Brevet FR2555319A1 — publié le 19850524

SYSTEME RADAR A MONOIMPULSION A ONDE CONTINUE MODULEE EN FREQUENCE DONT ON AMELIORE LA STABILITE D'AXE. La présente Invention concerne un système radar à monolmpuLslon à onde continue modulée en fréquence (FM-CW) comportant un émetteur, une base d'antennes à une antenne émettrice et au moins deux antennes réceptrices, des mélangeurs qui fournissent des signaux de battement soustractif entre te signal émis et chaque signal d'écho reçu sur chaque antenne réceptrice après réflexion sur une cible vraie et des moyens de traitement desdits signaux de battement pour effectuer une détection angulaire de la cible vraie ainsi qu'une détection de La distance et/ou de la vitesse par rapport à La cible à l'Intérieur d'une porte en distance de largeur prédéterminée. L'-invention trouve sa meilleure application dans un matériel de radar simplifié, de préférence aéroporté et qui doit présenter des qualités de robustesse, de faible encombrement et faible coût. IL s'agit notamment de matériel radar pour missile. Des radars à monolmpu[sion FM-CW sont connus et décrits par exemple dans l'ouvrage Radar Handbook, SkoLnlk, publié par Mc Graw-HiIL Book Company, édition 1970, pages 21-10 à 21-30. Ces radars fonctionnent avec une seule impulsion émise soit dans deux plarsorthogonaux soit dans un seul plan (en gisement par exemple). Pour ne pas compliquer l'exposé, on se limite à ce dernier cas dans La suite du texte. Par principe, un radar monopulse FM-CW possède deux fonctions: une détection angulaire et une détection en distance et/ou en vitesse. La détection angulaire est obtenue en comparant La phase des signaux reçus sur Les antennes (on se limite à deux antennes réceptrices). Si deux antennes R1 et R2 distantes de d reçsolvent un signal provenant de la direction qui fait un angle X avec L'axe de La base d'antennes réceptrices R1 et R2, 2555 3 1 9 Le déphasage Y entre Les signaux reçus respectivement par tes antennes R1 et R s'exprime par: X étant La Longueur d'onde de L'onde rayonnée. SI on suppose les diagrammes d'antenne identiques, on constate que les deux champs E1 et E2 reçus en écho d'une cible sont égaux et en phase pour * = O. On peut donc asservir L'ensemble R1,R2 en position par L'intermédlalre de la valeur de La différence des deux champs reçus normalisés par rapport à leur somme. Par exemple: E1 - Eo cos (wt - '/2) (2) E2 - Eo cos (wt + T/2) (3) E2 - E1 - 2Eo sin t s1n Y/2 sin t sin f/2 E9 + E1.2 Eo cos wt cos '/2 cos wt cos 2 (4)(5) soit en amplitude (à une quadrature près): 1E2 - El' = tg 'f/2 (6) 1 E2+ il En pratique, Les radars du type précité permettent d'obtenir, à partir de La somme et de la différence des signaux de battement soustractifs, et au moyen notamment de démodulateurs synchrones, un terme de La forme: k sInf o k est une constante qui peut -20 être déterminée. La comparaison des phases est donc le paramètre qui définit la précision angulaire du système. Cette comparaison peut être réalisée directement en hyperfréquence ce qui Impose un très bon contrôle des phases de tous les éléments situés avant l'étage différentiel (TOS des Jonctions et des antennes). Le matériel simplifié que vise l'invention ne comporte en principe pas des éléments travaillant en hyperfréquence aussi précis et élaborés. Cette comparaison peut aussi être réalisée après les changements de fréquence, ce qui est le cas pour les radars auxquels s'applique l'invention. On a alors en plus des erreurs de phase introdultes par l'étage d'entréeenhyperfréquence des erreurs de phase dues aux amplificateurs et aux mélangeurs. 2555 3 1 9 D'autre part, la détection de distance est obtenue en observant le signal de corrélation entre émission et réception. Par exemple dans le cas d'une émission à modulation linéaire de fréquence d'excursion F pendant le temps T, le signal à la réception est retardé de la valeur: T = 2D/c (7) c étant La vitesse de l'onde électromagnétique et D la distance de la cible, et décalé de l'effet Doppler caractérisé par La fréquence de battement: fd = 2 v/X (8) o v est la vitesse relative par rapport à la cible ou vitesse Doppler. Dans ces conditions, le signal de battement soustractif utile a une fréquence fb telle que: fb- T - fd (9) fb T F Par un traitement particulier connu du signal de battement, la valeur de fd peut être isolée, ce qui permet de connattre la valeur v et par ailleurs, l'application des formules (7) et (9) permet la détermination de D. Cet exemple très simplifié indique que le rôle de porte en distance est rempli par l'équivalent d'un filtre en fréquence. Bien entendu, dans le cas réel d'un radar les périodes de réception sont en général distinctes des périodes d'émission pour éviter les phénomènes de saturation du récepteur. Un oscillateur local remplit alors le rôle de signal de référence mals le fonctionnement est comparable. Des radars de très faible encombrement destinés à des fusées de proximité ou à des autodirecteurs doivent rester simples et sans réglages critiques. Dans le cas de radars FM-CW tels qu'indiqués cl-dessus, le contrôle de l'identité des phases à la fabrication et dans le temps est critique. L'invention se propose de corriger les erreurs de phase qui Interviennent aussi bien au niveau des éléments hyperfréquence du radar qu'au niveau des éléments fonctionnant en fréquence intermédiaire. 2555 3 1 9 Ce but est atteint et les inconvénients de L'art antérieur sont atténués grâce au fait que le système radar défini en préambule est remarquable en ce qu'il comporte un simulateur de cible destiné à corriger les erreurs de phase a qui interviennent à un niveau électrique et mécanique dans ledit système radar et qui faussent la détermination de ta position angulaire de Ladite cible, ledit simulateur comportant à cet effet d'une part une chane d'émission pouvant être reliée audit émetteur et constituée par un modulateur et une antenne d'émission simulée qui émet vers Lesdites antennes réceptrices et dont La position géométrique par rapport à ces dernières est connue par construction ou par mesure, d'autre part des moyens de traitement du signal de battement simulé pour effectuer une détection angulaire de la cible simuLée et des moyens de correction desdites erreurs de phase. Une façon simple de réaliser un signal simulé est de moduler te signal émis par un multiple élevé de la fréquence de récurrence, ce qui peut être assimilé à un faux effet Doppler, ce procédé étant habituellement employé pour réaliser des simulateurs. De préférence, le modulateur utilisé est un modulateur à bande latérale unique. Les déphasages dus aux erreurs de phase Internes au système apparaissent pour les signaux de battement dus à la cible simulée avec la même valeur que pour Les signaux de battement dus à la cible vraie. L'idée directrice de L'invention est d'évaluer le déphasage global parasite qui peut être connu du fait que la direction d'émission de la cible simulée est elle-même connue et de retrancher La valeur de ce déphasage de celtte obtenue pour La cible vraie dont on cherche à connattre La position. Un premier mode de réalisation de l'invention est remarquable en ce que ladite antenne d'émission simulée est solidaire de ladite base d'antennes et équidistante desdites antennes réceptrices et que lesdits moyens de correction consistent en un asservissement de La (des) phase(s) d'au moins un desdits signaux de battement soustractifs, Ledit 2555 3 1 9 asservissement étant apte à annuler en première approximation lesdites erreurs de phase et comportant à cet effet un système en boucLe constitué par au moins un déphaseur situé-dans une chaTne de traitement d'un signal de battement soustractif, un 6 organe de mesure du déphasage résiduel relatif à ta cible simulée entre ladite chatne et une chaTne homologue et un organe d'asservissement Intégrateur dont la sortie commande ledit déphaseur. Selon ce premier mode de réalisation les organes de mesure de déphasage peuvent être distincts selon qu'il s'agit des signaux de battement soustractifs relatifs à la cible simulée ou à la cible vraie. Les mesures de déphasage sont alors simultanées et les portes en distance pour la cible simulée et pour la cible vraie sont disjointes. Pendant la période d'utilisation du radar on connatt en général la position de la porte en distance de recherche ou d'accrochage de la cible ainsi que la gamme de vitesse probable (fréquence Doppler) de celle-ci. Il est donc facile de placer la fréquence du simulateur, c'est-à-dire la distance et/ou la vitesse simulée en dehors de l'espace de surveillance de la cible. On peut donc en permanence asservir le déphasage pour conserver le déphasage zéro sur l'axe de la base d'antennes réceptrices défini seulement par une position géométrique. Dans une autre variante du premier mode de réalisation l'organe de mesure du déphasage