Brevet FR2528260A1 — publié le 19831209

La présente invention concerne des circuits ampli- ficateurs linéaires. Un système de transmission d'impulsions par guide de lumière utilise des répéteurs à large bande pour régénérer les signaux de façon à compenser l'atténuation des impulsions qui se produit dans le guide de lumière Du fait que les niveaux des signaux du système varient sous l'effet du vieillissement des composants et des variations de la tempé- rature ambiante, l'utilisation d'une commande automatique de gain présente un intérêt dans les répéteurs La fréquence de fonctionnement du système à guide de lumière est si élevée que la conception d'un amplificateur linéaire avec une com- mande automatique de gain présente de nombreux problèmes Un problème consiste dans la conception d'un circuit intégré pouvant être commandé, avec une caractéristique à variation progressive sur une gamme de fréquence très étendue. Selon un aspect de l'invention, un circuit amplifi- cateur linéaire comprend des accès de signal d'entrée et de sortie, une paire de circuits amplificateurs de signal, cha- que circuit amplificateur de signal étant conçu de façon à transmettre un signal d'entrée de l'accès de signal d'entrée vers l'accès de signal de sortie, et des moyens pour connec- ter une source de polarisation aux circuits amplificateurs de signal, dans le but de leur fournir des courants de polarisa- tion, avec les accès de signal d'entrée et de sortie isolés par rapport aux moyens de connexion de polarisation,sans con- densateurs ni inductances. Selon un autre aspect de l'invention, un circuit amplificateur linéaire comprend des moyens destinés à recevoir des signaux d'entrée, un premier transistor d'un premier type de conductivité branché en une configuration à collecteur commun, un second transistor d'un second type de conductivité branché en une configuration à émetteur commun, un troisième transistor du premier type de conductivité branché en une con- figuration à base commune, des moyens qui connectent les moyens de réception à une entrée du premier transistor, pour appliquer des signaux d'entrée au premier transistor, des moyens qui connectent une sortie du premier transistor à une entrée du second transistor, pour appliquer des signaux au second transistor, des moyens qui connectent une sortie du second transistor à une entrée du troisième transistor, pour appliquer des signaux au troisième transistor, et des moyens connectés à une sortie du troisième transistor pour émettre des signaux de sortie. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un schéma d'un circuit conforme à l'invention; La figure 2 est un schéma d'une partie du circuit représenté sur la figure 1; La figure 3 est un schéma d'une autre partie du circuit représenté sur la figure 1; La figure 4 est une caractéristique de commande de transconductance; et La figure 5 est une caractéristique de réponse en fréquence. On va maintenant considérer la figure 1, sur laquelle on voit un circuit amplificateur linéaire 10 qui peut avantageusement être fabriqué sous la forme d'un circuit intégré monolithique et qui comprend une paire de circuits amplificateurs de signal 11 et 12 Le circuit amplificateur de signal 1 i comprend trois transistors bipolaires 15, 16 et 17, le transistor 16 ayant un type de conductivité opposé à celui des transistors 15 et 17 Le circuit amplificateur de signal 12 comprend également trois transistors bipolaires 25, 26 et 27, chacun d'eux ayant un type de conductivité opposé à celui du transistor homologue respectif 15, 16 ou 17 dans le circuit amplificateur de signal 11 Les dispositifs 15, 16, 17, 25, 26 et 27 peuvent avoir des caractéristiques de fonc- ? 528260; tionnement quelconques, dans une gamme de caractéristiques étendue Il peut s'agir de dispositifs très rapides fonc- tionnant dans la gamme hyperfréquence, par exemple dans un système de transmission d'impulsions par guide de lumière. Pour une autre application dans une gamme de fréquence infé- rieure, les dispositifs peuvent être soit les dispositifs très rapides précités, soit des dispositifs plus lents. Avec les dispositifs très rapides, on peut utili- ser le circuit 10 soit en amplificateur à gain fixe, soit en circuit à gain commandé, dans un système de transmission à grande capacité, comme le système de transmission d'impulsions par-guide de lumière mentionné précédemment Ce système peut être un système à longue distance ou à courte distance. Dans le but de simplifier la compréhension de la structure et du fonctionnement du circuit 10, on décrira sépa- rément les circuits 11 et 12 en se référent à des circuits similaires représentés respectivement sur les figures 2 et 3. On décrira ensuite davantage la structure et le fonctionne- ment de la combinaison