Brevet FR2532504A1 — publié le 19840302

La présente invention concerne le traitement de signaux de couleur dans un récepteur de télévision et plus particulièrement un dispositif pour filtrer de façon adaptée les signaux de couleur selon la largeur de bande du signal de couleur courant moyenné sur un court intervalle De cette manière, la largeur de bande du filtre est continuellement ajustée résultant ainsi en une largeur de bande moyenne signficativement moindre que la valeur précise d'un filtre fixe pour passer les composantes de signaux de couleur de fréquence plus élevée, augmentant ainsi le rapport signal-bruit des signaux de couleur. Selon la conception d'un récepteur de télévision analogique standard, les signaux de couleur sont filtrés pour éliminer les bruits hors de la bande La largeur de bande de tels filtres est généralement un modèle de compromis dans le but d'accomplir une bonne réponse transitoire tout en supprimant en même temps le bruit à l'étendue la plus totale proportionnée à celle-ci Si la largeur de bande du filtre était variée de façon instan- tanée selon le contenu du spectre du signal reçu, les deux fonctions pourraient être réalisées sans le compromis. Dans le récepteur, les signaux de couleur sont finalement combinés avec le signal de luminance pour produire les signaux du rouge R, du vert G et du bleu B pour attaquer le tube-image Il est de ce fait impératif que le filtre de signaux de couleur introduise sensiblement aucun retard de phase entre les signaux de couleur et de luminance Il n'est pas actuellement pratique de concevoir un filtre analogique adaptatif qui n'introduise pas de retard de phase entre les signaux de luminance et de couleur ce qui produit finalement des images troubles ou floues lorsque reproduites sur l'écran de télévision. Il est cependant actuellement pratique de traiter les signaux vidéo par des techniques numériques De plus, si des filtres à réponse impulsionnelle finie ou filtres FIR sont utilisés pour accomplir les fonctions de filtrage, ils peuvent être programmés pour régler adaptativement les largeurs de bande et la réponse en amplitude sans introduire de retard de phase. La présente invention concerne un circuit numérique pour traiter des signaux vidéo incorporés dans un récepteur de télévision Un filtre passebas numérique adaptatif FIR est inclus dans le canal de couleur (par exemple les trajets de signaux I et Q) pour éliminer sensiblement l'énergie de bruit électrique hors de la bande des fréquences de signaux de couleur La largeur de bande du filtre adaptatif est automatiquement ajustée pour répondre au contenu ou à la capacité de fréquence du signal de couleur actuellement en train d'être traité. Dans le mode de réalisation illustré, un élément à retard est inclus en avant du filtre adaptatif FIR, produisant une période sur laquelle le contenu de la fréquence moyenne du signal peut être analysé Le contenu de la fréquence du signal de couleur est analysé par un filtre passe-bande adaptatif qui centre lui-même autour d'un niveau d'énergie de seuil minimum des fréquences de signaux les plus élevés ordinairement présentes dans le canal de couleur Les signaux produits par l'analyseur sont appliqués pour ajuster le filtre adaptatif passe-bas FIR à la largeur de bande minimum requise pour passer le signal de couleur Dans ce mode de réalisation, il est possible de réaliser le filtre passe-bas comme partie du filtre passe-bande utilisé dans l'analyseur de fréquence L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 est un blocdiagramme d'un filtre adaptatif FIR; la figure 2 est un bloc-diagramme d'une partie du canal de traitement de signaux de couleur comprenant 5 O 4 des filtres passe-bas adaptatifs FIR; les figures 3, 6 et 7 sont des blocs-diagrammes d'un circuit pour contrôler dynamiquement un filtre adaptatif du type illustré en figure 2; la figure 4 est un diagramme dans le temps d'un système pour le circuit des figures 2 et 3; et la figure 5 est un bloc-diagramme d'un filtre de donnéeséchantillonnéesayant une fonction de transfert qui ressemble à celle d'un dispositif de différenciation. En se référant à la figure 1, il est montré un filtre de donnéeÉéchantillonn 6 pondéré de sortie FIR généralement connu par ceux compétents dans le domaine