Brevet FR2555375A1 — publié le 19850524

CONVERTISSEUR CONTINU-CONTINU A INDUCTANCE DE CHARGE COMMUTEE La présente invention concerne un convertisseur continu- continu du type comportant une inductance de charge qui est connectée en série avec un interrupteur électronique ayant un moyen de réglage de la durée du courant de charge. Les convertisseurs continu-continu, ou convertisseurs C/C sont largement utilisés pour alimenter des circuits électroniques en énergie électrique. Sur ce sujet, on pourra consulter par exemple, l'ouvrage de E.R HNATEK "Design of Solid-state Power Supplies" 1981, édité par Van Nostand. Les convertisseurs C/C peuvent être classés selon leur mode 0 de fonctionnement, lequel dépend principalement de la façon dont la charge utile est couplée à l'inductance. Dans un premier mode la charge utile est connectée en parallèle sur l'inductance de charge, de sorte que l'énergie magnétique emmagasinée dans cette induc- tance soit transférée à la charge utile uniquement pendant la période d'ouverture de l'élément de commutation. Dans un second mode la charge utile est connectée en série avec l'inductance de charge de sorte que le courant traverse cette inductance durant les périodes d'ouverture et de fermeture de l'élément de commutation. Il se pose couramment le problème d'avoir à transférer à la charge utile une quantité d'énergie parfaitement déterminée, par exemple, dans les émetteurs radar à impulsions l'énergie de chacune des impulsions doit être parfaitement calibrée, en dépit des fluc- tuations de tension de la source primaire d'énergie et de l'intervalle de temps séparant des impulsions consécutives. Si l'on considère, un convertisseur C/C opérant selon le premier mode, lequel est plus particulièrement connu sous la déno- mination anglo-saxonne de convertisseur "Fly-Back" l'intensité du courant Ip traversant l'inductance Lp de charge est donnée par la formule générale: Ip(t) -LE . t p o Eo est la tension de la source continue d'entrée et t la variable temps. Il s'en suit que l'énergie magnétique maximale Wlm emmagasinée dans l'inductance de charge à l'instant d'ouverture de l'élément de commutation est donnée par les relations suivantes: I 2 I Eo2 2 Wlm = * Lp.Ipm= 'T c dans lesquelles Ipm est la grandeur du courant traversant, ou courant magnétisant, à l'instant de fermeture de l'élément de commutation, et T la durée de conduction de cet élément de commutation. Cette énergie Wlm est transférée dans la charge, avec un coefficient de réduction fonction des pertes de transfert, mais dont il peut être tenu-compte. Généralement, la source conti- nue d'entrée est obtenue à partir d'un réseau de puissance alter- native dont la tension fluctue; il en résulte que l'énergie Wim emmagasinée dans l'inductance de charge varie également. Selon l'art antérieur, pour compenser les fluctuations de la source d'entrée et réguler le niveau de l'énergie transférée à la charge utile, on dispose une boucle d'asservissement entre la charge utile et un modulateur de durée afin de varier la durée de fermeture Tc de l'élément de commutation. Cette solution présente divers incon- vénients, notamment, la vitesse de régulation est limitée par la fréquence de cycle du convertisseur et de plus le fonctionnement du convertisseur n'est pas totalement apériodique. Le but de l'invention est de remédier aux inconvénients précités des dispositifs de l'art antérieur, en proposant un conver- tisseur C/C dans lequel la mesure de l'amplitude instantanée du courant traversant l'élément de commutation est utilisée pour réguler l'énergie Wlm emmagasinée dans l'inductance de charge. Pour atteindre ce but ce convertisseur C/C comprend une inductance de charge connectée en série avec un élément de commutation, un circuit de mesure du courant traversant cet élément de commutation, lequel circuit de mesure est connecté à une première entrée d'un comparateur de niveau dont la seconde entrée est connectée à une tension de référence représentative de la valeur du courant