Brevet FR2553603A1 — publié le 19850419

I Réseau d'égalisation et procédé pour développer des coefficients d'échelle ". La présente invention concerne un réseau d'égalisation et un procédé pour développer des coefficients d'échelle. Les systèmes électriques, électroniques et électromécaniques doivent souvent transmettre des signaux correspondant à une plage étendue de fréquences Or, 10 une réponse imparfaite en fréquence du système peut provenir des caractéristiques propres de n'importe quel composant du système A titre d'exemple, il est bien connu que les microphones, les haut-parleurs et les lieux d'écoute (auditorium, studio etc) ne donnent pas des réponses en 15 fréquence parfaitement plates dans toute la plage des fréquences audio I 1 faut donc créer des circuits électriques ou électroniques pour compléter et corriger les déviations de la réponse en fréquence De tels circuits de correction sont généralement appelés "égaliseurs" ou "réseaux égaliseurs" car lorsqu'ils sont intégrés à un système, ils donnent une réponse plus "égale" au système dans une plage de fréquences déterminées De tels égaliseurs peuvent également servir à créer un déséquilibre dans la réponse en fréquence pour le système, pour satis25 faire à certaines conditions particulières ou certains choix. Traditionnellement, les égaliseurs ont été conçus et réalisés selon deux techniques La première technique nécessite un spécialiste dans le domaine de la conception empirique des filtres On examine la réponse imparfaite en fréquence du système et on monte un filtre complémentaire en faisant des essais et en corrigeant les erreurs Cette technique est imparfaite et longue à mettre en oeuvre; de plus, il est souvent impossible en pratique ou inadapté lorsqu'il faut réaliser 10 une égalisation précise ou satisfaire à des conditions de précision pour la caractéristique en fréquence. La seconde technique connue de réalisation de réseaux d'égaliseurs utilise de nombreux simples circuits résonnants Chaque circuit résonnant est accordé 15 sur une certaine fréquence, de sorte qu'un ensemble de tels circuits couvre toute la plage des fréquences à égaliser Ces circuits peuvent être constitués par des filtres à bande passante ou des filtres à bande de réjection. En réglant la participation de chaque filtre au signal 20 total de sortie, on obtient une réponse en fréquence, réglée Le brevet U S 3 624 298 Davis montre un système de ce type en utilisant un ensemble de filtres de réjection de bande espacés sur des centres de fréquence correspondant à un tiers d'octave; ce filtre est destiné à égaliser des systèmes d'amplification sonores Un inconvenient grave de cette technique est la superposition des réponses des différents filtres à la réponse égalisée, souhaitée Ainsi, la réponse globale présente des bosses et des creux aux différents points de transition, à l'en30 droit o la courbe de réponse passe d'un filtre à un autre De même la réponse transitoire présente de la surmodulation en provenance des différents filtres dans le signal de sortie de l'égaliseur Pour réduire au minimum l'amplitude des bosses et des creux ainsi que la surmodu35 lation transitoire, on peut accorder les différents fil- tres de façon moins précise ou encore les rapprocher ou encore combiner ces deux solutions Toutefois, cela se traduit par un système dans lequel une bande de fréquence globale qui correspond aux différents filtres adjacents et nécessite de nombreux réglages itératifs entre les commandes des bandes adjacentes. Le brevet U S 2 024 900 Weiner et Lee ainsi que le brevet U S 2 128 257 Lee et Weiner, décrivent une technique de synthèse de la réponse en fréquence de réseau à l'aide de fonctions orthonormées En particulier, ces brevets décrivent une technique de représentation de n'importe quelle réponse en fréquence, souhaitée dans une série de Fourier qui se compose de fonctions en sinus et en cosinus orthonormées De plus, ces brevets décrivent 15 un réseau en échelle passive, passe-tout, qui donne une réponse en fréquence décrite par une telle série de Fourier Enfin, ces brevets montrent que les coefficients de la série de Fourier représentant la réponse en fréquence voulue, peuvent être liés directement à des résistances 20 d'échelle dans le réseau en échelle passe-tout Ainsi, Weiner et Lee ont conçu un système d'égaliseur réglable utilisant des réseaux en échelle, passifs et des potentiomètres à couplage mécanique Ce système bien que réalisable en théorie, est en fait extrêmement complexe à réali25 ser en pratique. Les réseaux d'égaliseurs Weiner et Lee constituent des filtres qui sont chacun symétriques par rapport à un milieu déterminé; chaque réseau de filtres comprend un nombre paire de sections et les deux sections 30 centrales ont une structure correspondante; les deux sections suivantes ont le même paramètre etc Une difficulté importante dans un système d'égaliseur symétrique tel que celui proposé par Weiner et Lee est la nécessité de l'adaptation de l'impédance des sections adjacentes. ce qui est très difficile Le fait que le problème fonda- mental puisse être résolu en remplaçant les filtres à réseau en échelle, passif, de Weiner et Lee par des circuits à amplificateurs opérationnels, actifs, en particulier des amplificateurs passe-tout du premier ordre comme les filtres proposés par G D Tattersall dans le court article "Linear Phase Analog Active Filters with Equiripple Pass Band Responses" dans IEEE Transactions on Circuits and Systems, Tome CAS-28, NO 9, Septembre 1981, pages 925-927. Les filtres Tattersall comme les filtres de Weiner et Lee 10 ont une structure symétrique et sont conçus de façon à donner pratiquement le même degré d'ondulation dans la bande de réjection et dans la bande passante du filtre. La technique de filtres Tattersall aboutit à un filtre transversal à phase linéaire dans lequel 15 toutes les fréquences sont retardées de la même durée qu'elles soient ou non filtrées (atténuées) Cela nécessite que chaque étage d'amplificateur passe-tout travaille seulement sur une partie limitée de sa caractéristique de réponse en fréquence, partie qui est essentiellement 20 linéaire; cela nécessite un nombre plus grand d'étages distincts que cela n'est souhaitable sur un plan économique De tels filtres ne conviennent pas pour constituer des filtres transversaux à déphasage minimum, caractéristique qui est très recherchée dans un égaliseur. L'utilisation d'un nombre limité, d'étages dans un réseau en échelle passe-tout tel que proposé par Weiner et Lee se traduit par -une suppression des erreurs connues dans l'analyse de Fourier sous le nom de "phénomènes de Gibbs" Ce même problème fondamental existe dans le cas des filtres Tattersall Les réseaux Weiner et Lee et les filtres Tattersall sont limités à des réponses réelles en fréquence; ils ne s'étendent pas à une réponse en fréquence à phase minimale. Le calcul des coefficients d'échelle d'un 35 réseau égaliseur utilisant tous les circuits à amplifica- teurs opérationnels passe-tout fonctionnant comme équivalant à un certain nombre de filtres transversaux à déphasage minimum et ayant une caractéristique de réponse en fréquence déterminée couvrant une plage étendue de fré5 quences sont des opérations extrêmement difficiles et en fait pratiquement impossibles à réaliser Une autre grande difficulté dans la formulation d'un réseau égaliseur de ce t}pe se présente lorsqu'il faut modifier la caractéristique de réponse en fréquence Les interactions entre les 10 différents étages du réseau égaliseur rendent pratiquement impossible la détermination par analyse mathématique des changements nécessaires Dans une certaine mesure, on peut remédier à ces problèmes dans un réseau égaliseur qui comporte un ensemble de filtres distincts; un égali15 seur de ce type est acceptable sur un plan mécanique et est souhaitable sur un plan fonctionnel dans certaines applications en particulier celles qui nécessitent des variations continues de la réponse en fréquence Toutefois, cette solution se traduit par un égaliseur extrême20 ment complexe, inutilement coûteux et beaucoup plus grand que cela n'est souhaitable pour de nombreuses applications. I 1 apparaît ainsi qu'il n'existe pas de solutions techniques directes adaptées au développement d'un réseau égaliseur ayant une caractéristique de réponse en fréquence 25 à déphasage minimum, avec un nombre limité d'étages et qui puisse couvrir une plage étendue de fréquences, par exemple toute la plage audible, avec une ondulation minimum et une surmodulation réduite ou absente entre les différents étages du réseau égaliseur. La présente invention a pour but de créer un réseau égaliseur de construction simple et économique, et ayant une caractéristique de réponse en fréquence à déphasage minimum, qui ne demande qu'un nombre limité d'étages-amplificateurs passe-tout, distincts, tout en pouvant couvrir une plage étendue de fréquences telle que la plage des fréquences audibles, avec une ondulation minimale dans toute la plage et qui donne une caractéristique de réponse en fréquence appropriée. L'invention a également pour but de créer 5 un réseau-égaliseur à déphasage minimum, dont le fonctionnement soit très stable, qui ne présente que peu ou pas de surmodulation entre les différents étages du réseau et qui assure une coupure en douceur pour réduire au minimum ou supprimer les erreurs selon le "phénomène Gibbs". L'invention a également pour but de créer un réseau-égaliseur avec un déphasage minimum qui puisse se régler facilement pour modifier la caractéristique de réponse en fréquence du réseau pour s'adapter en théorie à n'importe quelle condition posée à un système global tout en conservant les caractéristiques ci-dessus d'ondulations minimales, d'absence de surmodulation, de fonctionnement stable et de coupures en douceur. L'invention a également pour but de créer un réseau-égaliseur utilisant une seule chaîne d'étages 20 amplificateurs opérationnels passe-tout qui puisse être modifiée rapidement et de façon précise pour s'adapter à de nouvelles exigences; dans certains modes de réalisation, ces modifications doivent pouvoir se faire par des réglages manuels alors que dans d'autres, les modifica25 tions doivent pouvoir se faire par des signaux de commande appliqués au réseauégaliseur. Un autre but de l'invention est de créer un procédé pour déterminer les paramètres du circuit d'un réseau-égaliseur à déphasage minimum fondé sur une chaîne 30 d'étages d'amplificateurs opérationnels passe-tout, un procédé qui permet d'utiliser une seule simple résistance d'échelle pour chaque étage de la chaîne du réseau pour former un réseau-égaliseur qui présente une caractéristique de réponse en fréquence correspondant dans tous ces 35 détails à une caractéristique de réponse qui demanderait -553603 autrement un groupe important de circuits de filtres pour chacune des nombreuses bandes de fréquences dans toute la plage de travail de l'égaliseur. L'invention a également pour but de créer un procédé permettant de modifier les paramètres du circuit d'échelle, dans un réseau-égaliseur à déphasage minimum, réglable ayant un ensemble de groupes de circuits d'échelle tous reliés sur une seule chaîne des étages passe-tout, couplée à un procédé d'utilisation du réseau10 égaliseur réglable ainsi obtenu pour déterminer les paramètres du circuit pour un réseau-égaliseur simplifié, en utilisant un nombre beaucoup plus réduit de circuits de mise à l'échelle, et permettant de reproduire les mêmes caractéristiques de réponse en fréquence que le réseau 15 réglable. L'invention a également pour but de créer un procédé permettant de générer les coefficients d'échelle pour établir théoriquement n'importe quelle réponse désirée en fréquence d'un réseau-égaliseur à déphasage minimum de Conversion de Fourier, travaillant dans une large plage de fréquences. A cet effet, l'invention concerne un réseau-égaliseur destiné à créer un signal de sortie égalisé ayant une caractéristique de réponse en fréquence, prédéterminée, avec un déphasage minimum et une ondulation réduite, dans une plage de fréquences présélectionnée, le réseau étant formé d'une série de chaînes de N étages à retard, passe-tout, la chaîne ayant une borne d'entrée reliée à l'entrée du premier étage de la chaîne et N prises supplémentaires chacune reliée à la sortie de l'étage suivant de la chaîne, M filtres transversaux à déphasage minimum, tous branchés dans la chaline en série de tous les étages de retard passe-tout, chaque filtre créant un signal intermédiaire avec une bande passante correspon35 dant à l'une des séries adjacentes de M bandes nominales de fréquence occupant la plage de fréquences, un circuit additionneur final pour combiner de façon additive les signaux intermédiaires suivant une relation d'amplitude prédéterminée, l'un à l'autre pour créer le signal de sortie égalisé, et un moyen de réglage pour régler l'amplitude de chaque signal intermédiaire, indépendamment des autres, pour régler la caractéristique de réponse en fréquence, globale du réseau-égaliseur. Selon une autre caractéristique, l'inven10 tion concerne un réseauégaliseur destiné à créer un signal de sortie