Brevet FR2550031A1 — publié le 19850201

I La présente invention se rapporte à un convertisseur numérique-analogique (DAC) et plus particulièrement à un DAC à faible prix et de forte résolution particulièrement utile dans un récepteur radio ou de télévision Les DAC convertissent les mots numériques en signaux analogiques correspondants et ils sont en conséquence largement utilisés Par exemple, dans un système d'accord d'un récepteur radio ou de télévision, 10 on peut utiliser un DAC pour convertir un mot numérique produit en réponse à une sélection d'un canal, en une tension d'accord pour application à des dispositifs sélecteurs de fréquence réglés en tension, comme des diodes varactor, dans le tuner. Les systèmes d'accord contiennent fréquemment un DAC du type comprenant un modulateur de la largeur des impulsionsou un multiplicateur du débit binaire pour produire un signal impulsionnel de durée utile variable pas à pas qui est filtré dans un filtre passe20 bas pour dériver la tension analogique d'accord Le DAC du type multiplicateur de débit binaire répond au mot numérique pour produire un signal impulsionnel ayant des impulsions d'une durée uniformément courte dont le nombre est proportionnel, dans un cycle de conversion, à la grandeur du signal analogique d'accord. Le DAC du type modulateur de la largeur des impulsions produit un seul signal impulsionnel dans un cycle de conversion, dont la durée est proportionnelle à la grandeur de la tension analogique d'accord. Comme la résolution requise par un système d'accord de télévision et généralement d'une partie sur 16 000 ( 214), le signal impulsionnel d'un DAC du type multiplicateur de débit binaire aura un nombre important de transitionsmontanteset descendanteset le 35 signal impulsionnel du modulateur de la largeur des impulsions n'aura que deux transitions Le signal impulsionnel du DAC du type modulateur de la largeur des impulsions nécessite un filtre passe-bas ayant un condensateur de filtrage d'une valeur relativement importante, avec pour résultat une réponse relativement lente du DAC Bien que les conditions de filtrage d'un DAC du type multiplicateur du débit binaire soient plus faciles, le nombre relativement important de transitions du signal impulsionnel dégrade le fonctionnement du DAC avec les variations de température. Dans certains tuners selon l'art antérieur, on emploie des DAC du type produisant deux signaux impulsionnels en parallèle, l'un représentatif d'une tension d'accord grossier (c'est-à-dire un groupe des bits de poids fort du mot numérique),l'autre représentant 15 une tension d'accord précis (c'est-à-dire les bits restantsde poids faible du mot numérique) Cela a pour résultat moins de transitiorsd'amplitude lorsque l'on utilise le DAC du type multiplicateur du débit binaire et cela permet d'utiliser un circuit de traite20 ment plus lent Cela doit réduire le prix du DAC. Cependant, il faut un circuit de commutation de précision afin de proportionner précisément la contribution des signaux impulsionnels précis pour qu'ils s'adaptent aux signaux impulsionnels grossiers afin que la combinaison 25 des signaux impulsionnels grossiers et précis ait pour résultat une tension analogique uniformément monotone de sortie Dans le cas présent, uniformément monotone indique une fonction continue o la sortie change en quantités égales pour chaque changement de un bit du 30 mot numérique d'entrée Ce circuit supplémentaire a tendance à augmenter la complexité et le prix du DAC. La performance d'un DAC est généralement mesurée en terme de sa résolution (nombre d'incréments), de sa précision absolue (précision de la tension analogique 35 réelle de sortie par rapport à la tension idéale de sortie), de sa vitesse de fonctionnement et de son prix. On peut reconnaître ici qu'un DAC de forte résolution et de faible prix peut être construit si d'autres caractéristiques de performance comme sa précision absolue sont moins strictes Plus particulièrement, la précision peut diminuer jusqu'au point o la performance de la tension de sortie est délibérément rendue non monotone Un DAC selon la présente invention produit un premier signal de durée utile variable pas à pas en réponse à 10 un groupe des bits de poids fort d'un mot numérique et un second signal de durée utile variable pas à pas en réponse à un groupe des bits de poids fort suivantsdu mot numérique Les amplitudes des premier et second signaux sont différentiellement pondérées de façon que le potentiel 15 maximum moyen en courant continu du second signal soit plus important que la valeur d'un seul incrément du premier signal Les signaux pondérés sont combinés et filtrés par un filtre passe-bas qui dérive la tension analogique Grace à ce type de pondération différentielle, le 20 la tolérance requise sur les valeurs des résistances utilisées pour accomplir la fonction de pondération est sensiblement moindre, réduisant ainsi le prix du DAC. Comme la contribution totale du second signal est plus importante qu'une valeur incrémentielle du premier signal, 25 le DAC est non monotone Cependant, la plage complète des tensions analogiques peut encore être dérivée et avec une forte résolution Un ajustage au laser des composants résistifs ou un circuit de commutation de précision n'est pas requis, ce qui réduit encore le prix du DAC Une telle application d'un DAC de ce type est dans un système d'accord de télévision décrit ici. Dans certaines applications, comme un générateur de rampe de tension d'accord de télévision pour un tuner de télévision du type à balayage, une sortie non monotone 35 peut ne pas être souhaitable car à chaque incrément non monotone, il y a un changement brusque de la tension d'accord Selon une caractéristique de la présente invention, on prévoit un dispositif de production d'une sortie monotone pour le DAC ci-dessus décrit. En conséquence, un dispositif est prévu pour stocker un niveau de signal correspondant à un niveau de signal analogique produit par le DAC avant présence d'un incrément non monotone, et pour augmenter rapidement la valeur du mot numérique afin d'augmenter le niveau du signal-analogique jusqu'à ce que le niveau 10 du signal analogique corresponde de nouveau au niveau du signal stocké De cette façon, les valeurs du mot numérique qui correspondent aux parties non monotones de la sortie du DAC sont rapidement passées et du fait du filtre passe-bas, le niveau du signal 15 analogique reste sensiblement monotone. