Brevet FR2544571A1 — publié le 19841019

RECUPERATION DES FREQUENCES DE PORTEUSE ET DE RYTHME POUR LES SYSTEMES DE TRANSMISSION NUMERIQUE A MODULATION A ETATS DE PHASE OU D'AMPLITUDE ET A DEMODULATION COHERENTE L'invention a trait d'une manière générale aux modems de système de transmission numérique fondés sur une modulation de phase de la porteuse en 2, 4 ou 8 états de phase, bien que l'invention s'applique également à la modulation d'amplitude de la porteuse en plusieurs états d'amplitude. Plus particulièrement, l'invention concerne un dispositif de récupération des fréquences de porteuse et de rythme pour des transmissions numériques comprenant à l'émission, des moyens recevant un signal binaire, un signal à la fréquence de rythme du signal binaire et une porteuse dont la fréquence P est dans un rapport N prédéterminé avec la fréquence de rythme 1/T pour moduler en phase ou en amplitude la porteuse par le signal binaire en un signal de modulation définie par I = 2 J états de phases ou d'amplitude qui correspondent à des combinaisons de J bits successifs du signal binaire modulant, et ayant une fréquence de modulation 1/T égale à 1/JT, et à la réception, des moyens comprenant une boucle de verrouillage incluant en série un comparateur de phase, un filtre passe-bas et un oscillateur commandé en tension pour récupérer la fréquence P de la porteuse à partir du signal de modulation en vue de démoduler en phase ou en amplitude le signal de modulation en le signal binaire et de récupérer la fréquence de rythme. Dans les systèmes de modulation à états de phase et de démodulation cohérente de ce type, la porteuse est produite à l'émission par un oscillateur local dont la phase est indéterminée par rapport au signal -2de rythme A la réception, la plupart des moyens de récupération de la porteuse comprennent un multiplicateur de fréquence par I du signal de modulation afin d'éliminer la modulation de phase et récupérer un signal à la fréquence pure IP Une boucle de verrouillage de phase permet d'asservir un oscillateur commandé en tension à la fréquence IP et de récupérer une porteuse synchrone de la porteuse d'émission après une division en fréquence par I en sortie de la boucle de verrouillage. Cependant, la phase de la porteuse récupérée n'est pas déterminée par rapport au signal de rythme pour procéder à la démodulation du signal reçu En effet, la phase de la porteuse récupérée à la sortie du diviseur de fréquence s'initialise spontanément à l'une des I phases définies par la modulation. Pour lever l'ambiguïté de phase à la réception et donc retrouver les suites de bits du signal binaire respectivement en fonction des états de phase correspondants, il est fait appel à un transcodage des J trains binaires correspondant aux bits de même rang dans les suites à J bits du signal binaire Le transcodage peut être une modulation de phase différentielle (DPSK) ou bien un codage particulier, tel que retard sur l'un des trains binaires ou insertion d'un mot binaire particulier, afin de lever l'ambiguïté de phase dans un transcodeur à la réception La complexité des transcodeurs augmente en fonction du nombre I d'états de phase et affecte au moins la moitié du coût du modem Le transcodage multiplie également le nombre des erreurs. La présente invention a pour but de simplifier la composition des modems connus en rendant la porteuse synchrone du signal de rythme à l'émission et par suite, en récupérant à la réception une porteuse dont -3 - la phase est cohérente avec le signal de rythme à l'émission Les transcodages à l'émission et à la réception selon la technique antérieure sont supprimés Le poids et le co Gt du modem selon l'invention sont alors réduits et corollairement la fiabilité du modem est augmentée Le taux d'erreurs est diminué puisque le transcodage qui multiplie les erreurs est supprimé L'immunité au bruit est améliorée du fait qu'il est possible de réaliser une démodulation cohérente La récupération de rythme est simplifier: une seule restitution de rythme est suffisante au lieu de J restitutions de rythme, ce qui améliore le comportement en gigue. A ces fins, l'invention a pour objet un dispositif de récupération des fréquences porteuse et de rythme du type défini dans l'entrée en matière, caractérisé en ce qu'il comprend à l'émission, des moyens pour multiplier en fréquence par le rapport N le signal de rythme en la porteuse, et en ce qu'à la réception, les moyens pour récupérer la porteuse comprennent des moyens pour retarder le signal de modulation d'un retard égal à la moitié de la période de modulation T, des moyens pour sommer le signal de modulation et le signal de modulation retardé en un signal de sommation, et des moyens pour redresser à double alternance le signal de sommation en un signal redressé en vue de l'appliquer à l'entrée de la boucle de verrouillage. