Brevet FR2545612A1 — publié le 19841109

La présente invention concerne un appareil de simulation des signes distinctifs acoustiques produits par un navire en mouvement, reçus par desrécepteurs en plusieurs positions, chacun à une distance différente et orienté vers le navire Chacun des signaux simulés doit former une réplique retardée des signes distinctifs du navire correspondant à sa distance du récepteur, à sa caractéristique de décalage Doppler et son amplitude reflétant les pertes sur le trajet de propagation Le retard est nécessaire car une manoeuvre du navire qui change ses signes distinctifs acoustiques arrive aux différents récepteurs, retardée par les temps de propa- gation La différence de temps entre les signaux reçus aux récepteurs peut être utilisée pour localiser la source Des décalages Doppler séparés sont nécessaires car la vitesse du navire est projetée sous des angles différents sur les trajets de propagation vers les récep- teurs Les décalages Doppler différentiels peuvent aussi être utilisés pourlocaliser la position du navire par rapport aux récepteurs Enfin, les signes distinctifs du navire présentent des conditions différentes de propaga- tion le long des trajets vers les récepteurs Les niveaux relatifs des signaux peuvent être utilisés pour en loca- liser la source. Une solution directe pour produire des signaux simulés, qui a été utilisée dans le passé, consiste à synthétiser des signes distinctifs séparés pour chaque récepteur Des manoeuvres apparaissant dans les signes distinctifs peuvent être synthétiséesavec le retard correct Egalement, des décalages Doppler différents et des pertes différentes sur le trajet de propagation peuvent être appliqués Des difficultés se présentent quand des retards apparaissent entre des variations aléatoires dans les signes distinctifs Un contrôle précis de ces retards est très difficile La technique antérieure nécessite également un synthétiseur pour chaque signal de récepteur à synthétiser (il peut y avoir jusqu'à 8 signaux de récepteur à synthétiser simultanément) au prix d'une grande dépense en matériel et d'une fidélité de simulation marginale. Par contre, un objet de la solution appliquée selon l'invention consiste à produire les signaux de récepteur synthétisés en construisant le modèle des phénomènes physiques, comme le montre la figure 1 Une source acoustique 1 engendre la forme d'onde f(t) produite par le navire Cette forme d'onde est mémorisée dans un milieu à retard pour la mémoire de retard de propagation 2 L'accès à chaque récepteur est donné en des points de retard variables dans la mémoire de retard 2 En modifiant "de façon constante" le retard en fonction de la distance entre la source et le récepteur, non seulement une réplique retardée du signal de la source est produite, mais également un décalage Doppler ou une compression/extension dans le temps est obtenue. L'amplitude du signal simulé pour chaque récepteur est déterminée par l'atténuateur 3 de perte dans le trajet dans chaque canal de récepteur Le processus selon l'invention représente exactement le phénomène physique de propagation et diffère de la lecture d'un signal à une fréquence plus élevée ou plus basse que celle avec laquelle il a été écrit La technique antérieure de fréquence différentielle donne satisfaction avec des signaux limités dans le temps Mais un problème de mise en attente apparaît lorsqu'elle est appliquée à des signaux permanents L'invention ne pose aucun problème de mise en attente car le simulateur lit des signaux retardés, avec décalage Doppler, à la même fréquence que celle à laquelle ils ont été écrits. Dans un mode pratique de réalisation de l'invention, il y a une résolution finie pour le retard à variation constante Deux types de quantifications doivent être considérés Tout d'abord, la valeur des retards disponibles peut être quantifiée Ensuite, la fréquence à laquelle les retards sont modifiés doit aussi être quantifiée Ces deux quantifications sont liées entre elles d'une manière analogique à une quantification d'amplitude et les instants d'échantillonnage sont liés dans un convertisseur analogique-numérique normal L'effet des paramètres de retard sur la qualité du signal synthétisé dans un canal est considéré. Une analyse spectrale a déterminé qu'un signal d'entrée sinusoïdal -f (t) avec une plage constante peut constituer un signal synthétisé utilisable à la fréquence Doppler si le retard est corrigé au moins deux fois pendant chaque période de décalage de fréquence Doppler. L'invention concerne donc un appareil de simu- lation des signes distinctifs acoustiques d'un navire qui manoeuvre, comme ils sont reçus par desrécepteurs en plusieurs positions, chacun à une distance différente et orienté par rapport au navire, ce résultat étant obtenu en produi- sant une réplique retardée des signes distinctifs du navire, des signes distinctifs de décalage par effet Doppler et des pertes appropriées sur le trajet de propagation vers les positions des récepteurs L'appareil de simulation synthétise des signes distinctifs séparés pour chaque récepteur Une source de signes distinctifs acoustiques produit la forme d'onde du signal qui est échantillonné et mémorisé dans un milieu à retard, comme une mémoire à accès direct L'accès à chaque signal de récepteur est obtenu en des points de retard -variables. à l'intérieur du retard total possible dans la mémoire à accès direct, le retard choisi représentant la distance entre le générateur du signal cible et 1 Q détecteur de signaux Un changement de distance entraînant un décalage Doppler (compression/expansion dans le temps) se fait en extrayant des signaux retardés d'un groupe de prises de retard voisines de la ligne à retard et en multipliant chaque signal par un facteur de pondération approprié, et en additionnant ensemble ces signaux pondérés Le facteur de pondération est changé à la fréquence d'échantil- lonnage à laquelle les signaux sont mémorisés dans la ligne à retard et ainsi, par un choix approprié des facteurs de pondération, le signal apparent est mis en mouvement dans son retard relatif en correspondance avec la manière dont les facteurs de pondération sont modifiés Les signaux provenant du groupe sélectionné de prises du milieu à retard sont accumulés pour produire un signal échantillonné du signal simulé retardé et décalé par effet Doppler à la sortie de l'accumulateur pour chaque groupe de facteurs de pondération La succession de ces signaux simulés, apparaissant chacun à la même fréquence que les signaux produits -par le milieu de mémorisation donne le signal retardé décalé par effet Doppler qui simule le signal reçu à l'un des récepteurs. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description qui va suivre. Aux dessins ann'exés, donnés uniquement à titre d'exemple nullement limitatif La figure 1 est un schéma simplifié illustrant le procédé utilisé selon l'invention pour produire plusieurs signaux avec décalage Doppler et retardés par la distance, La figure 2 représente un champ d'hydrophones dans lequel des signaux à décalage Doppler, retardés par la distance reçus d'une source commune doivent être simulés par l'appareil selon l'invention, La figure 3 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation de l'invention pour produire un seul signal d'hydrophone avec décalage Doppler et retardé par la distance, La figure 4 montre les longeurs des mots et les valeurs numériques des mots aux sorties des différents blocs fonctionnels, La figure 5 est un schéma simplifié de l'inter- polateur de la figure 3, La figure 6 est une courbe représentant les valeurs mémorisées des facteurs de pondération en fonction des adresses dans la mémoire de l'interpolateur de la figure 5, et La figure 7 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation de l'invention destiné à produire des signaux de sortie multiples, chaque sortie fournissant son signal indépendant avec décalage Doppler et retardé par la distance correspondant aux signaux reçus par chaque hydrophone dans un champ. La figure 2 représente un champ 10 de balises sonores ou d'hydrophones 11 dont chacun détecte un signal produit par le navire 12 sous l'effet de son mouvement dans l'eau 13 Les signaux provenant des hydrophones 11 sont transmis par un émetteur en surface qui est connecté à l'hydrophone Le signal reçu par chaque hydrophone 11 diffère du signal reçu par les autres hydro- phones du champ 10 par la distance R entre l'hydrophone 11 et le navire 12 et par le décalage Doppler (compression/ expansion dans le temps) du signal reçu qui diffère suivant la vitesse à laquelle le navire s'approche ou s'éloigne de l'hydrophone particulier 11 dont le signal est considéré L'amplitude du signal reçu par chaque hydro- phone 11 dépend également de sa distance particulière R du navire 12 Un objet de l'invention est de simuler le signal reçu par un nombre approprié d'hydrophones 11 dans un champ 10 en produisant des simulations réalistes d'effet Doppler à large bande comme une partie d'un système d'entraînement. La figure 3 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation de l'invention pour un seul canal Le simu- lateur comprend trois éléments fonctionnels essentiels Le générateur d'adresses de retard 26, le générateur de retard grossier 23 et le générateur de retard précis 24. Les paramètres choisis à titre d'exemples selon la description sont: Un signal de basse fréquence f(t) de 0 à 2048 Hz provenant de la source 21; un-temps de retard maximal de 8 secondes, une fréquence d'échantillon- nage fs de B 192 Hz, et une vitesse de variation de distance de O à 167 km/h par pas de moins de 37 m/h. La capacité de la mémoire de retard grossier 91 est donc choisie à; 216 65 536 adresses (le retard maximal x fréquence d'échantillonnage) Des temps de retard précis sont créés entre les retards fournis aux adresses de la mémoire 91 et sont obtenus par interpolation 6 254561 dans un filtre 66 des échantillons de retard grossier obtenus de la mémoire 91 Les adresses de retard grossier et précis des registres 81 et 82 respectivement sont obtenues en cumulant des incréments de retard qui sont proportionnels à la vitesse de variation de distance provenant du registre 67 de vitesse de variation de distance, dans des adresses de retard proportionnelles à la distance. En ce qui concerne le générateur d'adresses de retard 26, le calculateur 73 garde la position par rapport au récepteur du navire dont le signal f(t) doit être simulé tel qu'il apparaîtrait au récepteur A des intervalles périodiques (par exemple d'un quart de seconde à une seconde), le calculateur fournit des valeurs cor- xigées de la distance du navire et de sa vitesse de variation de distance, respectivement aux registres 74 et 77 Une vitesse de variation de distance constante est supposée entre des corrections La vitesse de variations de distance est ainsi accumulée en plages à la sortie du générateur d'adresses de retard 26 Toute erreur concernant la distance, résultant de la supposition d'une vitesse de variation de distance constante, est corrigée par la valeur de distance périodiquement mise à jour par le calculateur. Quatre longueurs de mots (en bits) sont utilisées dans le générateur d'adresses de -retard 26 Pl est le nombre des bits dans l'adresse de retard grossier, P 2 est le nombre des bits dans l'adresse de retard précis, P 3 est le nombre de bits de moindre poids nécessaires dans l'enchaînement avec Pl pour résoudre les retards minimaux nécessaires à une vitesse minimale de variation de distance, et P 4 est le nombre des bits nécessaires pour englober la vitesse maximale voulue de variation de distance, étant donné la vitesse minimale de variation de distance (valeur P 3). Pl est déterminé à partir de la fréquence d'échantillonnage fs et du retard total T max(distance) nécessaire. Pl > log 2 (Tmax À fs) Pour fs= 8192 et Pl = 16 bits, Tma = 8 secondes. s max P 2 est déterminé par la résolution de retard nécessaire à la vitesse maximale de variation de distance Rmax et à la fréquence maximale du signal fmax pour obtenir des performances acceptables (distorsion maximale permise) P 2 >-log 2 (Rmax N/C) o N = a Tmin fs, C = vitesse du son dans l'eau (par exemple 1480 m/s):A Tmin = intervalle de temps de correction (au minimum deux corrections à chaque période de décalage Doppler simulé maximum) résolution de retard = (Rmax/C) Tmin. Le tableau 1 donne une plage de P 2 en fonction de N pour Rma 167 km/h Ce tableau n'est pas exhaustif Max en ce qui concerne les valeurs possibles des paramètres indiqués. P 3 est déterminé par l'incrément minimal de retard nécessaire pour obtenir la vitesse minimale de variation de distance Rinin P 3 > -log 2 (Rmin N/C) - Le tableau 1 donne les valeurs entières de P 3 en fonction de N pour Rmin log 2 R Ma/Rmin P% g max/ min La valeur entière minimale requise de P 4 avec les valeurs résultantes de Rmax et Rmin sont indiquées dans le tableau 1. Les longueurs binaires Ploo P 4 sur les diverses lignes de données sont représentées avec la fréquence à laquelle les données sont incrémentées sur la figure 3 La figure 4 montre les longueurs des mots exprimés en P bits et les valeurs numériques résul- tantes des sorties des différents registres et additionneurs. -8 2545612 N P 2 P 3 P 4 R Rmax min max km/h km/h 1 5 18 13 0,020 166,9 6 3 15 13 0,027 221,5 13 2 14 13 0,025 204,9 32 O 13 13 0,020 166,9 Tableau 1 Longueurs des mots du générateur d'adresses de retard. Le générateur de retards grossiers 23 met en oeuvre une technique conventionnelle de mémoire à accès direct 91 comme dispositif de retard Des données échantil- lonnées provenant d'un conditionneur de signaux 22 sont mémorisées dans des positions successives de mémoire. Chaque intervalle d'échantillonnage 1/f S entraine l'incré- mentation d'une unité de l'adresse d'écriture A provenant du compteur 86 L'accès est donné aux signaux échantillonnés et retardés par rapport à l'adresse d'écriture A en soustrayant le retard voulu P de l'adresse d'écriture pour obtenir une adresse de-lecture A-B Une lecture d'échan- tillons à partir desquels sont retrouvées chacune des m adresses autour de l'adresse de pointeur de lecture A-B est utilisée dans le filtre d'interpolation 66 pour créer un signal échantillonné dont la valeur correspond à un signal échantillonné aux retards précis voulus Le signal échantillonné et retardé du filtre 66 est émis à la même fréquence que le signal est introduit, c'est-à-dire à la fréquence d'échantillonnage f S s La dernière fonction essentielle du simulateur Doppler est celle remplie par le générateur de retards précis 24 Le tableau 1 montre que des retards plus précis qu'un intervalle d'échantillonnage 1/f doit s être produit Par exemple, à la fréquence de correction la plus élevée (N = 1) jusqu'à P 2 = 5 bits d'adresses de retard précis provenant du registre 82 sont nécessaires pour la résolution du retard Ainsi, le filtre d'inter- polation 66 est utilisé pour calculer les valeurs des signaux échantillonnés à des temps de retard qui sont intermédiaires entre les temps de retard aux adresses de la mémoire 91 La figure 5 montre un filtre d'échantillonnage qui utilise m prises de pondération par calcul Un total de m 22 coefficients sont mémorisés dans la mémoire 83, donnant la capacité d'interpolation de P 2- 2 -1 retards intermédiaires Le filtre 66 est un filtre à réponses d'impulsions finies àm prises utilisant directement la mémoire de retard 91 pour sa mémorisation. Par conséquent, en accédant simplement aux m échantillons retardés voulus dans la mémoire de retard 91, aucune autre mémorisation de signaux n'est nécessaire dans ce filtre Il faut noter que le filtre d'interpolation représenté dans la figure 5 introduit un retard de base de la moitié du temps de réponse aux impulsions du filtre. Ce retard de base peut être éliminé en faisant m impair et en décalant l'adresse de retard grossier de la partie entière de m/2. Pour en revenir à la figure 3, un système est représenté susceptible de produire un signal de sortie dont le retard et la compression/expansion dans le temps (décalage Doppler) correspondent à ceux d'un signal reçu d'un navire 12 par l'un des hydrophones 11 Une -25 source 21 de signal d'entrée permanent produit un signal ayant les signes distinctifs d'un signal émanant d'un navire 12 Le signal de la source 21 est appliqué à un conditionneur 22 de signaux d'entrée qui échantillonne le signal pour sa mémorisation dans l'unité 91 de mémorisation de retards du générateur 23 de retards grossiers Un groupe sélectionné de signaux retardés et échantillonnés provenant de l'unité de mémorisation 91 est appliqué en séquence temporelle au générateur de retards précis 24 qui comprend le filtre d'interpolation 66 Ce dernier pondère sélectivement chaque signal retardé et produit un signal somme résultant, décalé en retard d'une valeur prescrite par rapport aux groupes des signaux reçus par l'unité de mémorisation 91. Un changement de distribution de pondération change la valeur du retard effectif Les signaux d'adresses de retard grossier et précis produits pour l'unité de mémorisation 91 et le filtre d'interpolation 66 respectivement déter- minent les signaux retardés des facteurs de pondération qui sont formés à partir des signaux de retard grossier et précis reçus du générateur d'adresses de retard 26. Le signal de sortie du générateur de retards précis 24 est fourni au conditionneur de signaux de sortie 25 dont la sortie est le signal 20. La manière dont les unités décrites ci-dessus fonctionnent pour produire un signal avec décalage Doppler à une distance prescrite apparaîtra au cours d'une descrip- tion plus détaillée du fonctionnement des circuits de la figure 3 Un seul signal d'entrée à large bande est produit par la source 21 de signal d'entrée, il est conditionné dans le conditionneur de signal d'entrée 22 par limitation de sa largeur de bande dans un filtre d'entrée 221, après quoi le signal est échantillonné et maintenu dans un circuit d'échantillonnage et maintien 222 à une fréquence d'échantillonnage F, sous l'effet des impulsions d'horloge provenant d'une horloge d'échan- tillonnage 26 Le signal analogique de sortie du circuit d'échantillonnage et maint-ien 222 est converti en un signal numérique dans le convertisseur analogique-numérique 223 La séquence résultante des signaux numériques en série produite par le convertisseur 