Brevet FR2532795A1 — publié le 19840309

r CONVERTISSEUR CONTINU-CONTINU Domaine technique La présente invention concerne d'une façon générale des convertisseurs "continu-continu" et, plus particulièrement un convertisseur continu-continu employant un circuit d'entrée de convertisseur directif passant et un circuit de sortie redresseur à double alternance ou pleine onde. Arrière plan technologique de l'invention Il y a d'une façon générale quatre types de convertisseurs continu-continu modernes, relativement efficaces et transistorisés, qui emploient un couplage par transformateur pour des applications à basse tension de sortie et à puissance moyenne (approximativement 400 watts); ce sont les applications push-pull, demipont, pont complet et directif-passant Dans les trois premiers types susdésignés de convertisseurs, un noyau magnétique couplant l'enroulement primaire d'un transformateur à l'enroulement secondaire de ce transformateur, parcourt le cycle entier d'une courbe B-H à partir d'un état négatif non saturé vers un état positif non saturé en réponse à des courants positif et négatif respectivement appliqués à l'enroulement primaire du transformateur, ce dernier ayant typiquement une prise médiane En réponse au fait que le noyau est amené à parcourir les états magnétiques entre les deux extrémités de la courbe B-H par suite des courants d'entrée de polarités opposés, des courants de polarités opposés sont induits dans l'enroulement secondaire Pour rendre maximale l'efficacité des convertisseurs push-pull et pont complet, les extrémités opposées de l'enroulement secondaire à prise médiane sont connectées de m 9 me aux premières électrodes d'un premier et d'un second redresseurs ayant de même des secondes électrodes connectées à une borne commune, elle-même connectée à son tour à la borne d'entrée d'un filtre passe-bas de sortie Une charge est connectée entre la borne de sortie du filtre passe-bas et la prise médiane de l'enroulement secondaire, qui est -2comamunément considérée comme le niveau de référence ou comme la terre. Le convertisseur directif-passant diffère des trois autres types de convertisseur en ce que le courant est appliqué par une source de puissance continue d'entrée à un enroulement primaire de transformateur sans prise médiane dans une direction seulement Le courant continu est appliqué à une charge par un enroulement secondaire sans prise médiane à travers un redresseur demi-onde et un filtre passe-bas de sortie Immédiatement avant que le noyau atteigne la saturation, le courant de charge s'écoulant entre l'alimentation de puissance continue d'entrée et le primaire du transformateur est coupé Le courant induit dans l'enroulement secondaire sans prise médiane pendant l'intervalle dans lequel le courant de charge est appliqué à l'enroulement primaire, est couplé à la charge au moyen du redresseur demi-onde; notamment par une diode de puissance connectée en série entre une première borne de l'enroulement secondaire et une borne d'entrée du filtre de sortie. L'énergie stockée dans le noyau quand le courant de charge est coupé est rétro-couplée à l'alimentation en puissance continue par des diodes de commutation connectées aux bornes opposées de l'enroulement primaire, si bien que des courants de charge et de décharge s'écoulent à travers l'enroulement primaire dans la meme direction mais s'écoulent en directions opposées vers l'entrée de l'alimentation en puissance continue Pour permettre la continuité du courant et prévenir des contraintes de tension excessives appliquées aux composants du circuit secondaire, contraintes dues à l'inductance du bobinage qui est inclus dans le filtre passe-bas de sortie, une diode "à roue libre" est prévue entre une seconde borne de l'enroulement secondaire du transformateur et la borne commune du redresseur demi-onde et au filtre passe-bas La seconde borne de l'enroulement secondaire est fréquemment dénommée "potentiel de référence du circuit de charge". La circuiterie des convertisseurs continu-continu du type directifpassant est moins compliquée, et d'une façon générale, plus sûre que celles des trois convertisseurs continu-continu transistorisés existant dans l'art antérieur dont les circuits sont 2532195 ' -3- adaptés à des applications à basse tension de sortie et à des puissances de sortie allant jusqu'à 400 watts. A la connaissance du demandeur, des redresseurs pleine-onde n'ont pas été employés dans les circuits secondaires de sortie des convertisseurs directifs -passants Au contraire, seuls les redresseurs demi-onde comme indiqué ont été employés pour coupler le courant induit dans l'enroulement secondaire durant l'intervalle o le courant est