Brevet FR2556104A2 — publié le 19850607

FR 2556104 A2 19850607 FR 7603145 A 19760205 ta présente invention concerne un radar Doppler a impulsions en particulier du type ê multiples fréquences de répétition dans le domaine des fréquences moyennes de répétition. De manière connue, les radars Doppler h impulsions récurrentes permettent une excellente élimination des échos fixes. Pour cette raison, ils ont été largement utilisés pour la détection de cibles mobiles en-présence d'un fort environnement d'échos fixes ou faiblement mobiles comme c'est le cas notamment pour les radars affectés à la surveillance du eol. Or lorsque les cibles à détecter varient dans une large gamme de vitesses et de distances, on se heurte aux problèmes d'ambigus tant en distance qu'en vitesse dus au caractère répétitif du signal émis et aux phénomènes corollaires de distances et de vitesses aveugles.Dans le but d'éviter ces inconvénients tout en conservant les qualités fondamentales des radars Doppler à impulsions, h savoir un très fort pouvoir séparateur en distance comme en vitesse, il a été proposé d'utiliser plusieurs fréquences de répétition non divisibles entre elles de sorte que si une cible se trouve autre dans une zone aveugle pour une fréquence de répétition donnée, les autres fréquences utilisées permettent alors au radar de la détecter. Une autre solution connue consiste à faire varier, suivant une loi donnée, la fréquence de répétition des impulsions autour d'une fréquence moyenne. Il est alors possible, par un choix judicieux des intervalles entre impulsions, d'éliminer toutes les ambiguttés et par la suite les zones aveugles.Cependant, lorsque les impulsions émises ne sont pas équidistantes, le système radar n'est pas protégé contre les retours multiples, c'est-à-dire les échos provenant de distances supérieures à la distance maximum non ambigus. Un autre problème se pose pour un radar de type aéroporté affecté par exemple à une mission de surveillance en visée basse (c'est-à-dire dans la zone située au-dessous de l'avion porteur) ou en visée haute (c'est- à-dire dans la zone située au-dessus de l'avion porteur). Dans cette application, le porteur du radar est lui-meme mobile d'où il résulte que tous les points du sol possèdent vis-à-vis du radar des vitesses non nulles et qui sont différentes d'un point h un autre.Le spectre des échos de sol est alors très large, ce qui rend plus difficile la détection des cibles mobiles. On a décrit, dans la demande de brevet français principal nO 75 33045 déposée le 29 octobre 1975 par la demanderesse sous le titre "Perfectionnements aux radars Doppler r impulsions1; un radar Doppler à impulsions qui permet d'assurer unE détection et une localisation précise,sans ambigutté ni fausse alarme, due cibles évoluant à toute altitude et ayant une présentation-quelconque par rapport audit radar quelle que soit l'altitude de ce dernier.Pour obtenir ce résultat, on utilise un radar Doppler à impusions à moyenne fréquence de répétition. te signal émis à l'aide d'un émetteur cohérent correspond à une séquence répétitive de b blocs d'impulsions récurrentes dont la fréquence de répétition varie d'un bloc à un autre bloc de manière aléatoire à l'intérieur d'une meme séquence. Les fréquences de répétition des blocs sont telles que les vitesses aveugles, dues à la récurrence des impulsions de chaque bloc, sont également réparties entre les blocs d'une séquence sur tout le domaine des fréquences utiles. S. la réception, l'ensemble des blocs d'une séquence est alors utilisé pour extraire les informations telles que la présence d'une cible, sa distance et sa vitesse. Il importe donc que, pendant le temps d'observation d'une cible ponctuelle, une séquence entière soit émise. Cela était réalisé dans la demande de brevet précitéegrace à un balayage de l'antenne du type télévision ou balayage rapide en gisement.Une séquence entière deb blocs d'impulsions est alors émise pendant le temps nécessaire au faisceau pour balayer une zone de largeur égale à la largeur du faisceau d'antenne. En d'autres termes, ai la zone balayée en gisement couvre a cellules de résolution, a séquences de b blocs d'impulsions sont émises pendant le temps de balayage de cette-zone.Or on a vu, dans la demande de brevet principal mentionnée ci-dessus > que du fait qu'une séquence entière est émise pendant le temps de balayage de l'antenne sur une cible ponctuelle, il est nécessaire de ne pas prendre en compte les premières impulsions de chaque bloc pour éviter que les échos de retours multiples d'un bloc ne perturbent les informations obtenues au bloc suivant. Pour réaliser la suppression des premières impulsions de chaque bloc, le récepteur est alors fermé pendant le temps nécessaire. Cependant, si le récepteur est fermé pendant un certain temps, sa réouverture entrain une réponse transitoire qu'il importe d'éliminer. Dans la demande brevet principal, la réponse transitoire du récepteur après chaque réouverture est éliminée à l'aide d'un filtre transversal du second ordre. Un objet de la présente invention est un radar Doppler à impulsions