Brevet FR2550669A1 — publié le 19850215

L'invention concerne un filtre passebande servant à la réception d'un signal acoustique transmis par l'intermédiaire d'un réseau d'alimentation en énergie électrique et constitué par , en série , un filtre amont qui contient au moins un filtre passe-bas, un circuit "d'échantillonnage et de maintien", un convertisseur analogique/numérique et un filtre numérique. Les signaux acoustiques sont par exemple des signaux de télécommande centralisée. En ce qui concerne les transmissions de télécommande centralisée, il s'agit de signaux à porteuse modifiée , cest-à-dire modulés selon une modulation d'amplitude binaire et dont la fréquence porteuse e se situe entre fT,min # 100 Hz et fT,max # 2000 Hz. Un signal utile transmis est perturbé notamment par la tension qui possede la fréquence du réseau, par les harmoniques de cette dernière, mais également par les signaux utiles possédant une autre fréquence porteuse présente dans le même réseau d'alimentation en énergie ou bien, en raison du maillage des réseaux, dans des réseaux d'alimentation en énergie voisins. Le filtre passe-bande doit être agencé de ménière qu'il puisse être adapté très aisément à n'impor te quelle fréquence porteuse fT, sans un surcroît important de frais. Aucun des filtres connus jusqu'alors n'est à même de permettre ceci. Les filtres utilisés jusqu'alors dans les récepteurs de télécommande centralisée sont en partie trop peu sélectifs, ou bien très onéreux. La constitution et le mode de fonctionnement de filtres numériques servant au traitement de signaux analogiques sont connus, par exemple d'après "Traitement numérique de signaux analogiques", de Samuel D. Stearns, Verlag Oldenbourg, 1979. L'invention a pour but de réaliser, moyennant une dépense aussi faible que possible, un filtre passe-bande possédant une sortie numérique et qui couvre toutes les fréquences porteuses importantes utilisées dans les transmissions s'effectuant par l'intermédiaire de réseaux d'alimentation électrique et dont la courbe caractéristique de transfert possède la largeur de bande requise et la pente de flanc requise. Ce problème est résolu conformément a l'invention à l'aide d'un filtre passe-bande du type indiqué plus haut, caractérisé en ce que le filtre amont contient en outre, monté en cascade avec le filtre passe-bas,un filtre passe-bande dont la courbe caractéristique de transfert en fonction de la fréquence possède des flancs raides, que le convertisseur analogique/numérique est un convertisseur a 8 bits, que le filtre numérique est constitué par un montage en cascade de plusieurs filtres partiels et qu'un détecteur d'enveloppe est branché en aval du filtre numérique. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après, prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels - la figure 1 représente un schéma-bloc d'un filtre passe-bande réalisé à l'aide d'un filtre numérique ; - la figure 2 représente un schéma-bloc d'une première variante d'un filtre numérique - la figure 3 représente un schéma-bloc d'une seconde variante d'un filtre numérique - la figure 4 représente un schéma-bloc d'une troisième variante d'un filtre numérique ; - la figure 5 représente un schéma d'un filtre IIR classique du second ordre - la figure 6 représente un schéma d'un filtre IIR modifié du second ordre ;; - la figure 7 représente un schéma d'un filtre FIR classique - la figure 8 représente une courbe caractéristique de transfert d'un montage en cascade formé de deux filtres IIR du second ordre - la figure 9 représente une courbe caractéristique de transfert d'un filtre FIR comportant des points d'annulation simples - la figure 10 représente une courbe caractéristique de transmission d'un filtre amont - la figure 11 représente la même courbe caractéristique de transfert que celle de la figure 8 - la figure 12 représente une courbe caractéristique de transfert d'un filtre FIR comportant des points d'annulation doubles - la figure 13 représente la même courbe caractéristique de transfert que celle représentée sur la figure 10 - la figure 14 représente un schéma d'un filtre de désaccord - la figure 15 représente une première courbe caractéristique de transfert du circuit de la figure 4 avec un paramètre N = 4 ; et - la figure 16 représente une seconde courbe caractéristique de transfert du circuit de la figure 4 avec le paramètre N = 6. Sur toutes les figures des dessins, des chiffres de référence identiques désignent des éléments identiques-. Le filtre passe-bande représenté sur la figure 1 est constitué, selon la succession indiquée, par le montage en cascade d'un filtre amont ou premier filtre 1, d'un circuit "d'échantillonnage et de maintien" 2, d'un convertisseur analogique/numérique 3 et d'un filtre numérique 4. Les trois derniers composants possèdent chacun une entrée de cadence ou d'horloge, les entrées de cadence du circuit "d'échantillonnage et de maintien" 2 et du convertisseur analogique/numérique 3 étant reliées entre elles et étant alimentées par un premier signal de cadence rectangulaire CLO possédant la fréquence fso. L'entrée de cadence du fil-tre numérique 4 est alimentée par un second et/ou un troi siême signal de cadence rectangulaire CL1 ou CL2 (voir les figures 2, 3 et 4). Le filtre numérique 4 possède une en- trée 5de bus de transfert de données et une sortie 6 de bus de transfert de données. Cette dernière sortie forme simultanément la sortie de l'ensemble du filtre passe-bande représenté sur la figure 1.Trois variantes possibles du filtre numérique 4 sont indiquées sur les figures 2 à 4. Le filtre numérique 4 de la figure 2 contient deux filtres partiels et est constitué, dans l'or- dre indiqué, par un montage en cascade réalisé à l'aide de liaison avec les bus de transfert de données, d'un premier filtre IIR 7, d'un second filtre IIR 8 et d'un détecteur d'enveloppe 9. Les deux filtres IIR 7 et 8 possèdent des entrées respectives de cadence qui sont reliées entre elles toutes les deux et constituent entrée de cadence du filtre numérique 4. La fréauence d'exploration f52 des deux filtres IIR 7 et 8 est égale a la fréquence du troisième signal de cadence CL2 alimentant cette entrée de cadence. Les filtres numériques 4 conformes aux figures 3 et 4 sont constitués, selon l'ordre indiqué, par un montage en cascade réalisé également a l'aide de liaisons avec les bus de transfert de données, d'un filtre supplémentaire 10, du premier filtre IIR 7, du second filtre IIR 8 et du détecteur d'enveloppe 9. Ces filtres numériques 4 sont par conséquent identiques au filtre numérique 4 de la figure 2, en amont duquel seulement le filtre supplémentaire 10 a été branché électriquement. Le filtre supplémentaire 10 est par exemple un troisième filtre IIR dans le cas de la seconde variante de la figure 3 et un filtre FIR dans le cas de la troisième variante de la figure 4. Les deux entrées de cadence du premier et du second filtre IIR 7 et 8 sont également reliées entre elles sur la figure 3 et sur la figure 4 et sont ici également alimentées par le troisième signal de cadence CR2. Cependant elles ne sont pas alimentées sur la figure 4 par un signal de cadence externe, mais par un troisième signal de cadence CL2 de fréquence fs2 délivré par la sortie d'un diviseur de fréquence 11, tandis que sur la figure 4 l'entrée de cadence du filtre supplémentaire 10 et l'entrée, reliée à cette dernière,du diviseur de fréquence 11 forment l'entrée de cadence du filtre numérique 4.Ce dernier est alimenté par le second signal de cadence CLl, dont la fréquence est égale à la fréquence d'exploration F du filtre supplémentaire 10. Sur la figure 3, l'entrée de cadence du filtre supplémentaire 10 représente au contraire une seconde entrée de cadence supplémentaire du filtre numérique 4, qui est également alimentée par le second signal de cadence CL1. Pour les deux fréquences f51 et f52 des signaux de cadence CL1 et