Brevet FR2559326A1 — publié le 19850809

1' Les microprocesseurs font l'objet d'un nombre croissant d'applications en tant que dispositifs de com- mande intelligents, aussi bien dans le domaine domestique que dans l'industrie. Lorsqu'on interconnecte un certain nombre de ces microprocesseurs au moyen d'un bus de don- nées commun, on utilise divers protocoles pour le transfert ordonné d'information. Lorsque le bus de données commun comprend un bus de transmission à large bande tel qu'un bus de transmission par ligne d'énergie qui achemine un signal porteur de haute fréquence modulé en compagnie de la fréquence de distribu- tion d'énergie, on utilise des émetteurs-récepteurs qui sont capables de convertir le signal porteur modulé en don- nées en bande de base pour l'utilisation par le micropro- cesseur, ainsi que de convertir les données en bande de base provenant du microprocesseur en un signal porteur modulé, pour l'émission sur le bus de transmission utili- sant une ligne d'énergie. Les dispositifs émetteurs- récepteurs actuels exigent quatre bornes pour l'intercon- nexion avec un microprocesseur, pour les données d'entrée, les données de sortie et la commande des sections d'émet- teur et de récepteur de l'émetteur-récepteur, et ils ne conviennent donc pas pour une connexion directe à un bus de données en bande de base à deux conducteurs. De tels dispositifs émetteurs-récepteurs présentent également une impédance faible aux bornes du bus à large bande dans les modes de fonctionnement de réception comme d'émission, ce qui produit une atténuation des signaux porteurs lorsque plusieurs émetteurs-récepteurs sont connectés à un bus de données à large bande à deux conducteurs. La demande de brevet précitée de Howell et col. décrit un émetteur-récepteur de données numériques à cou- rants porteurs qui n'exige que deux bornes pour l'inter- connexion avec un microprocesseur ou un bus de données en bande de base. L'émetteur-récepteur de Howell et col. est conçu de façon à utiliser des composants discrets qui, bien que donnant d'excellents résultats dans des applica- tions industrielles, ne se prêtent pas aisément à la miniaturisation, comme dans le cas o il est nécessaire de les utiliser avec des appareils domestiques connectés par des prises murales à la ligne de distribution d'énergie. L'émetteur-récepteur de données numériques à cou- rants porteurs de l'invention assure une fonction d'inter- face transparente entre un bus de données à large bande et un bus de données à bande de base, avec une logique et une maîtrise des impédances suffisantes pour résoudre tous les problèmes précités qui se manifestent lorsqu'on connecte plusieurs microprocesseurs à un bus de données commun. Le choix des éléments et des fonctions des circuits permet de fabriquer l'émetteur-récepteur dans un circuit intégré avec une configuration efficace et d'encombrement réduit. Un émetteur-récepteur de données numériques à cou- rants porteurs est conçu de façon à être réalisé dans un circuit intégré analogique pour la transmission de données à 1000 bits par seconde au moyen d'une modulation par saut d'amplitude avec un taux de 100%, c'est-à-dire une modula- tion par tout ou rien, d'une fréquence porteuse dans la gamme de 100 à 200 kilohertz. Un circuit d'attaque à col- lecteur ouvert, connecté à une porte NON-OU au niveau de l'accès d'entréesortie en bande de base permet de disposer d'une fonction "écoute pendant l'émission". Un limiteur 2559326" dynamique formé par un amplificateur à transconductance variable, un filtre passe-bas et un comparateur-de crête à double polarité, supprime le bruit présent dans le signal porteur avant la démodulation de ce signal. Un amplifica- teur de puissance à trois états établit une impédance basse pour les bornes à large bande dans le mode d'émission et une impédance élevée dans le mode de réception. La suite de la description se réfère aux dessins annexés qui représentent respectivement: Figure 1: une représentation schématique du cir- cuit émetteur-récepteur conforme à l'invention; Figure 2: un schéma de circuit des composants externes au circuit intégré qui est utilisé dans le circuit émetteur-récepteur de la figure 1; Figure 3: un schéma de circuit du limiteur dyna- mique qui est incorporé dans le circuit émetteur-récepteur de la figure 1; Figure 4: un schéma de circuit du détecteur de niveau commandé qui est incorporé dans le circuit émetteur- récepteur de la figure 1; Figure 5: un schéma de circuit du filtre passe- bande dans le domaine des temps qui est incorporé dans le circuit émetteur-récepteur de la figure 1; - Figure 6: un schéma de circuit du détecteur de niveau, de l'intégrateur rapide, de l'intégrateur à double pente, du comparateur, du circuit d'hystérésis, du circuit d'attaque d'entrée/sortie en bande de base et de la logique de commande d'émission/réception dans le circuit émetteur- récepteur de la figure 1; Figure 7: un schéma de circuit de l'amplificateur de puissance commandé qui est incorporé dans le circuit émetteur-récepteur de la figure 1; et Figure 8: un schéma du circuit intégré qui est utilisé dans le circuit émetteur-récepteur de la figure 1. FONCTIONS DE L'EMETTEUR-RECEPTEUR Le schéma synoptique de la figure 1 montre les principales fonctions de l'émetteur-récepteur 10. L'accès d'entrée/sortie (E/S) en bande de base 11 consiste en une seule borne, référencée à la ligne d'alimentation continue négative, et il est habituellement connecté par une résis- tance à une tension d'alimentation positive de 5 