Brevet FR2534754A1 — publié le 19840420

RECEPTEUR POUR MODEM DE TRANSMISSION DE DONNEES, COMPORTANT UN AN- NULEUR D'ECHO ET UN EGALISEUR. L'invention concerne un récepteur utilisé dans un modem de transmission de données pour restituera à partir du si- gnal en bande de base de la voie réception, le signal de données transmis par le modem distant, ce récepteur comportant un annuleur d'écho muni d'un dispositif de traitement réglable comprenant au moins un filtre transversal et recevant un signal de la voie émis- sion, un égaliseur auto-adaptatif muni d'un filtre transversal re- cevant le signal de données restitué par le circuit de décision du récepteur, enfin un circuit de soustraction pour soustraire dudit signal en bande de base de la voie réception les signaux de copie d'écho et de copie d'interférences engendrés dans l'annuleur d'écho et l'égaliseur, le signal de sortie du circuit de soustraction étant échantillonné pour être appliqué à un circuit formant les signaux d'erreur utilisés pour régler les coefficients de filtre de l'annu- leur d'écho et de l'égaliseur. Des récepteurs traitant des signaux en bande de ba- se trouvent évidemment une utilisation directe dans des modems de transmission de données en bande de base Mais on peut utiliser aussi ces récepteurs dans des modems de transmission de données par modulation d'une porteuse, en appliquant à ces récepteurs les si- gnaux en bande de base résultant de la démodulation du signal reçu. Dans le récepteur envisagé, on utilise simultanément, pour une restitution correcte des données reçues, un annuleur d'écho et un égaliseur autoadaptatif, L'annuleur d'écho est chargé d'annuler automatiquement le signal d'écho intempestif qui est en- gendré dans la voie réception d'un modem local par le signal émis par ce modem et qui se superpose au signal utile provenant du mo- dem distant dans le cas d'une transmission en duplex simultané. L'égaliseur est chargé d'annuler automatiquement le signal d'intjer- férence intempestif qui se superpose à chaque donnée reçue présente à l'entrée du récepteur et qui est engendrée par les données re- çues antérieurement. Un récepteur utilisant en même temps un annuleur d'écho et un égaliseur est décrit dans un article de K H Mueller, intitulé: "Combining Echo Cancellation and Decision Feed-back Equalization" et paru dans la revue THE BELL SYSTEM TECHNICAL JOURNAL, vol 58, N O 2, Février 1979, pages 491500 Dans ce récepteur, les coefficients des filtres transversaux de l'annuleur d'écho et de l'égaliseur sont réglés simultanément en utilisant le même si- gnal d'erreur constitué par la différence entre le signal de sortie du circuit de soustraction et le signal de données restitué par le circuit de décision du récepteur, le critère utilisé pour ce ré- glage étant la minimisation de la valeur quadratique moyenne du signal d'erreur Dans ce récepteur connu, l'échantillonnage du si- gnal d'erreur est effectué à la fréquence baud et les signaux de copie d'écho et de copie d'interférence à soustraire du signal re- çu sont engendrés avec une même fréquence d'échantillonnage égale aussi à la fréquence baud Mais cet article cité n'aborde pas le problème pratique important de la récupération de l'horloge des données reçues, cette horloge fournissant ladite fréquence d'échantillonnage et conditionnant dans une large mesure la qua- lité de l'annulation d'écho et de l'égalisation. Dans le brevet US N O 4 074 086, il est décrit éga- lement un récepteur muni d'un annuleur d'écho et d'un égaliseur, ces deux dispositifs fonctionnant avec un même signal d'erreur formé de la même manière que dans l'article précité de Mueller. Toutefois, dans ce brevet, l'égalisation est effectuée de façon différente, c'est-à-dire à l'aide d'un filtre transversal inséré dans la voie réception, avant que soit effectuée l'annulation d'écho La récupération d'horloge est effectuée