Brevet FR2560699A1 — publié le 19850906

La présente invention concerne un appareil de traitement de signaux destiné à analyser et/ou à synthétiser des signaux. Plus particulièrement, l'appareil de traitement de signaux selon l'invention utilise une organisation pipe-line pour analyser en temps réel retardé le spectre de fréquence d'une composante d'in- formations (ayant une ou pluseiurs dimensions) d'un signal temporel donné dont la plus haute fréquence considérée n'est pas supérieure à f0 e t/ou pour synthétiser en temps réel retardé le signal temporel à partir de son spectre de fréquence analysé.Bien que l'invention ne soit pas limitée à cette application, elle convient particulièrement pour le traitement d'images en temps réel retardé de fréquences spatiales bidimensionnelles d'images de télévision définies par un signal vidéo temporel. De nombreux travaux ont été accomplis pour produire un modèle du fonctionnement du système visuel humain. I1 est apparu que le système visuel humain semble calculer une décomposition spatiale-frdquence primitive d'images lumineuses, par cloisonnement des informations de fréquences spatiales en un certain nombre de bandes de fréquences spatiales et contigus se chevauchant. Chaque bande a à peu près une largeur d'une octave et la fréquence centrale de chaque bande diffère de ses voisines d'un facteur d'environ deux. Des recherches ont suggéré qu'il y a à peu près sept bandes ou "canaux" couvrant la plage des fréquences spatiales de 0,5 à 60 cyclesXdegres du système visuel humain. L'importance de cette découverte est que des informations de fréquences spatiales séparées d'un facteur supérieur à deux d'autres informations de fréquences spatiales peuvent etre traitées indépendamment par le système visuel humain. Il a été en outre trouvé que le traitement des fréquences spatiales apparaissant dans le système visuel humain est localisé dans l'espace. Ainsi, les signaux dans chaque canal de fréquence spatiale sont calculés dans des petites sous-régions de l'image. Ces sous-régions se chevauchent entre elles et ont à peu près une largeur de deux cycles à une fréquence particulière. Si une image de réseau sinusoïdal est utilisée comme configuration d'essai, il apparaît que la fonction contraste/seuil-sensibilité pour l'image de réseau sinusoidal, déroule rapidement quand la fréquence spatiale de cette image augmente. Autrement dit, des fréquences spatiales élevées nécessitent un contraste élevé pour être vues (environ 20% à 30 cycles/degrés) mais des fréquences spatiales plus basses nécessitent un contraste relativement bas pour être vues (environ 0,28 à 3 cycles/degrés). Il s'est avéré que la capacité du système visuel humain de détecter un changement dans le contraste d'une image de réseau sinusoldale qui est au-dessus du seuil est également meilleure aux fréquences spatiales inférieures qu'aux fréquences spatiales supérieures. Plus particulièrement, chez un sujet. humain moyen, pour discriminer correctement un changement de contraste de 758 du temps, il faut à peu près un changement de contraste de 12% pour un réseau sinusoidal à trois cycles/degrés, mais un changement de contraste de 30% pour un réseau à 30 cycles/degrés. Le Dr. Peter J. Burt, qui est averti des propriétés mentionnées ci-dessus du système visuel humain a développé un algorithme (appelé ci-après "pyramide de Burt") qu'il a appliqué au moyen d'un calculateur en temps non réel pour analyser les fréquences spatiales bi-dimensionnelles d'une image en plusieurs bandes de fréquences spatiales séparées. Chaque bande de fréquences spatiales (autre que la bande des fréquences spatiales la plus basse) a de préférence une largeur d'une octave. Ainsi, si la fréquence spatiale la plus élevée considérée de l'image n'est pas supérieure à fO, la bande des fréquences les plus élevées couvre l'octave de f0/2 à fO (avec une fréquence centrale à 3f0/4) ; la bande de fréquence suivante couvre l'octave de f0/4 à f0/2 (avec une fréquence centrale 3f0/8, etc..). Il y a lieu maintenant de se référer à la liste suivante d'articles autorisés par le Dr. Burt qui décrit en détail différents aspects de la pyramide Burt "Segmentation and Estimation of Image Region Properties Through Cooperative Hierarchial Computation", par Peter J. Burt, et coll., IEE Transactions on Systems, Man and Cybernetics, Vol. SMC-11, N 12, 802-809, Décembre 1981. "The Laplacian Pyramid as a Compact Image Code" par Peter J. Burt, et coll., IEE Transactions on Communications, Vol, COM-31, 5 4, 532-540, avril 1983. "Fast Algorithms for Estimating Local Image Properties" par Peter J. Burt, Computer Vision, Graphics, and Image Processing 21, 368-382 (1983). "Tree and Pyramid Structures for Coing Hexagonally Sampled Binary Images" par Peter J. Burt, Computer Graphics and Image Processing 14, 271-280 (1980). "Pyramid-based Extraction of Local Image Features with Applications to Motion and Texture Analysis" par Peter J. Burt, SPIE Vol 360, 114-124. "Fast Filter Transforms for Image Processing" par Peter J. Burt, Computer Graphics and Image Processing 16 20-51 (1981). "A Multiresolution Spline with Applications to Image Mosalcs", par Peter J. Burt et colt. Image Processing Laboratory Electrical, Computer, and Systems Engineering Department, Rensselaer Polytechnic Institute, June 1983. "The Pyramid as a Structure for Efficient Computation" par Peter J. Burt, Image Processing Laboratory, Electrical and Systems Engineering Department, Rennselaer Polytechnic Institute, juillet 1982. L'algorithme de la pyramide de Burt utilise des techniques particulières d'échantillonnage pour analyser une image originale de résolutions relativement élevées en une hiérarchie de N (où N est un nombre entier) images composantes séparées (dans lesquelles chaque image composante est une image de Laplace constituée d'une octave différente des fréquences spatiales de l'image originale) plus une image rémanante de Gauss (qui est constituée par toutes les fréquences spatiales de l'image originale au-dessous de l'image de Laplace de composantes de plus basse octave).Le terme "pyramide" tel qu'il est utilisé ici concerne la réduction successive de la largeur de bande de fréquences spatiales et de densité des échantillons de chacune des images composantes de la hiérarchie en allant de l'image composante de l'oc- tave la plus élevée vers l'image composante de l'octave la plus basse. Un premier avantage de l'algorithme de la pyramide de Burt est qu'il permet que l'image originale de haute résolution soit synthétisée à partir des images composantes et de l'image restante sans introduction des fréquences spatiales parasites dues à des erreurs. Un second avantage de l'algorittme de la Pyramide de Burt est que la largeur de bande des fréquences spatiales d'une octave dans chaque hiérarchie des images composantes répond aux propriétés du système visuel humain mentionné ci-dessus. Cela permet de traiter sélectivement ou de modifier sélectivement les fréquences spatiales de certaines individuelles des images composantes de la hiérarchie de manières indépendantes et différentes (c'est-à-dire sans traitement du signal d'une quelconque image composante affectant nettement une autre image composante) afin d'amdliorer ou de produire certains autres effets désirés dans l'image stynthétisée dérivée des images composantes traitées. Un exemple d'un tel effet désiré est la technique de séparation à résolutions multiples décrite en détail dans l'article A Multi résolution Spline with Applications to Image Mosaics" mentionné ci-dessus. Jusqu'S présent, l'algorithme de la Pyramide de Burt a été appliquée en temps non réel au moyen d1un calcul numérique à usage universel. te niveau de chaque échantillon d'élément d'image d'une image originale est représenté par un nombre à plusieurs bits (par exemple 8 bits) mémorisé à une position d'adresse individuelle d'une mémoire de calculateur.Par exemple une image originale bidimensionnelle de résolution rela- tivement élevée comprenant 29g512) échantillons d'éléments d'images dans chacune de ces deux dimensions nécessite une mémoire de grande capacité de 218(262.144) positions d'adressez pour mémoriser respectivement chacun des nombres a plusieurs bits représentant les niveaux des échantillons d'éléments d'images respectifs constituant l'image initiale. L'image originale mémorisée dans la mémoire peut être crantée par un calculateur numérique selon l'algorithme de la Pyramide de Burt Ce traitement implique l'exécution itérative de phases telles que la convolution des échantillons d'éléments d'images avec une fonction de pondération de noyaux prédéterminée, une conversion décimale des échantillons, une expansion des échantillone par interpolation et une soustraction des échantillone. La valeur de la fonction de noyaux (dans une ou plusieurs dimensions) est relativement réduite (en ce qui concerne le nombre des éléments d'images) comparativement à chaque dimension de l'image entière. La sous-région ou la fenêtre des éléments d'images (de dimensions égales à la fonction de noyau et disposées symétriquement autour de chaque élément d'image) est multipliée par la fonction de pondération de noyau et additionnée dans un calcul de convolution. La fonction de pondération de noyau est choisie pour fonctionner comme un filtre passe-bas des fréquences spatiales multi-dimensionnelles de l'image subissant la convolution. La fréquence nominale de "coupure" (également appelée dans la technique des filtres "coude") de la caractéristique du filtre passe-bas prévu dans chaque dimension par la fonction de noyau est choisie pour être pratiquement la moitié de la plus haute fréquence considérée dans cette dimension du signal subissant convolution.Mais cette caractéristique de filtre passe-bas n'a pas nécessairement un déroulement en gradins à une fréquence de coupure donnée mais peut avoir un déroulement relativement progressif, auquel cas une fréquence nominale de coupure est définie comme la fréquence à laquelle une certaine valeur prédéterminée (par exemple 3 dB) d'atténuation est produite. Des filtres avec des caractéristiques progressives peuvent être utilisés car la Pyramide de Burt compense de par sa nature l'introduction des fréquences parasites, dues à des erreurs, résultant d'une caractéristique passe-bas progressive du filtre. L'image convoluée est décomposée en éliminant dans chacune des dimensions respectives de l'image, successivement considdrdes un élément d'images convolué sur deux, ce qui réduit de moitié le nombre des éléments d'images convoluées dans chaque dimension. Etant donné qu'une image est conventionnellement bidimensionnelle, une image décomposée et convoluée est constituée seulement par un quart du nombre des éléments que contient l'image avant cette décomposition. Le nombre réduit des éléments d'images dans cette image décomposée et convoluée (appelée une image de Gauss) est mémorisé dans une seconde mémoire. En commençant avec les échantillons d'éléments d'images initiales mémorisés, la procédure précitée de convolution-décomposition est effectuée de façon itérative Nfois (où N est un nombre entier) ce dont il résulte N+1 images constitudes par l'image initiale de haute résolution et une pyramide hiérarchique de N images supplémentaires de Gauss de résolution réduite, dans lesquelles le nombre des échantillons d'images (densité des échantillons) dans chaque dimension de chaque image supplémentaire est seulement la moitié du nombre des échantillons dans chaque dimension de l'image immédiatement précédente.Si l'image initiale mémorisée de haute résolution est désignée par G0, la hiérarchie des N images supplémentaires mémorisées peut être désignée respectivement par G1 à GN, le nombre successivement réduit des échantillons de chacune de ces N images supplémentaires étant mémorisée dans l'une séparée de N mémoires. Ainsi, en comptant l'image initiale mémorisée, il y a au total N+1 mémoires. Dans la mise en oeuvre en temps non réel d'algorithmes de la Pyramide de Burt, la procédure de calcul suivante consiste à produire des échantillons supplémentaires de valeurs interpolées entre chaque paire d'échantillons d'éléments d'images mémorisés G1 dans chaque dimension, se qui produit une expansion de la densité des échantillons réduits de l'image mémorisée G à la densité d'échantillonnage de l'image initiale mémorisée G,. ta valeur numérique de chacun des échantillons de l'image expansée G1 est ensuite soustraite de la valeur numérique mémorisée de l'échantillon correspondant de l'image initiale Go pour produire une image de différence (connue comme image de Laplace) Cette image de Laplace (désignée par t0) qui a la même densité d'échantillons que l'image initiale Go est constituée par les fréquences spatiales que contient l'image originale dans l'octave f0/2 à fû-plus souvent une petite composante de compensa- tion d'erreur de fréquences spatiales inférieures correspondant à la perte d'inòtmations causées respectivement par la phase de décomposition utilisée pour dériver la densité d'échantillons réduite de l'image G1 et dans l'introduction des échantillons de valeurs interpolées apparaissant dans l'expansion de la densité d'échantillons pour la ramener à celle de l'image originale G Cette image de Laplace t0 remplace alors limage originale Go dans la mémorisation de la première des N+1 mémoires de pyramide. D'une manière similaire, en répétant de façon itérative cette procédure, une hiérarchie constituée de N-l images de Laplace supplémentaires L1 à LN-l est obtenue à son tour et écrite dans l'une correspondante des N-1 mémoires supplémentaires respectives dans lesquelles sont mémorisées les images de Gauss G1 à GN 1 (en remplaçant ainsi en mémoire les images de Gauss G1 à GN 1 ). L'image de Gauss GN (ayant la densité d'échantillons la plus réduite) n'est pas remplacée dans sa mémoire correspondante par un image de Laplace mais elle reste mémorisée dans cette mémoire comme reste de Gauss constitué par les fréquences spatiales les plus basses (c'està-dire celles au-dessous de l'octave LN-l ) que contient l'image d'origine. L'algorithme de Pyramide de Burt permet de rétablir l'image initiale, sans erreur, par une procédure de calcul itérative qui applique des phases successives d'expansion de l'image restante mémorisée GN à la densité d'échantillonnage de l'image LN-l et en lui ajoutant l'image de Laplace mémorisée LN~1 pour obtenir une image somme. Cette image somme est expansée d'une façon similaire et.additionnée à l'image de Laplace Li~2, etc... jusqu a ce que l'image initiale de haute résolution soit synthétisée par la sommation de toutes les images de Laplace et l'image restante.En outre, après l'analyse d'une ou plusieurs images originales en N images de Laplace et un reste de Gauss, il est possible d'introduire toute opération de traitement ou de modification d'images voulues particulières (comme une séparation) avant de synthétiser une image complète de haute résolution. La mise en oeuvre en temps non réel de l'algorithme de Pyramide de Burt par un traitement par calculateur est efficace pour traiter des informations d'images fixes. Elle n'est donc pas applicable à l'analyse d'un flux d'images successives qui peuvent changer continuellement dans le temps (par exemple des trames vidéo successives d'une image de télévision). Les mises en oeuvre en temps réel de l'algorithme de la Pyramide de Burt, selon i 'inven- tion, sont nécessaires pour analyser des images successives qui changent avec le temps. Plus particulièrement, vention-concerne donc un appareil de traitement de signaux avec une organisation pipe-line pour analyser en temps réel retardé le spectre de fréquences d'une composante d'informations d'un signal temporel donne dan lequel la fréquence la plus élevée considérée de ce spectre de fréquence n'est pas supérieure à f0. En outre, cette composante d'information du signal temporel donné correspond à des informations ayant un nombre donné de dimensions. L'appareil compote un groupe de N dispositifs de translation de signaux échaantillonnés, disposés de façon ordinaire (où N est un nombre entier). Chacun des dispositifs de translation comporte une première et une seconde bornes d'entrée et une première et une seconde bornes de sortie. La premiere borlle d'entrée du premier dispositif de translation du groupe est connectée pour recevoir le signal d'entrée temporel donné. La première borne d'entrée de chacun du second au Niàme dispositif de translation du groupe est connectée à la première borne de sortie du dispositif de translation qui le précède immédiatement dans ce groupe de sorte que chacun du second au Nième dispositif de translation émet un signal vers le dispositif de translation du groupe qui le suit i7omé- diatement. La seconde borne d'entrée de chacun des dispositifs de translation du groupe est connectée pour recevoir un signal d'horloge d'échantillonnage séparé Avec cette dispositions chacun des dispositifs de translation du groupe dérive à sa première et sa seconde bornes de sortie des signaux à une fréquence égal à la fréquence d'échantillonnage du signal d'horloge qui lui est appliqué En outre, chaque dispositif de translation du groupe remplit une fonction de transfert passe-bas entre sa première borne d'entrée et la première borne de sortie pour la composante d'informations du signal appliquée à sa première borne d'entrée. La fonction de transfert passe-bas de chaque dispositif de translation du groupe a une fréquence de coupure nominale qui est une fonction directe de la fréquence d'échantillonnage du signal d'horloge appliqué à la seconde entrée de ce dispositif de translation du groupe. En outre, le signal d'horloge, lorsqu'il est appliqué à la seconde borne d'entrée du premier dispositif de translation du groupe a une fréquence d'échantillonnage qui (a) est double de fO et (b) établit pour la composante dtinforma- tion une fréquence de coupure nominale de la fonction de transfert passe-bas du premier dispositif de translation du groupe inférieure à fO .Par ailleurs encore, le signal d'horloge appliqué à la seconde borne d'entrée de chacun du second au Nième