Brevet FR2527864A1 — publié le 19831202

"Circuit de réduction de bruit par compression et expansion du signal " La présente invention concerne un circuit de réduc- tion de bruit et notamment un circuit de réduction de bruit permettant d'augmenter efficacement la plage dynami- que d'un système de transmission par compression et expan- sion du signal. On connait un circuit de réduction de bruit formé d'un circuit de compression au niveau de l'émetteur pour assurer la compression du signal pendant la transmission et un circuit d'expansion au niveau du récepteur pour assurer l'expansion du signal à la réception afin d'aug- menter la plage dynamique efficace du chemin de transmis- sion du signal Cette même approche par compression et expansion du signal a également été appliquée aux systèmes d'enregistrement et de reproduction dans lesquels le signal est comprimé à l'entrée du dispositif d'enregistre- ment et est dilaté au cours de la reproduction De façon caractéristique de tels systèmes de compression et d'ex- pansion comportent des circuits ayant une fonction de transfert réglable, cette fonction de transfert variant en fonction du niveau du signal et/ou de la fréquence. Le brevet U S 3 631 365 décrit un circuit de réduc- tion de bruit de ce type dans lequel le circuit de com- pression comporte un chemin principal de signal, un che- min auxiliaire de signal et un circuit d'addition pour additionner les signaux selon les deux chemins et donner un signal de sortie Le chemin auxiliaire du signal est formé d'un filtre passe-haut avec une fréquence de coupure variable, d'un circuit de commande pour régler cette fréquence de coupure variable et un limiteur d'amplitude. Le signal de sortie du filtre passe-haut est appliqué au circuit-limiteur d'amplitude par l'intermédiaire d'un amplificateur; le signal de sortie du limiteur d'ampli- tude est appliqué au circuit-additionneur qui l'ajoute au signal du chemin principal Le circuit-limiteur d'am- plitude est formé de diodes branchées en parallèle en opposition ou d'un montage analogue de jonctions de type PN avec un niveau de seuil propre approximativement égal à 1,2 V' pour des jonctions de silicium de type PN. p-p Comme ce niveau du seuil de la jonction PN est important par comparaison avec les niveaux du signal généralement concerné par les circuits de ce type, il faut brancher un amplificateur dans l'étage amont du limiteur d'ampli- tude de façon que le niveau du signal de sortie du filtre passe-haut puisse être beaucoup plus important que le niveau de seuil du limiteur d'amplitude C'est pourquoi, cet amplificateur n'est pas une composante accessoire mais un élément essentiel qui agit non seulement comme amplificateur-tampon pour le filtre passe-haut mais éga- lement pour fixer le niveau du limiteur Comme ce signal de sortie du chemin auxiliaire qui a été amplifié par cet amplificateur doit être ajouté au signal principal avec seulement un faible coefficient de pondération, il faut un circuit complexe supplémentaire,ce qui influence encore plus de façon gênante la précision et la stabilité du signal En outre, les courants de polarisation ou de drain inverses qui passent dans les jonctions PN du limi- teur d'amplitude affectent de façon gênante les autres circuits du système à cause de l'impédance commune de masse. La présente invention a pour but de créer un réduc- teur de bruit dont la structure soit relativement simple par comparaison au réducteur de bruit connu, qui soit très précis et permette une fabrication sous forme de circuit intégré, et dont le niveau du seuil du limiteur d'amplitude puisse se régler le cas échéant sans néces- siter d'amplificateur prévu à cet effet, et dont les influences gênantes engendrées par la polarisation inver- se ou le courant de drain qui passe dans le limiteur d'am- plitude soient réduites. A cet effet, l'invention concerne un réducteur de bruit avec un chemin principal du signal, un chemin auxi- liaire du signal avec une caractéristique de filtre passe-haut ayant une fréquence de coupure réglable et un circuit pour additionner les signaux de sortie du chemin principal et du chemin auxiliaire du signal, le chemin auxiliaire comportant un convertisseur tension/courant avec une paire d'entrées, en montage différentiel et une paire de sorties en montage différentiel, une paire de jonctions de type PN étant reliées aux sorties différen- tielles du convertisseur tension/courant et au moins deux paires de transistors en montage en émetteur commun et dont la différence de tension des paires de jonctions de type PN est appliquée aux électrodes de base de cha- que paire Un condensateur est relié à une borne d'entrée du convertisseur tension/courant et un chemin de réaction pour appliquer le courant de collecteur de la première paire de transistors en émetteur commun, en retour à l'une des bornes d'entrée du convertisseur tension/cou- rant Un circuit de commande qui règle la fréquence de coupure variable du filtre passe-haut commande également le courant d'émetteur commun de la première paire de transistors en émetteur commun et la sortie du chemin auxiliaire est dérivée des circuits de collecteur de la seconde paire de transistors à émetteur commun. Z 2527864 La présente invention sera décrite de façon plus détaillée à l'aide des dessins annexés, dans lesquels la figure 1 est un schéma du montage de base d'un circuit de compression d'un réducteur de bruit selon l'art antérieur. la figure 2 est un graphique de la caractéristi- que de transfert du circuit de la figure 1. les figures 3 A et 3 B sont des chronogrammes d'un signal de salve de son et le signal de sortie résultant respectivement dans le circuit de la figure 1. la figure 4 est un schéma d'un réducteur de bruit selon l'art antérieur de la figure 1, avec plus de détail. la figure 5 est un schéma d'un mode de réalisation d'un circuit-réducteur de bruit selon la présente inven- tion. les figures 6 A et 6 B sont des schémas de modes de réalisation de convertisseurs tension/intensité ser- vant dans le mode de réalisation de la figure 5. la figure 7 est un schéma d'un mode de réalisation d'un multiplicateur de courant destiné au circuit de la figure 5. la figure 8 est un schéma d'un autre mode de réa- lisation d'un réducteur de bruit selon la présente inven- tion. la figure 9 est un schéma d'un autre mode de réalisation d'un réducteur de bruit