Brevet FR2527400A1 — publié le 19831125

La présente invention concerne des convertisseurs analogiques/numériques par impulsion électrique et en particulier un circuit comparateur pour un convertisseur analogique/numérique du type à impulsion électrique. Le convertisseur analogique/numérique du type à impulsion électrique compare simultanément un signal d'entrée à un grand nombre de potentiels de référence. Un convertisseur à six bits avec débordement exige 26 ou 64 comparaisons simultanées, un convertisseur à 8 bits exige 256 comparaisons Afin de réaliser le convertisseur à impulsion électrique avec un circuit réalisable c'est- à-dire de le fabriquer de façon économique, des circuits comparateurs relativement simples sont utilisés Un circuit qui a été utilisé avec succès pour des convertis- seurs à au moins six bits est décrit dans le brevet américain NO 3 676 702 délivré à E P McGrogan, Jr. ayant pour titre "Comparator Circuit" Le circuit de Mac Grogan, Jr commute alternativement tout d'abord un potentiel de référence, ensuite un potentiel du signal à la première plaque d'une capacité de sommation ou d'addi- tion La seconde plaque de la capacité de sommation est reliée à l'entrée d'un circuit inverseur qui est polarisé sélectivement à son potentiel de seuil ou point de déclenchement chaque fois que le potentiel de référence est appliqué De très petites différences entre le signal d'entrée et le signal de référence peuvent être déterminées avec précision c'est-à-dire un signal d'entrée très légèrement plus élevé ou plus faible que le signal de référence amènera l'inverseur à se déclencher positivement ou négativement. Le circuit de McGrogan, utilise des portes de transmission complémentaires constituées de transistors à effet de champ complémentaire pour appliquer alternati- vement le potentiel de référence ou le potentiel de signal à la capacité de sommation Les portes de transmission complémentaires apparemment tendent à réduire lia qua Lib Jt du potentiel d'impulsion de commutation couplée à la capacité de sommation par l'interhiiédiaire de p Yufs paxsite ou de capacités autrement inévitables inhérentes dans les transistors de commutation (portes) Chaque porte -omplémen- t Q 4 e comnpr Endunatranir à effet de champ du type N et un transistor à effet de champ du type P reliés en parallèle avec leurs électrodes de commande respectives excitées concurrentiellement par des sigrnaux complémentaires d'amplitude égale Tout ce qui est égal à n'importe quel des signaux d'impulsion de commutation coupeés au circuit des signaux par un transistor sera compensé ou éliminé par le couplage dû à l'autre transistor. Des mesures de circuit de convertisseurs analogiques/numériques à impulsion électrique de ce type tendent à indiquer qu'en fait les signaux d'impulsion de commutation ne sont pas complètement supprimes à cause de l'existence de capacités porte-drain non égales entre les transistors d'auto-compensation L'une des influences de la compensation imparfaite est le couplage des pointes de commutation sur le bus d'entrée des signaux Ceci tend à dégrader le signal d'entrée et à affecter ainsi soit la sortie du convertisseur soit la vitesse de conversion. Cet effet peut être contrecarré par l'imposition d'un amplificateur adaptateur de faible impédance relié en série dans la ligne du signal d'entrée avant le comparateur Cependant la réalisation d'un tel ampli- ficateur sur un circuit intégré MOS exige une zone de silicium appréciable ou sensible. Un second facteur qui impose une limitation de sensibilité au convertisseur à impulsion électrique apparaît du courant chargeant l'échelle de référence. Considérons le signal d'entrée comme faible L'application de ce signal pendant le cycle de comparaison décharge essentiellement toutes les capacités de sommation La recharge subséquente des capacités de sommation pendant le cycle suivant du système tend à charger l'échelle introduisant ainsi des non linéarités et réduisant sensiblement la période du cycle du convertisseur, ou, pour une période de cycle fixe, réduisant la sensibilité du convertisseur. Des signaux d'entrée qui sont à l'extrême de la gamme du signal de fonctionnement doivent charger ou décharger sensiblement toutes les capacités de stockage. Ceci impose des demandes en courant relativement élevées sur la