Brevet FR2528258A1 — publié le 19831209

La présente invention concerne des circuits ampli- ficateurs. On utilise une structure connue d'amplificateur cascode pour isoler la sortie d'une configuration de circuit à émetteur commun vis-àvis des effets possibles d'une impé- dance de charge de sortie, et cette structure comprend une configuration de circuit à émetteur commun directement inter- connectée avec une configuration de circuit à base commune. Les deux transistors sont du même type de conductivité Un courant de polarisation circule dans un circuit série qui comprend les circuits émetteur-collecteur des deux transis- tors Cette structure d'amplificateur cascode nécessite une tension de polarisation égale à la somme des chutes de ten- sion émetteur-collecteur aux bornes de la combinaison de circuit série des deux transistors. Bien qu'il soit souhaitable d'utiliser une struc- ture d'amplificateur cascode dans un système de transmission à longue distance avec alimentation à distance, tel qu'un câble sous-marin à guides de lumière, une tension de polari- sation pour chaque répéteur éloigné égaleau double de la chute de tension émetteur-collecteur aux bornes d'un transis- tor nécessiterait une tension d'alimentation globale ayant un potentiel défavorablement élevé. Selon un aspect de l'invention, un circuit amplifi- cateur cascode comprend un transistor d'un premier type de conductivité branché en une configuration à émetteur commun, un transistor d'un second type de conductivité branché en une configuration à base commune, des moyens qui connectent directement le collecteur du premier transistor à l'émetteur du second transistor, et des moyens pour connecter directe- ment une source de polarisation à une combinaison de circuit en parallèle, comprenant une première branche qui passe par un circuit collecteurémetteur du premier transistor, et une seconde branche qui passe par un circuit collecteur-émetteur du second transistor, pour faire circuler dans ces circuits des courants de polarisation destinés à faire fonctionner les premier et second transistors dans leur plage normale de polarisation en sens direct. Selon un autre aspect de l'invention, un amplifica- teur cascode comprend un transistor d'entrée d'un premier type de conductivité branché en une configuration à émetteur commun, un transistor de sortie d'un second type de conduc- tivité branché en une configuration à base commune, des moyens connectant le collecteur du transistor d'entrée à l'émetteur du transistor de sortie, un dispositif de charge, et des moyens connectant le collecteur du transistor de sor- tie, par l'intermédiaire du dispositif de charge, à un point de potentiel de référence, sur l'émetteur du transistor d'entrée. Selon un aspect supplémentaire de l'invention, un circuit amplificateur comprend un transistor d'entrée d'un premier type de conductivité branché en une configuration à émetteur commun, un transistor de sortie d'un second type de conductivité branché en une configuration à base commune, des moyens connectant le collecteur du transistor d'entrée à l'émetteur du transistor de sortie, un transistor d'entrée d'un second type de conductivité branché en une configuration à émetteur commun, un transistor de sortie du premier type de conductivité branché en une configuration à base commune, des moyens connectant le collecteur du transistor d'entrée du second type de conductivité à l'émetteur du transistor de sortie du premier type de conductivité, et des moyens pour connecter une source de polarisation à des première et secon- de branches de circuit connectées en parallèle, la première branche de circuit comprenant, en un circuit série additif, les circuits collecteurémetteur des transistors d'entrée des premier et second types de conductivité, et la seconde branche de circuit comprenant, cii un circuit série additif, les circuits collecteur-émetteur des transistors de sortie des second et premier types de conductivité, pour faire cir- 2528258; culer des courants de polarisation dans les première et seconde branches de circuit, afin de faire fonctionner les deux transistors d'entrée et les deux transistors de sortie -dans leur plage normale de polarisation en sens direct. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un schéma d'un circuit amplifica- teur cascode; La figure 2 est un schéma d'un autre circuit amplificateur cascode; et La figure 3 est un schéma d'une combinaison des circuits des figures 1 et 2. On va maintenant considérer la figure 1 sur laquel- le on voit un circuit amplificateur cascode 10 qui peut avan- tageusement être fabriqué sous la forme d'un circuit intégré monolithique et qui comprend deux transistors bipolaires 11 et 12 ayant des types de conductivité opposés Les disposi- tifs 11 et 12 peuvent avoir n'importe quelles caractéristi- ques de fonctionnement dans une vaste gamme de caractéristi- ques Il peut s'agir de dispositifs très rapides destinés à fonctionner dans la gamme hyperfréquence, pour l'utilisation dans un circuit incorporé, par exemple, dans un système de transmission d'impulsions par guide de lumière Pour une autre application dans une gamme de fréquence inférieure, les dispositifs peuvent être soit les dispositifs très rapi- des précités, soit des dispositifs plus lents. On peut utiliser le circuit 10 dans un système de transmission à faible capacité ou à grande capacité, comme le-système de transmission d'impulsions par guide de lumière précité On peut également l'utiliser dans un système de transmission à courte distance ou à longue distance La ten- sion de polarisation relativement faible qu'utilise le cir- -cuit est particulièrement avantageuse lorsqu'on emploie le circuit dans des stations intermédiaires ou des répéteurs ? 528258 alimentés à distance d'un système de transmission à grande capacité et à longue distance, comme le système sous-marin de transmission d'impulsions par guide de lumière mentionné précédemment. On parvient à utiliser la tension de polarisation relativement basse en appliquant des courants de polarisa- tion aux transistors 11 et 12 par des branches de circuit parallèles. Un transistor d'entrée NPN 11 est branché en une configuration à émetteur commun et est polarisé de façon à fonctionner dans sa plage de fonctionnement normale, en polarisation en sens direct L'électrode d'émetteur du tran- sistor d'entrée 11 est directement connectée à une référence de masse 13 Une source de polarisation de polarité positive 14 est connectée directement à l'électrode de collecteur de sortie du transistor 11, par l'intermédiaire d'une source de courant de polarisation 16 A titre de charge, la jonction émetteur-base du transistor de sortie 12 est directement connectée entre le collecteur du transistor 11 et une ten- sion de référence +VR. Un courant de polarisation Ibi pour le transistor d'entrée NPN 11 circule de la source positive 14 vers la référence de masse 13, en passant par la source de polarisa- tion 16 et une branche de circuit qui comprend le circuit collecteur-émetteur du transistor 11. La jonction base-émetteur du transistor 11 reçoit des signaux d'entrée Le transistor d'entrée 11 fonctionne en étage à gain élevé, dans lequel une source de signal d'en- trée 17 connectée à l'électrode de base d'entrée fournit un courant de signal d'entrée de base I e Ce courant de base est faible en comparaison du courant de signal de collecteur du transistor 11 La source 17 comprend une source de courant de signal d'entrée 18 shuntée par une résistance 19, en une combinaison parallèle qui est connectée entre le potentiel de référence de masse 13 et une source de tension de polarisa- ? 528258 tion continue 15 La source de tension 15 a un potentiel égal à une chute de tension de jonction semiconductrice et elle est connectée en une configuration de circuit série additif avec la jonction base-émetteur du transistor 11, entre la source 17 et l'électrode de base du transistor 11. Le courant provenant de la source de courant 18 traverse la résistance 19 en produisant un signal d'entrée Ve. La tension de jonction base-émetteur au repos, Vbe, du transistor d'entrée 11 commande l'amplitude d'un courant de signal de sortie Io du transistor 11 Le courant de signal Io circule dans le circuit collecteur- émetteur du transistor 11 et on le commande en commandant la valeur du courant de polarisation de repos Ibi qui est extrait de la source 16 On peut exprimer cette relation par l'équation e V= g KT K Isll exp (K-T) ( 1) dans laquelle gm est la transconductance du transistor 11, q est la charge d'un électron, K est la constante de Boltzmann, T est la température absolue et Is 11 est le cou- rant de saturation du transistor 11. On sait qu'un transistor branché en configuration à émetteur commun produit une tension de signal de sortie qui peut subir une distorsion résultant de l'effet Miller. L'effet Miller est produit par toute différence de tension de signal entre la base et le collecteur de ce transistor, et il est proportionnel à une telle différence Cette diffé- rence de tension de signal peut faire circuler un courant indésirable, proportionnel à la différence de tension, dans une capacité parasite entre les électrodes de base et de collecteur Aux fréquences élevées, lorsque l'impédance capacitive est faible, le courant d'effet Miller dans la capacité parasite constitue un problème particulièrement important On peut réduire un tel courant indésirable en minimisant la différence de tension de signal entre la base et le collecteur du transistor. Pour une application quelconque à large bande, on minimise la tension de signal base-collecteur