Brevet FR2534752A1 — publié le 19840420

-1- "CIRCUIT CONVERTISSEUR DE NIVEAUX DE SIGNAUX ENTRE UNE LOGIQUE DE TYPE SATUREE ET UNE LOGIQUE DE TYPE NON SATUREE" La présente invention concerne un circuit convertis- seur de niveaux de signaux entre, d'une part, une première logique de type saturée à deux niveaux de signaux de sortie, alimentée par une première alimentation continue dont une des bornes constitue la référence commune de potentiel et, d'autre part, une seconde logique de type non saturée à deux autres niveaux de signaux, alimentée'par une seconde alimen- tation continue dont une des bornes est connectée à la réfé- rence commune de potentiel et l'autre borne est à une ten- sion de polaritâ-opposée celle de l'autre borne;de la pre- mière alimentation continue, une& borne de transit recevant notamment les signaux de sortie de lapremière logique pour être convertis en signaux, sur une -bornede iortie du con- vertisseur, aux niveaux convenables-pour l'entrée de la seconde logique. Dans les intal-latons de traitement des signaux numé- riques, et notamment dans les ordinateurs modernes, il est nécessaire de transformer des -signaux ayant les niveaux-cor- resp Qndant à ceux de la logi îqe TTL (ou -d'une logique équi- valente)' en signaux adaptés à une logique de type ECL/CML, et vice-versa En effet, l'utilisation de la logique de type TTL est très répandue dans tous les cas o une faible consommation est requise et la vitesse de commutation n'est pas un impé-. ratif absolu, comme dans le cas des organes périphériques par exemple Par contre, une logique du type ECL/CML, à com- mutation de courant, se révèle plus rapide par l'absence de saturation et la réduction de l'excursion logique Elle est donc avantageusement utilisée au sein des organes centraux devant traiter des informations numériques à très grande vitesse. -2- Il est donc souhaitable de pouvoir convertir les signaux entre ces différents types de logiques tout an assu- rant les meilleures conditions de transfert possibles: il faut, en effet, obtenir des seuils de basculement prédéter- minés en présence d'un certain niveau de bruit, selon une large plage de température, en présence de fluctuations des alimentations Par ailleurs, en plus des critères de type électrique, viennent s'ajouter des considérations technolo- giques comme la facilité d'intégration de ces circuits con- vertisseurs, le nombre d'éléments requis et donc leur com- plexité et, également, leur sensibilité aux fluctuations inévitables liées aux procédés de fabrication. Un circuit convertisseur tel que défini en préambule est connu notamment du brevet des Etats-Unis d'Amérique n 3 959 666. Selon le circuit connu, on observe que la tension au seuil de basculement n'a pas la variabilité désirable en fonction de la température, c'est-àdire une-variabilité correspondant a deux chutes de tension directe de johctions semiconductrices comme cela est le cas pour une logique de type TTL Il s'ensuit que l'immunité au bruit d'un tel cir- cuit ne peut pas satisfaire les exigences standard dans tou- te la gamme des températures habituellement spécifiée. Par ailleurs, le circuit connu fait appel à l'emploi d'une diode Schottky en parallèle sur la jonction base- collecteur d'un transistor de manière à éviter la saturation de ce transistor Or, l'intégration de ce type de diode, si elle est aisée lorsque le circuit convertisseur est réalisé selon une technologie TTL, peut devenir impossible par contre lorsque on veut la réaliser selon certaines technologies CML. Bien entendu, on peut envisager de supprimer la diode Schottky ou de la remplacer par un transistor anti-saturation. Dans la première alternative, la saturation du transistor conduit à une perte de rapidité qui n'est pas acceptable. Dans la seconde alternative, la diode est remplacée par un transistor auquel il faut adjoindre deux résistances supplé- mentaires de sorte que le circuit requiert alors un nombre -3- de composants relativement élevé pour obtenir la rapidité de commutation désirable. L'invention se propose notamment de remédier aux inconvénients des circuits de'l'art antérieur. Un premier but de l'invention vise à conserver une bonne adaptation entre les niveaux de signaux des deux logiques dans une gamme étendue de températures de fonction- nement. Un autre but de l'invention est de fournir un circuit convertisseur de structure simple et dont les éléments peu- vent être intégrés avec une fonction complexe de la deuxième logique et définis selon les mêmes règles technologiques. En effet, selon l'invention, un circuit convertisseur de niveaux de signaux tel que défini en préambule est notam- ment remarquable en ce qu'il comporte un transistor émetteur suiveur dont la base est, d'une part, reliée à un premier point du circuit à-potentiel défi- ni par rapport à celui de la référence commune, via une pre- mière jonction semiconductrice en sens direct et, d'autre part, reliée à la borne de transit via un branchement série comportant notamment une résistance limitatrice de courant et au moins une jonction semiconductrice supplémentaire en direct, une source de courant constant branchée entre ladite autre borne de la seconde alimentation et l'émetteur du transistor émetteur suiveur, un élément de charge pour la source de courant cons- tant dont une première connexion est reliée à l'émetteur du transistor émetteur suiveur, et une deuxième connexion est reliée à un second point du circuit à potentiel défini par rapport à celui de la référence commune, et en ce que ladite première connexion de l'élément de charge constitue la borne de sortie du convertisseur portant les signaux pour l'entrée de la seconde logique, signaux dont un niveau est déterminé, à partir du potentiel dudit second point du circuit par la chute de tension dans l'élément de charge parcouru par le- courant de la source de courant constant, le transistor émet- -4- teur suiveur étant bloqué, alors que l'autre niveau est déterminé par le potentiel de l'émetteur du transistor émetteur suiveur, celui-ci étant alors conducteur. Par l'expression de:"point du circuit à potentiel défini par rapport à celui de la référence commune", on entend la référence commune en ellemême ou encore un point dont le potentiel s'écarte de celui de la référence commune