Brevet FR2525842A1 — publié le 19831028

La présente invention se rapporte à un circuit déflecteur où l'amplitude du courant de déviation peut être modifiée sur une relativement large plage sans changer l'amplitude à haute tension ou le temps de retour de déviation. La modulation de l'amplitude du courant de déviation est souhaitée dans des buts tels qu'une correction de distorsion en coussinet est-ouest, un ajustement de la largeur de l'image ou des applications semblables. Les inconvénients généraux des circuits de correction est-ouest proviennent du fait qu'ils consomment une quantité relativement importante de puissance, qu'ils imposent des restrictions sur la conception de certains circuits de correction de linéarité ou qu'ils produisent une modulation non souhaitable du temps de retour. De plus, certains circuits de correction est-ouest nécessitent des composants supplémentaires couplés en série dans le trajet du courant de déviation. Cette connexion en série complique la conception des circuits de correction de linéarité qui nécessitent un condensateur de mise en forme de "S" à la masse pour un bon fonctionnement du circuit Les agencements selon l'invention qui seront décrits permettent généralement d'éviter ces inconvénients. Selon un aspect de l'invention, un commutateur réglable fonctionnant à la fréquence de déviation, est couplé à un enroulement déflecteur pour produire un courant de balayage dans l'enroulement pendant un intervalle d'aller d'un cycle de déviation. Une capacité de retour de déviation forme un circuit résonant de retour de déviation avec l'enroulement déflecteur pendant un intervalle de retour. Une inductance d'alimentation est couplée à une seconde capacité et au commutateur réglable pour former un second circuit résonant dans l'intervalle de retour afin de produire une tension impulsiomèlle qui excite un circuit de charge. Pendant l'intervelle de retour, les deux circuits résonants sont sensiblement découplés l'un de l'autre à la fréquence de retour horizontal et aux fréquences supérieures.Ce découplage permet d'éviter une interaction non souhaitable des deux circuits. Dans un mode de réalisation de l'invention, le découplage des deux circuits résonants est accompli au moyen d'une impédance inductive de relativement grande valeur qui est interposée entre les deux circuits résonants dans l'intervalle de retour. Pendant l'intervalle d'aller, le commutateur réglable shunte le courant de l'impédance au loin de l'enroulement déflecteur et de l'inductance d'alimentation. Selon un autre aspect de l'invention, une correction de distorsion en coussinet est-ouest est également produite en couplant l'impédance à une source d'un courant de modulation qui varie à la fréquence verticale. Pendant l'intervalle de retour, l'énergie est appliquée au circuit résonant de retour d'une façon qui est contrôlée par la quantité de courant de modulation produit par la source de modulation. En faisant varier le courant de modulation à la fréquence verticale d'une façon parabolique, l'énergie fournie au circuit résonant de retour varie également à la fréquence verticale. Le courant de crête qui s'écoule dans l'enroulement déflecteur au début de l'aller varie également à la fréquence verticale, d'une façon parabolique, pour obtenir une correction de distorsion de coussinet est-ouest. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaitront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels - la figure 1 illustre un circuit déflecteur avec un réglage de l'amplitude du courant de balayage selon l'invention; - les figures 2 à 4 illustrent des formes d'ondes associées au fonctionnement du circuit de la figure 1; - la figure 5-illustre un mode de réalisation différent d'un circuit déflecteur avec un réglage de l'amplitude du courant de balayage selon l'invention; - les figures 6 à 8 illustrent des formes d'ondes associées au fonctionnement du circuit de la figure 5;; - la figure 9 illustre un circuit déflecteur avec correction de coussinet est-ouest selon l'invention; et - la figure 10 illustre des formes d'ondes associées au fonctionnement du circuit de la figure 9. Sur la figure 1, une source de tension continue régulée B+ développée entre une borne 21 et la masse, est couplée par une résistance R1 en étant filtrée par un condensateur C1, à une première borne d'un enroulement wl d'un transformateur de sortie horizontale T. L'autre borne de l'enroulement wl est coupléeà une borne de jonction 22. Un transistor de sortie horizontale Q1 a son trajet collecteur-émetteur qui est couplé entre la borne 22 et la masse. En parallèle avec le transistor Q1 est couplé un agencement en série de deux redresseurs, des-diodes DI et D2. Entre I'anode et la cathode de la diode D1 est couplé un agencement d'un enroulement de déviation horizontale LH et d'un condensateur C5 de mise en forme de S ou d'aller. Un condensateur de retour de déviation CRD est couplé aux bornes de l'agencement en série de l'enroulement de déviation horizontale LH et du condensateur d'aller Cs. Un second condensateur de retour CRT est prévu pour former un circuit résonant 30 avec l'enroulement wl du transformateur T. Le condensateur CRT est couplé entre la borne 22 et la masse. Entre l'armature inférieure du condensateur d'aller C5 et la masse est couplé un agencement en série d'une self à relativement haute impédance LI et d'une source