Brevet FR2532083A1 — publié le 19840224

La présente invention a trait en général à des circuits transis- torisés de référence à tension d'intervalle de bande, destinés à fournir une tension de sortie qui ne varie pratiquement pas avec les changements de température, et plus particulièrement à un circuit perfectionné de ré- 5 férence à intervalle de bande dans lequel il est prévu des moyens de compensation thermique qui fonctionnent sous courant constant sur toute la gamme des températures afin de réduire au minimum les changements de tension d'entrée dûs à des variations de température L'invention concerne également un système perfectionné de circuits pour amplificateurs ayant 10 des caractéristiques de gain élevé. Autrefois, on réalisait des circuits de référence à intervalle de bande du type à circuit intégré afin de faire passer des courants inégaux à travers des paires monolithiquement assorties de jonctions émetteur- base de transistors, ou des courants égaux à travers des jonctions émet- 15 teur-base de surfaces inégales, pour obtenir des différences, déterminées avec précision, de tensions caractéristiques d'intervalle de bande entre les paires de jonctions, et pour en dériver une tension proportionnelle destinée à 9 tre utilisée en tant que tension de référence de précision. Cette technique relevant de l'art antérieur est décrite par exemple dans- 20 les brevets US no 5 3 617 859 de Dobkin et al, 3 887 863 de Brokaw et 4 250 445, également de Brokaw Les circuits de référence de base à in- tervalle de bande selon l'art antérieur étaient relativement peu sophis- tiqués et il fallait recourir à des réseaux étendus, complexes et com- plémentaires de sources de courant et de charges pour en assurer le fonc- 25 tionnement correct. Certains parmi ces circuits de l'art antérieur utilisaient des char- ges passives et n'avaient pas un gain de tension à deux fils suffisant pour fournir une tension de sortie constante et indépendante de la tem- pérature Ces circuits selon l'art antérieur exigeaient d'encombrants 30 circuits de polarisation Pour utiliser des charges passives sous de bas ampérages, il fallait recourir à des résistances ayant des valeurs abso- lues importantes, ce qui occupait des surfaces de puces inutilement éten- dues ou le domaine des semiconducteurs En raison du gain de boucle relativement faible obtenu dans les circuits de référence à tension d'inter35 valle de bande selon l'art antérieur, la constance de la tension de sor- tie pendant la variation du courant de la charge de sortie (rejet de la charge) était faible. Les circuits de référence de tension à intervalle de bande selon l'art antérieur utilisaient généralement un courant traversant la cellule -2 - transistorisée à intervalle de bande (ou paire de transistors) qui était proportionnel à la température ambiante ou de la puce à semiconducteurs. Il existait donc une demande pour un circuit perfectionné de réfé- rence de tension à intervalle de bande dans lequel la cellule à interval- 5 le de bande est polarisée à un courant constant dans la totalité de la ganme des températures, ce qui améliore le rendement thermique et écono- rmise de l'énergie aux températures élevées Il existait également une demande pour un circuit perfectionné de référence de tension à intervalle de bande dont la complexité, le nombre 10 de dispositifs et la consommation de la zone des semiconducteurs pour des dispositifs à résistance soient réduits, afin de diminuer la quantité de surface occupée par les semiconducteurs ou l'absorption de la surface de la puce du circuit intégré. En outre, il y avait une demande pour un circuit perfectionné de 15 référence de tension à intervalle de bande dans lequel le gain enfermé dans une boucle de contre-réaction soit suffisamment élevé pour améliorer la constance de la tension de sortie malgré des variations intervenant dans le courant de charge, la tension d'alimentation et la température soit ambiante, soit de la puce. 20 Il y avait également une demande pour un amplificateur perfection- né caractérisé par un gain élevé et une utilisation réduite du dispositif. L'on se référera maintenant au dessin annexé pour mieux décrire l'invention et en faciliter la compréhension Sur le dessin : La FIGURE 1 est un schéma simplifié du circuit perfectionné de ré- 25 férence à intervalle de bande suivant l'invention, ce circuit comprenant une boucle de contre-réaction négative; La FIGURE 2 est un schéma synoptique montrant les éléments fonction- nels incorporés dans le circuit perfectionné de référence de tension à in- tervalle de bande suivant l'invention; 30 La FIGURE 3 est un schéma de circuit relatif à un premier mode pos- sible de réalisation de l'invention, o les traits mixtes qui entourent certains composants du circuit sont l'équivalent des blocs du schéma sy- noptique de la Figure 2 ; La FIGURE 4 est un schéma de circuit montrant une variante possible 35 de réalisation de la "source de courant" de la Figure 3, et La FIGURE 5 est un schéma des connexions relatif à un second mode possible de réalisation de l'invention, lequel diffère de celui de la Figure 3 par l'incorporation de résistances de contre-réaction accouplées* à certaines paires de transistors. -3 - Conformément à un premier-mode de réalisation de la présente invention, l'un des buts de l'invention consiste à prévoir un-circuit perfectionné de référence de tension à intervalle de bande dans lequel la cellule d'intervalle de bande est polarisée à un courant constant sur toute 5 la gamme des températures. Un autre but de l'invention consiste à prévoir un circuit perfection- né de référence de tension à intervalle de bande qui améliore la constance de la tension de référence de sortie à mesure que la température varie. Cependant, un autre but de l'invention consiste à prévoir un circuit 10 perfectionné de référence de tensiop à intervalle de bande, lequel se ca- ractérise par une faible consommation d'énergie et une dissipation réduite d'énergie sur la puce à mesure que la température varie. En outre, l'invention a pour objet de prévoir un amplificateur à haut gain de type perfectionné. 15 Par ailleurs, un autre but de l'invention consiste à prévoir un cir- cuit perfectionné de référence de tension à intervalle de bande, lequel se distingue par une complexité réduite et par un domaine restreint d'oc- cupation par les semiconducteurs ou une utilisation modérée de la surface de la puce du circuit intégré. 