Brevet FR2536604A1 — publié le 19840525

La présente invention concerne un procédé et un dispositif pour piloter l'alimentation d'un moteur sans collecteur de type asynchrone, en vue de lui communiquer des caractéristiques de couple, de vitesse et de réponse dynamique permettant son utilisation en actionneur électromécanique. Un tel actionneur trouve son application en asservissement de vitesse, en asservissement de position, en robotique, en traction de véhicule électrique, et plus généralement chaque fois que l'on désire concilier une grande dynamique de vitesse avec une grande dynamique de couple. Il est habituel de répondre à ces besoins au moyen de machines à collecteur pilotées électroniquement ou électromécaniquement par des amplificateurs statiques ou tournants, capables de fournir des tensions proportionnelles aux vitesses désirées et des courants proportionnels aux couples souhaités. Le facteur de proportionnalité, appelé gradient de flux, est fixe lorsque la machine est magnétisée par un inducteur à aimants permanents ou à excitation régulée il est variable lorsque le courant circulant dans les inducteurs à excitation séparée est lui-meme rendu variable, en vue d'élargir la dynamique de vitesse sans augmenter la tension maximale d'alimentation par exemple Mais ces actionneurs à collecteur présentent des inconvénients bien connus : usure, bruit acoustique et radioélectrique, couple parasite, coût de fabrication, inertie supplémentaire, etc...Aussi, est-il intéressant d'imaginer un moyen de piloter les actionneurs sans collecteur pour leur donner des performances cinématiques égales ou mêmes supérieures à celles des actionneurs à collecteur. On connaît un grand nombre de variateurs pour moteurs asynchrones, capables d'alimenter ces machines à fréquence variable au moyen d'une tension polyphasée générée par voie électronique. Le niveau de cette tension est en général corrélé simplement avec la fréquence d'alimentation, par laquelle est exprimée la vitesse souhaitée, de façon que l'induction magnétique du flux tournant soit à peu près constante au synchronisme. Satisfaisante aux fréquences élevées, cette disposition s'avère inopérante à basse fréquence, comme le montrent les figures la et lb où sont représentées respectivement les courbes donnant le flux # et le couple # en fonction de la vitesse réelle #r pour une fréquence donnée et une tension d'alimentation donnée.Ces courbes traduisent par une dissymétrie le fait que l'hyposynchronisme engendre une sousmagnétisation, alors que l'hypersynchronisme amène d'abord une surmagnétisation puis une sous-magnétisation ; les deux extremums de couple 7 M et 7m sont d'autant plus inégaux que la fréquence d'alimentation est plus faible. Le flux z est en effet affecté par le glissement auquel est sujet le rotor, car les courants qui y prennent naissance engendrent un flux opposé à celui dustator. Ce phénomène appelé réaction d'induit est assez bien combattu à fréquence élevée par le supplément de courant que délivre la source chaque fois que la force électro motrice E = B8 diminue ( étant le flux et w la pulsation).Mais à basse s s fréquence, et plus particulièrement en continu, cette force électromotrice E est faible ou nulle devant la tension d'alimentation U, et la compensation de réaction d'induit est faible ou inexistante. Les courbes de flux de la figure la montrent que cette grandeur est d'autant plus affectée par le glissement que la pulsation est plus faible. Ce phénomène n'est pas inhérent à la machine asynchrone, mais à la façon dont elle est alimentée à tension imposée, sans surveillance du flux . C'est pourquoi les fabricants de variateurs paralysent volontairement toute possibilité de travail à fréquence faible ou nulle, puisque l'alimentation qu'ils fournissent opère à tension imposée une fois pour toutes. La zone morte ainsi créée est gênante dans beaucoup d'applications. La présente invention a pour but principal de remédier à ces inconvénients et, pour ce faire, elle a pour objet un procédé de pilotage