source du signal d'entrée tendant à charger beaucoup de circuits de signaux d'entrée Ce type de charge affecte également le temps de conversion du système ou au moins pose un temps de conversionprécision de conversion inexploitable. Selon un aspect de la présente invention, un convertisseur analogique/numérique à impulsion électrique est décrit Ce convertisseur comprend plusieurs circuits de comparaison ayant chacun une porte d'entrée; plusieurs capacités, dont l'une est couplée respectivement entre la borne d'entrée du convertisseur et la borne d'entrée de chaque comparateur; plusieurs tensionsde référence incrémentalement croissantes; et des jeux de moyens de commutation Les jeux de moyens de commutation connectent alternativement une tension respective de référence ou le signal d'entrée à la capacité respective Afin de réduire la charge sur le potentiel de référence, les moyens sont couplés entre la borne d'entrée et les moyens de commutation pour limiter l'excursion de potentiel maximum des capacités. Le présent mode de réalisation illustré surmonte ou élimine la limitation susmentionnée en limitant la quantité de charge qui peut être déplacée sur n'importe quelle capacité de sommation par l'intermédiaire du bus d'entrée du signal et en isolant chacun des commutateurs d'entrée de signaux du bus d'entrée de signaux par les impédances respectives en série Un transistor à effet de champ est relié entre chaque commutateur d'entrée du signal et le bus d'entrée du signal Les électrodes de porte des transistors à effet de champ sont polarisées à des potentiels continus qui sont adapfe à la position relative des transistors à effet de champ respectifs le long de l'échelle résistive Les transistors à effet de champ sont contraints de fonctionner en mode suiveur de source pour certaines gammes du signal d'entrée de sorte que les capacités de sommation individuelles ne peuvent pas se charger ou se décharger à un potentiel dépassant le potentiel de porte continu du transistor à effet de champ respectif moins le potentiel de seuil du transistor, réduisant ainsi la charge sur l'échelle résistive L'impédance drain-source des transistors à effet de champ respectifs protège le bus d'entrée du signal de l'alimentation d'horloge opérant des commutateurs d'entrée du signal. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparattront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 est un bloc diagramme d'un convertisseur analogique/numérique à impulsion électrique à six bits; la figure 2 est un diagramme schématique d'un circuit comparateur réalisé en circuit à transistor à effet de champ pour l'utilisation dans un convertisseur analogique/numérique à impulsion électrique; la figure 3 est un diagramme partiellement sous forme de bloc, partiellement sous forme schématique d'un agencement de porte à transmission comparateur incorporant des transistors à effet de champ de blocage reliés en série avec les portes de transmission de l'entrée du signal pour limiter le degré du déplacement de charge de capacité; et la figure 4 est un diagramme schématique d'un circuit pour produire des potentiels continus pour polariser les transistors à effet de champ reliés en série du circuit de la figure 3. En se référant à la figure 1, il est représenté un convertisseur analogique/numérique à impulsion électrique pouvant produire le signal de sortie binaire à six bits parallèles A O à A 5 Le signal de sortie à six bits corres- pond au partage du signal dtentrée maximum permis (c'est- à-dire la gamme de la tension d'entrée du fonctionnement) en 64 ou 2 valeurs croissantes Ceci est accompli en appliquant une tension connue à partir du circuit 10 de référence d'une tension de Zener à travers une résistance linéaire 20 et en dérivant le potentiel abaissé ou chuté à travers la résistance 20 à 64 intervalles également espacés Chacune des bornes ou prises de raccordement des résistances de 1 à 64 présente des tensions de référence augmentant incrémentiellement La tension d'entrée du signal est comparée à chacune des tensions de référence de borne par 64 comparateurs 15 fonctionnant en parallèle. La sortie de tous les comparateurs reliés aux bornes de référence ayant une valeur de tension plus faible que le potentiel d'entrée présentera un premier état de sortie (par exemple haut) et les