Brevet FR2527861A1 — publié le 19831202

I La présente invention se rapporte généralement à des oscillateurs réglés en tension, et en particulier à une nouvelle forme d'oscillateur réglé en tension o est incorporée une compensation des effets néfastes d'une capacité parasite d'une façon avantageuse Cela permet d'atteindre une caractéristique symétrique de réglage de phase pour une utilisation pour la synchronisation de l'oscillateur sur des oscillations externes de référence. Le brevet US NO 4 020 500, au nom de Hardwood, révèle un oscillateur synchronisé d'un type général qui a été soumis à une large utilisation en tant qu'oscillateur de référence de couleur dans des téléviseurs couleurs. L'oscillateur emploie un amplificateur non inverseur, avec contreréaction par un filtre à quartz reliant la sortie et l'entrée de l'amplificateur non inverseur Un réseau de déphasage en quadrature couplé à la sortie du filtre applique des signaux déphasés à un amplificateur réglé supplémentaire Un détecteur de phase, répondant aux salves reçues de synchronisation de couleur des oscillations de référence et aux signaux de l'amplificateur non inverseur, développe des tensions de réglage représen- tatives de la grandeur et du sens de la différence, s'il y en a, d'une relation de quadrature de phase souhaitée entre ses entrées L'amplificateur réglé supplémentaire applique des signaux déphasés à la charge de l'amplifica- teur non inverseur à une polarité et une grandeur déter- minées par les tensions de réglage afin de diminuer la différence ci-dessus. Dans une réalisation en circuit intégré du montage montré dans le brevet US NO 4 020 500 ci-dessus mentionné, un déphasage non voulu peut être associé à la charge partagée par l'amplificateur non inverseur et l'amplifi- cateur réglé des signaux déphasés Cela est dû à l'effet cumulatif des capacités parasites apparaissant aux collecteurs respectifs des divers transistors couplés à la charge partagée Sans compensation appropriée, un tel déphasage peut interférer avec l'atteinte d'un accord optimal de la fréquence autonome de l'oscillateur, et peut introduire une asymétrie non souhaitée de la caractéristique de réglage de phase employée dans des buts de synchronisa- tion Dans le brevet US NO 4 095 255 est révélée une technique en cascode pour isoler les collecteurs de l'amplificateur réglé par rapport à la charge partagée, qui diminue le déphasage non voulu ci-dessus mentionné. Le brevet US NI 4249199 révèle une technique de compensation de déphasage qui peut éliminer de façon satisfaisante les effets néfastes du déphasage ci-dessus mentionné sur la capacité d'atteindre un bon accord de la fréquence autonome de l'oscillateur. La présente invention est dirigée vers une amélioration par rapport à l'agencement révélé dans le brevet US ci-dessus NO 4 249 199, qui garantit l'attainte de la symétrie de la caractéristique de réglage de phase pour l'oscillateur réglé, ainsi que l'élimination des effets néfastes sur la capacité d'atteindre un bon accord de la fréquence autonome. Selon un mode de réalisation de l'invention, la sortie du réseau de déphasage en quadrature dans un système de synchronisation d'oscillateur du type général montré dans le brevet US NO 4 020 500 ci-dessus mentionné, est mélangée à des signaux directement dérivés de son amplificateur non inverseur pour former des signaux résultants d'une phase entre les phases des signaux mélangés respectifs Ces signaux résultants sont soumis à une amplification qui est contrôlée d'une façon déterminée par la tension de réglage à la sortie du comparateur de phase Le sens de la différence par rapport à la relation de quadrature de phase souhaitée entre les entrées du comparateur détermine si l'amplification est accompagnée d'une inversion de phase ou non La grandeur de la différence détermine le degré d'amplification L'amplifi- cateur réglé partage la résistance de charge de l'amplifi- cateur non inverseur de l'oscillateur Un amplificateur inverseur supplémentaire répond également aux signaux résultants produits par le mélange ci-dessus et développe une version de phase