Brevet FR2543382A1 — publié le 19840928

Démodulateur de signaux porteurs d'informations binaires, modulés angulairement, à phase controlée La présente invention concerne les démodulateurs de signaux porteurs d'informations binaires, modulés angulairement, à phase contro lée, suivant des processus de modulation connus à sauts de fréquence (MSK), (FSK) ou à sauts de phase (PSK), les abréviations MSK, FSK et P5K étant respectivement les contractions des désignations anglo-saxonnes 2 linimum Shift Keing' Frequency Shift Keying" et "Phase Shift Keying" utilisées généralement pour désigner ces types de modulation. Dans les récepteurs de signaux modulés angulairement, le processus de démodulation a pour objet d'évaluer à un instant donné la fréquence du signal ou sa phase, éventuellement par rapport à celle d'un oscillateur. Ces modulateurs ont l'inconvénlent de comporter des dispositifs dasser- vissement délicats à réaliser si la modulation du signal reçu est complexe. En outre, ces démodulateurs sont conçus pour exploiter des signaux modulés en phase dont la variation de phase a lieu exclusivement pendant la durée de transmission d'un bit ou élément binaire d'information, ce qui conduit, pour des cadences de transmission élevées, à des densités spectrales très étalées limitant ainsi pour une bande de transmission déterminée le nombre de canaux qu'il est possible de transmettre. Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités, en proposant un démodulateur qui travaille non pas directement sur les écarts de phase du signal mais sur une forme équivalente, composée d'impulsions élémentaires toutes identiques, modulées en amplitude et déphasées les unes par rapport aux autres. A cet effet, l'invention a pour objet, un démodulateur de signaux porteurs d'informations binaires modulés angulairement à phase controlée, chaque signal étant représentable sous la forme d'une superposition d'impulsions élémentaires ]F (t) décalées dans le temps les unes par rapport aux autres suivant l'équation où T représente la durée de transmission d'un élément binaire d'information, n est un nombre entier relatif désignant le ne élément binaire et P n représente la phase du signal correspondant à l'élément binaire n, caractérisé en ce qu'il comprend, un organe de filtrage pour traiter le signal reçu, constitué par un filtre adapté à chaque impulsion élémentaire F (t) p et par un égalisateur pondéré pour minimiser l'intermodulation inter- symbole, ainsi qu'un démodulateur différentiel couplé à la sortie de l'organe de filtrage pour délivrer un signal dont les variations de signe correspondent aux valeurs binaires du signal dé modulé. Ainsi réalisé, le démodulateur selon l'invention permet d'effectuer des modulations du signal modulé en phase, en considérant le signal, comme un signal modulé en amplitude et filtré en tant que tel par un filtre optimum adapté à la fonction principale Fp(t) du signal. Cette disposition a pour principal avantage qu'elle permet une suppression quasitotale de l'intermodulation inter-symbole, qui est d'ordinaire inévitable avec les modulations à phase controlée, et qu'elle permet également d'obtenir un signal démodulé totalement pur, sans le phénomène de "cliks" qui apparaît généralement dans les discriminateurs de phase équipant habituellement ces démodulateurs. Le modulateur selon l'invention a aussi pour avantage que le démodulateur différentiel fournit des échantillons dont la forme est particulièrement commode à échantillonner.Chaque échantillon ne dépend pratiquement en effet, que de l'élément binaire courant et n'a pratiquement aucune inter-action avec les échantillons obtenus pour les éléments binaires les plus proches, les transitions sont régulièrement espacées et permettent d'asservir très facilement les dispositifs de synchronisation couplés au démodulateur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront également à l'aide de la description qui va suivre faite en regard des dessins annexés qui représentent - la figure 1 un schéma de principe de réalisation d'un démodulateur selon l'invention. - la figure 2 un graphique représentant l'évolution de la phase (t) d'un signal d'entrée pendant la durée d'un élément d'information binaire. - la figure 3 un graphique montrant l'évolution de la phase (t) d'un signal (FSK) intervenant dans l'expression de la fonction principale Fp(t) pendant une durée de deux éléments d'information binaire. - la figure 4 un graphique montrant l'évolution de la fonction principale F (t) d'un échantillon de signal en relation avec les variations p, de phase représentées sur les figures 2 et 3. - la figure 5 une représentation spatio-temporelle des impulsions élémentaires du signal décalées en temps et en phase les unes par rapport aux autres pour une modulation de type MSK. - la figure 6 la forme d'un échantillon de signal obtenu à la sortie du filtre adapté à la fonction principale Fp(t) de la figure 1. - la figure 7 la forme d'un échantillon de signal obtenu à la sortie du filtre transversal de la figure 1 - les figures 8 à 10 les caractéristiques de phase et d'amplitude d'un échantillon de signal dans le cas où la variation de phase due à un bit d'information a lieu sur une durée de 3 bits. - la figure 11 une représentation spatio-temporelle des impulsions élémentaires d'un signal dont les variations de phases dues à un bit d'informatioh ont lieu pendant une durée de 3 bits. - la figure 12 un mode de réalisation d'un démodulateur selon l'invention adapté à de faibles débits d'informations. - la figure 13 un mode de réalisation d'un démodulateur construit en utilisant un composant accoustique à ondes de surface. Le démodulateur représenté par le schéma de principe de la figure 1 comprend un organe de filtrage I constitué par un filtre 2 de réception du signal S(t) défini précédemment, couplé par sa sortie à l'entrée d'un circuit de démodulation différentiel 4 au travers d'un égalisateur 3 représenté à l'intérieur d'une ligne en pointillés. Le démodulateur comprend également un dispositif de décision 5 relié par son entrée à la sortie du circuit de démodulation différentiel 4 et commandé par un circuit de synchronisation 6 piloté par l'amplitude des signaux obtenus à la sortie du circuit de démodulation différentiel 4 au travers d'un commutateur 7. Le filtre 2 a une fonction de transfert qui est adaptée pour chaque configuration de signal S(t) à la fonction principale F (t) définie précédemment et p délivre par conséquent sur sa sortie un signal A(t) égal à l'auto-corrélation (F (t) x F (-t) de la fonction principale F (t) avec le signal S(t) appliqué à p, p p I'entrée du démodulateur. L'égalisateur 3 a une structure de filtre transversal et est réalisé de façon connue à partir d'une ligne à retard comprenant plusieurs tronçons disposés en série numérotés de 81 à 8n ayant chacun un retard de propagation T correspondant à la durée d'un élément binaire d'information transmis par le signal S(t).Un sommateur 9, comprenant n+l entrées, a n entrées reliées respectivement aux sorties des tronçons de ligne à retard 8 1 à 8n au travers des multiplicateurs numérotés respectivement 101 à 10n et a également une entrée couplée à l'entrée de l'égalisateur qui reçoit le signal filtré du filtre 2 par l'intermédiaire d'un multiplicateur 10o . Les multiplicateurs 10 à 10 ont n pour fonction, de pondérer la valeur des impulsions de signal fournies par chaque tronçon élémentaire de ligne à retard ainsi que l'impulsion de signal appliquée à l'entrée de l'égalisateur avant sommation par le sommateur 9, dans le but de minimiser l'intermodulation inter-symboles tout en rendant maximum le rapport signal à bruit. Le démodulateur différentiel 4, représenté également à l'intérieur d'un rectangle en pointillés, détermine la variation de phase du signal appliqué à son entrée pendant la durée T d'un élément binaire d'information, et est constitué de façon connue par un multiplicateur Il, relié par une première entrée à la sortie du sommateur 9 au travers d'une ligne à retard 12, et par une deuxième entrée à la sortie du sommateur 9 par l'intermédiaire d'un déphaseur 13 de 2. La sortie du démodulateur 4 formée par la sortie du multiplicateur 11 délivre un signal dont l'amplitude est proportionnelle à tout instant au sinus de la différence de phase existant entre le signal et sa réplique retardée de la durée d'un élément binaire par la ligne à retard 12. Le dispositif de décision 5 comprend un échantillonneur 14 qui est couplé à la sortie du multiplicateur 11 au travers d'un écrêteur 15. L'échantillonneur 14 est commandé par le circuit de synchronisation 6 qui définit les instants d'échantillonnage optimum pour lesquels l'amplitude du signal à la sortie du démodulateur est la plus élevée en valeur absolue. Le circuit de synchronisation 6 peut être piloté indifféremment, soit par les signaux sortant directement du multiplicateur 11, lorsque le commutateur 7 est sur la position marquée "a", soit par les signaux sortant de l'écrêteur 15 lorsque le