Brevet FR2541058A1 — publié le 19840817

DISPOSITIF DE LINEARISATION D'AMPLIFICATEUR HAUTE FREQUENCE A COEFFICIENTS DE NON-LINEARITE COMPLEXES La présente invention concerne un dispositif de linéarisation d'am- plificateur haute fréquence à coefficients de non-linéarité complexes et destiné à amplifier un signal multitons. La non-linéarité d'un amplificateur provoque l'apparition de signaux parasites appelés produits d'intermodulation, lorsqu'il est excité simulta- nément par plusieurs signaux dont les fréquences sont différentes Lorsque les signaux haute fréquence à amplifier sont proches les uns des autres, par exemple dans le cas de signaux modulés, le phénomène d'inter- modulation se traduit alors en dehors de la bande de modulation par une perturbation des communications utilisant des canaux voisins et dans la bande de modulation par une distorsion phonique et surtout par un accroissement du taux d'erreur en cas de transmission numérique multi- porteuse. Pour éviter de pareils effets il convient de minimiser les consé- quences du phénomène de non-linéarité Diverses solutions ont été pro- posées pour cela Elles peuvent se classer en deux catégories: les dispositifs à asservissement permanent et les dispositifs précorrecteurs. Ces deux méthodes consistent à appliquer à l'entrée de l'ampli- ficateur haute fréquence non pas directement le signal e(t) à amplifier, mais un signal h(t) obtenu à partir du signal à amplifier et dont le spectre comporte, outre les raies haute fréquence du signal à amplifier, des raies correctrices situées aux fréquences des produits d'intermodulation à éliminer. Lorsque les coefficients de non-linéarité de l'amplificateur sont complexes, il est connu d'obtenir les raies correctrices en agissant séparément sur le module et la phase du signal de sortie s(t) de l'amplificateur Il est par exemple connu d'asservir indépendamment et séparément l'enveloppe (atténuée) et la phase du signal s(t) à l'enveloppe et à la phase du signal e(t). Il est par ailleurs connu, d'après la demande de brevet français no 82 01454, déposée au nom de la demanderesse, d'obtenir les raies correctrices par précorrection en agissant indépendamment et séparément sur deux paramètres distincts du signal s(t). Le dispositif de linéarisation décrit dans cette demande de brevet comporte en effet des moyens pour élaborer par précorrection, à partir du signal haute fréquence à amplifier, un premier et un second signal de correction dont le spectre comporte des raies d'amplitude réglable situées à des fréquences correspondant aux harmoniques des écarts de tons du signal haute fréquence à amplifier, agissant séparément sur deux para- mètres distincts du signal amplifié, et un dispositif de prédistorsion pour élaborer à partir du signal haute fréquence à amplifier et des premier et second signaux de correction, un signal d'entrée de l'amplificateur dont le spectre comporte, outre les raies haute fréquence du signal à amplifier, des raies correctrices, aux fréquences des produits d'intermodulation d'ordres impairs, d'amplitude réglable par action conjointe sur les réglages d'amplitude des raies du spectre du premier et du second signal de correction, ces réglages étant effectués en vue d'obtenir une annulation des produits d'intermodulation d'ordres impairs situés au voisinage de la bande d'émission dans le signal amplifié. Par ailleurs, dans la demande de brevet NI 82 01 454 précitée, un dispositif de prédistorsion particulier a été décrit, comportant un modu- lateur de phase et un modulateur d'amplitude destinés respectivement à moduler le signal à amplifier par le premier et le second signal de correction. La présente demande de brevet a pour objet un nouveau dispositif de prédistorsion présentant intrinsèquement, une mise en oeuvre facilitée par rapport à celui décrit dans la demande de brevet précitée, et, en association avec des moyens pour obtenir les signaux q(t) et q'(t) con- formes à un second objet de l'invention, une mise en oeuvre simplifiée du dispositif -de linéarisation. Suivant l'invention, le dispositif de linéarisation d'amplificateur de signaux haute fréquence, à coefficients de non-linéarité complexes, et destiné à amplifier un signal multitons e(t), comportant des moyens pour élaborer, à partir du signal haute fréquence à amplifier, un premier et un second signal de correction q(t) et q'(t) dont le spectre comporte des raies d'amplitude réglable situées à des fréquences correspondant aux harmo- niques des écarts de tons du signal haute fréquence à amplifier, agissant séparément sur deux paramètres distincts du signal amplifié, et un dispositif de prédistorsion pour élaborer à partir du signal haute fréquence à amplifier et des premier et second signaux de correction un signal d'entrée h(t) de l'amplificateur dont le spectre comporte, outre les raies haute fréquence du signal à amplifier, des raies correctrices, aux fréquen- ces des produits d'intermodulation d'ordres impairs, d'amplitude réglable par action conjointe sur les réglages d'amplitude des raies du spectre du premier et du second signal de correction q(t) et q'(t), ces réglages étant effectués en vue d'obtenir une annulation des produits d'intermodulation d'ordres impairs situés au voisinage de la bande d'émission dans le signal amplifié, ce dispositif de