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins 20 schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention, et dans lesquels: la figure 1 illustre partiellement sous forme de schéma-blocet partiellement sous forme schématique, 25 un DAC construit selon les principes de l'invention; les figures 1 A et 2 montrent des formes d'onde utiles à la compréhension du fonctionnement du DAC de la figure 1; la figure 3 illustre, partiellement sous forme 30 de schéma bloc et partiellement sous forme schématique, un autre mode de réalisation d'un DAC construit selon les principes de l'invention, utilisant un micro calculateur à la place de la logique discrète montrée sur la figure 1; les figures 4 et 5 montrent des organigrammes respectifs de partiesd'un programme de commande de micro- 253 Q 003 calculateur pour le DAC de la figure 1; la figure 6 illustre, partiellement-sous forme de schéma-bloc et partiellement sous forme schématique, un autre mode de réalisation d'un DAC construit selon la présente invention; et les figures 7 et 8 illustrent partiellement sous forme de schéma-bloc et partiellement sous forme schématique, des systèmes d'accord pour des téléviseurs o est incorporé le DAC de la figure 1. 1 O En se référant à la figure 1, un registre 10 stocke 16 bits d'un mot numérique à convertir en une valeur analogique Les 8 bits de poids fort (MSB) du mot numérique à 16 bits sont appliqués (comme cela est indiqué par les flèches larges)à un convertisseur numérique15 durée utile 12 pour produire un signal impulsionnel de sortie (GROSSIER) à une borne 14 Le signal GROSSIER a une valeur moyenne en courant continu représentative de la valeur des 8 MSB du mot numérique. Le convertisseur 12 peut être utilisé en utilisant 20 un multiplicateur du débit binaire qui produit un certain nombre d'impulsions uniformément courtes de sortie en un nombre proportionnel, dans une période donnée de conversion, à la valeur des 8 MSB Plus particulièrement, le convertisseur 12 peut être construit en montant en cascade en mode "d'addition", deux circuits multiplicateurs du débit binaire à 4 bits comme le circuit intégré CD 4 089 fabriqué par RCA CORPORATION, Solid State Division, Somerville, New Jersey, Etats-Unis d'Amérique, tel qu'indiqué dans le COS/MOS Integrated Circuits Data Book 30 de RCA en 1978 à la figure 13 de la page 246 D'une manière semblable, les 8 bits de moindre poids (LSÈ), les bits restants du mot numérique stocké dans le registre 10, sont appliqués (comme cela est indiqué par les flèches larges) à un convertisseur numérique-durée utile 16, pour 35 produire un signal impulsionnel de sortie (PRECIS) à la borne 18,semblable au signal impulsionnel produit à la borne 14, mais dont la durée utile représente les 8 LSB. La forme d'onde du signal impulsionnel de sortie illustrée sur la figure 1 A est typique de celle produite par le convertisseur 12 ou 16, lorsqu'il est du type à multiplicateur du débit binaire et a 256 intervalles de temps (axe des abscisses) par cycle de conversion pour produire les signaux impulsionnels de sortie d'une durée utile variable pas à pas par 256 incréments de O à 100 %. La forme d'onde impulsionnelle de sortie illustrée a une impulsion d'amplitude V d'une durée d'un intervalle de temps tous les quatre intervalles de temps et par conséquent, a une valeur moyenne en courant continu de V/4 volts qui représente 25 % de la valeur numérique maximum. Par exemple, si les signaux de sortie GROSSIER et PRECIS étaient tels qu'illustrés, ils représenteraient 25 % de 15 la valeur numérique représentative des 8 MSB et 25 % de la valeur numérique représentative des 8 LSB, respectivement. Des DAC typiques selon l'art antérieur comprennent un circuit de commutation de précision pour le multiple20 xage des signaux GROSSIER et PRECIS afin que la contribution incrémentielle maximale du signal PRECIS soit précisement d'un incrément PRECIS de moins qu'une seule contribution incrémentielle du signal GROSSIER De cette façon, on obtient une sortie uniformément monotone Si 25 la Contribution d'un seul incrément du signal GROSSIER est plus importante que celle ci-dessus indiquée, la fonction de sortie reste monotone mais non uniforme et un groupe de niveaux de sortie est sauté (c'est-à-dire ne pouvant être dérivé). Selon les principes de la présente invention, les signaux GROSSIER et PRECIS sont combinés de façon à produire délibérement une sortie non monotone En conséquence, la combinaison peut être accomplie en utilisant des résistances de tolérance standard de moindre prix (comme 10 %) et sans la possibilité d'avoir une 255003 t sortie monotone non uniforme o des niveaux de sortie sont sautés. Plus particulièrement, un filtre passe-bas 20 comprend une résistance de tolérance standard 22 reliée à la borne 14 et une résistance de tolérance standard 24 reliée à la borne 18 pour combiner les signaux impulsionnels à la sortie des convertisseurs 12 et 16 à une jonction 26 L'action de division de tension produite par les résistances 22 et 24 atténue différentiellement 10 ou pondère les signaux GROSSIER et PRECIS de façon qu'à la jonction 26, la valeur maximum-moyenne en courant continu du signal PRECIS soit plus importante que la valeur maximum en courant continu d'un seul incrément du signal GROSSIER Un condensateur 28 couplé entre la 15 jonction 26 et la masse filtre le signal pondéré et combiné pour développer le signal analogique Une section supplémentaire de filtrage comprenant une résistance 32 et un condensateur 34 produit un plus ample filtrage du signal analogique. Si l'on souhaitait un état monotone uniforme, il faudrait une pondération différentielle de 256: 1 produite par les résistances 22 et 24 Cela peut être mathématiquement exprimé par: Rf = 256 R o Rf est égaleà la valeur de résistance réelle de la résistance 24 et Rc est égaleà la valeur de résistance réelle de la résistance 22 La tolérance requise pour 16 assurer une monotonie uniforme est une partie sur 2 ( 65 536) ou 0,0015 %. La relation des valeurs des résistances 22 et 24 pour atténuer les signaux GROSSIER et PRECIS afin de produire une sortie non monotone selon: l'invention peut être mathématiquement exprimée par: R R 1 c Par conséquent, l'utilisation de résistances à 10 % de tolérance ayant un rapport des valeurs nominales 15 de 200: 1 pour les résistances 24 et 22, respectivement, serait plus que suffisante pour garantir une sortie non monotone (c'est-à-dire une sortie o tous les niveaux de sortie peuvent être dérivés) Par exemple, la résistance 22 peut avoir une valeur nominale de 1 kilohm et la résistance 24 peut avoir une valeur nomimale de 200 kilohms. Quand le rapport des valeurs nominales des résistances est accru de 200: 1 à 256: 1, la quantité de non monotonie diminue et la tolérance requise pour les résistances 22 et 24 se resserre de manière correspondante Inversement, si 25 le rapport diminue à partir de 200: 1, des résistances d'une tolérance plus importante de manière correspondante peuvent être utilisées car la quantité de non monotonie augmente. Les formes d'onde de la figure 2, illustrant la 30 pondération et la combinaison des signaux GROSSIER