Brevet FR2516249A1 — publié le 19830513

A- DISPOSITIF DE COMPENSATION D'UNE HORLOGE LOCALE ET DISPOSITIF DE RADIO-NAVIGATION, NOTAMMENT OMEGA, LE COMPRENANT La présente invention a pour objet un dispositif de compen- sation d'une horloge et un dispositif de radio-navigation, notamment OMEGA, le comprenant. Les horloges locales des dispositifs électroniques sont géné- ralement réalisées à l'aide d'oscillateurs à quartz de différents types selon la précision désirée. Les quartz de qualité courante présentent une bonne stabilité à court terme, mais une dérive en température assez importante (typiquement 10-5 pour une variation de température de 40 'C), ainsi qu'une dérive à très long terme due au vieillissement (environ 10-6 à î) Les dérives thermiques sont relativement lentes, par exemple en une heure, mais par contre, à un instant donné, la fréquence produite à partir du quartz présente une précision de l'ordre de 10-5. Des quartz de meilleure qualité sont disponibles, par exemple des quartz compensés en température, dont la précision est de 10-6. Certains systèmes de radio-navigation mettent en oeuvre des émissions par créneaux, de fréquences normalisées qui sont pro- duites à partir d'une horloge de très haute stabilité, généralement une horloge atomique dont la précision est de l'ordre de 10 12 La fréquence reçue par les récepteurs de radio-navigation corres- pondants a une stabilité moindre à cause des phénomènes de propagation des signaux radio-électriques, lesquels correspondent à des variations de l'ordre de 10 9 à 10 8, et de l'effet Doppler, lequel correspond pour un bateau à des variations de l'ordre de 10-8 à 10 7. Dans le fonctionnement en navigation suivant le mode hyperbolique, les récepteurs réalisent une comparaison entre les phases des signaux de différentes émissions, par comparaison avec une horloge locale de référence assez précise, sans toutefois qu'une précision aussi grande que celle des émissions reçues soit exigible. 16249 Par exemple, le système de navigation hyperbolique OMEGA met ainsi en oeuvre huit stations émettrices A à H qui suffisent a réaliser une couverture à l'échelle de la planète, avec une précision de localisation de l'ordre du mile nautique La réception s'opère gene ralement par détection des émissions de trois, et parfois quatre, émetteurs et par traitement de trois des fréquences émises tour a tour par chacun des émetteurs à savoir 10,2, 11,33 et 13,6 K Hz. Les émissions OMEGA sont réalisées sous la forme de formats de durée 10 secondes, chaque format comprenant une série de 8 créneaux de durée 1,25 S pendant lesquels chaque station émet sur une fréquence et une durée différente des autres dont les valeurs sont données par la définition du système OMEGA. Deux stations n'émettant donc jamais simultanément sur la même fréquence, un récepteur OMEGA doit classiquement être capable de recevoir les trois fréquences précitées et d'assurer le traitement des informations contenues dans les créneaux, à savoir: la durée des émissions dans chaque créneau, qui permet d'identifier les stations émettrices et de situer le début des for- mats; la phase des émissions, par comparaison avec une horloge locale, de manière à retrouver la position du mobile portant le récepteur, en déterminant les phases relatives des différentes émissions. Les récepteurs de navigation de l'art antérieur et notamment les récepteurs OMEGA utilisent une horloge locale comprenant un oscillateur compensé en température (par exemple TCXO), permet- tant d'assurer une précision meilleure que 106 il s'agit d'un dispositif coûteux (quartz de haute qualité et/ou quartz thermos- taté). La présente invention a pour objet un dispositif compensateur de dérive d'horloge permettant d'accroître la précision d'une horloge locale, notamment dans le cas d'un dispositif de radio-navigation. L'invention concerne ainsi un dispositif de compensation de la dérive d'une horloge locale, caractérisé en ce qu'il comporte: 16249 un circuit de réception d'au moins une émission en créneaux d'un émetteur piloté par une horloge de haute précision; un circuit de synchronisation pour produire une synchroni- sation au moins approximative sur les créneaux d'émission dudit émetteur; un circuit de comparaison pour échantillonner ladite émission à une fréquence d'échantillonnage sous multiple de la fréquence de l'horloge locale et de ladite émission; un circuit de correction pour corriger la fréquence de l'horloge locale, en fonction du résultat de ladite comparaison. Le circuit de comparaison peut comprendre un circuit d'échan- tillonnage de ladite émission à une fréquence d'échantillonnage définie par division de celle de l'horloge et égale nominalement à celle de ladite émission ou à un sous-multiple de celle-ci. Le circuit de réception peut être agencé pour recevoir plu- sieurs émissions de fréquences différentes d'au moins un émetteur, la fréquence d'échantillonnage étant alors un sous-multiple commun desdites fréquences d'émission. Selon un mode de réalisation, le circuit d'échantillonnage délivre des couples d'impulsions dont la récurrence correspond à ladite fréquence d'échantillonnage pour produire un échantillonnage et un échantillonnage en quadrature, au moins pour une fréquence donnée. Le circuit de comparaison peut être agencé pour calculer le décalage temporel entre ladite fréquence d'échantillonnage et au moins une fréquence d'au moins une émission Ainsi, le circuit de comparaison peut être agencé de manière à produire au moins un calcul de pente de décalage temporel moyenné sur une durée donnée pour au moins une fréquence donnée et un émetteur donné Selon un mode préféré, le circuit de réception est agencé pour recevoir les émissions du système OMEGA et l'unité de calcul effectue lesdits calculs sur les plages utiles des créneaux des formats OMEGA. Le circuit de comparaison est alors avantageusement agencé de manière à