Brevet FR2519209A1 — publié le 19830701

La présente invention concerne un filtre à boucle numérique et un circuit de poursuite de phase utilisant un filtre à boucle numérique Plus particuliè- rement, l'invention concerne un circuit à verrouillage de phase qui utilise un filtre numérique comprenant un circuit à retard, des additionneurs et ainsi de suite, et qui est utilisé par exemple dans un système de radionavi- gation par comparaison de phase, comme le système de navigation Decca (nom de marque). Un circuit courant de poursuite de phase utilise un filtre à boucle à verrouillage de phase analo- gique comprenant un amplificateur opérationnel à haute résistance d'entrée, un condensateur, des résistances et ainsi de suite. Mais ce circuit courant de poursuite de phase présente les inconvénients suivants. 1 Le fonctionnement du circuit-de poursuite de phase est influencé par un changement des conditions d'environnement, comme la température, l'humidité, etc. car les caractéristiques électriques du filtre analogique à boucle à verrouillage de phase changent en fonction des conditions d'environnement. 2 Il est impossible de réduire les dimensions du circuit de poursuite de phase lorsqu'il est utilisé dans une plage à basse fréquence car, dans cette plage, le condensateur utilisé dans le filtre à boucle à verrouil- lage de phase doit être très gros. 3 Il est difficile de réduire le prix du circuit de poursuite de phase lorsqu'il est utilisé dans une plage à basse fréquence car le prix d',un condensateur de haute performance est élevé et il est difficile de réaliser un condensateur ayant de hautes performances et une grande capacité dans un circuit intégré. 4 Il est impossible de réaliser un circuit de poursuite de phase qui ne nécessite aucun réglage car les caractéristiques électriques du filtre à boucle à verrouil- lage de phase doivent être réglées en utilisant une Y résistance variable et/ou un condensateur variable pour compenser les erreurs de résistance, de capacité, etc. dans le circuit de filtre. Un objet de l'invention est donc de proposer un filtre à boucle numérique qui n'est pas influencé par les variations des conditions d'environnement. Un autre objet de l'invention est de réduire les dimensions d'un filtre à boucle numérique même s'il est utilisé dans une plage de basse fréquence. ,'Un autre objet encore de l'invention est de réduire/le prix d'un filtre à boucle numérique. Un autre objet encore de l'invention est de proposer un filtre à boucle numérique qui ne nécessite aucun réglage. P Un autre objet enfin de l'invention est de proposer-un filtre à boucle numérique qui peut être réalisé en un circuit intégré. L'invention concerne donc un filtre à boucle numérique qui comporte un circuit de réaction qui reçoit un signal numérique d'entrée du filtre à boucle numé- rique et émet un signal numérique de sortie, et qui ramène et additionne le signal numérique de sortie avec le signal numérique d'entrée après un retard prédéterminé; Un circuit d'avance qui multiplie le signal numérique d'entrée par une constante prédéterminée (B) et qui additionne le signal résultant avec le signal numérique de sortie du circuit de réaction pour produire un signal numérique de sortie; et un multiplicateur qui multiplie le signal numérique de sortie du circuit d'avance par une seconde constante prédéterminée (C) pour produire un signal numérique de sortie du filtre à boucle numérique. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de plusieurs exemples de réali- sation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: la fig l A est un schéma d'un filtre analogique à boucle à verrouillage de phase utilisé dans un circuit courant de poursuite de phase, la Fig l B est un schéma d'un intégrateu_ analo- gique à mise au repos utilisé dans un circuit courant de poursuite de phase, la Fig 2 est un schéma d'un filtre passe-bas numérique courant, la Fig 3 est une courbe illustrant la caracté- ristique de gain-pulsation du filtre passe-bas nu- erique de la Fig 2, la Fig 4 est un schéma d'un filtre numérique à boucle à verrouillage de phase utilisé dans un circuit de poursuite de phase d'un mode de réalisation de l'inven- tion, la Fig 5 est une courbe illustrant la carac- téristique degain-pulsation du filtre de la Fig 4, la Fig 6 est un schéma simplifié d'un