Brevet FR2555837A1 — publié le 19850531

La présente invention se rapporte à un procédé et à un dispositif pour la commande dans quatre quadrants d'un moteur à courant continu alimenté par une source d'énergie de tension continue constante, la puissance envoyée au mo- teur ou la puissance qu'il fournit étant réglées, dans ce procédé, par modulation de largeur d'impulsions. Les moteurs à courant continu sont très utilisés lorsqu'on a besoin d'un réglage exact de vitesse. C'est le cas, par exemple, des ascenseurs, des grues et autres ap- pareils de levage. Du fait du développement des composants électro- niques de puissance, on utilise de plus en plus la commande par thyristors des moteurs à courant continu, à la place. de la commande classique Ward-Leonard. Le dispositif de com- mande à thyristors le plus usité est le double pont de thy- ristors commutes raccordés en opposition (convertisseur dou- ble) sur les lignes d'une distribution triphasée. Cette technique est avantageuse en fonctionnement, notamment à cause de son rendement élevé. Toutefois, ce type de comman- de à thyristors a pour inconvénients un mauvais facteur de puissance, des courants de démarrage élevés et l'introduc- tion d'harmoniques supérieures dans la distribution. Afin d'éviter les inconvénients ci-dessus, on uti- lise des commandes en courant continu alimentées par bat- terie, ce qui permet d'obtenir, à l'aide d'un chargeur de batterie, une charge uniforme sur les lignes de distribu- tion et un bon facteur de puissance. En outre, on peut réa- liser un dispositif fonctionnant sur une alimentation four- nie seulement par une batterie et, dans ce cas, le raccorde- ment à une distribution électrique n'est pas absolument né- cessaire. Un dispositif de ce type, utilisé couramment, est le circuit dit de McMurray, dans lequel le réglage de la puissance est effectué au moyen d'une modulation d'impul- sions. Grace à la modulation d'impulsions, la puissance mo- yenne du courant continu sous tension constante qui est envoyée au récepteur peut être réglée facilement, sans mo- difier la valeur de la tension. Toutefois, un inconvénient de ce circuit est la nécessité de plusieurs circuits de commutation forcée et l'énergie supplémentaire qui s'y accumule pendant le fonc- tionnement, qui doit être dissipée, ainsi que les charges massives qui s'accumulent dans les condensateurs de commu- tation, en conséquence de quoi il faut utiliser des compo- sants plus coûteux. Puisque les pertes sont directement proportionnelles à la fréquence de fonctionnement du dis- positif, leur maintien à un niveau raisonnable entralne une fréquence de commutation relativement faible. Cette faible fréquence de commutation engendre à son tour des inconvé- nients de bruit dans le moteur et diminue notamment la ca- pacité de fonctionnement du dispositif de commande de vi- tesse, ces effets étant particulièrement gênants dans un ascenseur. Un autre dispositif utilise le circuit dit de découpage, alimenté par une source de courant continu. Ce circuit est également incommode en raison de l'inconvénient d'énergie supplémentaire déjà cité et, dans sa forme habi- tuelle, il fonctionne seulement dans un quadrant. Dans le cas de commandes à thyristors basées sur divers stockages d'énergie, il est indispensable que le moteur à courant continu fonctionne dans quatre quadrants, car le moteur peut alors tourner dans les deux sens et, dans les deux sens, on obtient un couple positif ou négatif, comme requis par le récepteur. Les composants de circuit l-es plus récents, tels que les transistors de puissance et les thyristors de type GTO à gain de courant à l'ouverture, ont souvent été men- tionnés pour le remplacement des thyristors rapides ordinai- res dans les circuits électroniques de puissance à commuta- tion forcée. Toutefois, un tel développement est évident car un thyristor ordinaire peut être fabriqué à partir d'un élément de silicium beaucoup plus petit qu'un compo- sant de circuit de puissance équivalente fonctionnant d'une autre