produire au moins un calcul de pente de décalage 16249 moyenné sur une durée donnée pour une fréquence donnée et plusieurs émetteurs par compensation des décalages relatifs entre les émissions reçues des différents émetteurs. Le circuit de comparaison peut être alors avantageusement agencé pour produire plusieurs dits calculs de pente de décalage temporel moyennés sur une durée donnée, chacune pour une fré- quence donnée et plusieurs émetteurs et pour calculer la moyenne desdites pentes, ceci constituant ladite comparaison. Selon un mode de réalisation, le circuit de synchronisation est agencé pour calculer avec un pas donné la qualité (qij) sommée sur un intervalle précédent de l'ordre de 625 ms et la cumulant modulo 1,25 S et déterminant en outre l'instant o ladite qualité cumulée est maximale de manière à produire une synchronisation sur lesdites plages utiles. Le circuit de correction peut comporter un régulateur à action intégrale recevant un signal du circuit de comparaison et agissant sur la tension de commande du circuit de commande de l'horloge à compenser. Le circuit de comparaison petit recevoir les signaux du circuit d'échantillonnage après numérisation, et le circuit d'échantillonnage recevoir des signaux d'une base de temps qui divise dans un rapport donné les impulsions de l'horloge à compenser, le circuit de compa- raison étant alors agencé pour modifier le rapport de division de la base de temps de manière à compenser ledit décalage. Selon un mode de réalisation du dispositif de radio-navigation, le circuit de correction est agencé pour calculer périodiquement par récurrence le temps absolu T écoulé depuis une origine donnée, à partir de calculs des phases relatives entre des émissions d'au moins une fréquence provenant de stations différentes et de la fréquence de l'horloge locale et pour compenser en conséquence la phase de l'horloge locale compensée en fréquence. Le calcul périodique peut ainsi être réalisé selon les opérations suivantes imbriquées avec la correction en fréquence de l'horloge locale, pour au moins une fréquence d'une station: 16249 a) acquisition d'échantillons des signaux reçus b) calcul des phases des signaux reçus par rapport à l'horloge locale compensée c) calcul des pentes de phase des signaux reçus d) calcul du nombre de cycles reçus des stations par rapport à une station barycentrique fictive e) calcul de la fréquence de l'horloge locale non compensée f) calcul du temps absolu. Le circuit de correction peut être avantageusement agencé pour effectuer ledit calcul du temps absolu avec pondération des- dites phases des émissions d'une même fréquence et provenant de stations différentes, par exemple en faisant intervenir la qualité des émissions reçues Dans ce cas, l'étape b) définie ci-dessus comporte également pour au moins une fréquence donnée le calcul des variances correspondant chacune à une émission de fréquence don- née des différents émetteurs moyennée sur le créneau corres- pondant, et l'étape c) le calcul des qualités correspondant auxdites variances ainsi que de la somme des variances correspondant à une fréquence donnée, de manière à réaliser ladite pondération. L'invention concerne également un dispositif de radio-navi- gation comprenant un tel dispositif de compensation. L'invention sera mieux comprise dans la description qui va suivre donnée, à titre d'exemple non limitatif, en prenant en considération le système de navigation OMEGA, en se reportant aux dessins ci-annexés o: la figure l représente un diagramme selon l'invention; la figure 2 est un schéma associant les trois fréquences utiles d'un système OMEGA aux 8 émetteurs assurant la couverture radio; la figure 3 correspond à l'émission de la fréquence Fo par 3 des émetteurs OMEGA; les figures 4 et 5 illustrent deux mises en oeuvre d'une comparaison de phase selon l'invention; les figures 6 et 7 sont des diagrammes d'un échantillonnage selon le mode de réalisation de la figure 4; 16249. la figure 8 illustre un mode de réalisation de l'invention o on associe les différents émetteurs d'une même fréquence OMEGA pour retrouver la dérive de l'horloge à compenser; les figures 9 et 10 sont deux variantes de l'action compensa- trice sur l'horloge; la figure 11 est un mode de réalisation de l'invention avec un microprocesseur. Selon la figure 1, un circuit de comparaison 1 échantillonne à une fréquence d'échantillonnage FE sousmultiple de la fréquence d'une horloge locale 3, au moins une émission pilotée par une horloge de haute précision et reçue par un circuit 2 de réception pour en déduire une comparaison entre la fréquence F de l'horloge locale ( 3) et celle de ladite émission Un circuit de synchronisation 4 permet à cet effet au circuit de comparaison 1 de se centrer sur les créneaux d'émission de la station, c'est-à-dire les instants o la station émet un signal de fréquence donnée et d'amplitude sensiblement cons- tante Le circuit 5 élabore une correction à partir du résultat de la comparaison Cette correction est utilisée pour compenser l'horloge locale 3 dont la précision intrinsèque est bien inférieure à celle de l'émission reçue. Une telle extraction du temps à partir d'émissions, en général de radionavigation, nécessite non seulement que les émissions soient pilotées du sol avec une précision suffisante, mais aussi que la durée d'un créneau d'émission ou de la somme des créneaux des stations utilisées, fournisse une information suffisante pour entamer une procédure initiale de recherche de synchronisation et de ver- rouillage des boucles de phase Par exemple, si une synchronisation est possible avec le système OMEGA avec une horloge non com- pensée, ceci est très difficile dans le système LORAN, en raison de la brièveté des émissions, qui correspondent plus à des impulsions qu'à des créneaux Enfin, et dernière condition, les émissions ne doivent pas être l'objet de perturbations de propagation