Brevet FR2512305A1 — publié le 19830304

I La présente invention concerne des récepteurs de télévision dans lesquels le signal vidéo détecté est traité par un circuit numérique et, en particulier, à de tels récepteurs qui comprennent des moyens de réglage ou de contrôle de la teinte ou de la nuance de l'image de télévision reproduite. Dans des récepteurs de télévision dans lesquels le signal vidéo sur bande de base est traité numériquement, divers signaux d'horloge sont exigés pour décaler les signaux d'information vidéo numérique à travers le circuit de traitement Par exemple, des signaux d'horloge sont généralement exigés pour le convertisseur analogique- numérique, le circuit de séparation luminance-chrominance, le circuit de traitement du signal de luminance, et le démodulateur du signal de couleur, aussi bien que divers registres additionnels dans le système C'est un objet de la présente invention de réaliser un générateur de signaux d'horloge qui est capable de produire les signaux d'horloge nécessaires pour un système de traitement d'un signal numérique de télévision sur bande de base. Il est souhaitable de réaliser un système de traitement de signaux de télévision numériques sensibles à un nombre de commandes d'utilisateur Les fonctions pour lesquelles les commandes d'utilisateur sont généralement prévues dans un'récepteur de télévision comprennent le contraste dans le canal de traitement du signal de luminance, et la saturation de couleur et la nuance ou teinte de couleur dans le canal de traitement du signal de chrominance. Dans un récepteur de télévision traditionnel utilisant un circuit de traitement analogique, la teinte de l'image reproduite est habituellement contrôlée ou réglée en réglant la phase du signal de référence de couleur appliqué au démodulateur de chrominance à partir d'un circuit à boucle de réglage automatique de phase et de fréquence (AFPC). La présente invention a également pour objet de réaliser un circuit de réglage ou de contrôle de la teinte dans le générateur de signaux d'horloge d'un système de traitement de signaux numériques de télévision. Selon les principes de la présente invention, un agencement est prévu pour produire des signaux d'horloge temporisés pour un système de traitement de signaux numériques de télévision sur bande de base Un circuit produisant des signaux de référence est sensible à la composante du signal de synchronisation de couleur d'un signal vidéo analogique reçu pour produire un signal de référence d'onde contintequi est aligné en fréquence et en phase avec le signal de synchronisation de couleur Le signal de référence d'onde continue est appliqué à un circuit de réglage de la teinte, qui est sensible à un signal de commande d'un utilisateur, pour décaler de façon variable la phase du signal d'onde continue Le signal de référence d'onde continue décalé en phase est alors appliqué à un circuit produisant un signal d'échantillonnage, qui produit un signal d'échantillonnage pour un convertisseur analogique-numérique à une fréquence qui est un multiple de la fréquence de la sous-porteuse de couleur et d'une phase qui résultera en une image reproduite d'une teinte ou nuance choisie. Le signal d'échantillonnage peut également être appliqué à un circuit logique pour la production de signaux d'horloge ayant des relations de phase prédéterminées avec le signal d'échantillonnage pour un démodulateur numérique de couleur. Dans un premier mode de réalisation de la-présente invention, un circuit analogique est prévu pour le réglage ou contrôle de la teinte Dans un second mode de réalisation selon la présente invention, le signal d'onde continue est décalé en phase par une série de portes logiques ayant plusieurs prises de sortie Un multiplexeur choisit un signal d'un décalage de phase choisi à partir de l'une des prises de sortie, lequel signal est ensuite appliqué au circuit à boucle verrouillée en phase pour la production du signal d'échantillonnage. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparattront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 illustre, sous forme de bloc- diagramme, un agencement de traitement numérique de télé- vision comprenant un générateur de signaux d'horloge construit selon les principes de la présente invention; la figure 2 illustre, partiellement sous forme de bloc-diagramme et partiellement sous forme de diagramme schématique, un agencement de générateur de signaux d'horloge comprenant un circuit de réglage de la teinte construit selon les principes de la présente invention; la figure 3 illustre sous forme de diagramme schématique le circuit logique de réglage de la figure 2 qui peut être utilisé pour produire des signaux d'horloge pour le démodulateur du signal de couleur de la figure 1; la figure 4 montre les formes d'onde utilisées pour expliquer le fonctionnement de l'agencement des figures 2 et 3; les figures 5 a et 5 b montrent le circuit numéri- que utilisé en conjonction avec une partie de la réalisation de la figure 2 pour produire le réglage de la teinte; et la figure 6 est un diagramme de vecteur utilisé pour expliquer le fonctionnement des