du traitement de signaux numériques Les éléments 10 sont M étages z-1 à retard reliés en série dont chacun retarde le signal appliqué X(n) pour une période d'un échantillon. Le signal appliqué X(n) et les signaux de sortie des -éléments 10 sont respectivement appliqués à M+ 1 multipli- cateurs de coefficient 20, dont chacun produit un signal de sortie X(n r) kr, o r représente le nombre de retards imposés au signal appliqué X(n) et kr est la valeur du coefficient respectifo Les signaux de sortie des multiplicateurs de coefficient 20 sont ajoutés dans l'additionneur 21 pour produire le signal de sortie du filtre Y(n) Un contrôleur de coefficient 22 détermine la valeur de chacun des coefficients et peut être agencé pour changer les coefficients à des intervalles souhaitéso Le contrôleur 22 peut simplement être un dispositif mémoire qui est périodiquement cadencé par divers codes d'adresse pour appliquer des coefficients connus aux multiplicateurs en une séquence prédéterminée. La fonction de transfert du type de filtre de la figure 1 pour un jeu donné de coefficient kr est donnée par l'équation: M Y(n) = k -X(n-i) ( 1) i= O L Pour un jeu différent de coefficients ar la 2532504 ' fonction de transfert est-: M Y(n) = ai X(n-i) ( 2) i= O Ainsi, si les coefficients peuvent être changés dans une période d'échantillonnage, le filtre peut accomplir une fonction de filtrage différente pour chaque échantillon du signal appliqué X(n). Une caractéristique particulière d'un filtre selon la figure 1 est qu'aussi longtemps que les coeffi- cients de pondération sont maintenus symétriques autour du point central des étages à retard 10, le retard de groupe du signal traité reste constant par exemple le filtre est un dispositif à phase linéaire. De ce fait, sujet à la condition ci-dessus, la fonction du filtre peut être changée sans altérer le retard du groupe. Il est reconnu qu'un filtre adaptatif FIR avec un retard de groupe constant peut également être réalisé par une structure pondérée d'entrée (non montrée). Cependant, le filtre pondéré d'entrée a pour limitation que la fonction de filtrage ne peut pas âtre changée sur une base échantillon par échantillon, mais doit être changée plutôt sur une période de N échantillons, puisque les sommes partielles produites dans une structure pondérée d'entrée doivent être effacées du registre du filtre avant que la nouvelle fonction ou-fonction changée devienne effective. La figure 2 illustre une partie du circuit de traitement de signaux vidéo d'un récepteur de télévision couleur incorporant un filtrage passe-bas adaptatif dans les canaux de signaux de couleur Dans le récepteur, les filtres 38 et 39 de largeur de bande ajustable sont ajustés pour avoir la largeur de bande minimum selon la largeur de bande de l'information du signal présent dans les canaux I et Q, respectivement, pour le but d'augmenter le rapport signal-bruit de ces signaux Dans cette figure, 2532504 ' un signal vidéo composite est appliqué à la borne d'entrée 27 du filtre en-peigne 28 dans lequelles composantes de chrominance C et de luminance Y du signal vidéo sont séparées Dans le système du type NTSC, le signal de luminance Y est composé de la somme de pourcentages spécifiques des signaux de -couleur du rouge R, du bleu B, et du vert G de la scène transmise, et est un signal de bande large La luminance représente la luminosité de l'image Le signal de chrominance est une porteuse modulée par les deux signaux I et Q ayant une relation en quadra- ture Ces deux signaux sont également composés de compo- santes R, B et G, par exemple: I = 0,60 R 0,28 G 0,32 B ( 2) Q = 0,21 R 0,52 G + 0,31 B ( 3) La largeur de bande du signal I est de 1,5 M Hz et la largeur de bande du signal Q est 0,5 M Hz. Le signal de chrominance est appliqué au circuit 29 o il est filtré passe-bande (pour réduire des signaux et du bruit hors de bande) et démodulé à ses composantes I et Q Le signal I disponible à la borne 30 et le signal Q disponible à la borne 31 sont respectivement appliqués aux filtres 24 et 25 passe-bas adaptatifs Les signaux filtrés I' et Q' produits aux bornes 40 et 41 sont appliqués au circuit de matriçage de couleur 45 o ils sont généralement convertis en signaux R-Y et B-Y qui sont alors combinés en proportions correctes