Brevet FR2525055A1 — publié le 19831014

PROCEDE DE CORRECTION DE FREQUENCE DE LA PORTEUSE LOCALE DANS LE RE- CEPTEUR D'UN SYSTEME DE TRANSMISSION DE DONNEES ET RECEPTEUR UTILISANT CE PROCEDE. L'invention concerne un procédé de correction de fré- quence destiné à corriger la fréquence de la porteuse locale dans le récepteur d'un système de transmission de données dans lequel les don- nées sont transmises par modulation d'une porteuse et un mot de syn- chronisation du récepteur est transmis avant les données, ce récepteur comportant des moyens pour démoduler le signal reçu à l'aide de signaux en phase et en quadrature avec une porteuse locale, des moyens pour échantillonner les signaux démodulés en phase et en quadrature avec une fréquence d'échantillonnage égale au rythme de modulation, chaque nou- velle paire d'échantillons en phase et en quadrature ainsi formés en- trant dans une mémoire pour signal reçu, le récepteur comportant enfin une mémoire pour mot de synchronisation contenant les échantillons en phase et en quadrature d'un mot de synchronisation local identique au mot de synchronisation émis. L'invention concerne également un récepteur utilisé dans un système de transmission de données et utilisant ce procédé. On sait que dans les systèmes de transmission de don- nées par modulation d'une porteuse, la restitution correcte des données suppose l'acquisition de plusieurs synchronisations dans le récepteur, notamment la synchronisation de la porteuse locale pour permettre l'opération de démodulation cohérente du signal reçu, la synchronisa- tion d'une horloge locale (appelée aussi synchronisation bit) pour per- mettre l'échantillonnage optimal du signal démodulé, enfin la synchro- nisation de trame (appelée aussi synchronisation de mot) pour permettre de repérer le début d'une communication Pour acquérir ces diverses synchronisations avant le début d'une communication, il est classique de faire précéder chaque communication d'un préambule comportant par exemple une porteuse pure pour la synchronisation de la porteuse locale, une suite alternée de bits " 1 " et "O" pour la synchronisation de l'hor- loge locale et enfin un mot connu pour la synchronisation de trame Ce système d'acquisition qui comporte pour la synchronisation de la por- teuse et pour la synchronisation de l'horloge des boucles d'asservisse- ment de phase ou de fréquence, est très lent et convient mal pour les systèmes de communication numériques modernes par paquets dans les- quels la durée des communications peut être très courte, par exemple de l'ordre de la seconde. Pour ces systèmes nécessitant une synchronisation ra- pide du récepteur, il est préférable d'acquérir la synchronisation initiale du récepteur sans utiliser de boucles d'asservissement, en se servant seulement d'un mot de synchronisation transmis et connu dans le récepteur Dans un article de M H Meyers et L E Franks intitulé "Joint Carrier Phase and Symbol Timing Recovery for PAM Systems" et paru dans IEEE Transactions Vol COM-28, nu 8, Août 1980, pages 1121-1129, il est indiqué une méthode de ce genre basée sur le calcul de la fonction de corrélation entre un mot de synchronisation local identique au mot de synchronisation émis et le signal reçu dé- modulé observé pendant une fenêtre de temps égale à la durée du mot de synchronisation Selon cette méthode, la synchronisation de la porteu- se locale et la synchronisation de l'horloge locale sont acquises si- multanément en calculant des valeurs de phases de la porteuse locale et de l'horloge locale, rendant maximale ladite fonction de corréla- tion Ces valeurs de phases optimales sont obtenues par extrapolation à partir de valeurs estimées, raisonnablement proches des valeurs op- timales Avec cette méthode connue, la détermination de la phase de la porteuse locale est étroitement liée à la détermination de la pha- se de l'horloge locale et la mise en oeuvre de cette méthode peut être assez difficile. La présente invention permet également l'acquisition rapide de la synchronisation du récepteur en utilisant seulement un mot de synchronisation émis comme préambule à une communication, mais en procédant de manière tout à fait différente en ce qui concerne la synchronisation de la porteuse locale L'invention fournit un procédé de correction de fréquence de la porteuse locale, basé sur des mesures d'écarts de fréquence entre la porteuse locale et la porteuse reçue et permettant d'acquérir en une période d'échantillonnage les synchroni- sations de porteuse, d'horloge et de trame. Le procédé conforme à l'invention est caractérisé en ce quel pendant chaque période d'échantillonnageil est effectué au moins une fois la lecture en synchronisme des N paires d'échantillons contenus dans la mémoire pour mot de synchronisation et des N dernières paires d'échantillons entrés dans la mémoire pour signal reçu, afin de déterminer en P étapes (P + 1) la grandeur de correction de fré- quence à apporter à la porteuse locale: Pendant chaque étape, il est calculé à partir desdits échantil- lons lus, au moins une paire de corrélations partielles en phase Cr(k 1), Cr(k) et au moins une paire de corrélations partielles en quadrature Ci(k -1), Ci(k), les corrélations partielles d'or- dre (k 1) et (k) dans chaque étape utilisant deux fractions con- sécutives de même longueur du mot de synchronisation local, les corrélations partielles de l'étape d'ordre p > 1 utilisant des fractions du mot de synchronisation de longueur supérieure à celle des fractions utilisées pendant l'étape précédente d'ordre p 1, les corrélations partielles de l'étape d'ordre p étant calculées en prenant en compte la correction de fréquence calculée à l'issue de l'étape précédente d'ordre p 1; Pendant chaque étape, il est calculé au moins une quantité E C (k -l) C (k) C (k 1) Cr (k) qui est corrigée en fonction du niveau du signal reçu de façon à fournir une quantité corrigée E* sin af 2 qui est une fonction déterminée E* = sin &. 2 bj de l'écart de phase A? produit par l'écart de fréquence Af entre la porteuse locale et la porteuse reçue, pendant un intervalle de temps correspondant au nombre de bits b formant la longueur desdi- tes fractions du mot de synchronisation; A l'issue de chaque étape d'ordre p " 1, il est calculé à partir d'au moins une quantité corrigée E* formée au cours de l'étape et de la longueur commune des fractions du mot de synchronisation utilisée au cours de l'étape, l'écart de fréquence Afp, puis la p somme + Afi qui constitue une estimation de la grandeur de la correction de fréquence, cette estimation à l'issue de l'étape d'ordre P étant la valeur finale à retenir pour la grandeur de la correction de fréquence à apporter à la porteuse locale. Le calcul d'un écart de fréquence Afp dans une étape du procédé de l'invention peut être simplifié si chaque quantité E calculée au cours de cette étape est corrigée en divisant cette quantité E par un terme égal à la somme des carrés de la corrélation partielle en phase et de la corrélation partielle en quadrature ayant servi au calcul de E, de sorte que la quantité E corrigée devient la fonction E* = sin A Ip de l'écart de phase A'. Dans un récepteur dans lequel on applique le procédé de l'invention, il est avantageux d'effectuer la recherche de synchro- nisation de trame après la dernière étape de calcul de correction de fréquence Dans ce cas, les moyens prévus dans le récepteur pour for- mer les corrélations partielles jusqu'à la dernière étape P sont com- mandés en outre, en prenant en compte la correction de fréquence fina- le calculée à l'issue de l'étape P, pour former les corrélations com- plètes en phase et en quadrature portant sur la longueur totale du mot de synchronisation, des moyens étant prévus de plus pour former la somme des carrés desdites corrélations complètes en phase et en quadra- ture et pour comparer cette somme à un seuil, le dépassement de ce seuil indiquant en même temps l'acquisition de la synchronisation de trame et la correction de fréquence à apporter à la porteuse locale pour la transmission de données suivant cette acquisition de synchro- nisation de trame. Dans un récepteur de ce genre et dans lequel le signal reçu démodulé est échantillonné avec une fréquence d'échantillonnage T multiple du rythme de modulation T de façon à former j signaux échantillonnés avec la période T et entrelacés, il est avantageux d'ef- fectuer en même temps la recherche de synchronisation de trame et la recherche de la position optimale des instants d'échantillonnage (c'est-àdire la recherche de la synchronisation de l'horloge locale), après la dernière étape de calcul de correction de fréquence Dans ce cas les moyens prévus dans le récepteur pour former la grandeur de la correction de fréquence, puis la somme des carrés des corrélations complètes en phase et en quadrature sont utilisés en répartition dans le temps pour chacun desdits j signaux entrelacés, les j sommes de carrés des corrélations ainsi formées au cours d'une période de modu- lation étant comparées à un seuil, le dépassement de ce seuil indiquant en même temps l'acquisition de la synchronisation de trame, la correc- tion de fréquence à apporter à la porteuse locale et la position opti- male des instants d'échantillonnage à utiliser pour la transmission des données suivant l'acquisition de la synchronisation de trame. La description suivante, en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'inven- tion peut être réalisée. La figure 1 est un schéma représentant la mise en oeu- vre du procédé de l'invention dans le récepteur d'un système de trans- mission de données. La figure 2 illustre les différentes étapes du procé- dé de l'invention; les diagrammes de la partie 2 a montrent les frac- tions du mot de synchronisation utilisées et les diagrammes de la par- tie 2 b représentent la quantité corrigée E* en fonction de l'écart de fréquence Af. La figure 3 représente des diagrammes en fonction du