Brevet FR2534426A1 — publié le 19840413

EGALISEUR AUTO-ADAPTATIF POUR SIGNAL DE DONNEES EN BANDE DE BASE. L'invention concerne un égaliseur auto-adaptatif utilisé dans le récepteur d'un modem de transmission de données pour corriger en bande de base le signal de données reçu, cet égaliseur comprenant un circuit de différence entre le signal re- çu et un signal de correction formé à une fréquence d'échantil- lonnage par un filtre transversal à coefficients réglables, ce circuit de différence fournissant un signal corrigé qui est ap- pliqué à un circuit de décision restituant le signal de données, ce signal de données restitué étant appliqué à l'entrée du filtre transversal dont les coefficients sont réglés pour rendre minimale une fonction prédéterminée d'un signal d'erreur. Des égalîseurs travaillant sur un signal des don- nées en bande de base trouvent évidemment une utilisation directe dans des modems recevant des données transmises en bande de base. Mais on peut également utiliser des égaliseurs de ce genre dans des modems recevant des données transmises par modulation d'une porteuse, en faisant travailler ces égaliseurs sur les signaux en bande de base obtenus dans le récepteur par la démodulation du si- gnal reçu. L'égaliseur envisagé se comporte, vis à vis du si- gnal reçu, comme un filtre récursif dont la boucle comporte en cascade un circuit de décision et un filtre transversal Dans ce genre d'égaliseur connu sous le nom d'égaliseur avec organe de dé- cision dans la boucle (en anglais "Decision feedback Equalizer"), le filtre transversal travaille, à des instants d'échantillonnage, sur le signal fourni par le circuit de décision et ses coefficients sont à régler pour qu'il engendre, à ces instants d'échantillonnage un signal de correction constitué par une copie du signal d'inter- férence procuré par les données antérieures à la donnée présente, à l'entrée du récepteur Ce signal de correction est appliqué au - circuit de différence pour être soustrait du signal reçu de façon à forrmer un signal corrigé des interférences Le critère utilisé pour le réglage des coefficients du filtre transversal est la mi- nimisation d'une fonction prédéterminée (généralement la valeur quadratique moyenne) d'un signal d'erreur qui doit être signifi- catif du signal d'interférence subsistant dans le signal corrigé fourni par le circuit de différence. Dans les égaliseurs connus (voir par exemple un ar- ticle intitulé "An adaptative Decision Feedback Equalizer", paru dans la revue IEEE Transactions, vol COM-19, N 03, juin 1971, pages 281-292), on forme à chaque instant d'échantillonnage le signal d'erreur comme la différence entre le signal corrigé fourni par le circuit de différence et le signal de données à niveau fixe restitué par le circuit de décision Mais un signal d'erreur formé de cette manière dépend non seulement du signal d'interférence pro- curé par les données antérieures et présent encore dans le signal corrigé tant que l'égaliseur n'a pas convergé, mais aussi du ni- veau de la donnée actuelle présente aussi dans le signal corrigé puisque c'est elle qui doit être restituée par le circuit de dé- cision Or ce niveau peut varier en fonction de la longueur de la liaison et/ou des conditions de transmission Pour que le signal d'erreur soit significatif du signal d'interférence, il est néces- saire dans les égaliseurs connus de stabiliser le niveau des don- nées dans le signal appliqué à l'égaliseur, à l'aide d'un disposi- tif de CAG (commande automatique de gain). La présente invention fournit le moyen de former d'une autre manière un signal d'erreur significatif du signal d'interférence, sans être tributaire du niveau des données reçues, ce qui permet d'éviter l'emploi d'un dispositif de CAC relative- ment coûteux et délicat à mettre en oeuvre. Conformément à l'invention, dans un égaliseur auto- adaptatif utilisé dans un modem pour corriger en bande de base le signal de données reçu, les coefficients du filtre transversal sont modifiés à l'aide d'un signal d'erreur qui est déterminé à un présent instant d'échantillonnage en formant la différence entre la valeur du signal corrigé à cet instant d'échantillonnage et la valeur du signal corrigé à un instant d'échantillonnage antérieur, préalablement multipliée par le rapport de la valeur du signal de données restitué au présent instant d'échantillonnage à la valeur du signal de données restitué à l'instant d'échantillonnage anté- rieur, la modification des coefficients étant effectuée ou non se- lon que les deuxdites valeurs du signal de données restitué sont différentes de zéro ou au moins l'une des deuxdites valeurs est égale à zéro. L'égaliseur de l'invention permet de supprimer les interférences dans le signal de données reçu, que ce signal reçu résulte du côté émission d'un signal de données multiniveaux, d'un signal de données à deux niveaux ou d'un signal de