Brevet FR2524747A1 — publié le 19831007

i 2524747 La présente invention se rapporte généralement à des circuits réglables de creusement de signaux, et en parti- culier à de nouveaux circuits de creusement d'un type réglable permettant le contrôle du niveau du creusement, avec l'enlèvement du coeur du signal obtenu avec précision à un certain nombre de niveaux différents de creusement. Le creusement d'un signal (c'est-à-direl'enlèvement d'un "coeur" du signal proche de l'axe, par le traitement du signal avec un moyen de translation présentant une caractéristique de transfert avec une zone morte pour des excursions du signal proches de l'axe) est une fonction connue de traitement de signaux, à laquelle on a occasionnellement recours dans des buts de réduction du bruit, comme cela est expliqué, par exemple, dans un article de J P Rossi, intitulé "Digital Techniques for Reducing Television Noise", paru aux pages 134-140 de l'édition de Mars 1978 du Journal SMPTE Dans certaines utilisations d'un circuit de creusement, il peut être souhaitable d'avoir une possibilité pour ajuster le niveau du creusement à effectuer Cette possibilité peut permettre un ajustement manuel du niveau de creusement (comme cela est montré par exemple dans un article de R.H McMann et autres, intitulé "Improved Signal Processing Techniques for Color Television Broadcasting" paru aux pages 221-228 de l'édition de Mars 1968 du Journal SMPTE), ou peut permettre un ajustement dynamique du niveau de creusement (comme cela est indiqué par exemple dans le brevet US No 4 167 749 au nom de Burrus, o un niveau de creusement varie en fonction du niveau du bruit détecté comme accompagnement d'un signal vidéo). La présente invention concerne un circuit de creuse- ment d'un type permettant l'ajustement du niveau de creuse- ment, mais quiévite la nécessité d'éléments capacitifs dans sa structure, et qui puisse être facilement et efficace- ment réalisé sous une forme de circuit intégré Dans l'utilisation d'un tel circuit de creusement, l'extrémité du niveau minimum de creusement de l'ajustement du niveau de creusement peut permettre un niveau résiduel défini de creusement. Selon les principes de l'invention, un signal à creuser est applique à l'entrée d'un moyen de translation linéaire de signaux et à l'entrée d'un moyen de translation non linéaire de signaux, ce dernier comprenant un amplifi- cateur limiteur à plusieurs étages pour développer une version doublement limitée des signaux, et présentant un gain total sensiblement égal au gain présenté par le moyen de translation linéaire de signaux L'amplificateur limiteur comprend des premier et second étages amplifica- teurs de signaux qui sont couplés en cascade dans des buts d'amplification de signaux Un moyen de combinaison de signaux, répondant aux sorties des deux moyens de transla- tion, développe une version creusée des signaux correspon- dant à la différence entre une version linéairement transla- tée des signaux et une version limitée des signaux Pour obtenir un ajustement du niveau de creusement, des moyens sont couplés aux étages amplificateurs en cascade de l'amplificateur limiteur pour modifier la distribution du gain entre eux sensiblement sans perturbation du gain total de l'amplificateur limiteur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les étages amplificateurs en cascade de l'amplificateur limiteur comprennent des amplificateurs différentiels respectifs, chacun dérivant son courant de fonctionnement du collecteur d'un transistor respectif formant source de courant Les trajets base-émetteur des transistors respectifs formant sources de courant, sont connectés en série à une source commune de polarisation La variation d'une impédance variable en courant continu qui est connectée en shunt avec le trajet base-émetteur de l'un des transistors formant sources de courant effectue le contrôle souhaité du niveau de creusement A titre d'exemple, l'impédance variable en courant continu comprend le trajet collecteur-émetteur d'un premier transistor de commande ayant une jonction base-émetteur polarisée de façon réglable. 