V, par exemple. La tension de l'accès en bande de base est haute au repos, ce qui correspond à l'absence de porteur à l'accès en bande de base, et elle peut être amenée à un niveau bas par le circuit d'attaque interne à collecteur ouvert 28, sous l'effet de la présence d'un porteur sur l'accès d'E/S à large bande 12, ce qui indique que des données sont reçues, ou bien elle peut 8tre amenée à un niveau bas de façon externe, par l'un quelconque de plu- sieurs dispositifs numériques, comme des microprocesseurs connectés de façon appropriée avec des circuits d'attaque à collecteur ouvert similaires, ce qui fait apparaître un signal porteur sur l'accès à large bande 12, pour l'émis- sion. La commande d'émission/réception (E/R) est obte- nue par une porte NON-OU 27 qui ne produit un signal de sor- tie de niveau haut que lorsque l'accès en bande de base 11 est amené de façon externe à un niveau bas. Le signal de sortie de la porte NON-OU invalide la voie de réception passant par l'inverseur 26, la ligne 35 et les détecteurs de niveau commandés2!, et il valide un amplificateur de puissance à trois états, 25, qui attaque avec un signal por- teur l'accès d'E/S à large bande 12. Bien que la fonction de validation/invalidation, correspondant à la ligne 35, soit appliquée au détecteur de niveau 21 dans la configuration représentée, il est possible d'appliquer cette fonction à l'un quelconque des éléments fonctionnels 22, 23, 24, 32, 31 ou 30, avec une modification de circuit appropriée. Lorsque l'accès en bande de base 11 est au niveau haut, l'émetteur-récepteur 10 est toujours dans le mode de récep- tion, et il est donc capable de détecter pendant ce temps un autre signal porteur sur le bus à large bande. Cette techni- que logique procure la caractéristique de transparence exi- gée, définie dans la demande de brevet de Howell et col., ainsi que l'aptitude à détecter un signal concurrent. L'accès d'E/S à large bande 12 consiste en une paire de bornes, dont une seule est représentée, en couplage capacitif avec un transformateur d'isolation de haute fré- quence 13 ayant une impédance inductive d'environ 2000 ohms, en circuit ouvert. Des diodes de fixation de niveau qui font partie d'un limiteur de surtension 14 branché au secondaire du transformateur 13, limitent les tensions transitoires à +/- 5 volts. Dans le mode de récep- tion, l'impédance de sortie de l'amplificateur de puissance est d'environ 10 000 ohms. Un filtre à large bande 15 présente une charge de 2000 ohms au transformateur d'isola- tion 13 et transmet les signaux porteurs à l'amplificateur d'entrée 17 dans le limiteur dynamique 16. L'amplificateur d'entrée 17 consiste en un ampli- ficateur à transconductance variable qui convertit la ten- sion de signal porteur en un courant de signal attaquant par l'intermédiaire d'une résistance RA un filtre L/C à bande étroite 20, du type à résonance parallèle. Un compa- rateur de tension de crête à double polarité 19 détecte la somme de la tension du filtre et de la tension aux bornes de RA, et il produit un signal de réaction pour commander la transconductance de l'amplificateur 17, ce qui limite la tension du filtre L/C à une amplitude fixe pour toutes les tensions de signal d'entrée au-dessus du minimum. Un détecteur de niveau 21, commandé par la logique d'E/R comme décrit précédemment, transmet les crêtes positi- ves de la tension du filtre au-dessus de 50% de la valeur limitée. Une bascule de division de fréquence 22 convertit ces crêtes en un signal carré à la moitié de la fréquence porteuse. L'onde carrée est transmise par un filtre passe- haut 23 à un filtre passe-bande dans le domaine des temps, 24, qui transmet le signal carré à sa sortie si la fréquence est comprise dans la bande passante et qui ne produit pas de signal de sortie dans le cas contraire. Le signal de sortie carré de ce filtre est fondamentalement redressé et filtré dans un détecteur et intégrateur rapide 32 qui récupère "l'enveloppe de modulation" (signal rectangulaire) du por- teur. Pour minimiser les effets du bruit impulsionnel d'amplitude élevée, le signal rectangulaire attaque un intégrateur linéaire à double pente 31, pour donner un temps de reconnaissance d'état d'environ 330 microsecondes. Le signal intégré est appliqué à un comparateur 30 qui reproduit le signal rectangulaire, retardé du temps de reconnaissance d'état, avec des impulsions parasites étroi- tes. Un circuit d'hystérésis 29 est connecté à l'entrée de référence du comparateur par une ligne 39, à titre de second moyen pour éliminer les impulsions étroites. Enfin, le signal rectangulaire retardé des don- nées en bande de base est appliqué au circuit d'attaque à collecteur ouvert inverseur 28 de l'accès d'E/S en bande de base 11 et à la porte NON-OU d'E/R 27. Si l'accès en bande de base 11 et l'entrée du circuit d'attaque 28 sont tous deux au niveau bas, ce qui indique qu'un dispositif externe a fait passer l'accès en bande de base au niveau bas, la porte NON-OU 27 invalide le détecteur de niveau commandé 21 qui établit une condition d'absence de porteur dans le filtre 23, le détecteur et intégrateur 32 et le comparateur 30, ce qui maintient au niveau bas la borne d'entrée du circuit d'attaque en bande de base. La porte NON-OU 27 valide également l'amplifica- teur de puissance à deux étages 25 qui applique la tension sinusoïdale du filtre L/C au transformateur d'isolation 13, avec un gain en tension d'environ 50. Le filtre L/C 20 est 2559326 t attaqué de façon à donner une amplitude fixe, par