CL2, on a les conditions suivantes fsl > f52 et f51 = N.fs2 L étant un nombre entier. Le détecteur d'enveloppe 9 est constitué par exemple, dans l'ordre indiqué, par un montage en cascade formé d'un redresseur et d'un filtre passe-bas ou d'un organe d'élévation au carré et d'un filtre passe-bas. Les filtres passe-bas sont par exemple des filtres IIR. Le filtre amont 1 est un filtre analogique passif classique bon marché constitué par exemple par le montage en cascade d'un filtre passe-bas analogique la et d'un filtre passe-bas analogique lb (voir figure 1). Les circuits du filtre amont 1 et du détecteur d'enveloppe 9 sont connus en soi et ne sont par conse- quent ni décrits, ni représentés sur le dessin. Le filtre IIR classique du deuxième ordre, connu en soi et représenté sur la figure 5, est constitué par: - un premier multiplicateur 12 comportant deux entrées, - un second multiplicateur 13 comportant deux entrées, - un troisième multiplicateur 14 comportant deux entrées, - un premier additionneur 15 comportant deux entrées, - un second additionneur 16 comportant trois entrées, - un troisième additionneur 17 comportant deux entrées, - une première ligne à retard 18 et - une seconde ligne à retard 19. Toutes les liaisons représentées sur la figure 5 sont des liaisons de bus de transfert de données. Cependant, pour conserver la clarté du dessin, on n'a représenté que des liaisons à un fil. Sur la figure 5, l'entrée du filtre IIR est reliée respectivement à la première entrée du premier additionneur 15, du premier multiplicateur 12 et du troisième additionneur 17. La sortie du premier additionneur 15 est reliée à la sortie du filtre IIR et respectivement à la première entrée du second et du troisième multiplicateurs 13 et 14. La sortie du premier multiplicateur 12 alimente la première entrée du second additionneur 16, la sortie du second multiplicateur 13 alimente la seconde entrée de cet additionneur et la sortie de la seconde ligne à retard 19 alimente la troisième entrée dudit additionneur 16.La sortie du troisième multiplicateur 14 est reliée à la seconde entrée du troisième additionneur 17, dont la sortie est raccordee à l'entrée de la seconde ligne à retard 19, tandis que la sortie du second additionneur 16 est reliée à l'entrée de la première ligne à retard 18 et que la sortie de cette dernière est à nouveau reliée à la seconde entrée du premier additionneur 15. La valeur numérique d'un premier paramètre bl est présente sur la seconde entrée du second multiplicateur 13, la valeur numérique d'un second paramètre b2 est présente sur la seconde entrée du troisième multiplicateur 14 et la valeur + 2 ou - 2 est présente sur la seconde entrée du premier multiplicateur 12. Le filtre IIR modifié de la figure 6 est constitué par les mêmes composants que le filtre IIR de la figure 5, à l'exception du troisième additionneur 17 qui a été remplacé par un organe différenciateur 20. Ici également toutes les liaisons sont des liaisons par bus de transmissions de données, qui sont toutes représentées par des liaisons à un conducteur, pour la même raison que celle indiquée pour la figure 5. Sur la figure 6, l'entrée du filtre IIR est reliée à la première entrée du premier additionneur 15 et du premier multiplicateur 12. La sortie du troisième multiplicateur 14 est raccordée à la sortie du filtre IIR, à la première entrée du second multiplicateur 13 et à l'entrée plus du circuit différenciateur 20. La sortie du premier additionneur 15 alimente la première entrée du troisième multiplicateur 14, la sortie du circuit différenciateur 20 alimente l'entrée de la seconde ligne à retard 19, la sor Lie du second additionneur 16 alimente l'entrée de la première ligne à retard 18 et sa sortie alimente aussi bien la seconde entrée du premier additionneur 15 que l'entrée moins du circuit différenciateur 20.La sortie du premier multiplicateur 12 est reliée à la première entrée du second additionneur 16 et la sortie du