3 2524747 Dans un exemple d'utilisation de la présente invention, le signal qui est soumis à un creusement réglable est un signal d'accentuation dérivé de la composante de luminance d'un signal de télévision pourune utilisation dans l'accentua- tion d'un détail horizontal dans la reproduction d'une image Dans un tel usage de l'invention, le signal d'accen- tuation creusé de façon réglable est avantageusement ensuit soumis à l'action d'un système de réglage automa- tique d'accentuation en boucle fermée afin d'empêcher sensiblement les ajustements du niveau d'accentuation d'avoir des effets non souhaitables sur le niveau de l'accen- tuation obtenue. Selon une autre modification de l'invention, le système ci-dessus décrit de creusement peut permettre d'obtenir automatiquement l'extinction de l'action de creusement à l'extrémité du niveau de creusement minimum de la plage de réglage du niveau de creusement. Dans cette modification, le système de réglage du niveau de creusement utilise un second transistor de commande en plus du premier transistor de commande ci- dessus décrit, les transistors respectifs de commande ayant des types opposés de conductivité L'émetteur du second transistor de commande est connecté à la base de l'un des transistors formant sourcesde courant de l'ampli- ficateur limiteur et le trajet émetteur-collecteur du second transistor de commande est shunté à travers la combinaison en série des trajets baseémetteur des deux transistors formant sources de courant La base du second transistor de commande est rendue sensible à la même tension de réglage du niveau de creusement que celle utilisée pour polariser de façon réglable le premier transistor de commande Sur une grande partie de la plage de réglage du niveau de creusement, la jonction base-émet- teur du second transistor de commande est polaxisée en inverse Dans de telles circonstances, le second transistor de commande est coupé et l'opération de creusement réglable n'est pas affectée A proximité de l'extrémité minimum du niveau de creusement de la plage de réglage du niveau de creusement cependant, le trajet base-émetteur du second transistor de commande se trouve polarisé en direct Une forte conduction du second transistor de commande lorsque l'extrémité minimum du niveau de creuse- ment de la plage de réglage du niveau du creusement est atteinte produit une inhibition de l'amplificateur limiteur, permettant l'extinction de l'action de creusement. L'invention sera mieux comprise et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparal- tront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés unquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 illustre par un schéma bloc, un circuit de creusement selon la présente invention; la figure 2 illustre, partiellement schématiquement et partiellement sous forme de schéma bloc, un exemple d'une mise en oeuvre du circuit de creusement de la figure 1 pour obtenir un creusement réglable d'un signal d'accentuation dans un téléviseur; et la figure 3 illustre, sous forme de schéma bloc, un système de réglage automatique d'accentuation avec lequel le dispositif de la figure 2 peut avantageusement être associé. Dans le système de la figure 1, les signaux d'une source 11 sont appliqués aux entrées d'un amplificateur linéaire 13 et d'un amplificateur limiteur 15 à plusieurs étages La grandeur du gain total (+ G 1) produit par l'amplificateur limiteirà plusieurs étages 15 est égale à la grandeur du gain (-G 1) de l'amplificateur linéaire 13. Les sorties des amplificateurs respectifs sont en relation d'opposition de phase, l'amplificateur linéaire 13 par exemple, produisant une inversion de phase nette tandis que l'amplificateur limiteur 15 ne l'inverse pas. La sortie de l'amplificateur linéaire 13 est une version translatée linéairement des signaux d'entrée, tandis que l'amplificateur limiteur 15 sert de moyen de translation non linéaire de signaux produisant une version doublement écrêtée des signaux reçus L'addition des sorties des amplificateurs respectifs 13, 15 est effectuée par un moyen de combinaison de signaux 17 pour former une version creusée des signaux d'entrée pour application à un circuit 19 d'utilisation de signaux. La forme d'onde des signaux creusés appliqués au circuit d'utilisation 19 correspond à la forme d'onde des signaux reçus moins le "coeur" central proche de l'axe, qui a été retiré par annulation dans le moyen de combinaison 17. La distribution du gain entre les étages en cascade de l'amplificateur limiteur 15 à plusieurs étages est soumise à un ajustement par un circuit 23 de réglage de la distribution du gain, en réponse à une tension de réglage ou de commande développée par une source de tension de réglage de creusement variable 21, sensiblement sans perturber le gain total de l'amplificateur limiteur 15. Une technique pratique pour changer ainsi la distribution du gain entre des étages en cascade de l'amplificateur à plusieurs étages est révélée, par exemple, dans la demande de brevet US intitulée "Amplifier Incorporating Gain Distribution Control For Cascaded Amplifying Stages" No 363 869 déposée le 31 Mars 1982. Tandis