de l'alimentation d'un moteur asynchrone qui se caractérise essentiellement en ce qu'il consiste à faire travailler le moteur avec un flux actif imposé (flux actif o égal au produit du flux par le cosinus du déphasage q entre la force électromotrice rotorique et le courant rotorique), en lui injectant un courant statorique calculé de manière à tenir compte de ltinfluence du courant rotorique. Avantageusement, l'amplitude I du courant statorique injecté s dans le moteur est de la forme Im étant le courant magnétisant qui engendre à l'arrêt le flux actif m choisi N est un facteur constant liant le courant magnétisant réactif au courant magnétisant actif et qui est en général égal à plusieurs dizaines k un facteur constant fonction de us la vitesse angulaire souhaitée ; et # la vitesse glissée #s - #r, #r étant la vitesse angulaire réelle. En procédant ainsi, et comme on le verra plus clairement par la suite, on obtient de façon relativement simple une linéarisation des caractéristiques donnant le couple en fonction de la vitesse réelle r pour une vitesse souhaitée constante exprimée par la pulsation statorique w s La famille de caractéristiques obtenues sur un moteur asynchrone ainsi alimenté s'apparente alors tout à fait à celles que donne un moteur à collecteur magnétisé par des aimants permanents à haute rigidité magnétique et alimenté par une tension exprimant la vitesse souhaitée. Un dispositif de pilotage pour la mise en oeuvre de ce procédé est essentiellement caractérisé en ce qu'il comprend un soustracteur pour élaborer la vitesse glissée # à partir de la vitesse souhaitée #s et de la vitesse réelle #r obtenue au moyen d'un capteur tachymétrique lié à l'arbre du moteur, et un additeur quadratique élaborant, à partir de la vitesse souhaitée s et de la vitesse glissée , un signal représentant l'ampli s tude du courant statorique Is de consigne selon la formule : ce signal attaquant un générateur de signaux polyphasés de type connu relié au moteur par des amplificateurs aptes à produire dans ledit moteur le flux actif tournant de vitesse #s nécessaire à son entraînement. Dans une forme de réalisation particulière de l'invention, le dispositif de pilotage comprend en outre un écrêteur disposé à la suite du soustracteur pour plafonner la vitesse glissée à une valeur # correspondant au couple maximal admissible, un premier additionneur disposé à la suite de l'écrêteur pour reconstituer, à partir de la vitesse réelle U et de la * * vitesse glissée plafonnée # , une vitesse souhaitée corrigée #s comman- dant le générateur de signaux polyphasés, un diviseur par N pour élaborer le signal #s/@ et un second additionneur pour élaborer, à partir de s et N N de #*, un signal #s*/N + #* appliqué sur l'additeur quadratique afin d'engendrer un signal représentant l'amplitude d'un courant statorique I. de s consigne répondant à la formule Il n'est en effet pas souhaitable que la vitesse glissée soit trop importante, afin de ne pas surcharger exagérément le moteur. En général, on limitera donc celle-ci à une valeur correspondant à environ quatre à cinq fois le couple nominal. De préférence, le dispositif de pilotage comprend en outre un * organe à seuil sensible à la vitesse w , afin de provoquer une réduction volontaire du courant magnétisant I dans l'additeur quadratique pour les mo valeurs élevées de #s*. On obtient ainsi une réduction correspondante du flux actif qui permet d'atteindre des vitesses élevées, par exemple trois à quatre fois la vitesse nominale, sans que les tensionsd'alimentation soient exagérées. Une forme d'exécution de l'invention est décrite ci-après à titre d'exemple, en référence aux dessins annexés dans lesquels - les figures la et lb représentent respectivement les courbes donnant, en fonction de la vitesse réelle er le flux 0 et le couple r d'un moteur asynchrone alimenté de façon classique à fréquence et tension imposées, le flux étant nominal au synchronisme - la figure 2 est un schéma illustrant, en réduction monophasée, l'image électrique d'un