dispositif de translation du groupe a une fréquence d'échantillonnage qui (a) est inférieure à la fréquence d'horloge appliquée à la seconde borne d'entrée de celui des dispositifs de translation qui précède immédiatement dans le groupe, (b) est au moins égale au double de la fréquence maximale de la composante d'informations appliqué à sa première borne d'entrée, et (cj établit une fréquence nominale de coupure pour sa fonction de transfert passe-bas qui est inférieure à celle du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement. Le signal apparaissant à la seconde borne de sortie de chaque dispositif de translation du groupe correspond à la différence entre la composante d'informations appliqué à sa première entrée et une fonction directe de la composante d'informations dérivée à sa première borne de sortie. Bien que cela ne soit pas limitatif, la composante d'informations du signal temporel donné , traité par l'appareil de traitement de signaux selon l'invention, peut par exemple correspondre aux composantes de fréquences spatiales bidimensionnelles de chacune des trames successives d'une image de télévision qui a été balayée en série dans chacune des deux dimensions. En général, l'invention convient pour analyser le spectre de fréquence d'un signal produit par une source de fréquences spatiales ou non spatiales dans une ou plusieurs dimensions, indépendamment de la nature particulière de la source. Ainsi, par exemple, l'invention convient pour analyser des signaux complexes à 1, 2 ou plusieurs dimensions provenant de sources de son, de sources radar; de sources sismographiques, de sources robotiques, etc. en plus des sources d'images visuelles bidimensionnelles comme des images de télévision. De plus, l'invention est également orientée sur un appareil de traitement de signaux utilisant une organisation pipe-line en réponse à un groupe de signaux analysés pour synthétiser en temps réel retardé le signal complexe. D'autres caractéristiques et avantages de loin Invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de plusieurs exemples de réalisation et en se réiérant aux dessins annexés sur lesquels :: La figure 1 est un diagratme fonctionnel qui illustre 1' invention dans sa mise en oeuvre la plus générale et la plus générique, La figure la représente un mode numérique de réalisation de prerssiere espèce de l'un des dispositifs de translation de signaux échantillonnés de groupe de la figure 1, ta figure lb représente un mode numérique de réalisation d'une seconde espèce de l'un des dispositifs de translation de signaux échantillonnés du groupe de la figure 1, La figure ic représente un autre mode numé rique de réalisation d disposilti.f de translation finale de signaux échantillonnés du groupe, de la première ou de la seconde espèces de la figure i, La figure 2 montre un exemple d'une fonction de pondération noyau qui peut être utilisée pour la mise en oeuvre de l'invention, La figure 3 est un schéma simplifié d'un système unidimensionnel d'analyseur de spectre, de circuits de modification de spectre et d'analyseur de signaux selon des aspects de l'invention, La figure 4 est un schéma simplifié de l'un des étages d'analyse utilisés pour les calculs itératifs du processus d'analyse spectral de la figure 3, analyse faite selon un aspect de ltinvention, La figure 5 est un schéma simplifié d'une modification qui peut être apportéé à une paire d'étages successifs d'analyse de la figure 4 dans un autre mode de réalisation de l'invention, La figure 6 est un schéma simplifié de l'un des étages de synthèse utilisé dans le processus itératif de synthèse de signaux de la figure 3 à partir des composantes spectrales, Les figures 7, 8, 9 et 10 sont des schémas simplifiés des circuits de modification de spectre de la figure 3 selon l'invention, La figure Il est un schéma simplifié d'une modification au système de la figure 3 utilisée lorsqu'il est souhaitable d'aligner dans le temps des échantillons de spectre pour le traitement selon un aspect de l'invention, La figure 12 est un schéma simplifié d'un analyseur de spectre de fréquence spatiale bidimensionnelle utilisant l'organisation pipe-line pour effectuer l'analyse spectrale en temps réel retardée, et La figure 13 est un schéma simplifié d'un appareil pour synthétiser des signaux représentant la trame d'échantillonnage analysée par l'analyseur de spectre de la figure 12 à partir de son spectre de sortie. Selon la figure 1, chacun des dispositifs de translation de signaux échantillonnés 100-1 à 100-N y compris, disposes dans l'ordre (où N est un nombre entier) comportent deux bornes d'entrée et deux bornes de sortie. Un signal temporel donné Go définissant des informations est appliqué comme une entrée à une première des deux bornes d'entrée du premier dispositif de translation du groupe 80-9. Le signal temporel Go peut être un signal analogique permanent (par exemple un signal de son ou un signal vidéo) ou en variante, le signal temporel Go peut être un signal analogique échantillonné.En outre, dans ce dernier cas, chaque niveau d'échantillon peut être représenté directement par un niveau d'amplitude ou peut être représenté indirectement par un nombre (par exemple en faisant passer chaque niveau d'amplitude d'échantillon par un convertisseur analogique-numérique non représenté sur la figure 1 avant d'appliquer le signal temporel Go à la première entrée du dispositi.de translation 100 1)Le spectre de fréquence de Go comprend une plage s'étendant entre zéro (c'est-à-dire une tension continue) et la fréquence fo (c'est-à-dire une plage qui contient toutes les fréquences considérées qui correspondent à des informations ayant un nombre donné de dimensions). Plus particulièrement, CQ peut être un signal filtré préalablement mais ne contenant aucune fréquence sup4- rieure à f0. Dans ce cas, la fréquence 2fo-du dispositif de translation 100-1 satisfait le critère de Nyquist pour toutes les composantes de fréquence de fO. Mais en variante Go peut contenir certaines composantes de fréquence supérieures à ò qui sont sans intérêt. Dans ce dernier cas, le critère de Nyquist n'est pas satisfait et il en résulte quelque erreur. Sur le plan pratique, bien qu'elle seit indésirable, cette erreur si elle n'est pas trop importante peut quelquefois être tolérée. Selon la figure 1, la première borne d'entrée de chacun des autres dispositifs de translation 100-2... 100=N du groupe est connectée b la première des deux bornes de sortie du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement. Plus particulièrement, la première borne de sortie du dispositif de translation de signaux 100-1 est reliée à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-2 ; la première borne de sortie du dispositif de translation 100-2 est reliée à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-3, non représentée ; ... et la première borne de sortie du dispositif de translation 100-(N-1, également non représenté) est reliée à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-N.Ainsi, l'appareil de traitement de signaux de la figure 1 utilise l'organisation pipe-line en reliant chaque dispositif de trains la tion respectif de groupe à un autre. Un signal d'horloge séparé de fréquence d'échantillonnage est appliqué à la seconde des deux bornes d'entrée de chaque dispositif de translation du groupe 100-1... 100-N. Plus particulièrement le dispositif de translation 100-1 reçoit le signald'horloge CL1 de fréquence d'échantillonnage à la seconde entrée ; le second dispositif de translation 100-2 reçoit le signal d'horloge CL2 de fréquence d'échantillonnage à sa seconde entrée... et le dispositif de translation 100-N reçoit le signal d'horloge CLN de fréquence d'échantillonnage appliqué à sa seconde entrée.. Les valeurs relatives des signaux d'horloge CL1... CL sont contrain N tes de la manière indiquée sur la figure 1. La signification de ces contraintes sera discutée plus en détail par la suite. En outre, selon la figure 1, le dispositif de translation 100-1 produit un second signal de sortie Lg à sa seconde borne de sortie. D'une manière similaire, les autres dispositifs de translation 100-2... 100-N du groupe produisent des signaux de sortie respectifs La... LN-l à leurs secondes bornes de sortie respectives. Chacun des dispositis de translation 100-1... 100-N du groupe, indépendamment de sa structure interne particulière, peut être considéré comme une "boite noire" qui remplit une fonction de transfert passe-bas entre sa première borne d'entrée et sa-première borne de sortie pour le spectre de fréquence de la composante d'infor- mations du signal d'entrée appliqué à sa première borne d'entrée. En outre, cette fonction de transfert passebas de chaque dispositif individuel de translation 100-1, 100-2.. .100-N du groupe assure une élimination à une fréquence nominale de coupure qui est une fonction directe de la fréquence d'échantillonnage du circuit d'horloge appliqué à la seconde borne d'entrée. Comme cela a été expliqué ci-dessus, dans le cas de la Pyramide de Burt, l'élimination peut être progressive plutôt que en gradins. Plus particulièrement, le dispositif de translation 100-1 reçoit le signal d'entrée Go décrit ci-dessus à sa première borne d'entrée. La fréquence la plus élevée considérée dans le spectre de fréquence de Go n'est pas supérieure à f Egalement, la fréquence d'échantillonnage du signal horloge BLr appliquée à la seconde borne d'entrée du dispositif de translation 100-1 est égale à 2f0 (c'est-à-dire une fréquence qui satisfait le critère de Nyquist tour toutes les fréquences considérées du spectre de fréquence de G0).Dans ces conditions, la fonction de transfert passe-bas entre la première borne d'entrée et la première borne de sortie du dispositif de translation 1001 est telle que seules les fréquences dans le spectre de fréquence de qui ne sont pas supérieures à rq ion f1 est inférieur à f0' passent à la première borne de sortie du dispositif de translation 100-1. Ainsi un signal de sortie G1 est produit à la première borne de sortie du dispositif de translation 100-1 avec un spectre de fréquence déterminé par les caractéristiques particulières de la fonction de transfert passe-bas) qui est constitué principalement par la partie inférieure du spectre de fréquence de G0. Ce signal G1 G1 est ensuite appliqué à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-2. Comme l'indique la figure 1 horloge de fréquence d'échantillonnage CL2 (appliquée à la seconde borne d'entrée du dispositif de translation 1D0-2) est inférieure à 2fo (fréquence d'échantillonnage de l'horloge C1) mais elle est au moins égale à 2f1 (double de la fréquence maximale f1 dans le spectre de fréquence de G1).Par conséquent, la fréquence d'échantillonnage de l'horloge CL2 est encore suffisamment élevée pour satisfaire le critère de Nyquist dans le spectre de fréquence de G1 appliqué à la première borne d'entrée du dispositif de translation 100-2, bien qu'elle ne soit pas suffisamment élevée pour satisfaire le critère de Nyquist pour la plus haute fréquence possible considérée fO dans le spectre de frequence de Go appliqué à la première borne d'entrée du dispositif-de translation 100-1 qui précède immédiatement. Ce type de relation Qdans laquelle la fréquence d'échantillonnage d'horloge appliquée à la seconde entrée du dispositif de translation du groupe diminue quand la position dans l'ordre de ce dispositif de translation du groupe augmente) s'applique de fanon générale. Plus particulièrement, l'horloge appliquée à la seconde borne d'entrée de chacun des dispositifs de translation 100-2... 100-N du groupe a une fréquence a !échantillonnage qui (a) est inférieure à celle de l'horloge de la seconde entrée du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement, (b) est au moins égale au double de la fréquence maximale de la composante d'information du signal appliqué à la première borne d'entrée et (c) décale vers le bas la fréquence nominale de coupure pour sa fonction de transfert passe-bas à une valeur inférieure à celle du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement. Ainsi, la fréquence maximale f2 du signal G2 apparaissant'à la seconde sortie du dispositif de translation 100-2 est inférieure à f1... et enfin, la fréquence maximale f N dans le spectre de fréquence du signal GN (apparaissant à la première borne de sortie du dispositif de translation 1Q0-N) est inférieure à la fréquence fin~1 du spectre de fréquence du signal GN-1 1 apparaissant à la première borne de sortie du dispositif de translation - non représenté- du groupe qu précède immédiatement le dispositif de translation 100-m et qui est appliqué à la première entrée du dispositif de translation 100-N). à nouveau, en considérant chaque dispositif individuel do translation 100-1... 100-N comme une 'boite noire", chacun des signaux de sortie L0.. LN-1 produit respectivement la La seconde sortie de chaque dispositif de translation 100-1... 100-N du groupe correspond à- la différence entre la composante d infor- mation du signal appliqué à la premier borne d'entrée de ce dispositif de translation et une fonction directe de la composante d informations du signal provenant de la première borne de sortie de ce dispositif de translation.Ainsi, comme l'indique la figure 1, L0 ist égal à (ou au moins correspond à) la différence G0 - G (G1), où g (G1) est soit G1 lui-même ou une certaine fonction directe spécifiée G1. D'une manière similaire, L1 est égal (ou au moins correspond) à G1-g (G2) ,.. LN-1 est égal (ou au moins correspond) à GN-1 - g (GN). L'appareil de traitement de signaux décrit en regard de la figure 1 analyse la signal original G0 en plusieure sorties parallèles constituées par les sorties de Laplace L0, L1... LN-1 (dérivés respectivement à la seconde borne de série de chacun des dispositifs de translation pipe-line 100-1... 100-N du groupe) dus une sortie de usus restante GN (obtenue à la première borne de de sortie du dernier dispositif de trans la- tion (100-N) du groupe) En général, les seules limitations des valeurs relatives des fréquences d'horloge d'échantillonnage respectives f0... fN-1 sont celles indiquées sur la figure 1.Mais il est généralement avantageux de spécifier des valeurs des fréquences d'horloge d'échantillonnage appliquées à la seconde borne d'entrée de chacun des dispositifs de translation 100-1... 100-N de manière que les rapports respectifs CL2-/CL1, CL3/CL2.. CLN/CLN 1 soient égaux à 1/2 (ou une puissance entière de 3j2 correspondant au nombre des dimensions de la composante d'informations du signal analysé). Il en résulte que la sortie analysée du spectre de fréquence du signai original Go est divisée en des bandes passantes de fréquences parallèles et séparées de signaux de composantes de Laplace Lu... LN 1 qui (en négligeant les erreurs d échantillonnage dues à la perte dtinformations du signal entrainées par une réduction de densité d'échantillonnage ou à l'adjonction de composantes parasites erronées) ont toutes une largeur d'une octave pour chaque dimension de la composante d'informations et contiennent seulement les fréquences présentes dans le spectre de fréquences de signal initial Go se situant dans cette octave particulière. Des fréquences du spectre de fréquence du signal original Go se situant au-dessous du signal de composante de Laplace d'octave la plus basse Li 1 se trouvent alors dans le signal de Gauss restant GN de la sortie analysée. En général N est un nombre entier d'une valeur donnée de deux ou davantage, mais il existe des types d'informations dans lesquelles une valeur donnée relativement faible des peut suffire pour analyser toutes les fréquences considérées dans chaque dimension du spectre de fréquences du signal original Go avec une résolution suffisamment élevée. A titre d'exemple, dans le cas des images visuelles, il apparaît souvent qu'une valeur de N égale à sept est suffisante de sorte que dans ce cas, les fréquences dans chaque dimension du signal restant GN sont inférieures à 1/128 (1/273 de la fréquence supérieure considérée f0 du spectre de fréquence Go du signal original. La figure la présente sous une forme généralisée un mode numérique de réalisation d'une première espèce d'un dispositif de translation de signaux échantillonnés 100-1... 