Brevet FR2546010A1 — publié le 19841116

-1- DISPOSITIF D'EGALISATION EN FREQUENCE PORTEUSE COMMANDE A PARTIR DE LA BANDE DE BASE L'invention concerne un dispositif d'égalisation en fré- quence porteuse commandé à partir de la bande de base comportant un circuit de correction en fréquence porteuse, un premier circuit de démodulation, coopérant avec un circuit de reconstitution de porteu- se, pour transformer des signaux de données à fréquence porteuse en signaux en bande de base et un circuit de commande pour agir sur des éléments variables dont est muni le circuit de correction, à partir de l'erreur sur les signaux en bande de base. Ce genre de dispositif trouve des applications importan- tes, par exemple dans les récepteurs de systèmes de transmission nu- mérique à haut débit utilisant notamment une transmission par fais- ceaux hertziens Pour obtenir ces hauts débits on module en phase et en amplitude deux composantes en quadrature d'une fréquence porteuse (cas, notamment de la modulation MAQ 16) Par suite de la constitu- tion des récepteurs le signal de donnée à traiter se trouve en fré- quence intermédiaire de sorte que la fréquence de porteuse à consi- dérer est cette fréquence intermédiaire. Un tel dispositif est décrit dans le brevet déposé aux Etats-Unis d'Amérique et délivré sous le numéro 3 878 468 Dans ce dispositif connu, pour corriger le signal de donnée il est néces- saire, tout d'abord, de former deux voies: une voie dite en phase et une autre voie dite en quadrature; les signaux de ces voies sont ensuite échantillonnés avant d'être appliqués aux circuits d'égali- sation prévus pour chacune de ces voies Outre sa complexité due à la présence de circuits d'égalisation pour chacune des voies, ce dispositif connu présente l'inconvénient de l'échantillonnage du signal à fréquence porteuse En effet une erreur sur l'instant d'échantillonnage peut perturber le fonctionnement du circuit de commande. La présente invention a pour but de remédier à l'incon- -2- vénient majeur de ce dispositif connu c'est-à-dire d'éviter l'échan- tillonnage. Pour cela un dispositif du genre mentionné est remarqua- ble en ce que le circuit de correction fait correspondre à un signal d'entrée x(t) en fréquence porteuse, fonction continue du temps, un signal de sortie v(t) en fréquence porteuse, fonction continue du temps selon la relation: M q N i 4. v(t) = I r e + V(tIp x(t-) e o r, II, pj, Xj peuvent être des éléments variables, et Ti, T'r sont des retards fixes et M et N des constantes. Il est en outre remarquable en ce qu'il comporte un ampli- ficateur placé en amont du premier circuit de démodulation muni d'une commande de gain reliée à un organe de commande de gain pour garder constante, en moyenne la proportion des signaux ayant au moins une de leur coordonnée supérieure à la valeur nominale normale. Un avantage de l'invention est que les valeurs des' élé- ments variables des circuits de correction ne sont pas affectées par l'état du circuit de reconstitution de porteuse ce qui amène l'avan- tage important suivant: - un tel dispositif, associé à un démodulateur utilisant notamment le dispositif de récupération de porteuse décrit dans le brevet N O 83 03 688 déposé le 7 mars 1983 au nom de la demanderesse et comportant une CAG, égalise même en l'absence de synchronisation de la porteuse reconstituée avec la porteuse reçue. Un autre avantage de l'invention est que le dispositif de récupération de porteuse bénéficie de l'égalisation. Selon une première caractéristique de l'invention les fil- tres de correction sont formés d'éléments variables travaillant à la fréquence porteuse. Cette première caractéristique amène l'avantage qu'il n'y a pas lieu de prévoir une voie en phase et une voie en quadrature et de circuits d'égalisation pour chacune des ces voies. Selon une deuxième caractéristique de l'invention, le cir- cuit de correction est formé d'un deuxième circuit de démodulation -3coopérant avec un circuit d'oscillation à fréquence prédéterminée égale à la valeur nominale de la fréquence de porteuse, de circuits d'égalisation opérant sur les signaux de sortie du deuxième circuit de démodulation et d'un circuit de modulation coopérant avec ledit circuit d'oscillation à fréquence prédéterminée pour fournir des signaux d'entrée du premier circuit de démodulation. Cette caractéristique amène l'avantage que le circuit d'égalisation travaille à des