intégra- teur numérique à mise au repos utilisé dans un circuit de poursuite de phase dans un mode de réalisation de l'invention, la Fig 7 est un schéma simplifié d'un r 6 cep- reur d'un système de radionavigation par comparaison de phase, ce récepteur utilisant des circuits de poursuite de phase selon l'invention, et la Fig 8 est un schéma simplifié d'un dépha- seur numérique utilisé dans le récepteur de la Fig 7. En général, un circuit de poursuite de phase, c'est-à-dire un circuit à verrouillage de phase, comporte un oscillateur commandé par tension, un détecteur de phase et un filtre en boucle, c'est-à-dire un filtre passebas intercalé dans une boucle de réaction du circuit à verrouillage de phase Au lieu d'un oscillateur commandé par tension, il est possible d'utiliser une combi- naison d'un intégrateur à mise au repos pour intégrer la tension d'erreur transmise par le détecteur de phase et un déphaseur pour déphaser un signal d'horloge en fonction 4 de la sortie de l'intégrateur. La Fig 1 A représente un filtre en boucle courant de type analogique utilisé dans un circuit courant de poursuite de phase Le filtre en boucle de la Fig 1 A comporte un amplificateur opérationnel Al, des résistances Rl, R 2 et R 3, un condensateur Cl et une résis- tance variable RV 1 pour régler la tension de décalage La caractéristique de gain-pulsation du filtre en boucle de la Fig 1 A est la même que celle illustrée par la Fig 5. La Fig l B représente un intégrateur courant à mise au repos du type analogique, utilisé dans un circuit courant de poursuite de phase L'intégrateur de la Fig l B comporte un amplificateur opérationnel A 2, un comparateur A 3, une porte OU OG 1, un commutateur SW 2, une résistance variable RV 2 pour régler la tension de décalage, des résistances R 4 et R 5 et un condensateur C 2. Dans l'intégrateur de la Fig l B, si le commu- tateur SW 2 est en position d'arrêt et qu'une tension d'entrée positive Ve est appliquée à la borne d'entrée, la tension de sortie Vop de l'amplificateur opérationnel A 2 décroît progressivement Quand la tension de sortie Vop atteint une tension de référence Vref(l) appliquée au comparateur A 3, la tension de sortie Vs(-) du comparateur A 3 passe au niveau haut La tension de sortie Vs(-) attaque le commutateur SW 2 par la porte OU OG 1 et ainsi le commutateur SW 2 est fermé et la charge électrique du conden- sateur C 2 est déchargée Par conséquent, la tension de sortie Vop croit jusqu'à une tension initiale et la tension de sortie Vs (-) du comparateur A 3 revient au niveau bas. L'intégrateur à mise au repos de la Fig l B répète ces opérations tant que la tension d'entrée positive V lui est e appliquée. Si une tension d'entrée négative Ve est appliquée à la borne d'entrée, la tension de sortie Vop de l'amplifi- op cateur opérationnel A 2 augmente progressivement Quand la tension de sortie Vop atteint une tension de référence Vref ( 2) appliquée au comparateur A 3, la tension de sortie V (+) du comparateur A 3 passe au niveau haut La tension de sortie V (+) attaque le commutateur SW 2 par la porte OU OG 1 et décgarge la charge électrique du condensateur C 2 d'une manière similaire à celle du cas ci-dessus Par conse- quent, la tension de sortie Vop décroît jusqu'à la tension initiale et la tension de sortie V (s'+) revient s au niveau bas Dans le circuit de la Fig l B, le ccmpa- rateur A 3 consiste en pratique en deux comparateurs auxquels les tensions Vop et Vref(l) et les tensions Vop et Vref( 2) sont appliquées respectivement. La Fig 2 représente un filtre passe-bas courant, de type numérique Sur la figure, ADD désigne un additionneur et DL un circuit à retard de durée T En pratique, le circuit à retard DL échantillonne le signal d'entrée à un instant d'échantillonnage T et l'émet après une période T, retardant ainsi le signal d'entrée de la durée T La relation entre l'entrée x et la sortie y du filtre de la Fig 2 est la suivante: y = x + ye-jw T ( 1) ( 1 Cos w T) + j sin w T Si l'on suppose que T est suffisamment inférieur a l'unité, l'équation ( 1) devient: y _wx L'équation ( 2) représente la caractéristique d'un inté- grateur et par conséquent, le filtre de la Fig 2 fonc- tionne comme un intégrateur, c'est-à-dire comme un filtre passe-bas dont la caractéristique de gain-pulsation est représentée sur la Fig 