comparateurs restants présen- teront un second état de sortie (par exemple bas). Les comparateurs 15 sont cadencés pour échantil- lonner ou comparer le signal d'entrée à des intervalles prescrits A la fin d'une période d'échantillonnage les états de sortie des comparateurs sont verrouillés dans 64 circuits 16 respectifs de verrouillage parallèle Les signaux de sortie verrouillés sont appliqués à 63 circuits ET 17 à trois entrées Chacun des circuits ET examine les triplets des états successifs des compara- teurs ascendants Les circuits ET respectifs produiront un signal de sortie d'un état donné (par exemple haut ou bas) seulement pour la condition qoe deux verrouillages adjacents reliés au circuit ET présentent un état de sortie logique haut et que le verrouillage ascendant suivant présente un état de sortie logique bas En utilisant cet agencement seulement l'un des 63 circuits ET produira un signal de sortie de l'état donné pour un échantillon d'entrée donné. Par exemple, la porte ET 1 7 A produira une sortie de niveau haut seulement si le verrouillage 16 A est dans son second état de sortie(clest-à-dire bas) et si les verrouillages 16 B et 16 C sont tous les deux dans leurs premiers états de sortie (c'est-à-dire ha-ut) Dans ce cas, l'entrée d'inversion (indiquée par le cercle) de la porte ET 17 A recevra un niveau bas et les entrées de non inversion recevront des niveaux hauts Dans ces circons- tances seulement, la sortie de la porte ET 17 A sera au niveau haut. Les bornes de sortie des circuits ET 17 sont appliquées au réseau logique programmé ou programmable PLA 18 qui produit un signal de sortie binaire à six bits parallèles AO-A 5 relatif au circuit ET particulier présentant ordinairement un signal de sortie de l'état donné La figure 2 illustre de façon générale les circuits de comparaison utilisés dans le convertisseur analogique/ numérique La résistance 30 représente la partie du potentiel de référence divisant la résistance ou échelle 20 (figure 1) L'un particulier des 64 potentiels de référence est disponible au point 31. Le comparateur comprend un inverseur 45 à symétrie complémentaire ou CMOS comprenant des transistors semi-conducteurs du type P 40 et du type N 42 reliés en série entre le potentiel positif VDD et la masse Un commutateur à transistor complémentaire 47 comprenant le transistor 43 du type P et le transistor 44 du type Nt sensible aux signaux de commande et 0 respectivement, relie sélectivement la borne de sortie 41 de l'inverseur à la borne d'entrée 39 de l'inverseur Ceci auto-polarise ltinverseur à son point milieu ou point de commutation. Le potentiel de polarisation est stocké à la capacité de sommation 38. Durant la période o le potentiel de sortie de l'inverseur 45 à la borne 41 est couplé retroactivement à la borne d'entrée 39 et à la capacité 38, un second commutateur 48 à transistor complémentaire comprenant respectivement un transistor 34 du type P et un transis- tor 35 du type N, sensible aux signaux de commande ou de contrôle 7 et 0, relie sélectivement le potentiel de référence au point 31 au noeud ou point 32 situé de l'autre côté de la capacité de sommation 38 Les commuta- teurs 47 et 48 passent alors à l'ouverture laissant l'inverseur 45 polarisé à son point de commutation et avec le potentiel de référence stocké au noeud 32. Immédiatement après le troisième commutateur 49 à transistor complémentaire comprenant respectivement le transistor 36 du type P et le transistor 37 du type N sensibles aux signaux de commande ou de contrôle 0 ' et 7 ' relie le signal d'entrée à la borne 33 au noeud ou point 32 Si le signal d'entrée est plus élevé ou plus faible que le potentiel de référence, la différence de potentiel est couplée à travers la capacité de sommation 38 à la connexion d'entrée 39 de l'inverseur Le gain de l'inverseur est suffisamment élevé pour que la plus petite déviation appliquée au potentiel de polarisation amène la sortie à commuter soit à un état de sortie haut (Vin plus petit que Vref) soit un état de sortie bas (Vin plus grand que Vref) L'état de sortie est appliqué à l'entrée d'un verrouillage 16 ' qui stocke l'état de sortie sensible au signal de commande A' allant vers le niveau bas. La description du fonctionnement et du circuit précédents comprend un cycle complet d'échantillonnage du signal