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs modes de réalisation de l'invention en référence aux dessins annexés correspondants, dans lesquels -4 - la Fig 1 est un bloc-diagramme schématique de la partie d'émission d'un dispositif pour transmision à modulation à 4 états de phase selon l'invention; la Fig 2 est un diagramme de formes d'onde produites dans la partie d'émission; la Fig 3 est un bloc-diagramme schématique de la partie de réception du système de transmission la Fig 4 est un bloc-diagramme du circuit de récupération de la fréquence de porteuse et de la fréquence de rythme selon une première réalisation, inclus dans la partie de réception de la Fig 3 la Fig 5 est un diagramme de formes d'onde produites dans le circuit de récupération de la Fig 4 la Fig 6 est un bloc-diagramme plus détaillé du circuit de récupération de la Fig 4; La Fig 7 est un bloc-diagramme détaillé d'un circuit de récupération de la fréquence de porteuse et de la fréquence de rythme selon une seconde réalisation quelque peu différente de la première; la Fig 8 est un bloc-diagramme du circuit de récupération de la fréquence de porteuse et de la fréquence de rythme selon une troisième réalisation; et la Fig 9 est un bloc-diagramme du circuit de récupération de la fréquence de porteuse et de la fréquence de rythme selon une quatrième réalisation. En référence aux Figs 1 à 5 est décrit un dispositif de récupération des fréquences porteuses et de rythme pour transmission numérique à modulation de phase quadrivalente et à démodulation cohérente. -5- La partie d'émission 1 du dispositif montrée à la Fig 1 comprend un convertisseur série-parallèle 10, un circuit de multiplication de fréquence 11, un circuit déphaseur 12 et un circuit de modulation 13. Deux bornes d'entrée 100 et 101 du convertisseur 10 reçoivent en synchronisme un signal d'horloge H et un signal binaire informatif sérialisé B montrés aux première et seconde lignes de la Fig 2 Le signal d'horloge H a une période de rythme T égale à celle du signal binaire B Le convertisseur 10 démultiplexe le signal binaire B en deux signaux binaires synchrones bl et b 2 qui correspondent aux bits de rangs impair et pair du signal B comme montré aux troisième et quatrième lignes de la Fig 2 Chaque bit des signaux b 1 et b 2 occupe un intervalle élémentaire T égal à 2 T, appelé période de modulation Le convertisseur 10 restitue également un signal d'horloge H/2 ayant la période 2 T Les signaux b 1, b 2 et H/2 sont appliqués à trois entrées 130, 131 et 132 du circuit de modulation 13. La borne d'entrée 100 est également reliée à une entrée du multiplicateur de fréquence 11 qui multiplie la fréquence 1/T du signal d'horloge H par un facteur N pour restituer une porteuse P à la fréquence n/T Suivant la valeur du facteur n, le circuit Il engendre la porteuse P de différentes façons Lorsque N la Fig 2. La partie de réception du dispositif est désignée dans son ensemble par 2 dans la Fig 3 Le signal modulé S transmis par la partie d'émission 1 est reçu à l'entrée 200 d'un circuit d'égalisation 20 Le circuit 20 effectue notamment une compensation de distorsions d'amplitude et de phase dues au moyen de transmission véhiculant le signal S entre les parties 1 et 2, et un filtrage passe-bande et une préamplification du canal dans lequel est transmis le signal S Le moyen -7 de transmission peut être une liaison par câble ou fibre optique, ou une liaison hertzienne Le signal égalisé S' délivré par la sortie 201 du circuit 20 est fourni aux entrées 210, 220 de deux circuits de démodulation 21 et 22 et à l'entrée 30 d'un circuit de récupération de la fréquence de porteuse et de la fréquence de rythme 3 Le circuit 