Brevet FR2566603A1 — publié le 19851227

La présente invention se rapporte au domaine des circuits à hyperfréquence, et concerne plus particulière- ment un commutateur d'émission/réception pour des circuits à hyperfréquence. Conmme cela est bien connu, des commutateurs d%émission/réception pour des circuits à hyperfréquence reçsoi-vent une large variété d'applications. Dans l'une de ces anplications, la sortie d'un amplificateur est couplée par une ligne de transmission avec une borne de sortie, cette dernière étant en outre couplée avec d'autres cir- cuits. Quand lVamplificateur est utilisé, un signal en hyperfréquenrce qu'il amplifie est couplé avec la borne de sortie par la ligne de transmission. Quand l'amplificateur n'est pas utilisé, il est souhaitable de découpler électri- quement l'amplificateur et la ligne de transmission qui lui est associée de la borne de sortie pour éviter que des si- gnauz p-o-venant des autres circuits ne soient couplés avec le circuit d' amplificateuroCe découplage électrique est génralement obtenu en utilisant un commutateur dg'mission/ rïcepticn. Un commutateur dnémission/réception connu com- porte un transstor à effet de champ en mode appauvri dont 1.8l.ectrode de source est à la masse. Lélectrode de drain est couplée avec la jonction entre la sortie de ltamplifica- teur et la ligne de transmission. Un signal de commande attaque! électrode de grille pour maintenir bloqué le tran- sistor lorsque 1Vaiplificateur est utilisé et pour le faire passer à l'tat complàtement débloqué quand l amplificateur n'eSt pas utilise. Dans létat bloque, le transistor à effet de chmp mnaintient une haute impédance entre les électrodes de drain et de source et permet ainsi que le signal d'hyper- fréquence amplifiî soit couplé avec la borne de sortie par la ligne de transmission. Par contre, quand le transistor à effet de champ est complètement débloqué, lUimpédance entre les électrodes de drain et de source passe à une basse impé- dance, ce qui place en fait le potentiel de la masse à la sortie de l'amplificateur. La ligne de transmission cou- plée entre la sortie de l'amplificateur et la borne de sortie a une longueur électrique qui correspond à un quart de longueur d'onde à la fréquence nominale du signal en hyperfréquence et transforme ainsi le potentiel de la masse à l'extrémité côté amplificateur de la ligne de transmission en une haute impédance à la borne de sortie, ce qui découple électriquement l"amplificateur et la ligne de transmission de la borne de sortie quand l'amplifica- teur n'est pas utiliseé. Cette disposition trouve une application dans des modules d'lémetteurrécepteur en hyperfréquence lorsqu'ils sont utilisés par exemple dans des antennes à réseau en phase. Un émetteur-récepteur courant comporte un canal d'émission comprenant un amplificateur d'émission couplé entre une première et une seconde bornes par des lignes de transmission-en quart de longueur d'onde et un canal de réception comprenant un amplificateur deréception couplé entre la première et la seconde bornes par deux lignes de transmission en quart de longueur d'onde. Pour que l'émet- teur-récepteur fonctionne correctement, il est souhaitable que les canaux soient découplés électriquement l'un de l'autre. Ainsi, le dispositif de commutation démission/ réception déjà décrit est utilisé dans les deux canaux pour découpler électriquement le canal de réception de la pre- miere et de la seconde borne pendant le fonctionnement du canal dl-mission et pour découpler électriquement le canal d'émission de la première et la seconde borne pendant le fonctionnement du canal de réceptiono En général, un dispo- sitif de commutation d'émission/réception d'un émetteur- récepteur comporte deux paires de transistors à effet de champ avec l'électrode de source à la masse, une première paire associée avec l'amplificateur d'émission et une se- conde paire associée avec l!amplificateur de réception. Les électrodes de drain des transistors de chaque paire sont connectées aux bornes d'entrée et de sortie respective- ment de l'amplificateur qui leur est associé. Les élec- trodes de grille de la premiere paire de transistors à effet de champ reçoivent un signal de commande d'émission et les électrodes de grille de la seconde paire de tran- sistors à effet de champ reçoivent un signal de commande de réception. Pendant l'émission, le signal de commande d'émission polarise les électrodes de grille des transis- tors à effet de champ de la première paire à la tension de pincement et le signal de commande de réception polarise à zéro volts les électrodes de grille des transistors à effet de champ de la seconde paireo Pendant la réception, l'inverse est vrai; autrement dit, le signal de commande d'émission polarise à zéro volt les électrodes de grille des transistors à effet de champ de la première paire et le signal de commande de réception polarise les électrodes de grille des transistors à effet de champ de la seconde paire à la tension de pincement. Dans une phase de fonction- nement ou l'autre, les deux transistors à effet de champ polarisés à la tension de pincement sont maintenus dans un état essentiellement non conducteur entre leurs électrodes de drain et de source, présentant ainsi une haute impédance à la masse aux bornes d'entrée et de sortie de l'amplifica- teur associé et permettant le fonctionnement correct de ce canal. Par contre, les deux transistors à effet de champ polarisés à zéro volt sont complètement débloqués entre leurs électrodes de drain et de source, plagant ainsi essen- tiellement un court-circuit à la masse aux bornes d'entrée et de sortie de l'amplificateur associé. Ainsi, les deux lignes de;ctransmission qui couplent cet amplificateur entre la première et la seconde bornes sont court-circuitées à la nmasse à la sortie de l'amplificateur. Etant donné que chaque ligne de transmission a une longueur électrique correspon- dans à un quart de longueur d'onde à la fréquence nominale de fonctionnement de l'émetteur-récepteur, les courts-cir- cuits à la masse des sorties des amplificateurs de ces deux lignes de transmission sont transformés par ces li- gnes en des hautes impédances à la premiere et la seconde bornes, découplant ainsi électriquement le canal de la première et la seconde bornes. Bien que le dispositif de commutation d émission/ réception décrit ci-dessus donne satisfaction dans certai- nes applications, il présente des inconvénients qui lui sont propre Par exemple, l'électrode de drain du transistor à effet de champ couplé avec la borne de-sortie de l'amplificateur d'émission-est exposée à une tension dVhyperfréquence rela- tivement élevée pendant l'émissiono Comme cela a été expli- qué, ce transistor est à l'état de pincement pendant l'émission et doit rester à létat de pincement pour tous les niveaux de puissance du signal d'hyperfréquence émiso En général, les transistors à effet de champ du commnutateur d'émission/réception sont des composants à canal (L Ainsi, pendant des excursions instantanées positives de la tension en hyperfréquence à la sortie de l'amplificateur d'émission, il suffit que l'électrode de grille soit plus négative que la tension de pincement pour maintenir le pincement du tran- sistor car l!électrode de source à la masse est également une borne de source du composant. Mais pendant des excur- sions instantanées négatives de la tension en hyperfréquence à la sortie de l'amplificateur d'émission, l'électrode de drain du transistor devient plus négative que 1Délectrode de source à la masse et devient par conséquent la borne de source effective du composant. Par conséquent, pour que le transistor à effet de champ reste à l'état de pincement, le signal de commande d'émission doit maintenir la tension dié- lectrode de grille plus négative que les excursions instan- tanées négatives de la tension en hyperfréquence du signal émis, d'au moins une tension de pincement. Ainsi, une forte tension instantanée grille-drain existe pendant lés excur- sions instantanées positives de la tension en hyperfréquence. Le transistor à effet de champ doit avoir une tension d'amorçage grille-drain supérieure à cette tension ins- tantanée pour supporter ce fonctionnement. Etant donné que les tensions d'amorçage grille-drain des transistors à effet de champ sont limitéesg la capacité en puissance d'm aission en hyperfréquence des émetteurs-récepteurs uti- 1isant cs type de commutation d'émis'sion/réception est lJDi!te de façon correspondante. En outre, les transistors a effet de champ de commutation à l'état de pincement con- duisent legreeent un courant entre leurs électrodes de drain et de source, ce qui charge le canal qui leur est asocie. Cela produit une perte d'insertion dans ce canal, avec la perte associée de puissance du signal en hyper- fr quenceo Selon l'invention, un dispositif est prévu pour amplifier un signal appliqué et fonctionne avec une impé- -dance de sortie relativement â!evée lorsqu'une alimentation 11lui est appliquiée l'ampliftcation du signal appliqué par ce disp sitif étant inhibêe lorsque l'alimentation en est supprims. ni dispositif supplémentaire réagit à un signal de commande en appliquant l'alimentation au dispositif _. pli.fication pendant un premier mode de fonctionnement et en su&arinant l!alimentation du dispositif d'amplifica- tion pendant un. second mode de fonctionnement pour faire padàe; l'p. zpanc. d sortis relativement élevée de ce dis- pos'tif d&i mlification a uce impedance de sortie relati- re: l-ent basseo Un dispositif est en outre pràvu pour coupler le sigrnai-. aplifîi avec la borne de sortie pendant le pre- mier mode de fonctionnement et pour transformer l'impé- dance de sortie relativement basse en une impédance rela- vement elevée à la borne de sortie dans le second mode de fonctionnement. o Le dispositif d'amplification consiste en un transistor de sortie qui peut être un transistor à effet de champ, avec une électrode d'entrée (grille) qui reçoit le signal appliqué une électrode de sortie (drain et une électrode conmmune (source) connectées à un potentiel de référence, l'impédance entre l'électrode de sortie et l'électrode coummune étant l'impédance de sortie du dispo- sitif d'amplification. Lélectrode de sortie est couplée avec la borne de sortie par le dispositif de couplage et de transformation qui consiste en un réseau et une ligne de transmission. L'électrode de sortie est couplée par le réseau avec le dispositif d'application et de suppression d'alimentation commutable. Le réseau et la ligne de trans- mission produisent un déphasage prédé%terminé entre l'élec- trode de sortie du transistor de sortie et la borne de sortie, le déphasage prédét-erminn étant pratiquement un multiple impair d'un quart de longueur d'onde du signal appliqué. L'invention concerne donc un dispositif de commu- tation d'émission/réception qui perimet de coupler la signal amplifié avec la borne de sortie dans le premier mode de fonctionnement et de découpler électriquemlent le circuit d'amplificateur (dispositif d:amplification, réseau et ligne de transmission) de la borne de sortie dans le second mode de fonctionnemento Etant donné que le dispositif de commutation d'émission/rceaption utilise le dispositif d'amplification à la fois co-me dispositif d'amplification et de commutation0 les dispositifs supplémentaires de co- mutation, comme dans des transistors à effet de champ qui doivent être maintenus à l'état de pincement pendant le premier mode de fonctionnement0 sont éliminés de la sortie du dispositif d'amplification. Ainsi, la puissance du si- gnal camplifié produit par le dispositif d'amplification peut être augmentée. En outre, la perte d'insertion du cir- cuit est réduite. Dans un mode de réalisation, l'invention concerne un émetteur-récepteur prévu pour le