moteur asynchrone - les figures 3a et 3b représentent respectivement-des courbes donnant, en fonction de la vitesse réelle wr, le courant statorique I et s le couple r d'un moteur asynchrone alimenté conformément à l'invention avec un flux actif imposé, ce flux étant nominal au synchronisme ; et - la figure 4 est un schéma synoptique d'un dispositif de pilotage conforme à l'invention, dans son application à un moteur diphasé. Pour bien expliquer les phénomènes auxquels est soumise une machine asynchrone, on fera tout d'abord appel à une image électrique souvent employée dans la caractérisation de ces machines et qui est représentée en réduction monophasée par le schéma de la figure 2. Ce schéma comporte six composants servant à chiffrer les imperfections de la machine et qui sont respectivement l'inductance de fuite du stator ;- r la résistance ohmique de l'enroulement statorique s L l'inductance de magnétisation la résistance équivalente aux pertes fer 1 l'inductance de fuite du rotor, ramenée au stator -; et r la résistance ohmique du rotor, ramenée au stator. On convient par ailleurs d'appeler résistance motionnelle le dipôle r 1 - g qui est le siège d'une puissance mécanique égale à la puis g sance électrique qui serait produite par effet Joule dans une résistance de même valeur ohmique. En régime hypersynchrone, cette résistance motionnelle est négative puisque l'arbre du moteur reçoit de la puissance sous forme mécanique. Les notations employées dans la suite du texte sont classiques w s est la pulsation statorique ou la vitesse angulaire souhaitée s w r est la vitesse angulaire réelle; w= w s w r est la vitesse glissée; s g est le glissement # / #s ; # est le couple développé sur l'arbre Is est le courant statorique ; U est la tension statorique Ir est le courant rotorique ; # est le flux magnétique qui baigne le rotor E = # #s est la force électromotrice ; I est le courant magnétisant réactif, exprimé par un polynome de degré m élevé en , dont le premier terme est /L ;; I est le courant magnétisant actif, exprimé par un polynome de degré élevé en w et en , dont le premier terme est s # = Arctg 1#/r est le déphasage entre la force électromotrice E et le courant Ir. Le couple # = # Ir cos # est souvent entendu comme le produit du flux # par le courant actif Ir cos # . Nous proposons ici de baptiser "flux actif" #@le produit du flux par le cosinus du déphasage # , et de convenir que le couple est le produit du flux actif #o par le courant rotorique Ir Le procédé conforme à l'invention consiste à faire travailler le moteur avec un flux actif imposé, ce qui aboutit à des caractéristiques de couple rectilignes et parallèles, comme représenté sur la figure 3b.En effet, le courant rotorique est lié au flux et à la vitesse glissée w par les équations : et # = Ir # cos # = (# cos # )2/r# = F# On observe bien un couple proportionnel à la vitesse glissée #, le facteur de proportionnalité F =| | ## étant appelé "fermeté" dans la suite du texte. Sachant que la fermeté figure toujours comme paramètre important dans les calculs de stabilité relatifs aux asservissements, on mesure tout l'intérêt qui s'attache à l'obtention d'une fermeté constante et, si possible, élevée. Or la technologie propre aux machines asynchrones aboutit, pour un volume de rotor donné, à des fermetés souvent supérieures à celles des machines à collecteur magnétisées par les meilleurs aimants à base de cobalt et de terres rares. De plus, comme le moment d'inertie de ce rotor, toujours pour un volume donné, est en général plus faible sur un rotor de moteur asynchrone (surtout dans le mode de réalisation dit "cage d'écureuil") que sur un rotor à collecteur, la constante de temps mécanique intrinsèque #m = J/F se trouve avantagée par l'obtention d'un flux actif notable et constant. Un des moyens conformes à l'invention pour réguler ce flux actif consiste à ajouter quadratiquement les courants actifs et réactifs pour imposer un courant statorique. Si cette addition quadratique devait être rigoureuse, il