réglable 24 de tension continue Vm On considère le fonctionnement de la source d'alimentation en courant et du circuit de déviation horizontale de la figure 1 quand la source de tensionréglable 24 prend une certaine tension continue positive Vm par rapport à la masse, d'une grandeur plus faible que la grandeur de la tension B+ . Les formes d'ondes des figures 3a-3e s'appliquent alors, où la ligne en pointillé indique zéro. Pendant le début de l'intervalle d'aller horizontal, la diode D1 est conductrice pour permettre à la tension d'aller développée dans le condensateur d'aller C5 autre appliquée à l'enroulement de déviation horizontale LH Comme cela est illustré sur la figure 3e, avec la tension d'aller appliquée à l'enroulement de aéviation horizontale LH , le courant de balayage horizontal iy est une forme d'onde en dents de scie négative mais de tendance positive. Pendant les parties de début de l'aller, la diode D2 est également conductrice, amenant la tension à la borne 22 sensiblement à la tension de référence de la masse. La tension B+ régulée est par conséquent appliquée à travers l'enroulement wl du transformateur de sortie horizontale T, produisant le courant en dents de scie de tendance posi tive iT T comme cela est illustré sur la figure 3b. Avec la diode D2 conductrice, la tension développée par la source de tension réglable 24 est appliquée à travers la bobine d'inductance L1 pour développer le courant en dents de scie peu profondes iL1 , que l'on peut voir sur la figure 3c. Pour permettre auxcourants positifs iy et i T de s'écouler , l'oscillateur horizontal et étage d'attaque 23 polarise en direct le transistor de sortie horizontale QI à un certain moment avant le centre de l'intervalle d'aller horizontal. Pendant les dernières parties de l'intervalle d'aller horizontal, un courant positif de balayage horizontal i s'écoule de la borne côté droit de l'enroulement de déviation horizontale LH à travers le transistor de sortie horizontale Q1, la diode D2, jusqu'à la borne inférieure du condensateur d'aller C5 La diode DI se trouve polarisée en inverse quand le transistor de sortie horizontale Q1 est conducteur d'un courant direct de collecteur.Le courant positif iT dans l'enroulement w1 ou le transformateur de sortie horizontale T s'écoule vers la masse à travers le transistor de sortie horizontale Q1. Pour amorcer l'intervalle de retour horizontal, l'oscillateur horizontal et étage d'attaque 23 applique un signal de polarisation inverse à la base du transistor de sortie horizontale Q1 pour couper la conduction directe de collecteur peu de temps après. Avec le transistor de sortie horizontale Q1 hors circuit, l'enroulement de déviation horizontale LH forme un circuit résonant de retour 25 avec le condensateur de retour de déviation CRD pour développer une tension impulsionnelle de retour VRD. Comme à la coupure du transistor de sortie horizontale Q1, l'enroulement wl du transformateur de sortie horizontale T forme le second circuit résonant 30 avec le second condensateur de retour CRT. La valeur du condensateur de retour CRT par rapport à la valeur d'inductance effective présentée par ltenroulement wl est telle que la fréquence de résonance du circuit résonant 30 est proche de la fréquence de résonance du retour de déviation ou égale à celle-ci. La tension impulsionnelle développée dans le condensateur de retour CRT du transformateur est la tension V1 illustrée sur la figure 3a. Une tension impulsionnelle semblable en courant alternatif est développée dans l'enroulement wl du transformateur de sortie horizontale T. Cette tension impulsionnelle est couplée par le transformateur aux autres enroulements du transformateur, illustrés dans l'ensemble sur la figure 1 par un seul enroulement w2. Les tensions impulsionnelles transformées, après redressement et filtration appropriées, excitent divers circuits de charge du téléviseur, qui ne sont pas illustrés sur la figure 1. L'amplitude de la tension impulsionnelle V1 et de la tension impulsionnelle développée dans l'enroulement wl se rapporte à la grandeur de la tension B+.Ainsi, en régulant la tension B+, ces tensions impulsionnelles sont également régulées. L'amplitude du courant de balayage horizontal et ainsi l'amplitude de la tension impulsionnelle de retour VRD scnt fonction de la valeur moyenne de la tension d'aller développée entre les armatures du condensateur d'aller Cs . Comme aucune tension ayant une composante de tension continue ne peut être développée à travers une inductance , la valeur moyenne de la tension d'aller prend une valeur égale à la différence entre la tension continue B+ et la tension continue Vm . En faisant varier la grandeur de la tension réglable Vm développée par la source 24, la tension moyenne d'aller et ainsi le courant de balayage de crête peuvent varier concurremment. Par exemple, quand la tension de modulation Vm est égale à la tension B+, le courant iL1 dans la self L1 est sensiblement nul, comme le montre la figure 2c. Par suite, aucun courant ne s'écoule de l'enroulement wl du transformateur de sortie horizontale T vers le circuit résonant de retour de déviation 25. Aucune énergie de la source d'alimentation B+ ne peut être transférée pour maintenir du courant dans l'enroulement déflecteur LH Le courant de déviation i y est par conséquent égal à zéro, comme cela est illustré sur la figure 2e. Les formes