permettant d'assurer, méme en présence d'un fort environnement d'échos indésirables, une détection et une localisation précise, sans ambiguïté ni fausse alarme, de cibles évoluant à toute altitude et ayant une présentation quelconque par rapport audit radar, quelle que soit l'altitude de ce dernier. Un autre objet de l'invention est un radar Doppler qui permet de déterminer sans ambigutté la vitesse des cibles utiles. Un autre objet de l'invention est un radar Doppler qui permet d'éviter les inconvénients exposés ci-dessus. Selon la présente invention, les inconvénients exposés ci-dessus sont évités à l'aide d'un balayage d'antenne dit balayage rapide en site. On a vu précédemment que pour éviter que les échos de retours multiples dus aux impulsions dlun bloc ne perturbent les informations du bloc suivant, il est nécessaire d'attendre un temps suffisamment long entre les blocs et de ne pas prendre en compte les premières impulsions reçues de chaque bloc. Cela tient au fait que, d'un bloc au suivant, la position du faisceau de l'antenne n'a pas sensiblement varié. Mais si, par contre, la position du faisceau de l'antenne change d'un bloc à l'autre, les échos de retours multiples ne peuvent alors plus perturber car au moment où ils pourraient être reçus les cibles dont ils proviennent ne sont plus vues par le lobe principal de l'antenne.Cela est réalisé, selon l'invention, par un balayage rapide en site. Ce balayage est tel que plusieurs cellules de résolution en site sont éclairées successivement et que b balayages en site sont nécessaires pour que le balayage en gisement corresponde à une cellule de résolution. Selon une caractéristique de l'invention, le radar Doppler possède un émetteur cohérent et le signal-émis correspond à une séquence répétitive de b blocs d'impulsions récurrentes dont la fréquence de répétition varie d'un bloc à un autre de manière aléatoire à l'intérieur d'une même séquence. Les fréquences de répétition de deux blocs quelconques sont des nombres premiers entre eux. le balayage de l'antenne est tel que plusieurs cellules de résolution en site sont éclairées successivement pour une mEme position en gisement de l'antenne et que bbalayagesen site sont nécessaires pour que le balayage en gisement corresponde à une cellule de résolution. La fréquence de répétition des impulsions émises varie d'un balayage en site au suivant de telle sorte qu'une séquence entière est émise pour un balayage en gisement égal à une cellule de résolution. D'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention apparattront plus clairement à la lecture de la description d'un exemple d'application préféré de l'invention, ladite description étant faite à titre d'exemple non limitatif et en relation avec les dessins joints dans lesquels : : - la figure 1 définit dans l'espace les positions respectives du radar, d'une cible et du sol ; - la figure 2 montre le mode de balayage utilisé en accord avec les principes de l'invention - la figure 3 montre une séquence des impulsions émises par le radar en accord avec les principes de l'invention - la figure 4 montre la forme du signal vu par une cible ponctuelle ; - la figure 5 montre le spectre des signaux reçus du sol dans le lobe principal et les lobes secondaires de l'antenne ; - la figure 6 est un schéma général du dispositif de traitement du signal en accord avec les principes de l'invention. Dans la description suivante, on ne considérera, sans que cela soit limitatif, que le cas d'un radar aéroporté et on s'attachera plus particulièrement au cas de l'observation en visée basse, c'est-à-dire lorsque les conditions d'observation sont les plus défavorables. La figure 1 illustre cette application. Le porteur du radar est animé d'une vitesse V et se trouve à une altitude supposée constante hl au-dessus du sol représenté par le plan XOy. Une cible P située à une distance d du radar et à une altitude h2 est éclairée par le lobe principal de l'antenne dont l'ouverture à -3 dB est GG. La position du faisceau est déterminée par rapport au vecteur-vitesse t par les angles a et ss désignant respectivement le gisement (ou angle entre la direction de visée du radar et le vécteur-vitesse V dans le plan horizontal) et le site (ou angle entre la direction de visée du radar et le vecteur-vitesse t dans le plan vertical}. La grandeur Ad représente la résolution en distance du radar.Le radar reçoit des échos provenant de la cible P et également provenant du sol à la distance d et aux distances ambigus dA telles que (d - dA) = p.2.Ki.At (où p désigne un entier quelconque, c est la vitesse de la lumière et Ki.dt représente l'intervalle de temps entre deux impulsions successives cotie il sera vu plus loin). Ces zones au sol situées à une distance d ou à une distance dA du radar sont représentées par des hachures sur le schéma de la figure I. Le schéma de la figure 2 montre le type de balayage utilisé selon l'invention. C'est un balayage dit balayage rapide en site. Le secteur balayé correspond à q cellules de résolution en site et a cellules de résolution en gisement. Une caractéristique