relatif à La cible simulée peut s'identifier avec l'organe homologue relatif à la cible vraie. La sortie de l'organe de mesure du déphasage communestalors commutable, au moyen de commutateurs, en alternance vers l'organe d'asservissement ou vers un organe de mesure d'angle faisant partie des moyens de traitement pour effectuer une détection angulaire de la cible vraie. Un deuxième mode de réalisation du système radar selon l'invention dans lequel la base d'antennes est solidaire d'un autodirecteur embarqué à bord d'un engin mobile est remarquable en ce que l'antenne d'émission simulée est montée 2555 3 1 9 sur L'engin mobile de façon telle que La droite qui relie La base d'antennes à l'antenne d'émission simulée soit sensiblement parallèle à L'axe de L'engin mobile et que Les moyens de correction de phase consistent en des premiers moyens pour déterminer par rapport-à L'axe de La base d'antennes un angle B représentatif de La position de La cible simulée et des deuxièmes moyens pour soustraire Ledit angle B de L'angle t représentatif de la position de la cible vraie par rapport à l'axe de la base d'antennes, de façon à obtenir l'angle Y représentatif de L'angle entre l'axe de l'engin mobile et La direction de ladite cible. Dans ce dernier cas une boucle d'asservissement de phase n'est plus nécessaire étant donné que l'angle cherché s'obtient par différence de deux angles mesurés et que les erreurs de phase, sensiblement les mêmes pour chacun des deux angles mesurés, s'annulent lors du calcul de Leur différence. La-description qui suit en regard des dessins annexés, Le tout donné à titre d'exemple fera bien comprendre comment l'invention peut être réallsée. La figure 1 représente sous forme synoptique le système d'antennes du radar selon l'invention et son alimentation. La figure 2 est un schéma synoptique théorique de la partie de traitement du signal pour le premier mode de réallsation de L'invention. Les figures 3 et 4 sont des schémas synoptiques pratiques analogues à celui de la figure 2, pour deux variantes possibles du premier mode de réalisation respectivement. Les figures 5a, 5b, 5c représentent trois implantations possibles du système d'antennes sur l'aéronef. La figure 6 est un schéma synoptique analogue à celui des figures 3 et 4 pour le deuxième mode de réalisation de l'invention. Sur les figures, tes mêmes références représentent les mêmes éléments avec les mêmes fonctions. 2555 3 1 9 A la figure 1, un émetteur 1 FM-CW à monoimputsion émet par L'intermédiaire d'une ligne hyperfréquence 2 et d'un organe de connexion 3 par l'antenne d'émission E1. L'organe 3, qui possède une deuxième sortie en hyperfréquence 4, peut être soit un commutateur à deux positions en hyperfréquence qui permet la commutation du signal d'émission sur l'antenne E1 ou sur ta Ligne 4, soit une connexion en hyperfréquence qui transmet simultanément te signal d'émission sur l'antenne E1 ou sur la ligne 4. Le signal d'émission est prélevé sur la ligne 2 par exemple au moyen d'un coupleur 5 relié à la première entrée d'un mélangeur 6 et d'un mélangeur 7 dont une deuxième entrée est reliée à une antenne réceptrice R1, respectivement R2. Les antennes R1 et R2 sont séparées par La distance d, assez faible, et leur axe est référencé 8. Les sorties respectives des mélangeurs 6 et 7 sont reliées aux points P et a. La structure qu'on vient de décrire, abstraction faite de l'organe 3, est sensiblement celtte d'un système radar FM-CW embarqué classique, pouvant être monté sur un autodirecteur. Selon l'invention, la ligne hyperfréquence 2 est aussi reliée à une deuxième antenne d'émission E2, par L'intermédiaire de l'organe de connexion 3, de la ligne 4 d'un coupleur éventuel 9 et d'un modulateur 11. Les commutations éventuelles du signal d'émission et les affalblissements des signaux symbolisés par les coupleurs 5 et 9 sont réglés en fonction de la distance de la cible suivant les règles habituelles pour éviter l'éblouissement de l'ensemble récepteur (antennes R1,R2 et mélangeurs 6,7). Des signaux de réception, soit en provenance de l'antenne E1 après réflexion sur une cible , soit en provenance directe de l'antenne E2 sont captés par les antennes R1 et R2 qui définissent la base de mesure classique des radars à monolmpulsion. Le mélange du signal d'oscillation locale d'une part et des signaux reçus par les antennes R1 et R2 respectivement dans les mélangeurs 6 et 7 produit