égalisé ayant une caractéristique de réponse en fréquence, prédéterminée avec un déphasage minimum et une ondulation réduite au minimum, dans une plage présélectionnée de fréquences, le réseau étant com15 posé d'une chaîne en série de N étages à retard passetout, la chaine ayant une borne initiale reliée à l'entrée du premier étage de la chaîne et N bornes supplémentaires chacune étant reliée à la sortie d'un étage suivant de la chaine, N + 1 circuits de mise à l'échelle, chacun étant relié à l'une des bornes, chaque circuit de mise à l'échelle ayant un coefficient de mise à l'échelle avec une amplitude et une polarité représentant la somme algébrique des coefficients de mise à l'échelle pour la borne à laquelle est relié le circuit de mise à l'échelle, dans un 25 groupe de M filtres transversaux à déphasage, minimum, tronqué, sans discontinuité, couvrant les bandes de fréquence contig es correspondant à la plage présélectionnée de fréquences, en étant entratnés par une chaine correspondante de N étages de retard, passe-tout, les M filtres 30 donnant en combinaison la caractéristique de réponse en fréquence, prédéterminée dans toute la plage de fréquences, présélectionnée, et un circuit-additionneur pour combiner de façon additive les signaux de sortie de tous les circuits d'échelle, suivant des relations de polarité dé35 terminées par les coefficients de mise à l'échalle res- pectifs, pour créer le signal de sortie égalisé. Suivant une autre caractéristique, l'invention concerne un générateur de signal de commande de mise à l'échelle pour générer une série de signaux de com5 mande de mise à l'échelle pour un réseau-égaliseur simplifié composé d'une chaîne en série de N étages de retard passe-tout, ayant une borne de sortie initiale, reliée à l'entrée du premier étage de la chaine et N bornes de sortie supplémentaires, chacune étant reliée à la sortie d'un 10 étage suivant de la chaîne, N + 1 circuits de mise à l'échelle, chacun étant relié à l'une des bornes de sortie, chaque circuit de mise à l'échelle étant composé d'un convertisseur numérique/analogique multiplicateur pour multiplier un signal d'entrée de la borne de sortie de chaîne correspondante par un signal de commande de mise à l'échelle, numérique, correspondant à un coefficient de mise à l'échelle et un circuit additionneur pour combiner par addition les sorties de tous les circuits de pondération suivant des relations de polarité déterminées par leur 20 coefficient de pondération respectif Le générateur de signal de commande de pondération se compose d'un générateur de signal de référence pour générer une série de M signaux de référence, continus, H 1 HM qui en combinaison représentent la caractéristique de réponse en fréquen25 ce du réseau-égaliseur selon la relation: N -ina H (è) = ane n= O un moyen multiplicateur pour multiplier les signaux de référence par une suite de signaux de données de fonctions numériques représentant le développement en série de Fourier: 3 in N O m + 1 sin N O m N ' relation dans laquelle N est le numéro d'un étage dans la chaîne passetout, pour former une série de signaux de coefficient de pondération, numériques, intermédiaires, et un accumulateur pour additionner chaque suite de signaux de coefficient de pondération, numériques, intermédiaires pour générer une série de signaux de commande de pondération numériques représentant chacun le coefficient de pondération d'un circuit de pondération dans le réseauégaliseur. Selon un mode de réalisation, l'invention concerne un procédé pour développer les coefficients d'échelle et obtenir une caractéristique de réponse en fréquence, prédéterminée, dans une plage de fréquences prédéterminée, à partir d'un réseau-égaliseur simplifié, 15 formé d'une chaîne en série de N étages à retard, passetout, ayant une borne de sortie initiale reliée à l'entrée du premier étage de la chaîne et N bornes de sortie supplémentaires, chaque borne étant reliée à la sortie d'un étage suivant de la chaîne, N + 1 circuits de pondération étant 20 reliés à l'une des prises de sortie et un circuit-additionneur pour combiner de façon additive les sorties de tous les circuits de pondération suivant les relation de polarité déterminées par les coefficient de pondération respectifs. Le procédé comprend les étapes suivantes: 25 A On réalise un réseauégaliseur réglable forme d'une chalne en série de N étages de retard passe-tout ayant la meme structure que la chaline passe-tout du réseau simplifié, M circuits de filtres transversaux à déphasage minimum, chacun composé de N + 1 circuits de non30 deration relié à la chaîne passe-tout et un circuit additionneur intermédiaire pour combiner de façon additive les sorties des circuits d'échelle de filtres selon une relation de polarité prédéterminée pour créer un signal intermédiaire dans l'une des bandes de la série des M bandes 35 passantes corrrespondant à la plage de fréquences et un moyen -additionneur final pour combiner de façon additive les signaux intermédiaires et créer un signal de sortie égalisé, B On applique un signal de bruit "blanc" à la chaîne passe-tout du réseauégaliseur réglable, C On règle l'amplitude relative des signaux intermédiaires pour obtenir la caractéristique de réponse en fréquence prédéterminée à la sortie du réseauégaliseur réglable, D On substitue un signal d'entrée de référence, continu, au signal d'entrée de bruit "blanc" au réseau-égaliseurréglable, E On coupe les circuits de filtres de tout le réseau-égaliseur réglable par rapport à toutes les 15 prises à l'exception de l'une des prises de la chaîne passe-tout de ce réseau, F On mesure l'amplitude et la polarité du signal de sortie continu de l'égaliseur réglable pour déterminer l'amplitude et le signe d'un coefficient d'échelle pour le circuit d'échelle du réseau-égaliseur simplifié correspondant à cette prise dans la chaîne passetout et, G On répète les opérations E et F pour chacune des autres N prises de la chaîne passe-tout. 25 La présente invention sera décrite de façon plus détaillée à l'aide des dessins annexés, dans lesquels: la figure 1 est un schéma simplifié d'un réseau qui, lorsqu'il a les paramètres du circuit de pondéra30 tion appropriés, constitue un égaliseur à déphasage minimum correspondant à un mode de réalisation de l'invention. la figure 2 se compose d'une série de courbes de réponse en fréquence utilisées pour expliquer les caractéristiques fonctionnelles du circuit de la fi35 gure 1 travaillant en filtre passe-bande. la figure 3 est un schéma simplifié d'un autre mode de réalisation de l'invention. les figures 4 et 5 sont des courbes de réponse en fréquence, supplémentaires, utilisées pour ex5 pliquer et illustrer le fonctionnement du réseau-égaliseur de la figure 2. la figure 6 est un schéma simplifié d'un réseau-égaliseur correspondant à un autre mode de réalisation de l'invention. la figure 7 est un schéma simplifié partiellement sous forme de schémabloc d'un réseau égaliseur utilisé pour générer des signaux de commande servant-à commander le fonctionnement de l'égaliseur de la figure 6. la figure 8 est un schéma-bloc d'une 15 variante de circuit pour générer les signaux de commande utilisables dans le mode de réalisation de la figure 6 et la figure 9 est un schéma simplifié d'un réseau-égaliseur programmable selon un autre mode de réalisation de l'invention combiné à un circuit utilisé pour 20 générer un programme pour cet égaliseur. Description de différents modes de réalisation préférentiels: La figure 1 montre un réseau 20 constituant un filtre passe-bande pour un réseau-égaliseur lors25 qu'il est combiné à d'autres circuits tels que ceux décrits en liaison avec les autres dessins et notamment à la figure 3; toutefois, ce circuit peut également avoir des paramètres de circuitpour constituer un réseau-égaliseur à déphasage minimum donnant en théorie n'importe quelle caractéristique de réponse en fréquence avec une ondulation minimale dans une plage étendue de fréquences en particulier la plage des signaux audio. Le réseau 20 a une borne d'entrée audio 21 et une borne de sortie audio 22 La borne d'entrée 21 est reliée à une chaîne en série 23 de N étages de retard passe- tout; tous les étages de la chaîne 23 ont les mêmes paramètres de circuit Le premier étage 1 de la chaîne 23 comporte un amplificateur opérationnel 24 dont l'entrée non inversée est reliée à la borne d'entrée audio 21 par un 5 circuit formé d'une résistance série R et d'un condensateur shunt C L'entrée d'inversion de l'amplificateur opérationnel 24 est reliée à la borne d'entrée audio 21 par une résistance série RA; la sortie de l'amplificateur opérationnel est reliée en retour à son entrée inversée par une résistance RA correspondante Le signal de sortie de l'amplificateur 24 de l'étage 1 constitue le signal d'entrée de l'étage 2 Le signal de sortie de l'amplificateur 24 de l'étage 2 constitue le signal d'entrée de l'étage 3 et ainsi de suite dans la chaîne jusqu'à l'étage N. 15 Le nombre d'étages N de la chaîne série 23 peut varier considérablement suivant les conditions globales posées au système. Une borne de sortie initiale TO est reliée à la borne d'entrée 21 qui est l'entrée du premier étage de la chaîne de retard passe-tout 23 Le réseau 20 comprend en outre N bornes de sortie supplémentaires T 1, T 2, T 3 TN, chaque borne étant reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel de l'étage suivant de la chaîne Ainsi, la borne T 1 est reliée à la sortie de l'amplificateur 24 de l'étage 1; la borne T 2 est reliée à la sortie de l'amplificateur de l'étage 2 etc. Un circuit d'échelle, initial est relié à la borne de sortie initiale TO de la chaîne en série 23 des étages à retard passe-tout Dans le réseau 20, le cir30 cuit d'échelle, initial se compose d'une résistance RO qui relie la borne TO à un bus non inverseur 25 Le réseau 20 comprend en outre N circuits d'échelle supplémentaires, chacun formé d'une résistance (R 1 RN) reliant l'une des bornes T 1 TN au bus non inverseur 25 ou à un bus inverseur 26 Le choix du branchement de bus pour les résistances de circuit d'échelle R 1 RN sera explicité ci-après. Le réseau 20 (figure 1) comprend en outre un circuit-additionneur 30 pour combiner de façon additive les signaux de sortie de tous les circuits d'échelle formés des résistances RO RN et créer un signal de sortie ayant une caractéristique'de réponse en fréquence, prédéterminée Un circuit-additionneur 30 comprend un amplificateur opérationnel 27 ayant une entrée non inversée reliée 10 au bus non inverseur 25 L'entrée non inversée de l'amplificateur 27 est reliée à la masse du système; une résistance de réaction négative RB relie la sortie de l'amplificateur 27 en retour à son entrée inversée Un autre amplificateur opérationnel 28 est branché dans un montage 15 analogue sauf que son entrée inversée est dérivée du bus inverseur 26 Chaque sortie des amplificateurs 27 et 28 est reliée séparément par deux résistances série RD respectivement à l'entrée inversée et à l'entrée non inversée de l'autre amplificateur opérationnel 29 utilisé comme 20 amplificateur-additionneur L'entrée non inversée de l'amplificateur 29 est appliquée en retour à la masse du système par une autre résistance RD La sortie de l'amplificateur 29 qui est reliée à la borne de sortie audio 22 du réseau 20 est reliée par l'intermédiaire d'une résistance 25 de réaction RD à l'entrée inversée de l'amplificateur. Le réseau 20 représenté à la figure 1 peut être réalisé pour donner différentes caractéristiques de réponse en fréquence en modifiant l'amplitude des résistances d'échelle RO RN et en modifiant les branchements des différentes résistances d'échelle, sur les bus 25 t; 26 Chaque étage passe-tout de la chaîne 23 a la propriété de laisser passer toutes les fréquences dans une plage étendue, et avec un gain unitaire; cela constitue la signification de l'expression "passe-tout" Toutefois, chaque étage de retard de la chaîne 23 assure un déphasage 9 de n'importe quel signal de n'importe quelle fréquence f de la plage de fonctionnement avec: Q= 2 tg-1 f 21 RC ( 1) Ainsi, la réponse de chaque étage 1 N de la chaîne 23 e correspond simplement au coefficient de déphasage e-i. Le déphasage accumulé entre la première borne de sortie TO et la dernière borne de sortie TN de la chaine 23 est -i Ne égal à NO et le coefficient de déphasage est égal a ei N. Le signal de sortie de chacun des étages de retard passetout 1 N contribue au signal de sortie final du réseau 20 par des circuits d'échelle (ou circuits scalaires) ou encore appelés circuits de pondération pour chaque éta15 ge constitué par les résistances RO RN Dans le circuit-amplificateur-additionneur de bus 30, les amplificateurs 27 et 28 convertissent le courant total des bus 25 et 26 respectifs en des tensions Ces tensions sont alors combinées par addition (ou soustraction) dans l'étage de 20 sortie 29 du circuit-additionneur 30. La réponse globale en fréquence H ( 9) du réseau 20 (figure 1) est la suivante: N -in 9 l'étage n. La polarité du coefficient d'échelle a n de n'importe quelle borne de la chaine 23 détermine si la résistance du circuit d'échelle (RO RN) de cette borne est reliée au