Brevet FR2525054A1 — publié le 19831014

"Emetteur conçu pour l'émission de signaux modulés en fréquence" L'invention concerne un émetteur conçu pour l'émission de signaux modulés en fréquence, compor- tant un filtre de prémodulation pour engendrer un signal de données à partir d'un signal de données entrant pré- sentant aux moments t = n T au moins cinq niveaux de si- gnal et un modulateur de fréquence connecté au filtre de prémodulation. Un tel émetteur est connu de l'article "Tamed Frequency Modulation a Novel Method to Achieve Spectrum Economy in Digital Transmission" de F Jager et publié dans "IEEE Transactions on Communications", Vol. Com 26 N 5, mai 1978 La modulation décrite dans cet article concerne la modulation de fréquence dite tempé- rée (en anglais Tamed Frequency Modulation). La modulation en fréquence s'applique de préférence aux systèmes de radiocommunication à cause de l'amplitude constante d'une onde porteuse modulée en fré- quence, permettant l'amplification à rendement élevé à l'aide d'amplification non linéaire Toutefois, la modula- tion en fréquence présente le désavantage que le spectre est assez large Pour réduire ce spectre dans le cas de transmission de signaux numériques, les données à émettre sont préalablement traitées par application d'une inter- férence déterminée entre les symboles, de façon à obtenir des signaux présentant des niveaux de signal pseudo-mul- tivalent avant de les amener au modulateur de fréquence. Ainsi, suivant le susdit article pour en- gendrer un signal TFM, un signal pseudo-pentavalent est d'abord formé à partir d'un signal de données entrant suivant la règle de codage: )( /2 (an_ 1 /4 +an/2 +an+l/4) an représentant le n-ième bit du signal de données entrant, N = 1, 2,, après quoi il est filtré par un filtre de Nyquist III réalisé à l'ai- de d'un filtre dit RACOS (appelé en anglais "raised cosi- ne") et ensuite modulé dans le modulateur de fréquence à un signal d'onde porteuse. Un tel traitement préalable ou un traite- ment préalable semblable réduit notablement la largeur de bande requise, il est vrai, mais un signal pseudo-pen- tavalent requiert un circuit de détection assez complexe du côté réception et normalement une détection cohérente. L'invention vise à réaliser un émetteur dans lequel il suffit d'utiliser des récepteurs simples et qui permet en général d'obtenir un meilleur rapport signal/bruit dans le cas de transmission de signaux de données dans un système de communication qui est muni d'un tel émetteur et qui est optimal pour une détection cohérente. Conformément à l'invention, l'émetteur du genre mentionné dans le préambule est caractérisé en ce que le filtre de modulation préalable est agencé de plus pour délivrer aux moments d'exploration t = ( 2 m-1)T/2 un signal pratiquement trivalent, T étant la période de la durée de bits des signaux de données et m étant un nom- bre entier. Selon une forme de réalisation préféren- tielle d'un émetteur conforme à l'invention, dans laquel- le le filtre de prémodulation contient le montage en sé- rie d'un filtre numérique de deuxième ordre non récursif présentant trois facteurs de pondération, dont deux sont égaux l'un à l'autre et un filtre passe-bas, qui répond au troisième critère de Nyquist et qui est réalisé à l'ai- de d'un filtre dit RACOS, répondant au premier critère de Nyquist, cet émetteur est caractérisé en ce que les facteurs de pondération non égaux présentent les valeurs A et B, la valeur du facteur de pondération A, B respec- tivement du filtre de deuxième ordre non récursif étant inférieure à 1/4, respectivement supérieur à 1/2, 2 A +B= 1, selon l'art antérieur Une voie de transmission dupliquée 1 et 2 relie un organe A à un organe D En aval des voies de transmission 