couplage commutable, en fonction de signaux de commande, d'un signal entre une première borne et une seconde borne par un premier circuit dans un premier mode de fonctionnement ou d'un signal entre la seconde borne et la première borne par un second circuit dans un second mode de fonctionnement. Le second circuit est pratiquement découplé électriquement de la première et de la seconde bornes dans le premier mode de fonctionnement et le premier circuit est pratiquement dé- couplé électriquement de la première et la seconde bornes dans le second mode de fonctionnement. Le dispositif de commutation d'émission/réception selon l'invention est disposé dans chacun des circuits. Ainsi, un premier et un second dispositifs d'amplification sont disposés de façon correspondante dans le premier et- le second circuits pour amplifier des signaux qui leur sont appliques et ils fonc- tionnent avec une impédance de sortie relativement élevée lorsqu'une alimentation leur est appliquée, ce premier et ce second dispositifsd'amplification étant inhibés quant à l'amplification de signaux qui leur sont appliques lors- que l'alimentation leur est supprimée0 Un dispositif réa- gissant à un premier signal de commande applique de façon commutable l'alimentation dans le premier mode de fonction- nement au premier dispositif d'amplification et supprime cette alimentation du premier dispositif d'amplification dans le second mode de fonctionnement pour faire passer l'impédance de sortie-relativement élevée du premier dis- - positif d'amplification à une impédance de sortie relative- ment basseo De même, un dispositif réagissant à un second signal de commande applique de façon commutable l'alimen- tation dans le second mode de fonctionnement au second dis- positif d'amplification et supprime cette alimentation du second dispositif d'amplification dans le premier mode de fonctionnement pour faire passer l'impédance de sortie relativement élevée du second dispositif d'amplification à une impédance de sortie relativnement basse. Le premier cir- cuit comporte un dispositif de couplage du signal amplifié du premier dispositif d'amplification avec la seconde borne dans le premier mode de fonctionnement et transforme, dans le second mode de fonctionnement, l'impédance de sor- tie relativement basse du premier dispositif d'amplifica- tion en une impédance à la seconde borne nettemlent plus élevée que l'impédance caractéristique du second circuit. D'une façon similaire, le second circuit comporte un dis- positif de couplage du signal amplifié du second disposi- tif d'amplification avec la première borne de sortie dans le second mode de fonctionnement et transforme, dans le premier mode de fonctionnement, limp6dance de sortie rela- tivement basse du second dispositif d amplification en une impedance à la première borne nettement plus élevée que l'impédance caractéristique du premier circuit. Dans un autre mode de réalisation, 1invention concerne un émetteurrécepteur d"hyperfréquence comportant un circuit d'émetteur couplé entre une première borne et une seconde borne et un circuit de récepteur couplé entre la première et la seconde bornespUn signal en hyperfré- quence est couplé entre la première borne et la seconde borne par le circuit d'émetteur dans un mode d'émission. Dans un mode de réception, urn signal en hyperfréquence est couplé par le circuit de récepteur entre la seconde borne et la première borneo Le circuit démetteur comporte un amplificateur d'émetteur dont une entrée est couplée avec la première borne par une première ligne de transmission et dont la sortie est couplée avec la seconde borne par une seconde ligne de transmission Le circuit de récepteur com- porte un amplificateur de récepteur dont une entrgé est couplée avec la seconde borne par une troisième ligne de transmission et dont la sortie est couplée avec la première borne par une quatrième ligne de transmission. Un disposi- tif est en outre prévu, réagissant à des signaux de comuande, pour appliquer l'alimentation à l'amplificateur d'émetteur et déconnecter l'alimentation de l'amplificateur de récep- teur dans le mode d'émission et pour découpler l'alimenta- tion de l'amplificateur d'émetteur et l'appliquer à l'am- plificateur de récepteur dans le mode de réception. Celui des amplificateurs auquel l'alimentation est couplée, am- plifie un signal en hyperfréquence appliqué à son entrée, produit le signal en hyperfréquence amplifié à sa sortie et fonctionne avec une impédance de sortie relativement élevée, Inversement, celui des amplificateurs dont l1ali- mentation est déconnectée n'amplifie pas un signal en hyperfrequence appliqué à son entrée et fonctionne avec une impedance de sortie relativement basseO Un dispositif est egalement prévu, comprenant la seconde ligne de trans- mission pour coupler le signal en hyperfréquence amplifié de la sortie de l'amplificateur d'émetteur avec la seconde borne dans le mode d'émission et pour transformer, dans le mode de réception, l'impédance de sortie relativement basse do l'amplificateur d'émetteur en une impédance à la seconde borne nettament plus e1evée que 1 impédance caractéristique de la troîisiême igne de transmis-sion. Ainsi, dans le mode de rlceetioxl circuit d'émetteur est pratiquement décour plé électriquement de la seconde borne par le dispositif de oaut>ti o+ n d0issioin/rSception selon l'invention. En outre, un ciUsoaitif coraprenant la quatri:nme ligne de transmission ezt pr:9vu pour coupler le signal en hyperfréquence amplifiée dG la sortie de l amplificateur de récepteur avec la pre- in r-e borne dans le mode de réception et pour transformer, dan8 i modeI d émi ssi n limpédance de sortie relativement basse de demp!ificateur de récepteur en une impédance à la remièr borne nettement plus élevée de lVimpédance cnrac térisiLque de la première ligne de transmission. Ainsi, dans le mode dc"'mission, le circuit de récepteur est pratiquement découpl!ectriqueme t de la premiere borne par le disposi- tif de com]urtation dlmlission/réception selon l'invention. Dîautres caractéristiques et avantages de l'inven- tion apparaitront au cours de la description qui va suivre. Aux dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exemples nullement limitatifs la Fig. 1 est un schéma simplifié d'un radar et d'une antenne à réseau en phase dans lequel l'invention est utilisée, la Fig. 2 est un diagrame combine et un schema de l'un des mretteurs-récepteurs du dispos tif de la Fig. 1, incorporant le dispositif de commutation d'émission/ réception selon l'invention, la Fig. 3 est un schéma du circuit d'émetteur de l'émetteur-récepteur de la Fig. 2 montrant le commutateur d'é.mission/réception selon l'invention, et la Fig. 4 représente uLn autre mode de réalisa tion du circuit d'émletteur de la Fig. 3. La Fig. 1 montre donc une antenne 10 à réseau en phase couplée avec un radar 12 pFar un réseau d'attaque 14. L'antenne 10 *. rêseau en phase comporte plusieurs émetteurs- recepteurs 16a-16n, n dans le cas présent, avec chacun une sortie couplge avec l'un correspondant des plusieurs é1fl ments d'antenne 18a-18n par Se. iignes de transmission d&hypprfréquence 22a-22n aya.nt une impédance caractiristi- que de 50 obms dans le cas présento Les entrées dGs Cmet- teusS-récepteurs 16a-l6n sont couplées, par des lignes de transmission corxespondantes 24a=24n avec des bornes 23a-23n de úphaseurs réciproques correspondants 20a-20n. L impë- dance caractéristique des lignes de transmission 24a-24n est 50 ohms dans le cas présent. Le réseau d'attaque 14, consistant. enMunLxseaude lignes de transmission d'hyperfré- quence ayant une impédance caractéristique pdtermne (50 ohms dans le cas présent) couple le radar 12 avec les bornes 19a-19n des déphaseurs réciproques correspondants a-20n. Le radar 12 fournit également, sur des lignes 13a-13nr des signaux de comande au déphaseurs correspon- dants 20a-20n pour commander le degré de déphasage intro= duit par chaque déphaseuro Des signaux complémentaires sur des lignes 17a-17n et des lignes =T7Sa-I sont utilisés pour il commander les émetteurs-récepteurs 16a-16n d'une manière qui sera décrite. En résumé, l'antenne à réseau en phase délivre une partie d'un signal radar en hyperfréquence produit par le radar 12 et amplifié par les émetteurs- récepteurs 16a-16n vers chaque élément d'antenne 18a-18n dans une relation de phase prédéterminée, établie par les déphasages correspondants des déphaseurs réciproques a-20n, de manière à former des faisceaux d'énergie colli- miatés et orientés, qui sont émis vers une cible, non re- présentée. Les réflections des hyperfréquences par la cible sont reçues par les éléments d'antenne 18a-18n, sont ampli- fiées par les émetteurs-récepteurs 16a-16ng sont déphasées par les déphaseurs 20a-20n et sont couplées sous la forme d'un signal d'hyperfréquence composite par le réseau d'at- taque 14 au radar 12 pour être traitéeso La Fig. 2 est un schéma simplifié d'un exemple, 16i, des émetteurs-récepteurs 16a-16n. L'émetteur- récepteur 16i comporte un canal d'émetteur 26 et un canal de récep- teur 28 couplés en parallèle entreédeux bornes d'entrée/ sortie (la borne de déphaseur 30 et la borne d'antenne 32). Une ligne de transmission 24i, ayant dans le cas présent une impédance caractéristique de 50 ohms, connecte le dépha- seur réciproque 20i à la borne de déphaseur 30 (Fig 1). La borne d'antenne 32 est couplée à l'élément d'antenne 18i (Fig. 1) par une ligne de transmission 22i ayant également une impédance caractéristique de 50 ohms. Le canal d'émet- teur 26 comporte un amplificateur d'émetteur 34 comprenant un amplificateur de puissance 36, dans le cas présent un seul étage à transistor a effet de champ comprenant une électrode de grille 36g, une électrode de drain 36d et une électrode de source 36s. En fonction de l'amplification et de la puissance de sortie requises, l'amplificateur d'émet- teur 34 peut comporter plusieurs étages d'amplification plutOt qu'un seulo Dans ce cas, le transistor à effet de champ 36 représente l'étage final de l'amplificateur à plu- sieurs étages. Comme cela est représenté, l'électrode de source 36s est à la masse, A zéro volt continu. L'ampli- ficateur d'émetteur 34 comporte également un circuit d'a- daptation d'entrée 38 couplé entre la borne d'entrée 42 de l'amplificateur d'imetteur et.l'électrode de grille 36g, un circuit d adaptation de sortie 40 couplé entre l'électrode de drain 36det la borne de sortie 44 de l'am- plificateur d'émetteuro Le fonctionnement du circuit d'adaptation d'entrée et de sortie 38, 40 dans l'amplifi- cateur d'émetteur 34 sera décrit en détail par la suite. I1 suffit de dire pour le moment que le circuit d'adapta- tion d'entrée 38 présente à l'électrode de grille 36g une impedance à peu près adaptée à l1imPpédance de l'électrode de grille. L'impédance présentée par ie circuit d'adapta- tion de sortie 40 à l'électrode de drain 36d est choisie pour présenter au transistor 36 une charge qui lui pGrmet - de fonctionner avec un rendement élevé et de produire une puissance de sortie maximLale. Les circuits d'adaptation 38, transforment également ces impédances adaptées en l'im- pédance caractéristique des lignes de transmission 46, 48 respectivement couplées avec l'amplificateur d'émetteur 34. L'impédance caractéristique de la ligne de transmission 46 est environ 50 ohms dans le cas présent. La ligne de trans- mission 46 est connectée par une première extrémité 46a à la borne de déphaseur 30O La seconde extrémité 46b est con- nectée à la borne d'entrée 42 de l'amplificateur d'émetteur.o La borne de sortie 44 de l'amplificateur d'émetteur est connectée à une première extrémité 48a de la ligne de trans- mission 48 dont la seconde extrémité 48b est connectée à la borne d'antenne 32. L'impédance caractéristique de la ligne