Brevet FR2544570A1 — publié le 19841019

G La présente invention concerne un appareil convenant pour la réception d'un signal de rafale à modula- tion d'intensité et en particulier un signal optique de ra- fale à modulation d'intensité. Ces dernières années on a assisté à une de- mande importante dans le domaine de la construction de ré- seaux locaux dits "Local Area Networks (LAN)" et de nombreu- ses études et projets ont été entrepris et développés en vue d'une application pratique A la lumière d'une combinaison de la topologie des réseaux et de la procédure de commande utilisée, les réseaux locaux présentent une tendance diri- gée principalement sur les réseaux en boucle ou en anneau utilisant un système de commande de passage de jetons et un réseau-bus comportant un système de commande dit CSMA/CD (abréviation tirée de l'anglais "Carrier Sense Multiple Access with Collision Detection" signifiant détection de signal avec accès multiple et détection de collision) La présente invention concerne un appareil de réception du réseau-bus comportant un système de commande CSMA/CD En tant que système utilisant le système de commande CSMA/CD, il existe le "Ethernet" de la société Xerox Corp Ce sys- tème est décrit par exemple dans l'article de R M Metcalfe et consorts "Ethernet: commutation de paquets répartis pour réseaux d'ordinateurs locaux", Comm ACM, Vol 19, N O 7 ( 1976), pp 395-404 Ce système Ethernet utilise un câble coaxial en tant que ligne de transmission bidirectionnelle pour former une ligne de transmission du type bus Une plu- ralité de noeuds sont accouplés selon un accouplement à im- pédance élevée à la ligne de transmission Dans le cas de la transmission d'un message à partir de l'un des noeuds, on vérifie tout d'abord si un signal de paquet provenant d'un autre noeud est présent dans la ligne de transmission (détection de porteuse désignée par CS, abréviation de l'ex- pression anglaise "Carrier Sense") Lorqu'un signal de paquet provenant d'un autre noeud existe, c'est-à-dire lorque la ligne de transmission n'est pas libre, la trans- mission du signal de paquet est différée, et si la ligne de transmission est libre, un message est transmis en-tant que signal de paquet par la ligne de transmission Ce signal est reçu par tous les noeuds raccordés à la ligne de transmis- sion, c'est-à-dire que le système est agencé à la manière d'un système dit MA (abréviation de l'anglais "Multiple Access", désignant accès multiple) et chaque noeud reçoit le signal de paquet qui lui est adressé Il se présente le cas o une pluralité de noeuds déclenchent simultanément la transmission d'un signal de paquet, et dans ce cas, il se produit une collision de signaux Pendant la transmission, chaque noeud surveille en permanence l'apparition d'une col- lision de signaux et, dans le cas d'une détection de la col- lision (dite CD, abréviation tirée de l'anglais "Collision Detection" signifiant détection de collision), il arrête la transmission et au bout d'un temps d'attente aléatoire, chaque noeud déclenche la procédure de retransmission. Ce système de commande CSMA/CD est utilisé non seulement pour la transmission par lignes, mais égale- ment pour la transmission par ondes électromagnétiques et par signaux optiques Dans le cas de l'utilisation d'un si- gnal optique, on utilise très largement un système utilisant un coupleur étoile C'est-à-dire qu'un signal de sortie optique provenant de chaque noeud est fourni au coupleur étoile prévu en tant que noeud central Dans le coupleur étoile, la puissance optique du signal d'entrée provenant de n'importe quel noeud est uniformément répartie entre les différentes bornes de sortie optiques et la puissance est à nouveau introduite dans une partie de réception de chaque noeud Dans ce cas, le système de transmission forme du point de vue logique une topologie bus, mais du point de vue physique une topologie étoile. Il est souhaitable qu'un tel appareil rece- vant des signaux de rafale présente un temps de réponse transitoire bref et qu'il puisse prendre l'état permanent de réception, qui permet la réception d'une information correcte pendant un bref intervalle de temps après le dé- clenchement de la réception du signal de rafale. L'utilisation d'un amplificateur à gain éle- vé et à large bande pouvant amplifier même une composante continue, rend un tel appareil de réception de signaux de rafale onéreux et lui confère une faible stabilité C'est pour cette raison qu'on utilise d'une manière étendue un amplificateur à couplage en courant alternatif Dans ce cas, si une composante continue est présente dans les éléments de code de signaux de rafale, l'influence d'une réponse transitoire au début et à la fin du signal de rafale ne peut pas être né- gligée Le temps de réponse peut être réduit au moyen d'un accroissement de la fréquence de coupure de la gamme des basses fréquences de l'amplificateur à couplage à courant alternatif, mais dans ce cas une distorsion de suppression de la gamme à basse fréquence implique une dégradation du profil ou diagramme en oeil, ce qui augmente les erreurs de décision Il a également été proposé d'introduire une compo- sante continue en utilisant un circuit de verrouillage, mais ceci présente comme inconvénient le fait qu'un long de temps de garde est nécessaire lors de la réception d'un signal de rafale possédant un niveau faible aussitôt après un signal de rafale possédant un niveau élevé. En outre,dans le système de commande CSMA/CD mentionné ci-dessus, il est nécessaire que la collision de signaux soit détectée sans défaillance En particulier dans le cas d'un signal de rafale optique, il est possible que la différence de niveaux entre les deux signaux entrant en col- lision atteigne une valeur maximale d'environ 10 d B en rai- son de-la réduction ou de la perte de puissance de sortie optique intervenant dans la fibre optique,d'une perte inter- venant dans le coupleur étoile,d'une per 7 e intervenant dans les connecteurs et d'uneperte d'épissure, Même une telle collision de signaux possédant des niveaux très différents doit être détectée rapidement et de façon sûre A titre de solution pour ce problème il a été proposé un système dans lequel il est décidé que le niveau moyen de réception supé- rieur à une valeur prédéterminée représente une collision entre signaux étant donné que dans le cas d'une pluralité de signaux de rafale arrivant, le niveau moyen des signaux de rafale reçus devient plus élevé que dans le cas d'un seul signal de rafale reçu,comme cela est décrit dans le brevet japonais "Kokai" (publication) N O 159036/83 publié le 28 Septembre 1983 Mais ce système présente un inconvé- nient consistant en ce que des variations de la perte de la ligne de transmission entre les extrémités d'émission et de réception, qui sont provoquées par des longueurs de fi- bres différentes et des nombrs différen% de connecteurs uti- lisés entre différentes extrémités d'émission et de récep- tion, doivent être corrigées par un atténuateur fixe ou analogue, ou bien que le niveau de décision prévu pour la détection d'une collision de signaux doit être modifié con- formément aux variations de la perte dans la ligne de trans- mission En outre, il a également été proposé un système dans lequel le niveau moyen des signaux de rafale optiques est détecté par un coupleur étoile et dans lequel, lorsque le niveau détecté dépasse une valeur prédéterminée, il est décidé qu'une collision entre signaux s'est produite, comme cela est décrit dans le brevet US no 326869 délivré le 3 Décembre 1981 Dans ce cas, un transducteur opto-électri- que, un circuit de lissage et un détecteur de niveau sont prévus dans le coupleur étoile, ce qui rend ce dernier com- plexe Cette solution n'est pas à préférer étant donné que le coupleur étoile doit présenter une grande fiabilité En outre, il existe un tel système dans lequel un signal d'é- mission et un signal de réception sont traités en OU-Exclu- sif au niveau de chaque terminal de manière à détecter une collision de signaux par non-coincidence entre eux comme cela est décrit dans l'article de littérature mentionné plus haut pour le système Ethernet, bien que ce système ne soit pas prévu pour la transmission de signaux de rafale optiques. Dans ce cas, le signal émis et le signal reçu doivent être réglés du point de vue de leur phase de telle manière -que leur collision puisse être détectée de façon correcte. En dehors de cela, par exemple dans l'article "Ethernet" mentionné précédemment, un signal est envoyé après avoir été converti selon un code Manchester, confor- mément auquel la composante de rythme ou de cadencement est accrue et la composante continue du signal est rendue essen- tiellement constante sans maintien de ce code pendant une longue durée Mais par le passé, le code initial était régé- néré directement à partir du signal reçu codé selon le code Manchester, sur le côté réception. C'est pourquoi un but de la présente inven- tion est de fournir un appareil de réception de signaux de rafale, qui utilise un amplificateur à couplage à courant alternatif, mais présente un fonctionnement stable et est bon marché et dans lequel le temps de réponse transitoire lors de la réception d'un signal de rafale est court et le rapport signal/bruit n'est pas altéré. Un autre but de la présenteinvention consiste à fournir un appareil de réception de signaux de rafale permettant une détection rapide et précise d'une collision de signaux même si les signaux entrant en collision possè- dent un niveau très bas. Un autre but de la présente invention est de fournir un appareil de réception de signaux à rafale utili- sant un amplificateur à couplage à courant alternatif, mais qui soit d'un fonctionnement stable et soit bon marché, possède un temps de réponse transitoire bref lors de la réception d'un signal de rafale et ne présente aucune réduc- tion du rapport signal/bruit et garantisse une détection rapide et précise d'une collision de signaux, même si les signaux entrant en collision sont très faibles. Conformément à un aspect de la présente in- vention, cette dernière concerne un appareil destiné à re- cevoir un signal de rafale consistant en un train d'éléments de code Manchester ou bien un signal de rafale modulé en intensité par un signal obtenu par conversion,sélon le code Manchester,dechaque élément de code d'un signal d'entrée en deux éléments de code Le signal de rafale reçu est conver- ti en un signal courant alternatif au moyen d'une conversion de réponse partielle "PR ( 1, -1)', c'est-à-dire au moyen d'une sorte de conversion bipolaire, dans un circuitde ré- ponse partielle,au moyen duquel la composante continue est éliminée Etant donné que la suppression de la composante continue intervient en un intervalle de temps court n'ex- cédant que de peu le double de la durée des impulsions du signal d'entrée, il est possible de réduire le temps de réponse transitoire, qui commence lors de l'arrivée du si- gnal de rafale Le signal ainsi converti en un