façon. La structure interne des thyristors est égale- ment plus simple que la structure des composants mention- nés, par exemple. Il est donc préférable de développer des circuits qui sont basés sur des thyristors ordinaires car, très probablement, ils deviendront encore davantage les composants les moins chers et les plus sûrs en électronique de puissance. La présente invention évite les divers inconvé- nients des circuits cités plus haut. Le procédé suivant l'invention est principalement caractérisé en ce que le sens du courant de la source d'énergie est inversé de fa- çon connue, au moyen d'un pont à thyristors branché aux bornes de la source d'énergie,et en ce que le sens du cou- rant dans le moteur à courant continu est également inver- sé au moyen d'un pont à thyristors branché aux bornes du moteur, la commande de la puissance à transférer étant ef- fectuée à l'aide d'un dispositif de découpage ou de modula- tion raccordé entre les ponts à thyristors et comportant un élément de commutation. On voit donc que le fonctionnement dans les qua- tre quadrants est obtenu avec un seul circuit inductif/ca- pacitif LC et le besoin de composants est donc limité. Un mode préféré de mise en oeuvre du procédé sui- vant l'invention, dans lequel la commande de la puissance à transférer est effectuée au moyen d'un circuit de décou- page, un thyristor principal et un thyristor auxiliaire étant connectés en parallèle de façon connue, est caractéri- sé en ce que la commutation du dispositif de découpage est accomplie au moyen d'un élément de commutation LC dans le- quel le courant de zéro, par action d'une diode de zéro disposée en combinaison avec l'inductance de l'élément de commutation, contourne le condensateur du circuit LC et traverse la dite inductance. On voit donc que la diode de zéro est placée de sorte que le circuit de commutation ne prélève pas de puis- sance supplémentaire pendant le fonctionnement. De ce fait, on peut utiliser une fréquence de commutation élevée et, comme autre conséquence, on peut obtenir un courant de mo- teur lissé avec un filtre peu coGteux. Le moteur est donc silencieux, ce qui est un avantage dans de nombreuses appli- cations. La fréquence de commutation plus élevée permet éga- lement de construire des dispositifs de commande agissant plus rapidement. Le dispositif pour l'application du procédé sui- vant l'invention, qui est relié à un moteur à courant con- tinu et à une source d'énergie sous tension continue cons- tante pour l'alimentation de ce moteur, est principalement caractérisé en ce qu'il comprend un pont à thyristors bran- ché aux bornes de la source d'énergie, un pont à thyristors équivalent branché aux bornes du moteur à courant continu, et un circuit de découpage ou de modulation raccordé entre les ponts à thyristors et qui comporte un élément de commu- tation. Un mode avantageux de réalisation du dispositif suivant l'invention, dans lequel le circuit de découpage comprend un thyristor principal et un thyristor auxiliaire raccordés de façon usuelle à la source d'énergie et à la charge réceptrice, est caractérisé en ce que l'élément de commutation dans le circuit de découpage est composé d'un circuit inductif-capacitif, ou circuit LC, auquel est rac- cordée une diode de zéro de façon à conduire les courants de zéro de tous les modes de fonctionnement à travers l'in- ductance du circuit LC. Un mode préféré de réalisation du dispositif sui- vant l'invention est également caractérisé en ce que la diode de zéro est branchée en parallèle avec la source d'é- nergie et le moteur à courant continu, entre l'élément de commutation et une ligne de courant principal. Outre les dispositions qui précèdent, l'inven- tion comprend encore d'autres dispositions qui ressorti- ront de la description qui va suivre. L'invention sera mieux comprise à l'aide du com- plêment de description ci-après,qui se réfère aux dessins annexes dans lesquels: la figure 1 représente le circuit McMurray connu, fonctionnant sur une alimentation en courant continu; la