Brevet FR2545536A1 — publié le 19841109

La présente invention concerne un appareil de contrôle du cognement pour des moteurs à combustion interne et plus particulièrement un appareil de contrôle du cogne- ment pour des moteurs à combustion interne, apte à détecter de façon précise des signaux de cognement indépendamment de la vitesse du moteur et contrôler correctement l'apparition du cognement. L'apparition du cognement dans un moteur en- traîne l'apparition d'un bruit de cognement de sorte que le rendement de fonctionnement du moteur est altéré et égale- ment la puissance de sortie du moteur est réduite par suite de l'apparition d'un couple antagoniste ou bien le moteur est détérioré par suite d'un échauffement excessif Il est connu que le cognement est en relation étroite avec le cala- ge de l'allumage et que la puissance maximum du moteur peut être obtenue par réglage du calage de l'allumage ou de l'an- gle d'avance à l'allumage juste en amont du point de cogne- ment, compte tenu des caractéristiques du moteur Ainsi, étant donné que le retard de l'angle d'avance à l'allumage résultant du fait d'empêcher le cognement a l'effet nuisible d'une réduction de la puissance de sortie du moteur, le calage de l'allumage doit être commandé de manière qu'il apparaisse juste avant le point de cognement En particulier dans le cas d'un moteur à turbocompresseur, le taux de com- pression est élevé et par conséquent le calage optimal de l'allumage doit être garanti de manière à maintenir le ren- dement maximum A cet effet l'apparition du cognement dans le moteur doit être dé:tectée de façon précise et la compa- raison correcte entre un signal de cognement et un niveau de fond doit être garanti. D'une manière générale, le signal de sortie d'un capteur ou détecteur de cognement augment lorsque la vitesse du moteur augmente et par conséquent le niveau du bruit de fond (BGL) augmentede façon correspondante Ainsi pour des vitesses élevées du moteur, l'apparition du cogne- ment peut être détectée de façon précise. Cependant si l'on calcule la moyenne des signaux de sortie provenant du capteur de cognement afin d'obtenir le niveau de fond désiré, le niveau de fond résul- tant devient élevé au point de provoquer l'apparition d'un état dans lequel la détection d'un léger cognement est im- possible C'est pourquoi, comme cela a été proposé dans la demande de brevet publiée au Japon sous le N O 57-59063 par exemple, une tentative a été faite pour détecter un signal de cognement à partir du signal de sortie d'un capteur de cognement et pour masquer le signal de cognement, de manière à empêcher que ce signal ne soit réfléchi dans le niveau de fond Cependant il existe un inconvénient qui tient au fait que si tous les signaux de cognement sont masqués, le niveau de fond est réduit de sorte que les signaux autres que ceux provoqués par le cognement suivant (c'est-à-dire les signaux de cognement) sont également distingués en tant que signaux de cognement et le calage de l'allumage du mo- teur est retardé, ce qui altère grandement la précision de la détection du cognement. Le but principal de la présente invention est de fournir un appareil de contrôle de cognement qui résoud les inconvénients précédents de l'art antérieur et peut améliorer la précision de la détection des cognements. C'est pourquoi, conformément à la présente invention, la précision de la détection du cognement est améliorée grâce au fait que l'on verrouille une tension de fond à une valeur supérieure à une valeur de tension prédé- terminée et qu'on 'la soumet à un redressement sur deux al- ternances, ce qui fournit un signal du niveau de fond. Plus précisément, ce problème est résolu à l'aide d'un appareil de contrôle de cognement pour des mo- teurs à combustion interne, comportant un amplificateur servant à amplifier un signal produit par un capteur de cognement pour la détection des vibrations d'un moteur, un un filtre passe-bande pour la transmission d'une plage de fréquences de cognement d'un signal de sortie dudit ampli- ficateur, un circuit redresseur sur une alternance servant à réaliser un redressement sur une alternance d'un signal de sortie provenant dudit filtre passe-bande, et des pre- miers moyens pour former la moyenne et amplifier, d'un fac- teur donné, un signal de sortie provenant dudit circuit re- dresseur sur une alternance, ce qui a pour effet qu'une valeur de sortie est fournie par ledit filtre passe-bande est comparée àunevaleur de sortie fournie par lesdits premiers moyens afin de produire un signal servant à retarder le ca- lage de l'allumage en fonction d'une intensité du cognement, caractérise en ce qu'il comporte des moyens de verrouillage servant à verrouiller le signal de sortie du circuit redresseur sur une alternance sur une tension de fond supérieure à une valeur de tension prédéterminée. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci- après prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels la figure 1 est un schéma-bloc montrant l'agencement d'ensemble d'une forme de réalisation de l'in- vention; les figures 2 à 8 sont des schémas détaillés des composants individuels représentés sur la figure 1; la figure 9 est un chronogramme utile pour l'explication du fonctionnement de l'appareil conforme à l'invention; et la figure 10 est un diagramme de la carac- téristique vitesse du moteur-angle d'avance de l'appareil conforme à la présente invention. On va décrire ci-après la présente invention en se référant à la forme de réalisation représentée. La figure 1 représente l'agencement d'ensem- ble d'un appareil selon une forme de réalisation de la pré- sente invention. Sur la figure, l'appareil de contrôle de co- gnement conforme à l'invention comporte un capteur de cogne- ment 100 servant à détecter un signal de cognement, une uni- té 200 de contrôle de cognement répondant au signal de co- gnement transmis par le capteur de cognement 100 de manière à produire un signal de commande servant à commander le ca- lage de l'allumage d'une bobine d'allumage 600, une bobine détectrice 400 servant à détecter le cadencement des étin- celles de la bobine d'allumage 600, et un dispositif d'allu- mage sans contact 500 servant à déclencher l'allumage dans la bobine d'allumage 600 en réponse aux signaux de sortie provenant de la bobine détectrice 400 et de l'unité de con- trôle de cognement 200 et délivrant un signal de réaction à cette unité de contrôle de cognement 200. L'unité de contrôle de cognement 200 reçoit le signal de détection provenant du capteur de cognement 100 et le signal de sortie du dispositif d'allumage sans con- tact 500 et commande le dispositif d'allumage sans contact 500 en réponse à l'apparition du cognement, de manière à réaliser une avance ou un retard du calage de l'allumage. L'unité de contrôle de cognement 200 comporte un amplificateur 201 possédant un circuit 202 de suppression de parasites d'allumage comportant une porte de commande éliminant le parasitage d'allumage en synchronisme avec le calage de l'allumage, un filtre passe-bande ou filtre BPF 204 réalisant un filtrage passe-bande du signal de cognement, un circuit redresseur sur une alternance 205 servant de façon appropriée à amplifier et à redresser sur une alter- nance le signal d'entrée délivré par le filtre passe-bande BPF 204, un circuit 206 de verrouillage du signal de cogne- ment, sensible à un signal renvoyé par un circuit 207 de détection du niveau de fond pour réaliser une opération de verrouillage afin d'empêcher un signal intense de cognement et d'interférer avec le signal redressé sur une alternance et provenant du circuit redresseur sur une alternance 205 et d'affecter le niveau de fond, le circuit 207 de détection du niveau de fond (BGL) servant à délivrer une valeur moyen- ne du signal redressé sur une alternance et produit par le circuit redresseur sur une alternance 205, un comparateur 208 servant à comparer la tension de sortie du filtre passe- bande BPF 204 et la tension de sortie du circuit 207 de dé- tection du niveau de fond BGL de manière à produire un