dans un circuit connecté à l'entrée de la voie réception, c'est-à-dire à partir du signal reçu n'ayant subi aucun traitement pour l'annulation d'écho et l'égalisation Il semble difficile avec cette structure d'obtenir une horloge réellement synchronisée sur les données re- çues et exempte de bruit, et donc d'annuler correctement les si-" gnaux intempestifs d'écho et d'interférences. La présente invention a pour but de fournir un récepteur permettant d'obtenir en même temps, avec une qualité suffisante, l'annulation d'écho, l'égalisation et la récupéra- tion d'horloge. Conformément à l'invention, dans un récepteur muni d'un annuleur d'écho et d'un égaliseur qui-engendrent des signaux de copie d'écho et de copie d'interférences qui sont ap- pliqués à un circuit de soustraction pour être soustraits du signal en bande de base de la voie réception, le signal de sor- tie du circuit de soustraction est appliqué en outre à un cir- cuit de récupération de l'horloge des données reçues après avoir été échantillonné avec une fréquence d'échantillonnage déduite dudit circuit de récupération et répondant au théorème de Shannon vis à vis du signal émis par le modem, tan- dis que le signal de-copie d'écho est engendré avec ladite fré- quence d'échantillonnage. Avec un tel récepteur, on a constaté pratiquement que l'on obtient rapidement la convergence de l'ensemble, se traduisant par une horloge récupérée stable et l'annulation des signaux d'écho et d'interférences, ce qui est un résultat assez surprenant, compte tenu de l'étroite dépendance des fonctionne- ments du circuit de récupération d'horloge, de l'annuleur d'écho et-de l'égaliseur qui sont dans ce récepteur commandés à partir du même signal - La description suivante en regard des dessins an- nexés, le tout donné à titre d'exemple fera bien comprendre com- ment l'invention peut être réalisée. La figure 1 est un schéma d'un modem de transmis- sion de données dans lequel est incorporé le récepteur conforme à l'invention. La figure 2 est un schéma d'un mode de réalisa- tion du récepteur conforme à l'invention. La figure 1 montre la structure d'un modem de transmission de données en bande de base, dont le récepteur est muni d'un annuleur d'écho et d'un égaliseur Ce modem comporte une voie unidirectionnelle d'émission 1 et une voie unidirection- nelle de réception 2, qui sont couplées à une ligne de transmis- sion bidirectionnelle 3 par l'intermédiaire du circuit de coupla- ge 4. La voie d'émission 1 est connectée à une source de données 5 qui fournit des données à une fréquence F = l détermi- née par le signal d'horloge H Ces données peuvent être à deux niveaux ou du type multiniveaux, c'est-à-dire à plus de deux ni- veaux Elles sont généralement appliquées, comme le représente la figure, à un codeur 6 produisant un signal dont le spectre est plus adapté à la transmission et à la récupération de l'horloge dans le mode distant, que le signal de données initial Dans le cas de données à deux niveaux,-le codage effectué dans le codeur 6 peut être un codage biphase selon lequel les données de valeur " 1 " sont représentées par le signal d'horloge H de fréquence F et les données de valeur "O" sont représentées par le complément de ce signal d'horloge Un tel signal codé en biphase à deux ni- veaux, ne comporte pas de composante à la fréquence zéro et la majeure partie de son énergie est concentrée dans la bande de fréquence s'étendant jusqu'à 2 F Le codage effectué dans le co- deur 6 peut être aussi un codage pseudoternaire faisant corres- pondre à un signal de données à deux niveaux, un signal à trois niveaux positif, négatif et nul Avec un signal codé dans le code bipolaire d'ordre 1 qui est un cas particulier de coda pseudoter- naire, la majeure partie de l'énergie est concentrée dans la ban- de s'étendant jusqu'à la fréquence F Le signal sortant du codeur 6 est amplifié dans l'amplificateur