Brevet FR2536922A1 — publié le 19840601

CObIPARATEUR LOGIQUE A PLUSIEURS FONCTIONS. La présente invention concerne les comparateurs-et elle a pour but de proposer un circuit vélectrique particulièrement simple pour réaliser une grande variété de fonctions de comparaison logiques. Un des inconvénients des circuits existants est en effet le fait que certaines fonctions de comparaison extremement simples ne peuvent être réalisées que par des circuits complexes à grand nombre d'élwements, et que de plus des circuits différents doivent être utilisés pour des fonctions de comparaison différentes. A titre d'exemple, il arrive qu'on ait besoin, dans des circuits logiques, de déterminer si parmi 2n+l signaux logiques, une majorité ou une minorité (soit plus ou moins de n) est à un état logique déterminé. Cette détermination est faite actuellement par décodage à l'aide de réseaux logiques programmables qui comportent un nombre de portes logiques d'autant plus élevé que n est plus grand, at surtout croissant beaucoup plus rapidement que n. Le circuit selon l'invention permet de réduire ce nombre dans des proportions considérables, en le rendant pratiquement proportionnel à n. Il vise également à établir des comparaisons en utilisant un amplificateur à grand gain, comme cela est habituel, mais en éliminant les erreurs susceptibles d'être introduites par la tension de décalage à l'entrée de cet amplificateur. Pour résoudre ces divers problèmes, la présente invention propose un comparateur recevant plusieurs signaux logiques d'entrée pour indiquer si la somme, pondérée ou non, de ces signaux est supérieure ou inférieure à une valeur de comparaison, ce comparateur comprenant - un amplificateur inverseur à gain important ; - N capacites d'entrée ayant chacune une première armature reliée à l'entrée de l'amplificateur - au moins une capacite de comparaison ayant également une premiere armature reliée à l'entrée de lQamplificateur g - des moyens de commutation et un circuit logique de commande de ces moyens, fonctionnant selon essentiellement deux phases d'horloge pour effectuer les commutations suivantes a) dans une première phase, les N capacités dVentree ont toutes leurs secondes armatures reliées à un premier niveau logique de référence et la capacité de comparaison a sa seconde armature reliée a un second niveau logique de référence différent du premier ;; b) dans une deuxième phases les secondes armatures des N capacités d'entrée reçoivent les signaux logiques d'entrée g la seconde armature de la capacité de comparaison est reliée a un potentiel qui dépend de la fonction de comparaison à réaliser par le comparateur c) à Ivinterieur de l'une des deux phases seulement, l'amplificateur est boucle par un court-circuit entre son entres et sa sortie ; c'est cette phase qui constitue alors la phase initiale et l'autre la phase finale ; les termes premiers phase et seconde phase, employés ci-dessus et dans le reste de la description et les revendications, n'impliquent pas un ordre chronologique de termine des deux phases et ne sont qu'une commodité de langage pour désigner sans périphrase l'une ou l'autre des phases de commutation. Trois types de choix peuvent essentiellement être effectués pour définir la nature de la fonction de comparaison réalisée-par le comparateur selon l'invention. Les combinaisons de ces divers choix définissent les fonctions réalisées. Le premier choix est le choix du nombre de capacités de comparaison : il y en a au moins une, mais il peut y en avoir plusieurs, recevant lors de la deuxième phase des signaux logiques indépendants les uns des autres, signaux dont la combinaison forme l'un des termes de la comparaison à effectuer. Le deuxième choix est le choix de la valeur des capacites d'entrée : elles peuvent être toutes ou presque toutes égales, ou encore être pondérées, notamment selon un code binaire, ou selon des coefficients quelconques. Ce choix s'applique aussi aux capacités