Brevet FR2543305A1 — publié le 19840928

DISPOSITIF DE MESURE D'INTERMODULATION PRODUITE PAR UN CIRCU1T HAUTE FREQUENCE NON LINEAIRE La présente invention concerne un dispositif de mesure d'intermodulation produite par un circuit haute fréquence non linéaire, la mesure définissant chaque raie parasite selon ses composantes orthonormées et donnant également la résultante de ces raies. La non-linéarité d'un circuit haute fréquence provoque, lorsqu'il est excité simultanément par plusieurs signaux de fréquences différentes, des signaux parasites appelés produits d'intermodulation. Certains tombent au voisinage des fréquences harmoniques; ils sont éliminés habituellement par filtrage. Mais ceux qui tombent dans la bande de transmission BF ou à son voisinage immédiat ne peuvent s'annuler que grâce à des dispositifs spéciaux. Ce phénomène d'intermodulation est très genant en pratique. En particulier, lorsque le circuit haute fréquence est alimenté par des signaux modulés à bande de base étroite, ce phénomène se traduit en dehors de la bande de modulation par une perturbation des communications utilisant des canaux voisins et, dans la bande de modulation, par une distorsion phonique et surtout par un accroissement du taux d'erreur en cas de transmission numérique multiporteuse dans un canal BF. Il est donc intéressant de pouvoir contrôler la linéarité d'un circuit haute fréquence en mesurant l'amplitude des produits d'intermodulation dans le spectre du signal obtenu en sortie du circuit haute fréquence. C'est ce que recommandent les norrnes du CCIR qui préconisent par ailleurs de faire cette mesure pour un signal d'entrée du circuit haute fréquence comportant deux tons hautes fréquences d'égale amplitude. Par ailleurs, les produits d'intermodulation d'ordres impairs étant seuls générateurs de perturbations au voisinage des fréquences du signal d'entrée, il est suffisant de mesurer, dans le spectre du signal obtenu en sortie du circuit haute fréquence, l'amplitude des produits d'intermodulation d'ordres impairs. On entend par produits d'intermodulation d'ordres impairs les raies du spectre qui se situent aux fréquences: nf1 -(n-I)f2 et (n-l) fl-nf2 ou n est un nombre entier et fl et f2 les fréquences émises. Habituellement cette mesure est réalisée grâce à l'analyse spectrale, soit en isolant les raies recherchées au moyen d'un voltmètre sélectif, soit en utilisant un appareil plus moderne, Panalyseur de spectre. La présente invention ne prétend pas remplacer l'analyse spectrale qui permet de nombreuses mesures au-delà des simples mesures d'intermodulation, mais le dispositif conforme à la présente invention permet d'effectuer ces mesures avec une bonne précision, tout en se k révélant beaucoup moins complexe et beaucoup moins croûteux que des analyseurs de spectre. Selon l'invention, le dispositif de mesure d'intermodulation produite par un circuit haute fréquence non linéaire aussi bien en amplitude qu'en phase alimenté par deux tons HF de fréquence fî et f2 d'amplitudes égales permet de connaître non seulement l'amplitude de chaque raie d'inter- modulation mais également ses projections selon deux axes orthonormés définissant ainsi les composantes réelles revenant respectivement à la partie réelle et à la partie imaginaire des coefficients de non-linéarité du circuit HF non linéaire, ce qui présente un avantage important sur tous les autres systèmes qui ne donnent pour chaque raie parasite que l'amplitude de la résultante. Ceci présente un intérêt très grand dans le cas par exemple des dispositifs précorrecteurs de non-linéarité travaillant indépendamment la phase et l'amplitudle pour l'optimisation des réglages. La présente invention concerne donc un dispositif de mesure d'intermodulation produite par un circuit haute fréquence non linéaire en amplitude et en phase, alimenté par un signal e(t) comportant deux tons haute fréquence fl et