Brevet FR2566976A1 — publié le 19860103

Convertisseur de fréquences à thyristorssans redresseur. L'invention concerne les convertisseurs de fréquences à thyristor sans redresseur. On connait déjà des convertisseurs de fréquences à thyristors, ils présentent des inconvénients liés aux structures traditionnelles. Ces structures illustrées sur la figure 1 comportent habituellement un variateur de tension 1 dont le rôle est de maitriser la puissance délivrée un transformateur abaisseur 2 destiné àabaisser la tension du réseau à une valeur compatible avec les caractéristiques des composants, un bloc de redressement et de filtrage 3 destiné à convertir la tension alternative en une tension continue nécessaire pour les montages oscillateurs habituels, un onduleur 4 alimenté en courant continu dont le niveau de sortie est stabilisé par des diodes 5 de limitation et de récupération qui retournent à l'alimentation l'excédent d'énergie transférée à la charge. De telles structures n'utilisent pas au mieux les performances des composants actuellement disponibles sur le marché, leur rendement est médiocre, leur consommation en frigories élevée, leur encombrement et leur masse sont très importants. Le convertisseur selon l'invention a pour objet de pallier ces inconvénients. I1 comporte un circuit de pilotage, un étage de puissance alimenté directement en courant alternatif à la fréquence du secteur, un moyen de comparaison du niveau d'oscillations obtenu par rapport à une valeur de consigne, un bloc logique assurant la sélection des phases de façon à ajuster le niveau d'oscillations moyen par rapport au besoin de l'utilisation en fonction de la différence de potentiel instantanée entre deux phases. Le convertisseur selon l'invention peut s'appliquer en courant électrique monophasé ou polyphasé, notamment pour le traitement thermique, le soudage en continu de tubes ou autres, l'évaporation sous vide (tension de vapeur), la génération de plasma (ionisation) etc... Les avantages du convertisseur selon l'invention sont les suivants: - amélioration du rendement, de l'ordre de 85% pour les convertisseurs traditionnels, à 95% pour ce nouveau convertisseur,ce qui correspond à une réduction d'environ les 2/3 de la consommation en frigories. - réduction de l'encombrement et de la masse correspondante, notamment par la suppression d'un certain nombre d'organes de puissance les plus lourds et les plus encombrants, gain de poids de l'ordre de trois. L'invention est décrite en détail dans le texte qui suit en référence aux dessins annexés donnés à titre d'exemples non limitatifs et dans lesquels: - la fig.l montre un exemple de bloc-diagramme d'une structure traditionnelle de convertisseur, - la fig.2 montre un exemple de schéma d'étage de puissance traditionnel, - la fig.3 montre un exemple de bloc-diagramme de convertisseur selon l'invention, - la fig.4 montre un exemple de schéma de réalisation d'un étage de puissance d'un convertisseur selon l'invention, - la fig.5 montre trois courbes représentant chacune les variations de tension des trois phases diune source électrique triphasée utilisable pour l'alimentation d'un convertisseur selon l'invention. - la fig.6 montre les mêmes courbes que sur la fig.5, mais avec une décomposition de la période de la source d'énergie électrique en six segments A,B,C,D,E,F, et en sous-tranches de temps pendant lesquelles les phases U,V,W, sont à tour de rôle les plus positives(A,B,C) et à tour de rôle les plus négatives (D,E,F), - les fig.7 à 12 montrent des exemples de combinaisons de phases permettant d'obtenir unegrande variété de puissances moyennes, - la fig.13 montre un exemple de réalisation possible d'un bloc fonctionnel de sélection de phases utilisable dans un convertisseur selon l'invention. La fig.2 montre un exemple de schéma d'un étage de puissance traditionne Il comporte une source de tension électrique continue B, des condensateurs C1,C2, une bobine de couplage LO avec un condensateur d'accord CO couplés à une charge C, des thyristors T1, T2, des inducteurs L1, L2, et des diodes D1,D2, de limitation. Les condensateurs C1, C2, conjointement avec la valeur de la tension d'alimentation UA définissent la charge électrique (coulombs) injectée dans l'inducteur accordé, à chaque 1/2 cycle de fonctionnement les inducteurs L1,L2, limitent la vitesse de variation de l'intensité (di/dt) dans les thyristors. Conjointement avec les condensateurs C1,C2, elles définissent le temps de conduction des thyristors. La capacité CO