réaction par l'intermédiaire du limiteur dynamique 16, ce qui établit l'amplitude, la fréquence et la forme du signal porteur émis. Une résistance de limitation de courant RB protège l'amplificateur de puissance contre un court-circuit et des transitoires de haute tension. L'impédance de sortie de l'amplificateur de puissance dans le mode d'émission est inférieure à 10 ohms, la résistance RB comprise. Lorsque l'amplificateur de puissance est invalidé, son impédance de sortie augmente jusqu'à 10 000 ohms. Ceci procure une atté- nuation minimale du signal porteur et permet donc de con- necter un grand nombre d'émetteur-récepteurs de ce type à un bus à large bande commun. L' EMETTEUR-RECEPTEUR Les bornes T1, T2 de l'accès d'E/S à large bande de l'émetteur-récepteur de la figure 2 sont connectées à une paire de conducteurs de phase, ou aux conducteurs de phase et de neutre ou de terre et de neutre d'une ligne de distribution d'énergie qui achemine des signaux de trans- mission à porteuse modulée. Les bornes T3, T4 de l'accès d'E/S en bande de base sont connectées à un accès d'E/S d'un microprocesseur, ce qui permet une communication transparente entre le microprocesseur et tout autre micro- processeur connecté à un émetteur-récepteur similaire fonc- tionnant sur la même ligne de distribution d'énergie. Les bornes T3, T4 de l'accès d'E/S en bande de base peuvent également être connectées à un bus de données en bande de base associé à un ensemble de microprocesseurs, grâce à quoi l'un quelconque des microprocesseurs peut obtenir la commande du bus et émettre vers tous les autres micropro- cesseurs sur ce bus de données en bande de base et il peut également émettre par l'intermédiaire de l'émetteur- récepteur sur la ligne de distribution d'énergie, faisant fonction de bus de données à large bande, vers la totalité des microprocesseurs éloignés, connectés de façon similaire aux bornes d'accès d'E/S en bande de base d'émetteurs- récepteurs similaires. La figure 2 montre les composants externes et le circuit d'alimentation qu'on utilise dans le circuit émetteur-récepteur 10 de la figure 1, dans le cas de la réalisation sous forme de circuit intégré 40, représentée sur la figure 8, pour tous les composants contenus dans une seule puce, qu'on décrira ci-après de façon plus détaillée. L'accès d'E/S à large bande 12 est constitué par des bornes T1, T2 qui assurent le couplage vers un transformateur 13, par l'intermédiaire d'un petit condensateur à haute tension C1, des signaux présents entre les connexions de phase et de neutre ou de neutre et de terre ou entre deux connexions de phase d'un système de transmission par ligne de distri- bution d'énergie (non représenté). Le transformateur 13 est un transformateur d'isolation de haute fréquence qui pré- sente à l'accès d'E/S 12 une impédance magnétisante de 2000 ohms à la fréquence porteuse. Bien qu'un seul conden- sateur C1 soit représenté, certaines applications peuvent nécessiter d'utiliser deux condensateurs en série. Un con- densateur de blocage de la composante continue C2 connecte le transformateur à la broche de sortie B du circuit inté- gré (CI), par l'intermédiaire des résistances de limitation de courant R1, R2. Les diodes D1, D2 protègent le circuit contre des transitoires de haute tension en limitant la tension secondaire du transformateur à +/- 1/2 Vcc. La ten- sion d'alimentation positive Vcc est une tension continue de 9 volts et elle est appliquée aux broches D, E du CI. La tension négative est appliquée aux broches A, U du CI. Les bornes doubles minimisent la diaphonie entre l'étage de sor- tie et les circuits dans le CI. Les bornes du CI associées par paires sont connectées à une seule broche dans le bot- tier du CI. Les résistances R5-R8 sont disposées-en une chaîne de diviseur résistif pour produire une tension de référence VR de 1/2 Vcc, qui est appliquée à G avec un 2559326: découplage par le condensateur C3. Le diviseur fournit égale- ment une tension de polarisation supérieure de 20 millivolts à VR qui est appliquée à la broche L, et une seconde tension de polarisation supérieure de 600 millivolts à VR, qui est appliquée à la broche 0. LIMITEUR DYNAMIQUE Le signal d'entrée qui est appliqué au limiteur dynamique 16, représenté sur la figure 1, est le signal porteur qui sort du filtre à large bande 15, constitué par les condensateurs C4, C5, C6 et les résistances R9, R10 et Ril, référencé à VR par l'intermédiaire de la résistance R10, comme le montre la figure 3. Bien que le filtre à large bande 15 soit représenté sous la forme d'un filtre R/C, un filtre L/C est avantageux dans certaines applications. L'amplitude du signal s'étend dans une plage de 2 millivolts à 2 volts. Du fait que des impulsions de bruit peuvent dépasser +/- Vcc, la tension de l'entrée de l'amplificateur correspondant à la broche H du CI est limitée par les tran- sistors Q1 et Qlol, afin d'éviter d'appliquer un signal d'entrée excessif à l'amplificateur à transconductance variable 17. Le limiteur dynamique 16 comprenant l'amplifica- teur différentiel à transconductance variable 17 applique un courant d'attaque, avec une impédance de sortie élevée, au circuit de filtre L/C résonnant parallèle 20. L'amplifica- teur à transconductance variable 17 comprend des transistors Q2-Q7 et Q102 et Q103 dans le circuit limiteur dynamique 16 représenté sur la figure 3. Les transistors Q4 et Q5 sont connectés sous la forme d'un amplificateur différentiel, dans lequel le signal d'entrée et la tension de référence