100-N du groupe pipe-line de la figure 1. Sur la figure la, ce mode de réalisation de la première espèce d'un dispositif individuel de translation 100-1 100 (N-1) du groupe est désigné par 100a-X et le mode de réalisation de première espèce du dispositif de translation qui suit immédiatement dans le groupe est désigné par 100a-(N-1). Le dispositif de translation 100a-X est constitué par un filtre à convolution numérique 102 à m prises (où m est un nombre entier de trois ou davantage, de préférence impair, un circuit de décomposition 104, un expanseur 106 un filtre d'interpolation numérique 108 n prises (où n est un nombre entier de trois ou davantage de préférence impair), un circuit à retard 109 et un soustracteur 110 L'horloge de fréquence d'échantillonge CL3 (c'est-à-dire l'horlage représentée sur la figure 1, appliquée à la seconde entrée de chaque dispositif de translation du groupe de dispositif de translation 100a-K) est appliquée à une entrée de commande de chacun des éléments respectifs 102, 104, 106, 108, 109 et 110. Le signal GK-1 appliqué à la première entrée du dispositif de translation 100a-X est appliqué a une entrée du filtre à convolution 102 et es le retard 109 à une entrée du soustracteur 110. Les densités des échantillons indiquées dans la figure la sont les mêmes densités par dimensions du signal d'infor- mations. Plus particulièrement, la signal GK-1 a une densité d'échantillons dans chaque dimension du signal d'informations qui est établi dans le domaine temporal par la fréquence d'échantillonnage de l'horloge CLK du dispositif de translation 10a-K. Ainsi, chacun des échantillons constituant G 1 est traité par le filtre 102. La fonction du filtre à convolution 102 est de réduire la fréquence maximale de son signal de sortie GK par rapport à la fréquence maximale de son signal d'entrée GK-1 (comme expliqué ci-dessus en regar de la figure 1).Mais comme l'indique la figure la, la densité des échantillons à la sortie du filtre 102 est encore la fréquence d'échantillonnage CLK Cette sortie du filtre 102 est appliquée à une entrée du circuit de décomposition 104. Ce dernier émet à sa sortie certains seulement (non la totalité des échantillons successifs dans chaque dimension qui sont appliqués à son entrée par le filtre 104. Ainsi, la densité d'échantillons dans chaque dimension à la sortie du circuit de décomposition 104 est réduite par rapport à la densité des échantillons dans cette dimension à son entrée.Plus particulièrement1 comme l'indique la figure la, la densité d'échantillons CLK+1 dans chaque dimension à la sortie du circuit de décomposition 104 est telle que dans le domaine temporel, elle peut être définie à la fréquence réduite déterminée par l'horloge de fréquence d'échantillonnage réduite CLK+1 appliquée à la seconde entée du dispositif de translation lOOa-(K+l) qui suit immédiatement.En outre, les échantillons de densité réduites dans chaque dimension du signal Gx à la sortie du circuit de décomposition 104 tels qu'ils sont organisés dans le domaine temporel apparaissent en phase avec l'apparition de l'horloge de fréquence d'échantillonnage CLK+î appliquée à la seconde entrée du dispositif de translation 100a-{K+13 qui suit immédiatement. Sur la figure la1 le signal de sortie GK du circuit de décomposition 104 {qui constitue le signal à la première sortie du dispositif de translation 100a-K) est appliqué à la première entrée du circuit de translation 100a-(K+1) qui suit immédiatement.Ainsi, la relation isochrone entre la densité d'échantillonnage réduite des échantillons de G K à la première entrée et de la fréquence d'échantillonnage réduite CLK+1 à la seconde entrée du dispositif de translation 100a-(K+l) est similaire à la relation isochrone entre la densité d'échantillonnage plus élevée des échantillons GK 1 à la première entrée et de la fréquence d'horloge d'échantillonnage plus élevée CLK à la seconde entrée du dispositif de translation 100a-K (décrit ci-dessus). Bien que cela ne soit pas limitatif, un mode préféré de réalisation du circuit de décomposition 104 a pour effet, dans chaque dimension des informations du signal, de réduire de moitié la densité des échantilions à l'entrée, dans cette dimension. Dans ce cas, le circuit de décompositon 104 émet à sa sortie un échantilion sur deux dans chaque dimension reste à son entrée Ainsi, pour des informations de signaux unidimensionnels, la densité d'échantillons CK+1 est (1/2) ou la moitié de la densité rS échantillons CL Pour des informations bidimensionnelles la densité d'échantillons CLK+1 dans chacune des deux dimensions est la moitié, ce qui donne une densité d'échantillons bidimensionnels de(1/2) ou un quart. Bien que le spectre de fréquence en bandes de base de GK soit le même d l'entrée du circuit de décom- position 104 qu'à sa sortie, le signal GK de densité d'échantillons traduite à la sortie du circuit de décompo- sition 104 entraîns la parte d'une certains quantité d'informations de phase qui sont présentes dans le signal de plus haute densité d'échantillons appliqués à L'entrée du circuit de décomposition 104 En plus d 'r tre appliquée à la première entrée du dispositif de translation qui suit immédiatement, la sortie du circuit de décomposition 104 est également appliqué à une entrée d an expanseur 106 L'expanseur 106 sert à insérer, comme un échantillon supplémentaire un zéro f nombre représentant un zéro) à chaque position d'échantillon de a horloge CLK à laquelle un échantillon de la sortie du circuit de décomposition 104 est absent.De cette manière, la densité d'échantillons à la sortie de l'expanseur 106 est établie à la meme densité que l'entrée du circuit de décomposition 104 Dans le cas préféré dans lequel la densité d'échantillons dans Chaque dimension est réduite de moitié e 1 expanseur 106 insère dans que dimension un zéro entre chaque paire d'échantillons voisins dans sa dimension à la sortie du circuit de décomposition 104. Bien que l'expanseur 106 augmente la densité des échantillons de sa sortie par rapport à son entrée, il ne change en aucune manière les informations du signal GK à sa sortie par rapport à son entrée. Mais l'introduction des zéros a pour effet d'ajouter des images ou des répétitions des informations du signal G K en bande de base apparaissant comme des harmoniques CL du spectre de fréquence en bande latérale. Le signal GX à la sortie de l'expanseur 106 passe ensuite par un filtre d'interpolation 108. Le filtre d'interpolation 108 est un filtre passe-base qui laisse passer le signal GK en bande de base mais qui supprime les harmoniques CL du spectre de fréquence en bandes latérales. Par conséquent, le filtre 108 remplace chaque échantillon de valeur zéro par un échantillon de valeur interpolé, dont chacun a une valeur définie par les valeurs respectives des échantillons portant les informations qui l'entourent. L'effet de ces échantillons de valeurs interpolées est de définir avec une plus haute résolution l'enveloppe des échantillons partant des informations.De cette manière, les composantes à haute fréquence du signal Gx à la sortie de l'expanseur 106, qui sont au-dessus de la bande de base, sont pratiquement éliminées par le filtre d'interpolation 108. Mais ce filtre d'interpolation 108 n' ajoute pas et ne peut ajouter des informations au signal GK interpolé à sa sortie, qui ne sont pas déjà presentes dans le signal GK de densité d'échantillon réduite à la sortie du circuit de décomposition 104. Autrement dit, l'expanseur 106 sert à expanser la densité d'échantillon réduite dans chaque dimension du signal GK jusqu'à la même densité dans chaque dimension du signal G K à la sortie du filtre à convolution 102. Le soustracteur 100 sert à soustraire le signal GK apparaissant à la sortie du filtre d'interpolation 108 du signal GK,1 appliqué à la première entrée du signal de translation 100a-K et appliqué à une entrée du filtre à convolution 102 et par un circuit à retard 109 au soustracteur 110. Le circuit à retard 109 introduit un retard égal au retard total introduit par le filtre à convolution 102, le circuit de décomposition 104, l'expanseur 106 et le filtre d'interpolation 108. Par conséquent, étant donné que les deux signaux appliqués aux entrées du soustracteur 110, ont, dans chacune de leurs dimensions, la même densité d'échantillons CL et ont subi des retards égaux1 le soustracteur 110 soustrait un niveau représentant par le nombre dans chaque échantillon du signal GK à cette entrée du niveau représenté par le nombre dans l'échantillon correspondant de l'entrée GK-1.Ainsi, la sortie du soustracteur 110 constitue le signal de la Laplace LK-1 produit à la seconde sortie du dispositif de translation 100a-K. Seules les composantes du signal de GK-1 qui ne sont pas également présentes dans le signal GK appliqué au soustracteur 91e sont présentes dans le signal de Laplace NK- à la sortie du soustracteur 110. Une première composante est constituée par la partie à haute fréquence du spectre de fréquence du signal GK-1 qui est qu-dessus de la bande passante de filtre à convolution 102. Ainsi, par exemple; si le dispositif de translation lOOa-K correspond au dispositif de translation 100-1 de la figure 1, la première composante de LK-1 (L0) contient les fréquences du spectre de GK-1 (G o) dans la mande passante f1 à f0 . Mais en plus de cette composante, la sortie de Laplace LK-1 7 du sous tracteur lîr;; contien-t également une seconde composante de compensation d'erreur constituée des fréquences dans la bande passante du filtre á convolution 102 correspondant au informations de # phase présentes dans 1 signal GX de plus haute densité d'échantillons à la sortie du filtre à convolution 102, ces informations de phase étant perdues dans l'opération de décomposition (décrite ci dessus).Ainsi, les informations de phase perdues dans le signal GK (décomposé) de densité d'échantillons réduite, émis vers la première entrée du dispositif de translation 100a-(K+1) qui suit immédiatement sont pratiquement conservées dans le signal de Laplace LK 1 produit à la seconde sortie du dispositif de translation 1 OOa-K. Chaque dispositif de translation 100-1... 100-N peut avoir la configuration du dispositif de translation 100a-K de la figure la. Dans ce cas, le signal restant G N de la sortie analysée, provenant de la première sortie du dernier dispositif de translation 100-N du groupe a la même densité dans chaque dimension, qui est inférieure, de préférence de moitié, à la densité d'échantillons dans chaque dimension du signal G 1 appliqué à la première entrée.Mais étant donné que par définition aucun dispositif de translation du groupe ne suit le dispositif de translation 100-N, il n'est pas essentiel pour la plupart des applications (une exception est llapplication à la transmission de données compressées) que la densité d'échantillons du signal restant G N soit inférieure à la densité d'échantillons du signal GN 1 appliquée à la première entrée du dispositif de translation 100-N.Par conséquent, dans ce cas, plut6t que d'être constitué de toute la structure du dispositif de translation lOOa-K, le dernier dispositif de translation 100-n du groupe peut en variante être constitué par la structure formée de la manière illustrée par la figure lc (bien que chacun des autres dispositifs de translation 100-1... 100(N-1) de la première espèce soit encore formé de la manière du dispositif de translation 100a-K). Selon la figure lc, la sortie du signal G N du filtre à convolution 102 (ayant la même densité d'échantillons dans chaque dimension que le signal Gon 1 appliqué à l'entrée du filtre de convolution 102) ne passe pas par un circuit de décomposition, mais.est délivré direc tement comme signal GN restant à la sortie du dernier dispositif de translation iOOa-N de la première espèce du groupe. Etant donné que dans ce cas, il n'y a aucune décomposition, aucune expansion ni interpolation nest nécessaire. par conséquent, le signal G N d la sortie du filtre à convolution 102 est appliqué directement comme l'entrée GN au soustracteur 110.Autrement dit, la configuration du dispositif de translation 100a-N de la igure 1c diffère d celle du dispositif de translation 100a-K d la figure la par la suppression du circuit de decomposition 104, de l'expanseur 106 et du filtre d'interpolation 100. Dans ce cas, le circuit à retard 109 introduit un retard égal seulement à celui introduit par le filtre à convolution 1 02. La premi ere espèce représentée sur la figure la (ou en variante sur les figures 1a et 1c) constitue une mise en oeuvre en temps réel de l'algorithme de la Pyramide de Burt. Bien entendu, sous sa forme la plus le, chacune de composantes de Laplace de la sortie analysés dérivée par l'algorithme de la Pyramide de Burt a une largeur de bande d'une octave dans chaque dimension Cette forme la plus utile de l'algorithme de la Pyramide de Burt est obtenue par la mise en oeuvre en temps réal 8e figure a, en -raisant en sorte que la fréquence d'horloge d'échantillonnage CLK+1 dans chaque dimension soit la moitié de la fréquence d'horloge d'échantillonnage CLK dans cette dimension. Il y a lieu de considérer maintenant un autre type de pyramid hiérarchique qui est une variante de la Pyramide de Burt. Cette variante de pyramide est appelée pyramide "filtrage-soustraction-décomposition" ()FSD). Bien que la pyramide FSD ne possède pas certaines des qualités de Pyramide de Burt, elle possède néanmoins certaines autre propriétés souhaitables que ne possède pas la Pyramide de Burt.Par exemple, une propriété souhaitable de la Pyramide de Burt (que ne possède pas la pyramide FSD) est sa compensation inhérente dans la synthèse du signal initial reconstitué pour des fréquences d'erreurs parasites qui sont présentes dans chacune des composantes de Laplace et de reste de la sdrtie analysée. Par ailleurs, dans certaines applications, la pyramide FSD nécessite moins de parties machine et elle est donc moins coûteuse à mettre en oeuvre que la Pyramide de Burt. L'appareil de traitement de signaux selon l'invention utilisant une architecture pipe-line convient également pour une mise en oeuvre en temps réel de la pyramide FSD. La pyramide FSD consiste en une seconde espèce de configuration de structure de certains respectife des dispositifs de translation de signaux d'échantillons 100-a... 100-N du groupe qui sont représentés sur la figure 1 en utilisant des dispositifs ou des étages de translation comme 100b-K de la figure 1b (au lieu des étages comme le dispositif de translation 100a-S décrit ci-dessus qui est utilisé dans la Pyramide de Burt). Le dispositif de translation 110b-K de la figure lb présente un mode de réalisation numérique de la seconde espèce précitée dans lequel chaque dispositif de translation individuel 100-1... 100(N-1) du groupe représenté sur la figure 1 utilise un dispositif de translation tel que 100b-K et 100b- (K+1) de la figure lb. De plus, le dispositif de translation lOOb-(K+l) de la figure lb représente celui des dispositifs de translation 100-i... lOO-N du groupe qui suit immédiatement le dispositif de translation lCOb-K. Comme l'indique la figure lb, le dispositif de translation 100b-K comporte seulement un filtre à convolution numérique 102 e. m prises, un circuit de décomposition 104, un circuit à retard 109 et un soustracteur 110.La configuration de structure du dispositif de translation 100b-R de seconde espèce représentés sur la figure 1b est similaire à la conf-iguration de structure du dispositif de translation 100a-K (figure 1a9 de la première espèce dans la mesure où le signal GK-1 (ayant la densité d'échantillons CLK) est appliqué comme une entrée au filtre 102 et par un circuit à retard 109 à une entrée d'un soustracteur 110 et en ce que le signal de sortie GK (ayant également la densité d'échantillonnages CLg) passe par le-circuit de décomposition 104 pour réduire dans chaque dimension la densité d'échantillons du signal GK à CLK+1 avant d'appliquer le signal GK de densité d'échantillons réduite à la première entrée du circuit de translation 1OOb-(K+1) qui suit immédiatement. Le dispositif de translation 1OOb-K de la seconde espèce diffère du dispositif de translation 100a-K de la première espèce par application directe à l'entrée CK du soustracteur 110 du signal GK de densité d'échantillons CLK (dans chaque dimension) qui est appliqué par la sortie du filtre 102 à l'entrée du circuit de décomposition 104. Plus particulièrement, cela diffère du dispositif de translation 100a-K de la première espèce gui utilise le signal GK de densité d'échantillons réduite CLX+1 (dans chaque dimension) à la sortie du circuit de décomposition 104.Ainsi, la première espèce nécessite un expanseur 106 et un filtre d'interpolation 108 pour rétablir le signal Gx à sa densité d'échantIllons CLK (dans chaque dimension) avant qu'il soit appliqué à l'entrée G K du soustracteur 110. Etant donné que l'entrée K du soustracteur 110 du dispositif de translation îOOb-X de la seconde espèce ne provient pas d'une source de densité d'échantillons composés, l 'expanseur 106 et le filtre d'interpolation 108 ne sont pas nécessaires dans la configuration du dispositif de translation 100b-K. Ainsi1 selon la figure ib, le circuit en retard 109 introduit un retard égal seulement à celui produit par le filtre à convolution 102. En outre, la sortie LK-1 1 du soustracteur 110 ne contient que les composante de fréquence relativement élevées du spectre de fréquences du signal GK-1 qui ne sont pas présentes dans le signal GK à la sortie du filtre à convolution 102. Dans le cas de la seconde espèce, le dispositif de translation finale 100-N du groupe peut aussi avoir la configuration de structure du dispositif de translation 100b-K ou en variante, il peut avoir la configuration de structure de la figure îc. Les modes respectifs de réalisation de la première et de la seconde espèce des figures la et lb sont numériques. Dans ces modes de réalisation numériques, un convertisseur analogique-numérique est utilisé initialement pour convertir un signal analogique en des échantillons de niveau numérique, le niveau de chaque échantillon étant normalement représenté par un nombre binaire à plusieurs bits. Mais il n'est pas essentiel que la première ou la seconde espèce selon i'invention soit réalisée sous forme numérique. Un dispositif de translation de signaux échantillonnés utilisant des dispositifs à couplage de charge (CCD) sont bien connus. Par exemple, des filtres transversaux CCD, comme des filtres à grille séparatrice, peuvent être conçus comme des filtres à convolution et comme des filtres d'interpolation. Les signaux CCD sont constitués d'une série d'échantillons discrets. Mais chaque échantillon possède un niveau d'amplitude analogique. Ainsi, l'invention peut être mise en oeuvre sous forme numérique ou sous forme analogique. Les caractéristiques de filtrage d'un filtre à prises dépendent de facteurs tels que le nombre des prises, le retard effectif entre prises, et les niveaux spécifiés d'amplitude de polarité des facteurs de pondération respectifs associés individuellement à chacune des prises. A titre d'exemple, il sera supposé que le filtre à convolution 102 est un filtre unidimensionnel à 5 prises. La figure 2 représente un exemple des niveaux spécifiés d'amplitude des facteurs de. pondération ayant tous la même polarité (positive sur la figure 2) qui sont associés respectivement avec les 5 prises individuelles. Elles montrent également le retard effectif entre deux prises voisines. Plus partIculièrement, comme le montre la figure 2, le retard effectif entre deux paires voisines est 1tCLK, la période d'échantillonnage définie par l'horloge de fréquence d 'échantillonnage CLK appliquée individuellement au filtre à convolution 102 de chacun des dispositifs de translation 100-1... 1 OON de la première ou la seconde espèces (représentés sur les figures la, lb et 1c).Ainsi, la valeur absolue du retard CLK du filtre à convolutiorl 102 de chaque dispositif de translation 100-2... 