Brevet FR2513831A1 — publié le 19830401

FILTRE D'ACCORD DYNAMIQUE POUR RADIO-ALTIMETRE La présente invention se rapporte, d'une manière géné- rale, aux radio-altimètres du type à modulation de fréquence et à onde entretenue et elle se rapporte plus particulière- ment à un filtre d'accord dynamique conçu pour être utilisé dans un tel radio-altimètre et ayant une réponse en fréquence qui est numériquement commandée en fonction de l'altitude de l'altimètre mesurée par l'altimètre. Les radio-altimètres du type à modulation de fréquence et à onde entretenue utilisent un émetteur d'onde entretenue qui est linéairement modulée en fréquence, un récepteur qui comprend un mélangeur pour combiner une partie du signal émis avec le signal reçu de réflexions du sol du signal émis et un compteur de fréquence pour déterminer la fréquence du signal de sortie du mélangeur Le retard entre l'émission d'un signal à une phase particulière et la réception du signal à cette même phase dépend de-l'altitude del'avion dans lequel l'alti- mètre est installé Du fait que la fréquence du signal émis varie linéairement en fonction du temps, les fréquences instan- tanées des signaux émis et reçus appliqués au mélangeur dif- fèrent d'une quantité proportionnelle au retard dû à l'alti- tude, de sorte que la fréquence du signal de sortie du mélan- geur est directement proportionnelle à l'altitude de l'avion. Dans les radio-altimètres à modulation de fréquence et à onde entretenue, tels que celui décrit, par exemple, dans le brevet des EUA no 3 341 849 aux noms de B L Cordry et autres, on a amélioré les performances en traitant le signal de sortie du mélangeur avec un filtre à réponse en fréquence variable dont la caractéristique est modifiée en fonction de l'intensité du signal reçu On comprendra que, dans les alti- mètres de ce type, la fréquence du signal traité est la plus grande à la limite d'altitude supérieure de l'altimètre o l'intensité du signal reçu est la plus faible et la fréquence du signal traité diminue à mesure que l'altitude diminue tan- disque l'intensité du signal reçu augmente Par conséquent, si l'on fait varier la réponse en fréquence du filtre en fonc- tion inverse de l'intensité du signal reçu, le filtre sert de commande de gain automatique avec l'avantage supplémentaire de réduire le spectre de fréquences dusignal traité lorsque l'avion s'approche du sol ce qui améliore la précision de l'altimètre en même temps que le besoin de précision s'ac- croit. Dans un système qui utilise le traitement numérique des signaux, il est au moins aussi important de commander le spectre de fréquences des signaux qui sont traités que de commander l'intensité du signal Dans le cas o la réponse en fréquence du filtre est commandée en fonction de Plintensi- té du signal, il n'y a aucune assurance que l'on obtiendra le réglage optimal de la réponse du fait qu'une réduction de l'intensité du signal implique seulement la nécessité d'ac- croître la réponse en fréquence du filtre L'intensité du si- gnal reçu peut varier par suite de changements de facteurs autres que l'altitude,tels qu'un changement de la puissance du signal émis et un changement du coefficient de réflexion du sol Il est préférable, par conséquent, de commander la réponse en fréquence du filtre en fonction de la fréquence du signal traité plutôt qu'en fonction de l'intensité du signal reçu. Par conséquent, l'un des buts de la présente invention est de réaliser une commande de bande passante pour un radio- altimètre du type à modulation de fréquence et à onde entre- tenue. Un autre but de la présente invention est de réaliser une commande de bande passante pour un radio-altimètre à modu- lation de fréquence et à onde entretenue sous forme d'un filtre d'accord dynamique dont la caractéristique de réponse est commandée par la fréquence-du signal traité. Encore un autre but de l'invention est de réaliser un filtre d'accord dynamique pour un radio-altimètre à modula- tion de fréquence et à onde entretenue ayant une réponse en fréquence commandée par la fréquence du signal de façon à ré- duire la réponse du filtre à des signaux ayant des fréquences supérieures aux fréquences du signal qui est traité. En résumé, l'invention a pour objet un filtre d'accord dynamique pour commander la largeur de bande de signaux de de fréquence de battement qui doivent être traités dans un radio-altimètre à modulation de fréquence et à onde entre- tenue, la caractéristique de réponse dudit filtre étant ré- glée en fonction de l'altitude Le réglage est effectué par un commutateur commandé par l'altitude qui modifie les va- leurs des composants de sections de