de comparaison lorsqutil y en a plusieurs. Le troisième choix est le choix des tensions appliquées aux capacités de comparaison : ces tensions- peuvent être des niveaux logiques pour réaliser des fonctions de comparaison logique, ou encore des tensions analogiques quelconques pour réaliser des fonctions de comparaison mixtes c'est a dire mélangeant des signaux logiques et des valeurs de comparaison analogiques. En effet, un des avantages importants de l'invention est de pouvoir faire ce genre de comparaison mixte, par exemple une comparaison d'un nombre binaire à une quantité variable définie å partir d'un signal analogique. Des exemples détaillés seront donnes dans la suite de la description. Outre les fonctions de comparaison que l'on peut ainsi réaliser, on verra que le comparateur selon l'invention peut aussi être utilise comme élément essentiel de certains types de cellules de filtrage numérique. J D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparattront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels~:: - la figure 1 représente le schéma de base du circuit selon 11invention ; - la figure 2 représente un diagramme temporel des phases de commutation périodiques des moyens de commutation - la figure 3 représente un autre diagramme temporel possible dans lequel la deuxième phase apparaît chronologiquement avant la première ; - la figure 4 représente un exemple de réalisation du comparateur pour une fonction de comparaison d'un nombre binaire avec une valeur donnes - la figure 5 représente un exemple de réalisation pour une comparaison de deux nombres binaires - la figure 6 représente un exemple de circuit où le comparateur selon l'invention constitue l'élément essentiel d'une cellule de filtrage antirebondissement. Le comparateur représenté à la figure 1 comporte un amplificateur inverseur A, N capacités d'entrée (ici quatre capacités CEl, CE2, CE3, CE4 ont été représentées) une capacité de comparaison CC1 des moyens de commutation (interrupteurs IE1 à IE4, IE'1 à IE'4, IC1, IC'1, ICC, IS qui sont par exemple chacun. constitue par un transistor à effet de champ à grille isolée), et un circuit de commande de ces moyens de commutation. Le circuit de commande des moyens de commutation n'est pas représenté car cela alourdirait considérablement le schéma. Il a pour fonction de commander la fermeture et l'ouverture des interrupteurs pendant des phases bien determinees d'un cycle périodique. La réalisation d'un tel circuit est a la portée de tout homme du métier lorsque les phases ont été spécifiées pour chaque moyen de commutation (interrupteur ou porte logique). Les capacites d'entrée CE1 à CE4 et la capacité de comparaison CC1 ont toutes une première armature reliée à l'entree de l'amplificateur inverseur A. La deuxième armature de la capacité d'entrée CE1 peut recevoir à travers l'interrupteur lEl une tension d'entrée VEl ou, à travers l'interrupteur IE'1, un premier niveau logique de référence VSS. De même, les capacités CE2, CE3, CE4 reçoivent respectivement à travers des interrupteurs IE2 ou IE'2, 1E3 ou lE1 IE'3, 1E4 ou IF-IE'4, soit des tensions d'entrée respec- tives VE2, VE3, VE4, soit le premier niveau logique de référence VSS. VSS peut être une tension d'alimentation inférieure de l'ensemble du circuit. La seconde armature de la: capacité de comparaison CC1 peut etre reliée par l'interrupteur IC1 à une tension de comparaison VC1 ou pa- l'interrupteur IC'1 à un second potentiel de référence VDD différent du premier potentiel de référence VSS. VDD peut être une tension d'alimentation supérieure de l'ensemble du circuit. On pourrait choisir aussi bien l'inverse, à savoir une tension d'alimentation supérieure pour le premier potentiel de référence et inférieure pour le second. Le signe de la tension de sortie du comparateur en serait inversé. Les tensions d'entrée VE1, VE2, VE3, VE4 sont des niveaux logiques 0 ou 1 c'est à dire qu'elles correspondent cha cune soit à VSS (par exemple pour un niveau logique O) soit a VDD (par exemple pour un niveau 1). La sortie de l'amplificateur A est reliée à la sortie du circuit de comparaison par l'interrupteur IS. t'amplificateur peut être bouclé en court-circuit entre sa sortie et son entrée inverseuse par l'interrupteur ICC. Le circuit de commande de commutation fonctionne cycliquement avec une période T et essentiellement selon deux phases, à savoir une phase b de fermeture des interrupteurs Ive'1 à IE'4 et IC'1, et une phase c de fermeture des interrupteurs IE1 a.