importante du balayage utilisé selon l'invention est le fait que b balayages en site sont effectués pour un déplacement en gisement égal à une largeur de- faisceau. Le motif émis correspond au schéma de la figure 3. Pendant le temps T d'observation d'une cible, le radar émet b trains d'impulsions. A chaque bloc i (ou train d'impulsions) correspond un nombre mi d'impulsions transmises à une fréquence différente de celles des autres blocs.Ainsi pour le bloc i, l'intervalle de temps séparant deux impulsions successives est Ki.At (t désignant un incrément de temps) d'où une fréquence de répétition fri = (Ri.At) . La durée des impulsions est choisie identique pour tous les blocs de façon que la bande passante du signal émis reste constante d'un bloc à un autre. L'intervalle de temps entre les blocs est constant et égal à h.At et la durée du bloc i est mi.Ki.t. On a dit ci-dessus que la fréquence de répétition est différente d'un bloc à un autre. En fait, les fréquences de répétition sont réparties entre les blocs de maniere aléatoire à l'intérieur d'une meme séquence et les motifs sont identiques pour toutes les séquences. Les séquences sont donc répétitives avec une période T qui est tres grande vis-à-vis de la période de récurrence des impulsions d'un bloc quelconque. Pour cette raison, la répartition des fréquences de répétition entre les blocs est dite "pseudo-aléatoire". La fréquence moyenne de répétition fr sur l'ensemble des b blocs d'une séquence est telle que Selon une caractéristique du radar de l'invention, cette fréquence moyenne de répétition est choisie dans le domaine des moyennes fréquences soit environ 10 kHz.Une condition nécessaire est que les fréquences de répétition de deux blocs quelconques d'une meme séquence soient premières.entre ellesou, en d'autres termes, que tous les Ki soient des nombres premiers entre eux. On a vu ci-dessus qu'une séquence entière de b blocs d'impulsions doit etre émise pendant le temps d'observation T d'une cible et d'autre part que b balayages en site sont effectués pendant que le balayage en gisement correspond à une largeur de faisceau (ou une cellule de résolution). Ainsi donc, si un bloc d'impulsions est émis pendant chaque balayagé én site, une séquence entière de b blocs est émise pendant le temps de balayage d'une cellule de résolution en gisement. Il faut cependant bien comprendre que lorsque le faisceau a balayé une cellule de résolution en gisement, il a balayé q cellules de résolution en site et cela b fois. Le schéma de la figure 4 montre la forme du signal vu par une cible ponctuelle pendant le temps d'observation T de cette cible par le radar. Le signal vu par une cible ponctuelle a une enveloppe en forme de courbe de Gauss due à la variation du gain de l'antenne en gisement. L'équation de l'enveloppe 1 2 peut alors s'écrire e t tO ) avec un écart-type to = 0,425 T. Le signal correspondant à chaque bloc présente également une enveloppe en forme de courbe de Gauss due à la variation du gain de l'antenne lors du balayage en site. L'équaticn de l'enveloppe du signal correspondant à chaque bloc peut 1 tel t s'écrire e 2 t 1 J avec un écart-type tl = 0 > 425 T Le temps T représente, bq comme on l'a vu, le temps d'observation d'une cible ponctuelle.En fait, il représente le temps mis par l'antenne pour balayer en gisement un secteur égal à une largeur de faisceau. On a vu également en relation avec la figire 2 que q cellules de résolution en site sont balayées à gisement constant. Le traitement du signal doit donc hêtre effectué globalement sur q cellules de résolution en site. La figure 4 montre la forme du signal reçu pour une séquence entière. Pour chaque bloc, le temps d'éclairement d'une cible T ponctuelle est égal à T et l'intervalle de temps entre deux passages suc bq T cessifs du faisceau de l'antenne sur une meme cible ponctuelle est égal à b A chaque bloc correspond une fréquence de répétition des impulsions ; cinq blocs ayant comme fréquence de répétition frl à fr5 ont été représentés. On a également représenté, en pointillé sur la partie gauche de la figure 4, l'enveloppe du signal vu par deux cibles ponctuelles situées dans deux cellules de résolution distinctes en site. Le traitement du signal reçu par le radar doit donc tenir compte du fait que, pendant le temps d'émission d'une séquence entière, le faisceau de l'antenne balaie une zone correspondant à une cellule de résolution en gisement et q cellules de résolution en site. Le mouvement de balayage en site de l'antenne peut entre effectué soit par des moyens mécanlques, soit par des moyens électroniques. Dans le premier cas, le mouvement de l'antenne est un mouvement en aller-retour et il est obtenu par un mouvement sinusotdal résonnant du réflecteur. La direction du faisceau en site varie alors de façon continue et la forme du signal est celle de la figure 4.Par contre dans le deuxième cas, la direction du faisceau en site ne varie pas de façon continue mais par bonds et l'enveloppe de chaque bloc n'est plus alors une courbe de Gauss mais une enveloppe en échelle avec un nombre de