linéarisation est tel que le dispositif de prédistorsion comporte un modulateur d'amplitude du signal à amplifier e(t) par le premier signal de correction q(t), un modulateur d'amplitude à suppression de porteuse, du signal à amplifier e(t) déphasé de Il par le second signal de correction q'(t), et un sommateur des signaux issus de ces deux modulateurs, fournissant le signal d'entrée de l'amplificateur. Suivant un autre objet de la présente invention, le premier et le second signal de correction sont obtenus respectivement par asser- vissement de deux paramètres particuliers du signal s(t) qui sont sa composante provenant de la partie réelle de la fonction de transfert de l'amplificateur et sa composante provenant de la partie imaginaire de la fonction de transfert de l'amplificateur (appelées aussi par la suite reflets de l'amplitude de deux composantes réelles orthogonales du signal amplifié, ou plus simplement composantes X et Y du signal s(t)), aux composantes correspondantes du signal à amplifier. L'invention sera mieux comprise au cours de la description qui suit et à l'examen des figures qui la soutiennent; celles-ci sont données à titre indicatif et non limitatif des caractéristiques de l'invention; elles repré- sentent: figures la à ld, les diagrammes de la fonction de transfert d'un amplificateur HF à linéariser; figure 2, l'allure du signal d'entrée de cet amplificateur et de son enveloppe pour une excitation à deux tons égaux; figures 3 a et 3 b, le spectre total et le spectre filtré du signal de sortie de cet amplificateur; figure 4 a, un schéma fonctionnel du dispositif de prédistorsion conforme à l'invention, les figures 4 b, 4 c et 4 d en représentant des variantes; figure 5, un schéma f onctionnel d'un dispositif de linéarisation par précorrection obtenu par application au dispositif de prédistorsion conforme à l'invention, de signaux de correction obtenus par traitement de l'enveloppe du signal à amplifier; figure 6, un schéma fonctionnel d'un dispositif de linéarisation par asservissement obtenu par application au dispositif de prédistorsion conforme à l'invention, de signaux de correction provenant des compa- raisons de l'amplitude et de la phase du signal amplifié s(t) avec l'amplitude et la phase du signal à amplifier e(t); figure 7, un schéma fonctionnel d'un dispositif de linéarisation par asservissement obtenu par application au dispositif de prédistorsion conforme à l'invention, de signaux de correction obtenus conformément à l'invention par comparaison de deux paramètres qui sont les reflets de l'amplitude de deux composantes réelles orthogonales du signal amplifié, aux composantes correspondantes du signal à amplifier - Des éléments identiques sur des figures distinctes portent les mêmes références. On considère un amplificateur haute fréquence recevant un signal e(t) à l'entrée et délivrant un signal S(t) à la sortie S(t) peut s'écrire: S(t) = X(e(t)) + j Y(e(t)) dans lequel X et Y sont des fonctions réelles et j est le nombre imaginaire tel que j = _ 1. Les figures la et lb montrent que l'amplificateur haute fréquence n'est pas linéaire; en particulier X(e(t)) n'est pas proportionnel à e(t), et présente une légère saturation par exemple Le module du signal de sortie peut être représenté par: IS(t) = X 2 +Y 2 e(t) Le diagramme de ce module apparaît sur la figure lc Le déphasage du signal de sortie par rapport au signal d'entrée, 4 (S/e) = Arctg (Y/X) est représenté sur la figure Id En pointillés apparaissent sur ces diagrammes les caractéristiques de transfert d'un amplificateur idéal Le signal e(t), amplifié par un tel amplificateur, subira donc des déformations lors de l'amplification Ces déformations peuvent être explicitées en décomposant le signal S(t) selon le polynôme de transfert Suivant une telle décomposition S(t) s'écrit: S(t) = A e(t) + B e 2 (t) + C e 3 (t) + dans laquelle A, B, C sont des nombres complexes tels que. | A= a + ja' avec A = \ +a BI= b + ib' avec B = \ / I CI= c + j c' avec C =c +c A, B, C caractérisant les défauts de linéarité de l'ampli- ficateur Il est bon de remarquer que généralement leur module va décroissant lorsqu'ils pondèrent le signal d'entrée e(t) élevé à une puis- sance de plus en plus élevée On indiquera par la suite comment cette décomposition permet de mettre en évidence que le défaut de linéarité de l'amplificateur provoque la naissance de produits d'intermodulation gênants Mais par ailleurs l'étude montrera qu'il n'est pas nécessaire de connaître la fonction de transfert de l'amplificateur que l'on cherche à corriger et que donc un dispositif selon la présente invention présente à cet effet un caractère universel En effet, après traitement par le dispositif de linéarisation de l'invention, dans le signal final les termes X, Y, A, B, C, caractéristiques de l'amplificateur auront disparu pour être remplacés par une caractéristique de la forme S(t) = X' (e(t)) + j Y' (e(t", X' et Y' étant linéaires, c'est-à-dire X'(e(t) = constante et Y'(e(t) e(t) et constante Alors 4 S/e = constante En réalité si l'amplificateur dispose en sortie d'un filtre harmonique l'action de celui-ci est incorporée dans l'expression précédente de S(t). Lorsque le signal e(t) ne comporte qu'un ton haute fréquence, la non- linéarité ne provoque que des raies harmoniques dont l'amplitude selon