Brevet FR2516722A1 — publié le 19830520

La présente invention concerne un circuit de commande à la commutation de charges inductives, susceptible d'intégration monolithique, utilisable dans des imprimantes ultra-rapides pour piloter les électroaimants des organes d'impression, ainsi que dans des alimentations à chopper. Les circuits de commande à la commutation de ce type com- prennent un transistor final de puissance monté, en série avec la charge inductive, entre les deux pôles d'un générateur de tension d'alimentation et piloté alternativement, au moyen d'un signal de commande appliqué à sa base, entre un état de haute tension et de faible courant et un état de basse tension et de courant fort. Dans le premier état, le transistor est virtuellement, entre ses bornes d'émetteur et de collecteur, un circuit ouvert (état de blocage ou état "hors") et, dans le second état, un court- circuit (état de conduction ou état "en"), empêchant ou permet- tant respectivement que le courant passe à travers la charge inductive. Le mode de fonctionnement du transistor qui se rapproche le plus du fonctionnement d'un interrupteur ideal est celui dans lequel le transistor à l'état de fermeture travaille en satura- tion et, à l'état d'ouverture, est en interdiction Dans ce cas, la fréquence maximale possible de commutation du transistor final de puissance est limitée essentiellement par les effets, lors de la phase de passage de la saturation à l'interdiction ("turn-off"), de l'accumulation de charges survenue pendant la phase de conduc- tion. Comme on le sait, les transistors de puissance présentent en général une région de collecteur épaisse et de résistivité élevée, nécessaire pour supporter la tension inverse élevée. 2 2516722 Une telle région de collecteur présente un état transitoire d'extinction composé d'une première phase dans laquelle le transistor continue d'être en saturation, d'une seconde phase de "quasi-saturation" dans laquelle la tension collecteur-émet- teur commence à monter tandis que le courant de collecteur reste constant, et d'une phase finale dans laquelle la tension collec- teur-émetteur monte rapidement et le courant de collecteur tombe à zéro. La phase de "quasi-saturation" est en particulier celle dans laquelle le transistor dissipe le plus d'énergie. Une réduction du temps d'extinction serait donc avantageuse, à la fois pour augmenter la fréquence maximale possible de commu- tation et pour améliorer le rendement du circuit de commande du point de vue énergétique, en réduisant les moments pendant les- quels le fonctionnement du transistor de puissance final s'écarte de celui d'un interrupteur idéal. Une solution de montage connue pour ce problème consiste à raccorder à la base du'transistor final de puissance un élément de circuit à basse impédance qui permet, à l'extinction, un écoulement rapide des charges accumulées dans le transistor, par exemple un élément de circuit comprenant un transistor convena- blement dimensionné, raccordé à la base du transistor final et qui fonctionne en opposition de phase par rapport à celui-ci, extrayant les charges accumulées pour en accélérer I'extinction. Des solutions de montage de ce genre sont décrites par exemple dans les demandes de brevet britanniques n 2 053 606 et n 2 1 560 354. Mais le transistor d'extraction a lui aussi son délai, bien que réduit, d'extinction, ce qui fait que, fonctionnant en oppo- sition de phase par rapport au transistor de puissance final, il provoque un retard du réallumage de celui-ci, non négligeable si l'on veut le maximum de vitesse de commutation D'autre part, on ne peut pas négliger non plus l'absorption inutile de courant d'alimentation pour maintenir actif le transistor d'extraction lorsque le transistor final est déjà complètement éteint. Lorsque le signal de commande à la base est ensuite transmis au transistor de puissance final par l'intermédiaire d'un second transistor qui lui est couplé, la vitesse de fonctionnement du circuit de commande dépend également de la vitesse maxiffiale de commutation de ce second transistor, laquelle est subordonnée aux effets déjà vus de l'accumulation des charges à la base, si ce transistor à l'état de conduction travaille en saturation. Dans ce cas, les limitations de vitesse qui en résultent peuvent 8 tre importantes, surtout s'il s'agit de circuits de commande susceptibles d'intégration monolithique, comprenant un transistor de type PNP pour le pilotage du transistor final de puissance (qui, pour des raisons d'intégration, connues du spécia- liste, est généralement du type NPN), miime lorsque ce