Brevet FR2516322A1 — publié le 19830513

La présente invention se rapporte à des filtres numériques et plus particulièrement, à des réseaux numériques de filtrage qui produisent deux signaux de sortie, à des sorties qui présentent des réponses différentes par rapport au signal reçu. Dans des téléviseurs o le signal vidéo sur bande de base est traité sous forme numérique, il est fréquemment souhaitable de séparer les signaux qui occupent des bandes contiguës de fréquences Par exemple, quand un signal vidéo est filtré en peigne sur toute la largeur de bande vidéo pour séparer les composantes imbriquées de luminance et de chrominance, une certaine information de luminance est contenue dans la partie à basse fréquence du signal produit dans ce qui est couramment appelé le canal de chrominance du filtre en peigne Cette information de luminance, appelée l'information de détail vertical, doit être alors séparée du signal de chrominance filtré en peigne aux fréquences supérieures et être recombinée au signal de luminance filtré en peigne pour obtenir un signal de luminance totalement restauré Dans le système de télévision NTSC, le signal de chrominance descend jusqu'à environ 1,5 M Hz en dessous de la fréquence de sous- porteuse couleur de 3,58 M Hz et l'information de détail vertical est contenue dans la partie la plus basse de 1,0 M Hz du signal produit dans le canal de chrominance du filtre en peigne Les composantes de luminance et de chrominance du signal de sortie du canal de chrominance peuvent être séparées entre la fréquence supérieure du signal de détail vertical, 1,0 M Hz,et la fréquence inférieure du signal de chrominance de l'ordre de 2,1 M Hz. Le brevet U S NO 4 096 516 montre un agencement pour séparer l'information de détail vertical et l'information de chrominance à la sortie du filtre en peigne de chrominance. Dans cet agencement, le signal vidéo est filtré en peigne par un système de donnée échantillonnée comprenant un filtre en peigne à dispositif à charges couplées (CCD) Le signal de chrominance filtré en peigne à la sortie du filtre en peigne de chrominance est séparé par deux filtres, chacun comprenant des éléments de filtrage sélectif de fréquences composées. Un filtre passe-bas ayant une bande passante de O à 1,5 M Hz sépare l'information de détail vertical de l'information de chrominance, et couple l'information de détail vertical au signal de luminance à la sortie du filtre en peigne de- luminance Un filtre -passe-bande coupe les signaux de chrominance filtrés sur bande passante à la sortie du filtre en peigne de chrominance, à un dispositif de traite- ment de signaux de chrominance. Dans un téléviseur numérique, o les signaux de luminance et de chrominance sont séparés par un filtre en peigne numérique, il est de même souhaitable de séparer l'information de détail vertical de l'information de chrominance pour une recombinaison avec le signal de lumi- nance filtré en peigne quand le signal vidéo est filtré en peigne sur toute la bande des fréquences vidéo Afin de diminuer le nombre d'éléments du circuit qu'il faut pour accomplir la séparation, il est souhaitable d'utiliser un seul filtre ayant un filtre passe-bas de sortie pour l'information de détail vertical et un filtre passe-bande de sortie pour le signal de chrominance. Selon un mode de réalisation préféré de l'invention, un filtre numérique est prévu qui traite un signal d'entrée ou reçu, et produit deux signaux de sortie -qui ont des réponses différentes par rapport au signal d'entrée ou reçu. Ce filtre comprend un moyen retardateur qui répond au signal reçu Le moyen retardateur comprend un registre à décalage ayant un certain nombre de prises de signaux, et un retard donné de l'entrée à la sortie Le moyen retardateur produit également le signal d'entrée retardé d'au moins la moitié du retard donné du registre à décalage Le filtre comprend également un moyen de couplage de signaux couplé aux prises de signaux du registre à décalage Le moyen de couplage de signaux pondère les signaux le traversant Le filtre comprend également un moyen pour additionner les signaux pondérés aux prises du moyen de couplage de signaux en coopération avec le registre à décalage Enfin, le filtre comprend deux moyens de combinaison de signaux Le premier combine la somme pondérée aux prises au signal retardé d'entrée dans un sens pour produire le premier signal de sortie Le second combine la somme pondérée aux prises au signal retardé d'entrée dans un sens différent pour produire le second signal de sortie. Dans un premier mode de réalisation, un filtre FIR pondéré à prises de sortie est construit selon les principes de l'invention pour produire à la fois un signal de sortie à bande passante filtrée pour le passage de l'information de chrominance et un signal de sortie de filtre passe-bas pour le passage de l'information de détail vertical Dans un second mode de réalisation, un filtre FIR pondéré à prises d'entrée est agencé selon les principes de l'invention pour produire les signaux filtrés de sortie. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparattront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 illustre, sous forme de schéma-bloc, la section de traitement de signaux numériques sur bande de base d'un téléviseur, construite selon les principes de la présente invention; la figure 2 illustre, sous forme de schéma-bloc, un filtre FIR à prises de sortie construit selon les principes de la présente invention- la figure 3 illsutre, sous forme de schéma-bloc, une représentation plus détaillée du filtre FIR de la figure 2; la figure 4 illustre, sous forme de schéma-bloc, un filtre FIR pondéré à prise d'entrée construit selon les principes de l'invention; et les figures-5, 6 et 7 illustrent les réponses utilisées pour expliquer le fonctionnement des modes de réalisation des figures 1 à 4, la fréquence étant indiquée sur l'axe des abscisses et l'amplitude relative sur l'axe des ordonnées. En se référant à la figure 1, la section de traitement de signaux numériques sur bande de base d'un téléviseur, construite selon les principes de l'invention, est illustrée sous forme de schéma-bloc Des signaux vidéo sont fournis par une source 10 de signaux vidéo qui peut, par exemple, comprendre un détecteur vidéo dans un télé- viseur Les signaux vidéo sont appliqués à un convertisseur ahalogiquenumérique 12,qui convertit les signaux vidéo analogiques en signaux numériques sous forme de mots successifs de huit bits, par exemple Dans ce mode de réalisation et les modes de réalisation subséquents de la présente invention, les flèches larges sur les dessins représentent des lignes parallèles de l'information numérique qui couplent les mots numériques d'un certain nombre de bits d'un élément à un autre Les signaux numériques sont appliqués à l'entrée d'un filtre en peigne numérique 14, qui sépare les signaux en composantes séparées de luminance (Y) et de chrominance (C) Le filtre en peigne numérique 14 peut être construit pour fonctionner comme cela est décrit dans l'article intitulé "Digital Television Image Enhancement" de John P Rossi, 84 SMPTE à 545-51 ( 1974). Le signal Y séparé est appliqué, par un élément retardateur 16, à une entrée d'un additionneur 30 Le retard Z' de l'élément 16 est choisi pour correspondre sensiblement au retard rencontré par un signal de détail vertical lorsqu'il est traitépar N réseau combiné de filtrage sur bande passante et passe-bas 20 Le réseau combiné de filtrage sur bande passante et passe-bas 20 est couplé entre la sortie C du filtre en peigne 14 et une seconde entrée de l'additionneur 30 et il produit une information de détail vertical filtrée par un filtre passe-bas L'additionneur 30 combine le signal d'information de détail vertical au signal de luminance filtré en peigne pour produire un signal restauré de luminance Le signal Y restauré est appliqué à une entrée d'un additionneur 32. Le filtre passe-bande/passe-bas 20 est également couplé pour appliquer l'information de détail vertical à l'entrée d'un dispositif de traitement non linéaire de signaux de détail 34 Le dispositif de traitement non linéaire 34 présente une fonction de transfert non linéaire comme le montre la figure 1 et comme cela est décrit aux pages 12-15 de l'article intitulé "A CCD Comb Filter for Color TV Receiver Picture Enhancement " de D H Pritchard, et publié au volume 41 de RCA review à la page 3 et suivantes (Mars 1980) Le dispositif de traitement non linéaire 34 sert à creuser les signaux de faible amplitude, à accentuer les signaux d'amplitude intermédiaire et à rogner ou atténuer les signaux de forte amplitude Le dispositif de traitement non linéaire 34 peut comprendre, par exemple, une mémoire à accès aléatoire (RAM), avec la fonction de trans- fert appliquée à l'information de détail vertical qui est une fonction de la donnée stockée dans la RAM sous la commande d'un dispositif de traitement ou processeur (non représenté) Une nouvelle donnée peut être stockée dans la RAM par la commande de processeur d'une ligne de commande 38 de lecture/écriture et des lignes 36 d'adresse de la RAM pendant les intervalles inactifs du signal vidéo, comme l'intervalle d'effacement vertical Le signal de détail vertical traité est appliqué à l'autre entrée de l'addi- tionneur 32 sous forme d'un signal d'accentuation Le signal Y