îE4 et IC1. L'interrupteur ICC est fermé au cours de l'une de ces phases qui est alors la phase initiale de fonctionnement, et l'interrupteur IS pendant l'autre qui est alors la phase finale. Toutefois, on a désigné par a la phase de fermeture de l'interrupteur ICC car cette phase est légèrement différente de la phase b (ou c) en ce sens qu'elle doit se terminer légèrement avant la fin de la phase b (ou c). De même, la phase d de fermeture de l'interrupteur IS se situe a 1J intérieur de la phase c (ou b) mais de préférence vers la fin de celle-ci plutôt que sur sa totalité. Cependant, pour ltessentiel, le dispositif fonctionne en deux phases disjointes qui sont les phases- b et c. Sur la figure 2, on a représenté ces phases de fermeture a, b, c, d, sous forme de créneaux temporels à un niveau logique haut. Sur la figure 1 comme sur les autres figures représentant des circuits, on a indique à côté de chaque intertupteur la phase pendant laquelle cet interrupteur est fermé. Dans l'exemple ' de la figure 2, le bouclage de l'amplificateur en court-circuit (phase a) se fait en même temps que la phase b de connexion des capacités d'entrée à un potentiel de référence VSS ; mais la phase a pourrait aussi, bien colncider avec la phase c, inversant alors le résultat de la comparaison. La figure 3 montre les diagrammes temporels de phase lorsque la phase a coincide avec la deuxième phase c et non la première phase b. On notera que la phase b et la phase c peuvent être exactement complémentaires, ou séparées comme sur les figures 2 et 3. Si on appelle VDA la tension d'entrée de l'amplificateur lorsqu'il est bouclé en court-circuit sur lui-meme, VDA représente la tension de décalage d'entrée au la tension de basculement de l'amplificateur 9 autrement dit > -l'amplificateur ayant un gain important, si on lui applique une tension dsentrée VEA lorsqu'il n'est plus bouclé par un court-circuit, sa tension de sortie basculera à un, premier niveau ou à un deuxième niveau de sortie (en saturation) selon que VEA est supérieur ou inférieur à VDA, donc selon le signe de VEA-VDA. Dans 11 exemple correspondant au diagramme temporel de la figure 2, on peut écrire que - durant la phase a, l'amplificateur est bouclé, sa tension d'entrée est la tension de décalage VDA. Les capacités d'entrée prennent des charges respectives CE1 (VDA - VSS), CE2 (VDA - VSS),-CE3 (VDA, - VSS) > CE4 (VDA - VSS) ; la capacité de comparaison CC1 prend une charge CC1 (VDA - VDD) ; - dès que la phase a se termine, la somme de toutes ces chages reste stockée sur les armatures des capacités reliées à l'entrée de l'amplificateur ; celui-ci présente an effet une impédance d'entrée très élevée empêchant l'évacuation de ces charges une fois que le court-circuit établi par l'interrupteur ICC a été supprimé - durant la phase c, des tensions VE1, VE2, VE3, VE4 sont appliquées aux capacités CE1 à CE4 respectivement et une tension VC1 est appliquée à la capacité CC1. On calcule quelle tension VEA apparat à l'entrée de l'amplificateur pour voir le signe de VEA - VDA et donc le sens de basculement de l'amplificateur. Les capacités CE1 à CE4 prennent des charges respectives CE1 (VEA - VE1) ; CE2 (VEA - VE2) ; CE3 (VEA - VE3) CE4 (VEA - VE4) ; la capacité CC1 prend une charge CC1 (VEA-VC1). La somme de ces charges doit être égale à la somme des charges précédemment stockées car celles-ci n'ont pu s'écouler. L'écriture de cette