bus non inverseur 25 ou au bus inverseur 26. La courbe 31 de la figure 2 montre une réponse de filtre passe-bande en fonction d'une caractéristique idéale 32 que peut fournir le réseau 20 (figure 1) lorsque les paramètres de circuit de chaque étage de la chaîne23 sont R = 100 kilo ohms; R = 0,015 microfa10 rads, et N = 16; on utilise les coefficients d'échelle calculés selon les relations suivantes: a O Y Q M+l sml et an = 2 rin L m+l m snn W (n)pour n> 0, an N i N smn n ( 3) Dans cette formule, m+l et Qm sont les déphasages des m+l m limites supérieure et inférieure en fréquence d'une série 20 de M filtres passe-bande idéaux, qui comme la courbe 32 couvrent une certaine plage de fréquences Pour les caractéristiques 31 et 32 (figure 2), la fréquence médiane est égale à 1000 Hz Les formules ( 3) supposent une courbe de bande passante 32, idéale développée suivant une 25 série de Fourier Si la série est développée jusqu'à N = o, on obtient la réponse idéale correspondant à la courbe en trait mixte 33 Toutefois en coupant la série de Fourier pour une valeur finie (en général N = 16), on obtient la courbe de réponse en fréquence correspondant à 30 la ligne en pointillés 34 La courbe 34 traduit le phénomène de Gibbs. Le dépassement vers le haut ou vers le bas de la courbe 34 peut se réduire en diminuant progressivement les coefficients d'échelle des différents étages 35 du réseau 20 jusqu'à zéro en augmentant n Cela correspond à l'expression W(n) de l'équation ( 3) Une formule préférentielle de la fonction W(n) est: W(n) = 0,54 + 0,46 cos N ( 4) N Il s'agit de la fonction de pondération de Hamming; ccela se traduit par la conversion de la caractéristique déformée 34 pour donner la caractéristique de réponse en fréquence 31 (figure 2) Pour terminer cette 10 description de l'utilisation du réseau 20 (figure 1) comme filtre passe-bande, on remarquera que les déphasages O m+l et O m correspondant aux fréquences supérieure et inférieure de la bande passante représentées par la courbe idéale 32 à la figure 2 sont les suivants: Om = 1,397 radians ( 840 Hz), 0 m+l = 1,745 radians ( 1191 Hz). Le réseau 20 représenté à la figure 1 tel que décrit ci-dessus n'est pas un égaliseur; il comporte un filtre passe-bande La figure 3 montre un réseau 120 comportant un groupe de M ensembles de circuits d'échelle et de M amplificateurs-additionneurs utilisant tous une chaîne amplificatrice passe-tout 23 donnant un réseau égaliseur complet travaillant dans toute la plage des fréquences audio. Le réseau 120 (figure 3) comporte une borne d'entrée 121 et une borne de sortie 122 La borne d'entrée 121 est reliée au premier étage d'une chaîne 23 de circuits amplificateurs passe-tout correspondant au tout point à la chaîne 23 décrite en relation avec la figure 1 Ainsi cha30 que étage 1 N de la chaîne 23 comporte un amplificateur opérationnel 24 avec un circuit d'entrée non inverseur formé d'une résistance en série R et d'un condensateur C; le circuit d'entrée d'inversion de chaque amplificateur se compose d'une résistance série RA et chaque amplifica35 teur a un circuit de réaction négative également constitué par une résistance RA Les signaux de sortie des amplificateurs 24 des étages 1 N sont appliqués chacun à l'une des bornes T 1 TN La borne d'entrée 121 est reliée à la borne TO De plus dans le réseau 120, la chaîne 23 com5 porte une série de commutateurs distincts SWO SWN; chaque commutateur est relié à l'une des bornes TO TN. Le réseau 120 comprend un groupe 310 de M filtres, chacun étant réalisé comme le filtre décrit en relation avec la figure 1 mais tous les filtres 141 à 14 M 10 sont commandés par une chaîne de circuits passe-tout 23. Ainsi, le premier filtre 141 du groupe 310 comporte un circuit initial d'échelle formé d'une résistance d'échelle ROI 1 qui est reliée à la borne initiale TO de la chaîne 123 par le commutateur SWO et à un bus non inverseur 125-1. Un second circuit d'échelle dans le filtre 141 se compose d'une résistance Rll branchée sur la borne T 1 de la chaîne 23 par l'intermédiaire d'un commutateur SW 1; cette résistance est également reliée au bus non inverseur 125-1 Le circuit d'échelle suivant du filtre 141 comporte une ré20 sistance R 21 reliée à la borne T 2 par le commutateur SW 2; cette résistance est également reliée au bus non inverseur 126-1 Un branchement analogue est réalisé pour le circuit d'échelle suivant du filtre 141 formé de la résistance R 41. Le circuit d'échelle final du filtre 141 se compose d'une 25 résistance RN 1 reliée à la borne TN de la chaine 23 par le commutateur SWN et représentée comme étant branchée sur le bus non Inverseur 125-1. La sortie du filtre 141 (figure 3) est fournie par un amplificateur additionneur de bus 130-1 qui 30 correspond intégralement à la construction de l'amplificateur 30 de la figure 1 Ainsi, l'amplificateur 130-1 se compose de deux amplificateurs 127-1 et 128-1 utilisés pourconvertir les courants des bus 125-1 et 126-1 respectivement en des tensions qui sont alors combinées par addition (soustraction) dans un amplificateur de sortie 129-1. Les autres filtres 142 14 M du réseau correspondent dans leur réalisation au filtre 141. Ainsi, le filtre 142 se compose d'une série de circuits d'échelle formés de résistances R 02 RN 2; chaque résistance est reliée à l'un des deux bus 125-2 et 126-2 les sorties des deux bus sont combinées de façon additive dans un circuit additionneur représenté par l'amplificateur additionneur de bus 130-2 Le filtre 143 comprend une série de résistances d'échelle R 03 RN 3 reliées aux bus 125-3 et 126-3 qui alimentent un circuit amplificateur-additionneur 130-3 Le dernier filtre du groupe c'est-à-dire le filtre 14 M comprend une suite de circuits d'échelle N+l formés des résistances ROM RNM, chacun étant relié à l'un des deux bus 125-M et 126-M donnant 15 les entrées du circuit-additionneur 130-M. La sortie du filtre 141 du réseau 120 de la figure 3 est reliée à une borne d'un potentiomètre Pl qui revient à la masse du système; le curseur du potentiomètre Pl est relié par une résistance RE à l'entrée inversée d'un amplificateur opérationnel 151; la sortie de l'amplificateur opérationnel 151 est reliée à la borne de sortie 122 Chacun des autres filtres 142 14 M du réseau 120 est relié de la même manière à l'un des potentiomètres de la série de potentiomètres P 2 PM et par -25 une résistance RE à l'entrée d'inversion de l'amplificateur 151 L'entrée non inversée de l'amplificateur 151 est reliée à la masse du système La sortie del'amplificateur 151 est reliée en retour à l'entrée d'inversion par l'intermédiaire d'une résistance de réaction négative 30 RE L'amplificateur 151 constitue un circuit amplificateur-additionneur de sortie ou final pour-le réseau 120 additionnant toutes les sorties des M filtres pour fournir un signal de sortie égalisé sur la borne 122. Dans le réseau 120, le filtre 141 est un 35 filtre passe-bas; le filtre 14 M est un filtre passe-haut et chacun des filtres 140 140-1 est un filtre passebande Le niveau de sortie de chaque filtre est commandé par son potentiomètre correspondant Pl PM Ce groupe de filtres peut mettre en oeuvre les paramètres du cir5 cuit et notamment les résistances d'échelle dans les filtres pour réaliser la séquence de caractéristiques de réponse comme cela est représenté à la figure 4 (correspondant à M = 9) Le réglage des potentiomètres Pl PM dans les sorties des filtres 141 14 M permet de modi10 fier l'amplitude des caractéristiques de réponse en fréquence des différents filtres (figure 4) donnant une grande diversité de caractéristiques globales de réponse en fréquence pour le réseau 120 On voit ainsi que le réseau 120 constitue réellement un égaliseur permettant un réglage 15 théorique sur n'importe quelle réponse en fréquence dans une plage étendue de fréquences; ce cas, il s'agit de toute la plage audio. La détermination des coefficients d'échelle pour chacun des filtres 14114 M du réseau 120 se fait de 20 préférence en utilisant les relations données ci-dessus dans les équations 3 et 4 Pour un réseau-égaliseur couvrant la plage audio comme cela est représenté à la figure 4, avec 16 étages dans la chaîne passe-tout 23 et 9 filtres, les valeurs des résistances et des polarités de 25 branchement déterminées de cette façon sont données au tableau I. o o:m u' Nq WZ& 8W Ll ZW 8 i L+ W 9 ' LW 9 L+ WZ 't Wú 4 L+ M 099M 9 Ltú+ rl HOLZX O úLM 85 Lt ML I Lt+ úZOL MOOZ+ Xú t I WL W 6 L+ WS'1MOSL+ MOZ 9MOSL+ 00 )l ZstXSLZ+ X 85 LXútpzHOLZ+ NOOZ+ i 85 L+ 8 túL WúL WZ 'u Z W 9 àúW 9 LX 099 + MO 9 çt MOLS MOL O Lt XLO I ú+ XL 6 LX 191 Lú+ Z Ot V+ MOú 1AOúL+ MOZ 9MSSL MOOZ+ Lt L WL ' t' WZLWZ 4 L+ W 9 1MOZ 8XúZ-t M O út+XLúL'AML V +t M 9 1 ú+ M Ot I M 089 + NOL ú I HLC LXt 6 ZMOOZ+ 9 t' I 9 t 1 WZMOSL+ cos Nú 8 úMSS LMtrt+ oo MOOZ+ ZHM t Stb'I Wú & P+ WZ L WZLL XZ 9 tW 1MOZ 8 + NZLP+ AúVZML 8 Z19 L ú+ NOVL+ > 089 + M O E 1NOúLMLE LM> 6 Z+ MOOZ+ ZHOOL t't L CDC> WúC' t+ WZ &Z+ W 91 C+ W 94 1M 095XOLSXO Lg XL Oú+ > 161 + M 19 + L MZ OtNZ O V IMOL 1NOú LMOLLMOZ 9> 185 L+ MOOZ+ ZH 99 t El WNS tW 64 ú+ WSL L+ MOSL+ MOZ 9 + MOS L+ cpc> Az LpXM StM 851X O t Zm Lt'rM 8 L l+ MOOZ+ ZH 89 Z Z b I WZ 4 8WL 't ZWL 8 WS' LW 94 LW 9 1 L W Z l Z M 095 + > 19 L Lt MO LZ+ M 85 L+ XMOú L+ Mú L L+ MZO L+ XOOZ+ z HSL 8 lL 9 LE t'LH ú LI H Z LE I 1 H 01 H OLU 6 H 9 8 I L: 9 H 5 H V'd úU ZH 1 H o O L Id ou 1 I's S'3 3 U.119 J t C 3 NVI 13 W 3 N 3110 f 13 J 13 'i JH h J 1 IV 3-i U Vi Dans le tableau I, le signe infini (o) désigne un circuit ouvert; dans certains cas, cela peut correspondre à une résistance d'échelle de valeur suffisamment grande pour qu'il ne soit pas nécessaire de pré5 voir un branchement de circuit. Le réseau-égaliseur 120 donne uhe caractéristique de réponse en fréquence avec un déphasage minimal dans une plage étendue de fréquences telle que la plage de fréquences audio, avec une ondulation minimale malgré le fait que la chaîne amplificatrice passe-tout 23 ne comporte qu'un nombre limité d'étages ( 16) qui commandent tous les filtres Le réseau 120 est d'un fonctionnement extrêmement stable et ne présente pas ou peu de surmodulation entre les différents étages Dans le cas de circuits d'échelle déterminés comme indiqué ci-dessus, le réseau 120 assure une coupure en douceur qui est intéressante pour réduire au minimum ou supprimer les erreurs dues au "phénomène Gibbs" Par ailleurs, le réseau 120 peut facilement se régler pour changer la caractéristique 20 de réponse en fréquence de l'ensemble du réseau et s'adapter en principe à tout changement dans les conditions posées au système Pour un système de reproduction audio ou autre système soumis à des conditions de travail variables, le réseau 120 donne un égaliseur réglable qui est 25 très avantageux par comparaison avec les égaliseurs connus, à la fois sur le plan du coût et de la complexité de réalisation et des caractéristiques de fonctionnement. Dans les applications dans lesquelles le réseau 120 doit être utilisé directement comme égaliseur, 30 les commutateurs SWO SWN sont inutiles et peuvent être supprimés Toutefois ces commutateurs permettent d'utiliser le réseau 120 comme un outil de conception pour réaliser un réseau- égaliseur correspondant dans sa construction au réseau 20 de la figure 1, conservant tous les avantages 35 fonctionnels du réseau 120 à l'exception de la possibilité de réglage, et assurant une économie importante à la fois au niveau de la complexité et du coût. Lorsqu'on examine l'utilisation du réseau 120 comme outil de conception, on suppose d'abord que le réseau a été mis en oeuvre avec les commutateurs SWO SWN tous fermés; on suppose qu'un signal d'entrée audio (blanc) approprié est appliqué à la borne 121; puis, on règle les potentiomètres Pl PM pour obtenir une caractéristique de réponse en fréquence, déterminée, nécessaire 10 pour une application du système Ainsi, les filtres 14114 M (dans ce cas 14 M est égal à 149) ont été conçus initialement pour couvrir une série de bandes de fréquence nominales 161-169 comme cela est représenté à la figure 5 en utilisant les techniques de conception décrites ci15 dessus à l'aide de la figure 1 Puis, on règle les potentiomètres Pl PM (figure 3) de façon que la réponse globale en fréquence pour le système 120 corresponde à la caractéristique déterminée, requise, comme par exemple l'une des courbes 171-173 à la figure 5 Pour un égali20 seur destiné à un système ayant des caractéristiques relativement fixes, avec une faible éventualité ultérieure de modifications de la caractéristique de réponse en fréquence de l'égaliseur, les possibilités de l'outil de conception de l'égaliseur pour le réseau 120 peuvent s'utili25 ser dans ces conditions. Lorsque le réseau 120 est réglable comme décrit, tous les commutateurs SW 1 SWN sont ouverts et seul le commutateur SWO est fermé; un signal continu de référence est appliqué à la borne d'entrée 121 du ré30 seau 120 On mesure l'amplitude du signal de sortie, continu sur la borne 122 et on détermine la polarité de ce signal On obtient ainsi la base de la sélection de la résistance d'échelle RO pour le réseau 20 représenté à la figure 1, ce réseau étant destiné à servir d'égaliseur 35 au lieu de servir de filtre passe-bande La même opération est répétée N fois de plus; à chaque fois, un seul des commutateurs S Wl SWN est fermé de façon à déterminer l'amplitude et la polarité de branchement de chacune des résistances R 1 RN de circuits d'échelle restants pour le réseau 20 En utilisant cette technique, on peut choisir une seule résistance équivalente pour remplacer toutes les résistances R 01 RON du réseau 120 comme résistance RO du réseau 20 etc Les résistances d'échelle équivalentes déterminées de cette façon, lorsqu'elles sont incor10 porées dans les circuits d'échelle du réseau 20 (figure 1) constituent un réseauégaliseur simple et économique ayant une réponse en fréquence adaptée à celle obtenue par la manipulation des potentiomètres Pl PM du réseau 120 de la figure 3. En mettant en oeuvre cette technique, le réseau-égaliseur 120 servantd'outil de conception d'égaliseur considérablement plus simple, ayant des caractéristiques de réponse en fréquence, fixes, il est possible de réaliser des égaliseurs peu coûteux ayant des caractéris20 tiques de réponse en fréquence adaptées de façon précise pratiquement à toutes les conditions De tels égaliseurs malgré la simplicité de leur réalisation comme cela découle de façon évidente de la figure 1, donnent des caractéristiques de réponse en fréquence à déphasage minimum, stables, 25 ayant une ondulation réduite au minimum, sans surmodulation entre les différents étages et une coupure en douceur supprimant toute erreur due au "phénomène de Gibbs". La figure 6 montre un réseau-égaliseur 220 selon un autre mode de réalisation de l'invention. 