agencements des figures 2 et 3. En figure 1, un signal de télévision est reçu par une antenne 10 et traité subséquemment par un circuit d'accord 12, des circuits de fréquence intermédiaire 14, et un détecteur vidéo 16, qui sont construits de façon tradi- tionnelle Le signal vidéo détecté à la sortie du détec- teur 16 est appliqué à l'entrée d'un convertisseur analogique-numérique 20 Le convertisseur analogique- numérique 20 échantillonne le signal vidéo à une fréquence égale à quatre fois la fréquence de la sous-porteuse de couleur ( 4 fsc), et produit des échantillons numériques du signal vidéo à cette fréquence Chaque échantillon numérique, ou mot, peut comprendre, par exemple, huit bits produits en parallèle Dans un système à huit bits, le signal vidéo analogique sera quantifié à l'un des 256 niveaux discrets. La cadence d'échantillonnage à 4 f, pour le convertisseur analogiquenumérique 20 est produite par un générateur de signaux d'horloge 22, qui produit le signal d'échantillon- nage nominalement en synchronisme de phase et de fréquence avec le signal de synchronisation de couleur du signal vidéo analogique produit par le détecteur vidéo 16. Le signal vidéo à la sortie du détecteur 16 est également appliqué aux circuits de déviation de ligne 18, qui séparent les composantes du signal de synchronisation horizontale du signal vidéo Les circuits de déviation de ligne 18 produisent des impulsions de verrouillage de durée relativement courte (par exemple, l'intervalle de suppression de ligne) à la fréquence de ligne horizontale, qui sont appliquées au générateur de signaux d'horloge 22 comme les impulsions de déclenchement du signal de synchronisation de couleur Le générateur de signaux d'horloge 22 reçoit également un signal de réglage de contrôle de la teinte ou nuance commandé par un utilisateur qui détermine la nuance de l'image couleur reproduite Le signal d'horloge d'échantillonnage à 4 fsc est également utilisé comme signal d'horloge pour un filtre en peigne numérique 24, un circuit de traitement de luminance 26, un amplificateur de chrominance 32, et un circuit d'accentua- tion numérique de chrominance 34. Le signal vidéo numérisé produit par le conver- tisseur analogique-numérique est appliqué à une entrée d'un filtre en peigne numérique 24 Un tel filtre en peigne est décrit dans l'article "Digital Television Image Enhancement", de John P Rossi, 84 SMPTE aux parges 545-551 ( 1974) Le filtre en peigne 24 produit un signal de luminance séparé, Y, qui est appliqué à un circuit de traitement 26 du signal de luminance Le circuit de traitement de luminance 26 est sensible à un signal de réglage du contraste réglé ou commandé par un spectateur et produit un signal de luminance traité, qui est appliqué aux entrées d'un convertisseur numérique-analogique 28. Le signal de luminance, maintenant sous forme analogique, est filtré par un filtre passe-bas 30 pour retirer les composantes de fréquence d'échantillonnage, et un signal de luminance traité Y' est appliqué à une entrée d'un agencement en matrice 60. Le filtre en peigne 24 produit également un signal de chrominance séparé C, qui est appliqué à l'entrée d'un amplificateur de chrominance 32 L'amplificateur de chrominance 32 amplifie le signal de chrominance en réponse à un signal de commande de saturation de couleur réglé par un spectateur, et applique le signal de chrominance amplifié à l'entrée d'un circuit d'accentuation numérique de chrominance 34 Le circuit d'accentuation de chrominance 34 est un filtre numérique qui modifie la caractéristique de réponse présentée par le signal de chrominance en ce point pour compenser la caractéristique de réponse des circuits de fréquence intermédiaire 14 Les circuits de fréquence intermédiaire positionnent généralement la fréquence de sous-porteuse de couleur sur la pente de fréquence infé- rieure de la bande passante de la fréquence intermédiaire, amenant les bandes latérales de couleur à présenter une chute de 6 d B par octave Le circuit d'accentuation de chrominance 34 compense cette chute pour amener le signal de chrominance à présenter une réponse amplitude-fréquence essentiellement plate Si les circuits de fréquence intermé- diaire 14 sont choisis pour produire une réponse amplitude- fréquence essentiellement plate pour des signaux de couleur, le circuit d'accentuation de chrominance 34 peut être remplacé par un filtre passebande de chrominance d'une caractéristique de réponse située autour de la fréquence de la sous-porteuse de couleur. Les signaux de chrominance accentués ou filtrés passe-bande sont ensuite appliqués à une entrée d'un démodulateur 40 des signaux I-Q Le démodulateur de I-Q est sensible aux signaux d'horloge I et Q du générateur de signaux d'horloge 22, et démodule le signal de chrominance en ses composantes de signaux de mélange de couleur I et Q sur bande de base Le signal démodulé I est appliqué à une entrée d'un filtre à réponse impulsionnelle limitée 42 (FIR) de I, et le signal démodulé Q est appliqué à une entrée d'un filtre FIR 44 de Q Le filtre de I a une bande passante s'étendant de zéro à approximativement 1,5 M Hz, et