3 extrait une porteuse dont la phase est parfaitement connue par rapport à la porteuse produite dans la partie d'émission 1 A partir de la porteuse extraite, un bus de sortie 31 du circuit 3 délivre à deux autres entrées 211, 221 des circuits de démodulation 21, 22 deux porteuses récupérées en quadrature afin que les sorties 212 et 222 des circuits 21 et 22 restituent deux signaux démodulées qui contiennent les informations binaires correspondant aux signaux b et b 2 traités dans la partie d'émission 1 Les signaux démodulés sont appliqués ensuite à deux circuits de filtrage 24 et 25 qui éliminent les résidus des démodulations et filtrent les signaux démodulés selon le critère de Nyquist Les signaux sortant des circuits 24 et 25 sont appliqués à des entrées 260, 270 de deux circuits de régénération 26 et 27 dont les autres entrées 261 et 271 reçoivent un signal d'horloge récupéré à la fréquence de modulation 1/T = 1/2 T fourni par le bus de sortie 31 du circuit 3 Les signaux binaires b et b 2 régénérés sont appliqués à deux entrées 281, 282 d'un convertisseur parallèle-série 28 dont une autre entrée 283 reçoit le signal d'horloge H à la fréquence de rythme I/T fourni par le bus de sortie 31 du circuit 3 Le convertisseur 28 effectue l'opération inverse du convertisseur 13 et produit sur une sortie 284 le signal binaire informatif initial B accompagné du signal d'horloge H sur une autre sortie 285. -8 - Comparativement à la technique antérieure, dans la partie de réception, la porteuse P était produite indépendamment du signal d'h Qrloge, par exemple par un oscillateur local, et n'était donc pas en synchronisme avec le signal d'horloge Afin de connaître la phase de référence de la porteuse à la réception, la partie d'émission selon la technique antérieure comprenait un transcodeur des signaux binaires b 1 et b 2 inséré entre les circuits 10 et 13 et permettant une modulation différentielle généralement Dans la partie de réception selon la technique antérieure, le circuit de récupération de la porteuse ne récupérait que la porteuse sans pouvoir récupérer le signal d'horloge H, puisqu'à partir du signal modulé reçu, une porteuse peut être récupérée par multiplication par 4 puis division par 4 en fréquence sans que sa phase ne soit parfaitement déterminée par rapport à celle de la partie d'émission Cette indétermination est traduite par un déphasage égal à un multiple entier de 4/2 entre la porteuse récupérée et la porteuse dans la partie d'émission L'ambigulté de phase due à la reconstitution de la porteuse était alors levée par un transcodeur inséré entre les circuits 26 et 27 et le circuit 28 Le signal d'horloge était récupéré à partir des signaux démodulés aux sorties des circuits 24 et 25. En référence aux Figs 4 et 5, on décrit maintenant le circuit de Récupération de la fréquence de porteuse et de la fréquence de rythme 3 a selon une première réalisation Le signal modulé S' délivré par le circuit 20 à l'entrée 30 est appliqué directement à une première entrée 320 d'un circuit de sommation analogique 32 et à travers un circuit de retard 33 à une seconde entrée 321 du circuit 32 Le circuit de retard 33 impose un retard égal à T/2 et fournit le signal S' + T/2 montré à la 9 - seconde ligne de la Fig 5 Le circuit de sommation 33 est supposé être ici un additionneur analogique qui additionne les signaux S' et S' + T/2 en un signal de sommation S'+ (S' + T/2) qui est appliqué à l'entrée 340 d'un redresseur à double alternance 34 Comme cela apparaît à la troisième ligne de la Fig 5, le signal de sommation à l'entrée 340 du redresseur 34 est un signal à trois niveaux Dans la première demi-période T/2 de chaque période de modulation, le signal de sommation résulte de la somme de deux éléments de porteuse déphasés de 0, w/2, r ou 3 w/2 Dans la seconde demi- période T/2 de chaque période de modulation, le signal de sommation résulte de la somme de deux éléments de porteuse déphasés de ir grâce au circuit de retard 33 Le signal redressé à la sortie 341 du redresseur 34 montré à la quatrième ligne de la Fig 5 présente ainsi dans les secondes demi-périodes un niveau constant ramené à zéro quelle que soit la suite des éléments de porteuse, c'est-à-dire de la composition du signal binaire initial B Le niveau