f2 d'amplitude égale, principalement caractérisé en ce qu'il comprend:: - des premiers moyens recevant le signal d'excitation e(t) du circuit haute fréquence, recevant le signal haute fréquence s(t) fourni par ce circuit et délivrant un ensemble de signaux qui définissent les composantes des raies principales et des raies d'inter modulation traduisant la non-linéarité selon ses composantes réelles et imaginaires; - des deuxièmes moyens recevant ces composantes générant l'amplitude des raies d'intermodulation correspondante et délivrant des signaux donnant la mesure résultante d'intermodulation pour chaque rang. Les objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un exemple de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins ciaprès qui représentent: - figure 1, le schéma d'un dispositif de mesure d'intermodulation selon l'invention; - figure 2, le schema d'une variante de réalisation du module logique de mesure 4 selon la figure 1 - figure 3, le schéma partiel d'une variante de réalisation du circuit 3 selon la figure I - figures 4, 5 et 6, les schémas de réalisation de circuits permettant de s'assurer de l'égalité d'amplitude des deux tons selon l'invention. Avant de décrire de manière plus détaillée un mode de réalisation de l'invention, il est bon de rappeler la relation entre les raies principales et les raies d'intermòdulation produites par un circuit haute fréquence non linéaire. Soient e(t) et s(t) les signaux d'entrée et de sortie de ce circuit on a entre e(t) et s(t) une relation du type: s(t) = A e(t) + Be2(t) + Ce3(t) + ... etc, où A, B, C, . etc sont des coefficients complexes définissant la non-linéarité de élément haute fréquence. Les termes pairs de s(t) (e2, e ... etc) ne produisent pas de raies parasites au voisinage des fréquences d'émission et ne sont donc pas gênants puisque, dans le cadre de la présente demande de brevet, on se préoccupe uniquement de la mesure des produits d'inter modulation qui se trouvent au voisinage des fréquences d'emission, Cest-à-dire des produits d'intermodulation d'ordres impairs. I1 suffit donc d'envisager une nonlinéarité ne comportant que des puissances impaires, et par exemple, pour la mesure des produits d'intermodulation d'ordre 3 et 5, une non-linéarité du type: S(t > =A e(t) + C e3(t) + E e5(t) avec: A = a + ja' C = c + jc' E = e + je' caractérisant ainsi la non-linéarité en général. A titre d'exemple, on décrit un dispositif de mesure des produits d'intermodulation d'ordre 3 et 5, issus des termes de puissance égale à 3 et à 5 de la fonction de transfert du HF circuit HF nonlinéaire, le principe de l'invention restant valable pour la correction des produits d'intermodulation d'ordres supérieurs à 5. Toutefois, dans la pratique, à partir de l'ordre 7, les niveaux d'intermodulation sont négligeables. Selon la méthode recommandée par la CCIR, on étudie ce type de non-linéarité pour un signal d'entrée e(t) comportant deux tons d'égale amplitude aux fréquences fl et f2: e(t) = V (cos wlt + cos w2t) s(t)= X1 (cos wlt + cos w2t) + Y1 (cos (wlt + 2) +cos (w2t + + X3 (cos (2wl - w2)t + cos (2w2 - wl)t) + Y3 (cos ((2wl - w2)t + #2) cos ((2 w2 - w1)t + #/2)) + X5 (cos (3w1 -2w2)t + cos (3w2 - 2w1)t) + Y5 (cos ((3w - 2w2)t + #/2 + cos ((3w -2w1 )t+ SIVPP 2 Pour obtenir Y1, Y2 et Y3 on remplace a, b, e par aç, b', e' respectivement dans X1, X2 et X3. On remarque que chaque raie figure selon deux composantes orthogonales, c'est ainsi que Pon voit apparaître les raies principales de pulsation wl et w2, les raies d'intermodulation d'ordre 3, (2wl-w2) et (2w2-wl) puis celles d'ordre 5, (3wl-2w2) et (3w2-2w1). La mésure d'intermodulation caractérise le rapport existant dans le signal s(t) entre l'amplitude de l'un des deux tons à la fréquence fl ou f2, soit la somme quadratique des termes X1 et Y1, et, pour le cas de l'intermodulation d'ordre 5 (IMD5) par exemple, I'amplitude de