des signaux de battement soustractif à basse fréquence aux points P et Q. En parallèle sur le signal d'oscillation locale, le signal 2555 3 1 9 d'émission est prélevé et traverse le modulateur il simulant un faux écho à une distance et/ou à une vitesse différente de celle de la cible 10. Ce signal est rayonné avec un retard négligeable par Le cornet de référence de phase de l'antenne E2 situé par exemple sur te plan médiateur des centres de phase des antennes de réception R1 et R2, c'est-à-dire sur l'axe 8 à la figure 1. Si L'organe de connexion 3 est un commutateur l'atténuation du signal émnis par L'antenne d'émission simuLée E2, symbolisée par le coupleur 9, est relativement faible et de l'ordre de 20 dB par exemple. Dans le cas o l'organe 3 est une simple connexion, par contre, l'atténuation du signal sur L'antenne E2 est de préférence plus marquée et de l'ordre de 50 dB environ. A titre comparatif, le signal d'écho reçu en provenance de La cible vraie 10 est atténué de 80 dB environ. Moyennant ces précautions, les signaux de battement soustractif aux points P et Q sont exploitables et peuvent être traités comme décrit ci-dessous. Le modulateur 11il peut être constitué par une ligne à retard, ce qui a pour avantage de fournir un signal d'émission simulée qui s'apparente de très près à un véritable signal d'écho sur une cible vraie, mals comme inconvénlent d'être une solution compLiquée, car lourde, chère et à fortes pertes. Il n'est en fait pas nécessaire de fournir un signal aussi élaboré. En pratique, le modulateur 11 a pour fonction d'introduire une modulation de fréquence parasite qui puisse être interprétée comme un retard, c'est-à-dire que le signal émis en E2 peut ne pas être épuré et comporter plusieurs rales dans son spectre pourvu que la partie du système qui se trouve en aval des antennes R1,R2 se comporte comme un fiLtre et soit à même de sélectionner la bonne raie dans le spectre du signal simulé. Cette fonction est facile à réaliser dans un radar du type considéré car elle s'identifie avec celle de porte en distance. Par exemple, le modulateur 11 opère un décalage de fréquence au moyen d'un modulateur à bande LatéraLe unique, mais il est aussi possible que le modulateur 11 effectue un simple 2555 3 1 9 découpage du signal d'émission en provenance de l'émetteur 1. On obtient alors en sortie de 11 un signal à trois raies (deux bandes Latérales et porteuse) et c'est la bande latérale inférieure qui est prise en compte par le reste du système. L'homme du métiler sait adapter le système pour que cette prise en compte soit effectuée sans ambiguTté. La partie de traitement du signal représentée à la figure 2 comporte une partie connue et une partie conforme à l'invention. La partie connue est constituée par un organe de traitement 12 classique dans tout radar à monolmpulslon. L'organe 12 reçoit les signaux de battement en provenance des mélangeurs 6 et 7, les points P' et O' étant supposés reliés aux points P et Q, et des organes 13 et 14 disposés dans les voles des signaux de battement étant supposés absents pour l'instant. Dans l'organe 12 sont effectuées la somme et la différence des signaux de battement reçus et déterminées La distance D de la cible et la vitesse doppler v qui apparaissent sous forme de signaux électriques sur des sorties 15 et 16 respectivement. Sur une troisième sortie 17 apparatt une fonction, en général trigonométrique, de L'angle t défini ci-dessus, représentatif de l'angle qui caractérise la position de la cible. Dans l'organe 18 situé en aval est effectué de calcul de t et le calcul de * en fonction de 'f par exemple à partir de la formule (1) ci-dessus et L'angle * apparatt sous forme d'un signal électrique sur la borne de sortie 19. En l'absence des organes 13 et 14 qui sont des déphaseurs, l'angle Y et par suite l'angle 4 sont entachés des erreurs de phase qui Interviennent tout au long de la chatne de traitement du système décrite ci-dessus. L'lnvention a pour but de corriger, au premier ordre, ces erreurs. Pour cela, le système comporte un deuxième organe de traitement de signal 21 disposé en parallèle par rapport à l'organe 12, qui sélectionne dans les signaux de battement, par un filtrage adapté, uniquement les composantes relatives à La cible simulée et qui ne traite que les déphasages relatifs à ces composantes. La sortie unique 22 de L'organe 21, homologue de La sortie 17 de L'organe 12, est