Brevet FR2551296A1 — publié le 19850301

La présente invention concerne un dispositif pour le traitement de signaux de donnée échantillonnés. Dans des appareils qui traitent un signal de donnéeséchantillonné composite comprenant deux composantes, il est souhaitable que les composantes lorsqu'elles sont séparées, présentent la même amplitude Dans ce cas, chaque composante occupe la gamme ou l'étendue dynamique entière de l'appareil de traitement de signaux de données 10 échantillonnés Ceci diminue le bruit de quantification associé à chaque composante et augmente le rapport signal/ bruit La présente invention concerne un appareil qui réalise cet objectif. La présente invention est particulièrement avantageuse lorsqu'elle est utilisée dans une section de traitement des signaux de chrominance d'un système de traitement de signaux de télévision en couleur (TV) De tels systèmes séparent les signaux vidéo en signaux de luminance et de chrominance Le signal de chrominance peut 20 être considéré comme ayant une grandeur de vecteur ayant une amplitude et un angle par rapport à un angle de référence Le signal de chrominance peut être projeté sur des axes orthogonaux pour développer des composantes orthogonales du signal de chrominance Une section de chromi25 nance sépare en plus les signaux de chrominance en composantes de chrominance s'étendant dans un jeu d'axes orthogonaux, par exemple en composantes (R-Y) et (B-Y), orientées dans la direction des axes (R-Y) et (B-Y) Dans le cas de signaux dans un système de télévision du type NTSC, utilisé aux Etats Unis, la valeur ou l'amplitude du signal de luminance est comprise entre O et unités IRE En établissant le signal vidéo couleur, l'amplitude de la composante de chrominance (B-Y) est modifiée par un facteur de 0,493 et la composante de chrominance (R-Y) est modifiée par un facteur 0,877, pour réduire les dépassements maximum de l'amplitude de signal à des valeurs à l'intérieur des gammes désirées Ainsi, pour un signal bleu saturé, la valeur ou l'amplitude du vecteur de composante maximum (B-Y) de 89 unités IRE est modifiée par le facteur 0,493 si bien que l'amplitude maximum (B-Y) est approximativement de 40,9 unités IRE. De façon similaire, pour un signal rouge saturé, l'ampli5 tude du vecteur de composante maximum (R-Y) de 70 unités IRE est modifiée par le facteur 0,877 si bien que l'amplitude maximum (R-Y) est approximativement de 61,4 unités IRE Ces signaux peuvent présenter une polarité positive ou négative. Un système standard du type NTSC doit cependant restituer des composantes (B-Y) et (R-Y) à respectivement 89 et 70 unités IRE, pour reproduire une image à reproduire, qui doit reproduire de façon correcte les portions saturées bleues et saturées rouges des images Habituellement cette 15 restitution est accomplie sous forme d'une opération de traitement finale en choisissant les coefficients de pondération relatifs fournis par une matrice de signal de couleur La matrice de signal de couleur pondère et combine les signaux de luminance et les signaux de composante de chrominance pour produire des signaux de commande rouge R, vert G et bleu B, en des proportions standardisées ou normalisées Ces signaux R, G et B sont appliqués au tube-image pour provoquer la reproduction de l'image. Un problème réside dans le fait que la composante (B-Y) qui doit avoir une valeur ou amplitude respectivement plus faible (par exemple + 43,9 unités IRE) doit produire le plus grand signal d'attaque de restitution (à savoir de + 89 unités IRE) si bien que du bruit ou des erreurs 30 introduits par un tel traitement auront tendance à être plus facilement remarqués par un spectateur que les erreurs dans le signal de composante (R-Y) Ce problème est aggravé si des circuits similaires ou communs sont utilisés pour traiter les signaux (R-Y) et (B-Y) parce que 35 la gamme dynamique de tels circuits doit être agencée pour accepter les signaux d'amplitude (R-Y) plus large. Comme résultats, les signaux (B-Y) n'utilisent pas complètement la gamme dynamique disponible des circuits de traitement Pour réduire ces problèmes, il serait souhaitable d'augmenter la valeur ou la grandeur du signal de composante (B-Y) par rapport à celle du signal de composante (RY) et de faire cela plutôt à une étape relativement avancée de son traitement qu'à la fin de celui-ci. Le problème qui vient d'être décrit est encore aggravé dans le cas des circuits de traitement des signaux 10 de télévision numériques du fait que la résolution quantifiante inhérente à un signal numérique limite lesnombres des niveaux différents des signaux d'attaque R, G et B qui peuvent être développés ultérieurement Par exemple un système pourrait utiliser un convertisseur analogique15 numérique à 7 bits ou chiffres binaires ( 128 niveaux), pour numériser une gamme de signal vidéo analogique entre la crête du signal de synchronisation (-40 unités IRE) et le niveau de blanc maximum (+ 100 unités IRE) La résolution quantifiante résultante est de l'ordre de 140/127 = 1,10 uni20 tés IRE par pas Les