filtrage actives -du type RC montées en cascade Au-dessous d'une altitude d'environ 128 pieds ( 39 m), la constante de temps d'une section de filtrage passe-haut est accrue, ce qui améliore la réponse à basse altitude Aux altitudes plus élevées, la constante de temps de la section passe-haut est réduite tandis que les constantes de temps d'une section de filtrage passe-bas double sont réduites en fonction inverse de l'altitude de sorte que la caractéristique de coupure haute-fréquence du filtre est déplacée vers le haut à mesure qu'il devient né- cessaire de traiter des siignaux de plus haute fréquence. D'autres buts et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre et à l'examen des dessins annexés dans lesquels: la Fig 1 est un schéma-bloc fonctionnel simplifié d'un radio-altimètre à modulation de fréquence et à onde entre- tenue incorporant le filtre d'accord dynamique de l'invention; la Fig 2 est un graphique qui représente la réponse en fréquence du filtre d'accord dynamique montrant la caractéris- tique à basse et à haute altitude ainsi qu'à plusieurs alti- tudes intermédiaires; la Fig 3 est une représentation schématique du filtre d'accord dynamique; la Fig 4 est un graphique de Bode des réponses en fré- quence du filtre d'accord dynamique; et la Fig 5 est un organigramme qui repésente le fonction- nement du microprocesseur pour commander la caractéristique de fréquence du filtre d'accord dynamique. On a représenté dans le schéma-bloc de la Fig 1 un radio-altimètre à modulation de fréquence et à onde entretenue qui incorpore le filtre d'accord dynamique de la présente in- vention Un émetteur 10 fournit de l'énergie à une antenne 11 montée dans un avion de façon à projeter un faisceau d'ondes radio vers la terre L'émetteur 10 produit un signal d'onde entretenue qui est linéairement modulé en fréquence par le signal de sortie d'un générateur 12 d'onde triangulaire appli- qué à un modulateur 13 Les réflexions par le sol du signal émis sont reçues par une antenne 14 et appliquées à une entrée d'un mélangeur 15 Une partie du signal émis provenant d'un coupleur 16 est appliquée à une seconde entrée du mélangeur dont le signal de sortie, constitué par un signal de bat- tement dont la fréquence est égale à la différence entre les fréquences instantanées des signaux émis et reçu, est ampli- fié par un pré-amplificateur 17 à large bande. Le signal de battement amplifié dans le pré-amplifica- teur 17,au lieu d'avoir une valeur unique,est en fait consti- tué par un spectre de fréquences sur une unique bande latérale dont la composante de pointe a une fréquence qui est directe- ment proportionnelle à l'altitude de l'avion dans lequel l'ap- pareil est monté Pour faciliter la sélection de la compo- sante de signal correcte pour le traitement, le pré-amplifica- teur 17 est suivi d'un filtre 18 d'accord dynamique qui est, d'une manière générale, du type à bande passante destiné à éliminer ou à réduire les composantes dusignal dont les fré- quences correspondent à des altitudes supérieures à l'inter- valle utile de l'instrument Les signaux transmis par le filtre 18 ont leur amplitude limitée par un écrêteur 19 puis ils sont appliqués à un oscillateur 21 d'accord dynamique à boucle verrouillée en phase L'oscillateur 21 d'accord dyna- mique est agencé pour sélectionner la composante la plus im- portante parmi le spectre présent à son entrée et pour se verrouiller sur cette composante et la suivre en produisant à sa sortie un signal ayant une unique valeur. La fréquence du signal de sortie de l'oscillateur 21 d'accord dynamique est déterminée par un compteur de fré- quence 22 dont les données de sortie sont traitées arithméti- quement par un microprocesseur 23 pour produire une indication de l'altitude en format numérique L'information d'altitude produite à la sortie du microprocesseur 23 peut être affichée visuellement sur un dispositif indicateur 24 ou elle peut être conservée sous le format numérique pour Ctre utilisée en d'autres points de l'avion. La caractéristique de réponse en fréquence du filtre 18 d'accord dynamiquea été représentée sur la Fig 2 Comme on le comprendra, la pente de l'onde de modulation triangu- laire émise par le générateur 12 et le facteur de modulation de l'émetteur déterminent la constante de proportionnalité entre la fréquence du signal de battement et l'altitude Cette constante est de 80 Hz/pied ( 262,5 Hz/m) pour un mode de réa- lisation spécifique de l'invention que l'on décrira ci-après. La fréquence du signal de battement et l'altitude correspon- dante sont reportées sur l'axe des abscisses de la Fig 2. La réponse combinée du