selon la présente invention. la figure 10 est un schéma d'un autre mode de réalisation d'un réducteur de bruit selon l'invention. la figure Il est un schéma d'une variante de paire de jonctions de type PN selon l'invention. DESCRIPTION DETAILLEE DE DIFFERENTS MODES DE REALISATION PREFERENTIELS: La figure 1 montre un circuit de compression carac- téristique destiné à un réducteur de bruit classique; ce circuit se compose d'un chemin 'principal 3 de signal branché entre la borne d'entrée 1 et la borne de sortie 2, un chemin auxiliaire 4 et un additionneur 5 Le chemin auxiliaire 4 du signal se compose d'un filtre passe-haut 6 avec une fréquence de coupure variable, un circuit de commande 7 pour commander la fréquence de coupure varia- ble du filtre passe-haut 6 et un limiteur d'amplitude 8. A la figure 2, la caractéristique de fonction de transfert A du chemin principal de signal 3 est une -caractéristique plate en fréquence avec un gain unitaire constant; la caractéristique B correspondant à la fonc- tion de transfert du chemin auxiliaire 4 se détermine essentiellement à partir de la caractéristique de la fonction de transfert du filtre passehaut 6 La fréquence de coupure du filtre passe-haut 6 varie en fonction du niveau du signal d'entrée et ainsi la fréquence de cou- pure est la plus faible pour un niveau de signal nul comme le montre la courbe caractéristique Bl; cette caracté- ristique augmente avec l'augmentation du niveau du signal comme le montre la courbe caractéristique B 2 La caracté- ristique C de la fonction de transfert entre la borne d'entrée 1 et la borne de sortie 2 de l'ensemble du cir- cuit de compression de la figure 1 est la combinaison des caractéristiques A et B des fonctions de transfert des chemins de signal 3 et 4 La courbe C 1 et la courbe C 2 de la figure 2 représentent de telles caractéristiques combinées pour le niveau de signal nul et le niveau de signal augmenté correspondant aux courbes Bl et B 2 res- pectives La plage dynamique du signal d'entrée est com- primée par le fonctionnement du circuit de la figure 1; toutefois, cette plage peut être rétablie sensiblement à sa valeur d'origine en utilisant un circuit d'expansion (non représenté) à la reproduction ou à la réception Le circuit d'expansion doit avoir une caractéristique de fonction de transfert complémentaire à celle du circuit de compression Un système de réduction de bruit travail- lant selon ce principe est appelé "système à bande glis- sante" car la caractéristique de la fonction de transfert glisse selon l'axe des fréquences. Lors du fonctionnement du système de réduction de bruit de la figure 1, si l'on suppose que le limiteur d'amplitude 8 est supprimé et que le signal de salve de son tel que représenté à la figure 3 A est appliqué pen- dant la durée t 1 t 2, on obtient un signal de sortie dont la forme correspond à la figure 3 B Comme il n'y a pratiquement aucun signal avant l'instant tl, la fréquence de coupure du filtre passe-haut 6 correspond à la courbe Bl de niveau de signal nul à la figure 2 Après llinstant t 1, la fréquence de coupure du filtre passe-haut 6 est déplacée vers le côté haute fréquence par le fonctionne- ment du circuit de commande 7 Néanmoins, ce décalage de la fréquence de coupure ne peut se faire instantanément à cause de la montée finie de la constante de temps du circuit de commande 7; cela se traduit par un dépasse- ment de la courbe de sortie, dépassement qui peut être supérieur au niveau d'écrêtage ou niveau maximum autorisé propre au canal de transmission ou au support d'enregis- trement Pour éviter un tel débordement et un écrêtage consécutif, on fixe un niveau limite L inférieur au niveau d'écrêtage ci-dessus, ce niveau étant fixé par le limiteur d'amplitude 8; les effets de ce circuit limiteur apparaissent à la figure 38. La figure 4 montre un réducteur de bruit connu qui, tout en fonctionnant principalement comme circuit de compression, peut être commuté entre le fonctionnement en compression et le fonctionnement en expansion par la com- mande du commutateur-inverseur 11 L'entrée du chemin auxiliaire 4 du signal est reliée à la borne commune c du commutateur-inverseur 11 et une borne d'inversion a du commutateur Ih est reliée à la borne d'entrée 1; l'autre borne d'inversion b est reliée à la borne de sortie 2. L'amplificateur opérationnel 17 additionne les signaux de sortie des chemins de signal 3 et 4; cet amplifica- teur est branché en amplificateur-inverseur; le signal de sortie de l'amplificateur 17 est appliqué au chemin de signal 4 par l'intermédiaire de la borne b en étant inversé en polarité par rapport au signal d'entrée Lors- que le commutateur'-inverseur Il est commuté sur la borne a pour assurer la compression du signal, la fonction de transfert de compression de signal C(s) entre la borne d'entrée 1 et la borne de sortie 2 peut s'écrire comme suit: C(s) =(-l + T(s)) ( 1) Dans cette formule T(s) représente la fonction de trans- fert du chemin de signal auxiliaire Le gain du chemin de signal principal et celui de l'amplificateur-addition- neur, amplificateur opérationnel 17 sont respectivement égaux à 1 et -1 Lorsque le commutateur Il relie les bornes b et c, le chemin auxiliaire 4 de signal forme un chemin de signal à réaction négative et la fonction de transfert d'expansion de signal E(s) entre la borne d'en- trée 1 et la borne de sortie 2 est donnée par la formule suivante: E(s) i + T(s) ( 2) De cette façon, on a une expansion de signal qui est complémentaire à la compression de signal décrite ci- dessus. Selon la figure 4, le filtre passe-haut à fréquence de coupure variable se compose d'un condensateur 12 et d'un circuit à résistance variable 13 commandé en tension ou en intensité Le signal de sortie du filtre passe-haut est appliqué au circuit de commande 7 qui est constitué par un circuit de pondération 15 qui assure la pondération de la composante du signal haute fréquence et d'un détecteur de niveau 16 qui comporte un redresseur pleine- onde ou demi-onde et un circuit à constante de temps. Le signal de sortie du circuit de commande 7 assure la commande de la valeur de la résistance du circuit à résis- tance variable 13 Le limiteur d 7 amplitude 8 est formé par une paire de jonctions de type PR branchées en paral- lèle et en opposition par exemple des diodes ou analogue& et ayant un niveau limite adéquat pour les éléments