le rang est liée à la valeur des coefficients A, B, C, Elles peuvent être éliminées aisément par filtrage Par contre si le signal e(t) comporte au moins deux tons il en va tout autrement et certaines raies parasites tombent en des zones de fréquence intermédiaires aux deux tons Si les deux tons sont proches l'un de l'autre on ne saura pas effectuer facilement le filtrage de ces produits d'intermodulation parasites. L'étude qui suit est faite pour un signal d'entrée e(t) comportant deux tons égaux selon la méthode recommandée par le CCIR mais le principe reste valable pour deux tons inégaux ou pour N tons quelconques, même émis à des amplitudes différentes Le signal e(t), à deux tons égaux par exemple, introduit à l'entrée de l'amplificateur à corriger aura la forme: e(t) = V (cos W 1 t+ cos W 2 t) ce qui peut s'écrire également W 2- W 1 w W t W e(t) = 2 V cos ( 2 t cos()t)t Dans cette expression W et W 2 sont les pulsations de chacun des deux tons. Dans un exemple l'amplificateur à corriger sera un amplificateur pour signaux BLU émis dans la bande 1,5 à 30 M Hz Les pulsations W 1, W 2, correspondant aux deux tons évoqués, correspondront à des fréquences situées dans cette bande et distantes l'une de l'autre d'environ 3 k Hz par exemple Ces grandeurs ne sont bien entendu nullement restrictives du champ d'application de l'invention. Un tel signal e(t) est visible sur la figure 2 Sur cette figure on distingue le signal e(t) proprement dit constitué par les alternances resserées en traits pleins Selon la deuxième partie de l'expression de e(t) indiquée précédemment il apparaît que e(t) est équivalent au produit d'un Wl +W 2 premier signal de pulsation 2 par un second signal de pulsation _ 2 l (de basse fréquence). En remplaçant, dans la décomposition polynômiale de S(t), e(t) par la valeur conventionnelle à deux tons que l'on vient de déterminer, S(t) s'écrit, une fois tous calculs faits: S(t) = B + B(cos (wl-w 2)t + cos (wl+W 2)t) + (A+ È-) (cos wl t + cos W 2 t) + ( (cos( 2 W 1)t + cos ( 2 W 2-w)t) 3 C +( 4) (co( 2 l 2)t o ( 2 2 l) t) + ( 9 (cos 2 w Il + cos 2 W 2 't) + 4 (cos ( 2 w I + W 2)t + cos ( 2 W 2 + Wl)t) + C (cos 3 wl t + cos 3 W 2 ot) Pour simplifier les calculs, on s'est arrêté aux non-linéarités d'ordre 3, mais l'articulation de ces calculs reste valable pour tout ordre plus élevé. Une représentation spectrale de 5 (t) est donnée sur la figure 3 a. Wl +W 2 Cette figure représente le spectre total de S(t) Comme 2 est très supérieur à W 2-w I on constate que ce spectre présente des groupements de raies autour de pulsations ayant la valeur de: Wl+W 2 w = N ( 2) N entier compris entre O et l'infini. Les amplitudes des différentes raies, apparaissant sur ce spectre total, sont celles données en fonction des paramètres A, B, C de la décomposition polyn 8 miale de S(t) Seul le module des coefficients figurant en ordonnée est à prendre en compte On remarquera que seul le groupement situé autour de la pulsation 2 nous intéresse Il est gênant, car il comporte des raies aux pulsations 2 wl-w 2 ou 2 W 2-w 1 Par un dispositif connu de l'art antérieur on éliminera par ailleurs facilement les harmoniques situées hors de cette bande utile En effet les matériels d'émission conventionnels disposent en sortie de filtres harmoniques ne laissant pas non plus passer ni les composantes continues ni la basse fréquence (w 2 W 1). Le spectre du signal amplifié dans la bande utile est représenté sur la figure 3 b On constate qu'il comporte des raies aux pulsations W 1 et W 2 pondérées chacune par le même coefficient A + a signifiant ainsi que chaque raie a subi une amplification égale Il comporte également les deux raies parasites d'intermodulation 2 wl-w 2, 2 W 2-w I chacune affectée du coefficient È On remarquera que ne sont pas représentées sur la figure 3 b les amplitudes des raies d'intermodulation de cinquième ordre de la forme 3 wl-2 W 2 et 3 W 2-2 W D'une part les coefficients affectant chacune de ces raies sont en général inférieurs aux coefficients ayant affecté les raies d'intermodulation du troisième ordre et d'autre part on verra par la suite que ces raies d'intermodulation subiront le même traitement que les premières et seront également annihilées Leur repré- sentation aurait alourdi les représentations de la figure 3. On a vu que les termes pairs n'avaient -pas d'incidence sur les produits d'intermodulation qui nous préoccupent Pour poursuivre les calculs, on ne va donc pas s'encombrer des non-linéarités d'ordre pair, et on va aller jusqu'à l'ordre 5 pour les non-linéarités d'ordre impair: (t) = A e(t) + C e 3 (t) + E e 5 (t) En redonnant au polynôme le caractère complexe évoqué précé- demment (A = a + j a', C = c + j c' et E = e + j e'), tous calculs faits, 5 (t) prend la forme suivante après filtrage harmonique: 9 c 3 50 e V_ 5 S(t)= (a V+ V +) (cos wit + cos W 2 t) 9 c' 3 5 e'V 5)- *(a'V + + 5) (cos (wt +) + cos (w 2 t+)) + ( 3 c V 3 + ? 