continue VR sont appliqués à la broche H du CI, c'est-à- dire la base de Q4, et dans lequel une réaction continue de correction de décalage, provenant de la broche de sortie J du CI, est appliquée par l'intermédiaire du filtre passe- bas R12, C7 à la broche I du CI et à la base de Q5. Le cou- 2559326e rant d'émetteur pour cet amplificateur est fourni par les résistances R15 et R16 branchées entre Vcc et la broche F du CI, et par le circuit miroir de courant formé par Q2 et Q3. Le signal de sortie de courant différentiel, sur la broche J du CI, est obtenu à partir de Q102 et Q103' par l'intermé- diaire du circuit miroir de courant formé par Q6 et Q7. Le courant de sortie de l'amplificateur attaque le circuit accordé L1, C8, par l'intermédiaire d'une résistance R13, afin de produire un signal de tension proportionnel au cou- rant, qui est ajouté à la tension développée aux bornes du circuit accordé. Ce signal composite est appliqué au détec- teur de crête à double polarité 19 de la figure 1, sur la broche J du CI, afin de produire un signal de réaction pour commander le gain en courant de l'amplificateur 17. Le courant IB circulant dans la résistance R19 vers la broche S et le transistor Q63 représentés sur la figure 8 établit divers courants de fonctionnement dans le CI, et le transistor à charge d'émetteur Q64 fournit la tension de base VB nécessaire pour établir ce courant dans Q63' et il applique également VB aux bases de tous les autres transistors dans le CI, pour établir la même valeur de courant IB. Le condensateur C16 de la figure 2 produit un découplage des fréquences élevées au niveau de la broche S du CI et il supprime les oscillations parasites. Les transistors Q9 et Q12 associés aux résistan- ces internes R1 et R4 forment un comparateur différentiel avec contreréaction d'émetteur. Le courant d'émetteur pour ce comparateur est obtenu à partir de la tension de polarisation VB qui est appliquée à la base de Qll' et il est réduit à 0,7 IB par la résistance d'émetteur R3. Les courants de collecteur de Q9 et Q12 sont appliqués à une paire de circuits miroirs de courant de Wilson, Q104' Q105' Q106 et Q107' ayant un courant de sortie commun égal au double du plus élevé des deux courants de collecteur du comparateur. Lorsque les courants de collecteur sont égaux 2559326' l1 (0,35 IB), le courant de sortie du circuit miroir est de 0,7 IB. Ce courant de sortie est appliqué au collecteur du transistor Q10, qui est attaqué par la tension de polarisa- tion VB de façon à absorber IB. Par conséquent, à l'équili- bre, Q10 est saturé, le courant de base est limité par R2, et aucun courant d'attaque de base n'est appliqué à Q8. Lorsque le comparateur est déséquilibré d'environ 50 milli- volts par un signal d'une polarité ou de l'autre appliqué à la base de Q9, l'un des deux courants de collecteur dépasse 0,5 IB, ce qui produit un courant de sortie du cir- cuit miroir supérieur à IB, qui fait sortir Q10 de la saturation et attaque la base du transistor de réaction Q8. Cette action fait que Q8 dérive vers le circuit miroir de courant Q2 et Q3 une partie du courant d'émetteur de l'amplificateur qui est appliqué sur la broche F du CI. Les résistances R14, R15 et R16 et les condensateurs C9 et C10 commandent la réponse en fréquence de cette voie de réaction de commande de gain afin d'obtenir la réponse transitoire désirée à des changements instantanés du niveau du signal porteur et des impulsions de bruit. DETECTEUR DE NIVEAU Le signal de sortie de limiteur qui est développé aux bornes du circuit résonnant L/C, constitué par l'induc- tance variable L1 et le condensateur C8, est appliqué à la broche de CI K du détecteur de niveau commandé 21, comme le montre la figure 4. Les transistors Q13 et Q15 forment un comparateur différentiel pour ce signal par rapport à un niveau continu appliqué sur la broche L du CI, qui est supérieur de 20 millivolts à la tension de référence VR. Lorsque les crêtes positives de la tension de signal dépas- sent ce niveau de seuil, la sortie est attaquée par le cir- cuit miroir de courant Q108 qui produit un courant supé- rieur à IB, c'est-à-dire la capacité d'absorption de courant de Q17 Le courant d'émetteur de 2 IB pour le comparateur est produit par la tension de polarisation VB qui est appli- quée aux bases de Q14 et Q16' ainsi qu'au transistor d'absorption de courant Q17' par l'intermédiaire de la résistance R5. Dans le mode d'émission, la logique de com- mande d'émission/réception fait passer la base de Q18 à un niveau positif, ce qui fait que le courant de collecteur de Q18 fait descendre les tensions de base de Q14' Q16 et Q17' ce qui invalide le détecteur de niveau qui ne produit aucune tension de sortie. Le transistor Q18 détecte ainsi la fonc- tion de l'inverseur 26 de la figure 1. FILTRE PASSE-BANDE DANS LE DOMAINE DES TEMPS Une sélectivité de fréquence supplémentaire est proeurée par le filtre passe-bande dans le domaine des temsp, 24, représenté sur la figure 5, qui est un filtre "idéal" avec une bande passante plate et une atténuation infinie. Ce filtre mesure la période de cycles alternés de la fréquence du signal et il ne produit un signal de sortie fixe que lorsque la période est comprise dans une fenêtre temporelle déterminée. Du fait que chaque mesure de période est indépendante d'événements antérieurs, la réponse est rapide et n'est pas liée à la largeur de la bande passante. La fréquence du signal est divisée par deux de façon à produire une onde carrée d'amplitude fixe ayant une demi-période