excessives. Selon la figure 2, les 8 émetteurs OMEGA A à H émettent chacun entre autres trois fréquences F O = 10,2 K Hz, F 1 = 11,33 16249 K Hz, et F 2 = 13,6 K Hz à des intervalles de 10 secondes, chaque créneau d'émission proprement dit pouvant durer de 0,9 à 1,2 S et les différents créneaux étant séparés par des intervalles donnés Un format OMEGA consiste en 8 créneaux de 1,25 s, les émissions des émetteurs OMEGA étant centrées sur lesdits créneaux Les séquen- ces d'émission des diverses fréquences par chaque émetteur sont décalées de la valeur d'un créneau, de telle sorte que deux fré- quences identiques ne sont jamais émises simultanément par deux émetteurs différents. On se bornera dans ce qui suit à la description d'un récepteur utilisant trois fréquences de navigation L'utilisation de la quatrième fréquence commune ( 11,05 K Hz) et des fréquences uniques permet de perfectionner le dispositif et est évidemment possible de manière connue en soi. Sur la figure 3, on a représenté en fonction du temps la fréquence F O émise par les émetteurs A B et D qui peuvent être reçus dans une région donnée, suivant sa répartition dans un format OMEGA. Les trois fréquences F, F 1 et F 2 sont celles généralement utilisées pour la mesure de position du mobile portant le récepteur. Le système OMEGA est en effet essentiellement fondé sur la reconnaissance des différences de phase entre des couples choisis de créneaux d'émission de fréquence 10,2 K Hz Les deux autres fré- quences servent essentiellement à la résolution des ambiguités, étant donné que des signaux de même phase sont obtenus en des points de l'espace distants d'une longueur d'onde de l'émetteur considéré. Si on considère maintenant que la phase de chacune des trois fréquences F 0, F 1 et F 2 est mesurée par rapport à une horloge locale qui présente une certaine précision à un instant donné, mais qui fluctue par dérive lente, la phase de chacune des fréquences telle qu'elle est donc vue par l'horloge locale va fluctuer avec une pente représentée par les traits inclinés de la figure 3 et corres- pondant à la précision de l'horloge locale à l'instant donné, mais en 16249 sens inverse Les valeurs de ces trois pentes vont varier très lentement dans le temps car la dérive de l'horloge locale est elle- même très lente Ces pentes sont représentées par des traits inclinés, car pendant des temps assez courts, elles sont assimilables à des droites. Selon la figure 4, pour chaque créneau OMEGA de 1,25 s, on définit une zone utile de largeur 0,625 S environ centrée sur celui-ci et qui correspond à la fraction utile commune des émissions OMEGA de tous les créneaux, lesquelles durent comme on l'a dit en tout entre 0,9 et 1,2 S autrement dit, les créneaux de 625 ms vont toujours rester compris dans les créneaux émis de 0,9 à 1,2 s C'est pendant cet intervalle que l'on va réaliser par échantillonnage la mesure de la phase pour les trois fréquences F 0, F 1 et F 2 et pour les 8 émetteurs de manière à en déduire les phases moyennes 0. Selon la figure 5, en variante, on réalise deux mesures de phase pendant la zone utile de 0,625 S en séparant celle-ci en deux zones de largeur 0, 3 S environ, de manière à obtenir deux mesures 'h et 02 de la phase moyenne pour chaque fréquence On montrera plus loin quel intérêt cela présente. Le fonctionnement d'un récepteur OMEGA commence par une phase de synchronisation qui a pour but de centrer la réception sur les créneaux d'émission et de retrouver le début des formats OMEGA Il est clair que toute boucle de synchronisation classique peut convenir dans le cadre de la présente invention Dans la description qui va suivre toutefois, on va décrire une synchronisation particulière qu'il est avantageux d'utiliser avec le dispositif de compensation suivant l'invention. L'horloge locale produit donc (voir figure 6) des impulsions à une fréquence d'échantillonnage FE de 188,88 Hz obtenue par divi- sion et qui a pour avantage d'être nominalement un sous-multiple commun des trois fréquences F 0, F 1 et F 2 (mais qui ne l'est bien entendu qu'à la précision de l'horloge locale près) Ce choix permet de simplifier le traitement des informations Elle n'est par contre pas un sous-multiple des autres fréquences OMEGA, par exemple 16249 11,05 K Hz, ce qui permet de les éliminer par moyenne L'échantil- lonnage correspond à des cycles successifs récurrents à la fréquence de 188,88 Hz, impliquant chacun 6 opérations élémentaires d'échan- tillonnage (voir également figure 7), la première pour mémoriser l'échantillonnage a O de la fréquence Fo, la deuxième pour mémoriser l'échantillonnage b O de celle-ci en quadrature avec a, et ainsi de suite respectivement a 1 et b 1, et a 2 et b 2, pour les fréquences FI et F 2 Posons T O I/Fo, T 1 = 11 F 1 et T 2 = 1/F 2 Les filtres OMEGA étant commutés successivement sur les trois fréquences F, F 1 et F 2 avec une fréquence de 3 FE, chaque échantillonnage a O a lieu au début de chaque période d'échantillonnage TE, et est suivi d'un échantillonnage b O en quadrature, séparé de ao par ( 0,25 + Ko) To avec K O entier positif ou nul Quelque soit K, les conditions de l'échantillonnage ne sont pas modifiées Chaque échantillonnage a 1 a lieu après l'échantillonnage a O précédent et est suivi d'un échantil- lonnage b 1 en quadrature, séparé de ai par ( 0,25 + K 1) T 1 avec K 1 entier positif ou nul Chaque échantillonnage a 2 a lieu après l'échan- tillonnage a, précédent et est suivi d'un échantillonnage b 2 en quadrature, séparé de a 2 par ( 0,25 + K 2) T 2 avec K 2 entier positif ou nul D'autre part, a 1 est espacé de ao par un intervalle A, a 2 est espacé de b 1 par un intervalle B et le a suivant est espacé de b 2 par un intervalle C On choisit de préférence K 0, K 1, K 2, A, B et C de manière à répartir uniformément les échantillonnages dans l'intervalle TE = I/FE Sur la figure 7, on a choisi K O = K 1 = 8, K 2 = 10, A = 809 ps, B = 729 yps, C = 1467 ps. On détermine avec un pas de 25,6 Hz la variance normalisée. Comme représenté figure 6, étant donné que 25,6 n'est pas un sous- multiple de 188,88, à chaque pas à la fréquence de 25,6 Hz corres- pondent 7 ou bien 8 échantillonnages à 188,88 Hz Par contre, 32 pas à 25, 6 Hz correspondent à un créneau OMEGA ( 1,25 s) Pour une eme i impulsion d'un signal à 25,6 Hz intervenant à l'instant t, la variance normalisée ri est calculée à partir des échantillonnages précédents pour les trois fréquences F, j variant de O à 2. On pose alors: t j= 2 t-625 j= O (aj bj) rt.; = tj= 2 2 t j= 2 2 a + b. t-625 j= O + t j=o j Le numérateur est ainsi constitué de la somme des carrés de tous les échantillonnages a et b réalisés entre l'instant t-625 ms et j J l'instant t Le dénominateur est constitué de la somme de deux termes Le premier est la somme, élevée au carré, des résultats de tous les échantillonnages a réalisés entre l'instant t-625 ms et J l'instant t Le second est la somme, élevée au carré, des résultats de tous les échantillonnages en quadrature b réalisés entre l'instant t- 625 ms et l'instant t. Pour simplifier les calculs, la variance normalisée pourra être calculée à partir de totalisations partielles effectuées au pas de ,6 Hz Pour la kième impulsion du signal à 25,6 Hz on posera: aki = a; moyenné sur tous les échantillonnages réalisés depuis la (k-l)lemne impulsion du signal à 25,6 Hz bkj = bj moyenné sur tous les échantillonnages réalisés depuis la (k-l)ième impulsion du signal à 25,6 Hz. Il vient alors: k=j= 2 2 k j:0 (aj + bk 2) k= i-6,j= kj k=i-_, j= O bkj Cette sommation a bien lieu sur 625 ms puisque c'est l'inter- valle qui sépare 16 impulsions de cadence de répétition 25,6 Hz En première approximation, pour des signaux non excessivement brui- tés, l'inverse qij (ou bien q'ij) de la variance normalisée respec- tivement rij (ou bien r'ij) est la qualité qui est d'autant plus élevée que les émissions reçues sont plus fortes La variance est une grandeur physique immédiatement mesurable par la formule statis- tique indiquée ci-dessus La qualité est par contre une grandeur sans signification physique qui est commode pour la recherche de syn- 16249 chronisation Elle correspond, quoique de manière non mathémati- quement rigoureuse, à un rapport signal/bruit Elle peut par contre être définie autrement que par l'inverse de la variance, mais de telle sorte qu'un bruit aléatoire corresponde à une qualité nulle, et un signal à une fréquence multiple de la fréquence d'échantillonnage, à une qualité non nulle. Cette qualité est calculée à partir donc des variances, à la même fréquence de 25,6 Hz et ses valeurs sont additionnées au pas de 1,25 S qui correspond au pas des émissions du format OMEGA Un intervalle de 1,25 S correspond à un nombre entier 32 d'impulsions de ,6 Hz On effectue donc des sommations de qualité, modulo 1,25 s, de manière à rechercher la position des créneaux OMEGA qui est obtenue à partir du maximum de la qualité, en mettant ainsi à profit par sommation les trois fréquences F 0, F 1 et F 2 et l'ensemble des émetteurs qui peuvent être reçus On notera que la mesure n'est pas perturbée par les émetteurs non reçus qui correspondent à un bruit aléatoire à la réception et donc à une qualité nulle Etant donné le mode de calcul mis en oeuvre ci-dessus, le maximum de qualité sera obtenu à la fin de la plage commune utile des émissions OMEGA, ce qui permet donc de positionner la plage de 625 ms utilisée pour la compensation d'horloge. Lors de la mise en route du dispositif, on réalise les somma- tions sur un certain nombre de formats OMEGA de manière à avoir une statistique suffisante pour la synchronisation. On remarquera que cette synchronisation n'est qu'un ver- rouillage grossier sur le format OMEGA, lequel est suffisant pour la compensation de dérive d'horloge, explicitée dans la suite de la description, mais n'est pas aussi élaborée que la synchronisation fine utilisée habituellement pour le traitement de l'information de posi- tion reçue par un récepteur OMEGA La mise en oeuvre d'une telle procédure de synchronisation grossière apporte l'avantage d'une acquisition plus rapide que dans le cas d'une synchronisation fine. La comparaison entre les phases des émissions OMEGA et celle de l'horloge à compenser est réalisée en utilisant les informa- tions échantillonnées dans l'intervalle défini par 16 impulsions à la fréquence 25,6 Hz constituant la zone utile de 625 ms. Cette mesure de phase est réalisée de préférence pour cha- cune des fréquences F 0, F 1 et F 2 et pour chacun des émetteurs reçus (en pratique 3 ou 4). Comme on l'a dit précédemment (voir figure 4), on peut réaliser une moyenne unique sur chaque créneau OMEGA pour les fréquences reçues Si on suppose par exemple (voir figure 3) que les fréquences F 0, F 1 et F 2 sont reçues à partir des émetteurs A, B et D, on calculera lors de leur apparition dans chaque format les phases e AF O ' O AF 1 ' OAF 2 ' BF O ' FI' BF 2 ' e DF O ' e DF 1 ' ODF 2 Pour expliciter la notation, IAF O par exemple signifie la différence de phase exprimée en radians entre le signal F O émis par l'émet- teur A et l'horloge locale telle qu'elle est mesurée par moyenne sur la zone utile de 650 ms du créneau correspondant On a donc: b O t AF O = Arctg a moyenné pendant la durée de la zone utile d'un créneau d'un format OMEGA correspondant à l'émission de F O par l'émetteur A. On en déduit le décalage temporel TAFO = 2 f F O AF O Il en est bien entendu de même pour les autres phases. On notera que dans le cadre du dispositif de compensation, il n'est pas nécessaire d'identifier en tant que tels les émetteurs A, B ou D, puisque leurs émissions ont une récurrence de 10 secondes. Suivant la figure 5, on peut de manière avantageuse réaliser deux moyennes, l'une correspondant à la première moitié de la zone utile, et l'autre à la deuxième