par- ticuliers choisis Par exemple, une jonction de type PN au silicium a un seuil approximativement égal à 1,2 V comme niveau limite Comme cette valeur est importante par comparaison au niveau de signal habituel, l'usure a été de prévoir un amplificateur tel qu'un amplificateur opérationnel 14 en amont du limiteur d'amplitude 8 de façon à augmenter le niveau de sortie du filtre passe- haut pour que le niveau limite soit à un niveau optimum par rapport au niveau du signal Etant donné cette rela- tion entre les niveaux, l'amplificateur opérationnel 14 est un élément essentiel du circuit non seulement comme amplificateur-tampon pour le filtre passe-haut mais éga- lement pour fixer le niveau limite ci-dessus Le signal de sortie du chemin auxiliaire 4, amplifié par l'amplifi- cateur opérationnel 14 doit également être multiplié par un faible coefficient avant qu'il ne soit ajouté au signal principal Cela se traduit par une diminution de la précision du signal à cause des différents traitements de relevage et d'abaissement du niveau du signal avec une conception de circuit qui est compliquée d'autant Il y a également l'inconvénient dans ces circuits connus que la polarisation inverse ou courant de drain qui passe dans le circuit-limiteur d'amplitude 8 affecte les autres parties du circuit par l'impédance du circuit de masse, commun. La figure 5 montre un mode de réalisation de l'in- vention avec un chemin principal 3 de signal qui est une ligne de transmission de signal à gain unitaire, un che- min auxiliaire de signal 4 avec une caractéristique de filtre passe-haut à fréquence de coupure variable, ces chemins sont branchés en parallèle entre la borne d'en- trée 1 et la borne de sortie 2 Le signal de sortie du chemin principal 3 et le signal de sortie du chemin auxiliaire 4 sont additionnés par un amplificateur opéra- tionnel 17 et les signaux de somme sont appliqués à la borne de sortie 2 Bien que cela ne soit pas représenté, le circuit de commande qui modifie la fréquence de cou- pure du filtre passe-haut du chemin auxiliaire 4 est réalisé et est monté de façon caractéristique pour échan- tillonner le signal de sortie du chemin auxiliaire, pour détecter le niveau de signal de la sortie échantillonnée et la valeur de la composante de la résistance de la par- tie de circuit de filtre du chemin auxiliaire est modi- fiée en fonction du niveau du signal de sortie détecté. Alors que le circuit de la figure 5 fonctionne principalement pour assurer la compression du signal, il est également possible d'assurer l'expansion du signal en manoeuvrant le commutateur-inverseur 11; dans ce cas, le chemin auxiliaire fonctionne comme chemin à réaction négative au cours de l'expansion du signal Toutefois dans ce cas comme les bornes d'entrée et de sortie 1 et 2 sont en phase l'une avec l'autre, l'amplificateur- inverseur 38 à gain unitaire est branché entre la borne de sortie 2 et le commutateur-inverseur 11. Pour le chemin auxiliaire 4, une borne du condensa- teur 12 qui fait partie du filtre passe-haut à fréquence de coupure variable est reliée à la borne commune du commutateur-inverseur Il et l'autre borne du condensateur 12 est reliée à une borne d'entrée différentielle 22 du convertisseur tension/intensité 21 ayant une paire de bornes d'entrée et de sortie différentielles L'autre borne d'entrée différentielle 23 du convertisseur tension/ intensité 21 est reliée à la masse Les bornes de sortie différentielles 24 et 25 du convertisseur tension/intensité 21 sont reliées aux bornes de la paire de jonctions de type PN 26 formées de deux transistors branchés en diodes et ayant des connexions communes au niveau des cathodes. Les électrodes de base d'une première paire 27 de transistors en émetteur commun sont également reliées aux bornes 24 et 25 du convertisseur tension/courant 21 Un inverseur de courant ou miroir de courant 28 est branché entre les collecteurs de la première paire de transistors 27 à émetteur commun et le courant de sortie du circuit- miroir de courant est appliqué en retour à l'une des bornes d'entrée différentielles 22 du convertisseur ten- sion/intensité 21 La source de courant 29 est reliée au circuit à émetteur commun de la première paire de transis tors à émetteur commun 27 et le courant qui passe dans la source de courant 29 est réglé par le signal de sortie du c Ircuit de commande de coupure de fréquence (non repré- senté mais décrit ci-dessus) par l'intermédiaire de la borne d'entrée de commande 30. Ainsi, lorsque le circuit est vu à partir de la borne 22, il apparaft comme circuit d'impédance variable dont une borne est mise à la masse, l'impédance variable dépendant du courant passant par la source de courant 29. Les électrodes de base de la seconde paire de tran- sistors à émetteur commun 33 sont respectivement reliées aux bornes de sortie 24 et 25 du convertisseur tension/ intensité 21 comme le sont les électrodes de base de la troisième paire de transistors 34 à émetteur commun cons- tituant la sortie du filtre passe-haut pour le limiteur d'amplitude 8 Les circuits-miroirs de courant 31 et 32 sont branchés comme charges respectivement sur la seconde et sur la troisième paires de transistors à émetteur com- mun 33 et 34; les seconde et troisième sources de courant constant 36 et 37 sont reliées aux chemins d'émetteur commun des paires de transistors respectives 33 et 34. Le courant de sortie du circuit de collecteur de la seconde paire de transistors à émetteur commun 33 est le signal de sortie du chemin auxiliaire appliqué au limiteur d'amplitude 8 et à l'entrée d'inversion de l'am- plificateur opérationnel 17 fonctionnant comme addition- neur de signaux Le signal de sortie de ce chemin auxi- liaire est additionné dans l'amplificateur 17 au signal de sortie du chemin principal; le signal de sortie, résultant est appliqué à la borne de sortie 2 Le signal de sortie de la troisième paire de transistors 34 à émetteur commun est pris sur la borne 35 pour être fourni à la borne d'entrée de commande 30 par l'intermédiaire du circuit de commande décrit ci-dessus (non représenté). Les bornes 39 et 40 désignent les connexions des sources de tension positive et négative respectives. Le convertisseur tension/intensité 21 est à entrée et sortie différentielles; il peut être réalisé comme indiqué aux figures 6 A et 6 B Selon la figure 6 A, les tensions d'entrée v 1 et