de transmission 48 est dans le cas présent d'environ 50 ohms. Le canal de réception 28 comporte un amplificateur de récepteur 50 qui comporte lui-même un amplificateur à faible bruit 52 représenté comme un seul étage à transistor à effet de champ comprenant une électrode de grille 52g, une électrode de drain 52d et une électrode de source 52so il est bien entendu que plusieurs étages d'amplificateur peuvent ètre utilisés selon les besoins, Dans ce cas, le transistor 52 est leétage final de cet amplificateur à plusieurs étages.o L'amplificateur de récepteur 50 comporte également un circuit dsadaptation d entrée 54 couple entre la borne d'entrée 58 de l'amplificateur de récepteur et liélectrode de grille 52g. L'électrode de source 52s est à la masse (zero volt continu). Le circuit d'adaptation de s-rtic 56 est couplé entre 1' électrode de drain 52d et la borns de sortie 60 de l'amplificateur de récepteur. Les circuits d'adaptation d'entrée et de sortie 54, 56 de lPam pli.cate-ur c récepteur fonctionnent dune feaçon similaire 1.5 aux circuits d'adaptation d'entrée et de sortie 38' 40 de l' ap ificateur d'émetteuro Le circuit duadaptation d'en- trgo 54 présente ue n aectrode de grille 52g, une iLpédance choisie pouz optimiser les performances de l.amplificateur en présence de bruit (cest=iâdire le chiffre de bruit de P amPpificeteur 50) et il nuest donc pas nécessairement aapép à li mppdance de lélectrode de grille 52go Le cir= cuit d&adaptation da sertie 56 présente à l'électrode de dfain 52d une imp9danc choisie pour présenter au transistor 52 une charge qui lui permet de fonctionner avec un rende- areït ïleev et avec un gain maximal. Les circuits d"adapta- tion 54, 56 transforment également ces impédances adaptées an i 1imédance caractéristique des lignes de transmission 62, 64 couples avec l'am9plificateur de récepteur 50. Dans cas présent, la ligne de transmission 62 a une impédance caractâristique d'environ 50 ohms et elle est connectée par une premiere extrémité 62a à la borne d'antenne 32 et par sa seconde extrémité 62b à la borne d'entrée 58 de l'amplifica- teur de récepteur. La borne de sortie 60 de l'amplificateur de récepteur est connectée & une première extrémité '64a de la ligne de transmission 64 dont la seconde extrémité 64b est connectée à la borne de déphaseur 30O L'impedance caractéristique de la ligne de transmission 64 est d'en- viron 50 ohms dans le cas présent. L'émetteur-récepteur 16i comporte gqleme9nt deux transistors. effet de cha.p de 6con r:ato 66, 63 de type courant associés respectivement avec lamplifica- teur d'é metteur 34 et 1lamplificateur de récepteur 50o- La fonction détaillée des transistors à effet de champ de commutation 66, 68 seraespliquée par la suite, I1 suffit de dire pour le moment que les transisLo-rs de coTuitation 66, 68 sont associés avec le dispositf e commutation d'émission/réception selon l'inventi.an, dans lequel l9un séliectionné des canaux déLimetteur s de racepteUnr 26, 28 est découplé électriquement de la borne de déphaseur 30 e% de la borne d'antenne 32 pendant le fonctionnemeLt de l'autre des canaux d'émetteur ou de r:ceptaur 265 2Go A cet effet, les transistors de coeuuation 6g 8 sont connec- tés chacun en dérivation à la masse aux bornes d'eentrâe 42, 58 des amplificateurs dem;etteur et de ràcepteur 34, 50. Ainai 'électrode de drain 56d du transistor. effet de chta de commutation 66 est coniectée L lia seconde extre- mit; 46b de la ligne de transmission 46 8 la borne dIentrée 42 de l'amplificateur démetteur, lélectrode de source 66s est connectée a. la masse (zéro volt continu) et!électrode! de grille 66g est connectée 8 une unité de commande de pola- risation 70 par une ligne 74o D'une façon similaireD l'ilec- trode de drain 68d du transistor de comimutation 63 est connectée à la seconde extrémité 62b de la ligne de transo mission 62 8 la borne d'entrée 58 de l'amplificateur de récepteur, l'électrode de source GOs est à la masse (zéro vol continu) et l'électrode de grille 68g est connectée par la ligne 76 à l'unité de commande de polarisation 72. La fonction des unités de commanDde de polarisation 70, 72 sera décrite en détail par la suite I4ais en résumé, l'unité de commande de polarisation 70 réagit à un signal de commande 15. d'émission sur la ligne 17i en fournissant l'alimentation continue commutable sur les lignes 78, 80 pour alimenter le transistor a effet de champ 36 par le circuit d'adap- tation d'entrée 38 et le circuit d'adaptatipn de sortie 40 respectivemento L'unité de commande de polarisation 70 réagit également au signal de commande d'émission sur la ligne 17i en produisant un signal de commande sur la ligne 74 pour commuter sélectivement le transistor à effet de champ 66 entre l'éetat conducteur et l'état non conducteur. De même, l'unité de çommande de polarisation 70 produit, sur les lignes 82, 84, une alimentation commutable en ré- ponse à un signal de commande de réception sur la ligne 17i pour le transistor à faible bruit 52 par le circuit d'adaptation d'entrée 54 et le circuit d'adaptation de sor- tie 56 respectivemento L'unité de commande de polarisation 72 produit en outre un signal de commande sur la ligne 76 pour commuter sélectivement le transistor à effet de champ 68 en rêponse au signal de commande de réception sur la ligne 7 entre l'état débloqué et l'état bloquéo Dans le mode d'émission, le radar 12 (Fig. 1) produit un signal en hyperfréquence ayant une fréquence no- minale prédéterminée 6C (et une longueur d'onde c) 0 Une par- tie du signal en hyperfréquence est couplée avec la borne 19i du déphaseur réciproque 20i par le réseau d'attaque i4o Le déphaseur réciproque 20i modifie la phase du signal en hyperfréquence qui lui est appliqué d'un angle prédéterminé, commandé par un signal de commande de phase produit par le radar 12 et appliqué sur la ligne 13i vers l'entrée de com- mande 21i du déphaseur 20io Le canal d'émission 20 dans ilémetteur-récepteur 16i couple la sortie déphasée du dépha- seur réciproque 20i, disponible à la borne 23i avec l'élement * d'antenne 18i en réponse à des signaux de commande complémen- taires sur les lignes 17i, 17i1 Le signal en hyperfréquence à émettre est couplé par la ligne de transmission 46 avec- l'amplificateur d'émetteur 34 La sortie en-hyperfréquence amplifiée de l'amplificateur d'émetteur 34 est couplée par la ligne de transmission 48 avec la borne d'antenne 32 et, par la ligne de transmission 22i avec lUélxuent d'antenne 18i pour.être émise vers une cibleo Dans le mode de réception, des signaux en. hyper- fréquence réfliéchis par la cible et ayant une fréquence pratiquement égale à la fréquence nominale fc, avec un dé= phasage Doppler résultant de la vitesse de la cible sont reçus par l'élément d'antenne 18io Ces signaux requs sont couplés par le canal de réception 28 dans lDémetteur=rcep=- teur 16i avec le déphaseur réciproque 20i en réponse aux signaux de commande complémentaires sur les lignes 17i, 17i Le signal en hyperfréquence reçu est couplé avec l'am- plificateur de récepteur 50 par la ligne de transmission 62. La ligne de transmission 64 couple la sortie en hyperfré quence amplifiée de l'amplificateur de récepteur 50 avec la borne de déphaseur 30, ce signal en hyperfrêquence étant couplé avec le déphaseur 20i par la ligne de transmission 24'io Le déphaseur 20i décale la phase du signal en hyper= fréquence appliqué en fonction d'un signal de commande de phase sur la ligne 13i provenant du radar 12. Le signal en hyperfréquence déphasé provenant du déphaseur 20i est appli= que au radar 12 par le réseau d'attaque 14. Ainsi, pour en revenir à la Fig. 1, chacun des modules dSémetteur.récepteur 16a-16n est utilisé d'une façon similaire pour coupler une partie é7u signal en hyperfréquence entre le radar 12D par le réseau d'attaque 14 et les éléments d)antenne 18a=l8n de manière à produire des faisceaux duhyperfréquence parallè- les et dirigés a partir d'une simple source d hyperfriquen= -ce dans le mode d'émission, et pour recevoir des réflec tions de cibles de ces faisceaux dans le mode de réception, et pour appliquer un seul signal en hyperfréquence compo- site au radar 12. La Fig. 3 est un schéma détaillé d'un canal d'é- metteur 26 dans l'exemple d'émetteur-récepteur 16Si. Comme cela a été expliqué, la ligne de transmission 46 est.con- nect&e par une première extrémité 46a à la borne de dé- phaseur 30 et par une seconde extrémité 46b à la borne d'entrée 42 de l'amplificateur d'Imetteur 34O La borne d'eintrée 42 est couplée avec l'électrode de grille 36g du transistor à effet de champ de puissance 36, par un cir- cuit d'adaptation dcentrée conventionnel 38. Le circuit d'adaptation d entrée 38 comporte une longueur de ligne de transmission en hyperfréquence 86 dont une premiere Sextrmi': Ceaest couplêe avec la borne d'entrée 42 par un condensateur 88 de blocage de composante continue et dont une Fseconde extr9mité 86b est connectée à lélectrode de grille 36g et à une premiere extrémité d'une bobine d inductance d accord 92 La seconde extrémité de la bo= binc d'in[uctance d'accord 92 est connect6e à la masse par le condensateur 94. Le condensateur d'accord 90 est couplé entre la jonctlon 91 du condensateur de blocage 88 e 13 la igne de transm4isLsion 865 à la masse. Comme cela a etê e;pliuéu! lélectrode de soutrce 356s du transistor de puissance 36 est également connectée à la masse0 L"'é lectrede çae drain 36d est connectée à la borne de sortie 4 de p-lificateur d'émetteur par aun circuit d'adapta- tion de sortie 40 de type courant, de réalisation simri- laire L cella du circuit d'adaptation d&entrée 38 Une !longuuur de ligne de transeissio en hyperfréquence 96 est connectée par une Dreomire extrémité 96a à l'électrode de drain 36d et ê la bob5ine d'inductance d'accord 98 qui est connct.e!a rmasse en s4rie avec le condensateur 100o La seconde ectrmite 96b d. la ligne de transmission en hyper- frque^cS e 96 est connectée a un condensateur 102 de blo- cage de composante continue et à une première extrémi.té d'un condensateur d'accord 104 cà la jonction 105. La se- conde extrmîite dui condensateur d'accord 104 est à la masse. Le condensateur 102 de blocage de composante con- tinue. est connecte en série avec la ligne de transmission 96 vers la borne de sortie 44 de l'amplificateur d'émet- teur. La ligne de transmission 48 couple la borne de sortie 44 de l'amplificateur d'émetteur avec la borne d'an- tenne 32, comme représentée L'alimentation du transistor à effet de champ de puissance 36 est fournie par uhe unit-é de commaende de po- larisation 70 qui comporte trois sources dValimentation continue 71a, 71b, 71c avec chacune une sortie connectée à une unité de comuitation 73 L'unit de comutation 73 est un dispositif de coemmutation conventionnel à courant continu comme un circuit de co nmuta ,'ion È transistor et il est représenté ici par un groupe de co-mrtultateurs uïtipo- poGaires à deun positions 75a, 75b et 75c. La borne da s:repos: (Nc) de chalque conîuttateur. 