moitié de celle-ci On obtiendra ainsi pour chaque format les 18 phases moyennées: 01 AF 0, t 2 AF O ' PIAFI' 02 AF 1 ' 01 AF 2 ' 02 AF 2 ' O IBF O ' 02 BF O ' O IBFI' 02 BF 1 ' 01 BF 2 ' 02 BF 2 ' e IDF O ' 02 DF O ' OIDFI' 02 DF 1 ' I 1 IDF 2 '12 DF 2- OIAF O est la différence de phase entre le signal F O émis par l'émetteur A et l'horloge locale telle qu'elle est mesurée par moyen- ne sur la première moitié de la zone utile du créneau correspondant. Donc: b OIAFO z Arctg as moyenné pendant la première moitié de la o zone utile d'un créneau d'un format OMEGA correspondant à l'émis- sion de F par l'émetteur A On aura également TIA z 17 F 0 AFA 7 OA 'Cette double mesure de phase dans un créneau OMEGA présente J'avantage d'améliorer la résolution du système, c'est-à- dire qu'une extrapolation linéaire correcte peut être obtenue à l'aide d'un calcul de prédiction tant que e 2 e correspond à une rotation de phase pouvant aller jusqu'à 2 fl pendant 0,3 s L'intérêt d'une telle extrapolation apparaîtra mieux dans la suite de la description. Par référence à la figure 8, on va indiquer comment on peut avantageusement traiter ensemble les différentes mesures de déca- lage temporel obtenues à partir des émetteurs A, B et D pour la fréquence F O ' La variation de A Fou de T A Fentre deux formats succes- o o sif S est assimilable à une droite, du fait que les dérives de l'horloge locale sont très lentes et que l'on est bien entendu dans des conditions o l'effet Dloppler est négligeable Il en est de même pour la aritin d O BF O o d BF Comme A et B sont deux stations qui émettent en des lieux très éloignés l'une de l'autre, le mobile qui les reçoit les détecte avec une phase relative, donc un décalage relatif qui est fonction de sa position C'est pourquoi les droites qui joignent les phases OAF ou les décalages temporels TAF et les phases OBF ou les décalages temporels T BF des formats successifs o o sont dans le cas général parallèles, mais non confondues. Soit T BA TAF-T Bopour le premier format représenté à la f igure 8, et T' BA: TA Fo-T B Fo pour le format suivant On aura: I TBA = TI'BA TBA Comme une mesure donnée de T A Fo est affectée par le bruit, l'extrapolation linéaire ne conduit pas forcément à un IATBA nul, c'est-àdire que le point P correspondant à cette extrapolation au 16249 niveau du créneau o l'émetteur B émet F doit être corrigé de 4 TBA pour devenir un point P' qui correspond ainsi à une mesure de phase directement exploitable, ce qui permet de compenser le décalage relatif entre les émissions reçues des émetteurs A et B Il en va bien entendu de même pour l'émetteur-D On réitère pour chaque format cette opération, ce qui donne une succession de points de mesure ramenés à l'émetteur A qui sert d'émetteur de référence On choisira avantageusement comme émetteur de réfé- rence celui qui est le mieux reçu, à savoir le plus proche du lieu o se trouve le mobile On effectue avantageusement ces opérations, avec de préférence le même émetteur comme référence, également pour les fréquences F 1 et F 2, ce qui permet d'accumuler le maxi- mum de statistique Il va de soi qu'un traitement similaire peut être réalisé à partir des décalages T 1 et T 2 (figure 5). Lors de la mise en service du dispositif, on réalise pendant un temps donné, par exemple 5 minutes, un filtrage par moyenne des pentes de phase, par exemple en traitant les mesures de phases décalages temporels T relatives à F 0, F 1 et F 2, corrigées par rapport à un émetteur de référence, par la méthode des moindres carrés pour obtenir des valeurs de pente moyenne de décalage par rapport au temps t, correspondant à la précision de l'horloge locale à corriger La dérive de l'horloge locale à corriger doit pendant ce temps être négligeable Comme on l'a dit plus haut, les horloges à quartz de qualité courante présentent des dérives d'origine essen- tiellement thermique, donc lentes Des dérives rapides ne se pro- duisent en pratique que lorsque l'alimentation du quartz est défec- tueuse Il faut donc utiliser une horloge pourvue d'une alimentation correctement stabilisée On obtient donc trois pentes moyennes calculées pour F, F 1 et F 2, respectivement (Ag TM)() (À) T 1 lût F 2 On calculera, afin de tenir compte de la statistique accumulée sur les trois fréquences F, F 1 et F 2, une pente moyenne cumulée, à savoir: 16249 TM ATM /TM. ___T) Adt /F à-Tt i F 1 t At)F 2 bit l Fo, F 1, F 2 Cette pente, calculée au départ, est utilisée pour appliquer une correction de départ à l'horloge locale Son calcul sera poursuivi à des intervalles donnés pour réaliser la compensation des dérives. Selon un premier mode de réalisation représenté à la figure 9, l'horloge locale est corrigée par action sur une tension de com- mande, par exemple de manière connue en soi à l'aide d'une capacité commandée en tension (Varicap) Une unité de traitement U T. reçoit les fréquences FOI F 1 et F 2 ainsi que la fréquence F de l'oscillateur à compenser, après division par un diviseur D selon un rapport N et produit à sa sortie un signal introduit dans un A t régulateur analogique R à action intégrale Ce régulateur pilote la tension de commande du quartz du circuit CO de commande d'oscil- lateur Lors de la mise en service, c'est donc le signal/ATéM Foy F 1 I F 2 qui est introduit à l'entrée du régulateur R Le signal HF F F 2 est ensuite périodiquement remplacé par des si- gnaux élaborés dans des conditions analogues, par exemple la statistique cumulée pendant les cinq minutes précédentes A des intervalles donnés, le régulateur R reçoit à son entrée ATM corres- A t pondant à une pente moyenne cumulée pendant un temps donné, par exemple les cinq dernières minutes Pendant toute la durée d'un intervalle, le régulateur R reçoit la même valeur. Selon un mode de réalisation préféré représenté à la figure 10, l'horloge locale est corrigée par action sur les impulsions qu'elle délivre Pour ce