des circuits 11 et 12 dans le circuit amplificateur linéaire 10 de la figure 1. On va maintenant considérer la figure 2 sur laquelle on voit un circuit amplificateur de signal 60 qui est simi- laire au circuit amplificateur de signal 11 de la figure 1, à l'exception du fait qu'il n'est pas interconnecté avec son circuit homologue 12 Une charge de sortie 65 est connectée entre le collecteur du transistor de sortie 17 et une référen ce de masse 23. Dans le circuit amplificateur de signal 60, le tran- sistor d'entrée PNP 1-5 est branché en une configuration à collecteur commun et il est polarisé de façon à fonctionner dans sa plage normale de polarisation en sens direct Une source de polarisation de polarité négative 13 est directement connectée à l'électrode de collecteur du transistor d'entrée Une source de polarisation de polarité positive 14 est connectée par l'intermédiaire d'une source de courant de pola- risation 18 à l'électrode d'émetteur de sortie du transistor La source 18 peut être une source de courant fixe ou la source de courant variable qui est représentée sur la figure 1 La source de courant 18 est intercalée dans le circuit d'émetteur du transistor d'entrée 15 pour faire circuler le courant de polarisation Ib dans le circuit émetteur-collec- teur du transistor d'entrée La charge, connectée directement à l'électrode d'émetteur du transistor d'entrée, est le cir- cuit d'entrée base-émetteur du transistor 16. Le courant de polarisation Ib pour le transistor PNP 15 circule de la source d'alimentation positive 14 vers la source négative 13 en passant par la source de courant de polarisation 18 et le circuit émetteur-collecteur du transis- tor 15 Du fait que la charge du transistor 15 est le circuit baseémetteur du transistor 16, le courant de polarisation qui circule vers cette charge est faible et peut être négligé dans le cadre de cette description. On fait fonctionner le transistor d'entrée 15 en suiveur de tension, selon une configuration dans laquelle une source de signal d'entrée 20 connectée à l'électrode de base d'entrée applique une tension de signal d'entrée Ve à l'électrode de base La base du transistor 15 reçoit ainsi les signaux d'entrée qui sont appliqués au circuit 60 La source de signal d'entrée 20 comprend une source de courant de signal d'entrée 21 qui est shuntée par une résistance 22, en une combinaison parallèle qui est connectée entre la réfé- rence de masse 23 et l'électrode de base du transistor 15 Le décalage d'entrée, résultant de la circulation du courant de base du transistor 15 dans la résistance 22, est faible et peut être négligé dans le cadre de cette description. En fonctionnement, la configuration de type suiveur de tension du transistor 15 réagit à la tension de signal d'entrée Ve que produit la source 20 et qui est appliquée à l'électrode de base du transistor 15 Un faible courant de signal d'émetteur circule dans le circuit émetteur-collecteur. 2528260; Ce courant, qui circule également dans la jonction base- émetteur du transistor 16, est suffisamment faible pour être négligeable. L'impédance d'entrée du circuit amplificateur de signal 11 est la même que celle du transistor 15 Avec la configuration à collecteur commun du transistor 15, l'impé- dance d'entrée est élevée et est approximativement égale au bêta du transistor 15 multiplié par l'impédance d'entrée du transistor de charge à émetteur commun 16. Une capacité parasite de jonction de collecteur qui existe entre les électrodes de base et de collecteur du transistor 15 n'a qu'un effet minimal sur la caractéristique linéaire à large bande du circuit 11 Une telle capacité parasite apparaît entre le noeud d'entrée, sur la base du transistor 15, et le noeud commun, au potentiel de référence 13 Il n'y a pas de multiplication effective de la capacité lorsque le courant qui circule dans l'impédance de charge varie. Le transistor NPN 16 dans le circuit 11 est bran- ché en configuration à émetteur commun et il est polarisé de façon à fonctionner dans sa plage normale de polarisation en sens direct L'électrode d'émetteur du transistor 16 est directement connectée à la référence de masse 23 La source de polarisation de polarité positive 14 est connectée par une source de courant de polarisation 30 à l'électrode de collecteur de sortie du transistor 16 Le transistor 17 et une résistance 65 sont connectés, en tant que charge, à la sortie du transistor 16, entre l'électrode de collecteur du transistor 16 et la référence de masse 23. Le courant de polarisation n Ib pour le transistor NPN 16 circule de la source positive 14 vers la référence de masse 23 en passant par la source de courant de polarisation et le circuit collecteur-émetteur du transistor 16. Du fait que le transistor d'entrée 15 fonctionne en suiveur de tension, la tension de signal d'entrée Ve qui ? 