fréquences plus basses, ce qui peut faciliter la réalisation de ce circuit de correction lorsqu'on envi- sage la nécessité de beaucoup d'éléments variables tout en mainte- nant l'indépendance des paramètres variables de l'égaliseur vis à vis de l'état du système de récupération de porteuse. La description suivante faite en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple non limitatif, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 montre un schéma d'un dispositif d'égalisa- tion conforme à l'invention. Les figures 2 a à 2 g montrent des exemples de réalisation de circuit de correction convenant pour des dispositifs d'égalisa- tion conformes à l'invention. La figure 3 représente la répartition des états pour un signal d'entrée modulé selon la modulation MAQ 16. La figure 4 montre un schéma du mode de réalisation pré- féré d'un dispositif d'égalisation conforme à l'invention. La figure 5 montre un mode de réalisation possible d'un circuit de traitement convenant pour le dispositif d'égalisation de la figure 4. La figure 6 montre un schéma de l'organe de commande de l'amplificateur CAG. La figure 7 montre un exemple de réalisation du circuit de commande faisant partie du dispositif de la figure 4 - La figure 1 représente un dispositif d'égalisation con- forme à l'invention A la borne 1 on reçoit des signaux d'entrée présentant une modulation en phase et en amplitude d'une porteuse. Ce signal est dégradé par le bruit et perturbé par la transmission. 2546010- -4- Pour obtenir une démodulation convenable au moyen du démodulateur 2, on a prévu un circuit de correction 3 dont l'entrée est reliée à la borne 1 et dont la borne de sortie 5 est connectée à l'entrée du démodulateur 2 Les signaux de sortie de ce démodulateur dispo- nibles à ses sorties P et Q sont la projection de l'amplitude du signal à la borne 5 sur les composantes en phase P et en quadra- ture Q du signal de sortie d'un oscillateur 10. Un circuit de traitement 11 fournit par l'intermédiaire d'un filtre passebas 12 un signal de correction à l'oscillateur 10 comportant à cet effet une commande de fréquence; ce circuit fournit aussi sur une borne de sortie 15 les données en bande de base pour l'utilisation et aussi des signaux en bande de base pour un circuit de commande 20 qui agit sur les éléments variables que comporte le circuit 3. Conformément à l'invention le circuit de correction fait correspondre à un signal d'entrée x(t) en fréquence porteuse, fonc- tion continue du temps, un signal de sortie v(t) en fréquence por- teuse, fonction continue du temps selon la relation: M i#ú i N ( 1)v(t) = r 2 e 2 v(t-r L) + I pj x(t-Tj) e ú=l j:O o r, t, pj, j peuvent être des éléments variables, et Tj,T sont des retards fixes et M et N des constantes. La figure 2 a montre un circuit de correction convenant pour le dispositif d'égalisation conforme à l'invention C'est un filtre transversal FT Dans ce cas il faut considérer r O = O pour tout Z dans la formule ( 1) Ce circuit est constitué à partir d'un montage en cascade de N éléments de retard amenant respectivement un retard 1 ' T 2 ' T 3 '' TN Entre la borne 1 et l'élément de retard amenant un retard Tl, on a prévu un point de branchement sur lequel est connecté un élément multiplicateur par un paramètre variable p O suivi d'un déphaseur variable par $ D'une façon identique, entre les éléments à retard (T 1, T 2) (T 2, t) (t Y ') ( TN) ainsi qu' à la sortie de l'élément (TN) sont prévus différents points de bran- chement sur lesquels sont connectés respectivement des éléments multiplicateur (Pl, 2 P 2 P 3, PN) suivis de déphaseurs variables -5- (fi' Q 2 ' f 3 ON) Un sommateur 20 fournit à la borne 5 la somme des signaux issus de ces différentes branches. La figure 2 b montre un circuit de correction ayant une fonction récursive FR, c'est-à-dire que dans la formule ( 1) il faut considérer pi = O pour tout j = 1 à N et Ta = Pour éviter tous problèmes de contrôle de la stabilité de structures récursives, des mises en cascade de structures à un seul élément à retard sont uti- lisées; cette structure se compose d'un sommateur 21 La sortie de ce sommateur est reliée à une de ses entrées par l'intermédiaire d'un déphaseurk variable (t), d'un élément multiplicateur par un paramètre (r) et d'un élément à retard (T), l Pentrée est reliée à la borne 1 tandis que sa sortie est reliée à la borne 5. La figure 2 o montre un circuit de