fixe la fréquence d'accord de l'ensemble inducteurcharge pour la rendre égale à la fréquence de travail, ce qui permet au dispositif de commutation de ne débiter que la composante active du courant consommé par l'inducteur. L'étage de puissance est commandé par un circuit de pilotage qui délivre, aux instants adéquats, les impulsions de déclenchement des thyristors. La fig.3 montre un exemple de bloc-diagramme du convertisseur selon l'invention. Il comporteur un onduleur alimenté directement à la fréquence de la source électrique, constitué par un étage de puissance 6, un bloc de sélection des phases il de la source électrique, un circuit de pilotage Dans cet exemple, l'onduleur 6 coopère avec un moyen de comparaison 7 pour ajuster la puissance délivrée par rapport à une valeur de consigne. Le moyen de comparaison peut être par exemple un comparateur, électronique ou non, recevant d'une part une grandeur (tension électrique, pres- sion, etc...) proportionnelle à l'intensité de l'effet physique demandé, d'autre part une grandeur proportionnelle à l'effet réellement obtenu, fournie par un appareil de mesure adapté à la nature de l'effet physique demandé: selon les cas, voltmètre, ampèremètre, thermomètre, pyromètre, jauge d'ionisation, etc... selon les applications. On peut cependant utiliser le convertisseur selon l'invention sans moyen de comparaison. La fig.4 montre la structure d'un convertisseur suivant l'invention dans une version pour alimentation triphasée; elle met en évidence les principaux organes de l'étage de puissance. Les trois condensateurs CA, CB, CD, constituent une batterie de stockage de capacité suffisante pour fournir les pointes de débit nécessaires au fonctionnement de l'appareil sans variations importantes de tension à leurs bornes. Les trois inductances Lu,Lv,Lw, s'opposent à l'injection,dans le réseau de distribution, des mêmes pointes de débit et constituent, avec les condensateurs, un triple filtre passe-bas en L. Dans les convertisseurs suivant l'invention, ce filtre passe-bas peut réaliser également une fonction de protection des thyristors, dans le cas de l'amorçage accidentel de plusieurs d'entre eux simultanément, ce qui revient à refermer la ligne d'alimentation en court-circuit à travers L1,L2, et les thyristors. Dans cette éventualité, à condition que la valeur de chacune des inductances du filtre soit un multiple suffisamment grand de celle de L1 =L2, il se produira, après le passage d'une impulsion demi-sinusoTdale, une inversion de la tension appliquée aux thyristors, qui provoque normalement le désamorçage de ceux-ci. Si l'énergie développée pendant l'impulsion accidentelle ne dépasse pas la limite supportable par les thyristors, ceux-ci n'auront pas à souffrir de l'accident.Ceci suppose un dimensionnement judicieux de CA,CB,CD, en fonction des décharges accidentelles supportables par les thyristors. L'homme de l'art connatt les règles qui permettent de réaliser ce dimensionnement. Comme dans le schéma traditionnel, fig.2, on retrouve le circuit de pilotage ainsi que L1,L2,C0,L0 et Rc qui ont le même rôle dans les deux cas. De même C1,C2,C3, remplissent ici la même fonction que C1,C2, fig.2. Les trois thyristors Tîu,Tlv,Tlw, ont, à tour de rôle, la même fonction que Ti, (fig.2). De la même façon, T2U,T2v,T2w, assurent à tour de rôle la fonction dévolue à T2 (fig.2). La différence essentielle entre les deux schémas fig.2 et fig.4 réside dans la façon dont les thyristors sont alimentés; alors que dans.le schéma traditionnel (fig.2) l'anode de T1 est reliée à un point dont le potentiel est constamment positif, tandis que la cathode de T2 retourne à un point dont le potentiel est constamment négatif (respectivement les pôles + et - du bloc d'alimentation). Dans le schéma suivant l'invention, représenté fig.4 dans sa version pour courant triphasé, les anodes de TaU,TrV, T et lescathodB de T2U T2V,T2w, sont réunies à des points dont le potentiel varie constamment et est alternativement positif et négatif puisqu'il s'agit des trois phases u,v,w, de la source électrique, transmises à travers le filtre passe-bas constitué par les inducteurs LU,Lv,Lw, et les condensateurs CA,CB,CD. Les variations de potentiel de ces trois phases sont représentées fig.5. Dans le schéma (fig.4), un bloc "sélection de phases" est intercalé entre le circuit de pilotage et les gâchettes des six thyristors. Dans les onduleurs selon l'invention, ce bloc joue un rôle dans le processus de démarrage et dans le réglage de la puissance