faire, l'unité de traitement U T délivre, dans les mêmes conditions que pour le mode de réalisation de la figure 8, les signaux T, cette fois à un régulateur numérique R' à action intégrale Le régulateur R' va intégrer ATM jusqu'à ce que cette valeur corresponde à un déphasage de i\ e pour une fréquence choisie, par exemple FO' Le régulateur R' agit alors sur le circuit de division D qui divise selon un rapport de division N les signaux d'horloge délivrés par le circuit CO de commande d'horloge, de 16249 manière à modifier pour un cycle son rapport de division, c'est-a- dire qu'il devient n-I ou n+l suivant le sens de la variation de phase. Supposons que le quartz utilisé ait une fréquence propre nominale de 1, 8888 M Hz et que le rapport de division N soit égal à 1000, pour produire l'échantillonnage à 188,88 Hz Lorsque le (a T)F intégré aura atteint une valeur correspondant à une variation de phase A - donnée pour la fréquence F 0, c'est-à-dire que la fréquence F aura acquis une avance temporelle de Ààt/F O par rapport à l'horloge locale, le rapport de division du diviseur D sera, pour une seule opération de division, établi à une valeur égale à n-I = 9999 de manière à recaler l'horloge locale Dans le cas d'un retard, on prendra n+l = 10 001. La compensation est alors obtenue (voir figure 7) en modulant l'un des intervalles A, B ou C, et de préférence l'intervalle C En l'absence de correction à appliquer, cet intervalle vaut un nombre donné d'impulsions de l'horloge locale, dans l'exemple donné, 2771 correspondant à 1467 ls Ce nombre sera incrémenté d'une unité en plus ou en moins suivant la correction à appliquer, à savoir dans l'exemple donné 2770 ou 2772 La mesure des phases des stations issues également des échantillonnages en phase et en quadrature de l'horloge locale, n'est pas sensible aux corrections très faibles (+ 10) introduites statistiquement. La figure Il décrit un mode de réalisation de l'invention suivant la variante de la figure 9 Un circuit de réceptions 1 reçoit les signaux des émissions OMEGA et les introduit dans un circuit CF de commutation de filtres OMEGA aux fréquences F 0, F 1 et F 2 Un circuit CAG de contrôle automatique de gain transmet les fré- quences reçues à un circuit d'échantillonnage CE dont les signaux, numérisés par un convertisseur analogique-numérique NUM, sont introduits dans un micro-processeur ja P Le micro-processeur p P envoie des ordres d'échantillonnage à une base de temps BT qui reçoit les impulsions du circuit CO de commande d'oscillateur et produit vers le circuit d'échantillonnage CE des couples d'impulsions 16249 * destinées aux échantillonnages ao, bo, ai, bl, a 2 et b 2 Le rapport de division qu'applique la base de temps BT aux impulsions pério- diques est commandé par les ordres du micro-processeur qui effec- tue en temps réel les calculs de synchronisation sur les formats ainsi que les calculs de phase suivant la procédure décrite plus haut en détail. Un dispositif selon la figure 10 ne constitue un dispositif de radio-navigation OMEGA que dans la mesure o le micro-pro- cesseuru P effectue également les calculs de localisation propre- ment dits. Lorsque la boucle de phase permettant de corriger l'horloge locale est verrouillée depuis un temps assez long et que les émissions OMEGA sont reçues dans des conditions normales, l'hor- loge locale corrigée a une précision qui tend vers celle des émissions OMEGA aux phénomènes de propagation près, à savoir 10 -10 8. D'autre part, la compensation statistique de l'horloge (fi- gures 10 et 11) ne présente pas d'inconvénient pour le traitement des signaux OMEGA en vue de la détermination de la position du mobile, car cette approximation correspond à un bruit de phase en pratique assez faible et qui n'obère donc pas la précision de cette déter- mination. Le dispositif de compensation décrit ci-dessus n'est qu'une approximation En effet, les déplacements du mobile introduisent des variations au niveau de la phase des émissions reçues, la phase relative entre ces émissions étant utilisée pour calculer la position du mobile Il en résulte que l'horloge locale est compensée quant à sa fréquence, mais non quant à sa phase Il est à noter que, dans la reconstitution de la position du mobile dans le cadre du système OMEGA, l'horloge locale doit être stable en fréquence (typiquement meilleure que 10), mais elle n'a pas besoir d'être verrouillée en phase Le dispositif de compensation décrit ci-dessus est donc satisfaisant pour ce genre d'utilisation. Selon un mode de réalisation plus élaboré, on tient compte de la position du mobile pour la compensation de l'horloge locale. L'architecture générale de cette opération est la suivante: 16249 on réalise une première compensation de l'horloge locale comme on l'a décrit plus haut, ce qui permet de calculer les phases relatives entre les émissions de même fréquence et la position du mobile; on utilise les informations de phase ainsi calculées pour verrouiller en phase l'horloge locale, ce qui permet dans tous les cas d'assurer à celle-ci après convergence des algorithmes, une stabilité compa- rable à celle de l'horloge du temps universel, au Doppler et aux irrégularités de propagation près. On va maintenant décrire plus en détail une telle opération: Soit X (t) le nombre de cycles reçus par le dispositif depuis la k station k pour la fréquence F, entre sa mise en service et l'instant t, k variant de 1 à 8 et correspondant aux stations A à H dans le système OMEGA. Soit SJ (t) le nombre de cycles émis par la station k pour la k fréquence F entre la mise en service du dispositif et l'instant t. Soit la longueur d'onde d'un signal de fréquence F Soit k la distance du mobile à la station A. Il vient 9 (t) = cycles reçus auquel s'ajoute le nombre de cycles sur le trajet. On en déduit le temps absolu T (t) k(t) + k F Fj c La première étape est le comptage des cycles reçus. Soit E(x) la