2 e V 5) (cos( 2 wl-w 2)t + cos ( 2 W 2-wl)t) ( 1) + ( 43 c'V 3 + e'V 5) (cos (( 2 W -w 2) t + i) + cos (( 2 W 2-wl)t+ 2 " + ( V 5) (cos ( 3 wl-2 W 2)t + cos ( 3 W 2-2 wl)t) + Se' V 5) (cos (( 3 wl-2 W 2)t + -) + cos (( 3 W 2-2 W 1)t+ 2 ")) Cette écriture fait apparaître chaque raie du spectre de S(t) avec filtrage harmonique, selon deux composantes réelles orthogonales, l'une provenant de la partie réelle des coefficients de non-linéarité, l'autre, déphasée de radians, provenant de la partie imaginaire de ces mêmes coefficients. Ces composantes sont conformes d'une part à une modulation d'amplitude de e(t) laissant passer également les raies principales et d'autre part à une seconde modulation de e(t), soit de phase à faible indice, soit d'amplitude sans porteuse (modulation DBL, équilibrée) et déphasée de 2 radians ajoutée à la première A partir de cette observation il est possible donc de créer des raies opposées aux raies d'inter- modulation, par addition d'une modulation d'amplitude de e(t) par un premier signal de correction q(t) adéquat et d'une modulation d'amplitude sans porteuse, de e(t) déphasé au préalable de 2 radians, et ceci par un second signal de correction q'(t) adéquat. C'est pourquoi le dispositif de prédistorsion 1 conforme à l'invention, représenté sur la figure 4 a, comporte un modulateur d'amplitude 2 qui reçoit les signaux e(t) et q(t), un modulateur d'amplitude à suppression de porteuse 3, qui reçoit le signal e(t) déphasé de R au moyen d'un déphaseur 4, et un sommateur 5 qui reçoit des signaux h 1 (t) et h 2 (t) issus respectivement des modulateurs 2 et 3 et qui fournit le signal h(t) appliqué à l'entrée de l'amplificateur. Le modulateur d'amplitude à suppression de porteuse 3 est par exemple constitué par un modulateur équilibré, un modulateur en anneau, un multiplieur, un amplificateur à gain variable ou tout autre circuit équivalent. Dans la pratique, si l'on souhaite travailler sur une bande assez large on utilisera comme le montre la figure 4 b, à la place du déphaseur 4 de R un circuit 4 ' connu de l'art antérieur utilisant des quadripôles passe-tout, délivrant en deux sorties des signaux e (t) et e 2 (t) déphasés de 2 radians entre eux mais de phase variable par rapport à l'entrée Le caractère variable de la phase est absolument secondaire dans le cadre de l'invention puisque ce déphasage reste constant sur l'étroit spectre à transmettre (quelques kilohertz) La précision et la constance de l'écart de phase de 2 radians entre e 1 (t) et e 2 (t) dépend de l'ordre des circuits passetout. Pour e(t) = V 2 V (cos (w 1 t +(f)) + cos (w 2 t -(f) on a el(t) = V ( cos Wt+ cos W 2 t) e 2 (t) = V ( cos (w t + 2) + cos (w 2 t + z Egalement sur le plan pratique, comme les raies principales doivent transiter par le modulateur d'amplitude 2 (ou amplificateur à gain variable) on favorisera le passage dans cette branche en utilisant un déphaseur asymétrique, favorisant la sortie O et laissant la sortie II à -10 ou - 15 d B De même la sommation peut être réalisée au moyen d'un sommateur également asymétrique, par exemple un coupleur large bande ou 15 d B, en utilisant la voie couplée comme entrée de la branche déphasée de Il En effet cela permet en modulant fortement la voie déphasée d'obtenir en sortie une équivalence des raies de modulation à 10 ou 30 d B des raies principales, ce qui est dans la majorité des cas largement suffisant. La figure 4 c représente une variante de réalisation des figures 4 a et 4 b, dans laquelle les modulateurs 2 et 3 reçoivent tous les deux le signal à amplifier e(t), le déphasage de 2 entre les raies issues respectivement des modulateurs 2 et 3 étant alors obtenu au moyen d'un coupleur en quadrature 5 ' qui remplace le sommateur 5 Le coupleur 5 ' apportant un déphasage (variable avec la fréquence) aux raies issues des modulateurs 2 et 3, il est nécessaire de tenir compte de ce déphasage dans le cas o les signaux q(t) et q'(t) sont obtenus par contre-réaction. Une variante de réalisation est également donnée en figure 4 d o le modulateur d'amplitude 2 est placé après le sommateur 5, ce qui ajoute aux raies de modulation déphasées de 2 une légère modulation qui est parfaitement négligeable. Le dispositif de prédistorsion représenté sur les figures 4 a, 4 b 4 c et 4 d présente une mise en oeuvre simplifiée du fait de l'utilisation exclusive de modulateurs d'amplitude Son fonctionnement sera exposé en même temps que celui des moyens pour obtenir les signaux de correction q(t) et q'(t), suivant les diverses réalisations données aux figures 5, 6 et 7. Les signaux de correction q(t) et q'(t) peuvent être obtenus soit par précorrection soit par asservissements paramétrés. Sur la figure 5 on a représenté le dispositif de prédistorsion 1 conforme à l'invention (par exemple conforme au schéma de la figure 4 b) auquel sont appliqués des signaux q(t) et q'(t) obtenus par traitement de l'enveloppe du signal à amplifier, conformément au dispositif décrit dans la demande de brevet n 82 01 454 déposée au nom de la demanderesse, réduisant l'intermodulation par précorrection du signal à amplifier. Le signal q(t) est obtenu au moyen de N multiplieurs 61, 62, 63 6 N dont le premier 61 est muni de deux entrées reliées à la sortie d'un détecteur d'enveloppe 7 du signal e(t), dont le deuxième 6 est muni iême 2 de deux entrées reliées à la sortie du premier et dont le nme 6 (n étant n un entier compris entre 3 et N) est muni de deux entrées reliées respectivement à la sortie du premier et du (n-l)leme de N ampli- ficateurs linéaires 8 à gain réglable en amplitude et en signe, munis chacun d'une entrée reliée à la sortie de l'un des N multiplieurs 6 n, et d'un sommateur 9 muni de N entrées, reliées