Brevet FR2551287A1 — publié le 19850301

255128/ 1: La présente invention concerne la réduction de la visibilité des artefacts d'accrochage de ligne dans une image de télévision balayée progressivement produite à partir d'un signal interlacé à la fréquence de trame. L'attention a été récemment portée vers des systèmes de télévision de haute définition (HDTV) dans lesquels l'image visualisée a une grande résolution horizontale et/ou verticale pour améliorer l'apparence des images du type par projection sur écran large Comme 10 de tels systèmes peuvent être de façon non souhaitable non compatibles avec des standards de télévision couleur courants, une considération a été donnée pour améliorer l'apparence de l'image de télévision de définition standard conventionnelle, telle que NTSC ou le PAL, pour produire 15 un système amélioré NTSC (ou PAL), exigeant aucun changement de base aux standards de diffusion courants Parmi les propositions pour améliorer le NTSC (ou le PAL) est un changement dans le récepteur à partir de l'image interlacée à l'image balayée progressivement Dans le cas du 20 NTSC ceci implique de partir d'un signal de télévision d'entrée représentant 262,5 lignes de balayage de trame, apparaissant dans un intervalle de trame de 1/60 ème de seconde, suivies d'une seconde quantité de 262,5 lignes de balayage de trame interlacées avec la première quantité, 25 la seconde quantité ayant également une période d'écoulement de 1/60 ème de seconde pour former une image monochrome de 525 lignes en 1/30 ème de seconde Le terme "monochrome" se réfère au fait que l'image de 1/30 ème de seconde ne comprend pas un cycle de répétition complet de 30 la phase de la sousporteuse couleur par rapport à l'impulsion de synchronisation horizontale; un intervalle avec une répétition de phase de sous-porteuse complète désigne une image 'bouleur" et exige deux intervalles d'image monochromes ( 1/15 ème de seconde) pour 60 Hz, 525 lignes 35 pour le NTSC et quatre intervalles d'image monochromes ( 1/6,25 seconde) pour 50 Hz, 625 lignes pour le PAL. Pour former une image balayée progressivement à 25512 a 1 / partir d'un signal représentant une trame de ligne à balayage interlacé, des lignes de balayage de trame additionnelles doivent être prévues durant chaque trame. Les signaux représentant chaque trame peuvent 8 tre retardés pour un intervalle de trame et visualisés dans une séquence correcte avec les lignes du signal vidéo de la trame prochaine suivante En effet, la ligne de la trame précédente est réellement insérée entre les lignes de la trame courante ou actuelle Ce schéma a l'avantage de 10 réduire le scintillement, les artefacts se rapportant au mouvement, et les artefacts d'accrochage de ligne, mais a l'inconvénient d'exiger un stockage de trame pour stocker chacune des lignes d'une trame pour un intervalle de trame De tels stockages de trame sont chers et consom15 ment de l'énergie. Une manière d'augmenter le nombre de lignes dans une trame de télévision est de simplement recopier chaque ligne horizontale comme décrit dans la demande de brevet US N de série 359 612 au nom de R A Dischert, laquelle 20 méthode exige un stockage de lignes et une électronique simple. On connait également d'utiliser des stockages de lignes pour retarder chaque ligne du signal d'entrée pendant une durée suffisante pour accomplir une interpolation 25 pour produire des signaux représentant les lignes de la trame interpolées entre les lignes de la trame ou image de la trame courante Ceci est tout simplement accompli en moyennant-les signaux de deux lignes adjacentes d'une trame pour former par interpolation linéaire un signal 30 représentant une estimation du signal représentant la ligne interlacée d'une trame temporairement adjacente. Ces signaux estimés sont simplement insérés entre des lignes non altérées de la trame courante On connaît également l'utilisation d'une interpolation quadratique utilisant plus qu'un stockage d'une ligne comme décrit dans la demande de brevet US N de série 300 227 déposée le 8 Septembre 1981 au nom de K H Powers Lorsqu'un schéma d'interpolation est utilisé pour estimer des lignes alternées à visualiser de manière qu'une image balayée progressivement à fréquence double puisse être obtenue à partir d'une source de signaux vidéo interlacés le terme balayage "pseudoprogressif" peut être utilisé Le balayage pseudo-progressif élimine les artefacts d'accrochage de ligne et réduit les artefacts en rapport au mouvement et le scintillement Il peut résulter également en la perte du détail spatial vertical. La figure la illustre une vue en perspective d'une trame interlacée du système NTSC ayant 525 lignes de balayage, dont seulement quelques-unes sont représentées dans un but de clarté Le balayage de la trame commence au point 1 au bord gauche supérieur de la trame avec la 15 ligne 1 qui balaye jusqu'à un point 11 pendant un intervalle de ligne et retourne au point 2 pour commencer un second balayage qui se termine au point 12 Le balayage continue avec une succession de 262 lignes de balayage de la première trame Comme illustré, la 262 ème ligne de 20 balayage se termine au point 14 à droite de la trame. La première trame se termine avec le balayage de la première moitié de la ligne 263 Le balayage de la seconde trame commence avec le balayage de la dernière moitié de la ligne 263 qui se termine au point 15 Le balayage retourne à gauche et balaye les lignes 264 à 525 qui sont interlacées ou balayées entre les lignes de la première trame La ligne de balayage 525 se termine au point 16. Le balayage commence alors de nouveau avec la ligne 1 d'une manière récurrente. La figure lb illustre le balayage récurrent de la figure la étendue pour inclure la dimension dans le temps Comme illustré en figure lb, la première trame, TRAME 1, est balayée par 262,5 lignes pendant l'intervalle de temps TO Pendant l'intervalle de temps T 1 qui est de 35 1/60 ème de seconde (pour le NTSC) plus tard que TO, la dernière moitié de la ligne 263 est balayée et se termine au point 15 L seconde trame interlacée, TRAME 2, est complétée en balayant les lignes 264 à 525 et se termine au point 16 Le balayage continue pendant l'intervalle de temps T 2 qui est de 1/30 ème de seconde plus tard que le temps TO, avec un balayage de la TRAME 3 correspondant à 5 celle de la TRAME 1 Cette séquence se reproduit continuellement de sorte que le motif de trame illustré en figure lb continue indéfiniment vers la droite. La figure 2 est une représentation dans l'espacetemps des lignes de la trame de la figure 1 La figure 2 10 peut être interprétée comme une vue le long de l'axe x de la représentation de la figure lb En figure 2, les lignes de balayage sont montrées terminées et sont représentées par des points Les lignes de balayage des trames impaires sont illustrées en points pleins ou noirs 15 et les lignes de balayage des trames paires par des points blancs ou ouverts comme en figure 1 La période entre des trames successives est montrée comme étant de 1/60 ème de seconde mais pourrait être également de 1/50 ème de seconde ou tout autre intervalle L'espace vertical (direction Y) 20 entre une ligne de balayage et la ligne de balayage adjacente de la trame suivante comme illustrée est S et la distance verticale entre l'emplacement d'une ligne de balayage d'une trame et des lignes de balayage adjacentes de la même trame est 2 S La ligne de balayage adjacente 25 de la trame suivante est à mi-chemin entre les lignes de balayage de la trame courante ou actuelle. La figure Sa représente une transformation de Fourier désignée généralement par 300 de la représentation espace-temps dans la direction verticale de la figure 2. 