d'ondes des figures 3a-3e illustrent le cas où la tension de modulation Vm est ajustée pour avoir une certaine grandeur plus faible que la grandeur de la tension B+. te courant de modulation iL1 est illustré sur la figure 3c. Pendant le retour le courant iL1 s'écoule dans la bobine d'inductance L9 par le condensateur de retour de déviation C. La charge supplémentaire résultante au condensateur CRD est transférée, pendant le retour, dans l'enroulement de déviation horizontale LH s pour compenser les pertes résistives qui se produisent pendant chaque cycle de déviation.Comme la tension de modulation Vm est réduite en grandeur en comparaison à sa grandeur pour le cas des formes d'ondes des figures 2a-2e, la tension moyenne d'aller, égale à la différence entre la tension B+ et la tension de modulation Vm , est plus grande. L'amplitude du courant de déviation 1y augmente de zéro sur la figure 2e à une certaine valeur non nulle sur la figure 3e. La tension de l'impulsion de retour de déviation VRD , qui est égale à la tension V1 moins V2, augmente également à une certaine amplitude non nulle. Une plus ample diminution de la tension de modulation Vm à zéro, où la source de tension de modulation 24 devient l'équivalent fonctionnel d'un court-circuit, a pour résultat la production des formes d'ondes des figures 4a-4e. Le courant de déviation 1y , dans cette situation, a atteint son amplitude maximum. Comme l'amplitude du courant de déviation i y est accrue, sur la figure 4, en comparaison à la figure 3e, les pertes résistives subies dans l'enroulement déflecteur augmentent également. Ainsi, la valeur moyenne du courant de modulation iL1 augmente également comme cela est illustré sur la figure 4c.Comme le courant iL1 pendant le retour est dérivé du courant iT qui s'écoule dans l'enroulement wl du transformateur de sortie horizontale T, la valeur de crête positive du courant iT dans l'enroulement du transformateur augmente avec une augmentation de la valeur moyenne du courant iL1 . La bobine d'inductance L1 est en circuit avec le circuit résonant de retour de déviation 25 et le circuit résonant de retour de transformateur 30 pendant sensiblement tout l'intervalle de retour de déviation. Par suite, l'impédance du circuit couplée au circuit résonant de retour de déviation 25 ne change pas et il ne se produit aucune modulation sensible du temps de retour de déviation. il faut également noter que la tension V1 développée à la borne 22 de l'enroulement wl du transformateur de retour reste inchangée tandis que la tension de modulation Vm change. Ainsi, la tension finale et d'autres tensions continues, dérivées par redressement et filtration des tensions développées dans les enroulements secondaires du transformateur de sortie horizontale T, comme ltenroulement w2 , ne sont pas affectées par la modulation du courant de balayage horizontal iy . En utilisant deux condensateurs de retour, un premier condensateur de retour CRD pour le circuit résonant de retour de déviation 25 et un second condensa teur de retour &commat; T pour le circuit résonant de transfor- mateur 30, l'écoulement d'énergie pendant le retour dans le circuit résonant de retour de déviation 25 peut être contrôlé indépendamment sans affecter l'amplitude de la tension impulsionnelle V1 développée par le circuit résonant 30 de retour de transformateur.Avec la self d'impédance relativement élevée LI qui est connectée dans le trajet du courant qui s'écoule de l'enroulement w1 du transformateur de sortie horizontale T au circuit résonant de retour de déviation 25 , les deux circuits résonants 25 et 30 sont sensiblement découplés à la fréquence de retour de déviation ou aux fréquences supérieures.Ainsi, toute modulation de la tension impulsionnelle V1 due aux variations de charge par les circuits de charge ainsi excités n'a pas pour résultat une modulation non souhaitable de la tension impulsionnelle de retour de déviation Pendant le retour, l'effet du condensateur C5 peut être négligé parce que sa capacité est bien supérieure à celle du condensateur C. Ainsi, le circuit résonant 25 comprend la connexion en parallèle de l'enroulement déflecteur LH et du condensateur de retour de déviation Un tel circuit présente une forte impédance à sa fréquence de résonance et une faible impédance aux autres fréquences. Comme le circuit 25 est attaqué par une bobine d'inductance L1 de forte impédance, le circuit 25 sert de filtre. L'impédance du circuit 25 n'est haute qu'à la fréquence de retour de déviation (44 kHz). Par conséquent, toutes les tensions produites par le transformateur de sortie horizontale T à des fréquences sensiblement différentes de la fréquence de retour de déviation apparaissent à travers la bobine d'inductance LI par le fait que l'impédance de la bobine d'inductance L1 est bien supérieure à l'impédance du circuit résonant de retour de déviation 25 à ces différentes fréquences. En connectant la self L1 entre la masse et l'armature inférieure du condensateur de retour de déviation CRD à la borne 27, le circuit résonant de retour de déviation 25 peut flotter au-dessus du potentiel de la masse pendant l'intervalle de retour. Ainsi, pendant le retour, la tension à l'armature supérieure du condensateur de retour CRD , à la borne 22, est égale à la somme de la tension impulsionnelle de retour de déviation VRD et de la tension V2 développée entre la borne 