Brevet FR2572603A1 — publié le 19860502

Démodulateur différentiel de signaux électriques à plusieurs états d'amplitude et de phase pour équipements de transmission de données La présente invention concerne un démodulateur différentiel de signaux électriques à plusieurs états d'amplitude et de phase pour équipements de transmission de données. Elle s'applique plus particulièrement à la démodulation des signaux qui résultent d'une modulation différentielle de phase quadrivalente où les sauts de phase prennent des valeurs multiples d'un nombre entier de 2 pour indiquer des combinaisons différentes de signaux binaires transmis par paires (dibits). En transmission de données, lorsque les informations sont transmises entre un émetteur et un récepteur selon le procédé de modulation différentielle de phase, le signal idéal, sans distorsion et sans bruit, à transmettre, est défini généralement par une sinus'ide d'équation x(t) = Aksinus(2xrfpt + f k) où Ak, fp et tP k désignent respectivement l'amplitude, la fréquence et la phase de la sinusolde. Les données utiles formées par des suites de symboles multivalents sont transmises en réalisant au niveau de l'émetteur des changements de phase 9 k = XPL + 'f et d'amplitude Ak P AL + s les couples (#k, Ak) et (#L, AL) étant significatifs respectivement de la phase et de Amplitude du symbole en cours de transmission et de la phase et de l'amplitude du symbole précédant le symbole en cours de transmission. Les sauts de phase AKp et d'amplitude A s'effectuent à la fréquence de modulation et correspondent respectivement à des symboles multivalents répondant aux lois de codage normalisées généralement adoptées pour effectuer ce type de modulation. Dans les récepteurs de signaux comportant plusieurs états d'amplitude et de phase, le processus de démodulation a pour objet d'évaluer à un instant donné la fréquence du signal et sa phase, par rapport à celles d'un oscillateur local de sorte que les démodulateurs de ces récepteurs ont tous l'inconvénient de comporter des dispositifs d'asservissement délicats à réaliser si la modulation du signal reçu est complexe.Comme, d'autre part, le signal x(t) subit en cours de sa transmission des distorsions et des perturbations diverses se traduisant notamment par, des distorsions d'affaiblissement et de temps de propagation de groupes, la présence de bruits impulsifs, des gigues de phase et de fréquence etc..., les démodulateurs de ces récepteurs doivent comporter, en plus des circuits strictement indispensables à la démodulation du signal idéal sans distorsion, des dispositifs de traitement du signal pour assurer une démodulation correcte du signal perturbé reçu à l'entrée des récepteurs ce qui augmente le nombre d'opérateurs nécessaires et conduit à des prix de revient jugés encore trop prohibitifs malgré le grand usage des techniques de traitement numérique du signal pour réaliser les fonctions de démodulation et l'emploi intensif de circuits intégrés à haute densité d'intégration pour réaliser les circuits de ces démodulateurs. Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités. A cet effet, l'invention a pour objet, un démodulateur différentiel de signaux électriques à plusieurs états d'amplitude et de phase pour équipements de transmission de données où, les données transmises représentent des suites de symboles, chaque signal étant représentable par une fonction sinusoldale du temps de la forme x(t) = Ak sinus(2itft +tek) Où Ak, fp et P k représentent respectivement l'amplitude, la fréquence et la phase du signal, et où la phase w k et l'amplitude Ak restent constantes pendant la durée d'un symbole, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'échantillonnage du signal appliqué à l'entrée du démodulateur, des moyens de calcul couplés à la sortie des moyens d'échantillonnage et sensibles à la grandeur des échantillons fournis par les moyens d'échantillonnage pour calculer à la fréquence d'échantillon- nage la phase instantanée 9 = 2nfDt +ePk du signal et l'amplitude instan p LPk tanée du signal, des moyens de calcul couplés à la sortie des moyens de calcul de la phase instantanée vPn du signal pour calculer en fonction des valeurs de phase 9 obtenues les sauts de phase instantanés AtPn du signal, des moyens de filtrage statistiques couplés aux sorties des moyens de calcul des sauts de phase instantanée 1i4n n du signal et sensibles à l'amplitude instantanée du signal fournie par les moyens de calcul, des moyens de filtrage temporels couplés en sorties des moyens de filtrage statistique pour supprimer l'interférence inter-symboles, des moyens de calcul de la probabilité de présence d'un saut de phase et de la probabilité de présence d'un écart d'amplitude couplés aux sorties des moyens de filtrage temporels et des moyens de décision couplés aux sorties des moyens de calcul de probabilité pour déterminer en fonction des résultats fournis par les moyens de calcul des probabilités le saut de phase et l'amplitude les plus probables. La présente invention a pour avantage qu'elle offre une solution particulièrement simple et efficace pour réaliser les démodulateurs différentiels à plusieurs états de phases. Cette solution notamment, n'exige plus de reconstituer au niveau du récepteur exploitant des signaux modulés en phase, la fréquence porteuse de l'onde modulée reçue pour effectuer la démodulation, et le traitement statistique des signaux supprime les inconvénients dus au bruit et aux distorsions. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront également à l'aide de la description qui -va suivre faite au regard des dessins annexés qui représentent: - la figure 1 un schéma de réalisation d'un démodulateur selon l'invention; - les figures 2A et 2B des organigrammes illustrant le principe de calcul de la phase instantanée 9 du signal; - la figure 3 un organigramme montrant le déroulement des opérations nécessaires au filtrage statistique des écarts de phase; - la figure 4 un organigramme montrant le déroulement des opérations nécessaires pour effectuer un filtrage statistique des écarts d'amplitude. Le dispositif selon l'invention qui est représenté à la figure 1 comprend respectivement figurés à intérieur de lignes en pointillés, des moyens d'échantillonnage 1 du signal, des moyens de calcul 2 de la phase instantanée 9 du signal, des moyens de calcul 3 des sauts de phase instantanée AxPn S des moyens de calcul 4 de l'amplitude instantanée du signal, des moyens de filtrage statistique 5 et 6, des moyens de filtrage temporel 7, des moyens 8 et 9 de calcul de probabilité de présence d'un saut de phase ou d'amplitude, et des moyens 10 et 11 de décision pour déterminer en fonction des résultats fournis par les moyens de calcul de probabilité 8- et 9 le saut de phase et l'amplitude la plus probable.Les moyens d'échantillonnage I comprennent un convertisseur analogiquenumérique 12 relié par une entrée 13 à l'entrée du démodulateur par l'intermédiaire d'un filtre 14 et d'un amplificateur 15 tous deux reliés en série. La sortie du convertisseur analogique-numérique 12 qui constitue la sortie des moyens d'échantillonnage 1 est reliée à une entrée de commande 16 de gain de l'amplificateur 15 au travers d'un dispositif 17 de commande automatique de gain. La sortie des moyens d'échantillonnage 1 est reliée d'une part, à une entrée 18 des moyens de calcul de la phase instantanée 9 du signal et d'autre part, à' une entrée d'un circuit extracteur de rythme 19 qui relie les moyens d'échantillonnage 1 aux moyens de filtrage temporel 7.Les moyens 2 de calcul de la phase instantanée 9 du signal comprennent un circuit soustracteur 20 à deux entrées d'opérandes, une première entrée d'opérande étant reliée à l'entrée 18 des moyens de calcul 2, la deuxième entrée d'opérande étant reliée également à l'entrée 18 des moyens de calcul 2 par l'intermédiaire d'un circuit multiplieur 21 et d'un dispositif à retard 22 tous deux reliés en série. Les moyens de calcul 2 comprennent également un circuit multiplieur 23, un circuit diviseur 24 et des moyens de traitement 25. Le circuit multiplieur 23 est relié par une première entrée d'opérande à la sortie du dispositif à retard 22 et est relié par sa sortie à une première entrée d'opérande du diviseur 24 et à une première entrée des moyens de traitement 25.Le résultat de la soustraction effectuée par le circuit soustracteur 20 est appliqué sur la deuxième entrée d'opérande du circuit diviseur 24 et à une deuxième entrée des moyens de traitement 25. Le résultat de la division effectuée par le circuit de division 24 est appliqué sur une troisième entrée 26 des moyens de traitement 25. Les moyens de traitement 25 calculent la valeur de la phase instantanée tPn du signal et appliquent cette valeur à une entrée 27 des moyens de calcul 3 des sauts de phase. Les moyens du calcul 3 des sauts de phase comprennent un circuit soustracteur 28 à deux entrées d'opérandes, une première entrée d'opérande étant reliée directement à l'entrée 27 des moyens de calcul 3 et la deuxième entrée d'opérande étant reliée à l'entrée 27 au travers d'un dispositif à retard 29.Les résultats de calculs effectués par le soustracteur 28 correspondant aux sauts de phase Q > n instantanée sont appliqués directement à l'entrée des moyens de filtrage statistique des écarts de phase 5. Les moyens de calcul 4 de l'amplitude instantanée du signal comprennent un premier circuit multiplieur 30 dont les deux entrées d'opérandes sont reliées à la sortie du circuit multiplieur 23 des moyens de calcul 2, et un deuxième circuit multiplieur 31 dont les deux entrées d'opérandes sont reliées ensemble à la sortie du circuit soustracteur 20 des moyens de calcul 2. Les sorties des circuits multiplieurs 30 et 31 sont reliées respectivement