l'un des tons parasites à la fréquence 3fl-2f2 ou 3f2-2f1, soit la somme quadratique des termes X5 et Y5. Ce rapport s'exprime habituellement en Evidemment ce rapport représente la mesure globale telle que la donne une analyse spectrale classique. Le dispositif de mesure selon l'invention permet d'obtenir la décomposition de ces différents niveaux d'intermoduîation selon leurs compo- santes orthogonales la composante d'amplitude X1 étant en phase avec e(t). Ce résultat est intéressant dans l'élaboration d'un capteur dans le cas ou l'on travaille avec un précorrecteur à actions indépendantes ourla nonlinéarité en amplitude et en phase. En effet dans ce cas particulier il n'est pas nécessaire de connaître le rapport exact de la raie considérée en fonction du niveau des raies principales, la connaissance du niveau absolu suffit. Sur la figure 1 on a représenté un dispositif 1 de mesure d'intermodulation selon les composants précitées et leur résultante produite par un circuit 2 haute fréquence non linéaire, excité par un signal d'entrée e(t) comportant deux tons HF de fréquence f1 et f2 d'amplitudes égales. Ce dispositif comprend essentiellement un ensemble 3 apte à délivrer l'amplitude des composantes orthogonales des raies principales et des raies d'intermodulation, et un module de mesure 4 apte à délivrer la mesure du rapport d'une raie considérée en fonction du niveau des raies principales. Le circuit HF non linéaire 2 comporte notamment un amplificateur 5 suivi d'un filtre d'harmonique 6 (ce filtre étant facultatif pour la mesure proprement dite). L'ensemble 3 comprend un atténuateur 7 de rapport atténuant le signal de sortie s(t) du circuit 2. I1 comprend un déphaseur 8 déphasant le signal e(t) de 2 pour délivrer le signal e'(t). Un multiplieur analogique HF 9 recevant les signaux e(t) et ss.s(t) permet de délivrer le signal produit m(t), avec: m(t) = e(t) . ss.s(t) et e(t) = V (cos wlt + cos w2t) Un multiplieur 10 recevant les signaux e'(t) et ss.s(t) permet de délivrer le signal produit n(t), avec; n(t) = e'(t) . ss.s(t) et e'(t) = V (cos(w1t + 2) + cos (w2t + Après filtrage dans les filtres passe-bas 11, 12, on obtient respectivement les signaux x(t) et y(t) tels que: x(t) = ssV (x0 + x1 cos (w2-w1)t + x2 cos 2 (w2-wl)t +x3 cos 3 (w2-w1)t) y(t) = ssV (Y0 + Y1 cos (w2-w1)t + Y2 cos 2 (w2-w1)t + y3 cos 3 (w2-wl)t) y0, y1, Y2 et y3 sont obtenus en remplaçant respectivement a, c, e par a', c' et e' dans x0, xl, x2, x3. Les signaux x(t) et y(t) comportent des termes continus x0, y0 et des termes basse fréquence xl, y1 ; x2, Y2; x3, y3 ; harmoniques de l'écart de fréquence entre les deux tons initiaux. L'amplitude des termes composant x(t), est la combinaison des diverses parties réelles des coefficients de non-linéarité de Pamplificateur 5 à mesurer. L'amplitude des termes composant y(t), est la combinaison de diverses parties imaginaires de ces mêmes coefficients. Dans la pratique bien d'autres termes d'harmoniques peuvent appa raître sous la forme: xn (cos n (w2-wl)t) et Yn (cos n (w2-w1)t) avec, conformément à l'équation définissant s(t): x0 = XI; x1 = X1 + X3 ; . .. xn = X(2n-l) + X(2n+1) y0 = Y1 ; y1 = Y1 + Y3 ;... y n = Y(2n-1) + Y(2n+1) Pour remédier à ces inconvénients, on choisit des filtres passe-bas 11, 12 ayant une bande passante suffisante.Un module 13 permet d'obtenir à partir des signaux de sortie des filtres 11 et 12, des signaux dont Pamplitude représente les fonctions des amplitudes des raies fondamentales et des raies d'intermodulation selon leur composantes orthogonales précédemment définies. Ce module 13 comprend un filtre BF 141, 151 à la sortie de chaque filtre passe-bas 11, 12 qui sélectionne,au terme V près, la composante continue x0, y0 des signaux x(t), et y(t). I1 comprend également à la sortie de chaque filtre 11, 12 un filtre passe bande 142, 152 centré sur w2-w1, qui sélectionne (x1 ; y1) un filtre 143, 