3. Cependant, le filtre passe-bas de la Fig 2 ne peut être adapté comme un filtre en boucle d'un cir- cuit à verrouillage de phase car le gain aux fréquences élevées du filtre passe-bas de la Fig 2 diminue conti- nuellement avec l'augmentation de la pulsation, ce dont il résulte que le gain dans une plage de fréquences élevées est très réduit Par conséquent, si le filtre de la Fig 2 est utilisé comme un filtre en boucle d'un circuit à verrouillage de phase, la composante à haute fréquence de la tension d'erreur fournie à un oscilla- teur commandé par tension depuis un détecteur de phase par le filtre en boucle est trop réduite Par conséquent, l'opération d'accrochage ne peut se faire de façon snre. En outre, étant donné que le gain à basse fréquence du filtre de la Fig 2 augmente continuelle- ment avec la diminution de la pulsion, l'additionneur ADD et/ou le circuit A retard TL déborde et émet des données erronées lorsqu'un signal de très basse fréquence et d'amplitude relativement grande est appli- qué à l'entrée du filtre de la Fig 2 Par conséquent, le filtre numérique de la Fig 2 ne fonctionne pas correctement lorsqu'un signal de basse fréquence et d'amplitude relativement élevée lui est appliqué et par conséquent, il n'est pas souhaitable de l'utiliser comme un filtre dans un circuit à verrouillage de phase. La Fig 4 représente un filtre en boucle de type numérique selon l'invention Sur la Fig 4, les références 11, 13 et 14 désignent des multiplicateurs numériques dont chacun comporte un échantillonneur pour échantillonner des données d'entrée en utilisant des impulsions d'échantillonnage à leurs étages d'entrée, un circuit multiplicateur destiné à multiplier les données d'entrée échantillonnées par une constante prédéterminée et enregistre pour mémoriser les données résultantes transmises par le circuit multiplicateur. Dans le but de simplifier, ces éléments de chacun des multiplicateurs ne sont pas représentés sur la Fig 4. La référence numérique 12 désigne un multiplicateur de type numérique remplissant une fonction de retard Le multiplicateur 12 comporte un échantillonneur pour échantillonner des données d'entrée en utilisant des impulsions d'échantillonnage à son étage d'entrée, un circuit multiplicateur pour multiplier les données d'entrée échantillonnées par une constante prédétermin&e D et un registre pour mémoriser les donnges résultantes transmises par le circuit multiplicateur, les donn es résultantes étant émises après un intervalla d'ëchantil- lonnage Les références numériques 17, 18 et 19 désignent des additionneurs dont chacun comporte un circuit d'addi- tion et enregistre pour mémoriser les données résultantes produites par le circuit d'addition Ces éléments des additionneurs 17, 18 et 19 ne sont également pas reprê- sentés sur la Fig 2 afin de simplifier. Le fonctionnement du filtre à boucle nunéricue de la Fig 4 sera maintenant expliqué Des données numé- riques d'entrée Ve sont additionnées aux données de sortie du multiplicateur 12, ces données de sortie étant initialement zéro, par l'additionneur 17 et les données de sortie résultantes de l'additionneur 17 sont appli- quées au multiplicateur 11 et aux additionneurs 18 et 19. Le multiplicateur 11 multiplie les données de sortie de l'additionneur 17 par une constante prédéterminée A et transmet les données de sortie résultantes à l'addition- neur 18 L'additionneur 18 additionne les données de sortie de l'additionneur 17 et les données de sortie du multiplicateur 11 et transmet les données de sortie résultantes au multiplicateur 12 qui multiplie la sortie de l'additionneur 18 par une constante prédéterminée D et applique les données multipliées à l'additionneur 17 après un intervalle d'échantillonnage Les données numériques d'entrée Ve sont également transmises au multiplicateur 13 qui les multiplie par une constante prédéterminée B et applique les données résultantes à l'addit:ionneur 19 i L'additionneur 19 additionne les données de sortie du multiplicateur 13 et les données de sortie de l'addition- neur 17 et transmet les données résultantes au multirli- cateur 14 qui multiplie les données de sortie résultantes de l'additionneur 19 par une constante prédéterminée C et produit les données de sortie Vs Ces additions et multiplications sont effectuées pendant chaque période