aux première et deuxième entrées d'opérandes d'un circuit additionneur 32 et le résultat de l'addition effectuée par le circuit additionneur 32 est appliqué à l'entrée des moyens de filtrage statistique des écarts d'amplitude 6. Les moyens de calcul 8 de probabilité de présence d'un saut de phase comprennent un ensemble de quatre compteurs d'évènements notés respectivement 33, 34, 35 et 36 progressant respectivement au rythme de signaux de synchronisation fournis par les moyens de filtrage temporel 7 appliqués sur une de leurs premières entrées, leurs deuxièmes entrées étant reliées respectivement à des sorties notées 37, 38, 39 et 40 des moyens de filtrage statistique des écarts de phase 5. Les sorties des compteurs d'évènements 33, 34, 35 et 36 sont reliées à des entrées correspondantes du circuit de décision 10 dont la sortie fournit les écarts de phase t vpi calculés. De même, les moyens de calcul 9 de probabilité de présence d'un saut d'amplitude comprennent un ensemble de trois compteurs d'évènements notés respectivement 41, 42 et 43 ayant une première entrée de synchronisation reliée à la sortie des moyens de filtrage temporel 7 et des deuxièmes entrées reliées à des sorties correspondantes notées respectivement 45, 46 et 47 des moyens de filtrage statistique 6 des écarts d'amplitude. Les sorties des compteurs d'évènements 41 à 43 sont reliées respectivement à des entrées correspondantes du circuit de décision 11 qui fournit sur sa sortie l'amplitude A. calculée. Les circuits de décision 10 et 11 sont, d'autre part, commandés à partir du circuit extracteur de rythme 19 par l'intermédiaire d'un dispositif à retard 49, le circuit extracteur de rythme 19 reliant la sortie des moyens d'échantillonnage 1 au moyen de filtrage temporel 7. Le fonctionnement du démodulateur qui vient d'entre décrit est explicité ci-après. Le signal à démoduler qui est appliqué sur l'entrée 13 du démodulateur est, dans le cadre de l'invention, un signal analogique qui, s'il n'est pas trop distordu par la ligne de transmission, peut être représenté sous la forme d'une sinusoïde d'amplitude Ak et de phase ePk variables, vérifiant l'équation x(t) = Ak sinus(27rfpt + #k) (1) f désignant la fréquence du signal. p Le signal reçu sur l'entrée 13 est d'abord filtré par le filtre 14 puis échantillonné et codé par le convertisseur analogique-numérique 12 qui délivre sur sa sortie une suite de nombres x(nT) dont l'enveloppe est approximativement une sinusoïde d'amplitude Ak et de phase tPk . Chaque échantillon x(nT) est représentable dans ces conditions par une équation de la forme x(nT) = Ak sinus(2irfnT +Pk) (2) ou encore de la forme x(n) = Ak sinus (nO + #k) (3) avec 0 = 27rfpT (4) T et n représentant respectivement la période d'échantillonnage et le rang de l'échantillon x(nT) dans la suite des échantillons fournis par la sortie du convertisseur analogique-numérique 12.De par le principe de la modulation angulaire auquel se rapporte Invention la phase vPk et l'amplitude A k du signal change au rythme de la modulation et un symbole est représenté par un ensemble d'échantillons x(nT) successifs pour lesquels l'amplitude A k et la phase vPk restent inchangées pendant la durée d'un symbole, la durée d'un symbole étant égale à T = la fréquence de modulation des symboles reçus à l'entrée du démodulateur. Chaque symbole comprend un nombre déterminé N d'échantillons dépendant du rythme de la modulation et de la fréquence d'échantillonnage. A titre d'exemple, dans le cas d'une modulation à 600 bauds et d'une fréquence d'échantillonnage Fie = 9600 Hz un symbole est entièrement déterminé avec N = 16 échantillons. Chaque échantillon fourni par le convertisseur analogique-numérique 12 est appliqué à l'entrée 18 des moyens de calcul de la phase instantanée tpn du signal. Chaque échantillon x(n) courant est appliqué à l'entrée notée "+" du circuit soustracteur 20 pour être soustrait de la valeur de l'échantillon précédent d'équation x(n-1)= = Ak sinus [(n-1)# + #k)] (5) contenu dans le dispositif à retard 22. Au moment de l'application de l'échantillon x(n) sur rentrée marquée "+" du circuit soustracteur 20, l'échantillon x(n-1) mémorisé dans le dispositif à retard 22 est appliqué sur la première entrée d'opérande du circuit multiplieur 21, la deuxième entrée d'opérande du circuit multiplieur 21 recevant un nombre binaire dont l'amplitude est une fonction cosinus de l'angle O défini précédemment Le résultat de la multiplication effectuée par le circuit multiplieur 21 est appliqué sur l'entrée marquée "-" du soustracteur 20 qui soustrait la valeur de l'échantillon x(n) appliqué sur son entrée "+" de la valeur x(n-l).cosinusG fourni par la sortie du multiplieur 21. Le résultat R(n 1 > = x(n) - x(n-l).cosinusO (5) obtenu à la sortie du soustracteur 20 est appliqué simultanément sur la deuxième entrée d'opérande du circuit diviseur 