zéro est schématisé par un zéro d'énergie dans la cinquième ligne de la Fig 5 qui est récurrent à la période T et dont l'emplacement dans chaque période de modulation t est bien déterminé, ici aux trois quarts à partir du début de la période T. Cependant, en dépendance du facteur n, le circuit de sommation 33 peut être constitué par un soustracteur analogique sans modifier le principe de la récupération de la porteuse selon l'invention En effet, dans un intervalle élémentaire de modulation X la porteuse P garde une phase constante Selon que le rapport 2 N entre la fréquence de la porteuse P et la fréquence de modulation 1/T est impair ou pair, il faut respectivement opérer une addition ou une soustraction entre le signal - S' et le signal retardé S' + T/2 Dans ces conditions apparaît un zéro d'énergie de période T, donc une composante de fréquence 1/T. Les autres circuits composant le circuit de récupération des fréquences de porteuse et de rythme 3 a sont équivalents à une boucle asservie qui a pour but essentiellement de filtrer ou de synthétiser la porteuse à partir du zéro d'énergie périodique à la sortie 341, la phase de la porteuse ainsi filtrée étant parfaitement déterminée par rapport à la phase de référence de la porteuse dans la partie d'émission A partir de cette porteuse récupérée sont ensuite produits notamment des signaux d'horloge nécessaires à la régénération du signal binaire B. Lesdits autres circuits précités sont agencés suivant une boucle à verrouillage de phase 35 a à 39 a selon une première réalisation montrée à la Fig 4 Un circuit d'échantillonnage 35 a reçoit le signal redressé de la sortie 341 du redresseur 34 et échantillonne celui-ci de part et d'autre du zéro d'énergie sous la commande de signaux logiques d'échantillonnage E 1 et E 2 fournis sur deux sorties 391 d'une base de temps 39 a et montrés aux sixième et septième lignes de la Fig 5 Les signaux E et E' sont à la période T et ont respectivement des 1 2 impulsions ayant une largeur T/4 de part et d'autre des zéros d'énergie. Les signaux EB et E 2 sont obtenus à partir de la porteuse récupérée dans la base de temps 39 a Deux sorties 350 du circuit 35 a établissent deux signaux d'échantillon e et e 2 montrés aux deux dernières lignes de la Fig 5, qui sont appliquées aux entrées 36 et 36 + d'un amplificateur différentiel 36 a suivi d'un filtre passe-bas 37 a Les signaux e 1 et e 2 ont une composante continue qui traduit l'écart de phase entre l'onde porteuse établie à la sortie 341 du redresseur 1 i - montrée à la cinquième ligne Fig 5, et les signaux El et E 2 de la base de temps 39 a Le traitement différentiel dans l'amplificateur 36 a et le filtrage passebas dans le filtre 37 a fournissent le signal d'erreur nécessaire au fonctionnement de la boucle asservie Au total, le circuit d'échantillonnage 35 a et l'amplificateur différentiel 36 a réalisent un comparateur de phase analogique Le signal filtré sortant du filtre 37 a est ensuite appliqué à l'entrée de commande 380 d'un oscillateur commandé en tension (VCO) 38 a qui oscille à la fréquence 4/T avec une phase asservie à celle du signal à la sortie 341 Un signal à la fréquence 4/T à la sortie 381 de l'oscillateur 38 a est fourni à l'entrée 390 de la base de temps 39 a-qui, comme déjà dit, produit les signaux de commande pour l'échantillonnage E 1 et E 2 et des signaux de porteuse récupérée et de rythme récupéré à des fréquences 1/T, n/T, 1/T et 2/T sur deux sorties 391 reliées au circuit d'échantillonnage 35 a et sur le bus 31 relié aux circuits de démodulation 21 et 22, aux circuits de régénération 26 et 27 et au convertisseur parallèle-série 28 (Fig 3). On notera que le principe de la récupération de la porteuse selon l'invention, représenté essentiellement par les fonctions des circuits 32, 33 et 34, est applicable à des modulations de phase ou d'amplitude d'un signal numérique quel que soit le nombre d'états de phase ou d'amplitude Plus précisément, le principe de l'invention s'applique à tout signal modulé produit par la modulation de phase d'une onde porteuse définie par I = 23 états de phase qui correspondent respectivement aux I combinaisons possibles de J bits successifs du signal binaire B, et s'applique également à tout signal produit par une 12 - modulation