avec le signal de luminance pour produire des signaux R, G et B pour attaquer un tube-image. Les filtres adaptatifs 24 et 25 fonctionnent d'une manière similaire, ainsi dans l'explication suivante, les numéros de référence des éléments dans le filtre 24 seront suivis par les numéros de référence des éléments corres- pondants dans le filtre 25 en parenthèses (par exemple, retard 34 ( 35)). Le filtre adaptatif 24 ( 25) comprend un filtre 38 ( 37) FIR de largeur de bande ajustable (par exemple du type illustré en figure 1) et lescircuits 32 et 36 ( 33 et 37) pour déterminer les fréquences les plus élevées du signal I(Q) ordinairement ou actuellement disponible à la borne 30 ( 31) Un élément à retard 34 ( 35) est relié en série entre la sortie du circuit 29 et le filtre 38 ( 39) FIR de largeur de bandeuajustable L'élément à retard 34 ( 35) produit une période sur laquelle la valeur moyenne de la fréquence-maximum du signal et ainsi les coefficients du filtre peuvent être produits avant application du signal retardé au filtre, ou dans une application o le filtre FIR peut être sélectivement changé sur une base échantillon par échantillon, pour produire un temps suffisant pour examiner l'échantillon et reprogrammer le filtre. De façon conceptuelle, il est souhaitable de modifier ou reprogrammer les coefficients de filtre durant des périodes o aucun signal n'est présent, par exemple durant les périodes d'effacement horizontal Le fonction- nement dans ce mode diminue les exigences de vitesse du dispositif du circuit de reprogrammation Ainsi, si les coefficients de filtre doivent être changés sur une base ligne par ligne, les éléments à retard 34 ( 35) seront nominalement des lignes à retard de 1 H bien qu'en fait elles peuvent être plus ou moins que 1 H Considérons l'élément à retard 34 comme étant exactement de 1 H Dans cette situation le spectre d'une ligne entière peut être examiné avant que la ligne soit appliquée au filtre 38. Par ailleurs, si l'élément à retard est moins que 1 H, seulement la partie en avant (égale à la longueur du retard) de chaque ligne particulière serait analysée par rapport à cette ligne bien que le contenu du spectre d'une partie de la ligne précédente puisse être moyenné dans la détermination des coefficients de filtre. En se référant de nouveau à la figure 2, un analyseur 32 ( 33) du signal relié à la borne 30 ( 31) examine le signal I(Q) pour son contenu de fréquence sur une période prédéterminée, par exemple d'une ligne L'analyseur 32 ( 33) produit un signal de commande ayant rapport à la fréquence maximum du signal présent durant la période. 2525 O 4 Le signal de commande est appliqué au contrôleur de filtre 36 ( 37) qui peut être une mémoire morte ROM programmée par des jeux des valeurs de coefficient pour reprogrammer des coefficients de filtre et ainsi la largeur de bande de filtre selon la fréquence maximale courante du signal. La figure 3 est un bloc-diagramme d'une approche particulière pour l'analyse du contenu de la fréquence du signal et contrôlant le filtre de largeur de bande ajustable Les éléments désignés 327 forment un type d'analyseur de fréquence et l'élément 36 ' correspond au contrôleur de filtre 36 de la figure 2 Il est à noter- que les formes d'onde incluses dans la figure 3 sont généralement des signaux analogiques impliquant que les éléments de circuit sont du type analogique Ceux compétents dans le traitement des signaux numériques reconnaîtront qu'il existe des éléments de traitement numérique équi- valents facilement disponibles de sorte que le circuit de la figure 3 et la fonction qu'il accomplit peuvent être réalisés sur des signaux analogiques ou numériques. Dans l'analyseur, le signal est tout d'abord différencié par le différenciateur 46 pour éliminer les composantes basses du signal de fréquence et ensuite le seuil d'amplitude est détecté par le détecteur 47 Le détecteur peut être un comparateur qui compare l'amplitude du signal différencié à un niveau de référence fixe, lequel niveau est réglé à une valeur plus grande que l'amplitude anticipée ou attendue du bruit dans le canal La sortie du comparateur est un potentiel à deux niveaux qui change d'état chaque fois que le signal d'entrée traverse le niveau de référence Le signal de sortie du