commutateur est sur la position "b". Le dispositif de décision 5 examine le signe du signal fourni par le circuit de démodulation différentiel 4 à des intervalles réguliers et délivre en sortie la valeur de l'information binaire ai transmise par le signal 5(t). Le fonctionnement du démodulateur de l'invention est maintenant décrit à laide des figures 2 à 11. Les propriétés du démodulateur selon l'invention résultent d'une approche théorique de l'invention selon laquelle tout signal S(t) modulé angulairement suivant une loi binaire est représentable par l'équation Dans l'équation (1) le signal 5(t) est composé d'impulsions élémentaires de fonction principale F (t) toutes identiques modulées en amplitude et en p phase les unes par rapport aux autres. 9 n = tP n-I + an représente la variation de phase du ne bit, ou élément binaire, qui compose le signal et an est égal à + 1 ou - 1 suivant la valeur de l'information binaire transportée par le signal. an # représente la variation totale de phase du signal due à un élément binaire d'information et la fonction F (t - nT) p dépend de la manière dont est effectuée la variation de phase du signal à un instant donné. Dans l'exemple montré à la figure 2, la variation de phase # (t) du signal S(t) est linéaire en fonction du temps t, et a lieu pendant la durée de transmission élémentaire T du bit d'infoemation. La phase tp (t) varie de la valeur- 0 à la valeur # = hv dans l'intervalle (0, T), h étant l'indice propre de rotation de phase due à un bit d'information. L'exemple représenté à la figure 2 correspond à une modulation type FSK où l'information binaire 0 est caractérisée, en bande de base, par une fréquence Fo et l'information binaire 1 est caractérisée par une fréquence F1 . Dans ce cas la rotation de phase # due au passage d'un bit ou élément binaire d'information de valeur 1 est égale à 2ir (F1 - FC)T L'indice de rotation de phase h encore appelé indice de modulation est défini par 2; (F Fc)T où F c est à + et représente en est défini par rrl c où Fc est égal 2 modulation FSK la fréquence centrale de modulation.La fonction principale F (t) correspondante du signal S(t) est représentée à la figure 4 et p varie pendant la durée 2T de deux bits suivant la loi Fp(t)= sin # (t) (2) sin# où la variable t (t) est égale à # (t) dans l'intervalle (O, T) et est égale à + 'P (t - T) dans l'intervalle (T, 2T) de la manière représentée à la figure 3.On peut constater à partir de la formule (2), que la variation d'amplitude de la fonction principale F (t > du signal S(t) dépend essentiel p lement, selon chaque type de modulation, de la variation de phase due à un bit d'information et par conséquent de l'indice h de rotation de phase défini dans chaque type de modulation particulier. L'exemple de la figure 4 représente la forme d'un échantillon de signal S(t) représentée par une fonction F (t) correspondant à un indice de variation de phase égale à 0,7. p On pourra constater dans ce cas que la courbe est symétrique de part et d'autre de l'instant T, et présente deux maximums de part et d'autre de l'instant T. Dans un autre cas où par exemple l'indice de variation de phase h serait égal à 1 la fonction F (e) sera représentable par l'équation sin # (t) sinus #/2 dans l'intervalle (0, 2T) ce qui correspond à l'interprétation désormais classique de la modulation MSK. Une succession d'impulsions F (t) du signal 5(t) est représentée à p la figure 5 selon un mode de représentation spatio-temporel, formée par un trièdre orthonormé ayant deux axes X et Y par rapport auxquels sont référencés les composantes en phase et en quadrature des impulsions F (t) p et un axe des temps le long duquel sont référencés les instants de transmission iT des bits d'information. Comme la réponse fréquentielle du filtre 1 du démodulateur de la figure 1 est adaptée à la fonction principale F (t) du signal (t), le signal p obtenu correspondant à la transmission d'un échantillon F (t) en sortie du p filtre I a la forme de la courbe montrée à la figure 6 avec une largeur égale à 4 fois la durée T de transmission d'un bit d'information. Il s'ensuit, lorsque plusieurs échantillons Fp(t) du signal sont transmis à intervalle de temps réguliers espacés de la durée d'un bit T, un recouvrement entre les divers échantillons à la sortie du filtre 2 et par conséquent une production d'un phénomène d'intermodulation entre les échantillons transmis. Le filtre transversal 3 remédie à cette difficulté en ajustant les valeurs des coefficients aO