Brevet FR2519829A1 — publié le 19830718

- "CIRCUIT DE CODAGE DE TELEVISION EN COULEUR" L'invention concerne un circuit de codage de télévision en couleur convenant pour être utilisé dans un système de télévi- sion en couleur selon la norme NTSC ou PAL et comportant un pre- mier oscillateur servant à engender une sous-porteuse de couleur et un second oscillateur servant à engendrer un signal à fréquen- ce de ligne, premier oscillateur qui a la stabilité de fréquence prescrite par la norme, le circuit comportant en outre un forma- teur d'impulsions servant à engendrer un signal de synchronisation composé ainsi qu'un circuit modulateur servant à moduler la sous- porteuse de couleur pour obtenir un signal de chrominance. Suivant les normes de télévision en couleur, le rapport entre la fréquence de la sous-porteuse de couleur et la fréquence de ligne a une valeur déterminée, à savoir de 227,5 pour la norme NTSC et de 283,7516 pour la norme PAL Dans des circuits de codage connus, pour permettre d'obtenir ce rapport, les deux oscillateurs sont mutuellement verrouillés en fréquence, alors qu'une bonne sta- bilité de fréquence assure que le rapport reste à peu près constant dans toutes les conditions Suivant une norme plus récente (RS 170 A) pour le standard NTSC, il faut qu'il existe aussi une relation de phase fixe, dans ce sens que la sous-porteuse de couleur de référen- ce a un passage par zéro au point à 50 % du flanc avant de toutes les impulsions de synchronisation de ligne Par sous-porteuse de couleur de référence, il y a lieu d'entendre un signal continu ayant la même phase instantanée que la salve de sous-porteuse de couleur (signal de synchronisation de couleur) Pour le standard PAL, une relation analogue n'est encore qu'une proposition (E B U Doc 11/22 E, 23 E et E) en ce moment, proposition suivant laquelle la phase de la com- posante E'u de la salve de sous-porteuse de couleur extrapolée vers le point à 50 % du flanc avant de l'impulsion de synchronisation de ligne de la ligne 1 de la trame 1 doit être nulle. L'invention vise à fournir un circuit de codage du genre -2- décrit ci-dessus dans lequel tant la relation de fréquence que la re- lation de phase sont respectées par des moyens simples A cet effet, le circuit de codage de télévision en couleur conforme à l'invention est remarquable en ce que pour retoucher le réglage de la fréquence aussi bien que de la phase du second oscillateur, le circuit ne com- porte qu'une seule boucle de réglage dans laquelle est prévu un éta- ge comparateur de phase servant à déterminer en fonctionnement la différence par rapport à la valeur nulle de la phase de la sous-por- teuse de couleur à l'instant o le flanc avant de l'impulsion de synchronisation atteint la moitié de l'amplitude de celle-ci, étage comparateur de phase qui présente une première borne d'entrée pour l'application du signal de chrominance, une seconde borne d'entrée pour l'application du signal de synchronisation composé et une bor- ne de sortie pour l'application d'un signal de sortie à un circuit d'échantillonnage et de maintien, l'échantillonnage s'effectuant une fois par 2 N périodes de ligne, N étant un nombre entier, lequel circuit fournit un signal de réglage destiné au second oscillateur. Il est à remarquer que la demande de brevet néerlandaise No 7 904 157 préconise un circuit de codage muni d'une boucle de réglage de phase servant à retoucher le réglage de la phase du se- cond oscillateur, la comparaison de phase s'effectuant une fois par 2 N périodes de ligne Toutefois, ce circuit de codage connu compor- te en outre une seconde boucle de réglage servant à retoucher le ré- glage de la fréquence du second oscillateur, les tensions de régla- ge obtenues étant additionnées L'invention, par contre, se base sur l'idée qu'il est possible de respecter les deux relations désirables au moyen d'une seule boucle de réglage, ce qui implique une simpli- fication considérable Une autre idée se trouvant à la base de l'in- vention est que la comparaison de phase ne doit pas se faire entre les signaux des oscillateurs mais qu'elle doit êre établie entre le signal de chrominance et le signal de synchronisation Il est vrai que ces signaux sont déduits de ceux des oscillateurs, mais les éta- ges intermédiaires