223 est mémorisée dans la mémoire à accès direct 91 à des positions d'adresses successives L'adresse d'écriture "A" est fournie à la mémoire 91 par l'unité arithmétique et logique 90 qui la reçoit du compteur d'écriture 86. Le compteur d'écriture 86 est incrémenté à la fréquence d'horloge d'échantillonnage f et il consiste en un compteur modulo-K, K étant le nombre des adresses de l'unité de mémoire 91 (c'est-à-dire K = 21 P) Ainsi, le signal numérique provenant du convertisseur 223 est mémorisé dans la mémoire 91 dont l'adresse d'écriture est incrémentée à la fréquence d'échantillonnage f La 11 2545612 fréquence d'horloge d'échantillonnage fs est au moins double de la fréquence la plus élevée considérée, produite par la source de signal filtrée 21 Dans l'intervalle de temps entre des adresses d'écriture successives apparais- sant à la fréquence fs, l'unité arithmétique et logique 90 produit également un groupe d'adresses de lecture voisines pour la mémoire 91, afin de fournir des signaux retardés au générateur de retard précis 94 Ce groupe de valeurs retardées voisines est pondéré et additionné par le générateur de retards précis 24, de sorte qu'un nouvel échantillon de retard est créé représentant une partie de la réplique voulue avec décalage Doppler de la source de signal d'en- trée 21 Dans le but de produire un signal retardé 20 -avec décalage Doppler, la plage du signal retardé 21 est changée par petits pas en changeant l'adresse effective du signal retardé, selon une technique d'interpolation appliquée par le filtre d'interpolation 66 Une inter- polation est utilisée pour réduire le grand nombre des adresses de mémoire (à une fréquence d'échantillonnage fs supérieure en conséquence) qui seraient autrement nécessaires dans l'unité de mémoire 91 pour créer les mêmes petites fractions de plage Le filtre d'interpola- tion 66 applique différents facteurs de multiplication à chacun des signaux obtenus aux adresses de lecture voisines qui sont lues dans l'unité de mémorisation 91 pour obtenir plusieurs produits Ces produits sont accumulés dans le filtre d'interpolation 66 pour obtenir un signal résultant Les variations de distance effectives sont obtenues en changeant les facteurs de multiplication appliqués aux signaux lus aux adresses voisines Il est ainsi possible de changer le retard (distance) du signal de sortie 20 en prenant le même groupe d'adresses de l'unité de mémoire 91 et en multipliant les signaux respectifs lus par un groupe différent de facteurs de pondération accumulés Les facteurs de pondération sont changés en modifiant les adresses de lecture de la mémoire permanente programmable 83 dans le filtre d'interpolation 66 Les facteurs de pondération des adresses voisines de la mémoire permanente 83 sont obtenus en choisissant les valeurs d'amplitude d'intervalles à espaces égaux d'une fonction de pondération 400, comme le montre la -5 figure 6 La vitesse de variation de distance est déter- minée par la variation d'amplitude dans le facteur de pondération appliqué à chaque signal lu dans la mémoire 91, facteur déterminé par la valeur dont la fonction de pondération 400 est effectivement décalée par rapport aux signaux à ces adresses La fonction de Pondération 400 comprend un grand nombre de facteurs de pondération à partir desquels les facteurs sont choisis pour être multipliés par les signaux correspondants provenant de chaque adresse lue dans la mémoire 91 Des incréments de retard ou de distance du signal de sortie interpolé 20 peuvent être une petite fraction ( 1/256 dans le présent mode de réalisation) du retard entre les adresses de l'unité de mémoire 91. L'unité 91 de mémoire de retard est lue à la fréquence (m+ 1) fs qui est plus élevée que la fréquence fs à laquelle les informations sont lues dans la mémoire à partir de la source du signal d'entrée 21. Par conséquent un nombre m d'adresses voisines de la mémoire 91 sont lues et multipliées par les facteurs de pondération respectifs dans le filtre d'interpolation 66 pour produire un signal Doppler retardé par distance et échantillonné à la sortie de-l'accumulateur 93 de la figure 5 Le registre 94 reçoit l'échantillon produit par l'accumulateur 93 à fréquence d'horloge f S. Le signal de sortie du filtre d'interpolation 66 est fourni au conditionneur 25 de signal de sortie dans lequel le signal numérique échantillonné est converti en un signal analogique échantillonné dans un convertisseur numérique-analogique 251 Le signal de sortie échantillonné du convertisseur 251 est mémorisé dans un circuit d'échan- tillonnage et maintien 252, puis il est filtré dans un filtre de sortie 253 L'atténuateur 254 atténue le signal du filtre pour introduire un facteur d'amplitude dans le 13 2545612 signal de sortie 20 représentant la réduction d'amplitude du signal de sortie en fonction de la distance Le calculateur 73 produit un signal d'atténuation 731 pour l'atténuateur 254, en fonction de la distance. En ce qui concerne maintenant le générateur d'adresses de retard 26 de la figure 3, le calculateur 66 est programmé avec les distances et les vitesses de variation de distance en fonction du temps d'un signal simulé tel que reçu par un hydrophone 11 et provenant d'un navire 12 Ainsi, les informations de distance et de vitesse de variation de distance pour un trajet particulier du navire par rapport à l'hydrophone à des intervalles prédéterminés (par exemple à des intervalles d'un quart de seconde à une seconde) sont calculés et mémorisés par le calculateur pour l'utilisation dans des registres de correction 74 et 76 Ces corrections du calculateur sont produites de façon asynchrone à des intervalles d'un quart à une seconde dans le registre 74 de distance réponse au signal d'échantillonnage 721 à la fréquence f /N. s La sortie de l'additionneur 76 est fournie sous forme de P 1 +P 3 bits au registre de sortie 71 en réponse au signal d'échantillonnage 721 à sa fréquence fs/N L'échantillonnage de l'additionneur 76 par signal 721 à la fréquence fs/N entraîne que la sortie de l'additionneur 76 augmente de la valeur de P 4 bits la vitesse de variation de distance dans le registre 