dernier dans l'état de conduction travaille dans la zone active de sa plage de fonctionnement, les transistors intégrés de type PNP ayant une phase d'extinction plus longue que celle des transis- tors de type NPN. Le but de la présente invention est de réaliser un circuit de commande à la commutation de charges inductives, susceptible d'intégration monolithique, comprenant un transistor de type PNP pour le pilotage du transistor de puissance final, circuit qui soit toutefois caractérisé par une vitesse de commutation très élevée, ait un bon rendement et limite à l'indispensable l'ab- sorption de courant d'alimentation. Ce but est atteint avec le circuit de commande à la commu- tation de charges inductives, comprenant un transistor final de puissance, piloté à la commutation au moyen d'un transistor couplé ' à sa borne de commande Aux bornes de commande des deux transis- tors est raccordé un circuit pour l'extraction de charges, afin d'accélérer l'extinction de ces transistors en réduisant leur temps de vidage Ce circuit n'est validé à l'extraction de charges que pendant une période de temps prédéterminée à partir du début de l'extinction des transistors, afin d'éviter des retards du réallumage ultérieur de ceux-ci. L'invention pourra être bien comprise à l'aide de la description détaillée qui suit, donnée uniquement à titre d'exemple et, par conséquent, non limitative, en référence aux dessins ciannexés La fig Iest le schéma, partiellement en blocs, d'un circuit de commande à la commutation suivant l'invention. La fig ' 2 est le schéma du circuit d'une autre forme de 16722 réalisation de l'invention. Sur les figures, les mêmes lettres et chiffres de référence ont été utilisés pour les parties correspondantes. Un circuit de commande à la commutation, dont le schéma est présenté sur la fig l, comprend une source de signaux de commutation, représentée par un bloc désigné par le symbole BW, raccordée à un composant de commande, représenté par un bloc O, ainsi qu'une paire de transistors bipolaires, désignés par les symboles T 1 et T 2, respectivemenit de types PNP et NPN La base, l'émetteur et le collecteur de Tl sont raccordés respectivement au composant de commande C, au pôle positif +Vcc d'un générateur de tension d'alimentation et à la base du transistor T 2, dont le collecteur et l'émetteur sont connectés respectivement à +Vcc et, par l'intermédiaire d'une charge inductive, représentée par une résistance et une inductance L montées en série, au p 1 le négatif -Vcc du générateur de tension d'alimentation En para Ilè- le sur R et L est montée une diode DE dont la cathode et l'anode sont raccordées respectivement à l'émetteur de T 2 et à -Vcc La ce' base et l'émetteur de T 2 sont interconnectés au moyen d'une résistance R - Le schéma de la fig 1 comprend également un composant de validation temporisée, représenté par un bloc désigné par le sym- bole TA et relié au composant de commande C par une double jonc- tion désignée par les lettres c et a; le schéma comprend aussi deux transistors bipolaires de type PNP, T 3 et T 4, et-un transis- tor bipolaire de type NPN, T 5. Les bases de T 3 et T 4 sont raccordées l'une et l'autre au composant C et à la cathode d'une diode D 4 dont l'anode est con- nectée à +Vcc. Les émetteurs de T 3 et T 4 sont connectés à +Vcc; le collec- teur de T 3 est raccordé à la base de Tl, celui de T 4 est relié à la base de T 5 et à l'anode d'une diode D 5. L'émetteur de T 5 et la cathode de D 5 sont raccordés à l'émet- teur de T 2; le collecteur de T 5 est connecté à la base de T 2. La fig 2 est le schéma de circuit d'une autre forme de réalisation de l'invention comprenant en plus, par rapport au schéma de la fig l, deux diodes D 2 et D 7 et deux transistors bipolaires, T 6 de type PP et T 7 de type NMI. La base de T 6 est raccordée elle aussi à la cathode de D 4 et au composant de commande. L'émetteur et le collecteur de T 6 sont raccordés respective- ment à +Vcc et à l'anode de D 7, à laquelle est également connec- tée la base de T 7 La cathode de D 7 et l'émetteur de T 7 sont raccordés à -Vcc; le collecteur de D 7 est relié à la cathode de D 2 dont l'anode est raccordée elle aussi à la base de T 2. On a en outre représenté sur le schéma de la fig 2 une forme particulière de réalisation des circuits des blocs C et TA de la fig 1. Le composant de commande, représenté sur la fig 1 par le bloc O, comprend trois transistors bipolaires T 8, Tg et O 10 de type NPIT. Les bases de T 8 et R 9 sont raccordées l'une et l'autre à la source de signaux de commutation SW et à l'anode d'une diode D 9 dont la cathode