Brevet FR2542098A1 — publié le 19840907

I La présente invention-concerne un détecteur photoélectrique de position, utilisant un détecteur sen- sible à une position (appelé ci-après DSP) et, plus par- ticulièrement, un circuit de traitement de signal pour le traitement du signal du DSP. On a proposé dans l'art antérieur divers dispo- sitifs de mesure de distance d'un type fonctionnant sur le principe des mesures trigonométriques Les procédés de ces dispositifs de l'art antérieur comprennent, par exemple, un procédé dans lequel un élément photosensible et un élément de projection de lumière sont disposés en étant espacés l'un de l'autre sur la longueur d'une base. Le balayage d'un objet à photographier est exécuté avec soit l'élément photosensible soit l'élément de projection de lumière en changeant son angle entre la direction de la distance la plus proche et la direction de la distance infinie Alors, la distance jusqu'à l'objet est obtenue à partir de la longueur de la base et d'un angle auquel il y a réception par l'élément photosensible de la quan- tité la plus grande de lumière Par ailleurs, on a généra- 2. lement disposé des appareils photographiques pour exécu- ter l'opération de focali sation en faisant tourner la bague de distance d'un objectif de prise de photo Par conséquent, en appliquant le procédé de mesure de distan- ce cité ci-dessus à un agencement automatique de focalisa- tion d'un appareil photo, la rotation de la bague de distance de l'objectif est liée à l'action de balayage de l'élément photosensible ou de l'élément de projection de lumière et la rotation de la bague de distance de l'ob- jectif de prise de photo est amen ejusqu'à une butée lorsque la quantité de lumière reçue par l'élément photosensible atteint une valeur maximum De cette manière, un système automatique de focalisation peut être obtenu avec un agen- cement structurel simple Cependant, étant donné qu'une opération de balayage mécanique avec soit l'élément proje- tant la lumière, soit l'élément photosensible est nécessai- re, ce procédé se traduit par un agencement complexe de pièces mécaniques En outre, il est difficile de procéder à une corrélation précise de la rotation de la bague de dis- tance de l'objectif avec l'opération de balayage de l'élé- ment photosensible ou de l'élément projetant la lumière. Le procédé non seulement nécessite l'utilisation de pièces mécaniques ayant un degré de précision élevé, mais égale- ment un travail de réglage fastidieux. Pour résoudre ce problème, on a proposé un pro- cédé dans lequel, au lieu d'amener l'élément photosensible ou l'élément projetant la lumière à exécuter le balayage mécanique, on dispose une pluralité d'éléments photosensi- bles dans les endroits devant être mécaniquement balayés, et les sorties de ces éléments photosensibles sont bala- yées électriquement pour donner une information sur la me- sure de distance Cependant, conformément à ce procédé, il est nécessaire pour obtenir une mesure de distance précise d'utiliser de nombreux éléments photosensibles Cela se traduit non seulement par un coût plus grand mais également 2542098 i 3. par un agencement extrêmement complexe pour un circuit de calcul qui doit être utilisé dans le traitement des sor- ties de ces éléments photosensibles. Compte tenu de ce qui précède, on a proposé un autre procédé dans la demande de brevet japonais pu- bliée N O SHO 57-44809 Dans ce procédé, une lumière de ré- flexion provenant d'une émission de lumière par un élé- ment projetant la lumière est reçue par-un moyen de dé- tecteur sensible à une position (appelé ci-après DSP). Alors, une information sur la position incidente d'une lumière de réflexion est tirée à partir d'un signal re- présentant une différence entre deux sorties du DSP Une information sur la distance mesurée est ainsi tirée de la position incidente De manière à procéder à une corréla- tion précise entre le signal de différence et la distan- ce mesurée, ce-procédé impose que l'on rende la somme des deux sorties du DSP invariable en minimisant l'influence de la lumière extérieure sur ce dispositif Par consé- quent, la lumière devant être émise par l'élément proje - tant la lumière est modulée par impulsions et une comman- de de réaction est appliquée à l'élément projetant la lumière d'une manière telle que la quantité de lumière devant être émise par l'élément projetant la lumière aug- mente dans le but de maintenir invariable le signal de somme des deux sorties en cas de sorties de faible valeur du DSP Cependant, en appliquant à un dispositif de mesu- re de distance le procédé proposé par la demande de brevet japonais N O SHO 57-44809 citée ci-dessus, la commande de réaction agissant sur l'élément projetant la lumière né- cessite l'utilisation d'un circuit complexe D'autre part, dans le cas de la photographie d'un objet situé à une lon- gue distance ou ayant un faible facteur de réflexion, la sortie de l'élément projetant la lumière doit être augmen- tée par l'intermédiaire de la commande de réaction Par conséquent, l'élément projetant la lumière consomme une 4. grande quantité d'énergie électrique. Pour résoudre ce problème, on a proposé un pro- cédé dans lequel: le signal de distance est normalisé en divisant soit le signal de différence des deux signaux de sortie du DSP soit l'un des deux signaux de sortie par le signal de sommation des deux signaux de sortie de manière à donner un signal de mesure de distance extrême- ment précis qui est indépendant du facteur de réflexion de l'objet à photographier Ce procédé élimine la nécêssi- té de la commande de réaction citêeci-dessus et permet donc de simplifier l'agencement de circuit par rapport à l'autre procédé cité dans ce qui précède Cependant, il reste nécessaire d'obtenir par calcul le signal de somma- tion des deux sorties Par conséquent, chacune des deux 15.sorties doit faire l'objet d'un traitement de signal Cela non seulement complique l'agencement de circuit, mais éga- lement se traduit par un plus grand nombre de processus pour le réglage des circuits De manière à éviter cet in- convénient, on a également proposé un autre procédé qui est décrit par exemple-dans la demande de brevet japonais publiée no SHO 57-175904 Dans ce procédé, le signal de distance est normalisé en tirant le signal de sommation d'une électrode commune (électrode de polarisation) du DSP Cependantdans ce cas, l'une des deux bornes de sor- tie du DSP et l'électrode commune nécessitent respecti- vement leu Ls proprescircuits de traitement de signal pour la normalisation du signal de distance Par conséquent, le procédé nécessite également un agencement complexe de cir- cuits L'agencement des circuits de traitement de signal de- vient complexe en particulier dans le cas d'un dispositif de mesure de position qui utilise un DSP à deux dimen- sions car: dans ce cas, deux paires de circuits de traite- ment de signal doivent être prévues pour les signaux-devant être produits par les deux bornes de sortie qui sont dis- posés dans chacune des directions des axes X et Y. D'autre part, avec un élément photosensible tel qu'un DSP disposé de manière à recevoir la lumière d'un élément projetant la lumière réfléchie par un ob-u jet, un signal correspondant à la position à laquelle la lumière de réflexion est reçue peut être produit si la lumière tombant sur le DSP est constituée seulement de la lumière réfléchie par l'objet Cependant, en général, un système automatique de focalisation du type cité ci- dessus qui utilise un élément photosensible tel qu'un DSP doit être utilisé dans les divers types de cir- constances Il est vraisemblable que le niveau de la lu- mière ambiante qui n'est pas lig Bau flux lumineux émis par l'élément projetant la lumière sera plus élevé que le niveau de la lumière de l'élément projetant la lu- mière qui est réfléchiepar l'objet à photographier, spé- cialement dans le cas d'une photographie prise de jour. Le DSP est fondamentalement une sorte d'élé- ment photosensible qui produit un courant photoélectrique correspondant à la quantité de lumière tombant dessus. Par conséquent, dans le cas o le niveau de la lumière ambiante est très supérieur à celui de la lumière de l'élément projetant la lumière réfléchiepar l'objet, le niveau du courant photoélectrique provenant de la lumière ambiante devient bien supérieur à celui d'un courant pho- toélectrique correspondant à la lumière de l'élément pro- jetant la lumière réfléchie par l'objet Le courant pho- toélectrique provenant de la lumière ambiante est considé- ré comme un bruit Dans la situation exposée 'ci-dessus, le courant de sortie du DSP devient un-signal ayant un Si mauvais rapport signal/bruit qu'il permet difficilement de prélever seulement la composante de lumière réfléchie par l'objet qui est due à l'émission de lumière par l'élé- ment projetant la lumière sauf à prendre des contre-mesu- res appropriées. Par ailleurs, la demande de brevet japonais 6. publiée n SHO 57- 182112 a proposé un procédé pour ne prélever que la composante du courant photoélectrique correspondant à la lumière de réflexion de l'objet