données à trois niveaux résultant du codage pseudoternaire de données à deux niveaux. Dans le cas de données émises à deux niveaux ou de données à trois niveaux résultant d'un codage pseudoternaire, le circuit de décision du récepteur peut restituer des données,à deux niveaux positif et négatif et le signal d'erreur e(n) peut être formé dans un circuit de calcul comme la différence ou la somme des valeurs du signal corrigé au présent instant d' échantil- lonnage N et à un instant d'échantillonnage antérieur, selon que les valeurs du signal de données restitué au présent instant d'échantillonnage N et à un instant d'échantillonnage antérieur ont le même signe ou des signes différents. On obtient un mode de réalisation particulièrement simple de l'égaliseur de l'invention en utilisant pour le réglage des coefficients du filtre transversal le signal Sgn Ee(n)J, carac- térisant le signe du signal d'erreur e(n), formé par exemple comme on vient de l'indiquer dans-le cas d'un signal de données restitué à deux niveaux. La description suivante, en regard des dessins an- nexés, le tout donné à titre d'exemple fera bien comprendre com- ment l'invention peut être réalisée. La figure 1 montre la structure d'un égaliseur au- quel s'applique l'invention. La figure 2 représente le schéma du circuit de ré- glage d'un coefficient du filtre transversal de l'égaliseur. La figure 3 représente dans le cas général le sché- ma de principe de l'égaliseur conforme à l'invention. La figure 4 représente le schéma d'un mode de réa- lisation de l'égaliseur de l'invention, convenant à un récepteur restituant des données à deux niveaux. La figure 5 représente des diagrammes de signaux destinés à expliquer le fonctionnement de l'égaliàeur de la figu- re 4. La figure l montre la structure connue d'un égali- seur du genre formé par un filtre récursif avec l'organe de déci- sion dans la boucle de ce filtre. On suppose que cet égaliseur est utilisé dans le récepteur d'un modem de transmission de données en bande de base. Le signal s(t)-appliqué à l'entrée 1 de cet égaliseur est alors le signal reçu dans le récepteur et provenant d'in émetteur dis- tant, émettant un signal de données à deux niveaux ou un signal de données à trois niveaux résultant d'un codage pseudoternaire de données à deux niveaux ou enfin des données multiniveaux. Dans l'exemple représenté sur la figure 1, le si- gnal de données reçu s(t) est d'abord échantillonné dans le cir- cuit 2 d'échantillonnage et de maintien, avec une fréquence d'échantillonnage H = 1 fournie par le générateur d'horloge 9 qui est synchronisé par des moyens connus sur la fréquence des données reçues Dans la plupart des égaliseurs en bande de base connus, la fréquence d'échantillonnage H est égale à la fréquence des données En caractérisant par le nombre entier N les instants n Te d'échantillonnage, le signal échantillonné apparaissant à la sortie du circuit 2 peut être noté s(n) Pour conserver la simpli- cité du schéma de la figure 1, on suppose que le traitement du si- gnal échantillonné s(n) dans l'égaliseur est effectué en analogi que. Du fait des distorsions d'amplitude et/ou de phase dont peut être affecté le milieu de transmission entre l'émetteur et le récepteur, le signal reçu s(n) dépend non seulement de la donnée d(n) émise au même instant n, mais d'un certain nombre de données émises avant l'instant n. Le signal reçu s(n) peut s'écrire: N s(n) = O ti d(n i) ( 1) i = O Dans cette formule, ti représente des échantillons de la réponse impulsionnelle du milieu de transmission, aux instants i allant de l'instant de référence O à l'instant N; pour les instants i tels que i > N, ces échantillons sont supposés nuls d(n i) représente les données émises aux instants (n i). I 1 est utile pour la suite d'écrire la formule ( 1) sous la forme: N s(n) = to(n) n) + ti d(n i) ( 2) i= 1 Dans cette formule ( 2), t est l'échantillon central de la réponse impulsionnelle du milieu de transmission (ou le coefficient de transmission de ce milieu) et le terme t o d(n) représente la con- o tribution dans le signal reçu s(n) de la donnée émise d(n) au mê- N me instant n Le terme de somme ti d(n i) représente la contribution dans le signal reçu s(n) des données antérieures à l'instant N et émises aux instants N 1 à N N. Ce dernier terme correspond dans le signal reçu à un signal intempestif, appelé souvent signal d'interférence, qui peut gêner considérablement la restitution correcte des données d(n) L'égaliseur envisagé a pour but d'élaborer un signal de cor- rection consistant en une copie du signal d'interférence et de soustraire ce signal de correction du signal reçu pour obtenir un signal corrigé dans lequel le signal d'interférence est pratique- ment annulé. L'égaliseur de la figure l comprend pour cela un circuit de différence 3 recevant sur son entrée (+) le signal re- çu s(n) et sur son entrée (-) le signal de