second multiplicateur 13 est reliée à la seconde entrée du second additionneur 16. Cette fois la valeur numérique d'un premier coefficient p est présente sur la seconde entrée du second multiplicateur 13, la valeur numérique d'un second coefficient a est présente sur la seconde entrée du troisième multiplicateur 14 et la valeur numérique du troisième paramètre c, qui possède les mêmes valeurs que pour le filtre IIR de la figure 5, est pré- sente sur la seconde entrée du premier multiplicateur 12. Le filtre FIR connu en soi de la figure 7 est constitué par -n lignes à retard supplémentaires 211, 212, 213,..., 21n, qui sont branchées en cascade dans l'ordre indiqué et forme ment par conséquent par exemple un registre à décalage à n étages, -(n+l) multiplicateurs supplémentaires 220, 221, 222, 223, 1 ..., 22n comportant chacun deux entrées, et -un additionneur supplémentaire 23 comportant (n+l) entrées. Ici également toutes les liaisons sont des liaisons par bus de transmission de données, qui sont toutes représentées sous la forme de liaisons à un conducteur pour la même raison que celle indiquée pour les figures 5 et 6. Sur la figure 7 l'entrée du filtre FIR est reliée à l'entrée de la première ligne à retard supplémentaire 211 et à la première entrée du second multiplicateur 220. La sortie de chacune des n lignes à retard 211, 212, 213,...21n est reliée à la première entrée des différents multiplicateurs associés 221, 222, 223, ... 22n Les sorties de ensemble des (n+l) multiplicateurs 220, 221, 222,...22n alimentent respectivement l'une des (n+l) entrées de l'additionneur supplémentaire 23, dont la sortie forme pour sa part la sortie du filtre FIR.Les valeurs numériques des différents coefficients supplémentaires aO, al, a2,a3, ... ,an sont présentes sur les secondes entrées des différents multiplicateurs 220, 22 222, 223,...22n. Les courbes caractéristiques représentées sur les figures 8 et 11 sont identiques et représentent la courbe caractéristique de transfert du montage en cascade des deux filtres IIR 7 et 8. Ces courbes caractéristiques sont portées en fonction de la fréquence f. Elles sont périodiques avec une période égale à f52/2 et possèdent des points d'annulation au niveau de tous les multiples entiers de la demi-fréquence du troisième signal de cadence CL2, c'est-à- dire pour tous les multiples entiers de fs2/2. La-fréquence de n'importe quel maximum de ces courbes caractéristiques, par exemple la fréquence (3/4)fs2, est égale à la fréquence porteuse f T du signal à transmettre. La courbe caractéristique de transmission d'un filtre FIR représentée sur la figure 9 en fonction de la fréquence f est également périodique avec une période égale cette fois à f51 et possède pendant la première période, lorsque dans le cas de l'exemple ci-dessus on choisit (3/4)fs2 égale à fT' des points d'annulation simples pour les fréquences (1/3)fT, (5/3) (7/3)fT, (9/3)fT, (11/3) et (15/3)fT. On a alors n = 3 et fs1 = (16/3)fT. La courbe caractéristique de transfert d'un autre filtre FIR, représentée sur la figure 12 en fonction de la fréquence f, est également périodique avec une période égale à fsl et possède pendant la première période des points d'annulation doubles pour les fréquences(l/3)fT et (23/3)fT, des points d'nnulation simples pour les fréquences (5/3)fT' (7/3)fT, (9/3)fT, (11/3)fT, (13/3)fT, (15/3)fT, (17/3)fT et (19/3)fT, ainsi que d'autres points d'annulation simples à proximité de (5/3)fT, (9/3)fT,(15/3)fT et(l9/3)fT. On a alors n = 8 et f51 = (24/3)fT. Les courbes caractéristiques représentées sur les figures 10 et 13 sont identiques et reproduisent la courbe caractéristique de transfert du filtre amont 1 en fonction de la fréquence f. Ces courbes caractéristiques possèdent un maximum pour la fréquence porteuse f T et représentent un filtre passe-bande qui affaiblit très fortement la tension du réseau possédant la fréquence de réseau 50 Hz en Europe ou 60 Hz aux U.S.A. Les circuits