partie entière de x. Soit R(x) = x E(x) la partie fractionnaire de x. On pose: t (x) = (x) = R(x 1 1 Quelque soit x réel, on auraf(x) t l 1, y l On a également F(n) = O quelque soit N entier. t (x) sera dénommé phase résiduelle de x L'utilisation d'une telle phase résiduelle variant entre 1 et + 1 est de nature, par sa symétrie, à simplifier les opérations de calcul On pourrait bien entendu choisir une autre fonction représentative, puisque les cal- culs d'itération se font sur des différences. Pour un échantillonnage donné, de la fréquence Aj, on aura: tk = 21 O k F 2 avec k = A, B H 2-O J 2 j = 0, 1,2 On pose: tkki t-k 1 k 'el Xkk' = Xk') k En outre: 'k (p) et)1 (p) correspondent aux résultats des échantil- lonages réalisés pour le pieme format OMEGA. On tient à jour toutes les 10 secondes pour toutes les stations k et pour la fréquence Fj, le nombre Xjk de cycles reçus des stations gk par rapport à une station barycentrique fictive g Cette recurrence ne fait pas intervenir l'horloge locale Soit rket kj respectivement la variance et la qualité de l'émission reçue de la station k pour la fréquence F et cumulée sur le créneau correspondant du pième J format OMEGA. Pour le pleme format OMEGA, on aura: xg (p) = Xg (P-1) + lp:; jh 'Pj:skl (P) 'kk (P-l Xk(pg Xk k'f k k'Ff 1 Au Doppler et aux irrégularités de propagation près, on a: Xk _) = t - Le terme X(p) correspondant au nombre de cycle reçu par la g station barycentrique fictive ne peut être obtenu valablement que lorsque la fréquence de l'horloge H est connue. On aura xg(p) Xg(P-) + i ((P) s(p-1))+ j avec j(p) = (p) et s(p) = nombre de cycles du quartz local de fréquence H à un moment choisi du pième format OMEGA Ce moment choisi est quelconque dans le format OMEGA, mais ne varie pas d'un format à l'autre Il est obtenu à partir de l'horloge locale corrigée en fréquence D'autre part, c J sert de coefficient de pondération pour rendre la convergence plus lente, mais plus sûre. On a d'autre part: I m Kfgk(p) + Xg(P-1) + H (s(p) s(p-F. Pour chaque format OMEGA, la suite des opérations de traitement est donc imbriquée de la manière suivante: a) acquisition d'échantillons des signaux b) calcul des Yo k et des rk c> calcul des d \f /dt, et calcul des i et des J à partir des lo r 1 k d) calcul de X)k gk e) calcul de Het de Xg f) calcul du temps absolu T L'exemple d'algorithme donné ci-dessus est bien entendu un mode de calcul particulier qui a pour avantage de définir la station barycentrique fictive en faisant intervenir les qualités des diffé- rentes émissions reçues à partir des différentes fréquences et des différentes stations Il est clair que le mode de pondération utilisé pourrait être différent Ainsi, on peut prendre par convention tous les k J(p) égaux à 1, ou bien les choisir inférieurs à 1, mais en les pondérant par des facteurs en II/ k, qui peuvent n'évoluer que tous les N formats OMEGA. Dans le cas d'une pondération fixée une fois pour toute, la suite des opérations de traitement est alors sensiblement plus courte: a) acquisition des échantillons des signaux b) calcul desf j c) calcul des dy 2/dt d) calcul de Xlk e) calcul de Het de X gf) calcul du temps absolu T. f) calcul du temps absolu T. 1 6249 De la même façon, l'opération de traitement qui conduit au calcul du temps absolu et qui va être maintenant explicitée fait intervenir, dans les mêmes conditions que précédemment, une pondération Pour les mêmes raisons, cette pondération est exempli- fiée sous une forme préférée tenant compte de la qualité des émissions reçues à partir des différentes fréquences et des diffé- rentes stations. Le calcul du temps T peut être réalisé à partir d'une seule fréquence j Pour le pleme format OMEGA, il vient Tj(p) = Tj I(p-1) + s( 2ll + 2 avec o 2 f Xgj (p) + Fj(Tj(P-l) + s(P)çs(P 1)) k On réalisera de préférence le calcul du temps en se servant des trois fréquences F 0, Fi, F 2 par exemple par moyenne. On peut également définir un temps dit barycentrique Tg(p) qui tienne compte de la qualité Ce temps sera défini par l'itération suivante Tg(p) = Tg(p-1) +s(p)-s(p-l) + 3 avec = j et c " Jj FT 1 s(p) s(p-1) k ú J: lk k IXk(P) + F-j(Tg(p P H) j) On en déduit le temps absolu T par la formule suivante qui est valable quelque soit j et k x J T(p) = Tg(p) + i ( k F c avec ( k = distance du mobile à la source k, telle que calculée par le dispositif de radio-navigation Le temps absolu permet comme on l'a fait pour la fréquence, de recaler la phase de l'horloge locale pour la synchroniser avec le temps absolu calculé. Il apparaîtra clairement à l'homme du métier que les formules d'itération convergentes données ci-dessus donnent des résultats qui 16249 sont liés aux conditions d'initialisation choisies au départ Pour le format OMEGA référencé O par convention, on peut par exemple prendre, quelque soit k et j: une horloge locale de grande précision que le dispositif de compen- sation suivant l'invention est à même de fournir. L'horloge locale corrigée suivant l'invention peut également servi d'horloge de référence pour des récepteurs de radio-navigation par satellite en particulier du système TRANSIT ou NAVSTAR/GPS. 16249 REVENDICATIONS 1 Dispositif de compensation d'une horloge locale, caractérisé en ce qu'il comporte: un circuit de réception ( 2) d'au moins une émission sous forme de créneaux d'au moins un émetteur piloté par une horloge de haute précision; un circuit ( 4) de synchronisation pour produire une synchro- nisation au moins approximative sur les créneaux d'émission dudit émetteur; un circuit de comparaison ( 1) pour échantillonner ladite émission à une fréquence d'échantillonnage (FE) sous-multiple de la fréquence de l'horloge locale ( 3) et pour en déduire une comparaison entre la fréquence de l'horloge locale et celle de ladite émission; un circuit de correction ( 5) pour corriger la fréquence de l'horloge locale ( 3), en fonction du résultat de ladite comparaison. 