inversée des signaux résultants d'une grandeur sensiblement fixe à travers la résistance de charge partagée. Les paramètres de mélange et le gain de l'amplifi- cateur inverseur sont choisis par rapport au déphasage non souhaité associé à la résistance de charge partagée afin que: ( 1) la combinaison (a) des signaux développés dans la résistance de charge partagée par l'amplificateur inverseur, et (b) des signaux développés dans la résistance de charge partagée par l'amplificateur non inverseurforment ds signaux qui sont sensiblement en phase avec les signaux apparaissant à l'entrée de l'amplificateur non inverseur; et ( 2) l'effet du déphasage non souhaité associé à la résistance de charge partagée sur la sortie de l'amplificateur réglé qui y est développée soit de placer sa phase sensiblement en quadrature avec la phase de la combinaison ci-dessus. A titre d'exemple, l'amplificateur réglé comprend des premier et second transistors qui sont disposés avec des émetteurs interconnectés connectés à une source commune de courant La base du premier transistor répond aux signaux résultants formés par le mélange ci-dessus tandis que la base du second transistor est maintenue à un potentiel prédéterminé de polarisation Des premier et second moyens amplificateurs ont des signaux d'entrée couplés respectivement aux collecteurs des premier et second transistors, ils sont pourvus de sorties inter- connectées, et ils sont sujets à un réglage différentiel du gain selon la tension de réglage à la sortie du comparateur de phase. L'amplificateur inverseur comprend à titre d'exemple un troisième transistor dont le trajet base- émetteur est en shunt avec le trajet base-émetteur du premier transistor et dont le collecteur est couplé à la résistance de charge partagée Pour préserver la symétrie du fonctionnement de l'amplificateur réglé dans le cas d'un tel agencement de circuit pour l'amplificateur inverseur (c'està-dire o il partage une source de courant avec l'amplificateur régléy,un quatrième transistor est avantageusement disposé avec son trajet baseémetteur en shunt avec le trajet base-émetteur du second transistor, et avec son collecteur connecté à une borne d'alimentation à un potentiel fixe. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence au dessin schématique annexé donné uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lequel: la figure unique illustre, partiellement schématiquement et partiellement sous forme de bloc, une partie d'un téléviseur couleur o est incorporé un oscillateur de référence de couleur d'une forme réglée en tension selon un mode de réalisation de la présente invention. Dans la partie de récepteur de télévision en couleur illustrée sur le dessin, un amplificateur non inverseurl U reçoi t une contre-réaction positive suffisante par un filtre passe-bande qui relie sa -sortie et son entrée pour lui permettre de fonctionner comme un oscillateur à une fréquence de fonctionnement se trouvant dans la bande passante du filtre. L'amplificateur 10 comprend deux transistors 11 et 13 du type NPN, qui sont disposés en configuration d'amplificateur différentiel avec leurs émetteurs interconnectés Le collecteur du transistor d'entrée Il de l'amplificateur différentiel est directement connecté à la borne positive +V,, d'une alimentation en potentiel de fonctionnement tandis que le collecteur du transistor de sortie ( 13) de l'amplificateur différentiel est connecté à la borne +VC_ par une résistance de charge 14. Les émetteurs interconnectés des transistors 11 et 13 sont ramenés à la borne négative (comme la masse) de l'alimentation en potentiel de fonctionnement par le trajet collecteur-émetteur d'un transistor 15 formant source de courant du type NPN en série avec sa résistance d'émetteur 16. Les signaux sont appliqués de la borne d'entrée I de l'amplificateur à la base du transistor d'entrée 11 par le trajet baseémetteur d'un transistor 21 du type NPN monté en émetteur-suiveur Les signaux sont appliqués du collecteur (à la borne S) du transistor de sortie 13 à la borne de sortie d'amplificateur O par les trajets base- émetteur de deux