détecteur est appliqué à un compteur 48 qui compte le nombre de transi- tions allant positives (ou allant négatives) du signal à deux niveaux Le compteur 48 démarre le comptage lorsqu'un signal 54 est appliqué à une entrée R Le compteur peut être démarré en le remettant par exemple à zéro Le nombre N dans le compteur à la fin d'une période de comptage T est généralement proportionnel à la fréquence 2532504 ' moyenne du signal Fa sur la période T, dans laquelle les a transitions seraient comptées, par exemple Fa = N/T. Pour un système NTSC, le compte maximum dans le canal I correspondant au signal de 1,5 M Hz est approximativement de 100 ou 7 bits en représentation binaire. Le-compte N est verrouillé dans le circuit décodeur 49 par un signal 53 appliqué à une entrée L. Le compte est alors' décodé, par exemple divisé en zones. Pour des raisons pratiques il n'est généralement pas possible d'avoir un jeu ou nombre de coefficients pour chaque valeur de comptage Le circuit décodeur 49 peut de ce fait être agencé pour diviser la valeur binaire en 16 zones ou étendues représentées par des nombres binaires à 4 bits Le circuit décodeur 49 peut arranger ce nombre binaire à 4 bits comme les 4 bits les plus significatifs d'un code d'adresse auquel sont ajoutés 4 bits les moins significatifs pour former une adresse 8 bits Cette adresse est appliquée au circuit 50 qui peut être une table de consultation de coefficientsconstituée d'une mémoire morte ou ROM Le décodeur cadençant a travers toutes les combinaisons possibles des 4 bits les moins significatifs durant chaque intervalle d'effacement horizontal pour produire 16 adresses séparées pour le nombre de zones courantes du décodeur 49, une adresse pour chaque coefficient Pour cette configuration, chaque nombre de zones produira 16 coefficients à partir de la table de conversion 50 et peut être ainsi utilisé avec un filtre programmable ayant un maimum de 16 multiplica- teurs de coefficient o Il est à noter que si 5 bits les moins significatifs sont ajoutés au nombre de zones, un total de 32 coefficients peut Gtre produit pour claque nombre de zones etc. Le chronogramme général des circuits des figures 2 et 3 est illustre en partie en figure 4 Dans cette fig$re, le signal 51 représente le signal 1 (Q) disponible à la borne 30 ( 31) Ce signal est segmenté en segments séquentiels de ligne horizontale chacun d'une longueur de 1 H comprenant des intervalles d'effacement respectifs et des intervalles de signaux (non à l'échelle) Le signal 52 est la sortie de l'élément à retard 34 ( 35) de 1 H Chaque intervalle du signal 52 est déplacé dans le temps à partir des intervalles du signal SI par un intervalle précisément d'une ligne, lequel signal est appliqué au filtre 38 ( 39) programmable ou adaptatif Au début de chaque segment Li du signal SI, une impulsion 54 est produite pour démarrer le comptage. A la fin de chaque intervalle du signal SI, une autre impulsion 53 est produite pour verrouiller le compte N dans le décodeur Le compte est représenté par le signal 56. Il est à'noter que les fronts de montée et de descente de l'intervalle d'effacement peuvent être utilisés pour déterminer la production d'impulsions 53 et 54 Il est à noter également qu'il 'peut être possible dans certaines configurations de circuit de démarrer simultanément (ou remettre à zéro) le compteur et de verrouiller le compte courant N dans le décodeur par un seul signal 53. La fenêtre durant laquelle l'analyseur détermine l'information spectrale du signal dans l'intervalle Li est la période Ai désignée par 55 Les fonctions de filtre Fi correspondant aux comptes N déterminés pendant les fenêtres Ai sont montrées en 57 et sont alignées dans le temps avec l'intervalle respectif Li du signal 52 appliqué au filtre. Le différenciateur 46 accomplit effectivement une fonction de filtre passe-haut et peut être remplacé par un tel élément (montré en pointillésen figure 3) La fonction du détecteur 47 peut être incorporée dans le circuit d'entrée du compteur 48 pourvu que l'amplitude du signal soit suffisamment large pour déclencher le compteur. Un filtre passe-haut linéaire en phase qui peut être utilisé à la place du différenciateur est montré en figure 5 La fonction de différenciateur est réalisée par un filtre