77 La valeur de distance corrigée fournie par le calculateur 73 corrige périodiquement tout écart de distance cumulé Les valeurs de distance entre des corrections par le calculateur sont fournies par le registre de sortie 71 incrémentées à la fréquence f S/N par la vitesse de variation de distance dans le registre 77 Le signal de fréquence f /N pour la correction du registre de sortie 71 est obtenu en divi- sant la fréquence de sortie fs l'unité dl horloge 26 par N dans un diviseur 72 Le registre de sortie 71 produit ses Pl bits de plus grand poids comme une adresse de retard grossier au registre 81 et les P 2 bits de moindre poids voisins comme une adresse de retard précis au registre 82. Le générateur de retards précis 24 de la figure 3 comporte le filtre d'interpolation 66, un registre 89 et un registre de retard précis 82 Le registre 89 fournit les adresses à la mémoire permanente programmable 83 de coefficients de filtre du filtre d'interpolation 66 représenté sur la figure 5 Les P 2 bits de moindre poids du registre 89 sont fournis à la fréquence f S/N par le registre de retard précis 82 et ses log'm bits de plus grand poids sont fournis à la fréquence mfs par le compteur 85 modulo-m Par conséquent, le registre 89 fournit m adresses à une fréquence mf à la mémoire permanente programmable 83 qui comporte (m)2 P 2 adresses, chaque adresse successive étant incrémentée d'une valeur P 2 2 à la fréquence mf S Ainsi, le comptage du compteur incrémente les bits de plus grand poids du registre 89 de sorte que les adresses de retard fournies à la mémoire 83 sont incrémentées de 2 P 2 à la fréquence mf S Les P 2 bits de sortie du registre de retard précis 82 forment un nombre qui varieentre zéro et ( 2 P 2-1) et occupant les P 2 bits d'ordre inférieur du regristre 89 Le bit de moindre poids des logm bits provenant du compteur forme le nombre 2 P 2 pour le registre 89 et le nombre le plus significatif fourni est (m-1) 2 Ainsi, la plage totale des nombres provenant du registre 89 vers la mémoire programmable 83 va de zéro à (m)( 2 P 2-1). La sortie du registre 89 augmente du nombre 2 P 2 à chaque 2545612 incrément de la sortie du compteur 85 et cette incré- mentation se produit à la fréquence mfs pour obtenir m adresses de lecture de la mémoire permanente 83 dans le temps entre les commandes d'écriture de l'unité de mémoire de retard 91 L'adressage de la mémoire permanente 83 se fait en synchronisme avec l'adressage de l'unité de mémoire de retard 91. Dans le présent mode de réalisation, l'unité de mémoire de retard 91 consiste en une mémoire à accès direct à laquelle l'unité arithmétique et logique 90 fournit les adresses de lecture et d'écriture et les commandes appropriées L'unité arithmétique et logique produit une commande d'écriture en réponse à l'horloge d'échantillonnage fs et à l'adresse d'écriture produite, par le compteur d'écriture 86 Le compteur d'écriture progresse en-réponse à la fréquence d'horloge d'échantil- lonnage f E et il consiste en un compteur modulo-K, la mémoire 91 comprenant également K adresses L'adresse d'écriture est désignée par la lettre "A" Il apparaît ainsi que les signaux échantillonnés provenant de la source 21 de signal d'entrée, échantillonné à la fréquence fs, sont mémorisés en forme numérique aux adresses successives "A" de l'unité de mémoire à accès direct 91 Il apparaît également que la mémoire 91 répète ces adresses toutes les K impulsions de l'horloge d'échantillonnage f et s mémorise par conséquent des signaux d'entrée nouvellement échantillonnés Le nombre K des adresses dans la mémoire 91 et la fréquence d'horloge fs déterminent le retard maximal que peut avoir un signal simulé reçu. L'unité arithmétique et logique 90 reçoit également du registre 88 un groupe de nombres "B" en séquence numérique Un groupe correspondant d'adresses de lecture "A-B" est produit par l'unité arithmétique et logique 90 Quand l'adresse d'écriture progresse à la fréquence f, le groupe "m"l des adresses de lecture augmente également à la fréquence f, Les nombres "'B" dans le registre 88 sont produits par l'additionneur 87 qui comporte deux entrées Une entrée à la fréquence f /N s est fournie par le registre 81 de retard grossier L'autre entrée de l'additionneur 87 est le comptage produit par le compteur 85, qui se produit à une fréquence mfs. Etant donné que le compteur 85 est un compteur modulo-m les nombres de sortie "'B" du registre 88 forment une séquence de m adresses, l'adresse la plus basse étant le nombre fourni par le registre 81 de retard grossier, les adresses progressant séquentiellement par le comptage m-1 produit par le compteur 85 La séquence des m adresses de lecture se répète à la fréquence f S. Le signal d'horloge 84 de fréquence mf est appliqué au compteur 85 modulo-m qui produit également une impulsion de dépassement f à chaque m ième impulsion -de l'horloge 84 L'impulsion de dépassement f$ à la sortie du compteur 85 est appliquée à une horloge 26 qui produit une fréquence d'horloge fs qui convient pour commander d'autres unités de l'ensemble L'unité arithmétique et logique 90 sélectionne l'adresse A du compteur d'écriture 86 en réponse aux impulsions d'hor- loge fs et entraîne l'écriture dans la mémoire 91 du signal d'entrée échantillonné d'un convertisseur analogique- numérique 123 A d'autres moments, l'unité logique 90 sélectionne les adresses de lecture A-B du registre 88, qui sont présentées à la mémoire 91 à une fréquence mf 5. Ainsi, les informations mémorisées dans m adresses de la mémoire 91 sont lues dans cette mémoire sans perturber l'écriture des signaux d'entrée échantillonnés à la fréquence f S Le nombre B produit par le registre 81 de retard grossier donne la distance du signal retardé simulé, Le filtre d'interpolation 66 du générateur 24 de retards précis est représenté sur la figure 5 Ce filtre d'interpolation 66 comporte une mémoire 83 de coefficients de filtre, un multiplicateur 82, un accumu- lateur 83 et un registre 94 Les signaux lus séquentiel- lement fournis par la mémoire 91 aux m adresses successives "A-B" sont multipliés dans le multiplicateur 92 par les facteurs