Brevet FR2511824A1 — publié le 19830225

t 4 TRO BOU SYSTEME EMETTEUR-RECEPTEUR DE TRANSMISSION NUMERIQUE PAR VOIE OPTIQUE ET A DEBIT VARIABLE La présente invention concerne un système émetteur-récep- teur de transmission numérique par voie optique et à débit variable. L'utilisation conjuguée de fibres optiques, d'émetteurs optiques rapides et de récepteurs optiques permet d'obtenir des liaisons à large bande allant de quelques dizaines de mégahertz à plus d'un gigahertz. Les liaisons optiques présentent par rapport aux liaisons élec- triques, l'avantage d'un isolement galvanique et d'une bande passante étendue, et l'inconvénient d'une fonction de transfert pouvant varier sensiblement en cours d'exploitation surtout dans un environnement sévère En effet, les connecteurs optiques sont extrêmement sen- sibles aux tolérances mécaniques et à la poussière. Par ailleurs, les fibres optiques modifient leur fonction de transfert sous l'action éventuelle des radiations nucléaires A ces variations, provoquées par la fibre, viennent s'ajouter les modi- fications produites par les éléments d'émission et de réception. L'élément d'émission peut être un laser solide ou une diode électro- luminescente et dans les deux cas la pente de conversion courant - puissance optique qui caractérise ces éléments varie en fonction de la température et du vieillissement. La réception optique peut être réalisée au moyen de diode PIN ou à avalanche Les diodes PIN sont stables en fonction de la température et de la tension de polarisation Les photodiodes à avalanche, qui présentent une sensibilité environ cent fois plus grande à la lumière, sont en revanche très sensibles aux variations de température et de tension. * A ces différentes causes de variations viennent s'ajouter, lorsque le système comporte plusieurs liaisons optiques, la dispersion des caractéristiques de chaque sous-ensemble. L'information sous forme numérique à transmettre sur la fibre 11824 optique est obtenue en utilisant différents procédés de codage modulation d'amplitude de la puissance lumineuse, modulation de fréquence ou de phase et modulation numérique Dans le cas de la modulation d'amplitude, il est indispensable de connaître avec précision les différentes pertes afin de rétablir à la réception, et en jouant sur le gain, le niveau correct Dans le cas de la modulation de fréquence, de phase et des modulations numériques, il est nécessaire de rétablir le niveau de manière approchée, la dynamique des systèmes de traitement, quoique limitée, pouvant accepter certaines variations de niveau. Les transmissions numériques présentent en particulier une bonne tolérance aux modifications de la fonction de transfert ainsi qu'au niveau du bruit, ceci toutefois aux prix d'une bande passante plus large. Les transmissions numériques optiques présentent, par rapport aux transmissions électriques classiques, l'avantage d'une bande passante plus large (pouvant atteindre plusieurs centaines de mega- bits sur plusieus kilomètres) et une insensibilité -aux parasites électromagnétiques Cependant l'insensibilité aux modifications de la fonction de transfert doit être beaucoup plus grande et compte tenu de la difficulté à transmettre des fréquences allant jusqu'au continu, il est nécessaire d'utiliser des codes n'ayant pas de compo- santes vers le bas du spectre Cette limitation des liaisons optiques vers les fréquences basses est causée essentiellement par le courant d'obscurité des photodiodes dont la valeur double tous les 80 C environ et devient rapidement plus important que le signal, surtout pour des liaisons présentant une forte atténuation - La difficulté à réaliser un amplificateur large bande, passant le continu, s'ajoute à celle précitée Pour ces différentes raisons, il est quasiment nécessaire d'utiliser un code de transmission à compo- sante continue nulle ou constante. Compte tenu de la diversité des codes utilisés actuellement, une liaison qui ne pourrait transmettre qu'un code spécifique serait, par voie de conséquence, d'une utilisation limitée Un système de 11824 transmission universel permet en revanche, moyennnant un premier procédé de transcodage (code externe utilisateur, code interne) précédant l'émetteur optique et un second procédé de transcodage (code interne code externe utilisateur) suivant le récepteur op- tique, transmettre tous les codes quelle que soit leur forme La durée de chaque bit peut ainsi être comprise entre une valeur minimale (fonction de la bande passante du système) et une valeur très élevée, le système de transmission fonctionnant ainsi comme un système transparent, ou système à débit variable compris entre O et 1 O un débit maximal, par exemple O à 10 MB/s. L'utilisation du code interne présente, en dehors de la pos- sibilité d'accepter un code externe quelconque, l'avantage de per- mettre l'optimisation de ce code interne en fonction des propriétés spécifiques d'un système de transmission optique sans tenir compte des contraintes du code externe, ou code utilisateur. Le code interne retenu est un code à trois niveaux à valeur moyenne constante Un code de ce type est celui dénommé dicode retour à zéro, ou dicode RZ (en terminologie anglo-saxone PBP code, abréviation de Pulse BiPolar code), il peut être comparé à une différentiation du code d'entrée Ainsi, on ne code que les transitions (Fig l); une impulsion positive correspond à une tran- sition 0-1, et une impulsion négative à une transition 1-0, (ou