accentué produit à la sortie de l'additionneur 32 est appliqué au circuit 40 de traitement de signaux de luminance qui peut être commandé pour modifier la luminosité et le contraste du signal de luminance Le signal traité de luminance Y' à la sortie du circuit de traitement 40 est appliqué à une entrée d'une matrice 60 Le circuit 50 de traitement de signaux de chrominance peut comprendre un moyen d'accentuation de chrominance et un démodulateur de signaux de mélange de couleurs comme cela est décrit dans la demande de brevet U S NO 297 556 intitulée "DIGITAL COLOR TELEVISION SIGNAL DEMODULATOR", déposée le 31 Août 1981. Le circuit 50 de traitement de signaux de chrominance produit des signaux démodulés de mélange de couleurs comme des signaux de différence de couleurs (B-Y) et (R-Y) ou des signaux I et Q Les signaux de mélange de couleurs sont appliqués à la matrice 60 La matrice 60 combine les signaux de mélange de couleurs et de luminance pour produire des signaux du rouge, du vert et du bleu qui sont alors convertis à une forme analogique par un convertisseur numérique-analogique 54 pour application à un tube-image de téléviseur (non représenté). Dans l'agencement de la figure 1, le réseau de filtrage passe-bande/passe-bas 20 sert à séparer l'informa- tion de détail vertical, contenue dans la partie des basses fréquences du signal produit par le filtre en peigne de chrominance, de l'information de chrominance contenue dans le partie des hautes fréquences du signal produit par le filtre en peigne de chrominance Le réseau de filtrage 20 produit des signaux de chrominance filtrés passe-bande dépourvus de composantes de luminance, pour application au circuit de traitement de signaux de chrominance Le réseau de filtrage 20 produit également, à une sortie séparée, une information de détail vertical filtrée passe-bas pour le canal de luminance, dépourvue de résidu de signaux de chrominance pouvant créer un mouvement traînant de taches sur les flancs du signal restauré de luminance. Un réseau de filtrage passe-bande/passe-bas, adapté à une utilisation dans l'agencement de la figure 1 et construit selon les principes de l'invention, est représenté sur la figure 2 Le réseau de la figure 2 comprend un filtre FIR numérique pondéré à prises de sortie, comprenant unregstre à décalage 100 à prises, des circuits de fonction de pondération 102-118 et un agencement additionneur arborescent 120-140. Sur la figure 2, les signaux de chrominance filtrés en peigne, par exemple sous la forme de mots de huit bits, sont appliqués au premier étage du registre à décalage 100. Chaque étage du registre à décalage 100 est capable de stocker temporairement et de transférer un mot du signal de chrominance sous le contrôle d'un signal d'horloge Ainsi, chaque étage du registre à décalage 100, numéroté de 1 à 21, peut simultanément contenir huit bits Le registre à décalage 100 présente un retard de l'entrée du premier étage à la sortie du dernier étage qui est fonction du nombre d'étages et de la fréquence du signal d'horloge qui décale les signaux à travers le registre Par conséqoertl'agement de figure 2 comprend par conséquent un filtre FIR de 21 ème ordre, avec des prises qui sont couplées aux sorties des étages un, cinq, neuf, onze, treize, dix-sept et vingt-et-un. Les circuits de fonction de pondération 102-118 sont couplés aux prises de sortie du registre à décalage 100 et multiplient les signaux aux prises par les coefficients sous forme de fractions que l'on peut voir sur la figure. Le filtre FIR présente une réponse impulsionnelle qui est relativement concentrée et symétrique autour de l'étage central onze Les signaux de l'étage onze sont pondérés par un demi dans cet exemple par le circuit de fonction de pondération 102 et les signaux pondérés à la prise sont alors appliqués à une entrée d'un additionneur 130, et à une entrée d'un soustracteur 140 Les signaux des étages neuf et treize, tous deux placés à deux étages de l'étage central czre, sont pondérés par le coefficient + ( 5/16) par les circuits de fonction de pondération 104 et 114 respectivement, et ils sont appliqués aux entrées d'un additionneur 120. Les signaux des étages cinq et dix-sept, tous deux placés à six étages de l'étage central, sont pondérés par le coefficient -( 5/64) par les circuits de fonction de pondéra- tion 106 et 116 respectivement, et ils sont appliqués aux entrées d'un additionneur 122 Les signaux des étages un et vint-et-un, tous deux placés à dix étages de l'étage central, sont pondérés par le coefficient + ( 1/64) par les circuits de fonction de pondération 108 et 118 respectivement, et ils sont appliqués aux entrées d'un