si- gnal de retard proportionnel au cognement, un circuit de masquage 210 servant à masquer et à produire le signal de sortie du comparateur 208 avec le cadencement désiré, un cir- cuit 211 de conversion de la tension du signal de cognement, servant à intégrer le signal de sortie du circuit de mas- quage 210 et à produire une valeur de tension correspondant au signal de retard proportionnel au cognement, un circuit 209 de fonctionnement sûr en cas de défaillance servant à détecter un défaut dans le capteur de cognement 100 et à produire un signal servant à retarder de façon forcée le calage de l'allumage, un circuit monostable 212 répondant au signal provenant du dispositif d'allumage sans contact 500 de manière à produire un signal impulsionnel possédant une durée fixe en synchronisme avec l'interruption de la bobine d'allumage 600 (c'est-à-dire en synchronisme avec le courant de base envoyé à un transistor de puissance 503), un générateur F-V 213 sensible à l'impulsion de sortie du circuit monostable 212 de manière à produire une valeur de tension proportionnelle à la vitesse du moteur, un circuit 214 de détection de vitesse sensible au signal de sortie du générateur de sortie F-V 213 de manière à produire un signal correspondant à la vitesse du moteur, et un circuit 203 de production d'une tension de référence. D'autre part, le dispositif d'allumage sans contact 500 comporte un amplificateur 501 servant à remettre en forme la forme d'onde d'un signal de sortie délivré par la bobine détectrice 400, un circuit de retardement 502 ré- pondant à la tension de sortie de l'unité de contrôle de cognement 200 de manière à commander le calage de l'allumage et le transducteur de puissance 503 servant à induire une haute tension dans l'enroulement secondaire de la bobine d'allumage 600. Ci-après, on va décrire de façon détaillée les circuits individuels de l'unité de contrôle de cognement 200. La figure 2 représente les constitutions détaillées des circuits du capteur de cognement 100, de l'amplificateur 201, du circuit 202 de suppression du para- sitage d'allumage et du filtre passe-bande ou BPF 204. De façon plus spécifique, le capteur de co- gnement 100 est un capteur du type à condensateur utilisant un élément piézoélectricue et qui est constitué en réalité par un circuit en parallèle d'un condensateur C et d'une source de courant constant. Une résistance R 1 est raccordée à la borne positive du capteur de cognement 100, et un condensateur C 1, des résistances R 2 et R 3, la cathode d'une diode Zener ZD 1 et le collecteur d'un transistor T 1 sont raccordés à l'autre extrémité de la résistance R 1 L'autre extrémité du conden- sateur C 1, l'autre extrémité de la résistance R 2, l'anode de la diode Zener ZD 1 et l'émetteur du transistor T 1 sont raccordés à la masse et la base du transistor T 1 est rac- cordé au circuit monostable (OSM) 212 par l'intermédiaire d'une résistance R 6 De même, la borne d'entrée négative d'un amplificateur opérationnel O Pl est raccordée à l'autre extrémité de la résistance R 3 par l'intermédiaire d'un con- densateur C 2 L'amplificateur opérationnel O Pl comporte une boucle de contre-réaction incluant une résistance R 4, et des résistances R 7 et R 8 sont raccordées à la borne de sor- tie de l'amplificateur opérationnel OP 1 L'autre extrémité de la résistance R 7 est mise à la masse et des condensateurs C 4 et C 5 et une résistance variable 9 sont raccordés à l'au- tre extrémité de la résistance R 7. L'amplificateur 201 est constitué par les ré- sistances Rl, R 2, R 3 t R 4 et R, par le condensateur C 2 et par l'amplificateur opérationnel OP,, et le circuit 202 de sup- pression du parasitage d'allumage est constitué par le tran- sistor T 1 et par la résistance R 6. L'autre extrémité de la résistance variable R 1 est mise à la masse et la borne d'entrée négative de l'am- plificateur opérationnel OP 2 est raccordée à l'autre extrémi- té du condensateur C 4 La borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP 2 est raccordée à l'autre extrémité du con- densateur C 5 Une contre-réaction est appliquée à l'amplifi- cateur opérationnel OP 2 par l'intermédiaire d'une résistance R 10 * De même un condensateur C est monté entre les bornes 3 d'entrée positive et négative de l'amplificateur opérationnel OP 2 La borne d'entrée positive de l'amplificateur opération- nel OP 2 est raccordée à la borne d'entrée positive de l'am- plificateur opérationnel O P 1 à la borne d'entrée positive de l'amplificateur opérationnel OP 4 et à une borne 56 De même des résistances Ril et R 17 sont raccordées à la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP 2 L'autre ex- trémité de la résistance R 17 est mise à la masse et l'autre extrémité de la résistance Ril est raccordée à une résistance variable R 12 et à des condensateurs C 6 et C 7 L'autre extré- mité de la résistance variable R 12 est mise à la masse et l'autre extrémité du condensateur C 6 est raccordée à la borne d'entrée négative de l'amplificateur opérationnel OP". Une contre-réaction est appliquée à l'amplificateur opéra- tionnel OP 4 par l'intermédiaire d'une résistance R 13 ' De même l'autre extrémité du condensateur C 7 est raccordée à-la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP 4 La bor- ne d'entrée positive de l'amplificateur opérationnel OP 4 est raccordée à la borne d'entrée positive de l'amplificateur opérationnel OP 2 et la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP 4 est également raccordée à une résistance R 18 et à une borne 55 L'autre extrémité de la résistance R 18 est mise à la masse. Les résistances R 8 R 9 R' R 11 Rll 12, R 13, R 17 et R 18, les condensateurs C 3 ' C^, C 5, C 6 et C 7 et les amplificateurs opérationnels OP 2 et OP 4 constituent le fil- tre passe-bande(BPF) 204 Le filtre passe-bande BPF 204 est un filtre à deux étages. La figure 3 représente un schéma détaillé du circuit redresseur sur une alternance 205 ainsi que le cir- cuit 206 de verrouillage du signal de cognement, le circuit 207 de détection du niveau de fond BGL et le comparateur 208, qui constituent un ensemble caractéristique de la pré- sente invention. Un condensateur C 8 est raccordé à la bande et l'autre extrémité du condensateur C 8 est raccordée à la borne d'entrée négative d'un amplificateur opérationnel OP 6 par l'intermédiaire d'une résistance R 27 o La borne d'en- trée négative de l'amplificateur opérationnel OP 6 est éga- lement raccordée à une résistance R 25 et à l'anode d'une dio- de D 5 La cathode de la diode D 5 est raccordée à la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP 6 et à l'anode d'une diode D 2 La cathode de la diode D 2 est raccordée à une bor- ne 57, à la résistance R 25 et à des résistances R 26 et R 14. De même la borne d'entrée positive de l'amplificateur opé- rationnel OP 6 est raccordée à l'autre extrémité de la résis- tance R 26 et à la borne 56. Le circuit redresseur sur une alternance 205 est constituée parles résistances R 25, R 26 et R 27 ' par le condensateur C 8, par les diodes D 1 et D 2 et par l'amplifi- cateur opérationnel OP 6. L'autre extrémité de la résistance R 14 est raccordée à l'émetteur d'un transistor PNP T 2 et à une ré- sistance R 40 Le collecteur du transistor PNP T 2 est mis à la masse et sa base est raccordée à une résistance R 15 et à l'émetteur d'un transistor NPN T 3 L'autre extrémité de la résistance' R 15 est raccordée à la borne 56, et le collecteur du transistor NPN T 3 est raccordé à une borne 51 La base du transistor NPN T 3 est raccordée à la borne de sortie d'un amplificateur opérationnel OP. ' Les résistances R 14 et R 15 et les transistors T 2 et T 3 forment le circuit 206 de verrouillage du signal de cognement. D'autre part, l'autre extrémité de la résis- tance R 40 est raccordée à la borne d'entrée positive de l'amplificateur opérationnel O Pl et à un condensateur C 16. L'autre extrémité du condensateur C 16 est raccorde à la bor- ne 56 La borne d'entrée négative de l'amplificateur opéra- tionnel OP 10 est raccordée aux résistances R 43, R 44 et R 45. L'autre extrémité