passe-haut, et si l'élément à retard 34 est réalisé par plusieurs étages z 1 d'un retard d'un échantillon, reliés en série, le filtre de la figure 5 peut être incorporé comme partie des premiers quatre étages de l'élément à retard. En se référant de nouveau à la figure 2, un retard 43 et un égaliseur 44 sont interposés en série dans le canal de luminance entre le filtre en peigne 28 et le circuit de matrice couleur 45 On se rappellera que les signaux I, Q et Y pour-chaque ligne horizontale contien- nent les composantes du signal nécessaires pour recons- truire les signaux R, G et B dans la matrice 45 Le signal de luminance Y doit de ce fait être en coïncidence précise de temps avec les signaux I et Q aux entrées du circuit de matrice L'élément à retard 43 dans le canal de luminance compense les retards de I et de Q imposés par les éléments 34 et 35 L'égaliseur 44 compense le retard de groupe imposé aux signaux I et Q par les filtres 38 et 39. Dans un filtre FIR linéaire en phase tel que les filtres 38 et 39 de I et Q, le retard de groupe est constant et est égal au temps exigé pour un échantillon du signal appliqué de filtre pour être translaté au point milieu du filtre Pour un filtre FIR ayant R étages retard, le retard de groupe est R/2 fois le retard de chaque étage Pour suivre ce retard, l'égaliseur 44 dans le canal de luminance peut être réalisé par un registre à décalage à R/2 étages et peut être incorporé dans l'élément à retard 43. La figure 6 est une variante du circuit de la figure 2 o l'information spectrale du signal est déterminée plus précisément en examinant une bande étroite des fréquences du signal Le signal d'entrée X(n) est filtré par un filtre passe-bande ajustable qui passe un signal à l'extrémité supérieure du spectre du signal Si l'énergie du signal dans la largeur de bande est en dessous d'une valeur prédéterminée, la largeur de bande est décalée à une région-de fréquence inférieure et l'énergie de signal dans la nouvelle largeur de bande est examinée. La largeur de bande ou bande passante de la fonction passe-bande est ajustée itérativement jusqu'à ce que le 2 832 O 4 ' il système trouve la gamme de fréquence ayant un niveau d'énergie particulier de signal indiquant la fréquence de coupure appropriée pour le filtre passe-bas de I ou de Q. Le système ajuste la partie spectrale de la bande passante en reprogrammant sélectivement les filtres adaptatifs. Lorsque la région spectrale appropriée est trouvée, l'information de programmation pour la fonction passe- bande correspond à l'information de programmation pour la fonction de filtre passe-bas soit au moyen de la similarité de coefficient de filtre soit au moyen d'une information d'adresse appliquée à une table de consultation de coefficients En figure 6, le différenciateur 73, le détecteur 74 et le compteur 75 fonctionnent d'une manière similaire aux éléments respectifs 46, 47 et 48 de la figure 3. L'élément à retard 80 produit le temps sur lequel lvin- formation spectrale du signal d'entrée X(n) peut être analysée, et le filtre 81 est le filtre passe-bas programmable (dans le canal I par exemple). La fonction de filtre passe-bande ajustable est réalisée en soustrayant, dans le soustracteur 72, la réponse de filtre d'un filtre passe-bas 71 de bande plus étroite de la réponse de filtre d'un'filtre passe-bas 70 de bande plus large parallèle La bande passante est la région spectrale entre les fréquences de coupure f 1 et f 2 des filtres 71 et 70 ayant respectivement des caractéris- tiques de réponse B et A, comme montré dans les cadres Les filtres passebas'70 et 71 sont tous les deuxe programmables par rapport à la largeur de bande et on comprendra facilement que s'ils sont simultanément reprogrammés, leurs fréquences de coupure peuvent être réajustées pour s'accorder l'une à l'autre pour produire une bande passante ajustabl e Il est à noter, cependant, qu'il peut ne pas être pratique de maintenir la largeur de la bande passante précisément constante si de simples filtres FIR adaptatifs sont employés à cause de la précision qui peut être exigée des coefficients Mais puisque le système est choisi seulement pour estimer la gamme maximum de fréquence du signal d'entrée, il n'est pas nécessaire de maintenir une largeur de bande précise de la