additionneur 124 La distribution symétrique des étages à prise un, cinq et neuf et seize, dix-sept et vingt-et-un et les valeurs pondérées symétriques de cette distribution autour de l'étage central onze dcenert àce filtre FIR une caractéristique de phase linéaire. Les sorties des additionneurs 122 et 124 sont couplées aux entrées d'un additionneur 126, qui combine les signaux appliqués et dont la sortie est couplée à une entrée d'un additionneur 128 L'additionneur 128 combine les signaux produits par l'additionneur 126 aux signaux produits par l'additionneur 120, et sa sortie est couplée à une entrée de l'additionneur 130 L'additionneur 130 combine les signaux pondérés aux prises additionnés dans l'additionneur 128 au signal pondéré à la prise centrale, et il présente une réponse de filtre passe-bas à sa sortie. Des signaux de détail vertical filtrés dans un filtre passe-bas sont ainsi produits à la sortie de l'additionneur 130. Les signaux combinés et pondérés aux prises à la sortie de l'additionneur 128 sont également appliqués à une entrée du soustracteur 140 o ils sont combinés par soustraction, aux signaux pondérés à la prise centrale Le soustracteur 140 présente ainsi une caractéristique de réponse de ffntre passe-bande à sa sortie, qui est un complément de la réponse à la sortie de l'additionneur 130. Des signaux de chrominance filtrés dans un filtre passe-bande sont produits à la sortie du soustracteur 140 Ainsi, l'on n'utilise qu'un seul filtre pour produire à la fois un filtrage passe-bas et un filtrage passe-bande. La figure 3 montre un mode de réalisation plus détaillé du filtre FIR de la figure 2 Comme les coefficients de fonction de pondération de la figure 2 ont tous des dénominateurs qui sont des puissances de deux, les signaux aux prises peuvent être pondérés par une technique de - décalage et d'addition, comme le montre la figure 3, qui permet d'éviter la nécessité de multiplicateurs de coeffi- cients Par exemple, comme les signaux des étages neuf et treize du registre à décalage sont pondérés par la même valeur de coefficient de ( 5/16), ces deux signaux peuvent être ajoutés dans l'additionneur 120 avant pondération, comme le montre la figure 3 Si, comme dans cet exemple, les signaux aux prises ont huit bits de long, la sortie de l'additionneur 120 est un mot de neuf bits La sortie à neuf bits de l'additionneur 120 est divisée par seize comme cela est indiqué par le bloc 154 et par quatre comme cela est indiqué par le bloc 156, dans le couplage de l'addi- tionneur 120 aux entrées d'un additionneur 158. En arithmétique décimale, la division d'un nombre par une puissance de 10 peut être considérée soit comme un décalage du point décimal d'un chiffre vers la gauche ou comme un décalage des chiffres du chiffre numéro un vers la droite De même, en arithmétique binaire, la division d'un nombre par une puissance de deux peut être considérée soit comme un décalage du point binaire d'un bit vers la gauche ou comme un décalage des bits du bit numéro un vers la droite La sortie à neuf bits de l'additionneur 120 est divisée par seize en ne couplant que les cinq bits les plus importants de la sortie aux entrées des bits d'ordre inférieur d'une entrée de l'additionneur 158, pour décaler ainsi les bits de quatre bits vers la gauche et elle est divisée par quatre en couplant les sept bits les plus importants aux entrées des bits d'ordre inférieur d'une seconde entrée de l'additionneur 158, décalant ainsi les bits de deux bits vers la gauche L'additionneur 158 ajoute ces deux mots pour produire un signal de sortie à huit bits, qui est la somme de ( 1/16) plus ( 1/4), ou ( 5/16) des valeurs des signaux aux prises C'est le coefficient souhaité de pondération pour les signaux aux prises des étages neuf et treize. D'une façon semblable, les signaux aux prises des étages cinqet dix-sept du registre à décalage sont additionnés dans l'additionneur 122, qui produit un signal de sortie à neuf bits La sortie de l'additionneur 122 est divisée par soixante-quatre et par seize dans son couplage aux deux entrées d'un additionneur 160, comme cela est indiqué par les blocs 162 et 164 respectivement L'additionneur 160 produit un signal de sortie à six bits qui est pondéré par ( 5/64) par rapport aux signaux aux prises Ce signal de sortie est inversé par un circuit inverseur 170 et est appliqué à une entrée de l'additionneur 126, en même temps qu'un bit d'entrée d'un niveau logique " 1 " L'inversion du signal et le bit d'entrée accomplissent un complément à deux de la sortie de l'additionneur 160, qui, en arithmétique binaire, produit effectivement le signe moins pour le coefficient de pondération. Les