correction It(n 1), et fournissant le signal corrigé r(n) = s(n) s(n 1) On peut re- marquer ici que le signal de correction destiné à corriger le si- gnal s(n) à un instant N a été noté s(n l) parce que, comme on le verra par la suite, il est calculé à l'aide de données antérieu- res à l'instant n, à partir de la donnée d(n l) Ce signal corrigé est appliqué à un circuit de décision 4 qui, lorsque l'égaliseur a convergé, restitue les données d(n) fournies à l'émetteur Si les données d(n) ont deux niveaux positif et négatif, le circuit de décision 4 fournit un signal qui est le signe de r(n), soit Sgn lr(n)5 Si les données d(n) ont été codées en pseudoternaire avant d'être émises, le circuit de décision 4 fournit un signal à deux niveaux positif et négatif, correspondant au signal à trois niveaux du code pseudoternaire Si enfin, les données d(n) sont du type multiniveaux, le circuit de décision 4 fournit un signal ayant les mêmes niveaux que les données émises Le signal restitué par le circuit de décision 4 est dirigé vers la borne de sortie 5 de l'égaliseur En même temps, ce signal restitué est appliqué à l'entrée du filtre transversal 6 qui fonctionne à la fréquence d'échantillonnage H et qui est chargé de fournir le signal de cor- rection s(n 1), appliqué à l'entrée (-) du circuit de différen- ce 3 Le filtre transversal 6 est agencé de façon usuelle pour stocker à chaque instant n, N échantillons d(n i) du signal des données restitué par le circuit de décision 4 et pour calculer des échantillons de sortie s(n 1) selon l'expression N s(n 1) = Zh d(n i) ( 3) hi représentant les coefficients du filtre. Les coefficients hi du filtre sont réglables et ré- glés dans le circuit de réglage 7, de façon à minimiser une fonc- tion prédéterminée d'un signal d'erreur e(n) qui est élaboré dans le circuit de calcul 8 et qui doit être significatif du signal ^. d'interférence subsistant dans le signal corrigé r(n), tant que l'égaliseur n'a pas convergé On expliquera plus loin le mode de calcul du signal d'erreur Généralement, les coefficients sont ré- glés de façon à minimiser la valeur quadratique moyenne du signal d'erreur e(n), soit E e(n) Dans ce cas, en utilisant l'algo- rithme du gradient, les coefficients hi sont réglés par récurrences i successives, suivant la formule de récurrence: hi(n+ 1) = hi(n) + a Eld(n i) e(n) ( 4) i i L Dans cette formule ( 4), a est un coefficient inférieur à I - Dans la pratique, pour éviter d'avoir à calculer une valeur moyenne, opération indiquée par l'opérateur E, on utilise plutôt la formule de récurrence: hi(n + 1) = hi(n) + 8 d(n i) e(n) ( 5) Dans cette formule, $ est un coefficient fixe de valeur faible par rapport à 1, qui conditionne la grandeur des modifications àappor- ter aux coefficients hi(n) à la récurrence n, pour obtenir les i coefficients hi(n + 1) à la récurrence (n + 1)o La formule pratique de récurrence ( 5) peut être mi- se en oeuvre dans le circuit de réglage 7, selon un schéma repré- senté sur la figure 2 pour un coefficient hi Le signal de données d(n i), disponible dans une case mémoire du filtre transversal 6 est appliqué à un circuit multiplicateur 10 pour être multiplié par le signal d'erreur e(n) élaboré dans le circuit 8 Le produit ainsi formé est appliqué au circuit multiplicateur 11 pour être multiplié par le coefficient fixe A Le terme de modification 8 d(n i) c(n) ainsi formé est appliqué à un accumulateur formé par le circuit ad- ditionneur 12 et la mémoire 13 procurant un retard d'une période d'échantillonnage Te Le circuit additionneur forme la somme du terme de modification calculé à l'instant N et du coefficient hi(n) apparaissant à l'instant N à la sortie de la mémoire 13 Cette som- me disponible à l'instant N + 1 à la sortie de la mémoire 13, cons- titue le coefficient hi(n + 1) à utiliser à l'instant N + 1, danl le filtre transversal 6 On peut aussi utiliser pour le réglage des coeffi- cients hi, une formule de récurrence plus simple que la formule ( 5), en y remplaçant le signal d'erreur e(n) par son signe, qui peut s'écrire Sgn e(n La formule de-récurrence ( 5) devient alors: hi(n + 1)= hi(n) + O d(n i) Sgn le(n) ( 6) Dans les égaliseurs connus, par exemple dans l'éga- liseur décrit dans l'article précité de larevue'IEEE Transactions, le signal d'erreur e(n) utilisé pour le réglage des coefficients hi selon les formules de récurrence ( 4), ( 5) ou ( 6), est déterminé en formant la différence entre le signal restitué par le circuit de décision 4 et le signal corrigé r(n) fourni par le circuit de différence 3 On peut déduire des formules ( 2) et ( 3) que le si- gnal corrigé r(n) = s(n) s(n 1) peut s'écrire alors: r(n) = (ti -hi)d(n i + to(n) ( 7) Dans cette formule le premier terme entre crochets est le signal d'interférence résiduel subsistant dans le signal corrigé r(n) tant que l'égaliseur n'a pas complètement convergé et le deuxième terme to d(n) correspond