153, passe bande centré sur 2 (w2-w1), qui sélectionne (x2 ; y2) et un filtre 144, 154, passe bande centré sur 3 (w2-w1). Sur cette figure on n'a représenté que quatre filtres pour des questions de facilité de compréhension, mais ce nombre n'est pas limité. On peut écrire plus généralement qu'un filtre passe bande 14n et 15n permettant de sélectionner la bande n(w2-w1) est relié respectivement aux sorties des filtres Il et 12 et sélectionne les composantes (xn ; Les filtres 142 à 144 et 152 à 154 sont suivis d'une cellule de détection et filtrage de courant continu 1î à 163 et 171 à 173 Ces cellules sont elles-mêmes suivies aun soustracteur réalisé au moyen d'un amplificateur opérationnel 181 à 183 et 191 à 133. L'amplificateur opérationnel l81 est connecté de telle sorte que l'entrée non inverseuse reçoive le signal détecté par la cellule 161 reliée à la sortie du filtre 142 et sa sortie inverseuse reçoive le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel 182. De manière plus générale, l'amplificateur 18n-1 reçoit sur son entrée non inverseuse le signal détecté par la cellule 16n 1 et à son entrée inverseuse le signal de sortie de Pampli- ficateur 18n. De la même manière, l'amplificateur 19n-1 reçoit sur son entrée non inverseuse le signal détecté par la cellule 17n-1 et à son entrée inverseuse, le signal de sortie de l'amplificateur 19n En effet, le signal continu x0 apparaissant dans l'équation x(t) est identique à l'amplitude X1 de la composante en cosinus des raies principales donnée par s(t), le filtre BF, 141 permet donc d'obtenir cette composante x0 qui est égale à X1. D'autre part, l'amplitude de la raie de pulsation w2-wl est identique à la somme des amplitudes des composantes en cosinus des raies principales et des raies d'intermodulation d'ordre 3 et plus généralement, l'amplitude xn de la raie de pulsation n(w2-wl) est identique à la somme des amplitudes des composantes en cosinus des raies d'intermodulation d'ordre 2n-1 et d'ordre 2n+1. De la même façon, le signal continu y0 apparaissant dans l'équation y(t) est identique à l'amplitude Y1 de la composante en cosinus (+2) des raies principales. L'amplitude xl de la raie de pulsation (w2-w1) est identique à la somme des amplitudes des composantes en cosinus (+2) des raies prin- cipales et des raies d'intermodulation d'ordre 3. Plus généralement l'amplitude grn de la raie n(w2-wl) est identique à la somme des amplitudes des composantes en cosinus (+#/2) des raies d'intermodulation d'ordre 2n-1 et 2n+l. En réalisant successivement un filtrage adéquat tel que cela a été décrit antérieurement on obtient bien aux sorties des filtres, à un coefficient ssV près: En notant Xn l'amplitude du terme d'intermodulation d'ordre n en cosinus et Yn l'amplitude du terme d'intermodulation d'ordre n en cosinus (+2) on obtient à la sortie des amplificateurs opérationnels montés en soustracteur: X1 = x1 - X3 =x0 Y1 = Y1 - X3 = y0 X3 x2 XS Y3 = y2 - X5 X5 x3 Y5 = y3 (dans notre exemple particulier) Plus généralement on obtient:: X (2n-1) = xn - X (2n+1) Y (2n-1) = y n - Y (2n+1) On constate donc que pour améliorer les résultats de la mesure, il est nécessaire d'effectuer des mesures des raies d'ordre assez élevé (ordre 7 ou même 9), car l'erreur commise sur la mesure d'ordre le plus élevé se répercute sur la raie de rang immédiatement inférieur. On utilisera un nombre suffisant de filtres passe bande afin d'obtenir le meilleur résultat (au moins quatre pour chaque composante). Le module 4 comprend d'une part un circuit 20 multiplieursommateur comportant un multiplieur de niveau continu 21 recevant le signal x0 sur ses deux entrées, un multiplieur de niveau continu 22 recevant le signal y0 sur sesdeux entrées et un sommateur 23 recevant les signaux de sortie de ces deux circuits et délivrant un signal correspondant à l'amplitude de la raie principale soit: (Pr)2 = x02 + yO2 Le module 4 