pré-amplificateur 17, du filtre 18 d'accord dynamique et de l'écrêteur 19 est réportée en déci- bels sur l'axe des ordonnées On n'a représenté que quelques unes des courbes d'une famille de courbes La caractéristique du filtre 18 d'accord dynamique, commandée en fonction de l'altitude par le microprocesseur 23, détermine celle des courbes de la famille qui est effectivement suivie à une alti- tude particulière quelconque Pour les altitudes inférieures à 128 pieds ( 39 m),la réponse du filtre 18 d'accord dynamique est décrite par la courbe 26 Pour des altitudes supérieures à 200 pieds ( 609,6 m) la caractéristique de filtre est décrite par la courbe 29 Pour les altitudes comprises entre environ 128 pieds ( 39 m) et 2 000 pieds ( 609,6 m) la caractéristique varie en 30 étapes, deux seulement des étapes intermédiaires 27, 28 étant représentées Lorsque l'altimètre fonctionne à une altitude supérieure à environ 128 pieds ( 39 m),la réponse basse fréquence du filtre suit le segment 31 des courbes, la réponse diminuant lorsque la fréquence diminue au taux de 12 d B/octave La réponse en fréquence moyenne du filtre pour les altitudes comprises entre 128 pieds ( 39 m) et 2000 pieds ( 609,6 m) est choisie parmi l'une des trente caractéristiques de réponse disponibles de façon que la réponse de pointe du filtre se produise à une fréquence quelque peu inférieure à la fréquence correspondant à l'altitude effective Par exemple, 251383 1 à une altitude de 1000 pieds ( 304,8 m),la courbe 27 est choi- sie, cette courbe présentant une réponse de pointe à environ k Hz tandis que la fréquence de battement qui est traitée est d'environ 80 k Hz Un tel mode de fonctionnement améliore l'accord dynamique sur le signal pour les altitudes qui vont en diminuant,ce qui est d'un intérêt vital au cours de la prise de terrain par l'avion La courbe 26 est choisie pour le fonctionnement à une altitude inférieure à 128 pieds ( 39 m) Cette courbe présente dans son segment 32 une réponse basse fréquence qui diminue, lorsque la fréquence diminue, à un taux de 6 d/octave pour assurer une compensation des fluctua- tions accrues qui se produisent à basse altitude dans l'ampli- tude du signal de retour du sol. On a représenté sous une forme schématique simplifiée sur la Fig 3 la construction du filtre 18 d'accord dynamique. Le signal provenant du mélangeur 15,après amplification dans le pré-amplificateur 17 à large bande,est couplé,par l'inter- médiaire d'un condensateur 41 et d'une résistance 42,à l'en- trée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 43 La réac- tion de la sortie à l'entrée inverseuse de l'amplificateur 43 est fournie par une résistance 44 Le condensateur 41 et la résistance 42 forment un réseau différentiateur qui con- tribue à la pente ascendante de la réponse du filtre 43 re- présentée par le segment 31 de la Fig 2 Le signal de sortie de l'amplificateur 43 est appliqué à un étage passe-bas qui comporte un amplificateur opérationnel 45 qui est suivi d'un étage passe-bas identique qui comporte un amplificateur opé-' rationnel 46 La sortie de l'amplificateur 43 est connectée, par l'intermédiaire d'une résistance 47,à l'entrée non inver- seuse de l'amplificateur 45 Un condensateur 48 est connecté entre l'entrée non inverseuse et la masse Un commutateur nu- mérique 49 est agencé de façon à connecter des résis- tances 51-55 en parallèle à la résistance 47 en réponse à des signaux logiques appliqués sur ses lignes d'entrée de données Do-D 4 La valeur de la résistance 51 est choisie égale à celle de la résistance 47 tandis que les valeurs des résistances 52 à 54 sont respectivement choisies approximativement égales à la 25138 X 1 moitié, au quart et au huitième de la valeur de la résis- tance 47 La résistance 55 a une valeur fortement inférieure à celle de la résistance 47 En conditionnant les lignes de données Do-D 4 conformément à une séquence binaireon peut choisir l'une quelconque de 32 valeurs possibles en tant que valeur utile de la résistance d'entrée de l'amplificateur La résistance d'entrée utile la plus élevée est la valeur de la résistance 47 et la plus faible valeur est la valeur de la résistance 47 connectée en parallèle avec les résis- tances 51-55 Etant donné que le commutateur numérique 49 utilise une logique négative, tous les interrupteurs 51-55 sont fermés lors de l'apparition de la séquence 00000 sur les lignes de données Do-D 4. La réponse en fréquence de la section passe-bas est dé- terminée par le produit de la valeur de la résistance d'en- trée utile de l'amplificateur 45 par la valeur du condensa- teur 48 La valeur la plus élevée de cette résistance réduit la