d'une valeur stable comme celle d'une chute de tension de jonction semiconductrice en direct, par exemple Par "élé- ment de charge pour la source de courant constant", on entend désigner tout élément tel qu'une résistance, une dio- de, un transistor fournissant une chute de tension convena- ble lorsqu'il est traversé par le courant fourni par la source de courant constant L'expression "jonction semicon- ductrice" désigne non seulement une diode mais encore, et de préférence, un transistor connecté en diode, c'est-à-dire dont la base et le collecteur sont reliés et forment l'une des électrodes de sortie, l'émetteur formant l'autre élec- trode. Le circuit convertisseur selon l'invention offre l'avantage d'être constitué d'un nombre restreint d'éléments qui sont facilement intégrables au sein de ladite seconde logique Le circuit ne comporte pas de borne de la première alimentation continue telle que le + Vcc dans le cas o la première logique est constituée par de la TTL. Les potentiels de valeurs comprises entre les bornes de la première alimentation continue sont délivrés au circuit convertisseur uniquement par la borne de transit On réalise donc une économie dans le nombre de broches d'un circuit intégré de la seconde logique qui incorpore un tel conver- tisseur. Enfin, et comme il sera, par la suite, exposé en détail, les excursions entre niveaux des signaux d'entrée et de sortie du circuit convertisseur peuvent être maintenues compatibles dans une très large gamme de température. Dans un premier mode de mise en oeuvre de l'invention, lesdits premier et second points du circuit à potentiel défi- ni étant connectés à la référence commune, le collecteur du transistor émetteur suiveur est connecté à l'un des noeuds dudit branchement série. A titre d'exemple, si le branchement série est cons- titué successivement, 1 partir de la borne de transit, de la résistance limitatrice et de la jonction semiconductrice supplémentaire, le collecteur du transistor émetteur suiveur peut être connecté à volonté, soit directement à la borne de transit, soit au noeud reliant la résistance limitatrice à la Jonction semiconductrice supplémentaire, soit encore directement à la base du même transistor Cependant, l'ordre des éléments du branchement série peut encore être inversé et le choix pour la connexion du collecteur demeure. Comme on le verra en détail par la suite, la valeur de ia résistance limitatrice doit être choisie différemment selon que le courant de collecteur du transistor émetteur suiveur traverse ou non cette résistance. Dans ce mode de mise en oeuvre très simple, la borne de transit qui fournit les signaux de commande pour la base du transistor émetteur suiveur fournit également le courant de collecteur de ce transistor lorsqu'il y a lieu. Le premier mode de mise en oeuvre de l'invention com- porte une variante particulière selon laquelle une résistance limitatrice additionnelle est insérée dans ledit branchement série entre le noeud auquel est connecté le collecteur du transistor émetteur suiveur et la base dudit transistor. Cette variante offre l'avantage de réduire le courant fourni par la borne de transit. Dans un deuxième mode de mise en oeuvre de l'invention, le circuit convertisseur se caractérise par le fait que ledit premier point du circuit est connecté à une première électro- de d'une jonction semiconductrice annexe, jonction dont la seconde électrode est connectée à la référence commune, une source annexe de courant étante par ailleurs, branchée entre la premièré électrode de la jonction semiconductrice annexe et ladite autre borne de la seconde alimentation, qui soumet la jonction semiconductrice annexe à un courant en sens -6- direct, et que ledit branchement série comporte deux jonc- tions semiconductrices supplémentaires. Ce mode de mise en oeuvre consiste donc à décaler de la valeur d'une chute de tension directe d'une jonction semiconductrice la commande de la base du transistor émet- teur suiveur par rapport au premier mode de mise en oeuvre. Il s'ensuit que l'on peut alors avantageusement connecter le collecteur du transistor émetteur suiveur à la référence commune Le courant collecteur est alors fourni-par la réfé- rence commune et non plus par la borne de transit, ce qui réduit la consommation de courant sur cette borne. Une variante particulièrement avantageuse pour le deuxième mode de mise en oeuvre de l'invention, mais qui est également applicable au premier mode, consiste en ce qu'une source additionnelle de courant, notamment une résistance de base additionnelle est branchée entre la base du transistor émetteur suiveur et ladite autre borne de la seconde alimen- tation 'Cette source additionnelle de courant, choisie pour délivrer un courant faible par rapport à celui délivré par ladite source de courant constant permet de réduire l'influ- ence du gain du transistor émetteur suiveur sur le fonction- nement du circuit convertisseur au point que cette influence devienne négligeable. Selon une première variante du deuxième mode de mise en oeuvre de l'invention, ledit second point du circuit-à potentiel défini est connecté audit premier point. Selon une deuxième variante de ce même mode de mise en oeuvre, l'élément de charge est constitué par un transis- tor de même polarité que le transistor émetteur suiveur, appelé ci-après transistor de charge, dont l'émetteur cons- titue ladite première connexion, dont la base constitue ladite deuxième connexion qui est soumise au potentiel d'un des niveaux internes de la seconde lbgîque et dont le col- lecteur est relié à la référence commune. Une telle variante s'applique avantageusement-au cas d'un circuit convertisseur dans lequel la borne de transit peut recevoir en outre, pour un transfert vers la première -7- logique, des signaux provenant d'un circuit de sortie de la seconde logique comportant une premier paire de transistors à émetteurs couplés montés en porte "OU" pour la commande d'un premier transistor d'une seconde paire de transistors à émetteurs couplés, remarquable en ce que l'une des bases de la première paire de transistors constitue une première entrée de sélection de mode de conversion, l'autre base de la même paire recevant les signaux de la seconde logique, en ce que dans la liaison vers la référence