signaux aux prises des étages un et vingt-et-un du registre à décalage sont additionnés dans l'additionneur 124, dont la sortie est divisée par soixante-quatre en couplant les trois bits de sortie les plus importants de l'additionneur 124 à la seconde entrée de l'additionneur 126 comme cela est indiqué par le bloc 166 La sortie de l'additionneur 126 est couplée à une entrée de l'additionneur 128 et la sortie de l'additionneur 158 est couplée à une il seconde entrée de l'additionneur 128 L'additionneur 128 produit un signal de sortie qui est la somme des signaux pondérés de toutes les prises du registre à décalage à l'exception de la prise centrale onze. La sortie de l'additionneur 128 est couplée à une entrée de l'additionneur 130 Les sept bits les plus importants du signal à la prise de l'étage central onze sont couplés à la seconde entrée de l'additionneur 130, comme cela est indiqué par le bloc 152 L'additionneur 130 présente ainsi une caractéristique de filtre passe-bas à sa sortie, o est produite l'information de détail vertical du signal d'entrée. Les sept bits les plus importants du signal à la prise de l'étage central onze sont couplés à une entrée d'un additionneur 180 La sortie de l'additionneur 128 est couplée à une seconde entrée de l'additionneur 180 par un circuit inverseur 172, en même temps qu'un bit d'entrée au niveau logique " 1 " L'inversion du signal à la sortie de l'addi- tionneur 128 avec le bit d'entrée produit un complément à deux du signal à la sortie de l'additionneur 128 Cela force le signal à la sortie de l'additionneur 128 à être soustrait du signal pondéré à la prise centrale dans l'additionneur 180, forçant l'additionneur 180 à présenter une réponse de filtre passe-bande à sa sortie L'information de chrominance filtrée dans un filtre passe-bande est ainsi produite à sa sortie. Le fonctionnement des modes de réalisation des figuees 2 et 3 peut être noté en se référant aux courbes des figures 5, 6 et 7 La figure 5 illustre la réponse 200 présentée à la sortie de l'additionneur 128 quand le registre à décalage 100 est ordonné par un signal à 14,32 M Hz. On peut voir que cette réponse 200 a des variations sensible- ment égales d'amplitude autour d'une valeur moyenne de 0,00. Quand des signaux pondérés de l'étage central onze sont combinés par addition à des signaux produits par l'additionneur 128 dans l'additionneur 130, on obtient, à la sortie de l'additionneur 130, la réponse représentée sur la figure 6 Cela est dû au fait que la prise centrale onze présente une réponse de l'amplitude en fonction de la fréquence qui est plate, et qui a une amplitude constante d'un demi par rapport à l'amplitude crête à crête de la courbe 200 de la figure 5 La valeur d'amplitude de un demi résulte de la valeur du coefficient de pondération de un demi à la prise centrale Ainsi, l'additionneur 130 combine efficacement la courbe 200 à une courbe de réponse plate ayant sensiblement la moitié de son amplitude relative, afin d'élever ainsi la courbe de réponse 200 d'un demi par rapport à l'échelle d'amplitude relative indiquée sur- l'axe des ordonnées de la figure 5 Le résultat est la réponse 210 de la figure 6, o la valeur 0,00 est placéeau bas de la courbe de réponse La courbe 210 définit ainsi une réponse de filtre passe-bas de O Hz à un point à 6 db à environ 1,8 M Hz, et de filtre passe-haut au-dessus d'environ 5,2 M Hz avec une bande d'arrêt interposée dans la plage des fréquences intermédiaires Cependant, comme la plage des fréquences vidéo dans le système de télévision NTSC s'étend seulement jusqu'à environ 4,2 M Hz, la partie passe-haut de la réponse ne contient essentiellement pas de signal dans le téléviseur La partie de filtre passe-bas définit alors une bande passante pour l'information de détail vertical filtrée dans un filtre passe-bas à la sortie de l'additionneur 130. Quand on prend le complément à deux des signaux à la sortie de l'additionneur 128 pour une combinaison aux signaux pondérés à la prise centrale dans l'additionneur 180 (ou le soustracteur 140), la caractéristique de réponse 200 de la figure 5 est essentiellement inversée autour de la valeur médiane de 0,00 La combinaison des signaux à la prise de l'étage central, pondérés par un demi, relocalise effectivement la valeur de l'échelle 0,00 au fond de la réponse inversée, comme le montre la courbe 220 de la figure 7 On peut voir que la courbe 220 définit une caractéristique de filtre passe-bande ayant une bande passante comprise entre environ 1,8 M Hz et 5,2 M Hz Comme la bande passante de chrominance se termine à peu près à 4,1 M Hz, l'additionneur 180 (ou le soustracteur 140) laisse passer le signal de