pour le tran- sistor 11 en donnant des valeurs très faibles aux impédances de source et de charge de ce transistor On peut obtenir une impédance de source faible en utilisant pour la source de signal d'entrée 17 un transistor branché en configuration à collecteur commun Comme le montre la figure 1, l'impédance de charge faible est l'impédance d'entrée que présente la jonction émetteur-base de l'étage en base commune comprenant le transistor 12 Ces faibles impédances d'entrée et de sor- tie maintiennent des tensions de signal de faible amplitude sur l'électrode d'entrée de base comme sur l'électrode de sortie de collecteur du transistor 11 Du fait que les ten- sions de signal de base et de collecteur sont très faibles, il y a une très faible différence de tension de signal entre la base et le collecteur, et seul un courant faible circule dans la capacité parasite collecteur-base du transistor 11. On fait en sorte que ce courant faible ait une amplitude suffisamment faible pour éviter toute distorsion notable du signal sur le collecteur du transistor 11. Le transistor de sortie PNP 12 est branché en une configuration à base commune et il est polarisé de façon à fonctionner dans sa plage normale de polarisation en sens direct Comme on vient de l'indiquer, son électrode d'entrée d'émetteur est directement connectée à l'électrode de sortie de collecteur du transistor Il et à la source de courant de polarisation 16 L'électrode de collecteur du transistor 12 est directement connectée à la référence de masse 13, par une résistance de charge 21 Les signaux de sortie du transis- tor 12 et du circuit 10 sont émis par une borne 22 qui est directement connectée au collecteur du transistor 12. Un courant de polarisation Ib pour le transistor de sortie PNP 12 circule de la source positive 14 vers la -9528258 référence de masse 13 en passant par la source de courant de polarisation 16 et une autre branche de circuit qui comprend le circuit émetteur-collecteur du transistor 12 et la résis- tance 21. On notera que la même tension de polarisation pré- sente entre la source positive 14 et la référence de masse 13 est appliquée aux deux branches de circuit parallèles qui comprennent respectivement le circuit collecteur-émetteur du transistor 11 et le circuit émetteur-collecteur du transistor 12 En réalisant le circuit cascode de la figure 1 avec les branches de circuit de polarisation en parallèle, la valeur de la tension de polarisation entre la source 14 et la réfé- rence de masse 13 est inférieure à la valeur de la tension de polarisation utilisée dans des configurations cascodes anté- rieures, à circuit série. Une propriété d'un grand intérêt de la connexion en base commune du transistor 12 consiste en ce que le rapport O entre le courant de sortie et le courant d'entrée est voisin de l'unité sur une très large bande de fréquence et sur une très large plage de courants de polarisation Ainsi, le cou- rant de signal de sortie du transistor 12 a pratiquement la même valeur que le courant de signal de sortie I du transis- tor 11, et on leur donne la même désignation I La valeur du courant de signal de sortie I O du transistor 12 dépend forte- ment de la valeur du courant de polarisation Ibi et est presque indépendante de la valeur du courant -de polarisation Ibo' Il est donc possible de commander le courant de signal de sortie I du transistor 12 en commandant le courant de o polarisation Ibi, qui dépend de la chute de tension de la source de tension de polarisation de base 15. Dans une structure cascode connue utilisant des transistors du même type de conductivité, toute variation du courant de polarisation dans le transistor à émetteur commun ferait également varier le courant absorbé à partir de la source positive 14 Cependant, dans le circuit de la figure 1, le courant que la source de courant 16 absorbe à partir de la source 14 demeure constant Toute augmentation ou diminu- tion du courant de polarisation Ibi est équilibrée par une diminution ou une augmentation compensatrice du courant de polarisation Ibo On peut donc commander le gain du circuit tout en maintenant un courant d'alimentation constant et en minimisant les exigences de régulation sur la source 14, en particulier dans des systèmes de transmission à longue dis- tance avec répéteurs, comme le système de transmission sous- marin par guide de lumière mentionné, qui est alimenté à par- tir d'un générateur à courant constant situé à terre. A l'exception de leurs types de conductivité, les transistors Il et 12 ont des caractéristiques de fonctionne- ment similaires La demande de brevet US 337 707 décrit des traitements pour fabriquer un circuit intégré comprenant des transistors de types de conductivité opposés avec des caracté- ristiques de fonctionnement similaires sur des gammes