introduisent des retards qui, en général et sur- tout lors de variations de température, sont variables Conformément à l'invention la relation de phase est réalisée à un endroit o le signal de télévision de couleur est déjà codé, et cela à l'aide du -3- signal de synchronisation composé qui est combiné avec le signal codé, ce qui implique une compensation automatique desdits retards. De préférence, le circuit de codage conforme à l'invention est re- marquable en ce qu'un circuit de suppression est relié au circuit modulateur pour l'obtention du signal de chrominance avec une sal- ve de sous-porteuse de couleur apparaissant pendant la durée pres- crite par la norme, la première borne d'entrée de l'étage compara- teur de phase étant reliée à la connexion ainsi formée. A cause de la précision requise, il y a lieu de réaliser l'étage comparateur de phase avec beaucoup de soin A cet effet, le circuit de codage conforme à l'invention peut être remarquable en ce que le signal de sortie de l'étage comparateur de phase ne peut prendre que deux valeurs, à savoir une première valeur en présence d'une phase positive de la sous-porteuse considérée à un instant o le flanc avant d'une impulsion de synchronisation atteint la moitié de l'amplitude de celle-ci et une seconde valeur en présence d'une phase négative de la sous-porteuse de couleur considérée audit ins- tant. Un circuit de codage conforme à l'invention qui convient pour être utilisé dans un système de télévision en couleur selon la norme PAL est remarquable en ce que le nombre N est pair et en ce que la sortie du circuit d'échantillonage et de maintien est reliée à une première borne d'entrée d'un second étage comparateur de phase qui est muni d'une seconde borne d'entrée pour l'application d'un signal à fréquence d'image et dont la borne de sortie fournit le si- gnal de réglage Avantageusement, le circuit peut alors être remar- quable par des moyens permettant de rendre le second étage compara- teur inactif lorsque le signal de réglage dépasse une valeur prédé- terminée. La description suivante, en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple non limitatif, permettra de mieux comprendre comment l'invention est réalisée. La figure 1 représente un schéma synoptique d'une partie d'un circuit de codage pour la norme NTSC. La figure 2 représente un schéma plus détaillé d'une par- tie du circuit de codage de la figure 1. La figure 3 représente un schéma synoptique d'une partie d'un circuit de codage pour la norme PAL. Sur la figure 1, la référence 1 indique un oscillateur de sous-porteuse Son signal sinusoïdal a la fréquence prescrite par la norme NTSC, c'est-à dire la fréquence fsc = 3,579545 M Hz, et il est appliqué à un circuit modulateur 2 recevant des signaux I et Q engendré de façon connue Le signal de chrominance obtenu de façon connue au moyen du circuit 2 est appliqué à une borne d'entrée 3 d'un étage comparateur de phase 4 Sur une seconde bor- ne d'entrée 5 de l'étage 4 est présent un signal de synchronisa- tion composé issu d'un formateur d'impulsions 6 À cet effet, le formateur d'impulsions 6 reçoit un signal à fréquence de ligne engendré par un oscillateur de ligne 7, c'est-à-dire un signal sinusoïdal ayant la fréquence de ligne f H = 15,734265 k Hz, ainsi qu'un signal à fréquence de trame engendré par une source de si- gnaux de trame 8 et ayant une fréquence égale à f = 2 f Le v 525 H signal sur la borne 5 comporte entre autres des impulsions de synchronisation de ligne dont les flancs ont la pente prescrite et se succèdent à des intervalles de temps prescrits Les oscil- lateurs 1 et 7 sont de type très stable, des oscillateurs à cris- tal par exemple De plus, l'oscillateur 1 présente une compensa- tion contre des variations qui peuvent êre provoquées par des fluctuations de température Par conséquent, sa stabilité de fré- 0 6 quence est de l'ordre de 106, tandis que celle de l'oscillateur 7 est de l'ordre de 105. Le circuit modulateur 2 est conçu de façon que la sous- porteuse de couleur est présente durant l'intervalle de suppres- sion de ligne Le signal du circuit 2 est appliqué à un circuit de suppression 9 qui reçoit en outre un signal de suppression de ligne isst du formateur d'impulsions 6 Le signal obtenu à l'ai- de du circuit 9 est un