et PRECIS selon les principes de l'invention La forme d'onde "a" illustre les 256 valeurs moyennes incrémentielles en courant continu du signal PRECIS qui apparaîtraient à la jonction 26 en l'absence du signal GROSSIER Chaque incrément vertical illustré est représentatif d'environ incréments réels de la valeur numérique La valeur 25500 t 3 numérique est indiquée le long de l'axe horizontal Comme le signal PRECIS est produit en réponse aux 8 LSB du mot numérique, un escalier récurrent ayant 255 incréments de valeur moyenne en courant continu est illustré par la forme d'onde "a" La valeur maximum moyenne en courant continu au bout de 255 incréments sera de V/200 si il y a eu une pondération de 200: 1 par les résistances 22 et 24. La forme d'onde "b" illustre plusieurs incréments 10 du signal GROSSIER qui apparaîtront à la jonction 26 en l'absence du signal PRECIS Comme le signal GROSSIER est produit en réponse aux 8 MSB du mot numérique, la valeur numérique correspondant à un seul incrément du signal GROSSIER est égale à 256 incréments du signal PRECIS. Cela est clairement indiqué par la présence d'un incrément d'amplitude de la forme d'onde "b" au bout de 255 incréments d'amplitude de la forme d'onde "a" La valeur moyenne en courant continu de chaque incrément du signal GROSSIER est V/256 Cependant, comme on l'a précédemment 20 noté, la valeur moyenne maximum en courant continu du signal PRECIS est V/200 Ainsi, quand les formes d'onde "a" et "b" sont combinées comme cela est illustré par la forme d'onde "c", il est évident que la valeur moyenne maximum en courant continu au bout de 255 incréments du 25 signal PRECIS ne représente pas un incrément PRECIS de moins qu'un incrément du signal GROSSIER, comme cela serait le cas pour un DAC uniformément monotone, mais est plus importante que la valeur moyenne en courant continu d'un seul incrément du signal GROSSIER d'une quantité fixe Dans le mode de réalisation illustré, cette quantité correspond à 1/200-1/256 ou environ 22 % En conséquence, le signal combiné n'est pas monotone mais comprend une partie non monotone pour chaque groupe de 256 incréments de la valeur numérique, comme le montre la forme d'onde 35 "c". Les 512 premiers incréments du signal combiné montré sur la forme d'onde "c" sont illustrés sous une forme dilatée et les incréments restants 51265 535, sont illustrés sous une forme condensée pour la simpli5 cité La valeur numérique maximum du mot numérique à 16 bits est de 216 ou 65 535 ce qui correspond à la valeur maximum moyenne en courant continu que l'on peut obtenir, c'est-à-dire V. Ainsi, il y a 65 536 éléments de résolution pour 10 dériver avec précision un signal analogique Cependant, étant donné la non monotonie de la conversion, après chaque incrément non monotone, il y a des groupes de valeurs numériques qui forcent le signal combiné à répéter les valeurs incrémentielles précédemment produites. 15 Par exemple, pendant l'intervalle de t 1, la valeur du mot numérique produit par le compteur 10 augmente de 0 à 255 et la valeur moyenne en courant continu du signal combiné au bout de 255 incréments est d'environ V/200. Cependant, au début de l'intervalle de temps t 2, la moyenne en courant continu de signal combiné baisse et il faut environ 56 incréments positifs du mot numérique avant qu'elle n'atteignede nouveau une valeur moyenne en courant continu de V/200. Chaque sortie analogique entre zéro et V peut être dérivée et avec une forte résolution, de l'ordre de une partie sur 216 ( 65 535) moins une quantité de chevauchements due à la non monotonie, comme on l'a expliqué dans l'exemple ci-dessus, qui correspond à environ 5/256 ou 22 % Cela a pour résultat une résolu30 tion totale d'une partie sur 51 176 qui est encore sensiblement plus importante qu'une résolution de 14 bits d'une partie sur 16 384 généralement requise pour des systèmes d'accord de télévision. En se référant à la figure 8, les convertisseurs 35 816 et 820 numériquesdurée utile aant des sorties 818 et 255 Q 00 o il 822 respectivement, fonctionnent de la même façon que les convertisseurs numériques-durée utile 12 et 16 de la figure 1 Des résistances 826 et 828 sont couplées au condensateur 831 et au point d'addition 830 de la même façon que les résistances 22 et 24 sont couplées au condensateur 28 de la figure 1 Un dispositif supplémentaire, représenté sur la figure 8, change rapidement la valeur du mot numérique après un incrément non monotone, afin d'éliminer sensiblement la non 10 monotonie du signal analogique filtré de sortie Un compteur 810 à 16 bits produit un mot numérique dont la valeur est variable entre O et 216 ( 65 536) Un interrupteur va et vient 812 applique normalement un signal relativement lent d'horloge (comme 1 K Hz) d'une 15 source d'horloge 814 à une entrée d'horloge (C) du compteur 810 pour changer périodiquement et uniformément la valeur du mot numérique Le compteur 810 répond au niveau logique haut d'un signal U/D ("vers le haut/ vers le bas") pour changer la valeur du mot numérique dans le sens positif (c'est-à-dire compter vers le haut) et à un niveau logique bas du signal U/D pour changer la valeur du mot numérique dans le sens négatif (c'es-àdire compter vers le bas) De plus, le compteur 810 répond à un signal de validation (E) pour lui permettre 25 de compter en réponse au signal appliqué d'horloge. Le détecteur 832 répond aux 8 LSB du mot numérique pour produire un signal de sortie juste avant que la sortie du DAC ne produiseun incrément non monotone. Le détecteur 832 peut se composer, par exemple,d'une porte NON-OU exclusif à 8 bits pour produire une impulsion de sortie à la détection que les 8 LSB sont tous des uns (laquelle condition précède immédiatement un incrément non monotone lorsque le compteur 810 change dans le sens négatif) Le signal à la sortie du détecteur 832 est appliqué à l'entrée d'établissement (S) d'une bascule ou flip-flop 834 à établissementrétablissement En réponse au signal à son entrée d'établissement, la bascule 834 applique un signal à un niveau logique haut à sa sortie "Q" Ce signal à un niveau haut est appliqué à un cir5 cuit d'échantillonnage et de maintien 836 pour le forcer à échantillonner et à maintenir le niveau du signal analogique à la sortie du DAC obtenu immédiatement avant chaque incrément non monotone Le niveau du signal de maintien (VH) est appliqué à une entrée d'un comparateur 10 838 De plus, le signal de sortie Q de la bascule 834 est appliqué au Commutateur 812 pour le forcer à appliquer un signal d'horloge relativement rapide (comme 10 k Hz) d'une source 840 de signaux d'horloge à l'entrée d'horloge (C) du compteur 810 et à découpler le signal relati15 vement lent d'horloge ( 1 Rhz) de la source de signaux d'horloge 814 par rapport au compteur 810 En réponse, les valeurs numériques