faudrait déterminer d'abord le courant actif en ajoutant le courant équivalent aux pertes fer I# et la composante active Ir cos # du courant rotorique ## # #r Iactif = I# + Ir cos # = I# + cos2# = + I# r r2 + 12#2 Il faudrait ensuite ajouter de même le courant magnétisant I -et m la composante réactive du courant rotorique Ir sin # 1 # 2 Iréactif = Im + Ir sin # = Im + puisque sin# = r2 + 12# 2 Le courant statorique I serait alors la racine carrée de la s somme des carrés : Is2 = (I# + Ir cos # )2 + (Im + Ir sin # )2 = I#2 + Im2 + Ir2 + 2 (Im Ir sin#+ I# Ir cos #) ## = I#2 + Im2 + Ir2 + 2 (1 # Im + r I# ) r2 + 12 # 2 # # = I#2 + Im2 + (# # + 21# Im + 2rI# ) r2 + l2 #2 ou encore, en fonction du flux actif #@ : Les courants magnétisants actifs et réactifs sont tous les deux des fonctions de degré élevé de la variable . De plus, le courant magnétisant actif I est fonction de la variable w s Toutefois, comme ce courant actif I# reste faible devant le courant réactif Im, le calcul et l'expérience montrent que l'on peut approximer au moyen de la formule suivante Is2 = Im2 + k (#s/N + # )2 soit I étant le courant magnétisant qui engendre à l'arrêt le flux actif O choisi m o o N un facteur constant liant le courant magnétisant réactif au courant magnétisant actif, ce facteur N valant en général plusieurs dizaines et pouvant même atteindre plusieurs centaines ; et k un facteur constant fonction de 00 dont la valeur est proche de #o (#o + 2 1 Imo) r2 Cette approximation est légitime si w reste faible devant l'inverse de la constante de temps électrique I/r du rotor, c'est-à-dire si le déphasage 9 est nettement inférieur à 450, et si le flux 0 reste inférieur à celui qui traduirait une saturation marquée du circuit magnétique. Le procédé selon Invention consiste donc en définitive à injecter dans le moteur asynchrone un courant statorique dont l'amplitude I répond à s la formule approchée (I) mentionnée ci-dessus. En procédant ainsi, on obtient pour un moteur asynchrone ordinaire, des caractéristiques de couple telles que celles qui sont représentées sur la figure 3b. Comme on pourra le constater, il n'y a pas de distorsion visible, bien que la détermination du courant statorique soit faite à partir d'une formule approchée et que le surcouple atteignequatre à cinq fois le couple nominal. De plus, les courbes donnant le courant statorique correspondant, repré sentées sur la figure 3a, ont la forme d'hyperboles qui sont quasiment identiques les unes aux autres. Il s'ensuit en définitive qu'avec le procédé de pilotage selon l'invention, il est possible d'utiliser un moteur asynchrone ordinaire comme actionneur électromécanique, par exemple dans les asservissements ou en robotique, avec les mêmes avantages qu'un actionneur à collecteur. On va maintenant décrire un dispositif de pilotage pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention, en se référant plus particulièrement au schéma synoptique de la figure 4 qui représente un tel dispositif dans son application à un moteur asynchrone diphasé. Ce dispositif de pilotage comprend tout d'abord un soustracteur 1 élaborant la vitesse glissée u à partir de la vitesse souhaitée w et de la s vitesse réelle #r obtenue au moyen d'un capteur tachymétrique 2 lié à l'arbre 3 du moteur asynchrone diphasé 4.Pour éviter que cette vitesse glissée ne dépasse la valeur correspondant au couple maximal admissible, en général quatre à cinq fois le couple nominal, le soustracteur 1 est suivi d'un écrêteur 5 qui fait * plafonner la vitesse glissée à une valeur w Un premier additionneur 6 est disposé à la suite de ltécrêteur 5 pour reconstituer, à partir de la vitesse glissée plafonnée w * et de la vitesse réelle #r, une vitesse souhaitée corrigée #s* qui commande un générateur de signaux polyphasés 7 de type connu. Ce générateur pourra par exemple être du type de celui décrit dans le brevet No. 70 13158 du 13 avril 1970 au nom de la société demanderesse. Un second additionneur 8 reçoit respectivement la vitesse souhai * tée corrigée w à travers un