30 L'abscisse est mesurée en termes de période inverse ou fréquence temporelle (ft) et l'ordonnée en termes de distance inverse ou fréquence spatiale (fy) La fréquence spatiale est mesurée en cycles par hauteur d'image (cph) qui pour une dimension particulière d'écran vue à une 35 dstance particulière transforme en cycles par degré d'angle sous-tendu (cycles par degré) comme décrit dans l'article "Modeling the Human Visual System" de Adelson publié dans le volume 27, N 6 de RCA Engineer, de Novembre/Décembre 1982 Le signal souhaité dans la direction verticale à n'importe quel temps donné (c'est-à-dire avec le temps une constante) est échantillonné par les lignes de balayage de trame avec l'espace 2 S comme illustré en figure 2 En conséquence, en accord avec le critère de Nyquist la composante de signal à ft = O Hz en figure 3 a ne peut s'étendre dans la direction verticale que jusqu'à fy = + 1/2 S Ces portions de signal aux fréquences spatiales centrées autour des multiples de + 1/2 S sont des informations spectrales de répétition résultant de l'échantillonnage à 2 S Ces termes représentent des artefacts non souhaitables et visibles dans l'image Par exemple, à O Hz (c'est-à-dire pour une image constante) la structure de 15 ligne de trame est représentée comme un artefact à + 1/S. Un autre artefact peut être compris en imaginant une trame d'image du blanc non balayée qui s'allume et s'éteint chaque 1/60 ème de seconde Cet artefact est représenté par des points sur la transformation de la figure 3 a à ft = + 60 Hz le long de l'axe de fréquence fy = O Cet artefact est connu comme scintillement à zone ou surface large. Il existe un autre artefact discret qui a à la fois des composantes de fréquence spatiale et de fréquence 25 temporelle et il est situé au point ft = + 30 Hz, fy = -ô 1/2 S Cet artefact est connu comme accrochage de ligne et apparalt à cause de l'interlacement des lignes de -trames successives. Physiquement ceci peut être compris en considé30 rant ce qui se passe si un oeil 210, situé comme illustré en figure 2, balaye l'image dans une direction verticale. A certaines fréquences de balayage de l'oeil, les lignes de balayage de trame arrivant successivement seront perçues comme se déplaçant verticalement L'accrochage de 35 ligne résulte de la perception psychovisuelle des lignes comme se déplaçant dans l'espace en fonction du temps et résulte de l'oeil suivant un trajet espace-temps tel qu'il 2551287: est illustré par la ligne en chaîne 212. Le motif de la figure 3 a représente la transformation des composantes lorsqu'elles apparaîtraient pour une trame du blanc balayée de façon interlacée à 60 Hz, comme suggéré par la trame 340 de la figure 3 b Le spectre d'une trame ayant une transition du noir au blanc est illustré en 350 en figure 3 c La transition (illustrée en figure 3 d) provoque des bandes latérales ou des composantes spectrales pour s'étendre dans la direction fy, comme illustré par des lignes en pointillé 356 Ces composantes verticales représentent une ligne ou un scintillement latéral Si le bord ou côté ou la transition entre la région hachurée 352 et la région blanche 354 de la trame de la figure 3 d se déplace, le mouvement provoque un 15 étalement des lignes 356 pour remplir d'artefacts de déplacement général ces quadrilatères de spectre 350 dans lequel les composantes de scintillement latéral résident. Pour faciliter la compréhension, les composantes de la figure 3 c sont représentées en une vue en perspective en 20 figure 3 e, avec l'axe d'amplitude illustré aux angles droits aux axes fy et ft. Les figures 4 a à 4 h sont des illustrations aidant à comprendre la notation utilisée pour des filtres d'interpolation Aux figures 4 a à 4 h, l'abscisse représente la direction verticale mesurée en lignes de trame Un signal arbitraire 410 représentatif d'une image est montré ayant une valeur de 1 unité dans la gamme de 1 à 3 lignes de trame et une valeur de 2 unités dans la gamme de 6 à 8 lignes de trame et au délà, avec une transition douce entre celles-ci Le signal existe seulement aux points de ligne de trame, comme indiqué par les points Le signal peut être imaginé comme une trame qui est-noire (niveau du signal bas) en haut (lignes de trame 1-3) et blanche (niveau du signal haut) en bas (lignes de trame 6-8) avec 35 une transition dans la région des lignes de trame 3-6. Les figures 4 b-4 g représentent quelques-unes des positions successives assumées par la réponse d'un fltre d'interpolation 2551287. à trois bornes (par exemple une interpolation linéaire) qui balaye le signal dans le temps et de fait balaye en effet dans l'espace vertical La réponse du filtre comprend trois crêtes 412, 414 et 416 séparées les unes des autres d'une distance spatiale S, égale à la moitié d'une séparation de ligne de balayage La crête 414 a un multiplicateur ou une valeur de 1/2 ou de 0,5, alors que les crêtes 412 et 414 ont chacune une valeur de 1/4 ou 0,25 Les valeurs des multiplicateurs des diverses crêtes 10 dans la réponse spatiale-fréquence du filtre sont choisies ou normalisées pour former une somme de valeur égale à l'unité de sorte que l'intensité de l'image est la même avant ou après l'interpolation des lignes, autrement, doubler le nombre de lignes doublerait la luminosité. Comme le filtre reçoit le signal 410 représentatif d'une image, la réponse du filtre balaye effectivement dans l'espace A l'instant illustré en figure 4 b, la crête 414 de réponse du filtre ayant une valeur de 0,5 coîncide avec la ligne 1 de la trame alors que les crêtes 412 et 20 416 ne coïncident pas avec une ligne de trame La valeur du signal produit par le filtre à tout moment du balayage est établie en multipliant la valeur du signal intercepté à ce moment par chaque crête de filtre par le multiplicateur associé avec cette crête ou prise ou borne, et 25 ensuite en additionnant ces valeurs pondérées Pour la position du filtre représentée en figure 4 b la crête de réponse 414 intercepte un signal ayant une valeur de 1,0 et les crêtes de réponse 412, 416 interceptent le signal nul La valeur du signal de sortie du filtre dans la 30 position illustrée en figure 4 b est: ( 0,25 x o) + ( 0,5 x 1,0) + ( 0,25 x o) = 0, 5 La valeur ci-dessus produite par le filtre est enregistrée en 420 comme illustré en figure 4 h Le filtre continue à balayer, en assumant la position illustrée en 35 figure 4 c une moitié de trame de balayage plus tard. Dans cette position, la crête de réponse 414 du filtre n'intercepte pas de signal alors que les crêtes de 2551287 J. réponse 412 et 416 interceptent chacune un signal ayant une valeur de 1,0 aux lignes 1 et 2 de balayage de trame, respectivement La valeur de la sortie du filtre est calculée ( 0,25 x 1,0) + ( 0,5 x 0) + ( 0,25 x 1) = 0,5 qui est enregistrée en 422 en figure 4 h Le filtre continue de balayer, prenant successivement sur des positions verticales dont certaines sont illustrées aux figures 4 d-g. Un signal de sortie est produit deux fois pendant 10 chaque parcours d'une distance 2 S Un tel signal de sortie se produit lorsque la crête 414 de réponse centrale intercepte la valeur de signal à une ligne de balayage de trame et l'autre se produit lorsque la crête 414 est à mi- chemin entre les lignes de balayage de trame, auxquelles 15 réponses dans le temps les crêtes 412 et 416 interceptent les lignes de trame adjacentes Lorsque la crête 414 de réponse du filtre intercepte le signal, le signal de sortie est proportionnel au signal intercepté réel ou actuel Lorsque les crêtes 412 et 416 de réponse du filtre 20 interceptent les signaux, le signal de sortie du filtre est proportionnel à la moyenne des deux signaux interceptés. En figure 4, la valeur du produit de chaque crête de réponse illustrée avec l'image interceptée 410 est notée sous la crête de réponse Le signal de sortie du filtre 25 représente les lignes de trame réelles interceptées avec les lignes de trame interpolées en moyennant D'autres réponses de filtre peuvent être représentées de la même manière, par une succession de crêtes de réponse espacées, et la sortie du filtre est établie comme la somme de 30 divers produits instantanés de la valeur de crête de réponse multipliée par la valeur du signal intercepté. Un agencement de télévision produit une image balayée progressivement à partir de signaux représentant une image balayée par une trame ayant des lignes de trame paires séparées verticalement d'une distance 2 S interlacées avec les lignes des trames impaires Les lignes du signal pour une application à la visualisation sont produites par 2551287 ? un moyen de filtrage ayant une réponse dans la direction verticale de manière que plusieurs lignes soient produites simultanément pour chaque ligne du signal d'entrée. Un moyen de visualisation visualise la pluralité de lignes filtrées sur des lignes de trame d'image adjacentes. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins 10 schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 illustre une vue en perspective de balayagesde trame successifs de télévision aidant à 15 comprendre la figure 2; la figure 2 illustre un balayage de trame interlacé sous forme de diagramme espace-temps; la figure 3 a-3 d illustre des transformations de Fourier de la distribution de la figure 2 pour des 20 trames ayant divers contenus d'information; la figure 4 a-4 h illustre un paramètre vidéo, tel qu'une amplitude, comme fonction du temps ou de la position verticale sur la trane, avec une représentation d'un filtre d'interpolation à divers temps et le signal 25 interpolé résultant, pour comprendre la notation et la représentation de tels filtres; les figure 5 et 7-10 illustrent diverses réponses de filtre et leurs caractéristiques; les figures 6 a-6 p illustrent diverses fonctions 25 et filtres dans le domaine d'image et leurs transformations dans le domaine de fréquence spatiale; les figures 11 a et 11 b illustrent une courbe espace-fréquence aidant la compréhension du masquage de bande adjacente; la figure 12 est un schéma-bloc d'un récepteur de télévsion ayant une image balayée progressivement selon un aspect de l'invention: 2551287 X les figures 13 a et 13 b représentent un schéma-bloc et mune courbe de fréquence d'un interpolateur et d'un compresseur dans le temps qui peuvent être utilisés dans l'agencement de la figure 12; la figure 14 est un schéma-bloc d'un récepteur de télévision qui comprend un filtre d'interpolation de commutation selon un autre aspect de l'invention; les figures 15 a et 15 b illustrent des signaux de balayage formés par le dispositif de visualisation de 10 l'agencement de la figure 14; les figures 16 et 17 illustrent des filtres d'interpolation qui peuvent être substitués dans l'agencement de la figure 14; la figure 18 illustre une réponse espace15 fréquence d'un filtre idéal et d'un filtre selon l 'invention; la figure 19 illustre une partie d'une distribution sin x/x représentant une réponse de filtre; les figures 20 a et 20 b illustrent un signal 20 et le résultat de convolution du signal avec la répcnse de la figure 19; les figures 21 a et 21 b illustrent un signal de fonction en échelon et une forme souhaitable d'une réponse à un filtre; et les figures 22 a et 22 b illustrent une distribution sinus x/x tronquée dans la direction spatiale et sa relation à un filtre selon l'invention pour donner une réponse telle que celle de la figure 21. La figure 5 a illustre une courbe 510 amplitude/ 30 espace fréquence de la réponse du filtre à trois prises de la figure 2 répétée en figure 5 b La courbe 510 est une transformation de Fourier de la réponse amplitude/ distance verticale illustrée en figure 5 b Ceci est facilement compris en considérant que la transformation de Fourier d'une paire d'impulsions séparées d'une distance 25 est un motif cosinusoidal et que l'addition aux deux impulsions d'une troisième impulsion centrée entre-elles 2551286 k 1 1 décale la transformation cosinusoldale de l'amplitude de la troisième impulsion comme détaillé à la page 33 du texte "The Fast Fourrier Transform" de E Oran Brigham (Prentice Hall, 1974) Ainsi, la courbe 510 est un cosinus d'amplitude de moitié décalée en amplitude de 0, 5 L'amplitude de la courbe de réponse 510 est nulle à une fréquence spatiale (fy) égale à 1/25. La figure 5 c illustre la courbe 510 de fréquence spatiale verticale du filtre adjacente à la courbe 300 de 10 la transformation de Fourier de la figure 3 Les crêtes (d'amplitude égale à 1,0) de la réponse 510 comme illustré apparaissent à fy = 0, 1/S et -1/S bien que les crêtes (non représentées) dans la réponse apparaissent à + 1/S, + 2/S, + 3/S alors que les zéros (d'amplitude égale à zéro) apparaissent aux fréquences spatiales verticales à mi-chemin entre celles-ci, en particulier aux fréquences auxquelles les artefacts d'accrochage de ligne sont centrés, principalement à + 1/2 S Les crêtes de la réponse 510 à fy = O produisent une réponse de crête pour les 20 fréquences spatiales basses à toutes les fréquences temporelles,ont une réponse d'amplitude-moitié à fy = 1/45, et une réponse nulle aux fréquences spatiales 1/25 auxquelles les composantes d'accrochage de lignes sont centrées Ainsi, un signal souhaitable se produisant aux fréquences spatiales proches de 1/4 S est atténué d'environ 6 d B, et de fait le détail vertical est réduit de façon non souhaitable par ce filtre. La courbe de fréquence spatiale 510 de la figure 5 a est illustrée seulement sur la région de fy = O 30 à fy = 1/S On notera que la courbe de fréquence spatiale s'étend réellement à + c et la réponse se répète périodiquement, une période étant représentée En conséquence, les crêtes de réponse se produisent réellement à + 2 N/2 S, o N = 0,1, 2 et les zéros se produisent entre les crêtes En discutant les réponses de filtre dans le domaine espace-fréquence, il peut être pratique d'illustrer et de discuter seulement une ou quelques 2551287. périodes, ce qui permettra à un homme du métier de comprendre plus facilement l'application au spectre entier. La figure 6 a-p illustre le principe par lequel les composantes de fréquence d'accrochage de ligne tendent 5 à être supprimées par un filtre d'interpolation convenable. La figure 6 a illustre en 410 un signal général représentatif d'une image d'une caméra ayant une amplitude fonction de la distance verticale, et la figure 6 b illustre la transformation de Fourier 612 du signal 410 en amplitude u J (fy)/fréquence spatiale Comme on peut s'y attendre, il y a quelques fréquences spatiales élevées dans la courbe de spectre 612 à cause des transitions douces démontrées dans le signal 410. La figure 6 c illustre la courbe amplitude/ 15 distance spatiale du signal 410 échantillonné par les balayages de trame d'une première trame de télévision. La courbe échantillonnée consiste d'un nombre d'impulsions récurrentes 614 aux intervalles 2 S, et ayant des amplitudes dérivées de l'amplitude du signal La figure 6 d représente 20 un spectre 616 de fréquence spatiale du signal de la figure 6 c La distribution spectrale 616 comprend des crêtes aux intervalles de fréquence spatiale 1/2 S résultant de l'échantillonnage aux intervalles d'espace 25 Une crête spectrale 618 correspond à la crête 612 du signal 25 et les spectres 620, 622 de répétition se produisent à + 1/2 S, + 1/S Il est à noter que le spectre 622 ne chevauche pas la distribution de spectre 618, alors que le spectre 620 chevauche à la fois les spectres 618 et 622. La figure 6 e illustre la réponse du filtre à trois prises 30 des figures 4 et 5, qui balaye dans la direction de la flèche pour intercepter des parties du signal 615 La figure 6 f illustre la transformation de Fourier de la réponse du filtre, correspondant au cosinus augmenté de la figure 5 La figure 6 g illustre le signal de sortie 630 35 du filtre qui résulte du balayage de la réponse 412-416 à travers le signal 615 comme décrit en conjonction avec la figure 4 La figure 6 h illustre la transformation 632 255 128 7 1 du signal 630 La transformation 632 comprend des crêtes de spectre à 0, + 1/S qui peuvent être vues comme s'élevant de l'échantillonnage du signal d'image 410 aux intervalles d'espace 2 S comme illustré par le signal 630 Alternativement, la transformation 632 peut être vue comme la multi5 plication de la distribution spectrale 616 par la fonction de transfert du filtre 510 Il est à noter que les crêtes dans l'amplitude de la distribution 510 correspondent aux crêtes des crêtes de spectre 618 et 622, ainsi les valeurs de crête restent les mêmes dans le spectre 632 Cependant, 10 les zéros dans la réponse du filtre 510 à + 1/2 S correspondent aux crêtes 620, aussi ces crêtes sont supprimées essentieilement à zéro Dans les régions autour de + 1/25 la fonction de filtre 510 est petite mais non nulle, aussi une faible composante de l'information concernant 15 les crêtes 620 continue d'exister dans le spectre 632. Le résidu non voulu des crêtes spectrales 620 occupe principalement les parties de fréquence spectrale élevée de la crête spectrale 618 c'est-àdire les parties les plus proches de fy = + 1/2 S que de fy = 0. La figure 6 i illustre le signal 634 résultant de l'échantillonnage du signal d'image 410 par une seconde trame interlacée avec la première Les points d'échantiltonnage 636 sont séparés d'une distance 2 S et ont des amplitudes se rapportant à la grandeur du signal d'image 25 410, comme dans le cas de la figure 6 g Cependant, les points