le siège d'un signal représentatif des erreurs de phase commises en amont par le système, à supposer que Les déphaseurs 13 et 14 introduisent eux-mêmes un déphasage nul. Le signal sur La sortie 22 est exploité pour agir sur Les déphaseurs 13 et 14 de façon que ces derniers apportent un décalage de phase sensibLement égaL et en sens contraire des erreurs de phase, ce qui revient à annuter Le signal sur La sortie 22. L'organe 21 apparaTt donc comme un organe de mesure de déphasage résidueL. La fonction qu'on vient de définir est réalisée de façon simple par une boucle d'asservissement: le signal de sortie en 22 est comparé à La vaLeur nuLLe dans un méLangeur 23 dont une autre entrée est reLiée à La masse et dont La sortie 24 est reLiée à un organe d'asservissement 25. L'organe 25 est pour L'essentieL un amplificateur-lntégrateur et peut être constitué par exempLe par un ampLificateur différentieL monté en Intégrateur. Les deux sorties de L'organe 25, reLiées à L'entrée de commande des déphaseurs 13 et 14 respectivement, sont Le siège de grandeurs électriques égales en vaLeur absolue et de signes contraires. Le résuLtat obtenu est de déphaser L'un des signaux de battement, par exempLe au point P' d'un angle a/2 et L'autre signal de battement par exemple au point O' de L'angLe - a/2, L'angle a étant égal en première approximation à L'erreur de phase introduite par La partie du système représentée à La figure 1. On notera que le méLangeur 23 est représenté, sur La figure 2 uniquement à des fins didactiques. En effet, comme IL s'agit en L'occurrence de comparer à zéro le signal sur le conducteur 22, Les signaux sur Les conducteurs 22 et 24 sont identiques et dans La pratique, Le mélangeur 23 est inutile et n'est d'aiLLeurs pas représenté aux figures 3, 4 et 6. La pLupart des erreurs de phase Internes au système étant corrigées comme décrit ci-dessus pour Le signal d'émission simuLé eLLes le sont aussi pour Le signal utiLe réfLéchi par La cible vraie. IL s'ensuit que La vaLeur des angles f et e caLcuLés dans l'organe 18 peut être connue avec une assez grande précision. On notera, en référence à La figure 2, que les organes de mesure de déphasage sont distincts selon qu'iL s'agit de la cible vraie (organe 12) ou de la cible simulée (organe 21). La figure 3 représente un mode de réalisation pratique analogue à celui de la figure 1. Un seul déphaseur 28 dans la voie de l'un des deux signaux de battement permet Le rattrapage de phase de valeur î conforme à l'invention. Les deux signaux de battement en P' et O' sont, après correction de phase, transmis à un organe de traitement 29 qui effectue la somme et la différence de ces signaux. Le signal somme est transmis par un conducteur 30 à un organe 31 qui détermine la distance D et la vitesse doppler v transmises sous forme électrique aux sorties 15 et 16 et qui épure le signal de somme au moyen de filtres appropriés pour ne conserver dans ce signal que les composantes relatives à la porte en distance à attribuer aux cibles vraies recherchées, puis le transmet à un conducteur de sortie 32. Le signal sur Le conducteur 32 est fourni à L'entrée de référence d'un démodulateur synchrone 33 dont une deuxième entrée reçoit, par un conducteur 34 Le signal de différence des signaux de battement issu de l'organe 29. Le signal en sortie du démodulateur 33, par exemple de la forme: k sin f, est ensuite traité par l'organe 18, et la sortie 19 est le siège d'un signal électrique représentatif de l'angle f. La partie de la figure 3 décrite ci-dessus est connue, mis à part le déphaseur 28. Selon l'invention, le signal de somme sur le conducteur 30 est aussi transmis à un organe 35 qui a pour fonction d'épurer le signal de somme au moyen de filtres appropriés différents de ceux de L'organe 31, pour ne conserver dans ce signal que les composantes relatives à la porte en distance pour la cible simulée. Pour obtenir une bonne séparation des signaux de somme épurés pour la cible vraie et pour la cible simulée il est nécessaire, dans ce mode de réalisation, de bien séparer les portes en distance 2555 3 1 9 pour Les cibles vraies et pour la cible simulée. Par exempte, si une cible vraie est attendue entre 100 et 200 km, Le radar effectuant un balayage de 100 à 200 km, la distance de la cible simulée peut être fixée à une valeur inférieure à 100 km et par exemple égale à 50 km. Si une cible vraie est attendue entre O et 100 km, la