égalité fait apparaître l'équation suivante (VEA - VDA) (CC1 + CE1 + CE2 + CE3 + CE4) = CE1(VE1-VSS)+CE2(VE2-VSS)+CE3(VE3-VSS)+CE4(VE4-VSS)-CC1(VDD-VC1) Comme les tensions d'entrée VE1 à VE4 sont égaies soit à VSS soit à VDD, on voit que le signe de VEA-VDA, donc le sens de basculement du comparateur, est déterminé par la comparaison d'une somme pondérée des niveaux logiques d'entrée VE1, VE2, VE3, VE4, les coefficients de pondération étant les étantvaleurs des capacités d'entrée, et d'un terme qui est CCl(VDD-VCl). Par conséquent, le comparateur selon l'invention effectue une comparaison d'un nombre binaire d'entrée (ici un nombre à quatre chiffres dont les poids sont les rapports entre les capacités d'entrée) avec un terme CC1 (VDD-VC1). - durant la phase d, vers la fin de la phase c, l'interrupteur IS applique la tension de sortie de l'amplificateur à la sortie du circuit et fournit une tension VS définissant de manière logique le sens de basculement de l'amplificateur. Comme on le voit sur l'équation précédente, le sens de basculement n'est pas affecté par l'existence d'une tension de décalage non nulle VDA à l'entrée de l'amplificateur. j On notera, sans y revenir, que si la phase a coïncidait avec la phase c et non la phase b (la phase d de lecture de l'état de l'amplificateur se situant alors durant la phase b), le résultat quantitatif serait exactement le même avec une inversion de signe donc du sens de basculement du comparateur pour la même comparaison effectuée. La tension VC1 appliquée- à la capacité CC1 dans la deuxieme- phase c peut justement être le premier potentiel de référence VSS. Le nombre binairé d'entrée est donc comparé à une valeur fixe CC1(VDD-VSS). Si au contraire VC1 est quelconque, on peut faire varier le second terme de la comparaison en faisant varier YC1. VC1 étant supposé égal à VSS, les capacités d'entrée peuvent être toutes égales. On suppose qu'il y a N capacités d'entrée de valeur Ce. On peut alors choisir la valeur de la capacité de comparaison CC1 telle que le résultat de la comparaison indique si plus ou moins de m capacités d'entrée parmi les N ont reçu une tension VDD durant la deuxième phase c. En effet, le sens de basculement de 11 amplificateur dépend alors du signe de la différence entre la somme des valeurs des capacités recevant VDD à la deuxième phase et 'la valeur de la capacité CC1. On choisit CC1 compris entre mCe et (s+l)Ce > par exemple CC1=(m+0;5)Ce, auquel cas l'amplificateur basculera franchement dans un sens ou dans un autre selon que - m ou moins de m capacites d'entrez ont éte portées à VDD lors de la deuxième phase, - plus de m capacités d'entrée ont été portées à VDD. Si on prévoit un nombre impair N = 2n+l de capacités -d'entrée, toutes de même valeur et si on choisit justement m = n donc CC1 = (n+0,5)Ce, soit une capacité de comparaison égale à la demi-somme des capacités d'entrée, le comparateur basculera dans un sens ou dans l'autre selon qu'une majorité ou une minorité de capacités d'entrée auront été portees au deuxième niveau logique de référence VDD. Dans une variante de réalisation, on applique sur l'une des capacités d'entrée, lors de la deuxième phase, une tension issue d'une bascule recevant comme entrée la sortie du comparateur. Cette tension modifie l'un des termes de la comparaison en fonction de la sortie précédente du comparateur, de sorte qu'on crée une hystérésis : le comparateur bascule dans un sens pour une certaine combinaison de niveaux logiques d'entrée mais rebascule dans l'autre sens pour une autre combinaison différente de la premiere. En supposant toujours que la tension VC1 appliquée à la capacité de comparaison CC1 durant la deuxième phase e est égale à VSS, on peut pondérer les valeurs des- capacités binaires selon différents codes binaires possibles. Par exemple,- sur le schéma de la figure 4, les capacités d'entrée ont pour valeur CE1 = Co, CE2 = 2Co, CE3 = 4Co, CE4 = 8Co (ponderation binaire