signaux (B-Y) de 43,9 unités IRE correspondent à environ 39 pas ou échelons numériques et les signaux (R-Y) de 61,4 unités IRE correspondent à environ 55 échelons numériques Ceci illustre que la grandeur des signaux (B-Y) est considérablement inférieure à celle 25 des signaux (R-Y). Le problème le plus grand cependant est occasionné par la quantification limitée dans le traitement de signaux numériquedet par la reconversion des signaux quantifiés en signaux analogiques A titre d'exemple on peut considérer 30 un système de traitement de signaux numériques de télévision, dans lequel les signaux numériques (R-Y) et (B-Y) sont limités à 6 bits ou chiffres binaires ( 64 niveaux). Etant donné que les signaux numériques doivent reproduire les excursions de signal positivmet négatives, un niveau 35 numérique est le niveau zéro, ce qui laisse disponible 63 niveaux numériques différents de zéro De plus, étant donné que les valeurs de crête positives et négatives sont symétriques, seulement + 31 niveaux numériques sont utilisables pour des excursions d'un signal (à savoir 62 niveaux différents de zéro). En supposant que la proportionnalisation de signaux numériques (R-Y) est optimisé pour complètement entourer ou épouser la gamme disponible des niveaux numériques, des signaux numériques (B-Y)proportionnalisé de façon équivalente occuperont ou comprendront seulement j ( 43,9 unités IRE)/( 61,4 unités IRE) J x (+ 31) niveaux = + 22,16 niveaux numériques $ O si bien que seulement + 22 niveaux sont actuellement utilisés Lorsque les signaux de chrominance sont restitués à leur niveau total comme signaux de sortie, le signal de composante (B-Y) comprendra par exemple + 89 unités IRE mais sera comprimé aux + 22 niveaux centraux du signal de chrominance numérique (B-Y) Ainsi la résolution de sortie quantifiante est de l'ordre de 4,05 unités IRE par échelon o pas ou niveau ce qui est considérablement et de façon significative large et peut occasionner des contours de couleur dans l'image de télévision,quipeuvent être remarqués. 20 Ces contours confèrent à l'image une apparence articicielle. Si la composante (B-Y) doit être augmentée pour occuper la gamme entière de 31 niveaux, la résolution de sortie quantifiante sera améliorée de façon significative à 2,87 unités IRE par niveau ou échelon Mais ceci ne peut 25 pas être fait simplement par multiplication du signal (B-Y) pour augmenter sa gamme de valeur ou d'amplitude, puisque de faire ainsi signifierait simplement de substituer + 22 niveaux différents des + 31 niveaux disponibles répartis sur la gamme totale de + 31 niveaux, aux + 22 niveaux dans 30 son centre Ainsi un-traitement supplémentaire est nécessaire pour qu'un plus grand nombre des niveaux numériques disponibles soient utilisés pour représenter de façon correcte la composante de chrominance (B-Y). Les composantes de chrominance peuvent être représentées plutôt le long d'axes de coordonnées orthogonaux différents que le long des axes (R-Y), (B-Y) Si un jeu différent d'axes est choisi, l'amplitude maximum des composantes séparées peut être plus approximativement égale que les composantes représentées le long des axes (R-Y), (B-Y) Une représentation des composantes de chrominance le long de ces axes permet une meilleure résolution de la composante dans le traitement ultérieur. Le but de la présente invention est de proposer une solution à ce problème fondamental se présentant dans cette application specifique. Pour résoudre le problème, la présente invention 10 comprend un dispositif de translation de phase adapté pour accepter des premier et second signaux en une relation de phase prédéterminée par rapport à une phase de référence et pour développer des signaux transformés par une rotation d'angle de phase prédéterminée, sélectionnée pour obtenir 15 que certains des signaux ainsi développés aient des amplitudes ou valeurs comparables pour que la gamme dynamique de l'appareil de traitement suivant soit utilisé de façon efficace. Dans un mode de réalisation de l'invention, l'angle de phase prédéterminé est sélectionné de façon à obtenir un effet désiré dans le signal de sortie, pour réduire les effets des limitations de résolution de quantification des signaux d'entrée. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans 30 lesquels: Les figures 1 et 5 sont des schémas-blocs d'un appareil de traitement de signaux numériques comprenant des modes de réalisation de la présente invention; les figures 2 et 3 sont des diagrammes illus35 trant les relations de phase de signaux et de paramètres associés à l'appareil dans les figures 1 et 5, et les figures 4, 6 et 7 sont des diagrammes schématiques d'arrangements particuliers utiles dans l'appareil selon les figures 1 et 5. Sur les figures, les flèches marquées par un trait oblique représentent des voies de signaux pour des signaux numériques parallèles à plusieurs bits comprenant le nombre de bits ou chiffres binaires indiqué par le nombre proche du trait marquant. Il est à noter qu'un signal numérique à N bits possède 2 N