aux données émises d(n) pondérées par le coefficient de transmission to du milieu de transmission, c'est-à-dire correspond pratiquement au niveau des données reçues On en déduit les limites d'emploi des égaliseurs connus Dans ces égaliseurs, le signal d'erreur e(n) formé par différence entre le signal de niveau fixe restitué par le circuit de décision et le signal corrigé r(n), dépend non seulement du signal d'interférence résiduel, comme cela est requis, mais égale- ment du niveau to d(n) des données reçues Dans le cas o le coef- ficient de transmission to est variable, les égaliseurs connus fonctionnent mal et ne peuvent annuler le signal d'interférence. Pour obtenir un fonctionnement correct de ces égaliseurs, on peut utiliser un dispositif de CAG stabilisant le niveau du signal s(t) appliqué à l'égaliseur. La présente invention fournit un autre moyen de caleul d'un signal d'erreur e(n), pratiquement non tributaire du niveau du signal reçu et évitant donc les inconvénients des éga- liseurs connus. Dans l'égaliseur conforme à l'invention, le signal d'erreur e(n) servant à modifier les coefficients h du filtre transversal 7 est déterminé à un instant d'échantillonnage N en formant la différence entre la valeur du signal corrigé r(n) à l'instant N et la valeur du signal corrigé à un instant d'échan- tillonnage antérieur à l'instant n, cette dernière valeur ayant été préalablement multipliée par le rapport de la valeur de la donnée d(n) restituée par le circuit de décision 4 à l'instant n à la valeur de la donnée;restituée audit instant d'échantillonna- ge antérieur L'instant d'échantillonnage antérieur considéré peut être par exemple l'instant d'échantillonnage N 1 précédant juste l'instant N et dans ce cas le signal d'erreur e(n) peut s'exprimer par la formule: e(n) = r(n)r(n) d(n) ( 8) e(n) = r(n) r(n d(n l) Il est clair que dans cette formule, la multiplication de lavaleur antérieure r(n l) du signal corrigé par le rapport d(n)a -criéprl rapport d(n ' l)a pour but de "normaliser" cette valeur antérieure, par rapport à la présente valeur r(n) du signal corrigé, afin que la différence ait toujours la même signification, indépendante des valeurs des données Lorsque le signal de données restitué par le circuit de Z 2 décision 4 n'a pas de niveau zéro, les modifications de coeffi- cients sont toujours effectuées avec le signal d'erreur e(n): ceci se produit par exemple pour des données multiniveaux sans niveau zéro, ou pour des données à deux niveaux ou pour des données codées en pseudoternaire Lorsque le signal de données restitué par le circuit de décision 4 est du type comprenant un niveau zéro, les modifications des coefficients sont effectuées selon la formule ( 8) lorsque les deux valeurs des données d(n) et d(n 1) sont diffé- rentes de zéro et ne sont pas effectuées lorsqu'au moins l'une d ces deux valeurs est égale à zéro. La mise en oeuvre de l'invention peut être réali sée dans le cas général comme l'indique la figure 3 Sur cette fi- gure 3, on a représenté avec les mêmes références les principaux éléments de l'égaliseur de la figure 1, en fournissant de plus le schéma du circuit 8 de calcul de l'erreur e(n) confornmément à l'invention Le signal corrigé fourni par le circuit de différen- ce 3 est appliqué à un circuit de retard 50 produisant un retard égal par exemple à une période d'échantillonnage de sorte qu'à un instant d'échantillonnage n, on obtient à l'entrée et à la sortie lu de ce circuit 50, les valeurs r(n) et r(n 1) du signal corrigé. Les données restituées par le circuit de décision 4 sont appli- quées à un circuit de retard 51 produisant aussi un retard égal à une période d'échantillonnage, de sorte qu'à l'instant n, on ob- tient à l'entrée et à la sortie de ce circuit de retard 51, les valeurs d(n) et d(n 1) des données Le rapport d(n) est for- mé dans le circuit 52 Le circuit multiplicateur 53 forme le pro- duit r(n 1) d(n) qui est appliqué à l'entrée (-) du circuit d(n 1) qietapiu 'nre()d ici de différence 54 Ce circuit de différence 54 reçoit sur son en- trée (+) la quantité r(n) et fournit ainsi conformément à la for- mule ( 8) le signal d'erreur e(n) qui est appliqué au circuit de réglage 7 des coefficients du filtre transversal 6 Par ailleurs une porte ET 55 a ses deux entrées connectées respectivement à l'entrée et à la sortie du circuit de retard 51 La porte ET 55 fournit un signal logique x, qui autorise la modification des coef- ficients par le signal d'erreur e(n) lorsque les deux valeurs de données d(n) et d(n 1) sont différentes de zéro et n'autorise pas cette modification lorsqu'au moins l'une de ces valeurs d(n) et d(n 1) est égale à zéro L'action du signal logique x peut être par exemple d'annuler le terme de modification des coeffi- cients appliqué au circuit additionneur 12 (voir figure 2), lors- que la modification n'est pas autorisée. Dans le cas o le signal de