d'émission 7 avant d'être apr pliqué à l'accès émission du circuit de couplage 4 Le signal de données ainsi traité dans la voie d'émission 1 est transmis vers le modem distant non représenté, via la ligne de transmission 3. Le signal de données émis de la même manière par le modem distant est reçu dans le modem local représenté sur la fi- gure et il est dirigé par le circuit de couplage 4, vers l'entrée de la voie réception 2 de ce modem Dans cette voie réception le signal reçu est d'abord amplifié dans l'amplificateur de réception 8, puis dirigé vers le circuit de décision 9 du récepteur, qui opère à la fréquence d'horloge F = T pour restituer un signal de données dépendant des données émises par le modem distant Le circuit de décision 9 peut ainsi restituer un signal multini- veaux ou un signal à deux niveaux codé en biphase si à l'émis- sion les données ont été codées en biphase ou un signal à deux niveaux non codé si à l'émission les données à deux niveaux n'ont pas été codées ou ont été codées en pseudoternaire Le si- gnal de données restitué par le circuit de décision 9 peut éven- tuellement 8 tre décodé dans un décodeur 10, avant son utilisation. Au signal utile de donnéee s(t) provenant du modem distant et apparaissant à la sortie de l'amplificateur 8 de-la voie réception, il peut ise superposer deux signaux intempestifs, qui peuvent procurer un taux d'erreurs inadmissible dans les don- nées restituées par le circuit de décision 9 L'un de ces signaux est un signal d'écho s(t) qui est engendré par le signal émis par le modem local et qui est dû à des imperfections inévitables du circuit de couplage 4 et/ou à des réflexions de signaux dans la ligne de transmission 3 L'autre signal intempestif est un signal dit d'interférence I(t)-qui est engendré par les données prove- nant du modem distant et émises antérieurement à chaque donnée apparaissant sur la voie réception, ce signal d'interférence étant dû à des distorsions d'amplitude et/ou de phase dont peut être affectée la ligne de transmission 3. Pour éliminer dann la voie réception ces deux si- gnaux intempestifs c(t) et I(t), on utilise simultanément, comme le décrit l'article précité de Mueller, un annuleur d'écho et un égaliseur autoadaptatif ayant en commun un circuit de soustrac- tion ll A l'entrée (+) de ce circuit de soustraction 11, est appliqué le signal fourni par l'amplificateur 8 de la voie récep- tion 2 et qui peut s'écrire: s(t) + e(t) + I(t)o A l'entrée (-) du circuit 11, est appliqué le signal S(t) + 1 (t) qui est la som- me du signal de copie d'écho e(t) engendré par l'annuleur d'écho et du signal de copie d'interférence 'Xt) engendré par l'égali-. seur Lorsque la convergence de l'ensemble de l'annuleur d'écho- 2534754. et de l'égaliseur est réalisée, les signaux c(t) et I(t) sont quasiment égaux aux signaux intempestifs e(t) et 1 (t) et à la sortie du circuit de soustraction 11, on obtient pratiquement le signal utile de données s(t) provenant du modem distant et pou- vant être correctement traité par le circuit de décision 9 pour restituer les données. L'annuleur d'écho comporte un dispositif de trai- tement numérique réglable 12 comprenant au moins un filtre trans- versal, qui reçoit le signal fourni par la source de données 5 et qui fournit sous forme numérique le signal de copie d'écho. On suppose pour l'instant que le dispositif 12 comprend un seul filtre transversal numérique fonctionnant à des instants d'échantillonnage n T (ou N pour simplifier) ayant la fréquence y des données fournies par la source 5 On appelle a(n) les échan- tillons de données appliquées aux instants N à l'entrée du fil- tre constituant le dispositif 12 Ce filtre est agencé de façon usuelle pour stocker à chaque instant n, N échantillons d(n i) appliqués à son entrée (i allant de O à N 1) et pour calculer les échantillons du signal de copie d'écho c(n) selon