distance de la cible simulée doit être supérieure à 100 km. On obtient donc en sortie de l'organe 35 un signal somme épuré pour la cible simulée qui est transmis à l'entrée de référence d'un deuxième démodulateur synchrone 36 dont une deuxième entrée est reliée au conducteur 34 qui porte le signal de différence des signaux de battement. Le signal de sortie du démodulateur 36, qui est assimilable au signal d'erreur de la boucle d'asservissement, est analogue au signal sur le conducteur 22 de la figure 2. Ce signal d'erreur qu'on cherche à rendre le plus faible possible est transmis à l'organe d'asservissement Intégrateur 37 dont la sortie commande' le déphaseur 28. Le mode de réalisation de la figure 3 nécessite deux organes 31 et 35 de traitement du signal de somme et deux démodulateurs synchrones 33 et 36. Il est possible de simplifier le système moyennant d'adopter un mode de fonctionnement séquentiel, comme représenté à la figure 4. Sur la figure 4 on retrouve des éléments 38, 39, 41, 43 et 47 homologues des éléments 28, 29, 31, 33 et 37 de la figure 3 et avec les mêmes liaisons entre eux que ces derniers. Les éléments homologues des éléments 35 et 36 de la figure 3 sont absents et la sortie 48 du démodulateur synchrone 43 peut être reliée par un commutateur à deux positions 49 soit à l'entrée de l'organe d'asservissement 47 soit à l'entrée de l'organe de calcul de l'angle * référencé 51. Dans ce mode de réalisation, l'organe 47 doit être muni de moyens pour le maintien du signal d'asservissement lorsque la boucle est ouverte par te commutateur 49 (position Inverse de celle représentée sur la figure). L'organe 47 doit donc incorporer soit un condensateur dont la charge constitue une 2555 3 1 9 mémorisation du signal si il fonctionne en analogique, soit une mémoire si iL fonctionne en numérique. Deux modes de fonctionnement sont possibles pour Le mode de réalisation de la figure 4 selon que L'émission par Les antennes E1 et E2 (figure 1) est elle-même séquentielle ou simultanée. Si l'émission est séquentieLLe, l'organe de connexion 3 étant un commutateur en hyperfréquence, les portes en distance pour la cible simulée et pour la cible vraie peuvent être Les mêmes et Les mêmes éléments, notamment Les mêmes filtres, servent à l'épuration du signal somme, dans l'organe 41, pour la cible simulée et pour la cible vraie. Le commutateur 49 est alors commandé, de façon non représentée en synchronisme avec le commutateur présent en 3 (figure 1) de façon que lorsque l'angenne E2 émet Il soit dans la position représentée sur la figure et dans la position Inverse, Lorsque c'est l'antenne E1 qui émet. Si l'émission par Les antennes E1 et E2 est simultanée,-par contre, les composantes dues à la cible vraie et à la cible simulée apparaissent en même temps dans les signaux de battement et les portes en distance doivent être séparées comme dans les modes de réaLlsation des figures 2 et 3. Il faut alors prévoir, dans l'organe 41, une commutation Interne de filtres non représentée, commandée en synchronisme avec Le commutateur 49. La détermination des angles Y et * dans l'organe 51 est obtenue de façon séquentielle chaque fois que L'entrée de l'organe 51 est reliée au reste du système par le commutateur 49. Cet aspect séquentiel n'est pas pénalisant par rapport aux modes de réalisation des figures 2 et 3 dans la mesure o même pour ces derniers modes de réalisation, l'émission par l'émetteur est elle-même hachée. Un avantage des modes de réalisation de la figure 4 est que dans ce cas on utilise La même chatne de traitement de signal jusqu'au bout, ce qui permet de corriger toutes les erreurs de phase dues à la captation et au traitement du signaL, d'o Il découle une précision optimale étant donnés les moyens de correction mis en oeuvre selon l'invention. On a envisagé jusqu'ici Le cas o L'antenne E2 esft- équidistante des antennes R1 et R2. Ceci est Illustré aux figures 5a et 5b o un aéronef ou plus généralement un engin mobile est référencé 53. Sur la figure 5a, la base d'antennes E1, E2, R1, R2 est représentée montée sur une plate-forme stabilisée 54 servant de référence angulaire en ce sens qu'elle permet de s'affranchir des mouvements en général erratiques rapides de L'engin 53. Sur La figure 5b, La base d'antennes est directement soLidaire de L'engin 53 et son axe 8 est parallèle à celui de l'engin. Pour certaines applications, pour des missiles, en