Brevet FR2563067A1 — publié le 19851018

La présente invention se rapporte à un système de télécommunication numérique sans fil, et plus particulière- ment à un système de télécommunication à spectre étendu, o l'émetteur module une porteuse par un code binaire modulé par une donnée, au lieu de moduler directement la porteuse par la donnée, de façon que le signal arrivant à l'extrémité récepteur soit reçu par un filtre apparié. Dans un tel système de télécommunication à spectre étendu, une porteuse est modulée par un code de pseudo-bruit (appelé ci-après code PN) qui est un code binaire et modulé par une donnée, comme le montre la figure 1(A). Sur la figure, le chiffre de référence 1 désigne une donnée, 2 est un modulateur, 3 est un générateur de code PN, 4 est un générateur d'ondes porteuses, 5 est un démodulateur et 6 est une antenne. A une extrémité récep- teur, comme le montre la figure 1(B), un filtre apparié détecte une corrélation entre le signal arrivant et un code PN de référence s'y trouvant de façon que lorsque les deux codes coïncident ou sont légèrement déplacés, une forme d'onde d'auto-corrélation (appelée ci- après "forme d'onde de pic de corrélation") d'une amplitude relativement importante soit traitée et démodulée en la donnée. Sur la figure, le chiffre de référence 7 désigne une antenne, 8 est un corrélateur, 9 est un générateur de code PN de référence, 10 est un démodulateur de donnée et ll est une donnée. Un convolutionneur est utilisé comme filtre apparié. Un convolutionneur est en général une unité fonctionnelle pour effectuer une intégrale de convolution mais peut être un filtre apparié pour effectuer une opération de corréla- tion si un code binaire de référence (appelé ci-après "code de référence") est l'image inversée dans le temps du code reçu. Un convolutionneur à onde acoustique de surface (appelé ci-après "con; olutionneur SAW") est indiqué comme un type de convolutionneurs. L'industrie produit différentes structures de convolutionneur à SAW, comme un feuilletage 2S563067 d'une substance piézo-électrique et de silicium avec un espace entre eux, une combinaison d'une substance piézo- électrique et de silicium réunis par une couche d'oxyde, un simple corps d'une substance piézo-électrique, etc. Ils ont tous des propriétés non linéaires et accomplissent une opération de corrélation de deux signaux en utilisant une interaction entre eux, dont le résultat est intégré par une électrode de porte prévue dans une région d'inter- action. La figure 2 montre une construction d'un convolu- tionneur à SAW. Les chiffres de référence 12 et 13 sont des transducteurs, 14 est une substance piézo-électrique, est une couche d'oxyde, 16 est un substrat en silicium et 17 est une électrode de porte. Un signal s(t) introduit dans le transducteur 12 se déplace vers la droite sur la figure, et un signal r(t) introduit par le transducteur 13 se déplace vers la gauche. Comme la construction compre- nant la couche piézo-électrique, la couche d'oxyde et le silicium a une propriété non linéaire, une interaction se produit entre les signaux s(t) et r(t) pour provoquer l'opération de corrélation et en intégrer le résultat dans l'électrode de porte 17. Un signal c(t) produit par l'électrode de porte 17 est exprimé par: c(t) = A t r(t- x)s(t-T+ x)d x t-T v v v o A est une constante, T est le temps requis pour qu'une onde acoustique passe sous l'électrode de porte (que l'on appellera ci-après "temps de retard sous porte"), x est la distance de propagation du signal s(t) et s est la vitesse du son. Un code PN en général a un cycle donné. Dans la formation d'une forme d'onde à l'extrémité émetteur, on l'emploie souvent pour mettre un cycle du code PN en corrélation avec une longueur binaire de la donnée. Pour une meilleure explication ou compréhension, la présente description utilise un exemple dans lequel un cycle du code PN est égal à la longueur binaire de donnée. La relation entre le temps de retard sous porte et le code PN peut être choisie comme on le souhaite. En effet, le temps de retard sous porte peut être plus court, égal ou plus long qu'un cycle du code PN. Le temps de retard sous porte signifie la période intégrale dans l'opération de corrélation. La période intégrale est de préférence égale à un cycle du code PN, en considérant les caractéristiques de corrélation du code PN. La présente description prend un exemple dans lequel le temps de retard sous porte est égal à un cycle du code PN. Les relations citées ci-dessus sont montrées en (A), (B) et (C) sur la figure 3. (A) montre une donnée et (B) montre un agencement du code PN. La figure montre que la longueur d'un bit de donnée est égale à un cycle du code PN. (C) est une vue en coupe transversale schématique d'un convolutionneur o le temps de retard de la longueur L de l'électrode de porte est égale à -e. De nouveau également, l'agencement illustré est simplement un exemple, et toute relation