Brevet FR2563956A1 — publié le 19851108

La présente invention concerne des circuits de commutation de puissance pour une charge, et elle porte plus particulièrement sur un circuit d'échantillonnage de tension de charge d'un type nouveau et intégrable, pour un appareil qui commande la valeur efficace d'une tension al- ternative aux bornes d'une charge. On sait qu'on peut commander la valeur du cou- rant circulant dans une charge, à partir d'une source al- ternative, au moyen d'un circuit de commande de phase, uti- lisant soit une commande de phase directe, soit une comman- de de phase inverse (cette dernière étant décrite dans la demande de brevet des E.U.A. nO 529 296, déposée le 6 septembre 1983). Dans de nombreuses utilisations, une commande en boucle ouverte de la valeur de la tension de la charge, et donc de la puissance de la charge, est appro- priée. Dans de nombreuses autres utilisations, par exemple dans un convertisseur de tension du réseau électrique des- tiné à alimenter des lampes incandescentes à tension infé- rieure, une commande en boucle fermée de la valeur de la tension de la charge (c'est-à-dire de la lampe), et donc de la puissance de la charge, est souhaitable. Il est éga- lement souhaitable que tout appareil de commande de la va- leur de la tension de la charge (commandant la "valeur moyenne", c'est-à-dire la valeur efficace), soit utilisable avec n'im- porte quel convertisseur de tension à tension commutée ou à commande de phase (qu'il s'agisse d'une commande directe ou d'une commande inverse), et convienne tout aussi bien à l'utilisation avec des dispositifs de commutation de puissance placés en série entre la charge commandée et une source alternative, du type à réaction ou du type à blocage com- mandé. Il est également très souhaitable que tout appareil de commande de la valeur de la tension de la charge soit capable de fonctionner en association avec des moyens de commande du courant de la charge, comme les moyens de com- mande du courant de la charge à phase inverse de la deman- de précitée, qui assurent une commande de la charge pen- dant l'intervalle de temps initial correspondant à un "appel" de courant élevé, lorsqu'une charge "froide" est mise sous tension. La demande de brevet des E.U.A. nO 561 494, déposée le 14 décembre 1983 décrit de tels moyens de commande de la tension moyenne de la charge. L'appareil de cette dernière demande utilise des moyens d'échantillonnage de la tension de la charge qui exigent un ensemble de résistances de valeur fixe, chacune d'elles devant être maintenue dans des tolérances relativement étroites, en valeur absolue et en valeur relative. Le cir- cuit correspondant ne peut donc pas être réalisé facilement entièrement sous la forme d'un circuit intégré et il ne peut pas non plus être réalisé de façon aussi économique qu'on peut le souhaiter. Il est donc extrêmement souhaita- ble de disposer d'un circuit d'échantillonnage de la ten- sion de la charge qui soit moins coûteux et complètement intégrable. L'invention procure des moyens d'échantillonnage de tension de charge intégrables destinés à échantillonner la valeur de la tension aux bornes d'une charge pendant l'un au moins des intervalles de temps au cours desquels un courant de charge circule, au cours d'un cycle de l'onde de la source. La tension de charge échantillonnée est convertie en un courant qu'on utilise pour régler le courant de sortie d'un circuit miroir de courant. On compare à un niveau de ré- férence le courant de sortie, qui varie comme la valeur effi- cace de la tension de la charge, et on intègre par rapport au temps la différence entre la valeur échantillonnée et la valeur de référence, pour produire un signal de réglage de l'angle de conduction. Dans des modes de réalisation actuellement pré- férés, les moyens d'échantillonnage sont commandés par un seul signal d'échantillonnage. Le détecteur n'exige qu'un seul élément résistif. La valeur du courant de sortie du circuit de détecticn est établie par les rapports largeur/ longueur de canal dans un ensemble de transistors à effet de champ (TEC) qu'on utilise dans le circuit miroir de courant, et par la valeur de la résistance unique, grâce à quoi un ajustage simple de la seule résistance est né- cessaire au réglage d'un circuit intégré pour la commande de la tension