Brevet FR2542522A1 — publié le 19840914

DISPOSITIF D'ALIMENTATION A DECOUPAGE FOURNISSANT PLUSIEURS TENSIONS CONTINUES STABILISEES La présente invention concerne un dispositif d'alimentation à découpage ou convertisseur statique continu-continu du type dit à accumulation (appelé "flyback" dans la littérature anglo-américaine), fournissant plusieurs tensions continues stabilisées de manière isolée du réseau alternatif alimentant à travers un redresseur le circuit de découpage (ou hâcheur), -ainsi qu'éventuel lement l'une de l'autre. Un dispositif d'alimentation régulée à découpage du type "flyback" à plusieurs sorties a été décrit, par exemple, dans un article de HETTERSCHEID et VAN SCHAIK, aux pages 203 à 212 de la revue US "IEEE TRANSACTIONS ON BROADCAST AND TELEVISION RECEIVERS", volume BTR-16, Nu 3, du mois d'août 1970, ainsi que dans les notes d'application de divers circuits intégrés monolithiques développés pour assurer la régulation des tensions par la commande du découpage, tels que ceux des types SG 1524/2524/3524, TDA 10601258112534264O ou TEA 1001, par exemple, publiées par leurs constructeurs respectifs (SILICON GENERAL, PHILIPS', SESCOSEM). Ces dispositifs d'alimentation à découpage fonctionnent généralement sur le principe de la régulation dite "amont", par le rapport cyclique (dit "duty cycle" en anglais) du découpage qui est le quotient entre la durée de l'intervalle de conduction de l'interrupteur de découpage ou hâcheur et la période de récurrence du découpage comprenant deux intervalles respectivement de conduction (fermeture) et de blocage (ouverture) successifs. Il est donc possible de faire varier le rapport cyclique, soit par la variation de l'intervalle de fermeture en maintenant la période de récurrence constante, soit par la variation de la période de récurrence en maintenant l'intervalle de fermeture constant, ou encore en faisant varier cet intervalle et cette période simultanément en sens inverse. Lorsqu'un tel dispositif d'alimentation à découpage est destiné à un récepteur ou moniteur de télévision, c'est-à-dire à un dispositif de visualisation du type télévision avec deux circuits de déviation agissant dans deux directions orthogonales, il est préférable de synchroniser la fréquence de découpage du dispositif d'alimentation avec la fréquence de balayage la plus grande, qui est celle du balayage-ligne, afin d'éviter l'apparition de structures parasites mobiles, dûes aux interférences entre les deux commutations, sur l'écran reproduisant l'image.Dans les dispositifs de visualisation du type télévision susmentionnés, on désire généralement disposer de plusieurs sources de tension d'alimentation galvaniqueinent isolées du réseau, qu'il est relativement aisé d'obtenir en rajoutant des enroulements secondaires au transformateur d'alimentation et d'isolement, dont l'enroulement primaire constitue l'inductance de découpage dans laquelle est emmagasinée l'énergie pendant la conduction de l'interrupteur. Les enroulements secondaires dont les paires de bornes respectives sont réunies par des montages redresseurs composés chacun d'une diode et d'un condensateur connectés en série, constituent ensemble des sources de tensions continues. Leurs charges respectives alimentées en tensions continues sont réunies entre les bornes de ces condensateurs.Ces enroulements secondaires restituent l'énergie emmagasinée dans l'enroulement primaire pendant la fermerture de l'interrupteur de découpage, en chargeant les condensateurs par l'intermédiaire de ces diodes qui conduisent pendant l'ouverture de ce dernier. En général, I'un des enroulements secondaires chargé par son montage redresseur fournit l'information nécessaire à la régulation amont par la variation du rapport cyclique, sous la forme d'une tension continue qui, comparée à une tension de référence constante, permet d'engendrer le signal d'erreur qui fait varier le rapport cyclique de commutation de l'interrupteur, afin de maintenir la tension de cette sortie constante en dépit des variations respectives de la tension d'entrée et du courant continue de sortie (de la charge).Toutefois, comme les charges alimentées par les autres sources qui comprennent les autres enroulements secondaires peuvent varier indépendamment de celle alimentée par la source utilisée pour fournir l'information de régulation, ces autres sources ne seront que