75a, 75b, 75c est re- liée à la sortie d'une source dalir:entation corresuon dante 71a, 71b, 71co La borne de "'travail (NO) de chaque commutateur est connectée & la masse. La positiQn de chaque commutateur est comm andre par un sigjnal de coïtmcnde d'émio= sion applique à l'unité de cenutation 73 sur la ligne 17i d'une lanière qui sera d&crite par la suite. La borne com mune (C} du com-utateur 75D est relive par une ligne 7$ à la jonction- 93 entre la bobine dinductance d'accord 92 et le condensateur 94 dans le circuit d'adaptation deentrée 38. La ligne 80 relie la borne com3iune (C du commutateur 75c à la jonction 99 entre la bobine d'inductance d'accord 98 et la condensateur 100 dans le circuit d'adaptatioD de sor-tie 0o Ainsi, quanid le signal de commande d'éission sur la ligne 171 maintient les coL3tataurs de!'unit deC cemm-utat. -ion 73 en position erzme, l'ali:lmentaton da la soIurce d'alimentation 71b est applique au transistor de puissance 36 par la ligne 78 et le circuit d'adaptation d'entrées 38. La bobine d'inductance d'accord 92 se comport te comLrie un court-circuit en courant continu, couplant l'alimentation continue avec l'électrode de grille 36gê en outre, un condensateur 88 de blocage de composante conti- nue empêche l'alimentation continue d'être appliquée à l'amplificateur d'émetteur 34 et à la ligne de transmis- sion d'hyperfréquence 46. D'une façon similaire, avec le commutateur 75c en position fermée, la source d'alimen- tation continue 71c est couplée avec l'électrode de drain 36b par la ligne 80 et le circuit d'adaptation de sortie 40. La bobine deinductance d'accord 98, formant un court- circuit en courant continu, applique la polarisation con- tinue à l'électrode de drain 36d tandis que le condensa- teur 102 de blocage de composante continue isole la ligne de transmission d'hyperfréquence 48 de l'alimentation con- tinueo Quand le signal de commande d 'émission sur la ligne 17i fait passer des commutateurs 75a, 75b, 75c en position ouverte, les sources d' alimentation 71b, 71c sont déconnec- tées respectivement des électrodes de grille et de drain 36g, 36d et ces électrodes sont reliées au potentiel de la masse (zéro volt continu) par ces mêmes conmmutateurs 75b, co La borne commune (C) du commutateur 75a est con- nectée par la ligne 74 l'électrode de grille 66g du tran- sistor à effet de champ de commutation 66. Quand le signal'- de commande d'émission sur la ligne 17i maintient le commu- tateur 75a en position normalement fermée, la source'd'ali-. mentation 71a est reliée par la ligne 74 à 1' électrode de grille 66g, polarisant ainsi le transistor à effet de champ de commutation 66 à l'état bloqué, d'une manière qui sera décrite. Avec la commutateur 75a en position ouverte, com- ïîandee par le signal de commande d'émission- sur la ligne 17i, l'électrode de grille 66g est reliée au potentiel de la masse, (zéro volt continu) par le commutateur 75a, plaçant le transistor 66 à 1 état conducteur comme cela sera expli- quée Pour en revenir à la Fig. 2, l'exemple de module d'émetteur-récepteur 16i comporte, comme cela a été indi- qué, deux modes de fonctionnement, à savoir un mode d'émis- sion utilisant le canal démission 26 et un mode de ré- ception utilisant le canalde réception 28. Etant donné que le canal d'émission 26 et le canal de rgception 28 se partagent une même paire de bornes d'entrée/sortie (c'est- à-dire la borne de déphaseur 30 et la borne d'antenne 32) il est évident que la commission d Démission/réception doit être utiliséeo Autrement ditg le canal qui n'est pas utilisé dans un mode particulier de fonctionnement de l'émettceur-récepteur doit Qtre découplé électriquement des bornes de déphaseur et d'antenne 30, 32 pour éviter qu'un signal en hyperfréquence ne passe dans leca! innu tilise perturbant ainsi le rendement en puissance et pro- voquant des r6flections indésirables d'hyperfréquence dans le canal utiliséo Selon l'invention, le canal 26, 28 qui n'est pas utilisé dans un mode particulier de fonctionne- ment de l'émetteur-récepteur est découplé électriquement deas bornes de déphaseur et d'antenne 30O 32 à la commande du radar 12 qui produit, pour chaque émetteur-récepteur 16a-16n, deux signaux complémzntaires de commande d'nèmis sion et de réceptiono Les signaux de commande d'éSmission sont appliqués sur les lignes 17a-17n et les signaux de comlande de réception sont appliques sur les lignes 7C- 17-n vers les émetteurs-récepteurs correspondants 16a-16no Les signauxz de commande d'iémission sur les lignes 17a-17n sont associés avec les canaux d'émission dans les émetteurs- récepteurs 16a-l6n tandis que les signaux de commande de réception sur les lignes 17a-17n sont associés avec les canauxs de-réception dans les émetteurs-récepteurs 16a-16no Par exemple, dans l'émetteur-récepteur 16i, la ligne 17i est associée avec le canal d'émission 26 et la ligne 17i est associée avec le canal de réception 28. Dans le present mode de réalisation, les signaux de commande d'émission et de réception sont des signaux logiques, c 'est-à-dire des signaux n'ayant que deux états, l'état "1! et l'état 110". Etant donné que les paires. de signaux de commande sont complémentaires, il en résulte que lorsque les signaux de cowiande dëmission sur les lignes 17a-17n sont à l'état I'UU les signaux de commande de réception sur les lignes 17a-d7n sont à l!ïétat 0' et réciproquemento Létat logi- que des paires de signaux de commande correspond au mode de:onctionnement du radar 12 et par conséquent au mode de fonctionnement des émetteursrécepteurs lSalS6no Un niveau logique "0' est émis sur les lignes associées avec un canal en utilisation dans un mode particulier de fonctionnement et' un niveau logique- i"" est produit sur les lignes asso- cies arc le canal inutilisé. Ainsi, dans le mode d'émis- *ion" les signaux de commande d'émission sur les lignes 17a-17n sont placés au niveau logique l0'l par le radar 12 e' lee s au de comlande de réception sur les lignes 17a '71n sonk pliacés A P'tar. "".o Dans le mode de rzcep- Z15i.! o ix 1'e --ers- est vrai cst-adire que les signaux de coanèd l'tission sur les lignes 17a-17n sont placés au znivau 3L e les signaut do commande de réception sur les -ignes 2a sont places au niveau 11"1. Dlans chaque émet% teir.cteur laG16nx 1e czanal & hyperfréquence non uti- 23!isH% dans un mode Particulier (émission ou reception) du foctio ntezment de é.sturrcepeur2 reçoit de la mani- : d,s_ un si.gnal de commande au niveau "1"w et il est dec up!i15 detrieuemeut ds bornes de -déphaseur et d an- tenne Z0, 32 d'uLne manire qui sera décrite tandis que le cania à hyp-ràréquence utilisé dans ce mode de fonctionne- et nide letQeur=r cepteur reçoit un signal de commande de ni-1e.au 01" et couple 1e signal en hyperfréquence qui uii 3et, p!iqué par l'âmetteurrâcepteur sans aucun effet ea chP-rgea du canal non uiliséo iLes détai!$s de l'opération d'amplification et de co.m-t)utation de chaque canal à hyperfréquence seront mieux c cpria en se référant à la Fig. 3 qui, comme cela a été indiqëu, est uan schema simplifié du canal d'émetteur 26 d'un exemple d16etteurr cécpteur l6io Dans le mode d'é- xission, le signal de commande d'émission appliqué sur la ligne 17i vers l'unité de commutation 73 est au niveau "0". En réponse à ce signal, l'unité de commutation 73 main- tient les commLiutateurs 75a, 75b, 75c en position fermxe, couplant les sorties des sources d'alimentatio2 continues 71a, 71b, 71c de l'unité de coetnande cde polarisetion 70 sur les lignes 74, 78 et 80 respectizemento Ainsi, la sor- tie de la source d'alimentation 71& est appliqu e &!u- lectrode de grille 66g du transistor I effeft dr champ de commutation 66G Dans le présent mode de realisation, le transistor de comutation 665 est un transistor à effat de chaaip à m6tal-semi-conducteur (HSFE) S' en mode appauvrif canal no La source d'alimentation 71 produit une tension négative d'une amplitude sffisn pour amener au pince- ment le canal c nducteur entre i élccode de drain 6 et 1' électrode de source 66so UO3e valeur coura-te de la tension de pincement d un 2E R i canal n est -5 volts Coame cela est connu, le pince-ment p.ace le transistor effet de champ 66 à l'état non conducteur, créant ainsi une condition de haute impdaenca entre lelectrode de draîn 66d et!l'ectrode de source G66s et pare conséquent, entreZ la seconde extrérité 46b de la ligne de transmission 4 et la masse. Pendant lgémission, un signal dDhyperfrég ence péntre dans le canal d' émission 26 sur la ligane de trans- mission 24i, depuis le déphaseur réciproque 20io Pour des raisons qui seront expliquées, pratiquement aucun signea dbhyperfréquence ne pénètre dans 1a canal de réception 28 à!a seconde extrémité 64b de la ligne de transmission 64o Pratiqueznent tout le signal d'hyperfréquence se propege par la ligne de transmission 46 vetrs la seconde extr%éité 46b à la borne dlen-trée 42 de l'amplificateur démssio. Comme celae a été explique, le transistor de cowmutation 66 a l'état de pincement préseinte une haute impédance & la masse à la seconde extrémité 46b et il n'a done que peu d'effet de charge, ou pas du tout, sur le signal en àyper- fréquence présent sur a ligne de transmission 46, permet- tant que pratiquement tout le signal en hyperfréquence atteigne l'amplificateur d'émission 34 à la borne dV'entrée 42. Le signal en hyperfréquence est couplé depuis la borne d'entrée 42 avec!électrode de grille 36g du tran- sistor à effet de champ de puissance par le circuit d'a- daptation d'entrée 38 de type courant. Le circuit d'adap- tation d'entrée 38 consiste en des éléments de circuit choisis pour produire, à la fréquence nominale fc du signal ern hyperfréquence, une transformation d'impédance depuis l'impédance caractéristique de la ligne de transmission 46 jusqu à environ l'impédance d'entrée du transistor de puis= sance 36. Autrement dit, ces éléments de circuit sont choi- sis pour obtenir une impédance adaptée de 50 ohms pour la ?5 ligne de transmission 46.de 50 ohms et une transformation de cette impédance en une impédance vue par l électrode de grille 36g à peu près adaptése à limpédance d'entrée du transistor de puissance 36. La plus grande partie de cet effet est obtenue Par la coopération de la ligne de trans- mission 86, du condensateur d'accord 90, de la bobine d'in- ductance d'accord 92 et- dans une moindre mesure, du conden- sateur 88 de blocage de composante continue0 Le condensateur 9, empêche que le signal en hyperfréquence apparaisse sur la ligne 78 et il est done choisi avec une capacité suffi- sante pour présenter un court-circuit effectif aux signaux dkyperfréqueice, mais sa aleur doit tenir compte du choix dee autres composants du circuit d'adaptation. Le transistor à effet de champ de puissance 36 set associé avec une réac- tance parasite inhérente 37, représentée en pointillé, pour montrer que cette réactance est une caractéristique inhérente du transistor 36 et ne constitue pas un élément discreto Néanmoins, l'effet de cette réa-ctance parasite doit être réduit au minimum à la fréquence nominale fco Ainsi, l'in- ductan-ce de la bobine d'accord 92 est choisie pour accorder l'effet de la réactance parasità 37 à la fréquence nominale- d' hyperfréquence fc. Dans le mode de réalisation préféré, le transis- tor à effet de champ de puissance 36 est un transistor à effet de champ en mode appauvrie à canal n, apportant gé- néralement un gain de 8 dB et une puissance. de sortie comprise entre 5 et 10 watts0 Comme cela a été explique, dans le mode déVmission, les sorties des sources d alimen- tation 71b, 71c sont connectées aux électrodes de grille et de drain 36g, 36d respectivemento Les tensions d2ali- mentation 71b, 71c sont choisies pour polariser le tran- sistor de puissance 36 au milieu de sa région acquise (ou région de fonctionnement nominal). Par exemple, la source d'alimentation 71b polarise la grille 36g à environ -2,5 volts continu et la source dUalimentation 71c polarise le drain 36d à environ +10 volts continu pour obtenir une puis- sance de sortie en hyperfréquence de 10 watts Comme cela sst représenté0 l'électrode de source 36s est connectée directement à la masse (zéro volt)o Le transistor de puis- sanrce 36 est donc polarisé pour réagir au signal en hyper- fréquence appliqué à lélectrode de grille 36g en produisant un signal d&hyperfréquence amplifié à lélectrode de drain 36do Pour obtenir une puissance de sortie et un rendement maximal, l'électrode de drain 36d est chargée avec une im- pédance adaptée de fagon appropriée (c'est=-àdire une ligne de charge) à la fréquence nominale de fonctionnement fco