d'inductance à contrôler, et le signal de sortie de ce comparateur de niveau conditionne l'instant de fermeture de l'élément de commutation. D'autres caractéristiques et avantages de ce convertisseur C/C apparaîtront dans la description détaillée qui va suivre, faite en regard de dessins annexés, sur ces dessins: - la figure la est un bloc diagramme fonctionnel d'un conver- tisseur C/C classique. - les figures lb - If représentent les formes des principaux signaux électriques du convertisseur précédent. - la figure 2 est un schéma électrique du circuit primaire du convertisseur, qui montre les éléments parasites de l'inductance de charge. - la figure 2b montre la forme d'onde des courants traversant l'élément de commutation de l'inductance de charge. - la figure 3a représente une forme de réalisation du conver- tisseur C/C. - la figure 3b montre la forme d'onde des courants traversant l'élément de commutation et l'inductance de charge. - la figure 4 est le schéma électrique d'un convertisseur C/C du type "Fly-back" sans transformateur. - la figure 5 est le schéma électrique d'un convertisseur C/C du type "Forward". - la figure 6 est le schéma électrique d'un convertisseur C/C du type "Boost". - la figure 7 montre la forme d'onde des courants traversant l'élément de commutation et l'inductance de charge. La figure la est le schéma électrique d'un émetteur microonde opérant en impulsions, dans lequel est inclus un convertisseur C/C 1 classique. La charge utile est constituée par un modulateur d'impul- sions 2 qui comprend une ligne à retard 3 dont l'énergie emmaga- sinée est transférée à un tube magnetron 4 à travers un trans- formateur d'impulsion T.M, par l'intermédiaire d'un tube thyratron Th, lequel est déclenché cycliquement par des signaux en impulsions de commande Vg, de fréquence de récurrence Fr, appliquées sur sa grille de commande. Si l'on considère maintenant le convertisseur C/C 1, on voit que le circuit de charge, ou circuit primaire, comprend, connectés en série, les éléments suivants: une self de charge Lp et un transistor de commutation Tr, du type NPN; cet ensemble est alimenté par une source de tension continue Eo. Cette source de tension continue est obtenue à partir d'une source primaire de courant alternatif, dont la tension est susceptible de fluctuer entre des limites supérieure et inférieure déterminées. Le transistor de commutation Tr reçoit un courant de commande en créneau IB, dont la durée Tc est ajustable pour permettre de modifier la grandeur du courant magnétisant Ip de l'inductance de charge Lp. La grandeur de ce courant magnétisant Ip est donnée par la relation: Ip (t) = Eo.t -Lp' et l'énergie magnétisante maximale Wlm dans l'inductance de charge Lp est donnée par la formule: 2 I 2p = Eo Wlm =.Lp.Ipm=. L Tc p Le circuit de décharge, ou circuit secondaire, du convertisseur C/C, comprend connectés en série: l'inductance secondaire Ls, la diode de blocage D et la capacité CL de la ligne à retard 3. La fréquence de résonnance Fs du circuit de décharge est donnée par la 3relation relation: I F = >/ 2(Ls.CL) 1/2 Les inductances primaire Lp et secondaire Ls constituent les enroulements d'un transformateur, dont le rapport de transformation n est: n = (Ls/Lp) 1/2 S p L'énergie Wc emmagasinée dans la ligne à retard 3 est égale à: c2 Wc = CL VL Pour réguler cette énergie Wc, laquelle dépend de la tension Eo de la source continue d'entrée, on maintient la valeur de la tension VL par une boucle d'asservissement. Cette boucle d'asservis- sement comprend un réseau résistif, constitué par les résistances R et R2, qui fournit une faible fraction VL de la tension VL; cette tension V L, est comparée à une tension de référence VR dans un circuit de régulation 5. La fonction de ce circuit de régulation est de moduler la durée Tc du signal de commande IB du transistor de commutation Tr. Ce circuit de régulation peut également générer l'impulsion de commande VG du tube thyratron Th et plus généra- lement ce circuit de régulation 5 