Brevet FR2512209A1 — publié le 19830304

"Procédé et circuit pour mesurer la différence de phase de deux tensions électriques alternatives sinusoïdales de même fréquence". La présente invention concerne un procédé dé m Iesure de la différence de phase de deux tensions électriques alternatives sinusoïdales de même fréquence, selon lequel on compare les tensions à seuil respectif et on détermine l'intervalle entre les deux instants qui correspond à la différence de phase, intervalle dans lequel les tensions correspon- dent au seuil et on transforme cet intervalle en une grandeur de mesure. L'invention concerne également un circuit qui se compose d'un canal de mesure et de comparaison qui reçoit respectivement une des deux tensions alternatives et qui se compose essentiellement d'un amplificateur, d'une source de tension à seuil et d'un comparateur qui compare la tension alternative au seuil, les sorties des comparateurs étant reliées aux entrées d'un circuit logique formé de préférence de portes ET ou de portes t AND, et qui fournit un signal correspondant à la différence de phase. On connaît différents procédés pour déterminer la différence de phase encore appelés "déphasage" ou "angle de déphasage". Selon l'un des procédés connus, on compare l'une à l'autre les amplitudes instantanées des deux oscillations. A l'aide de cette différence des amplitudes, on détermine le déphasage Ce procédé suppose que les oscillations à comparer présentent une amplitude constante et identique et ne permet de mesurer que de petits déphasages car, pour des déphasages plus importants, il n'y a plus de relation linéaire entre la différence de l'amplitude et le déphasage. Selon un autre procédé connu constituant le point de départ de la présente invention, on compare les oscillations à des seuils fixes et on détermine l'intervalle de temps entre les instants auxquels les oscillations atteignent le seuil. Ce procédé également suppose que les amplitudes des oscillations à comparer sont identiques. En outre, les deux procédés ne conviennent pas pour déterminer la différence de phase, de tension alternative qui commence à osciller et dont l'amplitude change au cours de cette phase de mise en oscillation. De telles mesures de phase sont par exemple nécessaires pour déterminer la vitesse du son, eomme cela est décrit dans un procédé antérieur Selon ce procédé, on mesure le temps de parcours du signal entre deux convertisseurs à ultrasons qui sont situés l'un de l'autre d'une distance connue De-tels convertisseurs à ultrasons transforment les oscillations électriques en des ondes de pression sonore et inversement, les ondes de pression sonore en des ondes électriques Comme les membranes d'un tel convertisseur oscillent à la fréquence de résonance dans le domaine des ultrasons, il faut les exciter à partir d'une tension alternative de même fréquence pour pouvoir rayonner les ondes sonores. De telles ondes sonores qui ont un temps de parcours de signal jusqu'à ce qu'elles arrivent sur le convertisseur du récepteur, sont transformées par ce dernier en des tensions alternatives sinusoïdales. Pour pouvoir faire une mesure en continu, il faut que le signal d'émetteur présente une fréquence qui soit notablement plus faible que la fréquence de résonance De cette façon, le convertisseur du récepteur 12209 fournit des tensions alternatives sinusoïdales correspondant au paquet d'oscillations en phase initiale d'oscillation. Dans le procédé cité ci-dessus, il faut deux tels montages et la différence de parcours du signal, c'est-à-dire la différence des phases peut être déterminée en-fonction de la nature des gaz dans la chambre entre les convertisseurs. La présente invention a pour but de créer un procédé pour effectuer une telle mesure qui convient toutefois de façon générale pour mesurer la différence de phase de deux tensions alternatives sinusoïdales de même fréquence. Suivant la caractéristique générale de la présente invention, on compare les-tensions alternatives dont on veut déterminer la différence de phase, non pas comme cela est connu en les comparant àin seuil fixe mais à un seuil variable qui est dérivé de l'amplitude de la tension alternative correspondante De cette façon, il y a un rapport fixe entre le seuil et l'amplitude si bien que l'instant défini par l'identité entre la tension alternative et le seuil dépend de l'amplitude Cela