24 et sur la deuxième entrée des moyens de traitement 25. De façon à peu près similaire, l'échantillon xtn-l) mémorisé à l'intérieur du dispositif à retard 22 est appliqué sur la première entrée d'opérande du circuit multiplieur 23 pour être multiplié par un nombre binaire dont la valeur est une fonction sinus de l'angle O défini précédemment. Le résultat l(n-1) = x(n-l).sinusQ (6) de la multiplication effectuée par le circuit multiplieur 23 est appliqué simultanément sur la deuxième entrée dopérande du circuit diviseur 24 et sur la deuxième entrée des moyens de traitement 25. Le circuit diviseur 24 effectue le quotient des nombres binaires l(n 1) et R(n 1) qui en application des relations (1) à (5) donne la tangente de la phase instantanée tPi = (n-Q) + vPk du signal représenté par les échantillons x(n) et x(n-l).Le résultat obtenu de a division est appliqué sur les troisièmes entrées des moyens de traitement 25 qui, reconnaissant les signes des résultats R(n 1) et l(n-1), calculent les phases instantanées = = (n-1).0+#k des des symboles reçus à l'entrée du démodulateur. Ce calcul est exécuté par microprogrammation des moyens de traitement 25 dont un exemple de microprogramme est représenté ci-après à l'aide des organigrammes des figures 2A et 2B. Dans l'exemple représenté à la figure 2A l'exécution du microprogramme commence à l'étape 50 par l'examen des valeurs absolues abs (I) et abs (R) des nombres 1(n-i) et R(n 1) fournies par le soustracteur 20 et le circuit multiplieur 23. Si à l'étape 51 la valeur absolue du nombre 1(n-1) est supérieure ou égale à la valeur absolue du nombre R(n 1) le microprogramme exécute l'étape 52 qui consiste à calculer la tangente d'un angle a égal au quotient de la valeur absolue du nombre R(n l) divisé par la valeur absolue du nombre 1(n-1) Une table en arc tangente permet d'extraire à l'étape 53 l'angle a correspondant et à l'étape 54 le microprogramme calcule un angle 3 par la relation ss = 90 - a.Par contre, si à l'étape 51 la valeur absolue du nombre kn-l) n'est pas supérieure ou égale à la valeur absolue du nombre Rn-1 le microprogramme exécute l'étape 55 qui consiste comme à l'étape 52 à calculer la tangente d'un angle a en exécutant le quotient de la valeur absolue du nombre I(n-1) par la valeur absolue du nombre R(n 1) puis ltétape 56 qui consiste à donner à l'angle la valeur de l'angle a lu comme précédemment dans une table en arc tangente.En fin d'exécution des étapes 54 ou 56 le microprogramme exécute l'étape 57 qui consiste à calculer un angle ss égal au produit de l'angle g calculé aux étapes 54 ou 56 par les valeurs de signe du nombre kn-I) et du nombre R(n 1) . Si Si aux étapes 58, 59 et 60, le signe du nombre Rn-1 est négatif et le signe du nombre 1(n-l) est positif, le microprogramme calcule à l'étape 62 la phase instantanée du signal en ajoutant au nombre - calculé à l'étape 57 une valeur angulaire de 1800.Par contre si le test effectué sur le nombre l(n-1) à l'étape 61 n'est pas positif un nouveau test est effectué aux étapes 63 et 64 sur le nombre l(n-1) et si la valeur du nombre l(n-1) est négative le microprogramme exécute à l'étape 65 le calcul du nombre #n en ajoutant au nombre &gamma;; précédemment calculé à l'étape 57 une valeur angulaire de îao0. Si à l'étape 64 le test effectué sur le nombre 1(n-I) n'est pas négatif, le nombre 4n-1) est déclaré nul et les étapes 66 et 67 sont exécutées, pour donner à l'angle #n n une valeur de 1800. Dans le cas où à l'étape 59 le test effectué sur le nombre R(n-1) révèle que ce nombre n'est pas inférieur à zéro, le microprogramme continue son exécution par les étapes représentées à la figure 2B. Si aux étapes 68, 69 et 70 les tests effectués révèlent que le nombre R(n I) est positif et que le nombre 1(n-l) est positif, le microprogramme calcule l'angle de phase instantanée #n en l'égalant au nombre &gamma; calculé à l'étape 57. Par contre, si à l'étape 72 le nombre l(n 1) testé a une valeur qui n'est pas positive le microprogramme poursuit son exécution par les étapes 73 et 74 et si à l'étape 74 le nombre l(n 1) s'avère être négatif le nombre #n calculé à étape 75 est égal au nombre & calculé à l'étape 57 augmenté de 360 . Si à l'étape 74 le nombre I n'est pas négatif le microprogramme continue par les étapes 76 et 77 qui consistent à donner à la phase instantanée #n du signal la valeur angulaire 0.Si à l'étape 69 le test révèle que le nombre R 1) est nul, le microprogramme continue son exécution par les étapes 78, 79 et 80 et si à l'étape 80 le nombre I(n-1) testé est positif l'angle tPn calculé prend la valeur 900. Si à l'étape 80 le nombre l(n 1) calculé est négatif le microprogramme exécute les étapes 82, 83 et 84 et l'angle n calculé vaut alors 2700. Par contre si à l'étape 83 le test effectué sur le nombre I(n-1) révèle que le nombre I(n-1) est nul (étape 85) le microprogramme exécute l'étape 