qui résulte de l'émission de lumière par l'élément projetant la lumière Dans ce procédé, le niveau d'un courant pho- toélectrique produit au DSP par la lumière ambiante est stocké préalablement Ensuite, l'élément projetant la lumière est allumé de manière à projeter de la lumière sur un objet afin de recevoir une lumière réfléchie par l'objet Alors, un circuit de suppression de courant continu qui est disposé de manière à exécuter ce qu'on appelleune suppression de courant continu décale un cou- rant photoélectrique produit simultanément par la lumiè- re de réflexion de l'objet et la lumière ambiante avec le courant photoélectrique stocké Grâce à cela, un si- gnal correspondant seulement à un courant photoélectrique produit par la lumière de réflexion de l'objet due à l'émission de lumière par l'élément projetant la lumière -peut être obtenu Cependant, le procédé décrit dans la demande de brevet japonais citée ci-dessus et ayant pour n SHO 57-182112 ne définit pas le moment auquel le ni- veau du courant photoélectrique produit au DSP par la lu- mière ambiante doit être stocké En outre, selon ce pro- cédé,les deux bornes de sortie du DSP sont respectivement équipées de circuits de suppression de courant continu. On obtient également dans ce cas un agencement complexe de circuits. Un premier objet de la présente invention est un circuit de traitement de signal DSP perfectionné, qui est capable d'éliminer l'inconvénient cité ci-dessus du circuit de traitement de signal DSP de l'art antérieur. Après cet objet, un second objet de la présente invention est un circuit de traitement de signal DSP ayant un agencement structurel simplifié dans lequel, dans le cas d'un DSP à une dimension, un élément de commu- 7. tation est prévu à l'une des deux bornes du DSP; l'élé- ment de commutation est rendu conducteur et non conduc- teur dans des séries temporelles d'une manière telle qu'un signal produit par l'autre borne lorsque les deux bornes ne sont pas à circuit ouvert et un signal de sommation représentant la somme des deux signaux présents aux deux bornes sont obtenus à la manière d'une série temporelle, de sorte que le signal de sommation du DSP peut être ob- tenu sans recours à un circuit de calcul. D'autre part, après le premier objet, il existe un troisième objet de la présente invention qui a pour but de clarifier la synchronisation optimum à laquelle le niveau d'un courant photoélectrique produit à la suite de la lumière ambiante au DSP doit être stocké dans un agencement de circuit de traitement de signal DSP qui comprend un circuit de suppression de courant continu. D'autre part, après le premier objet, il y a un autre objet de la présente invention qui concerne un cir- cuit de traitement de signal DSP dans lequel: un élément de commutation est prévu à l'une des deux bornes du DSP; l'élément de commutation est disposé de manière à être rendu conducteur et non conducteur dans une série temporelle d'une manière telle qu'un signal produit à l'autre borne lorsque les deux bornes ne sont pas à circuit ouvert et un signal de sommation représentant la somme de deux signaux produits aux deux bornes sont obtenus à la manière d'une série tem- porelle; le circuit de traitement de signal DSP comprend un seul circuit de suppression de courant continu qui est disposé de manière à décaler ou à annuler un signal qui est dû à la lumière ambiante et produit à l'autre borne; et le niveau de la lumière ambiante stocké, au circuit de suppression de courant continu est de nouveau stocké en fonction de l'état conducteur et non conducteur de l'élé- ment de commutation, de sorte que la suppression de cou- rant continu du niveau de la lumière ambiante peut être 2542098. exécutée d'une manière plus précise. La présente invention sera bien comprise lors de la description-suivante faite en liaison avec les des- sins suivants dans lesquels La figure 1 est un schéma de circuit représentant le principe de fonctionnement du DSP; La figure 2 est un schéma de circuit représen- tant l'agencement d'un premier mode de réalisation de la présente invention; La figure 3 est un schéma de circuit représen- tant un second mode de réalisation de la présente in- vention; La figure 4 est un schéma de circuit représen- tant un troisième mode de réalisation de la-présente in vention; Les figures 5 et 6 sont des diagrammes de temps représentant le fonctionnement du troisième mode de réali- sation de la présente invention; La figure 7 est un schéma de circuit représen- tant un quatrième mode de réalisation de la présente in- vention; Les figures 8 et 9 sont des diagrammes de temps représentant le fonctionnement du quatrième mode de réa- lisation de-la présente invention. En liaison avec les figures 1 et 2, l'agencement de circuit du premier mode de réalisation de la présente invention comprend une pile 1 pour polarisation; un DSP 2 qui comporte deux électrodes A et B; une surface 3 de ré- ception de lumière du DSP 2; un amplificateur opération- nel 11 qui forme un amplificateur convertisseur courant- tension en conjonction avec un circuit de charge 12 et est dis- posé de manière à recevoir un signal provenant de l'élec- trode ou borne A'du DSP 2; un circuit 13 de traitement de signal qui comprend un moyen de stockage et de calcul et est disposé de manière à normaliser le signal du DSP 2; un transistor 2542098, 9. de commutation 14 qui a son collecteur connecté à la borne B du DSP 2 et son émetteur à une source de tension de référence KVC; un circuit 15 à courant constant; un transistor de commutation 16 dont le collecteur est con- necté à la base du transistor 14 cité ci-dessus; et un circuit de commande 18 qui attaque les transistors 14 et 16 de manière à ouvrir en série dans le temps la borne B du dispositif DSP 2 et est agencé de manière que le cir- cuit 13 de traitement de signal soit ainsi commandé. Le dispositif DSP 2 qui est représenté en figu- re 1 fonctionne de la manière suivante: lors de la ré- ception d'une lumière incidente qui tombe sur la surfa- ce 3, le DSP 2 produit un courant photoélectrique I Alors, deux courants de signaux IA et IB qui sont disposés de manière à donner la relation IA + IB = I sont produits par les électrodes ou bornes A et B Le courant photo- électrique I croit avec la quantité de lumière tombant sur le dispositif DSP Supposons que L est la distance séparant les électrodes ou bornes A et B du DSP et x la distance séparant l'électrode A d'un point de réception de lumière, si I est le courant photo- électrique *produit au point de réception de lumière étant donné que la surface de réception de lumière 3 est constituée d'un matériau à résistance homogène, on en- déduit que les courants IA et IB ont la valeur suivante IA = I X L x; et IB = I X L Les courants IA et IB sortant des électrodes A et B de- viennent ainsi les fonctions de la position du point re- cevant la lumière Avec la quantité de lumière inciden- te ne variant pas et-le courant photoélectrique I cons- tant, on peut trouver la position du point recevant la lumière incidente afin de permettre la mesure de distan- ce. En liaison encore avec la figure 1, lorsque 2542098. 10. l'une des électrodes de la paire AB, à circuit-ouvert, l'ensemble du courant photoélectrique I (= IA + IB) qui est du à la lumière tombant sur la surface 3 est produit par l'autre électrode. Le mode de réalisation qui est représenté en figure 2 fonctionne de la manière suivante: lorsque la sortie du circuit de commande 8 se trouve au niveau haut, le transistor de commutation 16 est rendu conducteur. La sortie du circuit 15 à courant constant se dirige vers le transistor 16 Cela provoque le passage à l'état non conducteur de l'autre transistor 14 et porte donc la borne B du DSP 2 à l'état ouvert, Il en résulte que la borne ou électrode A du dispositif DSP 2 produit le cou- rant de signal IA avec un autre courant de signal IB qui doit être produit par l'autre borne B si cette dernière n'est pas à l'état ouvert, avec le dernier courant super- posé au courant IA En d'autres termes, un signal de som- mation est produit dans ce cas à la borne A Ce signal est transformé en tension et amplifié par l'amplifica- n 2 teur opérationnel 11 et le circuit de charge 12 Le si- gnal ainsi amplifié est déclenché et stocké en signal de sommation (VA + VB) au circuit 13 de traitement de signal. Ensuite, lorsque le niveau de sortie du circuit de commande 13 devient bas, le transistor de commuta- tion 16 est rendu non conducteur Alors, la sortie du cir- cuit à courant constant 15 amène le transistor de commuta- tion 14 à l'état conducteur Par conséquent, contrairement au cas o la sortie du circuit de commande 18 se trouve au niveau haut, le courant de signal IA seul est produit à la borne A du dispositif DSP 2 alors que l'autre courant de signal IB provenant de la borne B circule via le transistor de commutation 14 jusqu'à la source de tension de référen- ce KVC Le courant IA est transformé en tension et ampli- fié par l'amplificateur opérationnel 11 et le circuit de charge 12 avant d'être fourni au circuit 13 de traitement 11. de signal Alors