27 et la masse. Cet agencement flottant a pour résultat la déconnexion ou le découplage ci-dessus mentionné des deux circuits résonants 25 et 30 pendant le retour à des fréquences égale et supérieures à la fréquence de retour de déviation. La figure 5 illustre un autre mode de réalisation de l'invention où le condensateur d'aller Cs est à la masse ainsi que le circuit résonant de retour de déviation 25, Les éléments des circuits des figures 1 et 5 identifiés par les mêmes chiffres de référence fonctionnent d'une façon semblable, ou représentent des quantités semblables. Dans le circuit d'alimentation en courant et de déviation modulée de la figure 5, la bobine d'inductance L1 est couplée à la jonction des diodes D1 et D2 à la borne 27. Le condensateur de retour de transformateur CRT , au lieu d'être couplé entre la borne 22 et la masse, est couplé, sur la figure 5, entre la borne 22 et la borne côté gauche de la bobine d'inductance L1 à la borne 27. Dans un tel agencement, le circuit résonant de transformateur 30 formé par l'enroulement wl et le condensateur de retour de transformateur CRT est maintenu flottant au-dessus du potentiel de la masse pendant son intervalle de retour résonant. L'agencement de la figure 5 présente l'avantage d'utiliser un condensateur d'aller à la masse C5. Un tel agencement est requis par certains circuits de correction de linéarité, comme cela est decrit dans la demande de brevet US NO 363 516 déposée le 30 Mars 1982 et intitulée "LINEARITY CORRECTED HORIZONTAL DEFLECTION CIRCUIT", de P. E. Haferl, correspondant à la publication du brevet britannique NO 2 098 424A, publié le 17 Novembre 1982. Les circuits des figures 1 et 5 ont pour caractéristique commune que la bobine d'inductance LI fonctionne comme une haute impédance pour les courants à haute fréquence qui s'écoulent entre les deux circults résonants 25 et 30. La modulation d'amplitude du courant de balayage horizontal i y est produite sur la figure 5 d'une façon semblable à la façon dont elle est produite sur la figure 1. Les figures 6a-6e illustrent la situation où la tension de modulation Vm de la figure 5 est nulle. Par suite, le courant iL1 de la figure 6c est également nul, comme l'est la tension V2 entre la borne 27 et la masse. Avec un courant nul s'écoulant dans la bobine d'inductance L1, le trajet de circuit vers la masse à travers la bobine d'inductance LI et la source 24 est en réalité un circuit ouvert. La tension impulsionnelle de retour de déviation VRD a une amplitude qui est déterminée uniquement par la tension B+ régulée; de mime, le courant de déviation i y a une amplitude qui est déterminée uniquement par la tension B+. Les figures 7a-7e illustrent la situation où la tension de modulation Vm est accrue à une certaine grandeur au-delà de zéro. Le courant iL1 s'écoule pendant l'aller horizontal à travers la diode D1 et également à travers le transistor de sortie horizontale QI lorsqu'il est conducteur du courant direct de collecteur. Pendant le retour horizontal, l'inductance LI est connectée en série avec le circuit résonant de retour de transformateur 30. La tension impulsionnelle V2 est appliquée à la cathode de la diode D3 par un condensateur de filtrage CI de grande valeur pour couper la conduction dans la diode pendant le retour. La tension de retour de déviation est la somme de la tension V2 et de la tension impulsionnelle de retour V1' développée dans le condensateur de retour CRT du transformateur . La valeur moyenne de la tension V2 est égale à la grandeur de la tension de modulation Vm . Ainsi, la valeur moyenne de la tension impulsionnelle de retour VRDet l'amplitude du courant de balayage i y augmentent avec la tension de modulation croissante Vm. Comme la tension B+ est régulée, la tension V1' reste inchangée en valeur moyenne, ainsi qu'en amplitude. Une plus ample augmentation du courant iL1 du fait d'une autre augmentation de la tension de modulation Vm produit les formoed'ondes des figures 8a-8e. L'amplitude de la tension impulsionnelle V2 augmente et en conséquence les amplitudes de la tension impulsionnelle de retour de déviation VRD et de courant de déviation 1y augmentent également, comme cela est illustré sur les figures 8a et 8e. il faut noter que le courant iT dans l'enroulement wl du transformateur de sortie horizontale T reste inchangé tandis que la tension de modulation Vm change parce que le courant iL1 pendant le retour, s'écoule vers le circuit résonant de retour de déviation 25 à travers le condensateur de retour CRT plutôt qu'à travers l'enroulement wl. Quand on compare les similitudes et les différences du fonctionnement des circuits des figures 1 et 5, il faut mentionner que le courant de balayage iy du circuit de la figure 1 peut varier d'environ zéro à une valeur déterminée par la tension B+; tandis que le courant de balayage iy du circuit de la figure 5 peut varier de la valeur déterminée par la tension B+ à une valeur déterminée par la grandeur maximum que la tension de modulation Vm peut atteindre. Un facteur limitant la grandeur maximum de la tension Vm est l'effort maximum de tension qui peut être imposé entre le collecteur et l'émetteur du transistor de sortie horizontale Q1. La tension impulsionnelle appliquée au collecteur du transistor de sortie horizontale Q1 est constante dans le circuit de la figure 1 mais varie dans le circuit de la figure 5.Le