des figures 5, 6 et 7, qui exécutent assurément uniquement des additions, des soustractions, des multiplications et des retards, peuvent être réalisés à l'aide d'un micro-calculateur. Dans ce cas le microcalculateur de décodage de télégrammes, qui est souvent déjà présent dans un récepteur de télécommande centralisée, peut être utilisé conjointement à cet effet. Afin d'accélérer les opérations de calcul, dans le cas de l'utilisation d'un microcalculateur, il faut utiliser pour les coefficients &alpha; et p de préférence des nombres binaires possédant un nom bre aussi réduit que possible de termes différents de zéro et représentant les différents bits. Le schéma du filtre de désaccord de la figure 14 est constitué par un montage en cascade de deux filtres IIR modifiés du second ordre 7 et 8 dont le schéma est représenté sur la figure 6. Ces deux filtres IIR 7 et 8 modifiés se différencient seulement par le fait que dans le cas du filtre 7 situé en amont une valeur - 2 est appliquée à la seconde entrée du premier multiplicateur 12 et d'autre par unevaleur + p est appliquée à la seconde entrée du second multiplicateur 13, tandis que dans le cas du filtre IIR situé en aval, des valeurs + 2 et - p sont appliquées à ces entrées. L'entrée du montage en cascade fonctionne à la fréquence d'exploration fs2. L'ensemble de la courbe caractéristique de transfert du filtre conformément à la figure 15 possède, en fonction de la fréquence f, une série de bandes passantes pour des fréquences qui sont égales à un multiple de Cependant ces bandes passantes sont toutes très fortement affaiblies, en-dehors de-celles présentes pour fT. La bande passante soumise à l'affaiblissement directement plus faible, pour (13/3)fT est déjà affaiblie de - 30 dB supplémentaires. La courbe caractéristique conforme à la figure 16 possède, en fonction de la fréquence f, également une série de bandes passantes en forme d'aiguilles pour des fréquences qui sont égales à un multiple de (fT/3). Cependant ces bandes passantes sont toutes ici également très fortement affaiblies en-dehors situées de celle présente pour La La La bande passante soumise à un affaiblissement immédia- tement inférieur, pour(21/3)fT est affaiblie déjà de façon supplémentaire de - 35 dB. Description du fonctionnement Un signal d'entrée est tout d'abord filtré grossièrement, d'une façon connue en soi, afin de limiter la largeur de bande dans le filtre amont ou premier filtre 1 du filtre passe-bande. Mais en second lieu le filtre amont assure un affaiblissement suffisant de l'onde de base du réseau et des harmoniques supérieurs. Cet affaiblissement est nécessaire afin que l'amplitude de la fréquence porteuse puisse être également résolue à environ 0,1 % par rapport à l'amplitude du réseau, à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique bon marché pour lequel le nombre de bits est limité. Le signal reçu ayant subi ainsi un premier filtrage est ensuite exploré d'une manière connue en soi dans le circuit "d'échantillonnage et de maintien" 2 (voir figure 1) à la fréquence d'exploration f50. Les valeurs de l'exploration sont ensuite transformées dans le convertisseur analogique/numérique 3 en valeurs numériques d'une manière également connue en soi. Les deux filtres IIR 7 et 8 branchés en cascade (voir les figures 2 à 4) forment le filtre numérique proprement dit, tandis que le détecteur d'enveloppe 9 démodule ensuite son signal de sortie et le transforme en retour en un télégramme d'impulsions binaires pur non modulé, en vue d'une exploitation ultérieure non représentée. Les deux filtres IIR 7 et 8 sont par exemple des filtres du deuxième ordre et fonctionnent sous l'action du troisième signal de cadence CL2. Le circuit d'un filtre lIR du second ordre est connu en soi et est reproduit sur la figure 5 uniquement, pour être complet, sous ce qu'on appelle la première forme canonique. Le filtre second ordre est caractérisé par les paramètres bl et b2. Les