528260 à est appliquée par la source 20 apparaît sur l'émetteur du transistor 15 et aux bornes de la jonction base-émetteur du transistor 16 Pour la polarisation comme pour le signal, les tensions aux bornes des jonctions base-émetteur des tran- sistors 15 et 16 sont pratiquement identiques, du fait que l'émetteur du transistor 15 est connecté à la base du transis- tor 16 et du fait que la base du transistor 15 comme l'émet- teur du transistor 16 sont référencés à la référence de masse 23 Les tensions ne diffèrent que par la tension aux bornes de la résistance de source 22, dont on a indiqué précédemment qu'elle était faible. En fonctionnement, la chute de tension aux bornes de la jonction baseémetteur du transistor 16 commande l'amplitude du courant de signal de sortie I qui circule dans le circuit collecteur-émetteur du transistor 16 La ten- sion de la jonction base-émetteur est déterminée par le cou- rant de polarisation Ib qui circule dans le transistor 15 et qui est fourni par la source 18 Le courant de signal Io cir- cule du transistor 16 vers l'électrode d'entrée d'émetteur du transistor 17 Le courant de signal I qui circule dans la jonction base-émetteur du transistor 17 produit une tension de signal aux bornes de cette jonction. Le transistor de sortie PNP 17 est branché en une configuration à base commune et il est polarisé de façon à fonctionner dans sa plage normale de polarisation en sens direct Comme on vient de l'indiquer, son électrode d'entrée d'émetteur est connectée à l'électrode de sortie de collec- teur du transistor 16 et à la source de courant de polarisa- tion 30 L'électrode de collecteur du transistor 17 est con- nectée à la référence de masse 23 par une résistance de char- ge 65 Le circuit 60 émet des signaux de sortie par l'inter- médiaire d'une borne 38 qui est connectée au collecteur du transistor 17. Les transistors 16 et 17 sont branchés en une con- figuration de circuit cascade. ? 528260 Le courant de polarisation Ibo pour le transistor de sortie PNP 17 circule de la source positive 14 vers la référence de masse 23 en passant par la source de courant de polarisation 30, le circuit émetteur- collecteur du transistor 17 et la résistance 65 On notera que la même tension de polarisation est appliquée à deux branches de circuit parallèles qui comprennent, respectivement, les circuits collecteur- émetteur des transistors 16 et 17 de la configuration de cir- cuit cascode En réalisant le circuit avec les branches de circuit parallèles pour les courants de polarisation, on peut utiliser une faible tension de polarisation La valeur de la tension de polarisation entre la source 14 et la référence de masse 23 est inférieure à la valeur de la tension de polarisa- tion utilisée dans des configurations connues de circuit cascode série. Une propriété utile de la connexion en base commune du transistor 17 consiste en ce qu'un rapport " entre le cou- rant de sortie et le courant d'entrée est proche de l'unité sur une large bande de fréquence et sur une très large plage de courants de polarisation Le courant de signal de sortie du transistor 17 a ainsi pratiquement la même valeur que le courant de signal de sortie I du transistor 16, et on leur donne la même désignation La valeur du courant de signal de sortie I du transistor 17 dépend fortement de la valeur du courant de polarisation n Ib et est presque indépendante de la valeur du courant de polarisation Ibo Il est donc possi- *ble de commander le courant de signal de sortie I du tran- o sistor 17 en commandant le courant de polarisation n Ib qui est déterminé par le courant de polarisation Ibb Dans une structure cascode connue utilisant des transistors du même type de conductivité, toute variation du courant de polarisation dans le transistor à émetteur commun fait également varier le courant absorbé à partir de la sour- ce de polarisation Cependant, dans le circuit de la figure 2, le courant que la source de courant 30 absorbe à partir de la source 14 demeure constant Toute augmentation ou dimi- nution du courant de polarisation n Ib est équilibrée par une diminution ou une augmentation compensatrice du courant de polarisation Ibo On peut donc commander le gain du circuit tout en maintenant un courant d'alimentation constant et en minimisant les exigences de régulation pour la source 14, en particulier dans des systèmes de transmission à répéteurs de grande longueur, comme dans un système sous-marin de trans- mission par guide de lumière qui est alimenté à partir d'un générateur à courant constant situé à terre. Comme mentionné précédemment, les transistors 16 et 17 sont connectés selon une structure de circuit cascode. Le transistor 17, qui est branché en une configuration