appliqué à l'enroulement primaire à partir de la source de puissance continue Peut- être, on a pensé qu'il était mal avisé de fournir de la puissance à la charge pendant qu'aucune puissance n'était fournie à l'enroulement primaire C'est l'avis du demandeur à la suite de conversations qu'il a eues avec les spécialistes de la technique des convertisseurs directifs passants que ces spécialistes ont admis qu'un redressement pleine onde ne pouvait être obtenu dans les circuits de convertisseurs directifs passants, c'est-à-dire que l'énergie ne pouvait être appliquée à la charge à la fois quand les courants de charge et de décharge circulaient dans l'enroulement primaire du transformateur. Sommaire de l'invention Conformément à la présente invention, un convertisseur continu-continu comprend un transformateur ayant un enroulement primaire sans prise médiane et un enroulement secondaire avec prise médiane L'enroulement primaire est connecté à une alimentation de puissance continue d'entrée au moyen d'un circuit d'entrée de convertisseur directif-passant conventionnel La prise médiane de l'enroulement secondaire est connectée à une charge par un filtre passe-bas et un redresseur pleine-onde pour que le courant soit fourni à la charge au moyen des bornes opposées de l'enroulement secondaire; des diodes de puissance connectées aux bornes opposées fournissent du courant à la charge pendant que les courants de charge et de décharge passent dans l'enroulement primaire du transformateur La prise médiane de l'enroulement secondaire et une des bornes de la charge sont mises à la terre On a trouvé qu'une telle configuration permettait de réduire le volume et le poids du transformateur En outre, les conditions de courant de pointe et par suite, le courant du transistor de puissance consommé dans le Z 532795 -4- circuit d'entrée d'un convertisseur directif-passant sont réduits parce que l'énergie stockée dans le noyau du transformateur à la fin de l'intervalle de charge est couplée à la charge au lieu d'gtre couplée en retour à l'entrée de l'alimentation de puissance continue. C'est en conséquence un objet de la présente invention de réaliser un convertisseur continu-continu nouveau et perfectionné. C'est un autre objet de l'invention de réaliser un convertisseur continucontinu nouveau et perfectionné employant un circuit d'entrée de convertisseur directif-passant en combinaison avec un transformateur ayant un volume et un poids réduits. C'est-un autre objet de la présente invention de réaliser un convertisseur continu-continu nouveau et perfectionné employant un circuit d'entrée de convertisseur directif-passant dans lequel l Jénergie couplée au noyau du transformateur,, pendant que le courant de charge est appliqué à l'enroulement primaire du transformateur, est stockée dans le noyau et ainsi couplée à la charge pendant que le transformateur est en cours de décharge. C'est encore un autre objet de la présente invention de réaliser un convertisseur continu-continu nouveau et perfectionné employant un circuit d'entrée de convertisseur directif-passant ayant un relativement faible débit de courant pour commander les diodes de commutation. Les objets, caractéristiques et avantages de la présente invention cidessus mentionnés et d'autres encore apparaîtront clairement en considérant la description détaillée qui suit d'une réalisation spécifique de l'invention, surtout en considérant également les dessins annexés. Brève description des dessins -30 La Fig I est le schéma d'un circuit de convertisseur directif passant de l'art antérieur; La Fig 2 est le schéma d'un circuit de convertisseur directif-passant utilisant la présente invention; et La Fig 3 représente une suite de formes d'onde dans les -circuits des Figs 1 et 2. 253 795 -5- Meilleur mode de mise en oeuve de l'invention On fera référence en premier lieu à la Fig 1 des dessins, dans laquelle un convertisseur directif-passant conventionnel de l'art antérieur est représenté et comprend les bornes Il et 12 d'une alimentation en puissance continue d'entrée, bornes d'entrée entre lesquelles est établie une tension continue ayant de façon- typiqué une amplituee de 24 à 350 volts Les bornes Il et 12 sont shuntées par un condensateur d'alimentation de puissance continue 13. Le convertisseur directif-passant contient un circuit d'entrée comprenant un circuit de commutation composé des jonctions émetteur-collecteur de transistors de puissance NPN 14 et 150 Le circuit d'entrée est placé entre les bornes 11 et 12 et les bornes 16 et 17 de l'enroulement primaire 18 du transformateur 19 Les transistors 14 et 15 sont simultanément polarisés dans le sens passant durant une partie du