courant i T varie dans le circuit de la figure 1 mais reste constant dans le circuit de la figure 5. Dans les circuits des figures 1 et 5, si la tension de modulation Vm varie en amplitude à la fréquence verticale à la façon parabolique, l'amplitude du courant de balayage horizontal iy est moduléed'une façon semblable pour produire une correction de coussinet est-ouest. La figure 9 illustre une source d'alimentation en courant et un circuit de déviation modulée selon l'invention, où l'enroulement primaire du transformateur de sortie horizontale est couplé à une source d'alimentation en courant en mode commuté et le circuit de déviation horizontale est couplé à un enroulement secondaire du transformateur. Les éléments des figures 1, 5 et 9 qui sont identifiés par les mêmes chiffres de référence fonctionnent d'une façon analogue ou représentent des quantités semblables. Sur la figure 9, un enroulement w2' d'un transformateur de sortie horizontale T est connecté à une source d'alimentation en courant en mode commuté 50 comme la source d'alimentation en courant à système à conversion simple (SICOS) décrite dans la demande de brevet US NO 333 610 déposée le 22 Décembre 1981 par P. E. Haferl, intitulée REGULATED DEFLECTION CIRCUIT, correspondant à la publication du brevet britannique NO 2 094 085A du 8 septembre 1982. L'agencement de la figure 9, comme l'agencement de la figure 5, comprend un condensateur Cs de mise en forme de S qui est mis à la masse, pour permettre l'utilisation d'un circuit de linéarité, non illustré sur la figure 9. Sur la figure-9, un circuit de modulation 26 permet une correction de la distorsionencoussinet est-ouest tout en maintenant l'amplitude de la tension impulsionnelle VT à travers l'enroulement w1' régulée par la source d'alimentation en courant en mode commuté. Le circuit résonant de déviation 25 et le circuit résonant du transformateur 30 sont accordés sur la fréquence de retour de déviation. Lorsque l'on utilise une source d'alimentation en courant en mode commuté du type SICOS, l'inductance effective présentée par l'enroulement w1' est relativement importante et enconsipence , les capacités de retour CRT et CADI, RD2 associées aux deux circuits résonants sont choisies pour avoir à peu près la même valeur. Pendant l'intervalle d'aller horizontal, le condensateur de retour de transformateur CRT et le condensateur de blocage en courant continu C1 sont connectés à la masse par la diode conductrice D2, ou la diode conductrice D1 et le transistor conducteur de sortie horizontale Q1. Pendant la première moitié de l'intervalle de retour horizontal, le circuit résonant du transformateur 30 et le circuit résonant de retour de déviation 25 produisent chacun une tension impulsionnelle VT ou VRD en transférant l'énergie stockée de façon inductive à l'énergie stockée de façon capacitive dans le. condensateur respectif de retour CRT ou CRD1 RD2. Cette énergie est subséquemment ramenée à l'inductance respective wl' ou LH pendant la seconde moitié de l'intervalle de retour. La tension impulsionnelle VT est échantillonée par une prise sur l'enroulement w2' du transformateur de sortie horizontale T et elle est appliquée à la source d'alimentation en courant en mode commuté 50 pour réguler l'amplitude de la tension impulsionnelle pendant des changements de la tension d'alimentation du réseau et de la charge. L'énergie est transférée de la source d'alimentation en courant en mode commuté 50 pendant le retour à travers les enroulements w2' et wl' au circuit résonant de transformateur 30 et autres circuits de charge attaqués par le retour, qui sont couplés à d'autres enroulements secondaires w3'-w5'. Par exemple, les pertes résistives subies par l'enroulement de déviation horizontal LH sont compensées à chaque intervalle de retour horizontal au moyen de la diode D2, par l'énergie transférée au circuit résonant de transformateur 30. Comme autre exemple, la tension impulsionnelle régulée VT produite dans l'enroulement w1' du transformateur de sortie horizontale T est augmentée par l'enroulement à haute tension w5' pour exciter le circuit final à haute tension 31 et produire une tension finale con-tinue régulée à une borne finale U. On suppose maintenant qu'un courant i2 d'une certaine grandeur donnée traverse l'enroulement wb d'un transformateur T2 du circuit de modulation 26. Pendant l'intervalle d'aller horizontal , le courant i2 s'écoule de la masse à travers 1'enroulement wb et une diode D4 à la borne 27 , qui est au potentiel de la masse du fait de la conduction de la diode D1 et de la diode D2 ou du transistor de sortie horizontale Q1. Pendant l'intervalle de retour horizontal le transistor QI est non conducteur. Si le courant i2 est supérieur au courant s'écoulant à travers la diode D2, D2 est également non conductrice. Le courant i2 passe alors dans le circuit résonant de transformateur 30 et de là dans le circuit de retour de déviation 25, compensant les pertes subies dans le circuit résonant de retour de déviation. La différence de tension entre la tension impulsionnelle de retour de déviation VRD et la somme de la tension impulsionnelle régulée du transformateur VT et de la tension dans le condensateur C1 apparaît à travers la diode D2 sous forme de tension impulsionnelle V2. Pendant le retour, l'intervalle tO-tl ou tO'-t1' des figures IOa-IOg, le courant i2 diminue. Si l'inductance