correction ayant aussi une structure récursive FR'; elle est formée par le montage en cas- cade d'une pluralité de structures FR. Les figures 2 d et 2 e montrent un circuit de correction formé d'un filtre transversal FR monté en cascade avec une structure récursive de type FR (figure 2 d) ou avec une structure récursive de type FR' (figure 2 e). La figure 2 f montre un circuit de correction ayant une structure dite canonique -Cette structure est élaborée autour d'un montage en cascade d'éléments de retard (T', T") Ce montage est utilisé à la fois pour former une structure transversale et pour former une structure récursive La structure transversale com- porte, outre ce montage, un sommateur 22 pour effectuer la somme des signaux issus de différentes branches connectées en différents points du montage, ces branches comportant des éléments déphaseurs variables $', À" et des éléments multiplicateurs p' et pl' La structure récursive comporte, outre le montage d'éléments de retard, un sommateur 23 dont la sortie est connectée à une entrée du som- mateur 22 et qui effectue la somme du signal à la borne 1 et des signaux issus d'une branche de préférence dans laquelle sont insé- rés un élément déphaseur variable 4 et un élément multiplicateur r. La figure 2 g montre un circuit de correction qui travail- le en bande de base mais qui obéit à la relation ( 1) Il se compose -6tout d'abord d'un démodulateur à quadrature 30 dont on a détaillé la structure Ce démodulateur est formé, comme cela est bien connu, de deux démodulateurs élémentaires 31 et 32 dont une entrée est reliée à la borne 1; l'autre entrée du modulateur 31 est reliée à la sortie d'un oscillateur à quartz 35 et l'autre entrée du modulateur 32 à la sortie d'un déphaseur 36 déphasant de 90 le signal de sortie de l'oscillateur 35 La sortie P de ce détecteur est constituée par le sortie du modulateur 31 et la sortie Q par celle du modulateur 32. Les références 40, 41, 42, 43 indiquent des circuits d'égalisation à paramètres variables qui peuvent être du type transversal, récur- sif Les entrées des circuits 40 et 41 sont reliées à la sor- tie P du démodulateur 30, tandis que les entrées des circuits 42 et 43 sont reliées à sa sortie Q Les sorties des circuits 40 et 42 sont reliées aux entrées d'un additionneur de signaux 45, les sor- ties des circuits 41 et 43 aux entrées d'un autre additionneur 46. Les signaux de sortie des additionneurs sont remodulés à la fré- quence de l'oscillateur 35 par un modulateur à quadrature 50 Ce modulateur 50 est formé de deux modulateurs élémentaires 57 et 58; les deux entrées du modulateur 57 sont reliées respectivement à la sortie de l'additionneur 45 et à la sortie de l'oscillateur 35; les deux entrées du modulateur 58 sont reliées respectivement à la sor- tie de l'additionneur 46 et d'un déphaseur 60 déphasant de 900 le signal de sortie de l'oscillateur 35 Les sorties des modulateurs 57 et 58 sont reliées aux entrées d'un additionneur 62 dont la sor- tie est reliée à la borne 5 La fréquence de l'oscillateur 35 est égale à la fréquence nominale de la fréquence porteuse des signaux considérés à la borne 1. Les différents éléments variables pj, fj Y r et Ci sont réglés au moyen du dispositif de commande 20 en utilisant, comme cela sera expliqué en détail par la suite, un algorithme dérivé de l'algorithme du gradient pour rendre minimum l'erreur quadratique moyenne des signaux en bande de base. A partir de l'erreur instantanée e les différents élé- ments sont ajustés de la manière suivante: â-e 7 k+l =k PA L, D "i r+ 1 rk C+e 1 L'ndc k iondiu d esonc ionsas avec, par S emparuevaer Tegl A (XY = 6 S sgn 'X' = C ',y B) = c sgn ( +) D c S et c étant des constantes positives et o la fonction sgn est telle que sgn x=l 1 si x > 0 sgn x=;-l sinon. ou encore A (Xy = C (+ Y + 36 S siO z+ t S si si j i 7 f 6 i -8 36 S si 7 " -Y f B (','Y D (X,') O i 3 8 8 c si O - r 4-+ 511 * csi iff >,I(X,y)I > 6, c:constantes positives ' -8- Avant d'expliquer plus en détail le mode de réalisation préféré d'un dispositif d'égalisation conforme à l'invention, on rappelle les principes de la modulation MAQ 16 qui est celle des signaux appliqués à l'entrée de ce dispositif préféré conforme à l'invention. Cette modulation MAQ 16 est une modulation à 16 états; ces états sont repérés sur la figure 3 par El, E 2, E 3,, E 16; l'état El est caractérisé par des signaux d'amplitude " 1 " rappor- tée sur les composantes P et Q, l'état E 3 par des signaux d'ampli- tude " 3 " rapportée sur les composantes P et Q, l'état E 2 par des signaux d'amplitudes " 3 " et " 1 " rapportées respectivement sur les composantes P et Q et l'état E 4 par des signaux d'amplitudes " 1 " et " 3 " rapportées respectivement sur les composantes P et Q Les états E 5, E 6, E? et E 8 occupent des positions symétriques, par rap- port à la composante Q aux états El, E 4, E 3 et E 2 Quant aux états E 9, E 1 O, Ell, E 12, E 13, E 14, E 15 et E 16, ils occupent des positions symétriques, par rapport à la composante P, aux états E 5, E 8, E 7, E 6, El, E 4, E 3 et E 2 respectivement. La figure 4 montre le mode de réalisation préféré d'un dispositif d'égalisation conforme à l'invention, les éléments com- muns à ceux des figures précédentes portant les mêmes références. Dans un mode de réalisation le circuit de correction est formé de deux parties 3 a et 3 b, la première est une structure trans- versale et la seconde une structure récursive La structure trans- versale est formée d'un élément déphaseur variable 4 et d'un élément multiplicateur par un paramètre p Les entrées de ces éléments sont connectées à la borne 1 La sortie de l'élément déphaseur 4 est re- liée à l'entrée d'un sommateur 20 ' par l'intermédiaire d'un élément de retard apportant un retard T La sortie de l'élément multiplica- teur p est reliée à l'autre entrée du sommateur 20 ' La partie 3 b est une structure récursive formée d'un sommateur 21 ' dont une en- trée est connectée à la sortie du sommateur 20 ' et la sortie à la borne 5 La sortie du sommateur 21 ' est reliée à son autre entrée par l'intermédiaire de l'élément déphaseur t P de l'élément multiplicateur r, et d'un autre élément de retard t Les deux parties 3 a et 3 b pré- -9- sentent des fonctions de transfert respectives G() et H(): G(M) = p + ei( 2 flt) H(v) TWZH =) Le T est choisi pour que les fonctions de transfert de ces filtres puissent ne présenter respectivement qu'un seul pôle ou qu'un seul zéro dans une bande de fréquence, par exemple i > 1 X T o l/T est égal à la fréquence de modulation. De plus, pour obtenir une estimation linéaire aisée du signal à la borne 1 aux instants multiples du retard T, on a pris pour celui-ci un demi-temps symbole soit T = T/2. Entre la borne 5 et l'entrée du démodulateur 2, il a été inséré un amplificateur 60 dit amplificateur C A G (de commande automatique de gain) dont le gain est déterminé par un organe de commande de gain automatique 61 contrôlé en fonction de la statis- tique du signal émis. La figure 5 montre en détail le circuit de traitement 11. Ce circuit est décrit dans la demande de brevet 83 03 688 déposée le 7 mars 1983 au nom de la Demanderesse Ce circuit comporte un circuit de détermination de zones 110 qui comprend un additionneur , les entrées de cet additionneur 115 étant connectées aux sor- ties P et Q du détecteur à quadrature 2 et la sortie, connectée à un circuit de décision 116, un organe de soustraction 117 dont l'entrée (+) est connectée à la sortie Q, dont l'entrée (-) est connectée à la sortie P et dont la sortie est connectée à un circuit de décision 118; le circuit 110 comprend aussi un circuit de décision 119 dont l'entrée est connectée à la sortie Q et un circuit de décision 120 dont l'entrée est connectée à la sortie P Les circuits 116, 118, 119 et 120 fournissent un signal logique de valeur " 1 " lorsque le signal à leur entrée est supérieur à " O " et la valeur logique " O "' si le signal ne l'est pas Les valeurs logiques à la sortie appa- raissent à la cadence d'apparition des différents états du signal -10d'état Pour cela il est prévu, come cela de cadencement 125 qui fournit des signaux cadence d'apparition et ces signaux H sont circuits de décision 116, 118, 119 et 120. décision sont prévus: - le circuit 130 dont l'entrée E Q fournit un signal " 1 " pour i rieur à "+ 3 " et " O " autrement: le circuit 131 dont l'entrée ( Q fournit un signal " 1 " pour i rieur à "-3 " et " O " autrement: le circuit 132 dont l'entrée ( P fournit un signal " 1 " pour v rieur à "+ 3 " et " O " autrement: le circuit 133 dont l'entrée E P fournit un signal " 1 " pour i rieur à "-3 " et " O " autrement; le circuit 134 dont l'entrée ( Q fournit un signal " 1 " pour t rieur à "+ 2 " et " O " autrement le circuit 135 dont l'entrée E Q fournit un signal " 1 " pour t rieur à "-2 " et " O " autrement; le circuit 136 dont l'entrée E P fournit un signal " 1 " pour t rieur à "+ 2 " et " O " autrement le circuit 137 dont l'entrée E P fournit un signal " 1 " pour i rieur à "-2 " et " O " autrement. est connu, un générateur H représentant cette appliqués aux différents D'autres circuits de est connectée à la sortie un signal d'entrée supé- est connectée à la sortie un signal d'entrée infé- est connectée à la sortie un signal d'entrée supé- est connectée à la sortie un signal d'entrée infé- est connectée à la sortie mn signal d'entrée supé- est connectée à la sortie mn signal d'entrée infé- est connectée à la sortie mu signal d'entrée supé- est connectée à la sortie un signal d'entrée infé- Différents circuits logiques vont déterminer différentes zones à partir des signaux logique fournis par ces circuits de décision. Les portes "OU EXCLUSIF" 140, 141 et 142 déterminent des zones X La porte 142 est munie de deux entrées dont une est connectée à la sortie de la porte 140 et l'autre, à la sortie de la porte 141 Les deux entrées de la porte 140 sont réunies à la -11- sortie des deux circuits de décision 119 et 120 et les deux entrées de la porte 141 à la sortie des circuits 116 et 118 Ces zones X sont délimitées d'une part par les axes P et Q et d'autre part par les droites d'équation p + q = O et p q = 0 o p est la valeur d'abscisse et q la valeur d'ordonnée. Les portes "OU" 145, 146 et 147 et la porte "OU EXCLUSIF" 148 à sortie inverseuse coopérant avec la porte 142 déterminent des zones Y La porte 148 est munie d'une première entrée qui est con- nectée à la sortie de la porte 142 et une deuxième à la sortie de la porte 147 La porte 147 est munie d'une première entrée qui est con- nectée à la sortie de la porte 145 et d'une deuxième à la sortie de la porte 146; les deux entrées de la porte 145 sont reliées respec- tivement aux sorties des circuits de décision 130 et 131 et celles de la porte 146 aux sorties des circuits 132 et 133 Dans le plan P, Q les zones sont délimitées d'une part par les axes P, Q et les droites p + q = O et p q = O et d'autre part par un carré défini par les droites p = 3, p = -3, q = 3 et q = -3. Les portes "OU" 150, 151 et 152 et la porte "OU EXCLUSIF" 153 coopérant avec la porte 142 déterminent des zones Z La porte 153 est munie d'une première entrée qui est connectée à la sortie de la porte 142 et une deuxième à la sortie de la porte 152 La porte 152 est munie d'une première entrée qui est connectée à la sortie de la porte 150 et d'une deuxième à la sortie de la porte 151 Les deux entrées de la porte 150 sont reliées respectivement aux sorties des circuits de décision 134 et 135 et celles de la porte 151 aux sorties des circuits 136 et 137 Dans le plan P, Q les zones Z sont délimitées d'une part par les axes P, Q et les droites p + q = 0, p q = O et d'autre part par un carré défini par les droites p = 2, p = -2, q = 2 et q = -2. A partir des signaux de sortie des portes 142, 148 et 153 un circuit de pondération 160 fournit un signal au filtre passe- bas intégrateur de la manière suivante: aux valeurs logiques " 1 " des signaux de sortie des portes 142, 148 et 153 on affecte respectivement des valeurs positives + Px, + Py, + Pz et aux valeurs "O", -12- Px, Py, Pz. ces valeurs affectées sont ensuite additionnées par un additionneur 162. Si les valeurs de Px, Py, Pz sont telles que Px= 3,5, Py= 2 et Pz= 0,5 on définit alors des zones de pondération ZP 1, ZP 2, ZP 3, ZP 4, ZP 5 et ZP 6. A la zone Z Pl délimitée par l'axe P, la droite p q = O et la droite p = 2, la valeur "-2 " est affectée. A la zone ZP 2 délimitée par l'axe P, la droite p q = O et la droite p = 2 et la droite p = 3, la valeur "-1 " est affectée. A la zone ZP 3 délimitée par l'axe P, la droite p q = O et la droite p = 3, la valeur "-5 " est affectée. Aux zones ZP 4, ZP 5 et ZP 6 symétriques, par rapport à la droite p q = 0, aux zones ZP 1, ZP 2 et ZP 3 les valeurs "+ 2 ", "+ 1 " et "+ 5 " sont respectivement affectées. Pour les autres quadrants, la répartition des zones se détermine par des rotations successives du premier quadrant autour du point d'intersection des droites P-et Q. Il est intéressant de noter que les circuits de décision peuvent être utilisés pour fournir des signaux logiques correspon- dant aux différents états E 1 à E 16 Si on apelle FQ, FP, FQ 2, FQ 2 ', FP 2 et FP 2 ' les signaux à la sortie des circuits