cycle de la base de temps 21 et sont simultanément polarisés dans le sens bloqué pendant la seconde partie de chaque cycle de la base de temps 21 En réponse à la polarisation simultanée dans le sens passant des transistors 14 et 15 par la base de temps 21, un courant de charge vers le transformateur 19 s'écoule de la borne Il à travers la jonction émetteur-collecteur du transistor 14, la borne 16, l'enroulement 18, la borne 17 et la jonction émetteur-collecteur du transistor 15 et retourne à la borne 12 de l'alimentation en puissance Les transistors 14 et 15 sont maintenus dans un état de polarisation passante jusqu'à un peu avant que le noyau 23 du transformateur 19 atteigne la saturation. En réponse au blocage des transistors 14 et 15, l'énergie stockée dans le noyau 23 est couplée en retour, en formant un courant de décharge aux bornes 11 et 12 et au condensateur 13 grâce aux diodes 24 et 25 comprises dans le circuit d'entrée du convertisseur directif-passant L'anode et la cathode de la diode 24 sont respectivement connectées aux bornes 16 et 12 tandis que l'anode et la cathode de la diode 25 sont respectivement connectées aux bornes 17 et 11 La tendance pour le courant à continuer s'écoulant dans la même direction à travers l'enroulement 18, à l'instant o les transistors 14 et 15 sont connectés à l'état passant à l'état bloqué, se trouve ainsi maintenue En particulier, le courant s'écoulant à travers l'enroulement 18 de la, borne 16 à la borne 17 pendant que les transistors 14 et 15 sont polarisés dans le sens passant est maintenu par le chemin établi de la borne 17 à travers la diode 25, le condensateur 13 et la diode 24 en retour vers la borne 16 quand les transistors 14 et 15 commencent à être bloqués Les diodes 24 et 25 sont nécessaires parce que la tension induite aux bornes de l'enroulement 18 durant la remise au repos du noyau 23 tandis que les transistors 14 et 15 sont initialement bloqués, est d'amplitude suffisante pour inverser l'avalanche dans les jonctions des transistors 14 et 15 et éventuellement dans la jonction de la diode 31 Une telle inversion d'avalanche pourrait détruire les jonctions, notamment si la tension appliquée aux bornes Il et 12 est extraite d'un redresseur hors-ligne. Le circuit de sortie du convertisseur directif-passant comprend l'enroulement secondaire 26 du transformateur 19 pour coupler le courant induit dans cet enroulement, durant l'intervalle pendant lequel les transistors 14 et 15 sont polarisés dans le sens passant, à la charge 27 au moyen d'un redresseur demi-onde 28 et d'un filtre passe-bas 29 Le redresseur demi-onde 28 comporte une diode 31 ayant une anode connectée à la borne 32 de l'enroulement secondaire 26; la borne opposée 33 de l'enroulement secondaire 26 sans prise médiane est connectée à l'anode de la diode 34 qui fait partie du redresseur demi-onde 28 La borne 33 est maintenue à un potentiel de référence pour la charge 27, ce potentiel étant typiquement la terre Les cathodes des diodes 31 et 34 ont une connexion commune vers l'entrée du filtre passe-bas 29 Le filtre passe-bas 29 comporte typiquement une inductance d'arrêt 35 en série et un condensateur en shunt 36 connecté aux bornes de la charge 27. Pendant le demi-cycle au cours duquel le courant de charge est appliqué à l'enroulement 18 du transformateur grâce aux transistors 14 et 15, un courant est induit dans l'enroulement 26; ce courant R 53- 52795 -7 induit s'écoule dans la charge 27 grâce à la diode 31 et au filtre passe-bas 29 Pendant que le courant de décharge s'écoule de l'enroulement 18 du transformateur vers le condensateur 13 à travers les diodes 24 et 25, l'impédance connectée à l'enroulement secondaire 26 est effectivement en circuit ouvert Pendant que le courant de décharge dans l'enroulement primaire est en cours d'écoulement, le courant secondaire est continûment maintenu à travers la diode à "roue libre" 34 qui a également pour rôle de prévenir des tensions excessives et destructrices de se trouver couplé de l'inductance d'arrêt 35 à la charge 27 et à la diode 31. D'une façon typique, les transistors 14 et 15 sont activés dans les états de polarisation passant et bloqué à une fréquence d'au moins 10 k Hz et le noyau 23 est du type en ferrite avec un entrefer en air pour prévenir toute saturation prématurée. L'intervalle de polarisation en sens bloqué pour les transistors 14 et 15 doit être suffisamment long pour permettre au noyau 23 d'être désactivé dans sa condition initiale qui est la même au début de chaque cycle de charge, c'est-à-dire quand intervient la polarisation simultanée dans le sens passant des transistors 14 et 15 La tension développée aux bornes de la résistance