du circuit comparateur L'inverseur se polarise lui-même durant chaque cycle ce qui tend à éliminer les problèmes de stabilité dés aux déviations ou glissements de paramètre Les signaux de commande 0 et ' sont des signaux complémentaires Les signaux de commande O t et 7 ' sont des signaux généralement complémentaires respective- ment sensiblement identiques en durée et phase aux signaux 0 et 7 De fdçon typique, la durée de ces signaux est choisie pour permettre auicommutateurs 47 et 48 de s'ouvrir avant la fermeture du commutateur 49, cependant, le système fonctionne même avec un petit ou léger degré de recouvrement ou chevauchement. Dans la présente invention le circuit de commutation est modifié par l'insertion d'un autre transistor à effet de champ ayant ses électrodes de drain et de source reliées en série entre le commutateur 49 et la borne 33 L'électrode de porte de l'autre transistor à effet de champ est polarisée au potentiel continu. La figure 3 illustre en partie l'agencement de commutation comparateur réalisé dans le présent conver- tisseur analogique/numérique à impulsion Les commutateurs sont groupés en cinq catégories désignées I-V Les groupes correspondent généralement à la gamme des potentiels de référence auxquels ils sont connectés De façon idéale chaque commutateur serait adapté au potentiel respectif de référence auquel il est relié, mais ceci résulterait en une quantité augmentée de circuits de support devant être exigés Le choix de cinq groupes dans le présent cas illustratif est de ce fait totalement arbitraire. En figure 3, les éléments de circuit 50-59 sont des portes detransmission à transistor 5 à effet de champ complémentaires similaires aux éléments 48 et 49 de la figure 2 Les deux portes dans chaque circuit de commuta- tion sont alternativement excitées pour relier tout d'abord le potentiel de référence et ensuite le potentiel d'entrée à la capacité de sommation respective 38. Un transistor à effet de champ du type N est relié en série entre le bus d'entrée 60 et la porte de trans- mission d'entrée respective dans les groupes I et II. Un transistor à effet de champ du type P est relié en série entre le bus d'entrée 60 et la porte de transmission d'entrée respective dans les groupes IV et V et des transistors à effet de champ du type N et du type P sont reliés en parallèle en série entre la borne 60 du bus d'entrée et la porte de transmission d'entrée respective dans le groupe III Les transistors du type P sont utilisés aux prises ou bornes relativement positives sur l'échelle et les transistors du type N sont utilisés aux prises ou bornes relativement négatives de l'échelle de sorte que les potentiels de polarisation de porte V Bi -VB 6 appliqués aux bornes 67-72 peuvent être produitsà -Partir de potentiels sensiblement pas plus positifs que VREF(+) ou sensiblement plus négatifs que VREF(-). Supposons à titre illustratif que les transistors 61-66 sont des dispositifs à moded'accumulation avec les dispositifs du type N ayant un potentiel VTH de seuil positif d'un volt et les dispositifs du type P ayant un potentiel VTH de seuil négatif d'un volt Supposons également que le potentiel de polarisation V excède le potentiel de référence à la borne 91 de l'échelle d'au moins un potentiel de seuil, que le potentiel de polarisa- tion VB 2 excède le potentiel de référence à la borne 92 de l'échelle d'au moins un potentiel de seuil, et que le potentiel de polarisation VB 3 excède le potentiel de référence à la borne 93 de l'échelle d'au moins un potentiel de seuil De façon similaire supposons que les potentiels de polarisation VB 6, VB 5 et VB 4 sont respec- tivement plus négatifs que les bornes 93, 92 et 91 d'au moins un potentiel de seuil. Les transistors à effet de champ étant des dispositifs de conduction bidirectionnelle conduiront dans l'une ou 1 ' autre direction selon les potentiels respectifs apparaissant à leurs électrodes de porte, de drain et de source Nominalement, dans un agencement du type de la figure 3 la structure drain-source des transistors à effet de champ est symétrique et la configuration ou dessin fonctionnel de l'électrode de drain et de source est interchangeable Cependant si l'une des électrodes drain/source est plus positive que l'électrode de porte (transistor à effet de champ du type N) et l'autre électrode