le filtre de Q a une bande passante s'étendant de O à 0,5 M Hz. Les filtres de I et Q retirent les bruits de fréquence élevée contenus dans les signaux de couleur en raison de la largeur de bande large du circuit de traitement précédent. Les signaux filtrés I et Q sont convertis en signaux analogiques par les convertisseurs numérique- analogiques 46 et 48, respectivement, et les signaux analogiques sont ensuite filtrés par des filtres passe-bas 50 et 52 pour retirer les composantes de fréquence d'échantillonnage Les signaux résultants I' et Q' sont appliqués à l'agencement en matrice 60, o ils sont matricés avec le signal Y' pour produire les signaux de sortie du rouge, du vert et du bleu L'agencement en matrice peut comprendre, par exemple, une matrice de combinaison résis- tive de signaux. Un mode de réalisation du générateur de signaux d'horloge 22 de la figure 1, construit selon les principes de la présente invention, est montré en figure 2 Le signal vidéo du détecteur 16 de la figure 1 est appliqué à un filtre passe-bande de chrominance 70, qui laisse passer les signaux au voisinage de la fréquence de la sous-porteuse de couleur (dans ce cas, 3,58 M Hz dans le système NTSC). Ces signaux comprennent la composante du signal de synchronisation de couleur, et sont appliqués à l'entrée d'un circuit de déclenchement 74 au moyen d'un amplifica- teur 72 Le circuit de déclenchement 74 est sensible aux impulsions de verrouillage des circuits de déviation de ligne 18 de la figure 1 pour laisser passer les composantes du signal de synchronisation de couleur à un détecteur de réglage automatique de fréquence et de phase 84 (AFPC). Le détecteur AFPC 84 est également alimenté d'un signal de référence de couleur à partir d'une première borne de sortie T 1 (quadrature) d'un oscillateur contrôlé en tension 82 (VCO) Le détecteur AFPC 84 produit des signaux de commande à une entrée de commande du VCO 82 pour maintenir un signal de référence d'onde continue à la borne de sortie T 2 du VCO en synchronisme de phase et de fréquence avec le signal de synchronisation de couleur reçu Un détecteur convenable qui peut être utilisé comme détecteur AFPC 84 est décrit dans le brevet américain No 3 740 456, et un VCO utile comme le VCO 82 est décrit dans le brevet américain NO 4 020 500. Les signaux produits par le VCO 82 sont appliqués à un circuit de réglage ou de commande de la teinte 100, qui comprend des premier et second amplificateurs diffé- rentiels 102 et 110, et un circuit de commande ou de réglage du gain 130. L'amplificateur 102 comprend des transistors 101 et 103 couplés en émetteurs, une résistance de charge 144 couplée d'un collecteur du transistor 103 à une tension d'alimentation de fonctionnement (B+) et une résistance de charge 142 couplée d'un collecteur du transistor 101 à la tension d'alimentation B+ Une tension d'alimentation de polarisation (VB 2) est couplée par l'intermédiaire d'une résistance 104 à la base du transistor 101 et par l'inter- médiaire d'une résistance d'isolation additionnelle 106 à la base du transistor 103 La seconde borne de sortie T 2 du VCO 82 est couplée à la base du transistor 103 par l'intermédiaire d'une résistance 108 pour appliquer l'information de sous-porteuse de référence de couleur d'onde continue (ici de 3,58 M Hz). L'amplificateur 110 comprend des transistors 109 et 111 couplés en émetteurs Un collecteur du transistor 109 est relié au collecteur du transistor 103 et à la résistance de charge 144 Un collecteur du transistor 111 est relié au collecteur du transistor 101 et à la résistance de charge 142 pour former une sortie du signal combiné du circuit de réglage 100 de la teinte L'alimentation de polarisation VB 2 est couplée par l'intermédiaire d'une résistance 112 à la base du transistor 109 et par l'intermédiaire d'une résistance additionnelle 114 à la base du transistor 111. La borne de sortie T 2 du VCO 82 est couplée par l'intermé- diaire d'une résistance 116 à la base du transistor 111, tandis que la borne de sortie T 1 du VCO 82 est couplée par l'intermédiaire d'une résistance 118 à la base de ce même transistor 111. Le circuit de commande ou de réglage 130 comprend des transistors 140 et 124 agencés en une configuration d'entrée différentielle, et un transistor de commande de polarisation 122 Un collecteur du transistor 140 est relié aux émetteurs joints des transistors 101 et 103 de l'ampli- ficateur 102, et l'émetteur du transistor 140 est renvoyé à la masse par une résistance de polarisation 138 Une combinaison en série d'une résistance de polarisation 134 et d'une diode 136 de compensation en température est couplée entre une base du transistor 140 et la masse Un collecteur du transistor 124 est relié aux émetteurs joints des transistors 109 et 111 de l'amplificateur 110, tandis que l'émetteur du transistor 124 est renvoyé à la masse par une résistance de polarisation 128 La base du transistor 124 est couplée à une seconde tension (VB 1) d'alimentation de polarisation Deux résistances 132 et 126 reliées en série sont couplées entre l'émetteur du transis- tor 124 et la base du transistor 140 Le point de