à a n appliqués à l'entrée des multiplicateurs, de manière à minimiser les produits d'intermodulation entre les échantillons et obtenir en sortie du filtre 3 un signal pour chaque échantillon ayant la forme représentée à la figure 7, où l'amplitude maximum est au milieu de l'instant (- T, + T) et les amplitudes nulles apparaissant aux instants multiples de T à l'extérieur de cet intervalle. De cette façon l'échantillonnage qui est opéré, par la suite, par l'échantillonneur 5, pourra être effectué à des instants espacés de T sans qu'il y ait risque d'erreur, par inter modulation des échantillons obtenus. Le fonctionnement précédemment décrit se généralise à une modulation angulaire de type quelconque dont la variation de phase # (t), due à un bit peut avoir lieu sur un nombre L de bits. On peut démontrer dans ce cas, que la fonction principale F (t) p représentative d'un échantillon de signal peut être mise sous la forme, L-l ; sin (57 (t+iT) i=0 Fp(t)= dans l'intervalle de temps (0, (L+1)T. (sin #)L Les figures 8 à 10 représentent les caractéristiques de phase et d'amplitude d'un échantillon de signal pour le cas où L = 3. Sur la figure 8, la phase 'P (t) du signal varie de 0 à t; dans l'intervalle (0, 3T) et reste égale, à + pour t > 3T. La fonction t (t) correspondante varie de 0 à # dans l'intervalle (0, 3T) et de + à 0 dans l'intervalle (3T, 6T). La fonction F (t) varie dans ce cas, suivant une loi égale à Fp(t) = # Si p i=o où Si = ### # ######## dans l'intervalle (0,4T). Les fonctions principales F (t) décalées de T et déphasées l'une p par rapport à l'autre, constituant la suite des échantillons du signal S(t) sont représentées sur la figure 11 dans un système référentiel (X, Y, T) identique à celui de la figure 5. On vérifie dans ce cas, comme dans le cas précédent, qui correspondait au cas où dans la formule générale L = 1, que les seules fonctions principales décalées et déphasées suffisent pratiquement à elles seules à reconstituer le signal complet. La restitution du signal est affinée comme dans le cas précédent par le filtre 2 adapté à la fonction F p (t) caractérisant chaque impulsion du signal et par le filtre transversal 3 qui supprime les produits d'intermodulation. Le démodulateur de la figure 1 peut en principe fonctionner de façon satisfaisante quel que soit le niveau du signal d'entrée. Toutefois dans les réalisations pratiques dans lesquelles la modulation est effectuée à amplitude constante, il est nécessaire pour assurer une bonne réjection du bruit et une bonne régulation du niveau du signal, de placer à l'entrée du démodulateur un filtre passe-bande suivi d'un limiteur. De plus, le mode de réalisation du démodulateur qui vient d'être décrit n'est pas unique et d'autres variantes de réalisation sont également possibles en fonction notamment du débit binaire des informations transportées par le signal à démoduler.Quel que soit le type de réalisation, le démodulateur est précédé dans la chaine de réception par un filtre, ou un ensemble de filtres, qui devront avoir une phase linéaire pour ne pas apporter de distorsion au signal et une bande de bruit telle que lorsque le niveau du signal a sa valeur minimale, c'est-à-dire quand le taux d'erreur est égal au maximum acceptable, le rapport signal à bruit à l'entrée du limiteur soit supérieur à zéro décibel. Le limiteur peut être un limiteur dur qui améliore le rapport signal à bruit lorsque celui-ci est supérieur à zéro décibel tout en délivrant en sortie un signal d'amplitude constante. Ces précautions prises, permettent de ne pas distordre le signal appliqué à l'entrée du démodulateur, de le maintenir à une amplitude constante, et d'améliorer légèrement le rapport signal à bruit. Une variante de réalisation du démodulateur de l'invention est maintenant décrite à l'aide de l'exemple de réalisation montré à la figure 12, qui correspond à une adaptation du dispositif selon l'invention pour les débits faibles. L'exemple représenté à la figure 12 comprend un filtre 14 sur l'entrée duquel est appliqué un signal FI de fréquence intermédiaire transportant le signal à démoduler, couplé sur sa sortie à l'entrée d'un limiteur 15 dont la sortie est couplée à l'entrée d'un démodulateur 16 à deux voies en quadrature. Le démodulateur 16 comprend un oscillateur local 17, deux multiplicateurs 18 et 19 couplés respectivement à l'entrée de deux filtres 20 et 21. Le multiplicateur 18 a une première entrée reliée à la sortie du limiteur 15 et une deuxième entrée à une sortie 171 