temps pour différents signaux et différentes grandeurs calculées au cours des étapes du procédé de l'invention. La figure 4 est un schéma montrant un mode de réali- sation d'un circuit déphaseur et d'un circuit de calcul de corréla- tions utilisés dans un récepteur mettant en oeuvre le procédé de l'in- vention. La figure 5 montre un mode de réalisation des circuits calculant des quantités E et leur valeur moyenne. La figure 6 montre un mode de réalisation des cir- cuits calculant la quantité corrigée E* et calculant un terme d'écart de fréquence Af. La figure 7 montre un mode de réalisation des circuits calculant la grandeur de la correction de fréquence fvoe et de la cor- rection de phase FVC O oe La figure 8 est un schéma représentant, selon une va- riante différente de la figure 1, la mise en oeuvre du procédé de l'invention dans le récepteur d'un système de transmission de données. La figure 9 montre des diagrammes représentant en fonc- cion du temps la corrélation complète entre le mot de synchronisation local et le signal reçu démodulé, ces diagrammes illustrant comment on obtient dans un récepteur les synchronisations de trame et d'horlo- ge après la dernière étape du procédé de l'invention. La figure 10 montre la configuration d'un récepteur, après sa synchronisation acquise à l'aide du procédé de l'invention. Sur la figure 1, on a représenté le schéma d'un ré- cepteur d'un système de transmission de données dans lequel est mis en oeuvre le procédé de correction de fréquence de l'invention Dans l'émetteur distant non représenté, une porteuse est modulée en phase et/ou en amplitude ou en fréquence par le signal de données à trans- mettre, pour former le signal de porteuse modulé qui est transmis vers le récepteur, par une voie de largeur de bande limitée La transmis- sion est effectuée par exemple par voie radio. Le signal modulé parvenant à l'entrée 1 du récepteur représenté sur la figure 1, est appliqué aux deux circuits mélangeurs 2 et 3 pour être démodulé par deux signaux de porteuse locale dépha- sés de 900 Au mélangeur 2 est appliqué le signal de porteuse locale en phase, fourni directement par le générateur de porteuse locale 4 et au mélangeur 3 est appliqué le signal de porteuse locale en quadrature déduit du générateur 4 par un circuit 5 déphaseur de 900 Les deux filtres passe-bas 6 et 7 connectés à la sortie des mélangeurs 2 et 3 éliminent les composantes de fréquences situées au-dessus de la bande utilisée pour la transmission et fournissent respectivement des signaux démodulés en phase et en quadrature S et si Ces signaux S et s sont r ir i respectivement la composante réelle et la composante imaginaire d'un signal en bande de base qui est représentatif du signal de données ayant servi à moduler la porteuse dans l'émetteur distant Les signaux S et si sont ensuite échantillonnés dans les circuits 8 et 9 avec une fréquence d'échantillonnage H que l'on suppose pour l'instant égale au rythme de modulation 1 dans l'émetteur, T étant l'intervalle de mo- dulation La fréquence d'échantillonnage H est fournie par un généra- teur 10 d'horloge locale basse fréquence, déduite d'un générateur de rythme l I de fréquence plus élevée Si les traitement ultérieurs dans le récepteur sont effectués de façon numérique, ce qui est pratiquement le cas dans un récepteur utilisant le procédé de l'invention, les échantillons formés dans les circuits 8 et 9 y sont de plus convertis en numérique La synchronisation du récepteur étant supposée acquise, les échantillons en phase Sr et les échantillons en quadrature Si peu- vent être appliqués directement (ou par l'intermédiaire d'un égaliseur) au circuit de décision du récepteur, ce circuit de décision non repré- senté, étant chargé de restituer les données. Mais une restitution correcte des données implique en premier lieu une rigoureuse synchronisation en fréquence et en phase de la porteuse locale utilisée dans le récepteur pour la démo- dulation, sur la porteuse du signal reçu Une valeur typique de la valeur maximale admissible pour la différence entre les fréquences de ces deux porteuses est de 1 Hz, ce qui, rapporté par exemple à une fréquence de porteuse radio de 30 M Hz, correspond à une précision de n 3 l D Comme la fréquence de la porteuse reçue peut dériver d'une quantité bien supérieure à 1 Hz, pour diverses raisons telles que l'ef- fet Doppler dans le cas de communications entre mobiles, il est néces- saire avant chaque communication de corriger la fréquence de la por- teuse locale de démodulation pour que la différence entre les fré- quences de cette porteuse locale et de la porteuse reçue ne dépasse pas la limite admissible. Pour la restitution correcte des données, il est néces- saire également de synchroniser en fréquence et en phase le générateur de l'horloge d'échantillonnage locale sur l'information d'horloge contenue dans le signal reçu, pour que l'échantillonnage des signaux Sret si s'opère dans les circuits 8 et 9 avec la fréquence de modula- tion T et avec la phase optimale. Il est nécessaire enfin pour la restitution correcte des données d'opérer la synchronisation dite de trame qui permet de repérer le début de chaque communication Cette synchronisation de trame est obtenue de façon classique, par la reconnaissance dans le récepteur d'un mot de synchronisation de trame émis avant chaque mes- sage de données Cette reconnaissance peut s'effectuer en calculant la fonction de corrélation entre un mot de synchronisation de trame en- gendré localement dans le récepteur et les échantillons du signal reçu démodulé qui sont formés à l'aide des échantillons en phase et en qua- drature Sr et Si Pour l'acquisition rapide des synchronisations de porteuse et d'horloge locales, l'article précité de Meyers et Franks suggère d'agir simultanément sur les phases de la porteuse de démodu- lation et de l'horloge d'échantillonnage de façon à rendre maximale la fonction de corrélation calculée pour acquérir la synchronisation de trame. La présente invention, tout en utilisant la séquence de synchronisation de trame, procède d'une autre manière et fournit un procédé de correction de fréquence de la porteuse locale se dérou- lant complètement au cours d'une période d'échantillonnage et per- mettant, à l'issue de cette période, l'acquisition de la synchroni- sation de la porteuse, de la synchronisation de trame et de la syn- chronisation de l'horloge d'échantillonnage. Afin de décrire plus aisément le procédé de l'inven- tion, on va d'abord expliquer les principes sur lesquels il est basé. Bien que ce procédé puisse s'appliquer à un système utilisant n'impor- te quel type usuel de modulation, on va supposer pour simplifier les explications qu'il est appliqué dans un système de transmission uti- lisant la modulation de phase à deux états. Dans ces conditions, le signal modulé, émis par l'émet- teur distant peut s'écrire: a(t) = A sin(wt + OKO II) A est l'amplitude de la porteuse w est la pulsation de la porteuse OK = * 1 est un bit de données transmis pendant l'intervalle de temps t tel que KT K entier caractérisant le temps. La démodulation cohérente du signal reçu peut s'effec- tuer dans le récepteur par battement du signal reçu avec une porteuse locale ayant la même fréquence et la même phase que la porteuse du si- gnal reçu Cette opération de battement est effectuée dans le mélan- geur 2 et, en supposant que le signal reçu a exactement la forme du signal émis a(t), elle correspond à l'expression - a(t) sin(ot + H) = A sin(t + EK -) sin(wt + -) Après élimination par le filtre 6 de la composante à fréquence double du signal de battement, on obtient le signal démodu- lé sr = A 2 sin K qui, pour les deux valeurs possibles 1 de GK' prend la forme: s = A Si la fréquence de la porteuse locale utilisée pour la démodulation diffère d'une quantité Af de la fréquence de la porteuse du signal reçu, le signal démodulé s'écrit: - ar A 2 OK cos(â t) = 21 Af, étant la différente de pulsations des deux porteuses. Le signal démodulé est done affecté d'une modulation d'amplitude, au rythme de l'écart de fréquence Af Cette modulation d'amplitude peut gravement perturber la restitution correcte des don- nées dans le circuit de décision du récepteur. La détection dans le récepteur du mot de synchronisa- tion de trame émis avant chaque message de données est également af- fectée par une différence de fréquence entre la porteuse locale et la porteuse du signal reçu Si le mot de synchronisation comporte N bits, cette détection s'effectue de façon usuelle en caleulantola fonction de corrélation G entre une copie locale du mot de synchronisation et le signal démodulé. On appelle OZ la suite des N bits du mot de synchroni- sation local (t entier variant de O à N 1), e K(t) une suite de n bits de données contenus dans le signal reçu; la durée d'un bit étant la période T de modulation, la fonction de corrélation G s'écrit en utilisant la formule ( 1): I 1 N A e K() cos( Aw T) e(l) Quand il y a identité entre la suite OK(g) du signal reçu et la suite O(Z) du mot de synchronisation local, la fonction de corrélation G devient, en supposant pour simplifier le facteur d'ampli- td A tude 2 égal à 1: 1 n-1 G = 1 cos( & O T) m n On peut montrer que G s'écrit: m sin(n 2 j T G -Cos L j* Aw T(,)( 2) n.sin(-7) Ainsi la valeur Gm prise par la fonction de corréla- tion G pour deux suites Ot et OK() identiques, n'est pas maximale et égale à 1, mais dépend de l'écart de fréquence entre les porteuses re- çue et locale, ce qui peut perturber gravement la détection du mot de synchronisation Ainsi, on déduit aisément de la formule ( 2) que la valeur Gm de la fonction de corrélation s'annule pour des écarts de fréquence Af tels que: = k 1 l soit Af = (k entier #O 0). La détection correcte du mot de synchronisation nécessite donc que l'écart de fréquence Af soit plus petit que n T. Le procédé de l'invention est destiné à corriger cet écart de fréquence Af pour permettre d'abord