éten- dues de fréquence et de température. Comme mentionné précédemment, les transistors Il et 12 sont connectés selon une structure de circuit cascode. Le transistor 12, qui est branché en une configuration à base commune,est la charge pour la configuration à émetteur commun du transistor 11 La configuration à base commune du transistor 12 constitue une charge avantageuse pour le tran- sistor 11, du fait que la configuration à base commune a une faible impédance d'entrée Cette impédance faible, connectée en tant que charge sur le collecteur du transistor 11, con- tribue à réduire l'effet Miller, comme mentionné précédem- ment. On peut obtenir une approximation de l'impédance d'entrée faible du transistor 12 par deux composantes d'impé- dance connectées en un circuit série Une composante est l'impédance d'entrée de la jonction émetteur-base, qui est proportionnelle à, en désignant par K la constante de Boltzmann, par T la Pempérature absolue, par q la charge d'un électron et par Ibe le courant base-émetteur L'autre composante de l'impédance d'entrée est l'impédance du circuit de base, qui est proportionnelle à Rb/9, en désignant par Rb la résistance de base et par ( le gain en courant du transis- tor 12, qui est un nombre élevé. Du fait de la configuration en base commune du transistor 12, l'impédance de sortie du circuit 10 a une valeur très élevée qui varie quelque peu sur une gamme de fréquences étendue Pour des fréquences basses, l'impédance de sortie est déterminée par l'impédance de la jonction collecteur-base Une impédance de sortie caractéristique en basse fréquence est de l'ordre de quelques centaines de kiloohms Pour des fréquences élevées, l'impédance de sortie est déterminée par l'impédance d'une capacité parasite collecteur-base L'impédance de sortie élevée globale du cir- cuit 10 conduit à une perte de courant négligeable dans la charge 21 sur une gamme de fréquences qui peut s'étendre jusqu'à plusieurs centaines de mégahertz Dans cette gamme de fréquences, l'impédance de charge peut avoir une valeur modérée qu'on trouve de façon caractéristique dans les cir- cuits répéteurs à large bande. Une tension de sortie V apparait aux bornes de la charge 21 et n'est soumise à aucun effet Miller, du fait que la capacité parasite de la jonction collecteur-base ne trans- met pas le signal d'entrée sur l'émetteur du transistor 12 vers la sortie, sur la borne 22 La tension de sortie Vs est le produit de l'impédance de la charge 21 par le courant de signal de sortie IT, qui circule dans la charge 21. On va maintenant considérer la figure 2 qui montre une structure de circuit cascode 30 comportant des transis- tors 31 et 32, ayant des types de conductivité opposés, connectés dans deux branches parallèles de façon à conduire des courants de polarisation Ibi et I bo d'une manière simi- laire à celle du circuit représenté sur la figure 1, à l'exception de ce qui suit Le transistor d'entrée 31, qui est branché en configuration à émetteur commun pour fonction- ner dans sa plage normale de polarisation en sens direct, est un transistor PNP Le courant de polarisation Ibi circule de la référence de masse 13 vers une source de potentiel négatif 34, en passant par une branche de circuit qui comprend le circuit émetteur-collecteur du transistor 31 et une source de courant de polarisation 36 Le transistor de sortie 32, qui est branché en configuration à base commune de façon à fonc- tionner dans sa plage linéaire, est un transistor NPN Le courant de polarisation Ib pour le transistor de sortie 32 circule de la référence de masse 13 vers la source de pola- rité négative 34, en empruntant une branche de circuit qui comprend une charge 40, le circuit collecteur-émetteur du transistor 32 et la source de courant de polarisation 36 La base du transistor 31 reçoit des signaux d'entrée Ve à partir d'une source de signal d'entrée 37 comprenant une source de courant 38 shuntée par une résistance 39 Une source de ten- sion de polarisation continue 35 ayant un potentiel égal à une chute de tension de jonction semiconductrice est connec- tée en une configuration de circuit série additif avec la jonction baseémetteur du transistor 31, entre la source 37 et la base du transistor 31. A l'exception des différences de polarité qui résultent de leurs types de conductivité, les transistors 31 et 32 ont des paramètres et des caractéristiques de fonction- nement similaires. On va maintenant considérer la figure 3 qui montre une structure de circuit cascode 50 qui consiste en une com- binaison interconnectée des circuits représentés sur les figures 1 et 2 Sur la figure 3, les transistors d'entrée 11 et 31 ont respectivement les types de conductivité NPN et PNP La source de signal 37 est connectée entre la référence de masse 13 et une connexion commune 51 entre les