de l'oscillateur local 17.De façon similaire le multiplicateur 19 est couplé par une première entrée à la sortie du limiteur 15 et par une deuxième entrée à-la sortie 172 de l'oscillateur local 17, en quadrature par rapport à la sortie 17 . Les sorties des filtres 20 et 21 délivrent des signaux en quadrature sur deux voies notées respectivement Q et I. Les signaux obtenus sur chacune des voies Q et I sont appliqués respectivement aux entrées de deux convertisseurs analogique-numérique notées respectivement 22 et 23 constitués par exemple, par des circuits échantillonneursbloqueurs pour mémoriser les échantillons du signal analogique présent sur leur entrée, puis échantillonnés à raison de E échantillons par durée T de bit.Les signaux numériques fournis par les sorties des convertisseurs analogiques numériques 22 et 23 sont appliqués respectivement aux entrées de filtres adaptés, respectivement 24 et 25 qui ont pour réponse impulsionnelle une version échantillonnée au pas T/E de la fonction décrivant l'impulsion élémentaire F (t > du signal appliqué à l'entrée du p démodulateur. Les sorties des filtres 24 et 25 sont couplées respectivement aux entrées de deux égalisateurs 26 et 27, comportant chacun une ligne à retard numérique à prises espacées chacune de la longueur de transmission correspondante à la durée T d'un bit d'information du signal et un dispositif de pondération et de sommation pour former un filtre transversal identique au filtre 3 de la figure 1. Dans l'exemple de la figure 12 les filtres numériques 24, 25 et les égalisateurs 26 27 pourront être réalisés à l'aide de lignes à retard analogiques échantillonnées du type BBD ou CCD où les désignations BBD et CCD sont respectivement les abréviations des termes anglo-saxons "bucket brigade devices" et "charge coupled devices". Les sorties des égalisateurs 26 et 27 sont couplées respectivement aux deux entrées d'un démodulateur différentiel 28, une lème première entrée recevant le p échantillon Q en sortie de légalisa- p ieme teur 26 et une deuxième entrée recevant le p echantillon 1p en provenance de l'égalisateur 27. Le démodulateur 28 comprend deux lignes à retard 29 et 30 à E étages, pour réaliser un retard égal à la durée T d'un bit d'information, sur les entrées desquelles sont appliqués respectivement les pièmes échantillons Q p et 1p fournis par les égalisateurs 26 et 27. Les sorties des lignes à retard 29 et 30 fournissent par conséquent à- l'instant t = pT la valeur des échantillons 1p-E et Qp E respectivement.Les échantillons Qp-E et 1p-E sont appliqués respectivement à la premiere entrée des multiplicateurs 31 et 32 qui reçoivent respectivement sur une deuxième entrée la valeur des échantillons Ip et Q de sorte que, la p sortie au multiplicateur 31 délivre un signal qui est egal au produit Ip x Qp-E et le multiplicateur 32 délivre un signal qui est égal au produit Qp x Ip E . Un soustracteur 33 est couplé par une première entrée à la sortie du multiplicateur 31 et par une deuxième entrée à la sortie du multiplicateur 32 pour fournir sur sa sortie un signal Sp = Ip x Qp-E - QpxIp-E. Le signe de la quantité 5p renseigne sur la valeur du bit d'information p transporté par le signal, les valeurs de p à prendre en compte étant définies par un dispositif de synchronisation bit non représenté. Une autre variante de réalisation plus particulièrement applicable aux débits d'informations élevés est maintenant décrite à l'aide de l'exemple représenté à la figure 13. Le démodulateur représenté à la figure 13 comprend un composant à onde accoustique de surface (SAW) 34 comprenant une entrée E1 et deux sorties S1 et 2 , les sorties S1 et étant couplées aux entrées respectives d'un multiplicateur 35 au travers de moyens d'adaptation notés respectivement 36 et 37. La sortie du multiplicateur 35 est couplée à l'entrée d'un filtre passe-bas 38 dont la sortie S3 est couplée à des organes extérieurs au démodulateur non représentés pour effectuer la synchronisation des bits reçus et pour interpréter le signe du signal sortant du filtre 38.Le composant à onde accoustique 34 comprend un transducteur d'entrée 39, gravé de telle sorte que sa réponse impulsionnelle corresponde à celle d'un égalisateur, pour supprimer l'inter modulation inter-symboles. Il est constitué par un ensemble de transducteurs élémentaires notés 391 à 395 montés en parallèle et dont les réponses impulsionnelles individuelles correspondent à des impulsions de DIRAC, d'amplitudes variées, décalées de la durée T d'un