l'expres- sion: - N-i ú(n) = C a(n i) ( 1) i = Ci représentant les coefficients du filtre. Les coefficients Ci sont réglables et réglés dans le circuit de réglage 13 de façon à minimiser la valeur quadra- tique moyenne d'un signal d'erreur ea qui est élaboré sous forme numérique dans le circuit de calcul 14 Ceci peut être obtenu dans la pratique, en réglant les coefficients C par récurrences successives, suivant la formule de récurrence classique Ci(n -+ 1) = Ci(n) + a a(n i) e a(n) ( 2) Dans cette formule e a(n) est le signal d'erreur à l'instant n d'une récurrence n, a est un coefficient fixe de valeur faible par rapport à 1, qui conditionne la grandeur des modifications à apporter aux coefficients Ci(n) à la récurrence n, pour obtenir les coefficients Ci(n + 1) à la récurrence (n W+ 1). L'égaliseur autoadaptatif comporte un filtre trans- versal 15, qui reçoit le signal restitué par le circuit de déci- sion 9 et qui fournit sous forme numérique le signal de copie d'interférence On suppose pour l'instant que le filtre numéri- que 15 fonctionne aux instants d'échantillonnage n T ayant la fréquence T des données restituées par le circuit de décision 9. On appelle b(n) les échantillons de données appliqués aux ins- tants N à l'entrée du filtre transversal 15 Ce filtre est agen- cé pour stocker à chaque instant n, M échantillons b(n j) ap- pliqués à son entrée (j entier allant de 1 à M) et pour calculer les échantillons du signal de copie d'interférence (n) selon l'expression: A M I(n) ≥ Gj b(n j) ( 3) G représentant les coefficients du filtre. J Les coefficients G sont réglables et réglés dans J le circuit de réglage 16, par récurrences successives, suivant une formule de récurrence analogue à la formule ( 2) ci-dessus: Gj(n + 1) = Gj(n) + $ b(n j) e (n) ( 4) Dans cette formule B est un coefficient fixe de valeur faible par rapport à 1, e (n) est le signal d'erreur qui g est utilisé pour le réglage des coefficients de l'égaliseur et qui est élaboré dans le circuit de calcul 14. Les signaux numériques ó(n) et I(n) sont addition- nés dans le circuit additionneur 17 et le signal de somme obtenu est converti en analogique à l'aide du convertisseur numérique- analogique 18 qui fournit le signal de correction c(t) + I(t) qui est appliqué à l'entrée (-) du circuit de soustraction 11. Dans le récepteur connu décrit dans l'article de Mueller, on utilise toujours le même signal d'erreur pour régler les coefficients de l'annuleur d'écho et de l'égaliseur suivant respectivement les formules de récurrences ( 2) et ( 4) Dans ce récepteur connu, ce signal d'erreur commup est formé à la fré- quence F = 1, comme la différence entre les données b(n) resti- tuées par le circuit de décision 9 et Ies échantillons r(n) for- més en échantillonnant à la fréquence T le signal r(t) fourni par le circuit de soustraction 11 Dans ce récepteur connu, les signaux numériques c(n) et I(n) sont calculés avec cette fréquen- ce d'échantillonnage F = T' ce qui est une fréquence insuffisante pour annuler dans toute leur bande de fréquences le signal d'écho et le signal d'interférence qui occupent sensiblement la même bande de fréquence que le signal émis, soit, comme on l'a indiqué plus haut, la bande 0-2 F, dans le cas d'un codage biphase et la bande 0-F dans le cas d'un codage bipolaire d'ordre 1 Il en ré- sulte que l'on n'obtient pas dans le signal fourni par le cir- cuit de soustraction 1 l une information permettant la récupéra- tion de l'horloge des données reçues de fréquence l, Du reste, dans ce récepteur connu, il n'est pas prévu de circuit de récu- pération de l'horloge des données reçues pour faire fonctionner tous les éléments du récepteur et en particulier l'annuleur d'écho et l'égaliseur, et pour actionner également la source de données locale 5 dans le cas d'un système de transmission homo- chrone. Si l'on veut faire fonctionner le circuit de ré- cupération