de la charge. La présente invention a donc pour but de procu- rer un circuit de détection de tension de charge nouveau et intégrable pour un appareil destiné à commandé la va- leur efficace de la tension aux bornes d'une charge connec- tée à une source alternative. La suite de la description se réfère aux-dessins annexés qui représentent respectivement: Figure 1: un schéma synoptique d'un détecteur de tension de charge de l'art antérieurs prévu pour l'uti- lisation dans un appareil de commande; Figure 2: un schéma d'un mode de réalisation actuellement préféré du circuit de détection de charge in- tégrable de l'invention, destiné à détecter la valeur effi- caee de la tension de charge; et Figures 2a-2d: un ensemble de représentations graphiques, avec une échelle de temps commune, de plusieurs signaux qu'on peut observer dans le circuit de la figure 2, et utiles à la compréhension des principes de fonctionne- ment du circuit correspondant. En considérant initialement la figure 1, on voit un circuit d'échantillonnage de tension de charge 32 de l'art antérieur (utilisant les désignations de la demande de brevet des E.U.A. n 561 494 précitée) qui, comme décrit de façon plus complète dans la demande précitée, est con- necté de façon à échantillonner- la tension VL sur la bor- VL ne 32a et aux bornes d'une résistance de charge 10, pen- dant des demi-cycles d'une polarité spécifiée, par exem- ple une polarité positive, d'une onde de tension d'une source alternative 11, pendant qu'un élément de commuta- tion 12 est fermé sous l'effet d'un signal de commande Va apparaissant entre l'entrée 12a de l'élément de commu- tation et un potentiel commun du circuit, sur la borne 32c. L'échantillon du potentiel VL (entre la ligne d'ali- L mentation alternative L1 et le commun du circuit) n'appa- raît sur une sortie 32b du circuit de détection que si un niveau haut, ou niveau logique 1, d'un signal de commande d'échantillon est présent sur une entrée de commande 32d. On obtiendra une valeur efficace détectée si on utilise la tension V de l'entrée de commande 126a (sur l'entrée 32d du circuit) pour commander l'intervalle de temps d'échantillonnage tm. La valeur efficace de la tension de charge échantillonnée par le circuit 32 apparaît sous la forme d'un signal sur la sortie 32b et elle est appliquée à l'entrée d'échantillon de tension de charge 34a d'un élément d'intégration de tension différentiel 34. Un élé- ment 36 applique un potentiel de référence Vref à une se- re f conde entrée 34b de l'élément intégrateur différentiel. Le niveau du signal sur une sortie 34c de cet élément varie comme l'intégrale, par rapport au temps, de la différence entre la tension d'échantillon Vf et la tension de réfé- rence Vref. Le signal de sortie de tension de réglage pré- sent sur la borne 34c est appliqué en tant que signal de commande de charge à un circuit de commande d'angle de con- duction placé à la suite (non représenté). Aussi longtemps que le signal d'échantillon de tension de charge Vs à la sortie 32b des moyens d'échantil- lonnage présente un niveau égal au niveau de la tension de référence sur l'entrée 34b de l'élément intégrateur, la tension de réglage du circuit de commande d'angle de conduction qui apparaît à la sortie 34c n'affecte pas le déblocage et le blocage de l'élément de commutation de puissance 12. Si les moyens 32 échantillonnent une ten- sion de charge ayant un niveau inférieur au niveau dési- ré, ce niveau désiré étant fixé par le niveau de la ten- sion de référence sur l'entrée 34b de l'élément intégra- teur, le niveau de la tension de réglage augmente, ce qui fait que l'élément de commutation 12 est placé à l'état conducteur pendant un plus long intervalle de temps, pour augmenter la valeur efficace VL de la tension de la charge. Inversement, si les moyens d'échantillonnage de tension de charge 32 détectent une tension de charge supérieure à la valeur désirée qui est fixée par la tension de référen- ce sur l'entrée 34b de l'élément intégrateur, le niveau de la tension de réglage sur la sortie 34c diminue, pour diminuer l'intervalle de temps pendant lequel l'élément de commutation 12 est placé à l'état conducteur; l'élément de commutation de puissance 12 interrompt ainsi le chemin de conduction du courant au bout d'un plus court interval- le de temps, ce