semi-régulées (contre les variations de la tension d'entrée du dispositif, obtenue par le redressement et le filtrage de la tension alternative du réseau). Pour obtenir des tensions continues stabilisées sur toutes les sorties d'un dispositif d'alimentation à découpage, il a été proposé d'insérer entre la sortie des montages redresseurs alimentées par les autres enroulements secondaires et leurs charges respectives, des régulateurs de tension classiques, soit à ballast, soit à découpage série ou direct (dit "forward" en anglais), par exemple.De nombreux régulateurs de tension à ballast sont disponibles sous la forme de circuits intégrés monolithiques (LM 309 ou LM 320 de NATIONAL SEMICONDUCTOR), ainsi que des circuits de commande pour des régulateurs à découpage série (TL 494, 496 ou 497 de TEXAS INSTRUMENTS), mais ni leur coût, ni leur dissipation ne sont négligeables. Dans la publication FR-A-2 443 763, il a été proposé d'utiliser une régulation par des inductances à noyau saturable du type à amplificateur magnétique (décrit également aux pages 99, 100, 312, 313, 321-323 de l'ouvrage américain de HNATEK intitulé "DESIGN OF SOLID STATE POWER SUPPLIES", publié par VAN NOSTRAND REINHOLD en 1981).Dans les deux dernières publications précitées, I'inductance saturable commandée est insérée entre l'une des bornes de l'enroulement secondaire du transformateur de découpage et l'anode de la diode de redressement. L'enroulement de commande magnétiquement couplé à cette inductance, est parcouru d'un courant de prémagnétisation qui est fonction de la tension de sortie, de façon à former une boucle de régulation. Dans un tel dispositif, les coûts et les dissipations supplémentaires respectifs du composant bobiné, du comparateur de tension (intégré) et de l'amplificateur de puissance continue, attaquant l'enroulement de commande, ne sont pas négligeables non plus. L'invention a pour objet des dispositifs d'alimentation à découpage du type "flyback" munis de circuits de régulation des tensions de sortie non-régulées, réalisables à l'aide d'un faible nombre de composants discrets peu coûteux et agencés de manière à ne dissiper que peu d'énergie inutilement. Suivant l'invention, un dispositif d'alimentation à découpage du type à accumulation, avec isolement par rapport au réseau, du type dans lequel un premer enroulement secondaire d'un transformateur d'alimentation fournit, à travers un montage redresseur classique à une alternance, une information de régulation à l'entrée de régulation d'un circuit de commande du découpage, et comprenant, en outre, au moins un autre enroulement secondaire devant chacun fournir par l'intermédiaire d'un autre montage redresseur et d'un montage régulateur, au moins une autre tension continue stabilisée, est principalement caractérisé en ce que cet autre enroulement secondaire alimente un circuit de régulation comprenant un thyristor dont le trajet anode-cathode est inséré entre l'une des bornes de cet autre enroulement et une cellule de filtrage muni d'un condensateur d'entrée, et dont la gâchette est réunie à son anode par l'intermédiaire d'une diode d'isolement et d'un circuit intégrateur, ce circuit intégrateur comprenant une diode Zener qui limite la tension aux bornes du condensateur d'intégration dont l'armature positive est couplée à la gâchette du thyristor de telle sorte que, lorsque la différence entre la tension aux bornes du condensateur d'intégration et celle aux bornes du condensateur d'entrée atteint la tension d'amorçage du thyristor, celui-ci commence à conduire un courant chargeant le condensateur d'entrée, avec un retard variable par rapport au début de l'alternance positive de la tension aux bornes de cet autre enroulement, qui est fonction de l'impédance de la charge de façon à alimenter cette dernière par une tension continue de sortie déterminée par la diode Zener. L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses objets, caractéristiques et avantages ressortiront de la description qui suit et des dessins annexés s'y rapportant, donnés à titre d'exemple, sur lesquels: - la figure 1 est un schéma simplifié, en partie de principe et en partie synoptique, d'un dispositif d'alimentation à découpage du type à accumulation (ou "flyback") avec isolement du réseau dans lequel un enroulement secondaire non-régulé du transformateur d'alimentation et d'isolement alimente