la sortie du circuit de commande 18 amène le signal ainsi fourni au circuit 13 à être calculé avec le signal de sommation (VA + VB) qui a été déclenché lorsque la sortie du circuit de commande 18 se trouve au niveau haut Grâce à ce calcul, le circuit 13 produit un signal qui correspond à la position incidente du disposi- tif DSP 2 et est obtenu par un processus de normalisa- tion de VA/(VA + VB). Comme on le comprendra d'après la description précêdente,contrairement à l'agencement de l'art anté- rieur, le présent mode de réalisation évite la nécessité de munir les bornes A et B de DSP 2,respectivement, avec des circuits de traitement du signal Selon ce mode de réalisation, il suffit de munir seulement l'une des bor- nes A et B d'un circuit de traitement de signal. La figure 3 représente l'agencement d'un autre mode de réalisation de l'invention (second mode de réa- lisation) En figure 3, les éléments fonctionnant de la même manière que les éléments correspondants de la figure 2 sont indiqués par les mêmes numéros de référence et ne seront pas décrits dans ce qui suit: Dans ce cas, le transistor de commutation 14 de la figure 2 est rempla- cé par un transistor 23 à effet de champ à accumulation à canal P La source du transistor 23 est connectée à la borne H du DSP 2 et son drain à la source de tension de référence KVC Dans le cas o la sortie du circuit de commande 18 se trouve au niveau haut, le niveau de sortie d'un circuit d'inversion 20 passe au niveau bas Un tran- sistor de commutation 21 devient non Conducteur La ten- sion de porte du transistor 23 s'élève jusqu'à une ten- sion de référence KVC Le transistor 23 devient ainsi non conducteur Inversement, lorsque le niveau de sortie du circuit de commande 18 se trouve au niveau bas, le niveau de sortie du circuit d'inversion 20 passe au niveau haut pour rendre conducteur le transistor de commutation 21. 12. Cela provoque la chute de la tension de porte du tran- sistor 23 à un niveau voisin de celui de la masse Le transistor 23 devient ainsi conducteur La manière avec laquelle les courants de signal provenant du DSP 2 sont traités dans l'étage ultérieur est identique à celle du premier mode de réalisation représenté en figure 2 et, par conséquent, sa description ne sera pas faite. Un troisième mode de réalisation de la présen- te invention est agencé comme représenté en figure 4. Le fonctionnement de ce troisième mode est tel que re- présenté dans les diagrammes de temps des figures 5 et-6. En liaison avec la figure 4, le troisième mode de réalisation est constitué d'un système A de traitement de signal et de la partie de réception de lumière; d'un système B de projection de lumière et d'un système C de commande numéri- que. Le système C de commande numérique comprend un commutateur 101 de source d'alimentation qui est prévu pour une source d'alimentation 102 et est agencé de maniè- 2 o re à être fermé en réponse à l'enfoncement d'un bouton de déclenchement d'obturateur d'un appareil photographique; un circuit 103 générateur de tension de référence KVC; une résistance 104;et un condensateur 105 Ces éléments forment ensemble un générateur pour la production d'une impulsion initiale de remise à zéro TRPUC Le système C de commande numérique comprend d'autre part un inverseur 106;un oscillateur 107 qui produit des impulsions fonda- mentales pour le système de commande numérique; un compteur Johnson "a" qui est constitué de bascules D 108, 109, 110, 111 et 112;une bascule RS 113 qui est disposée de maniè- re à produire un signal d'effacement lorsque l'alimenta- tion est fermée; un inverseur 114 qui inverse l'impulsion de remise à zéro TRPUC et la fournit à la borne de remise à zéro R de la bascule 113; et une porte ET 115 qui prend le ET d'un signal à impulsion de suspension 13. d'opération AFSTB (qui sera décrit ultérieurement) et un signal produit par la b orne de sortie d'inversion Q de la bascule 113 et est connectéeà la borne de remise à zéro d'un compteur 118 (qui sera décrit ultérieurement); et des portes NON ET 116 et 117 disposées pour accepter l'opération * NON ET des sorties des bornes Q et des bornes d'inver- sion Q des bascules 109 et 110 formant le compteur John- son "a" Dans le système de commande numérique C, un compteur binaire 118 comporte une borne d'entrée de comp- tage IN, une borne de remise à zéro R et des bornes de sortie Q 6 Q 10 La borne de sortie QG est disposée de ma- nière à produire un signal formé par la division en fré- quence en 26 divisiorsdu signal à impulsion de sortie du compteur Johnson "a" appliqué à la borne d'entrée IN. D'autres bornes de sortie Q 7, Q 8, Q 9 et Q 10 sont disposées de manière à produire des signaux obtenus par division en fréquence du signal à impulsion de sortie du compteur Johnson "a" respectivement en 27, 28, 29 et 210 divi- sions Une porte NON ET 119 est disposée de manière à pro- duire le NON ET du signal obtenu à la borne Q 6 du comp- teur binaire 118 et un signal d'achèvement d'opération AFST Une bascule RS,120, a sa borne d'entrée S connec- tée à la borne de sortie de la porte NON ET 119 et sa borne d'entrée R disposée de manière à recevoir le si- gnal d'achèvement d'opération AFST Le signal d'achève- ment d'opération AFST est produit à la borne Q de la bascu- le RS 120 Un signal d'ouverture de borne DSP, OUVERT, est fourni à des portes NON ET 122 et 125 et à la borne S d'une bascule RS 127 Un inverseur 121 procède à l'inver- sion du signal produit à la borne Q 7 du compteur binai- re 118 et le produit à la borne S d'une bascule RS 126. La porte NON ET 122 produit une sortie NON ET provenant du signal présent à la borne Q 8 du compteur binaire 118 et du signal présent à la borne Q de la bascule RS 120 et le fournit à la borne R d'une bascule RS 127 Un inver- 14. seur 123 inverse le signal obtenu à la borne Q 9 du comp- teur binaire 118 et produit le signal inversé à la bor- ne S d'une bascule RS 128 Une porte NON ET 124 produit une sortie NON ET provenant du signal présent à la borne Q 7 du compteur binaire 118 et du signal présent à la bor- ne de sortie d'inversion Q de la bascule 127 et le four- nit à la borne R d'une bascule RS 129 Une autre porte NON ET 125 produit une sortie NON ET provenant du signal de la borne Q 9 du compteur binaire 118 et du signal de la borne Q de la bascule RS 120 et le fournit à-la borne R d'une bascule RS 130 Une porte ET 132 produit une sor- tie ET provenant du signal de la porte NON ET 116 et de celui de la borne Q de la bascule RS 126 comme premier signal échantillonneur-bloqueur SPL 1 Une porte ET 133 produit un signal ET provenant du signal de la porte NON ET 117 et de celui de la borne Q de la bascule RS 126 comme second signal échantillonneur-bloqueur SPL 2 Une autre porte ET 134 produit une sortie ET provenant des sorties de la bascule RS 120 et de la bascule RS 127 pour l'appliquer à l'une des bornes d'entrée d'une porte OU 135. A l'autre borne d'entrée de la porte OU 135 est appliqué un signal provenant de la borne Q de la bascule RS 128 comme premier signal i ROF Fl de suppression-d'arc i RED qui sera décrit ultérieurement La sortie OU de la porte OU 135 devient un signal d'instruction de suppression de courant continu ASWON qui sera décrit ultérieurement Une porte ET 136 reçoit un signal provenant de la borne Q de la bascule RS 129 et un signal provenant de la borne Q de la bascule RS 130 et produit un signal VAON d'instruction O de maintien VA qui sera également décrit ultérieurement. Une bascule RS 131 a la sortie de la porte NON ET 125 four- nie à sa borne S et un signal de mise sous tension-hors tension PUC à sa borne R et produit à sa borne Q un second signal i ROFF 2 de suppression d'arc i RED. 3-, Le système A comprend un transistor de commuta- 15. tion 141 qui exécute une action de commutation sur un courant circulant à partir de la borne R du DSP 145; des transistors 143 et 144 et une résistance 142 qui for- me un circuit Miller "b" et sont disposés de manière à commander le transistor de commutation 141 avec le cou- rant de sortie du circuit Miller "b"; un transistor 140 est disposé de manière à être commuté par un signal d'ouverture de borne DSP OUVERT qui provient d'un inver- seur 137 et à commander le courant de sortie du cir- cuit Miller "b" qui circule vers le transistor 141; un circuit de réaction 146 d'un amplificateur opérationnel 147 La référence 149 représente un transistor à effet de champ à semi-conducteur métal-oxyde (MOS) à canal P. Un circuit Miller de courant "f" est formé par des transistors 150 et 151 Le transistor 149 exécute une suppression de courant continu pour un courant circulant vers le transistor 150 par commande d'un courant traver- sant le transistor 151 Un comparateur 152 est disposé de manière à détecter l'arrivée de la sortie de l'amplifica- teur opérationnel 147 à un niveau donné dans le but d'évi- ter que la sortie ne dépasse le niveau donné La tension de sortie de l'amplificateur opérationnel 147 est appli- quée à la borne d'entrée de non inversion du comparateur 152 alors que la tension de référence KVC est fournie à la borne d'entrée