reçoit un signal extérieur de synchronisation (SYNC). Les figures lb à If, représentent la forme théorique des principaux signaux, pour un convertisseur C/C dans lequel les éléments parasites: dissipatifs, selfiques et capacitifs sont consi- dérés comme négligeables. La figure lb montre la forme du signal de tension E aux bornes de l'inductance de charge L; l'intervalle p P de temps (to - tl) = Tc correspond à la durée de conduction du transistor de commutation Tr. Lors de la période de décharge (t1 - t2) le signal Ep est un arc de sinusoide tel que: t2 Ep (t). dt = o La période de temps de décharge td = (t2 - tl) est donnée par la relation: 4t -t= (Ls. CL) 1/2 1 La figure lc montre la forme du signal de tension Es aux bornes de l'inductance secondaire Ls, elle est identique à la forme du signal de tension Ep puisque: Es(t) =n. Ep (t) La figure ld montre la forme du signal de tension VL aux bornes de la ligne à retard, ce signal VL est constituée par un arc de sinusoîde de durée (t1 - t2) qui est complété par un palier de durée (t2 - t4) ou t4 est l'instant de déclenchement du tube thyratron Th. La figure le montre la forme du courant magnétisant Ip traversant l'inductance de charge Lp; ce courant de forme rectan- gulaire a une durée Tc égale à la durée de conduction du transistor de commutation Tr, et à l'instant d'ouverture de celui-ci sa valeur maximale est égale à Ipm. Enfin, la figure If montre la forme du signal de courant Is traversant le circuit secondaire, sa valeur maximale Ism à l'instant t1 est donnée par la relation: Ism = Es. (CL/Ls) 1/2 La figure 2a est le schéma électrique équivalent du circuit primaire du convertisseur C/C dans lequel la self de fuite Lf et la capacité parasite cp des enroulements du transformateur Tlsont indiquées. A l'instant TO de la fermeture du transistor Tr, il prend naissance un courant parasite oscillant I' à travers les éléments p parasites Lf et Cp. Dans le transistor de commutation ce courant parasite I' se superpose au courant magnétisant utile Ip, comme p représenté sur la figure 2b. Si l'on veut effectuer une mesure de la valeur Ipm du courant Ip à l'instant tl, la valeur de ce courant parasite doit être suffisamment atténuée. Au moment de la mise en conduction du transistor de commutation Trp la valeur maximale du courant parasite I est donnée par la relation: p - = Eo. (Cp/Lf) 1/2 Pour obtenir un rendement élevé du convertisseur C/C la self de fuite Lf doit être de faible valeur, d'o il en résulte une capacité parasite C non négligeable. De plus, la résistance du circuit P primaire doit être également de faible valeur et ainsi l'oscillation parasite ne peut s'amortir que très progressivement, compte-tenu du fait que le circuit secondaire, durant la conduction du transistor de commutation Tr, est en circuit ouvert, puisque la diode de blocage Do est polarisée en sens inverse. La figure 3a est un schéma électrique qui représente une forme de réalisation d'un convertisseur C/C conforme à l'invention. Ce convertisseur C/C du type "Fly-back" comprend une induc- tance de charge Lp qui est couplée à enroulement secondaire Ls pour constituer un "transformateur" T1. Le terme "transformateur" est utilisé ici, uniquement parce que l'inductance de charge et son enroulement secondaire ont l'apparence d'un transformateur. L'inductance de charge est connectée à un transistor de commu- tation Tr du type NPN, par l'intermédiaire d'un circuit de lissage 9 du courant Itr traversant ce transistor de commutation. Un circuit de mesure 6 permet de prélever un signal Irr représentatif du courant 1Tr du transistor de commutation. Ce signal de mesure IT'r est appliqué à une première entrée d'un comparateur de niveau 7; la seconde entrée de ce comparateur étant connectée à une tension de référence V; représentative de la valeur Ipm du courant traversant l'inductance de charge. La sortie du comparateur de niveau est connectée à une première entrée d'un circuit de commande 8 du courant de base IB du transistor de commutation. La