d'amplitude d'une onde porteuse définie par I = 2 J états d'amplitude qui correspondent respectivement aux I combinaisons possibles de J bits successifs du signal binaire B Par exemple, pour un signal numérique à quatre états d'amplitudes + 3, -3, + 1 et -1, le signal S' est composé de deux intervalles élémentaires avec une porteuse d'amplitude crête à crête entre -3 et + 3 avec deux phases O et r et deux intervalles élementaires avec une porteuse d'amplitude crête à crête entre + 1 et -1 avec deux phases O et r Le traitement de la porteuse à la sortie 341 du redresseur est alors indépendant de la modulation de phase ou d'amplitude Dans la suite, en référence aux Figs 6 à 9, le signal S' sera indépendamment considéré en modulation de phase ou d'amplitude. Il est également à noter que la valeur du retard R = T/2 est très différente du retard égal à T utilisé pour la démodulation différentielle connue de chacun des signaux b 1 et b 2 * La Fig 6 montre la structure détaillée du circuit de récupération de la fréquence de porteuse et de la fréquence de rythme 3 a pour une fréquence de rythme 1/T = 152 k Hz, un facteur N = 0,5 et donc une fréquence de porteuse P = 76 k Hz La période de modulation est donc T = 2 T = p Dans la Fig 6, on retrouve les circuits 32 à 39 a sous forme détaillée. Le circuit de retard 33 est constitué par un filtre passe-tout à deux amplificateurs opérationnels en cascade 331 et 332, et retarde le signal S' de T/2 L'amplificateur 331 est associé en entrée à une cellule en double T 333 et en contre-réaction à une cellule en T 334. La sortie de l'amplificateur 332 et l'entrée 30 du circuit de 13 récupération sont respectivement reliées aux deux bornes d'entrée 321 et 320 d'un circuit soustracteur analogique à amplificateur opérationnel 322 inclus dans les circuits 32 et 34 L'amplificateur 322 comporte deux boucles de réaction composées chacune d'un ensemble à une résistance 342 et une diode 343 Les diodes sont montées tête-bêche Le circuit à amplificateur 322 fonctionne ainsi à la fois en soustracteur pour produire le signal de sommation S' (S' + T/2) et en redresseur monoalternance Les signaux redressés aux bornes communes des résistances 342 et des diodes 343 sont alors soustraits dans un soustracteur à amplificateur opérationnel 346 qui produit sur sa sortie 341 le signal redressé à double alternance. Le circuit d'échantillonnage 35 a du circuit 3 a comprend deux interrupteurs 351 Chaque interrupteur 351 est en série avec une résistance 352 entre la sortie 341 de l'amplificateur 346 du circuit sommateur et redreseur 32 34 et la masse La borne commune de chaque résistance 352 et de l'interrupteur respectif 351 est reliée à travers une résistance d'entrée à l'une des bornes 36, 36 + d'un amplificateur opérationnel 361 inclus dans l'amplificateur différentiel 36 a Les interrupteurs 351 réalisent l'échantillonnage selon le principe des diagrammes aux quatre dernières lignes de la Fig 5 Le traitement différentiel dans l'amplificateur 361 réalise une comparaison de phase analogique Le filtrage passe-bas dans les circuits 36 a et 37 a permet de refermer la boucle d'asservissement de l'oscillateur 38 a. L'oscillateur 38 a est un oscillateur à pont de Wien comprenant un amplificateur opérationnel 382 et une diode à capacité variable 383 pour l'asservissement à la fréquence 4/T = 304 k Hz Le signal de fréquence 14 4/T à la sortie 381 de l'amplificateur 382 est appliqué aux entrées d'horloge 390 de deux bascules bistables du type D 393 et 394 incluses dans la base de temps 39 a La sortie complémentaire Q 4 de la seconde bascule 394 est reliée à l'entrée D 3 de la première bascule 393 La sortie Q 3 de la bascule 393 est reliée à l'entrée D 4 de la bascule 394. Les signaux de sortie tels que Q 3 et Q 4 ou Q 3 et Q 4 des deux bascules 393 et 394 sont donc en quadrature et à la fréquence 1/T = 76 k Hz. L'une des entrées de chacune de deux portes NON-ET 396 et 397 incluses dans la base de temps 39 a est reliée à la sortie Q 3 de la première bascule 393 Les autres entrées des portes 396 et 397 sont reliées respectivement aux sorties Q 4 et Q 4 de la seconde bascule 394 Les sorties 391 des portes 396 et 397 délivrent les deux signaux de commande d'échantillonnage E 1 et E 2 montrés aux sixième