d'inversion du comparateur 152 Un cir- cuit Miller "d" est formé par des transistors 153 et 154. Un transistor 156 commande le courant du circuit Miller "d" en exécutant une action de commutation entre l'émetteur et la base des transistors 153 et 154 du circuit Miller "d". Un autre circuit Miller "e" est formé par une résistance 159 et les transistors 160 et 161 Un transistor 165 com- mande le courant du circuit Miller "e" en exécutant une action de commutation entre la base et l'émetteur destran- sistors 160 et 161 de la même manière que le transistor 156. Une résistance 163 et des transistors 162 et 164 forment un 16. circuit Miller "c" Une porte NON ET 168 produit une sor- tie NONET provenant d'un signal d'instruction de suppres- sion de courant continu ASWON et de la sortie du compara- teur 152 qui est appliquée via un inverseur 170 Une porte ET 169 est disposée de manière à produire une sortie ET provenant du signal ASWON et de la sortie du comparateur 152 La sortie ET de la porte ET 169 est appliquée à la base du transistor 156 Un condensateur 171 a pour but de bloquer une composante en courant continu Un amplifica- teur opérationnel 175 sert à amplifier un signal d'entrée qui lui est appliqué pour le porter à une valeur appropriée déterminée par la valeur des résistances 172, 173 et 174. Des éléments 176 et 177 sont des commutateurs analogiques ASW qui sont disposes de manière à être commandés, res- pectivement, par un premier signal d'échantillonnage SPL 1 et un second signal d'échantillonnage SPL 2 Lorsqu'une diode émettrice d'infrarouge DEIR qui sera décrite ultérieure- ment est allumée,le niveau du signal SP Lt devient bas. Le niveau de l'autre signal SPL 2 devient un niveau bas lorsque l'élément i RED n'est pas allumé Un circuit formé par une résistance-178, un condensateur 179 et un amplifi- cateur tampon 180 et un autre circuit formé par une résis- tance 181, un condensateur 182 et un amplificateur tampon 183 représentent respectivemenit des circuits de maintien de crê- te La sortie de l'amplificateur 183 est fournie à un cir- cuit d'inversion constitué de résistances 184,185 et 186 et d'un amplificateur opérationnel 187 Un signal produit par l'amplificateur opérationnel 183 est inversé par ce circuit d'inversion et soumis à une operation d'addition exécutée simultanément par des résistances 188, 189 et 190, une résistance variable 192 et un amplificateur opération- nel 191 La borne de sortie de l'amplificateur opération- nel 191 est connectée à la borne d'entrée d'inversion d'un comparateur 194 Une bascule RS, 197, est chargée lors- que l'alimentation est fermée de manière à éviter qu'un 17. signal de niveau bas n'entre dans la borne d'entrée de charge S de la bascule 197 afin d'éviter que le niveau d'un signal AFST de suspension d'action AF ne passe au niveau haut En d'autres termes, le niveau d'entrée pour la borne d'entrée de non inversion du comparateur 194 est déterminé au moyen de la résistance variable 193 de façon à ce que le niveau de sortie de ce comparateur 194 devienne haut Un commutateur analogique ASW 195 exécute une opération de commutation selon un signal VAON de main- tien Le signal de sortie du commutateur analogique ASW est produit via une résistance 196 de manière à être maintenu par un condensateur 200, puis est produit après sa normalisation en signal de position VA via un tampon 201. 1 S Dans le système de projection de lumière B, un transistor 202 est commandé par la sortie d'un amplifica- teur opérationnel 205 qui est disposé de manière à com- mander la sortie de projection de lumière d'un élément émetteur de lumière DEIR 203 La borne d'échantillon de o l'amplificateur opérationnel 205 est reliée au collecteur du transistor 219 Le transistor 219 a un signal d'émis- sion de lumière i RON fourni via une résistance 221 à sa base En d'autres termes, lorsque le signal i RON est à un niveau haut, c'est-à-dire lora 5 ue i RON est à un niveau bas, le transistor 219 est conducteur de manière à mettre sous-tension la borne d'échantillon Par conséquent, l'amplificateur opérationnel 205 ne produit aucun signal et le transistor 202 est non conducteur Les transistors 209 et 210 et une résistance 211 forment un circuit Mil- ler "g" Lorsque le transistor 212 est non conducteur, c'est-à-dire avant que le signal AFST qui est produit à la borne de sortie d'inversion Q de la bascule RS 197 du système A passe au niveau haut, c'est-à-dire avant que la sortie du DSP 145 atteigne un niveau prédéterminé, le courant de sortie du circuit Miller "g" se dirige vers 18. la base d'un transistor 2 Q 6 de manière à le rendre conducteur Un circuit série d'une résistance 207 et d'un condensateur 208 est un circuit à constante de temps qui est agencé de manière à être fermé et ouvert par le transistor 206 Un transistor 215 est commandé par la sortie d'une porte OU 218 de manière à amener le con- densateur 208 à se décharger. En liaison avec les diagrammes de temps des figures 5 et 6, le troisième mode de réalisation qui est agencé comme décrit dans ce qui précède fonctionne de la manière suivante: l'alimentation est effectuée par une pile 102 qui alimente chaque circuit lorsque le com- mutateur 101 est fermé La tension de référence KVC pro- venant du circuit générateur de tension de référence 103 est appliquée à chaque borne concernée D'autre part, par l'intermédiaire de la résistance 104, du condensateur 105 et de l'inverseur 106, le signal à impulsion de remise à zéro TRPUC remet à zéro les bascules D 108, 109 et 110. En même temps, le signal TRPUC remet également à zéro la bascule RS 113 via l'inverseur 114 La borne de sortie Q de la bascule RS 113 produit alors le signal PUC et, avec sa borne Q au niveau haut, les bascules D 111 et 112 sont initialement remises à zéro Les bascules RS 126, 128, 131 et 197 sont remises à zéro par le signal PUC La sor- tie de l'inversion Q de la bascule RS 113 remet à zéro le compteur binaire 118 via la porte OU 115 En même temps, avec le signal PUC venant à la borne de remise à zéro R de la bascule RS 197, le niveau de la sortie de la borne o, c'est-à-dire la sortie AFST de la bascule RS 197, passe au niveau bas Par conséquent, la sortie de la porte NON ET 119 se trouve au niveau haut Donc, la bascule RS 120 n'est pas chargée et la sortie de la borne Q est au niveau bas Le signal OUVERT d'ouvertu- re de borne DSP est ainsi à un niveau bas Par conséquent, le transistor 140 est amené à être conducteur via l'in- 19. verseur 137 Le courant du circuit Miller "b" circule vers le transistor 140 Le transistor 141 est non conduc- teur et la borne B du DSP 145 ouverte Il en résulte que l'ensemble du courant photoélectrique du DSP 145 qui est produit, dans ce cas,par suite de la lumière ambiante sort de la borne A du DSP 145 Le courant de sortie du DSP 145 vient à la borne d'entrée d'inversion de l'am- plificateur opérationnel 147 et est transformé en ten- sion par un système à réaction 146 Le niveau de la sortie de l'amplificateur opérationnel-147 devient inférieur à la tension de référence d'entrée IVC de la borne d'entrée l'inversion du comparateur 152 Le niveau de sortie du comparateur 152 passe ainsi au niveau bas D'autre part, la sortie Q de la bascule RS 128 qui a été remise à zéro par le signal PUC est au niveau haut Par conséquent, la sortie ASWON qui vient par l'intermédiaire de la porte OU 135 se trouve au niveau haut Cela provoque le passage au niveau bas des sorties de la porte ET 169 et de la porte NON ET 168 Par conséquent, le transistor 156 de- vient conducteur Aucun courant ne circule vers le cir- cuit Miller "d" La sortie de la porte NON ET 168 est ap- pliquée via les résistances 166 et 167 au transistor 165. Le transistor 165,est par conséquent rendu non conducteur. Le circuit Miller "e" commence à fonctionner Le condensa- n 5 teur 148 est alors chargé avec le courant de sortie du circuit Miller "e" dans le sens opposé à la tension VWC de la source d'alimentation Une tension VSG entre la source de la porte du transistor à effet de champ 149 s'élève au fur et à mesure de la charge du condensateur 33 148 Le courant de drain du transistor 149 augmente et arrive à circuler via le circuit Miller "f" Le courant de sortie du DSP 145 commence à circuler vers le circuit Miller "f" grâce au fonctionnement du circuit Miller "f". Lorsque la charge du condensateur 148 progresse encore, le courant de sortie du DSP 145 circule vers le circuit 20. Miller "f" Cela provoque, via le système de réaction 146,le passage de la sortie de l'amplificateur opération- nel 147 à une tension supérieure à la tension KVC La sor- tie du comparateur 152 passe du niveau bas au niveau haut. il en résulte que les niveaux de sortie de la porte NON ET 168 et de la porte ET 169 deviennent haut Par consé- quent, le transistor 165 devient conducteur de manière à rendre non conducteur le circuit Miller "e" D'autre part, conme le transistor devient non conducteur, le circuit Miller "d" commence à fonctionner Le courant de sortie du circuit Miller "d" se dirige vers l'autre circuit M 4 iller "c" Le condensateur 148 commence