chrominance d'un téléviseur dans la bande passante de l'ordre de 1,8 à 4,1 M Hz. Le réseau de flitrage passe-bande/passe-bas de la présente invention peut également être configuré comme un filtre FIR à prise d'entrée, comme on peut le voir par l'agencement de la figure 4 Dans ce mode de réalisation, un registre à décalage 302 à vingt étages est utilisé dans le filtre FIR, avec des additionneurs 320-328 insérés entre des segments de quatre étages du registre à décalage Les signaux pondérés d'entrée du signal de chrominance filtré en peigne appliqué à l'entrée 300 du filtre sont appliqués à l'entrée du premier étage du registre à décalage 302 et aux additionneurs intermédiaires Les étages du registre à décalage sont ordonnés par un signal commun d'horloge. Le signal de chrominance filtré en peigne à l'entrée est appliqué à l'entrée du premier étage et à une entrée d'un additionneur 330 par des circuits de fonction de pondération 304 et 316 respectivement, qui pondèrent les signaux appliqués de +( 1/64) L'additionneur 330 a une seconde entrée qui est couplée à la sortie du dernier étage vingt du registre à décalage Le signal d'entrée est appliqué à une entrée d'un additionneur 320, qui est couplé entre les étages quatre et cinq du registre à décalage par un circuit de fonction de pondération 306 Le signal d'entrée est également appliqué à une entrée d'un addi- tionneur 328 qui est couplé entre les étages seize et dix- sept du registre à décalage, par un circuit de fonction de pondération 314 Les circuits de fonction de pondération 306 et 314 pondèrent les signaux d'entrée par un facteur de -( 5/64) Le signal d'entrée est pondéré par un facteur de +( 5/16) par les circuits de fonction de pondération 308 et 312, qui sont couplés aux entrées des additionneurs 322 et 326 respectivement L'additionneur 322 est couplé entre les étages huit et neuf du registre à décalage et l'additionneur 326 est couplé entre les étages douze et treize du registre à décalage. La réponse impulsionnelle du filtre FIR de la figure 4 est concentrée autour de la jonction des étages dix et onze du registre à décalage, qui se trouve équidistante entre les premier et dernier étages Les composantes pondérées s'accumulent dans les additionneurs lors de leur passage à travers le registre à décalage et les additionneurs, avec la caractéristique de réponse de la figure 5 présentée à la sortie de l'additionneur 330 Les signaux à la sortie de l'additionneur 330 sont appliqués à une entrée d'un addi- tionneur 340 pour combinaison à des signaux produits par un registre à décalage 360 Le registre à décalage 360 reçoit des signaux d'entrée qui ont été pondérés par un demi par un circuit de fonction de pondération 310, et il retarde ces signaux d'un retard égal au retard présenté par le filtre FIR à partir du centre de sa réponse impulsionnelle à la sortie de l'étage dix jusqu'à la sortie de l'additionneur 330 Les signaux à la sortie du registre à décalage 360 correspondent ainsi aux signaux pondérés à la prise centrale des modes de réalisation des figures 2 et 3 Par conséquent, l'additionneur 340 présente la caractéristique de réponse de filtre passe-bas de la figure 6 à sa sortie, o sont produits les signaux d'information de détail vertical. Le complément à deux des signaux développés à la sortie de l'additionneur 330 est pris pour une combinaison par soustraction avec les signaux produits par le registre à décalage 360 dans un additionneur 350 La sortie de l'additionneur 330 est couplée à une entrée de l'addition- neur 350 par un circuit inverseur 352, l'additionneur 350 recevant également un bit d'entrée au niveau " 1 " logique. L'additionneur 350 présente ainsi la caractéristique de réponse de filtre passe-bande de la figure 7 à sa sortie, en raison de la combinaison par soustraction dessignaux appliqués par le registre à décalage 360 et l'addtionneur 330. Les modes de réalisation du filtre FIR de la présente invention ont des formes complémentaires, que l'on peut obtenir par une inversion sélective des signaux des coefficients de pondération et/ou une inversion desoens des éléments de combinaison de signaux qui produisent les signaux de sortie Par exemple, si les signes des coefficients de fonction de pondération des circuits 104, 106, 108 et 114, 116, 118 de la figure 2 sont tous inversés, l'additionneur 130 présente la caractéristique de réponse de bande passante et le moyen de soustraction 140 présente la caractéristique de réponse passe-bas Si, de plus, les sens de l'additionneur 130 et du soustracteur 140 sont changés et que l'additionneur 130 devient un soustracteur et que le soustracteur 140 devient un additionneur, le nouvel