à base commune, est la charge pour le transistor 16, en configu- ration à émetteur commun La configuration à base commune du transistor 17 constitue une charge avantageuse pour le tran- sistor 16, du fait que la configuration à base commune a une impédance d'entrée faible Cette impédance faible, connectée en tant que charge sur le collecteur du transistor 16, contri- bue à réduire l'effet Miller qui apparaîtrait par ailleurs dans la configuration à émetteur commun du transistor 16. Il était connu précédemment qu'un transistor bran- ché en une configuration à émetteur commun produisait une tension de signal de sortie susceptible de manifester une distorsion due à l'effet Miller L'effet Miller est produit par toute différence de tension de signal entre la base et le collecteur de ce transistor, et il est proportionnel à cette différence Cette différence de tension de signal peut faire circuler un courant indésirable, proportionnel à la différence de tension de signal, dans une capacité parasite entre les électrodes de base et de collecteur Aux fréquences élevées, lorsque l'impédance capacitive est faible, le courant d'effet Miller constitue un problème particulièrement impor- tant On peut réduire un tel courant indésirable en minimisant la différence de tension de signal entre la base et le collec- ? 528260 teur du transistor. Dans toute application à large bande, on minimise la tension basecollecteur du transistor 16 en donnant des valeurs très faibles aux impédances de source et de charge du transistor 16 L'étage émetteursuiveur formé par le tran- sistor 15 présente une faible impédance de source La charge présentée à la sortie du transistor 16 est l'impédance d'en- trée du transistor 17, qui a également une valeur faible. On peut former une approximation de l'impédance d'entrée faible du transistor 17 au moyen de deux composantes d'impédance connectées en un circuit série L'une des compo- santes est l'impédance d'entrée de la jonction émetteur-base, qui est proportionnelle à KT/q Ibe, en désignant par K la constante de Boltzmann, par T la température absolue, par q la charge d'un électron et par Ib le courant base-émetteur. L'autre composante de l'impédance d'entrée est l'impédance du circuit de base, qui est proportionnelle à Rb/13, en dési- gnant par Rb la résistance de base et par ê le gain en cou- rant du transistor 12, qui est un nombre élevé. Ces impédances d'entrée et de sortie faibles main- tiennent des tensions de faible amplitude sur l'électrode d'entrée de base comme sur l'électrode de sortie de collec- teur du transistor 16 Du fait que les tensions de base et de collecteur sont faibles, la différence de tension de signal entre la base et le collecteur est très faible et il ne cir- cule qu'un courant faible dans la capacité parasite collec- teur-base du transistor 16 On fait en sorte que ce courant faible ait une amplitude suffisamment faible pour éviter tou- te distorsion notable du signal sur le collecteur du transis- tor 16. Du fait de la configuration à base commune du tran- sistor 17, l'impédance de sortie de ce transistor a une valeur très élevée qui varie quelque peu sur une gamme de fréquences étendue Aux fréquences basses, l'impédance de sortie est déterminée par l'impédance de la jonction collec- 2528260. teur-base Une impédance de sortie caractéristique aux fré- quences basses est de quelques centaines de kiloohms Aux fréquences élevées, l'impédance de sortie est déterminée par l'impédance d'une capacité parasite collecteur-base L'impé- dance de sortie globale élevée du circuit 60 conduit à une perte de courant négligeable dans la charge 65 sur une gamme de fréquences qui peut s'étendre jusqu'à plusieurs centaines de mégahertz Dans cette gamme de fréquences, l'impédance de charge peut avoir une valeur modérée qu'on trouve de façon caractéristique dans les circuits répéteurs à large bande. Une tension de sortie Vs apparaît aux bornes de l'impédance de charge 65 et n'est soumise à aucun effet Miller, du fait que la capacité parasite de la jonction collecteur-base du transistor 17 ne transmet pas le signal d'entrée V 2 sur l'émetteur de ce transistor vers la borne de sortie 38 La tension de sortie Vs est le produit de l'impé- dance de la charge 65 et du courant de signal de sortie I qui circule dans la charge 65. L'amplitude d'un signal de sortie I provenant du transistor 16 est déterminée par le courant de polarisation Ib du transistor 15, pour les raisons suivantes Le courant I est égal au produit de la tension de signal d'entrée V, appliquée au transistor 16, par sa transconductance gm, qui est définie par: g = q Dans cette expression, q est la charge d'un électron, K est la constante de Boltzmann et T est la température absolue Le courant I est égal à n Ib 10, et