amplitudes ou grandeurs ou niveaux possibles. Ces niveaux peuvent être organisés pour correspondre à une grandeur zéro et à ( 2 N-1) grandeurs différentes de zéro. Dans le cas d'un signal"symétrique", ces grandeurs peuvent être organisées pour correspondre à une valeur centrale zéro et à ( 2 N 1) grandeurs ayant une polarité et à ( 2 N-1-1) valeurs d'une polarité opposée Dans la présente description, les signaux de chrominance numériques exemplaires sont de nature à avoir une valeur centrale zéro, sans remarque différente spécifique De plus, les signaux numériques ici utilisés sont considérés comme étant symétriques autour d'une valeur zéro de façon que seulement ( 2 N -1-1) grandeurs de chaque polarité soient actuellement disponibles pour une utilisation (à savoir pour N= 8, seulement 127 grandeurs positives et 127 grandeurs négatives sont actuellement disponibles) Par conséquent le 25 facteur de rapport K ici utilisé peut avoir des valeurs différentes qui dépendent de l'organisation des grandeurs représentées par les signaux numériques La présente invention est également applicable à des signaux quantifiés (données échantillonnées) en général, dont les 30 signaux numériques constituent un exemple. La figure 1 montre un agencement de traitement de signaux numériques pour un récepteur de télévision couleur Des signaux vidéo composites analogiques ACV sont convertis en signaux vidéo numériques DV à 7 bits ou chiffres binaires par un convertisseur analogique-numérique (ADC) 10 Le convertisseur analogique-numérique 10 échantillonne le signal vidéo ACV à une fréquence égale à quatre fois la fréquence du signal de sous-porteuse de couleur, à savoir 4 f Sc = 4 fois 3,58 M Hz dans le système NTSC, en réponse à un signal d'horloge d'échantillonnage 4 fsc * Le convertisseur 10 reçoit également un signal "tremblant" f H/2 ayant une amplitude correspondant à la moitié de la valeur du dernier bit significatif ( 1/2 LSB) du mot numérique dans le but d'augmenter la résolution de quantification apparente approximativement à celle d'un convertisseur ADC à 8 bits Des signaux 4 f SC et f H/2 sont développés comme cela sera décrit ci-après. Il est à noter que le traitement des signaux numériques est accompli à la vitesse du signal d'échantillonnage 4 f SC verrouillé en phase et en fréquence au signal de sousporteuse de couleur f SC ou à un multiple de celui-ci. Des signaux vidéo numériques à 7 bits DV sont appliqués à un filtre numérique en peigne 11 qui est agencé pour produire des signaux de luminance numériques à 8 bits Y et des signaux de chrominance numériques à 8 bits C Des signaux de luminance numériques Y sont appliqués à un dispositif de traitement ou processeur 12 de luminance numérique qui accomplit les opérations comme celle d'écrêter les signaux de luminance numériques et multiplier les signaux de luminance numériques pour ajuster le niveau de contraste de l'image résultante. Le processeur 12 produit des signaux de luminance numériques à 8 bits, qui sont convertis en signaux de luminance analogiques Y' correspondants par le convertisseur numérique-analogique (DAC) 44. Des signaux vidéo numériques à 7 bits sont appli30 qués au processeur de déviation numérique 14 qui produit des signaux d'attaque horizontale et verticale différents et des signaux de synchronisation nécessaires pour le traitement des signaux, les fonctions de déviation et de la reproduction de l'image En particulier, le processeur 14 développe le signal tremblant f H/2 à une fréquence t.tz ou vitesse égale à la moitié de lafréquence de la ligne horizontale, c'est-à-dire le signal f H/2 est "haut" pendant une ligne horizontale et est "bas" pendant la ligne suivante Le processeur 14 développe des impulsions de verrouillage de couleur CKP qui est "bas" (activant) pendant chaque apparition du signal d'impulsion de synchronisation de référence de la sous-porteuse de couleur, qui est inclus dans les intervalles de suppression horizontale des signaux vidéo. Des signaux de chrominance numériques C sont appliqués à un filtre de passe-bande de chrominance numérique 16 qui par exemple laisse passer seulement des signaux proches de la fréquence de la sous-porteuse de couleur f SC Etant donné que ce filtre comprend plusieurs accumulateurs (additionneurs) il produit des signaux de chrominance numériques filtrés à 14 bits et présente un 15 gain de crête d'environ soixante-quatre. Les signaux de chrominance numériques filtrés provenant du filtre 16 sont ajustés à une grandeur standardisée ou normalisée par le bloc de contrôle de gain de chrominance automatique numérique 18 qui produit une atténuation par un facteur d'au moins deux et tronque les signaux de chrominance numériques en 8 bits Les signaux de sortie numériques à 8 bits en provenance du bloc de contrôle de gain ACC 18 sont standardisés en grandeur par une boucle de contre-réaction négative comprenant un 25 échantillonneur d'impulsion de synchronisation et comparateur 20 En réponse à l'impulsion de verrouillage de couleur CKP, l'échantillonneur d'impulsion de