d'horloge sur le signal reçu, issu directement du circuit de couplage 4, comme cela est décrit dans le brevet US précité no 4 074 086, on obtient forcément un signal d'horloge affecté du bruit produit par le signal d'écho c(t) et le signal d'interférence'I(t) et par conséquent une qualité déficiente pour l'annulation d'écho et pour l'égalisation. La présente invention permet de pallier ces incon- vénients Selon l'invention le signal r(t) fourni par le circuit de soustraction 1 l est échantillonné dans le circuit d'échantil- lonnage et de maintien 19, à l'aide du signal d'échantillonnage Ha ayant une fréquence F répondant sensiblement au théorème de Shannon vis à vis du signal émis par le modem Par exemple dans le cas d'un signal émis codé en biphase et dont la majeure partie de l'énergie se trouve dans la bande EO-2 Fl, on peut choisir une fréquence d'échantillonnage Fa au moins égale à 4 F Pour simplir fier les explications, on se place par la suite dans le cas d'un signal émis codé en biphase, avec une fréquence d'échantillonnage Fa égale à 4 F Le signal ainsi échantillonné fourni par le cir- cuit 19 est appliqué, outre au circuit de décision 9 et au cir- cuit de calcul d'erreur 14, à un circuit de récupération d'hor- loge 20, qui fournit le signal d'horloge récupérée Hde fréquen- ce F Ce circuit de récupération d'horloge 20 est construit de façon connue en soi, à l'aide par exemple d'une boucle de phase numérique, pour synchroniser une-horloge locale sur les transi- tions du signal r(t), échantillonné dans le circuit d'échantil- lonnage 19 Dans le cas d'un codage du signal émis en biphase, le signal r(t) comporte deux transitions pour chaque période T de bit. 1- Du signal d'horloge récupérée Hde fréquence F = fournie par le circuit 20, sont déduits dans le circuit 21 -. différents signaux et fréquences de commande servant au fonction- nement de l-'annuleur d'écho et de l'égaliseur Le circuit 21 fournit le signal H ayant la fréquence d'échantillonnage Fa qui a a commande le circuit d'échantillonnage et de maintien 19 et qui peut être égale à 4 F dans le cas d'un codage en biphase. Dans le récepteur de l'invention, le signal de copie d'écho est engendré par le dispositif de traitement numérique 12 avec la fréquence d'échantillonnage Fao Avec une fréquence d'échantillonnage Fa = 4 F, on sait que l'on peut réaliser le a dispositif de traitement 12, au moyen de quatre filtres transver- saux identiques non représentés travaillant sur le signal de don- nées a(n) fourni par la source 5, avec des signaux d'échantillon- nage H à Hà fournis par le circuit 21 o Ces signaux d'échantillon- 0 H 3 nage H à H 3 ont la même fréquence -et sont décalés successive- ment entre eux de T/4 Les quatre filtres transversaux dont est composé le dispositif 12 forment respectivement, suivant la for- mule ( 1), des signaux de copie d'écho E(n) El(n), 2 (n), C 3 (n) qui, sous la commande des signaux Ho, H H 2 ' H 3, sont échantil- T o lonnés successivement à des instants décalés entre eux de -h Les signaux de copie d'écho eo(n) à Es(n) sont multiplexés pour former à la sortie du dispositif de traitement 12 le signal de copie d'écho' 2 n) échantillonné à la fréquence Fa = 4 F Pour mo- difier les coefficients des quatre filtres transversaux dont est composé le dispositif 12, on calcule dans le circuit de calcul 14, le signal-d'erreur ea de l'annuleur d'écho à la fréquence d'échan- tillonnage Fa = 4 F Ce signal d'erreur est appliqué au circuit de réglage 13 pour y être réparti dans le temps et former quatre si- gnaux d'erreur e à ea 3 échantillonnés chacun à la fréquence F = T Les coefficients des quatre filtres transversaux du dispositif 12, sont réglés par récurrences successives suivant la formule de récurrence ( 2), en utilisant respectivement pour ces filtres les signaux d'erreur e à ea 3- Avec un signal de copie d'écho è(n) formé comme on