1 et 2, sont disposées deux interfaces identiques, Bl et B 2, référencées 3 et 4 Ces interfaces, dans un exemple d'équipement en commutation de centraux téléphoniques sont constituées d'un multisignaleur mis en cascade avec un concentrateur Cet exemple sera repris par la suite Les interfaces Bl et B 2 jouent donc, dans ce cas, un rôle de multiplexeur L'organe D sera, dans cet exemple, un ordinateur recevant des signaux, en provenance de plusieurs organes semblables à A, et multiplexés dans l'interface B Le rôle crucial joué par cette interface B justifie la duplication de cet organe. Par le terme, voie de transmission 1 ou 2 on entend une voie de transmission munie de ses moyens de liaison et en particulier de ses modems situés de part et d'autre de cette voie de transmission. La figure 2 représente la liaison entre un organe A et un organe D par l'intermédiaire d'une voie de transmission unique 1 et d'une interface dupliquée B 1-B 2 située en amont de l'organe D On distingue en particulier sur cette figure un point de prélèvement P ayant pour effet d'introduire sur les accès de Bl et B 2 le même signal transmis par la voie de transmission 1 Lors du défaut de fonctionnement d'une des parties de cette interface dupliquée B, le potentiel imposé au point P par la partie de l'interface B en panne pourra être tel qu'il perturbe la transmission du signal provenant de A à l'autre partie de l'interface B restée en bon état. Sur la figure 3 on distingue le dispositif de basculement entre les deux accès d'un organe de transmission dupliqué selon l'invention Sur cette figure un signal est transmis de A vers D ici non représenté Ce signal transite à travers une voie de transmission 1 ainsi qu'à travers une interface dupliquée 3-4 On distingue en amont de cette interface dupliquée 3-4 un jeu de coupleurs, respectivement 5-6, auxquels le signal émanant de l'organe A est transmis Ce signal émanant de l'organe A est introduit à l'entrée des coupleurs 5-6 pàr l'intermédiaire d'un circuit de prélèvement P Ce circuit de prélèvement P peut se réduire simplement à une double connexion comme sur la figure 3 ou encore à un adaptateur d'impédance passif Le signal transmis provenant de A étant ainsi B = 0,62 et r B = 0,36; La figure 7 illustre un diagramme de l'oeil obtenu à l'aide du filtre de prémodulation selon la figu- re 5 pour B = 0,62 et r B = 0,36. La figure 8 représente un diagramme de l'oeil obtenu avec un filtre de prémodulation selon la figure 5 pour B = 0,58 et r = 0,3 et La figure 9 un diagramme de l'oeil obtenu avec un filtre de prémodulation selon la figure 5 avec B = 0,54 etr B = 0,2. La partie d'un émetteur à modulation de fréquence représentée sur la figure 1 est connue entre autres du brevet des Etats-Unis d'Amérique 4 229 821. Elle comporte un filtre de prémodulation 1 à la borne d'entrée 2 duquel est amené un signal de données a(t)de préférence à codage différentiel, signal qui peut être décrit comme o a(t) = > an J (t-n T), n=-o a = + 1 ou -1 et T représentant la période de signal de n la durée de bits et t = n T représentant les moments d'ex- ploration. Un signal pseudo-multivalent est engendré à l'aide de ce filtre de prémodulation à décrire en dé- tail ci-après Ce signal pseudo-multivalent est amené à un modulateur de fréquence 5 auquel est amené également un signal d'onde porteuse provenant d'un générateur d'on- ds porteuses 4 Le signal S(t) formé ainsi par le modula- teur 5 est délivré à une borne d'antenne 23. Le signal modulé en fréquence S(t) s'écrit de la façon suivante S(t) = sin Ct + O(t)} expression dans laquelle wc représente la fréquence an- gulaire d'onde porteuse et O (t) l'angle de phase variable dans le temps porteur d'information. Comme le décrit entre autres