signal à courant alternatif est amplifié par un amplificateur à couplage à courant alternatif A l'aide de moyens de pro- duction d'un signal d'horloge, à partir du signal de rafale se trouve produit un signal d'horloge correspondant à la cadence d'apparition du second des deux éléments de code codés selon le code Manchester A la cadence d'apparition de ce signal d'horloge, un circuit de décision binaire décide que la sortie de l'amplificateur à couplage à cou- rant alternatif fournit un code binaire Les moyens produi- sant le signal d'horloge produisent un signal de cadencement possédant une fréquence égale à la fréquence d'horloge du signal codé selon le code Manchester, directement à partir du signal de rafale reçu ou bien à partir du signal à cou- rant alternatif obtenu par la conversionde réponse partielle du signal de rafale reçu La fréquence du signal de caden- cement ainsi obtenue est divisée de moitié par un diviseur de fréquence par deux, ce qui fournit un signal d'horloge. Un dispositif de détection d'absence de synchronisme détec- te, à partir du signal de sortie fixé par décision par le circuit de décision binaire, une absence de synchronisme entre le code du signal de rafale reçu et le signal d'horloge, c'est-à-dire que l'état dans lequel le signal d'horloge ne coïncide pas avec la cadence d'apparition correspondant au second des deux éléments de code codés suivant le code Man- chester Sous l'effet de ce signal de sortie détecté, le signal de sortie du diviseur de fréquence par deux subit une inversion de phase de manière à être mis en synchronisme avec le signal de rafale reçu. Conformément à un autre aspect de la présente invention, le signal de rafale reçu est soumis à une conver- sion de réponse partielle "PR ( 1, 1)" de la part du cir- cuit de réponse partielle Un signal de cadencement possé- dant la même fréquence que la fréquence du signal d'horloge codé selon le code Manchester est tiré du courant alternatif fourni par la conversion de réponse partielle ou du signal de rafale reçu. La décision concernant le signal de sortie du circuit de réponse partielle est prise, sous l'effet du signal de cadencement, à la cadence d'apparition de chacun des deux éléments de code codés selon le code Manchester dans le circuit de décision binaire qui possède un niveau de décision légèrement différent de zéro Le signal de sor- tie de décision est envoyé à un détecteur de violation de la règle de codage, grâce auquel une violation de la règle de codage (CRV) dans une pluralité de codes de sortie suc- cessifs fixés par décision, est détectée sous la forme d'une anomalie, c'est-à-dire sous la forme d'une absence de synchronisme, ou bien d'une collision entre signaux Cette violation de la règle de codage intervient de la manière suivante: Le diagramme ou profil en oeil du signa I fourni par la conversion de réponse partielle, conformément à la cadence correspondant au premier des deux éléments de -8 code codés selon le code Manchester, est ternaire Le cir- cuit de décision possède un niveau de décision légèrement différent de zéro et par conséquent produit facilement des erreurs de décision même lorsque des signaux entrant en collision et possédant des niveaux faibles chevauchent la zone du zéro du profil en oeil ternaire Il en résulte une détection de la violation de la règle de codage, ce qui permet la détection d'une collision entre signaux Cette violation de la règle de codage intervient également lorsque le signal d'horloge se trouve à l'état asynchrone Le signal de sortie fixé par décision par le circuit de décision bi- naire est envoyé à un second circuit de décision dans lequel la décision est opérée par le signal d'horloge qui est ob- tenu par division par deux de la fréquence du signal de ca- dencement, conformément à la cadence correspondant au dernier des deux éléments de code codés selon le code Man- chester Au début de la réception du signal de rafale, la détection de la violation de la règle de codage est établie comme étant une absence de synchronisme, et la phase du signal d'horloge est inversée de manière à obtenir le syn- chronisme L'appareil de réception de signaux de rafale con- forme à la présente invention est utilisé pour un signal de rafale optique, un signal de rafale électrique et un signal d'onde électromagnétique. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description donnée ci-après prise en référence aux dessins annexés, sur les- quels: La figure 1 est un schéma-bloc montrant un appareil classique de réception de rafales de signaux optiques; Les figures 2 A à 2 C sont des diagrammes montrant des formes d'ondes apparaissant au niveau des parties respectives de l'appareil de réception de rafale de signaux optiques, représenté sur la figure 1 La figure 3 est un schéma montrant un dia- gramme ou profil en oeil (un diagramme de clignement) d'un signal d'entrée du circuit de décision; La figure 4 est un schéma bloc montrant une première forme de réalisation de la présente invention; La figure 5 A à 5 I, 5 P, 5 R et 5 S sont des diagrammes montrant, à titre d'exemple, des formes d'ondes apparaissant en différentes parties de la forme de réalisa- tion représentée sur la figure 4; La figure 6 est un schéma montrant diffé- rentes combinaisons d'éléments de code, qui peuvent apparaî- tre dans le schéma-bloc représenté sur la figure 4; La figure 7 est un schéma-bloc montrant un exemple d'un circuit de réponse partielle 21; La figure 9 est un schéma de raccordement montrant un autre exemple du circuit de réponse partielle 21; La figure 10 est un schéma-bloc montrant un exemple d'extracteur de cadencement 22; La figure 11 est un schéma de circuit logi- que montrant un exemple d'un diviseur de fréquence par deux ; La figure 12 est un schéma d'un circuit logique montrant un autre exemple d'un diviseur de fréquence par deux 40; La figure 13 est un schéma d'un circuit logique montrant un autre exemple spécifique du diviseur de fréquence par deux; La figure 14 est un schéma montrant, à ti- tre d'exemple, des formes d'ondes apparaissant en des points respectifs du circuit de la figure 13 et destiné à faciliter l'explication du fonctionnement de ce circuit; La figure 15 est un schéma-bloc illustrant des exemples spécifiques d'un détecteur de l'état asynchrone et d'un détecteur de la violation de la règle de codage; La figure 16 est un schéma d'un circuit logique montrant un exemple plus spécifique du détecteur d'état asynchrone; La figure 17 est un schéma-bloc illustrant la partie principale d'une seconde forme de réalisation de la présente invention; Les figures 18 A à 18 I, 18 P et 18 K à 18 V sont des diagrammes montrant à titre d'exemple des formes d'ondes apparaissant dans des parties respectives du schéma de la figure 17; Les figures 19 et 20 sont des schémas de circuit logique montrant respectivement des exemples spéci- fiques d'un détecteur 50 ' de la violation de la règle de codage; La figure 21 est un schéma-bloc montrant une partie d'une forme modifiée de l'appareil de réception de la présente invention; et La figure 22 est un graphique montrant des exemples de valeurs mesurées de violation de la règle de codage. On va décrire ci-après les formes de réali- sation préférées de l'invention. Afin d'obtenir une meilleure compréhension de l'invention, on va tout d'abord donner une description des problèmes se présentant dans un appareil de réception de signaux de rafale en liaison avec un appareil de récep- tion de signaux de rafale optiques La figure 1 représente un appareil classique de réception de signaux de rafale optiques modulés en intensité Un signal de rafale optique reçu 1 est transformé par un transducteur opto-électrique 2 en un signal électrique qui est amplifié par un amplifica- teur 3,puis fait l'objet d'une décision de la part d'un circuit de décision 4, à la suite de quoi il est envoyé à une borne 5 de sortie du signal reçu. La figure 2 représente des formes d'ondes de il signaux qui apparaissent en des points respectifs de l'appa- reil représenté sur la figure 1 La figure 2 A représente le signal de rafale optique reçu 1, la figure 2 B le signal de sortie de l'amplificateur 3 dans le cas o cet amplificateur est du type à amplification avec couplage en courant continu et la figure 2 C le signal de sortie de l'amplificateur 3 dans le cas o il s'agit d'un amplificateur du type à ampli- fication avec couplage à courant alternatif Comme cela est représenté sur la figure 2 A, le signal de rafale optique reçu 1,modulé en intensité, ne possède aucune composante négative Par conséquent, dans le cas de l'utilisation de l'amplificateur 3 apte à réaliser l'amplification d'une com- posante continue ainsi que d'une composante en courant al- ternatif, il n'apparait aucune modification du niveau de la composante continue du signal d'entrée aboutissant au cir- cuit de décision 4, comme représenté sur la figure 2 B, si bien qu'un niveau optimal de décision du circuit de décision 4 est constant, comme cela est indiqué par la ligne formée de tirets úSl Cependant étant donné que l'amplificateur 3 doit posséder un gain élevé et doit réaliser une amplifica- tion sur une large bande, il est difficile d'utiliser dans la pratique un amplificateur réalisant un couplage à cou- rant continu, du point de vue de la stabilité et d'un point de vue économique; c'est pourquoi on utilise comme amplifi- cateur 3 un amplificateur à couplage à courant alternatif. Dans ce cas, comme représenté sur la figure 2 C,à la sortie de l'amplificateur à couplage à courant alternatif se trou- ve produite, sous l'effet de la suppression de la composante continue, une réponse transitoire au signal électrique obte- nu par conversion à partir du signal de rafale optique reçu 1, ce qui entraîne que le niveau optimal de décision du cir- cuit de décision 4 fait l'objet de variations telles qu'in- diquées par la ligne formée de tirets ts 2 Habituellement le niveau de décision du circuit de décision 4 est fixé à une valeur constante Dans lé cas o le niveau de décision est réglé à un niveau qui devient optimal à l'état permanent, étant donné que ce niveau avoisine le niveau zéro, il appa- raît une erreur de décision au début du signal de rafale optique reçu, ce qui rend une décision normale impossible pour cette partie du signal En outre l'étendue du temps de réponse transitoire peut être réduite par accroissement de la fréquence de coupure à basse fréquence de l'amplificateur 3 à couplage à courant alternatif, mais l'accroissement de la fréquence de coupure conduit à une distorsion de la for- me d'onde à la sortie de l'amplificateur 3, à l'état perma- nent, ce qui a pour effet que leprofil en oeil est modifié avec comme conséquence une réduction de la sensibilité du récepteur. D'autre part lorsque l'appareil de réception classique représenté sur la figure 1 reçoit simultanément deux ou un plus grand nombre de signaux de rafale optiques (une collision de signaux optiques), si la différence entre les niveaux de rafale