de charge 27 est régulée en commandant le rapport "passant bloqué" du cycle des transistors 14 et 15. La condition initiale pour le noyau 23 correspond à un flux magnétique rémanent qui subsiste dans le noyau quand aucune force de magnétisation ne lui est appliquée par les enroulements qui lui sont associés, c'est-àdire quand le courant dans chacun des enroulements primaire 18 et secondaire 26 a une amplitude nulle. Le noyau 23 est en ferrite plutôt qu'en fer doux parce qu'à la fréquence de la base de temps 21, les noyaux en ferrite sont considérablement plus efficaces que les noyaux en fer doux Le noyau 23 doit aussi avoir un volume substantiel pour empêcher une saturation de flux continu lorsqu'un courant de faible amplitude est appliqué à l'enroulement 18 au moyen des transistors 14 et 15 par les bornes 11 et 12 de l'alimentation en puissance Il est nécessaire que le noyau 23 ait un entrefer en air-pour fournir un flux rémanent relativement faible dans le noyau quand le champ -8 - magnétique H est nul Si le flux rémanent este relativement élevé quand H est nul au départ de chaque intervalle, dans lequel le courant est appliqué à l'enroulement 18, il y a mauvaise utilisation de la partie utile de la courbe B-H du noyau décrite durant la charge et la décharge dudit noyau 23 Si un entrefer en air n'est pas employé, un noyau important doit être prévu avec de nombreuses spires pour former l'enroulement 18 afin de réaliser un changement utilisable dans le flux du noyau L'usage d'un grand nombre de spires pour l'enroulement 18 est indésirable à cause de l'inductance de fuites importantes qui est associée Ce problème est évité en utilisant des entrefers en air, car ces entrefers sont d'une dimension d'o résulte une énergie substantielle du courant de magnétisation qui n'est pas transmise à la charge; au contraire, l'énergie du courant magnétisant est couplée en retour au condensateur 13 à travers les diodes 24 et 25 quand les transistors 14 et 15 sont polarisés dans le sens bloqué Les exigences d'un courant magnétisant élevé pour le noyau 23 implique la nécessité de transistors de puissance 14 et 15 capables de supporter de forts courants de pointe De plus, les diodes 24 et 25 doivent être capables de supporter des courants de démagnétisation relativement élevés qui s'écoulent à travers elles quand les transistors 14 et 15 sont polarisés dans le sens bloqué. Conformément à la présente invention, le convertisseur directif-passant de la Fig 1 est modifié de façon que le volume du noyau de ferrite 23 soit effectivement réduit, que la dimension de l'entrefer en air dans le noyau soit effectivement accrue, que le courant que doivent supporter les diodes 24 et 25 soit réduit et que les exigences du courant de pointe pour les transistors 14 et soit réduite, et ceci pour des standards de puissance de charge identiques De plus, les ondulations de haute fréquence sur le condensateur d'alimentation en puissance 13 sont réduites parce que les grandeurs des courants à travers les diodes 24 et 25 durant la partie décharge de chaque cycle sont diminuées Le nombre de spires de l'enroulement primaire 18 se trouve réduit parce qu'un entrefer en air plus grand dans le noyau entraîne une densité de flux continu plus faible. c 53279 ú -9- Tous ces résultats avantageux sont obtenus simplement, en substituant au circuit sortie à redresseur demi-onde de la Fig 1, un circuit redresseur pleine-onde tel que représenté sur la Fig 2. En particulier, dans la Fig 2, le circuit d'entrée du convertisseur directif-passant est identique à celui représenté sur la Fig l et par suite comporte des bornes continues d'entrée Il et 12, un condensateur d'alimentation en puissance continue 13, des transistors de commutation 14 et 15, un enroulement primaire sans prise médiane 18 et des diodes 24 et 25 de même qu'une base de temps 21 (ayant une fréquence d'au moins 10 k Hz), tous ces composants étant connectés de la même manière que décrit en relation avec la Fig 1 à l'exception de la présence d'un circuit d'amortissement contenant en combinaison série la résistance 42 et le condensateur 43, combinaison en shunt sur l'enroulement primaire 18 Le circuit d'amortissement 41 empêche les transitoires de tension ayant un rôle destructeur d'être appliquées aux bornes d'émetteur et de collecteur des transistors 14 et 15 particulièrement quand ces transistors passent de l'état passant à l'état bloqué. Le circuit de sortie pour l'alimentation de la charge 27 est modifié de façon à comporter un enroulement secondaire -44 ayant des bornes de sortie opposées 45 et 46 et une prise médiane 47 Les bornes 45 et 46 sont connectées aux premières électrodes des diodes de