est raccordée à -Vc L'émetteur et le collecteur de T 8 sont connectés, l'un à Vcc l'autre à la base de Tl et à la cathode d'une diode Dl dont l'anode est raccordée à +Vc Le collecteur de T 9 est relié à la base de T 10 C, à +Vcc par l'inter- médiaire d'un générateur de courant constant A 3 et à l'anode d'une diode D 1 l O; l'émetteur de T 9, celui de T 10 et la cathode de D 10 sont raccordés à -Vc Le collecteur de TO 10 est relié aux bases de T 3, T 4, 16 et à la cathode de la diode D 4. De composant de validation temporisée comprend deux transis- tors bipolaires Tll et T 12 de type PNP etun transistor bipolaire T 13 de type Eh N La base de 11 T 1 est raccordée elle aussi à la cathode de la diode Dl et au collecteur du transistor TS; l'émet- teur et le collecteur de T Ul sont raccordés respectivemenit à +Vce c O et à la base de T 12, laquelle est également connectée à la cathode d'une diode D 12 dont l'anode est connectée à +Vcc, le collecteur de Tll étant raccordé aussi à -V par l'intermédiaire d'un gëné- cc rateur de courant constant Ail. L'émetteur de T 12 est raccordé à +Vcc; son connecteur est relié à la base de T 13 et à l'anode d'une diode D 13 dont la cathode est connectée à -Vcc L'émetteur et le collecteur de T 13 sont raccordés respectivement à -V et au collecteur de T 9. On considérera maintenant le fonctionnement du circuit représenté sur la fig 1. La diode D 4 constitue avec T 3 un premier circuit miroir de courant et, en même temps, elle constitue un second circuit miroir de courant plus complexe avec l'ensemble de T 4, D 5 et T 5. Le point de jonction entre la diode D 4 et le composant de commande C est l'entrée commune aux deux circuits miroirs de courant; le point de jonction entre le collecteur de T 3 et la base de TI et le point de jonction entre le collecteur de T 5 et la base de T 2 sont les sorties, distinctes entre elles, des deux circuits miroirs de courant Le courant en entrée est reflété aux sorties avec des facteurs déterminés de transfert de courant. Le composant de commande C active simultanément le premier et le second circuits miroirs de courant au moment oh, à l'arri- vée d'un signal déterminé de commutation, produit par la source de signaux SW, il commande l'extinction de TI et, en conséquence, celle de T 2 Il est ainsi produit un courant d'extraction de charges à partir de la base de TI et un courant, d'une part d'absorption de charges à partir du collecteur de Tl en phase d'extinction et, d'autre part d'extraction de charges à partir de la base de T 2; ces courants, comme on l'a déjà indiqué, sont proportionnels au courant appliqué par le circuit de commande. Le composant -de validation temporisée TA détecte, par sa jonction c avec le composant de commande C, la commande d'extinc- tion de Tl et T 2 et il valide ce composant de commande C pour qu'il maintienne actifs les miroirs de courant pendant une pério- de de temps déterminée. Si, dans les limites de cette période de temps, un nouveau signal de commutation arrive de SW, C commande le réallumage de Tl et T 2, la désactivation des circuits miroirs de courant et la remise en l'état initial de TA. Autrement, à la fin de la période de temps déterminée, TA commande C par la Jonction a, pour qu'il désactive les circuits miroirs de courant, mais sans modifier l'état de T 1 et T 2. On fera mieux comprendre le fonctionnement d'un circuit de commande à la commutation suivant l'invention, en expliquant le fonctionnement de la forme de réalisation du circuit, représentée sur la fig 2. A la différence du schéma de la fig 1, le schéma de circuit de la fig 2 comprend en plus un troisième circuit miroir de courant, constitué par D 4, T 6, D 7, T 7 et D 2 avec leurs jonctions. Son entrée est celle qui est également commune au premier et au second circuits, sa sortie, distincte de celles des deux autres circuits miroirs de courant, est raccordée elle aussi à la base de T 2 et permet une extraction de charges plus efficace à partir de ce transistor, lorsque celui-ci est en phase d'extinction. Le troisième circuit miroir de courant est activé en même temps que le premier et le second Initialement, la tension col- lecteur-émetteur de T 7 est plus élevée que celle de T 5, qui est égale à la tension base-émetteur de T 2 en conduction, du fait que l'émetteur de T 7 est raccordé au pole négatif -Vcc' Le courant de collecteur de T 7 est donc plus élevé que celui de T 5 et, par suite, l'adjonction du troisième circuit miroir de courant permet une extinction plus rapide de T 2. Ainsi, l'interdiction de T 2 peut survenir déjà lorsque le courant de collecteur de