comprend d'autre part un circuit 24 multiplieursommateur comportant des multiplieurs 25 à 30 pour recevoir respectivement les signaux X1, Y1, X3, Y3, X5, Y5 et des sommateurs 31 à 33 recevant respectivement les sorties des multiplieurs 25 et 26, 27 et 28, 29 et 30. Ces sommateurs délivrent respectivement des signaux représentant la somme quadratique des composantes d'intermodulation. Les sorties des sommateurs sont reliées à un contact d'un commutateur 34. Le commutateur 34 permet de sélectionner alternativement la sortie de l'un des sommateurs 31-33. Le signal ainsi sélectionné est appliqué à l'entrée d'un comparateur 35 analogique de niveau continu qui reçoit -par ailleurs à une autre entrée le signal de sortie du sommateur 23. Ce comparateur 35 effectue la comparaison entre amplitude de la raie principale et l'amplitude des composantes d'intermodulation. Ce comparateur 35 peut être un diviseur logarithmique qui donne directement la mesure en dB7 soit par exemple pour la mesure d'intermodulation d'ordre 3, IMD3 Sur la figure 2 on a représenté une variante de réalisation du module de mesure 4 permettant d'économiser le nombre de multiplieurs utilisés. Ce module comprend un ensemble de commutateurs 40- reliés à la sortie de chaque amplificateur opérationnel de la figure 1 qui permettent de sélectionner directement l'une des sorties XB, Yl ; X3, Y3; X5, Y5. Les commutateurs 41, 43, 45 reliés aux sorties délivrant Pamplitude des composantes en cosinus des raies d'intermodulation sont reliés à un même multiplieur analogique 47. De même les commutateurs 42, 44, 46 reliés aux sorties délivrant l'amplitude des composantes en cos (+2) des raies d'intermodulation sont reliés à un même multiplieur analogique 48. Les deux multiplieurs 47, 48 sont reliés à un sommateur analogique 49 effectuant la somme quadratique des composantes des raies d'inter- modulation. La sortie du sommateur 49 est reliée à un comparateur 50 qui reçoit par ailleurs l'amplitude de la composante en cosinus de la raie principale. La mesure est moins précise que dans la réalisation précédente, mais elle est acceptable car généralement le terme y0 est négligeable devant x0. Dans le cas contraire, il suffit de remplacer x0 par la somme quadratique en x0 et y0 comme cela est fait dans la réalisation représentée par la figure 1. Sur la figure 3 on a représenté le schéma partiel d'une variante de réalisation du circuit 3 dans lequel on introduit un déphaseur 2 passe tout 51 large bande. Ce déphaseur 51 reçoit le signal e(t) et permet de disposer directement de deux sorties effectivement déphasées de 2 mais dont la 2 phase varie par rapport à celle du signal d'entrée selon la fréquence de travail. En effet : e(t) = cos wt et e'(t) = cos (wt + e"(t) = cos (wt + f + Les entrées du multiplieur 9 sont déphasées d'un angle # par rapport à la réalisation de la figure 1. De même les entrées du multiplieur 10 sont déphasées d'un angle par rapport à cette même réalisation. Or ce déphasage qui est donc introduit sur la référence e'(t) par rapport à e(t) est donc relativement appliqué à tout le système et n'est donc pas gênant pour la mesure. Lorsqu'un déphasage existe au niveau de l'amplificateur 5 et de son filtre harmonique 6 et à condition qu'il soit le même pour toutes les raies du spectre étroit de s(t) (ce qui est le cas pour un amplificateur large bande), les composantes (x0, y0), (x1, Y1) sont affectées de termes en sin # et cos peu désirables. Lorsque l'on veut réaliser les mesures IMD selon les composantes en cos et en cos(... + 2)' afin de corriger les erreurs introduites par ce déphasage e on introduit un même déphasage O sur les signaux issus des sorties du déphaseur 51 large bande, appliqués aux entrées des multiplieurs 9, 10. Pour cela on connecte une ligne à retard T (tel que O = WT) 52, 53 entre chaque sortie du déphaseur 51 et chaque entrée des multiplieurs 9, 10 recevant