20 Toutefois, un autre but de l'invention réside dans la prévision d'un circuit perfectionné de référence de tension à intervalle de bande, lequel améliore sensiblement la constance de la tension de référence de sortie à mesure que le courant de charge varie. Enfin, l'invention a pour but de prévoir un circuit perfectionné de 25 référence à intervalle de bande, lequel réduit la sensibilité de la ten- sion de référence de sortie en cas de variation de la tension d'alimenta- tion. Conformément à un mode possible de réalisation de l'invention, on décrira maintenant un circuit de référence de tension à intervalle de ban- 30 de qui comprend un amplificateur différentiel caractérisé en ce que deux transistors bipolaires accouplés par leur émetteur fonctionnent à diffé- rentes densités de courant d'émetteur, et que la tension d'entrée à base différentielle, en équilibre, est égale à la différence en tension caractéristique à "intervalle de bande" de deux jonctions émetteur-base respec35 tives (des deux transistors accouplés par leur émetteur) qui est produite par la différence entre les densités des courants d'émetteurs Un puits de courant,-indépendant de la température, contraint le courant total d'émetteur provenant de ladite paire de transistors accouplés par leur émetteur à rester constant, afin d'améliorer la stabilité thermique de la 4 - différence de tension de l"'intervalle de bande" Le courant différentiel de sortie de l'amplificateur différentiel est transformé et amplifié en un courant de sortie unipolaire que l'on fait passer par un circuit-tam- pon pour entraîner une charge de sortie Une source de courant, dérivée 5 du même système de circuits de polarisation que celui qui règle le cou- rant du puits ou d'affaiblissement du courant, fournit un courant cons- tant et indépendant de la température pour assurer le fonctionnement du convertisseur différentiel-sortie unipolaire Un réseau de réaction est prévu pour appliquer une reproduction différentielle, thermiquement com- 10 pensée et à l'échelle, de la tension de sortie appliquée par l'intermédi- aire de la charge aux entrées différentielles de l'amplificateur diffé- rentiel, ce qui se traduit par un état d'équilibre dans lequel la tension de sortie est une reproduction à l'échelle et thermiquement compensée de la tension différentielle, prévue avec précision, de l"'intervalle de 15 bande". Conformément à un autre mode possible de réalisation de la présente invention, et ainsi qu'il a été décrit ci-dessus d'une manière générale à propos du premier mode de réalisation, il est prévu un circuit perfec- tionné de référence de tension à intervalle de bande dans lequel la dif- 20 férence entre les densités du courant d'émetteur dans l'amplificateur différentiel s'obtient en faisant passer des courants égaux à travers deux transistors accouplés par leur émetteur et ayant des surfaces émettrices inégales ayant des rapports précis entre elles, le moyen de conversion différentiel-sortie unipolaire fonctionnant en équilibre lorsque les 25 courants différentiel-amplificateur sont égaux. Conformément à un autre mode possible de réalisation de l'invention, telle qu'elle a été décrite dans son ensemble ci-dessus dans le cas du premier mode de réalisation, il est prévu un circuit perfectionné de ré- férence de tension à intervalle de bande dans lequel la différence entre 30 les densités du courant d'émetteur dans l'amplificateur différentiel s'ob- tient en faisant passer des courants inégaux à travers deux transistors accouplés par leur émetteur et qui comportent des surfaces d'émetteurs égales, tandis que le moyen de conversion courant différentiel-courant de sortie unipolaire fonctionne en état d'équilibre lorsque les courants 35 de sortie différentiel-amplificateur sont inégaux et cela dans un rapport précis défini par le moyen de conversion. Dans chacun des modes de réalisation précités, les circuits perfec- tionnés de référence à intervalle de bande permettent de réduire la com- plexité, les dimensions et la consommation d'énergie des circuits, en prévoyant un moyen unique de polarisation qui assure une polarisation précise et thermiquement compensée. Toujours dans chacun des modes de réalisation précités, les cir- cuits perfectionnés de référence à intervalle de bande autorisent la con- 5 version du courant différentiel de sortie de l'amplificateur différentiel en un courant unipolaire, ce qui est réalisé par l'adoption de moyens "spéculaires" complétés par un transistor supplémentaire à collecteur com- mun, qui assure un gain additionnel et réduit la sensibilité aux variations d'impédance de charge. 10 Dans chacun des modes de réalisation décrits ci-dessus, les circuits perfectionnés de référence de tension à intervalle de bande assurent une compensation thermique du réseau de réaction, laquelle est obtenue en re- liant un transistor, branché en diode et dont le coefficient de tempéra- ture est négatif, en série avec des résistances d'un diviseur de réaction. 15 Un tampon de sortie contraint le courant à passer à travers ces résis- tances du diviseur de réaction. Dans tous les modes de réalisation de circuits perfectionnés de ré- férence de tension à intervalle de bande, on utilise une source de cou- rant; cependant, un mode particulier de réalisation de la source de cou- 20 rant utilise la "réflexion" du courant, ce que l'on obtient en appliquant la tension émetteur-base produite en faisant passer le courant de polari- sation à travers un premier transistor branché en diode à la jonction base-émetteur d'un second transistor correspondant ou adapté à cet effet. Dans un autre mode de réalisation de la source de courant pour les 25 agencements décrits ci-dessus de circuits perfectionnés de référence de tension à intervalle de bande, on obtient la réflexion spéculaire du courant comme dans le premier mode de réalisation de la source de courant, sauf que l'on y ajoute un troisième transistor-tampon à collecteur com- mun branché sur l'un des transistors accouplés par leur émetteur afin de 30 former une boucle de réaction négative, ce qui améliore la constance du rapport de réflexion du courant et l'impédance de sortie Ainsi, ce cir- cuit de référence de tension à intervalle de bande comporte une caracté- ristique dite du "miroir de Wilson" en combinaison avec les autres carac- téristiques du circuit, afin de réaliser les perfectionnements précités 35 apportés au circuit de référence de tension à intervalle de bande. Conformément à un autre mode possible de réalisation de la présente invention, le circuit perfectionné de référence de tension à intervalle de bande décrit plus haut en tant que premier mode de réalisation peut être encore amélioré par l'insertion d'une résistance de contre-réaction -6- en série avec l'émetteur de chaque transistor de la paire de transistors o l'accord ou l'adaptation base-émetteur de ladite paire est un facteur critique ou primordial. Les buts, caractéristiques et avantages décrits ci-dessus, ainsi 5 que d'autre encore, ressortiront plus clairement à la lecture de la des- cription qui suit, plus détaillée, des modes préférés de réalisation de l'invention, description qui se réfère aux dessins annexés. L'on se référera tout d'abord à la Figure 1, qui montre le princi- pe fondamental de fonctionnement du circuit de référence de tension à 10 "intervalle de bande" suivant l'invention Une source de tension ou ré- férence d'intervalle de bande VBG 27, équivalant à la différence-de ten- sion d'intervalle de bande entre deux transistors (non représentés sur cette Figure mais qui sont l'équivalent des transistors Q 1 et Q 2 de la Figure 3) fonctionnant à différentes densités de courant d'émetteur, est 15 reliée en série à un amplificateur