vient de le décrire en utilisant une fréquence d'échantillonnage Fa = 4 F, le signal d'écho c(t) est susceptible d'être annulé dans une large bande allant de O à 2 F, dans laquelle se trouve la majeure partie d'un signal de données de fréquence T' codé en bi- phase En ce qui concerne l'égaliseur, on a constaté qu'il n'est pas indispensable de former le signal de copie, d'interférence 1 (n) avec une fréquence d'échantillonnage aussi élevée que celle utilisée pour former le signal de copie d'écho Dans l'exemple d'un signal codé en biphase, on peut utiliser pour former le si- gnal I(n) une fréquence d'échantillonnage Fg = 2 F Dans ce cas, le filtre transversal 15 de l'égaliseur reçoit le signal H de fréquence Fg fourni par le circuit 21, pour échantillonner à cette fréquence le signal de données b(n) restitué par le circuit de décision 9 Dans le filtre 15, les échantillons du signal de copie d'interférence (n) sont calculés à cette fréquence F g 2 F, suivant une formule analogue à la formule ( 3) Pour modifier les coefficients du filtre 15, on calcule dans le circuit de cal- cul 14 le signal d'erreur e de l'égaliseur à la fréquence d'échantillonnage F = 2 F Ce signal d'erreur e 9 est appliqué au circuit de réglage 16, dans lequel les coefficients du filtre 15 sont réglés par récurrences successives suivant la formule de récurrence ( 4). il Avec un récepteur ainsi constitué dans lequel le signal fourni par le circuit de soustraction 11 est échantil- lonné à la fréquence de Shannon avant d'être appliqué simultané- ment au circuit de récupération d'horloge 20 et au circuit 14 formant les signaux d'erreur pour l'annuleur d'écho et l'égali- seur, et dans lequel au moins l'annuleur d'écho fonctionne à cette fréquence d'échantillonnage de Shannon, on a constaté ce résultat assez surprenant que l'on obtient rapidement la con- vergence de l'ensemble, ce qui se traduit par une horloge récu- pérée dtable et l'annulation des signaux intempestifs d'écho et d'interférence. On obtient un fonctionnement particulièrement sa- tisfaisant lorsque l'on utilise, pour le réglage des coeffi- cients des filtres transversaux de l'annuleur d'écho et de l'égaliseur, des signaux d'erreur formés de la manière décrite dans la demande de brevet français non publiée n O 82 16 998, concernant un annuleur d'écho et dans la demande de brevet français non publiée na 82 16 997, concernant un égaliseur. Selon ces demandes de brevet au nom de la demanderesse, les coefficients de filtre d'un annuleur d'écho ou d'un égaliseur sont modifiés à l'aide d'un signal d'erreur qui est déterminé à un présent instant d'échantillonnage en formant la différen- ce entre la valeur du signal reçu corrigé (de l'écho ou des in- terférences) à cet instant d'échantillonnage et la valeur de ce signal corrigé à un instant d'échantillonnage antérieur, cette dernière valeur de signal corrigé ayant été préalablement multi- pliée par le rapport de la valeur du signal de données restitué au présent instant d'échantillonnage à la valeur du signal de données restitué à l'instant d'échantillonnage antérieur; la modification des coefficients est effectuée ou non selon que les deuxdites valeurs du signal de données restitué sont diffé- rentes de zéro ou au moins l'une de ces valeurs est égale à zéro Si le présent instant d'échantillonnage et l'instant d'échantillonnage antérieur qui est utilisé pour le calcul du signal d'erreur et qui n'est pas forcément le plus proche sont séparés par la période T des données, le signal d'erreur e(n) au présent instant d'échantillonnage n T (ou N pour simplifier) peut - s'écrire: À b(n) e(n) = r(n) r(n) b( 1 n) ( 5) r(n) et r(n 1) étant les valeurs du signal reçu corrigé aux instants d'échantillonnage N et N 1, b(n) et b(n 1) étant les valeurs du signal de données restitué aux instants d'échantillonnage N et N 1. Dans le cas o le signal de données émis par le