est le courant d'émetteur total du transistor 16 Le cou- rant d'émetteur total est lié à la tension base-émetteur Vbe 16 du transistor 16 par l'équation bien connue bee 6 lq Is 16 dans laquelle I 16 est le courant de saturation du transistor 16 D'après cette expression, le courant d'émetteur' total est le suivant: q Ybe 16 I = Is 16 exp KT D'après cette même équation, la tension Vbe 16 est déterminée par le courant qui circule dans le transistor 15 et qui est fouÈni par la source 18 La tension base-émetteur est donc: KT Ib be 16 = be 15 q I 55 Is 15 En reportant ceci dans l'expression qui donne le courant d'émetteur total I, on obtient pour ce courant la relation: Is 16 I = Ib. b I s 15 Il en résulte que le courant de signal de sortie est donné par la relation: Ib Is 16 o = gm Ve = Ve-KT-Isl s 15 dans laquelle Is 16 et I S 15 sont respectivement les courants de saturation des transistors 16 et 15. Les aires d'émetteur des transistors 15 et 16 peu- vent être les mêmes ou peuvent être mutuellement différentes. Comme il est représenté symboliquement sur la figure 2, l'aire de section droite d'émetteur du transistor 15 est une aire A et celle du transistor 16 est une aire n A Lorsque l'aire d'émetteur du transistor 16 est égale à N fois l'aire d'émetteur du transistor 15, la valeur du courant de satura- tion I 16 est N fois la valeur du courant de saturation Is$ à condition que les autres facteurs soient égaux Il en résulte que le courant de signal de sortie est donné par la relation: q Ib I = V - n. o e KT La transconductance du transistor 16 est donc déterminée par le courant de polarisation Ib et par le rapport des aires d'émetteur Dans un mode de réalisation préféré, le rapport des aires d'émetteur N est supérieur à un. Comme le montre la figure 4, la caractéristique de commande de transconductance, donnant gm en fonction de Ib pour le transistor 16 est linéaire sur une plage dans laquel- le la relation logarithmique entre V et I est valide Cette plage de linéarité englobe de façon caractéristique plusieurs ordres de grandeur de courant de polarisation Hors de cette plage, la caractéristique de commande présente une variation progressive mais n'est pas linéaire La caractéristique représentée sur la figure 4-s'applique à un circuit conforme à la figure 2 dans lequel le rapport des aires d'émetteur n est égal à 3. La transconductance est presque indépendante de la fréquence jusqu'à la fréquence extrapolée de gain unité, f T' du transistor 16 Dans des transistors bipolaires au sili- cium, f T peut être de plusieurs gigahertz Dans la mesure o la transconductance n'est commandée que par la réponse en fréquence de l'amplificateur, on peut faire en sorte que l'amplificateur ait une largeur de bande approchant de la fréquence f T' D'autres facteurs qui limitent la réponse de l'amplificateur consistent en une chute du bêta du transistor 16 aux fréquences élevées, et dans l'existence de courants de signal indésirables dans des capacités parasites. Dans le circuit considéré, on traite le problème de la chute du bêta aux fréquences élevées par la connexion du transistor 15 en suiveur de tension L'impédance d'entrée du transistor 15 est approximativement bêta fois l'impédance d'entrée du transistor à émetteur commun 16 On peut ainsi donner à l'impédance d'entrée du transistor 15 une valeur grande par rapport à la résistance de source 22, sur une gamme de fréquences beaucoup plus étendue que ce qui est possible pour l'impédance d'entrée du transistor à émetteur commun seul. A l'exception des tailles des dispositifs, comme mentionné précédemment, et de leurs types de conductivité, ? 5528260 les transistors 15, 16 et 17 ont des caractéristiques de fonctionnement similaires On connaît des traitements pour fabriquer des transistors de types de conductivité opposés ayant des caractéristiques de fonctionnement similaires sur de vastes gammes de fréquence et de température De tels traitements sont décrits dans la demande de brevet US 337 707. On va maintenant considérer la figure 3 qui repré- sente un circuit amplificateur de signal 70 qui est similaire au circuit amplificateur de signal 60, à l'exception des différences suivantes Le transistor d'entrée 25, qui est branché en configuration à collecteur commun, est un transis- tor NPN Le courant de polarisation Ib circule d'une source de polarité positive 43 vers une source de potentiel négatif 44 en passant par le circuit collecteur-émetteur et une sour- ce de courant de polarisation 48 Le transistor 26, qui est branché en configuration à émetteur commun, est un transistor PNP Le courant de polarisation n Ib pour le transistor 26 circule de la référence de masse 23 vers la source de polari- té négative 44 en passant par le circuit émetteur-collecteur du transistor 