optiques dépasse une certaine valeur, aucune erreur n'apparaît dans la décision concernant un si- gnal numérique du signal de rafale optique possédant le ni- veau supérieur Ceci peut être considéré comme un avantage du point de vue de la transmission de signaux numériques, mais l'information indiquant la collision entre les signaux optiques ne peut pas être obtenue et il est impossible d'u- tiliser une procédure de commande CSMA/CD, qui est l'une des procédures de transmission par paquets mentionnée plus haut C'est-à-dire que, conformément à cette procédure de transmission, lorqu'il apparaît par exemple une collision entresignaux, la transmission de la lumière provenant de toutes les sources d'émission du système de transmission est interrompue et les signaux sont transmis à des inter- valles de temps différents appropriés Mais lorsque le f onc- tionnement de l'une des sources d'émission a diminué et que sa puissance d'émission est réduite, il se présente l'incon- vénient consistant en ce qu'aucune collision entre signaux n'est détectée, comme mentionné ci-dessus, et que l'infor- mation provenant de la source d'émission dont le niveau a baissé, n'est pas reçue par l'appareil de réception. La présente invention concerne un appareil de réception conçu pour recevoir un signal de rafale qui est modulé en intensité par un signal obtenu par la conversion, à l'aide du code Manchester, de chaque élément de code d'un signal d'entrée en deux éléments de code, c'est-à-dire un couple d'éléments de code Conformément à la présente inven- tion, le signal de rafale reçu est soumis à une conversion de réponse partielle "PR ( 1, -1)"' dans un circuit de réponse partielle, ce qui le transforme en un signal de courant alternatif, c'est-à-dire un signal ne présentant aucune composante continue. La figure 3 montre un diagramme en oeil du si- gnal de sortie du circuit de réponse partielle, qui est mesuré après traversée d'un filtre passe-bas ayant une fréquence de coupure égale à 0,7 fois une fréquence d'horloge de trans- mission 2 f O' Ce diagramme en oeil est ce que l'on appelle un diagramme de clignotement, dans lequel la partie P cor- respondant au premier élément des deux éléments de code codés selon le code Manchester, est ternaire et la partie P 2 correspondant au second élément de code est-binaire La régénération de l'information transmise, à partir du dia- gramme ou du profil en oeil de sortie représenté sur la figure 3 est obtenue sur la base d'une décision concernant le signal de sortie du circuit de réponse partielle mention- né ci-dessus, par un circuit ordinaire de décision binaire à la cad Ence(t D sur la figure 3) correspondant au second élé- ment faisant partie des deux éléments de code codés selon le code Manchester. D'autre part, grâce à la décision prise pour le signal de sortie du circuit de réponse partielle par le circuit de décision binaire, dont le niveau de décision est légèrement décalé par rapport à zéro, à l'instant (t C sur la figure 3) correspondant à l'un des deux éléments de code codés selon le code Manchester, il est possible de détecter, à partir de ce signal de sortie, des anomalies des signaux de rafale optiques reçus, c'est-à-dire une anomalie dans un profil de synchronisation et une anomalie provoquée par une co 2 Jision entre signaux En effet, à l'instant t C correspon- dant au premier élément de code du couple d'éléments de code codés selon le code Manchester, il apparait éventuellement le cas selon lequel le signal de sortie du circuit de répon- se partielle prend le niveau zéro, comme cela ressort à l'évidence de la figure 3 Par conséquent, même lorsqu'un signal possédant un niveau bas entre en collision avec un signal possédant un niveau supérieur, si les signaux entrant en collision englobent la partie correspondant au niveau zéro, le niveau est fortement modifié et dépasse aisément le niveau de décision légèrement décalé par rapport au niveau zéro, ce qui conduit à une violation de la règle de codage (CRV) par le signal de sortie fixé pour cette partie. Grâce au contrôle d'une violation CRV pour un train d'élé- ments de code constitué par le signal de sortie fixé par décision pour lapartie correspondant au profil en oeil ternaire et par les signaux de sortie fixés par décision pourles parties correspondant au profil en oeil binaire voi- sin, il est possible de détecter une anomalie dans le profil de synchronisation et une collision entre signaux. Comme on l'a noté dans la description qui précède, la condition préalable d'un appareil de réception conforme à la présente invention est que, sur le côté émis- sion, les données d'émission soient transformées en un code Manchester et qu'une porteuse comme une onde optique ou élec- tromagnétique soit modulée en intensité par des données du code Manchester et soient émisessous la forme d'un signal de rafale. Première forme de réalisation de l'invention La figure 4 représente une forme de réalisa- tion de la présente invention telle qu'elle est-appliquée à un système de communications optiques Un signal d'émission A comportant un préambule PRE et des données DATA (par, exemple figure 5 A) est envoyé à une borne 11 d'entrée de données d'émission d'un émetteur/récepteur de signaux de rafale optiques 10 et est envoyé à un convertisseur 14 réa- lisant une conversion selon le code Manchester Un signal d'horloge (f 0), qui est synchronisé avec le signal d'émis- * sion A,est également envoyé au convertisseur 14 réalisant une conversion selon le code Manchester à partir d'une borne 12 d'entrée du signal d'horloge Le convertisseur de code 14 délivre une sortie " 10 " pour une entrée V et une sortie " 01 " pour une entrée " 1 " conformément à une règle de conversion du code Manchester, tel que représenté sur la figure 6 Si un signal d'entrée B présent sur une borne 13 d'entrée du signal de validation passe au niveau haut à un instant tl, comme représenté sur la figure 5 B, le signal de sortie C est délivré par le convertisseur 14 réalisant une conversion selon le code Manchester (figure 5 C), sous une forme semblable à une rafale pendant que le signal d'entrée B prend le niveau haut Un signal optique est modulé en in- tensité par le signal en forme de rafale dans un transduc- teur électro-aptique 15 de manière à fournir un signal de rafale optique 6, qui est émis par un émetteur/récepteur de signaux de rafale optiques 10. Le signal de rafale optique 6 est transformé en un signal électrique par le transducteur opto-électrique 2 d'un appareil 20 'de réception de signaux de rafale opti- ques mettant en oeuvre la présente invention Le signal de sortie électrique est transformé-par un circuit de réponse partielle 21 en un signal à courant alternatif D ne présen- tant aucune composante continue, comme cela est représenté sur la figure 5 D L'influence d'une limitation de bande. appliquée au signal D est fournie par le transducteur opto- électrique 2 et par un amplificateur à couplage à courant alternatif, qui est branché en cascade avec le transducteur, bien que ceci ne soit pas représenté Le circuit de réponse partielle 21 réalise ce qui est désigné sous le terme de conversion PR ( 1, -1), lors de laquelle les signaux d'entrée codés selon le code Manchester"l" et " O " sont convertis en deux signaux de sortie formés de deux éléments de code " 1, -1 " et " 0, 0 ", respectivement, et chacun des signaux de sor- tie ainsi convertis en deux éléments de code fait l'objet d'un chevauchement de la part de signaux de sortie voisins de telle manière que le second élément de code du signal de sortie précédent est superposé au premier élément de code du signal de sortie suivant Le circuit de réponse partielle 21 peut être constitué par un circuit analogique possédant une fonction de sommation,d'un signal d'entrée de polarité inversée, retardé d'un bit du signal d'entrée codé selon le code Manchester,et d'un signal d'entrée non retardé et four- nit une sorte de caractéristique de filtrage éliminant une composante continue Avec un tel agencement,par exemple des signaux d'entrée " 1 ", " O " sont convertis en " 1, -1 " et " 0," respectivement, mais comme le second élément de code "-1 " du premier signal et le premier élémen 1 '0 " du second signal sont réciproquement superposés, le signal de sortie résultant est " 1, -1, 0 " Dans le cas de données continues, le premier élément de code " 1 " du premier signal de sortie converti poss Udera une valeur X dépendant du code immédiatement pré- cédent Alors, en supposant que le signal de sortie dépend du code précédent, un signal de sortie d'amplitude positive et un signal de sortie d'amplitude négative sont représen- tés respectivement par X, + et -,etuntrain d'éléments de code Manchester " 1010 " est transformé par le circuit de ré- ponse partielle 21 en "X + -" comme représenté sur la fi- gure 6 La forme d'onde de sortie correspondante est telle que représentée dans la ligne horizontale des quatre profils d'entrée du circuit de décision, représentés sur la figure 6. Comme cela a été décrit précédemment, la conversion de réponse partielle est une sorte de conversion bipolaire Même si le signal soumis à la conversion de ré- ponse partielle est amplifié par l'amplificateur à couplage à courant alternatif 3 ' sur la figure 4, étant donné qu'il ne possède aucune composante continue, il ne se produira aucune variation du niveau optimal de décision, comme repré- senté sur la figure 2 C, ce qui permet une réponse de rafale à grande vitesse Le signal de sortie amplifié D fourni par l'amplificateur 3 ' à couplage à courant alternatif est appli- qué au circuit de décision 4 et à un extracteur de cadence- ment 22 L'extracteur de cadencement 22 extrait un signal de cadencement G (figure 5 G), qui possède une fréquence 2 f O qui est égale au double de la fréquence de l'horloge f O d'émis- sion de l'information Le signal de cadencement G est envoyé à un diviseur de fréquence par deux (générateur de signaux d'horloge 40), comportant une borne d'entrée d'inversion de phase 41 et un détecteur de porteuse 23, qui sert de détecteur de réception. Sur la figure 4, le détecteur de porteuse 23 détecte un signal par suite de la présence de la composante de la fréquence 2 f O égale au double de la fréquence f O d'hor- loge d'émission de l'information du signal d'entrée, c'est- à-dire qu'il détecte le signal d'entrée arrivant à un appa- reil 20 de réception de signaux de rafale optiques Comme cela est représenté sur la figure 5 H, le signal de sortie détecté H délivré par le détecteur de porteuse 23 augmente essentiellement en même temps que la première impulsion du signal de cadencement G, qui est appliqué à un multivibra- teur monostable 24 Il en résulte que ce multivibrateur monostable produit un signal de sortie I à niveau haut pen- dant un intervalle de temps fixe T et que le signal de sortie I (figure 5 I) est envoyé à une porte ET 25 de manière à rendre cette porte passante pendant l'intervalle de temps T 1 D'autre part, le signal de sortie de