Ainsi, le circuit d'adaptation de sortie 40 comporte des comiposants choisis pour produire, aà a fréquence nominale -fc du signal en hyperfréquence amplifié2 une charge sur l @- lectrode de drain 36d qui est une approximation de cette ligne de charge. Le circuit dcadaptation de sortie 40 assure également la transformation de cette charge en une imp- dance vue à la borne de sortie 44 adaptée à 1limpédance caractéristique de la ligne de transmission d'hyperfré- quence 48, par exemple 50 ohms. La plus grande partie de cette adaptation d'impédance et de cette transformation est assurée par la coopération de la ligne de transmission 96" de la bobine d'inductance d'accord 98, du condensateur d'accord 104 et, dans une moindre mesure, du condensateur 102 de blocage de composante continue Le cond nsateur S 100 dvite quc le signal en hyperfréquence soit couplé sur la ligne 80 et il a une valeur suffisamment grande pour présenter un court-circuit effectif aux hyperfréquences" inais sa valeur doit tenir compte du choix des autres élé- XpDnts du circuit d'adaptationo Le transistor à effet de cha m:p de puissance 36 est associé avec une réactance parà- site inh&rente, représentée sur la Fig0 3 comme un conden- sateur 39 en pointillé, pour montrer que cette réactance est une caractéristique inhérente du transistor 36 et -n'st pas un élément de circuit discreto Néanmons, les effets de cette réactance parasite doivent être réduits au minimura la fr&quenc noolinale fcO Ainsi, l inductance de la hobinc 5laccord 98 est choisie pour accorder l'effet de la r actance parasita 39 à la fréquence nominale fCo Le signal en hype2fréquence amplifié couplé avec 20.ea bora de sortie 4 de luamplificateur d'émission est en o-utr' couplé par la ligne de transmission 48 avec la borne d-antenne 320 Pour des raisons qui seront expliquées ci- apr s, ce signal en hypsrfréquence ne pénètre pas dans le canal de réception 28 à la première extrémité 62a de la !igne de transmission 62 de 50 ohmsg au contraire, pratique- nt tout le signal ean hyperfréquence est couplé avec la ige de t asmi.sson 22i à 50 ohms vers l'élément dIan- terne 18i g 1) et il est émis vers une cibleo A un instant prédéterminé apres l'émission, le radar 12 passe dua mode d'émission au mode de réception afin de lui permettre de traiter des parties reques du signal en hyperfraquence émis réfléchies par une cible. En regard de la Fig. 2, la partie du signal en hyperfréquence réfléchie, reçue par l'-Iément d'antenne 18i et couplée sur la ligne de transmission 22i à 50 ohms apparaît a la borne d'antenne 32. Pour un bon fonctionnement. la réception, pratique- ment tout le signal en hyperfréquence est dirig& dans ie canal de réception 28 par la ligne de transmission 62 par le dispositif de commutation d éission/récep- tion selon l'invention2 qui eévite que le signal ae hy- perfr9quence reçu pénêtre dans le canaEl iiission 26 par la ligne de transmission 48o Comme cela a été expliqu& dans la mode de réception; chaque signal de coxmnde rD' mission sur les lignes 17a-17n est commuté au niveau '19' par le radar 12 et chaque signal de commande de réception sur les lignes 77a- 7=7n est comniuté par le radar 12 au niveau :0". Ainsi, dans l' exemple &1etteur5récepteur L6i, le signal de commande de réception sur la ligne ei asso- cie avec le canal de récepltion 28 passe au niveau 0l' et le signal de commande imission sur la ligne 171 associée avec le canal & missúon 26 passe aunivwau logique oEn regard de La Fig. 3 le niveau "1!& sur la ligne 17i active t1%i%9 de coD utation 73 de 1 runità de commande de polarisation 70, faisant passer les con- -mutateurs 75a, 75be 75c de leur position ferîLée (C) k leur position ouverte (0o) Cela place un potentiel de de la masse (zéro voli- sur les lignes 74 78 et '0o A !eur tour, les lignes 78ô 80 à la masse mettent à la masse l'électrode de grille 36g et l'électrode de drain 36d u transistor à effet de chaeàp de puissance 36 par !'2intermdiaire des bobines d'inductance d'accord 92, 8DS respectivement, découplant ainsi lalimLentatLion du transistor 36. Le transistor a effet de champ de puis- sance 36 en mode appauvri passe ainsi à un état de pola- risation dans lequel sa tension grille=source et sa tension drain-source sont nulleso I1 en résulte qua le carnal conducteur entre les électrodes de drain et de source 36d, 35s peut conduire librement un courant sur toute sa largeur. Cela crée une basse impédance entre l'électrode de drain 36d et l'électrode de source 36s et crée par conséquent un courtscircuit en hyperfré- quence et en courant continu vers la masse à l'électrode de drain 36do La longueur totale du trajet de signaux d'hyperfréquence entre l'électrode de drain 36d et la borne d'antenne 32 est un multiple impair (c:est-à- dire n=l, 3d 5 etc.) d'un quart de longueur d'onde (nâc/4) de la longueur d'onde nominale (kc).o Ce circuit de signaux en hyperfréquence en quart de longueur d9onde transforme le court-circuit à la masse l:électrode de drain 36d en une haute impédance, en fait un circuit ouvert, à la borne d'antenne 32. Pour le signal en hyperfréquence requ qui atteint lémetteurrécepteur 16i sur la ligne de transmission 22i de 50 ohms (Fig. 1) le canal démis- sion 26 est vu comme un circuit ouvert, comparé à l1im- pédance caractéristique de la ligne de transmission 62 qui est gênéralement 50 ohmso Ainsi, dans le mode de ré- ception, le canal d"émission 26 est découplé électrique- ment, à la seconde extrémité 48b de la ligne de trans- mission 48, de la borne d'antenne 320 permettant ainsi que pratiquement tout le signal en hyperfréquence reçu soit coupl. depuis la ligne de transmission 22i de 50 ohms dans le canal de réception 28 par l'intermédiaire de la ligIe de transmission. 62 et interdisant que le signal en hyperfréquence n'atteigne le canal d émetteur 26. Le circuit de signaux en hyperfréquence entre 1électrode de drain 36d et la horne d'antenne 32 com- porte un circuit d"adaptation de sortie 40 et une-ligne de transmission 48. A la fréquence nominale du signal en hyperfréquence fc, le circuit d'adaptation de sortie introduit un déphasage prédéterminé 1 dans le signal en hyperfréquenceo La longueur de la ligne de transmis- sion 48 produit un déphasage supplémentaire 42 du signal en hyperfréquence pour satisfaire la relation l + %2 = n c/4, o nAc/4 est un'multiple impair du quart de lon- gueur d'onde nominale du signal en hyperfréquenceo De la manière bien connues un court-circuit à la nmasse à une extrémité (c'est-à-dire A l'électrode de drain 36d) d'un multiple impair d'un circuit en quart de longueur d'onde est transformé en un circuit ouvert à la seconde extrémité (c'est-à-dire la borne d'antenne 32) du cir- culit en quart de longueur d'onde.o Ainsi, la commutationmission/réception du canal d'émission 26 à la borne dDantenne 32 est effec- tuée selon lEinvention en supprimant l'alimentation du -transistor de puissance 36 pour créer un court-circuit à la masse à l'électrode de drain 36d, le déphasage total nXc/4 entre l'électrode de drain 36d et la borne d'antenne-32 transformant.le court-circuit en une haute , impédance à la borne d'antenne 32 L'énergie reçue & la borne d'antenne 32 provenant de lantenne 18i ne peut donc atteindre le canal d'émission 26o Ainsi, le canal d'émission 26 est découplé électriquement de la borne d'antenne 32 à la seconde extrémité 48b de la li- gne de transmission 48o Ce découplage permet que prati- quemant tout le signal en hyperfréquence réfléchi par la cible et reçu par l'élément d'antenne 18i soit couplé par la ligne de transmission 22i à 50 ohms avec la ligne de transmission 62 du canal de réception 28 Il apparaet ainsi que le dispositif de commutation d'émission-récep- tiorn selon 1 invention incorpore 'étage final 36 de l'amplificateur d'émetteur 34, cet étage final étant com- muté entre deux modes de fonctionnement, un mode d'am- plification pendant l'émission et un mode commute pendant la réceptiono Il faut noter que pendant l'émission, le transistor à effet de champ 36 n'est pas maintenu à l'état de pincement, et qu'ainsi, la tension d'amorçage grille-drain du transistor 36 n'est pas approchée pen- dant les excursions positives instantanées de tension du signal en hyperfréquence amplifié et émis, ce qui permet d émettre par l'émetteurrecepteur une plus grande puissance en hyperfréquence. En ce qui concerne maintenant le canal de réception 28 de la Fig. 2, il faut d'abord noter que ce canal a une configuration pratiquement identique à celle du canal d' émission 26 de la Fig. 3. Pendant la rëception, le signal en hyperfréquence reçu est appli- qu par l'élément d'anteunne 18i à la borne d'antenne 32 par la ligne de transmission 22i. Comme cela a été ex- pliqué, le dispositif de commutation d émission/récep= ion dans le circuit d'émission 26 empêche ce signal en hyperfréquence de pénétrer par la ligne de transmis- zion 48, Ainsi, pratiquement tout le signal en hyperfr& quence resu à la borne d'antenne 32 est couplé à une première extrémité 62a de la ligne de transmission 62 et sa propage par cette ligne vers la borne d'entrée 58 de l'aiplificateur de réception. Comme cela a été eté iqu le signal de comande de réception sur la ligne 117 est pl'c au niveau "0" dans le modo de réceptiono Ainsi, u0 lrnitd de commande de polarisation 72, qui eat pratique- ment identique à l'unité de commande de polarisation 70, applique sur la ligne 76 une tension continue suffisante pou.r maintenir le transistor de commutation 68 à litat de pincement pendant le mode de rêception0 Le transistor & ej-fft de champ de coainutation 68 à l' état de pince- nznt est donc bloquê et présente une haute impedance entre l électrode de drain 68d et l électrode de source 68s, interdisant que le signal en hyperfréquence ne cir- cule a la miasse par: le transistor 68. Pratiquement tout lte signal a hyperfréquence est donc couplé depuis la seconde extrémité 62b de la ligne de transmission 62 avec l'amplificateur de réception 50. Le circuit d'adap- tation d'entrés 54 transforme l'impédance caractéristique (environ 50 ohms) de la ligne de transmission 62 en une impédance appropriée pour charger l'électrode de grille 52g. Cette impédance est choisie pour obtenir le chif- fre de bruit optimal pour l'amplificateur et n'a donc pas à être adapté à lBimpàdance d'entrée du transistor 52. I1 peut donc y avoir une désadaptation d9impédance à l'électrode de grille 52ge cependant, la réduction de gain et de rendement du transistor, ainsi provoquée est compensée par l'optimlsaeion des performances de l'amplificateur en presence de bruite. Dans le présent mode de réa!isation, le tran- sistor a effet de champ 52 est un composant en mode appauvri à canal n et il est concu pour un fonctionne- nent sur signaux faibles, en insistant sur le chiffre de bruit optimal et le gain pl t&t que sur la puissance de sortie maximaleo Dans le mode de réalisation,!uini= té de conmande de polarisation 72 applique une alimenta- tion continue sur les lignes 82, 84 vers les électrodes de grille et de drain 52g, 52d respectivement par!Vin- termediaire du circuit d0adniptation d5ertree 54 et le circuit d'adaptation de sortie 56. Les tensions dG polae risateihoi sont choisies pour polariser le transistor 52 au milieu de sa région active (ou région de fonctionne- ment nominal). Comme pour le transistor de puissance 36, 1électrode de source 52s du tran.sistor 52 est connectée directement à la masse Le transistor 52 à fairble bruit ainsi polarisé amplifie le signal en hyperfréquence ap- piiqué à son électrode de grille 52g et il produit ce signel en hyperfréquence amplifié à l'électrode drain 52d, à partir de laquelle il est couplé avec la borne d'entrée 60 de l'amplificateur de réception par l1in- termédiaire du circuit d'adaptat ion de sortie 56 Ce dernier présente au