égale à la période du signal, en procédant de la façon suivante. Le signal de sortie du détecteur de niveau commandé 21 de la figure 4 attaque, par l'intermé- diaire du transistor à charge d'émetteur Q21' un diviseur de fréquence classique à bascule maître-esclave, formé par les transistors Q19, Q20' Q22' Q23 et par les résistances R6-R12. On obtient l'onde de sortie carrée de ce diviseur de fréquence sur le collecteur de Q23. Du fait que cette sortie peut 8tre laissée à l'état haut ou à l'état bas lorsque le signal d'entrée cesse à la fin d'une salve de porteur, et du fait que le circuit de filtre suivant exige un signal d'entrée à l'état bas pour un signal zéro, la sortie du diviseur de fréquence doit être connectée au filtre dans le domaine des temps, 24, par l'intermédiaire d'un filtre passe-haut 23, comme le mon- tre la figure 1. Les transistors Q24 et Q25' avec les résis- tances R13 et R14 et le condensateur Cil connectés à la bro- che M du CI, remplissent cette fonction dans le circuit de filtre passebande dans le domaine des temps, 24, de la figure 5. Lorsque le transistor de sortie Q23 de la bascule est placé à l'état conducteur, Q24 décharge le condensateur C1l et Q25 est bloqué. Lorsque Q23 est bloqué, le signal de sortie sur son collecteur est à l'état haut et il est appliqué par la résistance R14 au filtre dans le domaine des temps, et il charge le condensateur Cil par l'intermé- diaire de la résistance R13. Si R23 reste bloqué pendant plus d'environ 12 microsecondes, Q25 devient conducteur et l'entrée du filtre dans le domaine des temps est amenée au niveau bas. On produit la fenêtre temporelle entre un instant t1 et un instant t2 pour le filtre 24 en réglant R17 de façon à charger C12 pour atteindre 4, 5 volts (VR) sur la broche N du CI à l'instant t1, et pour atteindre 5,1 volts (VR + 0,6 V) à l'instant t2, après le passage de l'entrée (collecteur de Q25) au niveau bas. La fréquence de coupure inférieure est définie par t2 et la fréquence de coupure supérieure est définie par t1. Le condensateur de tempori- sation C12 est déchargé par Q28 lorsque l'entrée est au niveau haut, ou bien il est déchargé après t2 par Q29' et il est maintenu déchargé jusqu'à ce que Q28 devienne con- ducteur. A l'instant t1, les transistors Q35' Q37' Q112' Q113 et Q38, branchés en comparateur, autorisent le posi- tionnement de la bascule de circuit formée par Q39 et Q40' si l'entrée passe au niveau haut entre t1 et t2, en compa- rant la tension sur C12 avec la tension de référence VRO A l'instant t2, la tension C12 atteint le potentiel supérieur de la broche O du CI, les transistors Q32' Q34, Q110 et Q111' également branchés en comparateur, positionnent la bascule formée par Q30 et Q31' ce qui fait Q29 à l'état con- ducteur décharge le condensateur C12 et supprime la valida- tion de sortie produite par le comparateur formé par les transistors Q35 et Q37. Lorsque l'entrée passe au niveau haut, C12 est déchargé, la bascule Q30/Q31 est restaurée par Q26' et la bascule de sortie Q39/Q40 est positionnée par Q27 et Q41' en cas de validation par Q38' c'est-à- dire si l'instant est compris entre t1 et t2. Lorsque l'entrée passe au niveau bas, C12 peut se charger et la bascule de sortie est restaurée. Les courants d'émetteur pour tous les compa- rateurs et les courants d'alimentation pour les deux bascu- les sont fournis par Q33 et Q36 attaqués avec la tension de polarisation VB pour produire le courant IB. La bascule de sortie Q39/Q40 attaque le transistor de sortie Q42 pour produire une inversion et une dissymétrie du courant pour la fonction de détection de niveau avec intégration rapide. DETECTEUR, INTEGRATEUR, COMPARATEUR, CIRCUIT D'ATTAQUE D'E/S EN BANDE DE BASE ET LOGIQUE DE COMMANDE D'EMISSION/RECEPTION La figure 6 montre les circuits relatifs aux fonc- tions 27-32 de l'émetteur/récepteur 10 représenté sur la figure 1. Le fait d'ajouter un condensateur de découplage C13 à la broche P du CI, comme le montre la figure 6, con- vertit en un détecteur le transistor Q42 dans le filtre passe-bande dans le domaine des temps, 24, de la figure 5 et le transistor Q79 de la figure6, en intégrant le signal de sortie dissymétrique. Cette intégration doit être assez rapide pour minimiser l'allongement de l'intervalle de temps de la salve de porteur. Une intégration symétrique ultérieu- re est accomplie par le condensateur C14, connecté à la bro- che Q du CI, qui est alimenté par un courant constant égal à IB fourni par le circuit miroir de courant Q122 et Q123' à partir de Q78' dans les conditions établies par VB. Le tran- sistor détecteur Q79 commande l'absorption d'un courant de 2 IB, fourni par Q76 et Q77 en parallèle. Ainsi, l'absence de signal charge le condensateur C14 à une vitesse qui est 2559326- fixée par IB, et la présence d'un signal décharge C14 à la même vitesse. La tension sur C14 peut varier depuis une valeur pratiquement égale à zéro (saturation de Q76 et Q77) jusqu'à Vcc moins la tension VBE de Q123 et la tension VSAT de Q122' Du fait que cette excursion n'est pas symétrique par rapport à VR, Q73 et Q75 comparent la tension sur C14 avec une référence qui présente une excursion autour de 2 (Vcc - VBE) qui est établie par Q70, R39 et R40. Une hystérésis de +/- 2 volts autour de cette référence est produite par R41 avec le courant provenant de Q120 ou de Q121 par l'intermédiaire du circuit miroir de courant Q72 et Q71 qui constituent le circuit d'hystérésis 29 de la *figure 1. Le courant de sortie différentiel du comparateur 30 