aux sorties des N amplificateurs à gain réglable 8 N et d'une sortie qui fournit le signal q(t). De même le signal q'(t) est obtenu au moyen des N multiplieurs 6 n, de N amplificateurs linéaires 10 N à gain réglable en amplitude et en signe, munis chacun d'une entrée reliée à la sortie de l'un des N multiplieurs 6 n et d'un sommateur 11 muni de N entrées reliées aux sorties des N amplificateurs réglables 10 N et d'une sortie qui fournit le signal q'(t). Sur la figure 5 on a également représenté l'amplificateur haute fréquence 12 à linéariser, auquel est appliqué le signal h(t) issu du dispositif de prédistorsion 1. Le dispositif de linéarisation représenté sur la figure 5 fonctionne de la façon suivante: Pour el(t) = V (cos wit + cos W 2 t), on a: q(t)= 2 kl V 2 + 6 k 2 V + 1 + ( 2 k 1 V 2 + 8 k 2 V 4) cos (w 2-wl)t + 2 k 2 V 4 cos 2 (w 2-wl)t les coefficients k 1, k 2 etc représentant le gain des amplificateurs 8 n à gain réglable algébriquement par l'opérateur et le terme + 1 caracté- risant la modulation d'amplitude à partir d'un étage à gain variable, auquel cas il est extérieur et l'étage modulateur ne fait qu'une multiplication de e(t) par q(t) pour donner h 1 (t) = el(t) q(t) h 1 (t= (V+ 3 k k 1 V 3 + 10 k 2 V) (cos W 1 t + cos W 2 t) + (k 1 V 3 + 51 I 2 + ( 2 k'V 2 + 8 k' V 4) cs (w -w)t + 2 k'V 4 cos 2 (w -W)t o k'1, k'2 etc représentent le gain des amplificateurs IO O à gain réglable algébriquement par l'opérateur (Ici il s'agit d'une modulation sans transmission de raies principales On ne voit donc pas apparaitre de terme+ l). h 2 (t) = e 2 non-linéarités aff ectent pratiquement uniquement les deux raies princi- pales, compte tenu des niveaux Dans ces conditions le signal de sortie S(t) a pour expression: S(t) 9 c IV 350 el V 5 3 W 1 t) =((a V + + 8 + a ( 3 k'1 V+ 10 k 2 V)co + " cos ww + 2 t 9 c'V 3 50 e'V 5 + 2 (cos (w 2 t + ') 3 c V 3 25 e V 53 + " + 8)+a (k 1 V + 5 I 2 V 5 " (cos ( 2 W I-w 2 t + cos ( 2 W 2-w P)t 3 d V 325 e'V 5 '3 5 l * " 4 + 8 v + a (k 1 V + 5 l'amplificateur haute fréquence 12. Suivant l'art connu, le signal q(t) est obtenu en sortie d'un compa- rateur 14 qui compare l'enveloppe des signaux S(t), atténué au moyen d'un atténuateur 15, et el(t), détectée respectivement au moyen de deux détecteurs d'enveloppe 16 et 17. De même le signal q'(t) est obtenu en sortie d'un comnparateur de phase 18 qui compare la phase des signaux S(t) et el(t) passés respecti- vement dans des écréteurs 19 et 20, le comparateur de phase 18 étant suivi d'un filtre passe-bas 21, et une ligne à retard 22 étant disposée sur le trajet de el(t). Le fonctionnement par asservissement sur le module et la phase étant bien connu, on ne le rappellera pas de manière plus détaillée. Sur la figure 7, on a représenté le dispositif de prédistorsion conforme à la figure 4 b, auquel sont appliqués des signaux q(t) et q'(t) obtenus, conformément à l'invention, par comparaison de signaux BF et continus (XS et Y 5) représentatifs de l'amplitude du signal amplifié selon deux composantes réelles orthogonales dont l'une est en phase avec le signal à amplifier, avec des signaux analogues (X et Ye) représentatifs du signal à amplifier. On expose tout d'abord le principe de cet asservissement. Soit un signal d'entrée: el(t) = V cos wt Après passage dans un amplificateur linéaire de gain G apportant un 254 1058 déphasage constant a, on obtient (t) = GV cos (wt + 4) On élève le signal d'entrée au carré: e 21 (t) = 2 ( 1 + cos 2 wt) Après filtrage passe-bas éliminant les termes HF, il reste: - V 2 Xe 2 Xe est en fait proportionnel au carré de la composante selon l'axe des abcisses. On ajoute à e (t) un déphasage de 2 pour obtenir e 2 (t) et on fait le produit de ce nouveau signal par e 1 (t): e(t) o e 2 (t) = v 2 (cos wt cos (wt +)) = V 2 (cos ( 2 wt + +) + cos) Après filtrage passe bas, il reste: Y = O e En réalisant les mêmes produits sur le signal de sortie, on obtient: S(t) O e (t) = G 2 (cos ( 2 wt + 4) + cos 4) soit, après filtrage: GV 2 X 5 = cos 4, et: S(t) e 2 (t) = GV(cos( 2 wt + + cos -)) 2 2 (cs(w '-) co soit, après filtrage GV 2 Y 5 = 2 sin q Au coefficient (V) près, on voit que X =V Y = O e e X = GV cos Y 5 = GV sin Si l'on applique maintenant ce principe au dispositif de prédistorsion des figures= 4 a, 4 b, 4 c et 4 d, c'est-àdire à des signaux: el(t) = V (cos W 1 t + cos W 2 t) et e 2 (t) = V (cos (wt + à) + cos (w 2 t + l)), 2 1 2 2 2 avec le signal de sortie S(t) tel que défini précédemment par la formule ( 1), et atténué au moyen d'un atténuateur de fonction de transfert B, touscalculs faits, après multiplication et filtrage passe-bas, on obtient: ( 2) Xe = V 2 ( 1 + cos (w 2-w 1)t) e V 2 ( 3) Ye = V 2 (cos ((w 2-wl)t +) + cos ((wl-w 2)t +)) = O 9 V 3 5 ( 4) Xs =V (a V + 9 c V 50 e V 5) ( 4)X 5 V (a V ±±) F 4 8 + (a V + 3 c V 3 + 75 e V) cos (w 2-wl)t + (Q c V 3 + 3 e V 5) cos 2 (w 2wl)t V 5 2 I + e V cos 3 (w 2-wl)t ( 5) Y e V (a'V + + 50 e V) + (a'V + 3 c'V 3 + 75 e'V) cos (w 2-wl)t + ( 3 c'V 3 + e'V 5) cos 2 (w 2-wl)t + e'VY cos 3 (w 2wl)t On observe sur ces signaux des termes continus, et des termes basse fréquence harmoniques de l'écart de fréquence entre les deux tons initiaux Ces signaux ont respectivement des amplitudes qui sont la combinaison pour X 5 des diverses parties réelles des coefficients de non- linéarité de