l'ampli- cateur 3 ' à couplage à courant alternatif est fixé par une décision prise par le circuit de décision binaire 4 au mo- ment de la montée du signal d'horloge de sortie P (figure P) du diviseur de fréquence par deux (un générateur de signaux d'horloge) 40 Le signal d'horloge P possède la même fréquence que la fréquence f 0 du signal d'horloge d'émission de l'information L'état logique interne du diviseur de fré- quence par deux 40, dont le fonctionnement est déclenché lors de l'arrivée d'un signal dans l'appareil de réception, est déterminé sous la forme d'une probabilité de sorte qu'il est déterminé, sous la forme d'une probabilité, que le signal de sortie P possède la phase 0 ou la phase 1 r On suppose alors qu'une phase initiale du signal d'horloge P à l'instant de la décision de la première donnée est telle que représentéesur la figure 5 P On suppose que le signal de sortie du circuit de décision fourni par la décision concernant le signal de sortie D de l'amplificateur 3 ' à couplage à courant alternatif en liaison avec le signal d'horloge P dans le circuitde décision 4 est représenté par R Le signal de sortie R (figure 5 R) fixé par décision est un code NRZ (non- retour à zéro) et est envoyé à la borne 5 de sortie du signal reçu et à un détecteur de profil asyn- chrone 50 Si l'on représente respectivement par ts 3 et ú, un niveau de décision et une largeur d'ambiguïté de décision du circuit de décision 4, le signal d'entrée arrivant au cir- cuit de décision 4, dont le niveau est inférieur à (t 3 + 1 - 1 et supérieur à ( 3 t)'n'est pas toujours fixé de façon correcte Par conséquent le niveau de décision t du s 3 circuit de décision 4 est choisi à une valeur qui est supé- rieure + 1 ú ou inférieure à E, mais proche de zéro. 2 2 La figure 5 représente un exemple dans lequel le niveau de seuil du circuit de décision 4 est choisi de manière à se situer sur le côté + et le niveau de seuil t est repéré s 3 par la ligne formée de tirets qui est en recouvrement avec le signal D. Le détecteur de profil asynchrone 50 échantil- lonne le signal de sortie R fixé par décision, au niveau des fronts devenant positifs du signal d'horloge P et, dans ce cas, si un profil synchrone spécifique tel qu'une alter- nance de niveaux " O " et " 1 " visible dans le préambule PRE représenté sur la figure 5 A à titre d'exemple, n'est pas obtenuedans le signal de sortie R du circuit de décision 4, le détecteur 50 produit un signal de sortie S (figure 55). Dans l'exemple de la figure 5, le signal de sortie S est produit aux instants t 3, t 4 et t 5 Le signal de sortie S est appliqué à la porte ET 25 qui a été rendue passante par le signal I, et le signal de sortie U de cette porte est en- voyé à la borne 41 d'entrée d'inversion de phase du diviseur de fréquence par deux (un générateur de signaux d'horloge) 40, à l'aide duquel le signal d'horloge P subit une inver- sion de phase, ce qui a pour effet que le circuit de déci- sion 4 fixe par décision le signal d'entrée qui lui est ap- pliqué conformément à la cadence du second des deux éléments de code codés selon le code Manchester, c'est-à-dire confor- mément à la cadencede la partie binaire P du profil en oeil (figure 3) Le signal de sortie S produit après l'interval- le de temps T 1 est empêché par le signal I de traverser la porte ET 25 Par conséquent, une fois que la synchronisa- tion a été établie, cette synchronisation n'est pas détrui- te L'intervalle de temps T 1 est choisi égal ou inférieur à l'intervalle de-temps du préambule PRE, qui est ajouté en tête d'un signal d'émission en vue de l'établissement de la synchronisation dans une transmission normale de rafale - Exemple spécifique de chaque circuit Ci-après on va décrire un exemple spécifique de l'agencement de chacun des circuits suivants: le cir- cuit de décision binaire 4, le circuit de réponse partielle 21, l'extracteur de cadencement 22, le détecteur de porteuse 23, le diviseur de fréquence par deux (générateur de signaux d'horloge) 40 muni de la borne 41 d'entrée d'inversion de phase et le détecteur de profil asynchrone 50. Dans le circuit de décision binaire 4 tel que représenté par exemple sur la figure 7, le signal de sortie de l'amplificateur à couplage à courant alternatif est en- voyé depuis une borne 61 sur le côté de l'entrée non-inver- seuse d'un comparateur 62, et le niveau de seuil ts est envoyé par l'intermédiaire d'une borne 63 au côté de l'en- trée inverseuse du comparateur 62 Le résultat de la compa- raison fourni par le comparateur 62 est envoyé à une borne de transmission de données D d'une bascule bistable 64 Le signal d'horloge P provenant du diviseur de fréquence par deux 40 est appliqué par l'intermédiaire d'une borne 65 à une borne de signal d'horloge CK de la bascule bistable 64. Et le signal de sortie du comparateur 62 est introduit dans la bascule bistable 64 au moment de l'apparition du flanc ou front devenant positif du signal d'horloge Le signal de sortie de la bascule bistable 64 est envoyé, sous la forme d'un signal de sortie fixé par décision, à une borne 66. Le circuit de réponse partielle 21 possède un agencement tel que représenté par exemple sur la figure 8, selon lequel un signal d'entrée devant être soumis à la con- version de réponse partielle est envoyé au côté de l'entrée noninverseuse d'un circuit différentiel 68 et d'une ligne à retard 69, à partir d'une borne 67 La ligne à retard 69 retarde le signal d'entrée, qui lui est appliqué, d'une période d'horloge 1/2 f O des éléments de code codés selon le code Manchester et envoie le signal de sortie retardé au côté de l'entrée inverseuse du circuit différentiel 68 Le circuit différentiel 68 fournit sur une borne 71 un signal de sortie converti de réponse partielle PR ( 1, -1). Le circuit de réponse partielle 21 peut être également agencé comme cela est représenté sur la figure 9. Le signal d'entrée provenant de la borne 67 est envoyé à un circuit monté en émetteur suiveur 72 dont le signal de sortie est appliqué, par l'intermédiaire d'une résistance 73, à un circuit monté en émetteur suiveur 74 La jonction de la résistance 73 et du circuit monté en émetteur suiveur 74 est raccordée à la masse par l'intermédiaire d'un câble coaxial 75 Sur le côté de mise de la masse du câble co- axial 75, le conducteur intérieur et le conducteur exté- rieur sont interconnectés L'impédance vue par la jonction de la résistance 73 et du circuit monté en émetteur suiveur 74 en provenance du câble coaxial 75 est rendue égale à la valeur caractéristique du câble coaxial 75 La longueur du câble coaxial 75 est choisie de telle sorte que le temps de propagation dans ce câble soit égal à 1/4 f Par consé- quent le signal de sortie du circuit monté en émetteur sui- veur 72 est appliqué au circuit monté en émetteur suiveur 74 et au câble coaxial 75 Le signal appliqué au câble coaxial 75 est réfléchi au niveau de l'extrémité de raccor- dement à la masse et simultanément subit une inversion de polarité et, après l'écoulement d'un intervalle de temps 1/2 f 0, ce signal est superposé au signal provenant du cir- cuit monté en émetteur suiveur 72 et est envoyé au circuit monté en émetteur suiveur 74 Le signal de sortie de con- version de réponse partielle délivré par le circuit monté en émetteur suiveur 74 est envoyé à la borne 71. On peut également utiliser différents autres circuits de réponse partielle. En tant qu'extracteur de cadencement 22, on peut employer un redresseur différentiel sur deux alter- nances (ou un redresseur de différence sur deux alternances) seulement utilisé jusqu'à maintenant Comme cela est repré- senté sur la figure 10, le signal d'entrée D provenant d'une borne 76 est différentié (ou différencié) par un circuit différentiel (ou de différence) 77, et le signal de sortie E de ce circuit a la forme représentée sur la figure 5 E Le signal E est redressé sur deux alternances par un redresseur sur deux alternances 78, ce qui fournit un signal F, dont la fréquence fondamentale est égale à 2 f 0, c'est-à-dire au double de la fréquence f d'horloge d'émission de l'information, tel que représenté sur la figure 5 F Le signal F ainsi obtenu est appliqué de façon séquentielle à un circuit bouchon 79 qui est accordé sur la fréquence 2 f 0, et à un limiteur d'amplitude 81, ce qui a pour effet que le signal de cadencement G représenté sur la figure 5 G est délivré sur la borne 82 Etant donné qu'il n'existe aucune différence notable entre le spectre de puissance du code Manchester avant et après qu'il ait été soumis à la conversion de réponse partielle, mêmesi le signal d'entrée aboutissant à l'extracteur de cadencement 22 est tiré du signal de sortie du transducteur opto-électrique 2, aucune altération notable ne sera produite dans la ca- ractéristique d'extraction du cadencement Dans ce cas, l'opération de différentiation ou de différenciation peut être supprimée Lorsqu'on utilise un amplificateur de limi- tation d'amplitude pour constituer l'amplificateur 3 ' à couplage à courant alternatif de manière que la plage dyna- mique du circuit de décision 4 puisse être faible, le spec- tre de puissance du signal de sortie fourni par l'amplifi- cateur à limitation d'amplitude subit des variations impor- tantes liées à sa caractéristique non linéraire et si ce signal de sortie est utilisé en tant que signal d'entrée dans l'extracteur de cadencement 22, alors la caractéris- tique d'extraction de cadencement sera altérée C'est pour- quoi, dans le cas de l'utilisation de l'amplificateur à limitation d'amplitude, le signal d'entrée aboutissant à l'extracteur de cadencement 22 devrait être obtenu à par- tir de l'étage précédant l'amplificateur à limitation d'am- plitude. En tant que détecteur de porteuse 23, on peut utiliser un multivibrateur monostable redéclenchable qui délivre des impulsions possédant une largeur au durée légè- rement supérieure à 1/f O ou bien un dispositif qui rectifie et lit ce signal de cadencement G et active un déclencheur de Schmitt, par l'intermédiaire du signal de sortie lissé ou bien un dispositif qui réalise la combinaison OU-Exclusif du signal de cadencement G et d'un signal obtenu en décalant le signal G de 1/2 f Il existe des cas o l'on adapte un tel dispositif utilisant, en tant que signal d'entrée dans le détecteur de porteuse 23, le signal de sortie délivré par le circuit de décision 4, le transducteur opto-électrique 2 ou l'amplificateur 3 ' à couplage à courant alternatif. En tant que diviseur de fréquence par deux (générateur de signaux d'horloge) 40 muni de la borne 41 d'entrée d'inversion de phase, on envisage l'utilisation des trois dispositifs suivants: ( 1) Dispositif dans lequel un signal d'horlo- ge de phase correcte est sélectionné par le signal d'entrée d'inversion de phase S à partir des signaux de sortie d'hor- loge, ayant subi la division de fréquence par deux et pos- sédant les phases 0 et-W ( 2) Comme représenté sur la figure 11, l'une des impulsions du signal de cadencement d'entrée G prove- nant d'une