fréquences de résonance des deux filtres IIR 7 et 8 sont légèrement décalées l'une par rapport à l'autre en vue de réaliser un filtre de désaccord, de sorte que la courbe caractéristique de transfert possédant plutôt la forme d'une cloche des deux filtres IIR 7 et 8 est transformée, de façon connue en soi, dans le cas du montage en cascade, en une courbe caractéristique de transfert plus rectangulaire. La valeur du paramètre b2, dont la valeur est inférieure à 1, est voisine de - 1 pour les facteurs de qualité élevés devant être obtenus. On par conséquent, avec (0 b2 = -1 +&alpha; et l'on écrit bl en utilisant un nouveau paramètre p bl = Les filtres IIR 7 et 8 possèdent alors une structure conforme à la figure 6 et le filtre de désaccord possède une structure conforme à la figure 14. Dans la première variante conforme à la figure 2, la fréquence de traitement fs2 du filtre de désaccord numérique est réglée sur la fréquence porteuse maximale intervenant fut maux fs2 #2.fT,max La solution conforme à cette variante présente comme avantage de présenter une faible dépense d'appareillage, mais possède comme inconvénient le fait que les paramètres bl et b2 ou les coefficients &alpha; et p dépendent non seulement de la largeur de bande désirée, mais également de la fréquence fT. Dans la seconde et dans la troisième variantes,la fréquence de traitement est réglée sur la fréquence porteuse fT, de telle sorte que le rapport~fs2/fT est fixé indépendamment de fT. Dans ces variantes, en amont du filtre de désaccord, c'est-à-dire du montage en cascade des deux filtres IIR,se trouve encore branché un autre filtre qui fonctionne sous l'action du second signal de cadence CL1 possédant une fréquence de traitement fsl. Dans la seconde variante conforme à la figure 3, le filtre supplémentaire est un filtre IIR, dont la fréquence d'exploration fsl est choisie égale à un multiple entier de la fréquence porteuse fT. La courbe caractéristique de transfert associée au filtre supplémentaire est à nouveau périodique, mais cette fois avec une période égale à sl Si fsl est suffisamment élevée, la seconde bande passante du filtre 10 tombe dans une plage de fréquences qui est suffisamment élevée pour qu'elle présente un faible intérêt pour la transmission, ou bien le filtre amont analogique assure un affaiblissement suffisant.Dans une forme de réalisation préférée, fslest le quadruple de la fréquence porteuse f T et fs2 = 4/3fT, étant donné que dans ce cas lesdits paramètres aussi bien du nouveau filtre IIR supplémenta ire 10 que du filtre de désaccord prennent des valeurs particulièrement simples et qu'il n'existe aucun problème d'interpolation. Dans la troisième variante, qui est représentée sur la figure 4, le filtre supplémentaire 10 est un filtre FIR, dont la fréquence d'exploitation f51 est, afin d'éviter des problèmes d'interpolation, un multiple entier N de la fréquence d'exploration f52 du filtre IIR. On a par conséquent : fs1 ~ N.fS2. La fréquence d'exploration f est dérivée,à l'aide du diviseur de fréquence 11 et en synchronisme avec la division de fréquence, de la fréquence d'exploration fsl du second signal de cadence CL1. Le schéma du filtre FIR est connu en soi et est reproduit sur la figure 7. Le filtre FIR a pour but de produire des pales d'affaiblissement aux emplacements critiques de la réponse à l'amplitude des filtres de désaccord. Etant donné qu' il est lui-même également périodique, il faut veiller à ce que les bandes passantes supérieures de l'ensemble de la séquence du filtre viennent se situer à des fréquences où les harmoniques du réseau sont faibles et où l'affaiblissement par le filtre amont seul suffit et pour lesquelles il nty a plus à s'attendre à aucune fréquence étrangère de télécommande centralisée. C'est pourquoi, pour des questions de vitesse du microprocesseur, le filtre FIR peut être conçu d'une autre manière pour les fréquences de télécommande centralisee"supérieures" que pour