fonction passe-bande ajustable. Les transitions de signal dans le passe-bande à la sortie du soustracteur 72 sont conditionnées et comptées dans les circuits 73, 74 et 75 Le compte N est comparé à une référence dans le circuit comparateur 76 Selon que le compte N est beaucoup plus grand ou beaucoup plus faible que la référence, le comparateur émettra des signaux d'incrément de maintien ou de décrément pour adresser le circuit 77 Le circuit d'adressage 77 contrôle les jeux ou nombres particuliers de coefficients produits par la table de coefficients (ROM) pour ajuster la position de la bande passante en réponse au signal du comparateur 76. Dans ce mode de réalisation, il est commode d'agencer les nombres de coefficients de filtre dans la table corres- pondant aux fréquences de coupure du filtre ascendant/ descendant d'être à la position d'adresse ascendante/ descendante Afin d'ajuster la bandepassante vers -le haut ou vers le bas, il est seulment nécessae-r d'augmenter ou de décrémenter l'adresse de coefficient appliquée à la table L'itération de la position de la bande passante est contrôlée par un signal d'échantillonnage ou strobe appliqué au compteur 75, au comparateur 76 et aux circuits 77 d'adressage, lequel signal peut être produit à partir des impulsions d'effacement horizontal Dans certaines applications, cependant, il peut Qtre souhaitable d'accomplir les itérations à une fréquence plus élevée ou plus faible que la fréquence de ligne horizontale, La table de coefficientspeut être une, deux ou trois tables parallèles puisque différents jeux de coefficients de programmation peuvent être requis pour les filtres différents 70, 71 et 81 Il est a noter, cependant, que la largeur de bande du filtre 70 de bande plus large peut en fait coïncider avec la largeur de bande du filtre 81 de I, et si les deux filtres sont de conception similaire, ils peuvent partager les mêmes coefficients Par ailleurs, il n'est pas souhaitable de reprogrammer le filtre 81 chaque fois que les filtres d'analyseur sont reprogrammés, de ce fait un verrouillage 82 est inclus dans le trajet de donnée-de coefficients entre les filtres 81 et la table de coefficients Le verrouillage peut être excité par une impulsion P de programmation qui peut être la transition de l'impulsion d'effacement horizontal. Lorsque la programmation du filtre 70 est conçue pour être suffisamment rapide qu'un changement de coeffi- cient ne produise pas de discontinuités non souhaitables dans le signal traité, la fonction des filtres souhaitée X"(n) peut être réalisée directement à partir de la sortie du filtre 70 sans nécessiter l'élément à retard 80 et le filtre 81 de I. La figure 7 est une autre variante du circuit de la figure 6 En figure 7, le contenu spectral du signal est examiné dans une bande passante qui a une fréquence de coupure supérieure fixe et une fréquence de coupure inférieure ajustable La fréquence de coupure ou fréquence à 3 d B du filtre fixé doit être au moins aussi grande que la composante de fréquence maximum du signal appliqué qui pour la composante I du signal de chrominance est de 1,5 M Hz La bande passante est réalisée en soustrayant la réponse du signal d'un filtre FIR 61 passe-bas program- mable de la réponse d'un filtre passe-bas 60 de largeur de bande constante Sous d'autres aspects, le fonctionnement du circuit de la figure 7 est similaire au fonctionnement du circuit de la figure 6 Le circuit de la figure 7 peut être conçu pour programmer un autre filtre passe-bas par exemple les filtres de I ou de Q, ou pour certaines applications la réponse du filtre passe-bas peut être dérivée directement de la sortie du filtre FIR 61. Le filtre passe-bande ajustable de la figure 6 et le filtre passe-bande ajustable de la figure 7 dans les modes de réalisation précédents ont été réalisés en soustrayant la réponse d'un filtre passe-bas de la réponse d'un autre filtre passe-bas relié en parallèle. La bande passante est la région spectrale entre la fréquence de coupure du filtre 61 ayant une caractéristique de réponde D et la fréquence de coupure du filtre 60-ayant une caractéristique de réponse C Ces fonctions peuvent également être produites en mettant en série ou en cascade un filtre passe-bas avec un filtre passe-haut qui ont des réponses