opérationnel 26 à gain élevé, entrée différentielle et sortie unipolaire Cet amplificateur opérationnel 26 produit une tension de sortie 30 proportionnelle, dans un rapport de gain de tension très élevé, à la différence positive entre des tensions appliquées entre la borne d'entrée 29 (positive) à non-inversion et une 20 borne d'entrée 28 (négative) à inversion L'idéal serait que la sortie réponde seulement à la tension différentielle entre les bornes 29 et 28, quelque soit la tension ordinaire existant entre ces bornes et n'importe quelle autre tension de référence. La sortie de tension 30 est "renvoyée" au noeud ou point de jonction 25 entre la source de référence 27 à intervalle de bande et une première ex- trémité d'une résistance R 1 L'autre extrémité de cette résistance R 1 est reliée à la borne d'entrée 29 de l'amplificateur 26 ainsi qu'à la base et au collecteur d'un transistor Q 10 qui sont reliés entre eux. L'émetteur du transistor Q 10 est relié à la première extrémité d'une au- 30 tre résistance R 2 dont l'autre extrémité est mise à la masse de référence. La Figure 1 montre une boucle de réaction "négative" qui tend à atteindre un état d'équilibre dans lequel la tension entre les bornes d'entrée 28 et 29 est essentiellement contrainte de se rapprocher de zéro Dans un tel équilibre, la tension aux bornes de la résistance R 1 doit nécessaire- 35 ment être égale à la tension mesurée entre les bornes de la référence d'intervalle de bande 27, soit une valeur VBG Etant donné qu'un amplifi- cateur opérationnel idéal ne consomme pas de courant d'entrée, le courant traversant R 1 doit par conséquent être VBG /R 1, et ce même courant doit circuler à travers Q 10 et R 2 pour parvenir à la masse En supposant qu'une -7- chute normalisée de tension de VBE se produise à travers la jonction base-émetteur de Q 10 ' l'équilibre s'obtient lorsque la sortie 30 atteint une tension V , qui est égale à la somme des chutes de tension à travers R 2, Q 10 et R 1, Soit VBG + VBE + (V BG/R 1) R 2 On constate par conséquent 5 que VO ne dépend que de la valeur précise de VBG' avec un rapport de pré- cision de R 2/R 1, et de VBE Un courant est produit à travers les résis- tances R 1 et R 2 par l'amplificateur 26 (voir la Figure 1) de telle sorte que la caractéristique thermique de VBE du transistor Q 1, s'annule La tension d'annulation à travers les résistances R 1 et R 2 est fixée par le 1 o rapport entre R 2 et R La somme des tensions traversant la résistance Ri, le transistor Q 10 et la résistance R 2 crée une tension stable de sor- tie V o Si l'on se reporte à la Figure 2, on y voit un schéma synoptique fonctionnel qui permet de mettre en oeuvre le principe exposé ci-dessus 15 au sujet de la Figure 1 L'amplificateur différentiel 20 à intervalle de bande a des caractéristiques d'entrée qui approchent et combinent les fonctions de la source de tension de référence VGB 27 avec les entrées 28 et 29 de la Figure 1, de manière que l'on puisse réaliser un équilibre d'ensemble lorsque la tension V 27 est appliquée entre les entrées 103 GB 20 et 105 (comme indiqué sur les Figures 1 et 2). Un courant total constant est tiré ou extrait de l'amplificateur 20 par le puits 25 à courant constant, de façon que les sommes des cou- rants circulant dans les sorties différentielles 101 et 112 soient égales au courant constant dérivé qui circule à travers le conducteur 106 de 25 l'amplificateur 20. La différence entre les courants circulant dans les sorties diffé- rentielles 101 et 112 est transformée par le convertisseur/amplificateur 21 à entrées différentielles et sortie unique en un courant renforcé et unipolaire qui est appliqué au noeud ou jonction 102. 30 La source 22 de courant constant délivre un courant actif et indé- pendant de la température-au convertisseur/amplificateur 21 Des change- ments nets de la sortie du convertisseur/amplificateur 21 sont amortis par le tampon de sortie 23, et la sortie résultante de ce tampon 23 ac- tionne au conducteur de sortie 117 la charge de sortie (non représentée). 35 La source de courant constant 22 et le puits à courant constant 25 re- présentés Figure 2 ne sont pas représentés en détail Figure 1, attendu qu'ils y seraient incorporés en tant que partie intégrante de l'amplifi- cateur 26 représenté Figure 1 D'une manière analogue, le convertisseur/ amplificateur 21 et le tampon de sortie 23 font partie intégrante de l'amplificateur 26 représenté Figure 1 Le réseau de réaction 24 que montre la Figure 2 comme étant accouplé à l'amplificateur différentiel 20 a intervalle de bande par l'entremise des entrées 103 et 105 est l'équivalent du réseau de réaction comprenant la boucle de réaction sur la Fi- 5 gure 1, à partir de la sortie 30 de l'amplificateur 26, et comprend les résistances R 1 et R 2, ainsi que le transistor intermédiaire 10 (diode), dont la base et l'émetteur sont reliés entre eux. La tension aux bornes de la charge (non représentée, mais qui serait appliquée entre la sortie 117 et la masse) est réduite dans un rapport 10 précis, et compensée thermiquement, par l'intermédiaire du réseau de ré- action 24 dont les sorties excitent les entrées 103 et 105 de l'amplifi-' cateur différentiel Un seul courant de polarisation thermiquement com- pensé circule à travers le conducteur 118 afin de fixer le niveau du courant de la source de courant 22 La contre-réaction produite par le 15 réseau de réaction 24 fonctionne d'une manière comparable à celle décrite en se rapportant à la Figure 1, en ce que l'on atteint un état d'équili- bre à la sortie 117 (voir Figure 2) o la tension appliquée par le réseau de réaction 24 entre les bornes d'entrée 103 et 105 est égale à la tension précise de référence à intervalle de bande VBG 27 (Figure 1), de telle 20 sorte que la tension de sortie en 117 est définie avec précision et in- dépendante de la température. Si l'on se réfère maintenant à la Figure 3, on y voit un schéma de circuit relatif à un premier mode de réalisation de l'invention suivant la Figure 2, o les traits mixtes désignent des enceintes définissant les 25 limites d'éléments à l'intérieur des blocs correspondants de la Figure 2. L'amplificateur différentiel 20 à intervalle de bande comprend les tran- sistors Q 1 et Q 2 dont les émetteurs 104 et 104 A sont reliés entre eux, ainsi qu'à la sortie 106 du puits de courant 25 qui est le collecteur du transistor Q 12 Le collecteur du transistor Q 1 est relié au noeud 101 A, 30 au collecteur 109 du transistor Q 4 ainsi qu'à la base 113 du transistor Q 5 dont le collecteur 115 est mis à la masse Le collecteur du transis- tor Q 2 est relié au collecteur 112 et à la base 111 du transistor A 3, ainsi qu'à la base 108 du transistor Q 4 Les émetteurs 114 du transistor 051 107 du transistor Q 4 et 110 du transistor Q 3 sont reliés au noeud 35 102 (voir également la Figure 2) Ce noeud 102 est également relié à la sortie de la source de courant 22, qui constitue la ligne sortante du collecteur du transistor Q 6 ' ainsi qu'à la base du premier transistor tam- pon Q 8 du système tampon de sortie 23 Le collecteur de ce