l'article Tamed Frequency Modulation a Novel Method to Achieve Spectrum Economy in Digital Transmission" de F de Jager et C B Dekker publié dans IEEE Transactions on Communi- cations, Vol Com 26, No 5, mai 1978, l'angle de phase O (t) est déterminé par le filtre de prémodulation 1 dans le cas de modulation de fréquence tempérée (appelée ci- après TFM) selon la formule. t op 0 (t) = K X f an g(t-n T) d t+ C n=-O expression dans laquelle g(t) est la fonction de trans- mission du filtre de prémodulation 1 et K la sensibi- o lité du modulateur 5 en radians /volt/seconde, C étant o une constante arbitraire. Pour engendrer des signaux TFM, ce filtre de prémodulation 1 comporte un filtre numérique de deu- xième ordre non récursif 6 auquel est connecté un filtre passe-bas 8 qui répond au troisième critère de Nyquist. Ce filtre de prémodulation 1 est représen- té en détail sur la figure 2 Outre le fait que dans le filtre 6, le signal d'entrée est multiplié, d'une façon non représentée, par une constante C = t/2 Ko, un dispo- sitif additionneur 14 détermine la somme du signal d'en- trée non retardé multiplié par C et par un facteur de pondération de 1/2 dans le multiplicateur 11, du signal d'entrée multiplié par C, retardé d'une durée de bit T dans un élément retardateur 9 et multiplié par un fac- teur de pondération de 1/4 dans le multiplicateur 12 et du signal d'entrée multiplié par C, retardé d'une durée de bit -T dans un élément retardateur 10 et multiplié par un facteur de pondération de 1/4 dans le multiplica- teur 13. La fonction de transmission S(WO) de ce filtre 6 est ainsi égale à S()=Cl 1/4 exp j WT + 1/2 + 1/4 exp j Tl =C cos 2 (t T/2) Ce signal est amené au filtre passe-bas 8, dont la fonc- tion de transmission H(OD) est donnée par H(co) = l(OT/2) / ( 2 sin(W T/2) ) l N 1 (u 3) expression dans laquelle N 1 (W) représente le spectre de Fourier d'une fonction qui satisfait au premier critère de Nyquist et pour laquelle est choisie celle du genre de RACOS (en anglais raised cosine), de sorte que pour N 1 (CO) il s'ensuit que: 1 pour O OJ ( 1-r)/T N 1 ( à) = 1-sin ((T c-i C)2 r} pour -r)/T|+r)/T O pour toutes les autres valeurs dec O. Le facteur dit de retombée r est choisi inférieur à 0,25. La fonction de transmission G( tre de prémodulation 1, pour lequel pour H(to) est choi- sie la largeur de bande la plus étroite (r = o) est par conséquent: C WOT cos (t WT/2)/2 (sin (WOT/2)) pour Gt()= lw V e, /T et O O pour toutes les autres valeurs de W. La réponse impulsionnelle correspondante g(t) est ainsi déterminée et, de ce fait, l'angle de pha- se variable dans le temps, porteur d'information O (t). La réponse impulsionnelle de ce filtre de prémodulation 1 est représentée sur la figure 3 Selon cette figure, pour t = O, les valeurs de la réponse im- pulsionnelle pour les moments d'exploration t = n T avec n = O, 1, 2, 3 sont égales à V, pour t = T elles sont égales à V /2 et pour t = 2 T environ égales à zéro Etant donné le fait que pour t = T la réponse impulsionnelle n'est pas égale à zéro, il se produit l'interférence en- tre les symboles Du fait qu'un signal de données an est égal à + 1 ou -1, le signal délivré par le filtre de pré- modulation 1 par suite d'une interférence entre les sym- boles présente cinq valeurs possibles Le diagramme de l'oeil du signal délivré par le filtre de prémodulation selon la figure 2 est représenté sur la figure 4 Sur cette figure, la grandeur V = a g(T n T) est posée en fonction du temps Comme il ressort de cette figure 4, le signal au moment d'exploration t = n T présente les susdits cinq niveaux de signal Un récepteur non cohérent muni d'un démodulateur de fréquence conçu pour la récep- tion d'un tel signal modulé TFM est assez complexe, étant