paliers qui dépend de l'incrément angulaire du ba layage. Le spectre résultant de chaque bloc émis présente alors des lobes secondaires qui s'étendent jusqu'à des fréquences élevées et dont le niveau dépend de l'écart entre paliers successifs. L'intervalle de temps h.t (figure 3) séparant deux blocs successifs correspond dans le premier cas au temps d'inversion du mouvement de l'antenne entre chaque balayage alors que dans le deuxième cas cet intervalle de temps peut etre très faible puisque le balayage effectué par des moyens électroniques est un balayage sans inertie. Il faut noter également que dans le premier cas d'un mouvement de balayage effectué par des moyens mécaniques, les signaux reçus par le radar pendant les temps de renversement du mouvement de l'antenne ne doivent pas etre pris en compte dans le traitement. La cadence de balayage réalisable fixe, pour un temps donné d'observation d'une cible, le nombre maximal b de blocs d'impulsions et par suite le temps tO. or le nombre de blocs b doit etre le plus grand possible pour obtenir la plus faible réponse parasite en distance ; le choix du nombre de blocs b résulte donc d'un compromis entre ces deux contraintes opposées. Pour diminuer les réponses parasites en distance et en vitesse et pour avoir la possibilité de faire varier, pour une porte à grande distance et en fonction du bloc d'impulsions, le niveau des échos indésirables (souvent désignés par le terme "clutter" dans la littérature anglo-saxonne) provenant de distances proches, il faut rechercher d'une part une suite des Ki (Ki.At représentant l'intervalle de temps séparant deux impulsions successives du bloc i) telle que la fonction d'ambigutté du signal émis présente des pics secondaires uniformes et de faible amplitude, et d'autre part une suite des Ki qui couvre au moins une octave. La figure 5 montre le spectre des signaux reçus du sol dans le cas où le radar aéroporté est en visée basse. te porteur du radar étant animé d'une vitesse V, tous les points du sol ont vis-à-vis du radar une vitesse qui est différente d'un point à un autre et ils possèdent alors une composante Doppler. Dans le lobe principal de l'antenne, la gamme des fréquences Doppler #fv dues aux échos de sol est donnée par la relation #fv LV . #G. sin &alpha;.cos ss, dans laquelle V est la vitesse du porteur, X la lon- gueur d'onde utilisée, OG l'ouverture du faisceau exprimée en radians, a le gisement et ss le site de l'antenne.En assimilant les lobes secondaires de l'antenne à un rayonnement isotrope de gain S fois inférieur à celui du lobe principal, les échos de sol reçus d'une distance donnée présentent, en première approximation, une densité d'énergie S fois plus faible que celle du lobe principal et constante en fonction de la fréquence dans un domaine compris entre les valeurs - 2V et + 2V . En effet, les lobes secondaires couvrent tous les angles en site et en gisement et les échos provenant des zones éclairées par ces lobes secondaires comportent donc toutes les vitesses comprises entre les valeurs -V et + V.A une distance d donnée, il correspond une couronne circulaire qui présente une surface (figure 1) Sc = 2s.Ad.d(1 #d #. Dans cette couronne, la gamme des vitesses est comprise dans un intervalle défini par les valeurs +V.cos ss. Lorsque l'incidence est proche de la normale au sol, la réflexion des ondes peut être spéculaire et l'intensité de l'écho est alors élevée. Pour une porte en distance donnée, le spectre reçu par un radar sans ambigutté de vitesse est conforme à celui montré à la figure 5.Le spectre de la figure 5 montre une région relativement large et de niveau constant due aux échos provenant des zones éclairées par les lobes secondaires, un niveau élevé provenant des échos reçus du sol dans le faisceau principal de l'antenne et un niveau élevé à la fréquence zéro appelé "retour d'altitude. On pourrait déduire de cette figure que les cibles dont la vitesse est comprise dans l'intervalle défini par -V et 4V ne peuvent être détectées que si leur niveau dans un filtre adapté est supérieur à celui des échos de sol reçus dans les lobes secondaires et aussi que les cibles, dont la vitesse par rapport au porteur est toujours supérieure à V, ne sont pas confondues en vitesse avec les échos de sol. 0;; si cela est vrai pour un radar sans ambigutté en vitesse, ce n'est plus le cas gour un radar à moyenne fréquence de répétition tel que celui de l'invention, En effet, à l'intérieur dXun bloc il y a ambiguïté totale en vitesse et, en conséquence, meme les cibles dont la vitesse par rapport au porteur est supérieure à V apparattront dans le domaine défini par -V et tV. Cela est dû au phénomène de repliement du spectre. Ainsi pour toutes les cibles, il faut tenir compte du niveau des échos de sol reçus dans les lobes secondaires. Pour éliminer le retour d'altitude, on peut prévoir un filtre d'élimination agissant avant que les mouvements du porteur soient compensés et uniquement sur les portes en distance polluees. Il est toutefois plus simple de ne pas prendre en compte, pour une distance donnée, les blocs dont