permet la mesure de la phase d'oscillations modulée en amplitude, c'est-à- dire également de tension alternative qui sont en phase initiale de vibrations. Pour en outre assurer une mesure continue, il est prévu, suivant une autre caractéristique de l'invention, de courtcircuiter la tension alternative à détecter lorsqu'on atteint l'égalité entre la tension alternative et la valeur de seuil, et de répéter cette comparaison en continu, suivant un cycle de mesure de fréquence inférieure à celle des tensions alterna- tives Les grandeurs ainsi déterminées doivent être emmagasinées et peuvent être affichées sous forme analogique ou également après conversion sous forme numérique. Le circuit pour la mise en oeuvre de ce procédé se compose de façon habituelle d'un canal de mesure 12209 et d'un canal de comparaison qui reçoivent chaque fois l'une des deux tensions alternatives Chaque canal comporte essentiellement un amplificateur, une source de tension de seuil et un comparateur qui compare la tension alternative à la valeur de seuil, et les sorties des comparateurs du canal de mesure et de comparaison sont reliées aux entrées d'un circuit logique de préférence un circuit à portes ET et NAND (encore appelées portes NON-ET) qui donne un signal correspondant à la différence de phase. Cet amplificateur de seuil fournit selon l'invention un seuil qui dépend de l'amplitude instantanée de la tension alternative correspondante. Pour cela, il se compose selon l'invention d'un amplifi- cateur opérationnel commandé et d'un redresseur de pointes, en aval, pour emmagasiner le seuil qui dépend de l'amplitude La sortie du redresseur est reliée à l'entrée du comparateur alors que la tension alternative ou l'oscillation correspondant à cette tension alternative est appliquée à l'autre entrée du comparateur Pour que le comparateur ne commute pas pour les tensions d'entrée positive, la tension alternative est appliquée à une diode de limitation reliée d'un côté à une source de tension fixe,-la diode-étant par ailleurs-reliée à l'autre entrée du comparateur et fait partie du circuit d'entrée d'un amplificateur à seuil fixe dont la sortie est reliée à l'entrée de commande de l'amplificateur opérationnel commandé. La présente invention sera décrite plus en détail à l'aide des dessins annexés dans lesquels La figure 1 est un schéma bloc d'un circuit, selon l'invention, pour mesurer la différence de phase de deux tensions alternatives électriques au début de leur mise en oscillation, 12209 La figure 2 est un schéma de tension ou d'impulsions montrant l'établissement de la grandeur de mesure. Le circuit selon l'invention se compose d'un canal de comparaison 10, d'un canal de mesure 20 et d'un étage 30 d'exploitation des signaux descbux canaux. Les deux canaux 10-et 20 ont la même structure Un circuit de commande 40, c'est-à-dire une logique de remise à l'état initial est associé en commun aux deux canaux; ce circuit 41 décrit en détail ci-après remet les canaux à leur état initial après chaque cycle de mesure. Le but du circuit est de déterminer la différence de phase d'oscillations analogues, mais déphasée au cours du début de la mise en oscillations C'est ainsi que les tensions ul O et u 20 qui sont associées au canal de comparaison ou au canal de mesure, ne se distinguent que par leur phase comme cela est indiqué aux lignes 2/2 t'-2/3 de la figure 2. Les canaux de comparaison et de mesure dont la structure est identique, se composent, dans le détail des composants suivants qui fonctionnent comme indiqué Les oscillations ul O et u 20 qu'il faut comparer sont appliquées par l'intermédiaire d'un circuit d'entrée formé d'un condensateur de couplage cil, c 2 i et d'une résistance d'entrée R Il, R 21, à l'entrée positive de l'amplificateur opérationnel 11, 21 Dans le circuit d'entrée c'est-à-dire à l'entrée positive de l'amplificateur opéra- tionnel 11, 21, il est prévu un montage en porte qui se compose chaque fois d'un transistor à effet de champ FET, Til, T 21 et qui joue le rôle d'un commutateur électronique. A l'aide de ce montage en porte, on courtcircuite l'entrée positive de l'amplificateur d'entrée 11, 21, c'est-à-dire on met cette porte au potentiel zéro (masse) à l'aide du signal de sortie de la bascule 15, 25 et on rend conducteur les transistors Tll, T 21 Dans ce cas, la tension d'entrée ul O u 20 chute sur le circuit RC formé de