d'échantillonnage par les additionneurs et multiplica- teurs précités, et chacun d'entre eux mémorise les données résultantes dans un registre prévu à cet effet. Les données résultantes mémorisées dans chacun des registres sont utilisées comme des données de sortie, c'est-à-dire comme des données d'opérande, à l'inter- valle d'échantillonnage suivant Les données mémorisées dans chacun des registres sont renouvelées après que l'opération arithmétique, c'est-àdire addition ou multiplication, est terminée Une fréquence d'échan- tillonnage fs dépassant suffisamment la fréquence de coupure du filtre passe-bas est choisie pour que les signaux ayant la fréquence fs ne soient pas émis direc- tement par le filtre passe-bas. La fonction de transfert qui a été calculée pour le filtre passe-bas de la Fig 4 est la suivante: F() = { 1 ( 1-A) cos u D/f s} + j (l-A) sin w D/fs +B O ( 2) Dans l'équation ( 2) si D est suffisamment inférieur à fs, si A est a peu près égal a 2 20, qui est à peu près égal à 10 6, si Best à peu près égal à 26 et si D est à peu près égal à-21, l'équation est simplifiée de la manière qui suit: 1 1 + jw DB/fs ( 3) F(,) = A 1 + jw D/Af s L'équation ( 3) montre que le filtre de la Fig 4 possede la caractéristique d'un filtre passe-bas, caractéristique illustrée sur la Fig 5 Le gain du filtre de la Fig 4 dans une plage des très basses fréquences devient 1/A, qui peut être très grand et qui peut être réglé en changeant la valeur de la constante A La pulsation du point de coupure dans une plage de fréquence basse devient Afs/D et la pulsation du point de coupure dans une plage de haute fréquence devient f /DB Par conséquent, la s caractéristique en basse fréquence et la caractéristique en haute fréquence du filtre de la Fig 4 peuvent être facilement réglées en changeant la constante A du multiplicateur 11 et la constante B du multiplicateur 13 respectivement. La Fig 6 représente un intégrateur à mise au repos de type numérique utilisé dans le circuit de poursuite de phase selon l'invention L'intégrateur de la Fig 6 comporte un additionneur 20, un multiplicateur 21, un comparateur 22 et une porte OU 23 Le comparateur 22 est d'un type numérique Il remplit pratiquement la même fonction que celle du comparateur A 3 précité de la Fig l B, à l'exception près que le comparateur 22 traite des données numériques. Dans l'intégrateur de la Fig 6, les données numériques d'entrée Ve sont additionnées aux données de sortie du multiplicateur 21 par l'additionneur 20 et les données résultantes produites par l'additionneur 20 sont appliquées au comparateur 22 Ce dernier compare les données de sortie de l'additionneur 20 avec les données de référence Dref(l) et Dref( 2) Si la valeur des données de sortie de l'additionneur est supérieure à celle des données de référence Dref(l), une impulsion de sortie Vs (+) est éise et le registre du multiplicateur 21 est vidé, ramenant ainsi l'intégrateur à son état initial Si la valeur des données de sortie de l'additionneur 20 est inférieure à celle des données de référence Dref( 1), une impulsion de sortie Vs(-) est émise et le registre du multiplicateur 21 est vidé, ramenant ainsi l'intégrateur à son état initial. Un microcalculateur qui remplit les mêmes fonctions que celles du filtre en boucle de la Fig 4 et de l'intégrateur à mise au repos de la Fig 6 peut remplacer le filtre en boucle et l'intégrateur Un tel microcalculateur est plus compact et moins cher que le filtre en boucle et l'intégrateur qui sont réalisés en 19209 utilisant des composants numériques en circuits intégrés. La-Fig 7 représente un récepteur pour un système de radio navigation par comparaison de phase utilisant des circuits de poursuite de phase selon l'invention Le récepteur de la Fig 7 comporte quatre unités de réception 24 M, 24 R, 24 G et 24 P qui reçoivent et amplifient des signaux 6 f, 8 f, 9 f et 5 f émis par une station pilote, une station asservie rouge, une station asservie verte, une station asservie violette, par une antenne 37 Le récepteur de la Fig 7 comporte en outre quatre circuits de poursuite de phase 25 M, 25 R, G et 25 P qui sont connectés aux unités de réception 24 M, 24 R, 25 G et 24 P respectivement. Le circuit 25 M de poursuite de phase comporte un oscillateur commandé par tension 28, un discrimina- teur de phase 26 qui produit