jonction des résistances 132 et 126 est relié à un émetteur du transistor de réglage de polarisation 122 Le transistor 122, qui est agencé en une configuration d'émetteur suiveur, comprend un collecteur relié à l'alimentation B+ et une base couplée au bras du contact glissant-d'un potentiomètre de réglage de la teinte. Le VCO 82 produit un premier signal oscillatoire de référence -(R-Y) (ici à 3,58 M Hz) d'une première phase à la borne de sortie T 1, et un second signal oscillatoire -(B-Y) qui est en relation de quadrature de phase en avance avec le signal -(R-Y) à la borne de sortie T 2 Ces signaux sont montrés dans le diagramme de phase de la figure 7. Pour une démodulation correcte du signal de chrominance reçu, le premier signal oscillatoire de référence peut présenter soit une relation de quadrature de phase en avance lphase-(R-Y)lJ ou en retard lphase(R-Y)l par rapport au signal de synchronisation de couleur reçu. La résistance 108, qui forme un diviseur de tensio. avec les résistances 106 et 104, couple une fraction en phase du signal L(B-Y)l à la borne T 2 à la base du transistor 103 Les signaux de référence amplifies en opposition de phase (B-Y) et en phase -(B-Y) sont produits aux sorties des transistors 103 et 101, respectivement. Une résistance 118, qui forme un diviseur de tension avec les résistances 112 et 114, couple une fraction en phase du signal l-(R-Y)l à la borne T 1 à la base du transistor 111 o Le signal à la borne T 2 est également appliqué par l'intermédiaire d'une résistance 116, qui forme un diviseur de tension avec les résistances 114 et 112, pour produire une fraction en phase du signal l -(B-Y) 1 à la borne T 2 à la base du transistor 111 La valeur du signal produit par la résistance 116 est choisie selon la gamme de réglage de phase à produire par le circuit de réglage 100 de la teinte. Le signal produit par la résistance 116 est sommé avec le signal produit par la résistance 118 à la base du transistor 111 pour former un signal combiné qui est dorénavent désigné comme signal -(I 2) ayant une phase résultante intermédiaire aux signaux VC O Le signal combiné -(I 2) est reproduit sous forme amplifiée en opposition de phase (+ 12) et en phase (-I 2) aux sorties de collecteur des transistors 111 et 109, respectivement Le signal de sortie produit à travers la résistance de charge 144 a-ux collecteurs joints des transistors 103 et 109 correspond de ce fait à (B-Y)-I 2, et le signal produit à travers la résistance de charge 142 aux collecteurs joints des transistors 101 et 111 correspond à -(B-Y)+I 2 Ces deux signaux sont de phase opposée. Les valeurs des composantes individuelles des signaux produits à travers les résistances de charge 144 et 142 peuvent être réglées ou contrôlées en variant le niveau de conduction ou le gain en tension des amplifica- teurs 102 et 110 Les gains des amplificateurs 102 et 110 sont contrôlés différenciellement par les transistors 140 et 124 d'alimentation en courant du circuit de contrôle 130. Les transistors 140 et 124 sont à leur tour contrôlés comme une fonction de la tension de réglage ou de commande appliquée du potentiomètre 120 de réglage de la teinte à la base du transistor 140 et l'émetteur du transistor 124 par l'intermédiaire du transistor suiveur 122 et des résistances de polarisation 132 et 126 Les valeurs des résistances 132 et 126 sont choisies pour permettre un degré choisi de réglage dé; la conduction relative des transistors 140 et 124. Par exemple, lorsque le bras du contact glissant du potentiomètre 120 est ajusté à la position extrême vers la tension d'alimentation B+, le transistor 124 et de ce fait l'amplificateur 110 sont rendus sensiblement non conducteurs, tandis que le transistor 140 et l'amplifica- teur 102 atteignent une conduction maximum A cette position de réglage, seulement des composantes en phase et en opposition de phase du signal (B-Y) sont produites respectivement à travers les résistances de charge 142 et 144 Réciproquement, le niveau de conduction du transistor 124 et de l'amplificateur 110 atteint un maximum lorsque le potentiomètre 120 est ajusté à l'autre position extrême vers la masse Dans ce cas, le transistor 140 et l'ampli- ficateur 102 sont sensiblement coupés afin que seulement les composantes en phase et en opposition de phase du signal -(I 2) soient respectivement produites à travers les 12305 résistances de charge 144 et 142 Lorsque le potentiomètre est ajusté de manière que les transistors 140, 124 et les amplificateurs associés 102, 110 conduisent pareillement, les signaux -(B-Y) et -I 2 de valeur égale sont produits à travers les résistances de charge de sortie 144 et 142. Dans cette condition un signal de sortie combiné (B-Y)-I 2 est produit à travers la résistance 144, et un signal de sortie combiné de phase opposée -(B-Y)+I 2 est produit à travers la résistance 142. En figure 6, un signal +I est illustré qui correspond à la phase couleur de chair des signaux de chrominance représentatifs de l'image reçue Dans des conditions normales de fonctionnement, le signal +I forme un angle de phase en retard d'environ 570 avec le signal de