signal de chrominance selon la norme NTSC, dans lequel, durant l'intervalle de suppression de ligne, la sous- porteuse de couleur n'est donc présente que lors de l'intervalle de salve prescrit Pour un mode de réalisation du circuit modula- teur 2 et du circuit de suppression 9, se réfère à la demande non publiée de brevet néerlandais No 8102618 de la Demanderesse. -5- Le signal de chrominance obtenu à l'aide du circuit 9 est appliqué à un étage de superposition 14 qui reçoit également un si- gnal de luminance Y ainsi que le signal de synchronisation composé du formateur d'implusions 6 Le signal de sortie de l'étage 14 est le signal vidéo composé qui est disponible à la borne de sortie 15 du circuit de codage 1 Au moyen de l'étage comparateur de phase 4, la phase est comparée entre les deux signaux d'entrée de cet étage Suivant la norme, il faut que le signal de sous-porteuse de couleur sur la bor- ne 3 ait un passage par zéro au point à 50 % du flanc avant de l'im- pulsion de synchronisation de ligne Si la phase s'en écarte, c'est- à-dire si le passage par zéro du signal de sous-porteuse de couleur ne se produit pas à l'instant o l'impulsion atteint la moitié de son amplitude, la borne de sortie 10 de l'étage 4 est le siège d'une tension représentative du déphasage Cette tension est appliquée à un circuit d'échantillonnage et de maintien 11 Celui-ci est comman- dé par un signal de commutation fourni par un circuit diviseur de fréquence 12 A cet effet, le circuit 12 reçoit un signal à fréquen- ce de ligne issu du formateur d'impulsions 6 et divise sa fréquence par deux La tension de réglage présente sur la sortie du circuit 11 est nivelée au moyen d'un filtre passe-bas 13 et la tension ni- velée est appliquée à l'oscillateur 7 pour retoucher son réglage A l'aide de la boucle de réglage décrite, un déphasage déterminé par l'étage 4 aboutit donc à la retouche du réglage de l'oscillateur 7. Ceci fait que la fréquence du signal engendré par cet oscillateur varie, ce qui provoque un décalage de l'impulsion de synchronisa- tion appliquée à la borne 5, et cela jusqu'à ce que le point à 50 % de son flanc avant coïncide avec le passage par zéro de la sous-por- teuse de couleur appliquée à la borne 3. La norme prescrit que le rapport entre les fréquences f SC et f H soit égal à 227,5 Ce nombre est égal a 455, c'est-à-dire un nombre impair divisé par 2, ce qui, comme on le sait, aboutit à un déphasage de 1800 entre la sous-porteuse considérée à un instant déterminée et la même sous-porteuse considérée à l'instant correspon- dant dans la période de ligne suivante Voilà pourquoi l'échantillon- nage au moyen du circuit 11 s'effectue à la moitié de la fréquence -6- de ligne, c'est-à-dire une fois par deux périodes de ligne La bou- cle de réglage a un point de réglage stable déterminé, c'est-à-dire. le point de la caractéristique de réglage auquel la boucle s'ajus- te à nouveau après un déséquilibre A ce point là, la sous-porteuse passe par la valeur zéro dans un sens déterminé Par conséquent, si sous l'action de la boucle, le passage par zéro de la sous porteuse coïncide toutes les deux lignes avec le point à 50 % du flanc avant de l'impulsion de synchronisation avant de l'impulsion de synchro- nisation de ligne, on peut dire que le rapport entre les fréquen- ces f et f est égal à un nombre entier divisé par 2 En raison Sc H de stabilité de-fréquence donnée des oscillateurs 1 et 7, ce nombre doit être 455 En effet, le nombre 454 ou 456, ou un nombre plus éloigné, impliquerait une tolérance de plus de 1 sur 455, soit 0,2 % environ, ce qui est supérieur à la tolérance à laquelle fonction- nent les oscillateurs Sous l'action de la boucle de réglage de la figure 1, tant la relation de phase que la relation de fréquen- ce sont donc respectées de façon précise, ce qui rend superflu un couplage de fréquence additionnel entre les deux oscillateurs De plus, si la fréquence de l'oscillateur de sous-porteuse de couleur est définie avec une tolérance étroite déterminée,, la fréquence de l'oscillateur de ligne est définie avec la même tolérance sans qu'il soit nécessaire que l'oscillateur de ligne lui-même soit tel- lement précis Ce cas se présente si l'oscillateur de sous-porteu- se fonctionne suivant la norme, laquelle admet un écart