la résistance RII et du condensateur Cll (ou R 21 et C 21). Par contre, lorsque les transistors à effet de champ Tll et T 21 sont bloqués, les tensions ul O et u 20 des amplificateurs opérationnels il et 21 sont amplifiées selon le coefficient d'amplification k si bien qu'en sortie, on a les tensions ull et u 21, représentées aux lignes 25 et 26 de la figure 2 La sortie de l'amplificateur 11, 21, à l'aide du diviseur de tension R 12, R 12 ' et R 22 et R 22 ', est couplée en opposition sur l'entrée négative comme cela est habituel sur les amplificateurs d'électromètre Le rapport de division de tension définit le coefficient d'amplification k. Le signal de sortie ull, u 21 est appliqué par l'intermédiaire d'un filtre passe-haut formé du condensateur C 12 et C 22 et de la résistance R 13, R 23, d'une part, à l'entrée positive d'un amplificateur opérationnel commandé par l'intermédiaire d'un diviseur de tension R 15, R 15 ' et R 25, R 25 ' et, d'autre part, à l'entrée positive d'un comparateur 14, 24. Le filtre passe haut entre les amplificateurs 11, 12 et 21, 22 a pour but d'arrêter les tensions de décalage des amplificateurs opérationnels et qui résultent de la dérive de tension et aboutiraient à fausser le résultat de la mesure En outre, le filtre passe haut est dimensionné de façon que sa fréquence limite ne se situe que très légèrement en-dessous de la fréquence du signal utile pour couper par filtrage les signaux parasites de fréquence plus faible. Les amplificateurs 12 et 22 doivent être commandés en fonction d'un signal Pour cela, on utilise des amplificateurs opérationnels commandés qui sont par exemple connus sous la dénomination OTA (Operational Transconductance Amplifier". Le coefficient d'amplification de cet ampli- ficateur opérationnel se choisit en fonction du courant de commande, entre une valeur nulle et une valeur maximale supérieure Pour un courant de commande nulle, il n'y a aucun signal de sortie et l'entrée et la sortie ont une forte valeur ohmique Pour un courant de commande maximum, un tel amplificateur permet, par exemple, de réaliser un circuit d'amplification à couplage opposé. Les amplificateurs 12 et 22 servent à former un seuil qui dépende de la tension d'entrée et seront appelés ci-après "Amplificateurs à seuil" Les sorties de oes amplificateurs sont respectivement reliées à une diode de redressement Dll, D 12 dont la tension de sortie est emmagasinée par les organes RC, C 13, R 17 C 23, R 27 Ces organes RC sont en outre reliés aux entrées négatives ainsi qu'aux amplificateurs à seuil 12, 22 et au comparateurs 14, 24. Les comparateurs 14, 24 sont réalisés de façon que leur sortie laisse apparaître un signal de niveau haut lorsque la tension à l'entrée (+) est plus fortement positive que celle à l'entrée (-), alors que dans le cas inverse, il apparaît un signal de niveau bas. L'entrée positive des comparateurs 14, 24 reçoit les tensions u 16, u 26 dérivées des tensions d'entrée amplifiées et dont la forme est représentée aux lignes 2/7 et 2/8 de la figure 2. Une telle forme de courbe de tension provient de ce que la résistance R 14, R 24 est reliée à l'anode de la diode D 12, D 22 dont la cathode reçoit, par l'intermédiaire des diviseurs de tension R 16, R 16 ' et R 26, R 26 ', une tension négative dérivée de la tension de batterie UB Ce montage a pour conséquence que la tension u 16 soit limitée vers le haut Si, comme dans l'exemple de réalisation la cathode de la diode D 12, D 22 - est à la tension de -1,7 volt, la tension u 16 - ne peut devenir plus positive que -1 volt Cela est nécessaire pour que le comparateur 14, 24 ne commute pas déjà pour des tensions d'entrée positive. Comme tension dé comparaison fixe, on utilise la tension obtenue par division de la tension de batterie à l'aide du diviseur de tension R 16, R 16 ' et R 26, R 26 ' et qui sont appliqués à l'entrée positive des amplificateurs 13, 23; pour cette raison, ces amplificateurs sont appelés "amplificateurs à seuil fixe". Lorsque le signal u 16, u 26 est négatif et passe en dessous de la tension négative fixe appliquée à l'entrée positive, l'amplificateur à seuil fixe 13, 23 crée un courant de commande qui est appliqué par l'inter- médiaire de la résistance R 18, R 28 à l'entrée de commande de l'amplificateur à seuil 12, 22. Le comparateur 14, 24 déjà mentionné ci-dessus assure la comparaison des tensions u 16 et u 