30 L'égaliseur 220 est analogue pour de nombreux points au réseau 20 (figure 1) utilisé comme réseau-égaliseur; toutefois, les circuits d'échelle et le circuit-additionneur ont été considérablement modifiés. Le réseau-égaliseur 220 a une borne d'en35 trée 221 et une borne de sortie 222 La borne d'entrée 221 est reliée au premier étage de la chaîne 23 formée de N étages de retard passe-tout, de nouveau représentés comme étant constitués par des étages amplificateurs opérationnels passe-tout comprenant chacun un amplificateur opéra5 tionnel 24 Comme précédemment, chaque étage comporte une résistance de type série R et un condensateur shunt C pour une entrée à l'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel, avec une résistance en série RA comme entrée d'inversion de l'amplificateur et un circuit de réaction 10 négative comprenant une résistance RA Comme précédemment, la chaîne 23 comporte une borne de sortie initiale TO reliée à la borne d'entrée 221 et une série de N bornes de sortie supplémentaires T 1 TN, chacune étant reliée à la sortie de l'un des étages-amplificateurs. Dans le réseau-égaliseur 220, le circuit d'échelle initial relié à la borne TO est un convertisseur multiplicateur numérique/analogique (MDAC) 240 L'entrée de signal du convertisseur MDAC 240 est le signal de tension de la borne TO de la chaîne 23 Un signal de sortie d'intensité du convertisseur MDAC 240 est appliqué à l'entrée d'inversion d'un amplificateur opérationnel 230 qui sert de circuit-additionneur pour le réseau 220. Les circuits d'échelle reli ésaux autres bornes T 1 TN du réseauégaliseur 220 comportent chacun un convertisseur numérique/analogique multiplicateur. Ainsi, le convertisseur MDAC 241 reçoit son entrée de la borne T 1 de la chaîne 23 et son signal de sortie est appliqué au bus 231 servant d'entrée pour l'amplificateur 230. Les convertisseurs MDAC 242 24 N sont reliés chacun à l'une des bornes T 2 TN. Le réseau 220 comporte en outre un bus de données 232 relié à une entrée de données numérique D de chacun des convertisseurs MDAC 240 24 N Un bus d'INSCRIPTION 234 est relié à l'entrée WR de chacun des cir35 cuits MDAC Un bus d'adresses 235 fournit des signaux d'en- trée à un décodeur de ligne 236; le décodeur 236 présente N + 1 sorties reliées chacune à une entrée de sélection de chip CS de l'un des convertisseurs MDAC 240-24 N. Dans le réseau 220, chaque convertisseur MDAC fonctionne comme une résistance réglable L'amplitude de cette résistance pour chaque convertisseur MDAC est déterminée par un mot numérique fourni au convertisseur MDAC par le bus de données 232 Une suite de mots numériques, identifiant chacun l'amplitude de la résistance 10 nécessaire et la polarité de la sortie pour un convertisseur MDAC déterminé est fournie de façon répétée au bus de données 232 Une séquence correspondante d'adresses du bus 235, chaque adresse correspondant exactement à l'un des circuits MDAC, est décodée dans le circuit 236 qui fournit des signaux d'autorisation aux entrées de sélection de chip (CS) des convertisseurs MDAC suivant une suite coordonnée avec les signaux de données du bus 232 Le bus 234 fournit des signaux d'ordre d'INSCRIPTION (WR) pour autoriser chaque convertisseur MDAC à enregistrer des don20 nées numériques du bus 232 Chaque convertisseur MDAC conserve ses données de réglage à partir de l'information fournie sur le bus 232 dans un registre interne jusqu'au moment o une modification doit être effectuée par changement des signaux sur le bus de données Un circuit MDAC 25 approprié, de ce type, est fabriqué par Analog Devices; il s'agit du circuit AD 7523. Lorsque le réseau-égaiiseur 220 fonctionne, chaque circuit d'échelle MDAC reçoit un signal d'entrée correspondant à la tension sur les bornes TO TN de la chaîne d'amplificateurs passe-tout 23 à laquelle est relié le convertisseur MDAC Le signal de sortie de chaque convertisseur MDAC, sur le bus 231 est un signal d'intensité contenant toutes les composantes de fréquence du signal d'entrée et dont l'amplitude est déterminée par les don35 nées mises dans le convertisseur MDAC par les signaux de commande numériques fournis par le bus de données 232 et coordonnés par les informations du bus 234 et du bus 235. Pour certains convertisseurs MDAC, le signal de sortie est inversé; la polarité de sortie est également détermi5 née par le signal de commande numérique fourni par le bus de données 232 Tous les signaux de sortie des circuits d'échelle formant les convertisseurs MDAC 240 24 N sont combinés par addition dans le circuit-amplificateur additionneur 230 donnant un signal de sortie égalisé sur la borne 222 dont la caractéristique de réponse en fréquence est déterminée par les signaux de commande de données numériques du bus 232. Ainsi, le réseau 220 lorsqu'il reçoit l'information nécessaire du bus de données 232 fonctionne 15 de la même manière que les réseaux-égaliseurs décrits précédemment pour constituer un réseau-égaliseur à déphasage minimal avec une ondulation réduite au minimum, sans surmodulation entre les différents étages, présentant un fonctionnement stable et une coupure en douceur Contrai20 rament au réseau 20 de la figure 1, lorsqu'on utilise un reseau-égaliseur 220 (figure 6), on peut régler celui-ci pour l'adapter à différentes conditions Pour cela le réseau 220 a toute la souplesse du réseau 120 (figure 3). Pour utiliser les caractéristiques de réglage de réponse 25 en fréquence du réseau 220, il est nécessaire d'avoir une source de signaux de commande appropriée sur le bus de données 232; des circuits convenant à cet effet sont décrits en relation avec les figures 7 et 8. La figure 7 montre un circuit 320 utilisa30 ble pour générer des signaux de commande d'échelle numériques nécessaires pour mettre en oeuvre le réseau-égaliseur 220 de la figure 6 donnant une caractéristique de réponse en fréquence, appropriée pour le fonctionnement de l'égaliseur 220 Le circuit 320 luimême comprend un réseau35 égaliseur complet 120 correspondant à la réalisation repré- sentée à la figure 3; toutefois dans ce cas, les commutateurs SWO SWN sont des commutateurs électroniques commandés par des signaux Pour toutes les autres caractéristiques, le réseau-égaliseurs 120 est le même que celui représenté à la figure 3, entre la borne d'entrée 121 et la borne de sortie 122, y compris la répétition des circuits d'échelle de résistances et des circuitsadditionneurs pour les filtres 141-14 M compris dans le contour 310 de chacune des figures 3 et 7. Le circuit 320 (figure 7) comporte en outre un générateur de signal d'horloge 321; le signal de sortie du générateur et le signal d'horloge sont appliqués à un compteur 322 et à un convertisseur analogique/ numérique 323 Le compteur 322 est relié par sa sortie à 15 un convertisseur 323; cette-sortie constitue également le bus INSCRIPTION 234 La sortie du convertisseur 323 est le bus de données 232; les bus 232 et 234 peuvent être branchés sur le circuit-égaliseur 220 de la figure 6 Une autre sortie du compteur 322 (figure 7) fournit les si20 gnaux d'adresses au bus 235 Un décodeur de ligne 336 de même réalisation que le décodeur de ligne 236 de la figure 6 est relié au bus d'adresses 235 et à une série de sorties distinctes, une sortie pour chacun des commutateurs SWO SWN du circuit 320 de la figure 7. En examinant le fonctionnement du circuit 320, on suppose d'abord que la partie du circuit qui constitue le réseau-égaliseur 120 a été mise à l'état par le réglage des potentiomètres Pl PM pour donner une caractéristique de réponse en fréquence, prédéterminée dans une plage de fréquences, présélectionnée comme décrit ci-dessus Lorsqu'une procédure préliminaire est terminée, une tension continue de référence est appliquée à la borne d'entrée 121 du circuit 320 et le générateur de signaux d'horloge 321 est autorisé La sortie du générateur de 35 signaux d'horloge fait que le compteur 322 génère une suite de signaux d'adresses; ces signaux sont appliqués au bus 235 et au décodeur 336; cette séquence de signaux d'adresses identifie chacun des commutateurs SWO SWN et à son tour sert à identifier chacun des convertisseurs MDAC 240 24 N (figure 6) dans la même succession. Cela signifie que les signaux de sortie du décodeur de ligne 336 ferment chacun les commutateurs SWO SWN, en séquence et servent également à fournir des signaux d'adresses aux entrées de sélection de chip des convertisseurs 10 MDAC de la figure 6, et dans le même ordre Chaque fois qu'un nouveau signal d'adresse est appliqué au bus 235, un signal WR est appliqué au bus 234 par le compteur 322, le signal WR est appliqué au convertisseur 323 de la figure 7 ainsi qu'aux convertisseurs MDAC de la figure 6. On suppose que le commutateur SWO a été fermé par un signal intérieur provenant du décodeur de ligne 336 à partir d'un signal d'adresse du bus 235; le convertisseur MDAC 240 correspondant (figure 6) est adressé en même temps pour recevoir un signal de commande numé20 rique d'échelle Une tension continue de référence étant fournie à la borne d'entrée 121 (figure 7) comme cela a été indiqué précédemment, on obtient un signal de sortie continu, sur la borne de sortie 122; ce signal est proportionnel à la contribution de la borne TO au fonctionnement 25 global du réseauégaliseur 120 du circuit 320 Ce signal de sortie de la borne 122 est appliqué au convertisseur 323 et transforme un signal de commande d'échelle, numérique qui apparalt sur le bus de données 232 Le signal WR du bus 234 qui est également fourni au convertisseur 323 assure l'enregistrement effectif du signal de commande d'échelle, numérique, représentant à la fois l'amplitude et la polarité, dans le convertisseur MDAC 240. Puis, le compteur 322 génère le comptage suivant pour l'adresse suivante correspondant au commu35 tateur SW 1 (figure 7) et MDAC 241 (figure 6) et fournit le signal d'adresse suivant au bus 235 Le commutateur S Wl est maintenant fermé (le commutateur SWO s'est ouvert) et le convertisseur MDAC 241 est mis à l'état comme décrit ci-dessus pour le convertisseur MDAC 240 De cette façon, les caractéristiques de réponse en fréquence du réseau 120 sont transférées effectivement au réseau-égaliseur 220 de la figure 6 pour servir à la commande de celui-ci Ainsi, on peut utiliser le circuit 320 de la figure 7 en réglant les potentiomètres Pl PM de l'égaliseur 120 du cir10 cuit pour obtenir une caractéristique de réponse en fréquence, souhaitée et générer les signaux de commande nécessaires aux circuits MDAC au réseau-égaliseur 220 de la figure 6 pour obtenir une copie de la réponse dans le réseau-égaliseur 220 I 1 est clair que le programme de com15 mande généré pour l'égaliseur 220 (figure 6) par le circuit 320 (figure 7) peut s'enregistrer et servir de programme de commande permanent pour l'égaliseur 220, permettant l'utilisation ultérieure du circuit 320 pour former les programmes de commande servant à d'autres réseaux20 égaliseurs comme celui de la figure 6. Partant de l'équation de la réponse en fréquence ( 2), en faisant une transformation inverse de Fourier, on obtient l'équation suivante: ja 1 H( a 2 Hm | -n m pour n> 0. m mn m Les équations ( 8) sont mises en oeuvre par le circuit 350 représenté à la figure 8. Le circuit 350 (figure 8) a un circuit d'entrée 351 relié à chacun d'une série de potentiomètres 25 H 1 HM; la sortie de chacun des potentiomètres est reliée à un multiplexeur 352 La sortie du multiplexeur 352 est appliquée à un circuit-multiplicateur 353 dont la sortie est reliée à son tour à un accumulateur 354 qui alimente le