la détection correcte du mot de synchronisation de trame, puis la démodulation correcte des données transmises après l'acquisition de la synchronisation de trame. Ce procédé est basé sur une évaluation de l'écart de phase moyen dû à cet écart de fréquence et existant entre deux fractions égales et con- sécutives du mot de synchronisation On se place d'abord dans le cas o ces deux fractions sont les deux moitiés du mot de synchronisation. Avec un mot de synchronisation de N bits, l'écart de phase entre les deux blocs formant les deux moitiés de ce mot est: A' = N &o T N = N étant le nombre de bits de chaque bloc. Pour évaluer cet écart de phase Aàtf, on utilise les échantillons en phase et en quadrature du signal reçu démodulé, et les échantillons en phase et en quadrature du mot de synchronisation local et l'on calcule 4 fonctions de corrélation que l'on appelle par la suite des corrélations partielles puisqu'elles portent chacune sur une fraction du mot de synchronisation. la corrélation partielle C entre la première moitié des échantillons r en phase du mot de synchronisation et une première suite de N échan- tillons du signal démodulé en phase; la corrélation partielle r 2 entre la deuxième moitié des échantillons en phase du mot de synchronisation et une deuxième suite de N échan- tillons du signal démodulé en phase, cette deuxième suite étant con- sécutive à la première; la corrélation partielle Ci qui est analogue à la corrélation partiel- le Cr, mais utilise des échantillons en quadrature, la corrélation partielle C qui est analogue à la corrélation partiel- le Cr, mais utilise des échantillons en quadrature. En posant A' = (N 1) àc T, on peut montrer que, lorsqu'il y a identité entre les échantillons du mot de synchronisa- tion et du signal démodulé l Ies fonctions de corrélation Cl C 2 Ci, C ) r i' a prennent les valeurs: N 1 sin- 1 C N cos(e Aw T) = cos(-) in r) =O N sin(r N) 2 1 2 N 1 Aysin 2 C 2 = -N cos(Y&T) = cos( A +) in 2 r Pu esvlusd C, C 2, Ci C Adnés a e = N-C C =N sin(N+) N 2 N représentl'c ephs 'e sialmnt l'cr-efrqec n t 1 1 p C? NXIZ Isin( As T) = sin(Q'-) i=N ='0) sin( N) sin( 7 N- 12 N-1 A"sin - C = sin(tàw T) = sin(A'?+) Nsin i ' A'? N N sin Pour des valeurs de C,1 c 2 C 1 C 2 données par les r' i' i 212 rn 2 a vaeu formules ( 3) la quantité E = CC C prend la valeur r F 1 i niveau du signalreu Pour asinr vi E =l C 2 _-C 2 C = sin(Alp),2) E r i r i=sn(') N sn A j Cette quantité E est souvent appelée par la suite "erreur" puisqu'elle représente l'écart de phase A' et finalement l'écart de fréquence en- tre la porteuse reçue et la porteuse locale. Comme les corrélations partielles dépendent du niveau du signal reçu, l'erreur E calculée de cette manière dépend aussi du niveau du signal reçu Pour s'affranchir des variations possibles du niveau du signal reçu, on peut corriger l'erreur E en la divisant par un terme de correction égal à la somme des carrés des échantillons en phase et en quadrature du signal reçu démodulé On obtient alors une erreur corrigée E* ne dépendant que de l'écart de phase AV et telle que: sin(_)2 ( 4) E* = sin(Af) 2 Pour un écart de phase très faible par rapport à 2 ' Fin le facteur Nr M reste très voisin de 1 et l'erreur corrigée Nsin ' L 2 N_ E* devient pratiquement égale à sin Ai. Mais il est préférable d'effectuer la correction de l'erreur E en utilisant les corrélations partielles (Cr, Ci) ou (Cr, C) et en divisant cette erreur E par les quantités (C 1)2 + (C 1)2 ou 22 22 r i (Cr) + (C)2 On peut voir aisément que ces quantités sont telles que i 12 12 22 22 2 I 2 (Cr) + (Ci)2 = (C)2 + (C)2 A k k traduisant l'amplitude du signal reçu Par conséquent en effectuant de cette manière la correction de l'erreur E, on obtient rigoureuse- ment: E* = sin AT. L'écart de phase A d'une autre à partir de l'erreur corrigée E*, il est possible de dé- terminer l'écart de fréquence Af ayant donné naissance à cet écart de phase, puisque AP = N As T = N 2 H Af T Cet écart de fréquence Af me- suré peut être utilisé alors pour corriger la fréquence de la porteu- se locale utilisée pour la démodulation. Un procédé de correction de fréquence basé sur les cor- rélations sur deux moitiés du mot de synchronisation offre une certai- ne limitation en ce qui concerne le domaine de l'écart de fréquence Af mesurable En effet, pour déterminer sans ambiguité l'écart de phase Af entre ces deux moitiés du mot de synchronisation, à partir de l'er- reur corrigée E* que l'on peut supposer maintenant égale à sin A', il est nécessaire que IAI 2 T née, il en résulte que le dispositif envisagé ne peut mesurer et donc corriger que des écarts de fréquence inférieurs à une valeur maximale Afmax telle que N.2 H Af T = 2 max 2 soit Af =- max = 4 NT On peut noter ici que l'on peut étendre la limitation de l'écart de fréquence Af mesurable, de telle sorte que IA qui, après avoir été corrigée de la même manière que E, donne la quan- *tité corrigée F* = cos A Qf. L'écart de fréquence maximal mesurable Af max peut être insuffisant pour corriger l'écart de fréquence réel Pour l'augmenter, il est clair que l'on peut diminuer la longueur des fractions de mot de synchronisation sur lesquelles portent les corrélations partielles. Pour doubler par exemple l'écart de fréquence maximal mesurable, on di- vise le mot de synchronisation de longueur N = 2 N en 4 fractions éga- =ND les de longueur NI 2 Dans ce cas, le procédé de correction de fré- quence effectuant les corrélations partielles sur des fractions de longueur N' peut mesurer un écart de fréquence allant jusqu'à Af'Max tel que: Af mx 2 = 2 Af M max 4 NIT 4 NT max En divisant le mot de synchronisation en fractions de longueur encore plus petite, on augmente encore la plage d'écarts de fréquence mesurables Mais il est clair toutefois que cette augmenta- tion de plage se fait au détriment de la précision de mesure de l'écart de fréquence, cette précision variant comme la longueur des fractions utilisées pour la mesure. Pour pallier cet inconvénient, l'invention préconise d'opérer en plusieurs étapes pendant chacune desquelles un écart de fréquence est mesuré en utilisant des fractions du mot de synchronisa- tion d'une longueur déterminée et à l'issue de laquelle une correction de fréquence correspondant à l'écart mesuré est effectuée Dans la succession des étapes les mesures sont effectuées avec des fractions de longueur croissante de sorte que la plage d'écarts de fréquence mesurables diminue Mais puisque des corrections de fréquence sont faites à l'issue de chaque étape avant d'effectuer la mesure suivante, les écarts de fréquence à mesurer dans la succession des étapes di- minuent également, tandis que la précision de la mesure augmente. Toutes les formules données ci-dessus pour déterminer l'écart de fréquence Af à partir de corrélations partielles portant sur deux moitiés du mot de synchronisation s'étendent aisément à une étape quelconque o l'on utilise des corrélations partielles portant sur des fractions consécutives de longueur quelconque du mot de syn- chronisation. Ainsi, si (k 1) et k sont l'ordre de deux fractions consécutives de même longueur du mot de synchronisation, on détermine les corrélations partielles en phase C r(k 1), Cr(k) et les corréla- tions partielles en quadrature Ci(k 1), Ci(k). A partir de ces corrélations partielles on peut calcu- ler une erreur E d'après l'expression: ( 5) E = C (k l)C (k) C (k l)C (k) r i i r L'erreur E corrigée en fonction du niveau du signal reçu vaut: sin t 29 ( 6) E* = sin(Aq) b sin 2 y b b o Ad est l'écart de phase entre les deux fractions du mot de synchro- nisation et b le nombre de bits de chacune de ces fractions. Pour de faibles valeurs de l'écart de phase Af ou en faisant une correction utilisant la somme des carrés des corrélations partielles, comme on l'a expliqué ci-dessus, l'erreur E corrigée vaut pratiquement: ( 7) E* = sin (AW) Lorsque le nombre de fractions du mot de synchronisa- tion utilisées au cours d'une étape est plus élevé que 2, il est avan- tageux, pour améliorer la précision de la mesure d'écart de fréquence, de calculer plusieurs erreurs E, d'en prendre la valeur moyenne Em et de calculer l'erreur corrigée E* à partir de cette valeur moyenne Em. A partir de la formule ( 6) ou pratiquement à partir de la formule ( 7), on peut obtenir l'écart de phase A quence Af ayant donné lieu à cet écart de phase A'f pour deux fractions Oe b bits peut être obtenu à l'aide de la relation: ( 8) A'= b tw T = b 21 I Af T Dans un processus à P étapes, on détermine donc à l'is- sue de chaque étape d'ordre p un écart de fréquence Afp, puis la som- f Afi qui constitue une certaine estimation pour cette étape de la i = 1 grandeur de correction de fréquence à apporter à la porteuse locale. Cette somme formée à l'issue de la dernière étape d'ordre P est la va- leur à retenir pour cette correction de fréquence, lors de la trans- mission de données suivant l'acquisition de la synchronisation de tra- me. Pour déterminer la longueur et le découpage du mot de synchronisation qui sont nécessaires pour un processus de correction de fréquence à plusieurs étapes, on doit tenir compte de deux contraintes l'écart maximal de fréquence à mesurer, la précision requise sur la mesure d'écart de fréquence. L'écart maximal de fréquence impose la longueur maxi- male des plus petites fractions du mot de synchronisation utilisées dans la première étape o la mesure d'écart de fréquence est la moins précise La précision finale requise détermine la longueur minimale - des deux fractions utilisées dans la dernière étape Un processus à P étapes peut être mis en oeuvre en découpant le mot de synchronisation de N bits en fractions élémentaires dont le nombre de bits est respec- n N N n Le tivement: 2 ' 2 Les deux contraintes précitées seront 22 2 n respectées si les plus petites fractions de bits permettent effec- tivement de mesurer l'écart de fréquence initial imposé et si les deux plus grandes