de la résistance 43 est raccordée à une résistance R 41 et à une résistance variable R 42 L'autre extrémité de la résistance R 41 est raccordée à une borne 52. De même l'autre extrémité de la résistance R 44 est raccordée à la borne 56 L'autre extrémité de la résistance R 45 est raccordée à la borne de sortie de l'amplificateur opération- nel OP 10 La borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP 10 est également raccordée à la base du transistor NPN T 3 -et à la borne d'entrée négative d'un comparateur CO 1. Les résistances R 40, R 41, R 42, R 43, R 44 et R 45, le condensateur 16 et l'amplificateur opérationnel OP,, constituent le circuit 207 de détection du niveau de fond (BGL). La porte d'entrée positive du comparateur CO 1 est raccordé à la borne 55 et sa porte de sortie est raccor- dée à une résistance R 16 et à une borne 54 L'autre extrémi- té de la résistance R 16 est raccordée à la borne 51 O Le comparateur CO 1 et la résistance R 16 for- ment le comparateur 208. La figure 4 représente l'agencement détaillé du circuit de fonctionnement sûr ou fiable 209 et du circuit de masquage 210. Sur cette figure, les résistances R 22 et R 24 et une borne 58 sont raccordées à la borne 52 représentée sur la figure 3 De même la borne d'entrée positive d'un amplificateur opérationnel OP 7 est raccordée à la borne 57 représentée sur la figure 3 La borne d'entrée négative de l'amplificateur opérationnel OP 7 est raccordée aux résistan- ces R 19 et R 20 L'autre extrémité de la résistance 19 est raccordée à la borne 56 représentée sur la figure 3 et à une borne 59 L'autre extrémité de la résistance R 20 est raccordée à la borne de sortie de l'amplificateur opération- nel OP 7 La borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP 7 est également raccordée par une résistance R 21 à la bor- ne d'entrée positive d'un comparateur CO 2 età l'anode d'une diode D 4. La borne d'entrée négative du comparateur CO 2 est raccordée à l'autre extrémité de la résistance 22 et à une résistance R 23 L'autre extrémité de la résistance R 23 est raccordée à la borne 59 ' La borne de sortie du compara- teur CO 2 est raccordée à l'autre extrémité de la résistance R 24 et à l'anode d'une diode D 7 La cathode de la diode D 7 est raccordée à une résistance R 89 dont l'autre extrémité est raccordée à une résistance R 31 et à un condensateur C 9. L'autre extrémité de la résistance R 31 est raccordée à une borne 512 et à une résistance R 32 o L'autre extrémité de la résistance R 32 et l'autre extrémité du condensateur C 9 sont reliées à la masse. Les résistances R 19, R 20, R 21, R 22, R 23, R 24, R 31 et R 32, la diode C 7, le condensateur C 9, l'amplificateur opérationnel OP 7 et le comparateur CO 02 forment le circuit de fonctionnement sur en cas de défaillance 209. D'autre part l'anode d'une diode D 3 et l'ano- de d'une diode D 5 sont raccordées à la borne 54 représentée sur la figure 3 La cathode de la diode D 3 est raccordée au collecteur d'un transistor T 4 et la cathode de la diode D 4 est également raccordée au collecteur du transistor T 4. L'émetteur du transistor T 4 est mis à la masse et sa base il est raccordée aux résistances R 28 et R 29 L'autre extrémité de la résistance R 28 est raccordée à la base 53 représentée sur la figure 2 et l'autre extrémité de la résistance R 29 est raccordée à une borne 51 I. De même la cathode de la diode D 1 qui est raccordée à une résistance R 30 et à la base d'un transistor T 5 L'autre extrémité de la résistance R 30 et l'émetteur du transistor T 5 sont mis à la masse et le collecteur du tran- sistor T 5 est raccordé à une borne 510. Les résistances R 28 et R 29, la diode D 3 et le transistor T 4 constituent le circuit de masquage 210. La figure 5 représente l'agencement détaillé du circuit monostable (OSM) 212. Sur la figure une résistance R 74 est raccor- dée à une borne d'entrée IG pour le signal d'allumage ou pour le signal de sortie du transistor de puissance 63, et l'autre extrémité de la résistance R 74 est raccordée à un condensateur C 12 'à la cathode d'une diode D 6 et à la base d'un transistor T 9 L'autre extrémité du condensateur C 12 et l'anode de la diode D 6 sont mises à la masse L'émetteur du transistor T 6 est mis à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R 3 et son collecteur est raccordé à des résis- tances R 7 et R 76 L'autre extrémité de la résistance R 75 est raccordée à la borne 52 représentée sur la figure 3 et l'autre extrémité de la résistance R 76 est raccordée à la base d'un transistor T 10 et à une résistance R 81 L'émetteur du transistor T 10 est mis à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R 83 et son collecteur est raccordé à la cathode d'une diode De 8 L'anode de la diode D 8 est raccor- dée aux résistances R et R L'autre extrémité de la résistance R 78 est raccordée à la borne 52 de la figure 3 et l'autre extrémité de la résistance R 79 est raccordée à la base d'un transistor Ti 1 par l'intermédiaire d'un con- densateur C 13 La base du transistor Tl est raccordée à la borne -2 de la figure 3 par l'intermédiaire d'une résistan- ce R 80 et son émetteur est raccordé à la masse Le collec- teur du transistor Tll est raccordé à la résistance R 81, à une résistance R 82 et à la borne 53 représentée sur la fi- gure 2 L'autre extrémité de la résistance R 82 est raccor- dée à la borne 52 représentée sur la figure 3 Les résis- tances R 74, R 75, R 76 ' R 78, R 79, R 80, R 51, R 82 et R 83, les condensateurs C 12 -et C 13, les diodes D 6 et D 8 et les tran- sistors T 9, T 10 et Tll forment le circuit monostable 212. La figure 6 représente les agencements dé- taillés des circuits du générateur F-V 213 et du circuit 214 de détection de la vitesse. Sur la figure, la base du transistor T 6 est raccordée à la borne 53 représentée sur la figure 5, par l'intermédiaire d'une résistance R 83 L'émetteur du tran- sistor T 6 est mis à la masse et son collecteur est raccordé à une résistance variable R 84 L'autre extrémité de la résis- tance variable R 84 est raccordée à la borne d'entrée néga- tive d'un amplificateur opérationnel OP 14, à un condensateur Ti 9 et à une résistance R 85 La borne de sortie de l'ampli- ficateur opérationnel OP 14 est raccordée à l'autre extrémi- té du condensateur C 19 et à la résistance R 85 respectivement. La borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP 14 est également raccordée à une résistance R 87, à la borne d'en- trée négative d'un comparateur CO 3 et à la borne d'entrée * négative d'un comparateur CO 5 L'autre extrémité de la ré- sistance R 87 est mise à la masse La borne d'entrée positi- ve de l'amplificateur opérationnel OP 14 est raccordée à une borne 513. Les résistances R 83, R 85 et R 87, la résistan- ce variable R 84, le condensateur C 19 et l'amplificateur opé- rationnel OP 14 constituent le générateur F-V 213. D'autre part la borne 52 représentée sur la figure 3 est raccordée aux résistances R 33, R 35, R 37, R 48,- R 49, R 50 et R 51 et à une borne 514 L'autre extrémité de la résistance R 33 est raccordée à une résistance R 34, à la borne d'entrée positive du comparateur CO 3 et à l'anode d'une diode D L'autre extrémité de la résistance R 34 est raccordée à la masse De même la cathode de la diode D 9 est raccordée à la borne de sortie du comparateur de sortie CO 3 par l'intermédiaire d'une résistance R 39 La borne de sortie du comparateur CO 3 est également raccordée à l'autre extré- mité de la résistance R 48 et à une borne 515. L'autre extrémité de la résistance R 35 est raccordée à une résistance R 36, à la borne d'entrée positive 410 ' L'autre du comparateur CO 4 et a l'anode d'une diode D 10 L'autre extrémité de la résistance R 36 est mise à la masse De même la cathode de la diode D 10 est raccordée à la borne de sor- tie du comparateur CO 4 par l'intermédiaire d'une résistance R 46 La borne de sortie du comparateur CO 4 est également rac- cordée à l'autre extrémité de la résistance R 49 et à la borne 512 de la figure 4, par l'intermédiaire d'une diode Dll. L'autre extrémité de la résistance R 37 est