et septième lignes de la Fig 5 pour commander les deux interrupteurs 351 Les sorties Q 3 et Q 4 sont reliées aux secondes entrées des circuits de modulation 21 et 22 pour fournir les deux porteuses restituées en quadrature utilisées pour la démodulation Les sorties Q 3 et Q 4 sont reliées aux entrées d'une porte OU-EXCLUSIF 395 dont la sortie délivre le signal de rythme H à la fréquence 2/T = 1/T en vue de le transmettre conjointement au signal H/2 à la sortie Q 3 aux entrées 283, 261 et 271 des circuits 28, 26 et 27 (Fig 3). Un second exemple d'un circuit 3 b récupérant la fréquence de porteuse et la fréquence de rythme à partir d'un signal modulé en phase ou en amplitude S' est montré en détail à la Fig 7 La fréquence de rythme 1/T et la fréquence de la porteuse P sont égales à 152 k Hz et 76 k Hz, comme pour la réalisation illustrée à la Fig 6 Le circuit 3 b - comprend à la suite de l'entrée 30 un circuit de retard 33 et un circuit de sommation et de redressement à double alternance 32 34 identiques à ceux déjà décrits en référence à la Fig 6 Le circuit 3 b diffère par rapport au circuit 3 a essentiellement par la structure de la boucle d'asservissement 35 b 39 b qui comprend un comparateur de phase logique 36 b équivalent à un opérateur OU-EXCLUSIF. Le circuit d'échantillonnage 35 b est constitué principalement par un filtre passe-bande à capacités commutées 353 à fréquence centrée sur 76 k Hz Le filtre 353 comprend un réseau RC dont la résistance 354 est insérée entre la sortie 341 de l'amplificateur 346 et la borne de sortie 355 du filtre 353 qui est commune à quatre ensembles capacitifs parallèles Chaque ensemble capacitif est composé d'un interrupteur 356 et d'un condensateur 357 en série entre la borne 355 et la masse. L'échantillonnage à la fréquence 1/T est obtenu par fermetures successives des quatre interrupteurs 354 pendant une période t/4 Ces fermetures sont commandées par le bus de sortie 391 d'un décodeur 392 qui est inclus dans la base de temps 39 b et qui reçoit des signaux de commande Q 3 et Q 4 en quadrature à la période T produits dans la base de temps 39 b Le filtre 353 est suivi d'un filtre passe-bande du deuxième ordre à amplificateur opérationnel 358 qui élimine les résidus d'échantillonnage L'ensemble des filtres 353 et 358 présente une bande passante étroite centrée sur la fréquence de modulation 1/T = 76 k Hz, ici égale à la fréquence de la porteuse Une bascule de Schmitt 359 est prévue entre la sortie de l'amplificateur opérationnel du filtre 358 et une entrée 36 du comparateur de phase 36 b La bascule 359 remet sous forme d'impulsions le signal filtré à la fréquence de modulation. 16 - L'autre entrée 36 + du comparateur de phase 36 b est réliée à la sortie Q 4 d'une bascule 394 de la base de temps 39 b délivrant un signal à la fréquence de modulation 1/T La base de temps 39 b comprend deux bascules du type D 393 et 394 et une porte OU-EXCLUSIF 395 qui sont agencées de la même manière que dans la base de temps 39 a montrée à la Fig 6. Le filtre passe-bas 37 b comprend un filtre actif à amplificateur opérationnel 371 qui est relié à la sortie 360 du comparateur de phase 36 b, et une cellule passe-bas 372 qui est reliée à la sortie de l'amplificateur 371 Le signal d'erreur filtré est appliqué à l'entrée de commande 380 de l'oscillateur 38 b qui est du type à oscillateur classique à quartz 384 commandé en tension (VCXO) et à amplificateur opérationnel 385 La sortie 381 de l'amplificateur 385 est reliée aux entrées d'horloge 390 des bascules 393 et 394 de la base de temps 39 b. Deux autres modes de réalisation du circuit de récupération de la fréquence de porteuse et de la fréquence de rythme sont décrits en référence aux Figs 8 et 9 Les circuits de récupération correspondants 3 c et 3 d sont fondés sur le même principe que celui 3 a de la Fig 4, à savoir une restitution de porteuse par retard, addition et redressement-. Les circuits 3 c et 3 d comprennent donc à l'entrée 30, le circuit de sommation 32, le circuit de retard 33 et le redresseur à double alternance 34 agencés de la même manière que dans le circuit 3 a. En référence à la Fig 8, la boucle de phase 35 a à 39 a de la Fig 4 est remplacée par un oscillateur local 38 c, une base de temps 39 c àdivision-de fréquence