transistor Q 8 est relié par l'entrée de commande 122 à la source de courant 22 Le 9 - conducteur d'entrée 122 de cette source est relié à la base et au collec- teur du transistor Q 7 qui sont reliés entre eux (ou en diode), ainsi qu'à la base du transistor Q 6 Les transistors Q 6 et Q 7 sont reliés entre eux comme le montre la Figure 3, de manière à conférer au bloc représenté Fi- 5 gure 2 et au couplage de transistors Q 6 et Q 7 de la Figure 3 la fonction de source 22 de courant constant Les émetteurs des transistors Q 6 et Q 7 sont reliés entre eux et aussi à la borne 116 à laquelle s'applique la tension brute d'alimentation. L'émetteur du premier transistor tampon QS est relié par un conduc- 10 teur 118 à la base du second transistor tampon Q 9 à l'intérieur du bloc tampon 23, ainsi qu'à la première borne d'une résistance R 3 placée à l'in- térieur du puits à courant constant 25 L'autre borne de la résistance R 3 est reliée au noeud 120, ce dernier étant relié à son tour au collecteur et à la base du transistor Q 11, reliés entre eux Le collecteur du second transistor tampon Q 9 est relié à la borne 116 d'alimentation en tension brute positive par un conducteur 200 (Figures 2 et 3) L'émetteur du second transistor tampon Q 9 est relié à la sortie 117, à la base 103 du transistor Q 1 situé dans l'enceinte 20 de l'amplificateur différentiel à intervalle de bande et aussi à une première borne de la résistance Ri L'autre borne de cette résistance R 1 est reliée à la base du transistor Q 2 par le conducteur 105 et aussi aux 25 collecteur et base du transistor Q 10 qui sont reliés entre eux, ce transistor Q 10 faisant partie du réseau de réaction 24 L'émetteur 121 du transistor QQ 10 est relié à une première borne de la résistance R 2 dont l'autre borne est reliée à la masse Les émetteurs des transistors Q 12 et Q 11 qui forment le puits 25 à courant constant sont également mis à 30 la masse. Le circuit décrit Figure 3 fonctionne de la façon suivante Selon un mode préféré de réalisation, l'émetteur 104 du transistor Q 1 incorporé à l'amplificateur différentiel 20 à intervalle de bande pré- sente une surface x, tandis que l'émetteur 104 A du transistor Q 2 est N 35 fois plus grand, ou présente une surface N(x) Le collecteur du tran- sistor Q 12 fournit un courant total constant aux émetteurs communs et reliés entre eux 104 et 104 A des transistors respectifs Q 1 et Q 2 ' et à l'état d'équilibre c'est la moitié du courant total qui circule dans chacun de ces émetteurs Etant donné que le rapport entre surfaces d'é- 10 metteurs qui existe entre l'émetteur 104 A du transistor Q 2 et l'émetteur 104 du transistor Q 1 est N, dans ces conditions d'équilibre on obtient dans l'émetteur 104 du transistor Q 1 une densité de courant qui est N fois aussi grande que la densité du courant dans l'émetteur 104 A du transistor 5 O 2 Ainsi, la différence en tension d'intervalle de bande entre les jonc- tions émetteur-base des transistors Q 1 et Q 2 est définie avec précision à partir d'un courant total déterminé provenant du collecteur du transis- tor Q 12. Dans ce mode préféré de réalisation, o des courants égaux sont con- 10 traints de passer à travers des surfaces émettrices inégales, les`courants de collecteur en équilibre des transistors Q 1 et Q 2 sont égaux entre eux. Le courant de collecteur provenant du transistor Q 2 est contraint de pas- ser à travers la jonction émetteur-base du transistor Q 3 branché en diode, ce qui engendre une chute prévisible de tension émetteur-base laquelle, 15 lorsqu'elle est appliquée à travers la jonction émetteur-base du transis- tor Q 4, fait circuler un courant égal et de polarité contraire dans le collecteur 109 du transistor Q 4 L'équilibre s'établit, si l'on néglige le courant de base relativement faible du transistor Q 5, lorsque le cou- rant "réfléchi" provenant du collecteur 109 du transistor Q 4 est égal au 20 courant de collecteur du transistor Q 1. Le transistor Q 5 amplifie les variations de courant qui se produisent au noeud 101 A et superpose le courant amplifié aux courants additionnés d'émetteurs des transistors Q 4 et Q 3 au noeud 102 En raison de la con- nexion efficace à réaction positive du transistor Q 5, il existe au noeud 25 101 A une très forte impédance, et le gain effectif courant différentiel- courant unipolaire obtenu entre les entrées 103 et 105 de l'amplifica- teur différentiel et le noeud 102 est élevé. La base du premier transistor tampon Q 8 à collecteurs communs pré- sente une forte impédance au noeud 102, ce qui permet de maintenir le gain 30 courant différentiel-courant de sortie unipolaire à une valeur élevée et aussi d'être relativement indépendant de l'impédance de charge reliée à l'émetteur du second transistor tampon Q 9. La tension de sortie V obtenue au conducteur 117 est appliquée par l'intermédiaire du réseau à contre-réaction 24, comme on l'a décrit 35 plus haut, aux entrées différentielles 103 et 105, ce qui produit l'équi- libre de réaction désiré ainsi qu'une reproduction à l'échelle, et ther- miquement compensée, de la tension de référence précise à intervalle de bande en tant que sortie V Attendu qu'une référence de tension précise V apparait à la sortie 11 - 117 en état d'équilibre, la tension sur le conducteur 118 est VBE qui est supérieur à V et possède un coefficient thermique qui varie comme le fait VB Ainsi, les caractéristiques de VBE et le coefficient thermique du BEB transistor Q 11 s'alignent sur ceux du transistor Q 9, et la tension appli- 5 quée aux bornes de la résistance est constante, indépendante de la température et fixée par la tension précise V O R 3 est une résistance à faible coefficient thermique; par conséquent, le courant I 2 est défini avec précision et pratiquement indépendant de la température. Le courant I 2 qui circule à travers le conducteur 118 contr 8 le le 10 courant dans le collecteur du transistor Q 12 grâce au même mécanisme dit à "miroir de courant" que celui décrit plus haut pour les transistors Q 6 et Q 7 V sauf que l'émetteur du transistor Q 11 est réalisé ou fabriqué de- manièrequ'il ait une surface égale au double de celle de l'émetteur du transistor Q 12 ' Ainsi, le courant de puits provenant du collecteur du 15 transistor Q 12 est égal à I 2/2. Si l'on néglige de faibles courants de base dans les transistors Q 8 et Q 9, la totalité du courant I 2 qui circule en tant que courant de collecteur dans le transistor Q 8, est réfléchi par le courant provenant de la source 22 (transistor Q 6) dans le noeud 102 Etant donné que le 20 courant de puits qui circule à travers l'amplificateur différentiel et les émetteurs 107 et 110 des transistors respectifs Q 4 et Q 3 est égal à I 2/2, il existe un excédent de courant au noeud 102 qui est égal à I 2/2 et circule par conséquent à travers l'émetteur 114 du transistor Q 5 jusqu'à la masse en passant par le collecteur 115 de ce transistor Q 5. 