commune du col- lecteur du premier transistor de la seconde paire est iné- rée une jonction semiconductrice qui constitue ladite jonc- tion semiconductrice annexe, tandis qu'une source de cou- rant alimentant la seconde paire constitue ladite source annexe de courant, en ce que le collecteur du second tran- sistor de la seconde paire est relié à la référence commune via une jonction semiconductrice en direct et, d'autre part, est connectée à la Borne de transit, et en ce que la base du transistor de charge constitue une seconde entrée de sélec- tion de mode, commandée complémentairement par rapport à la première entrée de sélection Un tel circuit convertisseur peut donc s'appliquer c la conversion bidirectionnelle des signaux entre les deux logiques, n'utilisant qu'une seule borne de transit. D'autres particularités, détails et avantages de l'in- vention seront mis en évidence par la description donnée ci- après, en référence aux dessins annexés, pour des exemples fournis à titre non limitatif qui feront bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 montre un schéma électrique général du circuit convertisseur selon l'invention ainsi que ses liai- sons principales vers la première et la seconde logique. La figure 2 est un schéma électrique du circuit convertisseur selon un premier mode de mise en oeuvre de l'invention. La figure 3 montre un schéma d'un circuit comportant des variantes par rapport à celui de la figure 2. -8- La figure 4 représente le schéma électrique du cir- cuit convertisseur selon un deuxième mode de mise en oeuvre de l'invention. La figure 5 montre une variante du schéma de la figure 4 appliquée au cas o le circuit convertisseur selon l'invention est utilisé pour une conversion bidirectionnel- le des signaux entre les deux logiques. A la figure 1, le circuit convertisseur 10 est repré- senté par un schéma général entouré d'un cadre en tirets. Un circuit d'une première logique 11, de type saturée, TTL par exemple, est alimenté à partir d'une première alimenta- tion continue 14 dont la borne négative 15 constitue la référence commune de potentiel M Le potentiel communément appelé VCC est délivré par la borne positive 16 de l'alimen- tation 14 Un circuit d'une seconde logique 12, de type non saturée comme la logique ECL ou CML, est délimité par un cadre en tirets repéré par 12, cadre qui est représenté accolé au circuit convertisseur 10 du fait que les circuits et 12 sont intégrés de préférence simultanément dans le même corps semiconducteur Le circuit de la seconde logique 12 est alimenté par une seconde alimentation continue 20, dont la borne positive est à la référence commune de poten- tiel M Le potentiel, communément appelé VEE, est délivré par la borne négative 21 de l'alimentation 20 Les signaux de sortie du circuit de la première logique 11 sont présents sur la borne de sortie 17 qui est reliée au Vcc via une résistance RC, externe au circuit 11, résistance servant de charge au collecteur d'un transistor Tll en-sortie du cir- cuit 11. La borne de sortie 17 est connectée à une borne de transit 22 appartenant au circuit convertisseur 10 Le cir- cuit convertisseur 10 comporte un transistor émetteur sui- veur T 1 dont la base est, d'une part, reliée à un premier point Pl du circuit 10 à potentiel défini par rapport à celui de la référence commune M, via une première jonction semiconductrice J 1 montée dans le sens direct et, d'autre part, reliée à la borne de transit 22 via un branchement 253475 Z -9- série 23 comportant notamment une résistance R 1, limitatri- ce de courant, et au moins une jonctfon semiconductrice supplémentaire J 2, montée dans le sens direct Pour la clar- té de la figure, les jonctions semiconductrices J 1 et J 2 ont ont été représentées comme des diodes mais il est clair que, pour le spécialiste, on utilise avantageusement en tant que jonctions semîconductrices J 1 et J 2 des transistors connec- tés en diode Cette remarque s'étend également à d'autres jonctions semiconductrices dont Il sera question dans la suite de l'exposé. Le circuit convertisseur 10 comporte encore une sour- ce de courant constant Si de structure habituelle en techni- que ECL/CML notamment, branchée entre VEE et l'émetteur du transistor émetteur suiveur T Io La source de courant cons- tant SI délivre un courant de valeur I. Le circuit convertisseur 10 comporte enfin un élément de charge Z dont une première connexion 24 est reliée à l'é- metteur du transistor émetteur suiveur Tl-, et une deuxième connexion 25 est reliée & un second point P 2 du circuit 10 A potentiel défini par rapport à celui de la référence com- mune M. La borne de sortie 27 du circuit convertisseur 10 est commune à la première connexion-24 de l'élément de charge Z. La borne de sortie 27 porte les signaux pour l'entrée du circuit de la seconde logique 12 Ces signaux ont leur niveau bas déterminé, partir du potentiel du second point P 2, par la chute de tension dans l'élément de charge Z parcouru par le courant I, le transistor émetteur suiveur T 1 étant bloqué en réponse à un niveau bas de la borne de transit 22, alors que le niveau haut des signaux portés par la borne de sortie 27 est déterminé par le potentiel de l'émetteur du transis- tor émetteur suiveur T 1 lorsque celui-ci est conducteur, en réponse à un niveau haut de la borne de transit 22 Le niveau haut de la borne de sortie 27 correspond très sensiblement au potentiel du premier point Pl étant donné que la jonction semiconductrice J 1 équilibre pratiquement la tension VBE du transistor émetteur suiveur TI. -10- Comme il sera exposé ci-après, la borne 28 du col- lecteur du transistor T 1 peut être reliée à l'un ou l'autre noeud convenable du circuit 10 selon les cas, noeud choisi pour qu'en régime de conduction, le transistor T 1 puisse débiter un courant émetteur de valeur pratiquement égale à Ir tout en évitant la saturation. En ce qui concerne le circuit de la seconde logique 12, on s'est contenté, pour mémoire, de représenter un étage différentiel d'entrée 30 pour lequel le signal porté par la borne 27 est appliqué sur l'une des bases d'entrée, l'autre base étant portée à un potentiel de référence VR La struc- ture du circuit de la seconde logique 12 relève en effet du domaine de l'art connu, notamnment pour le type de