peut être choisie entre un bit de donnée, un cycle du code PN et le temps de retard sous porte. En télécommunication pratique, le récepteur est toujours prêt à la réception, le signal de référence étant introduit dans l'un des transducteurs. Lorsqu'un signal est reçu, il est appliqué par l'autre transducteur au convolutionneur. Si le code PN mis en cause dans le signal reçu coïncide avec le signal de référence, l'électrode de porte du convolutionneur produit une forme d'onde de pic de corrélation. Cependant, on ne sait pas encore dans quelle position les deux codes sont alignés. La donnée n'est pas démodulée en sa forme appropriée à moins que l'alignement ne soit établi en une position appropriée. Par exemple, si les deux codes sont alignés à la position montrée sur la figure 4(A), le code PN reçu est partagé de moitié par les bits de donnée A et B. Sur la figure, D montre un bit de donnée, R montre le code PN reçu, RP montre le code PN de référence et L montre la région sous l'électrode de porte o se produit l'interaction. A est le code PN inversé dans le temps du code PN A. Comme on l'a décrit ci-dessus, un certain moyen est nécessaire pour forcer finalement les deux codes à coïncider à la position de la figure 4(B) s'ils coincidaient auparavant dans toute autre position. La première coïncidence des deux codes après réception du signal arrivant et jusqu'à la coincidence à la position de la figure 4(B) est appelée "synchronisation primaire" dans ce texte. Bien que la synchronisation primaire soit hors du cadre de la présente invention, elle est décrite dans un rapport de D. Brodtkorb et J. E. Laynor intitulé "Fast Synchronization in a spread-spectrum system based on acoustoelectric convolvers", et imprimé aux pages 561 à 566 de Ultrasonics Symposium Proceedings, 1978, Cat. IEEE ND 78CH1344-ISU. Après avoir établi la synchronisation primaire, et avoir obtenu une fois la mise en place de la figure 4(B), une différence possible entre la fréquence d'horloge du- code PN reçu et la fréquence d'horloge du code PN de référence déplace graduellement la position d'alignement de l'emplacement de la figure 4(B). Le déplacement en tout moment de rencontre des têtes des codes PN reçu et de référence est exprimé par: vN 11-S ri/ ti tL m] 21 r o fr est la fréquence d'horloge du code PN de référence, t est la fréquence d'horloge du code PN reçu et N est le nombre de bits dans un cycle du code PN. Quelle que soit la synchronisation primaire, une différence possible entre les fréquences d'horloge des deux codes déplace graduellement la position d'alignement de l'emplacement approprié et empêche la démodulation de la donnée. Cela signifie que des oscillateurs d'horloge ayant une fréquence d'horloge exactement uniforme doivent être prévus dans l'émetteur et le récepteur. De tels oscillateurs d'horloge sont normalement basés sur un oscillateur à quartz. Cependant, il est extrêmement difficile de fabriquer un certain nombre d'oscillateurs à quartz ayant une fréquence exactement uniforme. En outre, ils nécessitent un contrôle strict de l'environnement comme la température et l'humidité. Le rapport de D. Brodtkorb et autres révèle la façon de surmonter ce problème. Ils utilisent un compteur pour détecter le déplacement et décaler la base des temps du code PN de référence afin de remédier au déplacement. La correction de défaut d'alignement ainsi que le maintien subséquent de l'alignement parfait à la position appropriée sont appelés "maintien de synchronisation " dans ce texte. La proposition de D. Brodtkorb et autres présente cependant un inconvénient par le fait que le traitement des signaux est compliqué parce qu'il faut entraîner ou arrêter le compteur. La présente invention a par conséquent pour objet un système émetteur-récepteur à spectre étendu ne nécessi- tant qu'un simple traitement de signaux pour établir une condition d'utilisation et ne nécessitant aucune opération supplémentaire pour entraîner ou arrêter un compteur, par exemple. Selon l'invention, on prévoit un récepteur dans un système de télécommunication à spectre étendu, adapté à recevoir un signal qui est modulé par un code binaire modulé par un code binaire ou une donnée, et comprenant un filtre apparié pour détecter une corrélation entre le signal reçu et un signal modulé par un code binaire de référence, ledit récepteur comprenant: un premier moyen pour produire une impulsion à partir d'un signal de forme d'onde d'auto-corrélation d'une amplitude relativement importante lorsque ledit code binaire dans ledit signal reçu fourni par ledit filtre apparié coïncide avec ou a un faible déplacement par rapport audit code binaire de référence; un second moyen pour extraire sélectivement une impulsion souhaitée desdites impulsions dudit premier moyen et en produire une impulsion de remise à l'état initial; et un générateur de code pour produire ledit code binaire de référence et initialisé par ladite impulsion de remise à l'état initial. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - les figures lA et lB donnent des schémas-blocs d'un émetteur et d'un récepteur respectivement dans un système de télécommunication à spectre étendu selon l'art antérieur; - la figure 2 est une vue en coupe transversale d'un convolutionneur; - les figures 3A à C montrent les emplacements d'un bit de donnée (en A) et d'un code PN (en B) se rapportant à une électrode de porte d'un convolutionneur (en C); - les figures 4A et B montrent un défaut d'alignement et un bon alignement d'un code PN reçu et d'un code PN de référence; - la figure 5 donne un schéma-bloc d'un récepteur dans un système de télécommunication à spectre étendu selon l'invention; - les figures 6A à D montrent différentes conditions d'alignement du code PN reçu et du code PN de référence; - les figures 7A et B montrent différentes conditions d'alignement du code PN reçu et du code PN de référence; et - la figure 8 donne un schéma-bloc d'une partie modifiée du récepteur de la figure 5, utilisant un convolutionneur à deux portes. Dans un mode de réalisation préféré de l'invention, un moyen employé pour produire une impulsion de remise à l'état initial à partir de l'onde de pic de corrélation ci-dessus indiquée comprend: un amplificateur qui amplifie un signal ayant la forme d'onde de pic de corrélation; un détecteur d'enveloppe qui extrait un signal d'enveloppe dans la forme d'onde amplifiée; un détecteur de seuil qui compare l'amplitude du signal d'enveloppe à un seuil prédéterminé et produit une impulsion de sortie en réponse au résultat de la comparaison; un circuit formeur d'onde qui forme l'impulsion à la sortie du détecteur de seuil en une impulsion ayant une largeur prédéterminée; un circuit générateur d'impulsions de porte qui produit une impulsion de porte à partir d'une impulsion synchronisant le code PN de référence; et un circuit porte qui extrait sélectivement l'impulsion du circuit formeur d'onde en réponse à l'impulsion de porte du circuit générateur d'impulsions de porte. Le filtre apparié est de préférence un convolutionneur à onde acoustique de surface (SAW). Dans un second mode de réalisation préféré de l'invention, le code binaire mis en cause dans le signal reçu et le signal modulé par le code binaire de référence sont tous deux des signaux modulés en phase. Le code binaire peut de préférence être un code PN. Dans un troisième mode de réalisation préféré de l'invention, si le filtre apparié est un convolutionneur à deux portes qui a deux électrodes de porte prévues sur un seul substrat, le détecteur d'enveloppe extrait une enveloppe par un filtre passe-bas après avoir détecté les phases des pics de corrélation produits concurremment par les deux électrodes de porte. La figure 5 donne un schéma-bloc d'un récepteur dans un système de télécommunication à spectre étendu selon l'invention. On suppose maintenant que la porteuse d'un signal reçu 18 est modulée à deux phases. Le signal reçu 18 est fourni à l'un des transducteurs d'un convolutionneur 20 par un circuit d'adaptation 19. Un code PN produit par un générateur 27 de code PN de référence module à deux phases une sinusoide produite par un générateur de porteuses 30 dans un mélangeur 29. Le signal modulé est fourni à l'autre transducteur du convolutionneur 20 par un circuit d'adapta- tion 31 et sert de signal de référence 32. Ainsi, la synchronisation primaire est établie entre les codes PN se rapportant au signal reçu et au signal de référence introduits dans le convolutionneur 20, représentant ainsi un alignement comme le montre la figure 4B oar exemple. On supppose ici qu'une différence-existe entre les fréquences d'horloge et déplace graduellement la position de-l'alignement à une-position de la figure 6A o la partie supérieure présente le code PN reçu, la partie inférieure montre le code PN de référence et A Z est un déplacement entre la position d'alignement des deux codes et une région d'interaction sous l'électrode de porte. Une forme d'onde de pic de corrélation alors produite par. l'électrode de porte est introduite dans l'amplificateur 22 par le circuit d'adaptation 2I et y est amplifiée. Le détecteur d'enveloppe 23 extrait subséquemment une enveloppe du pic. Le détecteur de seuil 24 compare la forme d'onde d'enveloppe extraite à un seuil prédéterminé et produit une impulsion lorsque la forme d'onde extraite est plus importante. Le circuit formeur d'onde 25 configure l'impulsion en une impulsion d'une largeur prédéterminée. L'impulsion obtenue - par le traitement de la forme d'onde de pic de corrélation sera appelée "impulsion de corrélation". Comme le signal reçu et le signal de référence se déplacent en directions opposées, ils sont alignés en deux positions en (A) et (B) sur la figure 7. Par conséquent, certains agencements de la donnée produisent deux impulsions de corrélation dans un cycle du code PN. Cependant, le circuit