les fréquences de télécommande centralisée "infé rieures". Le filtre FIR possède autant de coefficients aO, al, a2, ... an qu'il est nécessaire d'avoir de points d'annulation plus un ou en d'autres termes, le filtre FIR peut posséder n positions d'annulation, si n est l'indice i maximum des autres coefficients a i = a0 al, a2, ..., an, avec n 2 N-l. La fonction de transfert d'un filtre FIR possédant une réponse de phase linéaire est comme cela est connu. la suivante ai.cos(i#) avec # = (f/fsl).27r (3) Pour les valeurs fk de la fréquence f, pour lesquelles le filgre FIR doit posséder des points d'annulation, on annule la relation (3) de sorte qu'avec par exemple n = 3, on obtient les équations suivantes ai.cos(2 # ifk/fs1) = 0, avec k = 1, 2, 3 De même dans le cas d'une valeur déterminée de f, par exemple pour f = fT, on rend l'équation (3) égale à une constante D, la constante D possédant une valeur quelconque et étant choisie égale à 2 pour les raisons de simplicité de calcul.Ceci fournit une quatrième relation ai .cos (2#ifT/fs1) = D -= 2 On obtient par conséquent un système d'équations formées par (n+l) = 4 équations à (n+l) = 4 inconnues aO, al, a2 et a3. Dans le premier exemple représenté sur les figures 8, 9 et 10, on a N = 4 et n = 3. Un maximum de la courbe caractéristique de transfert du filtre FIR (voir figure 9) se situe à proximité de f = fT. Les n = 3 points d'annulation sont situés à (fT/3), 5(fT/3) et 7(fT/3). Etant donné que la courbe caractéristique de transfert du filtre FIR est symétrique par rapport à la fréquence fs1/2, il existe encore d'autres points d'annulation en-dehors des trois points d'annulation déjà mentionnés ; on s'intéresse essentiellement aux points d'annulation immédiatement suivants situés à(9/3fT) t (11/3)fT.Le montage en cascade de ce filtre FIR 10 avec les filtres de désaccord IIR 7 et 8 four nit, pendant la première période et jusqu'à fsl = 16/3fT, une bande passante pour f T et seulement à nouveau une bande passante pour 13/3fT (voir la figure 15). Le filtre confor mément à ce premier exemple convient très bien pour des fréquences porteuses f T > / 200 Hz étant donné que dans ce cas la seconde bande passante se situe au moins à 13(fT/3) = 13(200/3) Hz ~ 870 Hz et que seul un plus grand nombre de signaux parasites, dont les fréquences sont au moins de l'ordre de 870 Hz, peuvent devenir actifs en tant qu'éléments perturbateurs.L'ensemble du filtre de la figure 15 possède d'autres bandes passantes pour des signaux parasites, dans les périodes plus élevées, par exemple pour (19/3)fT et pour (29/3)fT dans la seconde période. Les signaux parasites associés doivent être déjà préalablement suffisamment affaiblis par le filtre amont 1 seul (voir figure 10) pour qu'ils soient inactifs à la sortie de l'ensemble du filtre. En outre le filtre amont 1 affaiblit encore très fortement, comme cela a déjà été mentionné, le signal de la tension du roseau possédant la fréquence fN. Dans un second exemple représenté sur les figures 11, 12 et 13, on a N = 6 et n = 8. Un maximum de la courbe caractéristique de transfert du filtre FIR (voir figure 12) se situe à noveau à proximité de fT. On choisit les n = 8 points d'annulation comme suit : deux points d'annulation (c'est-à-dìre un point d'annulation double) pour (fT/3), un point d'annulation pour 5(fT/3), 7(fT/3)' 9(fT/3) et ll(fT/3), ainsi qu'un point d'annulation à proximité de 5(fT/3) et à proximité de Chaque période de la courbe caractéristique de transfert est à nouveau symétrique par rapport à sa fréquence moyenne de sorte qu'il existe dans la première période n = 8 points d'annulation supplémentaires, à savoir un point d'annulation double pour (24/3)fT - (1/3)fT = (23/3)fT' un point d'annulation simple pour (24/3)fT (5/3)fT = (19/3)fT, (24/3)fT - (7/3)fT = (17/3)fT, (24/3)fT - (9/3)fT = (15/3)fT et (24J3)fT - (11/3)fT = (13/3)fT ainsi qu'un point d'annulation simple à proximité de (24/3)fT - (5/3)fT = (19/3)fT et