délivrée. On peut le supprimer à condition d'assurer ces deux fonctions par des moyens traditionnels (par exemple variateur de tension). Dans ce cas, les impulsions de déclenchement produites par le circuit de pilotage seront appliquées simultanément, d'une part aux trois gâchettes de T1U,T1v,T1w, pour celles qui commandent l'injection d'impulsions positives à travers L1, d'autre part, aux trois gâchettes de T2u,T2v,T2w, pour celles qui commandent l'injection d'impulsions négatives à travers L2.Dans ces conditions l'homme de l'art sait que, dans chacun des groupes de trois thyristors, seul celui qui a à ses bornes la plus forte tension instantanée, appliquée dans le sens direct, s'amorcera et transmettra une impulsion. Ainsi, pendant les segments de temps A (fig.5) c'est le thyristor Tîu qui délivrera des impulsions à L1, pendant le segment B, ce sera Tlv et pendant le segment C ce sera T de même, pendant le segment D, 72u délivrera des impulsions négatives à travers L2, pendant le segment E, ce sera T2v, et pendant le segment F, ce sera T2w L'amplitude de l'oscillation obtenue sur l'inducteur fluctuera légèrement, comme le ferait celle délivrée par un onduleur classique alimenté en tension redressée non filtrée, car cette amplitude sera, à chaque instant, proportionnelle à la différence de potentiel instantanée entre les deux phases de la source électrique qui sont mises à contribution: u et v pendant les segments AE (fig.6), u et w pendant les segments AF, et ainsi de suite. Les convertisseurs suivant l'invention peuvent comprendre des moyens de sélection grâce auxquels, à chaque période de la fréquence générée, la puissance peut être prise sur celle des phases de la source dont la G.D.P. instantanée convient le mieux pour fournir la quantité d'énergie voulue. Ceci permet de faire varier la puissance moyenne délivrée et d'assurer des mises en régime progressives pendant le lancement, sans agir sur la tension d'alimentation ni limiter son débit. L'ajustement de la puissance moyenne délivrée s'obtient en utilisant tantôt les deux phases entre lesquelles existe la plus forte différence de potentiel instantanée, tantôt deux phases entre lesquelles la DDPI (différence de potentiel instantanée) est plus faible. Une réduction supplémentaire de la puissance peut être obtenue à l'aide d'un régime de fonctionnement intermittent à fréquence de récurrence suffisamment élevée pour que les alternances de fonctionnement et d'arrêt soient lissées par l'inertie de la charge. Dans le cas d'une alimentation monophasée, le fonctionnement intermittent est une façon commode de varier la puissance délivrée sans utiliser un variateur de tension. Les fig.7 à 12 représentent les combinaisons de phases utilisées dans divers régimes de fonctionnement correspondant à des puissances décroîs- santes. Sur ces figures, les phases qui entrent en jeu sont, pour chaque segment de temps, celles dont les courbes représentatives bordent les surfaces hachurées. Sur chacune de ces figures, l'importance de l'espace occupé par les surfaces hachurées est proportionnelle à la racine carrée de la puissance délivrée. La fig.l2 est un exemple de fonctionnement intermittent. Le démarrage avec mise en service progressif s'obtient en deux étapes: - une étape préparatoire dont le but est d'amener le potentiel du point commun des trois condensateurs Cl, C2,C3, et du circuit accordé CO,Lo, (fig.4) au voisinage d'une des deux valeurs où les tensions instantanées des phases de la source électrique se coupent (limite des segmentsA,B, C, ou D,E,F, fig.5). L'étape préparatoire peut consister à autoriser le passage d'impulsions de déclenchement vers la gâchette d'un des thyristors en commençant à un instant où la tension à ses bornes s'annule puis commence à croître dans le sens de la polarisation directe. De cette façon, chaque déclenchement a lieu à un instant où la tension aux bornes du thyristor est modérée et donne lieu à l'injection de charges ellesmêmes modérées.L'homme de l'art peut imaginer d'autres procédés pour amener le potentiel du point commun de C1,C2,C3, à une valeur convenable. De telles réalisations tombent également dans le champ couvert par le présent brevet. - L'étape de lancement effectif, qui sera initiée à un instant où les valeurs des tensions instantanées de deux phases sont simultanément voisines du potentiel atteint par le point commun de Cl,C2,C3. Pendant cette étape, le passage des impulsions de déclenchementvautorisé vers les gâchettes des deux thyristors alimentés