borne 42 est supprimée par une porte d'inhibi- tion 83 en synchronisme avec l'arrivée du signal d'inver- sion de phase S sur la borne 41,et la fréquence du signal de sortie de la porte d'inhibition 83 est divisée par deux de manière à être égale à la moitié de la fréquence d'en- trée, par une bascule bistable de type T 44. ( 3) Comme représenté sur la figure 12, le signal de cadencexoent d'entrée G et le signal d'inversion de phase S (qui est une impulsion possédant une durée supérieure à celle du signal de cadencement d'entrée G) sont combinés selon la combinaison OU au moyen d'un circuit OU 84 en synchronisme avec l'arrivée du signal d'inversion de phase S, de manière à convertir deux impulsions d'horloge du si- gnal de cadencement G en une seule impulsion d'horloge large, et le signal de sortie OU 84 est envoyé à la bascule bistable de type T 44. La figure 13 représente le dispositif ( 1) Le signal de cadencement G est introduit par l'intermédiaire de la borne 42 dans un diviseur de fréquence par deux 44, qui est formé par une bascule bistable de type T Un signal de sortie J délivré par la bascule bistable 44 possède une fréquence égale à la fréquence f O du signal d'horloge d'émission de l'information et est appliqué à une porte ET et un circuit OU-Exclusif (EXOR) 46 L'autre signal de sortie K de la bascule bistable 44 possède la même fré- quence que le signal de sortie J, mais avec une phase dif- férant del T et ce signal est appliqué à une porte ET 47. Le signal de sortie L de la porte ET 45 est envoyé à une borne d'entrée de positionnement S d'une bascule bistable de type R-S 48 et le signal de sortie M de la porte ET 47 ' est envoyé à une borne R d'entrée de remise à l'état ini- tial de la bascule bistable de type R-S 48 Le signal N de la sortie Q de la bascule bistable de type R-S 48 est envoyé à une borne de la porte OUExclusif EXOR 46, qui est différente de la borne d'entrée à laquelle le signal J est appliqué Le signal d'inversion de phase S est envoyé aux portes ET 45 et 47. L'état logique interne du diviseur de fré- quence par deux 40, pour lequel le fonctionnement de ce diviseur est déclenché lors de l'arrivée d'un signal de rafale dans l'appareil de réception 20, est déterminé sous la forme d'une probabilité et, dans le cas de la figure 13, il existe quatre cas possible comme cela est représenté sur la figure 14: Dans le premier cas, le signal P est en phase (phase 0) avec le signal J et par synchronisme avec les parties binaires P 2 du signal de sortie D (figure 5 D) délivré par l'amplificateur 3 ' à couplage à courant alter- natif; Dans le second cas, le signal P est déphasé (phase 11) par rapport au signal J et n'est pas en synchronisme - avec les parties binaires P 2 du signal D; dans le troi- sième cas, le signal P est déphasé (phasei T) par rapport au signal J et est en synchronisme avec les parties binai- res P 2 du signal D; et dans le quatrième cas, le signal P est en phase avec le signal J et n'est pas en synchronisme avec les parties binaires P 2 du signal D Dans le second cas o le signal P n'est pas en synchronisme avec les par- ties binaires P 2 du signal D à l'instant ti, le détecteur de profil asynchrone 50 détecte l'absence de synchronisme après la montée du signal P et délivre le signal d'inver- sion de phase S qui est appliqué en tant que signal M de remise à l'état initial par l'intermédiaire de la porte ET 47 de manière à ramener à l'état initial la bascule bista- ble 46 Il en résulte que le signal N de la sortie Q de la bascule bistable 48 passe au niveau bas de manière à inver- ser le signal P, ce qui amène le signal P en synchronisme avec les parties binaires P 2 du signal D Dans le quatrième cas, le signald'inversion de phase S est égal ment délivré après la montée du signal P et est appliqué en tant que signal de remise à l'état initial L, par l'intermédiaire de la porte ET 45,à la bascule bistable 48 de manière à ramener le signal N de la sortie Q au niveau haut, ce qui provoque l'inversion du signal P de manière à établir la synchronisation Dans le premier et le troisième cas, o le signal J est en synchronisme avec les parties binaires P 2 à partir de l'état logique initial avec lequel le divi- seur de fréquence par deux 40 commence à fonctionner, le signal S ne sera pas délivré et aucune opération d'inver- sion de phase ne sera effectuée. Le détecteur de profil asynchrone 50 peut être formé par un registre à décalage 51, un décodeur 52 -servant au décodage du contenu du registre à décalage 51, une bascule bistable 53 servant à la mise en forme d'un signal S d'anamolie de synchronisation (un signal d'inver- sion de phase S) délivré par le décodeur 52 et servant à établir la synchronisation entre le signal S et le signal d'horloge P, comme cela est représenté sur la figure 15. Dans l'exemple représenté sur la figure 5 A, étant donné que le préambule PRE, dans lequel l'état O et l'état 1 alternent réciproquement, est utilisé en tant que profil synchrone, un code " 11 " ou " 00 " détecté par le décodeur 52 représente une anomalie dans le profil synchrone La figu- re 16 représente un exemple spécifique du détecteur de pro- fil asynchrone 50 destiné à être utilisé dans ce cas Le registre à décalage 51 est un registre à décalage à deux bits et le décodeur 52 est constitué par une porte ET 57 et une porte NON-OU 58, qui sont toutes deux alimentées par des signaux de sortie provenant de deux étages de décalage du registre à décalage 51, et par une porte OU 59 alimen- tée par les signaux de sortie provenant des portes 57 et 58. Le profil synchrone anormal du code" 11 " est détecté par la porte ET 57 et le profil synchrone anormal du code " 00 " est détecté par la porte NON-OU 58 Pour le déeo 2 eur 52, on peut également utiliser un circuit intégré Après avoir subi une inversion de phase sous l'action du signal de sortie S, le signal d'horloge P est toujours en synchronisme avec la partie binaire P 2 qui est la seconde moitié du profil de clignement représenté sur la figure 3 et l'information émi- se peut être obtenue grâce à la mise en oeuvre de la déci- sion binaire au niveau des parties binaires P 2 Par consé- quent l'altération de la décision peut être réduite et le circuit de décision 4 peut être un simple circuit de déci- sion du niveau binaire. Alors que dans l'exemple de la figure 4, la porte ET 25 est raccordée au côté de sortie du détecteur de profil asynchrone 50, il est également possible de raccor- der la porte ET 25 au côté entrée du détecteur de profil asynchrone 50 de manière à réaliser la combinaison ET des signaux R et I et à envoyer le signal de sortie, formé par la combinaison ET,au détecteur 50. Seconde forme de réalisation de l'invention La figure 17 représente une autre forme de réalisation de la présente invention, dans laquelle les étages succédant à l'amplificateur 3 ' à couplage à courant alternatif de la forme de réalisation représentée sur la figure 4 sont modifiés de manière à conférer à l'appareil de réception de signaux de rafale optiques une fonction de détection de collision pour un signal de rafale optique. Les parties correspondant à celles de la figure 4 sont re- pérées par les mêmes chiffres de référence La constitution du transducteur opto-électrique, du convertisseur de répon- se partielle et de l'amplificateur à couplage à courant alternatif est la même que représentée-sur la figure 4 et par conséquent n'est pas représentée sur la figure 17 La figure 18 montredes exemples de formes d'ondes de fonction- nement au niveau des parties respectives de la figure 17, les parties correspondant à celles de la figure 5 étant repérées par les mêmes chiffres et caractères de référence. En supposant que les signaux de sortie délivrés par l'ampli- ficateur 3 ' à couplage à courant alternatif dans le cas de signaux de rafale optiques, qui sont arrivés dans l'appa- reil 20 de réception de signaux de rafale optiques en pro- venance de deux noeuds avec un faible retard dans le temps entre eux (dans le casd'une collision entre signaux opti- ques), sont représentés par D -et D sur la figure 18, le 1 2 signal d'entrée aboutissant à la porte d'entrée 27 sur la figure 17 est D 1 + D 2 Ce signal d'entrée est appliqué au circuit de décision 4 et à l'extracteur de cadencement 22. L'extracteur de cadencement 22 délivre le signal de caden- cement G possédant la fréquence 2 f 0, qui est égale au dou- ble de la fréquence d'horloge d'émission d'information, de la même manière que cela a été décrit précédemment Le signal de cadencement G est appliqué au diviseur de fréquen- ce par deux (un générateur de signaux d'horloge) 40 muni de la borne 41 d'entrée du signal d'inversion de phase, au détecteur de porteuse 23, au circuit de décision 4 et au détecteur 50 ' de violations de la règle de codage. Le détecteur de porteuse 23 détecte le signal (ou le signal d'entrée aboutissant à l'appareil de récep- tion de signaux de rafale optiques)conformément à la pré- sence du signal de cadencement G possédant la fréquence 2 f -égale au double de la fréquence d'horloge d'émission d'information, comme c'était le cas dans la première forme de réalisation Le signal de sortie détecté H monte essen- tiellement en même temps que se produit la montée d'une première impulsion du signal de cadencement G, comme repré- senté sur les figures 18 G et 18 H, et le signal de sortie H est envoyé au multivibrateur monostable 24 Par conséquent le multivibrateur monostable 24 fait passer le signal de sortie I au niveau haut pendant un intervalle de temps fixé T 1 et le signal de sortie I est appliqué à la porte ET 25 de manière à en provoquer l'ouverture, ce qui permet le fonctionnement de mise en phase Le circuit de décision 4 fixe le signal d'entrée D 1 + D 2 à l'instant de la montée du signal de cadencement G possédant la fréquence 2 f Dans l'exemple de la figure 18, le niveau de décision ú, du s 3 circuit de décision 4 est réglé à, qui est proche de zéro, mais est décalé de plus de par rapport au zéro (voir la figure 3) Le signal de sortie R fixé par décision est envoyé à une bascule bistable 28 servant de second cir- cuit de décision et au détecteur 50 ' de violation de la règle de codage Ce détecteur 50 ' de violation de la règle de codage échantillonne le signal de sortie R fixé par décision, lors de la montée du signal de cadencement G et, lors de la détection d'une violation de la règle de codage, il délivre ou -produit le signal S Cette violation de la règle de codage apparatt à l'instant d'une erreur de synchronisation du signal d'horloge d'émission d'informa- tion (f 0) ou d'une collision entre des signaux reçus et, dans l'exemple de la figure 18, cette violation apparaît à des instants t 3, t 4 Le signal de sortie S de viola- tion de la règle de codage (collision) doit être synchroni- sé avec le signal d'horloge d'émission de l'information T, comme cela ressortira à l'évidence de la figure 18 Par conséquent le signal S et le signal d'horloge P sont com- binés selon la combinaison