alors à se décharger Cela-se traduit par une tension VSG plus faible entre la source et la porte du transistor 149. La valeur du courant de sortie du DSP 145 se dirigeant vers le circuit Miller "f'" décroit alors En d'autres termes, une action de réaction est exécutée sur l'amplificateur opérationnel 147 Cette action a pour effet qu'un courant circulant vers le système de réaction 146 de l'amplifi- cateur opérationnel 147 se rapproche de zéro Grâce à cet agencement de commande, l'amplificateur qui est disposé de manière à fonctionner au stade initial est effective- ment empêché d'être saturé par le courant de sortie du DSP 145 eten particulier, par le courant de sortie prove- nant de la lumière ambiante ou de la lumière de fond. Avec le comptage effectué par le compteur binaire 118 ayant progressé lorsque le niveau de la borne Q 9 du compteur binaire 118 devient haut, la bascule RS-128 est charggeet le niveau de sa sortie Q devient bas Le niveau du signal ASWON devient également bas Il en résulte que le niveau de sortie de la porte ET 169 devient bas et que celui de la porte NON ET 168 devient haut Les circuits Miller "d" et "e cessent de fonctionner Le condensateur 148 cesse d'être chargé et cesse la décharge Ensuite, une quantité donnée du courant de sortie de l'amplificateur opération- 21. nel 147 correspondant à une tension déclenchée et stockée au condensateur 148 circule via le circuit Miller "f". A ce moment là, un signal de niveau haut est produit à la borne de sortie QG du compteur binaire 118 Cela a pour effet que la sortie Q de la bascule RS 128, c'est-à-dire le signal i ROF Fl passe d'un niveau haut à un niveau bas. Ainsi, les niveaux des signaux i ROF Fl et i ROFF 2 devien- nent bas Le niveau de sortie de la porte OU 218 devient bas Le transistor 215 est non conducteur Comme le signal AFST est au niveau bas, d'autre part, il provoque le passage à l'état non conducteur du transistor 212 via les résistances 213 et 214 Alorsle courant de sortie du circuit Miller "g" circule totalement vers la base du tran- sistor 206 de manière à le rendre conducteur Avec le transistor 206 ainsi rendu conducteur, le condensateur 208 se charge via la résistance 207 La borne de sortie du con- densateur 208,c'est-à-dire la tension de la borne d'entrée de non inversion de l'amplificateur opérationnel 205 augmen- te progressivement jusqu'à la tension de référence KVC Dans l'entre temps, comme représenté en figure 5, le signal i RON produit par le compteur Johnson "a" est appliqué et non appliqué d'une manière répétée Par conséquent, le transistor 219 devient également conducteur et non conduc- teur en synchronisme avec le signal i RÈN pour amener la borne d'échantillonnage de l'amplificateur opérationnel 205 à l'état ouvert et à l'état de court-circuit. Il en résulte que l'amplificateur opérationnel 205 fonctionne en synchronisme avec le signal i RON et l'élément émetteur de lumière DEIR clignote également en synchronisme avec le signal i RON Par conséquent, l'élé- ment DEIR s'allume à des intervalles donnés et sa sortie augmente progressivement. Lorsque la lumière de l'élément DEIR est réflé- chie et tombe sur le DSP 145, un courant est produit à la borne A de ce DSP alors que son autre borne B a été ou- 22. verte par le signal OUVERT Dans le courant produit à la- borne A, une partie correspondant à la composante de lu- mière de fond stockée au condensateur 148 est autorisée à circuler vers le circuit Miller "f" Par ailleurs, un courant de signal constitué largement de la sortie de l'élément DEIR est transformé en tension par l'amplifi- cateur opérationnel 147 et le système de réaction 146 Une tension de signal ainsi obtenue est appliquée via le con- densateur 171 à la borne d'entrée de non inversion de O l'amplificateur opérationnel 175 pour y être amplifiée. La sortie de l'amplificateur opérationnel 175 produitéaux instants o l'élément DEIR est allumé et non allumé est échantillonée par les signaux SP Ll et SPL 2 qui sont prélevés à la sortie du compteur Johnson "a" comme représenté en figure 5 La sortie obtenue lorsque l'élément DEIR est allumé est maintenue par le condensa- teur 179 et le tampon 180 alors que la sortie obtenue lorsque cet élément n'est pas allumé est maintenoepar la résistance 181, le condensateur 182 et le tampon 183 res- pectivement La sortie obtenue lorsque l'élément DEIR n'est pas allumé est d'autre part inversée; puis soumise à une addition par l'amplificateur opérationnel 191, et de nouveau inversée La sortie de l'amplificateur opéra- tionnel 191 croît progressivement avec l'augmentation de la quantité de lumière *projetée par l'élément DEIR 203. Lorsqu'il y a dépassement d'un niveau établi à la borne d'inversion du comparateur 194, le niveau de sortie du comparateur 194 passe d'un niveau haut à un niveau bas. La bascule RS 197 est chargée et produit un signal de niveau haut à sa borne Q Le niveau du signal AFST passe d'un niveau bas à un niveau haut Alors, un signal à impul- sion positif AFSTB est produit via un circuit de différen- ciation qui est constitué du condensateur 198 et de la résistance 199 Le signal AFSTB provoque, via la porte OU 115 du système C de commande numérique, une nouvelle re- 23. mise à zéro du compteur binaire 115 Simultanément, le signal AFST arrive via les résistances 213 et 214 à la base du transistor 212 Alors, avec le courant de sortie du circuit Miller "g" autorisé à circuler vers le tran- sistor 212,le transistor 206 est rendu non conducteur pour arrêter la charge du condensateur 208 et pour rendre invariable la sortie de l'amplificateur opérationnel 205. Grâce à cela, la sortie de l'élément émetteur de lumière DEIR 203 est maintenue invariable. Le niveau de la sortie à la borne Q 6 du comp- teur 118 devient haut au bout d'un laps de temps donné après la nouvelle remise à zéro du compteur 118, et le niveau du signal AFST fourni à l'une des bornes d'en- trée de la porte NON ET 119 est également haut Par con- séquent, le niveau de sortie de la porte NON ET 119 de- vient bas La bascule RS 120 est chargée et le niveau de la sortie Q de la bascule RS 120 devient haut Le niveau du signal OUVERT devient ainsi haut Le signal OUVERT est fourni à la base du transistor 140 via l'inverseur 37 et des résistances 138 et 139 Le transistor 140 devient non conducteur Le courant de sortie du circuit Miller "b" circule vers la base du transistor 141 pour le rendre conducteur Le courant de sortie du DSP 1-45 commence alors à circuler à partir des bornes A et B du DSP 145 Alors, à l'instant o la borne B du DSP 145 n'est pas ouverte, une composante de courant pouvant circuler à partir du côté borne d'entrée d'inversion de l'amplificateur opéra- tionnel 147 jusqu'au transistor 150 à des fins de sup- pression de la composante en courant continu du courant de sortie du DSP 145 est divisée entre les bornes A et B du DSP 145 Par conséquent, la composante de courant cir- culant entre le côté borne d'entrée d'inversion et le transistor 150 à des fins de suppression de la composan- te en courant continu doit être changée Lorsque le signa: OUVERT passe au niveau haut, il provoque le passage à un 24. niveau haut du signal ASWON via la porte ET 134 et la porte OU 135 Le condensateur 148 se charge et se déchar- ge alors de façon répétée de la même manière que précé- demment Le courant du circuit Miller "f" et le courant circulant entre la borne B du DSP 145 et le transistor t deviennent égaux Alors, le niveau de sortie de la borne Q 8 du compteur 118 devient haut un laps de temps donné à l'issue de la nouvelle remise à zéro du-compteur 118 Cela provoque le passage au niveau bas de la sortie de la porte NON ET 122 Le niveau de la sortie Q de la bascule RS 127 devient bas Le niveau de sortie de la porte ET 134 devient également bas Par conséquent, le niveau de sortie de la porte ET 169 devient bas et celui de la porte NON ET 168 haut Il en résulte que le conden- sateur 148 cesse d'être chargé et est amené à se décharger de la même manière que cela a été décrit précédemment Le courant du circuit Miller "f" est ainsi maintenu in- variable A ce moment là, l'élément DEIR est amené à être éclairé par la même tension que la tension obtenue immédiatement avant la nouvelle remise à zéro du comp- teur Comme représenté à une partie VA + VB de la figure 6, la sortie de la borne B du DSP 145 due à la lumière de réflexion d'un objet à photographier est divisée entre les deux bornes A et B en fonction de la position du point incident de la lumière de signal Il en résulte què la sortie de la borne-B du DSP 145 devient inférieu- re à la sortie produite immédiatement avant la nouvelle remise à zéro du compteur Avec le niveau de sortie de la borne Q 8 du compteur binaire 118 devenu haut, lorsque le niveau de sortie de la borne Q 7 devient de nouveau bas, la bascule RS 129 est rechargée La porte ET 136 provoque alors le passage au niveau haut du signal VAON Le commu- tateur analogique ASW 195 se ferme pour donner une sortie VA qui est traitée par le système A via la résistance 196, le condensateur 200 et le tampon 201 La sortie VA est 