v 2 sont appliquées aux bornes d'entrée différentielles 22 et 23 respectives qui sont reliées aux circuits de base des deux transistors de type PNP Une résistance R est branchée entre les émet- teurs de ces transistors et deux intensités égales Ix sont fournies par la borne positive 39 de la source de tension par l'intermédiaire des sources de courant cons- tant au point de Jonction aux extrémités de la résistance R O et des émetteurs respectifs Dans ces conditions, les courants de sortie il et i 2 appliqués aux bornes de sor- tie 24 et 25 du circuit des collecteurs des deux transis- tors sont donnés par les formules suivantes: 1 Ix (v 1 v 2)/R O ( 3) i 2 x + (v 1 v 2)/R O ( 4) Par soustraction des équations ( 4 a et ( 3), on obtient il 22R ' (v 1 v 2) ( 5) O Ainsi, la différence de courant de sortie il i 2 est proportionnelle à la différence de tension d'entrée v 1 v 2. Dans le circuit représenté à la figure 6 A, la base de la tension d'émetteur VBE sur chacun des deux transis- tors de type PNP est influencée par les variations des courants et c'est pourquoi pour améliorer la précision et la linéarité, il est préférable d'utiliser le circuit de la figure 6 B Dans ce circuit, on a quatre transistors de type PNP branchés en montage de réaction avec des entrées et des sorties différentielles de façon que des courants constants ID traversent la paire de transistors formant l'étage d'entrée différentiel et ainsi la diffé- rence de tension aux bornes de la résistance R O reste égale à v 1 v 2 quelles que soient les variations des intensités i 1 et i 2 des courants passant dans la paire de transistors de l'étage différentiel de sortie. La combinaison de la paire de jonctions de type PN 26 branchées sur les bornes de sortie différentielles 24 et 25 du convertisseur tension/intensité 21, avec l'une des première, seconde et troisième paires de tran- sistors en émetteur commun 27, 33 et 34 respectives est connue comme circuit multiplicateur Ainsi, le circuit- multiplicateur représenté à la figure 7 qui est formé du circuit à jonctions de type PN 26 et de la paire de transistors en émetteur commun 27, présente des intensi- tés i 1 et 12 qui traversent les jonctions de type PN 26 a et 26 b respectives de la paire de jonctions de type PN 26 ainsi qu'un courant 2 I passant dans le circuit de x sortie a emetteur commun Les courants i 3 et i 4 traver- sent les transistors 27 a et 27 b et le courant 2 I passe y par le chemin de sortie à émetteur commun Comme la jonc- tion de type PN du transistor 26 a est reliée par son anode à la base du transistor 27 a et que la jonction PN du transistor 26 b est reliée par son anode à la base du transistor 27 b, les courants i 3 et i 4 peuvent s'écrire comme suit: i 3 =i 1 I/i X ( 6) i i i /1 ( 7) i 4 = i 2 I Iy/Ix Si les entrées du circuit de la figure 7 sont reliées aux sorties d'un convertisseur tension/intensité tel que celui des figures 6 A ou 6 B, le circuit combiné qui en résulte est un circuit à transductance et les cou- c rants i 3 et i 4 peuvent s'écrire comme suit i 4 Iy + (v 1 v 2) Iy/IX R O ( 9) En branchant cette paire de transistors en émetteur commun à un circuit-miroir de courant, le courant de sor- tie i est la différence entre i 3 et i 4: o = i 3 4 = 2 (v v 2)e Iy/IX R O ( 10) Les miroirs de courant 28, 31 et 32 sont reliés aux paires de transistors à émetteur commun 27, 33 et 34 de la figure 5 Le courant de sortie du convertisseur tension/intensité,ol est appliqué en retour à une borne d'entrée 22 du convertisseur tension/intensité 21 et le courant de sortie i de la troisième paire de transistors g à émetteur commun 34 est utilisé pour donner le courant de commande comme décrit ci-dessus. Lorsque le signal de sortie de la première paire de transistors 27 à émetteur commun est appliqué en retour à la borne d'entrée 22 du convertisseur tension/ intensité 21, l'impédance vue à partir de la borne 22 est équivalente à une résistance dont l'autre borne est à la masse La valeur r de cette résistance est donnée par la formule suivante r R 0 'x (l r = 2 Ix ( 11) c Le courant Ic selon l'équation ( 11) est équivalent au courant Iy ci-dessus puisque le courant 2 I passe d'abord dans la première source de courant 29 reliée au chemin en émetteur commun de la première paire de tran- sistors 27 En appelant respectivement Vi et Vs le signal d'entrée et le signal de sortie du filtre passe-haut for- mé de la résistance r et du condensateur 12, ces signaux sont une fonction d'une fréquence angulaire complexe à savoir V =Vi Cr ( 12) Selon l'équation ( 12), le circuit présente une caractéristique passe-haut, primaire avec pour pôle 1/Cr; la fréquence de ce pale est réglée par le courant I qui est modifié par le signal de commande de la borne c de commande 30. Si l'on appelle IA et IB les courants respectifs de la seconde et la troisième sources de courant 36 et 37 faisant respectivement partis des chemins d'émetteur en commun de la seconde et de la troisième paires de tran- sistors à émetteur commun 33 et 34, les fonctions des variables complexes I et I peuvent s'écrire comme suit I = V & 2 t B auxiliaire à la borne d'entrée inversée de l'amplifica- teur opérationnel 17 par l'intermédiaire d'un circuit- limiteur d'amplitude 8; l'amplificateur opérationnel 17 joue le rôle d'un additionneur de signaux Un montage en série formé de deux résistances R 1 et R 2 est branché en parallèle sur le circuit-limiteur d'amplitude 8; ce circuit-limiteur d'amplitude 8 se compose de deux diodes branchées en parallèle et en opposition; la jonction formée par le circuit-limiteur 8 et la résistance R 1 est reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 17 alors que le point de division de tension à la jonction des deux résistances R 1 et R 2 est relié à la borne d'en- trée inversée de l'amplificateur opérationnel 17; la jonction de la résistance R et du circuit-limiteur 8 est reliée à la sortie de la seconde paire de transistors à émetteur commun 33 Comme la résistance R 1 forme un- chemin de signal de sortie auxiliaire, le niveau limite du circuitlimiteur d'amplitude 8 (égal approximativement à 1,2 Vp dans le cas de diodes au silicium branchées en parallèle en opposition) est multiplié par le coeffi- R 1 cient R + R On voit ainsi que dans l'hypothèse 1 2 R 2 = 2 R 1, le niveau limite d'amplitude est abaissé jus- qu'à approximativement à 0,4 V p. Dans le