synchronisation 20 échantillonne la portion de signal d'impulsion de synchronisation de référence de la sous-porteuse de 30 couleur des signaux de chrominance numériques produits par le bloc de contrôle de gain 18 Ces échantillons sont comparés à un niveau de référence, c'est-à-dire à un niveau représentant la grandeur désirée du signal dtimpulsion de synchronisation de référence de la sous-porteuse 35 de couleur et les grandeurs numériques de crête qui peuvent être accommodées par les circuits de traitement des signaux de chrominance numériques Comme résultat de cette comparaison, l'échantillonneur et comparateur 20 applique un signal de contrôle de gain au bloc de gain ACC 18 pour ajuster son gain (plus spécifiquement pour ajuster son atténuation) dans le but de standardiser ou normaliser la grandeur du signal d'impulsion de synchronisation de référence de sous-porteuse de couleur Cet ajustement de l'atténuation est maintenu après pour également ajuster la grandeur des signaux de chrominance produits par le bloc de gain ACC 18 Pour éviter des valeurs excedentes des signaux numériques (RY), qui présentent une grandeur plus importante que celle des signaux numériques (B-Y), la gamme maximum des signaux numériques (R-Y) est standardisée pour être inférieure à l'équivalent de + 127 niveaux numériques Pour la description qui suit, 15 on suppose que cela représente environ 85 %,ce qui est de l'ordre de + 108 niveaux numériques. Le démodulateur de signaux de chrominance numériques 22 sépare les signaux de chrominance numériques standardisés provenant du bloc 19 en composantes de signal 20 de chrominance en quadrature (R-Y) et (B-Y) Etant donné que les composantes (R-Y) et (B-Y) sont des simples échantillons alternants dans la séquence des signaux de chrominance numériques, le démodulateur 22 peut être un simple démultiplexeur et peut comprendre un filtre 25 passe-bas. Les signaux numériques de composante à 8 bits (R-Y) et (B-Y) de la portion d'impulsion de synchronisation de référence de sous-porteuse de couleur sont comparés en phase au signal d'horloge de sous-porteuse de couleur f SC 30 par le comparateur de phase et le filtre 24 en réponse aux impulsions de verrouillage de couleur =-P Le comparateur de phase et filtre 24 produit un signal représentatif de l'erreur de phase entre la phase actuelle du signal d'échantillonnage f SC et la phase désirée de celui-ci 35 par rapport au signal d'impulsion de synchronisation de référence de sous-porteuse de couleur Le comparateur de phase et filtre 24 filtre également ce signal d'erreur de phase et l'applique au générateur d'horloge 26 qui comprend un oscillateur à contrôle par tension (VC 0) fonctionnant à la fréquence 4 f SC Cette fréquence de l'oscillateur VC O est ajustée à être exactement égale à 5 quatre fois la fréquence de la sous-porteuse de couleur et pour être en verrouillage de phase avec celleci. Le générateur d'horloge 26 comprend en outre un diviseur numérique destiné à diviser le signal d'échantillonnage 4 fsc par deux pour produire le signal d'horloge 2 f Sc 10 et par quatre pour produire le signal d'horloge f Sc' La composante de chrominance (R-Y) démodulée et à 8 bits, produite par le démodulateur 22 englobe seulement les 108 niveaux centraux des 127 niveaux possibles d'un signal à 8 bits La composante (B-Y) démodulée englobe 15 ( 43,9/61,4) x 108 = 77,2 niveaux dont + 77 niveaux sont actuellement produits Pour des raisons énoncées auparavant, il est particulièrement souhaitable d'augmenter le nombre des niveaux englobé par le signal de composante (B-Y) Les niveaux numériques englobés par le signal de 20 composante (B-Y) correspondent aux + 77 niveaux centraux et au niveau zéro. Le circuit de rotation de phase fixe numérique 70 reçoit les composantes de chrominance numériques (R-Y) et (B-Y) du démodulateur 22 et produit des composantes 25 de chrominance numériques modifiées C 1 et C 2 à partir de ces composantes Les composantes C 1 et C 2 présentent une relation de phase quadrature comme les signaux (R-Y) et (B-Y), et ont été tournées selon un angle de phase prédéterminé o( par rapport aux (R-Y) et (B-Y) en accord avec les équations de translation de phase suivantes C 1 = (R-Y)K cos X (B-Y)K sin or l 1 et C 2 = (R-Y)K sin O correspondance n'est pas impossible. La figure 4 montre un mode de réalisation exemplaire d'un circuit de rotation de phase fixe numé10 rique 70 utilisant des mémoires mortes (ROM) Des composantes de chrominance numériques (R-Y) et (B-Y) sont alternativement appliquées par le multiplexeur 80 pour adresser les RO Ms 82 et 84 en réponse au signal d'horloge 4 fsc C ROM 82 comprend 256 emplacements de stockage à 7 bits dont chacune stocke une représentation numérique du produit de ses adresses, le facteur de proportionnalité de gain K et le sinus de l'angle o en accord avec les équations V 1 j et \ 2 l respectivement. En se reportant à nouveau à la figure 1, le circuit de contrôle de teinte numérique 72 décale de façon contrôlée les angles de phase des composantes de chrominance modifiées C 1 et C 2 sur une gamme de zéro à environ + 50 en réponse à un signal de contrôle ou de commande TEINTE Ce signal TEINTE est contrôlable par un spectateur pour introduire une rotation de phase positive ou négative supplémentaire pour décaler la teinte de l'image produite plus vers les couleurs rouges ou plus vers les couleurs vertes selon la préférence du spectateur. 