25 Le dispositif de polarisation que montrent les Figures 3, 4 et 5 ne com- porte pas de moyen initial de mise en circuit, de telle sorte que l'on a la certitude que les transistors Q 6, Q 7 et Q 8 deviennent initialement conducteurs lorsqu'on applique le courant en premier à la borne d'ali- mentation 116 Selon le type de technologie des circuits intégrés que 30 l'on a mise en oeuvre pour réaliser la présente invention, de très fai- bles courants de fuite dans le collecteur du transistor Q 6 ou dans le collecteur du transistor Q 8 peuvent être suffisants pour assurer la mise en circuit Toutefois, une mise en circuit plus positive ou fiable peut être obtenue ou améliorée en créant un courant de fuite artificiel, par 35 exemple en utilisant pour cela une résistance de valeur élevée mais non- critique, ou tout autre moyen généralement connu dans l'art, branché soit sur le collecteur du transistor Q 6 et la borne d'alimentation 116, ou en- tre le collecteur du transistor Q 8 et la masse Ainsi, un seul circuit de polarisation basé sur la résistance R 3 et la tension V O règle tous les 12 - courants de fonctionnement sauf celui qui circule dans la seconde sortie du transistor tampon Q 9, ce courant de sortie variant selon la charge ap- pliquée à la sortie 117 L'indépendance thermique de précision des courants internes de polarisation améliore la stabilité thermique d'ensemble et la 5 dissipation totale d'énergie du circuit de la référence de tension de pré- cision à intervalle de bande. Dans une seconde variante de réalisation, les surfaces d'émetteurs des transistors Q 1 et Q 2 sont identiques, mais les surfaces d'émetteurs des transistors Q 3 et Q 4 étant dans un rapport N, sont inégales Dans 1 o cette seconde variante, l'équilibre du courant est atteint au noeud 101 A lorsque les courants de collecteurs, et par conséquent les courants d'é- metteurs, des transistors Q 1 et Q 2 sont contraints, en passant par la boucle de réaction, d'être inégaux suivant ce rapport N Ainsi, le même rapport d'ensemble 1 : N de densité-de courant d'émetteur est obtenu dans 15 ce second mode de réalisation, comme il l'a été dans le premier. Dans un autre ou troisième mode de réalisation, la source de cou- rant 22 (à deux transistors Q 6 et Q 7) décrite plus haut en se référant à la Figure 3 est remplacée par un agencement de circuit du type "miroir de Wilson" à trois transistors, représenté Figure 4 Les transistors Q 18 20 et Q 17 constituent un amplificateur à contre-réaction dans lequel l'équi- libre est atteint lorsque le courant de collecteur du transistor Q 17 est égal au courant contraint de passer à travers le noeud 122 A qui est relié au conducteur 122 (voir la Figure 3) entre la source constante de courant 22 et le tampon de sortie 23, moins le courant négligible de base du 25 transistor Q 18, Les jonctions base-émetteur des transistors Q 16 et Q 17 sont adaptées l'une à l'autre, de façon que la tension émetteur-base im- posée en équilibre par la boucle de réaction au transistor Q 17 et qui est juste suffisante pour produire un courant de collecteur égal et contraire à celui contraint de traverser le noeud 122 A, produise-dans le transistor 30 Q 16 un courant de collecteur identique sortant du noeud 102 qui est le même que le noeud 102 de la Figure 3 La précision de la réflexion du courant et l'impédance de sortie du circuit du type "miroir de Wilson" représenté Figure 4 procure une amélioration d'un facteur à peu près égal au gain de courant du transistor Q 8, par rapport à l'agencement de cir35 cuit ou à la source constante désignée en 22 sur la Figure 3. Dans la forme circuit intégré monolithique, l'adaptation entre les émetteurs des transistors Q 6 et Q 7, des transistors Q 12 et Q 1 i, et des transistors Q 4 et Q 3 est excellente; toutefois, en se référant à la Fi- gure 5, cette adaptation des émetteurs peut être encore améliorée dans un autre mode possible de réalisation de l'agencement de circuit que montre la Figure 3, o l'on a interposé des résistances de contre-réaction R 4, R 5, R 8, R 9, R 6 et R 7 en série respectivement avec les émetteurs des transistors Q Q 7 ' 212 ' Q 11 ' Q 4 Q 3 5 Bien que l'invention ait été représentée et décrite en se référant plus particulièrement à des modes préférés de réalisation, il appara tra clairement à tout spécialiste dans l'art que les variantes décrites ainsi que d'autres changements soit dans la forme, soit dans les détails, peu- vent 9 tre envisagés sans s'écarter des principes de base de l'invention. 10 Ainsi, par exemple, dans les modes de réalisation représentés on a utilisé des transistors NPN et PNP; cependant, on peut également inverser ces dispositifs, c'est-à-dire en remplaçant des dispositifs NPN par des dispositifs PNP ou inversement, pour obtenir la m 9 me fonction de circuit, mais cela aboutirait à l'obtention d'une tension de sortie négative et 15 entraînerait la nécessité de prévoir une source d'alimentation à tension négative. Bien que les agencements de circuits représentés sur les Figures 3, 4 et 5 utilisent un courant constant d'alimentation, il est également possible de faire fonctionner efficacement le circuit de référence de 20 tension à intervalle de bande décrit en utilisant un courant variable d'alimentation, même si le niveau du rendement risque d'gtre plus ou moins amoindri Ainsi, des améliorations substantielles du rendement pourraient être réalisées par l'usage du convertisseur à haut gain dif- férentiel-unipolaire, indépendamment de l'usage de sources de courant 25 constant ou variable. .CLMF: R E V E N D l C A T I 0 N S .CLMF: 1 Un circuit de référence de tension à intervalle de bande qui comprend en combinaison un dispositif de circuit à intervalle de bande pour produire une tension précise de sortie, et qui est caractérisé en 5 ce qu'il comporte un dispositif ( 22) pour alimenter en courant constant ledit dispositif de circuit à intervalle de bande afin de permettre à ce dernier de produire une tension précise de sortie, sensiblement indépen- dante des variations de température, de charge et d'alimentation en cou- rant. 10 2 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 1, caractérisé en ce que ledit dispositif d'alimentation en courant constant comprend un dispositif spéculaire ou "à miroir" (Q 16 ' Q 17 ' Q 18) destiné à contraindre un courant constant à traverser ledit circuit à intervalle de bande. 15 3 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 2, caractérisé en ce que ledit dispositif spéculaire ou à miroir comprend un puits à courant ( 25) destiné à affaiblir le courant provenant dudit circuit. 4 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la 20 Revendication 3, caractérisé en ce que le moyen d'affaiblissement du courant comprend deux transistors NPN (Q 16 ' Q 17) dont les bases sont reliées entre elles, l'un de ces transistors NPN ayant son collecteur relié au circuit de référence de tension à intervalle de bande pour en prélever du courant. 