donné les cinq niveaux de signal Afin de pouvoir appli- quer un récepteur de signal non cohérent plus simple, le signal n'est pas détecté au moment t = n T, mais au moment t = ( 2 m-l)T/2 avec M = 0, 1, 2, etc comme le décrit en détail la demande de brevet néerlandais non préalable- ment publiée NI 82 00943 déposée le 8 Mars 1982 au nom de N V PHILIPS'GLOEILAMPENFABRIEKEN. Afin d'optimaliser les détections de si- gnal aux moments t + ( 2 m-1)T/2 dans le récepteur, il faut modifier l'émetteur. La figure 4 illustre qu'aux moments t =( 2 m -1)T/2, le diagramme de l'oeil n'est pas optimal, ce qui est dé au fait qu'au moment t = T/2, la réponse implusion- nelle représentée sur la figure 3 présente la valeur p Vp et au moment t = 3 T/2 elle présente la valeur q Vp Ainsi, la figure 4 représente, au moment T/2, outre les valeurs p V et 0, également un élargissement de ces valeurs avec au maximum la valeur q Vp en haut et en bas Le filtre de prémodulation 1 selon la figure 2 est ainsi moins appro- prié. La modification du filtre de prémodulation 1 de la figure 2 permet d'obtenir un oeil optimal aux mo- ments de détection t = ( 2 m-I)T/2 Un tel filtre modifié 1 est représenté sur la figure 5. Ce filtre 1 comporte un filtre numérique de deuxième ordre non récursif 15 et un filtre passe-bas connecté au filtre 15 et satisfaisant à ce troisième cri- tère de Nyquist Le filtre numérique 15 comporte deux éléments retardateurs montés en série 17 et 18, qui pré- sentent chacun un retard d'une durée de bit T Trois pri- ses munis d'un multiplicateur 19, 20, 21 pour la multi- plication, par un facteur de pondération A, du signal entrant non retardé, pour la multiplication, par un fac- teur de pondération B, du signal entrant retardé d'une durée de bit T et pour la multiplication, par un facteur de pondération A, du signal de sortie retardé d'une du- rée de bit T de l'élément 17, les facteurs de pondéra- tion A et B étant choisis de façon qu'ils répondent à 2 A + B = 1, abstraction faite du susdit facteur C Les signaux ainsi obtenus sont additionnés dans un disposi- tif de sommation 22 et amenés à un filtre passe-bas 16 qui répond au troisième critère de Nyquist, puis déli- vrés, après filtrage par ce filtre passe-bas, à l'entrée 3 du modulateur. La valeur du facteur de pondération A, B est inférieure à 1/4 ou supérieure à 1/2, valeurs qui s'appliquent à un signal TFM Un signal modulé en fré- quence par un signal obtenu à l'aide du filtre de pré- modulation 1 représenté sur la figure 5, le facteur de pondération B 4 0,5, est appelé ci-après un signal mo- dulé en fréquence tempéré généralisé, indiqué par GTFM. Un tel signal GTFM doit satisfaire à l'exigence de réaliser un oeil trivalent qui est ouvert au maximum aux moments de détection t = ( 2 m-1)T/2, si- gnal qui est un signal pseudo-pentavalent aux moments d'exploration t = n T A cet effet, d'un côté la valeur des facteurs de pondération du filtre 15 et, de ce fait, les valeurs de l'oeil pentavalent aux moments d'explo- ration t = n T doivent être modifiées de façon à permet- tre que les valeurs du diagramme de l'oeil ne doivent présenter que trois valeurs aux moments de détection t = ( 2 m-1)T/2 et, d'autre part, le facteur de retombée r du filtre passe-bas 16 facteur de retombée r qui influe sur les variations du signal entre les valeurs aux moments d'exploration t = n T peut acquérir une valeur r B telle qu'aux moments de détection t = ( 2 m-1) T/2 présente également les trois dites valeurs L'index B ajouté au coefficient de retombée r indique qu'une va- leur spécifique du coefficient de retombée est ajoutée à chaque valeur B de ce facteur de pondération qui n'est pas égal à l'un des deux autres facteurs de pondération. La figure 6 illustre la réponse