en fréquence se chevauchant. L'exigence à laquelle les coefficients restent symétriques autour du point milieu du filtre pour maintenir la caractéristique du filtre linéaire en phase est sous- entendue dans la discussion précédente Ceux compétents dans la conception d'un filtre FIR peuvent choisir des jeux ou nombres de coefficients de pondération symétriques pour changer la fréquence de coupure du filtre passe-bas. Pour illustrer par un simple exemple, considérons le filtre de la figure 1 comme ayant 4 étages à retard et circuits de pondération -ko-k 4 et considérons le registre comme étant cadencé à la fréquence de 3,58 M Hz. En choisissant les coefficients ko-k 4 égaux à -0,5, 1, 3, 1, -0,5 respectivement, il résulte en une fonction de transfert passe-bas ayant une réponse relative d'amplitude de 4 et une fréquence de coupure de 1,2 M Hz Avec les coefficients k,-k 4 égaux respectivement à 0, 1, 2, 1, 0, la réponse relative d'amplitude est de nouveau 4 mais la fréquence de coupure est de 0,6 M H Lorsque la largeur de bande est changée par incréments plus petits, le nombre de places décimales significatives (résolution) dans les coefficients devient plus grand La complexité des circuits de pondération tendront à augmenter en concomitance avec la résolution plus élevée des coefficients Il peut de ce fait devenir peu pratique de choisir des coefficients qui maintiendront la réponse relative d'amplitude du filtre constante tout en changeant la largeur de bande Pour compenser des changements de réponse en amplitude un circuit d'échelonnage ou 2 325 o 4 d'étalonnage du signal programmable (circuit de pondéra- tion) peut être inclus en série dans le trajet du signal d'entrée ou de sortie du filtre Le circuit d'échelonnage sera programmé par l'intermédiaire de coefficients de programmation à partir d'une table de consultation du circuit d'étalonnage qui est adressée simultanément avec la table de consultation de coefficients du filtre La table de consultation du circuit d'étalonnage peut contenir un coefficient de programmation correspondant pour chaque jeu de coefficients du filtre. L'invention a été décrite en considérant le filtrage de façon adaptative des composantes I et Q d'un signal de télévision mais ceux compétents dans le traitement de signaux de télévision comprendront facilement- que le filtrage adaptatif peut être accompli directement sur le signal de chrominance avant démodulation aux composantes I et Q. REVENDIC ATIONS 1. Dispositif dans le canal de traitement d'un signal de chrominance d'un récepteur de télévision pour augmenter le rapport signal-bruit de la composante de chrominance du signal vidéo, caractérisé par: un filtre FIR ( 38; 39) de phase linéaire, et passe-bas adaptatif pour filtrer le signal de chrominance, la fréquence de coupure dudit filtre étant modifiable par l'application sélective à celui-ci de jeux de coefficients de programmation; et un moyen ( 32, 36; 33, 37) sensible au spectre de fréquence du signal de chrominance le plus courant pour produire des coefficients pour reprogrammer périodi- quement ledit filtre selon la gamme de fréquence supérieure courante du signal de chrominance courant maintenant ainsi la largeur de bande du filtre à un minimum re Iatif pour passer le signal de chrominance. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen pour produire des coeffi- cients comprend -: des premier ( 60; 70) et second ( 61; 71) filtres dont au moins le second a une largeur de bande modifiable au moyen des coefficients qui lui sont appliqués; lesdits premier et second filtres étant couplés pour recevoir le signal de chrominance (X(n)); un moyen ( 62; 72) pour soustraire le signal passé par le second filtre du signal passé par'le premier filtre pour produire un signal filtré passe-bande; un moyen ( 63, 64, 65; 73, 74, 75) sensible au signal filtré passe-bande pour compter le nombre N d'apparitions dudit signal filtré passe-bande qui excède une amplitude prédéterminée; un moyen ( 68; 78) sensible aux codes d'adresse pour produire des jeux de coefficients de filtre pour application audit second filtre et audit filtre adaptatif; et un moyen de décodage ( 66, 67; 76, 77) sensible au nombre N compté par le moyen de comptage pour produire lesdits codes d'adresse; 3 Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en-ce qu'il comprend également un élément à retard ( 80) pour coupler le signal de chrominance précité (X(n)) au filtre adaptatif ( 81). 4. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le'second filtre précité ( 61) est sous-additionné dans le premier filtre précité ( 60). 5. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le filtre adaptatif ( 81) est sous- -additionné dans le second filtre précité ( 61). 6 Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen de comptage précité ( 63, 64, ; 73, 74, 75) comprend un filtre passe-haut ( 63; 73) ayant une entrée reliée au moyen de soustraction ( 62; 72) et ayant une borne de sortie; et - un détecteur de seuil ( 64; 74) relié à la sortie du filtre passe-haut pour produire un signal à deux niveaux qui change d'état à l'apparition du signal (I) couplé passant à travers une valeur prédéterminée, et un compteur ( 65; 75) ayant une borne d'entrée pour lui appliquer ledit signal à deux niveaux - 7. Dispositif selon la revendication 1, o le récepteur de télévision précité traite des signaux vidéo composites comprenant une phase apparentée aux composantes de luminance et de chrominance, et comprend des première (Y) et seconde (C) sources de signaux séparés de luminance et de chrominance, respectivement, caractérisé en ce que le filtre FIR ( 38; 39) passe-bas et de phase linéaire précité a un retard de groupe constant, une borne d'entrée ( 30; 31) couplée pour recevoir le signal de chrominance de ladite seconde source, et une borne de sortie (I'; Q') couplée au circuit de matriçage 45 des signaux (R, G et B); en ce que le moyen de reprogrammation précité ( 32, 36; 33, 37) comprend une moyen analyseur de fréquence ( 32; 33) sensible au signal de ladite seconde source pour produire un autre signal représentatif du contenu de fréquence du signal de chrominance, et un moyen de production de coefficient ( 36; 37) sensible audit autre signal pour appliquer des jeux de coefficients audit filtre FIR pour ajuster la fréquence de coupure dudit filtre FIR au contenu de fréquence du signal de chrominance courant; et caractérisé par un moyen ( 43, 44) pour coupler le signal de luminance de ladite première source au circuit de matriçage, ledit moyen restaurant la relation de phase du signal de luminance et de chrominance en compensant le signal de luminance pour le retard de groupe imposé au signal de chrominance par le filtre FIR. 8 Dispositif selon la revendication 7, caractérisé par un premier moyen à retard de signal ( 34; 35) relié entre la seconde source et la borne d'entrée au filtre FIR et en ce que le moyen précité ( 43, 44) couplant le signal de luminance au circuit de matriçage précité comprend un second moyen identique à retard de signal ( 43). 9. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen précité de production de coefficients( 36; 37) est un élément mémoire ayant des jeux de coefficients stockés à des positions d'adresse particulières. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen d'analyse de fréquence comprend un filtre passe-haut ayant une borne d'entrée couplée à la seconde source précitée et ayant une borne de sortie; un circuit de comptage ( 48) couplé à la borne de sortie du filtre passe-haut pour produire à un bus de sortie de celui-ci un compte du nombre de fois que le signal, passé par le filtre passe-haut, dépasse une amplitude prédéterminée; et un circuit décodeur ( 49) sensible au compte sur le bus de sortie pour produire des signaux d'adresse de coefficientspour application audit moyen de production de coefficients. 25325 04 11. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen d'analyse de fréquence comprend un moyen ( 46) de différenciation du signal ayant une borne d'entrée couplée à la seconde source et ayant une borne de sortie; un circuit de comptage ( 48) couplé à la borne de sortie du moyen de différenciation pour produire à un bus de sortie de celui-ci un compte du nombre de fois que le signal traité par le moyen de différenciation excède une amplitude prédéterminée; et un circuit décodeur ( 49) sensible au compte sur le bus de sortie pour produire des signaux d'adresse-de coefficient selon ledit compte pour application audit moyen de production de coefficient.