Brevet FR2549313A1 — publié le 19850118

La présente invention se rapporte à un récepteur comprenant un amplificateur d'onde acoustique de surface (appelé ci-après "amplificateur SAW") du type à amplification paramétrique prévu dans un circuit d'amplification haute fréquence. Le présent inventeur a révélé, dans la demande de brevet au Japon N 90 649/1981, qu'un récepteur comprenant un tel amplificateur SAW était excellent par sa sensibilité et par la suppression du bruit parce qu'un tel amplificateur sert de filtre suiveur sur bande étroite également pour la réception d'une diffusion stéréophonique modulée en fréquence, par exemple ayant une bande de fréquences bien plus large que la bande passante de l'amplificateur SAW. L'agencement de circuit de la demande ci-dessus introduite présente cependant les inconvénients qui suivent. ( 1) Comme l'amplificateur SAW a des caractéristiques d'amplification sur bande étroite, le retard de groupe est important et varie fortement avec la fréquence. Etant donné cela, la déformation du signal augmente tandis que l'écart en fréquence de l'onde modulée en fréquence reçue augmente et tandis que la fréquence de modulation de l'onde augmente, empêchant ainsi la poursuite et la 25 réception du signal dans le pire des cas. ( 2) Etant donné le retard de groupe important, la séparation des signaux est extrêmement empirée. ( 3) Comme deux sorties de l'amplificateur SAW qui sont dérivées d'ondes acoustiques se propageant en directions opposées sont utilisées, deux lignes de circuit comprenant respectivement des convertisseurs de fréquence et des amplificateurs à fréquence intermédiaire doivent être prévues, ayant ainsi pour résultat une complication des agencements de circuit et une augmentation du prix de 35 fabrication. Les inconvénients ci-dessus mentionnés ( 1) et ( 2) se présenteront si une boucle fermée de poursuite ou de guidage telle que révélée dans la demande antérieure contient un dispositif à SAW ayant les caractéristiques montrées sur la figure 1 Cette figure montre le rapport d'amplification (ligne en trait plein) et le retard de 5 groupe (ligne en pointillé) de l'amplificateur SAW par rapport à la fréquence Lorsque la largeur de la bande passante à -3 d B est de 10 k Hz, le retard de groupe est de 40 >ts à la fréquence centrale et diminue en s'écartant de la fréquence centrale En dehors de la bande 10 passante, le retard de groupe représente une valeur constante Lusieurs,s) déterminée par la vitesse de propagation et la distance des ondes acoustiques de surface Ainsi, la vitesse de groupe varie fortement avec la fréquence. La présente invention a par conséquent pour objet un récepteur ayant une faible déformation, une large plage de poursuite et une excellente séparation des signaux en n'utilisant qu'un seule des sorties de l'amplificateur SAW. Pour atteindre cet objectif, le récepteur selon 20 l'invention comprend un amplificateur d'onde acoustique de surface prévu à l'étage d'amplification à haute fréquence, et utilise l'une des sorties de l'amplificateur SAW correspondant aux ondes acoustiques se propageant en directions opposées, afin que la sortie choisie de l'amplificateur SAW soit démodulée par un démodulateur à boucle verrouillée en phase ou discriminateur de fréquence La sortie démodulée du démodulateur à boucle verrouillée en phase ou du discriminateur de fréquence commande un oscillateur réglé en tension et l'on utilise 30 les coaposantes modulées en fréquence à la sortie de l'oscillateur pour produire des composantes modulées en fréquence d'une puissance de pompage de l'amplificateur SAW. Dans un mode de réalisation préféré de l'invention, une sortie choisie de l'amplificateur SAW est modulée en 35 fréquence par la sortie de l'oscillateur réglé en tension, et la sortie modulée en fréquence est appliquée à un premier circuit d'équilibrage dont les caractéristiques de transfert diffèrent des caractéristiques de transfert statique de