un circuit de redressement et régulation combinés, suivant un premier mode de réalisation de l'invention; - les figures 2 et 3 représentent schématiquement respectivement deux autres modes de réalisation du circuit de redressement et régulation combinés; et - les figures 4a à 4e représentent des formes d'onde de tensions et de courants en divers points des circuits de redressement et régulation aval combinés des figures 1 et 2. Sur toutes ces figures, les mêmes éléments ont été désignés par le même repère. Le dispositif d'alimentation à découpage représenté sur la figure 1 comporte une source de tension d'alimentation continue d'entrée VS constituée essentiellement d'un montage redresseur à une alternance, par exemple, qui comprend une diode de redressement DR et un condensateur de filtrage CF de capacité élévée. Cette source VS est alimentée sur ses bornes d'entrée PH et NE par le réseau alternatif monophasé. Ses bornes de sortie positive PO et négative NG, respectivement constituées par les deux armatures du condensateur de filtrage CF, fournissent une tension continue de l'ordre de 300 volts environ. La borne de sortie négative NG est reliée àla masse primaire MP qui n'est pas isolée du réseau et qui constitue le potentiel de référence pour le circuit de découpage CD que la source VS alimentée. Ce circuit de découpage CD ou convertisseur continu-alternatif (ou hâcheur) de type classique, comprend une inductance de découpage constituée par l'enroulement primaire PR d'un transformateur d'impulsions TI et un interrupteur de découpage ID commandé, connectés en série entre les bornes de sortie PO et NG de la source VS, ainsi qu'un circuit de commande PWM de cet interrupteur ID, dont les entrées d'alimentation AP et AN sont également respectivement réunies à ces bornes PO, NC. Le transformateur d'impulsions TI est également appelé transformateur d'alimentation et d'isolement, car on obtient, par l'intermédiaire de ses enroulements secondaires et de montages redresseurs qu'ils alimentent, des sources de tensions continues isolées du réseau. L'interrupteur de découpage ID est alimenté sur son entrée de commande EC par un signal rectangulaire fourni par la sortie du circuit PWM et destiné à le rendre alternativement ouvert et fermé. Dans le cas d'un dispositif d'alimentation à découpage à accumulation et avec isolement du réseau, I'interrupteur de découpage ID doit être à conduction unidirectionnelle, car l'énergie accumulée pendant ses intervalles de fermeture dans l'inductance de l'enroulement primaire PR, est restituée pendant ses intervalles d'ouverture consécutifs par les enroulements secondaires S1 et S2 respectivement sous la forme de courants, par l'intermédiaire d'éléments également à conduction unidirectionnelle, qui chargent des condensateurs. Sur la figure 1, l'interrupteur ID a été représenté sous la forme d'un transistor de commutation haute-tension TC, de type NPN, dont le trajet collecteur-émetteur est connecté en parallèle avec un circuit de protection (dv/dt) classique SN. L'émetteur du transistor TC est relié à la masse primaire MP, sa base est réunie à la sortie du circuit PWM et son collecteur est réuni à l'une des bornes de l'enroulement primaire PR dont l'autre borne est reliée à la borne positive PO de la source VS. Le circuit de commande du découpage PWM comprend dans ces cas non seulement un oscillateur autonome synchronisable servant à son pilotage, un modulateur de largeur d'impulsions commandé par une information de régulation appliquée à son entrée de régulation RI sous la forme d'une tension ou d'un courant continus et un étage de puissance ou d'attaque ("driver" en anglais) qui existent sous la forme de circuits intégrés monolithiques mentionnés auparavant (TDA 1060 etc., par exemple), mais également diverses sources de tensions d'alimentation stabilisées ou non, dérivées de la haute tension entre les bornes PO et NG et destinées à alimenter respectivement les divers étages du circuit intégré ainsi que la base du transistor de commutation TC. Le premier enroulement secondaire S1 du transformateur TI est relié par l'une de ses bornes A à l'anode d'une autre diode de redressement D1 dont la ca-thode est reliée à l'armature positive d'un autre condensateur de filtrage C1, I'armature négative de celui-ci étant reliée à l'autre borne B de cet enroulement SI, de façon à former une