qui réduit la valeur efficace de la ten- sion VL aux bornes de la charge 10. On voit que le détecteur de la figure 1 exige non seulement quatre éléments resistifs R1-R4, mais égale- ment que chacun de ces quatre éléments résistifs ait une précision absolue relativement élevée, et que les rapports des éléments résistifs R2/R1 et R3/R2 aient également une précision relativement élevée. Cette multiplicité d'élé- ments résistifs conduit à un circuit qu'on ne peut pas in- tégrer aisément, et conduit également à une configuration dans laquelle l'ajustage de l'un quelconque des éléments résistifs R1-R3 n'établit pas à lui seul un paramètre de charge particulier à détecter. En effet, l'ajustage de l'un quelconque des éléments résistifs R1-R3 peut exiger l'ajus- tage de l'un au moins des éléments résistifs restants des moyens 32, et de façon caractéristique des deux. Ceci con- duit pour ce mode de réalisation de l'art antérieur à un coût supérieur à ce qui est souhaitable. En considérant maintenant la figure 2, on note que le circuit d'échantillonnage de tension de charge 14, de type nouveau et intégrable, permet de détecter la va- leur efficace de la tension de la charge pour appliquer à un circuit de commande d'angle de conduction placé à la suite le même signal de commande que le circuit de l'art antérieur de la figure i, sous la dépendance du même si- gnal de commande d'entrée, mais il n'utilise qu'un seul élément résistif 16, qu'on peut aisément ajuster pour éta- blir indépendamment un paramètre de commande d'entrée. Dans le circuit d'échantillonnage de tension de charge 14 de type intégrable, la cathode d'une diode de protection 18 est connectée à la borne d'une résistance d'entrée 16 qui est la plus éloignée d'une borne d'entrée 14a relative à la ligne d'alimentation alternative 1. L'anode de la diode 18 est connectée à une borne de potentiel commun 14c du circuit, à laquelle doit être connectée la borne de la source 11 qui correspond à la ligne d'alimentation al- ternative 2. Les bornes de grille et de drain d'un premier transistor à effet de champ (TEC) 20 sont connectées au point de connexion entre la résistance 16 et la diode 18, avec l'électrode de source du TEC 20 connectée au potentiel commun du circuit, au niveau de la borne 14c. On donne au rapport largeur de canal/longueur de canal du TEC 20 une valeur suffisamment grande pour que la chute de tension dans le canal drainsource à conduction commandée du TEC 20 à l'état conducteur ne représente qu'une tension faible, de l'ordre de 2 volts. Par conséquent, en pratique la totalité de la tension d'alimentation alternative VL, présente entre les bornes 14a et 14c, apparait aux bornes de la résistance 16. Pour une source alternative 11 caractéristique ayant une tension efficace de 120 volts, la valeur de crête de cette tension est de l'ordre de 170 volts. Ainsi, pendant chaque demi-cycle de polarité positive 41 de l'onde de tension de la source, la diode 18 est polarisée en inver- se et le courant d'entrée I., est très proche de VL/R, en in désignant par R la valeur de la résistance 16. Ce courant circule dans le premier TEC 20 sous la forme du courant Il. Pendant le demi-cycle de polarité négative 42 de l'on- de de tension de la source, le TEC 20 est polarisé en in- verse (c'est-à-dire que I1 a une valeur pratiquement éga- le à zéro), et la diode 18 est polarisée en direct pour maintenir pratiquement au potentiel commun du circuit la tension grille-source de polarité négative qui est appli- quée au TEC 20, ce qui évite un claquage en tension du TEC 20. Le TEC 20 forme un premier circuit miroir de courant avec un second TEC 22 et un second circuit miroir de courant avec un troisième TEC 23. Les électrodes de grille des deux TEC 22 et 23 sont connectées aux électro- des grille-drain du TEC 20, tandis que les électrodes de source S desdeux TEC 22 et 23 sont connectées à une borne de potentiel commun du circuit, 14c. L'électrode de drain D du TEC 22 est connectée à l'électrode de source d'un qua- trième TEC 24, dont l'électrode de grille est connectée à une borne d'entrée de tension de commutation 14d, à laquelle est appliquée une tension de commutation VSW. L'électrode de drain D de chacun des TEC 23 et 24 est connectée à un noeud commun 25. Les tensions de seuil et d'autres paramètres de dispositifs