que la distribution du gain entre les étages d'entrée et de sortie en cascade de l'amplificateur 15 est modifiée en réponse à une variation de la tension de réglage appliquée par la source 21, la grandeurrelative du coeur qui est soumis à un enlèvement dans le moyen de combinaison 17 change En effet, la profondeur ou le niveau de creusement des signaux d'entrée est ajusté en réponse à une variation de la tension de réglage de creusement Un changement de distribution du gain qui augmente le gain de l'étage d'entrée a pour résultat un écrêtage par l'étage de sortie qui est plus proche de l'axe, et réduit ainsi le niveau de creusement Inversement, un changement de distribution du gain qui diminue le gain de 6 2524747 l'étage d'entrée augmente le niveau de creusement Le maintien du gain total de l'amplificateur 15 a une valeur sensiblement constante par rapport aux changements de distribution de gain garantit cependant la relation de correspondance entre les-parties des formes d'ondes des entrées du moyen de combinaison 17 qu'il faut pour une annulation précise afin de produire un creusement au niveau choisi. Sur la figure 2, un exemple d'un mode de réalisation du système de creusement de la figure 1 est illustré en détail schématique, qui accomplit la fonction de creuse- ment réglable d'un signal d'accentuation horizontale dans un téléviseur Dans le mode de réalisation de la figure 2, un amplificateur différentiel 40 sert d'amplificateur linéaire du système de la figure 1, et les amplificateurs différentiels 50 et 60 servent d'étages d'entrée et de sortie en cascade de l'amplificateur limiteur à plusieurs étages du système de la figure 1. Pour développer le signal d'accentuation qui doit être traité par un montage selon les principes de lalrésente invention, la sortie d'une source 25 de signaux de lumi- nance (par exemple dans un usage dans un téléviseur couleur, constituée par le signal de luminance à la sortie du filtre en peigne du téléviseur), est reliée par une résistance 27 à la borne d'entrée (L) d'une ligne à retard 29 A titre d'exemple, la ligne à retard 29 est un disposi- tif sur bande large qui présente une caractéristique de phase linéaire sur la plage des fréquences occupée par les signaux de la source 25 (par exemple s'étendant jusqu'à 4,O M Hz), et qui produit un retard du signal de 140 nano- secondes L'extrémité d'entrée de la ligne à retard 29 est terminée (par exemple à l'aide de la résistance 27) en une impédance sensiblement adaptée à son impédance caractéristique, tandis que l'extrémité de sortie de la ligne à retard (à la borne L') est mal terminée pour obtenir un effet réfléchissant Les signaux apparaissant aux extrémités respectives de la ligne à retard 29 sont ainsi 7 2524747 (a) un signal de luminance une fois retardé à la borne L', et (b) la somme d'un signal de luminance non retardé et d'un signal de luminance deux fois retardé à la borne L. La différence entre les signaux respectifs aux bornes L et L' correspond à un signal approprié d'accentuation horizontale pour addition au signal de luminance afin d'améliorer son détail horizontal (en augmentant efficace- ment les composantes de luminance dans une plage de fré- quencesde 1,75 M Hz à 5,25 M Hz, points à -6 db, avec une augmentation maximum à 3,5 M Hz). Un amplificateur différentiel 40, recevant les signaux des bornes L et L' à ses entrées différentielles respecti- ves, forme un canal d'amplification linéaire pour un tel signal d'accentuation L'amplificateur 40 comprend deux transistors 41, 43 du type NPN avec des émetteurs inter- connectés ramenés à un point de potentiel de référence (comme la masse) par le trajet collecteur-émetteur d'un transistor 45 formant source de courant du type NPN en série avec la résistance d'émetteur 46 La base du transis- tor 45 est connectée à la borne positive (+ 1,2 volts) d'une source d'alimentation en potentiel de polarisation pour établir un courant souhaité de fonctionnement pour l'amplificateur 40. Les signaux de la borne L' sont appliqués à la base du transistor 41 par le trajet base-émetteur d'un transis- tor 34 du type NPN monté en émetteur suiveur et une résistance de couplage en série 36 Le collecteur du transistor 34 est directement connecté à la borne positi- ve (+Vcc) d'une source d'alimentation en courant de fonctionnement, tandis que l'émetteur du transistor 34 est ramené à la masse par le trajet collecteur-émetteur d'un transistor 35 formant source de courant (dont la base est connectée à la borne d'alimentation de polarisation à + 1,2 V) en série avec la résistance d'émetteur 26 Les signaux de la borne L sont appliqués