l'amplificateur à corriger et pour YS des diverses parties imaginaires de ces mêmes coefficients de non-linéarité Ces coefficients sont représentés ici pour des non-linéarités ne dépassant pas l'ordre 5 En réalité ils vont au-delà; on peut prévoir en conséquence la fréquence de coupure des filtres passe-bas utilisés à la suite des multiplieurs. Avec les grandeurs Xe' Ye caractérisant le signal d'entrée et les grandeurs homologues X 5, Y 5 caractérisant le signal de sortie, il va être possible de réaliser deux boucles d'asservissement indépendantes Elles vont utiliser respectivement Xe et Ye (égal à 0) comme information de consigne et respectivement X et YS comme information de contre- réaction Les asservissements tendant à annuler la différence entre X et X d'une part, et entre YS et O d'autre part, le signal de sortie sera le plus e semblable possible au signal d'entrée Les éléments comparatifs de ces deux boucles sont réalisés au moyen d'amplificateurs différentiels dont les gains définissent la précision de la correction tandis que les deux éléments actifs de modulation sont intégrés dans le dispositif de prédistorsion Les signaux d'erreur q(t) et q'(t) sont fonction de la différence entre les informations de consigne et de contre-réaction. Comme le montre la figure 7, le signal d'erreur q(t) est obtenu en sortie d'un amplificateur différentiel 23 qui reçoit sur ses deux entrées les' informations de consigne Xe et de contre-réaction X relatives à l'asser- vissement de la composante de S(t) provenant de la partie réelle de la fonction de transfert de l'amplificateur. Pour obtenir l'information de consigne Xe, il est prévu un multi- plieur 24 qui reçoit sur ses deux entrées le signal e 1 (t) obtenu sur la sortie non déphasée du circuit 4 ', et un filtre passe-bas 25 disposé en sortie du multiplieur 24. De même, pour obtenir l'information de contre-réaction X il est prévu un multiplieur 26 qui reçoit sur ses deux entrées respectivement le signal e 1 (t) et le signal S(t) atténué à travers un atténuateur 27 de fonction de transfert e, et un filtre passe-bas 28 disposé en sortie du multiplieur 26. Le signal d'erreur q'(t) est obtenu en sortie d'un amplificateur différentiel 29 qui reçoit sur ses deux entrées les informations de consigne ye (égale à 0) et de contre-réaction Y 5 relatives à l'asservissement de la composante de S(t) provenant de la partie imaginaire de la fonction de transfert de l'amplificateur Pour obtenir l'information de contre-réaction y S il est prévu un multiplieur 30 qui reçoit sur ses deux entrées respectivement le signal e 2 (t) et le signal S(t), et un filtre passe-bas 31 disposé en sortie du multiplieur 30. Les filtres passe-bas conservent les harmoniques N (w 2-w 1), avec n entier supérieur ou égal à 1 A titre d'exemple, dans le cas d'une amplification dans la bande 1,5-30 M Hz, la fréquence de coupure des filtres passe-bas pourra être choisie égale à 50 k Hz. Bien que les moyens pour obtenir les signaux de correction q(t) et q'(t) conformément à l'invention puissent être utilisés avec un dispositif de prédistorsion autre que celui qui fait l'objet de la présente invention, on remarque sur la figure 7 que dans le cas o ils sont associés au dispositif de prédistorsion selon l'invention, le déphaseur 4 ' de peut être commun au dispositif de prédistorsion et aux moyens d'obtention des signaux q(t) et q'(t), ce qui simplifie la mise en oeuvre du dispositif de linéarisation. En reprenant le cas d'un signal à un seul ton, pour lequel: V 2 Xe = 2 Ye = O GV 2 Gi X =T cos y =GV sin 2 à l'équilibre des deux boucles on a: - Xe = XS c'est-à-dire: c 2 e-V cos, ou encore: 2 2 t V = GV cos et Ye = Y$ c'est-à-dire: 0 S GV sin q, ou encore: sinp = O A l'équilibre des deux boucles, on a donc, pour un signal à un seul ton: G 1 = O Dans le cas d'un signal deux tons, l'équilibre des deux boucles se traduit par l'identité des termes de même pulsation, d'une part dans les expressions de Xe et XS (formules ( 2) et ( 4) envisagées précédemment), d'autre part dans les expressions de Ye et YS (formules ( 3) et ( 5)). L'égalité Y = Y se traduit par: b 3 e V (a V+ 9 V + 50-V)= O e BV (a'V + 3 c'V 3 + 7 V)= O e V ( 3 c'V 3 + e'V 5)= O {V ( 5 e'V 5)= O et V étant non nuls, on en déduit les termes a', c', e' équivalents avec asservissement: e' = 0, signifiant que l'intermodulation d'ordre 5, déphasée de II, de 2 ' la formule ( 1) est nulle. c' = 0, signifiant que l'intermodulation d'ordre 3, déphasée de, de la formule ( 1) est nulle. a' = 0, signifiant que les composantes principales, déphasées de, de la formule ( 1), sont nulles. De meme l'égalité XS Xe se traduit par: V (a V 9 c 3 50 e V 5 2 4 V (a V+ WV = 8 31 V 2 a+ 2 e V (a V + 3 c V + 75 V 8) V 2 3 330,5 V ( 3 c V 3 + e V)= O e V ( 5 e V 5 = O De même que précédemment, on en déduit les termes a, c, e équivalents avec asservissement: e = 0, signifiant que l'intermodulation d'ordre 5, non déphasée, de la formule ( 1), est nulle. c = 0, signifiant que l'intermodulation d'ordre 3, non déphasée, de la formule ( 1) est nulle. a =, représentant le gain du système sur les raies principales. Il apparaît donc que le système se comporte comme un asser- vissement classique sur le signal HF dans lequel l'amplificateur de gain G non-linéaire serait contre-réactionné avec un taux linéaire (atté- nuateur) Alors le gain équivalent vaut: S(t) = e 3 t O - Il s'agit d'une formule classique dans les asservissements, à condition que G g soit très supérieur à I (g représentant le gain des amplificateurs différentiels) C'est bien cette hypothèse que nous avons retenue puisqu'à l'entrée de l'amplificateur différentiel nous avons considéré qu'à l'équi- libre les deux signaux présentaient un écart nul; cela sous-entend que g est grand pour maintenir le signal d'erreur (q et q'). Dans la pratique, un certain temps de transit T peut exister dans les divers éléments de la chaîne HF et produire un déphasage G = W T variable avec la pulsation w. Dans ces conditions: 9 c 3 50 e V 5 S(t) = (a V + T V + 8 (cos(w_ 1 t+) (cos(wt +) + cos (w 2 t + " + (a'V + 9 V 3 + 50 e V) (cos (wt+ +) + cos(w 2 t + + +)) ( 6) + ( 4 cv 3 + 25 e V 5) (cos (( 2 w-w 2)t + 0) + cos (( 2 W 2-wl)t + 0)) +( 3 c'V 3 25 e'V 5) (cos(( 2 wl-w 2)t+o+) +cos(( 2 W 2-wl) t + -2 " + 5 V 5 (cos (( 3 wl-2 W 2)t + G) + cos (( 3 W 2-2 wl)t + 4)) + 5 e'V 51 + 8 V 5 (cos (( 3 W -2 W 2)t + 4 + 2) + cos (( 3 W 2-2 W)t + 4 + Avec el(t) = V(cos wlt + cos W 2 t) on a alors: X = el(t)es(t) = (a V + 9 c V 3 + 5 Oe V)cos G ('V 9 c V 3 + 5 e V)sin +c 8 ( 7) +((a V + 3 c V 3 + 75 Z e V 5)cos 4-(a'V + 3 c'V 3 + Ze'V 5)sin G) cos(w 2-wl)t V + " c V 3 + e V 5)cos-(e V 3 + e Vsin cos 2 (w 2-wl)t +( 5 e V 5 cos O e'V 5 sin 4) cos 3 (w 2-w)t Et avec e 2 (t) = V (cos (w 1 t + ô) + cos (w 2 t + ")), on a: YS = e 2 (t) BS(t) = 9,c V 350 e V 5 9 c+V 3 50 e'V 5 (a V+ +)sin G V+ 4 +)cos G ( 8) + ((a V + 3 c V 3 +Z 7 e V 5)sin O G (a'V + 3 c'V 3 + Z 7 e'V 5)cos) cos (w 2-wl)t 3 3 3 (c 3 e V)sin 3 + V V + (( + + 3 e V)sin + ( e'V 3 + -e'V 5)cos O) cos 2 (w 2-wl)t + ( e V 5 sin e + e'V 5 cos G) cos 3 (w 2-wl)t Chaque terme est cette fois composé de deux parties dont le terme parasite, pondéré par la valeur de sin e, est d'autant plus gênant que G est grand. Ainsi le système se stabilise mais il y a interdépendance de l'action d'une boucle sur la correction de l'autre et vice versa On évitera cette difficulté en plaçant un circuit de retard permettant de ramener G à une valeur nulle, soit sur les sorties el(t) et e 2 (t) dans la direction des multiplieurs, en plaçant deux lignes à retard 32 et 33 de valeur T, soit en plaçant dans le retour 6 une ligne 34 à retard (T-T) mais celui-ci varie avec la fréquence, ce qui est moins commode (la ligne à retard 34 étant représentée en pointillés sur la figure 7). Comme on l'a représenté en traits pointillés sur la figure 7, l'atténuateur 27 peut être remplacé par un atténuateur variable 37, commandé par exemple par une mémoire programmée 38, dans le but de compenser le gain de l'amplificateur à linéariser, afin de conserver constant le point de fonctionnement du dispositif de prédistorsion 1. Dans le cas de la figure 7, l'information de sortie S(t) est prélevée après filtrage harmonique On peut cependant prendre S(t) avant filtrage, car les harmoniques multipliées par el(t) et e 2 (t) (dans les multiplieurs 26 et 30) donnent des termes HF qui sont éliminés par les filtres passe-bas 28 et 31 Si l'information de sortie est prélevée après le filtre harmonique 13 celui-ci apporte un déphasage très gênant s'ajoutant au temps de transit. On peut alors réaliser deux filtres 35 et 36 de fonction et de structure identiques, sauf la puissance (seule la fonction déphasage nous intéresse) et les placer en série avec les lignes à retard 32 et 33 Il y a ainsi bonne compension de phase entre les signaux arrivant aux multiplieurs 26 et 30. 2.541058 On a vu que pour un signal d'entrée à un ton ou à deux tons égaux, le gain équivalent avait pour valeur linéaire l'inverse du coefficient de contre-réaction e. On envisage maintenant le cas d'un signal d'entrée à deux tons inégaux e(t) = V 1 co CO Wlt + V 2 cos W 2 t. On a alors:- e n-r + V V 2 cos (w 2-w)t (t) = 3 3 2 + 5 e 5 3 2 '4 coswt (a V 1 +Vc(V 1 + 2 V 1 V 2)+ ( 1 + 6 V 1 V 2 + 3 V 1 V 2)) t + (a V 2 + 3 ( 3 + 2 V V 2 1 (V 6 V 2 3 V 2 + 3 V Vl'4 cos W 2 t + (a' V + CI(V 3 + 2 V V 22)+ e I(V 5 + 6 V 1 3 V 2 + 3 V V 4 " cos(w t + + (a' V 2 + 3 c'(V 3 + 2 X 2 V 12 + 5 'l(V 5 6 V 3 V 2 + 3 V 2 V 4 " cos(w t + + 3 V 2 V 2 ( 2 V 4 V+ 3 3 V 2 V 2) cos( 2 W 1-w 2 t + 3 V 2 V 1 + ( 2 V 2 4 V+ 3 V 2 V 3)cos( 2 W -w)t + 3 CI'V 2 V + e'( 2 V 1 4 v + 3 V 2 cos (( 2 w-wt+ + 3 CI V 2 V + e'( 2 V 4 V + 3 V 2 V 13 >) cos ( 2 W 2-wl)t + l) + 5 e V 3 V 2 cos( 3 W - 2 W 2 t 8 1 2 + 'e V 3 V 2 cos( 3 W -2 W)t + 5 el V 3 V 2 cos (( 3 w,-2 w) t + L S 12 1 2) 2 + 5 el V 3 V 2 cos "ww) + 8 2 1 ( 32-21 t 2 On ne développe pas ici les calculs de X et YS mais comme précédemment, l'égalité entre Y et Ye (= 0) annule tous les termes imaginaires de non-linéarité en boucle fermée De même l'égalité entre X Set Xe annule les coefficients autres que "a" en boucle fermée. On peut quand même développer les premiers termes de XS: XS = 2 ((a V + 3 c(V 13 + 2 V 1 V 22)+ 5 e(V 15 + 6 V 13 V 2 + 3 V V 24)V 2 2 4 I(V+ 2 VV)+ 1 e V 51 V 2 + 3 V 2 1 + ((a V 2 + 43 c(V 23 + 2 V 2 V 12)+ 5 e(V 25 + 6 V 23 V 12 + 3 V 2 V 14))V 2 2 + 4 22 1 2 2 Y 2 c s(w 2-wl)t (av+ 3 c V 13 + 2 V V 12)+ e(V 15 + 6 V 1 V 2 + 3 V 1 V 2 (a 2 + c V 23 + 2 V 2 v 12)+ e(V 25 + 6 V 23 V 12 + 3 V 2 Vl COS(w)t + k 2 V 32 VV 4 213 Vlcos(w 2-wl) t + 4 c v V 2 + 8 e( 2 V V+ 3 V V) + etc Comme on l'a