données émis a deux ni- veaux ou trois niveaux résultant d'un codage pseudoternaire de données à deux niveaux, le circuit de décision 4 restitue des do D- nées à deux niveaux positif et négatif, sous la forme du signe du Il signal corrigé r(n) Dans ce cas le signal e(n) de la formule (B) peut se mettre sous la forme: e(n) = r(n) r(n 1) Sgnlr(jn) Sgn f(n 1 î On en déduit que l'on peut alors baser le calcul du signal d'erreur e(n) sur les relations: e(n) = r(n) r(n 1) si PS(n) > O ( 10) te(n) = r(n) + r(n 1) si PS(n) avec PS(n) = Sgn lr(n Sgn (n 1)l. On va maintenant montrer que si les coefficients h du filtre transversal de l'égaliseur sont réglés de façon à mi- nimiser la valeur quadratique moyenne du signal d'erreur e(n) for- mé comme on vient de l'expliquer, c'est-à-dire sont réglés selon la formule de récurrence ( 4)-ou ( 5) en y utilisant ce signal d'er- reur e(n), ces coefficients hi convergent vers les échantillons ti de la réponse impulsionnelle du milieu de transmission, i allant de 1 à N, ce qui signifie l'annulation du signal d'interférence, sans que les variations du coefficient central to de cette réponse impulsionnelle soit gênantes, comme dans les égaliseurs connuso Pour simplifier, on se placera pour cette-démonstration, dans le cas o les données restituées par le circuit de décision 4, ont deux niveaux (+ 1 et 1) et o donc le signal d'erreur e(n) peut s'exprimer par la formule ( 9)0 - En formulant le signal corrigé r(n 1) à l'instant n 1, de la même manière que le signal corrigé r(n) à l'instant n selon la formule ( 7), on obtient r(n 1) = (ti hi) d(n i 1) + to O d(n -1) ( 11) Comme la formule ( 7), cette formule ( 11) suppose que les coefficients ti de la réponse impulsionnelle du milieu de transmission sont nuls pour i > N - 253-4426 On suppose maintenant que dans le signal corrigé r(n), la contribution des données d(n) en provenance de l'émetteur est prépondérante Comme ces données d(n) ont la valeur + 1 ou 1, on a avec cette hypothèse: Sgnlr(n = d(n) et Sgn lr(n 1 l = d(n 1) et le signal d'erreur e(n) selon la formule ( 9) peut s'écrire: e(n) = r(n) r(n 1)od(n) d(n 1) En utilisant les formules ( 7) et ( 11), le signal d'erreur e(n) s'écrit donc: e(n) = L (ti h) d(n i + to d(n) (ti hi) d(n-i-1 d(n) d(n-1) to d(n) d(n-l) d(n-l) soit, en tenant compte du fait que, avec des données égales à + 1 ou 1, d(n l) d(n 1) = 1 e(n) = f (t hi hd) d(n-i jd(n) d(n-i-tld(n)d(n-1) ( 1) Cette dernière formule montre donc que le signal d'erreur e(n) est indépendant du coefficient de transmission to du milieu de transmission, si le signe du signal corrigé est détermi- né par le signe des données en provenance de l'émetteur Il parait tout à fait légitime de supposer que cette hypothèse est vérifiée, au moins à certains instants d'échantillonnage et éventuellement après une période d'apprentissage de l'égaliseur. On va maintenant démontrer la convergence de l'éga- liseur de l'invention, utilisant pour le réglage des coefficients h du filtre transversal le signal d'erreur e(n) selon la formule ( 9) Comme dans tous les égaliseurs, on suppose que les données émises d(n) sont statistiquement indépendantes, ce qui est vérifié en pratique pour des données quelconques. Pour simplifier l'écriture, on va utiliser la nota- tion vectorielle, en posant respectivement pour les transposées de vecteurs t, h(n), D(n) et D(n 1) t = 1 t 2, tl h(n)= Ll(n), h 2 (n), h N(n D(n) = ld(n 1), d(n 2), d(n -N D(n -1) = ld(n 2), d(n 3), d(n -N 1)2 Avec cette notation, le signal d'erreur e(n) selon la formule ( 12) s'écrit: e(n) = D(n) h(nl D(n l) h(n d(n) d(n 1) ( 13) Par ailleurs la formule de récurrence ( 4) utilisée pour le réglage des coefficients du filtre transversal, s'écrit en notation vectorielle: h(n + 1) = h(n) + a ED(n) e(n ( 14) En utilisant l'expression de e(n) donnée par la for- mule ( 13), on obtient pour la valeur moyenne E lD(n) e(n) interve- nant dans la formule ( 14): ElD(n) e(n h(n E (n) D(n E h(n ED(n) D(n l) d(n) d(n 1 Dans cette expression de E lD(n) e(n, le deuxième terme est égal à zéro En effet, la matrice D(n) D(n 1) n'a au- cune composante contenant la donnée d(n) et ses composantes mul- tipliées par d(n) d(n 1) ont toutes une valeur moyenne égale à zéro, dans l'hypothèse faite o les données sont statistiquement indépendantes Avec cette même hypothèse, on peut montrer que la matrice E lD(n) D(n) peut se mettre sous la forme l a 2, Jl étant la matrice identité et a un facteur caractérisant la puissance des données Dans ces conditions, la formule de récurrence ( 14) peut s'écrire: 4 +" + 1 2 h(n + 1) = h(n) + czt h(nj a La forme classique de cette formule de récurrence permet-d'écrire, -lorsque N tend vers l'infini: h(n) = al + t Avec un coefficient a choisi assez faible pour que ao 2 tient pratiquement h(n) = t, pour un nombre de récurrences N suf- fisament grand, ce qui démontre la convergence de l'égaliseur. Jusqu'à