une tension d'erreur proportionnelle à la différence de phase entre le signal 6 f reçu et un signal de sortie de l'oscillateur 28 commandé par tension, un diviseur de fréquence 27, un convertisseur numérique-analogique (DAC) 29 et un filtre en boucle 30 ayant la structure représentée sur la Fig 4. Le circuit 25 R de poursuite de phase correspon- dant à la station asservie rouge comporte un déphaseur numérique 32, un discriminateur de phase 31 qui produit une tension d'erreur proportionnelle au déphasage entre le signal 8 f reçu et un signal de sortie du déphaseur numérique 32, un filtre en boucle 33 ayant la structure de la Fig 4 et un intégrateur à mise au repos 34 ayant la même structure que celle de la Fig 6 Chacun des circuits 25 G et 25 P de poursuite de phase est structuré de la même manière que le circuit 25 R de poursuite de phase Par conséquent, leur représentation détaillée n'en est pas faite Sur la Fig 7, la référence numérique désigne un commutateur pour connecter sélectivement il les bornes de sortie des discriminateurs de phase 26, 31, etc à un convertisseur analogique-numérique (ADC) 36 qui convertit chacune des tensions d'erreur analo- gique transmises par les discriminateurs de phase en des signaux numériques Le commutateur 35 et le conver- tisseur 36 sont utilisés en commun par les circuits de poursuite de phase 25 M, 25 R, 25 G et 25 P. Dans le récepteur de la Fig 7, le signal 6 f reçu par l'antenne 37 et l'unité de réception 24 M est transmis à l'une des bornes d'entrée du discriminateur de phase 26 dont une autre borne d'entrée reçoit un signal de sortie du diviseur de fréquence 27, ce signal de sortie étant produit en divisant un signal de sortie de l'oscillateur 28 commandé par tension par une valeur constante, par exemple 180 Le discriminateur de phase 26 émet une tension d'erreur correspondant au déphasage entre les deux signaux d'entrée qu'il reçoit D'une façon similaire, le discriminateur de phase 31 émet une tension d'erreur correspondant au déphasage entre le signal reçu 8 f et le signal de sortie du déphaseur numérique 32 Ces tensions d'erreur produites par les discriminateurs de phase 26, 31, etc sont appliquées au commutateur 35 et l'une des tensions d'erreur choisies par le commutateur 35 est convertie par le convertisseur analogique-numérique 36 en une tension numérique d'erreur. La tension numérique d'erreur produite par le convertis- seur 36 est émise en synchronisme avec l'opération de commutation du commutateur 35 et elle est appliquée aux filtres en boucle correspondants 30, 33, etc Les valeurs des tensions numériques d'erreur produites par le conver- tisseur 36 sont toujours mémorisées par des mémoires correspondantes prévues dans chaque station, comme dans la station pilote, la station asservie rouge, et ainsi de suite Dans le circuit de poursuite de phase 25 M correspondant à la station pilote, la tension numérique d'erreur mémorisée dana la mémoire correspondante du convertisseur 36 est appliquée au filtre en boucle 30 et elle est filtrée Ensuite, la tension d'erreur numé 6- rique filtrée est appliquée au convertisseur numérique- analogique 29 et elle est reconvertie en une tension d'erreur analogique, c'est-à-dire une tension de commande La tension de commande est appliquée à l'oscillateur 28 commandé par tension qui délivre un signal dont la fréquence correspond à la tension de commande De cette manière, l'opération de poursuite de phase est effectuée, dans laquelle la phase d'un signal reçu de la station pilote et contenant des parasites est poursuivie sans aucune influence par les parasites superposes. Dans le circuit de poursuite de phase 25 R correspondant & la station asservie rouge, la tension numérique d'erreur transmise par le convertisseur analogique-numérique 36 est filtrée par le filtre en boucle 33 La tension numérique d'erreur filtrée est appliquée à l'intégrateur 34 et elle est intégrée. L'intégrateur 34 ramène à zéro une valeur intégrée lorsqu'il passe audelà dune valeur de référence prédéterminée et il décale le déphaseur numérique 32 pour une temporisation Par conséquent, la phase d'un signal contenant des parasites reçus par la station asservie rouge est poursuivie sans influence des para- sites superposés. Dans le récepteur de la Fig 7, le signal de sortie de l'oscillateur 28 commandé