par les phases dont les potentiels instantanés viennent de se croiser. Le point chaud du circuit oscillant CO LO, est ainsi réuni alternativement, à travers ces thyristors, à deux points doDt les potentiels instantanés s'éloignent progressivement l'un de l'autre. L'amplitude à ses bornes croît donc progressivement sans provoquer de surcharge.Tant pour l'ajustage de la puissance moyenne que pour le lancement, le choix des phases utilisées est réalisé par un ensemble de moyens symbolisés, fig.5, par le bloc fonctionnel "sélection de phases", lequel comprend par exemple: a) un moyen approprié pour déterminer, à chaque instant, le classement des phases de la source d'énergie électrique par ordre croissant (ou décroissant) de potentiel instantané. Ainsi, par exemple, dans le cas d'une source triphasée, pendant lessegmentsdésignéspar AE (fig.6) la phase "u" a le potentiel le plus élevé, "v" a le potentiel le plus bas, et "w" est à un potentiel intermédiaire. Pendant les segments AF, "u" conserve le potentiel le plus élevé, mais "w" prend le potentiel le plus bas et "v" le potentiel de valeur intermédiaire, et ainsi de suite. b) des moyens appropriés pour sélectionner, pendant chacun des segments AE,AF, (fig.6) soit les deux phases entre lesquelles la différence de potentiel est la plus forte, soit deux phases entre lesquelles la différence de potentiel est plus faible et pour assurer séquentiellement l'alternance entre ces deux modes de fonctionnement, dans une proportion correspondant à la puissance moyenne demandée. dans les cas ou des puissances très réduites peuvent être demandées, on pourra prévoir des séquences d'alternances comprenant des interruptions. c) un moyen de faire varier les séquences d'alternances citées en "b" en fonction de la demande de puissance9 soit directement, soit en réaction aux indications issues du moyen de comparaison (fig.4). d) des moyens appropriés pour réaliser les sélections de phases correspondant aux étapes du processus de lancement et assurer leur encha1ne- ment, puis le passage au fonctionnement en régime établi. e) un moyen approprié pour aiguiller les impulsions de déclenchement issues du circuit de pilotage conformément aux sélections réalisées par les moyens mentionnés en "b" et en La fig.l3 est un exemple de réalisation possible-de bloc fonctionnel "sélection de phases" utilisable dans un convertisseur selon l'invention. Les six portes "ET" ...V2w) représentées à droite dans un cadre en traits mixtes portant l'indication "porte ET de validation" constituent un moyen d'aiguillage des impulsions produites par le circuit de pilotage vers les circuits de déclenchement des six thyristors de puissance. Ces six portes répondent aux niveaux logiques issus du bloc'h;equenceur", Par l'intermédiaire des deux portes "OU" (QUl'et OU2), les portes "ET", V1u et V2w répondent également aux niveaux issus des bascules B2 et B3 pendant le processus de lancement. Les six comparateurs Cl à C6, suivis de deux couches de portes "ET" constituent un moyen de déterminer à chaque instant le classement des trois phases "u","v","w", par ordre de potentiel instantané croissant ou décroissant. Le bloc séquenceur représente un ensemble de moyens appropriés, organisés de façon à déterminer, à chaque instant, les deux phases de la source d'électricité entre lesquelles la puissance d'alimentation doit être prise, pour obtenir au choix, soit la puissance maximale, soit une puissance réduite. I1 assure également l'alternance entre ces deux modes de fonctionnement (puissance maximale,puissance réduite) dans le rapport cyclique adéquat à l'obtention d'une puissance moyenne conforme au besoin de l'utilisation9 en ménageant au besoin des temps d'arrêt pour l'obtention de puissances très réduites.Son action peut être neutralisée, soit pour la mise au repos de l'appareil, soit au cours du processus de lancement, pendant lequel la sélection des phases doit se faire sur d'autres bases(voir plus haut:démarrage avec mise en régime progressive). Le séquenceur reçoit: a) les signaux qui indiquent le classement des potentiels instantanés des phases de la source d'énergie électrique, b) un signal (ou un ensemble de signaux) indiquant soit la puissance demandée, soit le résultat de la comparaison entre la puissance demandée et la puissance moyenne fournie, c) un signal "validation /invalidation" qui provoque sa mise en ou hors service. Il délivre des signaux de validation autorisant chacun laacheminement des impulsions de déclenchement vers la