de 10 Hz, -6 c'est-à-dire une tolérance de l'ordre de 2 10 Cette exigence est beaucoup plus rigoureuse que l'exigence imposée au rapport. En fonctionnement, il peut arriver qu'à cause d'effets de température par exemple, la relation de phase entre les oscil- lateurs 1 et 7 soit perdue, c'est-à-dire que la valeur zéro de la sous-porteuse de couleur ne se produit pas à l'instant o l'impul- sion de synchronisation de ligne atteint la moitié de son amplitu- de, tandis que les deux fréquences gardent à peu près les valeurs correctes La fréquence de l'oscillateur 7 est alors changée sous l'action de la boucle de réglage décrite Durant le déphasage, cet- te fréquence s'écarte donc de la valeur prescrite Comme la fré- quence de sous-porteuse doit avoir une très grande stabilité, on 19829 -7- donne la préférence à une méthode de réglage suivant laquelle, com- me décrit, l'oscillateur 7 est réglé et l'oscillateur 1 n'est pas réglé. Sur la figure 1, la phase entre les signaux des oscilla- teurs 1 et 7 est comparée après modulation au moyen du circuit 2 et avant la suppression au moyen du circuit 9 Il est évident que la comparaison de phase peut avoir lieu à un autre endroit dans la chaî- ne, entre l'oscillateur 1 et le formateur d'impulsions 6 par exemple. Toutefois une telle mesure présente l'inconvénient que la stabilité et surtout la stabilité de température des étages suivants doit être bonne au point que des retards introduits par ces étages soient éga- lement constants lors de variations de température Sur la figure 1, la relation de phase est réalisée à un endroit o le signal de télé- vision en couleur est déjà codé, et cela à l'aide du signal de syn- chronisation composé qui dans l'étage 14, est combiné avec le signal codé, ce qui implique une compensation automatique desdits retards. L'information superflue introduite par ce signal de synchronisation durant l'intervalle de suppression de trame est éliminée au moyen du circuit 11 Comme l'étage 4 est continûment actif, son signal n'est pas affecté Il sera clair que l'échantillonnage au moyen du circuit 11 n'a pas besoin d'être effectué une ligne sur deux, mais que de fa- çon connue, chaque 2 nème ligne peut être échantillonnée, N étant un nombre entier quelconque, mais non trop grand Cela impose à l'oscil- lateur 7 une autre exigence qui, cependant, est facilement réalisa- ble. L'étage comparateur de phase 4 comporte (voir figure 2) un amplificateur différentiel muni de deux transistors npn 21 et 22 La base du transistor 21 est réglée sur une tension continue de 0,5 V et, pour le courant alternatif, elle est reliée à la borne 3, tandis que la base du transistor 22 est reliée directement à la borne 5 Les deux émetteurs sont interconnectés et reliés à une source de courant 23 Le collecteur du transistor 21 et le collecteur du transistor 22 sont branchés sur une source de tension d'alimentation de 5 V, res pectivement à travers une résistance 24 et une résistance 25 Les im- pulsions sur la borne 5 sont positives et entre leurs flancs, la ten- sion sur la borne 5 est égale soit à 0, soit à 1 V. 19829 -8- Si le passage par zéro de la forme sinusoïdale sur la bor- ne 3 coîncide avec le point à 50 % du flanc avant de l'impulsion sur la borne 5 et que la forme sinusoïdale passe par la valeur zéro dans le sens négatif, les transistors 21 et 22 sont conducteurs de lama- me manière à l'instant o le flanc avant atteint ledit point, tan- dis que le transistor 21 est plus conducteur avant cet instant et le transistor 22 est plus conducteur après cet instant Sur le collec- teur du transistor 21 est présente une impulsion positive qui est ap- pliquée à la base d'un transistor npn 27 A cet effet, il est néces- saire que l'amplitude de la forme sinusoïdale soit inférieure à 1 V. En réalité, la forme sinusoïdale atteint la valeur nulle peu de temps avant ou après l'instant o l'impulsion parvient au point à 50 % Les flancs des impulsions sur les collecteurs des transistors 21 et 22 apparaissent donc à des instants qui dépendent de la différence de phase entre les signaux sur les bornes 3 et 5. Les émetteurs des transistors 26 et 27 sont interconnectés et reliés au collecteur d'un transistor npn 28 L'émetteur de celui- ci est relié à l'émetteur d'un autre transistor npn 29 et à une