bus de données 332 (voir figure 6). Les circuits 353 et 354 sont mis en oeuvre dans un circuit-caleulateur deFourier 355 Le circuit-caleulateur 355 se compose d'un générateur de signal d'horloge 356 dont la sortie est reliée à trois compteurs 357, 358 et 359 Le compteur 357 fournit des signaux d'hor35 loge au multiplexeur 352 Le compteur 358 fournit des signaux d'horloge à une mémoire morte 361 dans laquelle ont été enregistrés une suite de signaux numériques représentant les fonctions données ci-dessus par les équations ( 8) à l'exclusion des termes H La sortie de la mémoire m morte ROM 361 constitue une seconde entrée pour le circuitmultiplicateur 353 Le compteur 359 génère les signaux WR pour le bus INSCRIPTION 234; le signal WR est également utilisé comme signal de remise à l'état initial de l'accumulateur 354 Le signal WR met également en oeuvre un au10 tre compteur 361 qui génère les signaux d'adresse du bus 235 (ROM dans la suite signifie: mémoire morte). Pour calculer un certain coefficient d'échelle an pour un convertisseur MDAC déterminé dans l'égaliseur 220 selon la figure 6 en utilisant le circuit 15 350 représenté à la figure 8, on applique une tension de référence-à la borne d'entrée 351 du circuit 350 On suppose que les potentiomètres H 1 HM ont été mis à l'état suivant la caractéristique de réponse en fréquence, souhaitée Pour déterminer le coefficient d'échelle a 2 pour 20 le convertisseur MDAC 242 dans l'égaliseur 220 (figure 6) on commande par exemple le multiplexeur 352 par le signal d'entrée du compteur 357 pour relier le potentiomètre H 1 au multiplicateur 353 En même temps, on met en oeuvre la mémoire ROM 361 par le signal d'entrée du compteur 358 pour fournir un signal de sortie correspondant à la fonction 2 gin 22 2 sin 201 lu 2 au multiplicateur 353, si bien que la sortie du multiplexeur 353 correspond au produit de la fonction de la mémoire ROM 361 et de la sortie du potentiomètre H 1 Le signal numérique de sortie fourni par le multiplicateur 353 est enregistré dans l'accumulateur 354. Puis, on branche le potentiomètre H 2 sur le multiplicateur 353 par le multiplexeur 352 et on multiplie par la fonction de sortie suivante de la mémoire ROM 361 c'est-à-dire: 2 lsin 203 sin 202 J Ir L 2 le signal numérique résultant développé par le multiplicateur 353 est appliqué à l'accumulateur 354 On poursuit 10 cette procédure jusqu'à ce que le potentiomètre HM soit appliqué au multiplicateur 353 par le circuit 352 et soit multiplié par: 52 lsin 20 M+ 1 sin 20 M t z 2 fournissant un signal de sortie supplémentaire à l'accumulateur 354 Dans l'accumulateur 354, on additionne entre eux les signaux d'entrée du multiplicateur 353; le signal numérique résultant constitue le signal de commande de coefficient d'échelle du convertisseur MDAC 242 à la figure 6, en supposant N = 2 Ce signal est fourni en sortie sur le bus de données 232 en coincidence avec un signal d'adresse du convertisseur MDAC sur le bus 235 et un signal INSCRIPTION sur le bus 234 pour enregistrer le coefficient 25 d'échelle a 2 dans le convertisseur MDAC 242. Le signal WR remet également à I'état initial l'accumulateur 354 (figure 8) et l'opération est répétée avec les sorties appropriées de la mémoire ROM 361 pour N = 3 pour générer le signal de commande de coeffi30 cient d'échelle du convertisseur MDAC 243 suivant (figure 6) On peut ainsi générer tous les signaux de commande necessaires au reseau-égaliseur 220 (figure 6) dans une suite répétée, par le circuit 350 (figure 8) Si l'on souhaite une pondération de Hamming ou toute autre coupure 35 de pondération des coefficients d'échelle qui peut être prise en compte dans la programmation de la mémoire ROM 361; en variante, on peut faire une coupure pondérée en mettant en série des résistances de pondération, analogiques sur chacun des circuits MDAC du reseau-égaliseur 220 (figure 6). La figure 9 montre un autre mode de réalisation de l'invention concernant un réseau-égaliseur transversal 420 à déphasage minimum, programmable, représenté en combinaison avec un circuit de programmation 520 Le 10 réseau-égaliseur 420 est analogue dans sa réalisation au réseau 20 de la figure 1 en reposant sur une chaîne de retard passe-tout 23 à N étages Le réseau 420 a une borne d'entrée 421 et une borne de sortie 422 La borne de sortie 422 est reliée à la sortie d'un amplificateuraddition15 neur de bus 30 dont les entrées viennent d'un bus non inverseur 25 et d'un bus inverseur 26 suivant le montage du circuit de la figure 1. Le réseau-égaliseur 420 de la figure 9 comporte toutefois un ensemble programmable de résistances 20 pour relier les bornes TO TN de la chaîne 23 aux bus et 26 à la place des simples résistances RO RN utilisées dans le circuit de la figure 1 Ainsi comme représenté à la figure 9, la borne TO de la chaîne passetout 23 est branchée sur un ensemble parallèle à conne25 xions binaires de résistances 440 ayant un commutateur 460 branché en série sur chaque résistance de façon que n'importe quelle combinaison de résistances puisse être branchée sur l'un ou l'autre des bus 25 ou 26 par un commutateur de polarité 450 De la meme manière les bornes T 1, T 2 et T 3 sont branchées chacune sur un ensemble parallèle, binaire de résistances 441, 442, 443 respectives qui peuvent être branchées soit sur le bus 25, soit sur le bus 26 par l'un des commutateurs de réglage de polarité 451, 452 et 452 respectifs Ce montage est effectué à l'aide du réseau 420 dont le summum est le jeu de résis- tances binaires 44 N qui peut être branché suivant n'importe quelle combinaison appropriée, déterminée par le réglage des commutateurs 46 N entre la borne TN et chacun des bus 25 et 26, le bus de liaison étant déterminé par un commutateur de polarité 45 N Les valeurs relatives des résistances dans l'ensemble 44 N vont de KR jusqu'à 64 KR. Le circuit de programmation 520 correspond au circuit de commutation, au circuit de filtre et au circuit d'addition du réseau 120 de la figure 3 Ainsi 10 en programmant le circuit 520 (figure 9), on branche le réseau de résistances et de circuits-additionneurs intermédiaires de l'unité 310 (voir figure 3) sur les bornes TO TN de la chaîne de retard 23 par une série d'éléments de coupure DO DN et des commutateurs SWO SWN Les commutateurs SWO SWN sont représentés à la figure 9 comme étant des commutateurs électroniques, comme dans le montage de la figure 7; toutefois des commutateurs manuels tels que ceux représentés à la figure 3 peuvent s'utiliser Les potentiomètres de sortie Pl PN sont également reliés à un amplificateur-additionneur 151 lui-même relié à une borne de sortie 522 La borne de sortie 522 est également reliée à un convertisseur analogique/numérique 523 La sortie du convertisseur 523 est reliée à un affichage numérique 524. En examinant le fonctionnement des circuits représentés à la figure 9, on suppose d'abord que tous les ensembles de résistances binaires 440 44 N sont couplés des bus 25 et 26, ce qui peut se faire en ouvrant tous les commutateurs 450 45 N De plus, le programmeur 520 est relié à la chaîne d'étages de retard 23 comme cela est représenté Dans ces conditions, un signal de bruit "blanc" est appliqué à la borne d'entrée 421 et on règle les potentiomètres Pl PM de la même manière que cela a été décrit précédemment pour les figu35 res 3 et 7, pour obtenir une caractéristique de réponse en fréquence, voulue sur la borne de sortie 522. Dès que le réseau-égaliseur donné par le circuit 520 a été mis à l'état comme décrit, on applique un signal de référence, continu à la borne d'entrée 421. 5 Le commutateur SWO est fermé et les autres commutateurs SW 1 SWN sont ouverts Cela se traduit par un signal de sortie continu sur la borne 522, signal qui est proportionnel au coefficient d'échelle demandé pour la borne TO; ce signal a une polarité qui correspond au signe de ce 10 coefficient d'échelle Ce signal de sortie continu est appliqué au convertisseur 523 qui crée un signal de sortie identifiant l'amplitude et la polarité du circuit d'échelle nécessaires pour que la borne TO corresponde à la caractéristique de réponse en fréquence sur laquelle le réseau 15 520 a été réglé Cet ensemble de résistances binaires 440 peut se régler approximativement à cette valeur de résistance en fermant une-combinaison adéquate de commutateurs 460; le commutateur 450 peut être mis en fonction de la polarité de sortie requise pour la borne TO. L'opération ci-dessus est alors répétée pour chacun des commutateurs SWI SWN et chacun des ensembles de résistances binaires 441 44 N est mis de façon correspondante De cette façon, on programme le réseau-égaliseur 420 pour adapter la caractéristique de 25 réponse en fréquence sur laquelle les potentiomètres Pl PN ont été préalablement mis dans le réglage préliminaire du réseau 520 A ce niveau, en utilisant les éléments de coupure DO DN, on peut détacher le réseau-égaliseur 420 du circuit 520 et le monter dans un système demandant 30 la réponse en fréquence sur laquelle il a été réglé Le circuit 520 peut s'utiliser de façon répétée pour le réglage des autres réseaux-égaliseurs sur n'importe quelle caractéristique de réponse en fréquence En outre, si l'un des réseauxégaliseurs programmés tels que le réseau 420 35 nécessite ultérieurement le recalibrage pour s'adapter à une modification des conditions du système, cela peut se faire facilement en branchant de nouveau l'égaliseur sur un circuit 520 analogue à un réseau de programmation pour effectuer les modifications nécessaires. On remarque que le circuit de programmation 520 peut se réaliser séparément du réseau-égaliseur 420 s'il a sa propre chaîne passe-tout 23 à condition que la chaîne passetout du programmeur soit étroitement adaptée à celle de l'égaliseur. Le nombre des étages passe-tout nécessaires dans la chaîne 23 pour n'importe lequel des modes de réalisation décrits précédemment de l'invention peut se déterminer approximativement à l'aide de la relation suivante: N f f '' 9 N rj t v H NJ ( 9) f L fo dans cette relation, on a: 20 f O = 1/2 t RC, f L = limite inférieure de la plage de fréquences, f L f H = limite supérieure de la plage de fréquences, H f Hf L = fo 2, RC = constante de temps de chaque étage de retard. Ainsi pour: f O = 1 K Hz (R= 10 Kiloohms, C= 0,015 microfarads), f L = 100 Hz, et f = 10 Khz, alors f H N = 32 étages; pour f L = 200 Hz et f H = 5 K Hz, on a N = 16 étages Pour un réseau multifitre tel qu'un réseauégaliseur 120 de la figure 3, il est préférable d'avoir: *M A N/2. En résumé, les filtres transversaux selon la présente invention résultent d'une analyse initiale reposant sur une série de filtres prototypes rectangulaires (réelles et paires) comme indiqué ci-dessus en rela5 tion avec les figures 2 et 5 autorisant le calcul d'un ensemble de bases de résistances d'échelle et de polarités pour un égaliseur multifiltre comme à la figure 3 Ces valeurs scalaires sont en outre pondérées par une fonction de coupure lisse, telle qu'une fonction Hamming pour 10 éviter le débordement de filtre connu sous le nom de "phénomène de Cibbs" Un ensemble complet de filtres adjacents peut ainsi se concevoir pour couvrir une plage de fréquence, étendue telle que toute la plage audio Avec des filtres qui sont tous dérivés d'une chaîne commune d'étages passe-tout en utilisant un algorithme pour calculer les coefficients d'échelle qui donnent un ensemble orthonormé complet de filtres, on arrive à des caractéristiques d'égaliseur particulièrement intéressantes. L'ensemble complet de filtres tel qu'un 20 réseau-égaliseur du type représenté à la figure 3 donne une réponse de déphasage minimale La combinaison des filtres donne une caractéristique de réponse en fréquence sans ondulation; cela signifie qu'aucune réponse particulière de filtre n'est en relief sous la forme d'une 25 bosse ou d'un creux surimprimé à la réponse globale de l'égaliseur La réponse transitoire de l'égaliseur montre une suppression complète de la surmodulation des differents filtres, de sorte que le réseau d'égaliseur ne présente aucune surmodulation excessive De plus, le fil30 tre est stable car on utilise seulement des circuits non resonnants du premier ordre. Pour des systèmes avec des conditions de caractéristiques de réponse en fréquence, fixes, il n'est pas nécessaire de conserver les filtres multiples dans le 35 réseau-égaliseur égale A la place de cela, la réponse en fréquence, requise peut être réglée dans un réseau-égaliseur multifiltre utilisé comme instrument de conception et ce réseau peut alors s'utiliser pour déterminer un simple jeu de résistances de circuits d'échelle et de pola5 rités de connexions donnant la même réponse en fréquence dans un réseau-égaliseur beaucoup plus simple De tels réseauxégaliseurs simplifiés sont notablement moins complexes et moins coûteux que les dispositifs précédemment connus mais assurent néanmoins la commande exacte de la 10 réponse en fréquence Les réseaux-égaliseurs simplifiés peuvent eux-mêmes répondre à des signaux de commande générés de façon externe pour modifier la réponse en fréquence de façon commandée, comme cela est décrit en relation avec l'égaliseur 220 de la figure 6 et les circuits-géné15 