26 et par une source de courant 50 La jonction base-émetteur du transistor de sortie 27 est connectée, en tant que charge, entre le collecteur du transistor 26 et une tension de référence -VR' Comme il est indiqué symboliquement, l'aire de section droite d'émetteur n A du transistor connecté en émetteur commun, 26, est N fois supérieure à l'aire de section droite d'émetteur A du transistor d'entrée 25 Le transistor de sortie 27, qui est branché en configuration à base commune, est un transistor NPN Le courant de polarisa- tion Ibo pour le transistor de sortie 27 circule du potentiel de référence de masse 23 vers la source de polarité négative 44 en passant par une charge 75, le circuit collecteur- émetteur du transistor 27 et la source de courant de polarisa- tion 50 La configuration de circuit cascade des transistors 26 et 27 est similaire à la configuration des transistors 16 -528260; et 17 du circuit 60 de la figure 2, à l'exception des diffé- rences de polarité. A l'exception des différences de taille mentionnées précédemment entre les transistors 25 et 26 et à l'exception des différences de polarité qui résultent de leurs types de conductivité, les transistors 25, 26 et 27 ont des paramètres et des caractéristiques de fonctionnement similaires. En examinant le schéma, on constate que les trois transistors 25, 26 et 27 dans le circuit 70 sont respective- ment des homologues, du type de conductivité opposé, des transistors 15, 16 et 17 dans le circuit 60. Le circuit amplificateur 70 fonctionne comme le circuit 60, à l'exception des changements de polarité La transconductance g du transistor 26 est déterminée par le courant de polarisation Ib qui circule dans l'émetteur du transistor d'entrée 25 On obtient pour le transistor 26 une caractéristique de transconductance à variation progressive sur une très large gamme de fréquences. En retournant à la figure 1, on note que le cir- cuit amplificateur linéaire 10 est similaire à une combinai- son des circuits respectifs 60 et 70 des figures 2 et 3. Lorsque les circuits 11 et 12 sont combinés, ils reçoivent des signaux d'entrée en commun, sur les électrodes de base des transistors d'entrée 15 et 25 Une seule charge 35 est connectée en commun aux électrodes de collecteur des transis- tors de sortie 17 et 27. Les transistors d'entrée 15 et 25 ont respectivement les types de conductivité PNP et NPN Leurs électrodes d'en- trée de base sont connectées en commun, par un conducteur 51, à la source de signaux d'entrée 20 Du fait de la connexion d'entrée commune 51 entre les électrodes de base des transis- tors d'entrée 15 et 25 ayant des types de conductivité oppo- sés, les courants de polarisation Ii qui circulent vers les électrodes de base respectives se compensent mutuellement de façon avantageuse Un noeud d'entrée 55 sur les électrodes :528260 de base est virtuellement à un potentiel de référence de masse, ce qui fait qu'il n'y a que peu ou pas de tension de décalage d'entrée Le décalage éventuellement présent résulte de différences dans les caractéristiques des transistors 15 et 25. Les transistors 16 et 26, connectés en émetteur commun, ont respectivement les types de conductivité NPN et PNP Leurs électrodes d'émetteur sont connectées par un con- ducteur 52 Les circuits collecteur-émetteur des transistors 16 et 26 sont connectés selon une relation de circuit série additif Du fait de la connexion commune 52 entre les élec- trodes d'émetteur des transistors 16 et 26, leurs courants de polarisation collecteur-émetteur n Ib se compensent mutuellement de façon avantageuse Les transistors 15, 16, 25 et 26 doivent avoir des caractéristiques identiques, à l'exception des types de conductivité, et leurs rapports d'aires d'émetteur doivent être égaux Le courant de polari- * sation n Ib que le transistor 16 fait circuler vers un noeud 54 compense alors le courant de polarisation n Ib que le tran- sistor 26 fait circuler à partir du noeud 54 Le noeud 54 dans le conducteur 52 est donc maintenu à un potentiel virtuel de 'masse en continu, indépendamment du fait qu'une impédance de charge finie 53 soit connectée ou non entre le noeud 54 et le potentiel de référence de masse 23. Comme représenté, les transistors de sortie 17 et 27 ont respectivement les types de conductivité PNP et NPN. Les électrodes de collecteur des transistors 17 et 27 sont reliées à la référence de masse 23 par l'intermédiaire d'un conducteur 56 et de la charge 35 Les circuits collecteur- émetteur des transistors 17 et 27 sont connectés selon une relation de circuit série additif, au moyen du conducteur 56. Le courant de polarisation Io que le transistor 17 fait cir- culer vers un noeud 32 compense le courant de polarisation Iho que le transistor 27 fait circuler à partir du noeud 32. Le