présent, on s'est placé dans le cas o pour le calcul du signal d'erreur e(n) à un instant d'échantillonnage n on utilisait selon la formule ( 8) les valeurs du signal corrigé et des données restituées à l'instant N et à l'instant d'échantillon- nage antérieur N 1, précédant juste l'instant n Dans ce cas le signal d'erreur est calculé à la fréquence d'échantillonnage, ce qui est la fréquence avec laquelle sont calculés les échantillons de sortie du filtre transversal Mais on pourrait aussi utiliser pour le calcul du signal d'erreur e(n), les valeurs du signal cor- rigé et des données restituées à d'autres instants antérieurs pré- cédant l'instant N et tels que N 2, N 3, etc Dans ce cas le signal d'erreur peut être calculé à une fréquence plus faible que la fréquence d'échantillonnage, ce qui n'empêche pas que le filtre transversal peut travailler à la fréquence d'échantillon- nage choisie Cette technique qui permet de disposer d'un inter- valle de temps plus important pour le calcul du signal d'erreur peut être utile lorsque l'on est conduit à des fréquences d'échan- tillonnage élevées Ceci peut se produire par exemple pour des transmissions de données en bande de base à vitesse élevée, si l'on échantillonne de plus à une fréquence supérieure à la fréquence des données pour réaliser l'égalisation dans une large bande du signal reçu. On va maintenant décrire à l'aide de la figure 4 un mode de réalisation particulièrement simple de l'égaliseur de l'invention, s'appliquant à un récepteur restituant des données à deux niveaux positif et négatif Dans ce mode de réalisation les coefficients h sont réglés selon la formule de récurrence ( 6) dans laquelle on utilise, pour le calcul des termes de modifica- tion des coefficients, le signe du signal d'erreur, noté Sgn le(n J et qui est à fournir par le circuit de calcul 8 L'éla' boration des quantités Sgn le(nl dans ce circuit 8 est basée sur les relations suivantes, directement déduites des relations ( 10): Sgn lei(n = Sgn r(n) r(n 1 si PS(n) > O ( 15)=r Ir P -Sgn le(n = Sgn r(n) + r(n 1 si PS(n) n'est pas d'abord échantillonné comme sur la figure 1, mais appli- qué directement à l'entrée (+) du circuit de différence 3 L'en- trée (-) de ce dernier reçoit le signal analogique de correction s(n 1) fourni par le convertisseur 21 qui convertit en analogie que les échantillons numériques fournis par le filtre transversal'6, de type numérique Le signal corrigé r(t) = s(t) s(n 1) fourni par le circuit de différence 3 est appliqué à la borne (+) du cir- cuit comparateur 22, dont la borne (-) est au potentiel O de la masse Le circuit comparateur 22 détermine ainsi le signe r(t) et joue le rôle du circuit de décision 4 Il restitue un signal Sgnlr(tq correspondant aux données émises d(n) et ayant la valeur + 1 ou 1 selon que r(t) est positif ou négatif Le signal de don- nées restitué par le circuit de décision 4 est appliqué à l'entrée du filtre transversal 6 dans lequel il est échantillonné à la fré- quence d'échantillonnage H = 1 fournie par le générateur d'horlo- Te ge 9 Dans ce filtre 6 sont calculés les échantillons numériques du signal de correction s(n 1) suivant la formule ( 3) ci-dessus. Le circuit 8 chargé de former les quantités Sgn le(nl, selon l'une ou l'autre des formules ( 15), est constitué de la façon suivante Le signal corrigé r(t) est appliqué au monta- ge en cascade de deux circuits d'échantillonnage et de maintien 23 et 24 Le premier circuit 23 est actionné par le signal d'horloge H ayant la fréquence d'échantillonnage T 1 et le deuxième circuit 24 est actionné par le signal complémentaire H Le fonctionnement de ce montage 23,24 est expliqué à l'aide de la figure 5 Le diagram- me 5 a représente le signal d'horloge H avec des fronts montants se produisant aux instants N 2, N 1 et n Le diagramme 5 b repré- sente le signal H Le diagramme 5 c représente le signal analogique r(t) qui est appliqué à l'entrée e 1 du circuit 23 et qui a les va- leurs r(n 2), r(n 1), r(n) aux instants N 2, N 1, n On suppose que les circuits d'échantillonnage 23 et 24 sont passants quand leurs signaux de commande H ou IT sont à l'état bas et bloqués quand ces signaux sont à l'état haut On en déduit l'allure du si- gnal à la sortie S 1 du circuit 23 (c'est-à-dire à l'entrée e 2 du cir- cuit 24), telle qu'elle est représentée sur le diagramme 5 d Enfin, l'allure du signal à la sortie S 2 du circuit 24, représentée sur le diagramme 5 e, se déduit du diagramme 5 d, en tenant compte d'un cer- tain temps d'établissement du signal, lorsque le circuit 24 devient passant Les diagrammes de la figure 5 montrent clairement que jtste avant un front montant de l'horloge H, par exemple celui qui se produit à l'instant n, le signal à l'entrée e 1 du circuit 23 a la valeur r(n) et le signal à la sortie S 2 du circuit 24 a la valeur *r(n l). Le signal r(t) est d'autre part appliqué à l'en- trée (+) des