particulier, Il peut être intéressant de placer les antennes El, R1, R2 sur une plate- forme stabilisée et l'antenne E2 sur le missile comme représenté à La figure 5c, L'antenne E2 et le centre de plvotement O de la base d'antennes connue qui marque le milieu du segment reliant Les antennes R1 et R2 étant situés dans le plan de-la figure. L'antenne E2 n'est alors en général plus équidistante des antennes R1 et R2 et on est amené à mesurer deux angles: L'angle B entre l'axe 8 et le plan médiateur 55 qui indique la position de la cible simulée et l'angle * qui indique la position de La cible vraie. L'angle qui doit être déterminé, dans ce cas, est L'angle C qui correspondà La différence des valeurs algébriques des angles telles qu'indiquées sur la figure 5c. On remarque alors que les erreurs de phase d'origine électrique introdultes dans Le système, qui sont les mêmes pour la détermination de l'angle B et de L'angle se retranchent et donc s'annulent Lors de la détermination de l'angle C. En toute rigueur, L'annulation due à la différence ne s'opère pas sur les angles B et e eux- mêmes mals sur Les angles de déphasage t pour l'angLe * et B pour l'angle B qui Les représentent dans Le système de traitement. Cependant, en vertu de La formule (1) cl-dessus et étant donné qu'on a affaire à de petits angles pour lesquels Le sinus peut être assimilé à La valeur de l'argument exprimée en radians, L'annulation de L'erreur 2555 3 1 9 angulaire recherchée reste vraie au premier ordre. Les considérations cidessus conduisent au mode de réalisation de la figure 6. Sur La figure 6, IL n'y a pas de déphaseur sur les voies des signaux de battement ni de boucle d'asservissement de phase. Quant au reste du système on retrouve les mêmes éléments 29, 31, 33, 35, 36 qu'à la figure 3, avec les mêmes connexions entre eux. Les conducteurs de sortie respectifs 17 et 56 des démodulateurs synchrones 33 et 36 sont reliés à deux entrées d'un organe 57 qui a pour fonction de déterminer l'angle C. Les conducteurs 17 et 56 portent des signaux qui sont respectivement de la forme: k sin I et k' sin B, les angles f et B Incorporant dans ce cas les erreurs de phase dues au traitement du signal et Les valeurs des constantes k et k' pouvant être connues de façon classique. L'organe 57 détermine en premier lieu les valeurs respectives de I et de puis la formule (1) simplifiée peut être appliquée, soit: 21 d (10) d 2, d B (11) d IYI = If- l _ 2 I - BI (12) IYI =_ 21 ICI (13) d'o l'on déduit la valeur absolue de l'angle C: ici| 2% d, Y y(14) La valeur ICI débarrassée des erreurs de phase dues au traitement peut ainsi être fournie sous forme d'une grandeur électrique à la sortie 58 du système de traitement. Les avantages de l'invention, liés à ses applications peuvent être résumés comme suit: lorsque l'antenne de simulation E2 est solidaire du groupe d'antennes de réception (figures5a et 5b), le système est analogue à un radar monoimpuLslon classique mals la dérive de l'axe est réduite. Lorsque l'antenne de simulation est solidaire par exemple d'un radome de missile (figures 5b et 5c), la différence entre la valeur de déphasage relevée sur le signal de l'antenne de simulation et sur celui de la cible vraie donne la position de celle-ci par rapport au missile, sous réserve que le diagramme de rayonnement soit assez large. Cette dernière possibilité peut être intéressante lorsque la vitesse du missile est grande devant la vitesse transversale des cibles: l'angle de débattement de l'autodirecteur est alors inférieur à la largeur du diagramme d'antenne d'une part et l'axe du missile est pratiquement confondu avec la trajectoire du missile d'autre part. Le déphasage mesuré entre le signal de cible et le signal simulé peut alors permettre La suppression de La plate-forme stabilisée servant de référence, ce qui correspond au passage du dispositif de la figure 5c à celui de la figure 5b. Ce dispositif simplifié peut s'appliquer notamment à un autodirecteur anti-navire à faible coût. 2555 3 1 9 REVENDICATIONS: 1. Système radar à monoimpulsion à onde continue modulée en fréquence comportant un émetteur, une base d'antennes à une antenne émettrice et au moins deux antennes réceptrices, des mélangeurs qui fournissent des signaux de battement soustractif entre Le signal émis et chaque signal d'écho reçu sur chaque antenne réceptrice après réfLexion sur une cibLe vraie et des moyens de traitement desdits