10 Ainsi les échantillons de composante de chrominance C 1 T et C 2 T sont chacun tournés en phase par les circuits 70 et 72 selon un angle ( de + 50 par rapport aux composantes de chrominance (R-Y) et (B-Y). Le circuit de multiplication de saturation numérique et multiplexeur 40 multiplexe les composantes C 1 T et C 2 T en réponse au signal d'horloge f SC Le multiplexeur 40 utilise par exemple un multiplicateur ou circuit de multiplicage numérique qui est multiplexé pour ajuster les grandeurs des signaux C 1 T et C 2 T en accord avec des signaux d'entrée de commande ou de contrôle pour la saturation des couleurs (SAT) contrôlable par un spectateur selon sa préférence pour une couleur plus ou moins vive ou éclatante Les composantes de chrominance modifiées multiplexées C 1 T et C 2 T sont transmises à un des multiplexeurs de chrominance 42 Les deux signaux à 7 bits représentant les composantes de chrominance C 1 T et C 2 modifiées en réponse au SAT ( 14 bits au total) sont multiplexés séquentiellement sur un cycle des signaux d'horloge f SC qui comprend quatre cycles d'horloge d'échantillonnage 4 f SC, c'est-à-dire les signaux C 1 T et C 2 T sont transmis séquentiellement comme deux groupes de trois bits et deux groupes de quatre bits Ceci réduit avantageusement les bornes de circuit intégré nécessaires de douze à quatre quand le multiplexeur-multiplicateur 40 35 se trouve dans un circuit intégré et le démultiplexeur 42 est présent dans un autre circuit intégré Il est en outre compatible avec les vitesses ou fréquences des composantes de chrominance qui sont traitées à la fréquence de signal d'échantillonnage 4 fs C par le filtre passebande 16 et le bloc de contr 8 le de gain 18 et qui sont ensuite traitées chacune à la fréquence de signal d'horloge f SC' Le démultiplexeur de chrominance 42 reçoit et démultiplexe les deux groupes de trois bits et les deux groupes de quatre bits pour rétablir des composantes de chrominance numériques C 1 T et C 2 T de 7 bits en réponse 10 au signal d'horloge f SC Ces signaux démultiplexés C 1 T et C 2 Tsont respectivement convertis en composantes de chrominance analogiques C 1 ' et C 2 ' par les convertisseurs numériques-analogiques (DACS) 46 et 48. Des matrices analogiques 50 reçoivent des signaux 15 de luminance analogiques Y' et des composantes de chrominance analogiques C 1 ' et C 2 ' pour produire des signaux d'attaque de couleur analogiques R, G, et B Une matrice conventionnelle RGB, comme celle utilisée avec des composantes de chrominance (R-Y) et (B-Y) produira des 20 signaux d'attaque de couleur qui ne produiront pas des couleurs exactes dans une image de télévision en raison des rotations de phase introduites par le circuit 70. Par conséquent, la matrice 50 est modifiée par rapport à une matrice conventionnelle pour agir contre le déséquilibre qui en résulterait autrement en raison de la rotation de phase susmentionnée. La matrice analogique RGB 50 transforme le signal de luminance Y' et modifie les composantes de chrominance C 1 ' et C 2 ' en signaux d'attaque de couleur R, G et B 30 selon les équations: R = Y' + R 1 Cl' + R 2 C 2 ' 33 G = Y' + G 1 C 1 ' + G 2 C 2 ' 4 l B = Y' + Bl C 1 ' + B 2 C 2 ' 5 dans lesquelles les valeurs des coefficients R 1, R 2, G 1, G 2, 35 Bl et B 2 sont déterminées par le système NTSC et l'angle de rotation o( Il est à noter que les valeurs de ces coefficients sont également affectées par des phosphors particuliers du tube-image sur lequel les images sont reproduites Par exemple avec des phosphors utilisés par la RCA Corporation dans ses tubes-images, les composantes (B-Y) et (R-Y) sont restituées à 90 et 104 unités IRE respectivement, plut 8 t qu'aux 89 et 70 unités IRE exigées pour les phosphors standards NTSC La figure 3 par exemple montre les valeurs des coefficients B 1 et B 2 comme fonction de l'angle de rotation de phase C 0. La sélection de l'angle C est faite de telle manière que le signal bleu B présente une taille d'échelon de quantification réduite par rapport à celle qu'il présente quand il est produit à partir des composantes de chrominance (R-Y) et (B-Y) On obtient des améliorations satisfaisantes lorsque l'angle O ( est choisi en accord 15 avec des divers critères dont deux exemples seront décrits ci-après. Un premier critère consiste à sélectionner l'angle O 2551296 tous des résultats équivalents. Un second critère réside dans le choix de l 'angle o( de telle façon que les grandeurs maximum que les composantes de chrominance Cl, C 2 peuvent présenter, soient sensiblement égales si bien que l'utilisation la plus efficace de la gamme dynamique est accomplie par exemple quand le plus grand nombre de ces