par 4 et un filtre à quatre capacités commutées 35 c L'oscillateur local 38 c délivre un signal à la fréquence 4/T La base de temps 39 c divise par quatre le signal sortant de l'oscillateur 17 - 38 c et fournit quatre signaux de commande d'échantillonnage à la fréquence 1/T et déphasés de ir/2 les uns par rapport aux autres Le filtre 35 c échantillonne le signal redressé en sortie 341 du redresseur 34 sous la commande de la base de temps 39 c Le signal échantillonné sortant du filtre 35 c est filtré passe-bas dans un filtre 37 c qui restitue la porteuse P à partir de laquelle les signaux nécessaires à la démodulation et les signaux de rythme H et H/2 sont produits dans une base de temps 39 c' sur le bus 31 Les circuits 35 c, 37 c, 38 c et 39 e sont du même type que ceux 35 b, 37 b, 38 b et 39 b montrés en détail à la Fig 7. Dans le dispositif de la Fig 8, l'onde porteuse est directement filtrée Dans la première réalisation (Fig 4), il y a synthèse de l'onde porteuse avec un asservissement de phase par rapport au signal à la sortie 341 du redresseur 34; dans ces conditions, un glissement de la phase est toujours possible Le circuit 3 c de la Fig 8 évite cet inconvénient Cependant, la production des fréquences de rythme H et H/2 nécessite une seconde base de temps 39 c'. Selon la quatrième réalisation, le circuit de récupération de la fréquence de porteuse et de la fréquence de rythme 3 d montré à la Fig 9 présente deux dérivations. La première dérivation comprend à partir de l'entrée 30, l'ensemble 32, 33 et 34, un filtre passe-bande à bande étroite 41 et une bascule de Schmitt 42 Le filtre 41 est centrée sur la fréquence P et restitue la porteuse P qui est mise en forme par la bascule 42 Le front montant des impulsions sortant de la bascule 42 cale en phase un diviseur de fréquence par 4 inclus dans une base de temps 39 d. 18 - La seconde dérivation comprend à partir de l'entrée 30, un multiplicateur de fréquence 43 par I = 4 et un filtre passe-bande 44 Le multiplicateur 43 élimine la modulation de phase dans le signal S' et le filtre 44 restitue un signal pur à la fréquence 4 P en fonction duquel la base de temps 39 c élabore par division les signaux correspondants sur le bus 31. La quatrième réalisation présente l'avantage que la base de temps 39 d reçoit en permanence un signal à la fréquence IP qui est indépendant de l'état des éléments de modulation dans le signal S', c'est-à-dire de l'état des bits du signal B Aucune perte de fréquence de rythme n'a lieu dans la base de temps 39 d Au contraire, les circuits de récupération 3 a à 3 c sont tributaires de la statistique du signal binaire B et plus précisément de longues suites de bits d'un même état binaire qui produisent un niveau d'énergie constant dans le signal redressé (Fig 5, quatrième et cinquième lignes) qui empêche de reconstituer la porteuse par comparaison de phase et filtrage Cette perte de rythme est évitée dans le circuit 3 d, puisque la porteuse P mise en forme par la bascule 42 ne sert qu'à caler la phase dans la base de temps 39 d La mise en oeuvre du circuit 3 d ne nécessite pas l'emploi de brouilleur à l'émission et de débrouilleur à la réception pour rendre le signal de modulation pseudo-aléatoire, comme selon la technique antérieure. 19 - R E V E N'D I C A T I O N S 1 Dispositif de récupération des fréquences porteuse et de rythme pour des transmissions numériques comprenant à l'émission ( 1), des moyens ( 10, 12, 13) recevant un signal binaire (B), un signal à la fréquence de rythme (H) du signal binaire et une porteuse dont la fréquence P est dans un rapport N prédéterminé avec la fréquence de rythme 1/T pour moduler en phase ou en amplitude la porteuse par le signal binaire en un signal de modulation (S) défini par I = 2 J états de phase ou d'amplitude qui correspondent à des combinaisons de J bits successifs du signal binaire modulant, et ayant une fréquence de modulation i/T égale à 1/JT, et à la réception ( 2), des moyens ( 3) comprenant une boucle de verrouillage ( 35 39) incluant en série un comparateur de phase ( 36), un filtre passe- bas ( 37) et un oscillateur commandé en tension ( 38) pour récupérer la fréquence P de la porteuse à partir du signal de modulation (S') en vue de démoduler en phase ou en amplitude