additionneur 140 présente une réponse de bande passante et le nouveau soustracteur 130 présente une réponse passe-bas Cependant, les signaux ayant passé par le nouveau soustracteur 130 présentent une inversion de phase par rapport aux signaux à l'entrée du filtre Comme autre exemple, si l'on change le mode de réalisation de la figure 2 de façon que le soustracteur 140 soustraie le signal pondéré à la prise centrale des signaux produits par l'additionneur 128, au lieu de l'opposé qui est représenté sur la figure, le soustracteur 140 présente une réponse de bande passante avec une inversion de phase des signaux ayant passé par rapport aux signal à l'entrée du filtre Ces formes alternées de filtre, o les signaux à l'une ou même aux deux sorties présentent une inversion de phase, peuvent être souhaitables lorsque l'un des étages subséquents de traitement de signaux nécessite des signaux d'entrée à phase inversée L'analyse a montré que l'on pouvait obtenir au moins douze de ces formes de filtres complémentaires, pour chacun des modes de réalisation illustrés. On peut noter que les réseaux de filtrage passe- bande/passe-bas de la présente invention trouvaient des applications dans les téléviseurs o l'information de luminance et de chrominance n'est pas séparée par un filtrage en peigne Les signaux de luminance et de chrominance peuvent être alors séparés directement par le filtre passebande/passe-bas Dans un tel téléviseur, les valeurs des coefficients de fonction de pondération ou de la fréquence d'horloge peuvent être ajustées pour relocaliser les fréquences de passage par zéro (bandes de transition) des caractéristiques de sortie à une fréquence supérieure. Dans le système de télévision NTSC, cette fréquence de passage par zéro sera de l'ordre de 3,2 M Hz Le filtre passe-bas de sortie dans un tel agencement laissera passer des signaux jusqu'à environ 3,2 M Hz et le filtre passe-bande de sortie produira des signaux à des fréquences à partir de 3,2 M Hz jusqu'à la limite supérieure de la plage des fréquences vidéo Quand le signal vidéo numérique à la sortie du convertisseur analogique-numérique est appliqué à l'entrée du filtre, des signaux de luminance sont produits à la sortie présentant la réponse de filtre passe-bas et des signaux de chrominance sont produits à la sortie présentant la réponse de filtre passe-bande. R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Filtre numérique répondant à un signal d'entrée pour produire des premier et second signaux de sortie à des sorties présentant des réponses différentes, caractérisé par un moyen retardateur ( 100; 302, 360), répondant audit signal d'entrée, pour retarder les signaux appliqués et comprenant un registre à décalage ( 100 ', 302), ayant un certain nombre de prises de signaux, ledit registre à décalage présentant un retard donné entre une entrée et une sortie; ledit moyen retardateur produisant également ledit signal d'entrée retardé d'au moins une quantité de temps égale à la moitié dudit retard donné; un moyen de couplage des signaux ( 104-118; 304-316) couplé à des prises dudit registre à décalage, pour pondérer les signaux qui lui sont couplés; un moyen ( 120-128; 320-330) couplé audit moyen de couplage de signaux et fonctionnant en combinaison avec ledit registre à décalage, pour produire à une seconde sortie, un signal qui est une somme des signaux pondérés aux prises; un premier moyen de combinaison de signaux ( 130; 340) ayant une première entrée couplée pour recevoir ladite somme de signaux pondérés aux prises et une seconde entrée couplée pour recevoir ledit signal d'entrée retardé, pour combiner les signaux appliqués dans un premier sens pour produire ledit premier signal de sortie; et un second moyen de combinaison de signaux ( 140; 350) ayant une première entrée couplée pour recevoir ladite somme de signaux pondérés aux prises et une seconde entrée couplée pour recevoir ledit signal d'entrée retardé pour combiner les signaux appliqués dans un second sens afin de produire ledit second signal de sortie. 2. Filtre selon la revendication 1, caractérisé en que: le registre à décalage (lp)ir i à une ei 1 rr ot Li p Lwour recevoir le signal d'entrée et produit, aux prises de sortie précitées, des signaux retardés relativement moins et relativement plus que les signaux produits à une prise de sortie placée entre lesdites prises; le premier moyen de combinaison de signaux ( 130) précité est couplé pour recevoir des signaux de ladite prise intermédiaire et du moyen d'addition ( 120-128) précité pour combiner les signaux appliqués dans un premier sens, et ayant une sortie présentant une première caractéristique de l'amplitude en fonction de la fréquence; et le second moyen de combinaison de signaux ( 140) précité est couplé pour recevoir les signaux de ladite prise intermédiaire et dudit moyen d'addition pour combiner les signaux appliqués dans un second sens, et ayant une sortie présentant une seconde caractéristique de l'amplitude en fonction de la fréquence. 