sour- ce de courant 30 La base du transistor 28 est branchée sur une ten- sion continue positive, tandis que la base du transistor 29 est re- liée à la borne 5 Les émetteurs des deux transistors npn 31 et 32 sont interconnectés et reliés au collecteur du transistor 29 Le col- lecteur du transistor 27 est relié à la base du transistor 31 et au collecteur du transistor 32 et le point commun A ainsi obtenu est branché sur la source d'alimentation à travers, une résistance 34 De façon analogue, le collecteur du transistor 26 est relié à la base du transistor 32 et au collecteur du transistor 31 et le point commun B ainsi formé est branché sur la source d'alimentation à travers une résistance 33. Durant l'apparition de l'impulsion sur la borne 5, le tran- sistor 28 n'est pas conducteur, tandis que le transistor 29, lui, est conducteur Avant le flanc avant de cette impulsion, on a la situa- tion inverse et à l'instant du point à 50 % du flanc avant les deux transistors sont conducteurs de la m'me façon Avant cet instant et à cet instant m&me, les transistors 26 et 27 amplifient les signaux appliqués à leurs bases Les transistors 31 et 32 constituent une 19829 -9- bascule qui est active durant l'apparition de l'impulsion sur la borne 5 et qui audit instant est amenée dans l'état déterminé par la tension la plus élevée parmi celles présentes au point A et B à l'instant du point à 50 % Cet état se maintient après ledit ins- tant A cause du caractère cumulatif du basculement de la bascule, une impulsion positive apparat au point A ou une impulsion néga- tive apparaît au point B, même dans le cas o le déphasage déter- miné par l'amplificateur différentiel 21, 22 est très faible Au point, B ou A, o une telle impulsion n'apparaît pas, la tension d'alimentation est présente La différence entre les tensions aux points A et B est amplifiée par un amplificateur différentiel for- mé par deux transistors npn 35 et 36 et une source de tension 37. Le collecteur du transistor 36 est relié à la base d'un transistor pnp 38 dont l'émetteur est branché sur la tension d'alimentation tandis que son collecteur est relié à une résistance de collecteur 39 et à la borne 10 Le transistor 38 fait fonction de commutateur. Sa base est le siège soit d'une impulsion négative soit d'une ten- sion à peu près égale à 5 V Dans le premier de ces cas, le tran- sistor 38 est conducteur, de sorte qu'une impulsion positive d'une amplitude de l'ordre de 5 V est disponible à la borne 10 Dans l'autre cas, le transistor 38 n'est pas conducteur et la tension sur la borne 10 est nulle. Il ressort de ce qui précède que le signal fourni par l'étage 4 ne peut prendre que deux valeurs en fonction du signe de la forme sinusoïdale présente sur la borne 3 à l'instant o le flanc avant de l'impulsion présente sur la borne 5 dépasse la moitié de'l'amplitude de celle-ci Une différence de tension dé- terminée par les transistors 21 et 22 sert alors de critère En fonctionnement, une série d'impulsions d'une amplitude de l'ordre de 5 V est donc présente sur la borne 10 Ce signal numérique est beaucoup plus sûr que le signal fourni par un détecteur de phase analogique, signal dont la valeur varie de façon continue en fonc- tion du déphasage existant entre les signaux d'entrée, cette va- leur devant être nominale si le déphasage est nul Etant donné la fréquence élevée et la nature des signaux à comparer, à savoir une forme sinusoïdale par rapport à une impulsion, un détecteur de -10- phase analogique stable serait très difficile à réaliser: un dépha- sage de 50, par exemple, correspond à 4 ns environ. Dans le mode de réalisation de la figure 2, le circuit diviseur de fréquence 12 est réalisé sous forme d'une bascule D qui reçoit une impulsion à fréquence de ligne comme signal d'horloge et dont l'entrée D est reliée à la sortie Q Le flanc avant de l'impul- sion d'horloge apparaît après le flanc avant de l'impulsion corres- pondante sur la borne 5 mais avant l'instant milieu de cette impul- sion Grâce à cette mesura, les impulsions d'égalisation ne sont pas passées Le circuit d'échantillonnage et de maintien 11 est réalisé sous forme d'une bascule D recevant comme signal d'horloge le signal à demifréquence de ligne du circuit 12 L'entrée D est reliée à la borne-10 Sur la sortie