des TEC 20, 22 et 23 coïncident très étroitement, par exemple par la fabrication de ces trois dispositifs dans le même substrat en utilisant les mêmes processus de fabrica- tion. On établit une relation prédéterminée pour les rapports entre la largeur du canal à conduction commandée Wc22 ou Wc23 et la longueur du canal Lc22 ou Lc23 desTEC 22 et 23 res- pectifs, ainsi que pour le rapport entre la largeurWc20 et la longueur Tc20 du canal à conduction commandée du TEC 20, afin que la relation entre le rapport largeur/lon- gueur de canal des dispositifs 22 et 23 et le rapport largeur/longueur de canal du dispositif 20 établisse la valeur du courant respectif I2 ou I3 qui circule vers l'électrode de drain des TEC 22 ou 23 respectifs, sous l'effet du courant Il=Iin. On voit que le courant I2 ne circule que si le TEC 24 est commuté à l'état de satura- tion, ce qui fait que le courant I4, sortant du noeud 25, est fondamentalement égal au courant I2, traversant le TEC 22. Une source de courant de référence 27 applique un courant Iref pratiquement constant au noeud 25. Comme le montre la figure 2b, le courant Il=I.in in est présent pendant toute la durée du demi-cycle de pola- rité positive, 41, de l'onde de la source. Le courant de drain I3 du dispositif 23 est également présent pendant toute la durée du demi-cycle de polarité positive de l'on- de de la source. Le courant I4=I2 n'est présent que lors- qu'un niveau d'état conducteur de la tension sur la borne 14d (figure 2d) est présent dans un intervalle de temps de mesure tM, suivant immédiatement le passage par zéro 41a de l'onde de tension de la ligne d'alimentation alternative, au début du demi-cycle de polarité positive. Le courant I2=I4 présente ainsi une partie sinusoïdale de niveau crois- sant pendant l'intervalle de temps tM, comme le montre la figure 2b, et il tombe à un niveau pratiquement égal à zéro lorsque le dispositif 24 est commuté à l'état de blo- cage à la fin de cet intervalle de temps. Uniquement à titre d'exemple, on a représenté une relation entre les rapports largeur/longueur de canal du dispositif 22 et du dispositif 23 et le rapport largeur/longueur de canal du dispositif 20,telle que le courant de drain I3 du dispositif 23 soit égal à la moitié du courant d'entrée I1 du disposi- tif 20, tandis que le courant I2 du dispositif 22 est égal aux trois-quarts du courant d'entrée I1 du dispositif 20. Ainsi, au début d'un intervalle de mesure tM, c'est-à- dire au passage par zéro de sens positif 41a de l'onde de la tension d'entrée VL, les deux ondes I3 et I4 commencent à un niveau pratiquement égal à zéro et augmentent de fa- çon sinusoïdale jusqu'à des niveaux respectifs Ip (par exemple I1/1 et I' (par exemple 3II/4),à la fin de l'in- P tervalle de temps de mesure tM. Par conséquent, le cou- rant total IT qui entre dans le noeud 25 comporte, comme le montre la figure 2e, une première partie 44, croissant de façon sinusoidale, qui commence à un niveau pratique- ment égal à zéro au point de passage par zéro en sens po- sitif 41a et qui augmente jusqu'à une valeur de cr9te de Ip+I'p (par exemple 511/4) à la fin de l'intervalle de mesure tM. Le courant total IT du circuit miroir de cou- rant diminue de façon abrupte, au niveau du front descen- dant 45, à la fin de l'impulsion d'état conducteur 43 de l'intervalle de mesure (par exemple jusqu'au voisinage de la valeur Ip, par exemple environ I1/2) et ce courant se poursuit ensuite par une partie 46 qui suit la partie du courant sinusoïdal I3 du dispositif 23, qui est conduc- teur pendant toute la durée du demi-cycle de polarité po- sitive, 41, de l'onde de la source. L'onde du courant total IT du circuit miroir de courant tombe à la valeur pratiquement égale à zéro au niveau du point de passage par zéro en sens négatif, 42a, et elle reste au niveau pra- tiquement égal à zéro pendant tout le demi-cycle de pola- rité négative, 42, de l'onde de la source. L'action de commutation du TEC 24 empêche ainsi le courant total IT de suivre la partie de courbe en pointillés 47 pendant la partie mentionnée en dernier du demi-cycle de polarité po- sitive 41. La valeur efficace du courant total IT du cir- cuit miroir de courant est ainsi établie par la durée de l'impulsion 43 de l'intervalle de temps de mesure tM, qui est déduite du signal Va qu'on utilise