100-N est supérieure à celle du dispositif de translation du groupe qui précède immédiatement. Selon la figure 2, les facteurs de pondération associés avec les 5 prises ont tous des polarités positives et des niveaux d'amplitude spécifiés qui sont distribués symétriquement par rapport à la troisième prise. Plus particulièrement dans l'exemple de la figure 2, les facteurs de pondération associés avec la troisième prise ont la valeur spécifiée de six, les facteurs de pondération respectif associés avec chacune de la seconde et la quatrième prises ont la meme valeur spécifiée inférieure de quatre et les facteurs de pondération associés avec chacune de la @ première et de la cinquieme prises ont encore la mee valeur spécifiées inférieure unitaire L'enveloppe 202 des facteurs de pondération 200 définit la fonction de noyau (et par consSquent la forme des caractéristiques filtre dans le domaine des fréquences) du filtre à convolution 102 de chacun des dispositifs de translation 100-1...100-N du groupe.Plus particulièrement, étant donné que tous les échantillons 200 (a) ont la même polarité positive sur la figure 2) ont disposé s symétriquement autour de 11 échantillon central (le 3ème), et le niveau des échantillons diminue au fur et à mesure qu'il s'éloigne de l'échantillon central, le filtre à convolution 102 présente une caractéristique de filtre passe bas, dans chacun des dispositifs de translation 100-1... 100-N du groupe. sur la figure 2, tous les facteurs de pondération ont la même polarité (positive) mais cela n'est pas essentiel dans un filtre passebas.Certains des facteurs de pondération peuvent avoir une polarité opposée (négative) dans la mesure sù la somme algébrique de tous les facteurs de pondéra- tion est différente de zéro. La forme d'ondes de la fonction de noyaux (comme l'enveloppe 202 de la figure 2 par exemple) peut être identique pour tous les filtres à convolution 102 des dispositifs de translation du groupe, de sorte que les caractéristiques relatives de fréquence passe-bas (la forme des caractéristiques des filtres dans le domaine des fréquences3 sont les mêmes pour tous les filtres 102 (bien que cela ne soit pas essentiel!. Mais la valeur absolue de la fréquence nominale de coupure passe-bas du filtre de chaque dispositif individuel de translation a une échelle qui dépend de la période de la fréquence d'échantillonnage 1/CLS pour ce filtre.En choisissant de façon appropriée les niveaux des facteurs de pondération 2GO (qui n'ont pas nécessairement les valeurs particulières 1,4 et 6 de la figure 2), une fréquence de coupure nominale passe-bas peut être obtenue polir le signal GK à la sortie du filtre à convolution 102 (ayant dans chaque dimension une densité d'échantillons CLK) qui est pratiquement la moitié de la fréquence maximale (ou dans le cas de Go, la plus haute fréquence possible considérée f0 ) du signal GK 1 à l'entrée du filtre à convolution 102.Dans ce cas, le circuit de décomposition 104 réduit dans chaque dimension la densité d'échantillons unidimensionnels du signal G K à CLK/2 en éliminant un échantillon sur deux dans cette dimension. Mais le signal G K (qui est défini par l'enveloppe d'échantillonnage 102) reste essentiellement le même à l'entrée et à la sortie du circuit de décomposition 104 (bien qu'il existe une perte d'informations de phase en raison de la plus basse densité d'échantillons à la sortie du circuit de décomposition 104. Certains modes préférés de mise en oeuvre de la Pyramide de Burt, formant la première espèce (de la figure la) du type de la figure 1, seront maintenant decrits. La figure 3 est un schéma simplifié d'un analyseur de spectre, d'un circuit de modification de spectre et d'un synthétiseur de signaux fonctionnant sur un signal électrique qui représente des informations unidimensionnelles (comme par exemple de tous types de signaux dtinòrmations variables avec le temps). La figure 3 montre que le signal électrique initial dont le spectre doit être analysé est appliqué en forme analogique à un convertisseur analogique-numérique 305 pour être numérisé La réponse numérique échantillonnée du convertisseur 305 est désignée par G0 La réponse en fréqurence la plus élevés à G0, un spectre passe-haut L0 est extraite de l'étage d'analyse 310 d'ordre zéro pour donner G1, les réponses filtrées passe-bas à Go. La partie de fréquence de Glr un spectre passe-bande L1, est extraite d'un étage d'analyse 315 de premier ordre pour donner G2, une réponse filtrée passe-bas à G1.La partie des fréquences supérieures de GS, un spectre passe-bande L2 au-dessous du spectre passe-bande L1 es extraite dans un étage d'analyse 320 de second ordre pour donner G3, une réponse filtrée passe-bas à G2. La partie des frequences supérieures de G31 un spectre passebande L3 en dessous des spectres passe-bandes L1 et L2 est extraite dans un étage d'analyse 325 de 3ème ordre pour donner G4, une réponse filtrée passe-bas à G3. La partie des fréquences supérieures de G4, un spectre passe-bande L4 Lq au-dessous du spectre passe-bande L3, est extraite d'un étage d'analyse 330 de quatrième ordre pour donner G5, une réponse filtrée passe-bas d G4 La partie des fréquences supérieures de G5, un spectre passe-bande, au-dessous des autres spectres passe-bande est extraite dans un étage d'analyses 335 de cinquième ordre pour donner G6, une réponse filtrée passe-base restante à G5. La réponse G6 est en fait une réponse filtrée passe-bas six fois au signal original Go. Les étages d'analyse, 310, 315, 320, 325, 330-et 335 comprennent des étages 311, 316, 321, 326, 331 et 336 de filtrage initial passe-bas avec des bandes passantes successivement plus étroites. Les réponses passe-bas de ces filtres 311, 316, 321, 326, 331, 336 sont suffisamment plus étroite que leurs signaux d'entrée qui ont été échantillonnés à nouveau à une fréquence réduite avant d'être émis vers l'étage d'analyse suivant. La réduction des échantillons est faite par sélection sur une base régulière - c'est-à-dire par décompositiondans des circuits de décomposition 312, 317, 322, 327, 332, 337 suivant les filtres 311, 316, 321, 326, 331, 336 respectivement. Dans l'analyse spectrale par octaves, qui est particulièrement utile, des échantillons alternés sont éliminés par l'opération de décomposition. La partie de plus haute fréquence du signal d'entrée appliquée à chaque étage d'analyse est extraite en prenant la partie de basse fréquence dans son signal d'entrée. La partie de fréquence basse décomposée du signal d'entrée pose le problème indésirable d'être une matrice d'échantillonnage avec moins de résolution que le signal d'entrée et également retardé par rapport à ce dernier. Le premier de ces problèmes est résolu dans les circuits d'expansion 313, 318, 323, 328, 333, 338, en introduisant des zéros dans les points d'échantillonnage manquants de la matrice d'échantillonnage de réponse de filtre pass-bas; puis en éliminant par filtrage passe-bas, le spectre d'harmonique parasite introduit simultanément.Le second de ces problèmes est résolu en retardant les signaux d'entrée des étages d'analyse avant de les soustraire des réponses expansées des filtres passe-bas assurées par les circuits d'expansion 313, 318, 323, 328, 333, 338. Les opérations de retard et de soustraction sont exécutées dans des circuits 314, 319, 324, 329, 334, 339 respectivement dans les étages d'analyse 310, 315, 320, 325, 330, 335. Dans certains cas, comme cela sera décrit, des éléments peuvent être partagés entre le filtre passe-bas initial et le circuit à retard et de soustraction de chaque étage d'analyse. L'analyse spectrale décrite ci-dessus est de nature pipe-line g et il existe une différence de temps progressivement plus longue des échantillons L1, des échantillons L2, des échantillons L3, des échantillons L4 et des échantillons L5 par rapport aux échantillons Lo Le terme "différence de temps" tel qusil est utilisé ici se rapporte aux retards différentiels de valeurs connues prédéterminées qui apparaissent sur les échantillons correspondants des signaux parallèles liés aux informations, comme parmi les échantillons correspondants des signaux de sortie analysés, Lg, tî, L2, L3, L4, L5 et G6 de l'analyseur de spectre de la figure 3. La synthèse de signaux à partir des procédures spectrales qui sera décrite nécessite des différences de temps opposées des groupes respectifs d'échantillons. Cela peut être obtenu par les lignes à retard 340, 341, 342, 343 et 344 (généralement constituées par des registres à décalage ou autre type de mémoire remplissant une fonction équivalente, par exemple une mémoire à lécture-écriture en série) pour les échantillons Lg, L1, t L3 et p respectivement avant leur modification dans les circuits 345, 346, 347, 348 et 349 comme le montre la figure 3. En variante, les spectres peuvent être modifiés, l'échantillon d'un spectre modifié étant ensuite retardé.Ou encore, le retard peut être partagé avant et après la modification de différentes manières - par exemple pour permettre des modifications de spectre en parallèle dans le temps. Il est concevable que des retards différents dans les cir- cuits de modification 345, 346, 347, 348 et 349 eux mimes soient utilisés comme des parties des conditions globales de retards différents, dans certaines circonstances. Les spectres L1 et G6 sont modifiés dans les circuits de modification 350 et 351. Dans Certaines applications de traitement de signaux, certains des circuits de modification 345-351 peuvent ne pas être nécessaires et sont remplacés par des connexions directes. Les procédures d'analyse spectrale décrites jusqu'ici peuvent être étendues avec des étages supplémentaires d'analyse, ou tronquées avec moins d'étages d'analyse. Le spectre passe-bas restant G#, à la fin de l'analyse de l'analyse spectrale n'est pas G6 dans ce cas. Dans la synthèse d'un signal par recombinai sont des composantes d'analyse spectrale, éventuellement modifiées, la décomposition d'une matrice d'échantillonnage d'un étage d'analyse à un autre doit être annulée, de sorte que les échantillons d'un spectre peuvent être additionnés en utilisant des additionneurs 353, 355, 357, 359, 361, 363. dela vient en plus de la correction de la différence de temps dans les circuits à retard 340 à 344. La décomposition est annulée en utilisant des circuits d'expansion 352, 354, 356, 358, 360 et 362 qui sont essentiellement semblables aux circuits d'expansion, 338, 333, 328, 323, 318 et 313 respectivement. Par ailleurs, par multiplexage, un seul circuit peut remplir une double fonction. Le spectre passe-bas restant Gest décalé en avant dans le temps par rapport au spectre passe-bande voisin LXl 1 de sorte que son expansion aligne ses échantillons dans le temps avec ceux de L (Q 1). Selon la figure 3, GfLest G6 qui est modifié (nouveau G6,) expansé dans le circuit d'expansion 52 puis additionné dans l'additionneur 353 à une valeur modifiée LJQ 1 (Lg de la figure 3) ce dont il résulte une nouvelle valeur synthétisée GA 1 (nouveau G5'). La sortie de l'additionneur 353 est expansée dans le circuit d'expansion 354 et additionnée dans l'additionneur 355 à la valeur L4 retardée modifiée pour synthétiser la nouvelle valeur G4'. La sortie de l'additionneur 355 est expansée dans le circuit d'expansion 354 et additionnée dans l'additionneur 357 avec la valeur N2 retardée et modifiée pour synthétiser la nouvelle valeur G31. La sortie de l'additionneur 357 est expansée dans le circuit d'expansion 358 et additionnée dans l'additionneur 359 avec la valeur L2 retardée et modifiée pour synthétiser la nouvelle valeur G2' La sortie de l'additionneur 359 est expansée dans le circuit d'expansion 60 et additionnée dans l'additionneur 361 avec la valeur L2 retardée et modifiée pour synthétiser la nouvelle valeur G1,.Enfin, la sortie de l'additionneur 361 est expansée dans le circuit d'expansion 362 et additionnée dans llad- ditionneur 363 pour synthétiser la nouvelle valeur G0,. Les valeurs nouvelles G0,, $G1,, G2,, G3,, G4,, G5, et G6, sont indiquées par des primes dans les circuits de synthèse de la figure 3. La nouvelle valeur G01 peut être convertie en forme analogique par un convertisseur numériaue-analogique représenté, Si cela est désiré. Les expansions dans les circuits 352, 354, 356, 358, 360, 362 assurent une résection au-dessus de la bande à chaque phase du processus d synthèse. Quand les spectres de bande passante ne sont pas plus larges qu'une octave1 cela assure une supression des harmoniques produites par les circuits de modification 345-351 qui pourraient autrement perturber la synthèse du signal en introduisant des fréquences erronées parasites. La figure 4 représente plus explicitement la réalisation d'un étage d'analyse spectrale pour une information unidimensionnelle, comme les étages 310, 15, 320, 325, 330, 335 utilisés pour l'analyse spectrale par octave. Llétage est l'étage dlanalyse spectrale d'ordre K, K étant zéro ou un entier positif. Dans le cas de l'étage d'analyse spectrale d'ordre zéro, la fréquence d'horloge de cet étage doit être R pour échan tilionner le signal d'entrée initial, G0, dont le spectre doit être analysé. Dans le cas où K est un entier positif, la fréquence d'horloge est divisée par 2K. Le signal d'entrée GR de l'étage d'analyse de spectre de la figure 4 est appliqué d'un registre à décalage 470 comprenant Métages et commandé par horloge à une fréquence R/2K. Les (M+1 ) échantillons avec des retards progressivement plus longs sont produits par le registre à décalage 470, à chacune de ses sorties, comme une ligne à retard à prises multiples d'un filtre à retard passe-bas.Les échantillons sont pondérés et additionnés dans le circuit 471 pour produire des échantillons d'une réponse de filtre passe-bas à phase linéaire (G(K+1). Dans tous les étages d'analyse, sauf le premier, dans lesquels K est supérieur à zéro, la demi-fréquence d'horloge (comparée à la fréquence d'horloge de l'étage précédent) utilisée dans le registre à décalage initial 470 et les additionneurs du circuit A71 de pondération et de sommation, décompose G(K+1) par rapport à GK. La réponse G (K+1) est appliquée à une entrée d'un multiplexeur 472 effectuant une sélection alternée entre son signal d'entrée GK+1 et une entrée zéro, l'alternance se faisant à la fréquence R/2K pour produire un signal GK+l * Le signal G(K+1)* a un spectre de fréquence en bande de base de 2 fois le spectre G(K+1) mélangé avec un spectrale harmonique à porteuse supprimée, de première, double latérale, d'amplitude de crête G (K+l) Il faut noter en passant que l'étage d'analyse de spectre suivant peut utiliser G * correctement temporisé (K+i) plutôt que G(K+1) comme entrée. Le signal G (K+l) * est appliqué comme signal d'entrée à un autre registre à décalage 473 ayant plusieurs étages (pouvant être égal ou différent de L) et commandé par horloge à la fréquence R/2K.Les (M+1) échantillons produits par le signal d'entrée et les signaux de sortie du registre à décalage 473 à chacun des étages sont appliqués à un autre circuit 474 de pondération et de sommation semblable au circuit 471. Le circuit 474 supprime le premier spectre harmonique de G(K+1)* et délivre une version expansée de G (K+1) en une matrice d'échantillons avec autant d'échantillons que dans la matrice d'échantillons de G Dans un circuit additionneur 475, cette version expansée de GK+1 est soustraite de GK après que GK a été retardé dans le registre à décalage 470 et dans le circuit à retard 476 Le retard de M cycles de G K dans le registre à décalage 470 compense le retard de M2 cycles d'un échantillon central du circuit 471 de pondération et de sommation par rapport à l'entrée G K de l'étage d'analyse spectrale de la figure 4, et le retard similaire de N/2 cycles entre G (K+1) * et l'échantillon central du circuit 474 de pondération et de sommation.Le circuit à retard 476 introduit un retard pour compenser les délais d'exécution d'addition dans les circuits 471 et 474 de pondération et de sommation et ce circuit à retard 476 peut être simplement prévu par un prolongement du registre à décalage 470 du nombre voulu d'autres étages. Le signal de sortie LK du circuit additionneur 475 est l'une des composantes recherchées d'analyse spectrale dont la limite inférieure de fréquence établie par le filtrage passe-bas effectuée dans le Kième étage d'analyse spectrale de la figure 4 et dont la limite supérieure de fréquence est établie par le filtre passe-bas de l'étage d'analyse spectrale précédent s'il existe. La figure 5 montre une manière de réduire le nombre des étages de registre à décalage dans l'analyse de spectre réalisée selon l'invention. Les échantillons pour définir G(Kt1)* qui doivent être pondérés et additionnés pour remplir la fonction de filtrage passe-bas associée avec l'interpolation de G(K+1) sont obtenus à la structure de lignes en retard prises utilisées pour supporter le filtrage passe-bas initial de G(K+1) dans l'étage d'analyse spectrale suivant, plutôt qu'en utilisant le registre à décalage 473. La figure 5 montre à titre exemple comment cela se faire entre un étage d'analyses d'ordre zéro utilisé pour produire Lg et l'étage d'analyse suivant. Les éléments 570-0, 571-0, 575-0 et 576-0 sont les éléments de l'étage d'analyse spectrale de zéro corres pondant aux éléments 470, 471, 475 et 476 de l'étage d'analyse spectrale d'ordre K de la figure 4. Les éléments 570-1 et 571-1 de l'étage d'analyse spectrale du premier ordre sont analogues aux éléments 570-0 et .571-0 de l'étage d'analyse spectrale d'ordre zéro, à l'exception d'être commandé par horloge à une fréquence moitié. Les quatre échantillons extraits de l'entrée et des trois premières sorties du registre à décalage 570-1 sont fournis en parallèle à la fréquence d'horloge R/2. Ils sont imbriqués avec des zéros et le résultat est pondéré en deux phases par la configuration de sept poids de filtre ABCDCBA pour produire la paire des échantillons successifs pour soustraire à la fréquence d'horloge R de Go retardé dans le soustracteur-575-0. Le plus ancien éâhantillon de chaque paire d'échantillons, successif à