seconde entrée de ce circuit de commande reçoit un signal de synchronisation SYN permettant de commander la durée de conduction Tc du transistor. L'instant de coupure du transistor Tr est déterminé par le signal de sortie fourni par le comparateur de niveau 7. Le circuit de lissage du courant Itr traversant le transistor de commutation comprend une self de choc Lc et une diode D1; une des extrémités de cette diode est connectée au point de jonction de l'inductance de charge Lp et de la self de choc Lc, l'autre extrémité étant connectée à la masse. Le sens de branchement de la diode D est telle qu'un courant puisse traverser simultanément le transistor et la diode. Les fonctions de l'enroulement LR et du réseau R/C seront décrites ultérieurement, il suffit de noter que la diode D2 connectée à l'enroulement LR étant polarisée en inverse, cet enroulement ne joue aucun rôle durant la période de conduction du transistor de commutation. La self de choc Lc est en série-avec la self de fuite Lf de l'inductance de charge Lp et son rôle est de limiter le courant d'appel Il, dû à la capacité parasite équivalente Cp de l'inductance de charge, l'amplitude de ce courant I1 est donnée par la relation suivante: Il = Eo. [Cp/(L + Lfj 1/2 p Ce courant d'appel I) peut être maintenu à une valeur inférieure à la valeur IpM du courant traversant l'inductance de charge, si la valeur de la self de choc Lc est judicieusement choisie. Lorsque le courant d'appel de forme sensiblement sinusoldale tend à décroître, la diode D1 entre en conduction pour maintenir dans le transistor de commutation un courant de polarité positive et ce courant est égal au courant d'appel maximal. Par la suite, le courant dans la self de choc L poursuit son oscillation dans le sens négatif, c puis revient dans le sens positif. Au moment o ce courant d'appel atteint la valeur du courant en "roue libre" dans la self de choc, la diode D1 se bloque à nouveau et la self de choc s'oppose au passage des oscillations. La répétition de ce phénomène sur chaque alter- - nance positive contribue à l'amortissement complet des oscillations de courant. L'efficacité du circuit de lissage cesse dès que le courant ne présente plus de pentes négatives. Ici intervient le réseau résistancecapacité R/C qui est connecté en parallèle sur la self de choc Lc; le rôle de ce réseau R/C est d'amortir la transition entre le courant de palier et le courant de rampe. Les formes d'ondes du courant ITr traversant le transistor de commutation et du courant oscillatoire I' de l'inductance de charge sont illustrées à la figure 3b. p Si l'on se refère à nouveau à la figure 3a, on voit que pendant la période de conduction du transistor de commutation la self de choc Lc à emmagasinée une quantité dénergie WLc égale à: 1 L 12 WLc = c pm Cette énergie WLc doit être dissipée et préférentiellement récupérée afin de ne pas dégrader le rendement du convertisseur. A cet effet, un enroulement LR est couplé à la self de choc Lc pour constituer un "transformateur". L'une des extrémités de cet enrou- lement LR est connectée à la masse et l'autre extrémité, par l'intermédiaire d'une diode D est connectée à une charge utile. On notera, que cette énergie WLc peut être renvoyée vers la source continue d'entrée. Le fonctionnement du convertisseur C/C qui vient d'être décrit est apériodique, puisque l'énergie emmagasinée dans la self de charge Lp est calibrée pour chacun des cycles de conduction du transistor de commutation. De plus, la régulation de l'énergie transférée à la charge utile est instantanée, puisque le convertisseur ne met pas en oeuvre une boucle d'asservissement de la tension de sortie aux bornes de la charge utile. La forme de réalisation du circuit de lissage (9) qui a été décrite précédemment doit être adaptée en fonction du mode de fonctionnement du convertisseur continu-continu. Dans ce qui suit, on décrira des formes de réalisation du circuit de lissage du courant traversant l'élément de commutation pour différents modes