à la base du transis- tor 43 par le trajet base-émetteur d'un transistor 30 du type NPN monté en émetteur-suiveur et une résistance de couplage en série 32 Le collecteur du transistor 30 est directement connecté à la borne d'alimentation +Vcc, tandis que l'émetteur du transistor 30 est ramené à la masse par le trajet collecteur-émetteur d'un transistor 31 formant source de courant (dont la base est connectée à la borne d'alimentation de polarisation à + 1,2 V) en série avec la résistance d'émetteur 28 Tandis que des connexions directes sont illustrées entre les bornes respectives L, L' et les bases des transistors 30, 34 en émetteur suiveur, des émetteurs suiveurs supplémentaires (non représentés)peuvent avantageusement être interposés dans les connexions respectives pour augmenter les impédances présentées aux bornes respectives. Une résistance 38 interconnecte les bases des transistors 41, 43 et elle coopère avec les résistances de couplage 36, 32 pour introduire un certain degré d'atténuation des signaux d'entrée qui garantit que la différence maximum entre les potentiels de base sera dans la plage linéaire de traitement de signaux de l'amplifica- teur 40 Les collecteurs respectifs des transistors 41 et 43 sont liés à la borne positive d'une source d'alimenta- tion en potentiel de fonctionnement par des charges respectives (non représentées) qui sont partagées par les sorties de l'amplificateur limiteur Les courants respectifs de collecteur des transistors 41 et 43 varient selon les versions en opposition de phase des signaux d'accentuation. L'amplificateur différentiel 50, recevant les signaux des bornes L et L' à ses entrées différentielles respecti- ves, sert d'étage d'entrée d'ui ampliff Loateur limiteur formant un canal d'amplification non linéaire pour le signal d'accentuation L'amplificateur 50 comprend deux transistors 51, 53 du type NPN avec des émetteurs interconnectés qui sont ramenés à la masse par le trajet collecteur-émetteur d'un transistor 55 formant source de courant du type NPN Les signaux de la borne L', apparaissant à la sortie du transistor 34 en émetteur- suiveur, sont appliqués à la base du transistor 51 par une résistance de couplage en série 37 Les signaux de la borne L, apparaissant à la sortie du transistor en émetteur-suiveur 30 sont appliqués à la base du transistor 53 par une résistance de couplage en série 33 Une résistance 39 relie les bases des transistors 51 et 53. L'atténuation des signaux d'entrée produite par le réseau des résistances 37, 39, 33 est plus faible que l'atténua- tion produite par le réseau d'amplificateur linéaire ( 36, 38, 32) et permet à l'oscillation maximum du signal entre les bases de dépasser la plage linéaire de traitement de signaux de l'ampli-Ocateur 50. Les collecteurs des transistors 51 et 53 sont indivi- duellement connectés par des résistances respectives de charge ( 57, 59) à la borne positive (+ 4,0 V) d'une source d'alimentation au potentiel de fonctionnement Des signaux d'accentuation en opposition de phase (avec les excursions maximum écrêtées) apparaissent dans les résistances respectives de charge 57 et 59. L'amplificateur différentiel 60, servant d'étage de sortie de l'amplificateur limiteur et produisant un plus ample écrêtage des signaux d'accentuation, comprend deux transistors 61 et 63 du type NPN dont les émetteurs sont connectés aux collecteurs d'un transistor 65 formant source de courant L'émetteur du transistor 65 est ramené à la masse par le trajet base-émetteur du transistor 55 formant source de courant La base du transistor 61 est directement connectée au collecteur du transistor 51 de l'étage d'entrée, tandis que la base du transistor 63 est directement connectée au collecteur du transistor 53 de l'étage d'entrée. Le collecteur du transistor 61 est directement connecté au collecteur du transistor 41 de l'amplificateur linéaire donc les courants additionnés de collecteur des transistors 41 et 61 forment un courant de signal d'accen- tuation creusé (Ip') Le collecteur du transistor 63 est directement connecté au collecteur du transistor 43 de l'amplificateur linéaire donc les courants additionnés de collecteur des transistors 43 et 63 forment un courant de signal d'accentuation creusé Ip (en opposition de phase avec Ip'). Une résistance 66 est connectée entre la borne positive (+ 3,2 V) d'une source d'alimentation au potentiel de polarisation et l'anode d'une diode 67, dont la cathode est directement connectée à l'anode d'une seconde diode 68. La cathode de la diode 68 est directement connectée à la masse, donc les deux diodes 67, 68 sont polarisées en direct par