soustraire de Go retardé est obtenu en multipliant 1 'entrée de registre à décalage 570-1 et ses trois premières sorties par des( poids de filtrage A,C,C et A dans des circuits de pondération 580, 581, 582 et 583 et en additionnant ensuite les échantillons pondérés dans le circuit de sommation 587. Les zéros intercalés tombent dans des points qui sont pondérés par B, D, B avec ce positionnement de G1 par rapport à la configuration de pondération de filtrage. Le dernier échantillon de chaque paire d'échantillons successifs à soustraire de Go retardé est obtenu en multipliant l'entrée du registre à décalage 570-1 et ses deux premières entrées par des poids de filtre B,D et B dans des circuits de pondération 584, 585 et 586 puis en additionnant les échantillons pondérés dans le circuit de sommation 588. Les zéros intercalés tombent en des points pondérés par A, C, C, A pour ce positionnement de G, par rapport à la configuration de pondération du filtre. Un multiplexeur 589 commandé à la fréquence d'horloge R sélectionne alternativement entre les échantillons aux sorties des circuits de sommation 587 et 588 pour produire le débit des échantillons à soustraire de Go retardé dans le soustraction 575-0. La figure 6 montre plus en détail un étage du synthétiseur de signaux de la figure 3. Des échantillons de GK, (ou Retardé et modifié) sont intercalé s avec des zéros dans un multiplexeur 692 et le signal expansé résultant est appliqué à l'entrée d'un registre à décalage 693 à M étages (ou autre nombre) commandé par horloge à une fréquence d'4chantillonnage étendue. L'entrée du registre à décalage 693 et les sorties de ces étages sont reliées aux circuits 694 de pondération et de sommation.Le spectre GK, (ou G# est échantillonné à nouveau à une fréquence double, puis partagé en une structure harmonique, et il est fourni par le circuit 694 de pondération et de somme à un additionneur 695 pour être combiné avec L(K-1) modifié, retardé dans le temps pour l'aligner avec les échantillons échantillonnés et filtrés GKB (ou G) en y étant additionné.Le multiplexeur 692, le registre à décalage 693 et le circuit 694 de pondération et de sommation oeuvent être multiplexés pour servir d'éléments 472, 473 et 474 dans leopdration d'analyse spectrale Il y a lieu de considérer maintenant les caractéristiques du filtrage passe-bas utilisé dans l'opé- ration de filtrage passe-bas de la procédure d'analyse spectrale et dans les phases d'expansion de la procédure d'analyse spectrale et de synthèse de signaux.Le filtrage passe-bas est linéaire en phase de sorte que la cenfigaration des pondérations de filtrage est symétrique autour des échantillons centraux. les pondérations de filtrage s'additionnent à l'unité afin de supprimer autant que possible les fréquences basses dans le spectre passe-haut Lg et les spectres passe bande L1, L > , L3... Si l'analyse spectrale doit se faire par octave, avec la décomposition par deux en recodage de la sous-bande éliminée par filtrage passebas dans chaque étage d'analyse spectrale, il est souhaitable d'éliminer les fréquences au-dessous & deux tiers de la fréquence centrale de l'octave pendant le filtrage passe-bas.La réponse en fréquence en gradins du filtre introduit un dépassement des signaux filtrés, ce qui augmente la plage dynamique de la fonction GK+1 extraite par l'étage d'analyse spectrale et de la fonction L produite par la soustraction expansée G (K+1) de GK C'est là un exemple du phénomène de Gibbs qui peut être modéré en utilisant une coupure moins brusque des séries de Fourier. Un certain nombre de fourchettes de coupure donnant une réponse du filtre avec un phénomène de Gibbs réduit sont connues par exemple celles attribuées à Bartlett, à Hanning, à Hamming, à Blackman et à Kaiser. Il y a lieu de se référer par exemple au chapitre 5.5 de l'ouvrage "DIGITAL SIGNAL PROCESSING" par A.V. Oppenheim et R.W.Schafer publiés par Prentice Hall, Inc., Englewood Cliff s, New Jersey, en 1975, ce chapitre étant intitulé "Design of FIR Filters Using Windows" et apparaissant aux pages 239-251-. En pratique le nombre des échantillons dans le filtrage passe-bas est généralement limité à quelques uns. Dans un filtre utilisant un nombre impair d'échantillons la réponse du filtre comporte une composante continue et une série d'harmoniques cosinusoidales tandis qu'un filtre utilisant un nombre pair d'échantillons donne une réponse qui contient une composante continue et une série d'harmoniques sinusoldales une approximation de la courbe de réponses voulues est faite pour correspondre le plus régulièrement à l'utilisation d'un calculateur pour effectuer une sélection empirique des coefficients de pondération. Il est possible de développer des spectres Q égaux de largeur non octave selon l'invention, bien que cette solution apparaisse d'une utilité limitée. La décomposition d'une réponse de filtre passe-bas pour sélectionner un échantillon sur trois et pour éliminer par filtrage les fréquences au-dessous de la moitié de la fréquence centrale du spectre passe-bande pour développer la réponse passe-bande produit un groupe de spectre passe-bande progressivement plus étroit d'un tiers plutôt que de la moitié. Les circuits de modification d'échantillons 345-351 de la figure 3 peuvent prendre diverses formes et certains d'entre eux peuvent être remplacés par des passages directs. Pour éliminer le brut de fond de bas niveau dans les différents spectres, par exemple chacun des circuits de modification 345-351 peut comporter un écriteur respectif 700 de ligne de base, selon la figure 7. Cet écriteur 700 peut être aussi simple aucune suppression de bits de moindre poids du signal La figure 8 représenten un circuit qui peut être utilisé pour chacun des circuits de modification 345-351 pour former un correcteur de spectre. Un commu- tateur tournant 897 est câblé pour produire un code binaire pour chacun de plusieurs déplacements d'un arbre. Ce code est fourni par un registre 898 à un multiplicateur à deux quadrants afin de multiplier des échantillons d spectre d'entrée et de produire des échantillons de spectre d sortie à synthdtiser pour obtenir G'0. Le registre 898 réserve l'entrée de code du multiplicateur 889 pendant que le réglage du commutateur tournant 897 est changé. I1 est possibe e de faire en sorte que chacun des spectres d'octave soit suortivisé en utilisant des filtres numériques avec la même fréquence d 'échantillonnage que celle utilisée pour développer le spectre d'octave ou une demi-fréquence d'chantillonnage, et de régler ensuite individuellement les gains des sous-divisions spectrales. La subdivision des octaves par 12 produit les tons individuels et les demi-tons de signaux de codage de musique par exemple. Les circuits de modificaticn peuvent être des mémoires permanentes (RIM) pour mémoriser des fonctions de transfert non-linéaires. Par exemple, une ROM 990 mémorisant une réponse logarithmique à un signal d'entrée selon la figure 9 peut être utilisée dans chacun des circuits de modification d'échantillon 345-351 d'un dispositif de transmission et une ROM 1091 mémorisant une réponse exponentielle à un signal d'entrée selon la figure 10 peut être utilisée dans chacun des circuits de modification d'échantillon correspondants d'un dispositif de réception, assurant ainsi une préaccentuation du signal avant son émission et une désaccentuation après la réception D'autres caractéristiques complémentaires de pré-accentuation et de désaccentuation peuvent en variante être mémorisées dans des circuits de modification à ROM de synthétiseur de signaux analyseurs de spectre d'émetteur et de récepteur. La figure 11 montre'unie modification du système d'analyse de spectre et de synthèse de signaux de la figure 3, dans laquelle les retards entre l'analyse et la synthèse sont divisés pour fournir des échantillons spectraux sans différence de temps en vue du traitement. Cet alignement est désirable, -par exemple dans un système de compression-expansion dans lequel une analyse spectrale est utilisée pour préparer des signaux en spectres avant une compression-expansion, afin que ces spectres puissent être filtrés pour supprimer des distorsions produites pendant une compression et une expansion rapides du signal. L'amplitude du signal initiale fournie au convertisseur analogique-numérique 305 de la figure 3 peut être détectée pour produire dans un circuit 1130 un signal CC de commande de compressionexpansion qui est appliqué à chacun des compresseursexpanseurs 1110, 1111, 1112, 1113, 1114, 1115, 1116 pour produire une compression-expansion d'attaque rapide et de décroissance lente des signaux commandés.Les compresseurs-expanseurs 1111-1116 peuvent consister essentiellement en des multiplicateurs numériques à deux quadrants, le signal de commande CC étant produit par un convertisseur analogique-numérique en cascade derrière des circuits analogigues courants pour détecter le signal à compresser-expanser et pour développer en réponse à cette détection un signal analogique de commande de compression-expansion. Les compresseurs-expanseurs 1110, 1111, 1112, 1113, 1114, 1115, et 1116 fonctionnent sur les spectres L0, L1, L2, L3, L4, L5 et G6 après qu'ils ont été retardés différentiellement en utilisant les circuits en retard 1100, 1101, 1102, 1103, 1104 et 1106 pour aligner dans le temps les échantillons respectifs. Des circuits à retard 1120, 1121, 1122, 1123, 1124 et 1125 décalent les signaux L0,, L1,, L2,, L3,, L4,, L5,, et G6, de façon appropriée pour la procédure de synthèse du signal utilisant les éléments 352-363 de la figure 3. Les retards dans les circuits à retard 1106 et 1125 sont essentiellement M/2 cycles de fréquence d'horloge R/2K, K étant égal à cinq, ou 16 M cycles de la fréquence d'horloge de base R, ce retard se faisant à l'assemblage des échantillons pour le circuit de pondération et de sommation 474 d dernier étage d'analyse spectrale 335. zen Ce retard de 16 K bu cycles est augmenté d'un retard D1 pour tolérer les temps supplémentaires des circuits d'expansion 338 et 352 et d'un retard D2 pour les temps supplémentaires dans le circuit de retard et de soustraction 334 dans l'additionneur 353 Il est suppose que toutes les opérations d'addition sont exécutées à la fréquence d'horloge de base R, et que D1 et D2 sont exprimés comme des nombres de cycles d ' horloge. Les retards dans le circuit à retards 1104 est peut être supérieur S 16 M + D1 + D2 cycles de la fréquence d'horloge R, de la différence entre le temps qu'il faut pour développer L5 à partir de G3 et du temps qu'il raut pour développer L4 à partir de G5. te temps qu'il faut pour développer L5 à partir de G5 est M cycles de R/25 de la fréquence d'horloge pour recueillir deux fois des échantillons pour la pondération et la sommation ou 32 M cycles de la fréquence d'horloge de base, augmentée de 2D1 pour deux groupes de sommation d'échantillons et D2 pour une soustraction d'échantillons. Le temps qu'il faut pour développer L4 á partir de G5 et M/2 cycles de R/24 fréquences d'horloge pour recueillir des échantillons pour la pondération et la sommation ou 8 M cycles de fréquence d'horloge de base, augmenté de D1 pour la sommation d'échantillons et D2 pour la soustraction d'échantillons. I1 faut un retard supplémentaire de 24M + D1 cycles de fréquence d'horloge de base pour aligner les échantillons L4 dans le temps avec les échantillons L5. Ainsi, le circuit à retard 104 a un retard total de 40 M + 2D1 + 2D2 cycles de la fréquence d'horloge de base R.Des calculs similaires déterminent que les cycles de fréquence d'horloge de base R par lequel les échantillons doivent être retardés dans les circuits en retard, 103, 102, 101 et 100 sont respectivement 52M+3D1+D2, 58M+4D1+D2, 61M+SD1+D2 et (62 1/2)M+6D1+D2, Le retard voulu du circuit à retard 1124 en plus de celui introduit par le circuit à retard 1125 est le temps nécessaire pour l'expansion dans le circuit 354 et le retard D2 associé avec l'addition dans l'additionneur 55. Le premier retard est M/2 cycles de R/24 fréquences d'horloge nécessaires pour recueillir des échantillons pour la pondération et la sommation, 8N cycles de fréquences d'horloge de base R augmenté de D1, associé avec la sommation dans l'opération de pondération et de sommation.Le retard total dans le circuit à retard 1124 est donc 24M + Dj+D2. Par des calculs similaires, les retards totaux des circuits enretard 1123, 1122, 1121 et 1120 exprimés en cycles de fréquence d'horloge de base R sont respectivement 28M+3D1+3D2, 30M+4D1+4D2, 31M+5D1+5D2 et (31 1/2)M+601+602 respectivement. Des calculs similaires peuvent être execu- tés pour déterminer les retards totaux dans les circuits à retard 340-344 de la figure 3 ensupposant que les circuits de modification 345-351 introduisent des retards égaux. Les circuits à retard 340, 341, 342, 343, 344 et 345 ont des retards respectifs en cycles de fréquence d'horloge de phase R de 77 M+12D1+7D2, 76M+10D1 +6D2, 72+8D1+5D2, 64M+6Da+4D2 et 48M+4D1+3D2. Le filtrage numérique utilisé dans l'analyseur de spectre est une espèce de filtrage hiérarchique d'intérêt général en ce que le filtrage passe-bas ou passe-bande qui s'étend sur de nombreux échantillons est effectué avec un nombre relativement réduit d'échantillons qui sont pondérés et additionnés à tout moment. L'invention est applicable à l'utilisation du spectre d'un signal représentant des informations unidimensionnelles, mais la Pyramide de Burt a été développée principalement pour analyser les iEréquencds spatiales d'informations d'images à deux dimensions. L'invention permet 11analyse spectrale en temps réel des fréquences spatiales d'informations d'åanages changeantes comme cela se produit dans des trames- vidéo successives d'une image de télévision. Comme cela est connu dans la technique de la télévision, des images vidéo successives (en format NTSC) apparaissent successivement à une fréquence deimages de 30/seconde. Chaque image est constituée d'une trame de 525 lignes de balayage horizontal entrelacé. Les lignes de balayage horizontal successives d'ordre impair d'une image sont transmises successivement pendant une première période de trame. Les lignes de balayage successives ordre pair d'une image sont émises séquentiellement pendant une seconde période de trame qui suit la première. Cette seconde trame est suivie par la première période de trame de l'image suivante. La durée de chaque période de trame est 1/60sème de seconde.Mais une mémorisation doit être prévue pour au moins le nombre des éléments d'images d'une trame pour pouvoir définir le spectre complet de fréquences spatiales de l'image en temps réel retardé. Une technique connue, comme exploration progressive, est utilisée en télévision pour produire, à partir d'un signal vidéo NTSC, des images complètes successives de 525 lignes à une fréquence de 60 trames/ seconde. Cette technique implique de retarder chaque trame successive NTSC d'une période de trame d'un 60ème de seconde. Ainsi, les lignes de balayage successives d'une trame impaire présente sont intercalées avec des lignes de balayage successives d'une trame paire qui précède immédiatement, ayant été retardée d'une période trame pour obtenir une image complète d'éléments d'images pendant la trame impaire présente de chacune des images successives.D'une manière similaire, les lignes successives de balayage d'une trame paire présentes sont entrelacées avec des lignes de balayage successives d'une trame impaire qui précède immédîatement,-ayant été retardée d'une période de trame pour obtenir une image complète d'éléments d'images pendant cette période de trames paires présentes de chacune des images successives. La technique d'exploration progressive, décrite ci-dessus, convient particulièrement pour produire des images de- haute résolution dans ce qui est connu sous le nom de télévision à haute~définition (HDTV) maintenant développée dans la technique de la télévision. L'invention convient également en HDTV pour produire de meilleures images. La figure 12 représente un analyseur de spectre mettant en oeuvre les principes de l'invention pour fonctionner sur des signaux représentant des informations bidimensionnelles, comme des informations d'images de fréquences spatiales que contiennent des images vidéo de télévision balayées successivement et progressivement. Mais en variante, ces informations bidimensionnelles peuvent être obtenues d'une caméra de télévision non entrelacée ou d'une caméra de télévision à entrelacement de lignes, suivie par une mémoire tampon appropriée. Un traitement monochromatique des signaux de luminance sera décrit en regard de la figure 12 pour simplifier la description mais les techniques qui seront décrites peuvent être appliquées individuellement aux couleurs primaires des signaux de télévision en couleurs ou aux signaux développés à partir de ces derniers par une matrice algébrique. Un signal vidéo initial est appliqué dans un format de balayage en trame à un convertisseur analogiquemnumériaue 1025 pour l'échantillonner s'il ne lia pas été, pour l'échantillonner à nouveau s'il est déjà échantillonné et pour une numérisation finale. Les signaux vidéo numérisés, sous forme du signal, sont désigné par G8 et contiennent le spectre complet des fréquences spatiales bidimensionnelles du signal initial et ses spectres harmoniques attribuables à l'opération d'échantillonnage. Ces spectres harmoniques sont symétriques autour de certaines respectives des fréquences d'échantillonnage de ces harmoniques. Ces spectres harmoniques sont traités spécifiquement dans la description qui va suivre.Le fait général de leur existence est note car les spectres harmoniques doivent être considérés dans la conception des filtres de fréquence spatiale passe-bas biadimeilsiontlelslsutili:sds dans l'analyseur de spectre de la figure 12. C'est la raison pour laquelle les spectres harmoniques donnent lieu à des fréquences erronées pendant 12 analyse spectrale et pendant la synthèse du signal à partir des analyses spectrales. Dans l'étage 1210 analyse spectrale d'ordre zéro, un spectre passe-haut 10 est séparé de e0. L'opération passe-haut est