présentée par l'enroulement wb du transformateur T2 est suffisamment importante, le courant i2 ne diminue pas jusqu'à zéro à la fin de l'intervalle de retour horizontal. Ainsi, l'enroulement wb est couplé par le circuit résonant de transformateur 30 au circuit de retour de déviation 25 sensiblement pendant tout l'intervalle de retour horizontal. Des changements de l'amplitude du courant i2 ne produisent par conséquent aucune modulation importante du temps de retour de la tension impulsionnelle de retour de déviation VRD. Comme deux circuits résonants séparés 25 et 30 sont mis en cause pour produire les deux tensions impulsionnelles VRD et VT , la forme d'onde de la tension impulsionnelle VT peut avoir tendance à varier avec la charge du courant du faisceau sur la borne finale U ou les variations de charge sur l'enroulement w4' sans produire une variation concurrente de la forme d'onde de la tension impulsionnelle de retour de déviation VRD. L'inductance relativement importante de l'enroulement wb du transformateur T2 sert de filtre pour empêcher cette modulation ou déformation concurrente de la tension impulsionnelle de retour. Etant donné ce fait, l'impulsion de synchronisation horizontale 44, utilisée pour la mise en phase de l'oscillateur horizontal et d'étage d'attaque 23 peut avantageusement être prise au diviseur capacitif de tension CRD1 C2 plutôt qu'à un enroulement du transformateur de sortie horizontale T. Sur les figures 10a-10g, l'enveloppe des formes d'ondes indique les variations de la forme d'onde à la fréquence verticale qui sont produites par le circuit de modulation 26 nécessaires pour corriger la distorsion en coussinet est-ouest dans la trame. Le circuit de modulation 26 produit un courant variable i2 pour faire varier l'amplitude du courant impulsionnel de retour de déviation et ainsi pour faire concurremment varier l'amplitude du courant de balayage horizontal i . Un transistor de commutation Q2, fonctionnant en mode convertisseur de retour avec le redresseur D4, contrôle l'amplitude du courant i2. Comme cela est illustré sur la figure 10a par la tension de collecteur V3 du transistor Q2, le transistor Q2 est conducteur avant le début de l'intervalle de retour horizontal, avant le temps tO ou TO'. La tension V3 est nulle avant le temps tO et le courant il s'écoulant dans l'enroulement W a du transformateur T2 est proche de sa valeur maximum, comme le montre la figure 1Ob. Au temps tO la tension 8, à travers l'enroulement w3' du transformateur de sortie horizontale T change de polarité et met la diode D5 hors de conduction. Le courant il dans I'enroulement Wa diminue rapidement à zéro à proximité du temps tO, comme cela est illustré sur la figure lOb. Une tension de polarisation inverse 46 produite pendant le retour par la forme d'onde de commutation de tendance négative à la sortie d'un comparateur de tension U11 est appliquée à la base du transistor de commutation Q2.Il faut noter que le courant il dans l'enroulement W a du transformateur T2 et dans le collecteur du transistor de commutation Q2 est interrompu par la polarisation en inverse de la diode D5 du fait de l'inversion de la polarité de la tension à travers l'enroulement w3' du transformateur horizontal T plutôt que du fait de toute polarisation inverse appliquée à la base du transistor de commutation Q2. Ainsi, le retard du temps de stockage du passage à l'ouverture du transistor de commutation Q2 est négligeable et n'est pas un facteur pour la coupure du courant il. Pour maintenir la continuité du flux dans le noyau du transformateur T2 à proximité du temps tO, le courant i2 , illustré sur la figure 10c, s'accumule rapidement. Ce courant pendant le retour horizontal s'écoule de l'enroulement wb à travers la diode D4 dans le condensateur de retour de transformateur CRT . La tension V2, illustrée sur la figure lord, est également par conséquent une tension impulsionnelle développée pendant l'intervalle de retour qui est alors appliquée à l'enroulement wb du transformateur T2. L'application de cette tension impulsionnelle à l'enroulement wb force le courant i2 à diminuer pendant le retour horizontal. Comme le montre la figure 10c, le courant i2 ne diminue cependant pas totalement jusqu'à zéro avant la fin du retour horizontal.Si le courant i2 avait diminué à zéro de façon importante avant ce temps, l'inductance wb aurait été déconnectée des deux circuits résonants 25 et 30 pendant une partie sensible du retour horizontal, et il en aurait résulté une modulation inacceptable du temps de retour. Il faut noter que la tension V2 commence à augmenter peu de temps après le temps tO et commence à diminuer vers la tension de référence de la masse peu de temps avant le temps tl. Un tel comportement se produit du fait du retard du temps de passage à l'ouverture de la diode D2 au temps tO lorsqu'une tension de polarisation inverse est appliquée à la diode et du fait de la conduction de la diode D2 juste avant le temps tl pour transférer une partie de l'énergie du circuit résonant de transformateur 30 au circuit résonant de retour de déviation 25. Au temps t1, le début de l'intervalle d'aller horizontal subséquent, le transistor de commutation Q2 est non conducteur. La tension V3 augmente jusqu'à la grandeur de la tension d'aller qui est développée à travers l'enroulement du transformateur de sortie horizontale w3'. La borne pourvue