pour permettre la conduction dans l'élément de commutation 12 du courant de la charge. La durée de l'impulsion de mesure 43 est donc égale à la durée de conduction du dispositif de commuta- tion 12 de la charge. A titre d'exemple, si la charge 10 était une lampe d'une tension nominale de 36 volts fonc- tionnant à partir de la tension L1-L2 de 120 volts, l'in- tervalle de temps de mesure tM (égal à l'intervalle de temps de conduction du courant de la charge) serait appro- ximativement de 45 pendant chaque cycle à 50 Hz; l'angle de conduction est établi par un circuit similaire à celui qui est décrit dans la demande de brevet précitée. L'im- pulsion particulière 43 de la tension de commutation VSW apparaît sur la borne 62-3 représentée dans la demande précitée. Le courant de drain I3 du dispositif 23 compense l'erreur de mesure entre la tension efficace et la ten- sion moyenne qu'on rencontre de façon caractéristique lorsqu'on mesure la tension moyenne pour une charge com- mandée en phase sur une plage de variation de la tension entre les deux lignes d'alimentation alternative, comme la plage caractéristique de 108 à 132 volts entre les ten- sions minimale et maximale du réseau électrique qu'on ren- contre de façon caractéristique aux Etats-Unis. Le courant total IT du circuit miroir de cou- rant est effectivement soustrait du courant de référence IREF de la source de courant 27, pour donner un courant Ic pour un intégrateur placé à la suite. Le courant de réfé- rence peut être fixé par des moyens bien connus pour le circuit 14 fabriqué sous forme discrète, hybride ou de circuit intégré, pour établir le point de fonctionnement de la charge 10. La différence algébrique entre le courant IREF de la source 27 et le courant total IT du circuit mi- roir de courant est le courant restant I, qui doit circuler dans le condensateur d'intégration 28, connecté entre l'en- trée inverseuse (-) 29a.et la:sortie 29b d'un amplificateur opérationnel 29. La sortie 29b de l'amplificateur opération- il nel est connectée à la borne de sortie 14b du circuit de détection, tandis que l'entrée non inverseuse (+) 29c de l'amplificateur opérationnel est connectée à la borne d'entrée de tension de polarisation 14e, du circuit de détection, elle-même connectée à un élément de généra- tion de tension de polarisation 30. L'élément 30 applique une tension de polarisation Vb sur la borne 14e et l'en- trée 29c, ce qui fait qu'une tension Vb similaire doit être présente sur l'entrée restante 29a de l'amplifica- teur opérationnel, à cause du gain relativement élevé de l'amplificateur opérationnel 29. La différence entre le courant de référence de la source de courant et le cou- rant total du circuit miroir de courant provoque ainsi la charge du condensateur 28 et change la tension sur la sortie 14b du circuit pour appliquer au circuit de com- mande d'angle de conduction placé à la suite, un signal de détecteur Vregl approprié, pour régler la tension de la charge. On supposera à titre d'exemple que le courant total IT du circuit miroir de courant soit supérieur au courant de référence Iref de la source de courant. Il y a donc un courant résultant qui sort du condensateur d'in- tégration 28, dans une direction opposée à la direction représentée pour le courant Ic qui charge le condensateur. Ce courant doit traverser le condensateur d'intégration 28 dans la direction allant de la sortie 29b de l'amplifi- cateur opérationnel vers l'entrée 29a de l'amplificateur opérationnel. Du fait que l'entrée 29a est pratiquement fixée à la tension de polarisation Vb, la tension de la sor- tie 29b de l'amplificateur doit devenir de plus en plus po- sitive, ce qui applique une tension de réglage Vregl de plus en plus positive au circuit d'angle de conduction qui est placé à la suite. Du fait que le courant total IT du circuit mircir de courant était plus grand que prévu, ce qui indique une valeur efficace VL plus grande que ce qu'on désire pour la tension aux bornes de la charge, le circuit 12 2563956 de commande d'angle de conduction placé à la suite utili- se le signal de tension de réglage de valeur de plus en plus positive sur la borne 14b pour réduire l'intervalle de temps de conduction tM de l'élément de commutation 12, et donc pour réduire-la tension VL aux bornes de la char- ge 10. De fagon