l'ambigutté correspond au retour d'altitude et de toute façon d'éteindre le filtre Doppler correspondant à une vitesse nulle de rapprochement. L'élimination des échos de sol est effectuée en ne considérant pas la corrélation existant entre des blocs successifs d'impulsions. Le filtrage est réalisé sur Ki portes en distance pour le bloc i émis au cours du balayage en site considéré. Pour un seul bloc, l'ambigutté est totale en distance et par conséquent des échos de sol provenant de zones proches et lointaines coexistent dans une meme porte en distance. Tous ces échos présentent le mEme spectre. D'autre patt, il importe que la sortie des moyens de filtrage ne soit pas prise en compte pendant la réponse transitoire provoquée par la commutation du faisceau entre deux blocs successifs.On est par ailleurs conduit à considérer deux dispositifs de filtrage différents selon que le balayage en site est continu (c'est-a-dire obtenu par des moyens mécaniques) ou en escalier (c'est à-dire obtenu par des moyens électroniques). Dans le cas d'un balayage continu, le filtre d'élimination proposé est un filtre digital de Butterworth à W dB par octave. Le tableau suivant donne les valeurs des fréquences de coupure Fc en fonction de l'écart-type df du spectre, du taux d'élimination requis I et de la pente W du filtre. I (dB) 50 60 70 80 w (dB) 24 36 48 24 36 48 24 36 48 24 36 48 Fc 5,4 4 3,6 7,1 4,8 4,1 9,5 5,8 4,8 12 7,1 5,6 Chaque bloc présente, comme on l'a w précédemment, des vitesses aveugles qui sont différentes d'un bloc à l'autre. Pour que la sensibilité globale sur l'ensemble des blocs soit optimale et uniforme sur toutes les vitesses, il est nécessaire que la fréquence de coupure Fc du filtre soit inférieure au cin quiète de la fréquence moyenne de répétition. Pour un taux d'élimination I de 70 dB et un filtre à 48 dB par octave, on obtient : Fr > 24 Af ; soit pour un dcart-type Af égal à 235 Hz : Fr > 5 640 Hz. Dans le cas d'un balayage en escalier, le spectre obtenu S(f) est égal au produit de convolution d'un spectre Gaussien d'écart-type Af avec le spectre de la fonction escalier la valeur de l'incrémentangulai (2 T n) sin (2s T n) re . Il vient donc où n est défini par Le taux d'élimination obtenu avec un filtre de Butterworth est toujours inférieur à celui obtenu dans le cas d'un balayage continu. Cela est du à l'existence, dans le spectre obtenu avec un balayage en escalier, de lobes secondaires. Pour éviter cet inconvénient, il est alors proposé d'utiliser dans ce cas un dispositif de filtrage de type à double soustraction avec suppression des réponses transitoires.Ce dispositif de filtrage est identique à celui mentionné dans le texte de la demande de brevet principal. En sortie du filtre d'élimination on obtient, pour le bloc i et pour une cellule de résolution en site, mi échantillons pour chacun des Ki intervalles de temps discernables. Le récepteur idéal réalise alors, poux chacune des -tTe portes en distance (#T représentant le temps de trajet aller et retour pour la portée maximale du radar), la transformée de Fourier des mg échantillons reçus pendant le temps d'analyse T. le pas en fréquence est T- pour toute la gamme des fréquences Doppler comprises entre - et T toute la gamme des fréquences Doppler comprises entre - et + 2 maximum Le traitement du signal proposé est le suivant.Pour chaque bloc d'impulsions, le signal reçu est échantillonné à la cadence Alt ; on obtient donc Ki echantillons par période de récurrence. Ces échantillons sont mis en mémoire sur 64 périodes Le nombre d'impulsions reçues d'une cible ponctuelle dans le faisceau limité à 3 dB est toujours inférieur à ce chiffre. Dans le cas d'un balayage d'un secteur de -600 à +600 en gisement en deux secondes, le nombre d'impulsions reçues est 32. Une transformée de Fourier selon un algorithme dit rapide est calculée sur 64 échantillons de la manière suivante.La transformée de Fourier rapide est calculée chaque fois que 32 nouveaux échantillons ont été reçus, et les 64 échantillons pris en compte comportent alors les 32 nouveaux échantillons et les 32 échantillons les plus récents de l'analyse précédente. Cette procédure permet d'éviter d'une part les pertes dues à l'effet fenêtre (c'est-à-dire concernant les signaux reçus d'une cible à cheval sur deux blocs successifs), d'autre part le risque d'imprécision sur la mesure de l'angle en site. Le do- maine de fréquence couvert est compris entre - et + 2 Xi t . La durée du signal est déterminée uniquement par la vitesse de balayage en site et par la largeur du faisceau et elle ne dépend pas de la période de répétition des impulsions.L'intervalle de fréquence entre les points indépendants du spectre est donc constant et il est égal à mi . Ki. #t Ne seront donc conservés dans la suite du traitement que mi points indépendants. Le module de ces points est alors pris égal à celui du point de la transformée le plus proche en fréquence En effet, d'après les travaux de J.I. Marcum et P. Swerling parus dans la revue IRE Transactions on Information Theory,volume IT-6 n 2, avril 1960 sous l'intitulé "Studies