fractions de N bits donnent à la mesure toute la préci- sion requise. La figure 2 représente des diagrammes destinés à il- lustrer le procédé de l'invention lorsque celui-ci se déroule par exemple en 4 étapes Dans la partie 2 a de la figure, on a représenté pour chaque étape d'ordre p = 1, 2, 3 et 4, le mot de synchronisation à N = 2 N bits divisé en q fractions de même longueur dans chaque étape. Dans la partie 2 b on a représenté pour chaque étape 1, 2, 3 ou 4 la courbe de l'erreur corrigée E* = sin E At, en fonction de l'écart de fréquence Af. Dans l'étape 1, le mot de synchronisation divisé en 4 n q = 2 = 16 fractions ayant chacune une longueur de n bits On peut ainsi calculer 16 corrélations partielles en phase et en quadrature, former 15 erreurs E dont on prend la moyenne et déterminer enfin une erreur corrigée E* qui est pratiquement telle que E* = sin(AP), A'1 étant l'écart de phase moyen entre deux fractions On peut en déduire l'écart de phase A'f 1, puis l'écart de fréquence Af 1 par la relation I N Af T : Af 1 4 Sur la partie 2 b de la figure, la courbe de l'erreur corrigée E* en fonction de Af 1 a la forme d'une arche de sinusoïde Sa partie utile représentée en traits gras est limitée à la valeur maximale Aflmax de l'écart de fréquence Afl, pour laquelle l'écart de phase H 1 = 2 On peut voir aisément que Af 2 A lafin de cette étape lmax = NT' 1, la fréquence de la porteuse locale est corrigée de l'écart de fré- quence Af 1 mesuré, ce qui se traduit par une correction sur la phase du signal démodulé à corréler avec les fractions du mot de synchro- nisation utilisées dans l'étape 2 suivante. Dans l'étape 2, le mot de synchronisation est divisé en q = 23 = 8 fractions ayant chacune une longueur de N bits Entre deux fractions consécutives-il existe encore un écart de phase AI 2 d O à l'estimation imparfaite de l'écart de fréquence lors de l'étape 1. Mais on s'arrange pour que ce déphasage AT 2 soit inférieur à 2, de sorte que l'écart de fréquence restant Af 2 est inférieur à l'écart maximal de fréquence Af 2 max qui est la moitié de l'écart maximal Af m soit Af 2 = I (voir partie 2 b de la figure) Dans cette étape 2 on peut faire une estimation de l'écart de fréquence Af 2 en calculant 7 erreurs E dont on prend la valeur moyenne A la fin de l'étape 2, l'écart de fréquence Af 2 mesuré est pris en compte pour cor- riger la phase du signal démodulé à corréler avec des fractions du mot de synchronisation dans l'étape 3 suivante. Dans l'étape 3, le mot de synchronisation est divisé en 2 n q = 2 = 4 fractions ayant chacune une longueur de 4 bits et entre les- quelles subsiste un écart de phase A peut se faire en calculant 3 erreurs E dont on prend la valeur moyenne. A la fin de cette étape, l'écart de fréquence mesuré Af 3 est pris en compte pour corriger la phase du signal démodulé à corréler avec des fractions du mot de synchronisation dans l'étape 4 suivante. Dans l'étape 4 le mot de synchronisation est divisé en q = 2 moitiés ayant chacune une longueur de N = N bits et entre lesquelles subsiste l'écart de phase A? L'écart de fréquence maxi- m 4 max = &NT L'écart de fréquence Af 4 est mesuré en calculant l'erreur E à partir des deux moitiés du mot de synchro- nisation A la fin de cette étape 4 l'écart de fréquence mesuré peut être pris en compte pour corriger la phase du signal démodulé qui, dans une étape ultérieure ne faisant pas partie du processus de cor- rection de fréquence proprement dit, peut être corrélé avec la totali- té du mot de synchronisation, dans le but d'acquérir la synchronisa- tion de trame et éventuellement d'horloge d'échantillonnage, comme on l'expliquera par la suite. A l'issue de la dernière étape 4 du processus de cor- rection de fréquence proprement dit, la correction de fréquence de la porteuse locale à retenir est la somme des 4 écarts de fréquence mesu- rés soit Af 1 + Af 2 + Af 3 + Af 4 Cette correction de fréquence est uti- lisée effectivement pour la démodulation du signal reçu, lorsque la synchronisation de trame est acquise. On va maintenant décrire la constitution d'un disposi- tif mettant en oeuvre le procédé de l'invention à l'aide de la figure 1 et son fonctionnement dans le cas d'un processus à 4 étapes à l'ai- de de la figure 3. Selon la figure 1, le dispositif de correction de fré- quence comporte une mémoire 12 qui peut être connectée à la sortie des circuits 8 et 9 par l'intermédiaire des circuits portes 13 et 14 re- présentés sous forme de contacts Ces circuits portes sont commandés par un signal H' fourni par le circuit de séquencement 29 pour emmaga- siner dans la mémoire 12 chaque paire d'échantillons Sr et Si fournis par les circuits 8 et 9 Le circuit de séquencement 29 reçoit des im- pulsions de la base de temps 11 et fournit tous les autres signaux de commande nécessaires au fonctionnement du dispositif La mémoire 12 est dimensionnée pour emmagasiner des paires d'échantillons Sr et Si en nombre égal au nombre N de bits du mot de synchronisation Ces échantillons emmagasinés Sr' Si peuvent être analogiques ou numériques selon la technologie utilisée dans le dispositif Le diagramme 3 a sur la figure 3 représente deux impulsions consécutives du signal H' qui sont séparées par la période T de l'échantillonnage effectué dans les circuits 8 et 9 On suppose pour l'instant que cette période est la même que la période T de modulation. Tout le processus de correction de fréquence de la porteuse locale doit complètement s'effectuer pendant cette période T, après l'entrée de chaque nouvelle paire d'échantillons dans la mémoire 12 Pour cela la mémoire 12 reçoit un signal d'horloge de lecture ra- 15 ide h et ayant une fréquence suffisante pour que, pendant la pério- de T, il apparaisse aux deux sorties de la mémoire autant de séquences de N échantillons S et de N échantillons Si qu'il est nécessaire pour le déroulement complet du processus. Les signaux x et y apparaissant aux deux sorties de la mémoire 12 sont les composantes réelle et imaginaire d'un signal com- plexe z Ils sont appliqués à un dispositif de rotation de phase 15 dont le rôle est de faire tourner la phase de chaque échantillon dans chaque séquence de N échantillons du signal complexe z, d'un angle de phase p Vc O, correspondant à la correction de fréquence fvo formée par le dispositif de correction de fréquence à l'issue de chaque éta- pe Le dispositif 15 fournit les composantes réelle et imaginaire X et Y d'un signal complexe Z, en effectuant le calcul X= x cos C + y sin Ift' ( 9) Q = y cos Y K O x sin 'PVCD Les quantités sin e VCO et cos phase f VCO fournie par le générateur de phase 17 au rythme de l'horlo- ge rapide h Le générateur 17 élabore la phase '1 Co, à partir de la correction de fréquence f fournie par le générateur de correction de fréquence 18. Les échantillons des signaux X et Y sont appliqués aux circuits de calcul de corrélation 19 et 20 auxquels sont appliqués également des échantillons des composantes réelle et imaginaire X' et Y' du mot de synchronisation local Les N échantillons de chaque séquence de X' et Y' sont stockés dans la mémoire morte 21 et lus au rythme de l'horloge rapide h, chaque séquence étant reproduite autant de fois qu'il est nécessaire pour le déroulement complet du processus. Pour un système de transmission utilisant la modulation de phase et d'amplitude, les N échantillons X' et Y' reproduisent les états de phase OK et les états d'amplitude correspondant aux N bits du mot de synchronisation émis; pour une modulation de phase seulement (type PSK), les N échantillons X' et Y' sont simplement cos K et sin O K* Dans les circuits de calcul de corrélation 19 et 20 est effectuée une accumulation de produits des échantillons X, X' d'une part et Y, Y' d'autre part Le signal d'échantillonnage H mon- tré sur le diagramme 3 b commande la lecture, dans les circuits 19 et des résultats des corrélations partielles, tandis que le signal de remise à zéro RAZ montré sur le diagramme 3 c remet à zéro les résul- tats des corrélations partielles immédiatement après leur lecture par le signal Hi La période des signaux H 1 et RAZ 1 définit la longueur des fractions de mot de synchronisation utilisées pour le calcul des corrélations partielles Comme le montre la figure 3, cette période est différente selon que le processus se trouve dans les étapes 1, 2, 3 ou 4. Les circuits de calcul 19 et 2 Q fournissent respecti- vement les résultats de corrélation partielle C r(k) et Ci(k), k défi- nissant l'ordre de chaque corrélation partielle dans chaque étape Le diagramme 3 d montre que pendant l'étape 1 sont fournis 16 résultats Cr (k), Ci(k) numérotés de O à 15, pendant l'étape 2 sont fournis 8 ré- sultats numérotés de O à 7, pendant l'étape 3 sont fournis 4 résultats numérotés de O à 3 et pendant l'étape 4 sont fournis 2 résultats Cr(k) et Ci(k) numérotés O et 1. Les résultats successifs des corrélations partielles sont appliqués au circuit de calcul 22 qui, à-partir des paires de corrélations partielles consécutives Cr(k-l), C r(k) et Ci(k-l), Ci(k) engendrées au rythme de Hl, calcule des termes d'erreur E, suivant l'expression ( 5) ci-dessus. Chaque terme d'erreur E dépend de l'écart de phase A(P entre les deux fractions consécutives du mot de synchronisation uti- lisées pour fournir les corrélations partielles C r(k), Ci(k) et C r(k-l), Ci(k-l) Comme le montre le diagramme 3 e les termes d'erreur calculés correspondent à des écarts de phase ANJ pendant l'étape 1, A 41 pendant l'étape 2, Aà pendant l'étape 3 et enfin à un écart de phase A Lf pendant l'étape 4. Les termes d'erreur E successifs ainsi calculés pre- nant 15 valeurs E 1 au cours de l'étape 1, 7 valeurs E 2 au cours de l'étape 2, 3 valeurs E 3 au cours de l'étape 3 et une valeur au cours de l'étape 4 sont appliqués au circuit 23 dans lequel on en prend la moyenne à l'issue de chaque étape 1, 2, 3 et 4 Pour cela, comme le montre le diagramme 3 f, on procède dans le circuit 23 à une accumula- tion