respectifs de pondération fournis par la mémoire de coefficients 83 Les m sorties du multiplicateur 92 sont mémorisées et additionnées par l'accumulateur 83 pour produire un signal de sortie à la fin des m impulsions La mémoire 83 peut consister en une mémoire permanente programmable comportant m 2 P 2 adresses, mémorisant chacune une valeur numérique prédéterminée. La courbe de la figure 6 représente une fonction typique de pondération 400, montrant la distribution des facteurs de pondération aux diverses adresses de la mémoire program- mable 83 La fonction de pondération 400 est représentée avec 8 régions (m = 0,1 7), chaque région ayant 256 adresses (pour P 2 = 8) avec une distribution des facteurs de pondération La mémoire programmable 83 comporte m 2 2048 adresses dans lesquelles sont mémorisées 256 facteurs de pondération dans chacune des 8 régions Si P 2 = 8 bits, des zéros de la fonction de pondération apparaissent aux adresses de la mémoire programmable correspondant à 0, 256, 512 2048, à l'exception de l'adresse 1024 à laquelle le facteur de pondération est l'unité Il y a 8 régions entre ces adresses o le facteur de pondération est dif- férent de O ou l'unité, comme le détermine la fonction de pondération Les adresses 891 sont présentées séquentiel- lement à la mémoire programmable 83 par le registre 89, dont la valeur est m ( 2 P 2-1) augmentée de la valeur 821 dans le registre de retard précis 82. Le cas suivant est présenté à titre d'exemple de la liberté que l'on a par rapport aux composantes indésirables de fréquence du signal avec décalage Doppler à la sortie du simulateur Doppler selon l'invention Si l'entrée est une seule fréquence f(t) = sin 2 3 t x 2048 t, R = 167 km/h, max la résolution minimale de retard; est P 2 5 bits en utilisant un temps minimal de mise à jour (N= 1 dans le-tableau 1) avec un filtre d'interpolation à 8 prises (m = 8) dans lequel les coefficients des prises (ou fonction de pondération 400) sont déterminés par multiplication de la fonction de fenêtre de Hanning cos 2 (x/m) avec la fonction (sin x)/x, les lobes latéraux les 18 2545612 plus élevés étant à au moins 40 d B au-dessous du signal Doppler considéré. Les avantages de la simulation selon l'inven- tion sont encore plus marqués dans l'application à canaux multiples dans laquelle plusieurs (n) signaux de sortie de distances différentes et de différentes fréquences de décalage Doppler sont produits La figure 7 est un schéma simplifié montrant la production de signaux de sortie à canaux multiples Des mots de retard et d'incré- ments de retard produits par le calculateur 73, pour les registres 74, 77 de la figure 3 sont expansés en des mots multiples (n) qui sont mémorisés dans des mémoires 741 (une mémoire à accès direct N X (P 1 +P 3), 771 (une mémoire à accès direct N X P 4) respectivement Le registre 82 de retard précis et le registre 81 de retard grossier sont remplacés respectivement par des mémoires 821 (une mémoire à accès direct N x P 3) et 811 (une mémoire à accès direct N X Pi) Les mémoires 811, 821 sont multi- plexées dans le temps sur les N canaux, comme l'unité arithmétique et logique 901 Le rythme est modifié pour lire le filtre d'interpolation 83 et la mémoire à accès direct 91 à une fréquence plus élevée (m n+ 1) f 5, plutôt qu'à la fréquence m fs, de sorte que les m adresses de chacun des N canaux peuvent être lues dans la mémoire 91 dans le temps 1/f 5 entre les intervalles d'écriture. L'interpolation du générateur 24 de retard précis est multiplexée dans le temps sur les N canaux Des registres multiples de sortie 854 et dés convertisseurs numériques-analogiques (si nécessaire) dans le conditionneur de signaux 25 fournissent les signaux de sortie f n(t) de N canaux Des atténuateurs (non-représentés) dans le -conditionneur 25, réagissant aux signaux 731 N provenant du calculateur 73 produisent un aspect séparé et des pertes séparées sur le trajet de propagation. Le circuit bistable 51 est placé à " 1 " par un signal d'échantillonnage disponible de données 732 provenant du calculateur 73 qui détecte que de nouvelles données ont été transférées dans les mémoires 771 et 741. 19 2545612 Le passage à l'état " 1 " du circuit bistable 51 entraîne que le multiplexeur 751 délivre séquentiel- lement les (P 1 +P 3) bits mémorisés à chacune des N adresses en mémoire à accès direct 741 pour l'unité arithmétique et logique 901 et délivre une impulsion de mise à " 1 " sur la ligne 751 vers l'unité arithmétique et logique 901 qui empêche que les P 4 bits de la mémoire 771 soient additionnés aux (P 1 +P 3) bits de la mémoire 741 Cela produit une séquence de N adresses de Pl données vers la mémoire de retards grossiers 811 et une séquence de n adresses de P 3 données vers la mémoire de retards précis 821. Les adresses des mémoires à accès direct 771, 741, 811 et 821 sont incrémentées à la fréquence nfs, de sorte que l'unité arithmétique et logique reçoit n plages différentes chaque 1/fs seconde provenant de l'une ou l'autre des mémoires 771 et 741 ou des mémoires 771,. 811 et 821, respectivement suivant l'état " 1 " ou I" O " du circuit bistable 51 La mémoire de retards grossiers 811 produit Pl bitsà la fréquence nfs et la mémoire de retards précis 821 produit P 3 bitbà la fréquence nfs. Le circuit bistable 51 est ramené à " O "- par la première impulsion d'horloge fs après que les n adresses de la mémoire 741 ont été lues dans l'unité arithmétique et logique 901 par le multiplexeur 751 La mise à " O " du circuit bistable 51 produit un signal sur la ligne 551 vers l'unité arithmétique et logique 901 qui supprime l'inhibition nécessaire des P 4 bits de la mémoire d'incréments de retard 771 pendant une nouvelle correction de distance de la mémoire 741 o Les N sorties de canaux de la mémoire de retards grossiers 811 et della mémoire de retards précis 821, fournies à la fréquence nfs sont incrémentées par s leurs incréments respectifs de distance provenant de la mémoire d'incréments de distance 771 de l'unité arithmétique et logique 901 et sont ramenées aux N entrées Pl de la mémoire de retards grossiers 811 et P 3 de la mémoire de retards