rateurs de signaux de commande 320 et 350 des figures 7 et 8 De plus, une modification limitée du réseau-égaliseur simplifié donne un égaliseur programmable 420 qui peut être modifié efficacement et de façon pratique pour s'adapter aux modifications des conditions du système comme cela a été décrit à propos de la figure 9 en utilisant un égaliseur multifiltre 520 comme outil de conception. Pour les spécialistes des filtres numériques et de la synthèse des filtres par des fonctions or25 thonormées, il est clair que la chaineamplificatrice passe-tout 23 utilisée dans les différents modes de réalisation de l'invention peut être remplacée par une chaline d'éléments de retard simples ou encore des circuits décrits par des fonctions exponentielles, par un polynome de La Guerre et un polynome de Le Cendre, ainsi que par une série de Fourier La technique de la série de Fourier est choisie de préférence à cause de sa mise en oeuvre simple par l'utilisation d'étages-amplificateurs passe-tout du premier ordre comme cela est représenté Des éléments de retard constitués par des dispositifs à couplage de charge ou des systèmes à retard numériques qui ont à la fois des caractéristiques très avantageuses de la simplicité, des performances et du coût liés aux étages passe-tout représentés aux dessins Les éléments de circuits néces5 saires pour la fonction exponentielle et le polynome de Le Cendre ne sont pas uniformes d'un étage à l'autre et compliquent considérablement le circuit Par ailleurs, la fonction de La Guerre peut être représentée comme une simple généralisation de la série de Fourier décrite ci10 dessus et ne donne pas d'avantages particuliers. RE VE N D I C A T I O N S 1 ) Réseau-égaliseur destiné à créer un signal de sortie égalisé ayant une caractéristique de réponse en fréquence prédéterminée avec un déphasage minimum et une ondulation minimale dans une plage de fréquences présélectionnée, réseau caractérisé en ce qu'%i comporte une chaine en série de N étages à retard passetout, la chaine ayant une borne initiale reliée à l'entrée du premier étage de la chaîne et N bornes supplémentaires reliées chacune à la sortie d'un étage suivant de la chaîne, M filtres transversaux à déphasage minimum tous reliés aux étages de retard passe-tout et comprenant la chaîne de type série, chaque filtre créant un signal intermédiaire dans une bande passante représentant l'une des séries adjacentes de M bandes de fréquences nominales s'étendant dans la plage de fréquences, un circuit-additionneur final pour combiner de façon additive les signaux intermédiaires suivant une relation d'amplitude prédéterminée entre eux pour créer un signal de sortie égalisé et un moyen de réglage pour régler l'amplitude de chaque signal intermédiaire indépendamment des autres, pour régler la caractéristique de réponse en fréquence, globale du réseau-égaliseur. 2 ) Réseau-égaliseur selon la revendica25 tion 1 dans lequel chaque circuit de filtre comporte un circuit d'échelle initial relié à la borne initiale de la charne et ayant un coefficient d'échelle (a O o) déterminé approximativement par la relation: a O o = t lm+l O N circuits d'échelle supplémentaires, chacun étant relié à l'une des bornes supplémentaires, chaque circuit d'échelle supplémentaire ayant un coefficient d'échelle (an) déterminé approximativement par la relation: 35 déterminé approximativement par la relation: Rsin no sin no a 2 N nm+l sin m W (n) pour N > O; dans laquelle: n est le numéro d'un étage quelconque, passetout de la chaîne, m+ 1 et gm sont les déphasages de l'un des étages passetout respectivement à la fréquence supérieure et à la fré10 quence inférieure de la bande nominale de fréquence pour chacun des N filtres et W(n) est la fonction de coupure pour lisser les réponsesglobales en fréquence des filtres ainsi qu'un circuitadditionneur intermédiaire pour combiner de façon additive 15 les signaux de sortie de tous les circuits d'échelle suivant les polarités déterminées par les coefficients d'échelle respectifs pour créer un signal intermédiaire comme signal de sortie du filtre. 3 ) Réseau-égaliseur selon la revendica20 tion 2, caractérisé en ce que: W(n) = 0,54 + 0,46 cos in N 4 ) Réseau-égaliseur selon la revendica25 tion 2, caractérisé en ce que M XO N/2. ) Réseau-égaliseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit-additionneur intermédiaire comprend un bus non inverseur auquel sont reliés les circuits d'échelle à coefficients d'échelle positifs, un bus inverseur auquel sont reliés les circuits d'échelle à coefficients d'échelle négatifs et un amplificateur-additionneur pour additionner les signaux des deux bus les uns aux autres, les signaux d'un bus étant inversés par rapport aux signaux de l'autre bus. 6 ) Réseau-égaliseur selon la revendica- tion 5, caractérisé en ce que: W(n) = 0,54 + 0,46 cos n N et dans laquelle M R N/2. 7 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 6, caractérisé en ce que N est déterminé par la relation suivante: l N 'ro H N ltf ___f fo dans laquelle: f On 2 t'RC f L = limite inférieure de la plage de fréquences 15 f H = limite supérieure de la plage de fréquences f L = fo, et RC constante de temps de chaque étage de retard. 8 ) Réseau-égaliseur selon la revendica2 O tion 1, caractérisé en ce que N est déterminé par la relation: N f O o rf H f L fo dans laquelle: fo 2 t RC f = limite inférieure de la plage de fréquences L f H = limite supérieure de la plage de fréquences 30 2 Hf Lf fo 2 et H L,e RC = constante de temps de chaque étage de retard. 9 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 8, caractérisé en ce que chaque circuit de filtre 35 se compose d'un circuit d'échelle initial relié à la borne initiale de la chaine et ayant un coefficient d'échelle (a 0) déterminé approximativement par la formule: O = t Eom+l m 3 N circuits d'échelle supplémentaires, chacun étant relié à l'une des bornes supplémentaires, chaque circuit d'échelle supplémentaire ayant un coefficient d'échelle (a) dén terminé approximativement par la formule: 2 sin ngm+l sin na 7 an L nm+ N n J W(n) pour N) O n n Sm dans laquelle: N est le numéro de n'importe quel étage passe-tout, donné de la chaîne, Om+ l et m sont les déphasages de l'un des étages passetout respectivement à la fréquence supérieure et à la fréquence inférieure de la bande de fréquence nominale pour 20 chacun des N filtres, et W(n) est la fonction de coupure pour lisser les réponses globales en fréquence des filtres et un circuit-additionneur intermédiaire pour combiner de façon additive les sorties de tous les circuits d'échelle suivant les polari25 tés déterminées par les coefficients d'échelle, respectifs pour créer un signal intermédiaire comme signal de sortie du filtre. ) Réseau-égaliseur selon la revendication 9, caractérisé en ce que: 30 W(n) = 0,54 + 0,46 cos N 11 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 10, caractérisé en ce que M N/2. -12 ) Réseau-égaliseur selon la revendica- cation 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un moyen de commutation avec une série de N + i commutateurs, chaque commutateur étant prévu entre une borne de la chaîne et tous les filtres pour permettre la mesure de la contribution totale de chaque borne à la réponse globale en fréquence du réseau. 13 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 12, caractérisé en ce que chaque filtre se compose d'un circuit d'échelle initial relié à la borne initiale 10 de la chaine et ayant un coefficient d'échelle (ao 0) déterminé approximativement par la formule: a O = I r Om+l ml ' N circuits d'échelle supplémentaires, chacun étant relié à l'une des bornes supplémentaires, chaque circuit d'échelle supplémentaire ayant un coefficient d'échelle (a) dén terminé approximativement par la formule: 2 fsmn n O smn n Q l a lsin N m+ sin ng W(n) pour n> O n M N dans laquelle: n est le numéro de n'importe quel étage passe-tout, donné de la chaîne, O m+l et Om sont des déphasages pour l'un des étages passetout pour la fréquence supérieure et la fréquence inférieure respectives de la bande de fréquence nominale de chacun des N filtres et W(n) est une fonction de coupure pour lisser la réponse en fréquence globale du filtre et un circuit-additionneur intermédiaire pour combiner de façon additive les signaux de sortie de tous les circuits d'échelle suivant les polarités déterminées par leurs coefficients d'échelle respectifs pour créer un signal intermédiaire comme signal de 35 sortie du filtre. 14 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 13, caractérisé en ce que: W(n) = 0,54 + 0,46 Cos ln N et M 2 N/2. ) Réseau-égaliseur selon la revendication 14, caractérisé en ce que N est déterminé par la relation suivante: N * f f f H L O dans laquelle: f 1 2 RC f L = limite inférieure de la plage de fréquences f H = limite supérieure de la plage de fréquences f f f 2, et H L O = RC = constante de temps de chaque étage de retard. 16 ) Réseau égaliseur selon la revendication 12, caractérisé en ce que chaque commutateur est un commutateur électronique commandé par un signal. 17 ) Réseau-égaliseur selon la revendica25 tion 16 destiné à générer une série de signaux de commande de coefficients d'échelle d'égalisation, réseau caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de signal d'horloge pour générer un signal d'horloge, un compteur mis en oeuvre par le signal d'horloge pour générer une séquence 30 prédéterminée de N+l signaux d'adresse numériques et une séquence correspondante de signaux d'ordre d'inscription; un convertisseur analogique/numérique ayant des entrées recevant le signal d'horloge, les signaux d'ordre d'inscription et un signal de sortie continu pour le circuit35 additionneur, pour générer une séquence correspondante de signaux de commande d'échelle numériques et un décodeur mis en oeuvre par les signaux d'adresse et ayant des sorties distinctes pour les dispositifs-commutateurs, pour fermer les dispositifscommutateurs suivant la séquence prédéterminée. 18 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 12 destiné à générer un programme de valeur de résistance d'échelle pour servir dans un autre égaliseur, réseau caractérisé en ce qu'il comprend un convertisseur 10 analogique/numérique relié à la sortie du circuit-additionneur final pour générer une séquence de N+l signaux numériques représentant les valeurs des résistances d'échelle correspondant aux signaux de sortie continus du circuitadditionneur final, produits par l'application 15 d'un signal d'entrée, continu de référence à l'égaliseur et à fermer les commutateurs, un à la fois. 19 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 18, caractérisé en ce que chaque circuit-filtre se compose d'un circuit d'échelle initial relié à la borne 20 initiale de la chaîne et ayant un coefficient d'échelle (a O) déterminé approximativement par la formule suivante: a O = ( lOm+l " il N circuits d'échelle additionnels supplémentaires, chacun étant relié à l'une des bornes supplémentaires, chaque circuit d'échelle supplémentaire ayant un coefficient d'échelle (an) déterminé approximativement par la formule suivante: 2 sin n 1 sin no an = " L N mi W(n) pour n> 0, n dans laquelle: n est le numéro de n'importe quel étage passe-tout donné 35 dans la chaîne, m 1 et 9 m sont des déphasages pour l'un des étages passeM+l m tout à la fréquence supérieure et à la fréquence inférieure respectives, dans la bande de fréquence nominale pour chacun des N filtres et W(n) est une fonction de coupure pour lisser la réponse en fréquence globale des filtres et un circuit-additionneur intermédiaire pour combiner de façon additive les signaux de sortie de tous les circuits d'échelle suivant les polarités déterminées par les coefficients d'échelle 10 respectifs, pour créer un signal intermédiaire comme signal de sortie du filtre. ) Réseau-égaliseur selon la revendication 19, caractérisé en ce que: W(n) = 0,54 + 0,46 cos N et M J, N/2. 21 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 20, caractérisé en ce que N est déterminé suivant 20 la relation: q Yf O O tl Yf H f L fo L dans laquelle: fo 2 RC L limite inférieure de la plage de fréquences f H = limite supérieure de la plage de fréquences =H limite supérieure de la plage de fréquences =, et 0 H L = f 0,et RC = constante de temps de chaque étage de retard. 22 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 18, caractérisé en ce qu'il comporte un indicateur de lecture numérique relié à la sortie du convertisseur 35 analogique/numérique. 23 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 22, caractérisé en ce que chaque commutateur est un commutateur électronique commandé par un signal. 