ET par une porte ET 29 et un signal T est délivré sur la borne 30 de sortie de la vio- lation de la règle de codage Dans l'explication précédente, le diviseur de fréquence par deux 40 peut être réalisé par exemple sous la forme d'une bascule bistable du type T pou- vant être ramenée à l'état initial et comportant une borne de remise à l'état initial servant de borne d'entrée d'in- version de phase et une borne de déclenchement destinée à recevoir le signal de cadencement G. * Le signal T est également appliqué à la por- te ET 25 Le signal T qui est fourni pendant un intervalle de temps T 1 pendant lequel la porte ET 25 est ouverte par le signal I, devient le signal U qui est envoyé à la borne 41 d'lentrée du signal d'inversion de phase du diviseur fré- quence par deux 40, dans lequel il provoque l'inversion de phase du signal d'horloge P, ce qui met en oeuvre l'opéra- tion de mise en phase L'intervalle de temps T 1 est choisi égal ou inférieur à la longueur(durée) d'un préambule PRE (qui est représenté sous la forme d'un profil dans lequel des zéros et uns alternent réciproquement comme indiqué sur la figure 18 A), qui est ajouté en tête d'un signal d'émission pour la réalisation de la synchronisation dans une émission normale de rafale. Le signal de sortie R du circuit de décision 4 est fixé par décision sur la base du signal d'horloge d'émission d'information P, dans la bascule bistable 28, et la donnée régénérée V est envoyée sous la forme d'un code NRZ à la borne 5 de sortie du signal reçu Grâce à une combinaison ET du signal R et du signal d'horloge d'émission d'information P moyennant l'utilisation d'une porte ET à la place de la bascule bistable 28, on peut obtenir un signal de sortie RZ en tant que donnée régénérée. Les constitutions spécifiques de l'extracteur de cadence- ment 22, du détecteur de porteuse 23 et du diviseur de fré- quence par deux 40 muni de la borne 41 d'entrée du signal d'inversion de phase sont exactement identiques à celles décrites précédemment en liaison avec la première forme de réalisation; c'est pourquoi on n'en donnera aucune des- cription La présente forme de réalisation diffère de la première forme de réalisation uniquement par le fait que le circuit de décision 4 prend sa décision au moment de l'apparition du signal de cadencement G et non pas du si- gnal d'horloge P Le détecteur 50 ' de violation de la règle de codage peut être également constitué d'une manière géné- rale par le registre à décalage 51, le décodeur 52 et la bascule bistable 53 qui met en forme la forme d'onde du signal de sortie détecté de violation CRV et synchronise ce signal sur le signal d'horloge, comme cela est représenté sur la figure 15 Mais dans ce cas, le signal d'horloge décalé du registre à décalage 51 est fourni par le signal de cadencement G La figure 19 illustre un exemple spécifi- que du détecteur 50 ' de violation de la règle de codage. Le registre à décalage 51 reçoit le signal R fixé par dé- cision à la fréquence 2 f 0, sous l'action du signal de ca- dencement G et mémorise ce signal R à tout moment sous la forme de trois éléments de code Parmi les huit combinai- sons possibles des trois éléments de code fixés par déci- sion, on peut obtenir dans des étages respectifs du regis- tre à décalage à trois étages 51, quatre combinaisons, qui sont conformes à la règle de codage, et les quatre autres combinaisons, qui violent la règle de codage, sont telles que représentées dans les colonnes de la figure 6 Sur cette figure 6 on a représenté deux sortes des combinai- sons mentionnées ci-dessus dans le cas o le niveau de décision du circuit de décision 4 s'écarte dé + 6 ou È par rapport au niveau zéro, comme représenté sur la figure 3 C'est-à-dire que dans le cas de l'utilisation du niveau de décision, il ne peut y avoir un profil dans lequel peu ou plus de trois bits consécutifs sont des O ou bien dans lequel l'ensemble des trois bits passentauniveau 1. De façon similaire, dans le cas de l'utilisation du niveau de décision + 6, il ne peut y avoir un profil dans lequel deux ou plus de trois bits consécutifs prennent la valeur 1 ou dans lequel l'ensemble des trois bits passmt auniveau 0 En d'autres termes, dans les deux cas, ceux des profils à trois bits obtenus par modification du second des trois bits, qui correspondent à la règle de codage,sont tous con- traires à la règle de codage L'exemple des figures 18 et 19 illustre le cas o le niveau de décision du circuit de décision 4 est à Sur la figure 19, le détecteur 50 ' de violation de la règle de codage est constitué par des cir- cuits logiques de sorte qu'il produit ou délivre le si gnal S lors de la détection du fait qu'une entrée à trois bits fournis par le registre à décalage 51 est " 000 ", " 001 " ou " 111 " La porte ET 57 reçoit les signaux de sortie prove- nant des trois étages du registre à décalage 51 de manière à détecter " 111 " et la porte NON-OU 58 est alimentée par les signaux de sortie provenant des second et troisième étages du registre à décalage 51 de manière à détecter "O O X", X représentant un " 1 " ou un " 0 " Dans le cas de l'exemple de la figure 18, le profil d'entrée à trois bits R du détecteur 50 ' de violation de la règle de codage devient " 111 " aux instants t 3 et t 4 et conforme au profil de la violation de la règle de codage représenté sur la figure 6, ce qui entraîne que le détecteur 50 ' de violation de la règle de codage délivre le signal de sortie S Le profil R introduit dans le détecteur 50 ' en chacun des instants t 5 et t 6 par exemple est " 001 " Il s'agit également là d'une violation de la règle de codage et en chacun de ces instants, le signal S est délivré Grâce à la combinai- son ET des signaux P et S au moyen de la porte ET 29, le signal T de violation de la règle de codage est produit aux instants t 3, t 5, t 6, t 7 t 8 Le détecteur 50 ' de violation de la règle de codage représenté sur la figure 19 ne détecte pas une vio- lation de la règle de codage, dans laquelle les trois bits entrant dans le registre à décalage 51 passent à " 100 ". Ceci est prévu pour l'obtention d'une détection des colli- sions, avec une grande fiabilité C'est-à-dire que le profil à trois bits " 100 ", qui est une violation de la rè- gle de codage CRV, peut apparaître en liaison avec seule- ment un profil d'information émise"l O ", comme représenté surla figure 6 Le signal d'entrée D aboutissant au cir- cuit de décision 4 est dans ce cas "X + O -" comme repré-t senté sur la figure 6, mais étant donné que ce " O " a été produit dans le circuit de réponse partielle 21 par super- position réciproque d'un " 1 " et d'un "-1 ", il peut arriver que le niveau analogique résultant du signal " O " délivré par le circuit de réponse partielle 21 soit inférieur au niveau de décision -L en raison de l'interférence résultant de l'imperfection de la conversion de réponsepartielle et en raison de l'influence de la sommation de bruitsparasites accompagnant les signaux " 1 " de sortie " O " délivré par le 21 sera fixé par décision du étant un "O" logique, qui est dans le cas de l'utilisation le signal " O " introduit dans être fixé par décision comme conséquent, lorsqu'on adapte qui ne détecte pas une telle ge hors de laquelle l'entrée il est possible de supprimer version de réponse partielle à un signal qui passerait au et "-1 " Dans ce cas le signal circuit de réponse partielle circuit de décision 4, comme une erreur étant donné que du niveau de décision b. le circuit de décision 4 doit étant le " 1 " logique Par un tel agencement de circuit violation de la règle de coda- à trois bits devient " 100 ", les influences dues à la con- imparfaite et au bruit ajouté niveau " O " en raison de la su- perposition mentionnéeplus haut Ceci garantit la détection d'une collision entre signaux de rafale, même s'ils sont au niveau bas; c'est pourquoi on peut obtenir une information extrêmement fiable Il est également possible de détecter l'ensemble des quatre profils lorsque la caractéristique d'émission fournit une marge pour une telle détection, c'est-à-dire lorsqu'un signal peut être reçu avec un rap- port signal/bruit suffisant, et ceci peut être obtenu in- dépendamment du fait que le niveau de décision est posi- tif ou négatif Un exemple spécifique du détecteur 50 ' de violation de la règle de codage, utilisé dans ce cas, est représenté sur la figure 20 en liaison avec le cas o la valeur de seuil du circuit de décision 4 est ii Les signaux de sortie du premier et du troisième étages du registre à décalage 51 sont envoyés à un circuit ET 88 et le signal de sortie du second étage de registre à décalage 51 et le signal de sortie du circuit ET 88 sont envoyés à un circuit NON-OU-Exclusif 89 Le circuit ET 88 et le cir- cuit NON-OU-Exclusif 89 détectent chacun des cas pour les- quels le signal à trois bits provenant du registre à déca- lage 51 est " 000 ", " 001 ", " 100 " et " 111 ", et ces circuits envoient le signal de sortie détecté à une borne de trans- mission de données D de la bascule bistable 53, ce qui pro- voque la délivrance du signal S Eâ outre dans le cas o le signal de sortie T apparaît en raison d'une violation de la règle de codage, même après que l'opération de mise en phase ait été achevée comme indiqué par exemple aux ins- tants t 5, t 6, t 7, sur la figure 18 T, étant donné que l'on peut considérer que le signal de sortie T est produit par la réception de deux ou d'un plus grand nombre de si- gnaux d'entrée optiques, le signal de sortie T peut être utilisé en tant que signal de détection de collision De même dans ce cas, une erreur peut difficilement se produire dans le signal de sortie reçu V comme cela a été décrit précédemment en référence à la figure 4 En outre il est probable que la violation de la règle de codage apparaîtra dans la première moitié (la partie ternaire P du diagramme ou du profil en oeil) du diagramme de clignement, comme cela est représenté sur les figures 3 et 6 Par conséquent, si l'on diminue le niveau de décision t, on peut aisément détecter un bourrage réalisé par une onde parasite (une collision de signaux), ce qui permet la détection d'une onde parasite (une collision) possédant un niveau bas En outre la régénération du signal reçu est effectuée sur la base de la décision prise dans la deuxième moitié (la par- tie binaire P 2 du profil en oeil) du diagramme de cligne- ment et par conséquent les codes de sortie régénérés com- prennent difficilement des erreurs produites par l'onde pa- rasite Etant donné que la valeur de seuil e est faible, on peut utiliser le circuit de décision 4 pour qu'il prenne la décision à la fois pendant la première moitié et pendant la seconde moitié du diagramme de clignement. Dans le cas de l'utilisation du dispositif de la figure 13 en tant que diviseur de fréquence par deux, l'application continue de signaux d'entrée d'inversion de phase à ce diviseur ne pose aucun problème et par conséquent on peut mettre en oeuvre les mêmes opérations que celles décrites ci-dessus, même en