la source d'alimentation au potentiel de polarisation. L'anode de la diode 67 est directement connectée à la base du transistor 65 formant source de courant, donc la tension apparaissant dans la paire de diodes ( 67, 68) est appliquée auxtrajetsbase-émetteur en série destransistors formant sources de courant 65, 55, pour polariser en direct leurs jonctions base-émetteur. Le collecteur d'un transistor supplémentaire 71 du type NPN est directement connecté à la base du transistor 55. L'émetteur du transistor 71 est directement connecté à la masse, mettant le trajet collecteur-émetteur du transistor 71 directement en shunt avec le trajet base-émetteur du transistor 55 formant source de courant de l'étage d'entrée. Une borne d'entrée de tension de réglage de creusement CC est connectée à la base d'un transistor 75 du type NPN monté en émetteur-suiveur (dont le collecteur est directe- ment connecté à la borne d'alimentation à +Vcc) L'émetteur du transistor 75 est connecté par une résistance 73 à la base du transistor 71 et à l'anode d'une diode 72 La cathode de la diode 72 est directement connectée à la masse, ce qui met la diode 72 directement en shunt avec le trajet base-émetteur du transistor 71 Une tension positive de réglage de creusement appliquée à la borne CC règle la polarisation du transistor 71 pour faire varier la conductance de son trajet collecteur-émetteur et ajuster ainsi le niveau de creusement atteint dans le courant du signal de sortie Ip et Ip'. Il 2524747 Un transistor de commande 69 du type PNP est disposé avec son émetteur directement connecté à la base du transistor 65 formant source de courant Le collecteur du transistor 69 est ramené directement à la masse, ce qui met le trajet émetteur-collecteur du transistor 69 directement en shunt avec la combinaison en série des trajets base- émetteur des deux transistors formant sources de courant 65, 55 La base du transistor 69 est directe- ment connectée à la borne d'entrée de tension de réglage de creusement CC. La source de tension de réglage de creusement est illustrée sur les dessins comme un potentiomètre à réglage manuel 21, dont la prise réglable est directement connectée à la borne CC et dont les bornes d'extrémité fixes sont connectées respectivement à la borne positive (+V) d'une source de tension continue et à sa borne négative à la masse A titre d'exemple, le potentiel à la borne +V est considérablement plus important que le potentiel ( 2 Vbe) développé dans la combinaison en série des diodes 67, 68 Ainsi, la jonction base-émetteur du transistor 69 du type PNP reste polarisée en inverse sur une grande partie de la plage dajusitwent-Se la prise (quand le potentiel de réglage choisi par la prise dépasse le potentiel de 2 Vbe) La tension variable de réglage de creusement peut également être produite par une source de réglage dynamique (comme dans le brevet de Burrus ci-dessus mentionné, par exemple) Sur la grande partie de la plage d'ajustement, le transistor de commande 69 du type PNP est coupé, et le fonctionnement du système réglable de creusement est tel qu'indiqué immédiatement ci-après. Le trajet base-émetteur du transistor 65 forme un diviseur de tension avec la combinaison enparallèle de (a) le trajet base-émetteur du transistor 55, et (b) le trajet collecteur-émetteur du transistor 71, pour effectuer une division de la tension de polarisation apparaissant dans les diodes en série 67, 68, le rapport 12 2524747 de division dépendant de la conductance du transistor de commande 71 du type NPN Quand l'impédance en shunt présentée par le transistor 71 diminue (du fait d'une augmentation de la tension de réglage de creusement), la tension base-émetteur (Vbe)du transistor 55 formant source de courant diminue, accompagnée d'une augmentation complémentaire de la tension base-émetteur du transistor formant source de courant Quand l'impédance en shunt présentée par le transistor 71 augmente (du fait d'une diminution de la tension de réglage de creusement), le Vbe du transistor 65 augmente,-accompagné d'une diminution complémentaire du Vbe du transistor 65. La variation de la tension de réglage de creusement a ainsi pour conséquence une intxduction de variations complémentaires des-courants de fonctionnement des amplifi- cateurs différentiels 50 et 60 et par conséquent des varia- tions complémentaires des gains respectifs des deux étages en cascade de l'amplificateur limiteur Avec une variation de l'impédance en courant continu présentéepar le transis- 'tor 71 ayant un effet négligeable sur la tension de pola- risation apparaissant entre les diodes 67, 68, le gain total de l'amplificateur