puissance 48 et 49, celles-ci ayant leurs secondes électrodes connectées à une borne commune 51 qui est l'entrée du filtre passe-bas 29 dont la construction est identique à celle du filtre passe-bas de la Fig 1 La prise médiane 47 est connectée à la borne de terre de la charge 27, l'autre borne de cette charge étant connectée à une borne commune à l'inductance d'arrêt 35 et au condensateur 36-du filtre passe-bas 29. L'enroulement secondaire 44 est bobiné de façon à présenter une configuration bifilaire dans laquelle le segment de l'enroulement entre les bornes 45 et 47 s'étend dans une première direction sur le noyau de ferrite 40 et le segment de l'enroulement entre les bornes 47 et 46 s'étend dans une seconde direction sur le noyau, la borne 47 étant à une extrémité de l'enroulement sur le 2-532795 - noyau et les bornes 45 et 46 étant à l'autre extrémité de l'enroulement sur le noyau Les enroulements bifilaires entre les bornes 45-47 sont fortement couplés pour minimiser l'inductance de fuite de l'enroulement secondaire 44, d'o il résulte que les pointes de tension couplés aux diodes 48 et 49 de même qu'aux diodes 24 et 25 sont minimisées. L'enroulement secondaire 44 est shunté par un circuit d'amortissement comprenant la combinaison en série de la résistance 53 et du condensateur 54 Le circuit d'amortissement 52 empêche les pointes de tension d'être appliquées aux diodes 48 et 49 de même qu'aux jonctions émetteurcollecteur des transistors 14 et 15 aux instants d'ouverture et de fermeture des transistors et des diodes. Pour produire une tension continue positive aux bornes de la charge 27 par rapport à la prise médiane à la terre 47, les diodes 48 et 49 ont une polarité telle que leurs anodes soient connectées aux bornes 45 et 46 tandis que leurs cathodes sont connectées à la borne 51 Si toutefois une tension de sortie continue négative aux bornes de la charge 27 est désirée, la polarité des diodes 48 et 49 est inversée. Dans une situation typique du convertisseur de puissance continu-continu, la tension aux bornes de la charge 27 est plus faible que la tension aux bornes Il et 12 de l'alimentation en puissance continue A cette fin, le rapport du nombre de spires entre les enroulements 18 et 44 est égal ou supérieur à 1 Par suite, quand les diodes 24 et 25 sont conductrices pendant l'intervalle de blocage des transistors 14 et 15, les diodes écrgtent la tension entre les bornes 16 et 17 à une valeur maximale égale à la tension entre les bornes Il et 12 augmentée de la chute de tension dans le sens direct des redresseurs 24 et 25 (typiquement 0,7 volt) En réponse à la tension entre les bornes 16 et 17 qui chute au-dessous du niveau d'écretage, le circuit d'entrée de la Fig 1 devient essentiellement non conducteur, d'o il résulte que l'énergie stockée dans le noyau 40 en ferrite avec entrefer du transformateur est couplé à la charge 27 grâce au chemin existant de la borne 46, à travers la diode 49 et le filtre passe-bas 29, à la prise médiane à la terre 47. 11 - La base de temps 21 polarise dans le sens passant et simultanément, les transistors 14 et 15 pendant un intervalle pour activer le noyau 40 presque complètement mais pas tout à fait complètement jusqu'à la saturation à partir d'un flux rémanent associé au champ magnétique nul (H = 0) pour que le courant de. charge puisse s'écouler comme décrit dans la Fig 1 Un entrefer plus grand a pour résultat un courant magnétisant plus grand mais un à-coup de flux alternatif mieux utilisable avant la saturation. La base de temps 21 polarise simultanément dans le sens bloqué des jonctions émetteur-collecteur des transistors 14 et 15 pendant un intervalle suffisamment long pour permettre à toute l'énergie stockée dans le noyau 40 durant la période de charge immédiatement. précédente de se dissiper de façon qu'aucun courant ne s'écoule, ni dans l'enroulement primaire 18, ni dans l'enroulement secondaire 44 quand le blocage des transistors 14 et 15 est complet. La forme d'onde du courant dans le circuit d'entrée d'u-,. convertisseur directif-passant de l'art antérieur de la Fige 1 sur le fil 61 entre la borne 11 et une armature du condensateur 13 et le collecteur du transistor 14 est représenté sur la Fig 3 par la forme d'onde 62 Le courant dans l'enroulement 3 rk eoadaire26 sortant de la borne 32 est indiqué dans la Fig 3 par la forme d'onde 63 La forme d'onde 62 a une valeur initiale nulle suivie par un segment abrupte allant dans la direction positive 64, représentant le courant initial seécoulant à travers les jonctions émetteur-collecteur des transistors 14 et 15 vers l'enroulement primaire 18 La partie 64 de la forme d-tonde abrupte allant dans la direction