réponse aux hautes fréquences du filtre à sa plus faible valeur, la courbe 26 de la Fig 2, tandis que la plus faible valeur de cette résistance accroît la réponse aux hautes fré- quences du filtre à sa plus grande valeur, la courbe 29 de la Fig 2 Les valeurs intermédiaires de la résistance d'en- trée utile produisent des courbes telles que les courbes 27, 28 de la Fig 2. La section passe-bas qui comprend l'amplificateur 46 est identique à la section passe-bas que l'on vient de décrire et elle est commandée par les mêmes données d'entrée que celles appliquées au commutateur numérique 49 La réponse en fréquence de l'amplificateur 46 est, par conséquent, la même que celle de l'amplificateur 45 et l'effet combiné des ampli- ficateurs 45 et 46 est de produire une réponse aux hautes fréquences qui diminue au taux de 12 d B/octave. Le signal de sortie de l'amplificateur 46 est diffé- rentié dans un réseau commutable comprenant des condensateurs 56, 57, des résistances 58, 59 et un transistor 61 Le conden- sateur 57 a une valeur relativement élevée de façon à présen- ter une impédance négligeable aux fréquences du signal Lors- que le transistor 61 est non conducteur, la résistance 59 n'a aucun effet de sorte que la constante de temps du réseau d'en- trée de l'amplificateur opérationnel 62 est déterminée par le produit de la valeur du condensateur 56 par la valeur de la résistance 58 La résistance 58 a une valeur relativement éle- vée par rapport à la valeur de la résistance 59 Lorsque le transistor 61 est rendu conducteur, la cosntante de temps du réseau d'entrée de l'amplificateur 62 devient sensiblement le produit de la valeur du condensateur 56 par la valeur de la résistance 59 La résistance de réaction 63 est réglable afin de permettre le réglage du gain global du filtre 18 pour permettre la compensation des tolérances des valeurs des com- posants du filtre. Le transistor 61 devient conducteur lors de l'apparition d'un " 1 " logique sur la ligne de données D 7 du microprocesseur 23 Le transistor 61 est maintenu conducteur pour toutes les altitudes supérieures à environ 128 pieds ( 39 m) de sorte qu'alors la constante de temps du réseau d'entrée de l'ampli- ficateur 62 est égale au produit de la valeur du condensateur 56 par la valeur de la résistance 59 Au-dessous de l'alti- tude de 128 pieds ( 39 m) environne transistor 61 devient non conducteur de sorte que la constante de temps du réseau d'entrée de l'amplificateur 62 devient égale au produit de la valeur du condensateur 56 par la valeur de la résistance 58 et est considérablement supérieure à la valeur de la cons- tante de temps lorsque le transistor 61 est conducteur L'ac- croissement de la constante de temps qui se produit à basse altitude accroit la réponse aux basses fréquences du filtre en changeant l'atténuation des basses fréquences d'environ 12 d B/octave à 6 d B/octave produisant ainsi le segment 32 de la courbe de réponse de la Fig 2. Le signal de sortie de l'amplificateur 62 est transmis par l'intermédiaire d'un écrêteur 19 à deux étages de concep- tion classique à l'entrée de l'oscillateur 21 d'accord dyna- mique à boucle verrouillée en phase Comme précédemment dé- crit, l'oscillateur 21 d'accord dynamique se verrouille sur la composante la plus importante du spectre limité de signaux présents à son entrée et il engendre un unique signal de fré- quence appliqué pour traitement au compteur de fréquence 28. Le microprocesseur 23 effectue des opérations arithmétiques sur les données d'entrée qu'il reçoit du compteur de fré- quence 22 pour résoudre l'équation H = 1/k Fd dans laquelle H est l'altitude de l'avion, k est égal à 80 Hz/pied ( 262,5 Hz/ m) et Fd est la fréquence du signal de sortie de l'oscilla- teur 21 d'accord dynamique La valeur de H est mise en mé- moire dans un registre du microprocesseur et est utilisée dans une sousroutine que l'on décrira ultérieurement, afin de déterminer les données numériques fournies aux lignes de données Do-D 4 et D 7 pour commander les caractéristiques du filtre 18 d'accord dynamique. L'effet de l'actionnement des commutateurs numériques 49, 49 ' et du transistor 61 sur la réponse en fréquence du filtre d'accord dynamique peut être mieux compris en se ré- férant au graphique de Bode de la Fig 4 Le graphique de Bode est un tracé des réponses en fréquence asymptotique des étages individuels du filtre d'accord dynamique La ré- ponse en fréquence asymptotique globale du filtre est obte- nue en additionnant les réponses des étages individuels. L'amplificateur 43 a la fonction de transfert de ten- sion suivante: E 0 T 15 R 441 A A 44 E T 2 S + 1 A R 42 '41 " 1 R ( 1) A = R 44 S = d/dt La constante de temps T 2 R 42 C 41 est choisie de fa- çon à produire une fréquence d'inflexion f,= -T d'approxi- mativement 169 k Hz Les résistances R 44 et R 42 sont choisies de façon à produire un gain A de 20 d B La réponse de l'am- plificateur 43 peut, par conséquent, être représentée asymp- totique par la ligne 43 de la Fig 4 qui représente une pente croissant linéairement à partir des basses fréquences au taux de 6 d B/octave jusqu'à la fréquence d'inflexion de 169 k Hz à un niveau de 20 d B, après quoi la courbe s'étend horizontalement jusqu'à environ 250 k Hz o la réponse re- tombe du fait des limitations de fréquence inhérentes de l'amplificateur 43. La fonction de transfert de tension, de la sortie de l'amplificateur 43 à la sortie de l'amplificateur 46,est don- née par l'équation: = A =A 1 ( 2) 1 (T 3 S + 1) (j Reff C 48 w+ 1)2 A = 1 La constante de temps T 3 Reff C 48 de l'équation ( 2) dé- pend de la valeur utile de la résistance d'entrée de l'ampli- ficateur 45 ou 46 A sa plus haute valeur, tous les interrup- teurs 51-55 sont ouverts et la résistance d'entrée utile est la valeur de R 47 Les valeurs de R 47 et de C 48 sont choisies pour produire une fréquence d'inflexion d'approximativement 7,2 k Hz. La résistance d'entrée utile la plus faible des ampli- ficateurs 45-et 46 est fournie lorsque tous les interrupteurs 51-55 sont fermés Les valeurs des résistances 51-55 sont choisies pour fournir une fréquence d'inflexion,avec tous les interrupteurs fermés, de 250 k Hz. La réponse en fréquence asymptotique des amplifica- teurs 45/46 est représentéepar la ligne horizontale qui s'é- tend le long de l'ordonnée de O d B jusqu'à la fréquence d'in- flexion de 7,2 k Hz et ensuite le long de la ligne qui a une pente descendante de 12 d B/octave La réponse asymptotique pour la résistance d'entrée utile la plus faible des amplifi- cateurs 45/46 est représentée par la ligne horizontale 45 '/46 ' qui s'étend le long de l'ordonnée O d B jusqu'à la fréquence d'inflexion de 250 k Hz et ensuite le long d'une pente descen- dante de 12 d B/octave. On n'a pas représenté la réponse en fréquence des ampli- ficateurs 45/46 par les valeurs de résistance d'entrée utile entre la plus forte et la plus faible valeur mais on compren- dra que ces réponses sont semblables à celles représentées à cette différence près que les fréquences d'inflexion ont des '3831 1 1 valeurs comprises entre 7,2 Hz et 250 k Hz selon ceux des in- terrupteurs 51-55 qui sont fermés. La fonction de transfert de tension de la sortie de l'amplificateur 46 à la sortie de l'amplificateur 62 lorsque le transistor 61 est conducteur est donnée approximativement par l'équation: E O T 4 S R C w 1 = A 4 A 59 56 E 1 T 4 S + j R 59 C 56 Cu 3 > R 63 a= R 58 Les valeurs des résistances 63 et 58 sont choisies pour fournir un gain A d'environ 7 d B La valeur de la résistance 59 et celle du condensateur 56 sont choisies pour produire une fréquence d'inflexion d'approximativement 12,3 k Hz La réponse en fréquence asymptotique de l'amplificateur 62 est, par conséquent, représentée par la ligne 62 ayant une pente ascendante de 6 d B/octave pour intercepter l'ordonnée de 7 d B à 12,3 k Hz Ensuite, la réponse est plate jusqu'à envi- ron 250 k Hz o la retombée commence du fait des limitations de fréquence inhérentes de l'amplificateur. La fonction de transfert de tension de la sortie de l'amplificateur 46 à la sortie de l'amplificateur 62 lorsque le transistor 61 n'est pas conducteur est donnée approximati- vement par l'équation: E O T S j R 63 C 56 VO A A E= T S + 1 = R C Cu + 1 R 4 A 63 R 58 La résistance 58 a une valeur nettement plus grande que la résistance 59 de sorte que l'effet de commuter le tran- sistor 61 à l'état non conducteur est d'abaisser fortement la fréquence d'inflexion de l'amplificateur 62 La constante de temps T 6 = R 58 C 56 choisie pour le réseau d'entrée de l'am- plificateur 62 lorsque le transistor 61 n'est pas conducteur produit une fréquence d'inflexion d'approximativement 1,85 k Hz. La réponse en fréquence asymptotique de l'amplificateur 62, lorsque le transistor 61 est non conducteur,est représentée * par la ligne 62 ' qui, à l'exception de la fréquence d'in- flexion inférieure, est semblable à la ligne 62. On peut maintenant montrer que la réponse en fréquence asymptotique globale du filtre 18 d'accord dynamique pour diverses conditions de fonctionnement est la somme des valeurs deslignes 43, 45/46 et 62, ces lignes étant modifiées en ré- ponse aux changements d'altitude La réponse du filtre d'ac- cord dynamique au-dessous d'une altitude d'environ 128 pieds ( 39 m) suit l'asymptote