des erreurs E, avec une remise à zéro de l'accumulation par un signal RAZ 2 à la fin de chaque étape En effectuant ensuite la divi- sion des résultats de l'accumulation à la fin de chaque étape, par le nombre Nm des termes d'erreur accumulés, (avec Nm = 15, 7, 3 ou 1) on obtient la valeur moyenne de ces termes d'erreur qui est lue dans le circuit 23 pour le signal d'échantillonnage H 2 Les termes d'erreur moyens El E 2, E E 3 m = apparaissent respectivement à l'issue lm' 3 m E 4 m =E 4, des étapes 1, 2, 3 et 4. Les termes d'erreur moyens sont appliqués au circuit 24 pour être corrigés en niveau, de façon à obtenir des termes d'er- reur corrigés E* 1, E* 2, E* 3, E* 4 égaux pratiquement à sin AI'1, sin A successivement à l'issue des étapes 1, 2, 3 et 4. Pour cette correction de niveau, on peut avantageuse- ment accumuler les sommes des carrés des résultats des corrélations partielles fournis par les circuits 19 et 20, en remettant à zéro par le signal RAZ le résultat de l'accumulation à la fin de chaque étape. Les termes d'erreur corrigés en niveau s'obtiennent en divisant les termes d'erreur moyens calculés dans le circuit 23 par les résultats d'accumulation formés comme on vient de l'expliquer dans le circuit 24 Les erreurs corrigées sont lues dans le circuit 24 par le signal d'échantillonnage H 2. Les erreurs corrigées E* sont appliquées au circuit 25 dont le rôle est de déterminer l'écart de fréquence mesuré à l'issue de chaque étape Pour cela, ce circuit comporte d'abord des moyens pour déterminer les écarts de phase A Pf en fonction des erreurs cor- rigées E* On peut utiliser pour cela une mémoire morte dans laquelle sont stockées les quantités A? = arc sin E*, la lecture de cette mé- moire étant réalisée par des adresses constituées par les termes E*. On peut obtenir également les écarts de phase par calcul, en utili- sant des approximations simples de la fonction A = arc sin E* A par- tir des écarts de phase Af, A'2, AV 3, A? déterminés pour chaque éta- pe, le circuit 25 détermine les écarts de fréquence correspondants Al, Af 2 ' Af 3, Af 4 en utilisant la relation ( 8) ci-dessus Pour l'ap- plication de cette formule, le nombre de bits b à prendre en considé- _R N N n ration pour les étapes 1, 2, 3 et 4, est respectivement 16,, n, n' n étant le nombre de bits total du mot de synchronisation Le diagram- me 3 h montre les intervalles de temps suivant les étapes 1, 2, 3 et 4, pendant lesquels sont acquis les écarts de fréquence Af 11, Af 2, Af 3, Af 4. Ces écarts de fréquences mesurés sont appliques au circuit 18 dans lequel ils sont accumulés au cours de chaque période T, le résultat de l'accumulation étant remis à zéro par un signal de re- mise à zéro RAZ 3 à l'issue de chaque période T A l'issue de chaque étape le résultat de l'accumulation est lu à l'aide du signal d'échan- tillonnage H 3 Le circuit 18 joue ainsi le rôle d'un générateur four- nissant une fréquence f VCO égale à la correction de fréquence de la porteuse locale à utiliser dans chaque étape du processus Comme le montre le diagramme 3 i cette fréquence fco est successivement: J Co f VCO au début d'une période T, pendant l'étape 1 = Af à l'issue de l'étape 1, pendant l'étape 2 = Af 1 + Af 2 à l'issue de l'étape 2, pendant l'étape 3 = Af 1 + Af 2 + M 3 à l'issue de l'étape 3, pendant l'étape 4 = Af 1 + Af 2 + Af 3 + Af 4 à l'issue de l'étape 4 jusqu'à la fin de la période T. La fréquence f VCO fournie par le circuit 18 est appli- quée au circuit 17 qui fournit, au rythme de l'horloge rapide h (ser- vant à la lecture des échantillons x et y dans la mémoire 12), la ro- tation de phase PVCO à appliquer aux échantillons complexes de compo- "C O santes x et y En correspondance avec les fréquences f VCO indiquées ci-dessus et sur lediagramme 3 i, cette rotation de phase est nulle pendant l'étape 1, puis après chacune des étapes 1, 2, 3 et 4 croit à partir de zéro proportionnellement à Afl, Af 1 + Af 2, Afl + Af 2 + Af 3, Af 1 + Af 2 + A 3 + Af Af 4 Le signal RAZ 4 appliqué au circuit 17 permet la remise à zéro convenable de VCO. Les figures 4 à 7 représentent des modes de réali- sation possibles pour les principaux circuits représentés sur la fi- gure 1 Les circuits et les signaux ayant les mêmes fonctions portent les mêmes références sur ces figures. La figure 4 montre un mode de réalisation du disposi- tif de rotation de phase 15 et des circuits de calcul de corrélation 19 et 20 Le dispositif 15 comporte les circuits multiplicateurs 30 à 33 et les circuits de combinaison 34 et 35 agencés entre eux pour calculer les signaux X et Y à partir des signaux x et y et des quan- tités cos Vf et sin Co, selon les formules ( 9) indiquées ci-dessus. Les circuits de calcul de corrélation 19 et 20 sont identiques et fonctionnent de la même manière Le circuit 19, par exemple, comporte un circuit multiplicateur 36 qui forme le produit des échantillons X fournis par le circuit 15 et des échantillons X' provenant de la mé- moire morte 21 Ces produits sont accumulés dans l'accumulateur formé par le circuit additionneur 37 et la mémoire 38, le résultat de l'ac- cumulation apparaissant dans la mémoire tampon 39 connectée à la sor- tie de l'accumulateur L'accumulation s'effectue au rythme de l'hor- loge h avec lequel apparaissent les échantillons X et X' L'accumula- teur est remis à zéro par le signal de remise à zéro RAZ,, juste après que le résultat de l'accumulation ait été échantillonné dans la mémoi- re 39 par le signal d'échantillonnage Hi Le résultat des corrélations partielles Cr(k) apparalt à la sortie de la mémoire 39. La figure 5 montre un mode de réalisation du circuit de calcul 22 de l'erreur E et du circuit de calcul 23 de l'erreur moyenne Em Le circuit 22 reçoit les résultats des corrélations par- tielles Cr(k) et Ci(k) Il comporte les mémoires 40 et 41 qui emmaga- sinent les résultats précédents Cr(k-l) et Ci(k-l) et qui, sous la commande du signal d'échantillonnage H 1 I, restituent les résultats de corrélations Cr (k-l) et Ci(k-l) en même temps qu'apparaissent les ré- sultats de corrélations C r(k) et Ci(k) Tous ces résultats de corré- lations sont traités à l'aide des circuits multiplicateurs 42, 43 et du circuit de combinaison 44, agencés de façon à calculer le signal d'erreur E selon la formule ( 5) indiquée ci-dessus. Le circuit de calcul de moyenne 23 comporte d'abord un accumulateur qui est formé du circuit additionneur 45 et de la mémoire 46, qui accumule les termes d'erreur E appliqués à son entrée sous la commande du signal d'échantillonnage Hi L'accumulateur est remis à zéro par le signal RAZ 2 à la fin de chaque étape Le résultat de l'accumulation, juste avant la remise à zéro de l'accumulateur est multiplié dans le circuit multiplicateur 47 par la quantité W 1 N étant le nombre de termes d'erreur accumulés dans chaque étape Le résultat de la multiplication est fourni à la mémoire 48 qui est lue par le signal d'échantillonnage de l'erreur moyenne H 2, de telle fa- çon que les termes d'erreur moyenne de chaque étape apparaissent jus- te après la fin de chaque étape. La figure 6 représente des modes de réalisation des circuits 24 et 25 Le circuit 24 qui a pour rôle de corriger l'erreur moyenne Em à partir des résultats de corrélations partielles C r(k) et Ci(k) comporte les circuits d'élévation au carré 50 et 51 et le cir- cuit additionneur 52 agencés pour fournir la quantité l(Cr(k)l 2 + lCi(k) 12 Les quantités lCr(k)2 + C (k)l sont accumulées dans l'accumulateur formé par le circuit additionneur 53 et la mémoire 54 L'accumulation est effectuée au rythme du signal d'échantillonnage des corrélations partielles H 1; à la fin de chaque étape, la mémoire 54 est remise à zéro par le signal de commande RAZ 2 La sortie de l'ac- cumulateur est connectée au circuit 55 qui forme la valeur inverse du contenu de l'accumulateur; cette valeur inverse constitue le facteur de correction C à appliquer au terme d'erreur moyenne E Le facteur m m Cm est fourni à la mémoire tampon 56, d'o il en est extrait par le signal de commande H 2 pour être appliqué au circuit multiplicateur 57 qui reçoit également l'erreur moyenne Em lue dans la mémoire 48 par le môme signal de commande H 2 Le circuit 57 fourni ainsi le terme d'erreur corrigée E*. Le circuit 25 qui a pour rôle de fournir l'écart de fréquence calculé à l'issue de chaque étape, comporte par exemple une mémoire morte 58 dans laquelle sont lus les écarts de phase 6 sont obtenues conformément à la formule ( 8) au moyen du circuit mul- tiplicateur 59 qui, à partir des écarts de phase '-fet de l'inverse du nombre de bits b des fractions du mot de synchronisation, forme les produits àf 4 = w T Puisque les quantités Aw T sont proportionnelles aux écarts de fréquence Lf, il n'est pas nécessaire de calculer ces derniers. La figure 7 montre des modes de réalisation des cir- cuits 18 et 17 Le circuit 18 comporte un accumulateur qui est cons- titué par le circuit additionneur 60 et la mémoire 61 et qui accumu- le sous la commande du signal d'échantillonnage H 3 les quantités AT formées à l'issue des étapes du processus La mémoire 61 est remise à zéro par le signal RAZ 3 au début de chaque période T La sortie de l'accumulateur du circuit 18 produit ainsi la quantité ÙcûT propor- tionnelle à la correction de fréquence f VC. Le circuit 17 comporte un accumulateur qui est cons- titué par le circuit additionneur 62 et la mémoire 63 et qui accumu- le les quantités w Vc OT au rythme de l'horloge rapide h La mémoire 63 est remise à zéro par le signal RAZ 4 au début de chaque étape Comme l'horloge h fournit également le rythme de lecture des échantillons x et y dans la mémoire 12, la sortie de l'accumulateur simule la rota- tion de phase ?VCO à appliquer aux échantillons complexes de composan- tes x et y pour compenser l'écart de fréquence de la porteuse locale par rapport à la porteuse reçue. Selon une variante de l'invention que l'on va mainte- nant décrire, on peut utiliser