première source de tension d'alimentation de sortie TA, isolée du réseau.Les bornes de sortie E, F de la source TA respectivement reliées aux armatures positive et négative du condensateur C1, alimentent, d'une part, une première charge LD1 symbolisée ici par un dipôle à impédance variable et, d'autre part, un dispositif de transmission isolée de l'information de régulation qui est constituée par une grandeur électrique (tension ou courant) variant en fonction de la tension de sortie VEF de la source TA. Ce dispositif de transmission isolée ou d'isolement est représenté ici par un photocoupleur PC dont l'élément d'entre est une diode émettrice de lumière et l'élément de sortie un phototransistor (ou une photodiode), à couplage optique entre eux.La sortie du photocoupleur PC fournit une tension de régulation à l'entrée IR du circuit de commande du découpage PWM, qui agit sur la durée des impulsions fournies par le modulateur de largeur d'impulsion, afin d'obtenir des variations du rapport cyclique compensant celles de la tension de sortie VEF qui est ainsi régulée par l'amont contre les variations, d'une part, de l'impédance de la charge LDI et d'autre part, de la tension du réseau alternatif. Un dispositif d'alimentation à découpage faisant une utilisation analogue d'un photocoupleur pour la transmission d'une information de régulation en continu a été décrit dans la publication US-A-4 037 271, par exemple. Lorsqu'un tel dispositif d'alimentation à découpage est destiné à un dispositif dont une charge à consommation élevée, alimentée en courant continu est à fonctionnement périodique, tel qu'un circuit de balayage horizontal d'un dispositif de visualisation du type télévision, il est essentiel que l'oscillateur qui sert de pilote au modulateur de largeur d'impulsions soit synchronisé avec cette charge à variation périodique.A cette fin, une information de synchronisation sous la forme d'impulsions en provenance de cette charge sont acheminées de manière isolée (à travers un condensateur de couplage, un transformateur d'impulsions ou un photocoupleur supplémentaire) à l'entrée de synchronisation SY du circuit PWM. II est également possible de transmettre les informations de régulation (continue) et de - synchronisation (impulsionnelle) de manière conjointe par un dispositif de transmission isolée unique (par addition de l'une à l'autre ou par modulation de la seconde par la première). La synchronisation permet d'éliminer les interférences visibles mobiles, qui seraient dûes à l'asynchronisme des commutations de puissance. Lorsque le second enroulement secondaire S2 alimente, par l'intermédiaire d'un montage redresseur analogue à celui relié au premier S1, une seconde charge variable LD2 dont la variation de la consommation de courant (ou d'impédance) est différente de celle de la première LD 1, la tension continue d'alimentation de la seconde charge LD2 n'est que semi-régulée. Le but de l'invention est de doter un dispositif d'alimentation classique, du type décrit ci-dessus, d'un circuit de redressement et de régulation aval CRA peu coûteux et facile à mettre en oeuvre, pour obtenir à partir des autres enroulements secondaires, des tensions régulées. Les bornes d'entrée 1 et 2 du circuit CRA sont respectivement reliées à celles du second enroulement secondaire 52, d'où elles reçoivent une tension d'entrée alternative V12 sans composante continue. La borne d'entrée 2 est directement reliée à la borne de sortie négative 3 et, éventuellement, à la masse secondaire MS (châssis de l'appareil alimenté) ou froide, seule accessible à l'utilisateur. La borne 1 est reliée, d'une part, à l'anode d'un thyristor 10 (ou redresseur commandé) et d'autre part, à l'anode d'une autre diode d'isolement 11. La cathode de l'autre diode 11 est reliée par l'intermédiaire d'une première résistance 13 à la cathode d'une diode Zener (ou à avalanche) 14 dont l'anode est reliée à la borne 2. La jonction de la première résistance 13 avec la cathode de la diode Zener 14 est reliée à l'une des bornes d'une seconde résistance 15 dont l'autre borne est reliée, d'une part, à l'une des bornes d'un autre condensateur 16 et d'autre part, à la gâchette du thyristor 10. La gâchette du thyristor 10 est réunie, par ailleurs, à sa cathode par une résistance gâchette-cathode 17 qui, dans les thyristors de puissance, est généralement intégrée à sa