de décision 119, , 134, 135, 136 et 137 respectivement, un circuit de codage 170 fournit des signaux représentant les états E 1 à E 16 Le circuit de codage 170 effectue les opérations logiques suivantes. E 3 = FQ 2 FP 2 E 7 = FQ 2 FP 2 ' Ell = FQ 2 ' FP 2 ' E 15 = FQ 2 ' FP 2 E 4 = FQ 2 FP E 3 E 2 =FP 2 FQ E 3 E 1 = FP FQ E 3 E 2- E 4 E 8 = FP 2 'FQ E 7 E 6 = FP FQ 2 E 7 E 5 = FP FQ E 7 E-6 8 -13- E 12 =FP F 2 ' E 11 E 10 = FP 2 ' El E 9 = 1-1FQ E 11 1 1-2 E 16 = FP 2 FQ E 15 E 14 = FQ 2 'FQ E 15 E 13 = FP F E 15 E 14 1-6 Il est bien évident qu'à partir des circuits de déci- sion et des circuits logiques, les états peuvent être déterminés directement par des dibits; par exemple, le premier dibit d'un état donne le numéro du quadrant, ceci est obtenu par les compa- rateurs 119 et 120 et le deuxième dibit donne la place du dibit dans le quadrant ceci est obtenu par les comparateurs 134 à 137 et les portes 150 et 151. A la figure 6, on a représenté la constitution sché- * matique de l'organe de commande de gain 61 Il se compose d'un amplificateur 180 dont l'entrée est reliée au fil F 147 connecté en sortie de la porte OU 147; la sortie de cet amplificateur est connectée à une extrémité d'une résistance 181 dont l'autre extrémité est reliée à la masse par l'intermédiaire d'un montage en parallèle d'un condensateur 182 et d'une autre résistance 183. Ce montage est connecté à une entrée d'un amplificateur différen- tiel de gain G 185 dont l'autre entrée reçoit une tension de réfé- rence C'est la tension de sortie de cet amplificateur 185 qui fixe le gain de l'amplificateur de commande de gain 60. Les signaux actifs sur le fil F 147 indiquent des don- nées régénérées ayant au moins une de leur coordonnée supérieure aux valeurs maximales (états E 3, E 7,) Au moyens de ces signaux actifs, l'organe 61 maintient à une valeur de consigne, fonction de la statistique des signaux émis, la proportion des états régénérés ayant cette propriété. A la figure 7, on montre en détail la réalisation du cir- cuit de commande 20 Les entrées du circuit 20 sont constituées par les données régénérées et du signal d'erreur entre le signal reçu et la valeur nominale de ce signal correspondant à ces données régé- nérées Il se compose d'un ensemble de circuit de retard de valeur -14multiple de T dont l'entrée est reliée à l'entrée d'un circuit échantillonneur 202 commandé par les signaux H du générateur de cadencement 125, les sorties de ce circuit-échantillonneur ser- vent à transmettre un code d'adresse pour deux mémoires à lee- ture seule 205 et 206 A ces codes d'adresse vont correspondre des mots de commande Les mots de commande issus de la mémoire 205 sont utilisés pour le réglage des paramètres 4 et p de la partie 3 a et ceux issus de la mémoire 206 pour les paramètres et r de la partie 3 b Ces mots de commande ne sont pas utilisés tels quels Ainsi c'est le contenu d'un compteur-décompteur 207 qui détermine complètement la valeur À; d'une manière similaire, c'est un autre compteur-décompteur 208 qui détermine la valeur,. Deux éléments binaires des mots de commande issus des mémoires 205 et 206 suffisent à commander les compteurs 207 et 208 Un élément binaire transmis par un fil CPH connecté en sortie de la mémoire 205 autorise ou non, selon sa valeur, au moyen d'une porte ET 209 le passage d'un signal d'horloge H pour la progres- sion du compteur-décompteur 207 De la même manière, un élément binaire transmis par un fil CPS qui interconnecte une porte ET 210 avec une sortie de la mémoire 206 autorise ou non, selon sa Valeur, le changement du contenu du compteur-décompteur 208 Un élément binaire transmis par un fil IPH issu de la mémoire 205 met, en fonction de sa valeur, le compteurdécompteur 207 en position de comptage ou de décomptage Un élément binaire trans- mis par un fil IPS issu de la mémoire 206 met, en fonction de sa valeur, le compteur-décompteur 208 en position de comptage ou de décomptage Pour le réglage des paramètres p et r on utilise res- pectivement, un additionneur 215, 216 et une mémoire tampon 217 et 218 Ce sont les contenus des mémoires tampons 217 et 218 qui fixent les valeurs p et r; dans ces mémoires, on a la valeur de la somme entre la valeur précédente avec un incrément positif ou négatif élaboré par les mémoires 205 ou 206 Les valeurs des para- mètres È, p,, r sont réintroduites, au moins pour les éléments binaires de plus fort poids