par tension dont la fréquence est par exemple 4320 f, est transmis au déphaseur 32 comme un signal d'horloge Etant donné que la phase de sortie de l'oscillateur 28 est verrouillée avec le signal reçu de la station pilote, la plage de déphasage du déphaseur 32 peut être relativement réduite Par conséquent, la fréquence de coupure du filtre en boucle 33 du circuit de poursuite de phase R peut être beaucoup plus basse que celle du filtre en boucle 30 du circuit de poursuite de phase 25 M, ce dont il résulte que le circuit de poursuite de phase 25 R est hautement insensible aux parasites. La Fig 8 montre en détail la structure du déphaseur numérique 32 de la Fig 7 Le déphaseur numé- rique de la Fig 8 comporte des portes 40 et 41, un circuit de mémoire 42 qui mémorise une valeur initiale préréglée, des compteurs 43 et 44 qui constituent un premier diviseur de fréquence, un inverseur 45 et un second diviseur de fréquence 46 Chacun des compteurs 43 et 44 consiste en un compteur binaire synchrone à quatre bits, à positionnement préalable comme par exemple du type SN 74 L 5161 AN fabriqué par Texas Instruments Semiconductor Company Les bornes d'entrée I Pl et 1 P 2 des portes 40 et 41 sont connectées aux bornes de sortie Vs((+) et Vs (-) de l'intégrateur de la Fig 6 Le signal d'entrée du premier signal de fréquence qui est transmis aux bornes d'horloge CK des compteurs 43 et 44 et dont la fréquence est 4320 f, est émis par la sortie->de l'oscillateur 28 commandé par tension (Fig 7). Le signal de sortie du second diviseur de fréquence 46 est transmis au discriminateur de phase 31 (Fig 7). -Dans le déphaseur numérique de la Fig 8, si aucune des impulsions d'entrée n'est transmise aux bornes d'entrée 1 Pl et 1 P 2 par l'intégrateur 34, le circuit de mémoire 42 émet une valeur initiale " 76 " au premier diviseur de fréquence, c'est-à-dire aux bornes d'entrée de données DI des compteurs 43 et 44 Le premier diviseur de fréquence compte les signaux d'horloge à partir de la valeur initiale " 76 " et émet une impulsion positive à une borne de retenue CRY du compteur 44 quand le comptage du premier diviseur de fréquence atteint " 256 " Par conséquent, le rapport de division du premier compteur de fréquence devient " 180 " (= 256 76) L'impulsion positive est appliquée aux portes 40 et 41 pour inhiber la transmission des impul- sions d'entrée vers le circuit de mémoire 42 L'impul- sion positive est inversée par l'inverseur 45 et elle est appliquée aux bornes de signaux de charge LD des compteurs 43 et 44 pour y charger la valeur initiale et au circuit de mémoire 42 pour en ramener le contenu mémorisé à zéro L'impulsion positive ayant une fré- quence de 24 f est divisée par trois dans le second diviseur de fréquence 46 qui émet le signal f comme signal de sortie du déphaseur numérique. Si une impulsion d'entrée, c'est-â-dire une impulsion d'avance, se trouve à la borne d'eatrée Ip de la porte 40, provenant de l'intégrateur 34 alors que l'impulsion positive n'est pas produite à la borne de retenue CRY du compteur 44, la porte 40 émet une impul- sion négative qui est transmise au circuit de mnémoire 42 Ce dernier charge une valeur initiale " 77 ' aux bornes d'entrée de données DI des compteurs 43 et 44 constituant le premier diviseur de fréquence Ce dernier compte les signaux d'horloge à partir de la valeur ini- tiale " 77 " jusqu'à la dernière valeur " 256 " et émet une impulsion positive par la borne de retenue CRY du comp- teur 44 Par conséquent, le rapport de division du premier diviseur de fréquence devient " 179 " (= 256 77). La division de fréquence par 179 est effectuée une fois seulement pour une impulsion d'avance. Si une impulsion d'entrée, c'est-à-dire une impulsion de retard, est transmise à la borne d'antrée Ip 2 de la porte 41 depuis l'intégrateur 34, le circuit de mémoire 42 charge une valeur initiale " 75 " au premier diviseur de fréquence de sorte que ce premier diviseur compte " 181 " (= 256 75). Bien entendu, diverses modificatioes peuvent être apportées par l'homme de l'art aux mode de 2519 Z 09 réalisation décrits et illustrés à titre d'exemples, nullement limitatifs sans sortir du cadre de 1 'inven- tion. REVENDICA'T ON S 1 Filtre à boucle numérique, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de réaction ( 11, 12, 17, 1 R) qui reçoit un