of target detection by pulsed radar", on peut montrer qu'une bonne sensibilité peut être obtenue en réalisant l'intégration après la détection (ou la somme des modules) au lieu de réaliser l'intégration avant la détection ( ou la somme des vecteurs).La perte de sensibilité est environ égale à 0,25vin, si n représente le nombre d'échantillons supérieur à 20 faisant l'objet d'une intégration après détection. L'intégration après détection consiste à faire la somme des modules des signaux, pour une distance et une vitesse données, reçus au cours de b blocs. En fonction de la fréquence de répétition des impulsions émises, chaque groupe de 64 modules correspond à une exploration variable en site qui est comprise entre une et deux largeurs de faisceau. En fait, la résolution du radar est indépendante de la fréquence de répétition et comprend q valeurs indépendantes (q étant le nombre de cellules de résolution balayées en site). La mise en mémoire des modules pour l'ensemble des mi points de fréquence et des Xi intervalles de temps discernables sera donc faite pour q sites (ou pour 2q sites si on veut accroitre la précision) en prenant pour chaque valeur de site les résultats de la transformée de Fourier du groupe d'échantillons qui correspondent le mieux à l'instant de passage dans le site considéré.La mémoire concernée est donc une mémoire à trois dimensions dans laquelle les mots sont rangés selon la porte en temps, la vitesse et le site. Le schéma de la figure 6 montre comment s'effectue le traitement du signal. Ce traitement n'est pas différent dans son principe de celui qui a été décrit dans la demande de brevet principal. Les différences proviennent du mode de balayage particulier choisi selon la présente invention. En particulier, il faut tenir compte du fait que pour chaque balayage en site plusieurs cellules de résolution sont successivement éclairées et que par conséquent, lorsqu'une séquence entière est émise, les informations concernant q cellules de résolution en site ont été collectées. L'exploitation de ces informations ne peut se faire que globalement pour les q cellules de résolution. On retrouve dans le schéma de la figure 6 toutes les étapes du traitement déjà énoncées ci-dessus. Un circuit codeur 1 effectue la transformation analogique à numérique des signaux en phase et en quadrature (voies sinus et cosinus) reçus par le radar. Un filtrage est alors effectué sur chacune des deux voies par les circuits 21 et 22. I1 convient de rappeler que dans le cas d'un balayage continu, on utilise de préférence un filtre de Butterworth tandis que dans le cas d'un balayage en escalier, on utilise un filtre à double soustraction avec suppression des réponses transitoires. En sortie du dispositif de filtrage, les échantillons sont rangés dans une mémoire 3. Un circuit 4 effectue le calcul de la transformée de Fourier des mots rangés dans la mémoire 3. Les différents circuits 1, 21 et'22, 3 et 4 sont sous le contrôle d'un circuit séquenceur 5, lui-mSme commandé par une unité de commande 10. Comme dans la demande de brevet principal, la détection des cibles utiles est réalisée à l'aide d'un extracteur arithmétique à double seuil avec contrôle automatique du taux de fausse alarme. On rappellera que son principe est le suivant. Le signal issu du calculateur de la transformée de Fourier est comparé pour chaque bloc, à un premier seuil correspondant à une probabilité de détection PD et une probabilité de fausse alarme Pfa. Lorsqu'un signal est égal ou supérieur audit premier seuil il est traduit par un 1 et lorsqu'il est inférieur par un o. La somme des 1 et des O est alors effectuée pour chaque porte en distance et chaque filtre Doppler sur l'ensemble des b blocs. La décision de présence d'une cible dans une cellule donnée est prise lorsque cette somme est égale ou supérieure à un deuxième seuil r compris entre 1 et b.Les probabilités de détection FDo et de fausse alarme Pifa0 ont alors pour valeur Pour obtenir un contrôle automatique du taux de fausse alarme, il est alors proposé de fixer les seuils de la manière suivante. En premier lieu, con- sidérons le premier seuil. Chaque intervalle de temps (encore appelé porte en temps) correspond, à cause de l'ambiguSté des radars à moyenne fréquence de repétition, à plusieurs distances réelles (ou portes en distance). Pour chaque intervalle de temps, la moyenne des valeurs de tous les points retenus de la transformée de Fourier est calculée.Les points de la transformée de Fourier (ou les filtres Doppler) retenus sont ceux qui correspondent, dans l'exemple d'application considéré, à des vitesses comprises dans un domaine qui exclut les vitesses des véhicules au sol. Pour chaque porte à la distance d, le seuil de détection en espace libre est lu dans une mémoire. Ce seuil a été calculé à partir du niveau moyen du bruit du récepteur pondéré suivant une loi inverse de la puissance quatre de la distance pour réaliser une détection à surface équivalente radar constante. La moyenne et le seuil sont alors comparés et la plus forte des deux valeurs, majorée par le rapport signal à