struture.L'autre borne de l'autre condensateur 16 est reliée à la borne 2 et à l'anode de la diode Zener 14. La cathode du thyristor 10 est reliée à l'armature positive d'un condensateur 18 de forte capacité, faisant partie d'une cellule de filtrage 19. Cette cellule de filtrage 19 est, de préférence, du type it, c'est-à-dire que l'armature positive du condensateur 18 est réunie au moyen d'une inductance 20 à l'armature positive d'un autre condensateur 21 de forte capacité, qui est également reliée à la borne de sortie positive 4 du circuit de redressement et régulation aval combinés CRA. Les armatures négatives des deux condensateurs 18 et 21 de la cellule de filtrage 19 sont reliées ensemble à la jonction entre la borne d'entrée 2 et la borne de sortie négative 3. La tension continue V42 entre les bornes de sortie 4 et 2, qui alimente la seconde charge LD2, est, d'une part, stabilisée à une valeur moyenne légèrement inférieure à la tension de Zener Vz de la diode Zener 14 qui se trouve dans le circuit de gâchette du thyristor 10 et d'autre part, sensiblement débarassée de ses ondulations ("ripple" en anglais), encore présentes aux bornes du premier condensateur ou condensateur d'entrée 18 de la cellule de filtrage 19. Le fonctionnement du circuit de redressement et de régulation aval CRA de la figure 1 sera expliquée ci-après, avec référence aux figures 4a à 4d. La figure 4a est un diagramme de forme d'onde de la tension V12 entre les bornes 1 et 2 du second enroulement secondaire S2 qui montre que le dispositif d'alimentation à découpage du type "flyback" fonctionne dans le mode de la décharge complète du transformateur d'alimentation TI. A l'instant tQ, le transistor de commutation TC est conducteur et la tension V12 est négative. A l'instant tl, le transistor TC est bloqué et la tension V12 s inverse et devient positive. Les diodes de redressement D1 et 11 conduisent dès lors des courants décroissants qui chargent respectivement les condensateurs C1 et 16. La forme d'onde de la tension V16 aux bornes du condensateur 16, qui est appliquée à la gâchette du thyristor 10, a été représentée sur la figure 4b en pointillé (tirets) et celle de la tension V18 aux bornes du premier condensateur 18 de la cellule de filtrage 19 qui est appliquée à la cathode du thyristor 10, a été représentée sur cette même figure par un trait plein. La tension gâchette-cathode VGK du thyristor 10 est donc la différence entre les tensions V16 et V18 (VGK = V16 V1 V18) La figure 4c illustre les formes d'onde respectives des courants I11 dans la diode 11 en tirets et 1i0 dans 4e thyristor 10, en trait plein. A partir de l'instant tl, la diode 11 charge le condensateur 16 qui se trouve initialement à une tension V16 (tl) qui est sensiblement égale à celle V18 (tl) aux bornes du condensateur 18. La tension gâchette-cathode VGK (tl) est donc sensiblement nulle et le thyristor 10 reste bloqué. Le condensateur 16 forme avec les résistances 13 et 15 en série un circuit intégrateur qui assure la charge de celui-là avec une constante de temps (R13 + R15) C16, jusqu'à ce qu'à la jonction entre les résistances 13 et 15 la tension de claquage VZ de la diode Zener 14 soit atteint. Lorsque la tension Vz est atteinte, le condensateur 16 continue à être chargé avec une constante de temps réduite R15 C16, jusqu'à ce que V16 devienne sensiblement égale à Vz.En même temps, la tension V18 aux bornes du condensateur 18 (et sur la cathode du thyristor 10) continue à décroître jusqu'à l'instant t2, lorsque la tension gâchette-cathode VGK (t2) = V16 - V18 du thyristor 10 devient égale à sa tension d'amorçage VGKT. A partir de l'instant t2, le thyristor 10 se met à conduire un courant Ill de forme sensiblement triangulaire et linéairement décroissant (dû à l'inductance de l'enroulement S2) qui entraîne une augmentation de la tension V18 aux bornes du condensateur jusqu'à son annulation à l'instant t3.Au même instant t3, l'énergie accumulée pendant la conduction du transistor TC dans le noyau magnétique du transformateur TI disparaît et la tension V12 devient nulle jusqu'à la remise en conduction du transistor TC à l'instant t4, qui rend la tension V12 négative. A partir de l'instant- t3 et jusqu'au prochain amorçage du thyristor 10 à l'instant t2 + T, la tension V18 décroît de V18 max à V18 min sensiblement linéairement, car le condensateur 18 est déchargé