17 ou u 26 et u 27; la sortie de ce comparateur est reliée à une bascule bistable 15, 25 Il s'agit, dans ce cas, d'un flip-flop RS (mise à l'état, remise à l'état initial). De tels flip-flop, sont forcés à l'état initial par le champ positif d'une impulsion u 41 (voir ligne 2/4, figure 2) créée par la logique de remise à l'état initial 41, à la fin de chaque cycle de mesure De cette façon, il apparaît à la sortie des bascules 15, 25 une impulsion dont la longueur et dont la phase correspondent à un segment d'oscillation de l'oscillation de début ul O, u 20. La mesure de la différence de phase à l'aide de ce circuit-se fait de la manière suivante On suppose que les portes Tii et T 21 sont bloquées sur commande de la logique de remise à l'état 12209 initial 41 et des bascules 15, 25 et qu'ainsi les entrées positives des amplificateurs 11, 21 ne sont pas courtcircuitées. Les tensions ul O et u 20 sont amplifiées par l'intermédiaire de l'amplificateur de signal 11, 21 selon un coefficient d'amplification constant k Les prtes Tll et T 21 sont commandées de façon qu'après le passage de la seconde demi-onde, les entrées des amplificateurs 11 et 21 soient courtcircuitées pour que les tensions uli et u 21 des lignes 2/5 et 2/6 de la figure 2 donnent la forme représentée. Cette tension ull, u 21 est appliquée à la diode de limitation D 12 t,-D 22,-qui est branchée comme décrit de façon que sa cathode et ainsi le pôle positif de l'amplificateur 23 reçoivent la tension représentée aux lignes 2/7 et 2/8 de la figure 2. Les amplificateurs 13 et 23 transforment les tensions u 14,u 24 en des tensions rectangulaires u 13, u 23 apparaissant à leur sortie et dont la phase correspond à la phase des oscillations d'entrée ul O et u 20. Les tensions u 13 et u 23 commandent les amplificateurs à seuil 12, 22 de façon que, comme décrit ci-dessus, ces amplificateurs n'assurent l'amplification selon un coefficient d'amplification constant qu'en présence des tensions u 13 et u 23, alors que, pour le reste du temps, ces amplificateurs sont bloqués. L'entrée positive de l'amplificateur commandé 12, 22 reçoit une fraction de la tension ull, u 21 correspondant au rapport de division R 15, R 15 ' ou R 25, R 25 ' La tension de sortie u 12, u 22 est redressée par les diodes Dii, D 21 et est enregistrée dans les organes RC, R 17, C 13 et R 27, C 23 Cette tension emmagasinée correspond à une valeur limite dérivée de l'oscillation de sortie et qui est appliquée comme tension de comparaison u 17, u 27 à-l'entrée négative du comparateur 14, 24 La même tension est appliquée simultanément à l'entrée négative de l'amplifi- cateur 12, 22. La tension de sortie u 12, u 22 s'établit ainsi de façon que la tension u 17, u 27 sur son entrée négative suive la tension sur l'entrée positive Le diviseur de tension R 15, R 15 ' ou R 25, R 25, R 25 ', prévu à l'entrée, assure qu'à l'entrée positive, il n'y a qu'une fraction de la tension alternative d'entrée Lorsque la tension alternative d'entrée devient de nouveau positive, du fait de la diode Dll, D 21 et du condensateur C 13, C 23, une fraction de tension correspondant à cette grandeur y est accumulée pour être appliquée à l'entrée négative du comparateur 14. Lorsque le signal de tension alternative u 16, u 26 atteint cette valeur de seuil u 17, u 27 comme cela est repré- senté aux lignes 2/11 et 2/12 de ce schéma de la figure 2, le comparateur 14, 24 génère le signal de sortie de-forme rectangulaire u 14, u 24, indiqués aux lignes 2/13 et 2/14 de la figure 2 Ces tensions rectangulaires sont également décalées l'une par rapport à l'autre d'un décalage correspondant au déphasage des oscillations d'entrée. Ces tensions rectangulaires commandent les bascules , 25 de façon que leur sortie fasse apparaître les tensions u 15 et u 25. Le signal de sortie u 15, u 25 commande les portes Tll, T 21 de façon à bloquer le canal lorsque le signal de mesure est dérivé de l'oscillation à détecter. Ainsi, grâce aux tensions de sortie u 15, u 25, on a des tensions dont le déphasage correspond au déphasage des oscillations d'entrée, quelle que soit leur amplitude. 