représentée par la courbe 70 Le tran- sistor 61 est alors non conducteur et tous les interrupteurs 51 55 sont ouverts Les lignes 62 ', 63 et 45/46 déterminent, par conséquent, la forme de la courbe 70 Au-dessous de 1,85 k Hz la pente de la courbe 70 est de 12 d B par octave Entre 1,85 k Hz et 7,2 k Hz la courbe 70 a une pente ascendante de 6 d B/octave De 7,2 k Hz à 169 k Hz la courbe 70 redescend au taux de 6 d B/octave et ensuite la courbe s'abaisse au taux de 12 d B/octave puis de 24 d B et plus par octave. A haute altitude, par exemple à 2500 pieds ( 762 m), le transistor 61 estconducteur et tous les interrupteurs 51-55 sont fermés Par conséquent, la réponse du filtre suit asymp- totiquement la courbe-71 qui résulte de la combinaison des lignes 43, 45 '/46 ' et 62 Au-dessous de 12,3 k Hz,la courbe 71 a une pente de 12 d B/octave Entre 12,3 k Hz et 135 k Hz,la courbe 71 s'élève à un taux de 6 d B/octave et après 250 k Hz elle retombe à plus de 24 d B/octave La courbe 72 représente le résultat obtenu lorsque le transistor 61 est conducteur et que tous les interrupteurs 51-55 sont ouverts On comprendra que la fermeture des interrupteurs 51-55 dans diverses combi- naisons produit des courbes dont les valeurs sont entre celles des courbes 72 et 71. Le microprocesseur 23 commande la réponse en fréquence du filtre 18 en fonction de l'altitude en exécutant la sous- routine"Bande passante d'entrée" représentée dans l'organi- gramme de la Fig 5 Au cours de chaque cycle du programme qui comporte quatre cycles de modulation du générateur 12 d'onde triangulaire, il se produit une interruption qui com- mute le fonctionnement du microprocesseur à la sous-routine "Bande passante d'entrée" En premier lieu, au cours-de l'é- tape de décision 80, un indicateur de boucle verrouillée en phase produit par l'oscillateur 21 d'accord dynamique est testé Si l'indicateur n'est pas mis, ce qui indique qu'un signal d'altitude n'a pas été acquis, le programme s'embranche à l'étape 81 o un compteur de retard est mis à 4, à la suite de quoi, à l'étape 82, un accumulateur est mis à la valeur hexadécimale 80 et le programme passe à l'étape 83 au cours de laquelle le contenu de l'accumulateur est chargé dans un registre 3 E et transmis en sortie au point d'accès d'écriture 03 du microprocesseur Le point d'accès 03 comporte les lignes de données D o-D 4 et D 7 La valeur hexadécimale 80 a le format binaire 1000 0000 de sorte que les lignes Do- D 4 sont mises à O et que la ligne de données D 7 est mise à 1 Etant donné que les commutateurs 49 et 49 ' utilisent une logique négative, les interrupteurs 51-55 sont alors tous fermés et le transistor 61 est conducteur (D 7 = 1) Il en résulte que jusqu'à ce que le signal soit acquis, la réponse enfréquence du filtre est largement ouverte, suivant la courbe 29 Après avoir appliqué les données de l'accumulateur au point d'accès 03, le programme retourne à l'étape de décision 80 pour at- tendre l'interruption du cycle de programme suivant. Lors des cycles suivants du programme, lorsque le si- gnal a été acquis et que l'indicateur de boucle verrouillée en phase a été mis, après l'interruption, le programme passe del'étape 80 à l'étape 84 pour décrémenter le compteur de re- tard d'une unité Au cours de l'étape de décision 85, le con- tenu du compteur de retard est vérifié pour déterminer s'il est égal à 0 Si le contenu du compteur à retard n'est pas égal à 0, le programme retourne au départ pour attendre l'interruption suivante Le retard de 4 cycles du programme avant l'exécution de la sous-routine pour ajuster la réponse en fréquence du filtre assure que des données d'altitude va- lides seront contenues dans le microprocesseur avant que tout réglage de la fréquence du filtre 18 soit effectué. Après que le programme a exécuté l'étape 84 et que le compte de retard a été décrémenté à 0, le programme passe à l'étape 86 L'altitude calculée est contenue dans le micro- processeur en deux multiplets de 8 bits chacun, le multiplet le plus significatif étant mis en mémoire dans le registre 39 et le multiplet le moins significatif étant mis en mémoire dans le registre 38 Le bit le moins significatif du registre 38 a une valeur d'altitude de 0,125 pieds ( 3,81 cm) et le bit le plus significatif du registre 39 a une valeur d'altitude de 4096 pieds ( 1248,46 m) Au cours de l'étape 86, le multi- plet le plus significatif du registre d'altitude, c'est-à- dire le contenu du registre 39 est chargé dans l'accumulateur. Le bit le moins signifcatif du multiplet de 8 bits a ainsi une valeur d'altitude de 32 pieds ( 9,75 m) et le bit le plus significatif a une valeur de 4096 pieds ( 1248,46 m) Etant donné que l'altimètre a une limite d'altitude supérieure de 2500 pieds ( 762 m),seuls les bits O à 6 du multiplet le plus significatif présentent de l'intérêt En outre, on désire faire varier la réponse en fréquence du filtre par étages cor- respondant à des incréments d'altitude de 64 pieds ( 19,5 m). A l'étape 87, le contenu du registre 39 chargé dans l'accumu- lateur est décalé d'un bit à droite et le bit le plus signifi- catif (bit 7) de l'accumulateur est mis à 0 Après cette opé- ration, le bit O a une valeur d'altitude de 64 pieds ( 19,5 m) et le bit 6 une valeur d'altitude de 2048 pieds ( 624,23 m). Aux étapes 38 et 39, le contenu modifié de l'accumulateur est chargé dans le registre R 2 et le bit 6 de l'accumulateur est isolé en vue d'être testé. Au cours de l'étape de décision 90, le bit 6 de l'accu- mulateur est vérifié pour déterminer s'il est ou non égal à 1. Si le bit 6 est égal à 1, ce qui indique que l'avion est à une altitude d'au moins 2048 pieds ( 624,23 m), le programme effec- tue un branchement à l'étape 82 au cours de laquelle le conte- nu de l'accumulateurest mis à la valeur hexadécimale 80 et le programme sort de la sous-routine après exécution de l'étape 83 qui fournit les données au point d'accès 03 de manière à commander le filtre pour qu'il ait la réponse en fréquence la i 3831 plus large Si, à l'étape 90, le bit 6 n'est pas égal à 1, le contenu d'altitude du registre R 2 est rechargé dans l'ac- cumulateur au cours de l'étape 91 Ensuite, pour obtenir l'a- dresse des données correctes pour actionner les commutateurs 49, 49 ' qui sont mises en mémoire aux emplacements de mémoire hexadécimaux 3 C O à 3 DF, un décalage de 3 CO est ajouté au contenu d'altitude de l'accumulateur, à l'étape 92. Le tableau I ci-dessous contient une liste abrégée du contenu des emplacements de mémoire 3 CO à 3 DF. TABLEAU I Altitude Adresse Contenu de la mémoire Pieds Mètres (Hex) (Hex) (Hex) (binaire) PiedsMètres D 7 DO O 0-63 0-19,2 00 3 C O 3 F 0011 1111 64-127 19,5-38,7 01 3 C 1 1 F 0001 1111 128-191 39,0-58,2 02 3 C 2 9 F 1001 1111 192-255 58,5-77,7 03 3 C 3 9 E 1001 1110 256-319 78,0-97,2 04 3 C 4 9 D 1001 1101 * 1920-1983 585,2-604,4 1 E 3 DE 83 1000 0011 1984-2047 604,7-623,9 1 F 3 DF 82 1000 0010 2048 + 624,2 + 20 Accu mis à: 80 1000 0000 A l'étape 93, le contenu de l'emplacement de mémoire sépcifié est extrait et chargé dans l'accumulateur et le pro- gramme sort de la sous-routine après avoir exécuté l'étape 83 qui fournit les données appropriées par l'intermédiaire du point d'accès 03 pour régler la réponse en fréquence du filtre. Nous référant au tableau I, à l'altitude 00 (en hexadécimal) les données de sortie appliquées au filtre sont, en hexa- décimal, 3 F L'équivalent binaire de la valeur hexadécimale 3 F montre que les données de sortie appliquées sur les lignes Do-D 4 sont toutes des 1 tandis que D 7 est un 0 Ainsi, les interrupteurs 51-55 de la Fig 5 sont tous ouverts tandis que le transistor 61 est non conducteur De ce fait, la réponse du filtre suit la courbe 32 de la Fig 2 A l'altitude 01 (en hexadécimal),les données de sortie sont 1 F (en hexadéci- mal) mais la réponse du filtre ne change pas étant donné que le bit de données D 5 n'est pas décodé pour le fonctionnement du filtre (D 5 est utilisé en un autre emplacement du circuit). Aux altitudes comprises entre 02 et 1 P (en hexadécimal),D 7 est un 1 et Do-D 4 diminuent progressivement à mesure que l'al- titude s'accroit de sorte que la réponse du filtre suit des courbes situées entre les courbes 26 et 29 de la Fig 2. Il est évident que l'on peut apporter de nombreux chan- gements et modifications au mode de réalisation de l'invention spécifiquement décrit sans sortir du cadre ni s'écarter de l'esprit des revendications annexées. REVENDICATIONS 1 Filtre à réponse en fréquence variable pour un radio- altimètre à modulation de fréquence et à onde entretenue con- çu pour déterminer l'altitude d'un avion en mesurant la fré- quence d'un signal de fréquence de battement, ce filtre étant caractérisé en ce qu'il comprend un filtre passe-bande ( 18) recevant les signaux de fréquence de battement et adapté pour laisser passer une bande de fréquences correspondant à l'in- tervalle d'altitudes utile de l'altimètre, et des moyens ( 49, 49 ', 5155, 51 '-55 ') commandés par l'altitude mesurée par l'altimètre pour réduire la réponse aux hautes fréquences du filtre lorsque l'altitude diminue. 2 Filtre à réponse en fréquence variable selon la revendi- cation 1, caractérisé en ce que la réponse du filtre s'ac- croit lorsque la fréquence des signaux reçus s'accroit. 