figure 2 représente le circuit de découpage usuel; la figure 3 illustre l'augmentation d'énergie qui se produit dans le circuit de McMurray pendant le fonction- nement du circuit de commutation; la figure 4 illustre un exemple du circuit con- forme à l'invention; la figure 5 illustre le fonctionnement du circuit conforme à l'invention, en redressement; la figure 6 illustre le fonctionnement du circuit conforme à l'invention, en conversion en courant alternatif; la figure 7a représente la variation du courant du dispositif suivant l'invention, aux bornes du moteur, dans le fonctionnement en redressement; et la figure 7b représente la variation de courant du dispositif suivant l'invention, aux bornes du moteur, dans le fonctionnement en conversion en courant alternatif. Il doit être bien entendu, toutefois, que ces dessins et les parties descriptives correspondantes sont donnés uniquement à titre d'illustration de l'objet de l'in- vention dont ils ne constituent en aucune manière une limi- tation. On sait que dans le circuit de McMurray suivant l'art antérieur, représenté sur la figure 1, le principal inconvénient est l'énergie supplémentaire prise par les cir- cuits de commutation L1, Cl et L2, C2, pendant le fonction- nement. La production d'énergie supplémentaire dans l'un des deux circuits de commutation (L1,C1) est illustrée par la figure 3. A l'instant tl, l'exécution de l'oscillation sinusoïdale de la tension Uc1 du circuit de commutation est démarrée par l'ouverture d'un thyristor approprié. Lorsqu'on atteint l'instant t2, le courant IL dans le circuit de commutation devient égal au courant IM du moteur M. Par suite, la tension de charge passe de la valeur Ua à la va- leur Ub. Cette variation de la tension de charge fournit une énergie supplémentaire au circuit de commutation, cette énergie étant représentée sur la figure 3 par la surface hachurée S1. Le résultat final est que la tension du con- densateur de commutation est plus grande après un cycle de fonctionnement qu'avant ce cycle, ce qui entratne les inconvénients déjà décrits. Dans le fonctionnement des éléments de commuta- tion C3,L3 du circuit de découpage représenté sur la figure 2, on rencontre les mêmes inconvénients que ci-dessus. Une simple commande à un seul quadrant de ce type, comportant une diode de zéro D1, est la base du développement du dis- positif suivant l'invention. La figure 4 représente le circuit conforme à l'in- vention, le circuit d'aimantation ayant été supprimé pour une raison de clarté. On peut considérer que l'aimantation est constante, de sorte qu'elle n'a aucune influence dans les présentes considérations. On suppose que l'inductance du moteur M est assez grande pour que les variations du courant de moteur pendant le cycle de fonctionnement n'af- fectent pas les autres composants du circuit, ce qui est d'ailleurs relativement exact en réalité. Pour une raison de simplification,on ne représente pas non plus sur la fi- gure 4 les composants qui sont nécessaires pour les protec- tions du/dt et di/dt des thyristors. Le fonctionnement du circuit représenté sur la figure 4 est décrit ci-après en détail, d'abord en redressement puis en conversion en cou- rant alternatif. Redressement Le fonctionnement en redressement commence, com- me illustré par la figure 5, avant l'instant t4, les thyris- tors T9,T3,T5,T8 et T2 de la figure 4 étant conducteurs. En ce qui concerne le redressement, il est sans importance que l'une ou l'autre des paires de thyristors T5,T8 ou T6,T7 soit conductrice car les situations sont symétriques du point de vue de la commande, le moteur tournant simplement dans des sens opposés. Après cette remarque, on considère maintenant deux quadrants en même temps. Lorsque la paire de thyristors T2,T9 est conductrice, le courant passe de la batterie de stockage A au moteur M. Les dispositifs électroniques de commande des thyristors ne sont pas représentés sur la figure 4, car les dispositifs d'amorçage des thyristors ne rentrent pas dans le cadre de