1 1 Pour déterminer la différence dephase (déphas ge), on applique les tensions de sortie des bascules à un comparateur de préférence une porte ET ou dans le cas présent, une porte NAND (encore appelée porte NON-ET) 31 L'une des entrées de la porte NAND 31 est reliée à la sortie Q de la bascule 15 et l'autre entrée est reliée à la sortie O de la bascule 25 de façon à créer une impulsion de tension u 31 à une sortie et dont la largeur correspond à la différence de phase. Ce signal est appliqué à un commutateur 33 dont le contact 33 S est normalement fermé, ce contact ne s'ouvrant qu'en présence d'une impulsion de tension 31 Ce contact 33 S est en parallèle sur le condensateur de charge C 33 qui est alimenté à partir d'une source de courant constant 32 Puis le condensateur C 33 se charge pour la durée du déphasage de sorte que la charge qui s'établit constitue une mesure du déphasage La tension qui correspond à la charge est appliquée à un accumulateur intermédiaire formé de l'amplificateur opérationnel commandé 34 et du condensateur C 34 L'amplificateur intermédiaire 34 est ouvert que lorsqu'une tension u 31 est appliquée alors que, pour le reste, il est bloqué si bien que la tension accumulée dans le condensateur C 34 reste conservée lors de la décharge du condensateur C 33. Comme toutefois la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel 34 suit, de façon brusque, la tension d'entrée, c'est-à-dire la tension du condensateur u 33, en présence d'une impulsion de commande, le condensateur intermédiaire C 34 est de nouveau déchargé lors du cycle de mesure suivant Pour cette raison, il faut que la tension enregistrée de façon intermédiaire par le condensateur C 34 soit enregistrée de façon définitive pour son affichage, avant chaque nouveau cycle de mesure Pour cela, on a l'amplificateur 12209 opérationnel 35 également réalisé comme amplificateur commandé et dont la tension de sortie est enregistrée dans le condensateur C 35 Le flanc positif de la tension de sortie u 25 générée par la bascule 25 (voir, ligne 2/18 figure 2), on met à l'état la bascule monostable 36 qui fournit l'impulsion de tension u 36 (voir ligne 2/18, figure 2) Cette impulsion est appliquée à l'entrée de commande de l'amplificateur 35 qui bloque l'amplificateur pendant la charge du condensateur C 34 et entraîne un enregistrement définitif dans la mémoire finale 35 de la tension enregistrée de façon intermédiaire dans le condensateur C 34. Le condensateur C 35 dispose alors d'une grandeur analogique correspondant au déphasage des deux oscillations, et qui peut être affichée à l'aide d'un instrument de mesure analogique ou numérique. LEGENDE DES FIGURES canal de comparaison canal de mesure étage d'exploitation 11, 12, 13, 14, , 33, 335 Rul, R 12, R 13, R 14, R 15, 21 amplificateur de signal ou d'entrée 22 amplificateur à seuil 23 amplificateur à seuil fixe 24 comparateur bascule porte ET et NAND source de courant commutateur, contact de commutateur amplificateur opérationnel d'enregistrement intermédiaire amplificateur opérationnel d'enregistrement final bascule monostable logique de remise à l'état initial R 21 résistance d'entrée R 221 résistance formant un R 22 -diviseur de tension dans le circuit de sortie de l'amplificateur 11, 21 R 23 résistance du filtre passe haut R 24 résistance d'entrée R 25 résistances de diviseur de R 25 tensions dans le circuit de courant d'entrée de l'ampli- ficateur à seuil 12, 22 résistance de diviseurs de tensions du circuit d'entrée de l'amplificateur à seuil fixe 13, 23 résistance de charge résistance de couplage R 16, R 16 ', R 17, R 18, R 26 _- R 26 ' R 27 R 28 C 21 C 22 C 23 D 21 D 22 T 21 condensateur de couplage condensateur du filtre passe haut condensateur de charge condensateur de charge condensateur d'enregistrement intermédiaire condensateur d'enregistrement final diode de rédfréssément diode de limitation porte, transistor à effet de champ u 20 tension d'entrée du canal de mesure et de comparaison u 21 tension de sortie de l'ampli- ficateur de signal 11, 21, u 22 tension de sortie de l'ampli- ficateur à-seỉl 12, 22 u 23 tension de sortie de l'ampli- ficateur à seuil fixe 13, 23 u 24 tension de sortie du compa- rateur 14, 24 u 25 tension de sortie de la bascule 15, 25 u 26 tension d'entrée appliquée à l'entrée positive du comparateur 14, 24 u 27 tension d'entrée appliquée à l'entrée négative du comparateur 14, 24 ou de l'amplificateur à seuil 12, 22 tension de sortie de la porte ET- NAND 31 tension bornes"du condensateur C 33 tension borne du condensateur C 34 tension fournie par le circuit logique de remise à l'état initial 41. Cil, C 12, C 13, C 33 C 34 