de fonctionnement de convertisseur C/C. La figure 4 est un schéma électrique d'un convertisseur C/C du type "FlyBack" sans transformateur, qui comprend un circuit de lissage 9' du courant 1Tr traversant le transistor de commutation Tr. Dans cette configuration la tension de sortie VL est de signe opposé à la tension Eo de la source continue d'entrée. Lors de l'ouverture du transistor de commutation, l'énergie emmagasinée dans la self de choc Lc est transférée à la sortie par l'action de la diode D2. La figure 5 est un schéma électrique d'un convertisseur C/C du type connu sous la dénomination "FORWARD" qui comprend éga- lement un circuit de lissage 9" du courant]Tr traversant l'élément de commutation Tr. Dans cette configuration, la tension de sortie VL est toujours inférieure a la tension Eo de la source continue d'entrée. Lors de l'ouverture de l'élément de commutation, l'énergie emmagasinée dans la self de choc est transférée à la sortie par l'action de la diode D2 dont la fonction est similaire à celle de la diode de blocage Do, plus connu sous la dénomination de "diode de roue libre". La figure 6 est un schéma électrique qui représente une autre forme de mise en oeuvre de l'invention, dans le cas d'un convertis- seur du type connu sous la dénomination "BOOST". Dans ce type de convertisseur la tension de sortie VL est supérieure à la tension Eo de la source continue d'entrée. Le circuit de lissage 9"' du courant 1Tr traversant l'élément de commutation comprend également une diode D2 dont la fonction est de transférer l'énergie emmagasinée dans la self de choc Lc vers la charge utile. Pour ces diff érents types de convertisseur C/C les formes d'ondes du courant ILp traversant l'inductance de charge Lp et du courant ITr traversant l'élément de commutation Tr sont montrées sur la figure 7. On voit ainsi, que le fonctionnement du circuit de lissage du courant traversant l'élément de commutation est iden- tique à celui du convertisseur de la figure 3a et que ce circuit de lissage trouve son application lorsque l'on souhaite atténuer les oscillations résultant de la commutation rapide du courant traver- sant une inductance. Un convertisseur C/C conforme à l'invention est particu- lièrement adapté aux dispositifs opérant dans la gamme des puis- Il sances moyennes de l'ordre des centaines de watts. Il trouve ses applications dans l'alimentation électrique des circuits électroniques et notamment dans les modulateurs en impulsions des équipements radar ou laser. REVENDICATIONS 1. Convertisseur continu-continu comprenant une inductance de charge (Lp) connectée en série à un élément de commutation (Tr) ayant une entrée de commande, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de régulation de la valeur de l'énergie magnétique (Wl) emmagasinée dans la self de charge (Lp), ces moyens de régulation comportant, connectés en série, un circuit de mesure (6) du courant (ITr) traversant l'élément de commutation (Tr), un comparateur de niveau (7), ayant sa seconde entrée reliée à une source de tension de référence (Vr') et un circuit de commande (8) lequel est connecté à l'entrée de commande de l'élément de commutation (Tr) pour commander la durée de conduction (Tc) de celui-ci. 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de lissage (9) du courant traversant l'élément de commutation. 3. Convertisseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de lissage (9) du courant traversant l'élément de commutation (Tr) comprend une self de choc (Lc) qui est disposée en série entre la self de charge (Lp) et l'élément de commutation, et une diode (D 1) qui est connectée en parallèle sur cette self de charge et cet élément de commutation. 4. Convertisseur selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen (D2) de récupération de l'énergie emmaga- sinée dans la self de choc (Lc). 5. Convertisseur selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend un réseau série résistance-capacité qui est connecté en parallèle sur la self de choc (Lc).