drain/source est moins positive que l'électrode de porte d'au moins un potentiel de seuil, l'électrode drain/source ayant le plus petit potentiel fonctionnera comme électrode de source Si les deux potentiels des électrodes drain/source sont plus faibles que le potentiel de porte la distinction n'est pas importante dans la présente application. Considérons la section du groupe I de la confi- guration de commutateur lorsqu'un potentiel d'entrée relativement élevé d'un signal par exemple VREF(+), est appliqué à la borne 60 En liabsence du transistor 61 la capacité de sommation se chargera au potentiel VREF(+) pendant la partie d'échantillonnage d'un cycle, se déchargera ensuite au potentiel V Ra F(-) à travers l'échelle pendant la partie de référence d'un cycle Avec le transistor 61 dans le circuit et VREF(+) appliqué à la borne 60, ses électrodes les plus à gauche et les plus à droite fonctionneront comme électrodes de drain et de source respectivement Ensuite, lorsque le commutateur 50 est fermé, le transistor 61 fonctionnera comme suiveur de source avec la capacité de sommation 38 comme charge. Il est connu que le potentiel maximum que l'électrode de source d'un transistor à effet de champ à mode dl accumulation puisse accomplir est un potentiel de seuil V plus faible que le potentiel TH appliqué à son électrode de porte (Vporte), c'est-à-dire Vporte-VTH Pour les conditions précédentes, les capacités de sommation 38 aux étages 1-8 du présent dispositif réalisent un potentiel plus grand que(VB 1-1)volts dû au signal d'entrée Le potentiel (B 1-1) volts est plus grand que les potentiels de référence appliqués aux étages I à 8 et de ce fait la limitation de charge à ces capacités de sommation 38 n'affectera pas le fonctionnement logique du circuit mais réduira le déplacement de charge opérant les capacités de sommation 38 du groupe I pour des signaux d'entrée relativement grands. Pour des potentiels d'entrée du signal plus faibles que (VBI-1) volts les électrodes drain/source seront toutes les deux au potentiel d'entrée. Les transistors en série du groupe II (représentés par le transistor 62 dans l'étage 9) ont leurs portes polarisées plus positivement que les transistors à effet de champ du groupe I puisque les transistors à effet de champ du groupe II doivent permettre de translater un potentiel de signal d'entrée plus grand que les capacités de sommation respective Pour les mêmes raisons le potentiel de polarisation VB 3 appliqué aux électrodes de porte des transistors à effet de champ du type N du groupe III est plus élevé que le potentiel VB 2 du groupe II Considérons par la suite les transistors du groupe V Les transistors à effet de champ du type P sont utilisés car ils peuvent être polarisés avec un potentiel qui est relativement négatif par rapport au potentiel VREF(+) L'utilisation de transistors à effet de champ du type N à cet emplacement exigerait-un potentiel de polarisation plus positif que le potentiel VREF(+) et ainsi une source de potentiel additionnel De façon plus importante les transistors à effet de champ du type N n'affecteraient pas une limitation en courant de charge des capacités puisque le potentiel de polarisation de porte serait par nécessité plus grand que la gamme maximum des signaux d'entrée. Dans le groupe V le transistor 66 du type P fonctionne d'une manière complémentaire au transistor 61 du type N Le transistor 66 du type P fonctionne dans le mode suiveur de source pour des signaux d'entrée relati- vement négatifs empêchant sa capacité de sommation respective de se décharger à un potentiel de référence relativement positif en dessous de la valeur (VB 6 + 1)volts. De façon similaire les transistors à effet de champ en série du type P des groupes IV et III empêchent la décharge des capacités de sommation respectives 38 en dessous de (VB 5 + 1) volts et de (VB 4 + 1) volts, respectivement. Le chargement limité des capacités de sommation 38 des groupes I et II effectué par les transistors à effet de champ en série du type N et le chargement limité des capacités de sommation 38 des groupes IV et V effectué par les transistors à effet de champ en série du type P réduit la charge à l'échelle résistive pour des signaux d'entrée proches des extrêmes de la gamme d'entrée, augmentant ainsi la linéarité du système Puisque le