de la figure 1 est reproduit par Q119 et Q69 et il est appliqué au circuit d'attaque d'E/S en bande de base Q65 et au transistor Q68 de la logique d'E/R, par l'intermédiai- re des résistances respectives R36 et R37, comme le montre la figure 6. Lorsque le signal porteur est absent, le con- densateur C14 se charge, ce qui élève la tension sur la broche Q du CI audessus de la référence et fait circuler un courant dans Q75, Q121' Q72' Q71 et Q69' ce qui a pour effet de bloquer Q68 et Q65. Une résistance externe R20 connectée à la broche R du CI peut ensuite amener l'accès d'E/S 11 à une tension positive. Cette tension sur la broche R, appliquée au transistor à charge d'émetteur Q66' débloque le transistor de la logique d'E/R Q67' En présence du signal porteur, C14 se décharge, ce qui réduit la tension sur la broche Q du CI à un niveau inférieur à la tension de réfé- rence changée, et commute le courant vers Q73' Q120 et Q119 ce qui débloque Q65 et Q68. Le transistor d'attaque Q65 dans le circuit d'attaque d'E/S 28 de la figure 1 fait passer au niveau bas l'accès d'E/S 11 et la broche R du CI, ce qui bloque les transistors Q66 et Q67 qui constituent la porte NON-OU 27 de la logique de commande d'E/R. Dans le mode de réception, la ligne de commande d'E/R 36 est amenée au niveau bas soit par Q67 lorsque l'accès d'E/S en bande de base 11 est au niveau haut (absen- ce de porteur), soit par Q68 lorsque l'accès d'E/S en bande de base est amené au niveau bas (par le porteur). Si l'accès d'E/S en bande de base 11 est amené au niveau bas de fagon externe, et non interne, Q67 et Q68 sont tous deux bloqués et la ligne de commande d'E/R est relâchée. AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE COMMANDE Lorsque l'amplificateur de puissance commandé 25 de la figure 1 est mis en fonction, un oscillateur de puis- sance est formé en combinaison avec la réaction par le limiteur dynamique 16 qui établit l'amplitude de l'oscilla- tion, et avec le filtre L/C à bande étroite 20 qui détermi- ne la fréquence de l'oscillation et la forme sinusoïdale du signal. Le courant d'alimentation pour l'amplificateur de puissance commandé 25, représenté en détail sur la figure 7, est appliqué par le résistance R18 à la broche T du CI, à partir de Vcc, chaque fois que la ligne de commande d'E/R 41 est relâchée. Le condensateur C15 produit un retard de quelques microsecondes pour tenir compte d'une certaine charge capacitive sur l'accès d'E/S en bande de base, qui entraîne un retard entre le blocage du transistor Q68 de la logique d'E/R et le déblocage de Q67' dans la transition à partir d'un état bas reçu sur la broche R du CI, comme la figure 6 le montre le mieux. Lorsque l'accès d'E/S en bande de base 11 est amené au niveau bas de façon externe, la ligne de commande d'E/R 41 est relâchée, et le potentiel sur la broche T du CI s'élève jusqu'à ce que le courant d'émetteur de Q58 soit suffisant pour que Q59 absorbe le courant qui est fourni par R18. Le potentiel sur l'émetteur de Q58 est alors égal à 2,0 VBE de Q59, ce qui est établi par R29 et R30. Cette tension fait circuler un courant dans R28 pour attaquer Q1830 tension fait circuler un courant dans R 28 pour attaquer Q18 dans le détecteur de niveau commandé 25 de la figure 4, afin d'invalider le détecteur de niveau commandé, ce qui bloque la voie de réception. La tension base-émetteur de Q59 attaque quatre autres sources de courant: Q52, Q55, Q57 et Q61' Q61 four- nit un courant d'alimentation à l'amplificateur différentiel du premier étage, formé par Q60' Q62 et Q118, ' qui a un gain en tension de 5, établi par les résistances de réaction R31 et R32, pour la fréquence de signal qui apparait sur le circuit résonnant parallèle L1, C8, sur la broche K du CI. L'amplificateur du second étage, Q56' Q53' Q117 et Q52' fonctionne avec un courant d'émetteur double de celui du premier étage, fourni par Q55 et Q57 en parallèle. La différence de courant de Q117 et Q52 attaque l'étage de sortie Darlington à configuration "en totem" formé par Q49 et Q50 attaquant les gros transistors de puissance Q43 et Q44' fonctionnant avec un courant de 200 mA. Le condensa- teur C17 connecté entre les broches B et V stabilise l'amplificateur. Les résistances de réaction R3 et R4 fixent à 10 le gain en tension à vide de cet étage et à 20 le gain en court-circuit. Les résistances R1 et R2 effec- tuent une limitation de courant en présence de tensions transitoires d'amplitude élevée, et la connexion médiane pour la réaction réduit l'impédance de sortie de l'amplifi- cateur, à titre de compensation partielle pour ces résis- tances. Dans le mode de réception, lorsque la logique de commande d'E/R fait passer la broche T du CI au niveau bas, l'impédance de sortie de l'amplificateur de puissance com- mandé 25 est fixée à 11 klLpar R3 et R4. Des transitoires de haute tension qui arrivent au transformateur d'isolation 13 sont limités, à des niveaux de courant faibles, par les diodes zener Q47 et Q48 qui attaquent Q45 et Q46 et les transistors de sortie de puissance Q43, Q44. Les diodes D et D2 accomplissent une limitation des transitoires à des niveaux de courant plus élevés, de la manière déterminée par R1 et R2 et par les valeurs de Vcc, VEB et VBE. La diode Q54 maintient la base de Q50 à un niveau bas dans le mode de réception afin d'éviter qu'un courant de haute fréquence circulant dans le condensateur de compensation C17 ne débloque l'étage de sortie de puissance inférieur. CIRCUIT INTEGRE DE L'EMETTEUR-RECEPTEUR Les éléments de