du compteur 810 augmentent rapidement à partir de l'incrément non monotone Les valeurs numériques rapidement augmentées correspondent aux niveaux du signal à la sortie du DAC qui répètent les niveaux précédemment produits du signal de sortie précédant l'incrément non monotone. Une entrée de rétablissement du comparateur 838 répond au signal à la sortie du DAC (Vsor) et produit un signal pour rétablir la bascule 834, lorsque le niveau à la sortie du DAC a atteint la sortie obtenue immédiatement avant l'incrément non monotone Quand la bascule 834 est rétablie par la sortie du comparateur 838, le commutateur 812 est forcé à relier de nouveau la source de signaux d'horloge 814 au lieu de la source de signaux d'horloge 840 au compteur 810 afin que le compteur puisse reprendre sa progression -relativement lente. En se référant de nouveau à la forme d'onde "c" de la figure 2, le fonctionnement de la présente invention 255 O 3 1 sera maintenant décrit pour la condition ou le compteur 810 est positivement incrémenté à partir d'un état totalement zéro en réponse aux signaux d'horloge de la source 814 Le compteur 810 passera de zéro à 255 à la fréquence de 1 k Hz pendant l'intervalle de temps t 1 Au compte 255, le détecteur 832 applique un signal à l'entrée "S" de la bascule 834 et la valeur moyenne en courant continu du signal à la sortie du DAC au compte 255 est maintenue par le circuit 836 d'échantillonnage et de maintien et est appliquée à une entrée du compara10 teur 838 Le niveau du signal de maintien est indiqué par VH sur la forme d'onde "c" Alors, la bascule 834, le commutateur 812 et la source de signaux d'horloge 840 forcent le compteur 810 à progresser 10 fois plus rapidement jusqu'à ce que le comparateur 838 indique que le niveau du signal à la sortie du DAC a de nouveau atteint V'H Du fait de cette progression rapide, l'intervalle de t 2 est réduit d'un facteur de 10, comme cela est indiqué par l'intervalle de temps t 2 ' -A la fin de l'intervalle de temps t 2 ', le compteur 810 reprend sa 20 progression relativement lente Il faut noter que bien que la condition totalement zéro du compteur 256 soit également détectéepar le détecteur 832 immédiatement après détection d'une totalité de uns du compte 255, cela ne peut affecter le circuit d'échantillonnage et de maintien 836 ou le commutateur 812 car la sortie de la bascule 834 ne peut changer en réponse à un second signal appliqué à son entrée "S". Ainsi, environ 56 incréments de la forme d'onde "c" se produisent très rapidement pendant l'intervalle 30 relativement court de temps t 2 ', éliminant efficament la partie non monotone du signal filtré à la sortie du DAC Cela est illustré sur la forme d'onde "c" par les lignes en pointillé qui commencent à la fin de l'intervalle de temps t 2 ' et montrent des incréments successifs 35 et uniformes de la valeur moyenne en courant continu après le compte 255. Le DAC de la figure 8 peut être utilisé dans un téléviseur pour produire une tension d'accord du type à balayage pour la partie d'oscillateur local d'un tuner 842 de télévision pour accorder séquentiel5 lement des canaux successifs Dans ce cas, il est souhaitable d'incorporer un autre filtre passebas 846 ayant une constante relativement longue de temps en comparaison à la constante du filtre passebas 824 pour produire un filtrage supplémentaire de 10 Vsor pour produire une tension V'sor appropriée une utilisation comme tension d'accord du type à balayage Un sélecteur de canal 844, qui peut comprendre un agencement à boutonpoussoir conventionnel de sélection de canal commandé par le spectacteur comprenant des boutonspoussoirs vers le haut et vers le bas,quand il est manoeuvré par un spectateur, produit le signal de validation (E) et les niveaux logiques respectifs haut et bas en tant que signal U/D En réponse è des niveaux croissants en succession(ou dé20 croissants du signal analogique à la sortie du DAC, des canaux successivement de plus en plus hauts(ou bas) sont accordés par le tuner 842 Lorsque le spectateur voit qu'un canal de télévision souhaité est reçu, le bouton-poussoir du sélecteur de canal 844 est libéré et 25 le signal de validation "E" n'est plus appliqué au compteur 810 Cela force le compteur 817 à s'arrêter de compter. Si la partie non monotone du signal à la sortie du DAC n'était pas sensiblement éliminée comme 30 le fait le dispositif de la présente invention, il serait possible à un seul canal d'être accordé deux fois (par exemple une fois à une valeur numérique de 255 puis de nouveau à une valeur numérique d'environ 315) Cela aurait tendance à confondre le spectateur au sujet du 35 canal accordé. 255 Q 00 Dans le téléviseur de la figure 7, en opposition au tuner de télévision du type à balayage de la figure 8, un micro-calculateur 700 règle l'accord du téléviseur à un canal choisi en produisant intérieurement un mot numé5 rique à 16 bits et en appliquant des signaux impulsionnels GROSSIER et PRECIS de sortie représentatifs des 8 MSB et des 8 LSB du mot numérique aux sorties 710 et 712, respectivement Les signaux impulsionnels de sortie aux bornes 710 et 712 sont différentiellement pondérés et combinés 10 par des résistances à tolérance standard 716 et 718, respectivement, d'un filtre passe-bas 714 pour produire un signal analogique aux bornes d'un condensateur 719 d'une façon semblable à ce qui a été décrit ci-dessus par rapport à la figure 1 Le signal analogique est encore filtré par un filtre passe-bas 720 supplémentaire comprenant une résistance 722 et un condensateur 724 et est appliqué en tant que tension d'accord à la partie d'oscillateur local d'un tuner 726. Une source de tension de fonctionnement (V) est 20 reliée à la cathode d'une diode Zener 730 de 30 volts par une résistance 728 pour développer une tension de référence qui dépasse la tension maximum requise d'accord. Une résistance 732 applique 30 volts de la cathode de la diode Zener 730 à l'étage de sortie du micro-calculateur 25 700 par la borne 710 Cela a pour résultat un signal GROSSIER à la borne 710 semblable au signal GROSSIER montré sur la figure 2, mais dont l'amplitude des impulsions est de 30 volts Une diode Zener 734 de 5 volts reçoit la tension de la diode 730 par une résistance 736 30 et produit un potentiel de fonctionnement de 5 volts pour le micro-calculateur 700 Pour réduire les conditions de tension deséléments à semi-conducteur dans le microcalculateur 700, l'étage de sortie pour la borne 712 utilise le potentiel à 5 volts et les impulsions du signal PRECIS ont une amplitude de volts La façon dont le micro-calculateur 700 produit les signaux GROSSIER et PRECIS sera décrite en plus de détail ci-après en se référant à la figure 4. Comme l'amplitude des impulsions du signal 5 PRECIS est égale à 1/6 de l'amplitude des impulsions du signal