essentiellement effectuée par un filtrage passe-bas G , un retard de G0 par rapport o à son instant d'arrivée du convertisseur analogique- numérique 1205 du même degré que les parties de fréquence inférieures de Go sont retardées dans la réponse de filtrage passe-bas, et par soustraction de la réponse de filtrage passe-bas de Go retardé. Si l'on suppose que l'analyse spectrale se fait par octaves, la fréquence de coupure dans le filtre 1211 de fréquences spatiales passe-bas dimensionnelles est choisie à la fréquence supérieure du spectre de bande passante L1 de l'octave suivante à analyser - c'est-à-dire 4 tiers de sa fréquence centrale.Dans le circuit de décomposition 1212, des rangées et des colonnes alternées d'échantillons sont éliminées pour échantillonner Go après filtrage passe-bas à la fréquence spatiale R/2, le signal de fréquence d'échantillonnage réduite étant fourni comme une réponse de sortie passe-bas de l'étage 1210 pour la suite de l'analyse spectrale. La valeur Go après filtrage passe-bas à fréquence d'échantillonnage réduite est ensuite soumise à interpolation selon les procédés indiqués par R.W. Schafer et L.R. Rabiner dans PROCEEDINS OF THE IEEE, vol. 61, N06, juin 1973, article "A Digital Signal Processing Approach to Interpolation", pp. 692 à 702.Dans le circuit d'expansion 1213, les échantillons éliminés dans le circuit ae décomposition 1212 sont remplacés par des zéros pour produire le signal d'entré d'un autre filtre 1214 de fréquences spatiales passebas bidimensionnelles. Ce filtre peut utiliser les mêmes coefficients de pondération que le filtre passe-bas initial, mais de toute façon, il a la même fréquence de coupure que le filtre passe-bas initial.Le signal résultant comporte une matrice d'échantillonnage de mêmes dimensions que celle de Gg, retardée dans le circuit à retard 1215 et elle est soustraite de Go retardé dans le soustracteur 1216 pour obtenir une réponse de sortie passe-haut Lo Cette valeur n'est pas seulement la partie passe-haut de Go mais contient également des termes de correction d'erreurs de phase à fréquences inférieures, comme décrit ci-dessus, qui sont utilisées pendant la synthèse du signal d'images à partir des analyses spectrales pour compenser les erreurs introduites au nouvel échantillonnage Go à la fréquence d'échantillonnage inférieure dans le circuit de décomposition 12. Cette séparation du signal en une partie passe-bas qui est échantillonnée à nouveau à demifréquences et en une partie passe haut: est répétée de façon itérative dans chaque étage d'analyse spectrale. Chaque étage successif d'analyse spectrale reçoit à son entrée la réponse de sortie passe bas échantillonnée à nouveau de l'étage précédent d'analyse spectrale, la fréquence d'échantillonnage étant divisée par moitié dans chacun des étages successifs d'analyse, à partir de la fréquence dans l'étage précéderlt. La réponse de sortie passe-haut darrs chaque étage d'analyse spectrale 1220, 1230, 1240, 1250, 1260, après "étage initial 1210, a une limite supérieure imposée par la caractéristique de réponse passe-bas de l'étage précédent, de sorte que les réponses de sortie "passe-haut" sont en réalité des spectres de bandes passantes d Q égal, de fréquences spatiales décroissantes. La décomposition des réponses des filtres passe-bas initiaux dans chaque étage étant dans un facteur de deux, et Iz fréquence de coupure des filtres passe-bas darns chaque étage étant les deux tiers de la fréquence centrale de l'analyse spectrale, ee sont des facteurs qui entrainent que ces spectres de Q égal soient des octaves descendantes de fréquence spatiale bidimensionnelle. La réponse de sortie passe-décomposée G1 de l'étage d'analyse spectrale 1210 est fournie par son circuit de décomposition 1212 d 1 l'entrée de l'étage d'analyse spectrale 1220. L'étage d'analyse spectrale 1220 comporte des éléments 1221, 1222, 1223, 1224 et 1226 qui sont analogues aux éléments 1211, 1212, 1213, 1214, 1215, 1216 respectivement de l'étage d'analyse spectrale 1210 ; les différences de fonctionnement concernent les fréquences d'échantillonnage dans l'étage 1220 qui sont divisées par deux dans les deux dimensions par rapport à l'étage 121 0. Les filtres passe-bas 1221 et 1224 ont des coefficients de pondération semblables à ceux des filtres passe-bas 1211 et 1214 respectivement ; mais la division par moitié de la fréquence d'échantillonnage dans l'étage 1220 par rapport à l'étage 1210 divise par deux les fréquences de coupure des filtres 1221 et 1224 comparativement aux filtres 1211 et 1214. Le retard avant la soustraction dans le circuit à retard 1225 est double de celui du circuit à retard 1215 ; si l'on suppose que ces retards sont commandés par horloge dans un registre à décalage ou similaire, les structures de retard sont semblables avec le rapport 2:1 assuré par le rapport 1:2 des fréquences d'horloge de retard respectives dans le circuit à retard 1225 et le circuit à retard 1215. La réponse de sortie passe-haut L1 de l'étage d'analyse spectrale 1220 est un spectre passe-bande des fréquences spatiales immédiatement inférieures au spectre Lg. La réponse de sortie passe-bas décomposée G2 de l'étage d'analyse spectrale 220 est fournie par son circuit de décomposition 1222 à l'entrée de l'étage suivant d'analyse spectrale 1230. Le spectre passebande L2, une octave au-dessous de La, est la réponse de sortie passe-haut de l'étage d'analyse spectrale 1230 à son signal d'entrée G2. L'étage d'analyse spectrale 1230 comporte des éléments 1231, 1232, 1233, 1234, 1235 et 1236 respectivement correspondant aux éléments 1221, 1222, 1223, 1224, 1225 et 1226 de l'étage d'analyse spectrale 1220, à l'exception des fréquences d'échantillonnage divisées par deux. La réponse de sortie passe-bas décomposée G3 de l'étage d'analyse spectrale 1230 est fournie par son circuit de décomposition 1232 à l'entrée de l'étage d'analyse spectrale suivant 1240. Les spectres passe-bande L3, une octave au-dessus de L2 est la réponse de sortie passe-haut de l'étage d'analyse spectrale 1240 à son signal d'entrée G3. L'étage d'analyse spectrale 1240 comporte des éléments 1241, 1242, 1243, 1244, 1245 et 1246 correspondant respectivement aux éléments 1231, 1232, 1233, 1234, 1235 et 1236 de l'étage d'analyse spectrale 1230 à l'exception près des fréquences d'échantillonnage divisées par deux. La réponse de sortie passe-bas déposée G4 de l'étage d'analyse spectrale 1240 est fournie par son circuit de décompostion 1242 à l'entrée de l'étage suivant d'analyse spectrale 1250. Le spectre passebande L4, une octave au-dessous de L3, est la réponse de sortie passe-haut de l'étage d'analyse spectrale 1250 à son signal d'entrée G4 L'étage d'analyse spectrale 1250 comporte des éléments 1251, 1252, 1253, 1254, 1255 et 1256 correspondant respectivement aux éléments 1241, 1242, 1243, 1244, 1245 et 1246 de l'étage d'analyse spectrale 1240 à l'exception près des fréquences d'chantillonnage divisées par deux. La réponse de sortie passe-bas décomposée G5 de l'étage d'analyse spectrale 1250 est fournie par son circuit de décomposition 1252 à l'entrée de l'étage suivant d'analyse spectrale 1260 Le spectre passe-bande L5, une octave au-dessous de LÀ est la réponse de sortie passe-haut de 1 étage d'analyse spec- trale 1260 à son signal d'entrée G5 L'étage deanalyse spectrale 1260 comporte des élémentd 1261, 1262, 1263, 1264, 1265 et 1266 correspondant respectivement aux éléments 1251, 1252, 1253, 1254, 1255 et 1956 de l'étage d'analyse spectrale 1250 à l'exception près des fréquences d'échantillonnage divisées par deux. La réponse de sortie passe-bas décomposée G fournie par le circuit de décomposition du dernier égale d'analyse spectrale, étant ici G; fourni par le circuit de ddoomposition 1262 de l'étage d'analyse spectrale 1260, est une réponse spectrale passe bas restante. Elle sert de base pour synthèse des signaux par sommation des réponses spectrales passe-bande interpolées des derniers étages d'analyse spectrale, et de réponse spectrale passe-haut finale de l'étage initial d'analyse spectrale. Lg, Lj, L2, L3, L4 et L5 sont décalés dans le temps étant donné qu'ils sont fournis avec des retards croissants.Le spectre passe-bas restant G(G6, dans le cas présent) précède dans le temps le dernier spectre passe-bande Lb,l 1 (ici Lg) dans un décalage dans le temps dirigé en opposition. Comme cela sera décrit ci-après, des procédés itératifs de synthèse de signaux à partir des composantes spectrales nécessitent aussi que les composantes spectrales Lg, L1, L2, L3, L4 et L5 soient dans ce décalage temporel dirigés en opposition, les unes par rapport aux autres. Avant de décrire le traitement des analyses spectrales, la synthèse des signaux à partir des analyses spectrales traitées, une description plus détaillée sera faite des structures des étages d'analyse spectrale. La première considération sera la structure du filtre passe-bas bidimensionnel initial. Comme cela est connu dans la technique des filtres, les structures de filtres bidimensionnelles peuvent être de nature non séparables ou en variante de nature séparable. Un filtrage séparable dans une première et une seconde dimension peut se faire en filtrant d'abord dans une première direction en utilisant un premier filtre unidimensionnel puis en filtrant dans une seconde direction perpendiculaire la première en utilisant un second filtre unidimensionnel. Ains, étant donné que les caractéristiques respectives passe-bas de deux filtres unidimensionnels séparés en cascade situant un filtre séparable passe-bas bidimensionnel sont complètement indépendantes l'une de 1 'autre, la fonction de noyau et le structure de chacun de ces filtres passe-bas peut être similaire à celle décrite ci-dessus en regard des figures 2a et 2b et des figures 3 à 11. Dans le cas des images de télévision cons tituées par une trame de lignes horizontales de balayage, les deux directions perpendiculaires d'un filtre séparable sont de préférence horizontal et vertical. Si un filtrage passe-bas bidimensionnel séparable est utilisé selon l'invention, certains avantages sont obtenus en effectuant le filtrage passe-bas horizontal avant le filtrage passe-bas vertical tandis que d'autres avantages sont obtenus en effectuant le filtrage passe-bas vertical avant le filtrage passebas horizontal.Par exemple, d'effectuer en premier le filtrage horizontal et la décomposition réduit de moitié le nombre des échantillons d'éléments d'images par ligne de balayage horizontal qui doivent être traités par la fonction de noyau verticale pendant le filtrage vertical suivant Mais d'effectuer en premier le filtrage vertical permet d'utiliser la même structure de retard que celle nécessaire pour le retard relativement long in-.posé pour le filtrage vertical et de disposer également les retards de compensation respectifs (1215, 1225, 1235, 1245, 1255 et 1265) pour produire les signaux respectifs GowGs à la borne positive de chacun des soustracteurs 4216, a226, 1236, 1246, 1256 et 1266 des étages 1210, 1220, 123D, 1240, 1250, et 1260 de l'analyseur spectral de la figure 12. Les réponses globales des filtres de fréquences spatiales bidimensionnelles séparables peuvent être carrées ou rectangulaires en sections parallèles au plan des fréquences spatiales. Mais les réponses des filtres non séparables peuvent avoir deautres sections. Des sections circulaires et elliptiques sont D un intérêt particulier pour filtrer des signaux de télévision à balayage en trame car des filtres avec des réponses ayant ces sections peuvent être utilisés pour réduire une résolution diagonale excessive dans les signaux de télévision. L'uniformité de résolution des images dans toutes les directions est importante, par exemple dans des systèmes de télévision où l'image doit être tournée entre la caméra et le dispositif de visualisation. Le tableau ci-après est une matrice de pondérations de filtres ayant une configuration qui présente une symétrie par quadrants et une réponse de phase linéaire, caractéristique de filtre qui convient particulièrement pour les filtres passe-bas bidimensionnels 1211, 1221, 1231, 1241, 1251 et 1261 et pour les filtres passe-bas bidimensionnels 1214, 1224, 1234, 1244, 1254 et 1264 de la figure 12. ABCBA DEFED GHJHG D E F E D ABCBA Une matrice de fonction de noyau ayant cette configuration des facteurs de pondération s'applique à son tour sur chacun des échantillons successifs d'images, chaque échantillon d'élément d'images, lorsqu'il est traité, correspondant en position au facteur de pondération central J de la matrice. Dans un filtre passe-bas, le facteur de pondération J a le plus niveau d'amplitude relative et chacun des autres facteurs de pondération a un niveau d'amplitude qui diminue de plus en plus en s'éloignant de la position centrale. Par conséquent, les facteurs de pondération d'angle A sont ceux de plus bas niveau d'amplitude. Dans le cas d'un filtre bidimensionnel non séparable, les valeurs spécifiques sélectionnées des niveaux d'amplitude de A, B, C, D, E, F,G,H, et J sont complètement indépendantes les unes des autres. Mais dans le cas d'un filtre séparable bidimensionnel, étant donné que les niveaux d'amplitude des facteurs pondération résultent des produits en croix des valeurs respectives.des facteurs de pondération de noyau unidimensionnels en direction horizontale et verticale, les valeurs respectives de A,B,C,D,E,F,G,H, et J ne sont pas complètement indépendantes les unes des autres. Un appareil de synthèse d'un signal électrique à partir des spectres des composantes qui peut se présenter sous la forme générale de la figure 13, présente une grande importance selon l'invention. Les composantes spectrales G'6, L'5, L'4, L'3 > L'2, L'1 et L'0 ont des réponses à leurs contreparties sans primes qui sont fournies par l'analyseur de spéctre de la figure 12. Les composantes spectrales L0, L, L2, L3, L4, G6 et L5 sont fournies progressivement dans le temps par l'analyseur spectral de la figure 12 et doivent être retardées différentiellement pour obtenir G'0, L'5, L2o, L'3, L, L'1 et L'0, en retard progressif pour le synthétiseur de signaux de la figure 3. La figure 13 représente un synthétiseur de signaux avec plusieurs étages successifs de synthèse de signaux 13C0, 1365, 1370" 1375, 1380, 1385. Chaque étage, grâce à l'utilisation dune interpolation, produit une expansion de la matrice d'échantillons d'une composante spectrale pour que les Ir,emes dimensions que celles des composantes spectrales immédiatement supérieures en fréquences patiales, perinettant l'addition à cette composante spectrale.L'expansion de la matrice est faite en intercalant les points d'échantillons dans la matrice avec des zeros et en effectuant un filtrage passe-bas du résultat pour éliminer la structure harmonique. L filtrage passe-bas a de préférence la même carac- térIstique de filtrage que le filtrage passe-bas associé avec le processus ddinterpolation correspondant de l'analyseur spectrale de la figure 12. Le filtrage passe-bas associé avec L'inter- polation du synthétiseur de signaux supprime les harmoniquels associés avec les signaux G ou LK, modifiés par un processus non linéaire, ce qui peut se produire dans des circuits de modification (tels que ceux décrits ci-dessus en regard de la figure 3) pouvant être intercalés entre l'analyseur de spectre de la figure 12 et le 'synthétiseur de la figure 13. Ces processus non linéaires donnent lieu à des éléments erronés visibles dans l'image composite synthétisée s'il n'y a pas un filtrage passe-bas associé avec les opérations d'interpolation utilisées dans le synthétiseur de signaux. Dans le synthétiseur de la figure 13, des échantillons du spectre passe-bas G'6 sont intercalés avec des zéros dans le circuit d'expansion 1361 et passent par un filtre de fréquences spatiales passe-bas bidimensionnel 1362 similaire au filtre 1265 de l'analyseur spectrale de la figure 12. Des échantillons de la réponse du filtre 1362 sont additionnés aux échantillons de L' dans un additionneur 1363 pour produire G'5 similaire ou identique à une réplique hypothétique G5 retardée dans le temps. Ensuite, les échantillons G'5 sont intercalés avec des zéros dans le circuit d'expansion 1366. Ce signal passe par un filtre passe-bas 1367 similaire au filtre passe-bas 1254 de la figure 12 et il est additionné à Ll4 dans l'additionneur 1368 pour produire G'4 similaire ou identique à une réplique retardée de G4.Les échantillons de G'4 sont intercalés avec des zéros dans un circuit d'expansion 1371 et le résultat est filtré passe-bas dans un filtre 1372 similaire au filtre 1244 de la figure 12. La réponse du filtre 1372 est additionnée à L'3 dans un additionneur 1373 pour produire G'3 similaire ou identique à une réplique retardée de G3. Des échantillons de G'3 sont intercalés avec des zéros dans un circuit d'expansion 1376 et le résultat est filtré passe-bas dans un filtre 1377 similaire au filtre 1234 de la figure 12. La réponse du filtre 1377 est additionnée à L'2 dans un additionneur 1378 pour produire G'2 similaire ou identique à la réplique retardée de G2. Les échantillons G2 sont intercalés avec des zéros dans un circuit d'expansion 1381 et le résultat est filtré passe-bas dans un filtre 1382. La réponse du filtre 1382 est additionnée à L'1 dans un additionneur 1383 pour produire G'1, similaire Qu identique à G1 avec un retard. Les échantillons de G' 1 sont fournis pour une interpolation à un circuit d'expansion 1386 et à un filtre passe-bas 1387 similaire au filtre 1214 de la figure 12. La réponse du filtre 1387 est additionnée avec L' dans un additionneur 1388 pour produire G'0, 0 signal synthétisé représentant la même image que G0, ventuellement avec des modifications. Bien que la mise en oeuvre bidimensionnelle de l'invention convienne particulièrement pour un trai- tement d'images du spectre des fréquences spatiales d'images en temps réel, il est bien entendu que les inftrmations bidimensionnelles que l'invention concerne ne sont pas limitées aux spectres des fréquences spatiales d'images bidimensionnelles.Par exemple, l'une des deux dimensions peut correspondre à des informations de fréquences spatiales et l'autre des dimensions peut correspondre à des informations de fréquence temporelle En outre, l'invention convient pour analyser le spectre des fréquences en temps réel d'informations définies par plus de deux dimensions.Par exemple,dans le cas d'informations tridimensionnelles, les trois dimensions peuvent correspondre à des informations spatiales ou en variante, deux des dimensions peuvent correspondre à des informations spatiales épandes que la troisième correspond à des informations temporelles. A cet égard, il y a lieu de considérer 1 l'appareil de traitement d'images qui réagit à l'apparition d'un mouvement dans une image de télévision reproduite. Dans ce cas, la partie du spectre des fréquences spatiales de l'image visualisée correspondant aux objets immobiles reste la même dans les informations vidéo d'une trame à l'autre, tandis que la partie du spectre des fréquences spatiales de l'image visualisée correspondant aux objets en mouvements change dans les informations vidéo d'une trame à l'åutre. Un analyseur de spectre selon l'invention peut être utilisé dans un tel appareil de traitement d'images en utilisant des filtres passebas à trois dimensions.Deux des trois dimensions de ces filtres passe-bas sont spatiales et correspondent aux deux dimensions spatiales des filtres passe-bas bidimensionnels incorporés dans chaque étage de l'analyseur de spectre bidimensionnel de la figure 12. La troisième dimension est temporelle et correspond à la caractéristique de structure fine du spectre tridimensionnel résultant des changements produits par des objets en mouvement dans les valeurs des niveaux d'amplitude des éléments d'images correspondants, d'une trame à l'autre de l'image visualisée. Dans la description faite ci-dessus de plusieurs modes de réalisation de l'invention, il a été supposé que le signal temporel Gg est un signal en bande de base ayant un spectre de fréquence qui définit les informations ayant une ou plusieurs dimensions. Comme il est connu, ces informations en bandes de base sont souvent transmisses en formats multiplexés en fréquence, dans lequel les informations de bandes de base sont constituées par les bandes latérales d'une fréquence porteuse qui a été modulée par une composante d'informations en bandes de base. En utilisant des modulateurs et des démodulateurs appropriés dans les dispositifs respectifs de translation 100-1... 