l'amplificateur SAW à la fois par l'amplitude et la phase,donc la sortie du circuit d'équilibrage forme l'entrée du démodulateur à boucle verrouillée en phase ou du discriminateur de fréquence. Le récepteur selon l'invention contient de plus un second circuit d'équilibrage qui est prévu entre un comparateur de phase du démodulateur à boucle verrouillée en phase et l'oscillateur réglé en tension, ou bien entre 10 le discriminateur de fréquence et l'oscillateur réglé en tension Le second circuit d'équilibrage a une entrée qui est divisée en deux lignes de circuit, dont une est directement connectée à un additionneur et dont l'autre est connectée à l'additionneur par un filtre haute fré15 quence de façon que l'additionneur ajoute les deux entrées. Dans le mode de réalisation préféré, le premier circuit d'équilibrage est un circuit bouchon pour rejeter les fréquences non souhaitées En effet, le premier circuit d'équilibrage comprend une entrée qui est divisée en deux 20 lignes, deux condensateurs en série prévus dans l'une des lignes, un circuit résonant reliant le point entre les condensateurs à la masse, une résistance en série prévue dans l'autre ligne, une sortie réunissant les deux lignes et un condensateur en parallèle connecté à la sortie en 25 parallèle avec les deux lignes pour détourner les composantes à haute fréquence. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaltront plus clairement au cours de la description 30 explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 est un schéma illustrant les relations entre le rapport d'amplification ou retard de groupe et la fréquence d'un amplificateur d'onde acoustique de surface; la figure 2 donne un shcéma-bloc d'un récepteur selon l'invention; la figure 3 donne un schéma-bloc qui correspond à celui de la figure 2 mais qui est généralement plus groupé; la figure 4 donne un schéma-bloc d'un démodulateur FM essentiel du type PLL (boucle verrouillée en phase); la figure 5 est un agencement de circuit d'un circuit d'équilibrage à fréquence intermédiaire; la figure 6 est un diagramme illustrant les variations du rapport d'amplification et du retard de groupe avec la fréquence; la figure 7 donne un schéma-bloc d'un circuit d'équilibrage basse fréquence; la figure 8 est un agencement de circuit du circuit d'équilibrage basse fréquence; la figure 9 est un diagramme illustrant les variations du rapport d'amplification et de la phase avec la fréquence données par les circuit de la figure 8; et 20 la figure 10 donne un schéma-bloc d'un autre récepteur selon l'invention. La figure 2 donne un schéma-bloc d'un récepteur selon l'invention Le chiffre de référence I désigne une antenne, 2, 4 et 18 désignent des circuits d'adaptation, 25 3 désigne un amplificateur d'onde acoustique de surface paramétrique, 3-1 et 3-3 indiquent des électrodes d'entrée et de sortie, 3-2 indique une électrode de pompage, 5, 7-2, 7-3, 7-6 et 15 indiquent des convertisseurs de fréquence, 6 indique un premier oscillateur local, 7-1 indique un second oscillateur local, 7 indique un circuit d'équilibrage suiveur, 7-4 indique un circuit d'équilibrage à fréquence intermédiaire, 7-5 indique un amplificateur du type accordé, 8 indique un filtre passe-bande, 9 indique un limiteur pouvant également fonctionner en amplificateur, 35 10 indique un comparateur de phase, 11 indique un filtre en boucle, 12 indique un circuit d'équilibrage basse fréquence, 13 indique un oscillateur réglé en tension (VCO), 14 et 16 désignent des doubleurs de fréquence, 17 désigne un amplificateur de puissance de pompage, 19 désigne une source de courant continu, 21 indique une sortie, CH indique une self, et C indique un condensateur. En se référant à la figure 2, on expliquera d'abord les fréquences statiques à divers éléments du circuit par rapport à une fréquence d'entrée Lorsqu'une entrée à une fréquence fi est reçue par l'antenne 1, deux signaux de sortie se propageant en directions opposées 10 