valeurs numériques est utilisé Ce critère est satisfait quand O X 41 , 310, 221 ou 311 , comme cela est illustré par les courtes 10 lignes hachurées verticales de la figure 3 A nouveau, la sélection de l'un des quatre angles n'est pas important. Les valeurs des coefficients de matrice et les valeurs de résolution de quantification sont indiquées au tableau I pour les angles Des valeurs satisfaisantes du facteur de proportionnalité de gain K, auxquelles a été fait référence en rapport à la figure 4, sont incorporées de telle façon que les grandeurs des signaux de chrominance C 1, C 2 utilisent de façon efficace la gamme des valeurs numériques acceptables 20 pour cette partie de l'appareil en aval du circuit de rotation de phase 70 sont également mises en avant au tableau I. TABLEAU I = 41 00 ( = 470 25 Coefficient Valeur Unités IRE/ Valeur Unités IRE/ échelon échelon R 1 0,873 1,40 0,828 1,31 R 2 0,686 1,09 0,787 1,25 G 1 -0,227 0,36 -0,202 0,32 1 G 2 -0,288 0,46 -0,316 0,50 B 1 -0,850 1,35 -0,971 1,54 B 2 1,034 1,66 0,977 1,55 K 1,52 1,48 - Les valeurs du facteur de proportionnalité de gain K au tableau I prévoient qu'environ 85 % de la gamme desgrandeursdisponible est utilisé pour des ajustements de niveau de saturation usuels si bien qu'environ 15 % reste pour l'accomodation des images hautement saturées (vivement colorées) préférées par le spectateur. La figure 5 montre un système de traitement de signaux qui constitue une modification de celui de la figure 1 La figure 5 se distingue par l'élimination du filtre numérique en peigne 11 Le processeur de luminance numérique 12 ' est différent du processeur 12 de la figure 1 par le fait qu'il comprend un filtre de luminance pour supprimer les signaux de chrominance et pour produire de cette manière des signaux de luminance numériques Y Le 15 filtre passe- bande de chrominance numérique 16 de la figure 5 supprime les signaux de luminance pour produire ainsi des signaux de chrominance numériques C. Le signal de composante démodulée (R-Y), produit par le démodulateur de composante de chrominance numérique 20 22 est filtré avec effet de filtrage passe-bas par le filtre en peigne numérique (R-Y) 28 qui produit un signal filtré (R-Y) Le signal de composante démodulée (B-Y) produit par le démodulateur de composante de chrominance numérique 22 est filtré avec effet de filtrage passe-bas 25 par le filtre en peigne numérique 30 (B-Y) qui produit un signal filtré (B-Y). Les filtres en peigne numériques 28 et 30 sont par exemple formés par des filtres en peigne relativement simples, du type représenté à la figure 6 Les signaux 30 d'entrée sont appliqués à une entrée d'un additionneur numérique 62 et à l'entrée d'un dispositif à retard 1 H 60. Le dispositif à retard 60 est par exemple une mémoire vive (RAM) dynamique du type FIFO, qui produit un retard égal au temps d'une ligne horizontale ( 1 H) en développant cycliquement 227 adresses en réponse au signal d'horloge f SC dans le système NTSC Le signal retardé par le dispositif à retard 60 est appliqué à une seconde entrée de l'additionneur 62 qui produit un signal de somme à 7 bits. En se reportant à la figure 5, le multiplicateur de saturation numérique, circuit de contrôle de teinte et multiplexeur 40 ' est modifié par rapport au multiplexeur de la figure 1 de telle sorte qu'il accomplisse une rotation de phase des composantes de chrominance (R-Y) et (B-Y) Cette rotation de phase comprend une rotation selon un angle fixe nécessaire pour accomplir les deux multiplications. Le contrôle de teinte est accompli par rotation angulaire des composantes (R-Y) et (B-Y), qui représentent des vecteurs en quadrature ou perpendiculaires, selon un angle ( " + /S) Ceci nécessite que le multiplicateur 40 ' multiplie les composantes numériques (B-Y) et (R-Y) par des facteurs SAT cos (o les deux facteurs de multiplication supplémentaires. 3 5 L'appareil décrit ici, notamment le circuit ADC , les processeurs 12 et 14, les filtres 16, 28 et 30, le bloc de gain 18, l'échantillonneur d'impulsion de synchronisation 20, le démodulateur 22, le comparateur 24, le générateur d'horloge 26, le multiplicateur et multiplexeur 40, le démultiplicateur 42, les DA Cs 46 et 48 peuvent être du type compris dans des circuits intégrés 5 de traitement de signaux numériques pour récepteurs de télévision disponibles que fournit ITT Semiconductors, Intermetall, Fribourg, Allemagne de l'Ouest et décrits dans la brochure ITT Semiconductors ayant pour titre VLSI Digital TV System DIGIT 2000, datée d'Août 1982. 