aux entrées des mémoires 205 et 206 par l'intermédiaire de l'échantillonneur 202. -15- Les mémoires 205 et 206 sont programmées pour réaliser l'estimation des fonctions A (, p), B (e,a), C (,) D en fonction des valeurs courantes des paramètres p, È, 4, r des données et du signal d'erreur, ainsi que des valeurs de données à des instants (t n T). On examine tout d'abord le cas de la mémoire 205. Si on appelle y(t) et v(t), respectivement les signaux d'entrée et de sortie de la partie 3 b, on a alors: ( 10) v(t) = y(t) + k v(t-T) o k = rein V(t) eii v(t-T) + k v(t-) + at avt av( l v(tt) kav(t-T)l at -L at k av le terme dtest dû à la variation de l'échantillonnage entrainée par une modification de r. Or le circuit de récupération 125 oeuvre pour que l'éner- gie soit maximale à l'instant d'échantillonnage, l'énergie est pro- portionnelle à: v 2 (t) = y 2 (t) + k 2 v 2 (t-T) + 2 ky(t) v(t-T) à l'instant d'échantillonnage on a a v 2 (t) = 7 t c'est-à-dire: y(t) + k av(t-T) v(t) t + a t: "t= O D'autre part, on cherche à évaluer le gradient de l'erreur e: e = v(t) v(t) o v(t) est la valeur estimée et le gradient De av(t) a(t) Dr = -Dr ar la valeur v(t) est telle que v(t) = Et lv(t)l o Et indique la valeur moyenne à l'instant t de la grandeur entre crochets. -16- -e = e= v(t-T) + k v(t-T) :-esi EtlV(t-T)l k Et l 7 r v(t-T)l Pour simplifier la réalisation, le gradient de "L'erreur n'est évalué que pour deux états crêtes distants de n T, et pour ce paramètre particulier pour deux états crêtes successifs (n = 1), c'est-à-dire les états E 3, E 7, Ell et E 15 (fig 3). L'évaluation de ce gradient est faite par: e lJ t,t-T Lar c'est-à-dire la valeur moyenne prise par celui-ci, les valeurs v étant fixées aux instants t et t-T Ett T Ie T= eh 1 > E Fv(t-T) -Et lV(t-T)l qt-T 'La: tt- T + k Et,t- _ î E t l -( Au voisinage de l'égalisation, on peut écrire en posant T = T/2 Et t T lv(t-T/2)l = lv(t) + v(t-T/2)l h(t-T/2) h(t T/2) est la valeur prise par la réponse impulsionnelle du filtre représentant la fonction de transfert globale du canal en l'absence de perturbation; cette valeur sera représentée plus simplement par h 1/2. De plus: Et lv(t-T/2)l = v(t) h 1/2 L'évaluation de ar v(t-T/2) se fait au moyen de la formule de récurrence: __ v(t-T/2) = ei v(t-T) + k av(t-T) gr Dr d'o: Ett-T r lv(t-T/2)l = ei> v(t-T) + re 2 1 lhl/2 v(t-T) + h 3/2 v(t)l + r 3 e 4 i lh 3/2 v(t-T) + h 5/2 v(t)l + 254-6010 -17- Et l v(t-T/2)l = r e 2 i' lh 3/2 v(t)l + r 3 e 4 i lh 5/2 v(t)l d'o en ne considérant que les premiers termes: Et,t T rl = ei v(t-T) lhl/2 (l + r 2 e 2 i)+ re il De la même manière que l'on a estimé la valeur du gradient de l'erreur par rapport à r, on estimera le gradient de l'erreur par rapport à ': Et,t T = Ett lire i v(t-T/2) + rein v(t-T/2) tt PUI= Ek, t T ires Et lv(t-T/2)l + irei> Et l v(t-T/2)ll et finalement Ett-T l= ir Et,t-T lrl Les grandeurs qui vont constituer le code d'adresse de la mémoire 205 vont être: 3 éléments binaires déterminant l'erreur, celle-ci est consi- dérée uniquement si le point représentant le signal reçu se trouve dans les zones hachurées de la figure 3, c'est-à-dire si ee point est tel que p et q > 131 l'erreur sera considérée avec un signe "+" ou "-" selon que ledit point se trouve situé d'un côté ou de l'autre des droites d'équation p+q=O et p-q=O. Le signal d'erreur sera élaboré par des signaux transmis par des fils F 116 et F 118 connectés aux sorties des circuits 116 et 148 et sera validé par le signal transmis par le fil F 147 connecté en sortie de la porte 147. les éléments binaires représentant les états régénérés aux instants t et t T. les éléments binaires de plus fort poids pour déterminer les valeurs p et r. On examine maintenant le cas de la mémoire 206. Si on appelle x(t) et y(t), respectivement les signaux -18- d'entrée et de sortie de la partie 3 a, on a alors: ( 20) y(t) p x(t) + ei 4 x(t-t) Les filtrages effectués par les parties 3 a et 3 b étant de type linéaire, sont commutables de sorte que l'on peut introduire la variable fictive z(t) qui serait telle que: v(t) = p z(t) + e z(t-t) On écrit: v 10(t)= z(t) B d'o: = z(t) -Et lz(t)l par récurrence, on montre: i 4 z(t) = e iv(t+T/2) pe-2 i Sv(t+T) + p 2 e-3 iv(t+ 3 T/2) p 3 e-4 i Finalement, on obtient: Ett+l l l = e-i$ lhl/2 (l+p 2 e-2 i) pe-il v(t+T) On peut montrer aussi: Eî,t+T rte Tr E Lt+ ô = ip Et,t+T Lt D'une manière semblable à l'adressage de la