gåchette de l'un des thyristors de puissance. Les successions de validations sont coordonnées de facon à éviter, lors des transitions, les discontinuités de différence de potentiel: Ainsi, par exemple, si pendant un segment CD (fig.6) les phases v et u étaient utilisées (validation du déclenchement des thyristors Tlv et T2us, pendant le- segment CE qui suit,le retour instantané à l'utilisation d'une DDP forte par la validation de Tiw et T2V, devra être proscrite car elle entraînerait un appel de courant préjudiciable aux composants.Le retour à la pleine puissance devra se faire progressivement: validation de Tlu et T2v pendant le segment CE pour revenir sans discontinuité à la DDP maximale, et maintien de celle-ci pendant le segment AE en validant Fluet T2v Le séquenceur peut être réalisé par exemple à partir d'une mémoire informatique à sorties neutralisables, dont l'adressage serait coordonné avec la succession des segments BD,CD,CE,AE,AF,BF, (fig.6) en ce qui concerne les poids faibles, alors que des combinaisons de poids forts correspondraient aux différents niveaux de puissance moyenne prévus. Pour chaque combinaison de poids forts, la progression des poids faibles entraînerait la lecture de la succession des codes correspondant à la suite des validations de thyristors à réaliser pour obtenir la puissance moyenne correspondant à ladite combinaison des poids forts. Pratiquement, la partie poids faibles des codes adresses peut être obtenue à l'aide d'un transcodeur dont les entrées recevraient les signaux résultant de la décomposition de la période de la source électrique (fig.13), éventuellement associé à un compteur pour rendre possible la réalisation de séquences plus longues que la période du secteur (20ms en Europe). La partie poids forts peut être stockée dans un registre pour l'obtention de séquences fixes ou provenir d'un compteur décompteur dont le sens de progression serait déterminé par le signal issu du comparateur C p (fig.13) pour réaliser l'asservissement de la puissance moyenne à une valeur de consigne.La commande de validation des sorties de la mémoire PROM peut être utilisée comme commande de déverrouillage du séquenceur (on aura soin de connecter des résistances de rappel entre les bornes de sortie et un potentiel correspondant au niveau logique inactif). L'homme de l'art peut imaginer d'autres formes de réalisation et notamment des réalisations plus simples dans les cas ou les variations de puissance peuvent se faire par incréments relativement importants Un exemple d'ensemble de moyens utilisables pour la sélection de phases pendant le processus de lancement est représenté fige13 dans le cadre en traits mixtes portant l'indication "fonction lancement". Pour des raisons de simplicité, ce circuit ne réalise qu'une seule des six séquences utilisables en courant triphasé pour le lancement d'un convertisseur selon l'invention. Danc ce circuit, B1,B2,B3,B4, sont des bascules type D. Les trois premières sont connectées en cascade: le niveau logique présent à la sortie de l'une se propage à la sortie de la suivante quand un front montant est appliqué à l'entrée horloge de cette dernière. L- entrée horloge de B4 est conditiqnnée par la sortie de B3 au moyen de la porte "ET"LT (lancement terminé). Quand -la bascule B2 est à l'état actif, le niveau logique "1", présent à sa sortie Q est répercuté par l'intermédiaire de la porte "OU1, à l'une des entrées de la porte "ET" Velu, ce qui autorise la transmission des impulsions provenant du circuit de pilotage vers le circuit de commande de la gâchette du thyristor T1u.De même, quand B3 est à l'état actif, la transmission d'impulsions du circuit de pilotage vers le circuit de déclenchement du thyristor T2W est autorisé par l'intermédiaire de "OU2" et de V2w. La séquence de lancement se déroule comme suit: 1) à l'arrêt, les quatre bascules D sont au repos (sorties Q au niveau logique O (inactif), 2) la fermeture du contact "MARCHE" provoque un front montant sur l'entrée horloge de la bascule BI, ce qui entraine le passage de sa sortie Q au niveau logique appliqué à son entrée D (niveau actif) et ce niveau est transmis à l'entrée D de B2, 3) à l'instant où le potentiel instantané de la phase "u" passe en croissant, par la valeur qui correspond au potentiel du point froid de l'inducteur, la sortie du comparateur Cu passe au niveau logique actif. Le front montant correspondant à cette transition, appliqué à l'entrée Horloge Ck de B2 provoque le passage de la sortie Q-de cette bascule au niveau actif. Ce niveau est transmis par la porte OU1 à l'une des entrées de la porte "ET" Visu, il vàlide le passage des impulsions en provenance du circuit de pilotage vers le circuit de déclenchement affecté au thyristor Tiu I1 s'ensuit une série d'amorçages de Tîu et l'injection, à partir de la phase u, d'une série d'impulsions vers le point commun des trois condensateurs C1,C2,C3. Le potentiel de ce point suit donc par paliers celui de la phase "u". 