au cours de chaque période d'échantil- lonnage T, un processus plus rapide en temps d'exécution que celui qui est illustré par le schéma de la figure 1 Selon cette variante appli- quée par exemple au processus à 4 étapes décrit jusqu'à présent, les corrélations partielles pour les étapes 2, 3, 4 sont déterminées à partir des corrélations partielles calculées durant la première étape, qui restent formées à partir des N paires d'échantillons x et y lus dans la mémoire 12 et des N paires d'échantillons X' et Y' lus dans la mémoire 21 On évite alors de relire dans chaque étape 2, 3, 4, ces N paires d'échantillons dans les mémoires 12 et 21. La méthode utilisée pour obtenir les corrélations partielles pour les étapes 2, 3, 4 consiste à ajouter deux à deux les corrélations partielles calculées respectivement lors des étapes pré- cédentes 1, 2, 3 Mais avant de faire cette addition, il faut au préa- lable effectuer la correction de phase des corrélations partielles calculées lors des phases précédentes, en utilisant l'écart de fréquen- ce qui vient d'être estimé. Le schéma de la figure 8 montre comment cette va- riante du procédé de l'invention peut être mise en oeuvre Sur ce schéma, les éléments ayant les mêmes fonctions que sur la figure 1 sont munis des mêmes références Sur le schéma de la figure 8, on a repré- senté la mémoire 12 qui, comme on l'a expliqué, reçoit à chaque pério- de T une paire d'échantillons Sr, Si via les portes 13 et 14, et qui a une capacité de N paires d'échantillons Les échantillons x, y lus dans la mémoire 12 au rythme de l'horloge rapide h sont appliqués di- rectement aux circuits de calcul de corrélation 19 et 20, en même temps que les N paires d'échantillons X', Y' du mot de synchronisation local, qui sont lus également au rythme de l'horloge h On peut utili- ser pour le calcul des corrélations partielles dans les circuits 19 et 20,les signaux de commande H 1 et RAZ 1 identiques à ceux utilisés sur le schéma de la figure 1 Mais en fait, dans la suite du schéma on n'utilise parmi les corrélations partielles élaborées par les cir- * cuits 19 et 20 que celles élaborées au cours de l'étape 1 A cet ef- fet, la sortie des circuits 19 et 20 est connectée au circuit 22 de calcul de l'erreur E, seulement pendant l'étape 1, grâce aux circuits commutateurs 70 et 71 établis dans la position convenable par le si- gnal de commande H 4 La sortie des circuits 19 et 20 est également connectée aux entrées de la mémoire 72, par l'intermédiaire du circuit commutateur 73 commandé par le signal de commande H 4, de façon que la mémoire 72 emmagasine les corrélations partielles élaborées pendant l'étape 1. Les corrélations partielles élaborées au cours de l'étape 1 servent à calculer, comme on l'a expliqué pour la variante de la figure 1, les erreurs E 1 dans le circuit 22, puis l'erreur moyen- ne Elm dans le circuit 23 Les 16 corrélations partielles calculées pendant l'étape 1 et stockées dans la mémoire 72, y sont lues par le signal de commande H 5 au cours de l'étape 2 Elles sont utilisées dans le circuit de correction 24 ayant la même fonction que celui de la figure 1, pour corriger l'erreur moyenne Elm qui apparaît également pendant l'étape 2 L'erreur corrigée E* 1 est appliquée au circuit 58 qui détermine l'écart de phase A'P, correspondant aux corrélations par- tielles élaborées pendant l'étape 1, en utilisant la relation A = arc sin E* 1 Les 16 paires de corrélations partielles de l'étape 1, lues dans la mémoire 72 sont appliquées également au circuit de rotation de phase 74 pour être corrigées par la phase VC En ap- pelant cx et c les paires de corrélations partielles entrant dans le circuit de rotation de phase 74, ce dernier fournit des trains de corrélations partielles eorrigées en phase C et C en effectuant les x y calculs: Cx= C cos me du signal de commande H 5, les écarts de phase A'P fournis par le cir- cuit 58 et qui est remis à zéro par le signal RAZ 4 à la fin de chaque étape De cette manière les 16 paires de corrélations partielles ap- pliquées au cours de l'étape 2 au circuit de rotation de phase 74, y sont corrigées en phase par la phase f'col constituée par l'accumula- tion de l'écart de phase Af 1. Chaque paire des 16 corrélations partielles corrigées par la phase 'v C 01 o est appliquée aux circuits additionneurs 78, 79 pour y être ajoutée à la paire de corrélations partielles précédente extr ites desmémoires 80 et 81 à l'aide du signal de commande H 5 Les sommes fournies à la sortie des circuits 78 et 79 sont écrites dans la mémoire 82 par le signal de commande H 6 qui a un rythme moitié du si- gnal de commande H 5, de sorte que cette mémoire 82 emmagasine les 8 paires de corrélations partielles élaborées pendant l'étape 2, à par- tir des 16 paires de corrélations partielles de l'étape 1. Ces 8 paires de corrélations partielles de l'étape 2 sont lues dans la mémoire 82 au rythme du signal de commande H 6 et sont appliquées d'une part, via les circuits commutateurs 70 et 71 au circuit 22 qui calcule les 8 erreurs E 2 de l'étape 2 et d'autre part, via le circuit commutateur' 73, à la mémoire 72 pour y être em- magasinées jusqu'à leur prochaine lecture par le signal de commande H 5 au cours de l'étape 3. Au cours de l'étape 3, se reproduit le processus déjà décrit pour l'étape 2: calcul de l'erreur moyenne E 2 m, de l'erreur corrigée E* 2, de l'écart de phase Ai'2, de la phase t VCO 2 quisert à corriger en phase les 8 corrélations partielles lues dans la mémoi- re 72, et enfin calcul des sommes deux à deux des corrélations par- tielles corrigées; quatre de ces sommes sont écrites dans la mémoi- re 82 et sont utilisées de la même manière. Au cours de l'étape 4, est aussi déterminé l'écart de phase A Mf et la phase 'vc 03 servant à corriger en phase les 4 3 VC 03 corrélations partielles lues dans la mémoire 72 Finalement lors de cette étape 4 sont écrites dans la mémoire 82 deux paires de corréla- tions partielles corrigées en phase. Ces deux paires de corrélations partielles permettent de déterminer, à l'issue de l'étape 4, l'écart de phase A? 4 Cet écart de phase A? 4 peut être utilisé pour calculer la phase c'VC 04 servant à corriger en phase les deux corrélations partielles lues dans la mémoire 72 et former dans la mémoire 82 une corrélation complète, corrigée en phase, entre le mot de synchronisation local et le signal reçu démodulé Comme on l'a déjà indiqué, cette corrélation complète peut être utilisée pour la synchronisation d'horloge d'échantillonna- ge et la synchronisation de trame. On peut remarquer que dans le dispositif de la figure 8, les phases 'VC Ol 'VC 2 f 'VC 03 ' VC 04 servant à corriger en 8, ls phses VC Ol, ' VCO 2 ' VC 03 ' JO phase les corrélations partielles de chaque étape 1, 2, 3 et 4 sont obtenues directement à partir des écarts de phase calculés A'i, AT 2, A 13, A'4, alors que dans le dispositif de la figure 1, les phases servant à corriger les échantillons lus dans la mémoire 12 sont obte- nues à partir des écarts de fréquence cumulés, soient Afl, Af I + Af 2, Af I + Af 2 + Af 3, Af 1 + Af 2 + Af 3 + Af 4 Comme dans les deux disposi- tifs, on a toutefois besoin de l'écart de fréquence cumulé total, Af I + Af 2 + Af 3 + Af 4, qui constitue la fréquence f VCO servant à cor- riger la porteuse locale à l'issue du processus, le dispositif de la figure 8 doit être muni-de moyens pour élaborer cette fréquence f V Co- Pour cela, les écarts de phase AT fournis par le circuit 58 sont trai- tés comme on l'a expliqué à l'aide des figures 6 et 7 Les écarts de phase Ag = b & T sont appliqués au circuit multiplicateur 59 pour y être multipliés par l Les quantités Aw T proportionnelles aux écarts de fréquence Af, sont accumulées dans le circuit 18 qui fournit à l'issue de l'étape 4 la grandeur w VCOT proportionnelle à la correc- tion de fréquence f VCO' On va maintenant décrire l'application du disposi- tif de recherche de fréquence de l'invention, à la recherche de la synchronisation de trame et de l'horloge d'échantillonnage Pour cette application, on calcule, après la fin du processus de correction de fréquence, la corrélation complète entre les N échantillons du mot de synchronisation local et les N derniers échantillons du signal re- çus, cette corrélation complète pouvant être obtenue, comme on l'a expliqué, aussi bien dans la forme de réalisation de la figure 1 que dans la forme de réalisation de la figure 8. Le principe sur lequel est basée la recherche de la synchronisation de trame va être expliqué à l'aide des diagrammes 9 a et 9 b de la figure 9 Sur le diagramme 9 a on a représenté en fonction du temps la fonction de corrélation C complète, déterminée de façon continue, en supposant que la synchronisation d'horloge est acquise. Dans ce cas, la fonction de corrélation C présente un pic, à l'un des instants de l'horloge d'échantillonnage de période T, indiqués par les graduations de l'axe des temps La fonction C a la valeur 1 à l'ins- tant t de ce pic et la valeur 1, si par exemple le mot de synchro- nisation est une séquence dite de longueur maximale L'instant t du pic indique l'instant o les N précédents échantillons du signal reçu constituent le mot de synchronisation émis Pour obtenir à peu près l'instant to du pic de corrélation et acquérir ainsi la synchronisa- tion de trame, il suffit de comparer la fonction de corrélation à un seuil Se Le diagramme 9 b représente la corrélation complète Ce déter- minée à partir des signaux échantillonnés avec la période T de l'hor- loge d'échantillonnage, comme cela se produit effectivement dans le dispositif de l'invention Comme on suppose sur le diagramme 9 b que la synchronisation de l'horloge est acquise, on obtient rigoureuse- ment l'instant t du pic de corrélation en comparant à un seuil Se la corrélation Ce obtenue à partir de signaux échantillonnés. Lorsque la synchronisation de l'horloge bit n'est pas acquise, on peut l'acquérir en même temps que la synchronisation de