logique ECL/CML, et ne fait pas partie de l'invention. La figure 2 reprend le schéma électrique du circuit convertisseur de la figure 1 dont les éléments communs sont affectés des mêmes repères, et indique un premier mode de mise en oeuvre de l'invention Le schéma de la figure 2 se distingue de la partie correspondante de la figure 1 par les connexions suivantes: les points Pl et P 2 sont connectés ensemble A la référence commune M et la borne de collecteur 28 du transistor T 1 est connectée au branchement série 23 sur le conducteur qui relie la résistance R 1 et la jonction semiconductrice J 2 Par ailleurs, dans cet exemple, on a choisi d'exposer le cas o l'élément de charge Z est consti- tué par une résistance de valeur R. On explique le fonctionnement du circuit convertisseur de la figure 2 en supposant d'abord que la borne de tran- sit 22 est à l'état bas Pour une logique TTL par exemple, ceci signifie que le potentiel de la borne de transit 22 est à un potentiel inférieur à + 0,4 volt environ Comme déduc- tible de la figure 1, ce niveau bas est déterminé par la mise en saturation du transistor T Ml chargé par la résistance Rc. Dans ces conditions, le transistor T 1 est bloqué et le cou - rant I traverse l'élément de charge Z = R créant sur la borne 27 un état bas dont le potentiel est égal à: ( O RI) volt. On choisit à volonté R et I de sorte que leur produit condui- -11- se à une chute de tension de valeur égale à l'excursion de tension désirable à l'entrée du circuit de la seconde logi- que 12 Par exemple, on cboisira I = 0,5 m A, R A 800 3 pour une logique CML dont l'excursion de tension est voisine de 0,4 volt On pourrait tout aussi bien choisir R l 1,6 K A dans le cas d'une entrée sur logique ECL dont l'excursion de tension d'entrée est voisine de 0,8 volt Il est aisé de vérifier maintenant qu'à l'état bas de la borne de transit 22, la chute de tension entre cette borne-et la borne 27 est insuffisante pour débloquer le transistor T 1. On suppose maintenant que le potentiel de la borne de transit 22 est remonté jusqu'à ce que, le transistor T 1 étant débloqué, il délivre un courant sur son émetteur de valeur égale à 1/2 L'élément de charge est parcouru égale- ment par un courant de valeur 1/2 provenant de la source de courant constant 51 Le potentiel VT atteint alors par la borne de transit 22 sera défini arbitrairement comme niveau de basculement de la première logique tandis que le poten- tiel atteint par la borne de sortie 27 du convertisseur sera défini comme niveau de basculement de la seconde logique. VT peut être évalué approximativement au moyen de l'expres- sion ( 1): VT -R 1 I/2 + Vj 2 + VBE(T 1) R I/2 dans laquelle la valeur du courant de base a été négligée devant celle des courants émetteur et collecteur du transis- tor Tl, valeurs prises comme égales entre elles Dans l'ex- pression ( 1), VJ 2 désigne la chute de tension directe dans la jonction semiconductrice J 2, tandis que VBE(T 1), celle du transistor T 1 dans la jonction émetteur base On voit immé- diatement qu'en choisissant R 1 = R, le niveau de basculement de la première logique devient très voisin de deux chutes de tension directe de jonctions et comporte une variabilité cor- respondant en fonction de la température. On sait qu'une logique TTL est caractérisée par un ni- veau de basculement dont la valeur, de l'ordre de 1,3 volt, varie selon la température comme deux chutes de tension de jonctions On obtient donc par le circuit convertisseur de l'exemple décrit la compatibilité des niveaux de basculement -12- souhaitable, en fonctt Qn de la température, entre les deux logiques puisque le niveau de basculement en sortie reste stable comme cela convient pour une logique CML On pour- rait d'ailleurs obtenir aisément toute autre variabilité souhaitable en fonction de la température, soit en ajoutant une ou plusieurs jonctions en direct dans le branchement série 23 pour accrottre la variabilité du niveau d'entrée, soit en intercalant une ou plusieurs jonctions en direct entre la borne 24 et la borne 27, par exemple, pour accrol- tre la variabilité du niveau de sortie. On considère maintenant que le potentiel de la borne de transit monte au-delà du niveau de basculement vers l'é- tat haut de la première logique Le courant émetteur du transistor T 1 augmente jusqu'à ce qu'il atteigne la valeur de I Le courant dans R est alors annulé et la borne 27 atteint l'état haut, à 0 volt Pour les potentiels supérieurs de la borne de transit 22, la jonction semiconductrice J 1 entre en conduction et l'état haut de la borne 27 est mainte- nu à O volt A l'état haut de la borne de transit 22, le courant d'entrée du circuit 10 est limité par la résistance limitatrice R 1. La figure 3 illustre un circuit convertisseur analogue à celui de la figure 2, mais comportant quelques variantes. Les éléments communs aux figures 1 et 2 y sont affectés des mêmes signes de référence Le circuit de la figure 3 se dis- tingue en ce que la résistance limitatrice R 1 étant connec- * tée directement à la borne de transit, le collecteur du transistor émetteur suiveur T 1 connecté à une première élec- trode 31 de la jonction semiconductrice J 2, une résistance limitatrice additionnelle R 2 est insérée dans le branchement série 23 entre la première électrode 31 de la jonction J 2 et la base du transistor T 1 La seconde électrode 32 de la jonc- tion J 2 est connectée à la résistance limitatrice R 1 Une autre variante par rapport à la figure 2 réside dans le fait que l'élément de charge pour la source de courant 51 est une jonction semiconductrice J, branchée dans le sens direct relativement à cette source de courant. T-' ' -13- Le circuit de la figure 3 fonctionne de manière assez semblable à celle du circuit de la figure 20 Lorsque le potentiel de la borne de transit 22 est à l'état bas, le transistor Tl est bloqué Le courant I traverse la jonction J créant sur, la borne 27 un état bas dont le potentiel est égal à: ( O Vj) volt, VJ désignant la chute de tension directe dans la jonction J traversée par le courant I La valeur C Vj) représente également l'excursion de niveau à l'entrée de la seconde logique, soit 0,7-à 0,8 volt selon la valeur du courant I et les caractéristiques de la jonc- tion J qui ont été chois X Es. Lorsque le potentiel