86 en donnant à l'angle P n une valeur nulle.Les valeurs de phase instantanée calculées suivant le procédé de calcul qui vient d'être exposé sont appliquées à la figure 1 à l'entrée 27 des moyens de calcul des sauts de phase 3 qui calculent les sauts de phase entre deux symboles succcessifs. Chaque phase instantanée d'un symbole en cours de traitement est soustraite par le soustracteur 28 de la valeur de l'échantillon homologue du symbole précédent mémorisé à l'intérieur du dispositif à retard 29. Le résultat de la soustraction fournit l'écart instantané de phase ##n entre deux symboles reçus successivement à l'entrée du démodulateur. Le nombre ##n est égal à #n-#(n-N)'N représentant le nombre d'échantillons par symbole. Les moyens de calcul 4 de l'amplitude instantanée du signal 2 restituent à la sortie de l'additionneur 32 un nombre # égal à la somme des carrés des valeurs de R(n-1) et l(n 1) obtenues à la sortie du soustracteur 20 et du circuit multiplieur 23 suivant la relation: # = R(n-1)+(n-1) = A(n-1) . sin# (7), le carré des nombres R (n-I > et I(n-1) étant obtenu aux sorties du circuit multiplieur 30 et 31. Les filtrages statistiques des sauts de phase instantanée obtenus à la sortie des moyens de calcul des sauts de phase 3 et des amplitudes engendrées par les moyens de calcul de l'amplitude instantanée du signal 4, permettent de vérifier que les sauts de phase et les sauts d'amplitude sont respectivement compris dans des limites déterminées par rapport à des écarts de phase et d'amplitude de référence, car du fait de la distorsion et des perturbations, les écarts de phase et les amplitudes mesurés ne sont jamais rigoureusement égaux aux valeurs de référence. En effet, chaque saut de phase A vPn mesuré est compris entre deux iimites tPi - P et tPi + P suivant la relation ##i - P # ##n # ##i + P (8) ##i caractérisant le saut de phase de référence défini par exemple suivant l'avis V22 du CCITT par quatre valeurs de référence = = 0 ##1 = 900 ##2= 180 ##3 = 270 . et P caractérisant la déviation tolérée de l'écart de phase mesuré par rapport à récart de phase ##i de référence, P étant par exemple égal à 40 . Comme l'espace Z de tous les résultats ##n possibles est borné dans l'intervalle [0,360 ] et comprend une infinité de valeurs, il est possible de définir des sous-ensembles Z. qui regroupent les résultats de mesure appartenant à des zones Zi pour lesquelles la relation (8) est vérifiée. Comme entre les sous-ensembles Zi, les intersections peuvent être - vides ou non selon que les zones sont disjointes, jointes ou avec recouvrement le filtrage statistique mis en oeuvre dans l'invention consiste à associer à chacune des phases instantanées tPn mesurées un évènement ei(n) défini par e1(n) = 1 si A vPn appartient à la zone z. ei(n) = O si AtPn n'appartient pas à la zone zi. De la sorte le filtrage statistique de l'invention constitue des familles d'évènements ei(n) et à chaque sous-ensemble Z. des résultats de mesure ##n appartenant à une zone z. est associé un espace E. des évènements e.(n > . Les moyens de filtrage statistique des écarts de phase - sont microprogrammés et un exemple de réalisation d'un microprogramme permettant d'établir les suites d'évènement ei définis précédemment est représenté à la figure 3. L'organigramme représenté à la figure 3 correspond à une détection de sauts de phase de signaux modulés suivant une modulation à quatre états de phase, chaque état de phase étant associé à quatre valeurs d'évènements el, e2, e3 et e4. Chaque évènement e1 e2, e3, e4 prend la valeur binaire 1 ou 0 en fonction de l'appartenance de l'angle A9n à une zone particulière du cercle trigonométrique. Le microprogramme commence aux étapes 87 et 88 par le test de l'angle Atpn n et si à l'étape 89 l'angle ##n est compris dans l'intervalle (0,450 > ou dans l'intervalle (315, 360 ) les bits d'évènement prennent les valeurs respectives e1 = 1, e2 = e3 = e4 = 0. Par contre, si à l'étape 88 le test effectue ne correspond pas aux valeurs de AtPn recherché à l'étape 7, le microprogramme teste à nouveau à l'étape 90 la valeur de l'angle ##n et si l'angle a ##n testé est compris entre 450 et 1350 le microprogramme exécute les étapes 91 et 92 et place les indicateurs d'évènement dans l'état logique e1 = e3 = e4 = O et e2 = 1.Si à l'étape 91, le test effectué ne correspond pas à celui escompté à l'étape 90 le microprogramme exécute les étapes 93 et 94 et si à l'étape 94 l'angle ##n est compris entre 135 et 2250 les indicateurs d'évenement el, e1, e2, et e4 sont tous les trois positionnés à zéro et l'indicateur d'évènement e3 est positionné à l'état logique 1 à l'étape 95. Par contre, si à l'étape 94 I'angle AkPn ne correspond pas à écart de phase escompté à I'étape 93, les indicateurs d'évènement e1 , e2 e3 sont positionnés dans l'état logique 0 et l'indicateur d'évènement e4 est positionné dans l'état