positive est suivie par un segment de forme d'onde 65 de courant magnétisant allant dans la direction positive et de pente plus faible, avec une valeur finale positive Immédiatement avant que le noyau 23 soit activé jusqu'à saturation, les transistors 14 et 15 sont bloqués, ce qui produit une portion de forme d'onde abrupte 66 allant dans la direction négative L'énergie stockée dans le noyau 23 cause le passage d'un courant de la borne 17 à travers la diode 25 au fil 61 et de même, de la borne 12 à travers la diode 24 à la borne 16, ce courant étant représenté par la portion de forme d'onde 67 allant dans la direction négative Quand 253 Z 795 12 - la portion de forme d'onde 67 atteint une amplitude nulle o peu après, les transistors 14 et 15 sont de nouveau rendus passants et le cycle se répète Les transisistors 14 et 15 doivent supporter un courant de pointe relativement élevé qui subsiste à l'intersection entre les portions de forme d'onde 65 et 66; les diodes 24 et 25 doivent supporter le courant de pointe relativement élevé qui subsiste à l'intersection des portions de forme d'onde 66 et 67. Les portions de forme d'onde 64, 65 et 66 sont couplées à l'enroulement secondaire 26, ce qui a pour résultat l'obtention de la forme d'onde 63 du courant redressé en demi-onde La forme d'onde 63 comprend les segments 68 et 69 allant dans les directions positive et négative qui coïncident respectivement avec les segments de forme d'onde 64 et 66 La forme d'onde 63 comporte un segment 70 de valeur positive relativement constante entre les segments 68 et 69 Durant l'intervalle daifs lequel les transistors 14 et 15 sont polarisés dans le sens bloqué et remis au repos, un courant passe dans le circuit d'entrée du convertisseur directif-passant et virtuellement aucun courant ne passe dans l'enroulement secondaire 26 et par suite, la forme d'onde 63 comporte un segment nul 71 suivant le segment 69 Ce segment 71 se poursuit jusqu'à ce que les transistors 14 et 15 soient de nouveau polarisés dans le sens passant et à ce moment, un segment de forme d'onde 68 allant dans la direction positive est de nouveau obtenu. Les formes d'onde de courant pour le circuit de la Fig 2 diffèrent dans une mesure substantielle de celles qui sont associées à la Fig 1 et sont représentées par les formes d'onde 73-76 de la Fig 3 La forme d'onde 73 représente le courant qui passe dans la connexion 61 de la Fig 2; la forme d'onde 74 représente le courant qui passe dans la diode 48; la forme d'onde 75 représente le courant qui passe dans la diode 49; et la forme d'onde 76 représente le courant qui passe de la borne 51 à l'inductance 35. Durant l'intervalle dans lequel les transistors 14 et 15 sont passants, la forme d'onde 73 est identique à la forme d'onde 62. Cependant, immédiatement après que les transistors 14 et 15 aient été portés à l'état bloqué, comme indiqué par le segment 77 de la 32 21795 13 - forme d'onde 73, il y a une différence entre le courant passant dans les circuits d'entrée des diodes de commutation des Figs 1 et 2 En particulier, le segment de forme d'onde 77 a une valeur de pointe négative qui est d'amplitude considérablement plus faible que la valeur de pointe négative du segment de forme d'onde 66. Ceci est diu au fait que l'action d'écrêtage des diodes 24 et 25 dans le circuit de la Fig 2 se trouve réduite parce que la diode 49 est conductrice et fournit l'énergie stockée dans le noyau 40 à la charge 27 La valeur de pointe négative plus faible de l'amplitude, du segment de forme d'onde 77 comparativement au segment de forme d'onde 66 fait que les diodes 24 et 25 du circuit de la Fig 2 n'ont besoin que d'une aptitude à supporter des courants de pointe, considérablement plus basse que les diodes 24 et 25 du circuit de la Fig 1 A cause du chemin à basse impédance de la diode 49 à la charge 27, le segment de forme d'onde 78 allant dans la direction positive effectue un retour à zéro plus rapide que le segment de forme d'onde 67. La forme d'onde 74 a virtuellement la même forme que la forme d'onde 63, résultat attendu puisque les circuits équivalents des Figs 1 et 2 pour l'enroulement secondaire pendant l'intervalle dans lequel les transistors 14 et 15 sont polarisés dans le sens passant, sont les mêmes. Le courant s'écoule à travers la diode 49 durant l'intervalle dans lequel les transistors 14 et 15 sont bloqués, comme indiqué par la forme d'onde 75 La forme d'onde 75 comprend un segment 79 allant dans la direction positive relativement abrupte et qui se produit durant l'intervalle dans, lequel le segment de forme d'onde 77 a une valeur négative Quand le segment de forme d'onde 79 est complet, le courant à travers la diode 49 