transistors 31 et 33 du type NPN montés en émetteur suiveur, qui sont interconnectés par une résistance 32 reliant l'émetteur du transistor 31 à la base du transistor 33 L'émetteur du transistor 33 est ramené à la masse par une résistance 34 Les collecteurs des transistors montés en émetteur -suiveur 21, 31, 33 sont directement connectés à la borne d'alimentation à + VCC La polarisation de la base du transistor de sortie 13 est établie par un transistor 25 du type NPN monté en émetteur-suiveur qui est disposé avec son collecteur directement connecté à la borne d'alimentation à +VCC, sa base connectée par une résistance 26 à la borne positive (+ 5,2 volts) d'une alimentation de polari- sation et avec son émetteur directement connecté à la base du transistor de sortie 13 Le courant permanent tiré par le transistor 25 monté en émetteur-suiveur est déterminé par un transistor 27 formant source de courant du type NPN, dont le collecteur est directement connecté à l'émetteur du transistor 25 et dont l'émetteur est ramené à la masse par une résistance 28 Le courant permanent tiré par le transistor 21 monté en émetteur- suiveur à l'entrée de l'amplificateur est de m Ame déterminé par un transistor 23 formant source de courant du type NPN, qui est disposé avec son collecteur directement connecté à l'émetteur du transistor 21 et son émetteur ramené à la masse par une résistance 24 Une résistance 22 relie la base du transistor 21 à la borne d'alimentation de polarisation à + 5, 2 V Les bases des transistors 15, 23 et 27 formant sources de courant sont directement connectées à la borne positive (+ 1,2 V) d'une alimentation de polarisation supplémentaire. La borne de sortie O de ltamplificateur est reliée à la borne d'entrée I de l'amplificateur par la combinaison en série d'un cristal piézoélectrique 35, d'un condensateur fixe 36 et d'une résistance 38 A titre d'exemple, le cristal 35 est coupé de façon à présenter une résonance en série à une fréquence immédiatement à proximité,mais légèrement en dessous, de la fréquence de sous-porteuse couleur (comme 3,579545 M Hz) des signaux de télévision en couleur auxquels répond le récepteur En conséquence, le cristal 35 semble inductif à la fréquence de sousporteuse couleur La valeur du condensateur fixe 36 est choisie de façon que la combinaison en série des éléments 35 et 36 présente normalement une résonance en série à la fréquence de sous-porteuse couleur, avec le Q du système résonant déterminé par la valeur de résistance de la résistance en série 38 pour établir une largeur de bande appropriée (comme 1 000 Hz) pour la caractéristique du filtre passe-bande du trajet- de contre-réaction Un condensateur 39, couplé entre la borne I et la masse, coopère avec la résistance 38 pour produire une atténuation sensible des harmoniques de la fréquence de fonctionnement souhaitée pour empêcher sensiblement l'entretien d'oscilla- tions à de telles fréquences supérieures La caractéristique de bande passante produite par les éléments 35 et 36 permet une contre-réaction positive d'une grandeur entre- tenant les oscillations à proximité immédiate-de la fréquence de sousporteuse couleur Une correspondance précise de la fréquence de fonctionnement autonome avec la fréquence de sous-porteuse couleur peut cependant ne pas être assurée du fait des tolérances pratiques associées aux éléments 35 et 36 Comme on le décrira subséquemment, le système représenté comprend un dispositif supplémentaire permettant l'ajustement de la fréquence de fonctionnement autonome à une fréquence précise souhaitée. Pour synchroniser l'oscillateur ci-dessus en phase et en fréquence, avec une référence de sous-porteuse couleur des signaux de télévision en couleur reçus, le système représenté comprend un comparateur de phase 54 L'entrée locale au comparateur de phase 54 comprend des oscillations dérivées de la borne F à la base du transistor d'entrée 11. Un amplificateur de chrominance 50 répond à la composante de chrominance des signaux reçus, apparaissant à la borne C et comprenant des salves périodiques d'oscillations de synchronisation à-la fréquence de