limiteur, proportionnel au produit des grandeurs des courants respectifs des étages reste sensiblement non perturbé tandis que la distribution du gain entre les étages respectifs varie Pour la préci- s sion du creusement, cette grandeur non perturbée du gain total est établie de façon que lesgainsdes canaux respec- tifs non linéaire et linéaire d'amplification soient sensiblement identiques. Un changement de distribution de gain (provoqué par une diminution de la tension de réglage de creusement) qui élève le gain de l'étage d'entrée ( 50) a pour résultat un écrêtage, par l'étage de sortie ( 60) qui est plus proche de l'axe, et réduit ainsi le niveau de creusement. Inversement, un changement de distribution du gain (provoqué par une augmentation de la tension de réglage de creusement) qui abaisse le gain de l'étage d'entrée 13 2524747 augmente le niveau de creusement. Tandis que la position de la prise réglable s'approche de la borne extrême à la masse du potentiomètre 21 cependant, la polarisation de la jonction base-émetteur du transistor de commande 69 du type PNP passe vers la direction directe et une conduction dans le trajet émetteur- collecteur du transistor 69 se produit A l'extrémité de la plage de réglage qui met la prise au potentiel de la masse, cette conduction est suffisamment importante pour avoir pour résultat une coupure des transistors 65, 55 formant sources de courant, et une extinction conséquente du creusement des signaux d'accen- tuation horizontale. La.figure 3 illustre un dispositif supplémentaire de traitement de signaux avec lequel le moyen de creusement de signaux d'accentuation de la figure 2 peut avantageuse- ment être associé Sur la figure 3, les signaux d'accentua- tion creusés (push-pull) (Ip et Ip') à la sortie du système de la figure 2 sont appliqués en tant qu'entrées à un amplificateur 101 de signaux d'accentuation à gain réglé L'amplificateur 101 translate les signaux d'accentua- tion creusés avec un gain (d'atténuation) qui est déterminé par une tension de réglage appliquée à la borne de réglage d'accentuation PC. Les sorties en push-pull de l'amplificateur 101 sont additionnées aux sorties en push-pull d'un amplificateur de signaux de luminance, répondant aux signaux retardés de luminance à la borne L' (figure 2), dans un moyen de combinaison de signaux 103 pour former des versions en push-pull d'un signal accentué de luminance pour application à un amplificateur 107 de signaux accentués de luminance L'amplificateur 107 convertit les signaux accentués en push-pull de luminance qu'il reçoit en une forme asymétrique à la borne de sortie 0, d'o le signal accentué de luminance peut être appliqué par exemple à des circuits formant matrice du téléviseur couleur pour combinaison à des signaux respectifs de différence de couleurs. La sortie de l'amplificateur 107 est également appliquée à l'entrée d'un amplificateur passe-bande 109 pour réglage automatique de l'accentuation Présentant à titre d'exemple une bande passante d'une largeur d'environ 1 M Hz centrée sur une fréquence d'environ 2 M Hz, l'amplificateur 109 délivre les composantes du signal accentué de luminance se trouvant dans sa bande passante à un détecteur de crête 110 qui développe une tension de 1 o réglage proportionne Leàl'amplitude des composantes délivrées Cette tension de réglage est appliquée à la borne PC pour régler la grandeur des signaux d'accentuation appliqués au moyen de combinaison 103 dans un sens s'oppo- sant auxchangements de l'amplitude desdites composantes délivrées On peutse référer à la demande de brevet US No 310 139 déposée le 9 Octobre 1981 pour une explication plus détaillée du fonctionnement d'un tel système de réglage automatique de l'accentuation, et des exemples d'un montage avantageux pour la mise en oeuvre des fonctions des éléments 101, 103, 105, 107, 109 et 110 (ainsi que l'association d'un réglage manuel d'accentuation). L'avantage de l'association du dispositif de la figure 3 au système de creusement réglable de la figure 2 réside dans le fait que l'on peut sensiblement éviter tout effet néfaste sur le niveau d'accentuation lorsque le niveau de creusement est ajusté Pour illustrer ce point, on considère, par exemple, qu'un changement de la tension de réglage de creusement est effectué pour aug- menter le niveau de creusement afin d'augmenter l'enlève- ment des composantes de bruit du signal d'accentuation à la sortie du système de la figure 2 Un tel enlèvement plus important du coeur est accompagné, en conséquence, d'une réduction de l'amplitude des composantes retenues du signal d'accentuation dans les sorties Ip