noeud 32 dans le-conducteur 56 est ainsi maintenu à un potentiel virtuel de masse en continu, indépendamment du fait qu'une impédance quelconque soit connectée ou non entre le noeud 32 et la référence de masse 23. Ceci implique que la charge 35 peut être connectée directement au noeud 32, sans capacité ou inductance interpo- sée pour séparer le signal vis-à-vis des courants de polari- sation Il en résulte que la réponse en fréquence du circuit s'étend du continu jusqu'au maximum des possibilités des transistors, pouvant aller jusqu'à des centaines de mégahertz. La référence de masse de sortie 23 est identique à celle de l'entrée, sans le condensateur de couplage exigé dans des circuits connus qui utilisent des transistors d'un seul type de conductivité. Pour les signaux d'entrée reçus sur un accès de signal d'entrée, au noeud 55, il y a deux voies de signal passant par le circuit amplificateur linéaire 10, en direction d'un accès de signal de sortie sur la borne de sortie 38 Une voie de signal va vers la borne 38 en passant par les tran- sistors 15, 16 et 17 L'autre voie de signal va vers la borne 38 en passant par les transistors 25, 26 et 27. Les courants de sortie des circuits 1 I et 12, qui résultent de la tension de signal d'entrée Ve, sont sommés pour donner le courant de signal de sortie 2 I dans la charge , ce qui fait que le circuit 10 donne une transconductance gm = 21 /V Ceci double la valeur du courant de sortie de l'un ou l'autre des circuits 11 ou 12 fonctionnant indépen- damment Le circuit 10 a donc le double du gain de l'un ou l'autre des circuits 60 ou 70 des figures 2 et 3. Comme indiqué précédemment, la tension de polarisa- tion est appliquée par l'intermédiaire d'accès de polarisa- tion qui sont représentés par les sources 13, 14, 43 et 44 et par la référence de masse 23. Du fait que les dispositifs du circuit Il sont asso- ciés par paires avec des dispositifs homologues de type de conductivité opposé dans le circuit 12, et du fait de la com- -2.528260 i pensation résultante des courants de polarisation, les accès de polarisation sont isolés de l'accès de signal d'entrée au noeud 55 et de l'accès de signal de sortie, à la borne de sor- tie 38 On réalise une telle isolation des accès de signal sans utiliser aucune inductance ni aucun condensateur On peut donc fabriquer aisément le circuit 10 sous la forme d'un circuit intégré. On va maintenant considérer la figure 5 qui repré- sente une courbe du gain en fonction de la fréquence pour le circuit amplificateur linéaire 10 de la figure 1 Du fait de l'impédance de source faible, de l'impédance de charge élevée, de la réduction au minimum de l'effet Miller dans les tran- sistors en configuration à émetteur commun, et de la compensa- tion des courants de polarisation dans des transistors ayant des types de conductivité opposés, le circuit amplificateur linéaire 10 de la figure 1 a une caractéristique de gain plate sur une bande de fréquences étendue, allant du voisinage du continu jusqu'à plusieurs centaines de mégahertz Lorsque les courants de polarisation Ib que font circuler les sources de courant de polarisation 18 et 48 varient, la caractéristique de gain en fonction de la fréquence du circuit 10 demeure plate sur la gamme de fréquences étendue. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. '528260 REVENDICATIONS 1 Circuit amplificateur linéaire comprenant des accès de signal d'entrée et de sortie, et caractérisé en ce qu'il comprend une paire de circuits amplificateurs de signal ( 11, 12) chaque circuit amplificateur de signal étant conçu de façon à transmettre un signal d'entrée de l'accès de signal d'entrée ( 55) vers l'accès de signal de sortie ( 32), et des moyens pour connecter une source de polarisation ( 13, 14, 18, 30, 43, 44, 48, 50) aux circuits amplificateurs de signal, pour leur fournir des courants de polarisation, avec les accès de signal d'entrée et de sortie isolés des moyens de connexion de polarisation sans condensateurs ni inductan- ces. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un premier ( 11) des circuits amplificateurs de signal comprend des premier ( 15), second ( 16) et troisième ( 17) transistors, destinés à transmettre des signaux de l'accès d'entrée vers l'accès de sortie, en passant successivement par les premier, second et troisième transistors, les premier et troisième transistors étant d'un premier type de conducti- vité tandis que le second transistor est d'un type de conduc- tivité opposé; et un second ( 12) des circuits amplificateurs de signal comprend des quatrième ( 25), cinquième ( 26) et sixième ( 27) transistors destinés à transmettre des signaux de l'accès d'entrée vers l'accès de sortie, en passant succes- sivement par les quatrième, cinquième et sixième transistors, les quatrième et sixième transistors étant du type de conduc- tivité opposé tandis que le cinquième transistor est du pre- mier type de conductivité. 