trame, à condition de suréchantillonner le signal reçu avec une fré- quence multiple de la fréquence de modulation T* Si cette fréquence multiple es l 3 pe est le dispositif de correction de fréquence peut être identique, mais travailler en répartition dans le temps sur j signaux échantillonnés avec la période T et entrelacés pour aboutir à la fin du processus de correction de fréquence à j valeurs de correction de fréquence f VC et enfin à j corrélations complètes correspondant respectivement auxdits j signaux entrelacés Le diagramme 9 c montre la corrélation Ces qui est l'image de la fonction de corrélation C du diagramme 9 a et qui est obtenue avec une fréquence d'échantillonnage 4 En comparant la corrélation Ces à un seuil Se on obtient la syn- chronisation de trame, tandis qu'en détectant l'emplacement, à l'in- térieur de la période T, de l'échantillon qui conduit à la corréla- tion maximale, on obtient la synchronisation de l'horloge d'échantil- lonnage En même temps, on sélectionne parmi les j corrections de fré- quence f V Co disponibles, celle qui correspond à l'horloge d'échantil- lonnage obtenue et qui sera utilisée lors de la transmission de don- nées suivant la période de synchronisation. Les processus de recherche de synchronisation d'horlo- ge d'échantillonnage et de trame que l'on vient d'expliquer peuvent être mis en oeuvre en utilisant les moyens de calcul de corrélation des dispositifs des figures 1 et 8 Les composantes réelles et imagi- naires Ci et Cr des corrélations complètes que l'on peut obtenir après le processus de recherche de fréquence sont par exemple appliquées à des circuits les élevant au carré, les quantités au carré obtenues sont appliquées à un circuit additionneur qui forme une somme qui est comparée à un seuil, l'instant de dépassement de ce seuil fournissant la synchronisation de trame et la synchronisation d'horloge d'échan- tillonnage. Une fois que les synchronisations de porteuse, d'hor- loge d'échantillonnage et de trame ont été acquises, en utilisant le dispositif de l'invention, ce dernier n'est plus utile et le récepteur est mis dans une configuration montrée sur la figure 10 et lui permet- tant de restituer les données Sur cette figure, on trouve une partie des éléments de la figure 1, munis des mêmes références Le générateur de l'horloge bit a été établi sur sa configuration lui permettant * 1- de fournir la fréquence T avec la phase trouvée à l'issue de la pério- de de synchronisation Les échantillons Sr 5 i fournis par les conver- tisseurs analogique-numérique 8 et 9, à cette fréquence T' sont appli- qués directement à un dispositif de rotation de phase qui peut être le même que celui utilisé dans le dispositif de correction de fréquence de l'invention Dans le dispositif 15 de rotation de phase, les échan- tillons de composantes Sr, Si sont corrigés en phase, en utilisant des composantes sin g VCO et cos l VCO lues dans la mémoire 16 à l'aide de la phase VCO et élaborées dans le générateur de phase 85 Le dis- positif 15 de rotation de phase fournit des échantillons er, ei résul- tant d'un calcul analogue à celui indiqué par les formules ( 9) La phase vco', différente de la phase VCO ou 'VCO, doit correspondre à la phase que présenterait, à des instants multiples de T à partir de l'instant initial to, un oscillateur ayant la fréquence f VCO = Af 1 + Af 2 + Af 3 + Af 4 trouvée à l'issue de la période de synchronisa- o 10 tion Cette phase VCO est obtenue à l'aide d'un accumulateur, consti- tué par le circuit additionneur 86 et la mémoire 87 Dans la mémoire 87 la fréquence f VCO (ou une quantité proportionnelle) emmagasinée dans la mémoire 88, est accumulée avec la fréquence d'accumulation T' à partir de l'instant initial t déterminé par le signal RAZO Les échantillons corrigés er, ei fournis par le circuit de rotation de phase 15 sont appliqués au circuit de décision 89 qui restitue les données D Pendant la transmission des données, la fréquence f Vco pour- rait en outre âtre commandée à l'aide d'une boucle d'asservissement permettant le maintien de la synchronisation de la porteuse et n'ayant aucun lien avec le dispositif de l'invention qui n'est utilisé que pour l'acquisition de cette synchronisation. Dans tout ce qui précède on a décrit la mise en oeuvre du procédé de l'invention comme si elle était réalisée à l'aide de circuits câblés Mais il est clair que cette mise en oeuvre sous ses différentes formes peut être aussi bien réalisée à l'aide d'un micro- processeur associé à des mémoires et commandé par un programme pour exécuter toutes les fonctions requises Ces dernières ont été suffisam- ment expliquées pour que l'6 laboration d'un tel programme soit à la portée de n'importe quel spécialiste de logiciel. REVENDICATIONS i Procédé de correction de fréquence destiné à corriger la fréquence de la porteuse locale dans le récepteur d'un système de transmission de données dans lequel les données sont transmises par a modulation d'une porteuse et un mot de synchronisation du récepteur est transmis avant les données, ce récepteur comportant des moyens pour démoduler le signal reçu à l'aide de signaux en phase et en qua- drature avec une porteuse locale, des moyens pour échantillonner les signaux démodulés en phase et en quadrature avec une fréquence d'échantillonnage égale au rythme de modulation, chaque nouvelle paire d'échantillons en phase et en quadrature ainsi formés entrant dans une mémoire pour signal reçu, le récepteur comportant enfin une mémoire pour mot de synchronisation contenant les échantillons en phase et en quadrature d'un mot de synchronisation local identique au mot de syn- chronisation émis, ce procédé étant caractérisé en ce que>pendant cha- que période d'échantillonnage> il est effectué au moins une fois la lecture en synchronisme des N paires d'échantillons contenus dans la mémoire pour mot de synchronisation et des N dernières paires d'échan- tillons entrés dans la mémoire pour signal reçu, afin de déterminer en P étapes (P > 1) la grandeur de la correction de fréquence à appor- ter à la porteuse locale: pendant chaque étape, il est calculé à partir desdits échantillons lus, au moins une paire de corrélations partielles en phase C (k-l), Cr (k) et au moins une paire de corrélations partielles en quadrature Ci(k-l), Ci(k), les corrélations partielles d'ordre (k-l) et (k) dans chaque étape utilisant deux fractions consécutives de même lon- gueur du mot de synchronisation local, les corrélations partielles de l'étape d'ordre p > 1 utilisant des fractions du mot de synchro- nisation de longueur supérieure à celle des fractions utilisées pen- dant l'étape précédente d'ordre N 1, les corrélations partielles de l'étape d'ordre p étant calculées en prenant en compte la correc- tion de fréquence calculée à l'issue de l'étape précédente d'ordre p 1; pendant chaque étape, il est calculé au moins une quantité E = Cr(k-l) Ci(k) Ci(k-l) Cr(k) qui est corrigée en fonction du niveau du signal reçu de façon à fournir une quantité corrigée E* qui est rsin 2 une fonction déterminée E* = sin A 2 del'écart de phase A? produit par l'écart de fréquence Af entre la porteuse locale et la porteuse reçue, pendant un intervalle de temps corres- pondant au nombre de bits b formant la longueur desdites fractions du mot de synchronisation; à l'issue de chaque étape d'ordre p > 1, il est calculé à partir d'au moins une quantité corrigée E* formée au cours de l'étape et de la longueur commune des fractions du mot de synchronisation uti- lisée au cours de l'étape, l'écart de fréquence Afp, puis la somme i Af qui constitue une estimation de la grandeur de la correc- tion de fréquence, cette estimation à l'issue de l'étape d'ordre P étant la valeur finale à retenir pour la grandeur de la correction de fréquence à apporter à la porteuse locale. 2 Procédé de correction de fréquence selon la revendica- tion 1, comportant au moins une étape pendant laquelle sont calculées plusieurs paires de corrélations partielles en phase et plusieurs pai- res de corrélations partielles en quadrature servant à calculer plu- sieurs quantités E, caractérisé en ce que à l'issue de cette étape il est calculé la valeur moyenne desdites quantités E, cette valeur moyen- ne étant corrigée en fonction du niveau du signal reçu pour former la- dite valeur corrigée E* qui sert à calculer l'écart de fréquence Afp à l'issue de chaque étape p. 3 Procédé de correction de fréquence selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que chaque quantité E calcu- lée au cours d'une étape (ou la valeur moyenne des quantités E caleu- lées au cours de l'étape) est corrigée en divisant ladite quantité E (ou ladite valeur moyenne) par un terme égal à la somme des carrés de la corrélation partielle en phase et de la corrélation partielle en quadrature ayant servi à calculer ladite quantité E (ou par un terme égal à la somme des carrés des corrélations partielles en phase et des corrélations partielles en quadrature ayant servi à calculer la- dite valeur moyenne), de sorte que la quantité corrigée E* devient la fonction E* = sin C-f de l'écart de phase A Lf cette quantité E* servant à déterminer l'écart de fréquence Af à l'issue de chaque étape p. p 4 Procédé de correction de fréquence selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la longueur des fractions du mot de synchronisation utilisées pendant l'étape d'ordre P est la moitié de la longueur du mot de synchronisation, la longueur des fractions du mot de synchronisation utilisées pendant une étape d'ordre p ( 1 l'étape d'ordre p 1 et la longueur des fractions du mot de synchro- nisation utilisées pendant l'étape 1 est déterminée par la correction maximale de fréquence prévue. Procédé de correction de fréquence selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que, pendant chaque période d'échantillonnage, il est effectué P fois la lecture en synchronisme des N paires d'échantillons contenues dans chacune desdites mémoires, chaque lecture engendrant une étape pour la détermination de la gran- deur de la correction de fréquence, la prise en compte de la correc- tion de fréquence déterminée à l'issue de l'étape p 1 pour le cal- cul des corrélations partielles de l'étape p étant obtenue en affec- tant les paires d'échantillons lus pour l'étape p dans la mémoire pour signal reçu, d'une correction de phase correspondant à la gran- P 1 deur de la correction de fréquence > fi déterminée à l'issue de l'étape p 1, cette correction de phase étant nulle pour les paires d'échantillons lus pour l'étape 1. 