T 1 n'a pas encore diminué de manière significative. Du fait que l'émetteur du transistor final T 2 est raccordé à la charge inductive, il est induit dans celle-ci, à l'instant de l'extinction, une force contre-électromotrice qui provoque l'abaissement du potentiel d'émetteur de T 2 au-dessous du niveau de référence de -Vcc Le potentiel de base de T 2 s'abaisse égale- ment et le transistor T 7 est polarisé en sens inverse, ce qui met fin à son activité d'extraction de charges. La diode D 2 est interposée entre le collecteur de T 7 et la base de T 2 afin d'éviter une éventuelle recirculation de courant à partir du collecteur de T 7 dans de telles conditions de polari- sation. Le transistor T 5, dont l'émetteur est raccordé à celui de T 2 et, par suite, est en toutes circonstances au même potentiel que celui-ci, se maintient par contre en conduction directe, absorbant le courant de collecteur de T 1 en phase d'extinction et évitant ainsi que ce courant provoque le réallumage de T 2. Lorsque T 1 est lui aussi en interdiction, les circuits miroirs de courant sont désactivés, parce que leur action n'est plus nécessaire. On va maintenant examiner de façon plus détaillée le fonc- tionnement du composant de commande et du composant de valida- tion temporisée. On supposera qu'initialement T 1, T 2 et T 8, qui les pilote, sont en conduction Le signal de commutation produit par SW pour commander l'extinction du transistor final provoque l'in- terdiction (simultanée) de T 8 et de T 9. L'interdiction de T 8 provoque le déclenchement de la phase d'extinction de T 1 et T 2, et celle de T 9 fait que le courant constant délivré par A 3 et absorbé complètement par T 9 lorsqu'il est en conduction, peut par contre parvenir à la base de T 10, auparavant en interdiction, ce qui le fait passer immédiatement en conduction Le transistor T 10 active les circuits miroirs de courant précités et, en conséquence, T 3, T 5 et T 7 commencent à extraire les charges à partir de Tl et T 2 encore en conduction. Le transistor Tll est piloté à la commutation, comme Tl, par T 8; Tll et All sont dimensionnés de telle rmanière que All délivre à Tll un courant de collecteur inférieur à celui qui établirait les conditions de polarisation de Tll, tant que le courant de collecteur de T 1 a une valeur telle qu'il maintienne T 2 en conduction; dans ces conditions, Tll est en saturation et les transistors T 12 et T 13 sont en interdiction. Lorsque T 1 conduit un courant inférieur au courant de seuil pour la conduction de T 2, le courant de collecteur de Tll tend vers une valeur inférieure à celle du courant délivré par All, ce qui fait que Ti sort de la saturation A ce moment, T 12 et T 13 commencent à conduire, ce qui invalide la fonction d'extinc- tion active, et T 1 et T 2 peuvent 8 tre commandés de nouveau à la conduction, sans retards. Mais s'il arrive au composant de commande, avant la fin de la période d'activation ainsi déterminée, un signal pour le réallumage de T 1 et T 2, les transistors T 8 et T 9 recommencent immédiatement à conduire, d'oh il résulte qu'outre T 1 et T 2, Tii passe également en conduction, ce qui provoque l'interdiction de T 12 et T 13, tandis que T 9 absorbe de nouveau tout le courant provenant de A 3, éteignant ainsi T 10. Les moyens d'extraction de charges sont donc désactivés en même temps que l'allumage du transistor final et le composant de validation temporisée est remis en l'état initial. Un circuit de commande suivant l'invention se prote parti- culièrement bien à l'intégration dans un bloc monolithique de semiconducteur, par les techniques connues d'intégration. Du fait qu'il a été décrit et représenté un seul exemple de réalisation de l'invention, il va de soi que de nombreuses variantes sont possibles, sans que l'on sorte pour autant du cadre de la présente invention. Par exemple, les circuits miroirs de courant compris dans les schémas des fig 1 et 2 pourraient âtre remplacés, avec des modifications appropriées du circuit à la portée du spécia- liste, par des circuits miroirs de courarit plus complexes, com- portant des moyens propres à rendre le circuit insensible aux variations de température ou de tension d'alimentation On pourrait également substituer des résistances appropriées aux diodes D 5 et D 7, afin d'augmenter le gain de courant des tran- sistors T 5 et T 7 et réduire leurs temps d'extinction, en compen- sant de cette ma ière la moindre précision des valeurs du courant de collecteur de T 5 et T 7 par rapport à ce qui est obtenu avec les diodes. Dans une autre forme de réalisation de l'invention, le com- posant de