de la borne de transit 22 est remonté à partir de l'état bas, une fraction croissante du courant I est délivrée par l'émetteur du transistor T 1 et le potentiel de la borne de sortie 27 s'élève Lorsqu'il atteint la valeur de Vj/2, valeur définie comme niveau de basculement pour l'entrée de la seconde logique, il est facile de vérifier que la fraction du courant I passant dans la jonction J est extrêmement petite, et que l'essentiel du courant I est alors fourni par l'émetteur du transistor T 1. Dans ces conditions, le potentiel VT atteint par la borne de transit 22 est évalué approximativement au moyen de la rela- tion ( 2): ( 2) VT 2 R 1 I + VJ 2 + R 2 l + VBE(Tl) VJ/2 dans laquelle on a négligé un terme en R 1 o I/", le gain = IE(Tl) / IB(T 1) étant élevé en général. On peut alors choisir des valeurs de résistances telles que: R 1 2 Vj/2 I R 2/ de sorte que le niveau de basculement de la première logique soit à nouveau voisin de deux chutes de tension directes de jonctions et implique une variabilité correspondante en fonc- tion de la température Il y a lieu d'observer que le terme VJ/2 représente en fait un niveau de tension que l'on dési- re assurer constant lorsque la température varie puisquil a été choisi comme valeur de niveau de basculement de la seconde logique, En outre, il est aisé de choisir une valeur de R 2 assez élevée pour que le courant d'entrée sur la borne -14- de transit 22, à l'état haut, soit réduit significativement par rapport à l'effet de la résistance R 1 utilisée seule (comme dans le cas du circuit de la figure 2) mais, toute- fois, de valeur pas tellement élevée au point de rendre le niveau de basculement à l'entrée du convertisseur, forte- ment dépendant du gain A du transistor T 1 L'introduction de la résistance limitatrice additionnelle R 2 offre donc l'avantage de pouvoir réduire sensiblement le courant d'en- trée du circuit 10 à l'état haut, alors que la valeur de la résistance R 1 reste le paramètre prépondérant qui détermine l'ajustement du niveau de bascuiement de la première logi- que Il est clair que l'introduction de la résistance limi- tatrice additionnelle R 2, considérée comme une première variante par rapport au schéma de ta figure 2, est une va- riante qui n'est pas liée à la deuxième variante qui a con- sisté à utiliser, en tant qu'élément de charge, une jonction J au lieu d'une résistance R. La troisième variante introduite à la figure 3 réside dans le choix du point ou le collecteur du transistor Tl a été connecté au branchement série 23 qui est différent de celui représenté à la figure 2. La figure 4 présente l'exemple d'un deuxième mode de mise en oeuvre du circuit convertisseur selon l'invention, tel que défini par le schéma général de la figure 1 Les éléments communs à ceux de la figure 1 sont affectés des mêmes signes repères. Le schéma de la figure 4 se distingue de la partie correspondante de la figure 1 par les points suivants: les points Pl et P 2 sont connectés ensemble à une pre- * 30 mitre électrode 35 d'une jonction semiconductrice annexe J 4, tandis que la seconde électrode 36 de cette jonction est connectée à la référence commune M La jonction J 4 est sou- mise à un courant en sens direct, d'une source de courant 52 annexe, branchée entre la première électrode 35 de la jonc- tion J 4 et la ligne d'alimentation VEE La source de courant 52 est choisie pour débiter un courant I 2 de valeur nette- ment supérieure à celle du courant I de la source de courant 51. -15Ainsi, au cours du fonctionnement, la jonction J 4 est toujours alimentée, ce qui aboutit à ce que les points Pl et P 2 soient constamment à un potentiel inférieur à la réfé- rence commune M, potentiel décalé de celui-ci de la valeur d'une chute de tension directe de jonction,- par ailleurs, le branchement série 23 comporte deux jonctions semiconductrices supplémentaires J 2 et J 3 au lieu d'une seule comme aux figures 1 à 3, d'autre part, la borne de collecteur 28 du transistor TI est connectée directement à la référence commune M, enfin, une source de courant additionnelle 53 est bran- chée entre la base du transistor Tl et la ligne d'alimenta- tion VEE La source de courant 53 est dimensionnée pour dé- livrer un courant I 3 dont la valeur est avantageusement choisie comme comprise entre celles de Iet I/ La source de courant 53 peut être constituée par une simple résistance de base de valeur élevée et-reliée à VEE. Dans l'exemple de la figure 4, l'élément de charge pour la-source de courant 51 est une résistance R Le fonc- tionnement du circuit convertisseur de cet exemple est main- tenant expliqué brièvement: lorsque la borne de transit 22 est à l'état bas, le transistor T 1 est bloqué En effet, le décalage du potentiel de la base de T 1, dû à la chute de tension dans la jonction J 4, est compensé par la jonction supplémentaire J 3 De plus, la source de courant 53 a pour effet de renforcer le blocage de TI La borne de sortie 27 est à l'état bas dont le potentiel est égal A ( V 4 PI), soit une excursion de niveau de la deuxième logique définie par le terme PRI, décalée négativement d'une chute de tension directe de la jonction J 4 On notera qu'en raison du décala- ge dû VJ 4, le signal de sortie du convertisseur 10 sera appliqué à un étage de la seconde logique dont l'autre entrée est soumise à une référenceégalement décalée négativement d'une chute de tension directe de jonction, comme cela est connu dans la technique ECL/CM Lo Lorsque le potentiel de la borne de transit 22 est remonté à partir de l'état bas, le potentiel de la base de T 1 -16- remonte jusqu'à ce que le trajet base-collecteur du tran- sistor T 1 commence à conduire. On examine maintenant la situation pour laquelle le courant délivré par l'émetteur de T 1 soit égal à I/2 L'é- lément de charge R est, à cet instant, également parcouru par un courant égal à I/2 La borne de sortie est alors à un niveau défini comme niveau de basculement de la seconde logique Le potentiel VT atteint alors par la borne de transit 22 peut être évalué approximativement par l'expres- sion ( 3): ( 3) VT L RI (I 3 + I/2) + VJ 2 + VJ 3 + VBE(T) R I/2-VJ expression qui peut encore se résumer à: VT _ R 1 (I 3 + I/2) PRI/2 + 2 Vj T o V désigne une chute de tension de jonction en direct. J Si on désire, comme dans le cas