bruit minimum détectable, est conservée. Considérons maintenant le deuxième seuil. Pour chaque porte en distance, les sommes ont été effectuées pour toutes les fréquences Doppler du domaine considéré. Le seuil r, déterminé par les probabilités de détection PD et de fausse alarme Pfa, est appliqué sauf si plus de X sommes le dépassent auquel cas seule la valeur de fréquence correspondant à la plus -grande somme est conservée La valeur de X est fixée à partir de la probabilité d'existence de cibles à la meme distance ou à des distances ambigus. Les circuits 6 à 16 permettent d'effectuer le traitement explicite ci-dessus. Le circuit de compression 6 réalise une compression du nombre d'échantillons dans le rapport 64 à mi, c'est-à-dire qu'il ne retient pour la suite du traitement que les mi poinça -indépendants parmi les 64 points de la transformée de Fourier comme il a été vu précédemnent. Le circuit 7 établit sous le contrôle de l'unité de commande 10 la relation porte en tempslportes en distance vraies et commande la repsrtition des échantillons par porte en distance dans le circuit 8.Le circuit 12 effectue le calcul de la valeur moyenne des échantillons pour chaque porte en distance. te choix dudit premier seuil est déterminé par le circuit 11 à partir de ladite valeur moyenne fournie par le circuit 12 et de la valeur de gain pour la distance considérée donnée par la mémoire 9 sous-1acommande du circuit 7. Le circuit 13 effectue la comparaison des échantillons-avec ledit premier seuil et délivre l'information de dépassement ou de non dépassement de ce premier seuil. Les circuits 14, 15 et 16 permettent la comparaison -audit deuxième seuil. Pour chaque fréquence Doppler, dans l'espacez vitesse couvert par le radar, donnée par le circuit 14 sous le contrôle de l'unité dêcommande 10, le circuit 15 effectue la somme des résultats de la première comparaison sur les b blocs.La sortie du circuit 15 est alors comparée audit deuxième seuil dans le circuit 16. L'information de présence d'une cible ainsi que les informations de distance et de vitesse sont alors fournies a un indicateur panoramique. Les fausses alarmes dues aux échos fixes ponctuels reçus dans les lobes secondaires peuvent entre éliminées à l'aide d'une antenne et d'un récepteur secondaires. Connu également sous le nom de "side lobe cancellation" dans la littérature anglo-saxonne, ce procédé a pour but d'éviter que les signaux puissants (brouillage, échos de sol, échos de cibles tres proches, etc...) en provenance des lobes secondaires de l'antenne, ne soient pris pour des échos de cibles utiles. Ainsi, en principe, seuls sont traités les signaux en provenance du lobe principal, dont l'ouverture est bien définie. Pour déterminer si l'énergie reçue provient ou non du lobe principal, l'antenne secondaire est omnidirectionnelle.Le traitement du signal dans le récepteur secondaire est identique à celui du récepteur principal pour chaque bloc, puis les signaux en provenance des deux antennes sont comparés. Si le signal en provenance- de l'antenne principale est d'amplitude inférieure à celui perçu par l'antenne secondaire, cela signifie qu'il provient des lobes secondaires ; il est alors bloqué et n'est pas traité par le récepteur principal.Comme il a été vu dans la demande de brevet principal, la comparaison d'amplitude peut etre effectuée pour chaque porte en distance soit globalement, c'est-à-dire sans discrimination de vitesse, soit encore pour chaque vitesse discernable. I1 ne faut cependant pas oublier que selon la présente invention, pour chaque balayage en site, plusieurs cellules de résolution sont successivement éclairées et qu'en conséquence, il faut tenir compte dans tout Ze traitement du signal de cette dimension supplémentaire qu'est la valeur du site. Les modules des échantillons reçus sont après filtrage rangés dans la mémoire 3 dans des plans différents, un plan pour chaque valeur de site considérée.L'enregistrement et la lecture de cette mémoire sont faits sous le contrôle du circuit séquenceur 5 lui-mEme contrôlé par l'unité de commande 10. Chaque valeur de site doit donc être considérée pour chaque bloc, lorsque les amplitudes des signaux provenant de l'antenne principale et de l'antenne secondaire sont comparées. Bien que la présente invention ait été décrite dans le cadre d'une application particulière, il est clair qu'elle n'est pas limitée audit exemple et qu'elle est susceptible d'autres modifications ou variantes sans sortir de son domaine. En particulier, d'autres fonctions connues peuvent être adjointes au traitement du signal décrit ci-dessus, par exemple, celles assurant la poursuite d'une cible ou bien le contrôle automatique de zones denses. Dans ce dernier cas, on évalue le nombre de plots détectés dans une zone donnée et on relève ledit deuxième seuil r de l'extracteur lorsque le nombre de plots détectés est supérieur à une densité probable fixée de cibles réelles. REVENDICATIONS 1. Radar Doppler à impulsions et à moyenne fréquence de répétition comportant un émetteur cohérent qui émet un signal correspondant à une séquence