et Ip' Le système de réglage automatique de l'accentuation de la figure 3 cependant, aura tendance à s'opposer à tout affaiblissement des effets d'accentuation qu'une telle 2524747 réduction d'amplitude peut autrement provoquer par introduction d'un changement de compensation dans le gain de l'amplificateur 101. On donne ci-après un exemple de valeurs pour les paramètres du circuit du système de la figure 2: Résistances 26, 28 2 kilohms Résistance 27 680 ohms Résistances 32,36 2,4 kilohms Résistances 33,37 470 ohms Résistance 38 1000 ohms Résistance 39 4,7 kilohms Résistances 46,57,59 500 ohms Résistance 66 13,3 kilohms Résistance 73 25 kilohms Potentiel (+Vcc) 11,2 volts R E V E N D I C A T I 0 N S 1 Système pour produire une quantité réglable de creusement de signaux dérivés d'une source, caractérisé par un premier moyen de translation de signaux ( 13) ayant une entrée couplée à ladite source, pour la transla- tion linéaire desdits signaux; un second moyen de translation de signaux ( 15) ayant une entrée couplée à ladite source, pour la translation non linéaire desdits signaux;,ledit second moyen de translation de signaux comprenant un amplificateur limiteur à plusieurs étages pour développer une version limitée desdits signaux, ledit amplificateur limiteur comprenant des premier ( 50) et second ( 60) étages ampli- ficateurs de signaux couplés en cascade, et présentant un gain total qui est sensiblement égal au gain présenté par ledit premier moyen de translation de signaux; un moyen développant une version creusée ( 17) répon- dant aux sorties desdits premier et second moyens de trans- lation de signaux, pour développer une version creusée desdits signaux correspondant à la différence entre une version en translation linéaire desdits signaux et une version limitée desdits signaux; et un moyen faisant varier la distribution du gain (CC 71, 65, 67, 68) couplé auxdits premier et second étages amplificateurs de signaux, pour modifier sélectivement la distribution du gain entre lesdits premier et second étages amplificateurs de signaux sensiblement sans pertur- ber le gain total dudit amplificateur limiteur. 2 Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'un ( 13) des moyens précités de translation de signaux, à l'exclusion de l'autre, soumet lesdits signaux à une inversion nette de phase, et en ce que le moyen précité développant les signaux creusés comprend un moyen ( 17) pour additionner les sorties desdits premier ( 13) et second ( 15) moyens de translation de signaux. 3 Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que la source précitée est une source ( 25) de signaux de luminance et les signaux translatés dans les premier ( 13) et second ( 15) moyens de translation de signaux comprennent des signaux d'accentuation dérivés de ladite source de signaux de luminance. 4 Système selon la revendication 2, caractérisé par un amplificateur de signaux d'accentuation à gain réglé ( 101) répondant à la sortie du moyen précité développant une version creusée ( 17); un moyen ( 103) pour combiner la sortie dudit amplifi- cateur de signaux d'accentuation à gain réglé à des signaux de luminance dérivés de la source précitée pour former un signal accentué de luminance de sortie; et un moyen ( 107, 109, 110) répondant audit signal accentué de luminance de sortie pour régler le gain dudit amplificateur de signaux d'accentuation. Système selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen de réglage du gain précité comprend un amplificateur à fréquence sélective ( 109) ayant une entrée couplée pour recevoir le signal de luminance accentué de sortie, ledit amplificateur présentant une bande passante contenant une partie à haute fréquence du spectre des fréquences occupée par lesdits signaux de luminance; et un détecteur de crête ( 110) répondant à la sortie dudit amplificateur pour développer une tension de réglage du gain. 6 Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que la source précitée est une source ( 105) de signaux de luminance dans un téléviseur; une ligne à retard ( 29) a son entrée couplée à ladite source de signaux de luminance; le premier moyen précité de translation de signaux ( 13) comprend un moyen linéaire de translation de signaux comprenant un premier amplifi- cateur différentiel ( 40) ayant deux entrées couplées pour répondre aux signaux apparaissant à l'entrée (L) de ladite ligne à retard ( 29) et aux signaux apparaissant à la sortie (L') de ladite ligne à retard, respectivement; le second moyen précité de translation de signaux ( 15) comprend un moyen de translation non linéaire de signaux comprenant un amplificateur