sont produits dans l'amplificateur SAW 3 L'une des sorties est captée à l'électrode de sortie 3-3 La fréquence de la sortie choisie est fi quelle que soit la fréquence de pompage Le convertisseur de fréquence 5 produit une sortie à une fréquence qui est la différence entre la fréquence fi et une fréquence f L 1 du premier oscillateur local 6, c'est-à-dire f IF 1 = fi f L 1 ( 1) La première fréquence d'oscillateur f L 1 est variable comme dans un récepteur superhétérodyne usuel, 20 pour maintenir ladite fréquence f IF 1 constante Par exemple, lorsque l'on a fi égale à 83 M Hz, f L 1 est de 72,3 M Hz et f IF 1 est de 10,7 M Hz. Le VC O 13 produit des sorties dont la fréquence centrale est égale à f LF 1 et l'une des sorties est 25 mélangée à une fréquence f L 2 du second oscillateur local 7-1 par le convertisseur de fréquence 7-2 qui, par suite, produit une sortie à une fréquence qui est la différence entre les fréquences f IF 1 et f L 2 c'està-dire f L 3 = f IF 1 f L 2 ( 2) Par exemple, f L 2 est de 1 M Hz, et f L 3 est de 9,7 M Hz. Le convertisseur de fréquence 7-3 produit une 35 sortie à une fréquence qui est la différence entre les fréquences des sorties des convertisseurs de fréquence 7-2 et 5, c'est-à-dire f IF 2 = f L 3 f IF 1 ( 3) Dans le mode de réalisation illustré, f IF 2 est de 1 M Hz La sortie est de nouveau convertie en fréquence 5 dans le convertisseur de fréquence 7-6 à la différence de fréquence entre la fréquence f L 3 du convertisseur 7-2, c'est-à-dire f IF 1 = f L 3 f IF 2 ( 4) Par conséquent, le comparateur de phase 10 reçoit la même fréquence f IF 1 à ses deux entrées. Par ailleurs, la sortie de l'oscillateur 13 est doublée par le doubleur 14 en 2 fi F 1, et est mélangée par le convertisseur de fréquence 15 à 2 f L 1 que l'on 15 obtient à la sortie du premier oscillateur local 6 par le doubleur 16, c'est-à-dire fp = 2 f L 1 + 2 fi 1 = 2 (f L 1 + f IF 1) = 2 fi ( 5) 201) La sortie 2 fi du convertisseur de fréquence 15 est amplifiée en puissance par l'amplificateur de puissance de pompage 17 et est appliquée à l'électrode pompage 3-2 par le circuit d'adaptation 18 Comme un amplificateur SAW effectue, en général, l'amplification maximum d'un signal 25 d'entrée en pompant à une fréquence double de la fréquence d'entrée, ces relations de fréquence sont préférables. On expliquera maintenant, en plus des relations de fréquence dynamique, l'action de poursuite ou de guidage et les actions d'équilibrage du circuit d'équili30 brage à fréquence intermédiaire 7-4 et du circuit d'équilibrage à basse fréquence 12 qui forment l'objet de l'invention On utilise ici la fréquence angulaire 6 O pour exprimer les fréquences. On suppose maintenant que la tension d'un signal 35 modulé en fréquence reçu par l'antenne 1 est exprimée par Vi = e x p lj it + e G(t)l ( 6) dans laquelle C)i: fréquence centrale d'entrée Gi(t) = W OU (t)dt ( 7) #(t): signal de source GCO: écart de fréquence Le signal reçu à une tension vi est appliqué à l'électrode d'entrée 3-1 par le circuit d'adaptation 2. L'électrode de sortie 3-3 forme une sortie amplifiée. En ce qui concerne la relation entre la sortie de l'électrode 3-3 et la fréquence instantanée d'un signal appliqué à l'électrode de pompage 3-2, il faut noter ce qui suit. Comme la fréquence instantanée 9 is(t) est 6 is(t) GO i + \ O& (t) ( 8) la meilleure fréquence de pompage (À) (t) est le double ps de la fréquence instantanée, c'est-à-dire & ps(t) = 2 cii + X Cu (t)l ( 9) Si cette relation est maintenue, la sortie apparaissant à l'électrode de sortie 3-3 n'est pas affectée par le retard de groupe atteignant 40 S sur la figure 1, mais est affectée simplement par un retard de groupe de 25 quelques,M-s déterminé par la vitesse et la distance de la propagation de l'onde acoustique de surface Si la fréquence de pompage 6 ps(t) s'écarte de la valeur de l'équation ( 9), la sortie de l'électrode 3-3 est déformée en phase et a une mauvaise influence sur l'action de 30 