sousporteuse couleur et à une phase de référence La sortie de l'amplificateur de chrominance 50 est appliquée à un séparateur de salve 52 qui délivre des salves séparées de synchronisation de couleur à l'autre entrée du comparateur de phase 54. Le comparateur de phase 54 fonctionne pour développer une tension de réglage de sortie dont la grandeur et la polarité indiquent la grandeur et le sens de tout écart par rapport à une différence de phase en quadrature pouvant exister entre les entrées respectives du comparateur A titre d'exemple, le comparateur de phase 54 est du type développant des sorties en push-pull produisant des tensions complémentaires de réglage aux bornes d'entrée respectives CV et CV' Ces tensions de réglage sont utilisées pour régler le fonctionnement d'un amplificateur de signaux déphasés qui partage la résistance de charge 14 avec l'amplificateur non inverseur 10. Les signaux déphasés sont dérivés de la borne de sortie (P) d'un déphaseur 40, 42, 41 Le déphaseur comprend une bobine d'inductance 40 connectée entre la borne d'entrée I de l'amplificateur et la borne de sortie P du déphaseur, et la combinaison en série de la résistance 42 et du condensateur 41 connectés entre la borne P et la masse Les valeurs des éléments du déphaseur sont choisies de façon qu'un retard de phase (égal sensiblement à 90 à la fréquence de sous-porteuse couleur) soit imparti aux oscillations appliquées par la borne I Les oscilla- tions déphasées apparaissant à la borne Pde sortie du déphaseur sont couplées à une borne E d'entrée de matrice par le trajet base-émetteur d'un transistor 43 du type NPN monté en émetteur-suiveur, dont le collecteur est directement connecté à la borne +V Cc, dont la base est directement connectée à la borne P et dont l'émetteur est directement connecté à la borne E Le courant permanent tiré par le transistor 43 est déterminé par un transistor 45 formant source de courant du type NPN qui est disposé avec son collecteur directement connecté à la borne E, avec sa base directement connectée à la borne d'alimentation de polarisation à + 1,2 volts et avec son émetteur connecté à la masse par une résistance 46. Un amplificateur réglé, répondant aux sorties réglées du comparateur 54, comprend deux transistors 61 et 62 du type NPT, disposés en amplificateurs différentiels avec des émetteurs intertonnectés ramenés à la masse par le trajet collecteur-émetteur du transistor 63 formant source de courant du type NPN en série avec sa résistance d'émetteur 64 La base du transistor 63 est directement connectée à la borne d'alimentation de polarisation à + 1,2 V Les signaux déphasés à la borne E sont appliqués à la base du transistor 61 par une résistance de mélange 56. Les signaux à la borne F, à l'entrée de l'amplificateur non inverseur 10, sont également appliqués à la base du transistor 61 par une résistance de mélange 58 La polarisation est appliquée à la base du transistor 62 par la borne G (à la base du transistor 13). Le collecteur du transistor 61 applique une version inversée des signaux mélangés apparaissant à la base du transistor 61 aux émetteurs interconnectés des transistors 65 et 66 du type NPN par une connexion directe. Le collecteur du transistor 62 applique une version non inversée des signaux mélangés apparaissant à la base du transistor 62 aux émetteurs interconnectés de transistors 67 et 68 du type NPN par une connexion directe Le potentiel de réglage de sortie apparaissant à la borne de sortie CV du comparateur de phase 54 est appliqué aux bases des transistors 65 et 67, tandis que le potentiel de réglage variant de façon complémentaire apparaissant à la borne de sortie CV' est appliqué aux bases des transistors 66 et 68. Les collecteurs des transistors 66 et 67 sont directement connectés à la borne d'alimentation à +VCC tandis que les collecteurs des transistors 65 et 68 sont directement connectés au collecteur du transistor 13 afin de développer des sorties à travers la résistance de charge partagée 14 Un transistor du type NPN supplé- mentaire 70 développe également une sortie à travers la résistance 14, et il est