l'invention. Le système de commande de vitesse assure, de façon connue, la commande à la fois du pont d'inversion du couple, composé des thyristors T5 à T8, et du pont de sélection redressement/conversion en courant alternatif. Avant l'instant t4, la charge du condensateur C4 est positive et sa grandeur est la même que la tension de la batterie de stockage A. Ainsi, la polarité de la charge est telle qu'indiqué sur la figure 4. A ce moment, le cou- rant constant IM traverse le moteur M. Les bornes du moteur reçoivent la tension UM qui est la même que la tension de la batterie de stockage A. Dans cette situation, la batte- rie de stockage fournit l'énergie au moteur. A l'instant t4, le thyristor auxiliaire T4 est amorcé au moyen des dispositifs électroniques de commande. Avec l'amorçage de T4, la charge du condensateur C4 commen- ce à se vider à travers l'inductance L4. La décharge suit la courbe sinusoïdale caractéristique des circuits LC. Par conséquent, IT4 commence à augmenter, comme représenté sur la figure 5, suivant une courbe sinusoïdale. Ce courant est bouclé à travers le moteur. Puisque le courant de moteur est constant, IT3 décroît de façon analogue, de sorte que l'équation IM = IT3+IT4 = constante (1) est toujours vérifiée. A partir de l'instant t4, la charge UC4 du conden- sateur commence également à diminuer, suivant une courbe si- nusoldale. En bas de la figure 5 sont indiqués les thyris- tors et les diodes qui sont conducteurs à un instant donné. Par exemple, on voit que les thyristors T3 et T4 sont tous deux conducteurs entre les instants t4 et t5. A l'instant t5, le thyristor T3 cesse d'être con- ducteur. Simultanément, la diode D2 commence à être conduc- trice. Le temps de commutation requis par le thyristor T3 commence à s'écouler. UC4 continue à diminuer. A l'instant t6, le courant dans le circuit de commutation a déjà diminué au point qu'il ne suffit pas à fournir le courant nécessaire au moteur. Par conséquent, la tension aux bornes du moteur diminue rapidement, sous l'effet de l'inductance du moteur, jusqu'à ce qu'elle at- teigne un nouvel équilibre. Le thyristor T3 doit alors être déjà dans son état d'équilibre, puisqu'une tension dans la direction de conduction est appliquée à ses bornes. Par conséquent, la durée t5-t6 doit être au moins aussi grande que la durée de rétablissement ta du thyristor. D'au- tre part, la diminution de la tension est due au fait que la diode D2 cesse d'être conductrice à l'instant t6, de sorte qu'à travers l'inductance L4 circule seulement le courant constant demandé par le moteur M. Puisqu'il n'y a pas de variation du courant, il n'y a pas de chute de ten- sion à travers l'inductance L4. Autrement dit, L4*di/dt=0. Par conséquent, l'état de charge du condensateur C4 déter- mine directement la tension aux bornes du moteur. Apres l'instant t6, le courant constant de T4 décharge le conden- sateur C4 et la tension aux bornes du moteur diminue liné- airement vers zéro. A l'instant t7, l'état de charge du condensateur C4 a diminué suffisamment pour que la diode D4 commence à être conductrice. Le courant dit de zéro du moteur commence maintenant à traverser la diode D4 et l'inductance L4, tan- dis que l'augmentation de charge du condensateur C4 s'arrê- te et que la charge reste au niveau de la tension de la batterie de stockage A. On voit donc que,dans le dispositif suivant l'invention, la charge du condensateur C4 ne peut pas augmenter au-delà de la tension de la batterie de sto- ckage A. Entre les instants t7 et t8, aucune énergie ne passe entre le moteur et la source d'énergie. A l'instant t8, on décide de rétablir la tension aux bornes du moteur M. Cela est effectué par ouverture du thyristor principal T3. Puisque le courant de zéro traverse l'inductance L4, il ne peut pas cesser immédiatement. La tension UM subsiste à travers l'inductance L4. Cette ten- sion diminue le courant de l'inductance, linéairement, sui- vant la formule d(IT4)/dt = UM/L4 (4) Simultanément à la diminution du courant IT4, le courant IT3 