d'un point de l'enroulement wb du transformateur T2 est couplée à la borne 27 du fait de la conduction de la diode D4. La borne 27 est au potentiel de la masse du fait de la conduction de la diode D2 juste avant le temps tl. Le courant i2 circule par conséquent à une amplitude sensiblement constante, comme le montre la figure 10c, quand la diode D2 a commencé à être conductrice, jusqu'à ce que le transistor de commutation Q2 soit mis en circuit en un certain temps pendant l'intervalle t2-t3 . Le temps t2 correspond au centre du balayage vertical où un courant de déviation horizontale de forte amplitude est requis pour compenser une distorsion en coussinet est-ouest. Le temps t3 correspond au haut ou au bas du balayage vertical où il faut un courant de déviation horizontale de plus faible amplitude. Quand le transistor de commutation Q2 est mis en circuit, la tension positive d'aller développée dans l'enroulement w3' du transformateur de sortie horizontale est appliquée à travers l'enroulement Wa du transformateur T2. Cette tension est couplée par l'action du transformateur à l'enroulement wb , donc la borne de l'enroulement wb qui est pourvue d'un point devient négative et coupe la diode D4. Le courant i2 dans l'enroulement wb s'affaisse à zéro.L'énergie stockée dans le transformateur T2 induit une tension dans l'enroulement Wa pour produire l'augmentation rapide du courant il comme cela est illustré sur la figure 1Ob, commençant en un certain temps pendant l'intervalle t2-t3 A partir du moment où le transistor de commutation Q2 est mis en circuit jusqu'à la fin de l'intervalle d'aller horizontal au temps tO', de l'énergie est de nouveau stockée dans le transformateur T2 par un courant croissant il dans l'enroulement Wa , comme cela est illustré sur la figure 10b. Cette énergie est transférée par l'enroulement wb dans le circuit résonant de transformateur 30 et dans le circuit résonant de retour de déviation 25 pendant l'intervalle de retour tO'-t1'. Pour produire une correction de coussinet est-ouest, la largeur de l'impulsion du transistor de commutation Q2 du circuit de modulation 26 est modulée à la fréquence' verticale d'une façon parabolique par le circuit de réglage de la largeur de l'impulsion 40 de la figure 9. La tension en dents de scie verticale 41 développée dans l'enroulement de déviation verticale LV est intégrée pour obtenir un signal en parabole vertical 42 à travers le condensateur d'intégration C3. La parabole est inversée et amplifiée par un transistor Q3. Une certaine tension en dents de scie verticale est appliquée à l'émetteur du transistor Q3 par la résistance de réglage en trapèze RI pour compenser un léger basculement au signal en parabole inversé 43. L'amplitude du signal en parabole inversé et symétrique 43 développé au collecteur du transistor Q3 est ajustée par une résistance R4 et est appliquée par le condensateur de blocage en courant continu C4 à la borne d'entrée inverse du comparateur de tension UlA. Le niveau en courant continu à cette borne d'entrée peut être légèrement décalé par rapport au niveau en courant continu à la borne d'entrée directe par la résistance R6 de réglage de la largeur. Un comparateur de tension U1B est commandé par les impulsions de retour horizontal 44 pour produire un signal en dents de scie à la fréquence horizontale 45 dans un condensateur C5.En comparant ce signal en dents de scie horizontal au signal en parabole vertical appliqué à la borne d'entrée directe du comparateur U1A, le comparateur U1A produit à sa sortie le signal de commutation requis 46 dont la largeur de l'impulsion est moduléeetqiest appliqué à la base du transistor de commutation Q2. Une augmentation de l'amplitude du signal parabolique 43 en augmentant la résistance de réglage de l'amplitude R4 a pour résultat un plus grand intervalle t2-t3 des figures 10a-10c, produisant une quantité accrue de correction de coussinet. La diminution de la différence de niveau de tension en courant continu entre les bornes inverse et directe du comparateur U1A par ajustement de la résistance R6 de réglage de la largeur a pour résultat un décalage, dans le temps, de l'intervalle t2-t3 vers la gauche sur les figures 10a-10c, produisantaneiuneabiude accrue du courant de balayage horizontal i y et produisant en conséquence une plus large trame. Le circuit de la figure 9 et les formes d'ondes de la figure 10 illustrent le fonctionnement dans un téléviseur avec un tube-image couleur S4 de 1100 fonctionnant à une tension finale de 24 kilovolts. REVENDICATIONS 1.- Circuit d'alimentation en courant et de déviation modulée, du type comprenant un enroulement déflecteur; un moyen de commutation couplé audit enroulement déflecteur et fonctionnant à une fréquence de déviation pour produire un courant de balayage dans ledit enroulement déflecteur pendant un intervalle d'aller d'un cycle de déviation, une capacité de retour de déviation pour former un circuit résonant de retour de déviation avec ledit enroulement déflecteur afin de produire une tension impulsionnelle de retour pendant un intervalle de retour dudit cycle de déviation; une source d'énergie d'alimentation; une inductance d'alimentation couplée à ladite source: caractérisé par une seconde capacité (CRT) couplée à ladite inductance d'alimentation (w1) et audit moyen de commutation (Q1) pour former un second circuit résonant (30) avec ladite inductance d'alimentation (wl) pendant ledit intervalle de retour afin de produire une tension impulsionnelle; un circuit de charge (w2) excité par ladite tension impulsionnelle; une impédance (L1) interposée pendant ledit intervalle de retour dans un trajet de courant entre ledit circuit de déviation et ledit second circuit résonant; et une source (24) de courant de modulation couplée à ladite impédance (L1) pour produire une modulation dudit courant de balayage tandis que ledit courant de modulation varie. 