similaire, si la valeur efficace de la tension aux bornes de la charge est inférieure à ce qu'on désire, le niveau de la tension de réglage diminue sur la borne 14b et provoque une augmentation de l'intervalle de temps de conduction tM, pour augmenter la tension de la charge au cours de cycles suivants de l'onde de la sour- ce. On notera que dans un système en boucle fermée à l'équilibre, il n'y aura aucune variation résultante du courant I circulant dans le condensateur d'intégration c 28, du fait que le courant total IT du circuit miroir de courant sera fondamentalement égal au courant pratique- ment constant Iref de la source de courant 27 (ce dernier courant ayant été fixé de fagon à établir une tension ef- ficace d'équilibre pour la charge, comme décrit précédem- ment). Du fait que la valeur du courant Ie du condensateur d'intégration ne change pas, il n'y a pas de variation ré- sultante de cycle en cycle du signal sur la sortie 14b du détecteur de tension de la charge. On notera également que le circuit de détection de tension de la charge, 14, peut être entièrement intégré avec la technologie économi- que CMOS, et qu'on peut ajuster une telle réalisation en- tièrement en circuit intégré, pour obtenir une valeur par- ticulière de la tension efficace aux bornes de la charge, en sélecticnnant les valeurs du courant de la source de ré- férence 27 ou de la résistance R de l'élément résistif d'en- trée 16. A titre d'exemple, on n'ajuste que la résistance R de l'élément résistif d'entrée 16 pour obtenir la tension efficace désirée pour la charge, et on optimise le circuit utilisé pour fixer le courant de référence de la source 27, de fagon à obtenir des performances désirées pour d'autres paramètres variables, comme la plage de température et des paramètres similaires. REVENDICATIONS 1. Circuit d'échantillonnage intégrable (14) destiné à produire un signal de sortie sous la dépendan- ce de la valeur de la tension efficace moyenne aux bor- nes d'une charge (10), connectée aux bornes d'une sour- ce alternative (11) pendant une partie de l'onde pério- dique de celle-ci, sous l'effet de la conduction d'un élément de commutation de puissance (12), caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (24) destinés à recevoir un signal d'échantillon chaque fois que l'élément de commu- tation (12) conduit; des moyens (16) destinés à convertir la valeur instantanée de la tension de la charge en une valeur de courant d'entrée; un premier circuit miroir de courant (20, 22, 24) destiné à produire un premier cou- rant égal à un premier multiple fixé du courant d'entrée, uniquement pendant la présence du signal d'échantillon; un second circuit miroir de courant (20, 23) destiné à produire un second courant égal à un second multiple fi- xé du courant d'entrée; des moyens (27) destinés à produi- re un courant de référence pratiquement constant; et des moyens (28, 29, 30) destinés à intégrer, par rapport au temps, la différence entre le courant de référence et le total des premier et second courants, pour produire le signal de sortie. 2. Circuit d'échantillonnage selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des mo- yens (18) destinés à empêcher le fonctionnement des pre- mier et second circuits miroir de courant (20, 22, 23, 24) pendant un demi-cycle de polarité prédéterminée de l'onde de la source (11). 3. Circuit d'échantillonnage selon la revendica- tion 2, caractérisé en ce que les moyens empêchant le fonc- tionnement des circuits miroir de courant consistent en un élément à conduction unidirectionnelle (18) qui est connecté aux moyens de conversion (16). 4. Circuit d'échantillonnage selon la revendi- cation 2, caractérisé en ce que la valeur efficace de la tension de la charge varie sous la dépendance d'une varia- tion dans les moyens de conversion (16). 5. Circuit d'échantillonnage selon la revendi- cation 4, caractérisé en ce que les moyens de conversion consistent en un élément résistif (16). 6. Circuit d'échantillonnage selon la revendi- cation 5, caractérisé en ce que l'élément résistif (16) a une valeur de résistance qui est sélectionnée de façon prédéterminée afin de produire le courant d'entrée avec une valeur présélectionnée pour une valeur présélection- née de la tension efficace aux bornes de la charge (10). 