25 5 Un circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 4, caractérisé en ce que l'autre transistor NPN a sa base et son collecteur reliés entre eux et possède une surface d'émetteur qui est dans un multiple fixe de la surface d'émetteur du premier desdits deux transistors NPN. 30 6 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 5, caractérisé en ce que ladite surface d'émetteur de l'autre transistor de la paire NPN représente le double de la surface d'émetteur du premier transistor NPN. 7 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon l'une 35 quelconque des Revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen de polarisation 8 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 7, caractérisé en ce que ledit moyen de polarisation ( 24) comprend un transistor (Q 10) et des résistances (R 1, R 2) accouplées au transistor (Q 10) et qui, conjointement à ce dernier, fournissent une ten5 sion aux bornes des résistances qui est égale à une tension de sortie en- gendrée par ledit circuit de référence de tension à intervalle de bande. 9 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 8, caractérisé en ce que le circuit tampon comprend des transistors tampons (Q 8 Q 9) dont le coefficient de température base-é10 metteur s'aligne sur le coefficient de température de l'entrée du dispo- sitif d'alimentation en courant constant ( 22 >, afin de-maintenir le cou- rant constant de commande indépendant des variations de température, de charge et de puissance d'alimentation. 10 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la 15 Revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend a) un amplificateur différentiel ( 20) ayant une tension diffé- rentielle d'entrée et des premier et second transistors (Q f Q 2) b) un moyen pour compenser avec précision la tension différen- tielle d'entrée dudit amplificateur différentiel ( 20) par une tension dé- 20 terminée par la différence d"'intervalle de bande" entre la tension émetteur-base du premier transistor (Q 1) et la tension émetteur-base du second transistor (Q 2), ces premier et second transistors comportant des moyens pour produire des densités de courant d'émetteur différentes, c) un moyen ( 25) accouplé audit amplificateur différentiel ( 20) 25 pour affaiblir un courant constant, thermiquement indépendant, provenant dudit amplificateur différentiel, d) un moyen ( 21) accouplé audit amplificateur différentiel ( 20) pour assurer la conversion dudit courant de sortie différentiel provenant dudit amplificateur différentiel en un courant de sortie unipolaire; 30 e) un moyen accouplé audit moyen de conversion pour fournir à celui-ci un courant de polarisation indépendant de la température, f) un moyen tampon ( 23) accouplé à la sortie dudit moyen de conversion ( 21) pour fournir à ce moyen de conversion une impédance de charge indépendante de toute charge appliquée audit moyen tampon ( 23), 35 ce dernier ayant une tension de sortie, et g) un moyen de réaction ( 24) accouplé audit moyen tampon ( 23) pour renvoyer avec précision une fraction de ladite tension de sortie au- dit amplificateur différentiel ( 20). 11 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 10, caractérisé en ce que ledit moyen de conversion ( 21) comprend: a) des moyens spéculaires (Q 3, Q 5) pour réfléchir une reproduc- tion de polarité contraire d'un courant de sortie engendré par, ledit am- 5 plificateur différentiel ( 20); b) un premier noeud additionneur de courant ( 102) relié audit amplificateur différentiel et la reproduction de polarité contraire qui en provient, ledit premier noeud additionneur de courant étant également relié au collecteur dudit second transistor (Q 2) dudit amplificateur dif- 10 férentiel ( 20), c) un troisième transistor (Q 4) accouplé auxdits moyens addi- tionneurs et relié audit premier noeud additionneur de courant ( 102), d) un second noeud additionneur de courant ( 101 A), l'émetteur - du troisième transistor (Q 4) étant relié audit second noeud additionneur 15 de courant, ce dernier étant également relié auxdits moyens spéculaires (Q 3, A 5) de telle sorte que le courant total de sortie du collecteur ordinaire des deux transistors de l'amplificateur différentiel s'écoule à travers ledit second noeud additionneur de courant, de troisième tran- sistor précité (Q 4) assurant une amplification importante du courant circulant entre ledit premier noeud et ledit second noeud, et e) une source de courant constant ( 22) indépendante de la tem- pérature, reliée audit second noeud additionneur de courant ( 101 A) de façon à fournir le courant total nécessaire pour ledit troisième transis- tor (Q 4) et lesdits moyens spéculaires (Q 3, Q 5). 25 12 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 10, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit commun de polarisation ( 118, R 3, 120), ledit moyen de polarisation du courant, indépendant de la température, et ledit moyen d'affaiblissement ( 25) étant reliés audit circuit commun de polarisation, ce dernier comportant des 30 moyens permettant au moyen de polarisation du courant, indépendant de la température, ainsi qu'audit moyen d'affaiblissement, de s'aligner l'un sur l'autre par rapport à leurs valeurs de courant. 13 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 12, caractérisé en ce que ledit circuit commun de polarisa35 tion comprend a) un moyen ( 118) pour constituer une source de tension de po- larisation dérivée de ladite tension de sortie (V ) et décalée par rap- port à cette dernière de la valeur d'une chute de tension produite à tra- vers ledit moyen tampon ( 23), b) une entrée ( 120) dudit puits ou moyen d'affaiblissement ( 25), un moyen accouplé à cette entrée pour fournir une tension décalée équiva- lant à la chute de tension produite dans ledit moyen tampon, c) une résistance (R 3) interposée entre le moyen ( 118) qui cons- 5 titue la source de tension de polarisation et ladite entrée ( 120) du puits ou moyen d'affaiblissement ( 25) pour fournir à celui-ci un courant cons- tant,et d) un moyen (Q 11, Q 12) accouplé à ladite résistance (R 3) pour polariser le puits ou moyen d'affaiblissement ( 25) et le moyen (Q 1 i Q 2) 10 accouplé au moyen de conversion ( 21) pour fournir un courant de polarisa- tion indépendant de la température audit moyen de conversion ( 21). 14 Un circuit de référence de tension à intervalle de bande confor- mément à la Revendication 1, caractérisé en ce que ladite alimentation en courant constant ( 22) comporte un circuit du type dit "à miroir de 15 Wilson" ( 116, Q 16, Q 17, Q 18 102, 122 ) 15 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 10, caractérisé en ce qu'il comporte une source de courant constant ( 22) accouplée audit moyen de conversion ( 21), une résistance de contre-réaction ( 24) accouplée à chacun des moyens d'affaiblissement, 20 de conversion et source de courant constant afin de conférer des caracté- ristiques accordées à chacun desdits moyens d'affaiblissement, de con- version et source de courant constant. 