limiteur comprenant des second ( 50) et troisième ( 60) amplificateurs diffé- rentiels couplés en cascade, ledit second amplificateur différentiel ayant deux entrées couplées pour répondre aux signaux apparaissant à l'entrée (L) de ladite ligne à retard ( 29) et aux signaux apparaissant à la sortie (L') de ladite ligne à retard, respectivement; le moyen précité de variation de distribution du gain est couplé auxdits second ( 50) et troisième ( 60) amplificateurs différentiels pour faire simultanément varier les gains desdits second et troisième amplifica- teurs différentiels en directior Bmutuellement opposées; le gain total dudit moyen de translation non linéaire de signaux étant indépendant du fonctionnement dudit moyen faisant varier la distribution du gain et sensiblement égal au gain dudit moyen de translation linéaire de signaux; le moyen précité développant une version creusée ( 17) combine les sorties dudit moyen de translation linéaire de signaux et dudit moyen de translation non linéaire de signaux pour former un signal creusé d'accen- tuation, le niveau de creusement dépendant du fonctionne- ment dudit moyen faisant varier le gain. 7 Système selon la revendication 6, caractérisé par un moyen de translation de signaux d'accentuation à gain réglé ( 101) répondant audit signal d'accentuation creusé; un moyen ( 103) pour combiner la sortie du moyen précité de translation de signaux d'accentuation à gain réglé aux signaux de luminance dérivés de la source ( 105) précitée pour former un signal accentué de luminance; un amplificateur sélecteur de fréquence ( 109) ayant une entrée répondant audit signal accentué de luminance et présentant une bande passante contenant une région de 19 2524747 hautesfréquencesde la bande de fréquencesoccupée par ledit signal de luminance; et un moyen ( 110) répondant à l'amplitude de sortie dudit amplificateur sélecteur de fréquence pour contrôler le gain dudit moyen de translation de signaux d'accentua Uon. 8 Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que: le moyen précité développant une version creusée comprend une source de tension de polarisation ( 3,2 V) un premier transistor formant source de courant ( 55) a une base, un émetteur et un collecteur pour fournir un courant de fonctionnement à l'étage amplificateur d'entrée ( 50) précité; - un second transistor formant source de courant ( 65) a une base, un émetteur et un collecteur pour fournir un courant de fonctionnement à l'étage amplificateur de sortie ( 60) précité; les trajets respectifs base-émetteur desdits premier et second transistors formant sources de courant sont connectés en série à ladite source de tension de polarisa- tion; des premier ( 71) et second ( 69) transistors de commande ont chacun une base, un émetteur et un collec- teur, et ils sont de typesde conductivité mutuellement opposés, le trajet collecteur-émetteur dudit premier transistor de commande ( 71) est connecté en shunt avec le trajet base-émetteur dudit premier transistor formant source de courant ( 55); le trajet collecteur -émetteur dudit second transistor de commande ( 69) est connecté en shunt avec la combinaison en série des trajets base-émetteur desdits premier et second transistors formant sources de courant; une source ( 21) de tension continue variable; et un moyen (CC,75) pour rendre les bases desdits premier et second transistors de commande sensibles à une tension continue variable. 2524747 9 Système selon la revendication 8, caractérisé en ce que la polarité de la tension continue variable ( 21) est telle que cela effectue une polarisation directe variable de la jonction base-émetteur du premier transistor de commande ( 71) précité. Système selon la revendication 9, caractérisé en ce que la plage des variations de la tension continue variable est telle que le second transistor de commande ( 69) précité soit maintenu à un état non conducteur en réponse à des valeurs de ladite tension continue variable sur une partie majeure de-ladite plage de variations. 11 Système selon l'une quelconque des revendications 8 à 10, caractérisé en ce que les transistors ( 55, 65) précités formant sources de courant ont le même type de conductivité (NPN) que le premier transistor de com- mande ( 71) précité. 12 Système selon la revendication 11, caractérisé en ce que chacun des étages amplificateurs précités comprend un amplificateur différentiel ( 50, 60) ayant deux transistors ( 51, 53; 61, 63) du même type de conductivité que ledit premier transistor de commande, avec les émetteurs interconnectés connectés au collecteur d'un transistor respectif formant source de courant.