circuit de l'émetteur-récepteur qui sont contenus dans le circuit intégré 40 sont représen- tés sur la figure 8 avec les broches A-V du CI disposées pour être connectées aux autres composants qui font partie du circuit émetteur-récepteur de données numériques à cou- rants porteurs, 10, représenté schématiquement sur la figu- re 2. Tous les éléments de circuit représentés sur la figure 8 ainsi que leur fonctionnement ont été décrits en détail précédemment en relation avec les figures 3-7, utilisant des références numériques similaires. Bien que l'émetteur-récepteur de données numéri- ques à courants porteurs de l'invention soit décrit en con- sidérant la connexion entre un système de transmission par ligne de distribution d'énergie et un bus de données de microprocesseur, ceci ne constitue qu'un exemple, du fait que l'émetteur-récepteur peut communiquer au moyen de n'importe quel support permettant la propagation d'un por- teur approprié, et avec n'importe quelle source de données en bande de base, comme des micro-ordinateurs et des mini- ordinateurs. Le circuit intégré émetteur-récepteur est représenté avec une configuration de CI à 20 broches. On notera évidemment qu'il est également possible d'employer d'autres configurations de CI ayant un plus petit nombre de broches, en fonction des exigences de l'utilisateur et de considérations économiques. Les figures 9 et 10 montrent en 41 un tel circuit intégré d'émetteurrécepteur ayant une configuration de CI à 14 broches. On parvient à ceci en partie en plaçant à l'in- térieur du circuit intégré à 14 broches les résistances Rl- R14 qui sont à l'extérieur du circuit intégré à 20 broches, , de la figure 2. En outre, on à supprimé la réaction en continu dans le limiteur dynamique 16 représenté sur les figures 1 et 3, et on a ajouté des résistances de limitation de courant aux diodes zener Q47 et Q48' comme la figure 10 le montre le mieux. Le filtre passe-haut 23 entre le divi- seur de fréquence 22 et le filtre passe-bande dans le domai- ne des temps, 24, représentés sur la figure 1, ont été modi- fiés, en ajoutant le transistor Q124 et en supprimant le transistor Q24' comme on le voit en comparant les circuits représentés sur les figures 8 et 10. On accomplit cette sim- plification des circuits en utilisant les caractéristiques de la fonction d'intégrateur rapide du condensateur C13, dans les circuits détecteurs et intégrateurs représentés sur les figures 1 et 6, pour restaurer la bascule de sortie du filtre dans le domaine des temps, Q39-Q40, représentéesur la figure 5, lorsque, en l'absence de signal, le transistor Q42 reste conducteur pendant plus d'environ 12 microsecon- des. Le condensateur C13 se décharge jusqu'à une tension suffisamment basse pour débloquer les transistors Q124 et Q25' La figure 9 montre également l'utilisation d'un cir- cuit accordé LC, formé par L2 et C6, pour le filtre à large bande 15 de la figure 1, décrit précédemment et représenté sous la forme d'un filtre RC formé par C4-C6 et R9-Rll, sur la figure 2. REVENDICATIONS 1. Emetteur-récepteur constituant une interface pour l'échange de données numériques entre un bus en bande de base et un bus à large bande utilisant une fréquence por- teuse modulée, caractérisé en ce qu'il- comprend: des moyens (T1, T2, C1, 13, 14, 16, 20) destinés à établir un couplage pour l'échange des signaux à fréquence porteuse avec un bus à large bande; des moyens (T3, T4, 27, 28) destinés à éta- blir un couplage pour l'échange de signaux numériques avec un bus en bande de base; des moyens (30, 31, 32) destinés à détecter les signaux porteurs; des moyens (27) destinés à valider et à invalider les fonctions d'émetteur et de récepteur dans l'émetteur-récepteur (10) en fonction de la direction du transfert de données numériques entre les bus à large bande et en bande de base; et des moyens oscilla- teurs (25, 16, 20) destinés à produire des signaux porteurs pour l'émission sur le bus à large bande. 2. Emetteur-récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de couplage avec le bus à large bande comprennent un premier condensateur (C1). 3. Emetteur-récepteur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de couplage avec le bus à large bande comprennent un transformateur (13). 4. Emetteur-récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de couplage avec le bus à large bande comprennent un limiteur de surtensions (14). 5. Emetteur-récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de couplage avec le bus à large bande comprennent un premier filtre (20) destiné à transmettre sélectivement les signaux porteurs. 6. Emetteur-récepteur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le premier filtre comprend un second condensateur (C8) et une première inductance (L1), dans un premier circuit résonnant accordé sur la fréquence des signaux porteurs. 7. Emetteur-récepteur selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de limitation (16) destinés à limiter l'amplitude des signaux porteurs aux bornes du premier filtre résonnant (20) à un premier niveau prédéterminé, pour toutes les valeurs des signaux porteurs sur le bus à large bande qui sont supérieures à un second niveau prédéterminé. 8. Emetteur-récepteur selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend un second filtre (15) destiné à transmettre sélectivement les signaux porteurs vers les moyens de limitation (16). 9. Emetteur-récepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le second filtre (20) comprend un troisième condensateur et une seconde inductance, dans un second circuit résonnant accordé sur la fréquence des signaux porteurs. 