C 35 Dll, D 12, Tll, TENSIONS ul O, ull, u 12, u 13, u 14, ul S, u 16, u 17, u 31 u 33 u 34 u 41 R E V E N D I C A T I O N S ) Procédé de mesure de la différence de phase de deux tensions électriques alternatives sinusoïdales de même fréquence, procédé selon lequel on compare les tensions alternatives chaque fois à un seuil et on détermine l'intervalle correspondant à la différence de phase, compris entre les deux instants auxquels les tensions alternatives correspondent au seuil, et on transforme cette durée en une grandeur de mesure, procédé caractérisé en ce que le seuil (u 17, u 27) associé à chaque tension alternative (ul O, u 20) est obtenu à partir de l'amplitude de la demionde (ull, u 21) à détecter, de préférence de la seconde demi-onde de cette tension alternative, et en ce que la tension alternative (u 16, u 26) correspondante est comparée à ce seuil (u 17, u 27), puis est courtcircuitée cette opération de comparaison étant répétée en continu suivant un cycle de mesure dont la fréquence est inférieure à celle des tensions alternatives(ul O, u 20)et les grandeurs de mesure sont enregistrées et affichées. 2 ) Circuit pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, composé d'un canal de mesure et d'un canal de comparaison qui reçoivent respectivement l'une des deux tensions alternatives et qui se composent essentiellement chaque fois d'un amplificateur, d'une source de tension de seuil et d'un comparateur pour comparer la tension alternative au seuil, les sorties du comparateur étant reliées aux entrées d'un circuit logique de préférence d'un circuit à portes ET ou NAND, et qui fournit un signal correspondant à la différence de phase, circuit caractérisé en ce que la source de tension de seuil se compose d'un amplificateur opérationnel commandé ( 12, 22) et d'un redresseur de pointes (Dli, R 17, C 13; D 21, R 27, C 23) prévu en aval et dont la sortie est reliée à une entrée t-) du comparateur ( 15, 25), la tension alternative (ull, u 21) étant appliquée à une diode de limitation (D 12, D 22) dont une borne est reliée à une source de tension fixe (-UB, R 16, R 16 '; -UB, R 26, R 26 ') , elle-même reliée à l'autre entrée (+) du comparateur ( 14, 24) et qui fait partie du circuit d'entrée de l'ampli- ficateur à seuil fixe ( 13, 23) dont la sortie est reliée à l'entrée de commande de l'amplificateur opérationnel commandé ( 12, 22). 3 ) Circuit selon la revendication 2, carac- térisé en ce que le redresseur de pointes se compose d'une diode (Dll, D 21) suivie d'un organe RC (R 17, C 13; R 27, C 23) dont la sortie est reliée à une entrée (-) de l'amplificateur opérationnel ( 14, 24) et qui, pour assurer le couplage opposé, est reliée à l'entrée (-) de l'amplificateur opérationnel commandé ( 12, 22). 4 ) Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le comparateur se compose d'un amplificateur opérationnel ( 14, 24) dont la sortie est reliée à un étage bistable ( 15, 25) qui à la fin d'un cycle de mesure est remis à son état initial par l'intermédiaire d'un circuit logique de remise à l'état initial ( 41). ) Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que les étages bistables ( 15, 25) du canal de mesure et du canal de comparaison ( 10, 20) sont combinés l'un à l'autre par une porte ET ou NAND ( 31) pour créer une impulsion (u 31), dont la durée est proportionnelle à la différence de phase. 6 ) Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que la porte ET ou NAND ( 31) commande une source de courant constant ( 32) qui en présence d'une impulsion charge un condensateur (C 33) dont la tension est enregistrée de façon intermédiaire par un amplificateur opérationnel( 34) et un condensateur (C 34) 12209 monté à la suite de l'amplificateur opérationnel. ) Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que le condensateur (C 34) est suivi par un autre amplificateur opérationnel ( 35) avec un condensateur de charge (C 35) pour l'enregistrement final de la grandeur de mesure qui peut s'afficher à l'aide d'un instrument de mesure analogique ou numérique. ) Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 7, caractérisé en ce qu'une porte (T 1 i, T 21) composée de préférence d'un transistor à effet de champ précède le canal de mesure et de comparaison ( 10, 20) respectif et qui, en fonction du signal de sortie (u 15, u 25) de l'étage bistable du début d'une oscillation sinusoïdale.