validation pourrait âtre constitué par un multivibrateur monostable à temps de validation rigoureusement constants, susceptibles d'être déterminés à volonté. il REVBIDICATI ONS 1 Circuit de commande à la commutation de charges inductives, susceptible d'intégration monolithique, comprenant un composant de commande (C),raccordé à une source (SW) de signaux de commu- tation, qui produit des impulsions électriques déterminées par le signal et présentant un front antérieur et un front postérieur, et un premier (T 1) et un second (T 2) transistors qui présentent l'un et l'autre une première borne, une seconde borne et une borne de commande, l'une des première et seconde bornes du pre- mier transistor (T 1) étant raccordée à l'un des deux pôles (+Vcc, -V cc) d'un générateur de tension d'alimentation, l'autre borne et la borne de commande étant raccordées respectivement à' la borne de commande du second transistor (T 2) et au composant de commande (C), le premier transistor étant commandé à la con- duction par les impulsions produites par ledit composant, le second transistor (T 2) étant monté, au moyen de sa première et de sa seconde borne, en série avec une charge inductive (R, L), entre les deux pôles (+Vcc, -Vcc) du générateur de tension d'ali- mentation, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit pour l'extraction de charges, raccordé à la borne de commande d'au moins l'un des premier (T 1) et second (T 2) transistors et couplé au composant de commande (C) qui en commande l'activation en correspondance avec le front postérieur de chacune des impulsions qui commandent à la conduction le premier transistor (TI), et en ce qu'il comprend un composant de validation temporisée (TA), couplé lui aussi au composant de commande (C), lequel est validé par ce composant de validation pour maintenir actif le circuit d'extraction de charges pendant une période de temps déterminée, égale au maximum à la période de temps qui s'étend entre le front postérieur de chacune des impulsions et le front antérieur de 1 ' impulsion suivante. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier (T 1) et le second (T 2) transistors ont respectivement un premier et un second types de conductibilité, opposés entre eux, la première et la seconde bornes du premier transistor (T 1) étant raccordées respectivement au premier pôle (+Vcc) du géné- rateur de tension d'alimentation et à la borne de commande du second transistor (T 2), la première et la seconde bornes du second transistor étant raccordées respectivement au second pôle (-Vcc) par l'intermédiaire de la charge inductive (RL, L) et au premier pôle (+V cc) du générateur de tension d'alimentation. 3 Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit pour l'extraction de charges comprend un troisième (T 3), un quatrième (T 4) et un cinquième (T 5) transistors présentant chacun une première borne, une seconde borne et une borne de commande, le troisième et le quatrième transistors ayant une conductibilité du premier type, le cinquième transistor ayant une conductibilité du second type, les bornes de commande du troi- sième (T 3) et du quatrième (T 4) transistors étant raccordées l'une et l'autre à la cathode d'une première diode (D 4) et au composant de commande ( 0), l'anode de la première diode-(D 4) et les premières bornes du troisième (T 3) et du quatrième (T 4) transistors étant raccordées au premier pôle (+Vcc) du générateur de tension d'alimentation, la seconde borne du troisième transis- tor (T 3) étant raccordée à la borne de commande du premier tran- sistor (Tl), la seconde borne du quatrième transistor (T 4) étant raccordée à la borne de commande du cinquième transistor (T 5), la première borne de ce transistor (T 5) étant raccordée à la fois à sa propre borne de commande par l'intermédiaire d'un premier élément résistif (D 5) et à la première borne du second transistor (T 2), la seconde borne du cinquième transistor étant raccordée-à la borne de commande du second transistor (T 2). 4 Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit pour l'extraction de charges comprend un sixième (T 6) et un septième (T 7) transistors, ayant respectivement des conducti- bilités du premier et du second types et présentant chacun une première borne, une seconde borne et une borne de commande, la borne de commande du sixième transistor étant raccordée elle aussi à la cathode de la première diode (D 4) et au composant de commande (C), la première et la seconde bornes du même transistor (T 6) étant raccordées respectivement au premier pole (+Vc) du générateur de tension d'alimentation et à la borne de commande du septième transistor (T 7), dont la première et la seconde bornes sont raccordées respectivement au second pôle (-Vcc) du générateur de tension d'alimentation, auquel est également raccordée la borne de commande de ce même transistor (T 7) par l'intermédiaire d'un second élément résistif (D 7), et à la cathode d'une seconde diode (D 2), dont l'anode est raccordée à la borne de commande du second transistor (T 2). Circuit selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce que les éléments résistifs sont des résistances. 