potentiel de mioe en service des capacités de sommation 38 est réduit, le temps exigé pour recharger et décharger les capacités de Sommation 38 au potentiel de référence respectif est diminué, et ainsi, la vitesse de conversion du système est augmentée. Les transistors à effet de champ en parallèle du- type P et du type N en 9 Srà dans le groupe III sont polarisés, dans le présent cas, de manière que le potentiel aux capacités de commation respectives 38 peut dépasser la gamme d'entrée totale des potentiels Ainsi, les transistors à effet de champ en série du groupe III ont en apparence peu d'effet en regard des courants du déplacement de limitation de capacité Cependant, les impédances drain/source des transistors à effet de champ en série du groupe III permettent l'isolation du passage d'horloge à laporte de transmission d'entrée à partir du bus du signal d'entrée 60 Si il y a une gamme suffisante du potentiel de polarisation pour soit VB 4 ou VB 3 que le transistor 64 du type P ou le transistor 63 du type N peut décharger/charger la capacité de sommation respective à la vitesse souhaitée du système, l'un ou l'autre des transistors du type P ou du type N peut être éliminé du circuit auquel cas les courants de charge et de décharge des capacités peut être également réduit. La figure 4 est un circuit pour produire les potentiels de polarisation VB 1-VB 6 dans une application basse tension telle que le circuit de la figure 3, par exemple un potentiel d'alimentation de 5 volts Pour cette condition les potentiels de référence aux bornes 92 et 93 de la figure 3 sont respectivement approximativement de 2 et 3 volts Le potentiel de référence au transistor à effet de champ en série du type N de l'étage 24 peut être plus grand que 3 volts afin de passer un signal d'entrée de 2 volts à la capacité de sommation Afin de charger la capacité rapidement il est nécessaire d'avoir une surtension polarisant le transistor à effet de champ en série. Le circuit de la figure 4 produit une surtension de 2 volts à l'étage le plus positif de chacun des groupes I, II, IV et V La surtension effective sur chacun des étages descendants des groupes I et II et de chacun des étages ascendants des groupes IV et V est proportionnellement plus grande Du schéma de la figure 4 on voit que la tension de polarisation VB 2 est égale au potentiel d'alimentation VDD, par exemple 5 volts, conditionnant les transistors à effet de champ du groupe II à charger la capacité en mode suiveur de source à un potentiel maximum de (VB 2-VT) ou 4 volts Ainsi le potentiel maximum de mise en service des capacités respectives est limité à un volt De façon similaire VB 5 est relié directement au potentiel VSS par exemple zéro volt ce qui conditionne ou amène les transistors à effet de champ du type P du groupe IV à décharger les capacités respectives dans le mode suiveur de source à (VBS-VT) ou un volt Ainsi le potentiel maximum de mise en service des capacités respectives du groupe IV est réduit à un volt également. Le circuit de la figure 4 produit également des potentiels de polarisation VB 3 et V 4 respectivement de 5 et O volt Cependant, puisque les transistors à effet de champ du groupe III sont des dispositifs complémentaires en parallèle il n'y a aucune réduction dans la variation du potentiel maximum des capacités de sommation correspondantes Les potentiels de référence dans cette gamme du groupe de 2 à 3 volts et de ce fait la variation maximum du potentiel de capacité est au Plus 3 volts pour des signaux d'entrée apparaissant dans la gamme de fonctionnement du circuit. Le potentiel de polarisation VB 1 produit par le circuit de la figure 4 est (VDD-VT) ou 4 volts et le potentiel VB 6 est un volt Ainsi le potentiel de charge maximum du signal aux capacités du groupe I est (VB 1VT) ou 3 volts et le potentiel de décharge minimum à la capacité du groupe V est (VB 6-VT) ou 2 volts Le potentiel maximum de mise en service des capacités du groupe I et V est-de ce fait réduit de 2 volts effectuant une réduction sensible dans la charge de l'échelle de référence. Le générateur de potentiel de polarisation 80 comprend un transistor à effet de champ 81 du type P relié en diode et relié en série avec deux transistors à effet de champ 82 du type P et 83 du type N reliés en parallèle, ayant leurs portes respectivement