disposé avec son trajet base- émetteur directement en shunt avec le trajet base-émetteur du transistor 61 de l'amplificateur différentiel, et avec son collecteur directement connecté à la borne S Le trajet base-émetteur du transistor 62 de l'amplificateur différentiel est directement shunté par le trajetémetteur d'un autre transistor 72 du type NPN, qui est disposé avec son collecteur directement connecté à la borne d'alimentation à +VCC En fonctionnement, quand un signal de couleur est reçu, un écart dans un sens par rapport à une relation de quadrature de phase souhaitée entre les salves de synchronisation reçues et les oscillations à la borne F déséquilibre les tensions de réglage aux bornes CV et CV' dans une direction élevant le potentiel aux bases des transistors 65 et 67 tout en abaissant le potentiel aux bases des transistors 66 et 68 Dans de telles circons- tances, la grandeur d'une version inversée de l'entrée de l'amplificateur réglé passant par le transistor 65 dépasse la grandeur de la version non inversée passant par le transistor 68 Inversement, un écart dans le sens opposé par rapport à la relation souhaitée de quadrature de phase déséquilibre les tensions de réglage en direction opposée, ainsi la grandeur de la version non inversée passant par le transistor 68 dépasse la grandeur de la version inversée passant par le transistor 65 Dans chaque cas, l'injection conséquente des signaux déphasés dans la boucle de l'oscillateur altère la fréquence de l'oscillateur dans la direction particulière appropriée à réduire l'écart par rapport à la différence en quadrature de phase souhaitée entre les entrées du comparateur afin de produire la synchronisation souhaitée. On notera que le partage de la résistance de charge 14 par l'amplificateur non inverseur 10 et l'amplificateur réglé des signaux déphasés a pour résultat un certain nombre de collecteurs qui lui sont directement connectés La résistance de charge 14 est ainsi effective- ment shuntée par les capacités parasites associées à chaque collecteur Dans l'ensemble, cela a pour résultat l'introduction d'un retard de phase non souhaité d'une grandeur suffisante pour poser des problèmes de plage d'accord et/ou d'asymétrie de réglage de phase nécessitant une correction si l'on souhaite une performance optimale. Le mélange des signaux aux bornes E et F pour former le signal à l'entrée de l'amplificateur réglé fait partie de la technique de correction de la présente invention Le rapport des valeurs de résistance pour les résistances de mélange 56 et 58 est choisi de façon que le résultat du mélange soit déphasé en direction d'avance, par rapport à la phase du signal en quadrature de phase à la borne E La grandeur du déphasage dans la direction d'avance correspond sensiblement à la grandeur du déphasage en retard associé au circuit de charge de l'amplificateur non inverseur 10 De plus, la grandeur de la version inversée du résultat du mélange, qui est injecté par l'amplificateur inverseur 70 dans la charge partagée, est choisie de façon que la somme vectorielle de (a) ces signaux injectés et (b) les composantes de signal délivrées à la charge partagée par le transistor 13 de sortie de l'amplificateur non inverseur, forme des signaux sensiblement identiques en phase aux signaux apparaissant à la base du transistor d'entrée 11 de l'amplificateur non inverseur. En vertu de l'injection ci-dessus décrite des signaux de compensation de l'amplificateur inverseur 70, le retard de phase associé au circuit de charge de l'amplificateur non inverseur 10 n'a sensiblement pas d'effet sur le fonctionnement autonome de l'oscillateur. Pour la symétrie de l'action de réglage de phase pour la boucle de synchronisation cependant, une compensation de l'effet du retard de phase associé à la charge partagée sur la sortie de l'amplificateur réglé doit de plus être prévue Une telle compensation est formée par l'introduction d'avance produite par la matrice-56, 68 pour l'entrée de l'amplificateur réglé Cette introduction d'avance ainsi que le retard associé à la charge partagée ont pour effet net que les composantes injectées