poursuite. Pour une meilleure compréhension, la figure 3 montre plus généralement les éléments groupés du circuit de la figure 2. Sur la figure 3, l'action de poursuite est effectuée en comparant les tensions v 9 et v 13 dans le comparateur de phase 10 et en commandant l'oscillateur réglé en tension 13 par le résultat de la comparaison. Cette opération est égale à celle du démodulateur de modulation de fréquence utilisant la boucle verrouillée en phase de la figure 4. Pour un bon fonctionnement du système de la figure 3, les composantes modulées en phase (composantes modulées FM) de v 9 doivent être égales à vi Si les relations sont en dehors des équations ( 8) et ( 9), l'amplificateur SAW 3 produit une distorsion de la phase. Si la sortie de l'amplificateur SAW 3 dont la phase est 10 déformée est appliquée au comparateur de phase 10, les composantes déformées apparaissent également dans v 13 et ensuite dans v 3, donc le système constitue une boucle de réaction positive qui augmente la déformation ou distorsion pour finalement devenir incapable de 15 réception. Le circuit d'équilibrage 7 est requis dans ce cas Le circuit d'équilibrage 7 a des caractéristiques de fréquence qui sont opposées à celles de l'amplificateur SAW 3 à la fois par l'amplitude et par la phase (retard de groupe) afin d'annuler les composantes déformées de v 3 Le circuit d'équilibrage de poursuite 7 se compose généralement de deux convertisseurs de fréquence 7-3 et 7-6 et du circuit d'équilibrage à fréquence intermédiaire 7-4 Le circuit d'équilibrage 7-4 peut se composer d'un filtre à encoches de la figure 5 Sur la figure 5, des capacités C 1 et C 2 ont une faible valeur, 33 p F, par exemple La fréquence d'encocheset le coefficient Q sont déterminés par une bobine d'inductance L, un condensateur C 3 et une résistance RQ Un condensateur 30 C 4 empêche les augmentations d'amplitude dans la plage des hautes fréquences Une résistance Rf empêche que l'amplitude de la fréquence centrale d'encoche devienne extrêmement faible Comme le montre la figure 6, les courbes sont sensiblement opposées à celles de la figure 1 35 aussi bien en amplitude en trait plein qu'en retard de groupe en pointillé Pour attaquer le circuit d'équilibrage à fréquence intermédiaire à la fréquence de v 13, les convertisseurs de fréquence 7-3 et 7-6 sont combinés. On suppose maintenant que la fréquence instantanée de v 18 est exprimée par G)ps(t) = 2 {Ci + C Op (t) + Oe(t) ( 1 i 0) au lieu de l'équation ( 9) , la fréquence centrale) (t) o de l'amplificateur SAW 3 est 0 O (t) = C Oi + AW O (t) + C Oe(t) (i 1) qui est plus importante, de C We(t) que la fréquence instantanée d'entrée. On suppose ensuite que vi est appliquée au convertisseur de fréquence 5 Lorsque la fréquence du premier oscillateur local 6 est W Li, la fréquence instantanée 60 IF 1 (t) de la sortie v 5 du convertisseur de fréquence 5 est exprimée par WI Fl(t) = O i L 1 + i (t) = IF 1 + 4 com (t) ( 12) La fréquence instantanée C 613 (t) à la sortie du VCO 13 est 6013 (t) = OWIF 1 + ACJU(t) + W Oe(t) ( 13) et la fréquence instantanée de la sortie du convertisseur de fréquence 7-2 est 7 _ 2 (t) = IF 1 C-L 2 + AC) M (t) + W (t) ( 14 dans laquelle la fréquence à la sortie du second oscilla30 teur local 7-1 est C 6 L 2 Par conséquent, la fréquence instantanée O 7 _ 3 (t) à la sortie du convertisseur de fréquence 7-3 est 007 _ 3 (t) = 6 OIF 1 (t) C 07-2 (t) = 35 L 2 cie(t) ( 15) Comme la fréquence centrale du circuit d'équilibrage à fréquence intermédiaire 7-4 est O L 2, la fréquence instantanée d'entrée du circuit d'équilibrage 7-4 est plus faible, de We(t) que la fréquence centrale. 