signal numérique d'entrée du- dit filtre à boucle numérique et qui émet un signal numérique de sortie, et qui ramine et'additionne le- dit signal numérique de sortie avec ledit signal numé- rique d'entrée après un retard prédéterminé, un cir- cuit d'attaque direct( 13)qui multiplie ledit signal numérique d'entrée par une contante prédéterminée (B) et qui additionne le signal résultant et ledit signal numérique de sortie dudit circuit de réaction pour pro- duire un signa L numérique de sortie, et un multiplica- teur ( 14) qui multiplie ledit signa L numérique de sor- tie dudit circuit d'attaque directe par une seconde constante prédéterminée (C) pour produire un signal numérique de sortie dudit filtre à boucle numérique. 2 Filtre selon la revendication 1, carac- térisé en ce que ledit circuit de réaction comporte un multiplicateur ( 12) qui est intercalé dans La boucle de réaction dudit circuit de réaction, et qui multiplie un signal numérique de réaction par une troisième con- stante prédéterminée (D) et qui émet le signal résultant après Ledit retard prédéterminé et un additionneur ( 17) qui additionne ledit signal résultant émis par ledit multiplicateur et ledit signal d'entrée dudit filtre à boucle numérique. 3 Filtre selon la revendication 1, caracté- risé en ce que ledit circuit de réaction comporte un second circuit d'attaque directe ( 11) qui est intercalé dans la boucle de réaction dudit circuit de réaction et qui commande le signal de réaction dudit circuit de réaction. 4 Fittre selon la revendication 3, caracté- risé en ce que ledit circuit d'attaque directe comporte un multiplicateur ( 11) qui multiplie un signal numérique d'entrée par une quatrième constante prédéterminée ( 4) et un additionneur ( 18) qui additionne le signal ré- sultant dudit multiplicateur et ledit signal numérique d'entrée dudit multiplicateur pour produire un signal numérique de sortie. 5 -Circuit de poursuite de phase destiné à produire un signal de sortie dont la phase est verrouil- lée avec un signal d'entrée, circuit caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de signaux ( 28), la phase du signal de sortie dudit générateur de signaux étant commandée par un signal de commande, un discriminateur de phase ( 26) qui est connecté à une borne de sortie dudit générateur de signaux et à une borne d'entrée du- dit discriminateur de phase, et qui détecte le déphasa- ge entre ledit signal de sortie dudit générateur de sig- naux et ledit signal d'entrée dudit circuit de poursuite de phase, et un filtre à boucle numérique ( 30) destiné à attenuer les composantes à haute fréquence de son sig- nal d'entrée, qui est obtenu par numérisation du signal de sortie dudit discriminateur de phase et qui produit ledit signal de commande, ledit filtre à boucle numéri- que comportant un circuit de réaction ( 11, 12, 17, i B) qui reçoit un signal numérique d'entrée dudit filtre à boucle numérique et émet un signal numérique de sortie et qui ramène et additionne ledit signal numérique de sortie et ledit signal numérique d'entrée après un re- tard prédéterminé, un circuit d'attaque directe ( 13) qui multiplie ledit signal numérique d'entrée par une con- stante prédéterminée (B) et additionne le signal résul- tant et ledit signal numérique de sortie dudit circuit de réaction pour produire un signal numérique de sortie et un multiplicateur ( 14) qui multiplie ledit signal numérique de sortie dudit circuit d'attaque directe par une seconde constante prédétqrminée (C) pour produire un signal numérique de sortie dudit filtre à boucle numé- rique. 6 Circuit de poursuite de phase selon la re- vendication 5, caractérisé en ce que ledit circuit de réaction comporte un multiplicateur ( 12) qui est inter- calé dans la boucle de réaction dudit circuit de réaction et qui multiplie un signal numérique reçu par une troisième constante prédéterminée (D) et émet les données résultantes après ledit retard pré- détermihé, et un additionneur ( 17) qui additionne ledit signal résultant émis par ledit multiplicateur et ledit signal d'entrée dudit filtre A bouc Le numé- rique. 7 Circuit de poursuite de phase selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit circuit de réaction comporte un second circuit d'attaque di- recte ( 11) qui est intercalé dans la boucle de réac- tion dudit circuit de réaction et qui commande le sig- nal de réaction dudit circuit de réaction. 