impulsion- nelle g(t) du filtre de prémodulation 1 selon la figure , pour le facteur de pondération B = 0,62 et un coeffi- cient de retombée correspondant)t B = 0,36 Comme le mon- tre cette figure, au moment t = T/2, la valeur de la ré- ponse impulsionnelle est égale à p V et au moment t = 3 T/2, la valeur de la réponse impulsionnelle q Vp est égale à zéro Ainsi, l'interférence entre les symboles aux mo- ments de détection t = ( 2 m-1)T/2 est évitée. Le diagramme de l'oeil obtenu avec ce fil- tre de prémodulation 1 est représenté sur la figure 7. Cette figure montre nettement un oeil trivalent ouvert de façon optimale au moment t = T/2, ce qui fournit un rap- port signal/bruit optimal Toutefois, l'oeil pentavalent est de ce fait notablement détérioré aux moments t= 0, T La figure 9 représente le diagramme de l'oeil pour une valeur du facteur de pondération B égale à 0, 58 et la valeur optimale correspondante du coefficient de retombée f B égale à 0,3 Les valeurs du diagramme de l'oeil aux moments de détection t = ( 2 m-l)T/2 ne s'écar- tent que légèrement des valeurs du diagramme de l'oeil trivalent idéal selon la figure 7 Il en est de même pour une valeur du facteur de pondération B égale à 0,68 et un coefficient de retombée correspondant r B, valeur de B qui se situe à la même grande distance mais de l'autre côté des valeurs optimales de B = 0,62 par rapport à celle donnant le diagramme de l'oeil selon la figure 8. La figure 9 illustre le diagramme de l'oeil pour les valeurs B = 0,54 et r B = 0,2 Cette figure mon- tre nettement un écart du diagramme de l'oeil idéal au moment t = T/2 par rapport au diagramme de l'oeil repré- senté sur la figure 7, écart qui est encore plus grand pour le diagramme de l'oeil d'un signal TFM représenté sur la figure 4 Ainsi, en pratique, un bon oeil triva- lent aux moments de détection t = ( 2 m-l)T/2 s'obtient pour les valeurs du facteur de pondération B situées en- tre 0,54 et 0,66 et pour le coefficient de retombée cor- respondant r B, qui peut être déterminé par voie empiri- que, par exemple à l'aide de techniques de simulation d'ordinateurs. REVENDICATIONS 1 Emetteur conçu pour l'émission de signaux modulés en fréquence, comportant un filtre de prémodula- tion pour engendrer un signal de données à partir d'un signal de données entrant présentant aux moments t = n T au moins cinq niveaux de signal et un modulateur de fré- quence connecté au filtre de prémodulation, caractérisé en ce que le filtre de modulation préalable est agencé de plus pour délivrer aux moments d'exploration t = ( 2 m -1)T/2 un signal pratiquement trivalent, T étant la pé- riode de la durée de bit des signaux de données et m étant un nombre entier. 2 Emetteur selon la revendication 1, dans laquelle le filtre de prémodulation contient le montage en série d'un filtre numérique de deuxième ordre non ré- cursif présentant trois facteurs de pondération dont deux sont égaux l'un à l'autre et un filtre passe-bas, qui ré- pond au troisième critère de Nyquist et qui est réalisé à l'aide d'un filtre dit RACOS, répondant au premier cri- tère de Nyquist, caractérisé en ce que les facteurs de pondération non égaux présentent les valeurs A et B, la valeur du facteur de pondération A, B respectivement du filtre de deuxième ordre non récursif étant inférieur à 1/4 respectivement supérieur à 1/2, 2 A + B = 1, et le coefficient de retombée r B du filtre de RACOS étant dif- férent de 0. 3 Emetteur selon la revendication 1, carac- térisé en ce que le facteur de pondération B se situe dans une gamme comprise entre les valeurs 0,50 et o,66 et le coefficient de retombée r B présente la valeur cor- respondante pour un signal trivalent optimal dans une gamme comprise entre les valeurs 0,3 et 0,42.