électrodes d'entrée de base des transistors 11 et 31 La structure com- binée de la figure 3 comprend deux circuits cascodes dont la configuration et le mode de fonctionnement sont respective- ment identiques à ceux des circuits des figures 1 et 2 Cette structure comprend une paire de transistors d'entrée 11 et 31, ayant des types de conductivité opposés, qui sont connectés dans une branche de circuit de courant de polarisation, et une paire de transistors de sortie 12 et 32, ayant des types de conductivité opposés, qui sont connectés dans une autre branche de circuit de courant de polarisation. Dans la branche de circuit des transistors d'entrée, les électrodes d'émetteur des transistors 11 et 31 sont inter- connectées entre elles et avec la référence de masse 13 par l'intermédiaire d'un conducteur 52 Les circuits collecteur- émetteur des transistors 11 et 31, ayant des types de conduc- tivité opposés, sont dans une relation de circuit série addi- tif Du fait de la connexion commune 52, les transistors d'entrée 11 et 32, ayant des types de conductivité opposés, conduisent avantageusement le même courant de polarisation collecteur-émetteur I Le courant de polarisation I que le transistor 11 fait circuler vers la référence de masse 13 compense le courant de polarisation Ibi que le transistor 31 absorbe à partir de la référence de masse 30 Un noeud 54 est ainsi maintenu à un potentiel virtuel de masse en conti- nu. Si une charge 53 est connectée entre le noeud 54 et la référence de masse 13, aucun potentiel continu n'appa- rait aux bornes de cette charge; cependant, la tension de source V apparait à ses bornes On peut ainsi utiliser le e circuit 50 en tant que séparateur à gain unité entre la source 37 et la charge 53, sans que ceci nécessite une capa- cité ou une inductance d'interconnexion pour isoler le signal vis-à-vis des courants de polarisation Le séparateur aura une réponse en fréquence s'étendant depuis le continu jusqu'au voisinage de la fréquence de gain unité f T des tran- sistors 11 et 31 Cette fréquence peut être dans la gamme des gigahertz. ? 528258 Dans la branche de circuit des transistors de sor- tie, les électrodes de collecteur des transistors 12 et 32 sont interconnectées par un conducteur 56 Un noeud 62 dans le conducteur 56 est connecté à la référence de masse 13 par un autre conducteur 58 et une charge 60 Les circuits collec- teur-émetteur des transistors 12 et 32 sont connectés selon une relation de circuit série additif Le conducteur 56, qui connecte les collecteurs des transistors 12 et 32, permet à ces transistors de conduire un courant de polarisation I bo Le courant de polarisation Ib qui circule dans le transistor 12 vers l'impédance de charge 60 compense le courant Ibo qui est extrait de l'impédance de charge 60, en direction du con- ducteur 32 Le noeud 62 est ainsi maintenu à un potentiel virtuel de masse en continu, indépendamment de l'impédance quelconque que peuvent avoir le conducteur 58 et la charge 60. Ceci implique que la charge 60 peut être connectée directement au noeud 62, sans qu'il soit nécessaire d'inter- caler une capacité ou une inductance pour séparer le signal vis-à-vis des courants de polarisation Il en résulte que la réponse en fréquence du circuit 50 s'étend depuis le continu jusqu'au maximum des possibilités des transistors, pouvant aller jusqu'à des centaines de mégahertz La référence de masse de sortie 13 est identique à celle de l'entrée, sans la nécessité d'un condensateur de couplage qui est exigé dans des circuits antérieurs utilisant des transistors d'un seul type de conductivité. De plus, les courants de signal de sortie I qui résultent de la tension de signal d'entrée Ve sont sommés pour donner un courant de signal de sortie 2 I dans la charge , ce qui fait que le circuit 50 produit une transconductan- ce: 2 I gm ( 2) e qui correspond au double de la valeur du courant de sortie de l'un ou l'autre des transistors 11 ou 31 fonctionnant indé- pendamment Le circuit 50 a donc un gain égal au double de celui de l'un ou l'autre des circuits 10 ou 30 des figures 1 et 2. Comme le montre la figure 3, les circuits des figu- res -1 et 2 interconnectés forment un circuit cascode 50 qui procure une amplification sur une gamme de fréquence étendue allant de zéro hertz à plusieurs centaines de mégahertz. L'accès d'entrée, sur le noeud 28, et les accès de sortie, à une borne 59 sur le conducteur 58 et au noeud 52, sont isolés des accès de polarisation au niveau des sources 14 et 34. Ainsi, sans aucune inductance ou capacité d'isolation, la source de signal 37 peut être connectée à l'entrée et les charges 53 et 60 peuvent être connectées aux sorties, sans perturber les conditions de repos du circuit 50 En choisis- sant une impédance modérée pour la source 37 et une impédance modérée pour