mo- dem distant est à deux niveaux ou résulte d'un codage pseudoter- naire de données à deux niveaux, le signal de données restitué par le circuit de décision a deux niveaux positif et négatif, caractérisés par le signe du signal corrigé On a donc dans ce cas b(n) = Sgnlr(n et b(n 1) = Sgn lr(n 1), Sgnll signi- fiant "Signe del " Dans ce cas, la formule ( 5) ci-dessus peut s'écrire: e(n) = r(n) r(n l) Sgn lr(n Sgn lr(n 1 l ( 6) La figure 2 représente un mode de réalisation d'un récepteur conforme à l'invention, utilisant pour le réglage des coefficients de filtre de l'annuleur d'écho et de l'égaliseur, un signal d'erreur formé selon le procédé des deux demandes de brevet précitées A titre d'exemple, on s'est placé sur la figu- re 2, dans le cas o le signal de données restitué a deux ni- veaux positif et négatif de sorte que la formule ( 6) s'applique et que les modifications des coefficients sont toujours effec- tuées, puisque lesignal de données restitué n'a jamais le ni- veau zéro Sur la figure 2, les éléments ayant la même fonction que sur la figure 1 sont référencés de-la même manière. On suppose dans l'exemple décrit par la figure 2, que dans le circuit d'échantillonnage 19, le signal reçu corri- gé r(t) est échantillonné à une fréquence Fa égale à 4 fois la fréquence % des données, de sorte que les instants d'échantil- * À lonnage ta peuvent s'écrire ta = n(l + 4)T, N étant un entier allant de o + à et q prenant les valeurs 0, 1, 2, 3 Dans le circuit de décision 9, les données b(n) sont restituées à la fréquence T aux instant n T, sous la forme des quantités Sgnlr(n)J Le signal d'erreur e(n) est à calculer à la fréquence Fa à tous les instants d'échantillonnage ta. Le circuit 14 comporte une partie 25 qui calcule ce signal d'erreur e(n) Cette partie de circuit 25 comprend un cir- cuit de retard 26 produisant un retard T et qui est connecté à la sortie du circuit d'échantillonnage 19, de sorte qu'à un instant caractérisé par N on obtient aux deux bornes du circuit 26 les valeurs r(n) et r(n 1) du signal r(t) Les circuits 27 et 28 sont connectés respectivement à l'entrée et à la sortie-du cir- cuit 26 et sont formés comme le circuit de décision 9, -à l'aide par exemple d'un circuit comparateur dont la borne d'entrée in- verseuse est au potentiel zéro, de sorte qu'ils fournissent res- pectivement les quantités Sgn lr(nq et Sgn r(n 1) Le circuit OU Exclusif 29 forme le produit Sgnlr(n Sgn lr(n 1) Le cir- cuit multiplicateur 30 forme le produit r(n l)Sgnlr(n Sgn I(n-lj et le circuit de soustraction 31 dont l'entrée (+) est connectée à l'entrée ducircuit de retard 26 et l'entrée (-) est connectée à la sortie du circuit multiplicateur 30, forme le signal d'er- reur e(n) conformément à la formule ( 6). Dans le mode de réalisation du récepteur représenté sur la figure 2, on n'utilise pas directement le signal d'erreur e(n) ainsi formé pour le réglage des coefficients de filtre de l'annuleur d'écho et de l'égaliseur Tout d'abord selon une métho- de connue permettant de simplifier les calculs des coefficients, on n'utilise que le signe du signal d'erreur, c'est-à-dire la quantité Sgn le(n qui est formée dans le circuit 32 En ce qui concerne l'égaliseur, on utilise pour le réglage des coefficients du filtre 15, le signal e formé en ne g & 2.534754 retenant qu'une sur deux des quantités Sgnle(n qformées à la fré- quence d'échantillonnage Fa, cette opération étant réalisée à l'aide d'une bascule 33 qui est connectée à la sortie du circuit 32 et dont l'entrée d'horloge reçoit le signal H de fréquence F g F = a De cette manière le signal e servant à régler les coef- g 2 g ficients du filtre transversal 15 selon la formule ( 4) est en- gendré avec la même fréquence d'échantillonnage F que celle du signal de copie d'interférence I(n). Pour l'annuleur d'écho dans lequel le signal de co- pie d'écho e(n) est engendré à la fréquence F