deux circuits comparateurs 25 et 26 Le signal obtenu à la sortie S 2 du circuit 24 est appliqué directement à l'entrée (-) du circuit comparateur 25 et, via un amplificateur inverseur 27, à l'entrée (-) du circuit comparateur 26. De cette manière, à la sortie du circuit comparateur , on obtient juste avant le front montant de l'horloge H à l'ins- tant n, un signal logique A(n) ayant la valeur: A(n) = l si r(n) r(n l) > O et A(n) = O si r(n) r(n 1) O et E(n) = O si r(n) + r(n 1) Sgn lr(n) + r(n ll nécessaires selon les formules ( 15) pour obte- nir la quantité Sgn e(n)l. Les signaux A(n) et Z(n) ainsi formés sont appliqués à l'entrée D des bascules 28 et 29, pour être échantillonnés sur les fronts montants du signal d'horloge H Les signaux A(n) et ú(n) échantillonnés sont appliqués au dispositif d'aiguillage 30 qui est chargé, en application des formules ( 15), de diriger vers la sortie 31 du circuit de calcul 8 soit le signal A(n), soit le signal Z(n) selon que la quantité PS(n) est positive ou négative. Le dispositif d'aiguillage 30 est formé de façon usuelle à l'aide des portes ET 32 et 33, de la porte OU 34 et du circuit inverseur montés comme l'indique la figure Il est commandé par un signbl logique de commande apparaissant sur sa borne de commande 39 et * représentatif de la quantité PS(n) Ce signal de commande est for- mé de la façon suivante: le signal de sortie du circuit de déci- sion 4, qui représente la quantité Sgn r(t) est appliqué simulta- nément à une première entrée du circuit OU Exclusif 36 et à l'en- trée D de la bascule 37 pour être échantillonné aux fronts mon- tants de l'horloge H La sortie de la bascule 37 est connectée à la deuxième entrée du circuit OU Exclusif 36 A l'instant N d'un front montant de l'horloge H, la première entrée du circuit OU Ex- clusif 36 reçoit donc la quantité Sgn r(n tandis que sa deuxième entrée reçoit la quantité Sgn r(n 1)î qui avaitété emmagasinée dans la bascule 37 à l'instant précédent n 1 A la sortie du cir- cuit OU Exclusif 36 on obtient ainsi un signal C(n) ayant la valeur 1 quand la quantité PS(n) = Sgn r(n)l Sgn l(n 1 l est négative et la valeur O quand la quantité PS(n) est positive Le signal C(n) est appliqué à l'entrée D de la bascule 38 pour être échantillonné aux fronts montants de l'horloge H La sortie de la bascule 38 fournit le signal de commande du dispositif d'aiguillage 30 On voit clairement, d'après le schéma de ce dispositif d'aiguillage, que selon que C(n) = 1 (c'est-à-dire PS(n) à-dire PS(n) > 0), c'est le signal E(n) ou le signal A(n) qui appa- rait sur la borne 31, après l'instant N du front montant de l'hor- loge H Ce signal apparaissant sur la borne 31 est représentatif de la quantité Sgnfe(nl à utiliser dans le circuit de réglage 7 Tdes coefficients du filtre transversal 6. Dans le mode de réalisation que l'on vient de décri- re on a supposé que le signal d'erreur e(n) était formé à la fré- quence d'échantillonnage H = 1 déterminant le fonctionnement du quene d chatitlnnag H Te filtre transversal à partir d'échantillons consécutifs r(n) et r(n 1) du signal corrigé Dans le cas o l'on désire que ce si- gnal d'erreur soit formé à une fréquence plus faible, par exemple H, c'est-à-dire à partir d'échantillons r(n) et r(n 2) du signqal corrigé, il suffit d'utiliser dans le circuit 8 de calcul d'erreur le signal d'horloge à la fréquence H tout en conservant la fré- 2 ' quence d'échantillonnage H pour le filtre transversal 6. REVENDICATIONS 1 Egaliseur auto-adaptatif utilisé dans le récepteur d'un'modem de transmission de données pour corriger en bande de ba- se le signal de données reçu, cet égaliseur comprenant un circuit de différence entre le signal reçu et un signal de correction for- mé à une fréquence d'échantillonnage par un filtre transversal à coefficients réglables, ce circuit de différence fournissant un signal corrigé qui est appliqué à un circuit de décision restituant le signal de données, ce signal de données restitué étant appliqué l 1 à l'entrée du filtre transversal dont les coefficients sont réglés pour rendre minimale une fonction prédéterminée d'un signal d'er- reur, caractérisé en ce que les coefficients du filtre transversal sont modifiés à l'aide d'un signal d'erreur qui est déterminé à un présent instant d'échantillonnage en formant la différence entre la valeur du signal corrigé à cet instant d'échantillonnage et la valeur du signal corrigé à un instant d'échantillonnage antérieur, préalablement multipliée par le rapport de la valeur du signal de données restitué au présent instant d'échantillonnage à la valeur du signal de données restitué à l'instant d'échantillonnage anté- rieur, la modification des coefficients étant effectuée ou non se- lon que les deuxdites valeurs du signal de données restitué sont différentes de zéro ou au moins l'une des deuxdites valeurs est égale à zéro. 2 Egaliseur auto-adaptatif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le présent instant d'échantillonnage et Vins- tant d'échantillonnage antérieur sont séparés par au moins une pé- riode d'échantillonnage. 