25. une information correspondant ê l'emplacement du point de la lumière incidente du D Sp 145 Par conséquent, un dispositif de mesure de distance peut être obtenu en four- nissant un certain moyen de conversion qui transforme la sor- tie VA en information sur la mesure de distance. Dans le premier mode de réalisation donné dans ce qui précède, un signal VA + VB et un signal VA sont obtenus avec un signal VA/(VA + VB) qui l'est sous forme d'information normalisée Alors que, dans le cas du troi- sième mode de réalisation décrit ci-dessus, l'information normalisée est obtenue avec le signal VA détecté lorsque le signal VA + VB produit par le système A est rendu in- variable par élévation de la sortie de l'élément proje- tant la lumière DEIR Ce procédé permettant de faire en sorte que le signal VA + VN soit invariable pour obte- nir l'information normalisée peut être remplacé par un pro- cédé dans lequel on fait varier le degré d'amplifica- tion par le système de traitement de signal qui est agencé de manière à amplifier le signal obtenu à la partie récep- trice de lumière. Dans ce mode de réalisation spécifique, les ac- tions de charge et de décharge du condensateur 148 par les circuits Miller "c", "d" et "e" sont utilisées pour éviter l'influence d'une composante en courant continu avec la- quelle le DSP est irradié et un courant résultant peut circuler vers la masse avant que la sortie du DSP ne soit appliquée au système de traitement de signal par le fonctionnement du circuit Miller "f" Cependant, ce procédé de suppression de la composante en courant continu peut être remplacé par tout autre procédé approprié, tel qu'un procédé représenté en figure 6 de la demande de brevet ja- ponais publiée N O S-Io 57-182112. D'autre part, dans ce mode de réalisation spé- cifique, le moyen de commutation est constitué de l'inver- seur 137, des résistances 138, 139 et 142 et des transis- 26. tors 140,141, 143 et 144 Un circuit de traitement de signal est constitué des parties du système A de traitement de signal et de la partie réceptrice de lumière autre que le moyen de commutation et le DSP Par ailleurs, un moyen de com- mande est prévu sous forme d'un système de commande numé- rique. Un quatrième mode de réalisation de la présente invention est représenté en figure 7. En liaison avec la figure 7, les éléments de circuit fonctionnant de la même manière que les éléments correspondants du mode de réalisation représenté en figure 4 ont les mêmes numéros et symboles de référence qu'en figure 4 et ne seront donc pas décrits Dans le schéma de circuit de la figure 7, un commutateur analogique 301 est connecté à la borne B du DSP 145 Une porte OU 302 produit une sortie OU provenant des signaux PRE et T qui seront décrits ultérieurement Un amplificateur opérationnel 305 forme en conjonction avec des résistances 303 et 304 un * amplificateur qui amplifie un signal d'entrée à une ampli- tude appropriée Un amplificateur 308 fonctionne en conjonc- tion avec des résistances 306 et 307 Des éléments 311 et 312 exécutent la même fonction que les commutateurs analo- giques (ASW) 176 et 177 de la figure 4 Un amplificateur opérationnel 314 forme un intégrateur en liaison avec un condensateur 313 Un comparateur 315 est disposé de manière à détecter le niveau de sortie de l'intégrateur formé par l'amplificateur opérationnel 314 et le condensateur 313. Une porte ET 316 produit une sortie ET obtenue à la sor- tie du comparateur 315, un signal HORLOGE et un signal "t". Un compteur 317 compte les impulsions d'horloge produites à partir de la borne ET 316 Un circuit 318 générateur de signal AF produit une information sur la mesure de distan- ce sur la base de la valeur de comptage du compteur 317. -Une source de tension de référence 320 produit des ten- sions de référence VC et KVC Un circuit 321 générateur 27. d' impulsions de mise sous tension hors tension produit une impulsion PUC lorsqu'un commutateur (SW 1) 101 est fermé Un oscillateur 322 produit des impulsions d'horlo- ge de base pour le système de commande numérique Un comp- teur 324 est agencé de la même manière que le compteur Johnson de la figure 4 Un circuit de porte 323 produit des signaux SP Ll et-SPL 2 obtenus à partir du signal du compteur 324 pour commander des commutateurs analogiques 311 et 312 avec ces signaux SP Ll et SPL 2 Le circuit de porte 323 inverse les phases des signaux SPL 1 et SPL 2 relatives à la phase d'un signal i RON provenant d'un circuit 326 de commande de DEIR en conformité avec les niveaux des signaux T et t qui seront décrits ultérieurement Un cir- cuit 325 générateur de signal de séquence produit des si- gnaux PRE, T, i NT et t Le signal PRE rend conducteur le commutateur analogique 301 de manière à inhiber l'alluma- ge de l'élément émetteur de lumière 203 et à provoquer stockage du niveau de suppression en courant continu du circuit L de suppression de courant continu Le signal T provoque le passage à l'état conducteur du commutateur ana- logique 301 pendant une période de temps prédéterminéede façon à avoir un signal en courant alternatif correspon- dant à une composante A de signal ainsi produite à la bor- ne A du DSP, et en même temps à amener l'intégrateur à exécuter une opération d'intégration pendant une période de temps prédéterminée par commande des commutateurs ana- logiques 311 et 312 Le signal i NT provoque le décalage du niveau de stockage du circuit L de suppression de courant continu Le signal "t" est fourni au circuit de porte 323 de façon à inverser les phases des signaux SPL 1 et SPL 2 qui sont produits pour la commande des commutateurs analogi- ques 311 et 312, de manière à rendre la porte ET 316 acti- ve et à provoquer ainsi le comptage des impulsions d'hor- loge par le compteur 317. Le circuit 326 de commande DEIR décrit ci-des- 28. sus produit un signal i RON qui rend conducteur le tran- sistor 202 lorsque les signaux PRE et i NT sont à des ni- veaux bas. Le quatrième mode de réalisation qui est agen- ce comme décrit précédemment fonctionne de la manière suivante: lorsque le commutateur SW 1 ( 101) est fermé, le signal PUC est produit par le circuit 321 générateur de signaux PUC Les circuits 324 et 317 sont initiale- ment remis à zéro Les tensions de référence VC et KVC sont produites Ensuite, le circuit 325 générateur de signal de séquence vient à produire le signal PRE à l'ins- tant représenté en figure 8 Cela provoque le passage à l'état conducteur via la porte OU 302 du commutateur ana- logique 301 Ce signal PRE est fourni au circuit 326 de commande DEIR de manière à ce que ne s'éclaire pas l'élé- ment DEIR 203 émetteur de lumière Par conséquent, la borne A du DSP 145 produit une- composante en courant conti- nu de lumière extérieure du côté A Le courant ainsi pro- duit est transformé en tension par l'amplificateur 147 de conversion courant-tension Si la composante de tension en courant continu ainsi obtenue est grande, le niveau de sortie du comparateur 152 devient bas Alors, comme'le signal PRE a rendu élevé le niveau de sortie de la porte o U 319 à cet instant là, la composante en courant continu du côté A du DSP 145 est annulée par l'intermédiaire du cir- cuit Miller ( 150 et 151) de la même manière que dans le cas du premier mode de réalisation. Lorsque le niveau du signal PRE passe à un ni- veau bas comme représenté dans le diagramme de temps de la figure 8, le niveau de sortie de la porte OU 319 passe également d'un niveau haut à un niveau bas Par conséquent, de la neme manière que dans le premier mode de réalisation, le niveau d'annulation en courant continu à cet instant est stocké et maintenu au condensateur 148 comme tension de porte du transistor à effet de champ à canal P 149 A l'ins- 29. tant o le signal PRE passe d'un niveau haut à un niveau bas, l'élément DEIR 203 commence à clignoter en synchro- nisme avec le signal d'horloge Alors, la lumière projetée par l'élément 203 est réfléchie par un objet à photogra- phier et tombe sur le DSP 145 Dans l'entre-temps simultané- ment au passage d'un niveau haut à un niveau bas du si- gnal PRE, le signal T passe d'un niveau bas à un niveau haut La porte OU 302 reste à un niveau haut pour mainte- nir le commutateur analogique 301 à l'état conducteur Par conséquent,la borne A produit un signal en courant alter- natif correspondant à une composante de signal A Le si- gnal en courant alternatif est transformé en tension par l'amplificateur 147 et le circuit de réaction 146 La ten- sion de signal ainsi obtenue est amplifiée par le pré-am- plificateur 305 La tension de signal est également inver- sée et amplifiée'par l'amplificateur opérationnel 308 Les commutateurs analogiques 311 et 312 sont amenés alterna- tivement à être conducteurs et non conducteurs par les si- gnaux SP Ll et SPL 2 en synchronisme avec le clignotement de l'élément DEIR 203 L'intégrateur Miller en arrive à être chargé et la sortie de l'amplificateur opérationnel 314 commence à croître En liaison avec la figure 8, après l'écoulement d'une période de temps prédéterminée AT, le signal T passe au niveau bas et le signal i NT au niveau haut. Par