24 ) Réseau-égaliseur destiné à créer un signal de sortie égalisé ayant une caractéristique de réponse en fréquence, prédéterminée avec un déphasage minimum et une ondulation minimale dans une plage de fréquences présélectionnée, réseau caractérisé en ce qu'il se compose d'une chaîne de type série de N étages de retard, passe10 tout, la chaîne ayant une borne initiale reliée à l'entrée du premier étage de la chaîne et N bornes supplémentaires reliées chacune à la sortie d'un étage suivant de la chaine, N+l circuits d'échelle, chacun étant relié à une borne, chaque circuits d'échelle ayant un coefficient d'échelle 15 dont l'amplitude et la polarité représentent la somme algébrique des coefficients d'échelle pour la borne à laquelle est relié le circuit d'échelle, avec un groupe de M filtres transversaux à déphasage minimum, coupés de façon lisse, et couvrant des bandes de fréquence ad Jacen20 tes correspondant à la plage de fréquences présélectionnée et entraînés par une chaîne correspondante de N étages de retard passe-tout, M filtres formant en combinaison la caractéristique de réponse en fréquence, prédéterminée dans la plage de fréquences choisie et un circuit25 additionneur pour combiner par addition les sorties de tous les circuits d'échelle suivant des relations de polarité déterminées par les coefficients d'échelle respectifs pour créer le signal de sortie égalisé. ) Réseau-égaliseur selon la revendica30 tion 24, caractérisé en ce que N est déterminé par la relation suivante: Ic f f N O f f H f L fo avec: fo = I 211 (RC f L = limite inférieure de la plage de fréquences L f H = limite supérieure de la plage de fréquences Hf L = fo 2, et RC = constante de temps de chaque étage de retard. 26 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 25, caractérisé en ce que M; , N/2. 27 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 26, caractérisé en ce que le circuit-additionneur se compose d'un bus non inverseur auquel sont reliés tous les circuits d'échelle ayant des coefficients d'échelle positifs, un bus-inverseur auquel sont reliés tous les cir15 cuits d'échelle ayant des coefficients d'échelle négatifs et un amplificateur- additionneur pour additionner les signaux des deux bus entre eux, les signaux d'un bus étant inversés par rapport aux signaux de l'autre bus. 28 ) Réseau-égaliseur selon la revendica20 tion 24, caractérisé en ce que le circuit-additionneur comporte un bus non inverseur auquel sont reliés tous les circuits d'échelle ayant des coefficient d'échelle positifs, un bus-inverseur auquel sont reliés tous les circuits d'échelle ayant des coefficient d'échelle négatifs 25 et un amplificateur- additionneur pour additionner entre eux les signaux des deux bus, les signaux d'un bus étant inversés par rapport aux signaux de l'autre bus. 29 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 24, caractérisé en ce que chacun des N filtres se compose d'un circuit d'échelle de filtre initial relié à la borne initiale de la chaine et ayant un coefficient d'échelle (ao) déterminé approximativement par l'expression suivante: a = m+ m 0 m+ l m' N circuits d'échelle de filtres supplémentaires, chacun étant relié à des bornes supplémentaires, chaque circuit d'échelle supplémentaire ayant un coefficient d'échelle (an) déterminé approximativement par la relation suivante: n l rsin n Om+ sin ngm a = t l n+ m W(n) pour N > O dans laquelle, n est le numéro de n'importe quel étage passe-tout de la 10 chaîne, 0 m+ 11 et 9 m sont les déphasages de l'un des étages passetout pour la fréquence inférieure et la fréquence supérieure, et la bande nominale des fréquences pour chacun des M filtres, et W(n) est une fonction de coupure pour lisser les réponses globales en fréquence des filtres, un circuit-additionneur pour combiner de façon additive les sorties de tous les circuits d'ébelle de filtres suivant des polarités déterminées par les coefficients d'échelle respectifs pour créer un signal de sortie de filtre et un moyen pour régler l'amplitude du signal de sortie de filtre. ) Réseau-égaliseur selon la revendication 29, caractérisé en ce que W(n) est donné par la formule suivante: "in W(n) = 0,54 + 0,46 cos N 31 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 30, caractérisé en ce M A N/2. 32 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 29, caractérisé en ce que N est déterminé par la relation suivante: N t t tf H f f Lo dans laquelle: f = 1 0 2 IRC f = limite inférieure de la plage de fréquences f L H = limite supérieure de la plage de fréquences f Hf L = fo, et RC = constante de temps de chaque étage de retard. 33 ) Réseau-égaliseur selon la revendica10 tion 29, caractérisé en ce que le circuit-additionneur de chaque filtre se compose d'un bus non inverseur auquel sont reliés tous les circuits d'échelle ayant des coefficients d'échelle positifs, un bus-inverseur auquel sont reliés tous les circuits d'échelle ayant des coefficients 15 d'échelle négatifs et un amplificateur-additionneur pour additionner entre eux les signaux des deux bus, les signaux de l'un des bus étant inversés par rapport aux signaux de l'autre bus. 34 ) Réseau-égaliseur selon la revendica20 tion 24, caractérisé en ce que chaque circuit d'échelle se compose d'un ensemble en parallèle de résistances d'échelle et de moyens de commutation des résistances d'échelle formés par un ensemble correspondant de commutateurs de résistances d'échelle branchés en série sur les 25 résistances d'échelle. ) Réseau-égaliseur selon la revendication 34, caractérisé en ce que le circuit-additionneur se compose d'un bus non inverseur auquel sont reliés tous les circuits d'échelle ayant des coefficients d'échelle posi30 tifs, un bus-inverseur auquel sont reliés tous les circuits d'échelle ayant des coefficients d'échelle négatifs, un amplificateur-additionneur pour additionner entre eux les signaux des deux bus, les signaux d'un bus étant inversés par rapport aux signaux de l'autre bus, et chaque 35 circuit d'échelle comporte un moyen de commutation de polarité pour brancher le circuit d'échelle soit sur le bus-inverseur, soit sur le bus non inverseur. 36 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 34, caractérisé en ce que les résistances d'échelle de chaque circuit d'échelle sont composées d'un montage en série binaire de résistances successives, la valeur d'une résistance étant chaque fois double de la valeur de la résistance précédente du montage en série. 37 ) Réseau-égaliseur selon la revendica10 tion 36, caractérisé en ce que le circuit-additionneur comprend un bus non inverseur auquel sont reliés tous les circuits d'échelle à coefficients d'échelle positifs, un bus inverseur auquel sont reliés tous les circuits d'échelle dont les coefficients d'échelle sont négatifs, et un am15 plificateur-additionneur pour additionner les signaux des deux bus entre eux, les signaux d'un bus étant inversés par rapport aux signaux de l'autre bus, et chaque circuit d'échelle comprend en outre un moyen de commutation de polarité pour relier le circuit d'échelle au bus inver20 seur ou au bus non inverseur. 38 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 24, caractérisé en ce que chaque circuit d'échelle se compose d'un circuit multiplicateur pour multiplier un signal d'entrée de la borne de sortie de chaîne qui lui correspond par un coefficient d'échelle déterminé par un signal d'entrée de commande d'échelle appliqué à un circuit-multiplicateur, et le réseauégaliseur comprend un générateur de signal de commande d'échelle relié à tous les circuits multiplicateurs pour fournir une série 30 de signaux de commande d'échelle aux circuits-multiplicateurs, chaque signal de commande d'échelle représentant le coefficient d'échelle du circuit d'échelle auquel est intégré le circuit-multiplicateur. 39 ) Reseau-égaliseur selon la revendica35 tion 38, caractérisé en ce que chaque circuit-multiplica- teur comporte un convertisseur numérique/analogique, et chaque signal de commande d'échelle du générateur de signal d'échelle est un signal numérique correspondant à la fois à l'amplitude et à la polarité du coefficient d'échelle qu'il représente. ) Réseau-égaliseur selon la revendication 39, caractérisé en ce que N est déterminé par la relation suivante: No tf H f L fo dans laquelle: f = 1 _ 1 2 f'RC f L limite inférieure de la plage de fréquences f H = limite supérieure de la plage de fréquences f Hf L = fo 2,e ff f=, et RC = constante de temps de chaque étage de retard. 41 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 40, caractérisé en ce que les coefficients d'échelle du réseau-égaliseur reposent sur un groupe de M filtres et M Pl N/2. 42 ) Réseau-égaliseur selon la revendica25 tion 38, caractérisé en ce que le générateur de signal de commande d'échelle se compose d'une chalne de type série de N étages de retard passe-tout, la chaîne ayant une borne initiale reliée à l'entrée du premier étage de la chaîne et N bornes supplémentaires reliées chacune à la 30 sortie d'un étage suivant de la chaîne, M filtres transversaux à déphasage minimum, tous branchés sur les étages de retard passe-tout de la chaîne en série du générateur de signaux de commande d'échelle, chaque filtre créant un signal intermédiaire dans la bande passante, ce signal 35 représentant l'une des M bandes nominales de fréquence d'une série adjacente de la plage de fréquences, N+l commutateurs électroniques commandés par signal, chaque commutateur étant monté entre une borne du générateur de signal de commande d'échelle de la chaine des étages de retard passe-tout et tous les filtres de ce générateur de signal, et un circuit-additionneur pour combiner de façon additive les signaux intermédiaires des filtres- générateurs de signaux de commande d'échelle et un convertisseur analogique/numérique r elié à la sortie du circuit10 additionneur du générateur de signal de commande d'échelle pour générer une suite de N+l signaux de commande d'échelle numériques représentant les valeurs des coefficients d'échelle correspondant aux sorties continues du circuitadditionneur, produites par l'application d'un signal d'entrée continu de référence à l'égaliseur, les commutateurs électroniques étant fermés séparément suivant un ordre prédéterminé. 43 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 42, caractérisé en ce que le convertisseur analogique/ 20 numérique du générateur de signal de commande d'échelle se compose d'un générateur de signal d'horloge pour générer un signal d'horloge, un compteur mis en oeuvre par le signal d'horloge pour générer une séquence prédéterminée de N+l signaux d'adresse numériques et une séquence correspon25 dante de signaux d'ordre d'inscription, un convertisseur analogique/numérique dont les entrées reçoivent le signal d'horloge, les signaux d'ordre d'inscription et les signaux de sortie continus du circuit-additionneur pour générer une suite correspondante de signaux numériques de com30 mande d'échelle et un décodeur mis en oeuvre par les signaux d'adresse et ayant des sorties séparées pour les commutateurs dans cet ordre prédéterminé. 44 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 43, caractérisé en ce que chaque circuit-multiplica35 teur se compose d'un convertisseur numérique/analogique multiplicateur et chaque signal de commande d'échelle du générateur de signal d'échelle est un signal numérique correspondant à la fois à l'amplitude et à la polarité du coefficient d'échelle qu'il représente. 45 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 44, caractérisé en ce que N est déterminé par la relation suivante: N W t f f H l O f L f L fo relation dans laquelle: fo = RC 2 I'RC = limite inférieure de la plage de fréquences f H = limite supérieure de la plage de fréquences f Hf L = f 02, et H L O ' RC = constante de temps de chaque étage de retard. 46 ) Réseau-égaliseur selon la revendica20 tion 45, caractérisé en ce que les coefficients d'échelle du réseau-égaliseur reposent sur un groupe de M filtres et M Z N/2. 47 ) Réseau-égaliseur selon-la revendication 38, caractérisé en ce que le générateur de commande de signaux d'échelle se compose d'un générateur de signaux de référence générant une série de M signaux de référence continus (H 1 HM) représentant de façon juxtaposée la caractéristique de réponse en fréquence du réseau-égaliseur selon la relation: 30 H(O)= t ane-ing O n= O O un multiplicateur pour multiplier les signaux de référence par une suite de signaux de données de fonction représen35 tant la fonction: 2 sin n Om+ 1 sin nem l Jn dans laquelle N est le numéro d'un étage dans la chaîne passe-tout pour générer une série ordonnée de signaux de coefficients d'échelle intermédiaires et un accumulateur pour additionner chaque suite de signaux de coefficients d'échelle intermédiaires et générer une série de signaux de commande d'échelle représentant chacun le coefficient 10 d'échelle d'un circuit d'échelle du réseau-égaliseur. 48 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 47, caractérisé en ce que le circuit-multiplicateur de chaque circuit d'échelle se compose dlun convertisseur numerique/analogique multiplicateur ayant une mémoire numé15 rique multiplicatrice et les signaux de données de fonction et les signaux de commande d'échelle sont des signaux numériques correspondant à la fois à l'amplitude et à la polarité des coefficients d'échelle qu'ils représentent. 