les signaux non amplifiés et non atténués. Les lignes à retard T 52, 53 compensent le déphasage O introduit par le temps de transit de l'amplificateur et des connexions coaxiales, ce temps est quasiment constant et facile à compenser.Par contre, le filtre 6 introduisant un déphasage très variable fonction de la fréquence d'émission et par conséquent difficile à compenser sur une bande large, on prendra donc le signal s(t) avant filtrage car par ailleurs, les harmoniques HF ne perturbent pas la mesure que Pon veut réaliser grâce aux filtres BF 14j-144, 15j-154 ;ces harmoniques ne créant pas dé termes perturbateurs. Cette variante est impérative pour le cas de réalisation représenté sur la figure 2 qui ne -tient compte que de la composante x0 pour la mesure. Or en tenant compte à la fois de x0 et de y0, ce qui est le cas de la réalisation représentée sur la figure 1, après avoir effectué la somme quadratique, les termes en sin O et cos O sont éliminés, ils n'affectent donc pas la mesure dans ce cas. En effet: x0(t) = X1 cos # - Y1 sine yO(t) = X1 sinO+ Y1 cos e x02(t) + y02(t) = x12 cos2 # - 2X1 Y1 sin # cos # + y12 sin2 O +X12 sin2 # + 2X1 Y1 sin # sin # cos#e + y12 cos2 # = X12 (cos2 O + sin2 #) + Y12 (sin O + cos a) 2 2 2 2 x0t) + y0(t)=X1 y1 Ceci est vrai également pour toutes les IMD résultantes, donc une non-compensation des déphasages est sans effet sur la mesure globale. Dans tous les cas de réalisation présentés on s'assure de la bonne égalité d'amplitude des deux tons fl et f2. Pour cela on peut par exemple utiliser un circuit de détection d'égalité d'amplitude des deux tons que Pon place en dérivation à la sortie de l'atténuateur 7. On a représenté sur la -figure 4 un exemple de réalisation d'un tel circuit 60. Ce circuit 60 comprend un détecteur 61 d'enveloppe sans seuil. Le détecteur 61 présente des passages par zéro lorsque les deux tons sont égaux, sinon il y a annulation du signal résultant. Un comparateur d'enveloppe à seuil Vr 62 compare le niveau de l'enveloppe à ce seuil et permet d'obtenir à sa sortie des signaux Vs basculant lorsque l'enveloppe passe par des niveaux inférieurs à ce seuil Vr. Un monostable 63 recevant les impulsions de sortie du comparateur, permet en fonction de la présence ou de l'absence de ces impulsions de commander par exemple une alarme ou bloquer directement le dispositif de mesure. Pour améliorer les performances de ce circuit 60 et notamment obtenir une plus grande dynamique on peut soit pondérer le seuil de comparaison à l'aide du niveau crête de l'enveloppe au moyen du circuit 64, comme cela est représenté sur la figure 5, soit faire transiter le signal HF f s(t) avant comparaison au travers d'un compresseur HF,65 comme cela est représenté sur la figure 6. En conclusion le dispositif 1 tel qu'il a été décrit peut être utilisé comme capteur d'intermodulation dans des circuits précorrecteurs de nonlinéarité automatique à action séparée sur les parties réelles et imaginaires des coefficients de non-linéarité et dans ce cas on n'utilise que la partie 3. Plus généralement il peut être utilisé comme appareil de mesure d'intermodulation. REVENDICATIONS 1. Dispositif de mesure d'intermodulation produite par un circuit haute fréquence (2) non linéaire en amplitude et en phase, excité par un signal e(t) comportant deux tons haute fréquence fl et f2 d'amplitude égale, caractérisé en ce qu'il comprend: - des premiers moyens (3) recevant le signal d'excitation (et)) du circuit haute fréquence, recevant le signal haute fréquence s(t) fourni par ce circuit (2) et délivrant un ensemble de signaux qui définissent les composantes des raies principales et des raies d'intermodulation traduisant la non-linéarité selon ses composantes réelles et imaginaires; - des deuxièmes moyens (4) recevant ces composantes générant Pamplitude des raies d'intermodulation correspondante et délivrant des signaux donnant la mesure résultante d'intermodulation pour chaque rang. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premiers moyens (3) comportent: - des moyens de séparation (7 à 12) recevant le signal d'excitation (e(t et le signal haute fréquence de sortie (s(t)), traitant Ces signaux pour obtenir l'amplitude de deux composantes orthogonales du signal s(t) combinaison des composantes réelles et imaginaires des coefficients de non-linéarité de l'élément à mesurer, ces amplitudes étant modulées au rythme de l'écart des tons haute fréquence du signal d'excitation e(t) et harmoniques de cet écart; - des moyens d'extraction (13) recevant les composantes orthogonales (x(t)) et (y(t)), extrayant de ces composantes deux termes (x0) (y0) continus et des termes basse fréquence (x1, y1; x2, y2 ; x3, y3) provenant des harmoniques de l'écart de fréquence entre les deux tons fl et f2. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de séparation (7 à 12) comprennent: - un atténuateur (7) recevant le signal haute fréquence (s(t)) et délivrant un signal atténué (t3s(t)); - un déphaseur (8) recevant le signal d'excitation (e(t)) et délivrant un signal(e'(t)) déphasé de + 2 radians sur le signal d'entrée e(t);; - un premier multiplieur (9) suivi d'un premier filtre passe-bas (11), le multiplieur recevant le signal d'entrée e(t) et le signal de sortie atténué, effectuant le produit de ces signaux, le filtre recevant le signal produit (m(t et sélectionnant un signal (x(t)) basse fréquence dont les amplitudes de chaque terme correspondent à une combinaison particulière des composantes des raies d'intermodulation provenant de la partie réelle des coefficients de non-linéarité - un deuxième multiplieur (10) suivi d'un deuxième filtre passe-bas (12), le multiplieur (10) recevant le signal de sortie atténué (sss(t)) et le signal déphasé de 2 (e'(t effectuant le produit de ces signaux, le filtre recevant 2 le signal produit (n(t)) et sélectionnant un signal (y(t)) basse fréquence dont les amplitudes de chaque terme correspondent à une combinaison particulière des composantes des raies d'intermodulation provenant de la partie imaginaire des coefficients de non-linéarité. 4. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les premiers moyens de séparation (7 à 12, 51 à 53) comprennent: - un premier déphaseur de type passe-tout (51) recevant le signal d'excitation (e(t et délivrant un premier et un deuxième signal (e'(t), e"(t déphasés de 12r et déphasés d'un angle variable + par rapport au signal d'excitation, le premier signal (e'(t)) excitant alors le circuit haute fréquence (2);; - une première et une deuxième lignes à retard (52, 53) recevant respectivement le premier et le deuxième signal déphasé et délivrant des signaux déphasés d'une valeur constante B indépendante du déphasage et compensant le déphasage O dû au temps de transit T (tel que O = wu) dans le circuit haute fréquence (2); - un atténuateur (7) recevant le signal haute fréquence (s(t)) et délivrant un signal ( s(t)) atténué, retardé éventuellement de T sur le signal e'(t) - un premier multiplieur (9) suivi d'un premier filtre passe-bas (1 I), le multiplieur recevant le premier signal (e')s et le signal ( s(t , effectuant le produit de ces signaux; le filtre (11) recevant le signal produit (m(t)) et sélectionnant un signal (x(t basse fréquence dont les amplitudes de chaque terme correspondent à une combinaison particulière des composantes des raies d'intermodulation provenant de la partie réelle des coefficients de non-linéarité - un deuxième multiplieur (10) suivi d'un deuxième filtre passe-bas (12), le multiplieur (10) recevant le signal (sss(t)) et le deuxième signal (e"(t)), effectuant le produit de ces signaux; le filtre (I 2) recevant le signal produit (n(t)) et sélectionnant un signal (y(tB basse fréquence dont les amplitudes de chaque terme correspondent à une combinaison particulière