5 C'est la même que dans le cas de l'amplificateur SAW. Comme les relations entre les fréquences centrales et les fréquences instantanées d'entrée sont égales et que les caractéristiques de fréquence sont opposées, des composantes supplémentaires modulées en amplitude et en phase à l'am10 plificateur SAW 3 et les composantes modulées au circuit d'équilibrage à fréquence intermédiaire 7-4 sont égales en grandeur et opposées en polarité En effet, la sortie v 3 de l'amplificateur SAW est v 3 = A(WO)e xp D Ciit + Gi(t) + V (O Oe(t))l ( 16) dans laquelle X ((e(t)) représente les composantes supplémentaires modulées en phase correspondant à l'erreur 6 Oe(t) La sortie v 7 _ 4 du circuit d'équilibrage est v 7-4 = 1 Ge x P i-t 52 tt-/fe(t)dt '(Ce(t)) l 0 v 7-4 = -A(e) ( 17) et la sortie v 7 _ 4 est de nouveau traitée en fréquence avec la sortie v 7 _ 2 par le convertisseur de fréquence 7-6 en sortie v 7 _ 6 du convertisseur 7-6 comme cela est 25 exprimé par v 76 -1 e x p ()IF(t) + ei(t) t (e (t))31 v 7-6 = i((o) IF 1 ( 18) On peut noter que les composantes modulées en amplitude des équations ( 16) et ( 18) sont des nombres inverses et que les composantes supplémentaires modulées en phase Y ( G Je(t)) sont de polarités opposées En utilisant des fonctions de transfert, la fonction de transfert HI(C 3, t) de l'amplificateur 3 et la fonction de transfert H 2 (GW,t) du circuit d'équilibrage suiveur 7 35 sont exprimées par H 1 (W Ci' t) = H-1 (CO IFI' t) ( 19) Comme la sortie de l'amplificateur 3 est convertie en fréquence centrale C IF 1 par le convertisseur de fréquence 5, la sortie v 7 _ 6 ( C, t) avec vi( C, t) de la figure 3 est exprimée par v 7-6 (W IF 1 ' t) = v(^^ g t) ( 20) Cela montre que v 7 _ 6 est simplement convertie en fréquence centrale de vi à v IF 1 sans comprendre des composantes supplémentaires modulées en amplitude ou en 10 phase, ce qui conduit à une opération favorable de poursuite. Dans l'explication cidessus, on n'a pas considéré le rapport d'amplification de l'amplificateur 7-5 du type accordé Il faut noter en conséquence que l'amplitude de 15 v 7 _ 6 est en réalité plus importante que celle de vi. Le circuit d'équilibrage 12 à basse fréquence sera expliqué ci-après Comme le montrent les figures 7 et 8, le circuit d'équilibrage 12 est adapté à ajouter l'entrée de la première ligne pour toutes les bandes passantes et l'entrée de la seconde ligne du filtre et il produit la sortie résultante Sur les figures, les chiffres de référence 12-1 et 12-3 indiquent des amplificateurs tampons, 12-2 indique un filtre à bande haute et 12-4 indique un additionneur Cet agencement de circuit a pour 25 but d'obtenir un retard de groupe négatif dans la plage des fréquences modulées en fréquence Le retard de groupe est exprimé par d O (O) ( 21) dc O dans laquelle O (c 0) est la phase Ainsi, on peut comprendre sur la figure 9 que le retard de groupe est négatif à peu près jusqu'à 53 k Hz Sur cette figure, la ligne en -trait plein représente la variation du rapport 35 d'amplification et la ligne en pointillé représente la variation de phase Le retard de groupe négatif compense le retard fixe de l'amplificateur SAW et les retards des autres éléments du circuit, ce qui améliore les caractéristiques de poursuite. La figure 10 donne un schéma-bloc montrant un autre récepteur selon l'invention o les mêmes chiffres 5 de référence que ceux de la figure 2 désignent les mêmes éléments de circuit, à l'exception du chiffre de référence qui désigne un discriminateur de fréquence Le système de la figure 10 diffère de celui de la figure 2 par les points qui suivent: ( 1) le circuit d'équilibrage 7 ne contient pas de convertisseur de fréquence du côté sortie. ( 2) Le discriminateur de fréquence 20 prend la place du comparateur de phase 10. Du fait de la différence ( 1),la fréquence centrale du bloc comprenant le filtre passe-bande 8, le limiteur/amplificateur 9 et le discriminateur de fréquence est f IF 2 mais non pas f IF 1 l L'action de poursuite du système de la figure 10 est comme suit. La sortie v 7 _ 4 du circuit d'équilibrage 7-4 est exprimée par v 7 _ 4 = e x p Cj U L 2 t -f We(t)3 J ( 22) En effet, la fréquence instantanée CA 7 _ 4 (t) 25 de la sortie v 7 _ 4 est exprimée par C 7 _ 4 (t) = COL 2 We(t) ( 23) Comme avec C)e(t) O O, on obtient une poursuite favorable, la composante G) e(t) peut être utilisée en tant que tension d'erreur pour commander l'oscillateur 13 La composante D e(t) est extraite par le discriminateur de fréquence 20. Le système de la figure 10 est avantageux, par sa simplicité, en comparaison au système de la figure 2. 