49 ) Réseau-égaliseur selon la revendica20 tion 48, caractérisé en ce que le générateur de commande de signaux d'échelle comprend en outre une mémoire numérique pour enregistrer la suite de signaux de données de fonction, une sortie de la mémoire numérique étant reliée au multiplicateur, un multiplexeur étant prévu entre le 25 générateur de signaux de référence et le multiplicateur pour fournir les signaux de référence au multiplicateur suivant une séquence chronologique prédéterminée, ainsi qu'une horloge pour mettre en oeuvre le multiplexeur, la mémoire numérique et l'accumulateur de façon synchrone. 50 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 49, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un compteur de remise à l'état initial dans l'horloge pour générer un signal de remise à l'état initial fourni à l'accumulateur pour arrêter l'accumulation de chaque signal de commande d'échelle, un bus d'inscription pour fournir le signal de remise à l'état initial aux convertisseurs-multiplicateurs des circuits d'échelle comme signaux d'ordre d'inscription pour enregistrer les signaux de commande d'échelle dans leurs mémoires-multiplicatrices, un compteur d'adresses dans l'horloge pour générer une suite répétée de N signaux d'adresse unique, un signal par circuit d'échelle, le passage au signal d'adresse suivant se faisant en synchronisme un à un avec le signal de remise à l'état initial et un bus d'adresses et un déco10 deur pour fournir les signaux d'adresse aux convertisseurs multiplicateurs des circuits d'échelle pour limiter l'enregistrement de chaque signal de commande d'échelle pour la mémoire multiplicatrice dans le convertisseur-multiplicateur de seulement un circuit d'échelle. 51 ) Réseau-égaliseur selon la revendication 50, caractérisé en ce que N est donné par la relation suivante: N 1 ( f O f H f L fo formule dans laquelle: f o 2 Â RC f L = limite inférieure de la plage de fréquences 25 f H = limite supérieure de la plage de fréquences f Hf L fo O, et RC = constante de temps de chaque étage de retard. 52 ) Réseau-égaliseur selon la revendica30 tion 51, caractérisé en ce que les coefficients d'échelle du réseau-égaliseur reposent sur un groupe de M filtres, et M e N/2. 53 ) Générateur de signaux de commande d'échelle pour générer une série de signaux de commande 35 d'échelle pour un reseau-égaliseur simplifié, générateur caractérisé en ce qu'il se compose d'une chaine en série de N étages de retard passe-tout ayant une borne de sortie initiale reliée à l'entrée du premier étage de la chaîne et N bornes de sortie supplémentaires reliées cha5 cune à la sortie d'un étage suivant de la chaine, N+ 1 circuit d'échelle reliés chacun à l'une des bornes de sortie, chaque circuit d'échelle comprenant un convertisseur numérique/analogique multiplicateur pour multiplier un signal d'entrée provenant de la borne de sortie correspon10 dante de la chaîne par un signal de commande d'échelle, numérique, correspondant à un coefficient d'échelle, et un circuit-additionneur pour combiner par addition les signaux de sortie de tous les circuits d'échelle dans les relations de polarité déterminées par les coefficients d'échelle respectifs, le générateur de signaux de commande d'échelle comportant un générateur de signaux de référence pour générer une série de M signaux de référence, continus (H 1 HM) représentant de façon jointive la caractéristique de réponse en fréquence du réseau-égaliseur selon 20 la relation: N H( 9) =Z ae-in O n= O un multiplicateur pour multiplier les signaux de référence par une suite de signaux numériques de données de fonction représentant la série de Fourier: 2 lsin n Om+ sin n Oj t n dans laquelle N est le numéro d'un étage de la chaîne passe-tout pour développer une série de séquences de signaux numériques de coefficients d'échelle, intermédiaires et un accumulateur pour additionner chaque séquence de signaux numériques de coefficients d'échelle, intermé- diaire pour générer une série de signaux numériques de commande d'échelle représentant chacun le coefficient d'échelle d'un circuit d'échelle du réseau-égaliseur. 54 ) Générateur de signaux de commande 5 d'échelle selon la revendication 53, caractérisé en ce qu'il comprend une mémoire numérique pour enregistrer la suite de signaux numériques de données de fonction, la mémoire numérique ayant une sortie reliée au multiplicateur, un multiplexeur prévu entre le générateur de si10 gnaux de référence et le multiplicateur pour fournir les signaux de référence au multiplicateur suivant une séquence chronologique prédéterminée, et une horloge commandant le multiplexeur, la mémoire numérique et l'accumulateur de façon synchronisée. 55 ) Générateur de signaux de commande d'échelle selon la revendication 54, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un compteur de remise à l'état initial prévu dans l'horloge pour générer un signal de remise à l'état initial fourni à l'accumulateur pour arrê20 ter l'accumulation de chaque signal numérique de commande d'échelle et un compteur d'adresses prévu dans l'horloge pour générer une suite répétée de N signaux d'adresse unique, le passage au signal d'adresse suivant se faisant en synchronisme de un à un avec le signal de remise à 25 l'état initial. 56 ) Générateur de signaux de commande d'échelle selon la revendication 54, caractérisé en ce que la suite de signaux numériques de données de fonction enregistrés dans la mémoire numérique est modifiée pour 30 représenter la série: 2 rsin no m+ sin n O L N j W 0, W(n) étant une fonction de coupure pour lisser la réponse globale en fréquence du filtre. 35 57 ) Générateur de signaux de-commande d'échelle selon la revendication 56, caractérisé en ce que: W(n) = 0,54 + 0,46 cos 58 ) Procédé pour développer des coefficients d'échelle et obtenir une caractéristique de réponse en fréquence prédéterminée dans une plage de fréquences présélectionnée à partir d'un reseau-égaliseur simplifié 10 formé d'une chaine de type série de N étages de retard passe-tout ayant une borne de sortie initiale reliée à l'entrée du premier étage de la chaîne et N bornes de sortie supplémentaires reliées chacune à la sortie d'un étage suivant de la chaîne, N+ 1 circuits d'échelle reliés 15 chacun à une borne de sortie et un circuit-additionneur pour combiner de façon additive les signaux de sortie de tous les circuits d'échelle suivant les relations de polarité déterminées par les coefficients d'échelle respectifs, procédé caractérisé par les étapes suivantes: A On forme un réseau-égaliseur réglable avec une chaîne de type série de N étages de retard passe-tout ayant la même structure que la chaîne passe-tout du réseausimplifié, M filtres transversaux à déphasage minimum ayant chacun N+ 1 circuits d'échelle reliés à la chalne 25 passe-tout et un circuitadditionneur intermédiaire pour combiner par addition les sorties du circuit d'échelle de filtre suivant une relation de polarité prédéterminée pour créer un signal intermédiaire dans une série de M bandes passantes occupant la plage de fréquences et un circuit- additionneur final pour combiner par addition les signaux intermédiaires et créer un signal de sortie égalisé, B On applique un signal de bruit blanc à la chaîne passetout du réseau-égaliseur réglable, C On règle les amplitudes relatives des signaux intermé- diaires pour obtenir la caractéristique de réponse en fréquence prédéterminée de la sortie du réseau-égaliseur réglable, D On substitue un signal d'entrée de référence continu au signal d'entrée de bruit blanc du réseau-égaliseur réglable, E On coupe les circuits de filtre du réseauégaliseur réglable de toutes les bornes à l'exception de l'une d'elles dans la chaîne passe-tout du réseau, F On mesure l'amplitude et la polarité du signal de sortie continu de l'égaliseur réglable pour déterminer l'amplitude et le signe d'un coefficient d'échelle du circuit d'échelle du réseau-égaliseur simplifié correspondant à cette borne de la chaîne passe-tout et, G On répète les étapes E et F pour chacune des N bornes restantes dans la chaîne passe-tout. 59 ) Procédé selon la revendication 58, caractérisé en ce que dans l'étape A, les M filtres ont chacun un circuit d'échelle initial ayant un coefficient 20 d'échelle (a 0) donné par la relation suivante: ao = 1 m+l oml et N circuits d'échelle supplémentaires ayant chacun un 25 coefficient d'échelle (an) tel que: 2 sin ngm+ _ sin ngm an = m+l m W(n) pour n> O, dans laquelle: N est le numéro d'un étage passe-tout, quelconque de la chaîne, m 1 et Om sont les déphasages de l'un des étages passetout pour la fréquence supérieure et la fréquence inférieure de la bande nominale de fréquence pour chacun des 35 M filtres, et W(n) est une fonction de coupure pour lisser les réponses globales en fréquence des filtres. ) Procédé selon la revendication 59, caractérisé en ce que dans l'étape A, la fonction W(n) est donnée par la relation suivante: W(n) = 0,54 + 0, 46 Cos 'Nn 61 ) Procédé selon la revendication 60, 10 caractérisé en ce que dans l'étape A, on choisit M N/2. 62 ) Procédé selon la revendication 58, caractérisé en ce que dans l'étape A, N est déterminé par la relation suivante: N f L f O dans laquelle: f = 1 2 ft RC f L = limite inférieure de la plage de fréquences f H = limite supérieure de la plage de fréquences f Hf L = fo 2, et RC = constante de temps de chaque étage de retard. 25 63 ) Procédé selon la revendication 62, caractérisé en ce que dans l'étape A, les M filtres ont chacun un circuit d'échelle initial ayant un coefficient d'échelle (a O) tel que: a O = om+l O m I et N circuits d'échelle supplémentaires ayant un coefficient d'échelle (an) donné par la relation suivante: 35 aa 2 l sn n Om+ N n Om W(n) pour N > 0, an n relation dans laquelle: n est le numéro d'un étage passe-tout, quelconque de la chaîne, Qm+ 1 et Om sont les déphasages pour l'un des étages passe5 tout pour la fréquence supérieure et la fréquence inférieure dans la bande nominale de fréquence pour chacun des M filtres, et W(n) est une fonction de coupure pour lisser la réponse globale en fréquence du filtre. 64 ) Procédé selon la revendication 63, caractérisé en ce que dans l'étape A, on choisit W(n) selon la relation suivante: W(n) = 0,54 + 0,46 cos n N et M N/2. ) Procédé selon la revendication 58, caractérisé en ce que chaque étage F est effectuée à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique relié à la sor20 tie de l'additionneur final du réseau-égaliseur réglable de façon que chaque coefficient d'échelle du réseau-égaliseur simplifié soit fourni comme signal numérique de données. 66 ) Procédé selon la revendication 65, 25 caractérisé en ce que dans l'étape A, on a M filtres et chacun a un circuit d'échelle initial ayant un coefficient d'échelle (a 0) tel que: a O L m+l Om et N circuits d'échelle supplémentaires ayant chacun un coefficient d'échelle (an) tel que: 2 sîn n O sin n Om} a 2 lsi t Om+l -sn mig W(n) pour N > O, an lsin n formule dans laquelle: n est le numéro d'un étage passe-tout quelconque de la chaine, m+ 1 et O m sont les déphasages de l'un des filtres passe5 tout pour la fréquence supérieure et la fréquence inférieure de la bande nominale de fréquence pour chacun des M filtres, et W(n) est une fonction de coupure pour lisser les réponses globales en fréquence des filtres. 67 ) Procédé selon la revendication 66, caractérisé en ce que dans l'étape A, on choisit W(n) selon la relation suivante: W(n) = 0,54 + 0,46 cos 'n N 68 ) Procédé selon la revendication 67, caractérisé en ce que dans l'étape A, on détermine N par la relation suivante: N 'If tf f N f L fo formule dans laquelle: 2 L RC f L limite inférieure de la plage de fréquences f H = limite supérieure de la plage de fréquences f Hf L = fo et RC = constante de temps de chaque étage de retard. 69 ) Procédé selon la revendication 68, 30 caractérisé en ce que dans l'étape A, on a M N/2. ) Procédé pour développer des coefficients d'échelle et obtenir une caractéristique de réponse en fréquence prédéterminée dans une plage de fréquences présélectionnée à partir d'un réseau-égaliseur simpli35 fié formé d'une chaîne en série de N étages de retard passe-tout ayant une borne de sortie initiale reliée à l'entrée du premier étage de la chaîne et N bornes de sortie supplémentaires reliées chacune à la sortie d'un étage suivant de la chaîne, N+ 1 circuits d'échelle reliés chacun à une borne de sortie et un circuit-additionneur pour combiner de façon additive les sorties de tous les circuits d'échelle suivant des relations de polarité déterminées par les coefficients d'échelle respectifs, procédé caractérisé par les étapes suivantes: A On crée une source d'une série de M signaux de référence continus (H 1 HM) représentant de façon jointive la caractéristique de réponse en fréquence du réseau-égaliseur suivant la relation: N H(O)= S ane ing n=O B On multiplie chacun des signaux (H 1 HM) par une série de signaux numériques de données représentant la fonction: 2 sin no -sin n O l 2 m+l m t K 1 N relation dans laquelle N est le numéro d'un étage de la chaîne passe-tout, pour développer une série de signaux 25 numériques de coefficients d'échelle, intermédiaires, C On combine par addition la série de signaux développés dans l'étape B pour générer N signal de coefficient d'échelle de données numériques représentant le coefficient d'échelle d'un circuit d'échelle du réseau-égaliseur. 30 D On répète les étapes B et C de chacun des autres étages de la chaîne passe-tout.