circuit-réducteur de bruit décrit ci-dessus, comme on obtient le chemin du signal de sortie auxiliaire comme sortie d'une source de courant, l'addition des signaux du chemin principal et du chemin auxiliaire ainsi que la limitation de l'amplitude à un niveau optimum peuvent se faire par un seul amplificateur opérationnel, ce qui permet de supprimer l'amplificateur opérationnel tampon portant la référence 14 à la figure 4 et de sim- plifier le circuit tout en augmentant sa précision Comme l'amplificateur opérationnel 17 est directement branché comme additionneur de signaux, son fonctionnement comme suiveur de tension est parfait par rapport au signalprincipal L'amplificateur opérationnel 17 et son circuit de réaction correspondant présentent des caractéristiques de courant de polarisation de drain, inverses, faibles tout en n'ayant pratiquement pas d'effet de non linéarité sur la résistance de la zone diffusée du circuit intégré. De plus, le gain du circuit est précis et ne dépend pas de la précision des valeurs des résistances La polarisa- tion inverse ou courant de drain traversant le limiteur d'amplitude 8 ne passe pas dans le circuit de masse comme dans le système de l'art antérieur, ce qui le rend rela- tivement libre des effets d'impédance du circuit de masse commun. La figure 8 montre un mode de réalisation d'un fil- tre passe-haut selon une variante de l'invention Le fil- tre passe-haut de la figure 8 se compose de deux condensa- teurs 41, 42, de deux résistances 43, 44 et d'un circuit de réaction formé par le convertisseur tension/intensité * 21 et d'un multiplicateur de résistance équivalente à r. Ce circuit présente une caractéristique de filtre passe- haut avec une fonction de transfert à deux pôles et un point nul Le circuit de la figure 8 est analogue en tout point au mode de réalisation du filtre passe-haut de la figure 5 et sa description ne sera pas reprise dans un but de simplification. La figure 9 montre un autre mode de réalisation d'un circuit-réducteur de bruit selon l'invention diffé- rent du mode de réalisation décrit ci-dessus-pour la commutation entre le mode de compression et le mode d'expansion et par la réalisation du filtre passe-haut. La commutation entre la compression et l'expansion se fait en modifiant le branchement entre l'amplificateur opérationnel 51 et la partie principale du circuit don- nant la possibilité de compression Lorsque le commutateur inverseur 11 relie les bornes a et c, l'amplificateur opérationnel 51 fonctionne comme amplificateur à gain unitaire ou comme amplificateur-suiveur de tension: le signal d'entrée appliqué à la borne d'entrée 1 est appli- qué sans modification par l'amplificateur opérationnel 51 à la borne d'entrée 52 du circuit principal de compres- sion; le signal de sortie comprimé se recueille sur la borne de sortie 53 Lorsque le commutateur Il relie les bornes b et c, le circuit de compression est branché sur l'entrée de l'amplificateur opérationnel 51 et la partie de circuit entre la borne d'entrée 1 et la borne de sor- tie 53 assure alors l'expansion du signal, expansion qui est complémentaire à la compression de signal décrite ci- dessus. Dans le circuit de filtre passe-haut du mode de réalisation de la figure 9, la résistance équivalente r formée par le convertisseur tension/intensité 21, la paire de Jonctions PN 26 et la première paire de transis- tors en émetteur commun 27 n'est pas directement reliée à la masse comme dans le mode de réalisation de la figure mais est flottante et n'est reliée à la masse que par le condensateur 12 L'autre borne du condensateur 12 est reliée à l'entrée différentielle 22 du convertisseur tension/intensité 21, la seconde entrée différentielle 23 étant reliée au chemin principal de signal 3 et la sortie de la première paire de transistors en émetteur commun 27 est également reliée à la borne d'entrée dif- férentielle 22 selon un montage de circuit de réaction. Les autres parties du circuit du mode de réalisation de la figure 9 sont analogues à celles du premier mode de réalisation de la figure 5; à la figure 9, ces parties portent les mêmes références numériques qu'à la figure 5 et leur description ne sera pas reprise. Dans le mode de réalisation de la figure 9, on améliore le fonctionnement par rapport aux modes de réa- lisation précédents en ce que par exemple dans le premier mode de réalisation, la commutation entre la compression et l'expansion se fait facilement à l'aide d'un simple commutateur-inverseur 11 seulement si le chemin de signal principal 3 a un gain unitaire; au cas contraire, le montage de commutation est complexe Dans le présent mode de réalisation, cette contrainte n'existe pas et la commutation entre la compression et l'expansion se fait facilement même si le chemin de signal principal 3 pré- sente une caractéristique de fréquence non linéaire De plus, l'amplificateur-inverseur 38 du mode de réalisation de la figure 5 est supprimé dans le mode de réalisation de la figure 9, ce qui simplifie le montage. On décrira ci-après le filtre passe-haut du mode de réalisation de la figure 9 Dans ce montage, il suffit d'une broche de liaison pour brancher la borne non à la masse du condensateur 12 de sorte que le nombre de bro- ches de liaison nécessaires au circuit intégré est réduit par rapport au premier mode de réalisation En outre, il n'est pas nécessaire que l'étage qui précède le conver- tisseur tension/intensité 21 présente une faible impé- dance à cause de la forte impédance d'entrée du conver- tisseur tension/intensité 21 lorsque le circuit est exa- miné de 1 'autre borne d'entrée 23. La figure 10 montre seulement les parties principa- les d'un mode de réalisation d'un circuit-péducteur de bruit selon la présente invention; comme les autres par- ties du circuit sont analogues aux parties correspondan- tes des modes de réalisation décrits ci-dessus, ces par- ties ne sont pas reprises à la figure 10 dans un but de simplification et de clarté Ce mode de réalisation per- met de dégager le mode de fonctionnement en réduction de bruit et de ccmmuter le niveau limite du circuit-limiteur d'amplitude A la figure 10, on a ainsi deux paires de transistors en émetteur commun 61, 62 qui remplacent la paire unique de transistors en émetteur commun 33 des modes de réalisation précédents; les deux paires de transistors en émetteur commun 61 et 62 sont reliées