d'échantillonnage de la figure 6 i sont décalés des points d'échantillonnage de la figure 6 c d'une distance verticale S La figure 6 j illustre la transformation de la distribution 634 A cause du décalage dans les points 30 d'échantillonnage, la transformation de Fourier 638 a les crêtes spectrales 620 inversées en amplitude par rapport aux crêtes 618 et 622 centrées autour des fréquences de 0, et de + 1/2 S Les figures 6 a et-61 sont des répétitions des figures 6 e et f pour la commodité du lecteur La figure 6 m représente la sortie 640 du filtre d'interpolation avec la réponse 412- 416 agissant sur le signal 634, et le 2551282 j spectre 642 de la figure 6 N représente la transformation de Fourier du signal 640 Le spectre 642 peut être considéré comme étant le produit multiplicatif de la distribution 638 de la figure 6 j et de la réponse 510 de 5 la figure 61 Comme précédemment, les crêtes 618 et 622 aux fréquences O et + 1/S, etc, restent sensiblement non affectées mais les crêtes 620 aux fréquences + 1/25, + 3/S (non montrée) sont atténuées Le signal 646 et la distribution 650 des figures 6 o et 6 p, respectivement, 10 représentent les sommes des signaux 630 et 640 et des distributions 632 et 642, respectivement Comme vu, l'amplitude du signal 646 est augmentée L'amplitude des crêtes 618 et 622 de la distribution spectrale sont également augmentées (le facteur d'échelle dans la direction L&(fy) a été changée de an à 2 co pour conserver la dimension dans l'espace disponible) mais supprime les résidus positifs et négatifs de la crête atténuée 620 Cette suppression résulte également en l'élimination des artefacts d'accrochage de ligne puisque 20 la réponse du filtre va vers zéro le long de fy = + 1/25. La suppression de l'artefact d'accrochage de ligne élimine sa visibilité dars des zones illuminées uniformément large de l'image Le scintillement de ligne, cependant, n'est pas complètement retiré, et les artefacts 25 demouvement le plus général ne sont pas complètement retirés En estimant que les artefacts de scintillement de ligne sont retirés, le détail vertical est également retiré de l'image. Comme mentionné, la réponse de filtre à trois 30 prises 512 des figures 4 et 5 représente l'interpolation par la moyenne des lignes adjacentes La figure 7 a illustre la réponse spatiale 710 d'un filtre à deux prises ou bornes à poids de borne de 1/2, 1/2 séparées de 1/2 S Un tel filtre équivaut à répéter simplement chaque ligne de balayage de trame La figure 7 b illustre la transformation de Fourier 712 de la réponse 710 La réponse est un simple cosinus sans décalage d'amplitude A cause de l'absence de décalage, la cosinusolde 712 a une inversion de phase du positif au négatif à fy = 1/2 S La réponse va vers zéro à 1/2 S et de ce fait l'accrochage de ligne est éliminé comme dans le cas du filtre à trois bornes de la figure 5, et le filtre a bien une bonne réponse basse fréquence La perte du signal haute fréquence dans la région entre fy = 1/4 S et 1/2 S est quelque peu moindre que celle du filtre à trois bornes mais l'atténuation des artefacts de mouvement est également moindre-(sa réponse près de fy = 1/2 S est plus grande) Ainsi, le filtre de répétition de ligne à deux bornes résulte en une image à acuité légèrement meilleure mais à légèrement plus d'artefacts de mouvement lorsque comparé au filtre moyenneur à trois bornes Il est à noter que la réponse 15 d'amplitude 712 a une partie positive de fy = O à 1/25, et une partie négative entre 1/2 S et 1/S La partie négative de la réponse n'est passouhaitable car elle représente effectivement un déplacement de direction verticale de la partie des signaux de répétition affectés. 20 Ainsi, pour une image produite en utilisant la réponse de filtre de la figure 7, les positions des artefacts en relation aux échantillons de fréquence spatiale élevée seront déplacées. La figure 8 a illustre une autre réponse de filtre 810 ayant quatre bornes séparées d'une distance verticale S Les valeurs des bornes sont définies en fonction d'un paramètre p et ont des valeurs p, 1/2-p, 1/2-p, p Le paramètre p peut être choisi pour être zéro, dans lequel cas la transformation de Fourier de la 30 réponse est la courbe 812 amplitude/fréquence spatiale de la figure 8 b, qui correspond à la réponse 712 du filtre à deux bornes illustré aux figures 7 a et 7 b Une valeur de p de -1/8 produit la courbe 814 et de p = -1/4 produit la courbe 816 On peut voir que des valeurs de p 35 plus négatives que zéro résultent en un degré d'écrêtage ou d'accentuation de la réponse aux fréquences spatiales au-dessus de zéro et en dessous de 1/2 S, c'est-à- dire 2551287: dans la partie d'image du spectre de fréquence spatiale. Ceci améliore la résolution verticale apparente de l'image. Les artefacts d'accrochage de ligne à fy = 1/25 sont atténués puisque les réponse 812-816 sont toutes nulles à cette fréquence spatiale Ce filtre a de façon non souhaitable une réponse de phase négative dans la région entre 1/2 S et 1/S, représentant des artefacts qui comme mentionné amènent une distorsion de déplacement dans cette gamme de fréquences spatiales. Une réponse de filtre à cinq bornes 910 est illustrée en figure 9 a, et dont les bornes sont séparées de S et ont des poids ou des valeurs p, 1/4, 1/2 2 p, 1/4, p Les courbes 912, 914 et 916 de la figure 9 b illustrent la transformation de Fourier de la réponse 15 du filtre pour p = O, -1/8, -1/4, respectivement La courbe 912 pour p = O correspond à la courbe 510 du filtre à trois bornes illustré aux figures 5 a et 5 b. Toutes les courbes vont vers zéro à 1/2 S et de ce fait retirent l'artefact d'accrochage de ligne Pour des valeurs de p plus négatives que zéro, la courbe est accentuée dans la région entre fy = O et fy = 1/25 de manière que la réponse du signal à ces fréquences spatiales soit plus grande que la réponse à fy = O Il n'y a aucune inversion de phase dans la région entre 1/2 S et 1/S. 25 Ce filtre a une performance supérieure à celle du filtre à deux bornes de la figure 7 car l'atténuation près de fy = + 1/2 S est plus élevée comme il peut être compris en notant que la pente de la réponse est nulle près de 1/2 S Le signal est écrêté entre zéro et 1/2 S et il n'y a 30 aucune inversion de phase de 1/2 S à 1/S. Un filtre d'interpolation quadratique à sept bornes correspondant généralement à celui de Powers (référé ci-dessus) a sa réponse illustrée en figure 10 a. Les sept bornes ont des poids p, 0, 1/4 p, 1/2, 1/4 p, O, p, et sont séparées de S La transformation de la réponse du filtre est illustrée en figure 10 b pour p = O, -1/16 et -1/4 Pour p = O, le filtre dégénère 2551287 '. au filtre moyenneur à trois bornes illustré aux figures a et 5 b Pour des valeurs de p inférieures à zéro, cependant, ce filtre a une crête de signal de phase positive dans la région de fy = O à environ fy = + 1/45 et une crête de phase négative dans la région de fy = + 1/4 S à + 1/2 S Ainsi, dans le but de préserver l'acuité d'image tout en atténuant les artefacts de mouvement, ce filtre peut ne pas être optimum. On a mentionné que le processus de séparation 10 par filtrage des fréquences spatiales proches de + 1/25 résulte inévitablement en l'atténuation de composantes de signal souhaitées à cause des caractéristiques des filtres de fréquence spatiale Alors que non souhaitable, ceci ne résulte pas en autant de dégradation de l'image qu'il peut être attendu Ceci à cause du phénomène psychovisuel défini "masquage de fréquence spatiale de bande adjacente". Ce phénomène résulte au masquage de l'information de fréquence spatiale par une autre information de fréquence spatiale occupant la même région de l'image quand les 20 fréquences spatiales des deux informations sont dans une octave spatiale ( 2 '1 en fréquence spatiale) l'une de l'autre La figure 11 a illustre ce principe Le spectre de fréquence spatiale du signal souhaité est illustré par une enveloppe 1110 s'étendant de fy = O à à peu 25 près fy = 1/2 S Le spectre de répétition ou de bruit centré sur 1/S s'élevant du balayage ou de l'échantillon de trame à un espace de S est la région hachurée sous l'enveloppe 1112 Ces composantes de signal s'étendant près de 1/4 S sont masquées par des composantes de bruit 30 près de 1/2 S et ces composantes de signal s'étendant de 1/4 S à 1/2 S sont également masquées par les composantes de bruit près de 1/2 S, avec le masquage