10 La mise en oeuvre de la présente invention dans ces circuits intégrés, qui comprennent une mémoire pour stocker les valeurs de contrôle ou de commande, représente une modification qui est facile à accomplir Par exemple un angle de rotation de phase fixe C O est incorporé par 15 désignation de la valeur stockée du signal de contrôle TEINTE correspondant au degré zéro de la rotation de phase de contrôle de teinte comme étant la valeur correspondant à l'angle prédéterminé " La proportionnalisation de gain par le facteur K est incorporée par modification de la 20 valeur stockée du signal de contrôle SAT ou du niveau nominal ACC, ou des deux, pour réaliser un acompte pour le facteur K et pour utiliser efficacement la gamme des grandeurs disponible La matrice analogique RGB de ces circuits intégrés est ensuite modifiée en changeant les 25 valeurs de résistance et en ajoutant une résistance (pour le coefficient B 1) dans le but d'obtenir des coefficients de matrice du tableau I Ceci est accompli de la façon la plus appropriée lorsque o = 227 est sélectionné du fait que les signes des coefficients de matrice (mais non 30 pas les valeurs) sont inchangés quand les bornes de sortie de signaux d'attaque de couleur sont redésignées de R, G, B en B, R, G. Des modifications à la présente invention peuvent être envisagées en restant dans le cadre de l'in35 vention Par exemple la proportionnalisation ou l'échelonnement prévu par le bloc de gain ACC 18 peut être agrégé de facteurs de proportionnalité K et SAT et accompliepar un multiplicateur 40 ou 40 '. Il peut être en outre envisagé que la matrice analogique 50 peut être remplacée par une matrice numérique RGB 92 représentée à la figure 7, qui reçoit des signaux de luminance numériques Y du processeur de luminance 12 et les composantes de chrominance numériques C 1 et C 2 en provenance du démodulateur 42 La matrice numérique RGB 92 utilise des multiplicateurs numériques et des additionneurs pour fonctionner selon les équations l 3 J à 5 l 10 indiquées plus haut Des signaux de couleur numériques de la matrice numérique 92 correspondant aux signaux R, G et B sont appliqués à trois convertisseurs numériquesanalogiques (DACS) 94, 96, 98 qui produisent des signaux d'attaque de couleur analogiques R, G et B respectivement. 15 Comme autre exemple, il est envisagé que la présente invention peut être utilisée dans et pour des systèmes de démodulation de composante de chrominance autres que les systèmes (R-Y), (B-Y) décrits ici Ainsi la présente invention peut être utilisée de façon satis20 faisante avec un système de démodulation I, Q ou U, V. En outre, la présente invention peut également être utilisée de façon satisfaisante dans un système dans lequel le contrôle de teinte est accompli par modification de la phase de l'horloge d'échantillonnage 4 f SC par rapport 25 à celle du signal de l'impulsion de synchronisation de référence de sous-porteuse couleur. Il est en outre envisagé que les objectifs de la présente invention peuvent être obtenus lorsque les composantes de chrominance (R-Y) et (B-Y) sont tournés 30 selon des angles différents. R E V E N D I C A T I O NS 1 Appareil de traitement de signaux comprenant: une source ( 10, 11, 16, 18, 20, 22, 24) pour fournir des premier (R-Y) et second (B-Y) signaux, chacun en un rapport de phase prédéterminé par rapport à une phase de référence; des moyens transformateurs ( 70) reliés à ladite source pour produire des troisième (C 1) et quatrième (C 2) signaux à partir desdits premier et second signaux, lesdits troisième et quatrième signaux étant produits par rotation desdits premier et second signaux selon un angle de phase prédéterminé, caractérisé en ce que ledit angle de phase prédéterminé est sélectionné pour rendre les grandeurs ou amplitudes maximum desdits troisième et quatrième signaux plus approximativement égales que le sontles grandeurs maximum desdits premier et second signaux. 2. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens transformateurs précités ( 70) compren20 nent: des moyens ( 80, 82, 84, 86) pour produire des signaux représentatifs des produits des premier et second signaux précités et du sinus et cosinus de l'angle de phase prédéterminé précité; et des moyens ( 88, 90) pour combiner certains signaux prédéterminés des signaux précités représentatifs desdits produits pour produire des troisième et quatrième signaux. 3. Appareil selon la revendication 1, caractérisé 30 en outre par: des moyens de combinaison ( 50) reliés aux moyens transformateur ( 70) pour combiner les troisième (C 1) et quatrième (C 2) signaux dans des proportions prédéterminées pour produire au moins un signal de sortie (R; G; B); 35 et par -21 des moyens de contrôle ou de commande ( 72) montés entre lesdits moyens transformateurs et lesdits moyens de combinaison pour tourner de façon contrôlable les phases desdits troisième et quatrième signaux en accord avec un signal de contrôle (TEINTE). 4. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens transformateurs précités ( 40 ') comprennent: un terminal de commande ou de contrôle (TEINTE) 10 pour recevoir un signal de contrôle; et des moyens pour tourner de façon contrôlable les phases des premier (R-Y) et second (B-Y) signaux en accord avec ledit signal de contrôle ou de commande. 5. Appareil selon la revendication 1, caractérisé 15 en ce que les premier et second signaux sont des signaux numériques représentatifs des signaux analogiques présentant la relation de phase quadrature précitée. 