par un courant passant par l'inductance de filtrage 20 vers la seconde charge -LD2. A l'instant + t3, le courant 11l passant par la diode 1 1 à travers la résistance 13 et la diode Zener 14 devient nul et cette dernière devient un circuit ouvert, parce que la tension V18 max reste toujours inférieure à A partir de l'instant t3 et jusqu'à l'instant tl + T, oU la tension V12 devient positive, la tension V16 suit les variations de la tension V18. On peut donc voir qu'un tel redresseur régulateur présente un fonctionnement cyclique avec une période T imposée par l'oscillateur inclus dans le circuit de commande PWM ou par l'information de synchronisation. Il paraît clair que le nombre de spires du second enroulement secondaire S2 par rapport à celui de l'enroulement primaire PR du transformateur TI, doit être choisi de telle sorte que l'amplitude V12p de l'alternance positive de la tension V12 (fig. 4a) soit supérieure à Vz, pour que le circuit de redressement et régulation aval CRA puisse fonctionner. En résumé, l'apport d'énergie au condensateur d'entrée 18 est fonction du retard entre l'instant t1 où g > il la tension V12 devient positive et l'instant t2 de l'amorçage du thyristor 10 et ce retard t2-tl est principalement dûe à l'ondulation de la tension V18 (voir fig. 4b). Sur Sus la figure 2, on a représenté schématiquement un autre mode de réalisation CRB du circuit de redressement et régulation aval de la figure 1, dans lequel on a-remplacé la diode Zener 14 (fig. 1) par un élément 140 appelé diode Zener programmable qui, outre sa cathode et son anode, comprend une troisième électrode 141 dite de référence (ou de programmation) qui permet de faire varier sa tension cathode-anode ou Zener, en fonction inverse de la tension de référence VR appliquée entre l'entrée de référence 141 et l'anode. Une telle diode Zener pragrammable 140 a été décrite dans un article de STARLIPER intitulé "PROGRAMMABLE ZENER DIODE APPLICATIONS", paru dans la revue américaine "ELECTRONIC WORLD", Vol. 85, N 8, de juin 1971, ou dans la notice ("data sheet") concernant un dispositif à semiconducteur du type Tl 431 de TEXAS INSTRUMENTS, appelé également "régulateur parallèle de précision ajustable" ("adjustable precision shunt regulatorl en anglais). La tension de référence VR d'une telle diode Zener programmable 140 est prélevée entre les bornes du condensateur d'entrée 18 au moyen d'un potentiomètre variable composé d'unie résistance fixe 22 réunie entre la jonction de l'anode de la diode 140 et son entrée de référence 141 et d'une résistance ajustable 23 reliée entre celle-ci et la jonction de la cathode du thyristor 10 et de l'armature postive du condensateur 18. Le curseur 24 de la résistance variable 23 (rhéostat) fournit donc une fraction réglable de la tension V'18, de sorte que la tension Zener programmable Vzp entre l'anode et la cathode varie en sens inverse de l'ondulation de V'18. Les tensions VR et VZp ont été respectivement représentées par des tirets et en trait plein, sur la figure 4d, et les tensions V'16 et V'18 aux bornes des condensateurs 16 et 18 de la figure 2, sur la figure 4e. Comme la décroissance de la tension V'18 entre t3 et t5 + T engendre une augmentation inverse de la tension Zener programmable Vzp, l'amorçage du thyristor 10 résultant d'une chute de V'18 et d'un accroissement concomitant de V'16, à l'instant t5 ou t5 + T, est donc beaucoup plus franc et les fluctuations ("jitter") du retard t5 - tl sont notablement réduites. Un troisième mode de réalisation du circuit de redressement et régulation aval a été représenté schématiquement sur la figure 3. Dans le circuit de la figure 3, la cathode de la diode 11 est reliée à une borne d'une autre première résistance 130 d'intégration dont l'autre borne est directement reliée à une borne du condensateur d'intégration 160 et à la cathode de la diode Zener programmable 140. L'anode de la diode Zener 140 est directement reliée à l'autre borne du condensateur 160. La jonction entre la résistance 130, le condensateur 160 et la cathode de la diode Zener 140, est reliée, d'une part, à l'anode d'un second thyristor 25 (de faible puissance) et d'autre part, à la cathode d'une seconde diode Zener 26 simple, dont l'anode est reliée à la gâchette du second thyristor 25 et réunie par l'intermédiaire d'une autre résistance gâchette-cathode 27, à la cathode de