transistor amplificateur 52 à faible bruit une impedance de charge adaptée à 2l'impédance de sortie de ce transistor, qui est généralement de l'ordre de 100 à 400 ohms. Cette impédance de charge adaptée augmente au maximum le gain produit par le transistor 52 à faible bruit. Le circuit d'adaptation de sortie 56 présente également une inductance en dérivation pour accorder la réactance parasite inhérente du transistor a faible bruit 52, similaire à l'effet d'accord de la bobine d'inductance 98 sur la réactance parasite 39 dans l'amplificateur démission 34. Le circuit d'adap- tation de sortie 56 transforme en outre l'impédance de sortie du transistor 52 en l impédance caractéristique de la ligne de transmission 64 (généralement de l'ordre de 50 ohms) à la borne de sortie 60 de l'amplificateur de réception. Ainsi, la ligne de transmission 64 est attaquée par une source de signaux en hyperfréquence d'impâdance adaptée pour augmenter au maximum l'effica- cité du couplage du signal et pour réduire au minimum les réflexions indésirables en hyperfréquence à la pre= mière extrémité 64a de la ligne de transmission 6o4. Le signal en hyperfréquence est couplé par la ligne de transmission 64 avec la borne de déphaseur 30 à partir de laquelle le signal est couplé avec le déphaseur 20i par la ligne de transmission 24i à 50 ohms. Le signal en hyperfréquence à la borne de déphaseur 30 ne peut pénétrer dans le canal d'émission 26 par la ligne de transmission 46, pour la raison sui- vantoe. Comme cela a -été expliqué, dans le mode de récep= tioni un niveau u 1"u sur la ligne de commande 17i commande l'unité de commande de polarisation 70 pour quDelle place le potentiel de la masse (zéro volt) sur la-ligne 74. En regard de la Fig 3, l'électrode de grille 66g n'est plus polarisée à la tension de pincement par la source d'alix mentation 71a, mais au contraire elle est polarisée à zéro volto Ainsi, le canal conducteur entre 1 électrode de drain 66d et 1Délectrode de source 66s peut conduire entièrement un courant dans toute sa largeur, créant ainsi une basse impédance entre les électrodes de drain et de source 66d, 66s. Cela crée en fait un court=circuit à la masse à la seconde extrémité 46b de la ligne de trans- mission 46. I1 faut noter en regard de la Fig. 3 que la longueur de la ligne de transmission 46 correspond à un multiple impair du quart de longueur nominale (nÀc/4) du signal en hyperfrequenceo Cette ligne de transmission 36 en quart de -longueur d'onde transforme le court-circuit a la masse a sa seconde extrémité 46b en un circuit ouvert à la première extrémité 46a et par conséquent, à la borne du déplhaseur 30 Pour en revenir à la Fig. 2, le signal en hyperfréquence appliqué à la borne de dêphaseur 30 par le canal de réception 26 voit le canal d"émission 26 Comme un circuit ouvert.o insi, pratiquement tout le signal en hyperfréquence provenant * du canal de réception.28 est couplé par l émetteur- récepteur 16i sur la ligne de transmission 24i à 50 ohmso. Le canal-deémission 26 est done découplé électriquement ! la seconde extrémité 46b de la ligne de transmission 46 de la borne de déphaseur 30 dans le mode de réception. Comme cela a été expliqué ci=dessus, le canal diémission 26 et le canal de réception 28 sont réalises de facon similaireo Ainsi- dans le mode duémission, le canal de réception 28 est découplé électriquement de la borne de déphaseur 30 et de la borne d'antenne 32 dUune manière similaire à celle. décrite ci-dessus pour le canal d'émission 26 dans le mode de réception. En regard des Figs. 2 et 3e dans le mode deémission- l'unité de com- mande de polarisation 72 place un potentiel de la masse (zero volt) sur les lignes 76, 82 et 84 en réponse à n niveau logique l1"l sur la ligne 17io La suppression de l1alimentation des électrodes de grille et de drain 52g, 52d du transistor amplificateur à faible bruit 52 permet que le canal conducteur entre l électrode de drain 52d et l'électrode de source 52s conduise un courant sur toute la largeur, présentant ainsi une basse impédance entre l'électrode de drain 52d et la masse. La longueur de la ligne de transmission 64 produit un déphasage à la fréquence nominale fc pour produire, avec le.dépha- sage inhérent du circuit d'adaptation de sortie 56, un déphasage total d.'un muitiple impair d'un quart de lon- gueur d'onde (n c/4 o n=l, 3, 5, etco) entre lVlec- trode de drain 52d et la borne de déphaseur 30. Le court- circuit à la masse à lélectrode de drain 52d est ainsi transformé en une haute impédance & la borne de dépha- seur 30. Ainsi, la commutation émission/réception du canal de réception 28 à la borne de déphaseur 30 est effectuée selon l'invention en supprimant l'alimentation du transistor à effet de champ 52 de manière à créer un court-circuit à la masse à l'électrode de drain 52d, le dâphasage total de nÀc/4 entre l'électrode de drain 52d et la borne de dephaseur 30 transformant le court-cir- cuit en une haute impédance à cette dernière borne 30, Le signal en hyperfréquence à la borne de déphaseur 30, proveenantL du radar 12 ne peut ainsi pénétrer le canal de rúeption 20 pendant l émission. Ainsi, le canal de rêception 28 est découplé électriquement de la borne de déphaseur 30 à la seconde extrémité 64b de la ligne de - transmission 64. Ce découplage permet que la totalité du signal en hyperfréquence soit transmise pour être couplée depuis la ligne de transmission 24i à 50 ohms dans la ligne de transmission 46 du canal dDémission 26. I1 ap- paraîit ainsi que le dispositif de commutation d'émission/ réception selon l -invention incorpore l' étage final 52 de l'aerplificateur de réception 50, cet étage final atant commuté entre de.u modes de fonctionnement, a sa- voir un mode d'amplification pendant la réception et un mode commuté pendant l émissiono Il faut noter que pen- dant la réception, le transistor 50 n'est pas maintenu à l'état de pincement et que par consequent la tension d'amorçage grille-drain du transistor 50 n'est pas ap- prochée pendant des excursions positives instantanées de tension du signal en hyperfréquence reçu et s.npli- fio. Le potentiel de la masse sur la ligné 75 appliqué à l'électrode de grille 68g du transistor de commutation 68 fait sortir ce transistor de son état de pincement et permet qu'un courant circule praUiquement sans difficulté depuis l'électrode de drain 68b vers l' électrode de source 68s, créant ainsi un court-cir- cuit à la masse à la seconde extrémit 62b de la ligne de transmission 62o La longueur de la ligne de trans- mission 62 est un multiple impai-r d'un quart de lon- gueur d'onde nominale. La ligne de transmission 62 transforme donc le court=circuit à la masse à la seconde extrémité 62b en une haute ii3 dance la borne d an- tenne 32. Le canal de réception 28, apparaissant colmme un circuit ouvert à la borne de déphaseur 30 et a la borne d'antenne 32 est donc dëcouplê Olectriquement des bornes d'antenne et de déphaseur 303, 32 dans le mode dé.missiono La Fig. 4 repr sente une variante de réalisa- tion du dispositzi de comrmutation démission/rception selon l'invention, sous forme d'une modification du canal démission 26 bien que cette modification s'ap- pliqus aussi bien au canal de réception 28. Le canal d'émp.ssion 26' modifié est couplé entre la borne de dêphaseur 30 et la borne d'antenne 32 et sa configura- tion est similaire au canal d'émission 26 de la Fig. 3. Le canal daémission 26' comporte un amplificateur deé- mission 34a, un transistor à effet de champ de comruta- tion 66' et des lignes de transmission 46'g 48' couplées entre la borne de déphaseur 30 et la borne d'antenne 32 de la manière représentéeo L'unité de coamande de pola- risation- 70', qui reçoit un signal de corumande logique sur la ligne 17i, produit une aliAaentation continue 256660O commutable sur les lignes 78, 80 pour l'amplificateur d'émission 341 et un signal de commutation sur la ligne 74 pour le transistor de commutation 66'. Le transistor de commutation 66g est connecté dans ce cas en série avec la borne de déphaseur 30 et la ligne de transmission 46B en connectant l'électrode de source 66s' à la borne ds déphaseur 30 et l'électrode de drain 66d à la première extrémité 46a de la ligne de transmission 46'o La seconde extrémité 46b' est cou- plée avec la borne d'entrée 42 de l'amplificateur dg'é- mission= La ligne de transmission 46' a une impédance caractéristique prédéterminée, 50 ohms dans le cas pré- sent. La borne d'entrée 42 est connectée-par le circuit d'adaptation d'entrée 38 à l'électrode de grille 36g du transistor de puissance 360 Comme cela a déjà été expli- qu" les conditions de gain et de puissance peuvent imposer l'utilisation d'un amplificateur a plusieurs étages, auquel cas le transistor à effet de champ 36 représente l'étage final de cet amplificateuro Le cir- cuit d'adaptation d'entrée 38 a la même configuration que celle d-jà décrite en regard de la Fig0 3 Le tran- - sistor à effet de champ de puissance 36 est connecté comme un composant à source commune l'électrode de source 36s étant à la masse. L'électrode de drain 36d est reliée à la borne de sortie 44 de l'amplificateur d'émission par un circuit d' adaptation de sortie modifié '. La ligne de transmission 48', ayant une impédance caractéristique de 50 ohms dans le cas présent est con- nectée par une première extrémité 48a' à-la borne de sortie 44 de l'amplificateur d'émission %et par sa seconde extrmité 48b' à la borne d'antenne commune 32 Dans 1e mode d 'émission, le radar 12 de la Fig0 l. place un niveau logique '"0" sur la ligne 17i comme cela a déjà été expliqué, maintenant les commutateurs 75a, 75b et 75c en position fermée (NC) o Ainsi, le potentiel de la masse est présent sur la ligne 74 et il est cou- plé avec l'électrode de grille 66g9 du transistor de commutation en série 665" Ce transistor 66 est dans le cas présent un composant en mode appauvri à canal n; par conséquent, un potentiel nul appliqué à l'lectrode de grille 66g' permet que le canal conducteur entre les électrodes de source et de drain 66sU, 66dU conduisent entiàrement le courant. Le signal en hyperfréquence a émettre est donc couplé depuis ia ligne de transmission 24i avec la ligne de transmission 46 sans aucune perte introduite par le transistor 66. Ce signal en hyper- fréquence est en outre couplé par la ligne de transmis- sion 461 et le circuit d'adaptation d'entrée 38 et il est appliqué à l'électrode de grille 36g du transistor à effet de champ de puissance 36 Avec les cosmutateurs b et 75G en position fermée (NC), lalimentation pro- venant des sources d'alimentation 71b et 71c est appli- quée sur les lignes 78, 80 vers les électrodes de -grille et de drain 36g, 36d par l!intermédiaire du cir- cuit d'adaptation 38, 40'o Le transistor 36 est ainsi -polarise au milieu de sa région active (ou région de fonctionnement nominal) et il produit une électrode de drain 36d le signal en hyperfréquence appliqué à l'- lectrode de grille 36g, amplifie d'une certaine valeuro Le signal en hyperfréquence ampliHfi est couplé par lae circuit d'adaptation de sortie 40' modifié et-la ligne de transmission 48' à la borne d'entrée conmune 32 à partir de laquelle le signal est appliqué à lélément d'antenne 18i de la Fig. 1 par la ligne de transmission 22i- Le circuit d'adaptation de sortie 40' comporte un condensateur d'accord 96' connecté par une premiere extrémité à l'él!ectrode de drain 36d et une bobine d'in- ductance d'accord 98'o La bobine d'inductance d'accord 98' est connectée à la masse, en série avec un condensa- teur de blocage 100", la jonction entre les deux com- poaants étant attaquée par une ligne 80 provenant de l'unité de commande de polarisation 70' La seconde ex- trémité du condensateur d'accord 96, est- couplée avec la horne de sortie 44 de l'amplificateur d'émission et à