GROSSIER, la pondération requise par les résistances du filtre 714 peut être accomplie à un rapport de 1/6 du rapport de 200: 1 décrit par rapport à la figure 1, c'est-à-dire 33: 1 Ainsi, la résistance 10 716 peut avoir une valeur nominale de 1 k ohm et la résistance 718 peut avoir une valeur nominale de 33 k ohm (lorsque l'on utilise des résistances à tolérance de %). En fonctionnement, une antenne réceptrice 738 15 applique des signaux haute fréquence reçus (RF) au tuner 726 o ils sont hétérodynés au signal d'oscillateur local (LO) produit par un étage oscillateur local 739, pour produire un signal à fréquence intermédiaire avec une porteuse d'image ayant une fréquence nominale telle que 20 45, 75 M Hz dans le système de télévision NTSC Le signal à fréquence intermédiaire est amplifié par un étage 740 et est appliqué au restant du téléviseur 742 pour une reproduction des parties d'image et du son correspondant au canal choisi. Pour contrôler l'accord du téléviseur, un sélecteur de canal 744, qui peut être soit à un dispositif d'entrée sur clavier ou bien un télétransmetteur, est manoeuvré par l'utilisateur pour appliquer un signal au micro-calculateur 700 qui est représentatif du canal souhaité à recevoir En réponse au signal de sélection de canal, le micro-calculateur 700 stocke un signal dans un registre 746 qui est représentatif du signal LO réel requis pour accorder correctement le signal à haute fréquence correspondant au canal choisi Le micro-calcu35 lateur 700 contient une seconde partie de registre 748 répondant au signal d'oscillateur local du tuner, après 255 c DO 01 division par un diviseur de fréquence 749 pour réduire sa fréquence à une fréquence plus facile à traiter par le microcalculateur 700, pour stocker un signal représentatif de la fréquence réelle du signal LO Un compa5 rateur 750 compare le signal stocké dans le registre 746 au signal stocké dans le registre 748 pour déterminer si la fréquence du signal LO et par conséquent la tension analogique d'accord est trop faible ou trop élevée Si la valeur du signal stocké dans le registre 748 est supérieure O 10 (plus faible) que la valeur stockée dans le registre 746, la fréquence du signal LO est trop élevée (basse). Pour accorder le signal LO à la fréquence correcte, une partie de commande 752 du micro-calculateur 700 émet des commandes qui augmentent ou diminuent la valeur du mot numérique à 16 bits stocké dans un registre 754 Le mot numérique stocké dans le registre 754 est utilisé pour former les signaux impulsionnels GROSSIER et PRECIS aux bornes 710 et 712 La valeur numérique du mot stocké est changée (en utilisant une technique d'approximations successives que l'on décrira en plus de détail ci-après), jusqu'à ce que le comparateur 750 indique que la fréquence réelle du signal LO correspond à la fréquence requise pour une sélection correcte du canal (c'est-à-dire qu'il cherche une comparaison de 25 chaque bit stocké dans le registre 746 et 748). Ensuite, le mode d'acquisition de l'accord est terminé et le microcalculateur 700 entre en mode de réglage automatique de la fréquence (AFC) o il répond à la fréquence de la porteuse image du signal à fréquence 30 intermédiaire divisée de manière appropriée par un diviseur de fréquence fixe 751, pour stocker une valeur représentative de la fréquence réelle du signal à fréquence intermédiaire et la comparer à une valeur stockée représentative de la fréquence nominale de la porteuse image (comme 45,75 M Hz) D'une manière semblable à ce qui a été décrit ci- dessus pour le mode d'acquisition, le mot numérique stocké dans le registre 754 est augmenté ou diminué afin de produire une tension d'accord qui maintient la fréquence réelle de la porteuse image à fréquence intermédiaire à la fréquence nominale. Comme on l'a précédemment noté, les bits du mot numérique stocké dans le registre 754 sont déterminés par une technique d'approximations successives. Le contrôleur 752 établit initialement le bit de poids fort du mot numérique stocké dans le registre 754 à un et le reste des bits est établit à zéro Cela correspondant à une valeur numérique qui représente 50 % de la valeur numérique maximum possible Si le comparateur 750 indique que la fréquence du signal LO et par 15 conséquent la tension d'accord est trop haute (c'est-àdire supérieure à celle requise pour accorder le canal choisi), la valeur numérique stockée dans le registre 754 est diminuée de 50 % Cela est accompli en changeant le bit de poids fort à zéro et le bit de poids fort suivant à un (les bits restants sont toujours zéro) Inversement, si la tension d'accord est trop faible, la valeur numérique est augmentée de 50 % en laissant le bit de poids fort à un et en changeant le bit de poids fort suivant de zéro à 1 En répétant ce processus 16 fois en succession, le mot numérique stocké dans le registre 754 est forcéà être précisément la valeur qui nroduit une tension d'accord pour accorder correctement le canal choisi. Ainsi, une boucle de réaction 760 comprenant -y le micro-calculateur 700, les filtres passe-bas 714 et 720, le tuner 726 et le diviseur Je fréquence 749 détermine avec précision la tension analogique d'accord Bien que la fonction de transfert du DAC soit non monotone, comme le montre la forme d'onde "c" de la figure 2, toute tension analogique d'accord de zéro à V volts peut être produite et, comme on l'a précédemment noté avec une 255 CO 031 1.9 résolution d'environ une partie sur 50 000 ce qui est sensiblement plus important que celle généralement requise pour des systèmes d'accord de télévision. Dans l'agencement montré sur la figure 3, un micro-calculateur 300 remplace une partie sensible du circuit illustré sur la figure 8 pour former un DAC selon les principes de l'invention Une unité centrale de traitement (CPU) 310 du micro-calculateur 300, en combinaison avec un registre 312 comprenant un emplace10 ment de mémoire d'une mémoire à accès aléatoire (RAM) qui stocke un mot numérique à 16 bits représentant une tension analogique, applique des signaux impulsionnels de sortie GROSSIER et PRECIS représentatifs des 8 MSB et des 8 LSB du mot numérique aux résistances 314 et 15 316, respectivement Un filtre passe-bas 31 8 comprend les résistances 314 et 316 pour pondérer différentiellement et combiner les signaux impulsionnels de sortie afin de produire un signal analogique (V sor) dans un condensateur 320 d'une manière semblable a ce qui a 20 été décrit cidessus pour la figure 1. La description qui suit de l'algorithme utilisé pour produire les signaux impulsionnels GROSSIER et PRECIS s'applique aux agencements des figures 3 et 7. Pour produire les signaux impulsionnels GROSSIER et PRECIS (représentatifs des 8 MSB et des 8 LSB respectivement, du mot numérique stocké dans le registre 312/ 746),le micro-calculateur 