à proximité de (24/3)fT - (9/3)fT = Le montage en cascade de ce filtre FIR avec les filtres de désaccord IIR fournit, pendant la pre mière période, jusqu'à fsl = (24/3)fT, une bande passante pour f T et pour 7fT (voir figure 16). Grâce au choix d'une valeur relativement élevée pour N (à savoir N = 6), le filtre conforme à ce second exemple convient particulièrement bien pour des fréquences porteuses f T REVENDICATIONS 1. Filtre passe-bande servant à la réception d'un signal acoustique transmis par l'intermédiaire d'un réseau d'alimentation en énergie électrique et constitué par, en série, un filtre amont qui contient au moins un filtre passe-bas, un circuit "d'échantillonnage et de maintien", un convertisseur analogique/ numérique et un filtre numérique, caractérisé en ce que le filtre amont (1) contient en outre, monté en cascade avec le filtre passe-bas(la) un filtre passe-bande (lb) dont la courbe caractéristique de transfert en fonction de la fréquence possède des flanc raides, que le convertisseur analogique/numérique (3) est un convertisseur à 8 bits, que le filtre numérique (4) est constitué par un montage en cascade de plusieurs filtres partiels (7, 8, 10) et qu'un détecteur d'enveloppe (9) est branché en aval du filtre numérique (4). 2. Filtre passe-bande selon la revendication 1, caractérisé en ce que le filtre numérique (4) contient au moins deux filtresIIR (7, 8) possédant des constitutions identiques et désaccordés l'un par rapport à l'autre, en tant que filtres partiels, que les filtres IIR (7, 8) sont du second ordre et que leurs fonctions de transfert sont fonction de deux coefficients (Oc ,p), parmi lesquels le premier coefficient (p) possède pour le premier filtre IIR une valeur égale à moins la valeur absolue (- p) et pour le second filtre IIR une valeur égale à la valeur absolue (p) du premier coefficient (p). 3. Filtre passe-bande selon la revendication 2, caractérisé en ce que la fréquence d'exploration (fs2) des deux filtres IIR (7, 8) est fixée indépendamment de la fréquence (fT) porteuse de sorte que la fréquence porteuse (ft) et la pente du filtre sont contenues uniquement dans les deux coefficients (t, p). 4. Filtre à passe-bande selon la revendication 2, caractérisé en ce que la fréquence d'exploration (fs2) des deux filtres IIR (7, 8) est égale à (a/b.fT, fT étant la fréquence du signal de porteuse modulée devant être transmiseet a et b possèdent uniquement des valeurs entières avec a > b, et qu'en amont des deux filtres IIR (7, 8) est monté un filtre supplémentaire (10) dont la fréquence d'exploration (f51) est supérieure à la fréquence d'exploration (fs2) des deux filtres récursifs (7,8). 5. Filtre passe-bande selon la revendication 4, caractérisé en ce que le filtre supplémentaire (10) est un troisième filtre IIR et sa fréquence d'exploration (fs1) est un multiple entier de la fréquence (fT) du signal de porteuse modulée devant être transmis. 6. Filtre passe-bande selon la revendication 5, caractérisé en ce que le multiple est égal à quatre. 7. Filtre passe-bande selon la revendication 7, caractérisé en ce que le filtre supplémentaire (10) est un filtre FIR et que sa fréquence d'exploration (fsl) est un multiple entier de la fréquence d'exploration (fs2) des deux filtres IIR (7, 8). 8. Filtre passe-bande selon la revendication 7, caractérisé en ce que a = 4, b = 3 et que pendant la première période de la courbe caractéristique de transfert du filtre FIR, il existe des points d'annulation pour (fT/3,), 5(fT/3), 7(fT/3), 9 9. Filtre passe-bande selon la revendication 7, caractérisé en ce que a = 4, p = 3 et que dans la première période de la courbe caractéristique de transmission du filtre FIR, il existe des points d'annulation simples pour 5(fT/3) 7(fT/3) 9(fT/3), 11(fT/3), 13(fT/3), 15(fT/3), 17(fT/3) et 19(fT/3), des points d'annulation doubles pour (fT/3) et 23(fT/3), et des points d'annulation simples à proximité de 5(fT/3), 9(fT/3), 15(fT/3) et 19(fT/ 3)