la masse par l'intermédiaire de la bobine dDinductanice d:accord 104'. Avec ce-tte configuration, le circuit d'a- daptation de sortie 4013 est un "réseau d'avance" con- ventionnel. Autrement dit, les signaux en hyperfréquence qui lui sont appliqués par le transistor 36 et qui ap- paraissent à la borne de sortie 44 de l'amplificateur d'amission sont en avance de phase sur les signaux à l'électrode de drain 36d d'un angle prédéterminé l'o Cela doit être comparé avec le "réseau à retard" reprà" sentê sur la Figo 3, dans lequel le circuit d'adaptation de sortie 40 retarde la phase des signaux à hyperfré= quence qui le traversent d'un angle l. Les valeurs des sob2znea d'inductaice d'accord 98', -109, du condensa- teur d'accord 96' et, dans une moindre mesure, de con- denlsateur de blocage 100' sont choisles de manière que -Le cz!uia d'ad aptatixon de sortie 40' présente au tran- sisto.r 36 une charge à la fréquence nominale fc qui augnt.u au riximm la puissance de sortie et 1'effica citke obtenues de ce transistor0 Le circuit d'adaptation de sortie 40 transforme également cette charge en impé- dance caractéristique de la ligne de transmission 48', Jneralemernt 50 olmSo En outre, la valeur de la bobine dlsinuctance d'accord 983 est choisie pour accorder la r;'actance parasite 39 du transistor 36 à la fréquence nominale fce Pendant la réception, le canal d'émission 26' est dacouplé glectruiqueent des bornes de déphaseur et dalantenne 30, 32 de la manière suivanteo Le radar 12 place un niveau logique- l" sur la ligne 17i, faisant passer les comimutateurs 75a, 75b, 75c en position ouverte (NO). L'alimentation est ainsi supprimée au transistor 36, qui consiste en un composant en mode appauvri à ca- nal n, permettant que ls canal conducteur entre les électrodes de source et de drain 36d 36s conduisent un courant. Comme cela a été indiqué, cela produit un court- circuit en hyperfréquence et en courant continu, vers la masse à!électrode de drain 3Gd, L'avance de phase p1 du circuit d'adaptation de sortie 40C et le retard de phase 2' de le. ligne de transmission 48 produisent un déphasage total d'un.multiple impair d'un quart de lon- gueur d'onde (nlc/4' n=1l 3' 5 etc) entre l!ectrode de drain 36d et la borne d antenn 32. Ce déphasage peut atre une avance de phase de n/ auquel cas s l est choisi pour p;.oduire une avance de phase lpgiresret su- périeure.a nÀc/4 le retard de pae; 92s introdei's un retard justae suffisant pour obtenir une avanoe totale de nlc,/4. Comme cela a déjà let expliqu0 le dphaage nlc/4 transform e le courccuit à! lectrod de drain 36d en un circuit ouvert co arativemenrt à!impédance caract5ristiqu-e du canal de rcep-ption 28e découplan-t ainsi électriquement le canal dúîmiissioEn 26E de la borne d-antalenns 32. la seconde extrmilté 48b de la liigne de anssmissionl 48. Ainsi pratiquemen t tout le signal reçu par l'élément d antenne 18i eSt coupié à la borne dmantenne 32 avec le can-al de réeption 28 par la ligne de transmission 62. Le canal d"emission est découplé élect-rique- ment de la borne de déphaseur 30 par le transistor à effet de cihai-ir de commutation 669 en série. Avec le com- mutateur 75a en position ouverte dans le mode de r&cep- tion, une tension continue provenant de la source d'alimentation 71a est appliquée à l'électrode de grille 66g' o La tension est choisie pour avoir une amplitude suffisante et une polarité (négative pour un transistor à canal n) pour faire passer à l'état de pincement le -canal conducteur entre- les électrodes de source et de drain 66s', 66d'. Cela crée une haute impédance entre les électrodes 66s' 66d' comparativement à l'impé- dance caractéristique (généralement 50 ohms) de la ligne de transmission 24i, cette haute impédance décou- plant électriquement le canal dUémission 26" de la borne de déphaseur 30 à la premiere extrémité 46a' de la ligne de transmission 46s Ainsi, le signal en hyperfréquence appliqué à la borne de déphaseur 30 par la ligne de transmission 64 du canal de réception 28 est pratique- ment couple entièrement par la ligne de transmission 24i avec le déphaseur 20i de la Fig 1.o I1 faut rnoter que, étant donné qu'une commutation en série est utili- sée, il n'est pas nécessaire que la ligne, de transmis- sion 46' soit choisie pour produire un déphasage d'un quart de longueur d'onde '(nÀc/4)o Bien que des modes préférés de réalisation de l!'invention soient décrits ci-dessus, différents autres modes de réalisation sont possibles. Par exem- ple, bien qu'un transistor à effet de champ d'un seul àtage soit représenté pour l'amplificateur d'émission 34 et pour l'amplificateur de réception 36, plusieurs étages de transistors à effet de champ peuvent être utiliss dans la mesure o la polarisation de l'étage final soit commutable de la manière décrite. En outre- bien que les transistors à effet de champ 36, 52 soient decrits comme des composants en mode appauvri à canal n, des transistors à effet de champ à canal p peuvent être utilisés en variante. Il n'est pas non plus né- cessaire que les transistors à effet de champ 36, 52 soient des transistors en mode appauvrie des composants en mode enrichi, à canal p ou a canal n peuvent con- venir. Dans ce cas, chacun de ces transistors est commu- té dans le mode de basse impédance en commutant la polarisation sur l'électrode de drain à zéro volt et en commutant la polarisation de grille à une tension d'am- plitude suffisante et de polarité appropriée pour obte- nir une conduction maximale du canal conducteur entre le drain et la source. En outre0 bien qu'un radar com- prenant des lignes de transmission avec uns impedance caractéristique de 50 ohms soit décrit, d'autres impg- dances comme 75 ohms peuvent être utiliséeso De plus, bien que des modes spécifiques de réalisartion des cir- cuits d&adaptation dUentre et de sortie soient décrits, dBau-tres dispositions peuvent conveniro I1 faut noter enfin que les circuits en hyperfréquence de l1metteur- récepteur décrit peuvent être formes sur un substrat semi-isolant0 co0mme en arséniure de galliuu (GaAs) avec un plan de masse communo Il est donc bien entendu que l'invention n'est limitée que par le cadre das revendi- cations annexéeso REVENDICATIONS 1. Circuit de commutation, caractérisé en ce qu' il comporte un dispositif (36) pour amplifier un Si- gnal applique et fonctionnant avec une impedance de Eortie relativement élevée lorsqu'une alimentation lui eat appliquée, et l'amplification du signal appliqué par ce dispositif étant inhibés quand l'alimentation en est supp:imiel un dispositif (73) réagissant à un signal de cogmmande pour appliquer de façon commutable l1alimenta t.i'on au dispositif dàamplification dans un premier mode le) de fonctionnement et pour supprimer l'alimentation du dispositif d'amplification dans un second mode de fonc- ktionnerent pour cormuter 1 impêdance de sortie relati- vement élevée de ce dispositif dUamplification en une iêmdp ce de sortie relativement basse et un dispositif (40, 43) de couplage du signal amrplifié avec une borne dz;ortie (32) dans le premier mode de fonctionnement et ie transfornation de l1impédance de sortie relativement basse en une impédanlce relativement élevée à la borne de sOrtiJe dans le second mode de fonctionnement. 2o Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce rue le dispositif d amplification (36) comporte un transistor de sortie comprenant une électrode d'en- trée (36g) qui reçoit le signal appliqué une électrode de sorti (36d) couplée avec le dispositif de couplage et de transformation et une électrode comnune (36s) cou- plée avesc un potentiel de référence2 de manière qu'une i:pédance soit préaente entre lectrode de sortie et l' lectrode coxmmune, cette impédance étant l'impédance de sortie du dispositif d'amplification0 3J 3. Circuit selon la revendication 2d caractérisé en ce que le transistor de sortie (36) consiste en un transistor à effet de champ comprenant une électrode de grille (36g), une électrode de drain (36d) et une élec- trode da source (36s), lélectrode de grille étant 1'é- lectrode d'entrée, l'electrode de drain étant l'élec- trode de sortie et l électrode de source étant l'elec- trode commune. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le potentiel de r6férence est le potentiel de la masse. 5. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif de couplage et de transforma tion comporte un réseau (40) et une ligne de transmis- sion (48) couplée avec le r&seau,!làtectrode de sortie étant couplée avec le dispositif d application et de suppression d'alimentation comutabe par IVintermn- diaire du réseau. 6. Circuit selon la reveendication 20 caract9risO an ce que le signal appliqué a un-e longueur d onde pré- détermine, la' dispositif de couplage et de transforma- tion (40, 48) étant choisi pour produire n déphasage prédéterminé entre lélectr de de sortie et la borne de sortie, ledit déphasage prédterminé étant pratiquement un multiple impair d'un que:t da la longueur daonde prédéterminée. 7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que le dispositif de transformation comporte un reseau (40) connecte à lélectrode de sortie du tran- sistor de sortie et une ligne de transmission (48) cou- pide entre le réseau et la borne de sortie, le réseau, à la ongueur d'onde prédéterminée, présentant une char- ge prédéterminée au transistor de sortie, pr9aentant une impedance prédéterminée à la ligne de transaission et produisant un premier d&phasage prdterminé 8. Circuit selon la revendication 7, caractérisé eAn ce que la ligne de transmviission (48) a une longueur éiecrique prédéterminée choissie pour produire un second déphasage prédeterminé la longueur d2onde prédétermi- née, le premier et le second déphasage prédéterminés produisant un déphasage total entre l électrode de sor- tie et la borne de sortie d'environ un multiple impair d'un quart de la longueur d'onde prédéterminée. 9. Emetteur-récepteur. dans lequel un signal est couplé d'une première borne (30) a une seconde borne (32) par un premier circuit (34) ayant une impedance caractéristique dans un premier mode de fonctionnement, etL un signal est couplé de la seconde borne (32) A la premiere borne (30) par un second circuit (60) ayant une imp6dance caractéristique dans un second mode de fonc- tionnement, le second circuit étant pratiquement décou- plé électriquement de la première et de la seconde bornes dans le premier mode de fonctionnement et le premier cir- cuit étant pratiquement découplé électriquement de la première et de la seconde bornes dans le second mode de fonctionnement, caractérisé en ce quDil comporte un pre- mier et un second dispositifs d'amplification (36, 52) disposes de façon correspondante dans le premier et le second circuit pour amplifier des signaux qui' leur sont appliqués, et fonctionnant avec une impedance de sortie relativement élevée lorsqu'une alimentation leur est appliquée, l'amplification des signaux appliques par le premier et le second dispositifs d amplification étant inhibée quand l'alimentation en est supprimée, un dispo- sitif (70) réagissant à un premier signal de commande en appliquant de façon commutable une alimentation au premier dispositif d'amplification dans le premier mode de fonctionnement et supprimant cette alimentation du premier dispositif dIamplification dans le second mode de fonctionnement pour faire passer l'impédance de sor- tie relativement élevée du premier dispositif d'amplifi- cation à une impédance de sortie relativement basse, un dispositif (72) réagissant à,un second signal de commande en appliquant de façon commutable une alimentation au second dispositif d'amplification dans le second mode de fonctionnement et supprimant cette alimentation du second dispositif dgamplification dans le premier mode de fonctionnement pour faire passer l0impedance de sor- tie relativement élevée du second dispositif d'amplifi- cation à une impédance de sortie relativement basse, un premier dispositif (40, 48) de couplage du signal am- plifié provenant du premier dispositif d amplification à la seconde borne dans le premier mode de fonction- nement et de transformation, dans le second mode de fonctionnement; de 1impâdance de sortie relativement basse du premier dispositif d"9amplficaticon en une im= pedance à la seconde borne nettement supérieure a lim= pedance caractéristique du second circuit et un second dispositif (56, 64) de couplage du signal amplifié pro- yvenant du second dispositif d2amplification à la premiere borne dans le second mode de fonctionnement et de transformation, dans le premier mode de fonctionne- ment,.de limprapdance.de sortie relativement basse du second dispositif d amplification en une impédance à la première borne nettement plus élevge que l impédance caractéristique du premier circuit. 