raccordée à une résistance R 38, à la borne d'entrée positive du comparateur CO et à une résistance R 47 L'autre extrémi- té de la résistance R 38 est mise à la masse et l'autre ex- trémité de la résistance R 47 est raccordée au collecteur d'un transistor T 7 L'émetteur du transistor T 7 est mis à la masse et la base du transistor est raccordée à une borne 516 par l'intermédiaire d'une résistance R 88 De même la borne de sortie du comparateur CO 5 est raccordée à l'autre extrémité de la résistance R 50 et à la base du transistor T 12 L'émet- teur du transistor T 12 est mis à la masse et son collecteur est raccordé à l'autre extrémité de la résistance R 51 et de la borne 516. Le circuit 214 de détection de vitesse est formé par les résistances R 33, R 34, R 35, R 36, R 37, R 38, R 39, R 46, R 47, R 48 R 49, R 50, R 51 et R 88, par les diodes D 9, Do 10 et Dll, par les transistors T 7 et T 12 et par les comparateurs C 03, CO 4 et CO 5. La figure 7 représente l'agencement détaillé du circuit 21 de conversion de la tension du signal de co- gnement. Sur la figure, les résistances R 52, R 54, R 56, R 57 R R 66, R 68 et une résistance R 69 et une borne 58 sont raccordées à la borne 514 représentée sur la figure 6 L'au- tre extrémité de la résistance R 52 est raccordée à une résis- tance R 53 et au collecteur d'un transistor T 13 ' La base du transistor T 13 est raccordée à la borne 512 représentée sur la figure 4 L'autre extrémité de la résistance R 53 est rac- cordée à la base d'un transistor T 14 ' Les émetteurs des transistors T 13 et T 14 sont mis à la masse De même le col- lecteur du transistor T 14 est raccordé à l'autre extrémité de la résistance R 54, à la cathode d'une diode D 16 et à une résistance R 55 L'anode de la diode D 16 est raccordée par une résistance R 60 à l'anode d'une diode D 17 et à la borne d'entrée négative d'un amplificateur opérationnel O Pil' L'au- tre extrémité de la résistance R 5 est raccordée à la base d'un transistor T 15 L'émetteur du transistor T 15 est mis à la masse et son collecteur est raccordé à l'autre extrémité de la résistance R 56 et à une résistance R 63 L'autre extré- mité de la résistance R 63 est raccordée à la base d'un tran- sistor T 8 et à une résistance R 72 L'autre extrémité de la résistance R 72 est raccordée à la borne 516 De même l'émet- teur du transistor T est raccordé à la masse et son collec- teur est raccordé aux résistances R 89 et R 70 ' L'autre extré- mité de la résistance R 70 est mise à la masse et l'autre extrémité de la résistance R 89 est raccordée à l'autre ex- trémité de la résistance R 69 et à la borne d'entrée négative d'un amplificateur opérationnel OP D'autre part la borne 515 représentée sur la figure 6 est raccordée à l'anode d'une diode D 12 et à une résistance R 62 La cathode de la diode D 12 est raccordée à la borne S 11 représentée sur la figure 4 De même l'autre extrémité de la résistance R 62 est raccordée par l'intermé- diaire d'une diode D 13 à une résistance R 61, à la cathode d'une diode D 14 et à la borne d'entrée négative de l'ampli- f icateur opérationnel O Pil' L'autre extrémité de la résis- tance R 61 est raccordée à la borne 510 représentée sur la figure 4 De même, l'anode de la diode D 14 est raccordée à la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP 12 par l'intermédiaire d'une résistance R 650 La borne d'entrée po- sitive de l'amplificateur opérationnel OP 12 est raccordée à la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel O Pll' à la borne d'entrée positive d'un comparateur CO 6 et à une résistance R L'autre extrémité de la résistance R 71 est 71 '7 mise à la masse De même la borne d'entrée négative du com- parateur CO 6 est raccordée à la borne d'entrée positive de l'amplificateur opérationnel OP l, à la borne 513 représen- tée sur la figure 6, à la résistance R 68 et à une résistance R 67 * L'autre extrémité de la résistance R 67 est mise à la masse La borne de sortie du comparateur CO 6 est raccordée à l'autre extrémité de la résistance R 66 et à une résistance R 64 L'autre extrémité de la résistance R 64 est raccordée à la cathode de la diode D 17 dont l'anode est raccordée à la borne d'entrée négative de l'amplificateur opérationnel OP 11 et à l'anode de la diode D 7 par l'intermédiaire de la résis- tance R 600 De même l'autre extrémité de la résistance R 57 est raccordée aux résistances R 58 et R 59 L'autre extré- mité de la résistance R 58 est mise à la masse L'autre ex- trériiité de la résistance R 59 est raccordée à la borne d'en- trée négative de l'amplificateur opérationnel O Pil' La borne d'entrée négative et la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel O Pil sont reliées par un pont formé par un cir- cuit parallèle d'un condensateur C 18 et d'une diode D 15 De même la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP est raccordée à une résistance R 73 et à la cathode d'une diode Zener ZD 4 L'autre extrémité de la résistance R 73 est raccordée à un condensateur Cil et à une borne de sortie SIG De même l'anode de la diode Zener ZD 4 et l'autre extré- mité du condensateur Cll sont raccordées à la masse. La figure 8 représente l'agencement détaillé du circuit du générateur de tension de référence 203. Sur la figure, une borne V servant à la ten- sion d'alimentation (habituellement la tension de la batte- rie) est raccordée à une résistance R 84 L'autre extrémité delarésistance R 84 est raccordée à un condensateur C 10, à la cathode d'une diode Zener ZD 2, à un régulateur à trois bornes 50 (le régulateur Hitachi HA 17 M 08) et à la borne 51 représentée sur la figure 3 L'autre extrémité du condensa- teur C 10, l'anode de la diode Zener ZD 2 et le régulateur à trois bornes 50 sont mis à la masse De même la borne de sortie du régulateur à trois bornes 50 est raccordée à un condensateur C 14, à une résistance R 85 et à la borne 58 représentée sur la figure 4 L'autre extrémité du condensa- telur C 14 est mise à la masse L'autre extrémité de la résis- tance R 85 est raccordée à une résistance R 86, à un condensa- teur C 15 et à la borne d'entrée positive d'un amplificateur opérationnel OP 15 L'autre extrémité de la résistance R 86 et l'autre extrémité du condensateur C 15 sont mises à la masse. De même les bornes d'entrée positive et négative de l'ampli- ficateur opérationnel OP 15 sont raccordées par l'intermédiai- re d'un condensateur C 17 La borne de sortie de l'amplifica- teur opérationnel OP 15 est raccordée à une résistance R 87, à un condensateur C 20, à la borne d'entrée négative de l'am- plificateur opérationnel OP 15 et à la borne 59 représentée sur la figure 4 L'autre extrémité de la résistance R 87 et le condensateur C 20 sont raccordés à la masse. Les résistances R 85, R 86 et R 87, les condensa- teurs C 14, C 17 et C 20 et l'amplificateur opérationnel OP 15 constituent le générateur de tension de référence 203. On va décrire maintenant le fonctionnement de l'unité de contrôle de cognement 200. Tout d'abord, lorqu'un signal tel que repré- senté en (A) sur la figure 9 est appliqué à la borne IG représentée sur la figure 5, en réponse au niveau haut du signal, le transistor T 9 est placé a l'état conducteur et le transistor T 10 est bloqué Lorsque le transistor T 10 est bloqué, une voie comprenant la borne d'alimentation en éner- gie 51, les résistances R 78 et R 79, le condensateur C 13 et la base du transistor Til, est établie pour le condensateur C 13 ' D'autre part, en réponse au niveau bas du signal de base, le transistor T 9 est place à l'état bloqué et le tran- sistor T 6 est placé à l'état passant, ce qui a pour effet d'établir une voie comprenant la borne d'alimentation en énergie S, la résistance R 80, le condensateur C 13 la résis- tance R 79, la diode D, le transistor Tlo, la résistance R 83 et la masse Les deux voies constituent un circuit de charge et de décharge pour le condensateur C 13 et une impulsion possédant une durée t 1 est synchronisée avec le calage de l'allumage, comme représenté en (B) sur la figure 9 et produit sur le collecteur du transistor T 11 Ce signalest appliqué