conséquent, la sortie de la porte OU 302 passe d'un ni- veau haut à un niveau bas pour rendre non conducteur le commutateur analogique 301 A cet instant, la sortie de l'amplificateur opérationnel 314 devient un signal obtenu par intégration pendant une période de temps prédéterminée du signal A produit à la borne A du-DSP A l'instant o le signal i NT passe du niveau bas au niveau haut, le cir- cuit de suppression de courant continu L commence de nou- veau à fonctionner A cet instant, le signal T n'est pas produit Par conséquent, le commutateur analogique 301 reste à l'état non conducteur Donc, la borne A du DSP 30. produit un signal correspondant à l'ensemble d'un flux lu- mineux tombant sur la totalité de la surface du DSP Par comparaison avec le signal produit lorsque le commutateur analogique 301 est fermé, un signal en courant continu plus grand est donc produit Alors, de manière à l'annuler, le circuit fonctionne pour amener le plus grand des cou- rants produits à la borne A du DSP à circuler vers le tran- sistor 150 Lorsque le signal i NT passe au niveau bas, la sortie de la porte OU 319 passe au niveau bas pour arrêter le fonctionnement du circuit L Alors, le niveau de la lumière ambiante existant à cet instant est stocké au con- densateur 148 sous forme d'une tension de porte du tran- sistor à effet de champ 149 En outre, avec le signal i NT passant au niveau bas, l'élément DEIR 203 recommence son clignotement A cet instant, le signal t passe d'un niveau bas à un niveau haut Alors,comme représenté en fi- gure 9, les phases des signaux SPL 1 et SPL 2 sont inversées pour amener l'intégrateur Miller à exécuter l'intégration inverse Il en résulte que la sortie de l'amplificateur opérationnel 314 passe au niveau bas comme représenté à une partie "SORTIE 314 " en figure 8. Lorsque la sortie de l'amplificateur opération- nel 314 devient inférieure à la tension de référence KVC, la sortie du comparateur 315 prend un niveau bas Pendant la période A-t de la -figure 8 entre le passage du signal "t" au niveau haut et le passage de la sortie du compa- rateur 315 au niveau bas, le signal d'horloge est appliqué via la porte ET 316 au compteur 317 et le compteur compte les impulsions d'horloge Pendant cette période, la borne A du DSP produit un signal correspondant au courant total devant être produit par les deux bornes du DSP, c'est-à-di- re un signal de sommation (A + B) S'agissant des périodes AT et At représentées en figure 8 et des signaux (A + B) et (A), on obtient la relation suivante AT(A) = At(A + B) 31. Par conséquent, en mesurant Et, on peut obtenir la rela- tion suivante At = ((A) AT (A + R) Etant donné que AT est une période de temps prédéterminée, Et qui est la valeur de comptage du compteur est indépen- dant de l'amplitude du signal produit par le DSP Par con- sénuent, il devient un signal correspondant à la posi- tion incidente de la lumière de réflexion tombant sur le DSP qui résulte de la lumière de l'élément DEIR En d'au- tres termes, la valeur de comptage du compteur 317 devient un signal obtenu par normalisation du signal produit par le DSP Le circuit 318 générateur de signal AF, qui est disposé dans l'étage ultérieur 1,produit alors l'information sur la mesure de distance sur la base de la valeur de comp- tage du compteur 317. Dans ce mode de réalisation spécifique, l'agen- cement de circuit est simplifié car le circuit de traite- ment de signal pour le signal du DSP est agencé par appli- cation de ce qu'on appelle la double intégration Dans ce mode de réalisation, la nature de la lumière devant être émise par l'élément projetant la lumière peut naturelle- ment être choisie dans le groupe constitué des rayons visibles, des rayons infrarouges, etc quelle que soit leur longueur d'onde S'agissant de l'élément projetant la lumière, une diode laser qui est capable d'osciller conti- nuellement à la température normale, par exemple, peut être employée D'autre part, dans le mode de réalisation donné, la présente invention est applquée à un DSP à une seule dimension Cependant, dans le cas d'un DSP à deux dimensions comportant deux paires de bornes de sortie disposées dans les directions X et Y, le nombre de cir- cuitsde traitement de signal qui a été jusqu'ici de quatre dans un tel cas peut être ramené à deux selon la présente invention Par conséquent, l'avantage présenté par la pré- sente invention sera encore plus grand lorsqu'on l'applique 32. à un DSP à deux dimensions. Comme décrit dans ce qui précède, la présente inventior permet d'éviter la nécessité de faire appel à un circuit de traitement de signal séparé pour chaque borne de la paire ou des paires de bornes de sortie. Conformément à la présente invention, le circuit de traitement de signal n'est nécessaire que pour l'une des bornes de sortie par paire Cet avantage permet de rédui- re les dimensions, de simplifier l'agencement structurel, d'améliorer la précision et de réduire la consommation de puissance d'un circuit de traitement de signal pour un détecteur sensible à une position. D'autre part, dans le mode de réalisation, l'agencement du circuit de suppression de courant conti- nu qui compense la composante de courant continu prove- nant de la lumière ambiante pour faire passer le niveau de stockage d'un niveau ou il y a obtention d'une sortie d'un signal de sommation à l'une des bornes du DSP alors que l'autre borne est ouverte à un autre niveau o il y a obtention d'un signal à l'une des bornes sans ouver- ture de l'autre donne l'effet avantageux cité ci-dessus sur le circuit de traitement de signal DSP Cet agence- ment peut avantageusement s'appliquer également à d'au- tres circuits de traitement de signal de types différents. Par exemple, de tels types comprennent un procédé dans lequel,comme décrit dans la demande de brevet japonais n O SHO 51-129225, deux éléments photosensibles sont pla- cés côte à côte à la place du DSP; alors, en utilisant le fait que les sorties de ces éléments opposés varient en fonction de la position d'incidence d'une lumière de réf le- xion provenant d'un objet et tombant sur ces éléments, la position incidente de la lumière de réflexion est dé- tectée En agençant un tel circuit de suppression de cou- rant continu comme dans ce mode de réalisation pour le circuit de traitement de signal des deux-éléments photo- 33. sensibles de la demande de brevet japonais SHO 51-129225, seul un circuit de suppression de courant continu peut être utilisé à la place de deux, car la suppression de courant continu peut être exécutée comme indique précédem- ment en faisant passer le niveau de stockage d'un ni- veau à un autre niveau pour la détection de la sortie de l'un ou l'autre des deux éléments photosensibles. La présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits, elle est au contraire susceptible de modifications et de va- riantes qui apparaîtront à l'homme de l'art. 34. REVENDICATIONS 1 Circuit de traitement de signal pour un détecteur sensible à une position, produisant à ses deux bornes deux signaux variant de façon opposée en fonc- tion de la position incidente de la lumière tombant dessus, caractérisé en ce qu'il comprend': a) un moyen de commutation ( 14 en figure 2) pouvant commuter entre un premier état o ce moyen ouvre l'une des deux bornes du détecteur sensible à une position et un second état o la borne n'est pas ouverte; b) un moyen de traitement de signal ( 13 en fi- gure 2) disposé de manière à traiter une sortie du détec- teur sensible à une position produite lorsque le moyen de commutation se trouve dans le premier état et une autre sortie du détecteur sensible à une position produite lors- que le moyen de commutation se trouve dans le second état, et à produire une information normalisée sur la posi- tion du point de lumière; et c) un moyen de commande ( 18 en figure 2) pour commander le circuit de traitement de signal et le moyen de commutation. 2 Circuit selon la revendication 1, caractéri- sé en ce que le moyen de traitement de signal du circuit de traitement de signal pour le détecteur sensible à une position comprend: a) un moyen de stockage pour stocker un signal produit à l'autre borne de sortie du détecteur sensible à une position lorsque le moyen de commutation se trouve dans le premier état; et b) un moyen de normalisation pour normaliser un autre signal produit à l'autre borne de sortie du détec- teur sensible à une position lorsque le moyen de commuta- tion se trouve dans le second état, avec le signal stocké l'étant par le moyen de stockage. 3 Circuit selon la revendication 1 ou 2, 35. caractérisé en ce que le moyen de commutation est un tran- sistor connecté à ladite borne des bornes de sortie du détecteur sensible à une position. 