o la première logi- que est de type TTL, que le niveau de basculement de cette première logique se place à: VT 2 Vj, on obtient alors: R 1 ( 213/I + 1/i) _ R En reprenant les valeurs numériques déjà utilisées à propos de l'exemple de la figure 2, I = 0,5 m A, R = 800 A et en choisissant I 3 = 0,1 m A, on obtient R 1 2 KA, le terme 1/e étant de peu d'importance comparé à 213/I qui vaut alors 0,4. On comprend aisément de ce qui précède pourquoi la présence de la source de courant additionnelle 53 est avan- tageuse dans les cas o le courant collecteur du transistor T 1 ne traverse pas la résistance Ri, comme dans cet exemple. On aurait, en l'absence de la source de courant 53, uhe valeur de résistance R 1 qui devrait alors être choisie en fonction du gain P du transistor T 1. Lorsque le potentiel de la borne de transit 22 est remonté-vers le niveau haut de la première logique, le cou- rant traversant la résistance R s'annule et la borne 27 est portée à l'état haut, de valeur égale à Vj 4 On remarque que la consommation de courant sur la borne de transit 22 à l'état haut est réduite par rapport aux exemples précédents, -17- du fait que le courant collecteur de Tl est maintenant pré- levé à la référence commune M et que la résistance R 1 a une valeur plus élevée. La figure 5 montre un autre exemple du circuit con- vertisseur selon l'invention, dont la structure est proche de celle de l'exemple de la figure 4, mais dans une appli- cation à une conversion bidirectionnelle de signaux entre les deux logiques Les éléments de la figure 5 qui sont communs à ceux de la figure 4 sont affectés de repères iden- tiques dans la mesure o ils remplissent une fonction simi- laire. Dans cet exemple, on considère la conversion bilaté- rale de signaux entre une logique TTL (non représentée) dont les signaux d'entrée ou de sortie parviennent à la borne de transit 22 par le bus 220 et une logique CML Le bus 220 est chargé par la résistance RC connectée à VCC La logique CML, au sein de laquelle le circuit convertisseur 100 a été phy- siquement intégré, est une logique à fonction complexe, par exemple un réseau de portes prédiffusé ou une mémoire On n'en a représenté que les portions relatives à l'invention, à savoir: un circuit CML d'entrée 120 pour l'entrée des signaux provenant de la logique TTL après conversion des ni- veaux par le convertisseur 100, et un circuit CML de sortie pour la sortie des signaux provenant de la logique CML et destinés à la logique TTL Le transit de ces signaux est effectué par l'unique borne de transit 22. Le circuit CML de sortie 200 comporte une première paire de transistors T 201, T 202 à émetteurs couplés, montés en porte "OU" pour la commande d'un transistor T 203 formant, avec un transistor T 204, une seconde paire. Les collecteurs des transistors T 201 et T 202 sont connectés à la masse M (référence commune des deux logiques). Le conducteur commun des émetteurs est relié au V via une EE source de courant 521 et, d'autre part, connecté à la base du transistor T 203. La base du transistor T 204 est portée à un niveau de potentiel de référence VR 2 de la logique CML, connu sous le -18- nom de "deuxième niveau" en raison de sa valeur imposée par la situation de la deuxième paire de transistors relative- ment à la première paire Le collecteur du transistor T 204 est relié à la masse M via une jonction semiconductrice J 5 en direct et, d'autre part, connecté à la borne de transit 22 Le collecteur du transistor T 203 est connecté au point Pl du circuit convertisseur 100, lequel est relié à la masse M via la jonction semiconductrice J 4 qui constitue la jonc- tion semiconductrice annexe décrite à propos de la figure 4. Le conducteur commun aux émetteurs de la seconde paire de transistors T 203, T 204 est relié à VEE via une source de courant 52 représentée au sein du circuit convertisseur 100, car elle remplit la fonction de la source annexe de courant 52 de l'exemple de la figure 4. A la base du transistor T 202, sont appliqués des signaux provenant de la logique CML et qui sont destinés à être transférés en tant que signaux d'entrée TTL sur le bus 220. La base du transistor T 201 constitue une première en- trée de sélection de mode de conversion, qui est soumise à un signal de sélection A. Le circuit convertisseur 100 est analogue au circuit 10 de la figure 4 à quelques différences près. En premier lieu, l'élément de charge de la source de courant Si est constitué ici par un transistor Tz au lieu d'une résistance Le transistor de charge Tz est de même polarité que le transistor émetteur suiveur Tl Son émetteur constitue ce que l'on a appelé précédemment la première con- nexion de l'élément de charge, sa base constitue la deuxième connexion reliée au point P 2 qui est soumis au potentiel d'un des niveaux internes CML Plus précisément, au point P 2, et donc à la base du transistor Tz, est appliqué un signal A complémentaire du signal de sélection de mode A dont les niveaux sont définis par rapport à V Ri, référence de "premier niveau" La base de Tz constitue donc une secon- de entrée de sélection de mode, commandée complémentairement par rapport à la première entrée de sélection. -19- En second lieu, la source additionnelle de courant est constituée ici par une simple résistance de base addi- tionnelle R 3, de forte valeur, en remplacement de la source additionnelle de courant 53 décrite à la figure 4 Cette résistance R 3 est branchée entre la base du transistor Tl et VEE. La borne de sortie 27 du circuit convertisseur 100 porte des signaux qui, issus de la logique TTL et après conversion, sont appliqués au circuit CML d'entrée 120 dont on n'a représenté que le premier étage différentiel 30 Cet étage est, par ailleurs, référencé à VR 2, référence de deu- xième niveau. Le fonctionnement des circuits de la figure 5 est maintenant brièvement décrit Lorsque le signal de sélec- tion A est à l' état haut, le transistor T 201 conduit, le transistor T 203 conduit également, et ce de manière indépen- dante du signal appliqué sur la base du transistor T 202 La jonction J 4 est alimentée par le courant de la source de courant 52 via le transistor T 203 Le transistor T 204 est bloqué, son collecteur constitue une impédance élevée pour la borne de transit 22 qui est alors libre de recevoir