signaux de battement pour effectuer une détection angulaire de La cible vraie ainsi qu'une détection de la distance et/ou de La vitesse par rapport à La cibLe à l'intérieur d'une porte en distance de largeur prédéterminée, caractérisé en ce qu'il comporte un simulateur de cible destiné à corriger les erreurs de phase qui interviennent à un niveau électrique et mécanique dans ledit système radar et qui faussent la détermination de la position angulaire de ladite cible, ledit simulateur comportant à cet effet d'une part une chatne d'émission pouvant être reliée audit émetteur et constituée par un modulateur et une antenne d'émission simulée qui émet vers lesdites antennes réceptrices et dont la position géométrique par rapport à ces dernières est connue par construction ou par mesure, d'autre part des moyens de traitement du signal de battement simulé pour effectuer une détection angulaire de la cible simulée et des moyens de correction desdites erreurs de phase. 2. Système radar selon ta revendication 1 caractérisé en ce que ledit modulateur est un modulateur à bande latérale unique. 3. Système radar selon la revendication 1 ou 2 caractérisé en ce que ladite antenne d'émission simulée est solidaire de Ladite base d'antennes et équidistante desdites antennes réceptrices et que Lesdits moyens de correction consistent en un asservissement de la (des) phase(s) d'au moins un desdits signaux de battement soustractifs, Ledit asservissement étant apte à annuLer en première approximation 2555 3 1 9 lesdites erreurs de phase et comportant à cet effet un système en boucle constitué par au moins un déphaseur situé dans une chaîne de traitement d'un signal de battement soustractif, un organe de mesure du déphasage résiduel relatif à La cible simulée entre ladite chaîne et une chatne homologue et un organe d'asservissement intégrateur dont la sortie commande ledit déphaseur. 4. Système radar selon la revendication 2 ou 3 caractérisé en ce que les organes de mesure de déphasage sont distincts selon qu'il s'agit des signaux de battement soustractifs relatifs à la cible simulée ou à La cible vraie, que les mesures de déphasage sont simultanées et que les portes en distance pour la cible simulée et pour la cible vraie sont disjointes. 5. Système radar selon la revendication 2 ou 3 dans lequel ledit organe de mesure du déphasage relatif à La cibLe simulée s'identifie avec l'organe homologue relatif à La cibLe vraie, caractérisé en ce que la sortie dudit organe de mesure du déphasage est commutable, au moyen d'un commutateur, en alternance vers ledit organe d'asservissement ou vers un organe de mesure d'angle faisant partie desdits moyens de traitement pour effectuer une détection angulaire de la cible vraie. 6. Système radar selon l'une des revendications 2 à 5 caractérisé en ce que ladite base d'antennes est solidaire d'une plafeforme stabilisée embarquée à bord d'un engin mobile. 7. Système radar selon l'une des revendications 2 à caractérisé en ce que ladite base d'antennes est solidaire d'un engin mobile étant montée rigide sur ce dernier et son axe étant parallèle à celui de l'engin mobile. 8. - Système radar dans lequel la base d'antennes comportant l'antenne émettrice et Les deux antennes réceptrices est solidaire d'une plateforme embarquée à bord d'un engin mobile selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que 2555 3 1 9 Ladite antenne d'émission simuLée est montée sur l'engin mobile de façon telle que La droite qui relie Ladite base d'antennes à Ladite antenne d'émission simulée soit sensiblement parallèle à L'axe de L'engin mobile et que Lesdits moyens de correction de phase consistent en des premiers moyens pour déterminer par rapport à L'axe de La base d'antennes un angle e représentatif de la position de la cible simuLée et des deuxièmes moyens pour soustraire ledit angle 8 de L'angle représentatif de la position de la cible vraie par rapport à l'axe de la base d'antennes, de façon à obtenir L'angle Y représentatif de l'angle entre L'axe de L'engin mobile et La direction de ladite cible. 9. Système radar selon la revendication 8 caractérisé en ce que les organes de mesure de déphasage sont distincts selon qu'il s'agit des signaux de battement soustractifs relatifs à la cible simulée ou à la cible vraie, que les mesures de déphasage sont simuLtanées et que les portes en distance pour la cible simulée et pour la cible vraie sont disjointes.