res- pectivement à des circuits d'inversion de courant ou circuits-miroirs de courant 63, 64 Les courants de sor- tie des paires de transistors en émetteur commun 61 et 62 sont appliqués aux entrées d'un premier et d'un second limiteurs d'amplitude 65, 66 Le commutateur 67 est bran- ché entre le circuit en émetteur commun de la paire de transistors 34 et une troisième source de courant 37 Les émetteurs des paires de transistors en émetteur commun 61 et 62 sont reliés aux bornes de commutation c et e res- pectives d'un commutateur-inverseur à trois pôles 68 La borne commune f du commutateur 68 est reliée à une seconde source de courant 36 et l'autre borne de commutateur d est libre. Les résistances R 1 et R sont branchées en série et leur montage est en parallèle du premier circuit- limiteur d'amplitude 65; une autre résistance R est reliée aux résistances R 1 et R 2; la combinaison en série des trois résistances est elle-même en parallèle sur le second circuit-limiteur d'amplitude 66 Une borne de la résistance R 1 est reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 17 et l'entrée inversée de l'amplificateur opérationnel 17 est reliée au point de division de tension à la jonction des résistances R 1 et R 2 Le courant de sortie de la paire de transistors en émetteur commun 61 est appliqué à la jonction des résistances R 2 et R 3 et du limiteur d'amplitude 65 Le courant de sortie de la paire de transistors en émetteur commun 62 est appliqué à la jonction formée par une borne de la résistance R 3 et le circuit-limiteur d'amplitude 66. Dans le présent mode de réalisation, lorsque le commutateur 67 est ouvert et que le commutateur-inverseur 68 est relié à la borne d c'est-à-dire que ce commuta- teur est également ouvert), la paire de transistors à émetteur commun 34, 61, 62 est bloquée, ce qui coupe le fonctionnement en mode de réduction de bruit et le signal passe uniquement par le chemin principal de signal. Lorsque le commutateur 67 est ouvert et que le com- mutateur 68 relie soit les bornes c et f, soit les bor- nes e et f, le mode de réduction de bruit est mis en oeu- vre et le niveau limite est fixé à une valeur plus élevée ou plus faible suivant que le commutateur 68 met en oeu- vre la borne c ou la borne e De cette façon, la mise en oeuvre ou la coupure du mode de réduction de bruit ou la commutation du niveau limite se font facilement. La figure 11 montre une variante de la paire de jonctions PN 26 des modes de réalisation ci-dessus; ce montage est principalement formé des transistors 71 et 72 de type NPN dont les collecteurs sont reliés respecti- vement aux bornes de sortie 24 et 25 du convertisseur tension/intensité 21 Les transistors 71 et 72 consti- tuent des circuits d'inversion de courant ou circuits- miroirs de courant respectivement en combinaison avec les transistors 73 et 74 branchés comme des diodes Les bases des transistors 71 et 72 sont respectivement reliées aux émetteurs des transistors 75 et 76 eux-mêmes branchés en émetteur commun et qui sont également reliés aux bornes de sortie 77 et 78 Les bornes de sortie 77 et 78 corres- pondent à la jonction des bases des paires de transistors en émetteur commun 27, 33, 34 décrites ci-dessus Les', bases des transistors 75 et 76 du circuit à jonction de type PN selon la figure Il sont reliées aux collecteurs respectifs des transistors 71 et 72 de la paire de jonc- tions de PN 26. Dans le montage de la figure 11, les transistors 75 et 76 qui sont branchés en émetteur-suiveur fonction- nent de façon équivalente à la paire de jonctions PN décrite ci-dessus à l'aide de la figure 7, car ces tran- sistors forment un chemin de réaction qui équilibre les courants de sortie il et i 2 du convertisseur tension/ intensité 21 par les courants de collecteur des transis- tors 71 et 72 Dans le montage de la figure 11, les effets de l'augmentation du courant de base appliqué aux paires de transistors en émetteur commun reliés aux bornes de sortie 77 et 78 sur le fonctionnement du cir- cuit sont négligeables, car ces courants de base sont fournis par les transistors 75 et 76 qui sont montés en émetteur commun Les transistors 73, 74 branchés comme des diodes et qui règlent le courant de polarisation des transistors 73 et 74 peuvent être remplacés par des résis- tances de valeur, appropriées. Dans le circuit-réducteur de bruit représenté aux figures et décrit cidessus, le courant du chemin du signal auxiliaire est le signal de sortie de la source de courant et ainsi l'addition du signal auxiliaire au signal principal et la limitation de l'amplitude du signal peu- vent se faire à l'aide d'un seul amplificateur opération- nel sans nécessiter d'amplicateur-tampon comme dans les réducteurs de bruit connus Dans la réalisation sous forme de circuit intégré, comme l'additionneur de signaux fonctionne en suiveur de tension, parfait par rapport au signal principal, celui-ci n'est pas affecté par la résistance non linéaire de la zone diffusée du circuit intégré et il présente également de faibles caractéris- tiques de courant de drain en polarisation inverse De plus, le gain du circuit est élevé, si bien qu'il n'est pas affecté par les variations des valeurs des résistan- ces Les effets de l'impédance de masse commune sont réduits au minimum, car le courant de drain qui passe dans le circuit-limiteur d'amplitude ne passe pas dans le circuit de masse commune En outre, la commutation du mode de réduction de bruit et du limiteur de niveau se fait facilement. R E V E N D I C A T I O N S ) Système de réduction de bruit comportant un chemin principal de signal ( 3) et un chemin auxiliaire de signal ( 4) avec des caractéristiques de filtre passe-haut à fréquence de coupure réglable, le signal de sortie du chemin principal et le signal de sortie du chemin auxi- liaire étant additionnés ( 17) pour donner le signal de sortie ( 2) du système, système caractérisé en ce que le chemin de signal auxiliaire ( 4) comporte un convertisseur tension/intensité ( 21) à entrées ( 22, 23) différentielles relié au chemin principal ( 3), ainsi que des sorties différentielles ( 24, 25), un moyen à Jonctions PN ( 26) relié aux sorties différentielles ( 24, 25) du convertis- seur tension/intensité ( 21), une première paire de tran- sistors ( 27) branchés en émetteur commun avec des bases reliées au moyen à jonctions PN ( 26), un condensateur ( 12) étant relié à la première entrée différentielle ( 22) du convertisseur tension/intensité ( 21), un moyen de réaction ( 28) reliant le circuit de collecteur de la première paire de transistors à émetteur commun ( 27) à la première entrée différentielle ( 22) du convertisseur tension/intensité ( 21) et une seconde paire de transis- tors ( 33) en émetteur commun est reliée par les bases au moyen à jonction de type PN ( 26), le signai de sortie du chemin auxiliaire ( 4) étant recueilli sur le circuit de collecteur de la seconde paire de transistors à émetteur commun ( 33). 