10. Emetteur=récepteur selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un premier dis- positif de commutation (70) associé avec le premier cir- cuit et réagissant au premier signal de commande en découplant électriquement le premier circuit de la pre- mière borne dans le second mode de fonctionnement et un second dispositif de commutation (72) associé avec ls second circuit et réagissant au second signal de com- mande en découplant électriquement le second circuit de la seconde borne dans le premier mode de fonctionnement. 11o Emetteur-récepteur selon la revendication 9, caractérisé en ce que le premier dispositif d'amplifica- tion (36) consiste en un-premier transistor de sortie comprenant une électrode d entrée (36g) qui regoit le signal appliqué, une électrode-de sortie (36d) couplée avec le premier dispositif de couplage et de transfor- mation et une électrode commune (36s) couplée à un po- tentiel de référence une impédance étant présente entre liéectrode de sortie et l'électrode commune et cette impédance étant l'impédance de sortie du premier dispo- sitif dtavmplification9 et le second dispositif d'ampli- ficateion (52) consistant en un second transistor de sortie qlui comporte une électrode d'entrée (52g) qui reóoit le signal appliqué une électrode de sortie (52d) couplée avec le second dispositif de couplage et de tr ansforr!a-%ion et une électrode commune (52s) connectée un potentiel de référence9 une impédance étant pré senate enrtre l'électrode de sortie et l'électrode com= iune, eu cette impésdance étant l i.pédance de sortie du second dispositif d'amplificationo 12o Emeitteurércepteur selon la revendication ll1 c;ac- risê en ce que le signal a une longueur d'onde rer vem iée. le premier dispositif de couplage et de rangsofr:ation i(40, 48) etant choisi pour produire un pemier déphasage pr&déterminé entre l électrode de sor- tie du remier transistor de sortie et la seconde borne, !e p'emier déphasags prédéterminé étant pratiquement un mult:tlpe impair d'un quart de la longueur d'onde prêdéú -.-erFiine et le second dispositif de couplage et de trans- ffrmwation (56, 64} etant choisi pour produire un second déphasage prédétermizé 3entre 1 électrode de sortie du secn.d transistor de sortie et la première borne2 le s3acond elpnhasage prédéterminé étant pratiquement un mul- trMle 2Ji.pair d'un quart de la longueur d'onde prédeter- minée. l3. Emetteur-r&cepteur d'hyperfréquence, caractl- risé en ce qu'il comporte un circuit d'émetteur (34) cox- prenant un amplificateur-démission (36), une première ligne de transmission (46) ayant une impédance caracté- ristique couplée entre une première borne (30) et une entree de l'amplificateur d'émission et une seconde ligne de transmission (48) ayant unse impdanca carac- téristigue, couplêe entre la sortie de l amplificateur d'émission et une seconde borne (32), le circzuit d--é- mission couplant un signal en hyperréfquenee appliqué entre la premiere borne et la seconde borne pendant un mode d'émission, l 'metteur rêcepteur comprenant en outre un circuit de r5ception (50) comprenant un &màli- ficateur de réception (52), une troisieme ligne de transmission (62) ayant une impodance caractristiqie, couplée entre la seconde borne et une entr-e. de lle plificateur de réception et une qukatrième ligne de transmission (64) ayant une ipedance caractérstique couplée entre la sortie de 1!:lificateur de rcPp-eton et la premiere borne, le cir-lit de rx-ception couplant un signal en hyperfréquence que lui est appicu entre ia seconde borne et la premi- er borne dans un oade de réception, un dispositif (70, 72) réagissant des si= gnauX' de commande en app!quantune alimenation, lam Dlificateur dl émission et e suppriant paliraimnta %ion de l'amplificateur de réception dans le mode d'& mission, et suapprimant lalmentation de!aKplificateur eildmission et appliquant lalimentation à lamplifica-_ teur de réceo:ion dans le mode de réc ption, celui des amplificateurs auquel une alimentation est apliquée aip!fiant un signal en hyperfréquence appliqué M son entrée, produisant un signal en hyperfréquence ampliifi I sa'sortie et fonctionnant avec une impedance de sortie relativement élevée, celui des amplificateurs auque! l'alimentation est supprixée ne pouvant amplifier un signal en hyperfréquence appliqué à son entres et fonc- tionnant avec une impédance de sortie relativemsenit basse, un premier dispositif. (40, 4$) comprenant la seconde ligne de transmission, pour le couplage du si.gnal en hyperfréquence amplifié depuis la sortie de l'amplifi- cateur d émission vers la seconde borne dans le mode d 'émission et de transformation, pendant le mode de ré- ception, de l'impédance de sortie relativement basse de l'amtplificateur d'émission en une impédance à la seconde borne nettement supérieure à l'impédance caractéristique de la troisième ligne de transmission et un second dis- positif (56, 64) comprenant la quatrième ligne de trans- mission pour le couplage du signal en hyperfréquence amplifié depuis la sortie de l'amplificateur de récep- tion vers la première borne dans le mode-de réception et de transformation, pendant le mode d'émission, de l'im- podance de sortie relativement basse de l'amplificateur de réception en une impédance à la premiere borne nette- ment supérieure à l'impédance caractéristique de la première ligne de transmission. 14. Emetteur-récepteur selon la revendication 13, caractérisé en ce que le signal en hyperfréquence a une longueur d'onde prédéterminée, le premier et le second dispositif de couplage et de transformation étant choi- sis chacun pour produire un déphasage prédéterminé entre la sortie de l'amplificateur associé et la borne asso- ciée, ce déphasage prédéterminé étant pratiquement un multiple impair d'un quart de la longueur d'onde pré- déterytinéea 15. Enmetteur-récepteur selon la revendication 14, caractérisé en ce que le premier dispositif de couplage et de transformation (40, 48) comporte un premier réseau (40) couplé entre la sortie de l'amplificateur d'émis- sion et la seconde ligne de transmission, le premier réseau, à la longueur d'onde prédéterminée, présentant une charge prédéterminée à lVamplificateur démission, présentant une impédance prédéterminée à la seconde ligne de transmission et produisant un premier déphasageo 16. Emetteur-récepteur selon la revendication 15, caractérisé en ce que la seconde ligne de transmission (48) est choisie pour produire un second déphasage à la longueur d'onde prédéterminée0 le premier et le se- cond déphasage produisant un déphasage combine qui est pratiquement un multiple impair d'un quart de la lon= gueur d'onde prédéterminéeo 17. Emetteur-récepteur selon la revendication 14, caractérisé en ce que le second dispositif de couplage et de transformation comporte en outre un second réseau (56) couplé entre la sortie de luamplificateur de récep- tion et la quatrième ligne de transmissions le second réseau, à la longueur dDonde prédéterminée presentant une charge prédéterminée à l'amplificateur de récep- tiong présentant une impédance prédéterminée à la qua- trième ligne de transmission et produisant un premier déphasage. - 18. Em.etteur-récepteur selon la revendication 17, caractérisé en ce que la quatrième ligne de transmis- sion (64) est choisie pour produire un second déphasage ! la longueur d'onde prédéterminée le premier et le second déphasages produisant un déphasage combiné, pra-. tiquement d'un multiple impair d'un quart de la longueur d'onde prédéterminéeo 19.o Emetteur-récepteur selon la revendication 14, caractérisé en ce que les amplificateurs d'émission et de réception (36, 52) consistent chacun en un transistor de sortie, chaque transistor de sortie comportant une électrode d'entrée qui reçoit le signal en hyperfré- quence appliqué, une électrode commune reliée à un po- tentiel de référence et une électrode de sortie, cette électrode de sortie étant la sortie de l'amplificateur, l'impédance de sortie de chacun des amplificateurs d'6- mission et de réception étant présente entre l'électrode de sortie et l'électrode commune de chacun des transis- tors de sortiedes amplificateurs. 20. Emetteur-récepteur selon la revendication 19, caractérisé en ce que le potentiel de référence est le potentiel de la masse- 21. ElMtetteur-récepteur selon la revendication 19., caractérisé en ce que le transistor de sortie est un transistor à effet de champ. 22. Ermetteur-récepteur selon la revendication 19, caracterise en ce que le premier dispositif de transfor= mation et de couplage comporte un premier réseau (40) disposé entre ilelectrode de sortie du transistor de sortie de leamplificateur d'émission et la seconde ligne de transmission, L9 lectrode de sortie étant couplée au dispositif d'application et de suppression d'alimentation par l'intermédiaire du premier réseau0 23. Emstteurarécepteur selon la revendication 19, caractérisé en ce que le second dispositif de transfor- mation et de couplage comporte un second réseau (56) dis- posé entre l'électrode de sortie du transistor de sortie de l'amplificateur de réception et la quatrième ligne de transmission, cette électrode de sortie étant reliée au dispositif d'application et de suppression d'alimentation par ' intermédiaire du second réseau0 24 Emetteur=rêcepteur selon la revendication 14, caractêrisé en ce qu'1 comporte en outre un premier dis- positif de coinutation (66) associé avec la première ligne de transmission et qui reçoit un premier signal de commutation provenant du dispositif d'application et de suppression d'alimentation (70) pour passer entre un pre- -ier état dans le mode d 'émission et un second état dans le mode de réception, le circuit d'émission présentant une impédance A la première borne, ladite impedance étant pratiquement égale à l'impédance caractéristique de la première ligne de transmission quand le premier disposi- tif de commutation se trouve dans le premier état et la- dite impedance étant nettement supérieure à cette impé- dance caractéristique quand le premier dispositif de commutation est placé dans le second état et un second dispositif de commutation (68) associé avec la troi sième ligns de transmission et qui reçoit un second signal de commutation provenant du dispositif d'appli- cation et de suppression d'alimentation (72) pour passer entre un premier état dans le moodle de réception et un second état dans! le mode d amis sion le circuit do ra ception présentant une -impédance i la seconde bornes ladite impédance étant pratiquem.int égale i l!impdance caractéristique de la troisiême liGe de transmission quand le second dispositif de coîi7uïtation se trouve dans le premier état et ladite iDmpédance étant nettregent su- périeure à cett-e impédance caracteristique d le second dispositif de commutataion est placé dans le se= cond état.