2.- Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'impédance précitée comprend une inductance de modulation (L1) qui présente une relativement forte valeur aux hautes fréquences, comme la fréquence de retour de déviation. 3.- Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'une fréquence de résonance du second circuit résonant (30) précité est à la fréquence de déviation-de retour ou proche de celle-ci. 4.- Circuit selon la revendication 2, du type comprenant une capacité d'aller couplée à ltenroulement déflecteur précité pour lui appliquer une tension d'aller, et où l'amplitude du courant de balayage précité varie tandis que ladite tension d'aller varie, caractérisé en ce que ladite impédance (lui) coupleleditcourant de modulation (IL1) au circuit résonant de retour de déviation (25) précité pour faire varier ladite tension d'aller tandis que le courant de modulation varie. 5.- Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2 du type où le circuit de déviation précité comprend un circuit de déviation horizontale, caractérisé par une source de signaux à la fréquence verticale (43) couplée à la source (Q2) précitée de courant de modulation pour faire varier ledit courant de modulation à une fréquence verticale afin de produire une forme d'onde de courant de balayage dont la distorsion en coussinet estouest est corrigée. 6.- Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que l'impédance (T2) précitée comprend un premier enroulement (wa) couplé à la source (w3') de courant de modulation et un second enroulement (Wb) magnétiquement couplé audit premier enroulement et interposé entre ledit circuit de retour de déviation et ledit second circuit résonant pendant ledit intervalle de retour de déviation. 7.- Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que la source précitée de courant de modulation comprend une source de tension (81) couplée au premier enroulement (Wa) précité de l'impédance (T2) précitée et à un premier commutateur réglable (Q2), ledit commutateur réglable répondant à un signal de commande pour moduler l'impulsion de sa commutation. 8.- Circuit selon la revendication 7, caractérisé par un redresseur (D4) couplé au second enroulement (Wb) de l'impédance (T2) précitée pour produire un mode de fonctionnement de convertisseur de retour du commutateur réglable (Q2). 9.- Circuit selon la revendication 8, où le circuit de déviation et l'enroulement déflecteur forment respectivement un circuit de déviation horizontale et un enroulement de déviation horizontale, caractérisé par un moyen (Q3) pour développer un signal à la fréquence verticale et un moyen (U1A) couplé au premier commutateur réglable (Q2) précité et répondant au signal à la fréquence verticale pour développer le signal de réglage précité en tant qu'impulsion de réglage qui est modulée à une fréquence verticale et qui est appliquée au premier commutateur réglable pour produire une modulation du courant de balayage de façon à produire une correction de coussinet est-ouest. 10.- Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen de commutation (Q1) fonctionnant à la fréquence de déviation, le circuit résonant de retour de déviation (25) et le second circuit résonant (30) sont couplés à une borne commune de jonction (22). 11.- Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que le moyen de commutation précité fonctionnant à la fréquence de déviation comprend un dispositif de sortie de déviation (Q1) ayant un trajet conducteur de courant principal commuté à la fréquence de déviation et deux redresseurs (D1, D2) couplés en série, l'agencement en série étant en parallèle avec ledit trajet de conduction de courant principal dudit dispositif de sortie (Q1), 1 t impédance (T2) étant couplée à une borne de jonction en commun avec les deux redresseurs. 12.- Circuit selon l'une quelconque des revendications 1, 2, 4, 10 ou Il, caractérisé en ce que l'inductance d'alimentation (T) précitée comprend un transformateur d'impulsion ayant un premier enroulement (wu') couplé à la seconde capacité pour produire la tension impulsionnelle précitée à travers le premier enroulement et ayant un enroulement à haute tension (w5') pour augmenter ladite tension impulsionnelle, le circuit de charge précité comprenant une borne finale (U) et un circuit à haute tension (31) couplé à ladite borne finale (U) et audit enroulement à haute tension (w5') pour développer une tension finale à ladite borne finale (U). 13.- Circuit selon la revendication 12, où des variations de la charge du courant sur la borne finale ont tendance à déformer la tension impulsionnelle, caractérisé en ce que l'impédance (T) permet à la tension impulsionnelle de retour de déviation développée par le circuit résonant de retour de déviation (25) d'entre sensiblement exempte de toute tendance à se trouver déformée avec les variations de la charge de courant.