3 Filtre à réponse en fréquence variable selon la revendi- cation 2, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, des moyens ( 56, 58, 59, 61) pour accroître la réponse aux basses fréquences du filtre, et des moyens ( 23) commandés par l'alti- tude mesurée par l'altimètre pour commander lesdits moyens de manière qu'ils accroissent la réponse aux basses fréquences de manière à influencer la réponse en fréquence dudit filtre à basse altitude. 4 Un filtre à réponse en fréquence variable pour un radio- altimètre à modulation de fréquence et à onde entretenue ser- vant à limiter la bande de fréquencesde signaux de fréquence de battement traités par l'altimètre afin de mesurer l'altitude, cet altimètre comprenant des moyens contenant, sous un format numérique, l'altitude mesurée par l'altimètre, ce filtre étant caractérisé en ce qu'il comprend une section de filtrage ( 45- , 46-55 '), un réseau commutable ( 49-55, 49 l-55 ') monté dans la section de filtrage et comportant une série d'éléments de circuit ( 51-55, 51 '-55 ') discrets susceptibles d'y être con- nectés pour modifier la caractéristique d'atténuation par rap- port à la fréquence de la section de filtrage, et des moyens de commutation numériques ( 49, 49 ') commandés par les moyens ( 23) de l'altimètre qui contiennent l'altitude mesurée pour 251383 1 connecter certains choisis des éléments de circuit dans le réseau afin de provoquer l'accroissement de l'atténuation des hautes fréquences de la section de filtrage lorsque l'altitude mesurée diminue. 5 Filtre selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, une seconde section de filtrage ( 56-63) montée en cascade avec la première section de filtrage, cette seconde section de filtrage ayant une caractéristique d'atté- nuation par rapport à la fréquence telle que l'atténuation di- minue lorsque la fréquence s'élève. 6 Filtre selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens commutables ( 61) pour diminuer l'atténua- tion des basses fréquences de la seconde section de filtrage et des moyens commandés par les moyens de l'altimètre qui contiennent l'altitude mesurée par l'altimètre pour commuter lesdits moyens commutables, à basse altitude. 7 Un filtre à réponse en fréquence variable pour un radio- altimètre à modulation de fréquence et à onde entretenue,ser- vant à limiter la bande de fréquences des signaux de fréquence de battement traités par l'altimètre pour mesurer l'altitude, l'altimètre comprenant des moyens contenant sous un format numérique l'altitude mesurée par l'altimètre, ce filtre étant caractérisé en ce qu'il comporte: plusieurs amplificateurs opérationnels ( 45, 46, 62) connectés en cascade pour ampli- fier les signaux de fréquence de battement, un réseau de com- mande de gain ( 47, 51-55, 48, 47 ', 51 '-55 ', 48 ', 58, 59, 63, 56, 57) associé à chacun des amplificateurs, chacun des ré- seaux ayant une caractéristique d'atténuation par rapport à la fréquence telle que l'atténuation varie en fonction de la fréquence, des moyens de commutation numériques ( 49, 49 ', 61) pour faire varier la caractéristique d'atténuation par rapport à la fréquence de chacun des réseaux, les moyens de commuta- tion fonctionnant en réponse aux moyens ( 23) de l'altimètre qui contiennent l'altitude mesurée pour modifier lesdites caractéristiques de telle sorte que leur somme fournit une caractéristique d'atténuation par rapport C la fréquence telle que l'atténuation des hautes fréquences s'accroit lorsque l'altitude mesurée diminue. 8 Filtre selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'un des amplificateurs opérationnels et son réseau de com- mande de gain produisent une fonction de transfert de ten- sion exprimant le rapport de son signal de sortie à son si- gnal d'entrée qui a la forme: TS + 1 dans laquelle T est une constante et S est l'opérateur différentiel d/dt, et en ce que les moyens de commutation numériques fonctionnent en réponse à l'altitude mesurée pour accrottre la valeur de T dans ladite fonction de transfert lorsque l'altitude mesurée diminue. 9 Filtre selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'un second desdits amplificateurs opérationnels avec le réseau de commande de gain qui lui est associé fournit une fonction de transfert de tension exprimant le rapport de son signal de sortie à son signal d'entrée qui a la forme: T 15 T S + 1 dans laquelle T 1 est une constante et S est l'opérateur différentiel d/dt. Filtre selon la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens de commutation numériques fonctionnent en réponse à l'altitude mesurée pour accroître la valeur de T 2, à une faible valeur de l'altitude mesurée.