pure), et un nombre binaire pur est appliqué à l'entrez sous forme d'un choix entre des niveaux logiques VSS ou VDD lors de la deuxième phase c. La capacité CC1 a une valeur choisie entre deux multiples consécutifs kCo et (k+l)Co de Co (capacité de plus faible poids), par exemple CC1 = (k+O,S)Co ou k est un entier. Le sens du basculement du comparateur correspondra à une indication que le nombre binaire applique à l'entre est strictement supérieur à k ou alors qu'il est inférieur ou égal à k. Il s'agit donc d'une fonction de comparaison entre un nombre binaire quelconque et un nombre prédéterminé defini-par la valeur de la capacité CC1. On peut inverser le sens de basculement du comparateur soit en changeant le diagramme temporel des phases (passage de la figure 2 à la figure 3 ou réciproquement), soit en remplaçant le premier niveau logique de référence par le deuxième et réciproquement. La figure 4 montre un exemple de mise en oeuvre de cette comparaison binaire : le nombre binaire est appliqué à travers des portes logiques (ET) au moment de la deuxième phase c. Chaque porte ET applique alors à sa sortie une tension VSS ou VDD selon qu'elle est ouverte ou fermée donc selon le chiffre binaire appliqué à son entrée. Cette tension de sortie est égale à VSS en dehors de la phase c, les portes étant fermées. Dans cet exemple, on a prévu pour simplifier que la phase b est exactement complémentaire de la phase c ; c'est pourquoi la phase b n'apparaît pas sur la figure 4 ; cependant, il faut toujours prévoir que la phase a se termine strictement avant la fin de la phase b. La capacité de comparaison CC1 est quant. à elle reliée à la sortie d'un inverseur commandé par la phase c, cet inverseur fournissant à sa sortie une tension VSS pendant la phase c et VDD en dehors donc pendant la phase b. Sur la figure 4, le nombre binaire 1101 est comparé à un nombre k. Les moyens de commutation comprennent ici simplement. les interrupteurs ICC, IS, p portes logiques à deux entrés (pour un nombre binaire à p chiffres) et un inverseur, les portes et l'inverseur étant commandés par un signal périodique de phase c. Si le nombre binaire était un nombre signé codé selon la convention dite complément à deux", il faudrait appliquer le bit de signe inversé pendant la phase c à une capacité supplémentaire de comparaison de poids correspondant au poids le plus élevé du nombre. On peut également, grâce au circuit de 11 invention comparer deux nombres binaires, éventuellement de codes de pondération différents. te schéma correspondant est représenté a la figure 5. Pour ce qui concerne les capacités d'entrée et les moyens de commutation qui leur correspondent (portes ET), le schéma est rigoureusement identique à celui de la figure 4. Mais, la capacité de comparaison CCl n'est plus unique plusieurs capacités de comparaison supplémentaires CC2, CC3 > CC4, CC5 sont prévues, chacune ayant une armature reliée à l'entree de l'amplificateur Ao L'autre armature est reliée au deuxième niveau logique de référence VDD dans la phase b et peut être reliée dans la phase c soit a VDD soit à VSS. A cet effet, la seconde armature de chaque capacité de comparaison CC2 à CC5 est reliée à la sortie d'une porte NON-ET respective ayant une entrée commandée par la phase c et une autre entrée recevant un niveau logique binaire 0 où 1 indiquant si la capacité correspondante doit être portée à VDD ou VSS. L'ensemble de ces niveaux logiques constitue un nombre binaire a comparer avec un autre nombre binaire appliqué aux capacités d'entrée comme à la figure 4. Les capacités de comparaison supplémentaires CC2, CC3, CC4, CC5 sont pondérées selon un code binaire qui peut être le même que celui des capacités d'entrée; ici on aurait CC2 = Co, CC3 = 2Co, CC4 = 4Co, CC5 = 8Co > ,la valeur de capacité unitaire de base Co étant la même que pour les capacités d'entrée. ta capacité de comparaison CC1 a quant à elle une valeur comprise entre 0 et Co, de préférence