16 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 10, caractérisé en ce que ledit moyen propre à produire 25 différentes densités de courant d'émetteurs dans lesdits premier et seeond transistors (Q 1 x Q 2) dudit amplificateur différentiel ( 20) comprend: a) une surface d'émetteur dudit premier transistor (Q 1), désignée par le symbole "x", b) une surface d'émetteur dudit second transistor (Q 2) qui est 30 un multiple N (x) de ladite surface d'émetteur du premier transistor (Q 1)' c) des moyens (Q 1 o R 1, R 2) prévus dans ledit circuit de réac- tion ( 24) et accouplés auxdits premier et second transistors (Q 1, Q 2) du- dit amplificateur différentiel ( 20) afin d'obtenir impérativement un équi- libre des courants de sortie des collecteurs ( 104, 104 A) desdits premier 35 et second transistors (Q 1 V Q 2) dudit amplificateur différentiel ( 20). 17 Un circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 10, caractérisé en ce que ledit moyen prévu pour pro- duire différentes densités de courants d'émetteurs dans lesdits premier et second transistors (Q 1 V Q 2) comprend : a) un moyen pour appliquer un courant différent à chacun de ces premier et second transistors (QV 1 Q 2) ayant les mêmes surfaces de zones émettrices, le courant différentiel de sortie dudit amplificateur diffé- rentiel ( 20) étant composé de courants de sortie inégaux, 5 b) un moyen, dans ledit moyen de conversion ( 21), sensible aux- dits courants de sortie inégaux dudit amplificateur différentiel afin de produire un équilibre de courants dans ledit moyen de conversion ( 21), et c) un moyen incorporé audit dispositif de réaction ( 24) et ac- couplé aux premier et second transistors (Q 1, Q 2) pour obtenir impérative- 10 ment tm état d'équilibre entre les courants dudit moyen de conversion ( 21). 18 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit à intervalle de bande a des courants de sortie différents et comporte des moyens de conversion différentiel-sortie unipolaire associés audit circuit à intervalle de 15 bande, de manière à produire un courant unipolaire à partir desdits courants de sortie différentielle et à permettre à ladite tension précise de sortie (V 0) dudit circuit à intervalle de bande d'être sensiblement indépendante des variations de température, de charge et de courant d'alimentation. 20 19 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 18, caractérisé en ce que ledit moyen de conversion ( 21) à gain élevé différentiel-sortie unipolaire comprend : a) un dispositif à courant spéculaire (Q 16 ' Q 17, Q 18) pour four- nir un courant de polarité contraire et proportionnel à l'un desdits 25 courants différentiels de sortie dudit circuit à intervalle de bande, b) un moyen d'amplification du courant accouplé audit moyen à courant spéculaire pour amplifier la somme algébrique dudit courant pro- duit par le dispositif spéculaire, ainsi que le second desdits courants différentiels de sortie du circuit à intervalle de bande, ce moyen d'am- 30 plification du courant ayant un courant de sortie unipolaire, et c) un moyen pour combiner et augmenter ledit courant de sortie unipolaire dudit moyen d'amplification du courant avec la totalité du courant circulant dans ledit moyen à courant spéculaire qui comprend le- dit courant de polarité contraire et proportionnel au premier desdits cou- 35 rants différentiels de sortie et ledit premier desdits courants différen- tiels de sortie. 20 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 18, caractérisé en ce que ledit moyen de conversion ( 21) à gain élevé différentiel-sortie unipolaire comprend : 19 - a) une première et une seconde entrée ( 112, 101); b) un premier transistor NPN (Q 3) dont la base ( 111) et le col- lecteur sont reliés à ladite première entrée ( 112) et dont l'émetteur est relié à une sortie ( 102); 5 c) un second transistor NPN (Q 4) dont la base ( 108) est reliée à ladite première entrée ( 112), l'émetteur ( 107) est relié à ladite sor- tie ( 102) et le collecteur ( 109) est relié à ladite seconde entrée ( 101), et d) un troisième transistor PNP (Q 5) dont la base ( 113) est re- 10 liée à ladite seconde entrée ( 101) et audit collecteur ( 109) dudit second transistor PNP (Q 4), l'émetteur ( 114) relié à ladite sortie ( 102), et le collecteur ( 115) mis à la masse. 21 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 1, caractérisé par le fait qu'il comporte un circuit ampli15 ficateur comprennant un moyen amplificateur différentiel ayant des entrées de tension différentielle, afin de fournir des sorties de courant dif- férentiel, et : a) un moyen de conversion à gain élevé différentiel-sortie uni- polaire ( 21) accouplé auxdites sorties de courant différentiel dudit am- 20 plificateur différentiel afin de produire un courant de sortie unipolaire à partir desdits courants de sortie différentielle dudit amplificateur différentiel, l'ensemble comprenant : b) un moyen dit à courant spéculaire ( 22, Fig 4) pour fournir un courant de polarité contraire et qui est proportionnel à l'un desdits 25 courants différentiels de sortie dudit amplificateur différentiel; c) un moyen amplificateur de courant ( 21) accouplé audit moyen à courant spéculaire ( 22, Fig 4) pour amplifier la somme algébrique du- dit courant fourni par ledit moyen spéculaire, ainsi qu'au second desdits courants différentiels de sortie dudit moyen amplificateur différentiel, 30 ledit moyen amplificateur de courant ayant un courant de sortie unipolaire, et d) un moyen pour combiner et incrémenter ledit courant de sortie unipolaire du moyen amplificateur de courant avec la totalité du courant circulant dans ledit moyen spéculaire qui comprend ledit courant de pola- 35 rité contraire et qui est proportionnel à l'un desdits courants différen- tiels de sortie du moyen amplificateur différentiel. 22 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon laRevendication 21, caractérisé en ce que ledit moyen de conversion, à gain élevé différentiel-sortie unipolaire comprend : a) des première et seconde entrées ( 112, 101); b) un premier transistor PNP (Q 3) dont la base et le collecteur sont reliés à ladite première entrée ( 112) tandis que son émetteur est relié à une sortie ( 102), 5 c) un second transistor PNP (Q 4) dont la base est reliée à la- dite première entrée ( 112), tandis que son émetteur est relié à ladite sortie ( 102) et son collecteur est relié à la seconde entrée ( 101), et d) un troisième transistor PNP (Q 5) dont la base est reliée à la seconde entrée et au collecteur dudit second transistor NPN, tandis 10 que l'émetteur est relié à ladite sortie ( 102) et que le collecteur est relié à la masse. 23 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 1, caractérisé par un premier transistor NPN (Q 1) et a) par un second transistor NPN (Q 2) dont l'émetteur est relié 15 à l'émetteur du premier transistor NPN (Q 1), b) un moyen de conversion à haut gain de différentiel à sortie unipolaire ( 21) accouplé audit moyen amplificateur différentiel ( 20) afin de produire un courant unipolaire à partir desdits courants différentiels de sortie, ce moyen de conversion comprenant : 20 c) un troisième transistor PNP (Q 3) dont le collecteur et la base sont reliés au collecteur du second transistor NPN (Q 2), d) un quatrième transistor PNP (Q 4) dont la base est reliée au collecteur dudit second transistor NPN (Q 2) ainsi qu'à la base et au col- lecteur dudit troisième transistor PNP (Q 3), et dont le collecteur est 25 relié au collecteur dudit premier transistor NPN (Q 1), tandis que son émetteur est relié à l'émetteur dudit troisième transistor PNP (Q 3), et e) un cinquième transistor PNP (Q 5) dont la base est reliée aux collecteurs desdits quatrième transistor PNP (Q 4) et premier transistor NPN (Q 1), son collecteur étant relié à la masse, tandis que son émetteur 30 est relié aux émetteurs desdits troisième et quatrième transistors PNP (Q 3 et Q 4). 