logique 1.En faisant de nouveau référence à la figure 1, ces états des indicateurs d'évènement el, e2 s e3 et e4 sont appliqués respectivement sur les sorties 37 à 40 des moyens de-filtrage statistique des écarts de phase 5 pour être transférés sur les entrées correspondantes des compteurs d'évènement 33 à 36 des moyens 8 de calcul de probabilité de présence de sauts de phase, l'enregistrement des évènements e1 à eq dans chacun des compteurs d'évènement correspondants 33 à 36 étant validé par un bit de validation Un transmis par la sortie du filtre temporel 7 pour n'autoriser l'enregistrement des évènements que lorsque ceux-ci corres pondent à des échantillons placés en milieu de symboles.Cette précaution permet d'éviter l'enregistrement d'évènements correspondant à des mesures de sauts de phase erronés en raison du phénomène d'interférence entre symboles. La validation d'un évènement pourra avoir lieu en plaçant par exemple le bit Un à la valeur 1 logique lorsque l'évènement considéré correspond à un échantilfon qui est voisin du milieu d'un symbole et le bit Un à la valeur O pour les évènements correspondant à des échantillons situés aux extrémités d'un symbole.L'enregistrement des évènements ei(n).Un dans les Les compteurs d'évènements 33 à 36 sont reliés à des entrées correspondantes du circuit de décision 10, la reconnaissance des symboles au rythme de la fréquence de modulation s'effectue directement par le circuit de décision 10 qui choisit le saut de phase BIP, qui est associé respectivement aux valeurs supérieures des comptes d'évènements contenus dans les compteurs d'évènements 33, 34, 35 et 36. Le filtrage statistique des écarts d'amplitude effectué par les moyens de filtrage statistique des écarts d'amplitude 6 est effectué suivant un processus à peu près similaire à celui décrit précédemment pour le filtrage statistique des écarts de phase, car les écarts d'amplitude mesurés ne sont jamais rigoureusement égaux aux valeurs de référence. Comme pour les écarts de phase on vérifie que le carré des amplitudes A2 est respectivement compris dans des limites Ai - Vil et Ai2+ Vi2 suivant la relation: Ai2- Vil # A(n) # Aȋ + Vi2 (10) Dans la relation (10) A. caractérise le carré des amplitudes de -1 référence et a par exemple pour valeur, en respectant l'avis V22 bis du CCITT A = 2 A12 10 A2 10 A3 = 18 et Vil caractérise la déviation tolérée du carre de l'amplitude mesurée par rapport au carré de l'amplitude de référence et a pour valeur, par exemple V01 = 2 V02 = 4 Vil = V21 = 4 V12 = V22 = 4 V31 = 4 V32 = 4 De manière équivalente au calcul effectué précédemment pour les écarts de phase, l'espace w de tous les résultats An possibles est divisé en sous-ensembles wi qui regroupent les résultats de mesure appartenant aux régions wi pour lesquelles la relation: Ai2 ~ Vil\ An Entre les sous-ensembles wi, les intersections peuvent être vides ou non selon que les zones sont disjointes, jointes ou avec recouvrement et le filtrage statistique des amplitudes instantanées consiste à associer à chacune des amplitudes A(n) mesurées un évènement fi(n) défini par les relations f1(n) = 1 si A n appartient à la zone wi A2 fi(n) = 0 si n n'appartient pas à la zone w1. Ainsi sont constituées les familles d'évènements fi(n) et à chaque sous-ensembles w. des résultats de mesure A n appartenant à une zone wi I I est associé un espace F. des évènements f(n). La création des familles d'évènements fi(n) est effectuée par les moyens de filtrage statistique des écarts d'amplitude 6 à l'aide de microprogrammes dont un exemple de réalisation est représenté par l'organigramme de la figure 4. Le microprogramme représenté à la figure 4 commence à l'étape 97 par la mesure de I'amplitude instantanée du signal représenté sous sa for3lr.e quadratigue L = A sinus0.A l'étape 98 amplitude L obtenue est testée et si à l'étape 99 l'amplitude mesurée est comprise entre O et 6 sinus2Q une première famille d'évènements f1 et f3 est créée par les moyens de filtrage statistique 6 en plaçant les deux indicateurs d'évènements notés respectivement t et f3 dans l'état logique 0 et l'indicateur d'évènement f1 dans Pétat logique 1. Par contre si le test effectué à l'étape 99 révèle que l'amplitude L est extérieure à l'intervalle (0,6 sinus#) un test est effectué aux étapes 101 et 102 pour vérifier que l'amplitude L du signal est comprise entre 6 sinus20 et 14 sinus (étape 101) et si à l'étape 102 la relation de l'étape 103 est vérifiée les indicateurs d'évènements fl , f2 et r sont positionnés à l'étape 103 aux valeurs fl = f3 = 0 et f2 = 1.Si le test effectué à l'étape 102 révèle que la relation de l'étape 101 n'est pas vérifiée le microprogramme déclare à l'étape 104 que l'amplitude mesurée est comprise entre 14 sinus et 18 sinus et positionne à l'étape 105 les indicateurs d'états fl , f2 et i aux valeurs f1 = f2 = O et f3 = 1. De façon