plus grand pour les composantes de signaux près de 1/2 S car elles sont masquées par des composantes de bruit aussi loin que 1/S. 35 Similairement, les composantes de bruit de 1/S à 3/45 sont masquées par les composantes du signal La région des fréquences spatiales verticales visualisées de 1/45 à 3/4 S est de ce fait réduite en visibilité L'image de la figure 11 b qui ne contient aucun signal dans la gamme fy = 1/3 S à 2/3 S de fait non seulement n'appraît pas pour être plus mauvaise que l'image de la figure 11 a 5 mais l'image d'un spectre limité comme en figure 11 b peut réellement apparattre meilleure qu'une image de la figure 11 a, car il y a des fréquences de signal dans la gamme de 1/4 S à 1/3 S qui ne sont pas masquées Ce résultat est important en indiquant qu'il y aura peu de 10 différence en apparence entre des images d'une scène balayée progressivement lorsque les filtres d'interpolation atténuent le signal dans la région au delà de 1/35. Cependant les filtres de la figure 10 atténuent le spectre de fréquence spatiale sur une gamme plus grande 15 qu'exigée par le phénomène "masquage de bande adjacente" en ce sens qu'une atténuation de 6 d B se produit à environ 1/45. La figure 12 illustre un récepteur pour des signaux de télévision interlacés qui produit une image 20 balayée progressivement en utilisant un filtre d'interpolation ayant une réponse telle que celle illustrée en figure 9 En figure 12, les signaux NTSC de diffusion standard modulés sur une porteuse sont reçus par une antenne 1210 et sont appliqués à un amplificateur d'accord et de fréquence intermédiaire IF illustré ensemble en un bloc 1212 dans lequel ils sont convertis vers le bas à une fréquence intermédiaire (IF) Les signaux IF sont appliqués à un circuit de contrôle automatique du gain AGC illustré au bloc 1214 pour contr 830 ler le gain du circuit d'accord et de l'amplificateur IF. Les signaux IF sont également appliqués à un détecteur 1216 qui démodule le signal sur une bande base comme un signal de télévision couleur c> mposite La composante de porteuse intermédiaire du son de 4,5 M Hz 35 du signal est appliquée à un canal audio comprenant un amplificateur de porteuse intermédiaire du son 1218, un démodulateur FM 1220, un amplificateur audio 1222, et 255128 ? un haut-parleur illustré en 1224. Le signal composite de bande de base du détecteur 1216 est également appliqué à un séparateur de synchronisation 1226 qui sépare les signaux de synchroni5 sation verticale V et horizontale H de celui-ci et qui produit également une signalisation de l'impulsion de synchronisation de sous-porteuse couleur BF qui est appliquée à une porte 1228 de l'impulsion de synchronisation de sous-porteuse de chrominance Le signaux de 10 balayage horizontal H sont appliqués à un circuit de contrôle automatique de phase et de fréquence de la fréquence horizontale (AFPC) illustré au bloc 1230 qui produit des signaux de synchronisation horizontale stabilisés H pour une application à un circuit décompteur 15 vertical 1232, connu en soi, et également pour une application au circuit 1234 de fréquence horizontale double AFPC ( 2 H) qui produit des signaux de temporisation pour la production de fréquence double de l'image balayée progressivement Les signaux du circuit décompteur 1232 20 sont appliqués à un circuit de déviation verticale 1236 qui attaque un enroulement de déviation verticale 1238 associé à un tube-image 1240 Les signaux horizontaux de fréquence double pour le circuit 1234 sont appliqués à un circuit de déviation horizontale 1242 qui produit 25 un signal d'attaque de déviation horizontale à un enroulement de déviation horizontale 1244 également associé au tube 1240. Le signal vidéo composite pour le détecteur 1216 est appliqué à un séparateur 1246 luminance/chrominance 30 Y/C qui sépare la luminance Y de la composante de chrominance C La composante de chrominance est appliquée à la porte 1228 qui relie la partie de synchronisation de la sousporteuse de chrominance du signal d'impulsion de synchronisation de sousporteuse de chrominance à un 35 régénérateur 1248 de la sous-porteuse reproduisant la sous-porteuse La sous-porteuse reproduite est appliquée à un démodulateur de chrominance 1250 pour une 2551287 J démodulation synchrone des signaux de chrominance I et Q à la bande de base. Les signaux de luminance Y du séparateur 1246 sont appliqués à un compresseur filtre d'interpolation 1252 ayant une réponse équivalente à 910 de la figure 9 a et qui comprend une série de quatre lignes à retard 12541260 dont chacune a un retard H-d'approximativement 63,5 microsecondes, la durée d'une ligne horizontale standard du système NTSC Les bornes 1262-1268 associées 10 aux retards 1254-1260 couplent des échantillons du signal de luminance retardé à plusieurs atténuateurs individuels de 12 d B illustrés aux blocs 1269-1272. Douze d B correspond à un retard d'amplitude de 1:4, et de ce fait les échantillons de luminance à la 15 sortie des atténuateurs 1269-1272 sont chacun réduits à 1/4 de l'amplitude d'entrée Ce rapport correspond à la valeur p = 1/4 illustré en figure 9 Les sorties des atténuateurs 1270 et 1271 sont appliquées à un additionneur 1273 pour former un signal interpolé qui est appliqué 20 à une entrée d'un compresseur dans le temps 1274 Une seconde entrée au compresseur dans le temps 1274 est prise de la sortie d'un additionneur 1276 qui reçoit des signaux à ses bornes d'entrée d'inversion des atténuateurs 1269 et 1272 et à sa borne d'entrée de non inversion de 25 la sortie de la ligne à retard 1256 Le signal couplé de la ligne à retard 1256 à la borne d'entrée de non inversion de l'additionneur 1276 n'est pas atténué car, pour une valeur de p = -1 4, la valeur de la crête centrale de la réponse 910 est donnée par ( 1/2-2 P) qui a 30 une valeur unitaire (aucune atténuation) Le compresseur dans le temps 1274 comprend plusieurs lignes à retard acceptant des entrées parallèles simultanées et produisant des sorties séquentielles de fréquence double compressées dans le temps Un tel compresseur est décrit en détail 35 dans le brevet américain N 4 376 957 délivré le Mars 1983 au nom de R A Dischert, et al. 2551287 j, Les signaux I et Q du démodulateur 1250 sont appliqués aux compresseurs dans le temps- interpolateurs 1278 et 1280, respectivement, qui sont similaires aux compresseurinterpolateur 1252 Les signaux Y, I et Q interpolés et compressés dans le temps de 1252, 1278 et 1280 sont appliqués à une matrice 1282 qui produit des signaux du rouge, du vert et du bleu qui sont appliqués à un circuit d'attaque vidéo 1284 pour une application au tube-image 1240. lia figure 13 est un mode de réalisation de l'inven10 tion pour utilisation comme compresseur dans le temps interpolateur à la place de 1252 de la figure 12 e L'agencement de la figure 13 a a une réponse illustrée en 1301 de la figure 13 b et est équivalent au filtre de la figure 8 pour une valeur de p = -1/8 En figure 13, le signal vidéo non compressé est appliqué à une cascade ou série de lignes à retard de H 1310-1314, dont chacune a un retard d'approximativement 62,5 mccrosecondes Les atténuateurs 1316 et 1318 ayant des atténuations de 18, 06 d B (correspondant à une valeur de p = 1/8 sont reliés à l'entrée d'une ligne à retard 1310 et à 20 la sortie d'une ligne à retard 1314 o les atténuateurs 1320 et 1322 ayant des atténuations de 4,08 d B t (correspondant à une valeur de p = ( 1/2-p) = 5/8)3 sont reliés auxjonctions des lignes à retard 1310, 1312, et 1312, 1314 o Les sorties des atténuateurs 1316 et 1322 sont reliées respectivement aux entrées d'inversion et de non inversion d'un additionneur 1324 et, de façon similaire, les sorties des atténuateurs 1318 et 1320 sont reliées respectivement aux entrées d'inversion et de non inversion d'un additionneur 1326 Les signaux apparaissant simultanément aux sorties de 1324 et 1326 sont appliqués 30 à l'entrée d'un compreseeur dans le temps 1374 qui accepte les signaux d'entrée simultanés et produit un signal de sortie compressé dans le temps sequentiel qui peut 8 tre appliqué à une matrice 1280 pour un matriçage avec d'autres signaux vidéo pour produire l'attaque d'une image. La figure 14 illustre un autre mode de réalisation de l'invention qui utilise une oscillation par point vertical pour produire une image ayant des artefacts d'accrochage de 2551287 Ji ligne réduits par