environ Co/2, pour assurer un basculement franc du comparateur dans un sens ou dans l'autre selon que le nombre binaire appliqué aux capacité d'entrée est supérieur ou inférieur au nombre binaire appliqué aux capacités de comparaison supplémentaires, sans risque d'incertitude si les deux nombres sont égaux. La capacité CC1 a sa seconde armature reliee à la sortie d'un inverseur commandé par la phase c, de sorte qu'elle reçoit le premier niveau logique VSS durant la phase c et le second niveau VDD en dehors de la phase c. Si les nombres binaires à comparer sont signés, les bits de signes doivent être inversés et interchangés, c'est à dire que le bit de signe inversé du nombre d'entrée doit être appliqué à une capacité de comparaison et réciproquement les bit de signe inversé du nombre de comparaison à une capacité d'entrée. t'obtention d'une hystérésis dans cette comparaison binaire peut se faire exactement de la manière indiquée précédemment. Les pondérations des capacités d'entrée et de comparaison peuvent être différentes. On peut prévoir aussi que les capacités- d'entrée et/ou de pondération ne Font pas pondérées et sont toutes égales à Co (CC1 étant égal à 0,5 Co par exemple), pour comparer un nombre de niveaux logiques "1" (ou ~.0"#) à un autre nombre de niveaux logiques "1" (ou "0"). Dans le schéma représenté a la figure 6, le comparateur fonctionne de manière logique selon le schéma de la figure 4 mais avec des capacités d'entrée toutes égales à Co. Les niveaux d'entrée sont appliqués à partir des sorties en parallèle d'un registre à décalage RD. La capacité de comparaison CC1 a une valeur (k+O,5)Co par exemple de sorte que le comparateur détermine essentiellement si le nombre de' niveaux logiques 1 stockés dans le registre est supérieur ou non à k. Une hystérésis peut être prévue à l'aide d'une bascule B (bascule de type D dont le basc#ulement n'-est autorise que pendant la phase d). Cette bascule reçoit la sortie du comparateur et applique son signal de sortie à une capacité d'entrée supplémentaire C'o, à travers une porte ET commandée par la phase c. Le registre à décalage peut recevoir à son entrée een série un niveau logique variable, le décalage étant actionné périodiquement par exemple au début de la phase c. Le comparateur effectue alors une sorte de filtrage antirebondissement en validant un changement d'état du niveau logique d'entree seulement lorsque ce nouvel état- est present dans plus de k cases du registre, par exemple lorsque ce nouvel etat est majoritaire dans le registre ; les changements d'état erratiques au moment de la transition (rebondissements) ne sont alors plus pris en compte car ils ne font pas basculer le comparateur. En généralisant le schéma de la figure 6 9 on peut pondérer les capacités d'entrée, auquel cas le circuit devient un circuit -de filtrage numerique transversal opérant sur des échantillons binaires, décales dans le temps par un registre à décalage (ou plusieurs si le filtrage doit être opéré sur des nombres à plusieurs bits). les coefficients à appliquer à chaque échantillon donne - sont - de termines par les valeurs des capacités d'entrée recevant ces bits issus du ou des registres à décalage. Un tel filtre transversal est tout à fait approprie pour faire du filtrage adapté ou de la corrélation. REVENDICATIONS. 1. Comparateur recevant plusieurs signaux logiques d'entrée pour indiquer si la somme, pondérée ou non, de ces signaux est supérieure ou inférieure à une valeur de comparaison, caractérisé par le fait-qu'il comporte - un amplificateur inverseur (A).