2 ) Système de réduction de bruit selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce que la seconde entrée diffé- rentielle ( 23) du convertisseur tension/intensité ( 21) est reliée à la masse électrique et le circuit comporte un moyen pour brancher sélectivement le condensateur ( 12) dans le chemin principal de signal ( 3). ) Système de réduction de bruit selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce que le condensateur ( 12) est branché entre l'entrée différentielle ( 22) du convertis- seur tension/intensité ( 21) et la masse, et l'entrée du chemin auxiliaire ( 4) est reliée à la seconde entrée différentielle ( 23) du convertisseur tension/intensité ( 21). 4 ) Système de réduction de bruit selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce que le moyen additionnel ( 17) est branché de façon à additionner le sirgnal de sortie du chemin principal ( 3) et le signal de sortie du chemin auxiliaire ( 4), une résistance de réaction (R 1) étant branchée entre la sortie de l'additionneur ( 17) et l'en- trée inversée de ce même additionneur ( 17), et la sortie de la seconde paire de transistors à émetteur commun ( 33) est appliquée à l'entrée inversée (R 2) de l'additionneur ( 17) et le chemin principal ( 3) est relié à l'entrée non inversée de l'additionneur ( 17). ) Système de réduction de bruit selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce que le moyen à jonctions PN ( 26) est formé d'une paire de transistors ( 26 a, 26 b) dont la base et le collecteur sont chaque fois réunis et les émetteurs des transistors du moyen formant la jonction PN sont reliés en commun. 6 ) Système de réduction de bruit selon la revendi- cation 1, caractérisé eo ce que le moyen à jonctions PN ( 26) est formé d'une première et d'une seconde paires de transistors ( 71, 72, 73, 74), chaque paire ayant des électrodes d'émetteur reliées en commun et les électrodes de collecteur de chacune des première et seconde paires sont reliées aux sorties différentielles ( 24, 25) du convertisseur tension/intensité ( 21) et à la base d'un cinquième et d'un sixième transistors ( 75, 76), les bases de chacune des première et seconde paires de transistors étant reliées aux émetteurs des cinquième et sixième transistors ( 75, 76). 7 ) Système de réduction de bruit selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de commande ( 30) pour régler la fréquence de coupure du fil- tre passe-haut, ce circuit de commande comportant un moyen de commande de courant ( 29) répondant au circuit de com- mande pour régler le courant d'émetteur de la première paire de transistors à émetteur commun ( 27). ) Circuit du réducteur de bruit comportant un chemin de signal principal ( 3) et un chemin de signal auxiliaire avec une caractéristique de transfert de fil- tre dont la fréquence de coupure est variable en fonction du signal de sortie du chemin auxiliaire, circuit-caracté- risé en ce que le chemin auxiliaire ( 4) comporte un con- vertisseur tension/intensité ( 21) avec des entrées diffé- rentielles ( 22, 23) et des sorties différentielles ( 24, 25), un moyen à jonctions de type PN ( 26) étant relié aux sorties différentielles ( 24, 25) du convertisseur tension/ intensité ( 21), un condensateur ( 12) étant relié à la première entrée différentielle ( 22) du convertisseur tension/intensité ( 21), un moyen pour relier la seconde entrée différentielle ( 23) du convertisseur intensité/ tension ( 21) à la masse électrique, une première paire de transistors ( 27) à émetteur commun dont les bases sont reliées au moyen'dejonctions de type PN ( 26), la sortie de la première paire de transistors à émetteur commun étant reliée à la première entrée différentielle ( 22) du convertisseur tension/intensité ( 21) et une seconde paire ( 33) de transistors à émetteur commun dont les bases sont reliées au moyen à jonctions de type PN ( 26), la sortie de la seconde paire de transistors à émetteur commun ( 33) formant le signal de sortie du chemin auxiliaire ( 4). ) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 8, caractérisé en ce que des moyens ( 30) sont prévus pour fournir un signal de commande correspondant au signal de sortie du chemin auxiliaire ( 4) pour modifier la fré- quence de coupure et des moyens pour régler le courant ( 29) passant dans le circuit à émetteur commun de la première paire ( 27) de transistors à émetteur commun en fonction du signal de commande ( 30) ) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 8, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen de commutation ( 11) relié à l'entrée ( 1) du chemin principal ( 3) de signal et au condensateur ( 12) pour brancher sélec- tivement la première entrée différentielle ( 22) du conver- tisseur tension/intensité ( 21) par l'intermédiaire du condensateur ( 12) sur l'entrée du chemin principal ( 3) de signal. 11 ) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 10, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un moyen-inverseur de signal ( 38) recevant la somme du signal du chemin principal ( 3) et du signal du chemin auxiliaire ( 4) pour former un signal de réaction, inversé appliqué au moyen de commutation ( 11), le signal de réaction inver- sé pouvant être appliqué sélectivement à l'entrée ( 1) du chemin principal ( 3) ou au condensateur ( 12). 120) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 8, caractérisé en ce qu'il comporte un miroir de courant ( 28) branché entre les collecteurs de la première paire de transistors à émetteur commun ( 27). ) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 8, caractérisé en ce que le moyen à jonctions de type PN ( 26) est formé d'une paire de transistors en émetteur commun ( 26 a, 26 b) dont la base est respectivement reliée au collecteur et les émetteurs de ces deux transistors sont reliés en commun. 140) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 13, caractérisé en ce que la paire de transistors à émetteur commun formant le moyen à jonctions de type PN ( 26) se compose d'une première et d'une seconde paires de transistors ( 71, 72, 73, 74), chaque paire de transistors ayant les électrodes d'émetteur reliés en commun ( 71, 73) et ( 72, 74), et les collecteurs de la première et de la seconde paires de transistors sont reliés à la sortie ( 24, ) du convertisseur tension/intensité ( 21) et à la base respectivement dlun cinquième et d'un sixième transistors ( 75, 76), les bases de chacune des première et seconde paires de transistors ( 71, 73 et 72, 74) étant reliées aux émetteurs des cinquième et sixième transistors ( 75, 76). ) Circuit-réducteur de bruit selon la revendi- cation 8, caractérisé en ce que le condensateur ( 12) est relié à la première entrée différentielle ( 22) du conver- tisseur tension/intensité ( 21) et à la masse électrique et la seconde entrée différentielle ( 23) du convertisseur ( 21) est reliée au chemin principal ( 3) de signal. 160) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 15, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen ( 17) faisant la somme des signaux de sortie du chemin principal ( 3) et du chemin auxiliaire ( 4), un amplificateur opéra- tionnel ( 51) dont l'entrée non inversée est reliée au chemin de signal principal, ainsi qu'un moyen de commuta- tion ( 11) relié au moyen faisant la somme d u signal du chemin principal ( 3) et du signal du chemin auxiliaire ( 4), le moyen de commutation ( 11) étant également relié à la sortie de l'amplificateur opérationnel ( 51) ainsi qu'à l'entrée inverséede cet amplificateur opérationnel ( 51) pour brancher sélectivement la somme des signaux soit sur l'entrée inversée, soit sur la sortie de cet amplificateur opérationnel ( 51). ) Circuit-réducteur de bruit comportant un chemin principal ( 3) et un chemin auxiliaire ( 4) de signal avec une caractéristique de filtre passehaut à fréquence de coupure variable en fonction du signal de sortie du che- min auxiliaire ( 4), circuit caractérisé en ce que le chemin auxiliaire ( 4) comporte un convertisseur tension/ intensité ( 21) avec des entrées différentielles ( 22, 23) 28- et des sorties différentielles ( 24, 25) un moyen à jonctions de type PN ( 26) étant relié aux sorties diffé- rentielles ( 24, 25) du convertisseur tension/intensité ( 21), un condensateur ( 12) étant branché entre la première entrée différentielle ( 22) du convertisseur tension/ intensité ( 21) et la masse électrique, un moyen pour relier la seconde entrée différentielle ( 23) du conver- tisseur ( 21) aui chemin principal ( 3), une première paire de transistors ( 27) avec des émetteurs branchés en com- mun et des bases reliées au moyen à jonctions de type PN ( 26), la sortie de la première paire de transistors à émetteur commun ( 27) étant reliée à la première borne d'entrée différentielle ( 22) du convertisseur intensité/ tension ( 21), une seconde paire de transistors ( 33) avec des émetteurs reliés en commun et des bases reliées au moyen à jonctions de type PH ( 26), la sortie de la seconde paire de transistors ( 33) formant la sortie du chémin auxiliaire ( 4) et un additionneur de signaux ( 17) dont les entrées sont reliées au chemin principal ( 3) et à la sortie du chemin auxiliaire ( 4) pour donner le signal de sortie du circuit dont le niveau de bruit est réduit. 18 ) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 17, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un moyen répondant au signal de sortie du chemin auxiliaire ( 4) pour donner un signal de commande, et un moyen pour modifier la fréquence de coupure du filtre passe-haut avec un moyen pour régler le courant ( 29) passant dans le circuit à émetteur commun de la première paire de transistors ( 27) en fonction du signal de commande ( 30). 19 ) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 18, caractérise en ce qu'il comporte en outre un moyen de commutation ( 11) relié au chemin principal ( 3) et du condensateur ( 12) pour brancher sélectivement la première entrée différentielle du convertisseur tension/ intensité par l'intermédiaire di, condensateur ( 12) sur le chemin principal ( 3) et pour couper la première entrée différentielle ( 1) de la masse électrique. ) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 19, caractérisé en ce qu'il comporte un inverseur de signal relié au signal de sortie du circuit et au chemin auxiliaire ( 4) pour donner un signal de réaction inversée appliqué au moyen de commutation ( 11), le signal de réac- tion inversée pouvant être appliqué sélectivement au chemin de signal principal ( 3) ou au condensateur ( 12). 21 ) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 17, caractérisé en ce que le moyen à jonctions PN ( 26) est formé d'une troisième paire de transistors ( 26 a. 26 b) dont la base est chaque fois reliée au collecteur, et dont les émetteurs sont réunis. 22 ) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 17, caractérisé en ce que le moyen à jonctions de type PN ( 26) se compose d'une quatrième et d'une cinquième paires de transistors dont les émetteurs sont respective- ment reliés en commun et dont les collecteurs sont reliés aux sorties ( 24, 25) du convertisseur tension/intensité et à la base d'une sixième paire de transistors, les bases des quatrième et cinquième paires de transistors étant reliées aux émetteurs des sixièmes paires de tran- sistors. 230) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 17, caractérisé en ce que le condensateur ( 12) est relié à la première entrée différentielle ( 22) du conver- tisseur tension/intensité ( 21) et à la masse électrique et la seconde entrée différentielle ( 23) du convertisseur ( 21) est reliée au chemin principal ( 3). 240) Circuit-réducteur de bruit selon la revendica- tion 17, caractérisé en ce qu il comporte un amplificateur opérationnel ( 51) dont l Ventrée non inversée est reliée au chemin principal ( 3), et le moyen de commutation ( 11) est relié à la sortie de l amplificateur opérationnel, à la sortie du circuit et à l'entrée inversée de cet ampli- ficateur opérationnel ( 51) pour assurer sélectivement la liaison entre la sortie du circuit et l'entrée inversée de l'amplificateur ( 51) ou la sortie du circuit et la sortie de 1 amplificateur opérationnel ( 51)