par l'amplificateur réglé sont soit en relation de quadrature en retard ou en relation de quadrature en avance (selon ce qui est approprié pour l'ajustement requis pour la synchronisation) avec le résultat (continuellement présent) des contributions des transistors 70 et 13, ainsi est garantie la symétrie de l'action de réglage. Dans l'agencement spécifique représenté sur le dessin, le transistor 70 de l'amplificateur inverseur partage une source de courant (transistor 63) avec l'amplificateur différentiel formé par les transistors 61 et 62 La symétrie de fonctionnement de l'amplificateur différentiel est préservée, en présence d'un tel partage de la source de courant, par addition du transistor 72 (dont la structure correspond avantageusement à celle du transistor 70) pour partager de plus la source commune de courant tout en étant entrainé(en vertu de sa connexion de base à la base du transistor 62) à faire varier son courant d'une façon complémentaire des variations du courant tiré par le transistor 70 On peut facilement atteindre la grandeur appropriée d'injection du signal de compensation par le transistor 70 en choisissant ses dimensions appropri Jes d'émetteur (le transistor 72 lui cor- respondant de façon appropriée). Comme on l'a précédemment mentionné, il est souhaitable dans des systèmes du type illustré, de prévoir la possibilité d'ajuster la fréquence autonome de l'oscillateur de référence de couleur afin de pouvoir l'établir avec précision à une fréquence de sous-porteuse - couleur souhaitée Une technique connue pour obtenir une telle possibilité consiste à employer un condensateur variable dans le filtre de contreréaction de l'oscillateur comme cela est montré par exemple dans ie brevet US NO 4 020 500 précédemment mentionné. Dans le système illustré sur le dessin joint cependant, une technique différente (expliquée en détail dans la demande de brevet US N 383 303 de R Shanley et autres, intitulée "Oscillator Synchronizing System Incorporating DC Control Of Free-Running Frequency" et déposée le 28 Mai 1982),est employée Les signaux déphasés à la borne E sont applúquês à l'entrée d'un amplificateur réglé supplémentaire 47 dont la sortie est couplée à la borne A à la base du transistor 33 monté en émetteur- suiveur formant la sortie de l'oscillateur Une tension continue et réglable a la prise mobile d'un potentiomètre 48 (avec les bornes extrêmes fixes connectées respective- rent à la borne d'alimentation à +V-et à la masse), est appliquée à la borne d'entrée de réglage FR de l'amplifi- cateur 47 L'amplificateur 47 injecte, dans la boucle de l'oscillateur, les signaux déphasés d'une grandeur et d'une polarité dépendant de la grandeur et du sens de l'écart de la position de la prise du potentiomètre par rapport à un ajustement d'équilibre La composante injectée est une composante menante lorsqu'on souhaite un ajustement vers le haut de la fréquence autonome de l'équilibre et une composante en quadrature lorsque l'on souhaite un ajustement vers le bas de la fréquence autonome de l'équilibre. R E V E N D I C A T I O NS mm 1. Oscillateur réglé en tension, caractérisé par: un amplificateur non inverseur ( 10) ayant une borne d'entrée (I), une résistance de charge ( 14) à travers laquelle apparait une sortie dudit amplificateur, et une borne de sortie (O) couplée à ladite résistance de charge; un filtre passe-bande ( 35, 36, 38) couplé entre ladite borne de sortie et ladite borne d'entrée dudit amplificateur non inverseur; un déphaseur ( 40, 41, 42) ayant une borne d'entrée couplée pour recevoir les signaux dudit amplificateur non inverseur et ayant une borne de sortie (P); un comparateur de phase ( 54) ayant une première borne d'entrée couplée pour recevoir les signaux dudit amplificateur non inverseur et une seconde borne d'entrée couplée pour recevoir un signal oscillant de référence, ledit comparateur de phase développant une tension de réglage ayant une amplitude et une polarité indiquant la grandeur et le sens de l'écart s'il y en a, d'une relation de quadrature de phase entre les signaux respec- tifs apparaissant aux bornes