à l'aide de qua- a tre filtres transversaux formant le dispositif 12 comme on l'a expliqué, on pourrait utiliser directement le signal Sgnle(n formé avec la fréquence d'échantillonnage F pour régler les coefficients de ces filtres Mais, conformément à un mode de réa- lisation de l'annuleur d'écho décrit dans la demande de brevet n 82 16 998 on utilise pour régler ces coefficients selon la formule ( 2) un signal e formé de la façon suivante dans le dis- a positif logique 34 Ce dispositif 34 reçoit sur une entrée le signal Sgnle(n) fourni par le circuit 32 et sur une autre entrée le signal Sgn (n fourni par le circuit 27 Le dispositif 34 est agencé pour fournir un signal ea à deux bits, le nombre re- présenté par ces deux bits étant égal à zéro quand les quantités Sgn le(n) l et Sgn r(nl ont des valeurs différentes et égal à + 1 ou 1 quand les quantités Sgn e(n) et Sgn r(nl ont la même valeur + 1 ou 1 Comme on l'a montré dans la demande de brevet n 82 16 998, l'action du signal Sgnlr(n) l pour la diminution du signal d'écho résiduel est prépondérante lorsque le signal d'écho e(t) a un niveau plus élevé que le signal utile reçu s(t) , c'est-à-dire en pratique au début de la convergence de l'annuleur d'écho L'action du signal Sgn le(n j est prépondérante lorsque le signal d'écho ú(t) a un niveau plus faible que le signal utile reçu s(t) et conduit pratiquement à l'annulation complète du si-r gnal d'écho résiduel. t 534554 REVENDICATIONS - 1 Récepteur utilisé dans un modem de transmission de données pour restituer, à partir du signal en bande de base de la voie réception, le signal de données transmis par le modem dis- tant, ce récepteur comportant un annuleur d'écho muni d'un dis- positif de traitement réglable comprenant au moins un filtre transversal et recevant un signal de la voie émission, un égali- seur autoadaptatif muni d'un filtre transversal recevant le si- gnal de données restitué par le circuit de décision du récepteur, enfin un circuit de soustraction pour soustraire dudit signal en bande de base de la voie réception les signaux de copie d'écho et de copie d'interférences engendrés dans l'annuleur d'écho et l'égaliseur, le signal de sortie du circuit de soustraction étant échantillonné pour être appliqué à un circuit formant les signaux d'erreur utilisés pour régler les coefficients de filtre de l'an- nuleur d'écho et de l'égaliseur, caractérisé en ce que le signal de sortie du circuit de soustraction est appliqué en outre à un circuit de récupération de l'horloge des données reçues après avoir été échantillonné avec une fréquence d'échantillonnage dé- duite dudit circuit de récupération et répondant au théorème de Shannon vis à vis du signal émis par le modem, tandis que le si- gnal de copie d'écho est engendré avec ladite fréquence d'échan- tillonnage. 2 Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de copie d'interférence est engendré avec une fréquence d'échantillonnage au moins égale à la moitié de celle avec laquelle est engendré le signal de copie d'écho. 3 Récepteur selon l'une des revendications 1 ou 2, ca- ractérisé en ce que les coefficients de filtre de l'annuleur d'écho et de l'égaliseur sont réglés à l'aide de signaux d'erreur déduits d'un signal qui est déterminé à un présent instant d'échan- tillonnage en formant la différence entre la valeur du signal de sortie du circuit de soustraction à cet instant d'échantillonnage et la valeur de ce signal à un instant d'échantillonnage anté- rieur, préalablement multipliée par le rapport de la valeur du y. signal de données restitué au présent instant d'échantillonnage à la valeur du signal de données restitué à l'instant d'échan- tillonnage antérieur, la modification des coefficients étant ef- fectuée ou non selon que les deuxdites valeurs du signal de données restitué sont différentes de zéro ou au moins l'une de ces deux valeurs est égale à zéro.