300 / 700 établit un intervalle de temps ayant 256 incréments Une fois Pour chaque incrément de l'intervalle de temps, l'unité 310/ 30 752 ajoute les 8 MSB au contenu d'un accumulateur S'il résulte un neuvième bit (bit de report) de l'addition, un niveau de signal haut est appliqué à la résistance 314/716 mais si aucun bit de report n'est produit, un niveau de signal bas est appliqué à la résistance 314/ 35 716 Un organigramme de cet algorithme est indiqué sur la figure 4 Apres avoir répété 256 fois consécutives le processus de la figure 4, le signal de sortie développé dans la résistance 314/716 à une durée utile ( et par conséquent une valeur moyenne en courant continu) représentative de la valeur numérique des 8 MSB On considère, par exemple, le nombre binaire 01 qui correspond à 25 % de la valeur numérique maximum pouvant être représentée par deux bits En ajoutant en succession 01 à tout nombre de deux bits, un bit de retenueou de report sera produit à 25 % du temps Un signal de durée utile est produit dans la résistance 316/718 en réponse aux 8 LSB du mot numérique stocké dans le registre 312 de la même façon que pour les 8 MSB Sur la figure 4, 400 désigne "détecter -valeur numérique", 410 désigne "attendre intervalle de temps suivant", 420 désigne "ajouter valeur à l'accumulateur', 430 désigne "report ?", 440 désigne "sortie basse" et 450 "sortie haute". Pour produire la fonction du circuit d'échantillonnage et de maintien de la figure 8, le microcalculateur 300 de la figure 3 comprend un second registre 322 à 16 bits, également un emplacement de mémoire RAM, pour stocker les valeurs d'un mot numérique qui développe une tension VT dans un condensateur 324 qui suit la tension V sor développée dans le condensateur 320 La tension VT est développéepar la pondération différentielle des deux signaux impulsionnels supplémentaires de sortie produits par l'unité 310 aux résistances 326 et 328 respectivement, d'une façon semblable a ce qui a été décrit ci-dessus pour la production de la tension Vsor Les tensions Vsor et VT sont appliquées par des résistances de valeurs égales 330 et 332 respectivement, aux entrées d'un comparateur de tension 334 Le comparateur 334 applique un signal à un niveau haut à l'unité 310 lorsque la différence de tension entre ses entrées est plus faible que la moitié d'un niveau incrémentiel de Vsor afin que le comparateur 334 puisse détecter 2 J 55 C:03 avec précision le moment o Vsr a suivi VT De préférence, la constante de temps du filtre passe-bas 318 est relativement courte afin que le comparateur 334 puisse indiquer rapidement, à l'unité 310, si Vsor a suivi VT Lorsque l'on utilise le DAC de la figure 3 pour produire le signal d'accord dans un téléviseur, il peut être souhaitable d'incorporer un autre filtre passebas 338 comprenant une résistance 340 et un condensateur 342 (que l'on peut voir en pointillé) ayant une relati10 vement longue constante de temps pour produire un filtrage supplémentaire de Vsor afin de produire Vsor sorso appropriée à une utilisation comme le signal d'accord. Le fonctionnement de la figure 3 sera maintenant décrit en se référant à l'organigramme du programme de 15 commande du micro-calculateur 300 que l'on peut voir sur la figure 5. Une commande 336 par l'utilisateur, par exemple semblable au sélecteur de canal 844 de la figure 8, applique des commandes au micro-calculateur 300 pour 20 contrôler le fonctionnement du DAC On suppose, à titre d'exemple, que la commande par l'utilisateur 336 commande le micro-calculateur pour produire un signal analogique croissant de sortie A la réception de cette commande, l'unité 310 initialise les registres 312 et 25 322 en établissant une valeur numérique minimum dans chaque registre puis augmente séquentiellement les valeurs numériques dans les registres 312 et 322 selon les étapes 500 à 550 du programme illustré sur la figure 5 afin de produire une tension analogique croissante 30 de manière monotone Vsor à partir des valeurs numériques stockées dans le registre 312 et une tension VT à partir des valeurs numériques stockées dans le registre 322 qui suit les niveaux d'amplitude dans la tension Vsor Du fait des légères différences de dimension des incré35 ments d'amplitude de Vsor et VT, pouvant résulter des différences réelles des valeurs entre les résistances 314, 316 et les résistances 326, 328, l'unité 310 peut détecter la sortie du comparateur 334 pendant l'étape 550 du programme de commande pour s'assurer que VT suit Vsor. Sur la figure 5, 500 désigne "entrée utilisateur moni5 teur", 510 désigne "détecter entrée utilisateur ?", 520 désigne "attendre intervalle de temps X", 530 désigne "changer registre 312 ", 540 désigne "détecter non monotonie ?", 550 désigne "changer registre 322 ", 560 désigne "changer registre 312 " 1 570 indique "sortie 10 comparateur haute ?", et 580 indique "attendre intervalle de temps X/10 ". Lorsque l'unité 310 détecte que Vsor est sur le point de subir un incrément non monotone, c'est-à-dire que les 8 LSB du mot numérique stocké dans le registre 15 312 sont tous des un, l'unité 310 passe de l'étape 540 du programme à la boucle comprenant les étapes 560,570 et 580 de façon que l'unité 310 n'incrémente plus la valeur du mot stocké dans le registre 322 mais au contraire incrémente rapidement la valeur du mot numérique stocké dans 20 le registre 312 jusqu'à ce le comparateur 334 applique un signal à l'unité 310 indiquant que Vsor a suivi VT sor T' Ensuite, l'unité 310 continue l'augmentation séquentielle des registres 312 et 322 jusqu'à ce que l'unité 310 détecte de nouveau qu'un incrément non monotone est imminent, auquel cas le processus ci-dessus décrit se répète Si la commande 336 par l'utilisateur a commandé au micro- calculateur 300 de produire un signal analogique décroissant, la valeur du mot numérique stocké dans les registres 312 et 322 sera initialisée à une valeur maximum puis séquentiellement diminuée Le fonctionnement sera sensiblement le même que décrit ci-dessus à l'exception que l'unité 310 détectera que Vsor était sur le point de subir un incrément non monotone alors que les 8 LSB du mot numérique étaient tous des zéros. Ainsi, le fonctionnement du mode de réalisation de la figure 3 est semblable à celui de la figure 8 Dans les deux modes de réalisation des figures 8 et 3, des moyens sont prévus pour détecter la présence drun incrément non monotone, pour stocker un signal représentatif du niveau à la sortie du DAC juste avant l'incrément non monotone et, pour changer rapidement le niveau du signal à la sortie du DAC après présence d'un incrément non monotone jusqu'à ce qu'il soit de nouveau égal à la valeur qu'il avait juste avant l'incrément non monotone. Il sera clair à ceux qui sont compétents en la matière qu'il y a d'autres modes de réalisation