synchronisation de couleur à la phase -(B-Y) L'étage 100 de réglage de la teinte produit la compensation pour des variations de phase positives ou négatives en produisant la variation symétrique de la phase d'une sortie du signal de référence de couleur autour de l'axe du signal +I sur une gamme de fonctionnement prédéterminée entre les phases des signaux -(B-Y) et +I 2 * Les résistances 112, 114 et 116 sont choisies pour réaliser cette gamme de réglage symé- trique autour de la phase "IV Ceci étant, le signal +I est dérivé en combinant les signaux -(B-Y) et I 2 dans la résistance de charge 142 pour produire un signal combiné +I aux collecteurs joints des transistors 101 et 111. Lorsque le potentiomètre 120 est ajusté de manière que les amplificateurs 102 et 110 conduisent pareillement, des quantités égales des signaux -(BY) et I 2 sont combinées dans la résistance de charge de sortie 142 Le signal +I de ce fait forme un angle de phase en retard d'environ 570 avec le signal de synchronisation de couleur pour la condition normale du signal, et forme également un angle de phase en avance de 57 avec le signal I 2 * La construction et le fonctionnement du circuit de réglage de la teinte est décrit plus en détail dans le brevet américain NO 4 051 519. Le signal de référence au collecteur du transistor 101, lorsqu'ajusté pour un réglage de la teinte, est appliqué à un circuit de formation d'impulsions 150, qui comprend une capacité 152 et un comparateur 154 La capacité couple alternativement le signal de référence à une entra du comparateur 154 de manière que l'oscillation du signal de référence soit autour d'un niveau de tension de référence (masse) Puisque la seconde entrée du compara- teur est couplée à la masse, le comparateur produira une réplique d'onde carrée du signal de référence. La sortie du circuit de formation d'impulsions 150 est couplée à l'entrée d'une logique de commande 170 et à l'entrée d'un détecteur de phase 182 d'une boucle verrouillée en phase 180 La boucle verrouillée en phase 180 comprend de plus un filtre 184, un oscillateur contrôlé en tension 186 (VC 0), et un diviseur 188 qui divise la fréquence du signal de sortie du VCO-par quatre L'oscillateur contrôlé en tension 186 produira ainsi un signal d'échantillonnage à une fréquence de quatre fois la fréquence du signal de référence ( 4 fsc) qui est aligné en phase avec la phase du signal de référence appliqué au détecteur de phase 182. Dans le système NTSC, le signal de référence a une fréquence de 3,58 M Hz, et le signal d'échantillonnage 4 fsc' a une fréquence de 14,32 M Hz Le signal d'échantillonnage 4 f Sc est appliqué au convertisseur analogiquenumérique 20 comme montré en figure 1, et est également appliqué aux entrées de portes ET 190 et 192 comme montré en figure 2. Les sorties de la logique de commande 170 sont également couplées aux entrées des portes ET 190 et 192 pour déclencher certaines choisies des impulsions du signal d'échantillonnage aux filtres 42 et 44 FIR de I et Q. La logique de commande 170 est montrée plus en détail en figure 3 Le signal de référence à la sortie du circuit de formation d'impulsions 150 est appliqué à l'entrée C (horloge) d'une bascule JK ou flip-flop 194. L'entrée J du flip-flop 194 est couplée à un niveau de tension logique " 1 ", et l'entrée K est couplée à un niveau de tension logique " O " La sortie Q du flip-flop 194 est couplée à une entrée de la porte ET 190, et à l'entrée J d'une seconde bascule JK ou flip-flop 198 La sortie O du flip-flop 194 est couplée à l'entrée K du flip-flop 198. La sortie de la porte ET 190 est couplée à une entrée d'une porte NOR 196, dont la sortie est couplée à l'entrée C du flip-flop JK 198 La sortie Q du flip-flop 198 est couplée à une entrée de la porte ET 192, et la sortie 5 du flip-flop JK 198 est couplée à l'entrée R (remise à zéro) du flip-flop 194 La sortie de la porte ET 192 est couplée à une seconde entrée de la porte NOR 196. En fonctionnement, la boucle AFPC 80 produit un signal d'onde continue de 3,58 M Hz aligné en phase avec le signal de synchronisation de couleur, comme montré par la forme d'onde 260 en figure 4 a Le circuit de réglage 100 de la teinte produit une réplique décalée en phase de ce signal, qui a une phase entre les phases + 1 i et +I 2 comme montré en figure 6, et une phase nominale alignée avec l'axe +I à un réglage au point milieu du potentiomètre de réglage de la teinte 120 Le signal de référence décalé en phase à la sortie du circuit de réglage 100 de la teinte est carré, et utilisé par la boucle verrouillée en phase pour produire un signal d'échantillonnage 4 fsc pour le convertisseur analogique-numérique 20 de la figure 1. La nuance, ou teinte, de l'image vidéo reproduite est ainsi déterminée par le générateur d'horloge 22 et le convertisseur analogique-numérique 20, qui fonctionnent pour échantillonner le signal vidéo à des phases du signal de synchronisation de couleur déterminées par le réglage du potentiomètre de réglage 120 de la teinte Ainsi, alors que la teinte est déterminée par le réglage des démodula- teurs de chrominance dans le récepteur typique de traitement du