à la base du transistor T 1 situé dans le circuit 202 de suppression du, parasitage d'allumage, de manière à délivrer un signal de suppression de parasitage d'allumage, et le signal est également appliqué à la base du transistor T 4 situé dans le circuit de masquage 210 de manière à réali- ser l'opération de suppression du parasitage d'allumage En (A) sur la figure 9 on a représenté la forme d'onde de cala- ge de l'allumage et le signal représenté par cette forme d'onde est en réalité le signal appliqué à la base du tran- sistor de puissance 503 situé dans le dispositif 500 d'allu- mage sans contact, qui sera décrit ultérieurement Le tran- sistor de puissance 503 est placé à l'état conducteur par le niveau haut du signal de base et est placé à l'état bloqué par le niveau bas du signal de base Une étincelle est pro- duite dans la bobine d'allumage au cours de la commutation entre les opérations de branchement à l'état passant et à l'état bloqué Le signal représenté en (B) sur la figure 9 est le signal de sortie impulsionnel de largeur fixe du circuit monostable 212, qui reçoit le signal de base de manière à être déclenché par sa transition du niveau haut au niveau bas, en produisant de ce fait un signal impulsion- nel possédant la largeur ou durée fixe t 1 ' En d'autres ter- mes le signal (B) est la forme d'onde présente sur le col- lecteur du transistor Til. Alors, un accroissement de l'impédance d'en- trée de l'appareil de contrôle du cognement tend à pro- voqoer la superposition d'un bruit parasite Un bruit parasi- te typique est le parasitage d'allumage (parasitage Ig) pro- duit en synchronisme avec le cadencement ou le calage de l'allumage. On va décrire ci-après le parasitage d'allu- mage dans l'appareil La base du transistor de puissance 503 est commandée par une impulsion telle que représentée en (A) sur la figure 9 Ce transistor de puissance 503 est pla- cé à l'état conducteur lorsque l'impulsion passe au niveau haut et est placé à l'état bloqué lorsque l'impulsion passe au niveau bas Au cours de la commutation intervenant entre le passage à l'état conducteur et le passage à l'état bloqué ou bien lorsque le transistor 503 est bloqué, la tension secondaire dans la bobine d'allumage augmente rapidement et un bruit parasite primaire est produit De même l'accrois- sement de la tension secondaire provoque un claquage dans l'isolant de la couche d'air de la bougie et l'allumage a lieu Cet allumage provoque un bruit parasite secondaire. Ce bruit parasite secondaire inclut le parasitage du à un courant de décharge capacitif circulant pendant la période initiale de l'allumage et un bruit parasite d Q à un courant de décharge inductif circulant pendant la période suivante. Ce dernier bruit est une source de parasitage importante dans le bruit parasite secondaire Si l'impédance d'entrée est accrue, le bruit parasite primaire et le bruit parasite secondaire (le bruit du premier) sont superposés sous la forme d'un bruit parasite au signal de sortie du capteur de cognement, ce qui affecte de façon nuisible la discrimina- tion de ce signal. Un tel bruit parasite doit être supprimé Ce bruit parasite dure pendant une période d'environ 50 à 60 us. Par conséquent il est nécessaire de masquer le signal de sortie du capteur de cognement pendant cette période Le circuit 202 de suppression du parasitage d'allumage est pré- vu pour atteindre cet objectif Cependant la période réelle de masquage est préréglée à durée qui est suffisamment plus importante que la durée du bruit parasite, c'est-à-dire par exemple à environ 0,8 ms. Il en résulte que, lorsqu'un signal tel que représenté en (C) sur la figure 9 est produit par le capteur de cognement 100, l'amplitude du signal est réduite comme représentée en (D) sur la figure 9, en raison de la division réalisée par les résistances R 1 et R 2, puis est envoyé au circuit 202 de suppression du parasitage d'allumage Le si- gnal détecté par le capteur de cognement 100 est un signal qui varie entre une valeur positive et une valeur négative par rapport à un niveau de composante continue zéro ser- vant de référence Le circuit 200 de suppression du parasi- tage d'allumage réalise cette fonction de suppression prin- cipalement grace à l'action du transistor T 1 Le transistor T 1 est place à l'état conducteur et à lt'état bloqué en réponse au signal de sortie du circuit monostable 212 Le circuit monostable 212 est déclenche par le bord descendant du signal de base du transistor de puissance 503, représenté en (A) sur la figure 9, ce qui produit une impulsion possé- dant la durée de masquage En (B) sur la figure 9 on a repré- senté ce signal de sortie du circuit monostable 202 et la durée t 1 représente la durée de masquage Le transistor t 1 est placé à l'état conducteur uniquement pendant l'interval- le de temps tl, pendant lequel le signal de sortie du cir- cuit monostable 212 passe au niveau " 1 " Par conséquent, pen- dant l'intervalle de temps t 1, le signal de sortie du capteur de cognement est court-circuiter à la masse, de sorte qu'au- cun signal d'entrée-n'est applique à l'amplificateur opéra- tionnel O Pl et qu'on obtient l'effet de masquage visant à masquer le parasitage d'allumage. Le circuit 202 de suppression du parasitage d'allumage produit un signal tel que représenté en (E) sur la figure 9. Le signal représenté en (E) sur la figure 9 est amplifié par l'amplificateur opérationnel O Pl et est ensuite soumis à une action de réaction du circuit 203 de production de la tension de référence, ce qui fait apparaître un signal tel que représenté en (F) sur la figure 9 et qui est un signal de niveau de composante continue ( 3 V) déli- vré par la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel OP Le facteur d'amplification G de l'amplifica- teur opérationnel O Pl est fourni par la relation G = R / R 1 + R 3). Le signal représenté en (E) sur la figure 9 est appliqué au filtre passe-bande (BPF) 204. Le filtre passe-bande BPF 204 accentue le si- gnal de cognement (c'est-à-dire qu'il atténue les autres si- gnaux) et délivre ce signal, c'est-à-dire que ce circuit pré- sente une caractéristique qui entraîne une atténuation légè- re à des fréquences supérieures au signal de cognement, par suite de l'effet de cognement. Dans le circuit redresseur à une alternance 205, seule la composante positive subit un redressement sur une alternance par suite de l'action d'une diode D 5, D 2 et est envoyée au circuit 206 de verrouillage du signal de cognement Ensuite, après avoir traversé le circuit de ver- rouillage 206, le signal est intégré et est lissé dans un circuit intégrateur constitué par la résistance R 40 et par le condensateur C 16 du circuit 207 de détection du niveau de fond BGL, est amplifié par l'amplificateur opérationnel OP 10 et est ensuite envoyé au comparateur 208. Le gain G 1 du circuit redresseur sur une al- ternance 205 est fourni par: G R =25 ( 1) Gl = et le gain G 2 de l'amplificateur formé par les résistances R 44 et R 45 et par l'amplificateur opérationnel OP 10 est four- ni par la relation: R 45 G 2 = 1 + R 44 R 44 ( 2) Alors, en ce qui concerne le gain G 3 de l'in- tégrateur formé par la résistance T 40 et par condensateur C 16 en réponse au signal redressé sur une alternance, qui est appliqué, si E représente la tension maximale sur une alternance, alors on a R dq_ = A ( 3) dt + c dans laquelle to C t t 1: A =E sin (w t) t 1 t t 2 B = O C'est pourquoi la tension Vc (t) aux bornes du condensateur C 16 est fournie par V (t) = E sin(é t) Wu C R sin( t)4 cl +(ICR 4) 16 40 16 40 * +Vc(t 0) + c W C 16 R 40 + (C 16 R 40) 2 Ei e 1 +(C C 16 40) dans laquelle t: t 0 = = -C 1640 16 40 ( 4) 1 R (t-t 1) Cl A An % Vc 2 (t) = Vcl(t 2)e a V' sv Par conséquent, à l'état stationnaire, on obtient vcl(t 0) = Vc 2 (t 2) C'est pourquoi, Vcl(t 0) est fourni par w C 16 R 40 1 V (t) = 1640 ci O + ( c 16 R 40) t O 3 5 e 1 6 E ( 6) wu 16 M 40 e -1 En introduisant C 16 R 40 (= 50 ms ou plus) et f (= 5 k Hz ou plus) dans la relation ( 6), on obtient Vcl(t 0) = E-G 2 E/Tr ( 7) En d'autres termes, en rapport avec la