répétitive de b blocs d'impulsions récurrentes ; les fréquences de répétition variant d'un bloc à un autre bloc de manière aléatoire à l'intérieur d'une meme séquence et les fréquences de répétition de deux blocs quelconques étant des nombres premiers entre eux ; les fréquences de répétition des blocs étant par ailleurs telles que les vitesses aveugles, dues à la récurrence des impulsions de chaque bloc, sont réparties sur tout le domaine des fréquences utiles; ledit radar étant caractérisé en ce qu'il est couplé à une antenne à balayage rapide en site effectuant b balayages en site pour couvrir une zone comportant q cellules de résolution en site et une seule cellule de résolution en gisement et en ce que les impulsions d'un seul bloc sont émises pendant chaque balayage en site et une séquence entière de b blocs est émise au bout de b balayages en site. 2. Radar Doppler à impulsions selon la revendication 1 caractérisé en ce que le nombre de b blocs dans une séquence et le nombre d'impulsions dans chaque bloc sont tels que l'amplitude de la fonction d'ambigutté du signal émis, en dehors du pic principal, est au maximum égale à 3.Radar Doppler à impulsions selon la revendication 1 ou la revendication 2 comportant un dispositif d'élimination des échos fixes agissant sur les voies du récepteur respectivement en phase et en quadrature par rapport au signal émis, caractérisé en ce que ledit récepteur comprend : - un codeur effectuant la transformation analogique à numérique des signaux reçus sur chacune desdites voies - une mémoire enregistrant les signaux de sortie dudit dispositif d'élimina tion des échos fixes ; - un calculateur de transformée de Fourier rapide des échantillons contenus dans ladite mémoire. 4. Radar Doppler à impulsions selon l'une quelconque des revendications 1, 2 et 3,caractérisé en ce que ledit dispositif d'élimination des échos fixes est constitué soit par un dispositif de filtrage de Butterworth lorsque le balayage rapide en site est un balayage continu, soit par un dispositif de filtrage du type à double soustraction avec suppression des réponses transitoires lorsque le balayage rapide en site est un balayage en escalier. 5. Radar Doppler à impulsions selon l'une des revendications 1, 2, 3 et 4, caractérisé en ce que l'identification, la localisation précise et la détermination de la vitesse des cibles mobiles sont effectuées par un extracteur arithmétique à double seuil comprenant - une unité de commande programmée contrôlant le traitement du signal par bloc et/ou sur l'ensemble des blocs, et pour chaque site différent, déterminant la séquence émise et identifiant les blocs et le site auxquels correspondent les impulsions reçues - un premier circuit établissant, à partir des signaux définissant les portes en temps fournis par ladite unité de commande programmée, les relations porte en temps/portes en distance - un circuit de compression réalisant une compression du nombre de points four nis par ledit calculateur de transformée de Fourier de façon à ne retenir que les point indépendants ; - un circuit de répartition contrôlé par ledit premier circuit et effectuant, à partir des signaux fournis par ledit circuit de compression, leur réparti tion par porte en distance - un circuit de définition de seuil délivrant, pour chaque porte en distance indiquée par ledit premier circuit, une valeur de seuil du bruit variable suivant la distance ; - un circuit de calcul de la valeur moyenne des signaux de sortie dudit circuit de répartition - un circuit de choix de seuil déterminant un premier seuil à partir de ladite valeur moyenne calculée et de ladite valeur de seuil du bruit ;; - un premier circuit de comparaison comparant chaque valeur fournie par ledit circuit de répartition et ledit premier seuil et fournissant l'indication de dépassement ou de non dépassement de seuil - un circuit qui, sous le contrôle de ladite unité de commande, définit un fil tre parmi l'ensemble des filtres couvrant le domaine des vitesses utiles ; - un circuit intégrateur réalisant pour chaque porte et chaque filtre la somme desdites indications de dépassement du premier seuil fournies par ledit pre mier circuit de comparaison ; et - un deuxième circuit de comparaison effectuant la comparaison des informations de sortie dudit circuit intégrateur à un deuxième seuil fixe et ne laissant passer que lesdites informations dont la valeur est supérieure audit deuxième seuil. 6. Radar Doppler selon la revendication 5 caractérisé en ce qu'il comporte un récepteur auxiliaire couplé à une antenne omnidirectionnelle, ledit récepteur auxiliairecomprenantun dispositif de traitement du signal identique à celui du récepteur principal ; en ce que le signal de sortie dudit calculateur de transformée de Fourier rapide dudit récepteur auxiliaire est comparé au signal de sortie du calculateur de transformée de Fourier rapide dudit récepteur principal pour chaque distance et chaque vitesse utiles ; en ce que le signal fourni par ledit récepteur principal n'est pris en compte que s'il est supérieur au signal fourni par ledit récepteur auxiliaire.