signal analogique, l'agencement selon la présente invention détermine la teinte de l'image en contrôlant la phase du signal d'échantillonnage pour le convertisseur analogique-numérique dans un récepteur de télévision numérique. Au réglage nominal au point milieu du potentio- mètre 120, le signal d'échantillonnage 4 fsc amènera le convertisseur analogique-numérique 20 à échantillonner le signal vidéo le long des axes I et Q, avec le signal d'échantillonnage 4 fc ayant une relation de phase par rapport au signal 260 d'onde continue de 3,58 M Hz comme montré par la forme d'onde 264 du signal d'échantillonnage de la figure 4 c Le signal d'échantillonnage 264 échantil- lonnera le signal vidéo à 570 (I), 1470 (Q), 2370 (-I) et 327 (-Q) par rapport à la phase du signal de synchronisa- tion de couleur Comme le potentiomètre 120 est varié pour décaler la phase du signal de référence 260 d'onde continue entre les positions +Il et +I 2sur de la gamme montrée en figure 6, les formes d'onde 262 et 266 des signaux d'échantillonnage à 4 fsc montrées en figure 4 b et 4 d sont produites aux positions extrêmes, respectivement. Lorsque le potentiomètre 120 est à son réglage nominal au point milieu, le circuit de formation d'impul sions 150 produit une onde de référence 268, comme montré en figure 4 e La boucle verrouillée en phase 180 produira alors des signaux d'échantillonnage 4 fsc comme montré en figure 4 c L'onde de référence 258 est appliquée au flip-flop 194 en figure 3, amenant ce flip-flop à s'établir à une transition allant positive de l'onde 268. La sortie Q du flip-flop 194 actionne la porte ET 190 qui produit une impulsion d'horloge 270 de I à sa sortie, comme montré en figure 4 f Lors de la fin de l'impulsion d'horloge 270 de I, la sortie de la porte NOR 296 produit une transition du signal allant positif, qui établit le flip- flop JK 198 La sortie Q du flip-flop 198 va à un niveau bas, remettant à zéro le flip-flop JK 194 et désactivant la porte ET 190 La sortie Q du flip-flop 198 actionne maintenant la porte ET 192, qui passe une impulsion d'horloge de Q, pendant la partie hachurée de l'impulsion 272 de la figure 4 g A la fin de l'impulsion d'horloge Qj le flip-flop 198 est de nouveau déclenché par la porte NOR 196, qui remet à zéro le flip-flop 198. La porte ET 192 est ainsi désactivée, et la sortie 5 du flip-flop 198 va à un niveau haut pour actionner le flip-flop 194 pour être établi par la transition suivante allant positive de l'onde 268 Les impulsions d'horloge I et Q sont utilisées par le démodulateur 40 de I-Q et les filtres 42 et 44 FIR de I et Q pour démoduler et filtrer les signaux de couleur sur bande de base, comme décrit en détail dans la demande de brevet américain NI 297 556 titrée "Digital Color Television signal Demodulator". Le circuit de réglage 100 de la teinte de la figure 2 peut être réalisé sous forme numérique comme montré aux figures 5 a et 5 b En figure 5 a, la sortie T 2 du VCO 82, qui produit un signal de référence aligné en phase avec le signal de synchronisation de couleur, est couplée à l'entrée du circuit de formation d'impulsions 15 O La sortie du circuit de formation d'impulsions est couplée à la logique de commande 170, et à l'entrée d'un inverseur 202 L'inverseur 202 est couplé en série avec trente-neuf autres inverseurs identiques dans cet exemple, comprenant les inverseurs 204, 206, 208; un inverseur central 210, et un inverseur final 214 Les sorties de dix-neuf des inverseurs dans la file 200 sont couplées aux entrées des signaux montrées en 232 d'un multiplexeur 230, montré en figure 5 b Le bras du point milieu du potentiomètre de réglage 210 de la teinte en figure 5 b est couplée à une entrée d'un convertisseur analogique-numérique 220, qui est déclenché par un signal d'horloge Les sorties du convertisseur analogique-numérique 220 sont couplées aux entrées d'adresse du multiplexeur 230 La sortie du multiplexeur 230 est couplée à une borne de sortie 240, qui applique un signal de référence décalé en phase pour la boucle verrouillée en phase 180 dans la figure 2. En fonctionnement, la file 200 d'inverseurs de la figure 5 a retarde progressivement le signal de référence de 3,58 M Hz lorsqu'il passe à travers les inverseurs Les signaux de sortie de la file 200 d'inverseurs représentent différentes phases discrètes-du signal de référence, et l'une appropriée est reliée à la borne de sortie 240 selon 12305 l'adresse du multiplexeur déterminée par le réglage converti du potentiomètre de réglage 120 de la teinte. Par exemple, supposons que chaque inverseur de la file 200 a un temps de propagation de 2 nanosecondes. Chaque inverseur décalera de ce fait la phase finale de référence de 2, 5773195 degrés Ainsi, à la sortie de l'inverseur 208, le signal de référence à la sortie du circuit de formation d'impulsions 150 sera retardé de façon cumulative de 10,3 degrés Ceci approche la phase du vecteur + 1 l de la figure 6, à une extrémité de la gamme choisie du réglage de -teinte La sortie de l'inver- seur 208 sera multiplexée à la borne de sortie 240 lorsque le potentiomètre 120 est réglé à une extrémité de la gamme de