bit d'information les unes par rapport aux autres.Le premier transducteur de sortie 40 formé des transducteurs élémentaires 401 à 414 n'intercepte que la moitié du faisceau accoustique émis par le transducteur d'entrée et a comme réponse impulsionnelle une impulsion d'enveloppe Fp(t). Le deuxième transducteur de sortie 41 intercepte l'autre moitié du faisceau d'onde accoustique et est décalé par rapport au premier d'une distance D = V(T+4F 1 ), où V représente la vitesse des ondes accoustiques et Fc la V(T+4F fréquence centrale de fonctionnement, pour obtenir le décalage en temps égale à la durée T d'un bit d'information et un déphasage de 2 entre les deux transducteurs 40 et 41.Le système ainsi réalisé permet d'obtenir en sortie du démodulateur différentiel le signal démodulé désiré dont l'amplitude est proportionnelle à la composante basse fréquence du produit des deux signaux des fréquences intermédiaires. Au premier signal correspond la fréquence intermédiaire filtrée par un premier filtre dont la réponse impulsionnelle est une impulsion de fréquence intermédiaire et d'enve loppe F (t), puis par un deuxième filtre qui est équivalent à une ligne à p'. retard à prises pondérées. Le deuxième signal passe dans un filtre identique au premier mais subit par rapport au premier signal un déphasage de 2 à la fréquence centrale et un retard de durée T correspondant au temps de transmission d'un bit d'informcltion. Les exemples qui viennent d'être donnés de modes de réalisation préférés de l'invention ne sont pas limitatifs, il va de soi que d'autres variantes de réalisation sont encore possibles sans pour autant sortir du cadre de l'invention, en particulier une famille de variantes pourra être obtenue en intervertissant les réponses impulsionnelles du transducteur d'entrée et du transducteur de sortie notamment dans l'exemple de réalisation dé la figure 13. Plusieurs variantes de réalisation du démodulateur selon l'exemple représenté à la figure 12 sont également possibles en considérant par exemple, que la fonction principale Fp(t) du signal S(t) résulte du produit de convolution de deux fonctions Fp1(t) et F (t). Dans ce cas le transducteur élémentaire d'entrée de la ligne accoustique sera déterminé pour avoir une réponse impulsionnelle adaptée au signal de fréquence intermédiaire modulé en amplitude suivant la fonction Fp1(t) et chacun des deux transducteurs de sortie aura une réponse impulsionnelle adaptée au signal de fréquence intermédiaire modulé en amplitude suivant la fonction F (t). P2 REVENDICATIONS 1. Démodulateur de signaux porteurs d'informations binaires modulés angulairement à phase controlée, chaque signal S(t) étant représentable sous la forme d'une superposition d'impulsions élémentaires F (t) p décalées dans le temps les unes par rapport aux autres suivant l'équation S(t)En exp (j (ion) F p (t - nT > , où T représente la durée de transmission d'un élément binaire d'information, n est un nombre entier relatif désignant le ne élément binaire et tP n représente la phase du signal correspondant à l'élément binaire n, caractérisé en ce qu'il comprend, un organe de filtrage (1) pour traiter le signal reçu, constitué par un filtre (2) adapté à chaque impulsion élémentaire Fp(t) et par un égalisateur (3) pondéré pour minimiser l'inter modulation inter-symboles, un démodulateur différentiel (4) étant couplé à la sortie de l'organe de filtrage (1) pour délivrer un signal dont les variations de signe correspondent aux valeurs binaires du signal démodulé. 2. Démodulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le filtre (2) de l'organe de filtrage (1) est adapté aux impulsions élémentaires du signal définies par l'équation générale L-l ; sin( t (t+iT)) i=0 Fp = (sin #)L dans l'intervalle de temps (0, (I+l)T), où L représente le nombre d'éléments binaires d'information consécutifs durant lequel la variation de phase vP n pour un élément binaire d'information n a lieu, # (t) une fonction dépendant de la variation de la phase 9 (t) du signal et étant définie dans l'intervalle (0, 2LT) et 4 la valeur de variation maximum de la phase vPn d'un élément binaire d'information donne. 3. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que l'égalisateur (3) est constitué par un filtre transversal comprenant plusieurs tronçons (81 ... 8n) de ligne à retard de même longueur, ayant chacun un retard correspondant à la durée T de transmission d'un élément binaire d'information et dont les sorties sont pondérées avant d'être appliquées respectivement aux entrées correspondantes d'un sommateur (9), la sortie du sommateur (9) étant couplée à l'entrée du démodulateur différentiel (4). 4. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, carac1érisé en ce que le démodulateur différentiel (4) délivre un signal dont la grandeur est proportionnelle à tout instant au sinus de la différence de phase existant entre le signal courant fourni à la sortie de l'organe de filtrage et le signal de l'instant précédent, séparé de l'apparu tion du signal courant de la durée T de transmission d'un élément binaire. 5. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications d à 4, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de décision (5) couplé à la sortie du démodulateur différentiel (4) pour examiner à intervalles réguliers le signe du signal fourni par le démodulateur différentiel et restituer les valeurs binaires 1 et 0 du signal démodulé. 6. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce gu'il comprend un premier démodulateur (16) pour décomposer le signal selon deux voies en quadrature (I et Q), les signaux fournis à la sortie de chacune des voies en quadrature étant appliqués aux entrées respectives d'un premier et d'un deuxième convertisseur analogique-numérique (22, 23) dont les sorties sont échantillonnées à raison de E échantillons par durée d'un élément binaire d'information, les sorties des première et deuxième convertisseurs analogiques-numériques (22, 23) étant couplées respectivement aux entrées d'un premier et dsun deuxième filtre numérique (24, 25) ayant pour réponses impulsionnelles T une version échantillonnée au pas E de la fonction décrivant l'impulsion élémentaire Fp(t), les sorties de chacun des filtres numériques (24, 25) étant couplées respectivement aux entrées d'un démodulateur différentiel (28) utilisant les échantillons Q p et Ip de signal fournis par les filtres numériques (24, 25) au travers respectivement d'un premier et d'un deuxième égalisateur (26, 27). 7. Démodulateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les premier et deuxième convertisseur analogiquenumérique (22, 23) comprennent des circuits échantillonneurs-bloqueurs pour mémoriser des échantillons des signaux analogiques fournis par les deux voies en quadrature (I et Q) du démodulateur (16) et en ce que les filtres numériques (24, 25) et les égalisateurs (26, 27) sont constitués par des lignes à retard analogiques échantillonnees. 8. Démodulateur selon les revendications 6 et 7, caractérisé en ce que le démodulateur différentiel (28) fournit sur se sortie un signal S p représentable par l'équation Sp = Ip x Qp-E - QpxIp-E où les quantités Qp - E et Ip - E désignent les échantillons de signaux présents aux sorties des égalisateurs à L'instant t = P T/E . 9 Démodulateur selon les revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'organe de filtrage (1) et l'égalisateur (3) sont constitués par un composant (34) à onde accoustique de surface comprenant un premier transducteur d'entrée (39) gravé de sorte que sa réponse impulsionnelle soit celle d'un égalisateur pour supprimer l'intermodulation de symbole;; un premier transducteur de sortie (40) et un deuxième transducteur de sortie (41) disposés de façon à intercepter chacun la moitié de l'onde accoustique générée par le transducteur d'entréeS décalée l'un par rapport à l'autre d'une distance D = V(T + 41 ) où V représente la vitesse des 4F c ondes accoustiques et F c la fréquence centrale de fonctionnement pour obtenir un decalage en temps égal à la durée T dQun élément binaire d'information transporté par le signal S(t) et un déphasage de 2 entre les 2 signaux fournis par les premier et deuxième transducteurs de sortie (40, 41), chaque premier et deuxième transducteur (40, 41) de sortie ayant une réponse impulsionnelle correspondant à l'enveloppe de l'impulsion élémen taire F (t) du signal S(t), les sorties des premier et deuxième transduc p teurs de sortie (40, 41) étant couplées aux entrées respectives d'un multiplicateur (35) dont la sortie est couplée à l'entrée d'un filtre passebas (38) qui fournit sur sa sortie les impulsions binaires démodulées du signal S(t) . 10. Démodulateur selon la revendication 9, caractérisé en ce que le produit de convolution des réponses impulsionnelles du transducteur d'entrée (39) et d'un quelconque des transducteurs de sortie (40) ou (41) est égal au produit de convolution de la fonction F (t) et de la réponse p impulsionnelle de l'égalisateur de la revendication 3.