6 Procédé dé correction de fréquence selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que, pendant chaque période d'échantillonnage, il est effectué une fois la lecture en synchronis- me des N paires d'échantillons contenus dans chacune desdites mémoi- res, cette lecture engendrant l'étape 1 pour la détermination de la grandeur de la correction de fréquence, les corrélations partielles de l'étape 1 étant calculées directement à partir desdits échantillons lus, chacune des corrélations partielles d'une étape p > 1 étant cal- culée en formant la somme de deux corrélations partielles d'ordre (k-l) et (k) calculées au cours de l'étape précédente p 1 et affec- tées d'une correction de phase correspondant à l'écart de fréquence Afl déterminé à l'issue de l'étape p 1. 7 Récepteur d'un système de transmission de données utilisant le procédé de correction de fréquence selon la revendica- tion 5, caractérisé en ce qu'il comporte: des moyens d'horloge de lecture h commandés pour effectuer P fois la lecture en synchronisme des N paires d'échantillons en phase x et en quadrature y stockés dans la mémoire pour signal reçu et des n paires d'échantillons en phase X' et en quadrature Y' stockés dans la mémoire pour mot de synchronisation; des moyens de calcul pour former à partir de chaque paire d'échan- tillons x, y, les échantillons XI Y tels que X = x cos 1 P + Y sin w y = y cos ql VC O x sin YVCO étant un terme de ladite correction de phase correspondant à "co ladite paire d'échantillons x, y; des moyens de calcul pour former à partir des échantillons X, X' et Y, Y' une (ou plusieurs) paire(s) de corrélations partielles en pha- se et une (ou plusieurs) paire(s) de corrélations partielles en qua- drature; des moyens de calcul pour former à partir desdites corrélations par- tielles une quantité E ou la valeur moyenne de plusieurs quantités E; des moyens de calcul pour former une quantité E* égale à la valeur corrigée de la quantité E ou de la valeur moyenne de plusieurs quan- tités E; des moyens pour déterminer un terme d'écart de phase A sant, selon la correction effectuée, au moins l'une des relations: FA(w-2 s sin 2 E*i = sin Lf bsin AT > E* = sin AI ou une approximation de ces relations; des moyens pour diviser l'écart de phase A'? par un terme indiquant la longueur des fractions de mot de synchronisation utilisées pen- dant l'étape considérée et obtenir ainsi un terme d'écart de fré- quence Af; des moyens pour accumuler les termes d'écart de fréquence Af avec une remise à zéro du contenu de l'accumulateur au début de chaque période d'échantillonnage, de façon à obtenir à l'issue de chaque étape p un terme de correction de fréquence fvco I, et à l'issue de la dernière étape P, la correction de fréquence finale des moyens enfin pour accumuler les termes de correction de fréquen- ce f Ko avec un rythme d'accumulation égal au rythme de ladite hor- loge de lecture h et avec une remise à zéro du contenu de l'accumu- lateur au début de chaque étape p, de façon à obtenir au rythme de l'horloge de lecture h les termes de correction de phase IVC O 8 Récepteur d'un système de transmission de données uti- lisant le procédé de correction de fréquence selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte: des moyens d'horloge de lecture h commandés pour effectuer une fois la lecture en synchronisme des N paires d'échantillons en phase x et en quadrature y stockés dans la mémoire pour signal reçu et des n paires d'échantillons en phase X' et en quadrature Y' stockés dans la mémoire pour mot de synchronisation; des moyens de calcul pour former au cours de l'étape 1, à partir desdits échantillons lus x, X' et y, Y', une (ou plusieurs) paire(s) de corrélations partielles en phase et une (ou plusieurs) paire(s) de corrélations partielles en quadrature; des premiers moyens de commutation pour diriger vers des moyens de calcul formant une quantité E ou la valeur moyenne de plusieurs quan- tités E, soit les corrélations partielles en phase et en quadrature formées au cours de l'étape 1, soit lesdites corrélations partielles formées au cours d'une étape p > 1; des deuxièmes moyens de commutation pour diriger vers une mémoire pour corrélations partielles, soit les corrélations partielles en phase et en quadrature formées au cours de l'étape 1, soit lesdites corrélations partielles formées au cours de chaque étape p > 1; des moyens pour former les corrélations partielles au cours de cha- que étape p > 1 et comprenant: a des moyens d'horloge de lecture H 5 pour lire les corrélations partielles en phase c% et en quadrature c y stockées dans ladite mémoire pour corrélations partielles, au rythme auquel elles sont entrées dans ladite mémoire; b des moyens de calcul pour former à partir de chaque paire de corrélations partielles c cy, les corrélations partielles C, C telles que: Cx = Cx Cos I VC O y VC O c = C y cos If VCO Cx sin VCO IVC O étant un terme de correction de phase correspondant à la- dite paire de corrélations partielles x, cy; c des moyens pour former, avec un rythme H 6 moitié de ladite hor- loge H 5, les sommes de paires de corrélations partielles consé- cutives Cx et les sommes de paires de corrélations partielles consécutives C y, lesdites sommes constituant les corrélations partielles à utiliser au cours de l'étape suivante p + 1, qui sont dirigées, via les deuxièmes moyens de commutation, vers ladite mémoire pour corrélations partielles et, via les premiers moyens de commutation, vers lesdits moyens de calcul formant une quantité E ou la valeur moyenne de plusieurs quantités E; des moyens de calcul pour former une quantité E* égale à la valeur corrigée de la quantité E ou de la valeur moyenne de plusieurs quan- tités E; des moyens pour déterminer un terme d'écart de phase A? en utilisant, selon la correction effectuée, au moins l'une des relations: i sin A o E* = sin Et b S a E* = sin ff P ou une approximation de ces relations; des moyens pour accumuler les termes d'écart de phase A'favec un rythme d'accumulation égal au rythme de l'horloge de lecture H 5 des corrélations partielles dans ladite mémoire pour corrélations par- tielles et avec une remise à zéro de l'accumulateur au début des étapes p >, 1 de façon à obtenir à la sortie de l'acqumulateur, au rythme de ladite horloge H les termes de correction de phase t'V Cb; C des moyens pour diviser les termes d'écart de phase A? par un terme indiquant la longueur des fractions de mot de synchronisation utili- sées pendant l'étape consitérée et obtenir ainsi un terme d'écart de fréquence Af; des moyens enfin pour accumuler les termes d'écart de fréquence Af avec une remise à zéro du contenu de l'accumulateur au début de cha- que période d'échantillonnage, de façon à obtenir à l'issue de la dernière étape P la correction de fréquence à apporter à la por- teuse locale. 9 Récepteur d'un système de transmission de données se- lon l'une des revendications 7 ou 8, caractérisé en ce que les moyens prévus dans le récepteur pour former les corrélations partielles jus- qu'à la dernière étape P sont commandés en outre, en prenant en comp- te la correction de fréquence finale calculée à l'issue de l'étape P, pour former les corrélations complètes en phase et en quadrature por- tant sur la longueur totale du mot de synchronisation, des moyens étant prévus de plus pour former la somme des carrés desdites corréla- tions complètes en phase et en quadrature et pour comparer cette somme à un seuil, le dépassement de ce seuil indiquant en même temps l'ac- quisition de la synchronisation de trame et la correction de fréquence à apporter à la porteuse locale pour la transmission de données suivant cette acquisition de synchronisation de trame. Récepteur d'un système de transmission de données se- lon la revendication 9, et dans lequel le signal reçu démodulé est échantillonné avec une fréquence d'échantillonnage T multiple du ryth- me de modulation Tg de façon à former j signaux échantillonnés avec la période T et entrelacés, caractérisé en ce que les moyens prévus dans le récepteur pour former la grandeur de la correction de fréquen- ce, puis la somme des carrés des corrélations complètes en phase et en quadrature sont utilisés en répartition dans le temps pour chacun desdits j signaux entrelacés, les j sommes de carrés des corrélations ainsi formées au cours d'une période de modulation étant comparées à un seuil, le dépassement de ce seuil indiquant en même temps l'acqui- sition de la synchronisation de trame, la correction de fréquence à apporter à la porteuse locale et la position optimale des instants d'échantillonnage à utiliser pour la transmission des données suivant l'acquisition de la synchronisation de trame. 11 Récepteur selon l'une des revendications 7 à 10, ca- ractérisé en ce que pour mettre en oeuvre la correction de-fréquence finale de la porteuse locale après l'acquisition de la synchronisa- tion de trame, il est prévu une mémoire pour stocker cette correction de fréquence finale, des moyens pour accumuler ladite correction de fréquence finale avec un rythme égal à la fréquence d'échantillonnage et fournir ainsi un terme de correction de phase 1 VCO, enfin des moyens de calcul pour former à partir des échantillons du signal reçu Sr, Si les échantillons corrigs er, ei tels que: er= S cos VC + S sin VC ei = Si Cs VCO S sin VCO O e = S cos VO Sr im VO