réglage. De façon similaire, le signal de référence est décalé en phase de 103 degrés lorsqu'il atteint la sortie du dernier inverseur 214, qui approche l'extrémité +I 2 de la gamme de réglage de teinte Lorsque le potentiomètre 120 est réglé à l'autre extrémité de la gamme de réglage, la sortie de l'inverseur 214 sera multiplexée à la borne de sortie 240. Lorsque le potentiomètre de réglage 120 de teinte est à son réglage nominal au point milieu, la sortie de l'inverseur 210 sera multiplexée à la borne de sortie 240. A la sortie de l'inverseur 210, le signal de référence a été décalé en phase de 56,7 degrés dans cet exemple, ce qui approche la phase de l'axe + I en figure 6 A ce réglage, le signal vidéo sera échantillonné le long des axes I et Q pour la reproduction d'une image de télévision couleur avec sensiblement aucun ajustement de teinte. Les exemples précédents supposent que le signal de référence est à une phase nulle par rapport au signal de synchronisation de couleur à la sortie du circuit de formation d'impulsions 150, et que le multiplexeur impartit aucun retard au signal multiplexé En pratique, cependant, le signal de référence sera référencé en phase à la sortie du VCO 82, et le multiplexeur 230 en figure 5 b impartira un certain retard de propagation au signal multiplexé. Ainsi, c'est le retard total de propagation entre les bornes T 2 et 240 qui devrait être considéré En conséquence, les retards de propagation du circuit de formation d'im- pulsions 150 et du multiplexeur 230 peuvent être compensés facilement en partie par la sélection d'un nombre approprié d'inverseurs 202-208 à l'entrée de la file d'inverseurs Par exemple, si le multiplexeur a un temps de propa- gation égal à celui de deux inverseurs, deux des inver- seurs 202-208 peuvent être retirés de la file pour compenser ce temps de propagation De façon similaire, des inverseurs peuvent être supprimés pour compenser le temps de propagation du circuit de formations d'impulsions , si nécessaire. Les dix-neuf sorties choisies de la file des inverseurs produisent des décalages de phase discrets en incréments de 5,15 degrés sur une gamme d'approximativement + 45 par rapport à l'axe I à 570 Ces incréments furent choisis car le décalage minimum de teinte visible est approximati- vement de 50 à 60 Si des incréments plus fins ou une gamme plus grande de réglage de teinte est désiré, des inverseurs de temps de propagation plus courts peuvent être employés, ou plus d'inverseurs peuvent être ajoutés à la file comme souhaité. Puisque le convertisseur analogique-numérique 220 est sensible au potentiomètre 120 réglé par l'utilisateur, il peut être d'une variété à vitesse faible, tel qu'un convertisseur analogique-numérique à approximation successive En conséquence, le signal d'horloge pour le convertisseur analogique-numérique peut être choisi comme signal d'horloge de fréquence basse à partir d'une variété de signaux d'horloge dans le système. Le mode de réalisation de la figure 5 a est destiné pour une démodulation autour des axes des signaux de mélange de couleur I et Q, mais peutêtre facilement modifié pour une démodulation autour des axes des signaux de différence de couleur (R-Y) et -B-Y) en augmentant le nombre d'inverseurs à l'entrée de la corde 200 de quatre (ici 202-208) à dix-huit Le réglage de la teinte peut alors être effectué sur une gamme de + 450 par rapport aux axes de (R-Y) et (B-Y). R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Circuit générateur d'impulsions d'horloge utilisé dans un récepteur de télévision comprenant une source de signaux vidéo analogiques comportant une composante d'un signal de synchronisation de couleur; un convertisseur analogique-numérique sensible à un signal d'échantillonnage et ayant une entrée couplée pour recevoir lesdits signaux vidéo analogiques et une sortie à laquelle des signaux vidéo numérisés sont produits; et un moyen de traitement du signal vidéo numérique ayant une entrée couplée à la sortie dudit convertisseur analogique-numérique pour traiter lesdits signaux vidéo numériques, ledit circuit comprenant un moyen couplé pour recevoir les signaux vidéo analogiques comprenant ladite composante du signal de synchronisation de couleur, pour produire un signal de référence en synchronisme de phase avec le signal de synchronisation de couleur; caractérisé par un circuit de réglage ( 100) de teinte, sensible à une commande d'un utilisateur, et ayant une entrée couplée pour recevoir ledit signal de référence et une sortie à laquelle un signal de référence décalé en phase est produit; un moyen ( 180), ayant une entrée couplée pour recevoir ledit signal de référence décalé en phase, pour produire un signal d'échantillonnage en synchronisme de phase avec ledit signal de référence décalé en phase à une fréquence qui est un multiple de la fréquence de la composante dudit signal de synchronisation de couleur; et un moyen pour appliquer ledit signal d'échantillonnage audit convertis- seur analogique-numérique. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de production précité ( 80) du signal de référence comprend un circuit de boucle de réglage auto- matique en fréquence et en phase sensible à la composante précitée du signal de synchronisation de couleur pour produire un signal de référence d'onde continue en synchronisme de phase et de fréquence avec ladite composante du signal de synchronisation de couleur; et en ce que le moyen de production ( 180) du signal d'échantillonnage comprend un circuit de boucle verrouillée en phase sensible au signal de référence décalé en phase pour produire un signal d'échantillonnage d'une fréquence qui est un multiple entier de la fréquence de la composante du signal de synchronisation de couleur. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que la boucle de réglage automatique en fréquence et en phase comprend un oscillateur contrôlé en tension ( 82) produisant le signal de référence d'onde continue précité (T 1) et un second signal de référence en relation de quadrature de phase entre eux; et en ce que le circuit de réglage ( 100) de la teinte comprend un moyen sensible à la commande ( 120) de l'utilisateur pour combiner de façon réglable les composantes du signal de référence d'onde continue et du second signal de référence pour produire le signal de référence décalé en phase. 4 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de réglage ( 100) de la teinte comprend un moyen à retard ( 200) ayant une entrée sensible au signal de référence précité et plusieurs sorties ( 10, 30 1030) pour produire plusieurs répliques décalées en phase du signal de référence auxdites sorties; et un moyen ( 220, 230), sensible à ladite commande ( 120) pour coupler l'une desdites sorties du moyen à retard à ladite sortie du circuit de réglage de la teinte. 5. ircuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen à retard ( 200) comprend plusieurs ( 202- 214) inverseurs couplés en série, et en ce que le moyen de couplage précité comprend un multiplexeur ( 230). 6. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal vidéo analogique précité comprend également une composante du signal de chrominance; que le circuit précité de traitement du signal vidéo numérique ( 24, 26, 32, 34, 40, 42, 44) comprend un démodulateur ( 40) du signal de mélange de couleurs sensible auxdites composantes du signal de chrominance, et en ce que le circuit générateur ( 20) du signal d'échantillonnage comprend de plus: une logique de commande ( 170) sensible au signal d'échantillonnage pour générer des premier (I) et second (Q) signaux d'horloge de fréquence qui sont plus faibles que la fréquence du signal d'échantillonnage et d'une relation de phase sensiblement constante aveccelle-ci; et un moyen pour appliquer lesdits premier et second signaux d'horloge au démolulateur du signal de mélange de couleurs pour démoduler les composantes du signal de chrominance. 7. Circuit selon la revendication 1 icaractérisé en ce que le circuit de réglage ( 100) de la teinte comprend un moyen ( 120) sensible à la commande précitée comprenant un élément d'impédance variable pour produire un signal de commande qui est variable de façon continue sur une gamme donnée lorsque ledit élément d'imrpédance est ajusté; un second moyen convertisseur analogique-numérique ( 220) sensible audit signal variable pour générer des signaux binaires représentant la valeur du signal de réglage; un moyen ( 150, 200) couplé à l'entrée du circuit de réglage pour produire plusieurs des signaux individuels représen- tant des niveaux discrets respectifs du décalage de phase; et un moyen multiplexeur ( 230) ayant plusieurs entrées auxquelles lesdits signaux individuels sont appliqués, une sortie couplée à la sortie du circuit de réglage et plusieurs entrées d'adresse auxquelles les signaux binaires produits par le second convertisseur analogique-numérique sont appliqués pour coupler de façon sélective l'un desdits signaux individuels à ladite sortie en réponse à la valeur du signal de réglage. 8. Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen précité ( 150, 200) pour produire les signaux individuels précités comprendun moyen à retard ( 200) ayant plusieurs étages ( 202-214) pour retarder successive- ment le signal de référence à l'entrée du circiit de réglage précité; et plusieurs prises ( 10,30 -103 ) couplées auxdits étages auxquels des signaux retardés successivement sont produits comme les signaux individuels; et en ce que le premier convertisseur analogique-numérique précité ( 20) est sensible aux signaux de chrominance et au signal produit à la sortie du moyen multiplexeur ( 230) pour dériver des échantillons du signal numérique de couleur selon la phase du signal produit à la sortie du moyen multiplexeur. 9 Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen précité pour produire le signal de réglage comprend un potentiomètre ( 120) ayant un élément- résistif et un contact glissant qui est mobile à travers ledit élément résistif. 10 Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen à retard précité comprend plusieurs étages amplificateurs ( 202-214). 11. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que les étages amplificateurs précités ( 202-214) sont des amplificateurs inverseurs.