à gain important - N capacités d'entrée (CE-1 à CE4) ayant chacune une première armature reliée à l'entrée de l'amplificateur - une capacité de comparaison (CC1) ayant également une première armature reliée à l'entrée de l'amplificateur - des moyens de commutation (IE1 à IE4, IE'1 à IE' 4, IC1, IC'1, ICC, ICS), et un circuit logique de commande de ces moyens, fonctionnant selon essentiellement deux phases d'horloge (b et c) pour effectuer les commutations suivantes :: ç a) dans une première phase (b), les N capacités d'entrée ont toutes leur seconde armature reliée à un premier niveau logique (VSS) et la capacité de comparaison a sa seconde armature reliée à un second niveau logique (VDD) différent du premier b) dans une deuxième phase (c), les secondes armatures des N capacités d'entrée reçoivent les signaux logiques d'entrée (VE1 à VE4), et la seconde armature de la capacité de comparaison est reliée à un potentiel (VC1) qui dépend de la fonction de comparaison à réaliser c) à l'intérieur de l'une seulement des deux phases, qui constitue alors une phase initiale de fonctionnement, l'amplificateur est bouclé; par un court-circuit entre son entrée et sa sortie. 2. Comparateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que dans la deuxième phase (c) > la seconde armature de la capacité de comparaison reçoit le premier niveau logique (VSS). 3. Comparateur selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les N capacités d'entrée ont toutes une valeur commune (Co). 4. Comparateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que N est impair, que la capacité de comparaison (cl1) a une valeur sensiblement égale à la demi-somme des capacités dgentrée, et que le comparateur a pour fonction de de terminer si une majorité ou une minorité de capacités d'entrée ont été reliées à l'un des deux niveaux logiques. 5. Comparateur selon 11 une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les capacités atentrée ont des valeurs multiples d'une valeur commune Co et que la capacité de comparaison a une valeur comprise entre kCo et (kal)Co, de preference environ (k+0,5)Co, où k est un entier. 6. Comparateur selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les capacités d'entrée ont des valeurs pondérées selon un code binaire, la capacité de plus petit poids ayant une valeur Co, et que, durant la deuxième phase (c), les secondes armatures des capacités d'entrée sont reliées à l'un ou à l'autre des deux niveaux logiques selon les valeurs des chiffres d'un nombre binaire à comparer avec une valeur donnee, chaque chiffre déterminant l'application de l'un des deux niveaux logiques à une capacité d'entrée de même poids binaire que ce chiffre. 7. Comparateur selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il est prévu plusieurs capacités de comparaison supplémentaires (CC2, CC3, CC4, CC5), ayant toutes une première armature reliée à l'entree de l'amplificateur et en ce que le circuit logique de commande des moyens de commutation est apte à porter la seconde armature de chacune des capacités de comparaison au deuxième niveau logique (VDD) durant la première phase (b) et à l'un ou l'autre des niveaux logiques durant la deuxième phase (c). 8.- Comparateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que les capacités de comparaison supplémentaires sont toutes -égales à une valeur commune Co. 9. Comparateur selon la revendication 8, caractérisé en ce que les capacités de comparaison supplémentaires ont des valeurs pondérées, notamment selon un code binaire, multiples d'une valeur commune Co. 10. Comparateur selon l'une des revendications 8 et 9, caractérisé en ce que la première capacité de comparaison a une valeur de l'ordre de Co/2. 11. Comparateur selon l'une des revendications 1 à 10, caractérise en ce qu'une bascule de type D est reliée à la sortie de l'amplificateur et que la sortie de la bascule constitue un signal logique d'entrée pour au moins l'une des capacités d'entrée (C'o), pour établir une hystérésis de fonctionnement du comparateur. 12. Comparateur selon l'une des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que les signaux logiques d'entrée appliques aux capacités d'entrée durant la deuxième phase (c) sont -issues des sorties en parallèle d'un ou plusieurs registre à décalage (RD), recevant chacun en entrée série un signal logique binaire.