6 Circuit selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce que les éléments résistifs sont des diodes. 7 Circuit selon l'âme quelconque des revendications 3 à 6, caractérisé en ce que le composant de commande (C) comprend un huitième (Te), un neuvième (T 9) et un dixième (Tl O) transistors ayant des conductibilités du second type et présentant chacun une premiere borne, une seconde borne et une borne de commande, les bornes de commande du huitième (T 8) et du neuvième (T 9) transis- tors étant raccordées à la source de signaux de commutation, qui commande ces huitième et neuvième transistors, et à l'anode d'une troisième diode (D 9) dont la cathode est raccordée au second pôle (-Vcc) du générateur de tension d'alimentation, la première et la seconde bornes du huitième transistor (TB) étant raccordées res- pectivement au second pÈ 13 (-Vec) du générateur de tension d'ali- mentation et à la fois à la borne de commande du premier transis- tor (T 1) et à la cathode d'une quatrième diode (Dl) dont l'anode est raccordée au premier pôle (+Vcc) du générateur de tension d'alimentation, la seconde borne du neuvième transistor (T 9) étant raccordée à la borne de commande du dixième transistor (T 10), au premier p 8 le (+Vcc) du générateur de tension d'alimen- tation par l'intermédiaire d'un premier générateur de courant constant (A 1) et à l'anode d'une cinquième diode (D 10 l), la première borne du neuvième (T 9) et du dixième (Tl O) transistors et la cathode de la cinquième diode (DIO) étant raccordées au second p 8 le (-Vcc) du générateur de tension d'alimentation, la seconde borne du dixième transistor (Tl O) étant raccordée aux bornes de commande du troisième (T 3), du quatrième (T 4) et du sixième (T 6) transistors et à la cathode de la première diode (D 4), et en ce que le composant de validation temporisée (TA) comprend un onzième (T Ul), un douzième (T 12) et un treizième (T 13) tran- sistors, présentant chacun une première borne, une seconde borne et une borne de commande, le onzième et le douzième transistors ayant des conductibilités du premier type, le treizième transistor ayantune conductibilité du second type, la borne de commande du onzième transistor (Tll) étant raccordée elle aussi à la seconde borne du huitième transistor (T 8) et à la cathode de la quatrième diode (Dl), la première et la seconde bornes du onzième transis- tor (Tll) étant raccordées, l'une au premier p 8 le (+Vcc) du géné- rateur de tension d'alimentation, l'autre à la borne de commande du douzième transistor (T 12) et, par l'intermédiaire d'un second générateur de courant constant (All), au second p 5 le (-Vcc) du cc générateur de tension d'alimentation, la borne de commande du douzième transistor (T 12) étant raccordée également à la cathode d'une sixième diode (D 12) dontl'anode est raccordée au premier p 8 le (+Vcc) du générateur de tension d'alimentation, la première et la seconde bornes du douzième transistor (T 12) étant raccordées, l'une au premier p 8 le (+Vcc) du générateur de tension d'alimenta- tion, l'autre à la borne de commande du treizième transistor (T 13) et à l'anoded'une septième diode (D 13), la cathode de cette diode (D 13) et la première borne du treizième transistor (T 13) étant raccordées au second p 8 le du générateur de tension d'alimen- tation, la seconde borne du treizième transistor (T 13) étant raccordée elle aussi à la seconde borne du neuvième transistor (T 9). 8 Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que les caractéristiques physiques et électriques du onzième transistor (Tll) sont les mêmes que celles du premier transistor (Tl) - 2 Circuit selon l'une quelconque des revendications l à 8, caractérisé en ce que les transistors qui y sont contenus sont des transistors bipolaires, la première borne, la borne de comman- de et la seconde borne de chacun d'entre eux étant respectivement l'émetteur, la base et le collecteur. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu'il est entièrement intégré en un bloc mono- lithique de semiconducteur.