décroft vers le bas jusqu'au niveau O comme indiqué dans le segment de forme d'onde 80 qui a une pente déterminée par l'impédance entre les bornes 46 et 47 Durant l'intervalle du segment de forme d'onde 80, l'énergie stockée dans le noyau 40 est couplée à la charge 27 par le moyen de la portion de-l'enroulement secondaire 44 entre les bornes 46 et 47 et le circuit comportant la diode 49 et le filtre passe-bas 29. Quand le segment de forme d'onde 80 atteint une valeur nulle ou 14 - peu après, les transistors 14 et 15 sont de nouveau simultanément activés dans l'état passant et le cycle se répète Une commande pour la tension aux bornes de la charge 27 est prévue en faisant varier le temps entre la fin du segment de forme d'onde 80 et la prochaine polarisation dans le sens passant des transistors 14 et 15. Les courants passant à travers les diodes 48 et 49 sont combinés à la borne 51 pour produire la forme d'onde 76 La forme d'onde 76 comporte un bord initial abrupte 82 allant dans la direction positive ayant une forme identique à celle correspondant au bord d'attaque 83 de la forme d'onde 74 A la suite du bord 82, la forme d'onde 76 comporte une portion de forme d'onde relativement constante 84 ayant la même amplitude que la portion correspondante 85 de la forme d'onde 74 A la fin du segment de forme d'onde 84, la forme d'onde 76 comporte un segment 86 allant dans la direction négative suivi par un segmient 87 allant dans la direction positive, à son tour suivi par un segment 88 allant dans la direction négative Les segments de forme d'onde 86, 87 et 88 proviennent des transitoires de commutation associés avec la portion 89 allant dans le sens négatif de la forme d'onde 74 qui intervient en réponse au blocage des transistors 14 et 15, à la portion 79 allant dans le sens positif de la forme d'onde 75 et au courant transitoire qui circule dans le filtre passe-bas 29 Après le segment de forme d'onde 88, la forme d'onde 76 comporte un segment de forme d'onde 90, allant dans le sens négatif et ayant une forme sensiblement la même que celle du segment de forme d'onde de la forme d'onde 75. Bien que l'on ait décrit et représenté une réalisation spécifique de l'invention, il est clair que des changements de détail dans la réalisation spécifiquement illustrée et décrite peuvent 9 tre apportés sans se départir de l'esprit et du domaine de l'invention tels que définis dans les revendications en appendice. - R E V E N D I C A T I 0 N S l Convertisseur continu-continu comprenant un transformateur ayant un enroulement primaire, un enroulement secondaire avec prise médiane et un noyau,, un premier et un second transistors ayant un premier et un second intervalles émetteur collecteur, respectivement connectés en série entre les première et seconde bornes d'une alimentation en puissance continue et les première et seconde bornes de l'enroulement primaire, des premiers moyens de redressement par diodes connectés entre la première borne de l'alimentation en puissance continue et la seconde borne de l'enroulement primaire, des seconds moyens de redressement par diodes connectés entre la seconde borne de l'alimentation en puissance continue et la première borne de l'enroulement primaire, un filtre passe-bas de sortie, des moyens pour polariser simultanément et sélectivement dans le sens passant les intervalles émetteur-collecteur des premier et second transistors et pour polariser simultanément et sélectivement dans le sens bloqué les intervalles émetteur-collecteur des premier et second transistors de façon que, ( 1) pendant que les intervalles émetteur-collecteur des premier et second transistors sont simultanément polarisés dans le sens passant, un courant s'écoule dans une première direction entre la première et la seconde bornes de l'alimentation en puissance continue à travers (a) l'enroulement primaire ( 18) et (b) les intervalles émetteur- collecteur des premier et second transistors ( 14, 15), et que, ( 2) pendant que les intervalles émetteur-collecteur des premier et second transistors sont simultanément polarisés dans le sens bloqué, un courant s'écoule dans une seconde direction entre la première et la seconde bornes de l'alimentation en puissance continue à travers (c) l'enroulement primaire ( 18) et (d) les premier et second moyen de - redressement par diodes ( 24, 25) ledit convertisseur étant caractérisé en ce qu'il comprend en outre: des troisième et quatrième moyens de redressement par diodes ( 48, 49) ayant des électrodes semblables respectivement connectées 16 - à la première et seconde bornes ( 44, 45) de l'enroulement secondaire ( 44), les autres électrodes des troisième et quatrième moyens de redressement