100-N de la figure 1, Go et/ou l'un quelconque de G1... G N et/ou l'un quelconque de L0... L 1 pourrait être un signal multiplexé en fréquence. Dans les revendications qui vont suivre, le terme "registre à décalage" concerne également un dispositif remplissant une fonction équivalente, par exemple une mémoire à accès direct en série. Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux modes de réalisation décrits et illustrés à titre d'exemples nullement limitatifs sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Appareil de traitement de signaux destiné à analyser le spectre de fréquence d'une composante d'informations (Gg) d'un signal temporel donné en (N+1) bandes de fréquence séparées, dans lequel ladite composante correspond à des informations ayant un nombre donné de dimensions, où (N) est un nombre entier et la fréquence considérée la plus élevée dans ledit spectre de fréquences n'est pas supérieure à une fréquence (fi), appareil caractérisé en ce qu'il comporte, pour analyser ledit spectre de fréquences en temps réel retardé, une structure pipe-line (figures 1 la, lb) comprenant un groupe de (N) dispositions de translations de signaux échantillonnés (100-1.. 100-N) disposds dans l'ordre, chacun desdits dispositifs de translation (figure la) comprenant une première et une seconde bornes d'entrée et une première et une seconde bornes de sortie, ladite première borne d'entrée du premier dispositif de translation du groupe étant connectée pour recevoir ledit signal temporel donné (Ggr, ladite première borne d'entrée de chacun dudit second audit n ième dispositif de translation dudit groupe étant connectée à ladite première borne de sortie de celui desdits dispositifs de translation dudit groupe qui précède immédiatement pour émettre un signal (G1, G2..) par chacun desdits dispositifs de translation vers celui desdits dispositifs de translation-dudit groupe qui suit immédiatement, ladite seconde borne d'entrée de chacun desdits dispositifs de translation dudit groupe étant connectée pour recevoir une horloge de fréquence d'échantillonnage séparée (CL1, CL2...) dans l'ordre pour dériver à ladite première et ladite seconde bornes de sortie de ce dispositif de translation des signaux respectifs échantillonnés à une fréquence égale à la fréquence d'échantillonnage de l'horloge qui lui est appliquée, chacun desdits dispositifs de translation dudit groupe remplissant pour ladite composante d'infor mations une fonction de transfert passe-bas entre sa première borne d'entrée et sa première borne de sortie, ladite fonction de transfert passe-bas desdits dispositifs de translation dudit groupe ayant une fréquence de coupure nominale qui est une fonction directe de la fréquence d'échantillonnage de l'horloge appliquée à la seconde borne d'entrée de celui correspondant desdits dispositifs de translation dudit groupe, le signal d'horS loge qui est appliqué à la seconde borne d'entrée dudit premier dispositif de translation (100-1) dudit groupe ayant une fréquence d'échantillonnage qui est double de (fo) et qui produit pour ladite composante d'information une fréquence de coupure nominale de ladite fonction de transfepasse-bas du premier dispositif de translation dudit groupe qui est inférieure à (fOX, le signal d'horloge appliqué à la seconde borne d'entrée de chacun dudit second au Nième dispositif de translation dudit groupe ayant une fréquence d'échantillonnage qui est inférieure à la fréquence d'horloge appliquée à la seconde borne d'entre de celui précédant immédiatement le dispositif de translation dudit groupe, qui est au moins égale au double de la fréquence maximale de la composante d'informations du signal appliqué à sa première borne d'entrée et qui produit une fréquence de coupure nominale pour sa fonction de transfert passe-bas qui est inférieure à celle du dispositif de translation dudit groupe qui précède immédiatement, et la composante d'informations dudit signal produit à ladite seconde borne de sortie de chacun desdits dispositifs de translation dudit groupe correspondant à la différence entre la composante d'informations du signal appliqué à ladite première borne d'entrée et une fonction directe de la composante d'informations du signal produit à sa première borne de sortie, de manière que lesdites (N+1) bandes de fréquence séparées soient constituées des N signaux respectifs desdites secondes bornes de sortie dudit N dispositif de translation avec le signal à ladite première borne de sortie du Nième dispositif de translation. 2. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal d'horloge appliqué à la seconde borne d'entrée de chacun dudit second audit N ième dispositif de translation dudit groupe a une fréquence d'échantillonnage par rapport à la fréquence d'échantillonnage du signal d'horloge appliqué à la second borne d'entrée de celui qui précède immédiatement des dispositifs de translation du groupe tels que chaque dimension de la composante d'informations du signal appliqué à sa première borne d'entrée soit échantillonnée à la moitié de la fréquence à laquelle la dimension correspondante de la composante d'informations du signal appliqué à la première borne de celui précédant immédiatement le dispositif de translation dudit groupe est échantillonné. 3. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce que le signal d'horloge appliqué à la seconde borne d'entrée de chacun dudit second audit Nième dispositif de translation dudit. groupe a une fréquence d'échantillonnage par rapport à la fréquence d'échantillonnage du signal d'horloge appliqué à la seconde borne d'entrée de celui précédant immédiatement des dispositifs de translation dudit groupe tels qu'elle produit une fréquence de coupure nominale pour sa fonction de transfert passe-bas qui, pour chaque dimension de la composante d'informations dudit signal appliqué à sa première borne, est pratiquement la moitié de la fréquence de coupure nominale produite pour la dimension correspondante de cette composante d'informations par la fonction de transfert passe-bas de celui précédent immédiatement desdits dispositifs de translation dudit groupe, de manière que la composante d'informations dudit signal produite à ladite seconde borne de sortie de chacun desdits dispositifs de translation dudit groupe corresponde dans chaque dimension à une octave- différente du spectre de fréquence de la composante d'informations dudit signal temporel donné dans cette dimension. 4. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit signal temporel donné est un signal analogique constitué par une composante d'infor- mations correspondant à une information unidimensionnelle. 5. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit signal temporel donné est constitué par un signal vidéo, définissant des informations d'images bidimensionnelles. 6. Appareil selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit signal vidéo correspond à des trames successives d'images de télévision balayées. 7. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que chacun desdits dispositifs de translation (100a-R, 100b-K..., figures la et lb) dudit groupe comportent un premier dispositif (102,104) connecté à la première et la seconde bornes d'entrée et à une première borne de sortie de ce dispositif de translation pour remplir la fonction de transfert passe-bas de ce dispositif de translation, ledit premier dispositif comprenant un filtre à convolution (102) à m prises où m est un nombre entier donné, pour effectuer une convolution de la composante d'informations du signal appliquée à la première borne de de ce dispositif de translation avec une fonction de noyau prédéterminée à une fréquence d'échantillonnage correspondant à celle du signal d'horloge appliquée à la seconde borne d'entrée de ce dispositif de translation, ladite fonction de noyau prédéterminée et ladite fréquence d'échantillonnage du filtre à convolution de ce dispositif de translation définissant respectivement la forme et la fréquence de coupure nominale de la fonction de transfert passe bas de ce dispositif de translation dans chaque dimension de ladite composante d'informations, et un second dispositif (109, 110) connecté audit premier dispositif et à ladite seconde borne d'entrée de ladite seconde borne de sortie de ce dispositif de translation pour obtenir ledit signal de différence à la seconde borne de sortie de ce dispositif de translation, ledit second dispositif comprenant un dispositif (110) de soustraction d'échantillons et un troisième dispositif comprenant un dispositif à retard (106, 108, 109, figure la, 109, figures la et lc) pour relier ledit dispositif de soustraction d'échantillon par ledit dispositif à retard audit premier dispositif, ledit dispositif de soustraction d'échantillons soustrayant en alignement temporel, à la fréquence d'échantillonnage des échantillons convolués de ce dispositif de translation, chacun des niveaux d'échantillons respectifs apparaissant successivement des échantillons convolués de ce dispositif de translation de chacun des niveaux correspondant respectifs apparaissant successivement de la composante d'informations du signal appliqué à la première borne d'entrée de ce dispositif de translation avant sa convolution avec ladite fonction de noyau prédéterminée du filtre à convolution de ce dispositif de translation, de manière que la sortie dudit dispositif de soustraction d'échantillon constitue chacun des niveaux d'échantillons de différence respective apparaissant successivement à la fréquence d'échantillonnage d'échantillons convolués de ce dispositif de translation, lesdits niveaux d'échantillons de différences respectives constituant la composante d'informations du signal apparaissant à la seconde borne de sortie de ce dispositif de translation. 8. Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce que ladite fonction de noyau prédéterminée de l'un au moins desdits dispositifs de translation dudit groupe définit une forme de fonctions de transfert passe-bas pour ce dispositif de translation, ayant une élimination progressive qui s'étend au-delà de ladite fréquence de coupure nominale. 9. Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce que les fonctions de noyau respectives d'au moins deux desdits dispositifs de translation dudit groupe sont pratiquement similaires entre elles. 10. Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce que ladite composante d'informations est constituée par au moins deux dimensions et le filtre à convolution de l'un au moins desdits dispositifs de translation est un filtre non séparable dans au moins lesdites deux dimensions. 11. 11. Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce que ladite composante d'informations est constituée par au moins deux dimensions et le filtre à convolution de l'un au moins desdits dispositifs de translation est un filtre séparable dans lesdites deux dimensions. 12. Appareil selon la revendication 79 caractérisé en ce que ledit premier dispositif (I 02, 104) de l'un au moins desdits dispositifs de translation dudit groupe est d'un type donné, ledit type donné dudit premier dispositif étant constitué par ledit filtre à convolution (102) et un circuit de décomposition (104) est connecté en série entre la sortie dudit filtre à convolution et la première borne de sortie de ce dispositif de translation dudit groupe, ledit filtre à convolution dudit type donné du premier dispositif produisant à sa sortie une densité particulière d'échantillons dans chaque dimension de ladite composante d'informations qui correspond à la fréquence d'échantillonnage du signal d'horloge appliquée à la seconde borne d'entrée de ce dispositif de translation et ledit circuit de décomposition dudit type donné du premier dispositif émettant, dans chacune desdites dimensions de ladite composante d'informations, certains seulement, mais non la totalité, des échantillons convolués apparaissant à la sortie du filtre à convolution dudit type donné du premier dispositif à ladite première borne de sortie de ce dispositif de translation, de manière que la densité d'échantillons décomposés dudit échantillon convolué dans chacune desdites dimensions de ladite composante d'informations à ladite première borne de sortie de ce dispositif de translation soit réduite par rapport à ladite densité particulière d'échantillons de la dimension correspondante de ladite composante d'informations à la sortie dudit filtre de convolution de ce dispositif de translation. 13. Appareil selon la revendication 12 caractérisé en ce que ledit circuit de décomposition dudit type donné du premier dispositif émet dans chacune desdites dimensions ladite composante d'informations l'un sur deux des échantillons apparaissant à la sortie du filtre à convolution dudit type donné du premier dispositif, vers ladite première borne de sortie de ce dispositif de translation de manière que ladite densité d'échantillons décomposés dans chacune desdites dimensions de ladite composante d'informations soit réduite à la moitié de ladite densité d'échantillons particulière de la dimension correspondante de ladite composante d'informations. 14. Appareil selon la.revendication 12, caractérisé en ce que, dans l'un au moins desdits dispositifs de translation (206b-K, figure lb) ledit troisième dispositif comporte un quatrième dispositif connecté entre la sortie dudit filtre à convolution et ledit dispositif de soustraction d'échantillons pour appliquer directement audit dispositif de soustraction d'échantillons (110) ladite composante d'informations convoluées provenant dudit filtre à convolution. 15. Appareil selon la revendication 12, caractérisé en ce que ledit troisième dispositif (106, 108, 109, figure la) comporte en outre un quatrième dispositif (106,108) couplé entre ledit circuit de décomposition et ledit dispositif de soustraction d'échantillon pour expanser ladite densité d'échantillons décomposée desdits échantillons convolués dans chaque dimension de ladite composante d'informations à ladite première borne de sortie de ce dispositif de translation, pour revenir à ladite densité d'échantillons particulières desdits échantillons convolués dans cette dimension audit dispositif de soustraction d'échantillons, ledit quatrième dispositif comprenant un expanseur d'échantillons (106) pour introduire des échantillons supplémentaires qui correspondent respectivement à l'apparition de chaque échantillon convolué à la sortie dudit filtre à convolution qui est absent de ladite densité d'échantillon décomposée, chacun desdits échantillons supplémentaires introduits ayant un niveau de valeur zéro, et un dispositif d'interpolation (108) qui a fonction de substituer un niveau d'échantillon de valeur interpolée au niveau de valeur zéro de chacun desdits échantillons supplémentaires introduits. 16. Appareil selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit circuit de décomposition dudit type donné du premier dispositif émet, dans chacune desdites dimensions de ladite composante d'informations, l'un sur deux des échantillons apparaissant à la sortie du filtre à convolution dudit type donné du premier dispositif vers ladite première borne de sortie de ce dispositif de translation, ledit expanseur introduisant un échantillon supplémentaire entre chaque paire d'échantillons convolués successifs de ladite densité d'échantillons décomposée dans chaque dimension de ladite composante d'informations et ledit dispositif d'interpolation étant constitué par un filtre d'interpolation à n prises où n est un nombre entier donné, remplissant une fonction de transfert passe-bas. 17. Appareil selon la revendication 14 ou 15, caractérisé en ce que la composante d'informations du signal à la première borne d'entrée de ce dispositif de translation est appliquée audit dispositif de soustraction d'échantillon par ledit dispositif à retard et ledit dispositif à retard de ce dispositif de translation introduisant un retard pratiquement égal au retard total introduit par ledit filtre à convolution, ledit circuit de décomposition et ledit quatrième dispositif de ce dispositif de translation. 