ten- sion en valeur absolue (la tension aux bornes du condensa- teur C 16) Vcl(t 0), on obtient E = k Vcl(t 0). En supposant maintenant que VB représente la tension de signal produite par le filtre passe-borne BPF 204, la tension produite par le circuit 207 de détection du ni- veau de fond BGL ou la tension de fond VBGL est fournie par VBGL = VB ' k G 1 ' G 2 ( 8) Le circuit de sortie de verrouillage du si- gnal de cognement constituant une partie caractéristique de l'invention va maintenant être décrit. Tout d'abord le signal produit tel que repré- senté en (F) sur la figure 9 par l'amplificateur opération- nel O Pl de l'amplificateur 201 est appliqué au filtre passe- bande BPF 204 de telle sorte que le signal de cognement est accentué et qu'un signal tel que représenté en (G) sur la figure 9 est produit par l'amplificateur opérationnel OP 4 du filtre passe-bande BPF 204 Le signal produit par le filtre passe-bande 204 est appliqué au circuit redresseur sur une alternance 205 Le circuit redresseur sur une alternance 205 envoie au circuit 206 de verrouillage du signal de co- gnement et au circuit 207 de détection du niveau de fond BGL, un signal qui a été amplifié d'une quantité donnée et est soumis à un redressement sur une alternance, comme représen- té en (H) sur la figure 9. Dans le circuit 207 de détection BGL, le si- gnal appliqué est intégré et lissé par le circuit d'intégra- tion formé par la résistance R 40 et par le condensateur C 16 et est ensuite amplifié avec un facteur d'amplification G 2 par l'amplificateur opérationnel OP 10 Le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel OP 10 est un signal BGL. Ce signal BGL sert de signal d'actionnement pour le circuit 206 de verrouillage du signal de cognement. Dans le circuit 206 de verrouillage du signal de cognement, le signal de cognement est verrouillé à une tension de fond BG par les transistors T 2 et T 3 Jusqu'à présent il était connu que, si l'ensemble du signal de cogne- ment (un tel signal dépassant une certaine valeur de tension) était masqué, la tension de fond BG diminuait de façon exces- sive ce qui provoquait la détection d'un signal non lié au cognement en tant que signal de cognement, comme cela a été mentionné précédemment Au contraire, si une tension BG est produite par le signal incluant un signal de cognement, la tension BG serait accrue excessivement, ce qui rendrait im- possible la détection précise du signal de cognement Afin de résoudre ces inconvénients de l'art antérieur, le signal de cognement est verrouillé sur le signal BG de manière que le signal BG prenne la valeur correcte En d'autres termes la tension BG est produite à partir d'une valeur pour la- quelle le signal de cognement est verrouillé. Cependant, pendant la période de démarrage du moteur, le signal BG est la tension de référence ( 3 V) plus 0 V dans le circuit 206 de verrouillage du signal de cognement. Il en résulte que si le signal de cognement est verrouillé sur la tension BG également pendant la période de démarrage, le signal BG inclura indéfiniment uniquement la tension de référence et est empêché d'augmenter plus encore En d'autres termes, l'unité de contrôle de cognement 200 elle-même n'est pas actionnée Par conséquent l'unité de contrôle de cogne- ment 200 peut fonctionner à la tension de manoeuvre du cir- cuit 206 de verrouillage du signal de cognement, qui est la tension de référence ( 3 V) plus 0,7 V En d'autres termes, lorsque la tension BG est inférieure à la tension de réfé- rence ( 3 V) plus 0,7 V, le circuit 206 de verrouillage du signal de cognement n'est pas mis en action et par conséquent l'ensemble du signal est utilisé pour la production de la tension BG C'est pourquoi, lorsque la valeur moyenne du si- gnal de sortie fournie par le circuit redresseur sur une alternance 205 dépasse la tension de référence ( 3 V) plus 0,7 V, le signal produit par le circuit redresseur sur une alternance 205 et possédant une valeur supérieure à la valeur de référence ( 3 V) plus 0,7 V est verrouillé comme représenté en (I) sur la figure 9. Par conséquent, lorsque la tension BG dépasse la tension de référence ( 3 V) plus 0,7 V, le circuit 206 de verrouillage du signal de cognement fonctionne et un signal BG est produit par le signal verrouillé. Il en résulte que le signal BG produit par le circuit 207 de détection BGL est le signal produit par le filtre passe-borne BPF 204 sont comparés par le compara- teur de service, comme représenté en (J) sur la figure 9. L'élément comparateur CO 2 du comparateur 208 produit une forme d'onde rectangulaire telle que représentée en (K) sur la figure 9 Ce signal impulsionnel est appliqué au circuit 211 de conversion de la tension du signal de cognement par l'intermédiaire du circuit de masquage 210. Dans le circuit de masquage 210, le transis- tor T 4 est placé à l'état passant par le signal de sortie provenant du circuit monostable 212 de telle sorte que le signal de sortie actuel du comparateur 208 passe à la masse par l'intermédiaire du transistor T et est masqué Lorsque le transistor T 4 est placé à l'état bloque, le signal de sortie du comparateur 208 est appliqué au transistor T par l'intermédiaire de la diode D 5 et le transistor T 5 est placé à l'état passant. * Dans le circuit 211 de conversion de la ten- sion du signal de cognement, représenté sur la figure 7, l'amplificateur opérationnel O Pl, le condensateur C 18 et la diode D 15 forment un circuit d'intégration de sortie et l'amplificateur opérationnel OP 120 les résistances R 65, R 69 et R 87 et la diode D 14 forment un circuit de verrouillage de tension maximum De même le comparateur CO 5, les résis- tances R 67, R 64 et R 71 et la diode D 17 constituent un cir- cuit de verrouillage de tension minimum. Alors, en réponse au signal de sortie du comparateur 208 ou du signal de cognement, le transistor T est placé à l'état passant en synchronisme avec le signal de cognement Par conséquent, comme représenté en (K) sur la figure 9, pendant la période correspondant à la durée t O O du signal impulsionnel de cognement (environ 40 à 70 ps), le transistor T 5 est placé à l'état passant et un courant i 1 circule depuis l'amplificateur opérationnel O Pll en direction de la masse en passant par le condensateur C 18, la résistance R 61 et le transistor T 5 A cet instant, la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel O Pll est égale à 3 V. Par conséquent, à cet instant la vitesse de montée de la tension par impulsion (montée de tension/im- pulsion) A V 1 de l'amplificateur opérationnel O Pll est ob- tenue, à partir de = R ( 9) il = 61 selon la formule V 1 = t O ( 10) 1 c Ici, la capacité C représente la valeur de capacité du condensateur C 18 Comme on peut le voir d'après la relation( 10), la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel O Pll augmente proportionnellement au nombre des impulsions de cognement. La tension de Zener de-la diode Zener ZD 4 est de 6 V De même la borne négative de l'amplificateur opérationnel O Pll se situe à 3 V Il en résulte que chaque fois qu'une impulsion est appliquée à l'amplificateur opé- rationnel O Pll à partir du comparateur 208, la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel O Pll diminue avec la vitesse de chute de tension suivante (vitesse de chute/ période) l V 2 pér 5 io 2 = 6 3 ( 11) R 59 + R 57 Par conséquent A V 2 =_C t 1 ( 12) La vitesse de chute de la tension 1 V 2 est préréglée à environ 1/50-ème de la vitesse de montée de la tension A V 1, compte tenu des performances de puissance du moteur, comme par exemple le couple du moteur et la puis- sance de ce dernier Le signal de sortie du circuit d'inté- gration de sortie est verrouillé de telle sorte que sa va- leur maximale est verrouillée sur la tension de verrouillage du circuit de verrouillage maximum et que sa valeur minimale est verrouillée sur la tension de verrouillage du circuit de verrouillage minimum. Le circuit intégrateur de sortie est agence de telle sorte que pendant la période de démarrage du moteur, le transistor T 4 est rendu passant par la tension