de porte 26 n'extrait que l'une des impulsions de corrélation en réponse à l'alignement avec un moindre déplacement comme cela est montré en (A) sur la figure 7. L'extraction est effectuée en détectant l'impulsion de corrélation en utilisant l'impulsion de porte produite par le générateur 28 d'impulsions de porte. Le générateur d'impulsions de porte produit l'impulsion de porte en traitant une impulsion qui est produite par le générateur de code PN de référence 27 et synchronise le code PN. L'impulsion extraite de corrélation est utilisée comme impulsion de remise à l'état initial pour initialiser tous les registres à décalage constituant le générateur de code PN de référence. Ainsi, le code PN de référence commence au début.Cela est montré en (B) sur la figure 6. En (B), (C) et (D) sur la figure 6, la partie supérieure montre le code PN reçu, PN1, la partie inférieure montre le code PN de référence, PN2, y est le point o le code PN de référence recommence et z est la partie menante du code PN de référence avant initialisation. L'alignement (C) de la figure 6 montre que les deux codes sont alignés après déplacement d'un point x désignant la tête du code PN reçu vers la droite d'un cycle à partir de la position en (B) sur la figure 6. A ce moment, le déplacement par rapport à la position appropriée est réduit à peu près de moitié. Le déplacement est encore réduit à un quart comme cela est montré en (D) sur la figure 6 par une autre opération semblable, en utilisant la dernière impulsion de corrélation obtenue. En accomplissant de manière continue et répétée l'opération de correction de déplacement, le dispositif selon l'invention permet de maintenir la synchronisation. Un convolutionneur à deux portes ayant deux portes prévues sur un seul substrat est souvent utilisé pour la réception d'un signal dont la porteuse est modulée en phase par un code qui est obtenu par une modulation DPSK (introduction déphasage différentiel)en utilisant une donnée. L'utilisation d'un convolutionneur à deux portes permet l'extraction d'une enveloppe par une détection retardée. L'enveloppe extraite est traitée de la même manière pour produire une impulsion de remise à l'état initial. La figure 8 montre un exemple de l'utilisation d'un convolutionneur à deux portes. Le signal de référence s(t) est introduit à l'extrémité droite du convolutionneur à deux portes et le signal reçu r(t) est introduit à l'extrémité gauche. Le chiffre de référence 34 désigne un détecteur de phase, 35 est un filtre passe-bas, 36 est un détecteur de seuil positif, 37 est un détecteur de seuil négatif, et 38 est un circuit OU logique qui produit une sortie à appliquer au circuit formeur d'onde 25. Comme on l'a décrit ci-dessus, l'invention n'utilise aucun compteur et permet de maintenir en toute fiabilité la synchronisation par un simple traitement de signaux. ]! R E V E N D I C A T I 0 N S 1.- Récepteur dans un système de télécommunication à spectre étendu, adapté à recevoir un signal qui est modulé par un code binaire modulé par un code binaire ou une donnée, et comprenant un filtre apparié pour détecter une corrélation entre le signal reçu et un signal modulé par un code binaire de référence, caractérisé en ce qu'il comprend: un premier moyen (22, 23, 24) pour produire une impulsion à partir d'un signal de forme d'onde d'auto- corrélation d'une amplitude relativement grande lorsque ledit code binaire dans ledit signal reçu fourni par ledit filtre apparié coïncide avec ou a un faible déplacement par rapport audit code binaire de référence; un second moyen (25, 26, 28) pour extraire sélectivement une impulsion souhaitée desdites impulsions dudit premier moyen et en produire une impulsion de remise à l'état initial; et un générateur de code (27) pour produire le code binaire de référence et initialisé par lesdites impulsions de remise à l'état initial. 2.- Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier moyen précité comprend: un amplificateur pour amplifier le signal de forme d'onde de corrélation; un détecteur d'enveloppe pour extraire un signal ayant une forme d'onde d'enveloppe dans un signal de sortie dudit amplificateur; un détecteur de seuil pour comparer l'amplitude dudit signal de forme d'onde d'enveloppe à un seuil prédéterminé et produire une impulsion en réponse au résultat de la comparaison; et. en ce que le second moyen comprend: un circuit formeur d'onde pour configurer l'impulsion du détecteur de seuil en une impulsion d'une largeur prédéterminée; un générateur d'impulsions de porte pour produire une impulsion de porte à partir'd'une impulsion synchronisant ledit code binaire de référence; et un circuit porte répondant à ladite impulsion de porte pour extraire sélectivement l'impulsion fournie par ledit circuit formeur d'onde. 3.- Récepteur selon la revendication 1, - caractérisé en ce que le filtre apparié précité est un convolutionneur (20) d'onde acoustique de surface.