augmente, de sorte que leur somme est constante, à la valeur IM. La charge du condensateur C4 ne diminue plus. A l'instant t9, le courant du thyristor T4 dispa- raît. Le sens du courant s'inverse ensuite dans l'inductan- ce L4. En même temps, le courant commence à traverser la diode D3 et l'oscillation sinusoidale suivante, en courbe sinusoidale caractéristique des circuits LC, se produit à nouveau lorsque la tension à travers le condensateur C4 change de polarité. A l'instant t10, l'oscillation est terminée. On atteint alors la situation initiale et un nouveau cycle de fonctionnement peut commencer. Il faut noter également que, bien que dans la des- cription ci-dessus on suppose que le courant de moteur ne subit pas de variation, en pratique le courant du moteur augmente lorsque les bornes du moteur portent une tension et diminue respectivement lorsqu'il n'y a pas de tension aux bornes. Cela est illustré par la figure 7a et,en conséquence,le rapport de modulation a:b peut être réglé à la demande. De cette façon, on peut régler la tension mo- yenne du dispositif de commande à thyristors et, par suite, le courant pris par la charge réceptrice. Conversion en courant alternatif. On décrit maintenant le fonctionnement du circuit suivant l'invention,en mode de conversion en courant alter- natif, c'est-à-dire dans une situation dans laquelle l'éner- gie va du moteur à la source d'alimentation en énergie. Le diagramme de temps de la conversion en courant alternatif est représenté sur la figure 6. On commence la description avant l'instant t11, lorsque les thyristors T1, T10, T3, T5 et T8 sont conducteurs. Il est également sans importance, en ce qui concerne la conversion en courant alternatif, que l'une ou l'autre des deux paires de thyristors, T5, T8 ou T6, T7, soit conductrice, puisque dans chaque cas l'énergie est transférée du moteur M à la batterie de stockage A lors- que la paire de thyristors T1, T10 est conductrice. La char- ge du condensateur C4 est positive et la tension aux bornes du moteur M est négative, c'est-à-dire en sens inverse de ce qui est indiqué sur la figure 4. A l'instant t11, on amorce le thyristor auxiliai- re T4. La diode D2 commence alors à être conductrice et le courant dans l'inductance L4 commence à augmenter linéaire- ment. De façon analogue, le courant qui traverse le thyris- tor T3 diminue, de sorte que la somme de ces deux courants est constante, comme elle l'est entre les instants t4 et t6 en mode de redressement (formule 1). A l'instant t12, le thyristor T3 cesse d'être con- ducteur. Par suite, l'oscillation sinusoïdale effective com- mence. Les tensions du moteur M et du condensateur C4 sui- vent la même courbe sinusoïdale, la polarité étant la seu- le différence. Le courant du thyristor T4 suit une autre courbe sinusoïdale. A l'instant t13, l'impulsion du courant de com- mutation a diminué à la même valeur que le courant du mo- teur. Cela a pour conséquence que le courant de la diode D2 disparaît et la dérivée du courant dans l'inductance L4 tombe à zéro. Par suite, la tension aux bornes du mo- teur tombe à zéro et le courant de zéro reste en circula- tion à travers la diode T4 et l'inductance L4. Après l'ins- tant t13, le moteur n'envoie pas d'énergie à la batterie de stockage d'alimentation A. A l'instant t14, on décide de revenir au mode de conversion en courant alternatif. Pour cela, on ouvre le thyristor principal T3, de sorte que la tension aux bor- nes du moteur M s'élève immédiatement à la valeur corres- pondant à l'état de charge du condensateur C3. Une nouvel- le oscillation sinusoïdale commence alors. Lorsque l'oscillation sinusoïdale est arrivée à l'instant t15, la commutation effective commence. Le cou- rant commence alors.