appliquant le signal S, à la place du signal T de violation de la règle de codage, à la porte ET 25 sur la figure 17. Bien que la description précédente ait été faite en regard à la première forme de réalisation, le signal de sortie du transducteur opto-électrique 2 peut être également envoyé au circuit de réponse partielle 21 après avoir été amplifié par un amplificateur 85 à couplage à courant alternatif, comme cela est requis, comme repré- senté sur la figure 11 Dans ce cas, lesniveau Kd'entrée dans les amplificateur 3 ' et 85 et dans le circuit de ré- ponse partielle 21 sont déterminés de telle sorte que leur linéarité peut être conservée, ce qui empêche que le fac- teur de bruit du circuit de réponse partielle 21 n'affecte l'ensemble de l'appareil de réception Dans une gamme dans laquelle la linéarité est conservée, même si l'amplifica- teur 85 est disposé dans l'étage précédant le circuit de réponse partielle 21, une composante continue peut être éliminée par le circuit de réponse partielle 21 en un bref intervalle de temps et le niveau optimal de décision ne subit aucune variation comme représenté sur la figure 2 C; c'est pourquoi il est possible d'obtenir une réponse à grande vitesse au signal d'entrée de rafale La bascule bistable 64 située dans le circuit de décision 4 décrit en référence à la figure 7, peut être également utilisée en tant que premier étage du détecteur 50 de profil asynchrone ou en tant que détecteur 50 ' de violation de la règle de codage Comme représenté sur la figure 21, le signal de sortie de l'amplificateur 3 ' à courant alternatif est en- voyé à un comparateur 62, dont le signal de sortie est en- voyé au registre à décalage 51 et est introduit dans ce dernier sous l'action du signal d'horloge P ou du signal du cadencement G délivré par la borne 55 Le signal de sortie R fixé par décision peut être tiré de l'un quelcon- que des étages de décalage du registre à décalage 51, par exemple du premier étage de ce registre. La figure 22 montre des exemples de violations de la règle de codage (CRV) mesurées lorsque la présente invention est appliquée à un appareil de réception présen- tant une cadence de transmission d'information de 32 Mbits/ s Dans ce cas, le signal principal et le signal de colli- sion sont tous les deux des signaux aléatoires La puissan- ce optique moyenne reçu du signal principal est de 35 d Bm. Les abscisses représentent la puissance moyenne reçu du signal de collision et les ordonnées représentent le rap- port de la fréquence d'apparition des violations de la règle de codage à la fréquence d'horloge de transmission d'information Pour des questions de structure-de l'appa- reil de réception utilisé dans l'expérience, on a détecté des violations de la règle de codage pour l'ensemble des quatre profils représentés sur la figure 6 La courbe 86 illustre le cas o la différence de phase entre le signal principal et le signal de collision est égale à IT et, la courbe 87 représente le cas o la différence de phase est nulle. La fréquence d'apparition des violations CRV en l'absence d'une collision de signaux est aussi faible -6 que 10, mais il apparaît sur la figure 22 qu'une fois que la collision apparaît, même si la puissance optique du si- gnal de collision est de 10 d B inférieure à la puissance optique du signal principal, la fréquence d'apparition de la violation CRV augmente à une valeur aussi élevée que 0,1 environ et des impulsions de violation CRV sont repro- duites à la fréquence d'un bit pour environ 10-bits Par conséquent la collision des signaux peut être rapidement détectée au moyen de la détection des impulsions de viola- tion CRV La fréquence d'apparition des violations CRV peut tomber à environ 10-2 en fonction de la relation de phase entre le signal principal et le signal de collision et en fonction de certaines autres conditions, mais dans ce cas également des impulsions de violation CRV sont produites à la fréquence d'un-bit pour 100 bits, de sorte que la-colli- sion entre les signaux peut être détectée en un intervalle de temps suffisamment bref. Comme cela a été décrit précédemment, la présente invention présente comme avantages le fait que l'on peut utiliser un amplificateur à courant alternatif dans l'appareil de réception de signaux de rafale, que la durée d'une réponse transitoire par rapport à un signal d'entrée de rafale est brève, que la collision de deux si- gnaux à niveau bas peut être détectée, que la détermination d'un signal reçu par décision n'est pas beaucoup altérée et qu'un signal indiquant une anomalie de la synchronisa- tion d'une impulsion d'horloge de transmission de l'infor- mation peut être obtenue à partir d'une violation de la règle de codage En outre, l'appareil conforme à la présen- te invention peut être formé par adjonction d'un petit nom- bre d'éléments à des circuits classiques Compte tenu de telles caractéristiques, la présente invention peut être appliquée à un appareil d'enregistrement utilisé pour la transmission de paquets à grande vitesse, ainsi qu'un appa- reil de réception de commande CSMA/CD Bien que la présente invention ait été décrite dans le cas de son application à un appareil de réception'de signaux de rafale optiques, il apparaît que l'invention est également applicable à un ap- pareil de réception de signaux de rafale pour une ligne de transmission qui utilise un câble coaxial ou un câble à paires Mais en particulier dans le cas de la transmission optique utilisant la technique de modulation de l'intensité, une perte de 10 d B de la puissance optique dans la ligne de transmission optique conduit à une perte de 20 d B d'un si- gnal électrique et une collision est susceptible de se produire entre des rafales optiques possédant des niveaux très différents, si bien que la présente invention est d'une utilité particulière lorsqu'elle est utilisée pour la détection d'une collision de rafales optiques En outre en commandant le générateur de signaux d'horloge 40, on peut obtenir un appareil fonctionnant à grande vitesse et possé- dant un agencement relativement simple En dehors de cela, aucun réglage particulier n'est nécessaire pour chaque appareil de réception. Il apparaît à l'évidence que de nombreuses modifications et variantes peuvent être apportées à l'objet de laprésente invention sans pour autant sortir du cadre de cette dernière. REVENDICATIONS 1 Appareil de réception de signaux de rafale, qui reçoit un signal de rafale modulé en intensité par un signal produit par une conversion ( 14), réalisée à l'aide du code Manchester, de chaque élément de code d'un signal d'entrée en un couple d'élémentsde code, amplififie le signal de rafale reçu au moyen d'un amplificateur ( 3 ') accouplage à courant alternatif et détermine le signal de sortie amplifié, par décision prise au moyen d'un circuit de décision binaire( 4), à la cadence d'un signal d'horloge obtenu à partir du signal de rappel reçu, de manière à produire un signal de sortie de décision, caractérisé par un circuit de réponse partielle ( 21) servant à transformer le signal de rafale reçu par une conversion de réponse partielle en vue de l'envoyer à l'amplificateur ( 3 ') à - couplage à courant alternatif, et des moyens ( 22, 40) de production de signaux d'horloge servant à produire, à par- tir du signal de rafale reçu, le signal d'horloge (P) correspondant à la cadence du second élément lesdits cou- ples d'éléments de code, codés à l'aide du code Manchester. 2 Appareil de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens ( 22, 40) de produc- tion de signaux d'horloge sont constitués par un extrac- teur de cadencement ( 22) raccordé à une voie des signaux reliant une extrémité d'entrée servant à la réception du signal de rafale à l'extrémité de sortie de l'amplifi- cateur ( 3 ') à couplage à courant alternatif, en vue de pro- duire un signal de cadencement (G) possédant une fréquence égale à la fréquence d'horloge du signal codé à l'aide du code Manchester, et par un circuit diviseur de fréquence ( 40) raccordé au côté sortie de l'extracteur de cadencement ( 22) pour diviser la fréquence du signal de cadencement de manière à produire le signal d'horloge (P) possédant une fréquence égale à la moitié de la fréquence du signal de cadencement, le circuit diviseur de fréquence ( 40) pouvant réaliser une inversion de la phase du signal d'horloge au moyen d'un signal d'inversion de phase (U), et par un dispositif ( 50) de détection d'absence de synchronisme raccordé au côté sortie du circuit de décision binaire ( 4) et alimenté par le signal de sortie de décision (T) provenant de ce circuit, pour détecter une absence de synchronisme entre des éléments de code du signal de sortie de décision et le signal d'horloge et délivrer le signal de sortie détecté en tant que signal d'entrée d'inversion de phase (U) au circuit diviseur de fréquence ( 40). 3 Appareil de réception selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif ( 23) de détection de réception servant à détecter l'arrivée du signal de rafale, et des moyens ( 25) servant à envoyer le signal de sortie détecté (S) du dispositif ( 50) de détection de l'absence-de synchronisme en tant que signal d'entrée d'inversion de phase (U) au circuit diviseurde fréquence ( 40), uniquement pendant un intervalle de temps fixé, après la détection réalisée par le dispositif ( 23) de détection de réception. 4 Appareil de réception selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif ( 5) de détection de l'absence de synchronisme est constitué par un registre à décalage ( 51) alimenté par le signal de sortie de décision provenant du circuit de décision binaire ( 4) à la cadence du signal d'horloge, et par un décodeur ( 52) servant à détecter le fait qu'un profil d'éléments de code mémorisé dans le registre à décalage n'est pas un profil synchrone prédéterminé, et pour produire le signal d'entrée d'inver- sion de phase. Appareil de réception selon la revendication 4, caractérise en ce que le registre à décalage ( 51) possède une structure à deux étages et que le décodeur ( 52) est constitué par un circuit ET ( 57) alimenté par les signaux de sortie du premier et du second étage du registre à décalage, par un circuit NON-OU ( 58) alimenté par les signaux de sortie du premier et du second étagesdu registre à dé calage, et par un circuit OU ( 59) alimenté par les signaux de sortie du circuit ET du circuit NON-OU. 6 Appareil de réception selon l'une des reven- dications 4 ou 5, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de cadencement ( 53) servant à commander de façon cadencée le signal de sortie du décodeur ( 59), à l'aide du signal d'horloge, de manière à produire le signal de sortie détecté d'absence de synchronisme. 