production d'une image effective balayée progressivement utilisant l'interpolation En figure 14, un circuit d'accord, un circuit AGC et IF illustrés ensemble au bloc 1412 est relié à une antenne 1420 pour recevoir les signaux NTSC modulés sur une porteuse Un détecteur 1416 relié à la sortie du bloc de circuit d'accord démodule le signal pour produire le signal vidéo composite qui est appliqué à un séparateur de synchronisation 1426 et à un séparateur Y/C 1446 Le séparateur 1426 produit un signal de 10 signalisation de l'impulsion de synchronisation de la sousporteuse de chrominance BF qui est appliqué au circuit de traitement de chrominance 1450 avec le signal de chrominance C du séparateur 1426 Le circuit de traitement de chrominance produit des signaux I et Q Le séparateur 1426 produit des 15 signaux de synchronisation horizontale H qui sont appliqués à un circuit hotizontal AFPC 1430 qui produit des signaux à 15 734,266 Hz pour application à un circuit décompteur vertical 1432 et à un circuit de déviation horizontale 1442. Le circuit 1442 attaque un enroulement de déviation horizon20 tale 1444 associé au tube cathodique 1440 Les signaux d'attaque verticale du circuit décompteur 1432 sont appliqués à un circuit de déviation verticale 1436 qui applique un signal d'attaque de 60 Hz à un enroulement de déviation verticale 1438. Les signaux de chrominance C du séparateur 1446 sont appliqués à un filtre 1452 ayant une réponse équivalente la réponse 1810 illustrée en figure 18, et qui comprend une sûrie de deux lignes à retard H 1454-1456 Un atténuateur 1460 reçoit un signal centrée de la borne de sortie de retard 1454 30 et produit un signal de sortie atténué d'un facteur de ( 1/2 p) Un atténuateur 1462 réduit le signal de l'entrée du retard 1454 d'un facteur de p et un atténuateur 1464 réduit le signal de la sortie d'un retard 1456 d'un facteur p. Les signaux de sortie des atténuateurs 1462 et 1464 sont appliqués aux bornes d'entrée des additionneurs 1466 et 1468, respectivement, avec le signal de sortie de l'atténuateur 1460. Un commutateur 1470 sélecte alternativement les signaux de 2551287: sortie des additionneurs 1466 et 1468 sous le contrôle d'un limiteur et d'un circuit d'attaque de commutation 148, comme suggéré à la ligne en pointillé 1472 La sortie du commutateur 140 est le signal de luminance Y qui est appliqué à la matrice 1480 avec les signaux I et Q des filtres de I et de Q 1476 et 1478. Le commutateur 1470 est attaqué ou commandé par le circuit 1482 à une fréquence qui est un multiple pair de la moitié de la fréquence de déviation horizontale Dans un mode de réalisation de la figure 14 ce circuit fonctionne à 1024 fois de la moitié de la fréquence de ligne, ce qui est une fréquence légèrement plus grande que 8 M Hz Une boucle verrouillée en phase (PLL) comprenant le limiteur et le circuit d'attaque de commutation 1482, un compteur binaire 15 qui agit comme diviseur de fréquence 1484, un filtre détecteur de phase 1486 et un oscillateur 1488, maintient la fréquence de commutation souhaitée La sortie du limiteur et du circuit 1482 est également reliée à un circuit de déviation verticale auxiliaire 1490 qui à son tour est relié 20 à un enroulement de déviation verticale auxiliaire 1492. Lorsque la sortie du circuit d'attaque de commutation et du limiteur 1482 est à un état, le commutateur 1470 est dans une position, et le circuit de déciation verticale auxiliaire 149 active l'enroulement de déviation verticale 25 auxiliaire 1492 pour amener le faisceau à tre dévié d'une distance 1/2 S Lorsque la sortie du circuit d'attaque de commutation du limiteur 1482 est à l'autre état, le commutateur 1470 est dans l'autre position et le faisceau est dévié vers le bas d'une distance de 1/2 S. La fréquence de commutation à un multiplr pair de la moitié de la fréquence de ligne contrôle le commutateur de manière que des cycles de commutation complets se produisent pendant chaque intervalle de ligne, de sorte qu'il n'y a aucune progression de phase d'une ligne à l'autre Ceci 35 est souhaitable afin de produire les motifs de déviation illustrés en figure 15 b La figure 15 b illustre un motif de balayage créé par la déviation verticale auxiliaire à un multiple pair de la moitié de la fréquence de ligne En figure 15 b, les traits forts indiquent un balayage par les trames impaires et les traits en pointillés représentent un balayage par des trames paires On voit que la déviation de direction positive de chaque cycle corncide avec celle des lignes adjacentes, de manière que le balayage soit effectivement de deux lignes séparées d'une distance verticale S pour chaque balayage horizontal Ainsi, le nombre de lignes est doublé pour chaque trame Pendant les excursions positives de 10 chaque balayage, dont une est illustrée en 1510 de la figure 15 b,le cmmmutateur 1470 de la figure 14 est dans sa position la plus à gauche de sorte que le signal de sortie visualisé dans l'intervalle to-t 1 est dérivé de l'entrée et de la sortie du retard 1454 de la figure 14 Pendant l'inter15 valle suivant, du temps tl-t 2, le signal carré de 8 M Hz provoque une excursion verticale allant négative de la déviation auxiliaire et l'étage d'attaque à commutateur 1482 commande simultanément le commutateur 1470 à sa position la plus à droite (non montrée) dans laquelle condition le signal 20 de sortie de luminance du filtre 1452 est la somme d'un signal dérivé de l'entrée et de la sortie du retard 1456 Ainsi, la séquence d'image souhaitée est produite Le motif dela figure 15 a illustre une déviation conventionnelle sans oscillation ou tremblement par point pour une comparaison 25 avec la figure 15 b. La figure 16 illustre un schéma-bloc d'un filtre 1610 ayant une réponse correspondant à 510 de la figure 8 (amplitude de prise 1/4, 1/2, 1/4), qui peut être substitué au filtre 1452 (ou 1476, 1478) de la figure 14 Le signal appliqué au filtre 1610 est appliqué à une ligne à retard de 1 H 1612 et au moyen d'un atténuateur de 12 d B 1614 à une première borne d'entrée d'un additionneur 1618 et à une borne d'un commutateur 1620 Le commutateur 1620 est commandé à une fréquence nominale de 8 M Hz par la ligne de commande de 35 commutation 1472 comme décrit en conjonction avec la figure 14 La sortie de la ligne à retard 1612 est appliquée au moyen d'un atténuateur 12 d B 1616 à une seconde borne 2551287. d'entrée de l'additionneur 1618 Le signal de sortie de l'additionneur 1618 est appliqué à une seconde borne du commutateur 1620 Le signal de sortie de luminance commuté est appliqué à une matrice 1480 pour une visualisation comme décrit préalablement. La figure 17 illustre un filtre 1700 ayant une réponse correspondant à 910 de la figure 9, lequel filtre peut être substitué au filtre 1452 ( 1476, 1478) de la figure 14 En figure 17, le signal d'entrée est appliqué à 10 une série de lignes à retard de 1 H 1710, 1712 et au moyen d'un atténuateur 1714 ayant une valeur p à une borne d'entrée d'un additionneur 1726 Le signal retardé par la ligne à retard 1710 est appliqué au moyen d'un atténuateur 1716 de valeur ( 1/2-2 p) à une seconde borne d'entrée de 15 l'additionneur 1726 et au moyen d'un atténuateur 1718 de valeur 12 d B à une entrée de non inversion d'un additionneur 1724 Le signal à la sortie de la ligne à retard 1712 est appliqué au moyen d'un atténuateur 1720 de valeur -12 d B à une seconde borne d'entrée de l'additionneur 1724 et au moyen 20 d'un atténuateur 1722 ayant une valeur p à une borne d'entrée de l'additionneur 1726 Les bornes de sortie des additionneurs 1724 et 1726 sont appliquées aux bornes d'un commutateur 1728 qui choisit soit (a) la somme de deux signaux mutuellement retardés de 1 H à -12 d B, soit (b) la somme de (i) un signal relativement retardé de 1 H atténué à ( 1/2 2 p) et (ii) deux signaux, l'un relativement retardé et l'autre retardé de 2 H, atténué par un facteur de p La valeur p peut être négative dans laquelle éventualité les entrées d'inversion de l'additionneur 1726 peuvent 8 tre utilisées Le signal commuté du commutateur 1728 est appliqué à la matrice 1480 comme décrit préalablement. Comme mentionné en conjonction avec la figure 11, la qualité apparente d'une image échantillonnée peut être améliorée en éliminant cette image et les composantes du 35 signal de répétition qui sont affectées par masquage de bande adjacente, qui sont les composantes dans