de sortie du circuit de détection de 350 t/mn du circuit de détection de vitesse 214 et le signal de sortie du comparateur 208 est masqué, ce qui fournit une caractéristique spécifiée d'avan- ce à l'allumage (anglesd'avance) Conformément à cette ca- ractéristique d'avance à l'allumage, le circuit intégrateur de sortie du circuit 211 de conversion de la tension du si- gnal de cognement produit une commande et le circuit de retardement 502 réalise une commande de l'angle réel d'avance à l'allumage (angle de retard) Ce circuit de retardement 502 peut être du même type que celui décrit dans l'article de littérature constitué par la demande de brevet US. n 80202, déposée au nom de Noboru Sugiura, en date du ler Octobre 1979. On va décrire ci-après le fonctionnement du circuit de retardement 502. D'une manière générale, la caractéristique de calage de l'allumage ou de distribution d'allumage est d'une nature relative et est déterminée par le distributeur et par certains modes de fonctionnement déterminés par le système d'allumage utilisé De même une caractéristique de retard maximum pour le cognement est prédéterminée de sorte que cette caractéristique est utilisée lors de l'apparition du cognement Sur la figure 10 montrant les caractéristiques d'avance et de retarde à l'allumage, la ligne en trait plein représente une caractéristique de retard minimum (tension de verrouillage minimum) dans un mode de fonctionnement, et la ligne formée de traits interrompus représente une caracté- ristque de retard maximum (tension de verrouillage maximum) dans les conditions du cognement Pour de faibles vitesses du moteur inférieures à 350 t/mn par exemple, le contrôle du cognement est réalisé de telle manière qu'on utilise la caractéristique d'avance maximum déterminée par la caracté- ristique de calage de l'allumage La raison d'utiliser ceci estde faire démarrer efficacement le moteur au démarrage. En d'autres termes, si pendant le démarrage du moteur, le calage de l'allumage est retardé, un couple antagoniste est produit et la charge appliquée au démarreur est fortement accrue Il en résulte que le courant d'entraînement du dé- marreur est accru de façon anormale et que le moteur n'est pas mis en marche, ce qui entraîne ce qu'on appelle une défaillance au démarrage Afin d'empêcher une telle défail- lance au démarrage, la caractéristique d'avance maximum déterminée par la caractéristique de calage de l'allumage est utilisée pendant l'opération de démarrage à une vitesse inférieure à 350 t/mn par exemple. La figure 10 représente la caractéristique du circuit de retardement 502, qui est requise pour la réa- lisation des caractéristiques mentionnées ci-dessus Comme cela est représenté sur la figure, le circuit possède une caractéristique de retardement se présentant sous la forme d'une caractéristique en forme de droite inclinée sous un angle fixe, par rapport au signal de sortie du circuit d'in- tégration de sortie situé dans le circuit 211 de conversion de la tension du signal de cognement ou bien par rapport à la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel OP i. En d'autres termes, les conditions sont telles que le calage de l'allumage est avancé d'un angle prédéterminé à chaque cycle, tout en étant retardé conformément au nombre des im- pulsions de cognement. Ci-après on va donner une description du fonc- tionnement du circuit d'intégration de sortie qui commande le circuit de retardement 502 mentionné ci-dessus, et plus particulièrement son action au démarrage, qui fournit une caractéristique d'avance à l'allumage au démarrage. Le moteur étant mis en marche sous l'effet de l'actionnement du démarreur, si la vitesse du moteur est inférieure à 350 t/mn, le comparateur Co 3 de la figure 6 produit un signal de sortie à niveau haut et le transistor T 4 est placé à l'état passant par le signal de sortie du comparateur CO, par l'intermédiaire de la diode D 12 et de la résistance R 29 Lorsque le transistor T est placé à l'état conducteur, le signal de sortie (signal de détection du cognement) délivré par l'élément comparateur CO 1 du com- parateur 208 représenté sur la figure 3 est masqué Il en résulte que le calage de l'allumage n'est pas retardé par le signal de cognement (incluant le signal de bruit parasite). De même le signal de sortie de 19 élément comparateur CO 1 est envoyé au circuit d'intégration de sortie du circuit 211 de conversion de la tension de signal de cognement de la figure 7 par l'intermédiaire de la résistance R 62 et de la diode D 13, ce qui entraîne la sélection de la caractéristique de retard maximum au démarrage, représentée par la ligne formée de traits interrompus sur la figure 10. Ci-après on va décrire le générateur F-V 213 et le circuit 214 de détection de vitesse représentés sur la figure 6 Le transistor T 6 du générateur F-V 213 est placé à l'état conducteur en réponse à l'établissement de deux con- ditions selon lesquelles le signal de sortie du circuit mono- stable 212 passe au niveau haut et le transistor T 9 est placé à l'état bloqué Par conséquent le transistor T 6 est placé à l'état conducteur par l'impulsion possédant la durée t 1 représentée sur la figure (B) de la figure 9 La période de cette impulsion est proportionnelle à la vitesse du moteur et par conséquent le transistor T 6 est placé à l'état passant et à l'état bloqué en fonction de la vitesse du moteur La tension (d'environ 1,7 V) au niveau du point de jonction des résistances R 67 et R 78 est appliquée à la borne positive de l'amplificateur opérationnel OP 14 ' Lorsque le transistor T 6 est placé à l'état conducteur, une voie contenant le con- densateur C 19, la résistance R 84, le transistor T 6 et la masse est établie à partir de la sortie de l'amplificateur opérationnel OP 14, et le condensateur C 19 est chargé Lorsque le transistor T 6 est placé à l'état bloqué, la charge du con- densateur C 19 s'écoule en direction de la résistance R 85. L'amplificateur opérationnel OP 14 produit un signal de sor- tie correspondant à la différence entre les tensions indi- quées à ses bornes d'entrée positive et négative, et son signal de sortie est appliqué à la borne d'entrée négative des éléments comparateurs CO 3, C 04 et CO, respectivement. Une tension fixe ( 2 V) produite par la division de tension fournie par les résistance R 33 et R 34 est appliquée à la bor- ne d'entrée positive du comparateur CO 3 Ensuite, la tension, qui est supérieure à 1,7 V et qui correspond à-la vitesse du moteur, est appliquée à la borne d'entrée négative de l'élé- ment comparateur CO 3 et est comparée à la tension fixe de 2 V Le signal de sortie de l'élément comparateur CO 3 passe au niveau bas lorsque la tension-de la vitesse est supérieu- re à 2 V, et le signal de sortie passe au niveau haut lorsque la tension de la vitesse est inférieure à 2 V La tension de 2 V constituant une tension de référence correspond à un fonctionnement à faible vitesse De façon plus spécifique la vitesse du moteur correspondant à la tension de 2 V est préréglée à 350 t/mn Il en résulte que le signal de sortie du comparateur CO 3 passe au niveau haut uniquement lorsque la vitesse du moteur est inférieure à 350 t/mn. D'autre part une tension fixe ( 3 V) produite par la division de tension formée par les résistance R 35 et R 36 est appliquée à la borne d'entrée positive du compara- teur CO 4 La tension, qui est supérieure à 1,7 V et corres- pond à la vitesse du moteur, est appliquée à la borne d'en- trée négative de l'élément comparateur CO 4 et est comparée à la tension fixe de 3 V Le signal de sortie du comparateur CO 4 passe au niveau bas lorsque la tension de vitesse est supérieure à 3 V et le signal de sortie passe au niveau haut lorsque la tension de vitesse est inférieure à 3 V La ten- sion de référence de 3 V correspond à un fonctionnement à vitesse élevée De façon plus spécifique, la vitesse du mo- teur correspondant à la tension de 3 V est préréglée à 2000 t/mn Il en résulte que le signal de sortie de l'élé- ment comparateur CO 4 passe au niveau haut uniquement lorsque la vitesse du moteur