reliées aux potentielsd'alimentation VDD et VSS, et un transistor à effet de champ 84 du type N relié en diode Quand un courant passe à travers les transistors à effet de champ reliés en série le transistor à effet du champ 84 du type N et le transistor à effet de champ 81 du type P développent tous les deux un potentiel drain-source d'approximativement un volt à cause des connexions respectives porte-drain Le potentiel VB 1 au drain 88 du transistor à effet de champ 81 est (VDD-VT) et le potentiel VB 6 au drain 87 du transistor à effet de champ 84 est (Vs 57 VT) ce qui correspond respectivement à 4 et un volt pour VDD égal à 5 volts et VSS égal au potentiel de masse. Puisque les transistors à effet de champ 82 et 83 sont polarisés linéairement le potentiel d'alimentation en excès est abaissé ou chuté àtravers leurs connexions source-drain. Il est à noter que si les transistors à effet de champ dans le circuit de polarisation 80 et les transistors à effet de champ dans le circuit de commutation de la figure 3 sont construits sur le même circuit intégré, alors les tensions de seuil respectives du type P et N peuvent êtrerendues similaires Egalement, puisqu'ils sont sensiblement dans le même environnement thermique, les tensions de seuil suivront les variations de température. On doit également mentionner que pour des potentiels d'alimentation plusélevés une gamme plus large de potentiels de polarisation peut être prévue par le circuit du type de la figure 4, tout simplement en incluant en série des transistors à effet de champ additionnels reliés en diode Les tensions de polarisa- tion en incréments d'un potentiel de seuil peuvent alors être branchées aux électrodes de drain des transistors à effet de champ reliés en diode De façon alternative, les tensions de polarisation V Bl-VB 6 peuvent être produites par un simple diviseur résistif relié entre les potentiels d'alimentation. R E V E N D I C A T I O NS 1. Convertisseur analogique-numérique à impulsion comprenant plusieurs comparateurs, chacun ayant une borne d'entrée respective; plusieurs capacités dont l'une est reliée en série avec la borne d'entrée de chaque comparateur; une borne d'entrée du signal; plusieurs tensions de référence incrémentiellement croissantes en valeur; et des jeux de moyens de commutation pour alterna- tivement relier en série les tensions de référence respectives des plusieurs tensions de référence ou ladite borne d'entrée du signal de capacité respective desdites pluralité de capacités; caractérisé par des moyens respectifs ( 61-66) reliés entre la borne d'entrée ( 60) et lesdits jeux de moyens de commutation ( 50, 51-58, 59) pour limiter l'excursion de potentiel maximum auxdites capacités ( 38) pour réduire ainsi la charge desdits potentiels de référence. 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que chacun des moyens respectifs précités ( 61-66) limitant l'excursion du potentiel des capacités précitées comprend un transistor ( 61-66) ayant un trajet de conduction relié en série entre la borne d'entrée ( 60) et les moyens de commutation respectifs ( 50, 51-58, 59) et polarisé en tant qu'amplificateur suiveur de source pour charger ses capacités respectives ( 38) au moins sur une gamme de potentiels d'entrée. 3. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de limitation ( 61-66) comprend plusieurs transistors à effet de champ du type N ( 61, 62, 63) ayant chacun des électrodes de drain, de source et de porte, des transistors à effet de champ respectifs du type N ayant leurs électrodes de drain et de source reliées en série entre la borne d'entrée ( 60) et les capacités respectives ( 38) qui sont alternativement reliées aux tensions respectives ( 90, 91, 92) qui sont dans une gamme relativement négative de tensions de référence croissantes, plusieurs transistors à effet de champ du type P ( 64, 65, 66) ayant chacun des électrodes de drain, de source et de porte, des transistors à effet de champ respectifs du type ayant leurs électrodes de drain et de source reliées en série entre la borne d'entrée ( 60) et les capacités respectives ( 38) qui sont reliées alternativement aux tensions de référence respectives ( 92, 93, 94) qui sont dans une gamme relativement positive de tensions de référence croissantes; des moyens ( 67, 68,69) pour appliquer le potentiel de polarisation continu aux électrodes de porte des transistors à effet de champ du type N, le dit potentiel de polarisation amenant les transistors à effet de champ respectifs du type N à limiter le potentiel maximum qui peut être couplé de ladite borne d'entrée auxdites capacités respectives; et des moyens ( 70, 71, 72) pour appliquer un potentiel de polarisation continu aux électrodes de porte desdits transistors à effet de champ du type P pour amener lesdits transistors à effet de champ du type P respectifs à limiter le potentiel minimum qui peut être couplé de ladite borne d'entrée auxdites capacités respectives. 4. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les capacités alternativement reliées à la moitié de la gamme desdites tensions de référence sont couplées en série à la borne d'entrée précitée à travers la connexion parallèle de paires respectives de transistors à effet de champ du:type P et du type N. 5. Convertisseur selon la revendication 3, caractérisé également par plusieurs transistors à effet de champ du type P ( 64) et du type N ( 63) reliés en parallèle ayant chacun des connexions communes de source, des connexions communes de drain, une électrode de porte du transistor à effet de champ du type N et une électrode de porte du type P les transistors à effet de champ respectifs reliés en parallèle ayant leurs connexions communes de source et de drain reliées en série entre la borne d'entrée ( 60) et lesdites capacités respectives ( 38) qui sont reliées alternativement auxdites tensions de référence respectives ( 92) qui sont dans une moitié de la gamme desdites tensions de référence croissantes ( 90-94); un moyen ( 59) pour appliquer un potentiel de polarisation continu aux électrodes de porte du transistor à effet de champ du type N desdits transistors à effet de champ reliés en parallèle pour amener lesdits transistors à effet de champ du type N à coupler une gamme relativement négative de signaux d'entrée des bornes d'entrée auxdites capacités; et un moyen ( 70) pour appliquer un potentiel de polarisation continu aux électrodes de porte de transistors à effet de champ du type P desdits transistors à effet de champ reliés en parallèle pour amener les transistors à effet de- champ du type P à coupler une gamme relativement positive des siene ux d'entrée de la borne d'entrée auxdites capacités, o ladite gamme négative des signaux d'entrée chevauche ladite gamme positive des signaux d'entrée de sorte qu'une gamme totale de signaux d'entrée est couplée auxdites gammes précitées. 6. Convertisseur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le moyen précité pour appliquer un potentiel de polarisation continu aux électrodes de porte des transistors à effet de champ du type N précités charge la capacité respective y couplée en mode suiveur de source pour une gamme relativement positive de signaux d'entrée appliqués à la borne d'entrée précitée, le potentiel de la capacité étant limité par ledit potentiel de polarisation dans ladite gamme positive; et en ce que le moyen pour appliquer un potentiel de polarisation continu aux électrodes de porte des transis- tors à effet de champ du type P précités amène lesdits transistors à effet de champ du type P à charger les capacités respectives y couplées en mode suiveur de source pour une gamme relativement négative de signaux d'entrée appliqués à ladite borne d'entrée, le potentiel de la capacité étant limité par le potentiel de polarisation dans ladite gamme négative. 7. Convertisseur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les électrodes de porte des transistors à effet de champ adjacents sont groupées, chaque groupe d'électrodes de porte recevant un potentiel commun de polarisation, les potentiels communs de polarisation appliqués aux groupes des transistors à effet de champ du type N associés à des tensions de référence plus positives étant plus positifs en valeur qu'aux groupes de transistors à effet de champ du type N associés à des tensions de référence plus négatives; et les potentiels communs de polarisation appliqués aux groupes de transistors à effet de champ du type P associés à des tensions de référence plus négatives étant plus négatifs en valeur qu'aux groupes de transistors à effet de champ du type P associés aux tensions de référence plus positives.