3 Egaliseur auto-adaptatif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que les coefficients du filtre transversal sont réglés de façonà rendre minimale la valeur quadratique moyenne du- dit signal d'erreur. 4 Egaliseur auto-adaptatif selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de réglage des coeffi- cients du filtre transversal, agencé pour régler chaque coefficient par récurrences successives selon la formule de récurrence hi(n + 1) = hi(n) + e d(n i) e(n) hi(n) et hi(n + 1) étant les valeurs du coefficient hi aux récur- i i J rences N et-n + 1, B étant un coefficient inférieur à 1, d(n i) étant une donnée stockée dans le filtre transversal et correspondant au coefficient hi, e(n) étant ledit signal d'erreur. Egaliseur auto-adaptatif selon la revendication 4, convenant pour corriger un signal de données reçu, résultant du cô- té émission d'un signal de données en bande de base à deux niveaux ou d'un signal de données en bande de base à trois niveaux résultant d'unicodage pseudoternaire de données à deux niveaux, le circuit de décision restituant des données à deux niveaux positif et négatif, cet égaliseur étant caractérisé en ce qu'it comporte un circuit de calcul pour former le signal d'erreur e(n) comme la différence ou la somme des valeurs du signal corrigé au présent instant d'échan- tillonnage N et à un instant d'échantillonnage antérieur selon que les valeurs du signal de données restitué au présent instant - d'échantillonnage N et à l'instant d'échantillonnage antérieur ont le même signe ou des signes différents. 6 Egaliseur auto-adaptatif selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de réglage des coeffi- cients du filtre transversal agencé pour régler chaque coefficient hi par récurrences successives selon la formule de récurrence: hi(n + 1) = hi(n) + e d(n i) Sgn t(ni Sgnle(nl étant un signal caractérisant le signe dudit signal d'erreur e(n). 7 Egaliseur auto-adaptatif selon la revendication 6, convenant pour corriger un signal de données reçu, résultant du côté émission d'un signal de données en bande de base à deux ni- veaux, ou d'un signal de données en bande de base à trois niveaux résultant du codage pseudoternaire de données à deux niveaux, le circuit de décision du récepteur restituant des données à deux ni- veaux positif et négatif, cet égaliseur étant caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de calcul pour former le signal Sgne(nl comme le signe de la différence ou de la somme des valeurs du si- gnal corrigé au présent instant d'échantillonnage N et à un ins- tant d'échantillonnage antérieur selon que les valeurs du signal de données restitué au présent instant d'échantillonnage N et à l'instant d'échantillonnage antérieur ont le même signe ou des si- gnes différents. 8 Egaliseur auto-adaptatif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit de calcul formant le signal Sgn le(nl comporte le montage en cascade de deux circuits d'échan- tillonnage et de maintien actionnés par deux signaux d'horloge com- plémentaires ayant la fréquence de calcul désirée du signal Sgnle(n le signal corrigé étant appliqué à l'entrée de ce montage en cascade et à une entrée de deux circuits cdmparateurs, le signal de sortie dudit montage en cascade étant appliqué à l'autre entrée d'un desdits circuits comparateurs et, par l'intermédiaire d'un am- plificateur inverseur, à l'autre entrée de l'autre circuit compara- Leur, ces deux circuits comparateurs formant respectivement des si- gnaux A(n) et Z(n) caractérisant le signe de la différence et de la -20 somme des valeurs du signal corrigé à l'instant d'échantillonnage n et à l'instant d'échantillonnage antérieur. 9 Egaliseur auto-adaptatif selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que le circuit de calcul formant le signal Sgnle(n)0 comporte un circuit OU Exclusif dont une entrée reçoit le signal de sortie du circuit de décision et l'autre entrée reçoit le signal de sortie d'une bascule échantillonnant le signal de sortie du circuit de décision à la fréquence de calcul du signal Sgnle(nl, ce circuit OU Exclusif fournissant un signal C(n) carac- térisant le produit des signes desdites valeurs du signal de données restitué à l'instant d'échantillonnage N et à un instant d'échantil- lonnage antérieur. I O Egaliseur auto-adaptatif selon les revendications 8 et 9, caractérisé en ce que'les signaux A(n), Z(n), C(n) sont appliqués à des bascules pour être échantillonnés à la fréquence de calcul du signal Sgn le(n, les échantillons des signaux A(n) et E(n) étant appliqués à un dispositif d'aiguillage commandé par les échantillons du signal C(n) pour former le signal Sgn le(n par des échantillons du signal A(n) ou du signal E(n).