la charge 60, comme celles couramment utilisées dans les systèmes de transmission à large bande, le concepteur peut faire en sorte que le circuit complet fonctionne de façon linéaire sur une large gamme de fréquences. On peut utiliser pour fabriquer le circuit de la figure 3 les traitements mentionnés précédemment pour la fabrication de circuits intégrés comprenant des transistors ayant des types de conductivité opposés. Il va de soi que de nombreuses modifications peu- vent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 Circuit amplificateur cascode caractérisé en ce qu'il comprend un transistor d'un premier type de conductivité ( 11) branché en une configuration à émetteur commun, un tran- sistor d'un second type de conductivité ( 12) branché en une configuration à base commune, des moyens qui connectent direc- tement le collecteur du premier transistor à l'émetteur du second transistor, et des moyens pour connecter directement une source de polarisation ( 14, 16) à une combinaison de cir- cuit en parallèle qui comprend une première branche passant par un circuit collecteur-émetteur du premier transistor et une seconde branche passant par un circuit collecteur- émetteur du second transistor, de façon à faire circuler dans ces branches des courants de polarisation destinés à faire fonctionner les premier et second transistors dans leur plage normale de polarisation en sens direct. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est conçu de façon que les courants de polarisa- tion qui circulent dans les premier et second transistors aient des valeurs respectives prévues pour faire fonctionner les premier et second transistors uniquement dans leur plage normale de polarisation en sens direct. 3 Circuit amplificateur cascode caractérisé en ce qu'il comprend un transistor d'entrée d'un premier type de conductivité ( 11) branché en une configuration à émetteur commun, un transistor de sortie d'un second type de conduc- tivité ( 12) branché en une configuration à base commune, des moyens connectant le collecteur du transistor d'entrée à l'émetteur du transistor de sortie, un dispositif de charge ( 21), et des moyens connectant le collecteur du transistor de sortie, par l'intermédiaire du dispositif de charge, à un point de potentiel de référence ( 13) au niveau de l'émetteur du transistor d'entrée. 4 Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend une source de courant de polarisation ( 14, 16), et des moyens pour connecter la source de courant de polarisation entre le collecteur du transistor d'entrée et le point de potentiel de référence. 5 Circuit amplificateur caractérisé en ce qu'il comprend un transistor d'entrée d'un premier type de conduc- tivité ( 11) branché en une configuration à émetteur commun, un transistor de sortie d'un second type de conductivité ( 12) branché en une configuration à base commune, des moyens connectant le collecteur du transistor d'entrée à l'émetteur du transistor de sortie, un transistor d'entrée du second -type de conductivité ( 31) branché en une configuration à émetteur commun, un transistor de sortie du premier type de conductivité ( 32) branché en une configuration à base commu- -ne, des moyens connectant le collecteur du transistor d'en- trée du second type de conductivité à l'émetteur du transis- tor de sortie du premier type de conductivité, et des moyens destinés à connecter une source de polarisation ( 14, 16, 34, 36) à des première et seconde branches de circuit, connectées selon une configuration en parallèle, la première branche de circuit comprenant, en un circuit série additif, les cir- cuits collecteur-émetteur des transistors d'entrée des pre- mier et second types de conductivité, et la seconde branche de circuit comprenant, en un circuit série additif, les cir- cuits collecteur-émetteur des transistors de sortie des pre- mier et second types de conductivité, pour faire circuler des courants de polarisation dans les première et seconde branches de circuit, afin de faire fonctionner les deux transistors d'entrée et les deux transistors de sortie dans -leur plage normale de polarisation en sens direct. 6 Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens ( 52) interconnectant les émetteurs des transistors d'entrée pour compenser le courant de polarisation du transistor d'entrée du premier type de conductivité par le courant de polarisation du transistor d'entrée du second type de conductivité. 7 Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 5 ou 6, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens ( 56) interconnectant les collecteurs des transistors de sor- tie, pour compenser le courant de polarisation du transistor de sortie du second type de conductivité par le courant de polarisation du transistor de sortie du premier type de con- ductivité.