celui-ci.La cathode du second thyristor 25 est réunie, par l'intermédiaire d'une résistance de limitation dé courant 28, à la gâchette du premier thyristor 10. La tension Zener VZ26 de la seconde diode Zener 26 s'ajoute donc à celle V"18 aux bornes du condensateur d'entrée 18 de la cellule 19. Lorsque la tension V160 aux bornes du condensateur d'intégration 160 devient égale à V"18 + Z2 + VGKT (cette dernière étant la tension d'amorçage du premier thyristor 10), qui doit être inférieure ou égale à Vzp à cet instant, les deux thyristors 25 et 10 sont amorçés en cascade. La résistance 27 permet de limiter la sensibilité du second thyristor 25 et la résistance 28 le courant de gâchette du premier 10. Les trois modes de réalisation du circuit de redressement et régulation aval peuvent être utilisés dans un dispositif d'alimentation à découpage du type à accumulation (!'flyback") ayant plus de deux enroulements secondaires, pour obtenir plusieurs sources de tension régulées, isolées du réseau et, éventuellement, I'une de l'autre. REVENDICATIONS 1. Dispositif d'alimentation à découpage du type à accumulation, avec isolement par rapport au réseau, du type dans lequel ûn premier enroulement secondaire (Sl) d'un transformateur d'alimentation (Tl) fournit, à travers un montage redresseur classique à une alternance (D1, C1), une information de régulation à l'entrée de régulation d'un circuit de commande du découpage (PWM), et comprenant, en outre, au moins un autre enroulement secondaire (52) devant chacun fournir par -l'intermédiaire d'un autre montage redresseur et d'un montage régulateur, au moins une autre tension continue stabilisée, caractérisé en ce que cet autre enroulement secondaire alimente un circuit de régulation comprenant un thyristor (10) dont le trajet anode-cathode est inséré entre l'une des bornes de cet autre enroulement (S2) et une cellule de filtrage (19) muni d'un condensateur d'entrée (18), et dont la gâchette est réunie à son anode par l'intermédiaire d'une diode d'isolement (11) et d'un circuit intégrateur RC (13, 15, 16), ce circuit intégrateur (13, 15, 16) comprenant une diode Zener (14) qui limite la tension aux bornes du condensateur d'intégration (16) dont l'armature positive est couplée à la gâchette du thyristor (10) de telle sorte que, lorsque la différence entre la tension (V16) aux bornes du condensateur d'intégration (16) et celle (V 18 > aux bornes du condensateur d'entrée (18) atteint la tension d'amorçage du thyristor (10), celui-ci commence à conduire un courant (1610) chargeant le condensateur d'entrée (18) avec un retard variable par rapport au début de l'alternance positive de la tension aux bornes de cet autre enroulement (S2), qui est fonction de l'impédance de la charge (LD2), de façon à alimenter cette dernière par une tension de sortie (V43) déterminée par la diode Zener (14). 2. Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la diode Zener est remplacée par une diode Zener programmable (140) comportant une entrée de référence (141) qui est alimentée par une fraction ajustable de la tension (V'18) entre les bornes du condensateur d'entrée (18) de la cellule, de telle sorte que sa tension de Zener programmée (VZp) varie en sens inverse de l'ondulation de cette tension (V'lg), la tension de sortie étant alors fonction de la tension de Zener maximale (Vzpmax) qui limite la tension (vol6) aux bornes du condensateur d'intégration (16). 3. Dispositif suivant l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le condensateur d'intégration (160 > est réuni à la gâchette d'un thyristor (10) au moyen du trajet anode-cathode d'un second thyristor (25) dont la gâchette est réunie à son anode au moyen de la jonction cathode-anode d'une seconde diode Zener fixe (26). 4. Dispositif suivant la revendication 3, caractérisé en ce que la gâchette du second thyristor (25) est réunie à sa cathode au moyen d'une résistance (27) affectant sa sensibilité à l'amorçage. 5. Dispositif suivant l'une des revendications 3 et , caractérisé en ce que la cathode du second thyristor (25) est réunie à la gâchette du premier (10) au moyen d'une résistance (28) limitant le courant de gâchette de celui-ci. 6. Dispositif suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la diode Zener (1 4), éventuellement programmable (140), est directement réunie en parallèle au condensateur d'intégration (160).