35 Comme on l'a décrit ci-dessus, dans l'invention on emploie deux circuits d'équilibrage pour compenser les caractéristiques de retard de groupe de l'amplificateur SAW, améliorant ainsi les caractéristiques de poursuite ou de guidage, diminuant la déformation et augmentant la plage de poursuite Par ailleurs, comme 5 l'on utilise une seule des entrées de l'amplificateur SAW, l'agencement de circuit peut être simplifié. R E V E N D I C A T I 0 N S REVENDICATIONS 1. Récepteur caractérisé en ce qu'il comprend: un amplificateur d'onde acoustique de surface ( 3) prévu dans un étage d'amplification haute fréquence 5 pour produire deux signaux de sortie correspondant aux ondes acoustiques se propageant sur ledit amplificateur en directions opposées; un démodulateur à boucle verrouillée en phase ( 10) ou un discriminateur de fréquence ( 20) pour démoduler 10 l'une desdites sorties dudit amplificateur; un oscillateur réglé en tension ( 13) commandé par une sortie dudit démodulateur ou dudit discriminateur; les composantes modulées en fréquence mises en cause à la sortie dudit oscillateur réglé en tension 15 étant utilisées pour produire des composantes modulées en fréquence d'une puissance de pompage dudit amplificateur d'onde acoustique de surface. 2. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la sortie précitée de l'amplificateur 20 d'onde acoustique de surface est convertie en fréquence par la sortie de l'oscillateur réglé en tension précité, la sortie convertie en fréquence étant appliquée à un circuit d'équilibrage dont les caractéristiques de transfert sont opposées à celles de l'amplificateur d'onde acousti25 que de surface aussi bien en amplitude qu'en phase, une sortie dudit circuit d'équilibrage formant l'entrée dudit démodulateur à boucle verrouillée en phase. 3. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la sortie précitée de l'amplificateur 30 d'onde acoustique de surface est convertie en fréquence par la sortie de l'oscillateur réglé en tension, la sortie convertie en fréquence étant appliquée à un circuit d'équilibrage dont les caractéristiques de transfert sont opposées à celles de l'amplificateur d'onde acoustique de 35 surface aussi bien en amplitude qu'en phase, la sortie dudit circuit d'équilibrage formant l'entrée du discriminateur de fréquence. 4. Récepteur selon l'une quelconque des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que le circuit d'équilibrage est un circuit bouchon pour rejeter les fréquences spécifiques. 5. Récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le circuit bouchon comprend une entrée qui est divisée en deux ramifications, une condui10 sant à une sortie par deux condensateurs reliés en série et un circuit de résonance en parallèle reliant un point entre les deux condensateurs et la masse, l'autre conduisant à la sortie par une résistance connectée en série, ledit circuit bouchon comprenant un condensateur en parallèle à l'étage de sortie pour détourner les composantes à haute fréquence. 6. Récepteur selon l'une quelconque des revendications 1, 2 ou 3, caractérisé en ce qu'un second circuit d'équilibrage est prévu entre un comparateur de 20 phase du démodulateur à boucle verrouillée en phase et l'oscillateur réglé en tension ou alternativement entre le discriminateur de fréquence et l'oscillateur réglé en tension, ledit circuit d'équilibrage ayant une entrée qui est divisée en deux circuits, l'un conduisant direc25 tement à un additionneur et l'autre conduisant audit additionneur par un filtre passe-haut, ledit additionneur ajoutant les signaux des deux circuits et produisant une sortie résultante.