précis 821. Un circuit d'horloge 841 produit une fréquence d'horloge nmfs qui est appliqué à un compteur de prises de filtre 851, modulo-m qui produit un comptage de sortie sur la ligne 8511 de O à m-1 à la fréquence nmfs Un comptage de dépassement sur la ligne 8512 produit une impulsion tous les m comptages du compteur 851 (à la fréquence nfs) Les impulsions sur la ligne 8512-commandent s le compteur de canal 852 de type modulo-n Le comptage de O à n-1 du compteur 852 est fourni sur la ligne 8521 comme les N adresses des mémoires à accès direct 771, 741, 811 et 821; il est également fourni à un décodeur 853 dans lequel il commute le signal d'entrée d'impul- sions d'échantillonnage sur la ligne 8512 à la fréquence nf 5 vers l'une des lignes de sortie 85311, 85312 8531 n en fonction de la valeur du comptage sur la ligne 8521 Les impulsions sur chacune des lignes 8531 i 8531 N apparaissent à des instants différents 1/nfs, chacune à la fréquence fs et elles commandent le registre 854 auquel elles sont appliquées La ligne 8541 est connectée aux entrées des registres 854 et à la sortie de l'accumulateur 931 qui délivre N signaux de canaux additionnés apparaissant séquentiellement à une fréquence nfs sur la ligne 8541 vers les registres 854 dans lesquels ils sont démulti- plexés pour produire N signaux de canaux séparés de sortie des registres 854. Les sorties de N canaux de mémoire 811 sont délivrées à une fréquence nf 5 S comme un nombre de O à 21-1 pour l'additionneur 87 L'autre entrée de l'addi- tionneur 87 reçoit le contenu du compteur 851 qui donne le nombre ( O à m1) à la fréquence nmfs La sortie de l'additionneur 87 est délivrée à un registre 88 qui la mémorise et qui la délivre à l'unité arithmétique et logique 90 à la fréquence nmfs Ainsi, chacun des n canaux produit une adresse d'un signal retardé toutes les 1/nmfs seconde qui est incrémenté de O à m-1 toutes les 1/nmfs seconde, en incrémentant ainsi séquentiellement m adresses pour chaque canal Ainsi, la fréquence d'entrée des adresses de lecture de l'unité arithmétique et logique 21 2545612 provenant du registre 88 est nmfs L'unité arithmé- tique et logique 90 reçoit également une entrée de comptage pour une adresse d'écriture provenant du compteur d'écriture 86 à une fréquence f s Les adresses à la sortie de l'unité arithmétique et logique 90 sont fournies à la fréquence (mn+l) f à la mémoire de retards 91 La sortie de l'unité arithmétique et logique 90 délivre les m adresses de lecture incrémentées séquen- tiellement du registre 88 pour chacun des N canaux et également l'adresse d'écriture du compteur d'écriture 86, chaque adresse apparaissant en séquence. Le registre 89 comporte une ligne d'entrée 8511 provenant du compteur de prise de filtre 851, du type modulo-m, qui délivre un nombre séquentiel (O à m-1) au registre 89 à la fréquence nmfs Le registre 89 reçoit également une entrée de la mémoire de retards précis 821 qui délivre un nombre ( O à 2 P 2-1) provenant des P 2 de pl S grand poids de P 3, produits par la mémoire 821 à la fréquence nfs La sortie du registre 89 délivre donc un groupe de m adresses incrémentées séquentielle- ment, suivi par un second groupe de m adresses en séquence avec les données des N ièmes canaux suivants, et ainsi de suite pour tous les canaux Ainsi, la fréquence des adresses que le registre 89 fournit à la mémoire programmable de coefficients de filtre comprenant m 2 P 2 adresses est m nfs Le signal d'entrée provenant de lasource 21 est appliqué au conditionneur de signal 22 dans lequel il est filtré, échantillonné et maintenu, puis numérisé à une fréquence d'échantillonnage f La sortie du s conditionneur de signal 22 est écrite dans la mémoire à accès direct 91 aux adresses ( O à K) produites par le compteur d'écriture 86, modulo-K, par l'intermédiaire de l'unité arithmétique et logique 90 à la fréquence fs Les signaux échantillonnés mémorisés dans la mémoire 91 sont lus à chaque séquence de m adresses pour chacune des m adresses de canaux produites par l'unité arithmétique et logique 90 Les facteurs de pondération 22 2545612 mémorisés dans la mémoire programmable 83 sont lus à chaque séquence de m adresses pour chacun des N canaux. Les signaux provenant de la mémoire 91 et de la mémoire programmable 83 apparaissent en coïncidence de temps à la fréquence nmfs et sont multipliés dans le multiplicateur 92 Chaque groupe de m produits de chacun des N canaux est additionné dans l'accumulateur 931 qui est vidé après que chaque groupe a été additionné par une impulsion de mise au repos sur la ligne 8512, apparaissant à la fréquence nmf sde sorte que la sortie de l'accumu- lateur délivre une séquence des valeurs accumulées des produits du multiplicateur 92 pour chacun des N canaux. La valer accumulée de chacun des N canaux à la sortie de l'accumulateur 931 est délivrée à une entrée de chacun des registres 854 Les signaux des registres 85311 8531 n' fournis par le décodeur 253 démultiplexent la sortie de l'accumulateur 931 et mémorisent un signal échantillonné de l'un des N canaux dans l'un des N registres 854 Chacun des N registres 854 reçoit les signaux échantillonnés d'un seul des N canaux à la fréquence f s Le signal de sortie de chaque registre 854 est appliqué au conditionneur de signal 25 respectif dans lequel le signal est converti en forme analogique, échantillonné et maintenu à la fréquence fs et filtré pour produire N signaux de canaux dont chacun est à peu près le même que le signal d'entrée, mais retardé dans le temps et avec un décalage Doppler par rapport au signal d'entrée, le retard étant indépendant pour chacun des n canaux. Bien entendu, de nombreuses modifications peuvent être apportées aux modes de réalisation décrits et illustrés à titre d'exemples nullement limitatifs, sans sortir du cadre ni de l'esprit de l'invention. REVEND ICAT IONS 1 Circuit simulateur d'effet Doppler, carac- térisé en ce qu'il comporte une source ( 21) d'un signal, un dispositif ( 222) pour échantillonner ledit signal et produire une séquence de signaux échantillonnés, un dis- positif ( 91) pour mémoriser lesdits signaux échantillonnés dans un