mémoire 205, l'adressage de la mémoire 206 sera effectué à partir des éléments binaires représentant l'erreur, des éléments binaires représentant les états régénérés aux instants t et t + T, ainsi que des éléments binaires de plus fort poids des grandeurs p et À. Bien qu'on ait décrit un mode de réalisation dans lequel le circuit de correction comporte un seul élément de retard, l'in- vention s'applique évidemment au cas o ce circuit comporte N élé- ments de retard Les données à considérer pour l'adaptaton du para- métre de rang N seront alors distantes de n T. -19- REVENDICATIONS 1 Dispositif d'égalisation en fréquence porteuse commandé à partir de la bande de base comportant un circuit de correction pour des signaux de données transmis par fréquence porteuse, un premier circuit de démodulation, coopérant avec un circuit de reconstitution de porteuse, pour transformer ces signaux de données à fréquence porteuse en signaux en bande de base et un circuit de commande pour agir sur des éléments variables dont est muni le circuit de correc- tion, à partir de l'erreur estimée sur les signaux en bande de base, caractérisé en ce que le circuit de correction fait correspondre à un signal d'entrée x(t) en fréquence porteuse, fonction continue du temps "t", un signal de sortie v(t) en fréquence porteuse, fonction continue du temps selon la relation M il N v(t) = I r e v(t-Tz) + p X(t-T) X=l j=O J o r, z, pj, %j peuvent être des éléments variables, et TYT sont des retards fixes et M et N des constantes. 2 Dispositif d'égalisation selon la revendication 1, carac- térisé en ce que le circuit de correction est formé d'éléments varia- bles travaillant à la fréquence porteuse, le rendant indépendant de l'état du système de récupération de porteuse. 3 Dispositif d'égalisation selon la revendication 1, carac- térisé en ce que le circuit de correction est formé d'un deuxième circuit de démodulation coopérant avec un circuit d'oscillation à fréquence prédéterminée égale à la valeur nominale de la fréquence de porteuse, de circuits d'égalisation opérant sur les signaux de sortie du deuxième circuit de démodulation et d'un circuit de modu- lation coopérant avec ledit circuit d'oscillation à fréquence pré- déterminée pour fournir des signaux corrigés à l'entrée du premier circuit de démodulation tandis que les signaux à corriger sont appliqués à l'entrée du deuxième circuit de démodulation. 4 Dispositif d'égalisation selon l'une des revendications 1 à 3 caractérisé en ce qu'il est prévu un amplificateur placé en amont du premier circuit de démodulation muni d'une commande de gain reliée à un organe de commande de gain pour garder constante, -20- en moyenne la proportion de signaux ayant au moins une de leur coor- donnée supérieure à la valeur maximale nominale. Dispositif d'égalisation selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le circuit de commande est formé de moyens pour la mise en oeuvre d'un algorithme dérivé de l'algorithme du gra- dient stochastique réalisé à l'aide d'un circuit de mémoire morte dont les codes d'adresses sont constitués par un premier code repré- sentant la valeur des éléments variables par un deuxième code et un troisième code élaborés à partir du premier circuit de démodulation, le deuxième code représentant la donnée fournie, le troisième code, la valeur de l'erreur et par un quatrième code fourni par une mémoire de retard de n T ( 1/T étant la fréquence de transmission des données) dont les entrées reçoivent les troisième et quatrième codes, un cir- cuit d'échantillonnage étant prévu pour fournir à la mémoire morte les codes au rythme des données transmises, tandis que les codes de sortie de la mémoire morte sont utilisés pour fixer la valeur des éléments variables selon ledit algorithme dérivé. 6 Dispositif d'égalisation selon l'une des revendications 1-à 5, caractérisé en ce que le circuit de correction établit une relation de correspondance: v(t) = reit v(t-T/2) + pe x(t-T/2) + x(t) o r, i, p, + sont les éléments variables,1/T la fréquence de transmission des données. 7 Dispositif d'égalisation selon la revendication 4 ou 5 pour lequel les signaux de données sont modulés selon la modula- tion MAQ, caractérisé en ce que le circuit de commande comporte des moyens de sélection pour ne considérer que des états crgtes séparés par des instants n T, les états crêtes étant des états dont l'ampli- tude est la plus grande.