une octave spatiale de chacune autre La figure 18 illustre le spectre 2551281 J de fréquence spatiale 1810 d'un filtre qui a une réponse de moitié d'amplitude (-6 d B) à 1/3 S et à 2/3 S, qui sont dans un rapport de fréquence de 2:1 L'amplitude de la réponse de filtre à 1/2 S est nulle de sorte que l'accrochage de ligne est éliminé On peut penser qu'en additionnant des bornes et de ce fait additionnant des sections au filtre pour obtenir une réponse non carrée, telle que celle illustrée par la ligne en pointillé 1812,qu'une image améliorée peut être obtenue. La réponse d'un filtre ayant une fréquence de coupure infinie 10 suit une distribution sinus x/x, comme illustré par la courbe représentée généralement en 1910 de la figure 19 La courbe 1910 comprend un lobe principal 1912, un premier lobe latéral négatif 1914 et un premier lobe latéral positif 1916, des seconds lobes latéraux positif et négatif 1918, 1920, etc. 15 La courbe 1910 s'étend à gauche et à droite à S = + c Lorsque convolue par un signal, la réponse 1910 produit des pré et postoscillations Par exemple, lorsque la réponse 1910 est convolue par un signal en échelon tel que 2010 de la figure 20, le signal filtré illustré en 2020 a un temps 20 de montée très rapide mais comprend des crêtes de pré et post-oscillations comprenant 2022-2036 Ainsi, alors que résulte une réponse rapide, des crêtes larges d'oscillation créent une distorsion du signal d'image. L'oeil est très sensible à de telles oscillations. 25 Brièvement, si les oscillations ou transitoires sont amortis ou autrement limités à une seule pré-oscillation et une seule oscillation de dépassement, comme illustré par la réponse 2120 de la figure 21 b, l'image apparaîtra subjectivement meilleure que celle de la figure 20, même si la fréquence de 30 changement dans la transition en échelondans 2120 n'est pas aussi grande que dans 2020 Un tel motif d'oscillation résulte lorsque la distribution de sinus x/x qui décrit la réponse du filtre amplitude/distance verticale est tronquée en fonction de la fréquence spatiale. La distribution tronquée sinus x/x ( 2110 de la figure 22 a) peut être utilisée pour décrire l'enveloppe des multiplicateurs associés aux bornes ou prises d'un filtre, 2551287. alors que l'espace de borne est établi par la distance verticale S, comme illustré par les amplitudes et espaces de borne de la figure 22 b o S est équivalent à 30/4 Il est à noter que les poids de borneillustrés à la figure 22 b 5 ne s'ajoutent pas pour former exactement une unité Il peut 9 tre souhaitable d'ajuster le poids hors des valeurs réelles de sinus x/x afin de compenser les effets de tronc de cône à l'amplitude nulle à 1/2 Set avalerd'unité à 1/S = O On a trouvé qu'il y a peu de différence entre une réponse à cinq 10 bornes et sept bornes Afin d'avoir seulement une seule préoscillation et post-oscillation, il apparaît nécessaire d'avoir des poids de borne qui diminuent de façon monotone sur le lobe principal et suivent la courbe pour au moins une partie mais pas plus que le premier lobe latéral Si plus de 15 lobes latéraux sont inclus, la réponse tend à osciller de manière à provoquer des artefacts d'oscillation dans l'amplitude de l'image créant ainsi des régions noires et lumineuses autour d'une transition Ainsi, les filtres d'interpolation selon un aspect de l'invention produisent des améliorations 20 subjectives en choisissant les multiplicateurs de borne similaires à une distribution tronquée sinus x/x et en ayant la coupure du filtre choisie pour atténuer la région de bande adjacente de fy = 1/3 S à 2/3 S Alors que le degré exact d'atténuation à fy = 1/3 S et à fy = 2/3 S pour une meilleure 25 performance est une détermination subjective, 6 d B d'atténuation par rapport à une réponse plate semble être adéquat ou approprié. D'autres modes de réalisation de l'invention sont évidents à l'homme de l'art Par exemple, les circuits peuvent être numériques en utilisant par exemple des stockages numériques ou mémoires numériques plutôt que des lignes à retard comme décrit dans les modes de réalisation Les systèmes devisualisation peuvent être des moniteurs vidéo plut 8 t que des récepteurs comportant un amplificateur de 35 fréquence intermédiaire, un circuit d'accord, etc. Diverses réponses de filtre peuvent être utilisées dans le cadre de la présente invention. 255128 ?, Les canaux de chrominance peuvent utiliser des filtres d'interpolation qui sont différents de ceux utilisés dans le canal de luminance, par exemple p = O puisque la réponse en fréquence spatiale de l'oeil pour l'information 5 de chrominance est moindre que pour la luminance comme mis en évidence par la largeur de bande inférieure des signaux de télévision couleur I et Q par rapport à Y Une simplification du circuit exigée peut être accomplie de cette manière. 2551287. R E V E N D I CA TI O N S 1. Agencement de télévision pour produire une image balayée progressivement à partir de signaux de ligne représentant une image balayée par une trame ayant des lignes de trame paires séparées verticalement d'une distance 25 interlacéesavec des lignesde trames impaires ayant des positions séparées des lignes des trames paires d'une distance S, caractérisé par: un moyen de filtrage ( 1252) pour filtrer en fréquen10 ce spatiale lesdits signaux (Y) dansmune direction verticale par un filtre produisant un signal de sortie pour chaque distance incrémentale, produisant ainsi simultanément plusieurs lignes filtrées du signal pour chaque ligne du signal d'entrée; et un moyen de visualisation ( 1274, 1282, 1284, 1240) relié audit moyen de filtrage pour visualiser ladite pluralité de lignes filtrées du signal sur des lignes de trame d'image adjacentes. 2. Agencement selon la revendication 1, caractérisé 20 en ce que le moyen d filtrage précité comprend: un moyen ( 1254-1260) pour échantillonner les signaux de ligne précités par plusieurs bornes séparées en fréquence spatiale de S; un moyen multiplicateur ( 1269-1272) relié à chacune 25 desdites bornes pour multiplier le signal à ladite pluralité de bornes par un facteur prédéterminé, qui peut être zéro; et par un moyen d'addition ( 1273, 1276) relié aux sorties dudit moyen mlltiplicateur pour produire simultanément la 30 pluralité de lignes filtrées; ledit moyen de filtrage atténuant à zéro les composantes du signal à une fréquence spatiale verticale de + 1/2 S. 5. Agencement selon la revendication 2, :caractérisé en ce que le moyen de filtrage ( 1700) amplifie 35 à une amplitude plus grande que la composante du signal de fréquence spatiale nulle au moins quelques-unes des composantes du signal s'étendant entre la fréquence spatiale verticale de zéro et + 1/2 S tout en maintenant la même phase d'image dans la région des fréquences spatiales verticales entre zéro et + 1/S. 4. Agencement selon la revendication 2, caractérisé en ce quele moyen multiplicateur ( 1316, 1318, 1320, 1322) est relié à chacune des bornes précitées pour multiplier le signal intercepté par chacune desdites bornes 10 par une constante, lesquelles constantes sont choisies pour établir une distribution tronquée sinus x/x. 5. Agencement selon la revendication 4, caractérisé en ce que la distribution sinus x/x précitée est tronquée au delà des seconds zéros positifs et négatifs de 15 manière que les constantes précitées établissent le lobe principal et les premiers lobes latéralux positifs et négatifs de la distribution sinus x/x. 6. Agencement selon la revendication 4, caractérisé en ce que la pluralité de bornes précitée est 20 égale à cinq. 7. Agencement selon la revendication 4, caractérisé en ce que la pluralité de bornes précitée est égale à sept. 8. Agencement selon la revendication 4, caractérisé en ce que la pluralité de bornes précitée est égale à cinq ou sept, et la réponse du filtreprécité atténue les signaux aux fréquences spatiales verticales entre 1/35 et 2/3 S d'une quantité supérieure à 6 d B pour améliorer la qualité apparente de l'image par éliminationd masquage de 30 bande adjacente. 