7. Circuit d'échantillonnage selon la revendi- cation 5, caractérisé en ce que les moyens destinés à em- pêcher le fonctionnement des premier et second circuits miroir de courant consistent en un élément à conduction unidirectionnelle (18) branché en série avec l'élément résistif (16) aux bornes de la source (11). 8. Circuit d'échantillonnage selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce que les moyens d'intégration comprennent: des moyens (30) destinés à produire une ten- sion de polarisation; un amplificateur opérationnel (29) ayant une première entrée (29a) qui reçoit le courant de différence, une seconde entrée (29e) qui reçoit la ten- sion de polarisation, et une sortie (29b) sur laquelle ap- parait le signal de sortie; et un élément d'intégration (28) qui est connecté entre la première entrée (29a) et la sortie (29b) de l'amplificateur opérationnel, pour intégrer, par rapport au temps, le courant de différence, afin de pro- duire le signal de sortie. 9. Circuit d'échantillonnage selon la revendica- ticn 8, caractérisé en ce que l'élément d'intégration est un condensateur d'intégration (28). 10. Circuit d'échantillonnage selon la revendica- tion 1, caractérisé en ce que chacun des premier et se- cond circuits miroir de courant (20, 22, 23) utilise un premier dispositif à semiccnducteur commun (20). 11. Circuit d'échantillonnage selon la reven- dication 10, caractérisé en ce que le premier disposi- tif est un premier transistor à effet de champ (TEC) (20). 12. Circuit d'échantillonnage selon la reven- dication 11, caractérisé en ce que les électrodes de grille et de drain du premier TEC (20) sont toutes deux connectées aux moyens de conversion (16). 13. Circuit d'échantillonnage selon la reven- dication 11, caractérisé en ce que le premier circuit mi- roir de courant (20, 22, 24) comprend en outre: un se- cond transistor à effet de champ (TEC) (22) ayant une électrode de grille connectée au premier TEC (20) et ayant un circuit à conduction commandée dans lequel le premier courant circule sous la dépendance de la tension appliquée à l'électrode de grille. 14. Circuit d'échantillonnage selon la reven- dication 13, caractérisé en ce que chacun des premier et second TEC (20, 22) possède un rapport largeur/longueur pour le canal à conduction commandée; et les rapports des premier et second TEC (20, 22) sont sélectionnés pour éta- blir le premier multiple fixé. 15. Circuit d'échantillonnage selon la revendi- cation 14, caractérisé en ce que le premier multiple fixé est inférieur à 1. 16. Circuit d'échantillonnage selon la revendi- cation 13, caractérisé en ce que le premier circuit miroir de courant comprend en outre: un autre transistor à effet de champ (TEC) (24) ayant une électrode de grille qui re- çoit le signal d'échantillon et ayant un circuit à conduc- tion commandée qui est effectivement en série avec le cir- cuit à conduction commandée du second TEC (22), pour faire circuler et bloquer le premier multiple fixé du courant d'en- trée, sous la dépendance, respectivement, de la présence et de l'absence du signal d'échantillon sur l'électrode de grille de cet autre TEC (24). 17. Circuit d'échantillonnage selon la reven- dication 11, caractérisé en ce que le second circuit mi- roir de courant comprend en outre: un troisième transis- tor à effet de champ (TEC) (23) ayant une électrode de grille connectée au premier TEC (20) et ayant un circuit à conduction commandée dans lequel le second courant cir- cule sous la dépendance de la tension sur l'électrode de grille. 18. Circuit d'échantillonnage selon la reven- dication 13, caractérisé en ce que chacun des premier et troisième TEC (20, 23) possède un rapport largeur/longueur du canal à conduction commandée; et les rapports des pre- mier et troisième TEC (20, 23) sont sélectionnés de fa- çon à établir le second multiple fixé. 19. Circuit d'échantillonnage selon la reven- dication 14, caractérisé en ce que le second multiple fi- xé est inférieur à 1. 20. Circuit d'échantillonnage selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce que l'ensemble des moyens de réception (24), de conversion (16), de génération de cou- rant de référence (27) et d'intégration (28, 29, 30) ainsi que les premier et second circuits miroir de courant, sont intégrés dans au moins une partie d'un seul circuit inté- gré monolithique.