4 Circuit selon la revendication-1 ou 2, caractérisé en ce que le moyen de commutation est un transistor à-effet de champ connecté à ladite borne des bornes de sortie-du détecteur sensible à une position. Dispositif de mesure de distance utilisant un détecteur sensible à une position, produisant à partir de deux de ses bornes deux signaux variant de façon oppo- sée en fonction de la position incidente de la lumière tom- bant dessus, caractérisé en ce qu'il comprend: a) un moyen projetant la lumière (B en figure 4); 1 b) le détecteur sensible à une position ( 145) qui est disposé à une certaine longueur de base au-delà du moyen projetant la lumière; c) un moyen de commutation ( 141) disposé à l'une des deux bornes de sortie du détecteur sensible à une po- sition, ce moyen de commutation pouvant commuter d'un premier état o ladite borne des bornes de sortie est ouverte et un second état o ladite borne des bornes de sortie n'est-pas ouverte; et d) un circuit de traitement de signal disposé de manière à traiter un signal produit à l'autre borne de sortie du détecteur sensible à une position, ce circuit de traitement de signal comprenant (a) un moyen de commande (C) pour amener le mo- yen de commutation du premier état et au second état après l'écoulement d'un laps de temps prédéterminé; et (b) un moyen de calcul pour obtenir, par calcul, une information sur la position du point de lumière qui représente un point incident sur le détecteur sensible à une position auquel la lumière projetée par le moyen pro- jetant la lumière et réfléchi J par un objet à photogra- 36. phier est reçue, cette information étant ainsi calculée et tirée d'un signal produit à l'autre borne de sortie du détecteur sensible à-une position lorsque le moyen de com- mutation se trouve -dans le premier état et d'un autre signal produit à l'autre borne de sortie lorsque le moyen de com- mutation se trouve dans le second état. 6 Circuit de traitement de signal d'un moyen de réception de lumière produisant deux courants de sortie qui varient de manière opposée avec la position incidente de la lumière tombant dessus, caractérisé en ce qu'il com- prend a) un circuit de traitement de signal disposé à une première borne du moyen de réception de lumière; b) un circuit de commande disposé à une seconde borne du moyen de réception de lumière, ce circuit de comman- de comprenant un élément de commutation disposé en série avec la seconde borne, cet élément de commutation étant capable d'amener la seconde borne à un état ouvert; et c) un moyen de commande pour commander l'élément de commutation afin de l'ouvrir. 7 Dispositif de mesure de distance pour la mesure d'une distance jusqu'à un objet de mesure de distan- ce au moyen d'un détecteur sensible à une position qui pro- duit à ses deux bornes deux signaux variant de façon opposée en fonction de la position incidente de la lumière tombant dessus, caractérisé en ce qu'il comprend: a) un moyen projetant la lumière (B en figure 4) qui est capable de permettre la commande de l'intensité lumineuse devant être projetée à partir de lui; b) le détecteur sensible à une position ( 145) qui est disposé à une certaine longueur de base au-delà du moyen projetant la lumière; c) un moyen de commutation ( 141) disposé à l'une des bornes de sortie du détecteur sensible à une position, 37. ce moyen db commutation pouvant commuter entre un premier état dans lequel la borne de sortie est ouverte et un se- cond état dans lequel cette borne n'est pas ouverte; d) un circuit de traitement de signal disposé de manière à traiter un signal produit à l'autre borne de sortie du détecteur sensible à une position, ce circuit de traitement de signal comprenant (a) un moyen de commande (C) disposé de ma- nière à faire passer le moyen de commutation au premier état et du premier état au second état après l'écoulement d'un laps de temps prédéterminé, (b) un moyen ( 205 214) pour commander l'in- tensité de la lumière projetée par le moyen projetant la lumière de façon à maintenir invariable le niveau d'un si- gnal produit par l'autre borne de sortie du détecteur sen- sible à une pression par détection de ce niveau lorsque le moyen de commutation se trouve dans le premier état et pour commander ce signal pour qu'il se trouve à un niveau constant sans changement de l'intensité de la lumière pro- jetée lors-que le moyen de commutation passe du premier état au second état. (c) un moyen de détection ( 195, 200, 201) pour détecter le niveau du signal produit à l'autre borne de sortie du détecteur sensible à une position lorsque le mo- yen de commutation passe du premier état au second état;et e) un moyen de conversion pour convertir le ni- veau de signal détecté par le moyen détecteur en signal de mesure de distance. 8 Circuit selon la revendication 1, caracté- risé en ce qu'il comprend en outre: a) un moyen decompensation disposé de manière à détecter le niveau d'une composante en courant continu incluse, due à la lumière ambiante, dans un signal correspondant à la sortie de l'autre borne de sortie du détec- teur sensible à une position et à compenser la composan- 38- te en courant continu de la sortie du détecteur sensible à une position en fonction d'un niveau de compensation cor- respondant au niveau détecté; et b) un moyen de passage disposé pour faire passer le niveau de coimpensation du moyen de compensation d'un niveau à un autre en réponse à la commutation de la position du moyen de commutation lorsque celui-ci est amené à passer par le moyen de commande de son premier état à son second état. 9 Dispositif selon la revendication 5, carac- térisé en ce qu'il comprend en outre: a) un moyen de compensation disposé de manière à détecter le niveau d'une composante en courant continu incluse; due à la lumière ambiantedans un signal correspondant à la sortie de l'autre borne de sortie du dé- tecteur sensible à une position et à compenser la composan- te en courant continu de la sortie du détecteur sensible à une position en fonction d'un niveau de compensation corres- pondant au niveau détecté; et b) un moyen de passage agencé de manière à faire pas- ser le niveau de compensation du moyen de compensation d'un niveau à un autre en réponse à la commutation de la position du moyen de commutation lorsque ce dernier est amené par le moyen de commande à passer de son premier état à son second état. 10 Dispositif selon la revendication 5,carac- térisé en ce qu'il comprend en outre a) un moyen de détection pour détecter le commen- cement du fonctionnement du dispositif de mesure de distan- ce; et b) un moyen de compensation disposé de manière à détecter le niveau d'une composante de signal incluse, due à la lumière ambiante, dans un signal correspon- dant à la sortie du détecteur sensible à une position, un temps prédéterminé suivant le moment o le commencement du fonctionnement du dispositif de mesure de distance est dé- 39. tecté par le moyen de détection et à procéder à une compensation pour l'élimination de l'influence de la lu- mière ambiante sur la sortie du détecteur sensible à une position selon un niveau de compensation correspondant au niveau détecté. 11 Circuit de traitement de signal pour le traitement du signal d'un moyen de réception de lumière qui est utilisé pour le dispositif de mise au point auto- matique d'un appareil photographique et est agencé de ma- nière à produire un signal représentant la position inci- dente de la lumière tombant dessus, caractérisé en ce qu'il comprend a) un moyen de détection pour détecter le pas- sage d'un commutateur de déclenchement d'obturateur de l'appareil photographique entre un premier état et un se- cond état dans le but d'exécuter une prise de photogra- phie; et b) un moyen de compensation disposé de manière à détecter le niveau d'une composante de signal incluse, due à la lumière ambiante, dans un signal corres- pondant à la sortie du détecteur sensible à une position à l'issue d'une durée prédéterminée suivant la détection du passage du commutateur de déclenchement d'obturateur de l'appareil photographique entre le premier état et le se- cond état par le moyen de détection et à procéder à une compensation pour l'élimination de l'influence de la lumiè- re ambiante sur la sortie du détecteur sensible à une po- sition conformément à un niveau de compensation corres- pondant au niveau détecté. 12 Circuit de traitement de signal pour le traitement du signal dl'un mnyen de réception de lumière disposé de manière à produire deux courants de sortie qui varient de façon opposée avec la variation de la position incidente de la lumière tombant sur le noyen de réception de lumière, caractérisé en ce qu'il comprend 40. a) un moyen de compensation disposé de manière à détecter une composante en courant continu incluse, due -à la lumière ambiante, dans un signal correspon- dant à la sortie du moyen de réception de lumière et à com- penser la sortie du moyen de réception de lumière pour la composante en courant continu conformément à un niveau de compensation correspondant au niveau détecté; b) un moyen de variation pour modifier le mode dans lequel le signal correspondant à un courant provenant -ô du moyen de réception de lumière est produit; et c) un moyen de commande pour faire passer le niveau de compensation du moyen de compensation d'un ni- veau à un autre lorsque le mode dans lequel le-signal correspondant au courant de sortie du moyen de réception de lumière est modifié par le moyen de variation.