3. Filtre selon la revendication 2, caractérisé en ce que les prises de sortie précitées du registre à décalage ( 100) précité sont placées symétriquement par rapport à la prise intermédiaire de sortie précitée; le moyen de couplage de signaux ( 104-118) précité comprend un certain nombre de circuits de fonction de pondération qui sont couplés à certaines desdites prises de sortie et présentant des valeurs symétriques de fonction de pondération autour de ladite prise intermédiaire; et le moyen d'addition ( 120-128) précité comprend un additionneur arborescent couplé auxdits circuits de fonction de pondération et ayant une sortie o est produit le signal précité pondéré aux prises. 4 Filtre selon la revendication 3, caractérisé par un circuit de fonction de pondération ( 102) qui est couplé entre la prise intermédiaire précitéDet les premier ( 130) et second ( 140) moyens précités de combinaison de signaux pour application des signaux pondérés aux prises. 5 Filtre selon la revendication 4, caractérisé en ce que le premier moyen de combinaison de signaux ( 130) précité comprend un moyen de combinaison de signaux par addition pour combiner, de façon additive, les signaux produits à la sortie de l'additionneur arborescent ( 120-128) précité aux signaux pondérés aux prises dérivés de la prise intermédiaire précitée; et le second moyen de combinaison de signaux ( 140) précité comprend un moyen de combinaison de signaux par soustraction pour combiner, de façon soustractive, les signaux produits à la sortie dudit additionneur arborescent aux signaux pondérés aux prises dérivés de ladite prise intermédiaire. 6. Filtre selon la revendication 2, caractérisé en ce que le registre à décalage ( 302) précité comprend un certain nombre d'étages couplés en série; le moyen d'addition ( 320-330) comprend un certain nombre d'additionneurs couplés entre certains desdits étages; le moyen de couplage de signaux ( 304-316) répond au signal d'entrée précité, et applique des signaux pondérés à certains desdits additionneurs; le moyen retardateur ( 302, 360) précité comprend un moyen ( 360) répondant audit signal d'entrée pour produire des signaux à une sortie, qui sont retardés d'au moins la moitié du retard donné; le premier moyen de combinaison de signaux ( 340) précité présente une première caractéristique d'amplitude en fonction de la fréquence; et le second moyen de combinaison de signaux ( 350) précité présente une seconde caractéristique de l'amplitude en fonction de la fréquence. 7. Filtre selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen précité de couplage de signaux ( 304-316) comprend un certain nombre de circuits de fonction de pondération ayant des valeurs symétriques de fonction de pondération par rapport à un point intermédiaire du registre à décalage précité, et le moyen d'addition ( 320-330) précité comprend un certain nombre d'additionneurs qui sont placés symétriquement autour dudit point intermédiaire dudit registre à décalage ( 302). 8 Filtre selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen retardateur ( 302, 360) précité comprend la combinaison en série d'un circuit de fonction de pondération ( 310) et d'un second registre à décalage ( 360) ayant la moitié du nombre des étages du premier registre à décalage précité. 9. Filtre selon la revendication 8, caractérisé en ce que le premier moyen de combinaison de signaux ( 340) précité comprend un moyen de combinaison de signaux par addition pour combiner, par addition, les signaux produits par le moyen retardateur ( 360) précité et le premier registre à décalage précité ( 302); et le second moyen de combinaison de signaux précité comprend un moyen de combinaison de signaux par soustraction pour combiner, par soustraction, les signaux produits dans ledit moyen retardateur ( 360) et ledit premier registre à décalage ( 302). 10. Filtre selon l'une quelconque des revendications 3 ou 7, caractérisé en ce que les circuits de fonction de pondération ( 102-118; 304-310) précités comprennent des circuits à décalage et addition. 11. Filtre selon l'une quelconque des revendications 5 ou 9, caractérisé en ce que le moyen de combinaison de signaux par soustraction ( 140; 350) précité comprend un moyen ( 172; 352) pour prendre le complément à deux des signaux appliqués précités et un additionneur ( 180 350).