3 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un premier ( 11) des circuits amplificateurs de signal comprend des premier ( 15), second ( 16) et troisième ( 17) transistors, destinés à transmettre les signaux de l'accès d'entrée vers l'accès de sortie, les premier et troisième -'528260 transistors étant d'un premier type de conductivité, tandis que le second transistor est d'un type de conductivité oppo- sé; un second ( 12) des circuits amplificateurs de signal comprend des quatrième ( 25), cinquième ( 26) et sixième ( 27) transistors destinés à transmettre des signaux de l'accès d'entrée vers l'accès de sortie, les quatrième et sixième transistors étant du type de conductivité opposé tandis que le cinquième transistor est du premier type de conductivité, des moyens ( 51) interconnectent les bases des premier et qua- trième transistors pour interconnecter les jonctions base- émetteur des premier et quatrième transistors selon une rela- tion de circuit série additif, des moyens ( 52) interconnec- tent les émetteurs des second et cinquième transistors dans une première branche de circuit de courant de polarisation, pour faire circuler un courant de polarisation dans les cir- cuits collecteur-émetteur des second et cinquième transis- tors, selon une relation de circuit série additif, et des moyens ( 56) interconnectent les collecteurs des troisième et sixième transistors, dans une seconde branche de circuit de courant de polarisation, pour faire circuler un courant de polarisation dans les circuits collecteur-émetteur des troi- sième et sixième transistors, selon une relation de circuit série additif. 4 Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le courant de polarisation de la jonction base- émetteur qui circule dans le premier transistor est compensé par le courant de polarisation de la jonction base-émetteur qui circule dans le quatrième transistor, le courant de pola- risation du circuit collecteur-émetteur qui circule dans le second transistor est compensé par le courant de polarisation du circuit collecteur-émetteur qui circule dans le cinquième transistor, et le courant de polarisation du circuit collec- teur-émetteur qui circule dans le troisième transistor est compensé par le courant de polarisation du circuit collecteur- émetteur qui circule dans le sixième transistor. -'528260 Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 2 à 4, caractérisé en ce que les premier et quatrième transistors sont branchés dans des configurations de circuit à collecteur commun, les second et cinquième transistors sont branchés dans des configurations de circuit à émetteur commun, les troisième et sixième transistors sont branchés dans des configurations de circuit à base commune, les pre- mier et quatrième transistors fournissent respectivement des impédances de source faibles pour les second et cinquième transistors, et les troisième et sixième transistors four- nissent respectivement des impédances de charge faibles pour les second et cinquième transistors. 6 Circuit amplificateur linéaire comprenant des moyens destinés à recevoir des signaux d'entrée et caractéri- sé en ce qu'il comprend un premier transistor ( 15) d'un pre- mier type de conductivité, branché en une configuration à collecteur commun, un second transistor ( 16) d'un second type de conductivité, branché en une configuration à émetteur commun, un troisième transistor ( 17) du premier type de con- ductivité, branché en une configuration à base commune, des moyens ( 51) qui connectent les moyens de réception ( 55) à une entrée du premier transistor, pour appliquer des signaux d'entrée au premier transistor, des moyens qui connectent une sortie du premier transistor à une entrée du second transis- tor pour appliquer des signaux au second transistor, des moyens qui connectent une sortie du second transistor à une entrée du troisième transistor, pour appliquer des signaux au troisième transistor, et des moyens ( 56) qui sont connec- tés à une sortie du troisième transistor pour émettre des signaux de sortie. 7 Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens qui interconnectent les cir- cuits émetteur-collecteur des second et troisième transistors dans des branches de circuit parallèles séparées, pour faire circuler des courants de polarisation. -'528260 8 Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 6 ou 7, caractérisé en ce que le premier transistor est branché de façon à fournir une faible impédance de source pour le second transistor, et le troisième transistor est branché de façon à fournir une faible impédance de charge pour le second transistor.