vu, les termes équivalents en boucle fermée e, c, e', c', a' sont annulés par l'égalité à l'entrée des comparateurs. En boucle fermée, Xs et Xe deviennent: X = (a V 12 + a V 22)+ 2 a V 1 V 2 cos(w 2-wl)t x -'(V 2 42 21 8 Xe = 2 + V 2)+ V)V 2 cos(w 2-wl)t En comparant Xe et Xs on trouve finalement: v 12 V 22 1-2 _ 2 = (a V 12 a V 22) pour les termes continus et Vl V 2 = 2 a Vl V 2 pour les termes de pulsation W 2-w 1 D'o (en boucle I fermée à l'équilibre) a La même solution apparamt si on prend un signal d'entrée à N tons Donc à condition de respecter la condition de phase entre e(t) et S(t) la plus voisine possible de zéro, on a dans tous les cas: m(t) à éi e(t) ( D étant la fonction de transfert d'un atténuateur très linéaire). R E V E N D-I C A T IO N S 1 Dispositif de linéarisation d'amplificateur ( 12) de signaux haute fréquence, à coefficients de non-linéarité complexes, et destiné à ampli- fier un signal multitons e(t), comportant des moyens pour élaborer, à partir du signal haute fréquence à amplifier, un premier et un second signal de correction q(t) et q'(t) dont le spectre comporte des raies d'amplitude réglable situées à des fréquencescorrespondant aux harmoni- ques des écarts de tons du signal haute fréquence à amplifier, agissant séparément sur deux paramètres distincts du signal à amplifier, et un dispositif de prédistorsion ( 1) pour élaborer à partir du signal haute fréquence à amplifier et des premier et second signaux de correction un signal d'entrée h(t) de l'amplificateur dont le spectre comporte, outre les raies haute fréquence du signal à amplifier, des raies correctrices, aux fréquences des produits d'intermodulation d'ordres impairs, d'amplitude réglable par action conjointe sur les réglages d'amplitude des raies du spectre du premier et du second signal de correction q(t) et q'(t), ces réglages étant effectués en vue d'obtenir une annulation des produits d'intermodulation d'ordres impairs situés au voisinage de la bande d'émis- sion dans le signal amplifié, caractérisé en ce que le dispositif de prédistorsion ( 1) comporte un modulateur d'amplitude ( 2) du signal à amplifier e(t) par le premier signal de correction q(t), un modulateur d'amplitude à suppression de porteuse ( 3), du signal à amplifier e(t) déphasé de 2 par le second signal de correction q'(t), et un sommateur ( 5) des signaux issus de ces deux modulateurs, fournissant le signal d'entrée de l'amplificateur ( 12). 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif de prédistorsion ( 1) comporte un modulateur d'amplitude ( 2) du signal à amplifier e(t) par le premier signal de correction q(t), un modulateur d'amplitude à suppression de porteuse ( 3) du signal à amplifier e(t) par le second signal de correction q'(t), et un coupleur en quadrature ( 5 ') des signaux issus de ces deux modulateurs, *fournissant le signal d'entrée de l'amplificateur ( 12). 3 Dispositif selon l'une des revendications I et 2, caractérisé en ce que le premier et le second signal de correction, q(t) et q'(t), sont obtenus respectivement par asservissement de l'amplitude de deux composantes orthogonales X et Y du signal amplifié (atténué), provenant respec- tivement de la partie réelle et de la partie imaginaire de la fonction de transfert de l'amplificateur à linéariser, aux composantes correspondantes du signal à amplifier. 4 Dispositif de linéarisation selon la-revendication 3, caractérisé en ce que l'information de consigne Xe relative à l'asservissement sur le paramètre X est obtenue au moyen d'un multiplieur ( 24) qui reçoit sur ses deux entrées le signal à amplifier e(t), suivi d'un filtre passe-bas ( 25) . Dispositif de linéarisation selon l'une des revendications 3 et 4, caractérisé en ce que l'information de contre-réaction X relative à l'asservissement sur le paramètre X est obtenue au moyen d'un multiplieur ( 25) qui reçoit le signal à amplifier e(t) et le signal amplifié atténué e S(t), suivi d'un filtre passe-bas ( 28). 6 Dispositif selon Pune des revendications 3, 4 et 5, caractérisé en ce que l'information de consigne Ye relative à l'asservissement sur le paramètre Y est nulle. 7 Dispositif selon l'une des revendications 3, 4, 5, 6, caractérisé en ce que l'information de contre-réaction YS relative à l'asservissement sur le paramètre Y est obtenue au moyen d'un multiplieur ( 30) qui reçoit le signal à amplifier e(t), déphasé de Y, et le signal amplifié atténué S(t), *suivi d'un filtre passe-bas ( 31). 8 Dispositif selon l'une des revendications 3 à 7, caractérisé en ce que les moyens pour obtenir les signaux de correction q(t) et q'(t) comportent des lignes à retard ( 32, 33) pour compenser le déphasage du signal amplifié (atténué) par rapport au signal à amplifier. 9 Dispositif selon l'une des revendications 3-à 7, caractérisé en ce que l'atténuation e du signal de sortie de l'amplificateur ( 12), préalable à l'élaboration des informations de contre-réaction, est commandée, de manière à maintenir constant lé point de fonctionnement du dispositif de prédistorsion. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que cette commande est réalisée au moyen d'une mémoire programmée ( 38) com- mandant un atténuateur variable ( 37). Il Dispositif selon les revendications 1 et 7, caractérisé en ce que les déphasages de i sont réalisés par le même élément.