à circuler à travers la diode D3 et le thyristor T4 reste sans courant. - Le temps de commutation dont on dispose se termine à l'instant t16. Cette durée de commutation doit être plus longue que la durée de rétablissement ta du thyristor. Après l'instant t16, le fonctionnement à courant constant reprend et, par suite, la variation de tension du * condensateur et du moteur devient linéaire. L'interdépendance universelle du courant de moteur et de la tension, en relation avec la conversion en courant alternatif, est illustrée par la figure 7b. Cette figure mon- tre que le courant de moteur tend à augmenter dans l'état de courant de zéro, pendant la période bl. Bien entendu, ce- la n'est possible que si le moteur a une certaine vitesse, c'est-à-dire une force électromotrice. De mime, le courant de moteur tend à diminuer si on se trouve dans la situa- tion de conversion en courant alternatif, c'est-à-dire pen- dant la période al. On peut donc obtenir, par régulation du rapport d'impulsion al:bl, tout courant désiré pour le moteur à-différentes vitesses, c'est-à-dire à différentes tensions opposées du moteur. Ainsi que cela ressort de ce qui précède, l'invention ne se limite nullement à ceux de ses modes de mise en oeuvre, de réalisation et d'application qui viennent d'être décrits de façon plus explicite; elle en embrasse au contraire toutes les variantes qui peuvent venir à l'esprit du technicien en la matière, sans s'écarter du cadre. ni de la portée, de la pré- sente invention. Revendications 1. Procédé pour la commande dans les quatre quadrants d'un moteur à courant continu (M) alimenté par une source d'énergie à tension continue constante, dans lequel la puis- sance envoyée au moteur, ou la puissance restituée par le moteur, est réglée par modulation de largeur d'impulsions, caractérisé en ce que le sens du courant de la source d'é- nergie (A) est inversé de façon connue, au moyen d'un pont à thyristors (T1,T2,T9,T10) raccordé aux bornes de la sour- ce d'énergie, et en ce que le sens du courant du moteur à courant continu (M) est inversé au moyen d'un pont à thy- ristors (T5,T6,T7,T8) raccordé de façon semblable aux bor- nes du moteur, et en ce que la commande de la puissance à transférer est effectuée au moyen d'un circuit de découpa- ge raccordé entre les ponts à thyristors et comportant un élément de commutation (L4,C4). 2. Procédé suivant la revendication 1, dans lequel la commande de la puissance à transférer est effectuée avec le circuit de découpage, à l'aide d'un thyristor principal (T3) et d'un thyristor auxiliaire (T4) reliés en parallèle de façon connue, caractérisé en ce que la commutation du cir- cuit de découpage est effectuée au moyen d'un élément de commutation inductif-capacitif LC (L4,C4)dans lequel le cou- rant de zéro, par action d'une diode de zéro (D4) raccordée en conjonction avec l'inductance de l'élément de commutation, contourne le condensateur du circuit LC et traverse l'induc- tance (L4). 3. Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé suivant la revendication 1, ce dispositif étant raccordé à un moteur à courant continu (M) et à une source d'énergie (A) à ten- sion continue pour l'alimentation du moteur, caractérisé en ce qu'il comprend un pont à thyristors (T1,T2,T9,T10) rac- cordé aux bornes de la source d'énergie (A), un pont à thy- ristors semblable (T5,T6,T7,TBraccordé aux bornes du moteur à courant continu (M), et un circuit de découpage raccordé entre les ponts à thyristors et qui comprend un élément de commutation (L4,C4). 4. Dispositif suivant la revendication 3, dont le cir- cuit de découpage comprend un thyristor principal (T3) et un thyristor auxiliaire (T4) raccordés de façon connue par rapport à la source d'énergie (A) et à la charge réceptri- ce (M), caractérisé en ce que l'élément de commutation dans le circuit de découpage comprend un circuit LC auquel est raccordée une diode de zéro (D4), de manière à conduire les courants de zéro de tous les modes de fonctionnement à tra- vers l'inductance (L4) du circuit LC. 5. Dispositif suivant la revendication 4, caractérisé en ce que la diode de zéro (D4) est raccordée en parallèle avec la source d'énergie (A) et avec le moteur à courant continu (M),en parallèle entre l'élément de commutation (L4,C4) et l'une des deux lignes de courant principal.