4) A l'instant ou le potentiel instantané de la phase "w" devient inférieur à celui du point froid de l'inducteur, la sortie du comparateur Cw passe au niveau actif. La transition correspondante fait basculer B3, ce qui entraîne, par l'intermédiaire des portes OU2 et V2w, la transmission d'impulsions de déclenchement vers la gâchette du thyristor T2W. Ces impulsions alternent avec celles qui sont transmises à Tru, ce qui produit, aux bornes de Lo,Co, une oscillation d'amplitude croissante (puisque la DDP entre les phases u et w augmente). Le niveau actif présent à la sortie de B3 est également transmis à l'une des entrées de la porte "ET" LT, ce qui valide la transmission par celle-ci du niveau appliqué à l'autre entrée. 5) Le début du segment B se traduit par l'apparition du niveau logique actif au point B (sortie d'une porte ET fig.13). Cette transition, transmise par la porte'ET" LT à l'entrée Horloge Ck de B4 provoque le basculement de cette dernière. Sa sortie passe au niveau actif, ce qui entraîne: a) le déverrouillage du séquenceur, b) la remise à zéro des trois bascules Bl,B2,B3. Dès lors, le convertisseur est lancé et son régime de fonctionnement est gouverné par le séquenceur. L'homme de l'art peut imaginer d'autres combinaisons de moyens produisant des effets analogues, les réalisations qui en résulteraient tomberaient également dans le champ couvert par le présent brevet. REVENDICATIONS: 1 - Convertisseur de fréquences à thyristors comprenant un étage de puissance, un circuit de pilotage, caractérisé en ce que lendit étage de puissance (6) est alimenté directement en courant alternatif à la fréquence de la source d'énergie électrique9 et en ce qu'il comporte deux thyristors par phase de la source électri que, chacun d'eux assurant la conduction dans l'un des deux sens possibles et dont les gâchettes sont commandées par ledit circuit de pilotage. 2 - Convertisseur selon 19 caractérisé en ce qu'il comporte un moyen de protection en cas d'amorçage simultané accidentel de plusieurs thyristors, ledit moyen est constitué par une combinaison de condensateurs et d'inductances provoquant un effet d'inversion temporaire du courant. 3 - Convertisseur selon 1 seul ou selon 1 et 2, caractérisé en ce que le démarrage progressif est effectué,sans ballast ni variateur,par un moyen de sélection de phases (11) approprié en fonction des relations entre les potentiels instantanés des phases de la source d'énergie électrique. 4 - Convertisseur selon au moins l'une quelconque des revendications 1,2 et 3, caractérisé en ce que la variation de puissance est obtenue par ledit moyen de sélection de phases (11) en utilisantgà chaque instant, soit les deux phases entre lesquelles la DDP instantanée est la plus fonte, soit les deux phases entre lesquelles la DDP instantanée est la plus faible. 5 - Convertisseur selon 4, caractérisé en ce que des puissances moyennes intermédiaires sont obtenues en alternant les deux régimes de fonctionnement prévus avec un rapport cyclique approprié. 6 - Convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que des puissances moyennes réduites sont obtenues à l'aide d'un régime de fonctionnement intermittent en agissant sur les rapports cycliques. 7 - Convertisseur selon au moins l'une quelconque des revendications 194,5 et 6, caractérisé en ce que l'asservissement de la puissance moyenne délivrée est obtenu par la modification de rapports cycliques à partir des indications fournies par un moyen de comparaison recevant d'une part une valeur de consigne et d'autre part une mesure de l'effet obtenu. 8 - Convertisseur selon l et 7, caractérisé en ce que le moyen de comparaison (7) est un capteur qui est sensible à la tension développée dans l'inducteur. 9 - Convertisseur selon 1 et 7, caractérisé en ce que le moyen de comparaison (7) est un capteur sensible à l'intensité d'oscillations moyennes développées dans l'inducteur. 10 - Convertisseur selon 1 et 7, caractérisé en ce que le moyen de comparaison (7) est un capteur sensible à 1'effet physique produit sur la charge.