milieu à retard,, un dispositif ( 90) pour lire lesdits signaux échantillonnés dans ledit milieu à retard, dans plusieurs positions dudit milieu à retard, un dispositif ( 83) pour mémoriser plusieurs facteurs de pondération en mémoire, un dispositif ( 92) pour multi- plier certains sélectionnés desdits plusieurs facteurs de pondération par certains sélectionnés desdits signaux échantillonnés et mémorisés, provenant dudit dispositif de lecture respectivement, pour obtenir plusieurs produits, un dispositif ( 93) pour accumuler lesdits produits et obtenir un signal de somme, un dispositif ( 89) pour produire à-plusieurs instants ultérieurs certains diffé- rents desdits plusieurs facteurs de pondération prove- nant dudit dispositif de mémorisation pour ledit dispositif de multiplication afin d'obtenir plusieurs produits différents avec certains sélectionnés desdits signaux échantillonnés et mémorisés, ledit dispositif d'accumu- lation produisant un signal de somme auxdits plusieurs instants ultérieurs, et un dispositif ( 251-254) destiné à traiter lesdits signaux de somme pour obtenir un signal de sortie retardé avec un décalage Doppler par rapport audit signal de la source- 2 Circuit simulateur d'effet Doppler, carac- térisé en ce qu'il comporte une source d'un signal d'entrée ( 21), un dispositif ( 222) destiné à échantillonner séquentiellément ledit signal pour produire une séquence de signaux échantillonnés, un dispositif ( 91) pour mémoriser lesdits signaux échantillonnés séquentiellement dans plusieurs positions séquentielles respectivement d'un milieu à retard, un dispositif ( 90) pour lire sé- quentiellement un groupe sélectionné desdits signaux échantillonnés dans ledit milieu à retard, un dispositif 24 2545612 ( 83) pour mémoriser plusieurs facteurs de pondération en mémoire, chaque facteur de pondération se trouvant dans une position prédéterminée, un dispositif ( 92) destiné à multiplier certains sélectionnés desdits plusieurs facteurs de pondération avec certains sélec- tionnés desdits signaux échantillonnés et mémorisés de ladite séquence, provenant dudit dispositif de lecture respectivement pour produire successivement plusieurs produits, un dispositif ( 93) pour accumuler lesdits produits et obtenir un signal de somme, un dispositif ( 89) pour fournir à plusieursinstants ultérieurs certains différents desdits plusieurs facteurs de pondé- ration provenant dudit dispositif de mémorisation pour ledit dispositif de multiplication afin d'obtenir plusieurs produits différents avec certains sélectionnés desdits signaux mémorisés de ladite séquence, ledit dispositif d'accumulation produisant une séquence de différents signaux de somme à chacun desdits plusieurs instants ultérieurs et un dispositif ( 253) destiné à filtrer lesdits signaux de somme et produire un signal de sortie retardé avec un décalage Doppler par rapport audit signal d'entrée - 3 Simulateur d'un signal retardé en fonction de la distance et décalé par effet Doppler, caractérisé en ce qu'il comporte une source d'un signal ( 21), un dispositif ( 26) pour produire des impulsions d'horloge à: une fréquence f, un dispositif ( 222) destiné à échantil- lonner ledit signal à ladite fréquence des impulsions d'horloae, un premier dispositif destiné à mémoriser ledit signal échantillonné, chacun à sa propre adresse, un dispositif ( 66) pour fournir un nombre de variation de distance, un dispositif ( 66) pour fournir un nombre de distance, un additionneur ( 76), un dispositif ( 74,77) destiné à produire sélectivement lesdits nombres de vitesse de variation de distance et de distance pour ledit additionneur, un second dispositif ( 81,82) destiné à mémoriser la sortie dudit additionneur, une source d'impulsions d'échantillonnage, un dispositif pour fournir sélectivement le contenu dudit second dispositif de mémorisation audit additionneur pour l'additionner audit nombre de vitesse de variation de distance en réponse auxdites impulsions d'échantillonnage, ledit second dis- positif de mémorisation produisant un nombre de sorties comprenant un premier nombre qui contient les bits de plus grand poids et un second nombre qui contient les bits de moindre poids, un dispositif ( 85) qui produit un nombre croissant séquentiellement, modulo-m à une fréquence nmfs, un dispositif ( 89) destiné à additionner ledit premier nombre et lesdits nombres croissants séquen- tiellement en modulo-m pour produire une première séquence de m nombres incrémentés formant des premières adresses de lecture, un dispositif destiné à additionner ledit second nombre auxdits nombres croissants séquentiellement, pour produire une seconde séquence de m nombres incrémentés formant des secondes adresses de lecture, un dispositif pour produire des adresses d'écriture incrémentées en réponse auxdites impulsions d'horloge, un dispositif ( 90) destiné à présenter alternativement lesdites adresses d'écriture et lesdites premières adresses de lecture audit premier dispositif de mémorisation, un troisième dispositif de mémorisation destiné à mémoriser plusieurs nombres à des adresses différentes dudit second dispositif de mémorisation, un dispositif produisant ladite seconde séquence de m nombres incrémentés comme des adresses de lecture pour ledit second dispositif de mémorisation, un dispositif ( 92) de multiplication: des sorties lues dudit premier et dudit troisième dispositifs de mémorisa- tionà partir d'une adresse de lecture de chaque dispositif de mémorisation pour produire m produits, un dispositif ( 93) destiné à additionner les m produits pour obtenir un signal de somme, ledit dispositif additionneur produisant plusieurs signaux de somme différents à la fréquence d'horloge f S, un dispositif de filtrage desdits signaux de somme pour produire un signal simulé ayant pratiquement le même contenu en fréquences que le signal provenant de 26 2545612 ladite source et ledit signal simulé étant retardé dans le temps et décalé par effet Doppler par rapport au signal provenant de ladite source, d'une valeur corres- pondant audit nombre de distance et audit nombre de vitesse de variation de distance respectivement.