diviseur par N 9 et la vitesse glissée pla S #s* fonnée #*, de façon à engendrer à sa sortie un signal + #* qui est N appliqué sur un additeur quadratique 10.Cet additeur effectue une somme quadratique et délivre à sa sortie un signal représentant l'amplitude Is du courant statorique de consigne selon la formule Le signal de consigne issu de l'additeur quadratique 10 est appliqué sur le générateur de signaux 7 qui délivre ainsi à sa sortie deux signaux diphasés de forme I sin #*t et I cos #*t qui, après amplifica s s s s tion dans des amplificateurs tels que 11 et 12, sont aptes à produire dans le moteur 4 le flux actif tournant de vitesse w nécessaire à son entrainement. s L'ordonnée à l'origine I de la grandeur issue de l'additeur @ @@ @@@@@@@@ @ @ @@ @@@@@@ @ @@ @@ @@ @@@@@@ @@@@@ @@ @ @@@@@@@@ mo quadratique 10 pourraît être choisie une fois pour toutes si l'on voulait véritablement travailler à flux actif constant. Toutefois, lorsque l'on souhaite atteindre des vitesses élevées, par exemple trois à quatre fois la vitesse nominale, sans que les tensions d'alimentation deviennent exagérées, il est nécessaire de réduire le flux actif Selon l'invention, cette réduction de flux est obtenue par une réduction volontaire du courant magnétisant Imo . A cet effet, on modifie le point de consigne Im injecté dans l'additeur quadratique 10, grâce à un organe * à seuil 13 sensible à la vitesse w , suivi d'un circuit 14 délivrant à sa s sortie la valeur absolue de la grandeur issue de l'organe à seuil. Bien entendu, la réduction du flux actif s'accompagne d'une diminution correspondante du facteur k, puisque celui-ci dépend de 00. REVENDICATIONS 1. Procédé pour piloter l'alimentation d'un moteur asynchrone utilisable notamment comme actionneur, caractérisé en ce qu'il consiste à faire travailler le moteur avec un flux actif imposé (flux actif #o égal au produit du flux 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplitude Is du courant statorique injecté dans le moteur est de la forme I étant le courant magnétisant qui engendra à l'arrêt le flux actif O choisi N un facteur constant liant le courant magnétisant réactif au courant magnétisant actif et qui est en général égal à plusieurs dizaines k un facteur constant fonction de #o ; w la vitesse angulaire souhaitée ; et @s @@ @@@@@@@ @@@@@@@@ @ @@@@@@@@@ , @@ # la vitesse glissée #s- #r, #r étant la vitesse angulaire réelle. 3. Dispositif de pilotage pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend un soustracteur pour élaborer la vitesse glissée # à partir de la vitesse souhaitée # s et de la vitesse réelle # r obtenue au moyen d'un capteur tachymétrique lié à l'arbre du moteur, et un additeur quadratique élaborant, à partir de la vitesse souhai tée # s et de la vitesse glissée # w , un signal représentant l'amplitude du s courant statorique Is de consigne selon la formule : ce signal attaquant un générateur de signaux polyphasés de type connu relié au moteur par des amplificateurs aptes à produire dans ledit moteur le flux actif tournant de vitesse # s nécessaire à son entraînement. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un écrêteur disposé à la suite du soustracteur pour faire pdamer la vitesse glissée à une valeur w correspondant au couple maximal admissible, un premier additionneur disposé à la suite de l'écrêteur pour reconstituer, à * partir de la vitesse réelle w et de la vitesse glissée plafonnée w , une r * vitesse souhaitée corrigée w commandant le générateur de signaux poly #s* phasés, un diviseur par N pour élaborer le signal et un second addition #s* #s* neur pour élaborer à partir de et de #* un signal + #* appliqué sur N N l'additeur quadratique afin d'engendrer un signal représentant l'amplitude d'un courant statorique Is de consigne répondant à la formule : 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un organe à seuil sensible à la vitesse #s*, afin de provoquer une réduction volontaire du courant magnétisant Imo dans l'additeur quadratique pour les valeurs élevées de #s*.