10. Emetteur-récepteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le second filtre (20) consiste en un filtre passe-bande RC. 11. Emetteur-récepteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de limitation (16) com- prennent des moyens amplificateurs (17) et des moyens de détection d'amplitude (19) qui sont destinés à commander le gain des moyens amplificateurs (17) pour établir le premier niveau prédéterminé aux bornes du premier filtre (20). 12. Emetteur-récepteur selon la revendication 11, caractérisé en ce que les moyens amplificateurs consistent en un amplificateur à transconductance variable. 13. Emetteur-récepteur selon la revendication 11, caractérisé en ce que les moyens de détection d'amplitude consistent en un détecteur de crête à double polarité (19). 14. Emetteur-récepteur selon la revendication 11, caractérisé en ce que les moyens de détection d'amplitude (19) commandent le gain de l'amplificateur (17) par l'inter- médiaire d'un filtre passe-bas (18). 15. Emetteur-récepteur selon la revendication 16, caractérisé en ce que les moyens de limitation (16) compren- nent une résistance de détection de courant (RA). 16. Emetteur-récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens à seuil (21) placés entre les moyens de couplage des signaux à fré- quence porteuse vers le bus à large bande et à partir de celui-ci, et les moyens de détection des signaux porteurs (32), de façon à transmettre les signaux porteurs qui ont une amplitude supérieure à un troisième niveau prédéterminé. 17. Emetteur-récepteur selon la revendication 16, caractérisé en ce que les moyens à-seuil (21) sont connectés aux moyens de détection des signaux porteurs (32) par l'in- termédiaire d'un troisième filtre passe-bande (24). 18. Emetteur-récepteur selon la revendication 17, caractérisé en ce que le troisième filtre passe-bande (24) est connecté aux moyens à seuil (21) par l'intermédiaire d'un diviseur de fréquence (22) et d'un quatrième filtre (23) qui est un filtre passe-haut. 19. Emetteur-récepteur selon la revendication 17, caractérisé en ce que le troisième filtre passe-bande (24) transmet sélectivement les signaux porteurs de façon à pro- duire un signal de sortie d'amplitude prédéterminée, con- formément à la fréquence instantanée des signaux porteurs. 20. Emetteur-récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de détection comprennent un transistor, une source de courant qui fournit du courant à ce transistor et un quatrième condensateur (C14) connecté entre l'émetteur et le collecteur de ce transistor. 21. Emetteur-récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de détection comprennent des moyens (31) destinés à intégrer les signaux porteurs détectés avec des temps de montée et de descente pratique- ment égaux. 22. Emetteur-récepteur selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un comparateur (30) dans lequel le signal porteur intégré est comparé avec un niveau de référence pour produire un signal numérique rectangulaire. 23. Emetteur-récepteur selon la revendication 22, caractérisé en ce que le niveau de référence du comparateur (30) est modifié par un signal de sortie de ce comparateur, pour établir une hystérésis dans le comparateur. 24. Emetteur-récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de couplage de signaux numériques comprennent un circuit d'attaque à collecteur ouvert (28). 25. Emetteur-récepteur selon la revendication 24, caractérisé en ce que les moyens de validation et d'invali- dation comprennent une porte NON-OU (27) ayant une paire d'entrées connectées au circuit d'attaque à collecteur ouvert (28) et une sortie connectée aux moyens de couplage des signaux à fréquence porteuse. 26. Emetteur-récepteur selon la revendication 25, caractérisé en ce que la sortie de la porte NON-OU (27) est connectée aux moyens oscillateurs (25, 16, 20). 27. Emetteur-récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens oscillateurs comprennent un amplificateur commandé (25). 28. Emetteur-récepteur selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens oscillateurs comprennent un amplificateur (25) ayant une entrée connectée au premier filtre (20) et une sortie connectée au bus à large bande. 29. Emetteur-récepteur selon la revendication 16, caractérisé en ce que les moyens à seuil (21) comprennent en outre des moyens de commande (26, 35) pour valider et invalider le récepteur. 30. Emetteur-récepteur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le transformateur (13) présente une réactance inductive magnétisante supérieure à une impédance de sortie du bus à large bande, pour réduire l'atténuation des signaux à fréquence porteuse lorsque l'émetteur est invalidé. 31. Emetteur-récepteur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le transformateur (13) présente une réactance de fuite comparable à la réactance du premier condensateur (C1) à la fréquence porteuse, pour former un circuit résonnant série ayant une impédance inférieure à une impédance d'entrée du bus à large bande lorsque l'émet- teur est validé. 32. Emetteur-récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de couplage des signaux à fréquence porteuse et des signaux numériques (13, 14, 15, 16, 20, 27, 28), les moyens de détection (30, 31, 32), les moyens de validation et d'invalidation (27) et les moyens oscillateurs (25, 16, 20) sont réalisés dans un seul cir- cuit intégré monolithique (40).