d'entrée; un moyen '( 56, 58) pour mélanger des premiers signaux apparaissant à ladite borne de sortie dudit dépha- seur à des seconds signaux dérivés directement dudit amplificateur non inverseur pour former des signaux résultants présentant une phase entre les phases desdits premiers et seconds signaux; un amplificateur inverseur ( 70) répondant auxdits signaux résultants formés par ledit moyen de mélange pour développer une version de phase inversée desdits signaux résultants à travers ladite résistance de charge d'une grandeur sensiblement fixe; et un moyen formant amplificateur réglé ( 61, 65, 66; 62, 67, 68) répondant auxdits signaux résultants formés /4 par ledit moyren de mélange et à ladite tension réglée, et développant sa sortie à travers ladite résistance de charge, pour soumettre lesdits signaux résultants à une amplification avec inversion quand un écart se produit dans un sens entre les signaux respectifs apparaissant aux bornes d'entrée dudit comparateur de phase, et pour soumettre lesdits signaux résultants à une amplification sans inversion quand un écart d'un sens opposé se produit entre les signaux respectifs apparaissant aux bornes d'entrée dudit comparateur de phase, le degré d'amplifi- cation desdits signaux résultants dépendant de la grandeur dudit écart par rapport à la relation de quadrature de phase. 2. Oscillateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le déphaseur ( 40, 41, 42) précité introduit un retard de phase sensiblement égal à 900 à la fréquence de fonctionnement dudit oscillateur. 3. Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'une capacité parasite associée à la résistance de charge ( 14) précitée impartit un retard de phase aux composantes de signaux développées à travers ladite résistance-de charge, par l'amplificateur non inverseur ( 10) précité et en ce que les paramètres dudit moyen de mélange ( 56, 58) et le gain dudit amplificateur inverseur ( 70) sont tels que ( 1) la combinaison de (a) ladite version inversée desdits signaux résultants dévelop- pés dans ladite résistance de charge par ledit amplifi- cateur inverseur, et (b) lesdites composantes développées dans ladite résistance de charge par ledit amplificateur inverseur ( 10) comprenne des signaux sensiblement de la même phase que les signaux apparaissant à la borne d'entrée dudit amplificateur non inverseur; tandis que ( 2) la phase des signaux développés dans ladite résistance de charge Dar ledit amplificateur réglé ( 65-68) est sensiblement en relation de quadrature de phase avec la phase des signaux apparaissant à la borne d'entrée dudit amplificateur non inverseur. 4. Oscillateur selon l'une quelconque des revendications 1 ou 3, caractérisé en ce que le moyen formant amplificateur réglé précité comprend: des premier ( 61) et second ( 62) transistors disposés avec des émetteurs interconnectés; une source commune de courant ( 63) couplée auxdits émetteurs interconnectés, la base dudit premier transistor ( 61) répondant à la sortie du moyen de mélange ( 56, 58) précité, un moyen (G) pour maintenir la phase dudit second transistor ( 62) à un potentiel prédéterminé de polarisation; un premier amplificateur ( 65, 66) ayant une entrée couplée au collecteur du premier transistor ( 61); un second moyen amplificateur ( 67, 68) ayant une entrée couplée au collecteur du second transistor; un moyen répondant à la tension de réglage à la sortie du comparateur de phase pour faire varier différentiellement le gain des premier et second moyens amplificateurs; et un moyen (S) pour combiner les sorties desdits premier et second moyens amplificateurs. 5. Oscillateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'amplificateur inverseur précité comprend-un troisième transistor ( 70) dont le trajet base-émetteur est connecté en shunt avec le trajet baseémetteur du premier transistor et dont le collecteur est connecté à la résistance de charge précitée. 6. Oscillateur selon la revendication 5, caractérisé par un quatrième transistor ( 72) dont le trajet base-émetteur est connecté en shunt avec le trajet base-émetteur du second transistor précité.