24 Un circuit de référence de tension à intervalle de bande confor- mément à la Revendication 23, caractérisé en ce que : a) ledit premier transistor NPN est un premier transistor NPN à 35 intervalle de bande (Q 1), b) ledit second transistor NPN étant un second transistor NPN à intervalle de bande (Q 2), c) un moyen d'alimentation en courant constant ( 22) accouplé auxdits moyens d'amplification différentielle et de conversion ( 20, 21), 21 - ledit moyen d'alimentation en courant constant ( 22) comprenant un sixième transistor NPN (Q 6) dont le collecteur est relié aux émetteurs des troi- sième, quatrième et cinquième transistors PNP (Q 3, Q 4, Q 5) et ayant son émetteur relié à une borne positive d'alimentation, et 5 d) un septième transistor PNP (Q 7) dont la base et le collecteur sont reliés à la base dudit sixième transistor PNP (Q 6) et ayant son émet- teur relié à l'émetteur dudit sixième transistor PNP (Q 6) ainsi qua'à une borne positive d'alimentation, o e) un moyen tampon ( 23) accouplé à la sortie dudit moyen de con- 10 version ( 21) afin de produire une impédance de charge pour ledit moyen de conversion, comprenant : f) un huitième transistor NPN (Q 8) dont le collecteur est relié au collecteur et à la base dudit septième transistor PNP (Q 7), et à la base dudit sixième transistor PNP (Q 6), et dont la base est reliée aux 15 émetteurs desdits troisième, quatrième et cinquième transistors PNP (Q 3, Q 4, Q 5) ainsi qu'au collecteur dudit sixième transistor PNP (Q 6), et g) un neuvième transistor NPN (Q 9) dont le collecteur est relié à ladite borne positive d'alimentation ( 116), la base étant reliée à l'é- metteur dudit huitième transistor NPN (Q 8) et l'émetteur à la base dudit 20 premier transistor NPN à intervalle de bande (Q 1) ainsi qu'à une borne de sortie (Vo), h) un réseau de réaction ( 24) accouplé audit moyen tampon ( 23), -comprenant une premire résistance (R 1) dont une extrémité est reliée au- dit émetteur dudit neuvième transistor NPN (Q 9), à ladite base dudit premier transistor NPN (Q 1) à intervalle de bande et à ladite borne de sortie (Vo), tandis que l'autre extrémité de la première résistance (R 1) est reliée à la base du second transistor NPN à intervalle de bande (Q 2) i) un dixième transistor NPN (Q 10) dont la base et le collec- teur sont reliés à ladite seconde extrémité de la première résistance (R 1) 30 ainsi qu'à ladite base du second transistor NPN (Q 2) à intervalle de bande, j) une seconde résistance (R 2) dont une première extrémité est reliée à l'émetteur dudit dixième transistor NPN (Q 10), l'autre extrémité étant reliée à la masse, 35 k) un moyen d'affaiblissement du courant, ou puits, accouplé audit dispositif amplificateur différentiel ( 21) et comprenant une troi- sième résistance (R 3) dont une extrémité est reliée à l'émetteur du huitième transistor NPN (Q 8) du dispositif tampon ( 23) ainsi qu'à la base. du neuvième transistor NPN (Q 9) du dispositif tampon ( 23), 1) un onzième transistor NPN (Q 11) dont la base et le collec- teur sont reliés à la seconde extrémité de la troisième résistance (R 3) et dont l'émetteur est relié à la masse, et m) un douzième transistor NPN (Q 12) dont la base est reliée a 5 la base et au collecteur du onzième transistor NPN (Qil) et à l'autre ex- trmité de la troisième résistance (R 3), son émetteur étant relié à la masse, tandis que son collecteur est relié aux émetteurs des premier et second transistors NPN à intervalle de bande (QI' Q 2)' 25 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la 10 Revendication 24, caractérisé en ce que les moyens prévus pour établir des densités inégales de courant dans les émetteurs des premier et se- cond transistors NPN à intervalle de bande comprennent : a) l'émetteur du premier transistor NPN à intervalle de bande, dont la surface est "x", 15 b) l'émetteur du second transistor NPN à intervalle de bande (Q 2) ayant une surface différente "N(x)" o N désigne une valeur autre que un, et c) les émetteurs des troisième et quatrième transistors PNP (Q 3, Q 4) ont des surfaces égales entre elles. 20 26 Circuit de référence de tension à intervalle de bande selon la Revendication 24, caractérisé par un moyen pour établir des densités de courant inégales dans les émetteurs des premier et second transistors NPN a intervalle de bande (Q 1 ' Q 2)' lesquels comprennent : a) les émetteurs des premier et second transistors NPN à in- 25 tervalle de bande (Q 1 ' Q 2), qui ont des surfaces égales entre elles, b) l'émetteur dudit troisième transistor PNP (Q 3) ayant une surface "y", et c) l'émetteur dudit quatrième transistor PNP (Q 4) ayant une surface "N(y)" différente o N représente une valeur autre que un. 30 27 Procédé selon l'une quelconque des Revendications 1 à 26, pour produire une tension précise de référence à intervalle de bande indépen- dante des variations de température, de charge et d'alimentation en cou- rant, caractérisé par les phases qui consistent à prévoir un circuit à intervalle de bande pour produire une tension précise de sortie, et caractérisé en ce que l'on accouple une alimentation de courant constant audit circuit à intervalle de bande pour permettre à ce circuit de produire une tension précise de sortie sensiblement indépendante des variations de température, de charge et d'alimentation en courant. .CLMF: 28 Procédé selon la Revendication 27, caractérisé en ce qu'il est prévu des densités inégales de courant dans le circuit à intervalle de bande en contraignant des courants égaux à traverser des dispositifs à transistors dudit circuit à intervalle de bande ayant des surfaces d'é- metteurs inégales, afin d'obtenir une référence de tension précise à in- 5 tervalle de bande. 30 Procédé selon la Revendication 28, caractérisé en ce que l'on prévoit un courant de sortie à gain élevé à partir d'une tension d'entrée différentielle, ce procédé comprenant les phases qui consistent à 15 a) prévoir un amplificateur ayant des entrées de tension dif- férentielle et des courants de sortie différentiels , b) convertir ces courants de sortie différentiels en un courant de sortie unipolaire à gain élevé, et c) combiner ce courant de sortie unipolaire avec la totalité 20 desdits courants de sortie différentiels dudit amplificateur. 29 Procédé selon la Revendication 28, caractérisé en ce qu'il est prévu des densités inégales de courant dans le circuit à intervalle de bande en forçant des courants inégaux à travers des dispositifs à tran- sistors dudit circuit à intervalle de bande ayant des surfaces d'émet- 10 teurs inégales afin d'obtenir une référence de tension précise à inter- valle de bande.