7 Appareil de réception selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif ( 50) de détection de l'absence de synchronisme est un dispositif alimenté par le signal de sortie de décision (R) du circuit de déci- sion binaire ( 4), qui est obtenu par détermination du signal de sortie de l'amplificateur ( 3 ') à couplage à courant alternatif par décison au moyen du signal de ca- dencement, de manière à détecter une violation de la règle de codage dans une pluralité d'éléments de code de sortie de décision successifs et pour produire le signal de sortie détecté en tant que signal d'entrée d'inversion de phase (U). 8 Appareil pour recevoir un signal de rafale modulé en intensité par un signal obtenu par conversion, à l'aide du code Manchester, de chaque élément de code d'un signal d'entrée sous la forme d'un couple d'éléments de code, caractérisé en ce qu'il comporte; un circuit de réponse partielle ( 21) servant à convertir le signal de rafale reçu en un signal à courant alternatif au moyen d'une conversion de réponse partielle; un extracteur de cadencement ( 22) servant à produire à partir du signal de rafale reçu, un signal de cadencement possédant la même fréquence que la fréquence d'horloge du signal codé selon le code Manchester; un circuit de décision binaire ( 4) raccordé aux extrémités de sortie de l'extracteur de cadencement ( 22) et au circuit de réponse partielle ( 21), pour dé- terminer le signal de sortie dudit circuit de réponse partielle par décision prise sur la base du signal de cadencement, à un niveau de décision légèrement différent de zéro, et ce à la cadence correspondant à chaque élément de code des deux éléments de code obtenus par le codage à l'aide du code Manchester; un détecteur ( 50 ') de violation de la règle de codage raccordé au côté sortie du circuit de décision binaire ( 4) et alimenté par le signal de sortie de déci- sion qui provient de ce circuit, pour réaliser la détec- tion d'une violation de la règle de codage dans une plu- ralité d'éléments de code de sortie de décision successifs et déliver le signal de sortie détecté sous la forme d'une anomalie du signal reçu. 9 Appareil de réception selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il inclut des moyens ( 40) de production de signal d'horloge, raccordés aux extrémités de sortie de l'extracteur de cadence ( 122) et du détec- teur ( 50 ') de violation de la règle de codage, pour la production d'un signal d'horloge (P) correspondant à la cadence du second élément des deux éléments de code ob tenus par conversion à l'aide du code Manchester, et un second circuit de décision ( 28) raccordé aux extrémités de sortie des moyens ( 40) de production de signal d'horloge et du circuit de décision binaire ( 4) pour fixer le signal de sortie de décision,par décision prise sur la base du signal d'horloge. 10 Appareil de réception selon la revendica- tion 9, caractérisé en ce que les moyens ( 40, 25) de pro- duction des signaux d'horloge sont constitués par un cir- cuit diviseur de fréquence ( 40) raccordé au côté sortie de l'extracteur de cadencement ( 22), pour réaliser la di- vision de la fréquence du signal de cadencement afin d'ob- tenir le signal d'horloge possédant une fréquence égale à la moitié de la fréquence du signal de cadencement, et pouvant réaliser l'inversion de la phase du signal d'horloge au moyen d'un signal d'inversion de phase, et par un dispo- sitif ( 25) d'alimentation du signal d'entrée d'inversion de phase servant à envoyer le signal de sortie détecté du détecteur ( 50 ') de violation de la règle de codage, en tant que signal d'entrée d'inversion de phase au circuit diviseur de fréquence ( 40). 11 Appareil de réception selon la revendi- cation 10, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de détection de réception ( 23) servant à détecter l'arri- vée du signal de référence, et des moyens servant à valider les moyens ( 25) d'alimentation du signal d'entrée d'inver- sion de phase uniquement pendant un intervalle de temps fixé, après la détection de l'arrivée du signal de rafale par le dispositif de détection. 12 Appareil de réception selon la revendi- cation 11, caractérisé en ce qu'un amplificateur ( 3 ') à couplage à courant alternatif est branché en série entre le circuit de réponse partielle ( 21) et le circuit de dé- cision binaire ( 4). 13 Appareil de réception selon la ravendi- cation 12, caractérisé en ce que le détecteur ( 50 ') de violation de la règle de codage est constitué par un re- gistre à décalage ( 51) alimenté par le signal de sortie de décision à la cadence du signal de cadencement, et par un décodeur ( 52) alimenté parélément de code présent dans chaque étage de décalage du registre à décalage, de manière à détecter et à délivrer le signal de violation de la règle de codage. 14 Appareil de réception selon la revendi- cation 13, caractérisé en ce que le registre à décalage ( 51) possède une structure à trois étages, et que le dé- codeur ( 52) est constitué par un circuit ET ( 57) alimenté par le signal de sortie de chaque étage du registre à dé- calage, par un circuit NON-OU ( 58) alimenté par les si- gnaux de sortie des second et troisième étages du registre à décalage et par un circuit OU ET ( 59) alimenté par les signaux de sortie du circuit ET et du circuit NON-OU. Appareil de réception selon la revendi- cation 13, caractérisé en ce que le registre à décalage ( 51) possède une structure à trois étages, et que le dé- codeur ( 52) est constitué par un circuit ET ( 88) alimen- té par les signaux de sortie des premier et troisième étages du registre à décalage, et par un circuit OU-Exclusif ( 89) alimenté par le signal de sortie du second étage du re- gistre à décalage et par le signal de sortie du circuit ET ( 88). 16 Appareil de réception selon l'une quelconque des revendications 13 à 15, caractérisé en ce qu'il com- porte des moyens ( 53) servant à commander de façon cadencée le signal de sortie du décodeur ( 52), de manière à déli- vrer le signal de sortie qu'en tant que signal de sortie de violation de la règle de codage. 17 Appareil de réception selon l'une quelconque des revendications, 8 et 10 à 13, Caractérisé en ce que le niveau de décision du circuit de décision binaire ( 4) diffère de zéro d'une valeur supérieure à + oui es 6 étant une largeur d'ambiguïté de décision du cir- cuit de décision binaire ( 4). 18 Appareil de réception selon la revendica- tion 13, caractérisé en ce que le signal de sortie du ci- cuit de décision binaire ( 4) est envoyé au second circuit de décision ( 28) par l'intermédiaire au moins un étage du registre à décalage. 19 Appareil de réception selon l'une des reven- dications 9 ou 18, caractérsié en ce que le second circuit de décision ( 28) est un circuit servant à réaliser la com- binaison logique ET du signal de sortie de décision du circuit de décision binaire ( 4) et du signal d'horloge (P). Appareil de réception selon l'une des reven- dications 9 à 18, caractérisé en ce que le second circuit de décision ( 28) est une bascule bistable qui reçoit et délivre le signal de sortie de décision du circuit de décision bianire ( 4) à la cadence du signal d'horloge. 21 Appareil de réception suivant l'une des re- vendications 2 ou 12, caractérisé en ce que l'extracteur de cadencement ( 22) est constitué par un circuit ( 77) servant à différentier ou à différencier un signal d'entrée qui lui est appliqué, par un redresseur ( 78) réalisant un re- dressement sur deux alternances du signal de sortie diffé- rentié ou différencié, et par un circuit bouchon ( 79) ali- menté par le signal de sortie redressé et accordé sur une fréquence égale à la fréquence d'horloge du signal codé selon le code Manchester. 22 Appareil de réception selon la revendication 21, caractérisé en ce que l'extracteur de cadencement ( 22) est raccordé à une voie de transmission de signaux reliant le côté sortie du circuit de réponse partielle ( 22) au côté sortie de l'amplificateur ( 3 ') à couplage à courant alternatif. 23 Appareil de réception selon l'une des reven- dications 12, caractérisé en ce que l'extracteur de caden- cement ( 22) est relié à une voie de transmission de signaux en amont-du côté d'entrée du circuit de réponse partielle ( 21). 24 Appareil de réception selon l'une des reven- dications 3 ou 11, caractérisé en ce que le circuit divi- seur de fréquence ( 40) est constitué par un diviseur de fréquence par deux servant à diviser la fréquence du si- gnal de cadencement et à produire deux signaux de sortie possédant des polarités réciproquement inverses, et par des moyens de sélection servant à sélectionner l'un des deux signaux de sortie délivrés par le diviseur de fréquence par deux, conformément au signal d'entrée d'inversion de phase. 26 Appareil de réception selon la revendi- cation 25, caractérisé en ce que le diviseur de fréquence par deux est une bascule bistable de type T ( 44), que les signaux de sortie de la bascule bistable de type T possé- dant des polarités inverses sont combinés selon la com- binaison logique ET au signal d'entrée d'inversion de phase dans des premier et second circuits ET ( 45, 47) respectivement, et qu'une bascule bistable de type R-S ( 48) est positionnée et ramenée à l'état initial par les signaux de sortie des premier et second circuits ET ( 35, 47) et que, conformément au signal de sortie de la bascule bi- stable de type R-S ( 48), l'un des dignaux de sortie de la bascule bistable de type T ( 44) est envoyé au circuit OU- Exclusif ( 46) en tant que signal d'horloge possédant une polarité identique ou opposée. 27 Appareil de réception selon l'une des re- vendications 2 ou 12, caractérisé en ce que le circuit di- viseur de fréquence ( 40) est constitué par un diviseur de fréquence par deux ( 44) servant à diviser la fréquence du signal de cadencement pour l'envoyer en tant que signal d'horloge, et par des moyens ( 83) servant à inhiber l'une des impulsions des signaux de cadencement introduits dans le diviseur de fréquence par deux ( 44), au moyen du si- gnal d'entrée d'inversion de phase. 28 Appareil de réception suivant l'une des revendications 2 ou 12, caractérisé en ce que le circuit diviseur de fréquence ( 40) est constitué par un diviseur de fréquence par deux ( 44) servant à diviser la fréquence du signal de cadencement de manière à le délivrer comme signal d'horlogeet par des moyens ( 84) servant à délivrer successivement, sous la forme d'un signal,deux signaux voi- sins faisant partie des signaux de cadencement introduits dans le diviseur de fréquence par deux, au moyen du signal d'entrée d'inversion de phase. 29 Appareil de réception selon l'une quelconque des revendications là 4 et 8 à 13, caractérisé en ce que le signal de rafale est un signal optique, et qu'il est prévu un transducteur opto-électrique ( 2) servant à con- vertir un signal de rafale optique reçu en un signal électrique destiné à être introduit dans le circuit de réponse partielle ( 21). Appareil de réception selon l'une des re- vendications 4 ou 13, caractérisé en ce que le circuit de décision binaire ( 4) est constitué par un comparateur des- tiné à comparer le signal de sortie de l'amplificateur ( 3 ') à couplage à courant alternatif et un niveau de décision, et par un premier étage du registre à décalage ( 51).