Q, qui est reliée au filtre 13, est présen- te une valeur égale à la valeur présente sur la borne 10 au cours de -la première moitié de chaque seconde impulsion sur l'entrée d'hor- loge du circuit 12 Ainsi, est éliminée, la structure dé signal de synchronisation avec une composante de trame présente sur la borne 10. Si la boucle de réglage n'a pas encore été accrochée, il se peut que le signe du déphasage entre les signaux sur les bornes 3 et 5 ne change pas durant un certain nombre de périodes de ligne, de sorte que le signal sur la sortie Q de la bascule 11 ne change pas non plus Dans ces conditions, ce signal est un signal en cré- neaux dont la fréquence de répétition est égale à la différence en- tre la fréquence de l'oscillateur 7 et sa valeur visée La tension de réglage nivelée par le filtre 13 est une tension à basse fréquen- ce Après l'accrochage de ladite boucle de réglage, la vitesse de changement du signe du déphasage et ladite fréquence de répétition augmentent A l'état final, le déphasage varie continûment entre une faible valeur positive et une faible valeur négative Le signal sur la sortie Q de la bascule 11 est donc un état logique O durant une période du signal d'horloge et un état logique 1 durant la pé- riode suivante; c'est donc un signal en créneaux dont la fréquence est égale au quart de la fréquence de ligne et qui est nivelé de façon à 9 tre converti en une tension continue de très faible ondu- lation Par conséquent, la fréquence de l'oscillateur 7 ne varie 19829 que très peu. La figure 3 représente une partie d'un circuit de codage qui convient à la norme PAL et dans lequel le réglage de la phase aussi bien que de la fréquence de l'oscillateur de ligne est retou- ché au moyen d'une seule boucle de réglage Sur la figure 3, les élé- ments correspondant à des éléments de la figure 1 et 2 sont indiqués et f H est dans ce cas égal à 283,75 environ, soit 1, l'échantil- lonnage au moyen du circuit 11 doit alors se produire au moins tou- tes les quatres périodes de ligne ou, en général, chaque 4 nème ligne. Cela implique que la tolérance des oscillateurs ne doit pas être su- périeure à 1 sur 1135, soit 0,09 % environ Cette exigence est plus stricte que ce n'était le cas pour la norme NTSC, mais est réalisa- ble, par exemple, par la mise en oeuvre d'oscillateurs à cristal. Sur la figure 3, les signaux de modulation pour le circuit modulateur 2 sont les signaux de différences R-Y et B-Y Le signal de sortie du circuit diviseur 12 est le signal d'identification PAL servant à déterminer de l'ordre des signaux dans le circuit 2 Sa fréquence est divisée par 2 au moyen d'une bascule JK 51 Si la re- lation de phase entre les oscillateurs 1 et 7 est correcte, la fré- quence du signal sur la sortie Q de la bascule 11 est égale à 25 Hz à cause de l'écart de 25 Hz (offset) de la norme PAL Cette sortie est appliquée à travers un condensateur 52 à la première entrée d'un *détecteur de phase 53. A l'aide d'une bascule D 54, il est engendré un signal qui a la fréquence d'image, soit 25 Hz, et qui est appliqué à travers un condensateur 55 à la sec nde entrée du détecteur de phase 53 Ce si- gnal est positif pour la première trame de chaque image Par l'action de la boucle de réglage il, est assuré que les flancs avant des deux signaux d'entrée du détecteur de phase 53, qui sont tous les deux po- sitifs, apparaissent à peu près simultanément La tension de réglage nivelée par le filtre de boucle 13 est appliquée à l'oscillateur 7. Le filtre 13 comporte entre autres un condensateur 56. Lors de l'enclenchement du circuit de codage, il se peut que le désaccord de l'oscillateur 7 par rapport à sa fréquence nomi- nale soit supérieur à 25 Hz Si ce désaccord a le signe incorrect par rapport à l'écart requis de 25 Hz, la boucle de réglage s'ajustera à -12- une valeur incorrecte Cet effet est évité par le fait que la ten- sion de réglage nivelée est également appliquée à l'entrée inverseu- se d'un amplificateur 57 dont l'entrée non inverseuse est à la mas- se à travers une résistance 58 et est reliée à la sortie à travers une résistance 59 Les éléments 57, 58 et 59 constituent un circuit de déclenchement Schmitt Si la tension de réglage nivelée est supé- rieure à une valeur déterminée préalablement par les résistances 58 