions désirées de fausse alarme et le résultat 2 5 7 1 150 est mémorisé, après passace dans une porte, dans un registre à décalaae R1 de n cases de 1 bit. Trois autres registres identiques R2 à R4, placés en série, maintien- nent en mémoire les 3 derniers trains d'information correspondant aux séquences: i-1,i--2,i--3,i--4 ( - 1, i - 2, i - 3, - 4 F _] Fi - 2' Fi 3' Fi) i-2, i-3, i-4, i - 5(F F 3 Fi F _ 1) i - 3 -4,-,-6(i- 3, Fi _ Fi 2) Les informations E i' i - ' i -2' Z i -3 sont d'autre part orien- tées vers le circuit élaborant le seuil S2. Ce circuit prend le maximum des Z j (soit Z p), le divise par 2 (6 dR soit un décalaqe de 1 bit) et la valeur E p est comparée au seuil S2. Si E p Ep 2 9s 2 SO2 alors 52 = sinon 52 = S2. Les ZE j sont comparés à 5S dans les-circuits A]l à A 14, pour fournir les a. dont le produit lonique, inversé par une porte NAND, commande la J circulation des informations dans les registres précédents. Lorsque tous les a. sont à 1, toute l'information correspondant à cette cible (qui est présente J dans les séquences, i, i - 1, i - 2, i - 3) est effacée. Sinon, l'information se retrouve à i sortie du 4ème reoistre avec un retard correspondant à une largeur de faisceau. Il est à remarquer qu'en cas de présence d'une cible lente, les séquences i - 4, i - 5, i - 6 correspondant à 3 de faisceau supplémentaire sont éqalement effacées, et l'on verra alors une "ombre" à côté des échos de véhicules. REVENDICATIONS 1. Circuit d'élimination d'échos de mobiles lents pour radar Doppler comprenant des circuits de réception (El) d'antenne fournissant sur une liaison de sortie (.0) la valeur numérique du signal détecté, caractérisé en ce qu'il comporte: - un premier commutateur (C].) possédant une entrée connectée à la liaison (10) des circuits de réception E1 et un nombre de sorties (1] à 14) égal au nombre de fréquences de récurrence différentes du radar loppler, ledit commutateur (C1) permettant de connecter son entrée à la sortie (1] à 14) correspondant à la fréquence de récurrence en cours; - un registre de sommation (F1 à F4) connecté à chaque sortie (11 à ]4) et fournissant sur une sortie une valeur de sienal détecté: - un circuit de sommation (C-S) connecté aux différentes sorties des registres de sommation (FI à F4) effectuant une post-intéqration sur le temps de passaae du faisceau d'antenne sur la cible des signaux détectés pour fournir sur une sortie un siqnal d'intéoration - un circuit de coïncidence (ET) possédant autant d'entrées qu'il y a de valeurs de la fréquence de récurrence, chacune de ces entrées étant connectée à une sortie d'un reqistre de sommation (F1 à F4), de telle sorte que le circuit de coïncidence (ET) fournisse un signal d'inhibition sur une sortie d'inhibition lorsque chaque reqistre de sommation délivre un signal de niveau supérieur à un seuil déterminé (S2) - un circuit de sortie (INH) possédant une première entrée connectée à la sortie du circuit de sommation, une deuxième entrée connectée à la sortie d'inhibition du circuit de coïncidence (ET), ce circuit de sortie (INH) permettant, en l'absence de signal d'inhibition sur la deuxième entrée, de retransmettre tout signal d'intégration reçu sur la première entrée, sur une sortie vers des circuits d'affichage, ce circuit (INHl) permettant également d'interdire la retransmission du signal d'intégration en cas de présence d'un sicnal d'inhibition sur la deuxième entrée: - et un circuit de commande (U(.) fournissant des signaux de com- mande au commutateur, aux registres de sommation et au circuit de sommation. 2.5 7 1 150 ]4 2. Circuit d'élimination d'échos mobiles lents pour radar noppler, selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un deuxième commuta- teur (C2) possédant autant d'entrées (21 à 24) qu'il y a de valeurs de la fréquence de récurrence, connectées chacune à une sortie d'un recgistre de sommation (F1 à F/), ainsi qu'une sortie connectée à une première entrée d'un circuit d'addition (CS3), lequel possède une deuxième entrée connectée à la sortie des circuits de réception (El) et une sortie connectée à l'entrée du premier commutateur (C1). 3. Circuit d'élimination d'échos mobiles lents pour radar Doppler selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque sortie de registre de sommation (Fl à F4) est connectée à un circuit de coïncidence par l'intermédiaire d'un circuit à seuil (A1] à A14). 4. Circuit d'élimination d'échos mobiles lents pour radar Doppler selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit d'élaboration de niveau de seuil (S2) connecté par ses entrées à chaque sortie des registres de sommation (F1 à F4) et fournissant, sur une sortie connectée aux circuits à seuil (All à A14), un signal de seuil dont le niveau est déterminé à partir du siqnal ayant le niveau maximum sur ses entrées. 5. Circuit d'élimination d'échos mobiles lents pour radar Doppler selon la revendication 1, caractérisé en ce que les circuits de réception (El]) comportent deux filtres Doppler (FDX, FD y) donnant les valeurs de deux composants du siqnal reçu, des dispositifs de mesure de déphasage ( ni, A4 i) connectés aux deux filtres Doppler (FDX, FD y) et fournissant à l'entrée d'un troisième commutateur (C3) un signal numérique de valeur de déphasaqe, ledit commutateur (C3) possèdant autant de sorties (31 à 34) qu'il y de valeurs de la fréquence de récurrence, chacune de ces sorties étant connectée à un registre de sommation (Gi à G4) de phase, les sorties des registres de sommation (G1 à G4) de phase étant par ailleurs connectés à un circuit de recherche de maximum de variation de phase (6 A ij) dont une sortie est connectée à un circuit à seuil (A3) fournissant sur une sortie un signal d'inhibition lorsque la valeur du signal reçu (déphasaqe) est inférieure à une valeur déterminée, ladite sortie de ce circuit à seuil étant connectée à une entrée d'une porte logique du type ET (ET2) à deux entrées et une sortie dont l'autre entrée est connectée à la sortie d'inhibition du circuit de coïncidence (ET) fournissant un signal d'inhibition au circuit de sortie INH lorsqu'il reçoit un sicgnal sur chacune de ces entrées.