18. Appareil selon la revendication 12, caractérisé en ce que chacun dudit premier au dit N-lème dispositif de translation dudit groupe comprend un premier dispositif dudit type donné (100a-K ou 100b-K). 19. Appareil selon la revendication 18, caractérisé en ce que ledit Nième dispositif de translation (figure lc) dudit groupe comporte également un premier dispositif dudit type donné. 20. Appareil selon la revendication 18, caractérisé en ce que ledit Nième dispositif de translation (figure lc) dudit groupe comporte un premier dispositif d'un autre type dans lequel la sortie dudit dispositif de convolution est appliquée directement à ladite première borne de sortie dudit Nième dispositif de trains la tion. 21. Appareil selon la revendication 20, caractérisé en ce que la composante d'informations du signal (GN 1) à la première entrée dudit Nième dispositif de translation dudit groupe est appliquée audit dispositif de soustraction d'échantillons parledit dispositif à retard (109), ledit dispositif à retard dudit Nième dispositif de translation dudit groupe introduisant un retard pratiquement égal à celui introduit par son filtre à convolution. 22. Appareil (figure 1) destiné à effectuer une analyse spectrale en temps réel, caractérisé en ce qu'il comporte une connexion en cascade de filtres d'échantillonnage passe-bas (102,104) des figures la, lb, dans (100-1, 100-2...) commandés à des fréquences d'horloge successivement inférieures (CLl, CL2...) un signal d'entrée (Gg) de ladite connexion en cascade étant le signal sur lequel l'analyse spectrale doit être effectuée et le signal de sortie (GN) de ladite connexion en cascade étant un spectre passe-bas restant, un dispositif (106,108,figure 1a) pour intercaler les échantillons d'une décomposition de la réponse de chaque filtre d'échantillonnage passe-bas (102, 104) avec des zéros et de filtrage passe-bas du résultat pour obtenir un résultat d'interpolation respective, un dispositif (109) pour retarder les échantillons de l'entrée de chaque filtre passe-bas de ladite connexion en cascade d'une valeur égale à la somme du retard à la réponse de ce filtre et du retard dans le filtrage passe-bas de tette réponse intercalée avec des zéros, et un dispositif (110) pour combiner différentiellement les échantillons retardés de l'entrée de chaque filtre passebas de ladite connexion en cascade avec le résultat d'interpolation obtenu à partir de sa réponse, de manière à produire l'une respective (LIm 1) des analyses spectrales du signal d'entrée de ladite connexion en cascade. 23. Appareil (figure 1) destiné à effectuer une analyse en temps réel d'un signal électrique (G0) échantillonné régulièrement à une fréquence (R) r caractérisé en ce qu'il comporte plusieure, en nombre (n) étages d'analyse (100-1, l00-2..) disposés consécu- tivement et numérotés de zéro à n, caque étage d'ana- lyse (figure 4) produisant un premier signal de sortie (GK+1) en réponse à des composantes de fréquences infé- rieures de signal d'entrée (GK) et une seconde sortie séparée en réponse (LKj aux composantes de fréquences plus élevées de signal d'entrée (gag) , dans lequel l'un desdits étages d'analyse numérotés zéro (100-1) reçoit ledit signal électrique pour l'analyse spectrale comme son signal d'entrée et chaque autre étage d'analyse recevant comme son signal d'entrée le premier signal de sortie de l'étage d'analyse avec le numéro immédiatement plus bas, ledit second signal de sortie de tous lesdits étages et le premier signal de sortie de l'étage d'analyse des numéros (n) produisant l'analyse spectrale et dans lequel chacun desdits plusieurs étages d'analyse (figure 4) comprend respectivement un premier registre à décalage (470) à m étages, m étant un nombre entier, le signal d'entrée (G) dudit étage d'analyse étant appliqué à son entrée et étant commandé à une fréquence d'horloge égale à (R/2k), k étant le numéro d'ordre de l'étage d'analyse, un dispositif (471) qui pondère le signal d'entrée (GK) de l'étage d'analyse et ce signal d'entrée retardé pour chaque étage dudit premier registre à déclage à m étages par un jeu de coefficients, et qui additionne les signaux pondérés pour produire une réponse filtrée passe-bas à phase linéaire (GK+l) pour ledit signal d'entrée d'étage d'analyse, cette réponse étant ledit premier signal de sortie de l'étage d'analyse, un multiplexeur (472) sélectionnant alteriiativement entre ledit premier signal de sortie de l'étage d'analyse et une valeur zéro à ladite fréquence (R/2K'1), un autre registre à décalage (474) à m étages à l'entrée duquel est appliqué le signal sélectionné par ledit multiplexeur et commandé par horloge à ladite fréquence d'horloge égale à (R/2Ki), un dispositif (474) qui pondère le signal sélectionné de cet étage d'analyse, et ce signal retardé dans chaque étage dudit autre registre à m étages par ledit jeu des coefficients de pondération et qui additionne les signaux pondérés pour obtenir un premier signal de sortie échantillonné à nouveau pour étage d'analyse et un dispositif (475) qui combine de façon soustractive ledit premier signal de sortie échantillonné à nouveau pour cet étage d'analyse avec un signal d'entrée retardé pour l'étage d'analyse afin de produire le second signal de sortie (LK) pour cet étage d'analyse. 24. Appareil selon la revendication 23, caractérisé en ce que m est le même pour chaque étage d'analyse et dans lequel chaque étage d'analyse utilise des jeux de valeurs similaires de coefficients de pondération. 25. Appareil selon la revendication 23, caractérisé en ce que ledit signal d'entrée retardé pour chaque étage d'analyse est obtenu à partir du m étages de son premier registre à décalage à m étages est en outre retardé (476). 29. Filtre numérique selon la revendication 27, caractérisé en ce qu'il comporte un autre ligne à retard (173) à prises multiples commandée par horloge à la mêse fréquence que l'une sSlectionnre (470) desdites plusieurs lignes à retard à prises, un dispositif (472) pour appliquer sélectivement la sortie de la ligne à retard sélectionnée et des zéros à l'entrée de ladite autre ligne à retard, un dispositif (474) pour pondérer les échantillons prvenan'. des pr"es de ladite autre ligne à retard et pour combiner les échantillons afin d'obtenir une réponse de filtre passent t un dispositif (475) pour combiner diffé rentíellement la réponse de filtre passe-bas ainsi obtenue avec la sortie de l'une sélectionnée des lignes à retard pour produire une réponse de sortie (LK) dudit filtre numérique. 30. Filtre numérique (figure 5) selon la revendication 27, caractérisé en ce que les échantillons pondérés, prélevés aux prises de l'une sélectionnées (570-1) desdites plusieurs lignes à retard à prises (570-0, 570-1) ayant un numéro d'ordre (1) d'unité plus élevée que le numéro d'ordre (Q) d'une ligne à retard précédente sont pondérés différemment sur certains alternés des cycles d'horloge de ladite ligne à retard précédente et sont combinés à chacun de ces cycles d'horloge pour obtenir une réponse de filtre passe-bas, la réponse de filtre passe-bas ainsi obtenue étant combinée différentiellement (575-0) avec la sortie de ladite ligne à retard précédente (575-0) pour produire une réponse de sortie (Lo) dudit filtre numérique. 31. Filtre numérique selon la revendication 26, caractérisé en ce qu'il comporte une autre ligne à retard (473) à prises multiples commandées par horloge à la même fréquence que l'une sélectionnée (470) desdites plusieurs lignes à retard à prises, un dispositif i472) pour appliquer sélectivement la sortie de la ligne à retard sélectionnée et des zéros à l'entrée de ladite autre ligne à retard, un dispositif (474) pour pondérer des échantillons provenant des prix de ladite autre ligne à retard et pour combiner les échantillons afin d'obtenir une réponse et un dispositif (475) pour combiner la réponse ainsi obtenue avec 1 'entrée retardée (GR) de la ligne à retard précédente afin de produire une réponse de sortie tL) dudit filtre numérique. 32 , Filtre numérique selor la revendication 1, caractérisé en ce que l'entrée retardée de la ligne à retard précédente est obtenue en incorporant le retard (476) à l'une de ces prises. 33. Filtra numérique selon la revendication 31 caractérisé en ce que les échantillons pondérés provenant des prises de l'une sélectionnée desdites plusieurs lignes a retard des prises, ayant un numéro d'ordre d'une unité supérieure à celui de la ligne à retard précédente, sont pondérés différemment sur certains alternés des cycles d'horloge de la ligne à retard précédente et sont combinés sur chacun de ces sy-clas d'horloge, le résultat étant combiné avec l'entrée retardée de la ligne à retard précédente pour produire une reponse de sortie dudit filtre numérique 34. Filtre numérique selon la revendicatio 33, caractérisé en ce que 1 1entrée retardée de la ligne à retard précédente est obtenue en incorporant le retard à l'une de ces prises. 33. Appareil de traitement de signaux (figure 3) destiné à synthétiser un simple signal temporel (G0') à partir d'un groupe disposé dans l'ordre de N signaux temporels séparés (L0-G#), N N étant un nombre entier, caractérisé en ce que, pour synthétiser ledit signal temporel sur une base en temps réel retardée, ledit signal temporel simple est constitué d'un certain débit d'échantillons de composantes d'informations qui définissent le spectre de fréquences d'informations ayant un nombre donné de dimensions avec une densité d'échantillons particulière dans chacune desdites dimensions, le premier (Lg) dudit groupe disposé dans l'ordre N signaux séparés étant constitué par un débit d'échantillon de composantes d'informations définissant la partie supérieure du spectre de fréquences desdites informations avec une intensité d'échantillons qui est pratiquement la même que la densité particulière des échantillons dans chacune desdites dimensions, chacun du second au (-') ième (L1... 5) dudit groupe disposé dans l'ordre de N signaux séparés étant constitué d'un débit d'échantillons de composantes d'informations qui définissent une partie individuelle du spectre de fréquences desdites informations dans chaque dimension, inférieures à celles de la dimension correspondante dudit spectre de la partie définie par celui séparé et précédent immédiatement les signaux dudit groupe et supérieures à celle de la dimension correspondante dudit spectre de la partie définie par celui séparé des signaux dudit groupe qui suit immédiatement1 ledit débit d'échantillons de composantes d'informations correspondant à chacun du second au (N-l) ième (L1.. L) dudit groupe disposé dans l'ordre de N signaux séparés ayant une densité d'échantillons pour chacune de ses propres dimensions d'informations inférieures à la densité d'échantillons de la dimension d'informations correspondantes du débit des échantillons de composantes d'informations correspondant au signal séparé qui précède immédiatement dans le groupe et lesdits débits respectifs des échantillons de composantes d'informations apparaissant avec des décalages de temps prédéterminés les uns par rapport aux autres, ledit appareil (figure 3) comportant un groupe de (N-1) dispositif de combinaison de signaux échantillonnés (363-353) dont chacun (363,362...) est associé individuellement avec l'un respectif (Lg) dudit premier audit (N-l) ième signaux séparés dans l'ordre (L0-L5) dudit groupe pour combiner celui des signaux séparés du groupe qui est associé avec ce dispositif de combinaison, le total cumulatif (G1') de tous ces signaux séparés (L1, L2.. Q) qui suit ce signal séparé dans l'ordre dudit groupe, et dans lequel chacun desdits dispositifs de combinaison (362, 361) associés avec ledit premier (Lg) audit (N-2)ième (L4) dans l'ordre desdits signaux séparés du groupe comprenant un additionneur (363) un premier dispositif (340) pour émettre son sIgnal séparé dans l'ordre associé comme une première entrée à son additionneur et un second dispositif (362) pour émettre la sortie de l'additionneur du dispositif de combinaison (361) associé avec le signal séparé (G1) qui suit immédiatement son signal séparé propre comme une seconde entrée à son additionneur avec la même densité d'échantillon que celle du signal séparé dans l'ordre, ledit dispositif de combinaison (353,352) associé avec ledit (N-l)ième signal séparé (L5) dudit groupe comprenant un additionneur (353), ledit premier dispositif (350 ) pour appliquer ledit (N-1 ) jème séparé comme une première entrée de son additionneur et un troisième dispositif (352) pour appliquer ledit N ième signal séparé (G Q) comme une seconde entrée à son additionneur (N-l) ième signal séparé, et ledit premier dispositif respectif (340, 341...), ledit second dispositif respectif (362, 360..) , et ledit troisième dispositif desdits (N-l) dispositifs de combinaison dudit groupe introduisant des valeurs prédéterminées respectives de retard en émettant lesdits signaux séparés décalés dans le temps dudit groupe, de manière que pour chacun desdits (N-i) dispositifs de combinaison respectifs, des échantillons d'informations correspondants des débits respectifs des échantillons de composantes d'informations à la première entrée et à la seconde entrée de l'additionneur, apparaissent pratiquement en coincidence entre eux, un signal temporel simple synthétisé étant ainsi obtenu à la sortie d'additionneur dudit dispositif de combinaison associé avec ledit premier signal séparé dudit groupe. 36. Appareil (figure 6) selon la revendication 35, caractérisé en ce que ledit second dispositif (362) du dispositif de combinaison respectif associé individuellement avec chacun dudit premier audit (N-2) ième signaux séparés dans l'ordre dudit groupe (LK 1) comporte un expanseur d'échantillons (692,693,694) réagissant au débit d'échantillons (GK,) de composantes d'informations de densité d'échantillons inférieurs à ladite sortie de l'additionneur en introduisant des échantillons supplémentaires dans ledit courant émis pour élever la densité d'échantillons à la seconde entrée de l'additionneur (695) de ce dispositif de combinaison à la même densité d'échantillon du signal séparé dans l'ordre (LX 1) associé avec ce dispositif de combinaison, chacun desdits échantillons supplémentaires introduits ayant un niveau de valeur zéro, et un dispositif d'interpolation (693, 694) -substituant un niveau d'échantillons de valeurs interpolées au niveau de valeurs zéro dans chacun des échantillons supplémentaires introduits. 37. Appareil (figure 6) selon la revendication 36, caractérisé en ce que ledit N ième signal séparé (Ga) dudit groupe a une densité des échantillons inférieure d celle dudit (N-1) ième signal séparé (L5) dudit groupe et ledit troisième dispositif (352) comporte un expanseur d'échantillons et un dispositif d'interpo- lation (692, 693, 694) semblables à ceux dudit second dispositif pour émettre ledit N ième signal séparé vers la seconde entrée de l'additionneur dudit troisième dispositif. 38. Appareil selon la revendication 37, caractérisé en ce que ledit N ième signal séparé (Gn) dudit groupe a pratiquement la même densité d'échantillons que ledit (N-1J ième signal séparé (L5) dudit groupe, ledit troisième dispositif émettant directement ledit N ième signal séparé vers la seconde entrée de l'addi- tisonner dudit troisième dispositif. 39. Appareil selon la revendication 36, caractérisé en ce que ledit débit d'échantillons de composantes d'informations correspondant à chacun d'au moins le second (lui) au (N-1) ième (L5) des N signaux séparés du groupe disposés dans l'ordre à une densité d'échantillons pour chacune de ses propres dimensions d'informations qui est la moitié de la densité d'échantillons de la dimension d'informations correspondantes du débit des échantillons de composantes d'informations correspondant à son signal séparé dudit groupe qui précède Immédiatement, et dans chacun desdits dispositifs de combinaison (figure 6), ledit expanseur (692) dudit second dispositif introduit un échantillon supplémentaire dans chaque paire d'échantillons successifs de ladite densité d'échantillons inférieurs pour chaque dimension du débit des échantillons de composantes d'informations à ladite sortie d'additionneur (GK9), et et ledit dispositif expanseur étant constitué par un filtre d'interpolation (693) à n prises, où n est un nombre entier donné, , ayant une fonction de transfert passe-bas. 40. Appareil selon la revendication 35, caractérisé en ce que ledit troisième dispositif et chacun desdits seconds dispositifs respectifs dudit groupe de (N-i) dispositifs de combinaison de signaux échantillonnés introduit sa propre valeur prédéterminée de retard en émettant son débit d'échantillons de composantes d 'informations comme une seconde entrée à son additionneur, et chacun desdits premiers dispositifs dudit groupe de (N-i) dispositifs de combinaison de signaux échantillonnés comportant un dispositif à retard (340, 341, ...) qui introduit une valeur particulière de retard en émettant son signal séparé dans 1 'ordre comme une première entrée à son additionneur, qui dépend à la fois du décalage respectif entre son signal séparé dans 1 'ordre et chacun des signaux séparés dudit groupe qui suivent son signal séparé, et de la valeur totale du retard introduit par ledit troisième dispositif et tous les seconds dispositifs des dispositifs de combinaison associés avec les signaux séparés dudit groupe suivant son signal séparé dans l'ordre, ladite valeur particulière du retard étant telle que les échantillons d'informations correspondantes des débits respectifs d'échantillons de composantes d'informations à la première entrée et à la seconde entrée de son additionneur, apparaissetn simultanément en colncidence entre eux.