et 59, la tension de sortie de l'amplificateur 57 n'est pas nulle. Sous l'effet de cette tension, la bascule 11 est rétablie alors qu' -un commutateur 60 est manoeuvré pour la décharge du condensateur 56 au moyen d'une résistance 61 de valeur relativement basse, après quoi l'accrochage est bien possible et la tension de sortie de l'am- plificateur 57 devient égale à zéro. Il est à remarquer que le circuit de la figure 3 convient pour la norme PAL et la norme PAL-N dans laquelle est prescrit un écart de fréquence d'image Pour la norme PAL-M suivant laquelle f 5 C = 227,25 f H, donc sans écart, il est possible de simplifier la figu- re 3 par l'omission du détecteur de phase 53 et du circuit de déclen- chement Schmitt 57 avec les composants correspondants. 19829 -13- REVENDICATIONS 1 Circuit de codage de télévision en couleur convenant pour être utilisé dans un système de télévision en couleur selon la nor- me NTSC ou PAL et comportant un premier oscillateur servant à engen- drer une sous-porteuse de couleur et un second oscillateur servant à engendrer un signal à fréquence de ligne, premier oscillateur qui a la stabilité de fréquence prescrite par la norme, le circuit com- portant en outre un formateur d'impulsions servant à engendrer un signal de synchronisation composé ainsi qu'un circuit modulateur servant à moduler la sous-porteuse de couleur pour obtenir un signal de chrominance, caractérisé en ce que pour retoucher le réglage de la fréquence aussi bien que de la phase du second oscillateur ( 7), le circuit ne comporte qu'une seule boucle de réglage dans laquelle est prévu un étage comparateur de phase ( 4) servant à déterminer en fonctionnement la différence par rapport à la valeur zéro de la pha- se de la sous-porteuse de couleur à l'instant o le flanc avant de l'impulsion de synchronisation atteint la moitié de l'amplitude de celle-ci, étage comparateur de phase qui présente une première bor- ne d'entrée ( 3) pour l'application du signal de chrominance, une se- conde borne d'entrée ( 5) pour l'application du signal de synchroni- sation composé et une borne de sortie ( 10) pour l'application d'un signal de sortie à un circuit d'échantillonnage et de maintien ( 11), l'échantillonnage s'effectuant une fois par 2 N périodes de ligne, n étant un nombre entier, lequel circuit ( 11) fournit un signal de ré- glage destiné au second oscillateur ( 7). 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un circuit de suppression ( 9) est relié au circuit modulateur ( 2) pour l'obtention du signal de chrominance avec une salve de sous-porteu- se de couleur apparaissant pendant la durée prescrite par la norme, la première borne d'entrée ( 3) de l'étage comparateur de phase ( 4) étant reliée à la connexion ainsi formée. -14- 3 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de sortie de l'étage comparateur de phase ( 4) ne peut prendre que deux valeurs, à savoir une première valeur en présence d'une phase positive de la sous-porteuse considérée à un instant o le flanc avant d'une impulsion de synchronisation atteint la moitié de l'amplitude de celle-ci et une seconde va- leur en présence d'une phase négative de la sous-porteuse de couleur considérée audit instant. 4 Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'étage comparateur de phase ( 4) comporte, d'une part, un amplificateur différentiel ( 21, 22, 23) servant à comparer l'am- plitude des signaux présents sur la première ( 3) et la seconde ( 5) bornes d'entrée et, d'autre part, un élément bistable ( 31, 32) qui est actif-durant l'apparition de l'impulsion de synchro- nisation. Circuit selon la revendication 1, qui convient à être utilisé dans un système de télévision en couleur suivant la nor- me PAL, caractérisé en ce que le nombre N est pair et en ce que la sortie du circuit d'échantillonnage et de maintien ( 11) est reliée à une première borne d'entrée d'un second étage compara- teur de phase ( 53) qui est muni d'une seconde borne d'entrée pour l'application d'un signal à fréquence d'image ( 54) et dont la borne de sortie fournit le signal de réglage. 6 Circuit selon la revendication 5, caractérisé par des moyens ( 57) permettant de rendre le second étage comparateur ( 53) inactif lorsque le signal de réglage dépasse une valeur prédéter- minée.