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de comparaison comprend un circuit d'échantillonnage (CE) de ladite émission à une fréquence d'échantillonnage définie par divi sion de celle de l'horloge et égale nominalement à celle de ladite émission ou à un sous-multiple de celle-ci. 3 Dispositif selon la revendication 2 caractérisé en ce que le circuit de réception ( 2) est agencé pour recevoir plusieurs émissions de fréquence différente sous forme de créneaux d'au moins un émetteur et en ce que ladite fréquence d'échantillonnage est un sous-multiple commun desdites fréquences d'émission. 4 Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que le circuit d'échantillonnage (CE) délivre des couples d'impulsions (a, bo, a 1, b 1, a 2, b 2) dont la récurrence correspond à ladite fréquence d'échantillonnage pour produire un échantillonnage et un échantillonnage en quadrature, au moins pour une fréquence donnée. Dispositif selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que le circuit de comparaison ( 1) est agencé pour calculer 16249 périodiquement le décalage temporel entre ladite fréquence d'é- chantillonnage (FE) et au moins une fréquence d'au moins une émission. 6 Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de comparaison ( 1) est agencé de manière à produire au moins un calcul de pente de décalage temporel moyenné sur une durée donnée pour au moins une fréquence donnée et un émetteur donné. 7 Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de réception ( 2) est agencé pour recevoir les émissions du système OMEGA et en ce que le circuit de comparaison ( 4) est agencé pour effectuer lesdits calculs sur les plages utiles d'émission des créneaux des formats OMEGA. 8 Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit de comparaison ( 1) est agencé de manière à produire au moins un calcul de pente de décalage temporel moyenné sur une durée donnée pour une fréquence donnée et plusieurs émetteurs par compensation des décalages relatifs entre les émissions reçues des différents émetteurs. 9 Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de comparaison ( 4) est agencé de manière à produire plusieurs dits calculs de pente de décalage temporel moyennés sur une durée donnée, chacune pour une fréquence donnée et plusieurs émetteurs, et à calculer la moyenne desdites pentes, ceci consti- tuant ladite comparaison. Dispositif selon l'une des revendications 7 à 9, caractérisé en ce que le circuit de synchronisation ( 4) est agencé pour calculer avec un pas donné la qualité sommée sur un intervalle précédent de l'ordre de 625 ms et la cumulant modulo 1,25 s, et déterminant en outre l'instant o ladite qualité cumulée est maximale de manière à produire la synchronisation sur lesdites plages utiles. 11 Dispositif selon l'une des revendications précédentes, ca- ractérisé en ce que le circuit de correction ( 5) comporte un régulateur (R) à action intégrale recevant un signal du circuit de 16249 comparaison et agissant sur la tension de commande d'un circuit de commande (CO) de l'horloge à compenser ( 3). 12 Dispositif selon l'une des revendications 6 à 10, caractérisé en ce que ledit circuit de comparaison ( 1) reçoit les signaux du circuit d'échantillonnage (CE) après numérisation (NUM), en ce que le circuit d'échantillonnage (CE) reçoit des signaux (F) d'une base de temps (BT) qui divise dans un rapport donné les impulsions de l'horloge à compenser (CO), et en ce que le circuit de comparaison est agencé pour modifier le rapport de division de la base de temps de manière à compenser ledit décalage. 13 Dispositif de radio-navigation destiné à déterminer la position d'un mobile, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de compensation selon l'une des revendications précédentes. 14 Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que le circuit de correction ( 5) est agencé pour calculer périodiquement par récurrence le temps absolu (T) écoulé depuis une origine donnée, à partir de calculs des phases relatives entre des émissions d'au moins une fréquence provenant de stations différentes et de la fréquence de l'horloge locale, et pour compenser en conséquence la phase de l'horloge locale compensée en fréquence. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que le calcul périodique du temps absolu est réalisé selon les opérations suivantes imbriquées arvec la correction en fréquence de l'horloge locale pour au moins une fréquence et plusieurs stations: a) acquisition d'échantillons des signaux reçus, b) calcul des phases (t J) des signaux reçus par rapport à l'horloge locale compensée, c) calcul des pentes de phase des signaux reçus (df /dt), d) calcul du nombre de cycles reçus des stations par rapport à une station barycentrique fictive (J), e) calcul de la fréquence (H) de l'horloge locale locale et du nombre de cycle de la station barycentrique (Xl) f) calcul du temps absolu (T). 16 Dispositif selon l'une des revendications 14 ou 15, carac- 16249 térisé en ce que ledit circuit de correction ( 5) est agencé pour effectuer ledit calcul périodique du temps absolu avec pondération desdites phases des émissions d'une même fréquence (F) provenant de stations différentes (k). 17 Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce que ladite pondération fait intervenir la qualité des émissions reçues. 18 Dispositif selon les revendications 15 à 17 prises ensemble, caractérisé en ce que: l'étape b) comporte également pour au moins une fréquence donnée le calcul des variances (rj) des émissions correspondant chacune à une fréquence (F) des différents émetteurs (k) moyennée sur le créneau correspondant, l'étape c) comporte également le calcul des qualités ("c) corres- pondant auxdites variances (r J) ainsi que la somme (t J) sur les différents émetteurs (k) des variances (Qk) correspondant à une fréquence (F > de manière à réaliser ladite pondération.