est inférieure à 2000 t/mn Lorsque la vitesse du moteur est inférieure à 2000/mn, le transistor T 8 du circuit 211 de conversion de la tension du signal de co- gnement, représenté sur la figure 7, est placé à l'état pas- sant Lorsque le transistor T 8 est passant, la tension ap- pliquée à la borne d'entrée négative de l'amplificateur opé- rationnel OP 12 est réduite par rapport à celle appliquée lorsque le transistor T 8 est bloqué On notera que le rôle de la diode D 10 et de la résistance R 46 est de fournir une ca- ractéristique d'hystérésis et la raison tient au fait que, étant donné que le circuit 211 de conversion de la tension de signal de cognement se met à répondre quelquefois à la vitesse de 2000 t/mn et que la vitesse du moteur tend à aug- menter légèrement entretemps, un signal de sortie, qui tient compte d'un tel accroissement de vitesse, est produit. D'autre part le signal de sortie de l'ampli- ficateur opérationnel OP 14 du générateur F-V 213 représenté sur la figure 6 est appliqué à la borne d'entrée négative du comparateur CO 5 Une tension fixe ( 5 V) produite par la divi- sion de tension fournie par les résistances en série R 37 et R 38 est appliquée à la borne d'entrée positive de l'élément comparateur CO 5 La tension sulérieure à 1,7 V et correspondant à la vitesse du moteur est appliquée à la borne d'entrée négative de l'élément comparateur CO 5 et est comparée à la tension fixe de 5 V Le signal de sortie de l'élément comparateur CO 5 passe au niveau bas lorsque la tension de vitesse est supérieure à 5 V et passe au niveau haut lorsque la tension de vitesse est inférieure à 5 V La tension de référence de V correspond à un fonctionnement à vitesse élevée De fa- çon plus spécifique, la vitessedu moteur correspondant à la tension de 5 V est préréglée à 3800 t/mn Il en résulte que le signal de sortie de l'élément comparateur CO 5 passe au niveau haut uniquement lorsque la vitesse du moteur est in- férieure à 3800 t/mn Pendant l'intervalle de temps pendant lequel le signal de sortie de l'élément comparateur CO 5 est au niveau haut, le courant de base du transistor T 8 dans le circuit 211 de conversion de la tension du signal de cogne- ment de la figure 7 est soutiré par le transistor T 12 o Ceci est provoqué par la mise à l'état passant du transistor T 12 par le signal de sortie de 11 élément comparateur CO 5 Par conséquent, lorsque lavitesse du moteur dépasse 3800 t/mn, le signal de sortie de l'élément comparateur CO 5 passe au niveau bas et le transistor T 12 est placé à l'état bloque. Par conséquent, la tension envoyée à la base du transistor T 8 passe au niveau haut et le transistor T 8 est placé à 1 'é- tat passant Lorsque le transistor T 8 est passant, la tension appliquée à la borne négative de l'amplificateur opérationnel OP 12 est réduite par rapport à celle appliquée lorsque le transistor T 8 est bloquée. Ci-après on va décrire le circuit à fonction- nement sûr en cas de défaillance 209 représenté sur la figu- re 4 Ce circuit 209 détecte un état de circuit ouvert ou de court-circuit et détermine si un signal de fond est présent. Tout d'abord le signal de sortie du circuit redresseur sur une alternance 205 est amplifié par un facteur égal environ à 10, par l'amplificateur opérationnel OP 7 et les résistances R 19 et R 20 En d'autres termes, si le fac- teur d'amplification est représenté par Si, alors on a ce qui suit R 20 S R 1 += 10 1 Rn Le but de cete amplification est d'accroître la résolution En d'autres termes, lorsqu'il n'existe aucun cognement, un petit signal est produit et ce signal est amplifié de manière à détecter un défaut dans le capteur de cognement Le signal amplifié est comparé à une tension fixe ( 4 V) et est produit sous la forme d'un signal impulsionnel. Lorsqu'il existe un défaut franc dans le cap- teur de cognement 100, aucun signal de sortie n'est produit par l'élément comparateur Co Dans l'état normal, le signal de sortie de l'élément comparateur C 02 passe au niveau haut en réponse au signal de sortie fourni par le circuit redres- seur sur une alternance 205 Le condensateur Cg est chargé par le signal de sortie de l'élément comparateur C 02 Il en résulte que la tension présente au niveau du point de jonc- tion du condensateur C 9 et de la résistance R 8 est toujours élevée En réponse à cette tension élevée, le transistor T 13 est placé à l'état passant et le transistor T 14 est bloqué. Lorsque le transistor T 14 est bloque O la résistance R 60 et la diode D 16 ne fonctionnent pas En effet, rien ne se pro- duit lorsque le capteur de cognement 100 fonctionne normale- ment. Lorsqu'un défaut apparaît dans le capteur de cognement 100, l'élément comparateur C 02 ne produit aucun signal de sortie (un défaut franc) ou produit occasionnelle- ment un signal de sortie (défaut de court-circuit) Lorsque le capteur de cognement 100 devient ainsi défectueux, le condensateur C 9 est à l'état non chargé Il en résulte que le potentiel au niveau du point de jonction entre le conden- sateur Cg et la résistance R 89 est toujours bas Par consé- quent le transistor T 13 représenté sur la figure 7 est placé à l'état bloqué de telle sorte qu'en réponse au passage à l'état bloqué du transistor T 13, le transistor T 14 est placé à l'état passant et le transistor T 15 est placé à l'état bloqué. Le transistor T 14 est également placé à l'é- tat conducteur et à l'état bloqué en réponse au signal de sortie du circuit de détection de l A vitesse de 2000 t/mn (le signal de sortie de la diode Dil représentée sur la figure 6 En d'autres termes, lorsque la vitesse du moteur est inférieure à 2000 t/mn, un signal de sortiezà niveau haut est produit par la diode D 11 et par conséquent le cir- cuit 209 de fonctionnement sûr en cas de défaillance se met à fonctionner Lorsque la vitesse du moteur est inférieure à 2000 t/mn et que la tension aux bornes du condensateur C est faible, le transistor T 13 est placé à l'état bloqué et le transistor T 14 est placé à l'état conducteur Lorsque ce- ci se produit, un courant circule & travers la résistance R 60 et la diode D 16 ' Il en résulte que le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel O Plil est tenu de passer au niveau haut, sous l'action du condensateur C 18 Simultanément le transistor T 8 est placé à l'état conducteur et le calage de l'allumage est retardé sur l'angle de retard maximum. Conformément à la présente forme de réalisa- tion, il n'existe par conséquent aucun risque que le niveau de fond soit modifié par un signal de cognement. De ce point de vue, on peut voir que la pré- sente invention a comme effet d'améliorer la précision de la détection du cognement. 34 2545536 REVENDICATIONS 1 Appareil de contrôle de cognement pour des moteurs à combustion interne, comportant un amplificateur ( 201) servant à amplifier un signal produit par un capteur de cognement ( 100) servant à détecter des vibrations d'un moteur, un filtre passe-bande ( 204) servant à transmettre une plage de fréquence de cognement d'un signal de sortie délivré par ledit amplificateur ( 201), un circuit redresseur sur une alternance ( 205) servant à redresser sur une alter- nance un signal de sortie délivré par le filtre passe-bande ( 204), et des premiers moyens ( 207) servant à calculer la moyenne et amplifier, d'une valeur donnée, un signal de sor- tie fourni par ledit circuit redresseur sur une alternance ( 205), ce qui a pour effet qu'une valeur de sortie délivrée par ledit filtre passebande ( 204) est comparée à une valeur de sortie délivrée par lesdits premiers moyens ( 207) en vue de produire un signal servant à retarder le calage de l'allu- mage conformément à une intensité du cognement, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de verrouillage ( 206) servant à verrouiller le signal de sortie délivré par le circuit re- dresseur à une alternance ( 205), sur une tension de fond qui est supérieure à une valeur de tension prédéterminée. 2 Appareil selon la revendication l, caracté- risé en ce que ladite valeur de tension prédéterminée est une tension de référence plus 0,7 V.