à peu près identique au calcul effectué sur les évènements caractérisant les écarts de phase, les moyens de calcul de probabilité de la présence d'un saut d'amplitude 9 ne prennent en considération que les évènements initialisés par des échantillons situés en milieu de symboles.Ce résultat est obtenu en validant chacun des indicateurs d'évènements 1 , f2 et f3 obtenus aux sorties 45, 46 et 47 des moyens de filtrage statistique 6 par l'impulsion Un fournie par les moyens de filtrage temporel 7, la valeur Un prenant la valeur 1 logique pour les valeurs d'échantillons voisines d'un milieu d'un symbole et prenant la valeur 0 pour les valeurs d'échantillons correspondant aux extrémités de symboles, de sorte que, les compteurs d'évènements 41, 42, et 43 des moyens de calcul de probabilité 9 n'enregistrent que des évènements f(i)n Un initialisés par des échantillons situés en milieu de symboles pour constituer des groupes d'évènements de taille M en vue de calculer la probabilité de présence d'une amplitude A. suivant la relation Comme les sorties des compteurs d'évènements 41 à 44 sont reliées respectivement aux entrées correspondantes du circuit de décision Il la reconnaissance des symboles au rythme de la fréquence de modulation s'effectue directement en choisissant le saut d'amplitude A. associé respectivement aux valeurs supérieures sup"f1(n)" des événements totalisés à l'intérieur des compteurs d'évènements 41 à 43. Bien que le principe de la présente invention ait été décrit cidessus en relation avec un seul exemple particulier de réalisation, il faut comprendre que la description n'a été faite qu'à titre d'exemple et ne limite pas la portée de l'invention. D'autres variantes de réalisatìon sont en effet possibles, qui peuvent dans une large mesure différer les unes des autres par la manière dont sont regroupées les fonctions de calcul et de traitement nécessaire au fonctionnement du démodulateur selon l'invention. En particulier, une de ces variantes de réalisation pourra consister à faire exécuter l'en- semble des fonctions de calcul du démodulateur représenté à la figure 1 et des microprogrammes dont les algorithmes sont décrits aux figures 2 , 2B, 3 et 4 par un seul microprocesseur et à intégrer ce microprocesseur avec les éléments restants de la figure 1 dans un seul et même circuit intégré. REVENDICATIONS 1. Démodulateur différentiel de signaux électriques à plusieurs états d'amplitude et de phase pour équipements de transmission de données où les données transmises représentent des suites de symboles, chaque signal étant représentable par une fonction sinusoldale du temps de la forme x(t) -= Ak sinus(27rfpt + Y)k) où Ak, fp et vPk représentent respectivement l'amplitude, la fréquence et la phase du signal, et où la phase cPk et l'amplitude Ak restent constantes pendant la durée d'un symbole, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'échantillonnage (i) du signal appliqué à l'entrée du démodulateur, des moyens de calcul (2, 4) couplés à la sortie des moyens d'échantillonnage et sensibles à la grandeur des échantillons fournis par les moyens d'échantillonnage pour calculer à la fréquence d'échantillonnage la phase instantanée #n = 2#fpt +#k et l'amplitude instantanée du signal, des moyens de calcul (3) couplés à la sortie des moyens de calcul de la phase instantanée #n du signal pour calculer en fonction des valeurs de phase 9 obtenues les sauts de phase instantanée lion du signal, des moyens de filtrage statistiques (5, 6) couplés aux sorties des moyens (3) de calcul des sauts de phase instantanée A wn du signal et sensibles à l'amplitude instantanée du signal fournie par les moyens de calcul (2, 4), des moyens de filtrage temporels (7) couplés en sortie des moyens de filtrage statistique pour supprimer l'interférence inter-symboles, - des moyens de calcul (8, 9) de la probabilité de présence d'un saut de phase et la probabilité de présence d'un écart d'amplitude couplés aux sorties des moyens de filtrage temporels (7) et des moyens de décision (11) couplés aux sorties des moyens de calcul de probabilité (8, 9) pour déterminer en fonction des résultats fournis par les moyens (8, 9) de calcul des probabilités le saut de phase et l'amplitude les plus probables. 2. Démodulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de calcul (2) pour calculer la phase instantanée du signal comprennent un dispositif à retard (22) pour retarder chaque échantillon d'une durée égale à la période d'échantillonnage du signal par les moyens d'échantillonnage (1), un premier circuit multiplieur (21) couplé par une première entrée d'opérande à la sortie du dispositif à retard (22) et excité sur sa deuxième entrée d'opérande par un signal cosinusoldal représentable par une fonction cosinusoldale du temps d'équation cos 21rapt ayant la même fréquence f p que les signaux reçus à l'entrée du démodulateur, un circuit soustracteur (20) pour soustraire l'amplitude de chaque échantillon x(n) engendré par les moyens d'échantillonnage (1) de l'amplitude de l'échantillon précédent x(n-l) retardé par le dispositif à retard (22) et pondéré par le signal cosinusoidal au moyen du premier circuit multiplieur (21), un deuxième circuit multiplieur (23 > couplé par une première entrée d'opérande à la sortie du dispositif à retard (22) et excité sur sa deuxième entrée d'opérande par un signal sinusoldal représentable par une fonction sinusoldale du temps d'équation sin 21rfpt ayant la même fréquence f p que le signal reçu pour pondérer par le signal sinusoîdal l'amplitude xn-l de chaque échantillon retardé fourni par le dispositif à retard (22), un circuit diviseur (24) couplé par une première entrée d'opérande à la sortie du deuxième circuit multiplieur (23) et par une deuxième entrée d'opérande à la sortie du circuit soustracteur (20) et des moyens de traitement (25) couplés aux sorties du circuit diviseur (24) du circuit soustracteur (20) et du circuit multiplieur (23) pour calculer la phase instantanée ePn du signal en fonction du résultat de la division obtenu à la sortie du circuit diviseur (24) et des signes des résultats obtenus aux sorties du circuit soustracteur (20) et du circuit multiplieur (23). 3. Démodulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de calcul (2, 4) pour calculer l'amplitude instantanée du signal comprennent un troisième (30) et un quatrième circuit multiplieur (31) couplés respectivement aux sorties du deuxième circuit multiplieur (23) et du circuit soustracteur (20) pour élever au carré l'amplitude des signaux engendrés par le deuxième circuit multiplieur (23) et par le circuit soustracteur (20), et un circuit additionneur (32) relié par ses deux entrées d'opérande respectivement aux sorties du troisième et quatrième circuit multiplieur. 4. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications I à 3, caractérisé en ce que les moyens de calcul (3) de la phase instantanée du signal comprennent un dispositif à retard (29) pour retarder chaque phase instantanée engendréè par les moyens de traitement (25) d'un nombre déterminé N de périodes d'échantillonnage, N étant égal au nombre d'échantillons contenus dans un symbole, et un circuit soustracteur (28) relié par une première entrée opérande à la sortie des moyens de traitement (25) et par une deuxième entrée d'opérande à la sortie du dispositif à retard (29) de chaque phase instantanée du signal fourni par les moyens de traitement (25). 5. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les moyens de filtrage statistique des écarts de phase du signai sont microprogrammés et comprennent des moyens pour comparer chaque écart de phase fourni par les moyens de calcul d'écart de phase (3) à l'intérieur de limites déterminées et pour positionner des indicateurs d'évènement pour attribuer chaque écart de phase comparé à un état de phase déterminé. 6. Dispositif selon les revendications 1 et S, caractérisé en ce que les moyens de calcul (8) de la probabilité de présence d'un écart de phase comprennent des compteurs d'évènements (33, 34, 35, 36) couplés en sortie des moyens de filtrage statistique des écarts de phase (5). 7. Démodulateur selon les revendications 1 et- 6, caractérisé en ce que les moyens de décision (10) sélectionnent l'écart de phase le plus probable et choisissent celui qui correspond à l'évènement le plus souvent totalisé pendant une période de temps déterminée par les compteurs d'évènements (33, 34, 35 et 36) couplés en sortie des moyens de filtrage statistique des écarts de phase (5). 8. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les moyens de filtrage statistique des écarts d'amplitude du signal sont microprogrammés et comprennent des'moyens pour comparer chaque amplitude instantanée fournie par les moyens de calcul (4) de amplitude instantanée du signal à l'intérieur de limites déterminées et pour positionner des indicateurs d'évènements pour attribuer chaque écart d'amplitude à un état d'amplitude déterminé. 9. Démodulateur selon les revendications 1 et 5, caractérisé en ce que les moyens de calcul (9) de la probabilité de présence d'un écart d'amplitude comprennent des compteurs d'évènements (41, 42, 43) couplés en sortie des moyens de filtrage statistique des écarts d'amplitude. 10. Démodulateur selon les revendications 1 et 9, caractérisé en ce que les moyens de décision (11) sélectionnent l'écart d'amplitude le plus probable en choisissant celui qui correspond à l'évènement le plus souvent totalisé pendant une période de temps déterminée par les compteurs d'évènements (41, 42, 43) couplés en sortie des moyens de filtrage statistique des écarts d'amplitude. 11. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce qu'il est réalisé sous la forme d'un seul et même circuit intégré.