par le bus 220 les signaux provenant de la logique TTL Un si- gnal de sélection A à l'état haut est donc un signal sélec- tionnant le mode: sortie TTL vers entrée CML. Le signal A appliqué à P 2 est alors à l'état bas, de l'ordre de 0,4 volt Si, dans ces circonstances, la borne de transit 22 est a l'état bas, le transistor Tl ne conduit pas Le courant I de la source de courant SI traverse le transistor de charge Tz créant sur la borne 27 un état bas dont le potentiel est égal à E-0,4 VBE(T) volt, soit envi- ron 1,2 volt VBE(T Zidésigne la chute de tension émetteur- base du transistor de charge Tz. Lorsque le potentiel de la borne de transit 22 est remonté à partir de l'état bas, le potentiel de la base de Tl remonte si bien que ce transistor commence à conduire. Une fraction croissante du courant I est délivrée par l'émet- teur de Tl, fraction qui est déduite du courant traversant -20- le transistor de charge Tz Le potentiel de la borne 27 commence à croître. Lorsque le potentiel de la borne 27 aura atteint une valeur égale à VR 2, le niveau de basculement du premier étage différentiel 30 est obtenu On vérifie aisément que, dans ces circonstances, la fraction résiduelle du courant I traversant le transistor TZ est très petite devant la frac- tion de courant I délivrée par le transistor T 1 On évalue maintenant quel est le potentiel VT atteint par la borne de transit 22, moyennant des approximations mentionnées précé- demment, au moyen de la relation ( 3): ( 3) VT ' RI (I 3 + r)+ VJ 2 + VJ 3 + VBE(Tl) IVR 21 On désire que VT corresponde au niveau de basculement de la logique TTL, soit deux fois la chute de tension direc- te d'une jonction On choisit des valeurs telles que: R 1 (I 3 + I/2 P) JVR 2 I VBE(TI) Mais,-comme on le sait, le potentiel de référence de deuxiè- me niveau VR 2 correspond a la somme d'une chute de tension directe de jonction et d'une demi-excursion de niveau logi- que CML On est finalement amené & choisir: Ri (I 3 + I/2 g) 1/2 (excursion logique CML) On peut prendre par exemple: I = 0,5 m A, I 3 = 0,1 m A, ce qui permet de déter- miner la valeur de la résistance R 3 Une demi-excursion logique CML-étant, en général, voisine de 0,2 volt, on abou- tit à R 1 1,90 KS pour un gain a de 50, du transistor Tl et R 1 i 1,95 Kf pour un gain 3 de 100 On observe qu'il est facile de choisir des valeurs pour lesquelles le fonc- tionnement du circuit soit très peu affecté par des varia- tions de gain des transistors, d'un lot à l'autre, lors de la fabrication de circuits selon l'invention, sous une forme intégrée Lorsque, maintenant, le potentiel de la borne de transit 22 est remonté au-delà du niveau de basculement, vers l'état haut de la TTL, le transistor de charge Tz cesse de -21- conduire La borne 27 atteint un état haut fixé par le potentiel de Pl puisque les chutes de tension Vil et VBE dû à la jonction J 4 alimentée en direct. On examine maintenant le cas-o le signal de sélec- tion de mode A est à l'état bas Son complémentaire A, appliqué à P 2 est à l'état haut, voisin de O volt Le tran- sistor de charge Tz est conducteur et porte la borne 27 à l'état haut, forcé, de 0,8 volt, état que le transistor Tl ne peut pas modifier en réponse à un signal porté par la borne de transit 22 Le circuit convertisseur 100 ne peut plus transmettre de signaux provenant de la logique TTL vers le circuit CML 120, dont l'étage différentiel 30 est bloqué à l'état haut sur son entrée Le signal A à l'état bas étant applique à la base du transistor T 201, le potentiel du con- ducteur commun des émetteurs'de la paire de transistors T 201, T 202, suit le signal de la logique CML appliqué à la base du transistor T 202, compte tenu du décalage d'un VBE. Lorsque, dans la paire de transistors T 203, T 204, c'est le transistor T 204 qui conduit, le courant I 2 de la source de courant 52 est prélevé pour partie sur la borne de transit 22 qui est portée à ltétat bas, et pour le reste sur la jonction J 5 lorsque l'on a choisi une valeur de courant 12 relativement élevée, soit par exemple: I 2 = 5 m A En prenant RC = 2,5 K-OA la borne de transit 22 est portée à un état bas, de 0,8 volt environ, déterminé par la chute de tension par rapport à la masse M, dans la jonction J 5. A cet instant, le transistor T 203 ne débite pas; la jonction J 4 n'est pas alimentée, mais la borne de transit 22 étant à l'état bas, le transistor Tl reste bloqué. Lorsque maintenant, c'est le transistor T 203 qui con- duit, le transistor T 204 est bloqué La borne de transit 22 est libre de remonter à l'état haut sous l'effet de la ré- sistance RC connectée au VCC Le courant I 2 de la source de courant 52 est fourni, via le transistor T 203, pour partie -22- par la jonction Ji et pour le reste par la jonction J 4 A cet instant, le transistor Tl fonctionne dans les condi- tions décrites précédemment, c'est-à-dire qu'à supposer qu'il conduise, il imposerait à la borne 27 le même état haut de 0,8 volt que celui déjà fixé par le transistor de charge Tz commandé par le signal A à l'état haut Un signal de sélection A, à l'état bas, est donc un signal sélection- nant le mode: sortie CML vers entrée TTL. A la lumière des exemples précédemment décrits, il est clair que des variantes peuvent être-apportées sans pour autant sortir du cadre de l'invention A titre d'exem- ple, on a décrit plus spécialement le cas de la conversion de signaux entre une logique TTL et une logique ECL/CML qui requiert l'utilisation de transistors de type NPN Bien entendu, en inversant la polarité des alimentations et en utilisant des transistors PNP, on obtiendrait également un circuit convertisseur répondant à d'autres besoins Par ailleurs, dans le circuit de la figure 5, on a décrit un exemple particulièrement économique en ce qui concerne le nombre de composants Il va de soi que d'autres modes de mise en oeuvre de l'invention sont encore possibles Les valeurs numériques citées à titre d'exemple ainsi que les calculs n'ont été indiqués que pour guider le spécialiste dans le choix nécessaire des éléments à utiliser. -23- REVENDICATIONS - 1 Circuit convertisseur ( 10)( 100) de niveaux de signaux entre, d'une part, une première logique ( 11) de type saturée à deux niveaux de signaux de sortie, alimentée par une première alimentation continue ( 14) dont une