permettant d'accomplir ces fonctions Par exemple, pour détecter la présence de chaque changement non monotone de la figure 3, on peut appliquer Vsor et VT aux entrées d'un comparateur supplémentaire de tension pour appliquer un signal de sortie à la commande 310 lorsque la différence d'amplitude entre Vsor et VT change d'une quantité supérieure à celle attendue Par ailleurs, bien que sur la figure 3,VT soit produite de la même façon et avec le même nombre de bits dans le mot numérique que pour produire Vsor, d'autres procédés de production d'une tension de poursuite peuvent être utilisés De plus, le changement rapide de la valeur du mot numérique après avoir détecté un incrément non monotone peut être accompli d'autres façons en rapport avec le cadre de l'invention Par exemple, lorsque le système est initialement excité, un balayage de calibrage peut être amorcé o les valeurs numériques correspondant aux valeurs qui restaurent le niveau du signal analogique au niveau qu'il avait immédiatement avant chaque incrément non monotone sont stockées dans un emplacement de mémoire 30 à accès aléatoire (comme dans le micro-calculateur 300). Pendant le fonctionnement, chacune de ces valeurs numériques est subséquemment introduite dans le registre 312 (de la figure 3)après détection de l'incrément non monotone respectif, afin de réduire le temps requis pour restituer 35 le niveau du signal analogique au niveau obtenu immédiatement avant la présence de l'incrément non monotone. Bien que le DAC de la figure 1 traite le mot numérique stocké dans le registre en deux groupes de bits en nombre égal, d'autres agencements de groupessont possibles Par exemple, des signaux impulsionnels GROSSIER, MOYEN et PRECIS peuvent être produits comme le montre la figure 6 Un registre 610 stocke un mot numérique à 18 bits Des convertisseurs numériques-durée utile 612-616 répondent aux groupes successifs de 6 bits chacun du mot numérique, en commençant par le bit de poids fort, pour 10 produire les signaux impulsionnels GROSSIER, MOYEN et PRECIS, aux sorties d'une façon semblable à la production des signaux impulsionnels GROSSIER et PRECIS précédemment décrits (sur les figures 1, 3, 7 ou 8) Des résistances à tolérance standard 618-622 sont couplées à la sortie 15 des convertisseurs 612-616 pour combiner les signaux impulsionnels selon les principes de l'invention, de façon que la valeur moyenne maximum en courant continu de chacun des signaux impulsionnels représentatifs d'un groupe de bits de faible poids soit plus importante qu'une 20 seule valeur incrémentielle d'un signal impulsionnel représentatif du groupe des bits de poids fort suivant. Par ailleurs, bien qu'il ne soit pas nécessaire de diviser les bits du mot numérique en nombres égaux de bits, cela est souhaitable car cela diminue la fréquence 25 de fonctionnement requise des convertisseurs d'impulsions. De plus, bien que le DAC selon l'invention soit illustré dans la boucle de réaction d'un système d'accord de télévision, il peut également trouver sur utilisation dans de nombreuses autres applications Par exemple, le conver30 tisseur illustré sur la figure 1 pourrait être utilisé à la place du micro-calculateur 300 du mode de réalisation de la figure 3. 255 O 3 REVE N D I C A T I O N S 1. Dispositif pour convertir un mot numérique comprenant un certain nombre de bits en un signal analogique, caractérisé par: un moyen pour convertir un premier groupe des bits de poids fort ( 12) du mot numérique en un premier signal impulsionnel ayant une durée utile variable pas à pas; un moyen pour convertir un second groupe des bits de poids fort suivant ( 16) dudit mot numérique en un second signal impulsionnel ayant une durée utile variable 10 pas à pas; et un moyen ( 20) pour combiner les premier et second signaux impulsionnels pour produire, à sa sortie, un signal analogique qui, en réponse à des incréments consécutifs de la valeur du mot numérique, a des incréments périodiques non monotones. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de combinaison ( 20) comprend une première résistance ( 22) couplée pour recevoir le premier signal impulsionnel et une seconde résistance ( 24) couplée 20 pour recevoir le second signal impulsionnel, lesdites première et seconde résistances produisant une pondération desdits premier et second signaux impulsionnels. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les parties non monotones ont pour résultat un pourcentage donné des niveaux incrémentiels du signal analogique qui se répète et les première et seconde résistances ( 22, 24) ont une tolérance réelle de la valeur de résistance par rapport à une valeur de résistance nominale qui est sensiblement égale à la moitié dudit 30 pourcentage donné 4. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de combinaison ( 20) comprend un filtre passe-bas. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen de combinaison ( 20) comprend un condensateur ( 28) relié aux première et seconde résistances ( 22, 24) pour filtrer les premier et second siqnaux impulsionnels afin de produire le signal analogique à sa sortie. 6. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les premier et second groupes comprennent chacun 8 bits. 7 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les valeurs des première et seconde résistances ont une tolérance dans une plage diminuant d'environ 10 % tandis que le rapport des valeurs nominales desdites résistances augmente dans une plage comprise entre environ 15 1: 200 vers un 1: 256. 8. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le mot numérique comprend 18 bits et les premier et second groupes comprennent chacun 6 bits. 9. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé 20 en ce que le rapport de la valeur nominale de la première résistance à la valeur nominale de la seconde résistance atténue différentiellement les premier et second signaux impulsionnels de façon que la valeur maximum moyenne en courant continu du second signal impulsionnel soit plus 25 importante que la valeur moyenne en courant continu d'un seul incrément du premier signal impulsionnel, d'un pourcentage prédéterminé. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que les première et seconde résistances ont une 30 valeur réelle dans une tolérance donnée des valeurs nominales, le pourcentage de la tolérance donnée étant à peu près égal à la moitié du pourcentage prédéterminé. 11. Dispositif selon la revendication 1, dans un système d'accord de télévision, caractérisé en ce que 35 le signal analogique est un signal d'accord couplé au système d'accord comme comprenant un oscillateur ( 739) répondant à un signal d'accord pour produire un signal d'oscillateur local, un moyen sélecteur de canal ( 744) pour produire des signaux représentatifs d'un canal choisi et un moyen répondant auxdits signaux ( 700) produits par ledit sélecteur de canal pour produire un mot numérique multibit 12. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que le moyen produisant le mot numérique comprend: 10 un moyen ( 750) pour comparer la fréquence du signal d'oscillateur local au signal produit par le moyen sélecteur de canal ( 744), et un moyen de commande ( 752) répondant audit moyen de comparaison pour produire ledit mot numérique. 13 Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que l'oscillateur ( 739), le moyen de comparaison ( 750), le moyen de commande ( 752) et le dispositif produisant la tension d'accord forment une boucle de réaction ( 760). 14 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé de plus par un moyen ( 832) pour détecter la présence de chacun des incréments non monotones du signal analogique; un moyen ( 840, 812) pour changer rapidement la valeur du mot numérique afin de changer rapidement la grandeur du signal analogique en réponse à la détection de la présence de chacun des incréments non monotones; un moyen ( 836) pour stocker des signaux ayant des grandeurs en rapport avec les grandeurs du signal analogique avant chaque incrément non monotone; et un moyen de détection ( 838) 30 ayant une première entrée répondant à la grandeur du signal analogique et une seconde entrée répondant à la grandeur du signal stocké pour arrêter le changement rapide de la valeur du mot numérique lorsque la grandeur du signal analogique correspond à la grandeur du signal 35 stocké. 2 f 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que le moyen de détection ( 832) répond au mot numérique et produit un signal d'indication à la détection d'une valeur du mot numérique 5 qui précède chacun des incréments non monotones d'un nombre prédéterminé d'incréments. 16. Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que le moyen de détection produit le signal d'indication à une valeur numérique qui précède immé10 diatement chacun des incréments non monotones. 17. Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que le mot numérique est produit par un compteur ( 810); et en ce que le moyen pour changer rapidement la valeur du mot numérique comprend un moyen 15 pour augmenter l'allure à laquelle ledit compteur est changé ( 840, 812), ledit moyen augmentant l'allure répondant au signal d'indication pour commencer ledit changement rapide. 18. Dispositif selon la revendication 17, 20 caractérisé en ce que le moyen de détection comprend un comparateur de tension ( 838). 19. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le moyen de stockage comprend un circuit d'échantillonnage et de maintien ( 836) relié pour recevoir le signal analogique pour maintenir, à sa sortie, le niveau d'amplitude du signal analogique en réponse au signal d'indication. 20. Dispositif selon la revendication 18, caractérisé en ce que le moyen de stockage comprend un moyen pour produire un signal suiveur ayant des changements d'amplitude en rapport avec les changements d'amplitude du sigal analogique jusqu'à la présence du signal d'indication, et pour arrêter les changements d'amplitude du signal suiveur en réponse audit signal d'indication 255 '001 21. Dispositif selon la revendication 20, caractérisé en ce que le moyen produisant le signal suiveur répond au signal à la sortie du moyen de détection pour forcer ledit signal suiveur à avoir de nouveau des changements d'amplitude en rapport avec les changements d'amplitude du signal analogique lorsque la grandeur du signal analogique correspond à l'amplitude du signal suiveur produit à la présence dudit signal d'indication. 22 Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce aue le moyen de stockage comprend un troisième moyen ( 326) pour convertir un premier groupe des bits de poids fort de poids fort d'un mot numérique suiveur en un troisième signal impulsionnel ayant une 15 durée utile variable pas à pas; un quatrième moyen ( 328) pour convertir un second groupe des bits de poids fort suivants du mot numérique suiveur en un quatrième signal impulsionnel ayant une durée utile variable pas à pas; et un moyen ( 324) pour combiner les troisième et quatrième signaux impulsionnels pour produire, à sa sortie, un second signal analogique ayant des changements d'amplitude en rapport avec les changements d'amplitude du premier signal analogique mentionné. 23 Dispositif selon la revendication 22, caractérisé en ce que les troisième et quatrième moyens de conversion ( 326, 328) répondent au signal d'indication pour arrêter les changements d'amplitude du second signal analogique mentionné; en ce que le premier mot numérique 30 mentionné est produit par un compteur ( 312); et en ce que le moyen pour changer rapidement la valeur du premier mot numérique mentionné comprend un moyen pour augmenter la fréquence à laquelle le compteur ( 312) change, le moyen augmentant la fréquence répondant au signal d'indication 35 pour amorcer le changement rapide. 24. Dispositif selon la revendication 23, caractérisé en ce que le moyen pour combiner les premier et second signaux impulsionnels comprend une première résistance ( 314) couplée pour recevoir le premier signal impulsionnel, une seconde résistance ( 316) couplée pour recevoir le second signal impulsionnel et un premier circuit d'intégration ( 320) couplé aux extrémités des première et seconde résistances; et le moyen pour combiner les troisième et quatrième signaux impulsionnels 10 comprend une troisième résistance ( 326) couplée pour recevoir le troisième signal impulsionnel, une quatrième résistance ( 328) couplée pour recevoir le quatrième signal impulsionnel et un second circuit d'intégration ( 324) couplé aux extrémités des troisième et quatrième résistances ( 326, 328), lesdits premier et second signaux analogiques mentionnés étant développés par les premier et second circuits d'intégration ( 320, 324), respectivement. 25. Dispositif selon la revendication 24, 20 caractérisé en ce que la non monotonie du premier signal analogique mentionné a pour résultat qu'un pourcentage donné de son changement d'amplitude se répète et les première, seconde, troisième et quatrième résistances ont une tolérance réelle de la valeur de résistance par rapport 25 à unevaleur nominale de résistance qui est égale sensiblement à la moitié dudit pourcentage donné. 26. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il est incorporé dans un téléviseur ayant un système d'accord du type à balayage répondant à 30 un signal de commande d'accord; en ce que le moyen pour changer rapidement la valeur du mot numérique produit un signal analogique sensiblement monotone; et en ce que ledit signal analogique sensiblement monotone est appliqué audit système d'accord en tant que signal de commande 35 d'accord.