6. Appareil selon la revendication 5, caractérisé en outre par: des moyens convertisseurs numériques-analogiques ( 46, 48) reliés aux moyens transformateurs ( 70) pour convertir les troisième (R-Y) et quatrième (BY) signaux en troisième (C 1 ') et quatrième (C 2 ') signaux analogiques respectivement; et des moyens de matriçage analogiques ( 50) pour combiner les troisième et quatrième signaux analogiques précités en des proportions prédéterminées pour développer au moins un signal de sortie analogique (R; G; B). 7. Appareil selon la revendication 5, caractérisé 30 en ce qu'il comprend en outre: des moyens de matriçage numériques ( 92) reliés aux moyens transformateurs précités pour combiner les troisième (C 1) et quatrième (C 2) signaux dans des proportions prédéterminées pour développer des premier et 35 second signaux numériques; et des moyens convertisseurs numériques-analogiques ( 94, 96, 98) pour convertir les premier et second signaux numériques en une pluralité de signaux de sortie analogiques (R, G, B). 8. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est monté dans un récepteur de télévision comprenant des moyens (ACV) pour fournir des signaux de télévision couleur, des moyens ( 24, 26) pour fournir un signal d'échantillonnage ( 4 f Sc) en une relation de phase prédéterminée par rapport à une composante de signal de référence de sous-porteuse couleur desdits signaux de 10 télévision en couleur, un convertisseur analogiquenumérique ( 10) produisant des échantillons (DV) numérisés desdits signaux de télévision en couleur en réponse audit signal d'échantillonnage, et des moyens ( 11, 16, 18, 22 pour développer des première (R-Y) et seconde(B-Y) composantes de chrominance numérisées à partir desdits échantillons numérisés en accord avec la relation de phase prédéterminée précitée dudit signal d'échantillonnage; les moyens transformateurs de phase ( 70) étant 20 reliés auxdits moyens de développement ( 11, 16, 18, 22) pour développer des première (C 1) et seconde (C 2) composantes de chrominance numérisées modifiées en relation avec les première et second composantes de chrominance numérisées par rotation selon un angle de phase pré25 déterminé; et des moyens de combinaison ( 50) reliés auxdits moyens transformateurs de phase pour combiner les première et seconde composantes de chrominance numérisées modifiées dans des proportions prédéterminées pour développer une 30 pluralité de signaux d'attaque de couleur analogiques (R, G, B). 9. Appareil selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de combinaison précités ( 50) comprennent: des moyens convertisseurs numériques-analogiques ( 46, 48) pour convertir les première (C 1) et seconde (C 2) composantes de chrominance numérisées modifiées respectivement en premier (C 1 ') et second (C 2 ') signaux analogiques, et des moyens de matriçage analogiques ( 50) pour combiner les premier et second signaux analogiques précités dans des proportions prédéterminées pour développer la pluralité précitée (R, G, B) de signaux d'attaque de couleur analogiques précités. 10. Appareil selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de combinaison précités 10 comprennent: des moyens de matriçage numériques ( 92) pour combiner les première (C 1) et seconde (C 2) composantes de chrominance numérisées modifiées dans des proportions prédéterminées précitées pour développer des premier et second signaux d'attaque de couleur numériques; et des moyens convertisseurs numériques- analogiques ( 94, 96, 98) pour convertir lesdits premier et second signaux d'attaque de couleur numériques en ladite pluralité (R, G, B) desdits signaux d'attaque de couleur 20 analogiques. 11. Appareil selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens transformateurs de phase précités ( 70) comprennent: des moyens ( 80, 82, 84, 86) pour développer des 25 signaux numériques représentatifs des produits des première et seconde composantes de chrominance numérisées précitées et des sinus et cosinus de l'angle de phase prédéterminé précité, et des moyens ( 88, 90) pour combiner certains signaux prédéterminés des signaux numériques précités représentatifs desdits produits pour produire des première (C 1) et seconde (C 2) composantes de chrominance numérisées modifiées. 12. Appareil selon la revendication 8, 35 caractérisé en outre par: des moyens de contrôle de teinte ( 72) montés entre les moyens transformateurs de phase ( 70) et les moyens de combinaison précités ( 50) pour tourner de façon contrôlée les phases des première (C 1) et seconde (C 2) composantes de chrominance numérisées modifiées précités en accord avec un signal de contrôle ou de commande (TEINTE). 13. Appareil selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens transformateurs de phase précités ( 40 ') comprennent: un terminal de commande ou de contrôle (TEINTE) 10 pour recevoir un signal de contrôle de teinte, et des moyens pour tourner de façon contrôlable les phases des première (C 1) et seconde (C 2) composantes de chrominance numérisées modifiées en accord -avec ledit signal de contrôle ou de commande.