des bornes ( 15) constitue la référence commune de potentiel (M) et, d'autre part, une seconde logique ( 12) ( 120) ( 200) de type non saturée à deux autres niveaux de signaux, alimentée par une seconde alimentation continue ( 20) dont une des bornes est connectée à la référence commune de potentiel (M), et l'autre borne ( 21) est à une tension de polarité opposée à celle de l'autre borne de la première alimentation continue, une borne de transit ( 22) recevant notamment les signaux de sortie de la première logique ( 11) pour être convertis en signaux, sur une borne de sortie ( 27) du convertisseur, aux niveaux convenables pour l'entrée de la seconde logique, caractérise en ce que ce circuit convertisseur comporte: un transistor émetteur suiveur (T 1) dont la base est, d'une part, reliée à un premier point du circuit (P 1) à potentiel défini par rapport à celui de la référence commune (M), via une première jonction semiconductrice (J 1) en sens direct et, d'autre part, reliée à la borne de transit ( 22) via un branchement série ( 23) comportant notamment une résis- tance limitatrice (R 1) de courant et au moins une jonction semiconductrice supplémentaire (J 2) en direct, une source de courant constant (Si) branchée entre ladi- te autre borne (VEE) de la seconde alimentation ( 20) et l'é- metteur du transistor émetteur suiveur (T 1), un élément de charge (Z), (R), (J), (Tz) pour la source de courant constant ( 51), dont une première connexion ( 24) est reliée à l'émetteur du transistor émetteur suiveur, et une deuxième connexion ( 25) est reliée à un second point du circuit (P 2) à potentiel défini par rapport à celui de la référence commune (M) et en ce que ladite première connexion ( 24) de l'élément de charge constitue la borne de sortie ( 27) du convertisseur portant les signaux pour l'entrée de la À *J*- 253 4752 -24- seconde logique, signaux dont un niveau est déterminé, à partir du potentiel dudit second point du circuit (P 2), par la chute de tension dans l'élément de charge (Z), (R>, (J), (TZ) parcouru par le courant (I) de la source de courant constant (Si), le transistor émetteur suiveur (T 1) étant bloqué, alors que l'autre niveau est déterminé par le poten- tiel de l'émetteur du transistor émetteur suiveur (T 1), celui-ci étant alors conducteur. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits premier (Pi) et second points (P 2) du circuit à potentiel défini étant connectés à la référence commune (M), le collecteur ( 28) du transistor émetteur suiveur (T 1)- est connecté à l'un des noeuds dudit branchement série ( 23). 3 Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'une résistance limitatrice additionnelle (R 2) est insérée dans ledit branchement série ( 23) entre le noeud auquel est connecté le collecteur ( 28) du transistor émet- teur suiveur (T 1) et la base dudit transistor. 4 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit premier point du circuit (P 1) est connecté à une première électrode ( 35) d'une jonction semiconductrice annexe (J 4), jonction dont la seconde électrode ( 36) est connectée à la référence commune (M), une source annexe de courant ( 52) étant, par ailleurs, branchée entre la première électrode ( 35) de la jonction semiconductrice annexe (J 4) et ladite autre borne (VEE) de la seconde alimentation, qui soumet la jonction semiconductrice annexe à un courant (I 2) en sens direct, et en ce que ledit branchement série ( 23) comporte deux jonctions semiconductrices supplémentaires (J 2), (J 3). Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que le collecteur ( 28) du transistor émetteur suiveur (T 1) est connecté à la référence commune (M). 6 Circuit selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'une source additionnelle de courant ( 53), notamment une résistance de base-additionnelle (R 3), est branchée entre la base du transistor émetteur suiveur -25- (T 1) et ladite autre borne (VEE) de la seconde alimenta- tion. 7 Circuit selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que ledit second point du circuit (P 2) est connecté audit premier point du circuit (Pi). 8 Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que l'élément de charge (Z) est une résistance (R). 9 Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que l'élément de charge (Z) est constitué par une jonction semiconductrice (J) branchée dans le sens direct, relativement à la source de courant constant (Si). Circuit selon l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que l'élément de charge (Z) est constitué par un transistor de même polarité que le transis- tor émetteur suiveur, dit transistor de charge (Tz), dont l'émetteur constitue ladite première connexion, dont la base constitue ladite deuxième connexion qui est soumise au potentiel d'un des niveaux internes de la seconde logique et dont le collecteur est relié à la référence commune (M). 11 Circuit selon la revendication 10, dans lequel la borne de transit ( 22) peut recevoir en outre, pour un trans- fert vers la première logique, des signaux provenant d'un circuit de sortie ( 200) de la seconde logique comportant une première paire de transistors (T 201, T 202) à émetteurs cou- plés montés en porte "OU" pour la commande d'un premier transistor (T 203) d'une seconde paire de transistors (T 203, T 204) à émetteurs couplés, caractérisé en ce que l'une des bases de la première paire de transistors (T 201) constitue une première entrée de sélection de mode de conversion, l'autre base de la même paire recevant les signaux de la seconde logique, en ce que, dans la liaison du collecteur du premier transistor Vde la seconde paire vers la référence- commune (M), est insérée une jonction semiconductrice qui constitue ladite jonction semiconductrice annexe (J 4) tandis qu'une source de courant alimentant la seconde paire consti- 25347 U 2 -26- tue ladite source annexe de courant ( 52), en ce que le col- lecteur du second transistor (T 204) de la seconde paire est relié à la référence commune (M) via une jonction semicon- ductrice (J 5) en direct et, d'autre part, est connecté à la borne de transit ( 22), et en ce que la base du transistor de charge (Tz) constitue une seconde entrée de sélection de mode, commandée complémentairement par rapport à la première entrée de sélection.