le signal de modulation (S') en le signal binaire (B) et de récupérer la fréquence de rythme, caractérisé en ce qu'il comprend à l'émission ( 1), des moyens ( 11) pour multiplier en fréquence par le rapport N le signal de rythme (H) en la porteuse (P), et en ce qu'à la réception ( 2), les moyens pour récupérer la porteuse ( 3) comprennent des moyens ( 33) pour retarder le signal de modulation ( 33) d'un retard égal à la moitié de la période de modulation T, des moyens ( 32) pour sommer le signal de modulation (S') et le signal de modulation retardée (S' + r/2) en un signal de sommation, et des moyens ( 34) pour redresser à double alternance le signal de sommation en un signal redressé en vue de l'appliquer à l'entrée ( 341) de la boucle de verrouillage ( 35 39). - 2 Dispositif conforme à la revendication 1, caractérisée en ce que les moyens pour retarder ( 33) sont constitués par un filtre passe-tout à deux amplificateurs opérationnels ( 331, 332). 3 Dispositif conforme à la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les moyens pour sommer ( 32) et les moyens pour redresser ( 34) sont constitués par un amplificateur opérationnel ( 322) fonctionnant en additionneur ou en soustracteur à deux branches de contre-réaction à diodes pour redressement monoalternance et par un amplificateur opérationnel ( 346) à entrées reliées aux diodes, fonctionnant en soustracteur. 4 Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'entrée de la boucle de verrouillage est constituée par des moyens ( 35 b) pour échantillonner et filtrer passe-bande le signal redressé en un signal à la fréquence de modu- lation appliqué à une entrée ( 36) du comparateur de phase ( 36 b), en ce que l'oscillateur commandé en tension ( 38 b) oscille à une fréquence multiple de la fréquence de modulation et en ce que la boucle de verrouillage comprend une base de temps ( 39 b) recevant le signal délivré par l'oscillateur ( 38 b) pour produire -notamment des signaux de commande (E 1, E 2) pour l'échantillonnage, un signal à la fréquence de modulation appliqué à l'autre entrée ( 36 +) du comparateur de phase ( 36 b), le signal à la fréquence de rythme (H) et des signaux à la fréquence de la porteuse nécessaires à la démodulation ( 31). Dispositif conforme à la revendication 4, caractérisé en ce que le comparateur de phase ( 36 b) est remplacé par des moyens ( 36 a) pour traiter différentiellement et filtrer passe-bas les échantillons en vue 21 - d'appliquer le signal à la fréquence de modulation ( 360) à l'entrée dudit filtre passe-bas ( 37 a). 6 Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la boucle de verrouillage est remplacée par des moyens ( 35 c) pour échantillonner et filtrer passe-bande le signal redressé ( 34), un oscillateur local ( 38 c) oscillant à une fréquence ( 4/T) multiple de la fréquence de modulation ( 1/T), des moyens ( 39 c) recevant le signal de l'oscillateur local pour produire des signaux de commande pour l'échantillonnage, des moyens ( 37 c) pour filtrer passebas le signal échantillonné en la porteuse récupérée et une base de temps ( 39 c') recevant la porteuse récupérée pour produire notamment le signal de rythme (H) et des signaux à la fréquence de la porteuse nécessaires à la démodulation ( 31). 7 Dispositif conforme à la revendication 4 ou 6, caractérisé en ce que les moyens pour échantillonner et filtrer passe-bande ( 35 b; 35 c) comprennent un filtre passe-bande ( 353) à capacités commutées ( 356, 357) de préférence suivi d'un filtre passe-bande de deuxième ordre ( 358) et d'une bascule de Schmitt ( 359). 8 Dispositif conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la boucle de verrouillage est remplacée par un premier filtre passe-bande ( 41) filtrant le signal redressé en la porteuse récupérée, des moyens ( 43) pour multiplier en fréquence par I le signal de modulation (S') en un signal à la fréquence IP, un second filtre passe-bande ( 44) pour filtrer le signal à la fréquence IP, et une base de temps ( 39 c) calée en phase par la porteuse récupérée délivrée par le premier filtre passe-bande ( 41) pour produire à partir du signal 22 - à la fréquence IP notamment le signal à la fréquence de rythme (H) et les signaux à la fréquence de la porteuse nécessaires à la démodulation ( 31).