8 Circuit de poursuite de phase selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit second circuit d'attaque directe comporte un multiplicateur ( 11) qui multiplie le signal numérique d'entrée par une quatrième constante prédéterminée ( 1) et un addi- tionneur ( 17) qui additionne le signal résultant du- dit multiplicateur et ledit signal numérique d'entrée dudit multiplicateur pour produire un signal numérique de sortie. 9 Circuit de poursuite-de phase selon l'une quelconque des revendications 5 à 8, caractérisé en ce que le générateur de signaux consiste en un oscillateur ( 28) commandé par tension qui délivre un signal dont la fréquence correspond audit signal de commande À Circuit de poursuite de phase selon l'une quelconque des revendications 5 à 8, caractérisé en ce que ledit générateur de signaux consiste en un ensemble d'un intégrateur ( 34) à mise à zéro et d'un déphaseur numérique ( 32) commandé par les signaux de sortie dudit intégrateur à mise à zéro. i 11 Circuit de poursuite de phase selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit intégrateur ( 34) à mise à zéro comporte un circuit, à retard numéri- que qui retarde un si Fnai d'entrée d'une période dtéchan- tionnage et qui peut être ramené au repos, un addi- tionneur ( 20) qui additionne un signal d'entrée dudit intégrateur à mise à zro et un signal de sortie dudit circuit à retard numérique et dont le signa L de sortie est app Liqué audit circuit à retard numérique et un com- parateur ( 22) qui compare ledit signal de sortie dudit additionneur avec une première valeur de référence et une seconde valeur de référence et qui-émet une impul- sion d'avance ou une impulsion de retard quand Ledit sig- nal de sortie dudit additionneur atteint ladite première va Leur de référence ou ladite seconde valcur de référence respectivement, ledit circuit à retard numérique étant amené à une valeur initiale quand ladite impulsion d'avance ou ladite impulsion de retard est produite. L 2 Récepteur pour un dispositif de radio- navigation à comparaison de phase ce récepteur compor- tant des circuits de poursuite de phase pour produire des signaux de sortie dont la phase est verrouillée avec des signaux reçus et qui sont émis par une station pilote et plusieurs stations asservies, récepteur carac- térisé en ce que ledit circuit de poursuite de phase * comporte un générateur de signaux ( 28), La phase du signal de sortie dudit générateur de signaux étant com- mandée par un signal de commande, un discriminateur de phase ( 26) pour détecter le déphasage entre ledit signal de sortie dudit générateur de signaux et ledit signal d'entrée dudit circuit de poursuite de phase et un filtre à boucle numérique (jo) destiné à atténuer les compo- santes à haute fréquence dans un signal d'entrée, qui est obtenu par numérisation du signal de sortie dudit discri- minateur de phase, et pour produire ledit signal de com- mande, ledit filtre à boucle numérique comportant un cir- cuit de réaction (il, 12, 17, 1 Pi) qui reçoit un signal numérique d'entrée dudit filtre à boucle numérique et émet un signal numérique de sortie et qui ramène et additionne ledit signal numérique de sortie et ledit signal numérique d'entrée après un retard prédéterminé, un circuit d'attaque directe (L 3) qui multiplie ledit signal numérique d'en- trée par une constante prédéterminée (B) et additionne le signal résultant et ledit signa L numérique de sortie dudit circuit de réaction pour produire un signal numé- rique de sortie et un multiplicateur ( 14) qui multiplie ledit signal numérique de sortie dudit circuit d'atta- que directe par une seconde constante prédéterminée (C) afin de produire un signal numérique de sortie dudit filtre à boucle numérique. 13 Récepteur selon la revendication 12, caractérisé en ce que 1 ledit générateur de signaux de l'un au moins des circuits de poursuite de phase con- siste en un oscillateur ( 28) commandé par tension qui produit un signal dont la fréquence correspond audit signal de commande, ledit générateur de signaux des autres circuits de poursuite de phase consistant en un ensemble d'un intégrateur ( 34) à mise à zéro et d'un déphaseur numérique ( 32) commandé par les signaux de sortie dudit intégrateur à mise à zéro.