par diodes étant connectées à l'une des bornes d'une charge ( 27) à travers le filtre passe-bas de sortie ( 29), l'autre borne de la charge étant connectée à la prise médiane ( 47) de façon que, ( 1 ') pendant que les intervalles émetteur-collecteur des premier et second transistors sont simultanément polarisés dans le sens passant, un courant s'écoule entre la première borne et la prise médiane de l'enroulement secondaire à travers (a') le filtre passe-bas ( 29) et (b') les troisièmes moyens de redressement par diodes et les bornes de la charge dans une première direction et que, ( 2 ') pendant que les intervalles émetteur-collecteur des premier et second transistors sont simultanément polarisés dans le sens bloqué, un courant s'écoule entre la seconde borne, et la prise médiane de l'enroulement secondaire à travers (c') les quatrièmes moyens de redressement par diodes ( 49) et (d') le filtre passe-bas ( 29), les bornes de la charge dans la même première direction; et que les intervalles émetteur-collecteur des premier et second transistor sont polarisés dans le sens bloqué pendant un intervalle de temps assez long pour permettre à toute l'énergie fournie par le noyau durant l'intervalle immédiatement précédent dans lequel les intervalles émetteur-collecteur des premier et second transistors étaient dans le sens passant, d'être couplés aux enroulements primaire et secondaire pendant l'intervalle de blocage. 2 Convertisseur conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que le rapport du nombre de spires des enroulements primaire ( 18) et secondaire ( 44) est tel que le courant circule de l'enroulement primaire vers les bornes de l'alimentation en puissance continue seulement durant une petite partie de l'intervalle de polarisation dans le sens bloqué en réponse aux tensions sur les première et seconde bornes de l'enroulement primaire, ces tensions étant écrêtées à certains niveaux par le premier et second moyens de redressement par diode ( 24, 25), ce qui empêche qu'un courant supplémentaire ne s'écoule vers les bornes 17 - d'alimentation en puissance durant le reste de l'intervalle de polarisation dans le sens bloqué après expiration d'une petite partie de cet intervalle de polarisation dans le sens bloqué d'o il résulte que sensiblement tout le flux de courant du transformateur durant le reste de l'intervalle de polarisation dans le sens bloqué traverse la charge à travers le quatrième moyen de redressement par diodes. 3 Convertisseur conforme à la revendication 2, caractérisé en ce que le noyau est un noyau de ferrite à entrefer et que les transistors sont polarisés dans le sens passant et dans le sens bloqué à une fréquence d'au moins 10 k Hz. 4 Convertisseur conforme à l'une quelconque des revendications 1, 2 ou 3 caractérisé en ce que la période pendant laquelle les premier et second transistors sont polarisés dans le sens passant est telle que la densité'de flux du noyau va d'un état de rémanence qui subsiste pour un champ magnétique nul en réponse'à un flux de courant nul dans les enroulements, à une densité de flux moindre que la densité de flux associée à la saturation du noyau. Convertisseur conforme à l'une quelconque des revendications 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que l'enroulement secondaire est bobiné en bifilaire et que les segments bifilaires de l'enroulement secondaire sont couplés de façon serrée l'un à l'autre. 6 Convertisseur conforme à la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit d'amortissement formé d'une résistance et d'un condensateur en série connectés aux première et seconde bornes de l'enroulement primaire pour protéger les jonctions émetteur-collecteur des premier et second transistors quand elles sont polarisées dans le sens bloqué. 7 Convertisseur conforme à l'une quelconque des revendications 1 ou 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit d'amortissement formé d'une résistance et d'un condensateur en série connectés aux première et seconde bornes de l'enroulement secondaire pour protéger les jonctions émetteur-collecteur des premier et second transistors quand ils sont polarisés dans le sens bloqué. Z 532795 ' 18 - 8 Convertisseur continu-continu comprenant un transformateur ayant un enroulement primaire, un enroulement secondaire avec prise intermédiaire et un noyau magnétique, un circuit d'entrée de convertisseur directif passant connecte entre une source d'entrée de courant continu et l'enroulement primaire, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un redresseur pleine-onde connecté entre les bornes de l'enroulement secondaire, et la prise de l'enroulement secondaire et une charge à courant continu.