des composantes des raies d'intermodulation provenant de la partie imaginaire des coefficients de non-linéarité; 5.Dispositif selon Pune quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les moyens d'extraction (13) comprennent: - un filtre basse fréquence passe-bas (14î, 151) à la sortie de chaque filtre passe-bas (11, 12) permettant de sélectionner les termes continus (x0, y0) des composantes orthogonales (x(t), y(t)) - un ensemble de filtres passe-bande (142, 152 - 144 154) centrés sur les fréquences harmoniques de l'écart de fréquence entre les deux tons et f2, permettant de sélectionner les termes basse-fréquence d'amplitudes (x1, y1 ; x2, Y2 ; x3 y3) provenant de ces harmoniques;; - un premier (161-166) et un deuxième (171q73) ensemble de cellules de détection reliés à la sortie des filtres passe bande (142-144 et 152-154), suivis de soustracteurs (181-183 et 191-193) délivrant un premier ensemble de signaux (X1, X3, X5) fonction de Amplitude de la composante des raies d'intermodulation provenant des parties réelles des coefficients de non-linéarité et un deuxième ensemble de signaux (Y1, Y3, Y5) fonction de Pamplitude de la composante des raies d'intermodulation provenant des parties imaginaires des coefficients de non-linéarité; ces signaux étant obtenus par soustraction du signal de sortie dune cellule de détection reliée à un filtre centré sur une fréquence harmonique donnée et du signal de sortie du soustracteur recevant via une cellule de détection, le signal de sortie d'un filtre centré sur Pharmonique d'ordre supérieur. 6. Dispositif selon rune quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les deuxièmes moyens (4) comprennent; - un ensemble de multiplieurs (21, 22, 25-30) suivis deux à deux d'un sommateur (23, 31-33) délivrant les sommes quadratiques de Pamplitude des couples de composantes orthogonales des raies d'inter modulation de même ordre (x0, y0 ; X1, Yl ;X2, Y2 ; X3, Y3) ces sommes représentant donc l'amplitude des raies principales et des raies d'intermodulation; - un comparateur (35) recevant l'amplitude des raies principales et alternativement l'amplitude de chaque raie d'intermodulation délivre la mesure du taux d'intermodulation pour chaque raie; - un commutateur (34) permet de sélectionner l'une quelconque des amplitudes des raies d'intermodulation et les transmet au comparateur (35). 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les deuxièmes moyens (4) comprennent: - un commutateur (40) permettant de sélectionner alternativement chaque couple de composantes de même ordre (X1, Yl ; X2, Y2 ; X3, Y3) représentant l'amplitude des raies d'intermodulation selon deux axes orthogonaux; - un premier et un deuxième multiplieurs (47, 48) suivis d'un sommateur (49), recevant les couples formés par un terme réel et imaginaire et délivrant la somme quadratique de ces couples, qui représente l'amplitude des raies d'intermodulation;; - un comparateur (50) recevant amplitude des raies d'intermodulation et la composante continue (x0) des raies principales du signal haute fréquence S(t) en phase avec le signal d'excitation (e(t) ou e'(t)), et délivrant le taux d'intermodulation pour chaque raie. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 à 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit (60) monté en dérivation à la sortie de l'atténuateur (7) pour contrôleur l'égalité d'amplitude entre les deux tons fl et f2. 9. Dispositif selon la- revendication 8, caractérisé en ce que le circuit (60) assurant le contrôle d'amplitude entre les deux tons fl et f2 comprend un détecteur d'enveloppe sans seuil (61) présentant des passages par zéro seulement lorsque les deux tons sont égaux un comparateur d'enveloppe à seuil (62) comparant le niveau de l'enveloppe du signal à ce seuil et permettant d'obtenir des signaux basculant lorsque l'enveloppe du signal passe par des niveaux inférieurs à ce seuil.