9. Agencement selon la revendication 4, caractérisé en ce que la grandeur du multiplicateur précité diminue de façon monotone hors de la borne centrale sur le lobe principal de la distribution sinus x/x. 10 Agencement selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen d'échantillonnage précité compred un moyen de retard à borne ( 1254, 1256, 1258, 1260) relié à la source du signal vidéo précité pour décaler temporairement le signal vidéo apparaissant aux bornes par rapport a signal vidéo apparaissant aux autres bornes de multiples entiers de la durée d'un balayage de ligne dudit 5 signal vidéo pour produire une première pluralité d'échantillons du signal vidéo retardé; le moyen multiplicateur précité ( 1269, 1270, 1271, 1272) étant relié auxdites bornes pour contrôler l'amplitude desdits signaux vidéo retardés de manière prédéterminée pour produire des échantillons du signal multiplexé égaux en nombre à ladite première pluralité; le moyen d'addition précité ( 1273 1276) comprenant une seconde pluralité de moyens d'addition, ladite seconde pluralité étant égale la somme de un plus le nombre de lignes à interpoler entre chaque paire de lignes de chaque trame 15 d'entrée, chacun des moyens d'addition de la pluralité de moyens d'addition étant relié à une quantité différente d'échantillons du signal multiplié pour produire simultanément lesdites lignes de signaux vidéo filtrés d'interpolation, les lignes desdits signaux vidéo filtrés d'interpolation étant,À produites à tout instant étant égales en nombre-à ladite seconde pluralité; et caractérisé par un moyen de conversion parallèle-série ( 1274) relié au moyen d'addition pour changer la forme des signaux vidéo filtrés d'interpolation dela forme simultanée à la forme séquentielle dans le temps selon 25 une séquence de temps prédéterminée pour former des signaux vidéo filtrés d'interpolation sous forme séquentielle dans le temps; et en ce que le moyen de visualisation ( 1282, 1284, 1240) est relié audit moyen de conversion parallèle-série pour visualiser lesdits signaux vidéo filtrés d'interpolation 30 séquentielle dans le temps dans une séquence de positions verticales correspondant à ladite séquence dans le temps. 11. Agencement selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyen à retard à borne précité ( 1254, 1256, 1258, 1260) comprend une série de plusieurs 35 lignes à retard. 12. Agencement selon la revendication 11, caractérisé en ce que les lignes à retard précitées sont des 2551287 d lignes à retard à dispositif couplé en charge. 13. Agencement selon la revendication 11, caractérisé en ce que les lignes à retard précitées sont des mémoires numériques. 14 Agencement selon la revendication 12, caractérisé e ce que le moyen multiplicateur précité comprend un moyen d'atténuation. 15. Agencement selon la revendication 14, caractérisé en ce que le facteur de multiplication peut être 10 égal à l'unité pour une pluralité de signaux vidéo retardés inférieure à ladite première pluralité; ainsi la partie du moyen de multiplication agissant avec un multiplicateur d'unité comprend simplement un moyen de conduction. 16. Agencement selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyen de conversion parallèle-série précité comprend un moyen de commutation ( 1470) couplé pour une commutation de façon séquentielle à vitesse élevée entre les signaux aux première et seconde sorties précitées du moyen d'addition. 17 Agencement selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyen d'addition comprend des bornes d'entrée d'inversion. 18. Agencement selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyende conversion parallèle-série 25 précité comprend un moyen de compression dans le temps ( 1274) pour produire des signaux séquentiels de fréquence de ligne double compressés dans le temps. 19. Agencement selon la revendication 18, caractérisé en ce que lb moyen de visualisation précité comprend un tube-image ( 1240) balayé à la fréquence de ligne double précitée. 20. Agencement selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyen de visualisation ( 1440, 1438, 1444, 1480, 1492) comprend un moyen de déviation ( 1444) pour 35 dévier totalement le balayage de l'image verticalement à une fréquence inférieure à'la fréquence de ligne et comprend également un moyen de déviation verticale auxiliaire ( 1492) pour dévier le balayage d'une quantité relativement petite à la vitesse élevée. 21. Agencement selon la revendication 10 caractérisé en ce que le moyen de retard ( 1710, 1712) précité comprend une série de premiers ( 1710) et seconds ( 1712) retards de 1 H, et comprend également des bornes à l'entrée et à la sortie dudit premier retard et à la sortie dudit second retard pour former un échantillon du signal vidéo retardé, un échantillon du signal vidéo retardé de 1 H et un échantillon du signal vidéo retardé de 2 H; le moyen multiplicateur précité comprend des premier ( 1714) et second ( 1722) atténuateurs pour atténuer les signaux d'un facteur de p, o p est une fraction prédéterminée, ledit premier 15 atténuateur étant couplé pour recevoir l'échantillon du signal vidéo retardé pour produire un signal vidéo non retardé atténué de p, et ledit second atténuateur étant couplé pour recevoir ledit échantillon retardé de 2 H pour produire un signal vidéo retardé de 2 H atténué de p, ledit 20 moyen multiplicateur comprenant de plus des troisième ( 1718) et quatrième ( 1720) atténuateurs pour atténuer les signaux d'un facteur de 1/4, le troisième atténuateur étant couplé pour recevoir l'échantillon vidéo retardé de 1 H pour produire un signal vidéo retardé de 2 H à -12 d B, ledit moyen multipli25 cateur comprenant de plus un cinquième atténuateur ( 1716) pour atténuer d'un facteur de ( 1/2-2 P), le cinquième atténuateur étant couplé pour recevoir l'échantillon du signal vidéo retardé de 1 H pour produire un signal vidéo principal retardé de 1 H atténué; et en ce que le moyen d'addition comprend un premier additionneur ( 1724) relié aux troisième et quatrième atténuateurs pour recevoir les échantillons du signal vidéo retardé de 2 H à -12 d B et de 1 H à -12 d B pour produire un premier d'un tel signal vidéo, et en ce que le moyen d'addition comprend également un second additionneur ( 1726) couplé pour recevoir le signal vidéo non retardé atténué de p, le signal vidéo principal retardé de 1 H et atténué et le signal vidéo retardé de 2 H atténué 2551287 I, de p, pour produire un second signal vidéo Caddition. 22. Agencement selon la revendication 21, caractérisé en ce que les signaux vidéo retardés de 2 H et non retardés atténués de p sont appliqués aux bornes d'entrée d'inversion du second additionneur précité. 23. Agencement selon la revendication 1, caractérisé comme étant dans un agencement de télévision couleur adapté pour recevoir des signaux de télévision représentatifs des trames interlacées précitées et pour 10 visualiser par balayage progressif, le moyen de filtrage précité comprenant: un moyen d'échantillonnage de luminance ( 1254, 1256, 1258, 1260) couplé pour recevoir une composante de luminance (Y) desdits signaux de télévision pour échantillonner le 15 signal avec une pluralité de bornes de luminance séparées en fréquence spatiale de 1/S o S est la distance entre les lignes de trame d'une trame et des lignes de trame adjacentes dans l'espace d'une trame adjacente dans le temps; un moyen multiplicateur de luminance ( 1269, 1270, 20 1271, 1272) couplé à chacune des bornes de luminance pour multiplier par une constante le signal intercepté par les bornes de luminance; un moyen d'addition de luminance ( 1276, 1273) couplé audit moyen multiplicateur de luminance pour additionner les 25 sorties de celui-ci d'une manière à atténuer à zéro les composantes du signal à une fréquence spatiale verticale de + 1/25; un moyen d'échantillonnage de chrominance relié pour recevoir une composante représentative de la couleur desdits signaux de télévision pour échantillonner le signal avec une pluralité de bornes de chrominance séparées en fréquence spatiale de 1/S; un moyen multiplicateur de chrominance couplé à chacune des bornes de chrominance pour multiplier par une constante le signal intercepté par les bornes de chrominance; et un moyen d'addition de chrominance couplé audit 25512-87. moyen multiplicateur de chrominance pour additionner les sorties de celuici d'une manière à atténuer à zéro les composantes de signal à une fréquence spatiale verticale de + 1/2 S; o au moins une desdites pluralités de bornes 5 de chrominance diffère de ladite pluralité de bornes de luminance et les constantes de chrominance diffèrent des constantes de luminance, ainsi les filtres de chrominance et de luminance ont des caractéristiques différentes.