l'inverse) L'amplitude et la durée de chacune de ces impulsions sont identiques La durée est choisie de préférence sensibement égale à la moitié de la durée la plus faible (cadence maximale) du code externe Comme on peut le constater, ce code présente une valeur moyenne constante Ce code accepte parfaitement des bits de durée, allant jusqu'à l'infini Toutefois, pour se protéger contre les parasites, si un bit l ou O du code externe dure un temps supérieur à valeur prédéterminée TR (qui peut être choisie égale à plusieurs centaines de fois la durée de bit minimale, de manière à maintenir la valeur moyenne sensiblement constante), on produit automati- quement une impulsion de rafraîchissement IR correspondant à l'état précédent Si le code d'entrée continue à rester dans le même état, une impulsion de rafraîchissement est ainsi produite automati- quement toute les-périodes TR. Suivant une réalisation connue utilisant un tel code à trois niveaux, le signal optique délivré par l'émetteur est codé dicode RZ et acheminé le long d'un conducteur optique à fibre vers le récep- teur Celui-ci se compose d'une photodiode d'entrée connectée à un montage transimpédance groupant un amplificateur opérationnel et une résistance La sortie de ce montage est traitée dans un circuit de commande automatique de gain dit CAG comprenant un amplifi- cateur à gain variable contrôlé à partir de sa sortie à travers un filtre passe-bas Le gain varie donc en fonction de la composante continue La sortie du CAG est ensuite transmise vers deux compa- rateurs à seuils fixes et symétriques pour détecter l'un, les impul- sions 1 et l'autre, les impulsions O du signal Une bascule RS assure ensuite le transcodage pour récupérer l'information sous forme binaire NRZ. Ce montage présente divers inconvénients La chaîne de réception jusqu'au comparateur doit obligatoirement fonctionner en liaison continue, ce qui entraîne un fonctionnement dans une gamme de température limitée, à cause de la viariation du courant obscu- rité de la photodiode et des difficultés de réalisation des amplifi- cateurs Par ailleurs, un amplificateur à CAG à large bande présente souvent une distorsion en fonction du niveau du signal d'entrée (déformation du signal et modification de sa réponse en fréquence). Afin de remédier aux inconvénients de telles réalisations connues, le système de transmission peut être aménagé selon la solution décrite dans la demande de brevet français Ne 81 15599 déposée le 12 août 1981 et qui est rappelée dans ce qui suit. Suivant cette solution, le récepteur optique est entièrement réalisé en liaison alternative Pour permettre un fonctionnement dans une large gamme de température et éviter l'utilisation d'ampli- ficateur passant la composante continue Le récepteur optique est entièrement réalisé en liaison alternative Par ailleurs, l'amplifi- cateur à CAG, de réalisation délicate, est remplacé par un circuit 11824 o les valeurs des seuils des comparateurs varient en fonction du niveau du signal reçu. Suivant la solution en question, le récepteur optique comporte une photodiode suivie d'un montage transimpédance o l'ampli- fication présente une large bande passante située en dehors du continu; la sortie de cet amplificateur est appliquée aux compa- rateurs symétriques à travers une liaison capacitive Un circuit générateur des seuils de comparaison, alimenté par la sortie du condensateur de liaison, permet de faire varier les seuils parmi une pluralité de valeurs discrètes prédéterminées pour couvrir une large dynamique du signal. Dans le cas d'une seule commutation des seuils de référence, le générateur de seuil peut être réalisé selon une voie unique équipée d'une paire de comparateurs à seuils symétriques, d'une porte OU logique, d'un monostable et d'un circuit de commutation à transistors pour obtenir deux paires de valeurs de références Vrl et Vr 2,selonl'amplitude dusignal incident Dans le cas d'une dyna- mique étendue, il est nécessaire de produire plus de deux couples de valeurs de référence pour couvrir la gamme de variation d'amplitude du signal; pour deux commutations, c'est-à-dire trois valeurs + Vr I, Vr 2, Vr 3, le générateur de seuil devra comporter deux voies du type indiqué, et ainsi de suite, le reste du récepteur étant inchangé. L'augmentation du nombre de valeurs de la tension de réfé- rence est rendue obligatoire quand la dynamique d'entrée augmente par la nécessité d'adopter la référence Vr au niveau d'entrée Par exemple, pour un signal d'entrée variable entre + 10 m V à + 1 V, la tension de référence peut être commutée une seule fois de + 8 m V à + 80 m V Par contre, si le signal d'entrée continue à croître au-delà de + 1 Y, la référence haute + 80 m V devient trop faible par rapport au signal Si le signal atteint par exemple t 10 V, une suroscillation de 1 % va être suffisante pour entraîner une commutation supplé- mentaire et donc un décodage erroné La réalisation de la fonction de transfert produisant une suroscillation aussi faible est relati- vement difficile, surtout compte tenu des variations en température 25118-24. et par vieillissement Il est donc nécessaire, dans l'exemple cité de commuter trois valeurs de référence au moins au prix d'une comple- xité croissante du circuit générateur de seuils. Le but de l'invention est de remédier à ces inconvénients moyennant des aménagements apportés au récepteur et à l'émetteur de la liaison, pour s'affranchir des effets de suroscillations et étendre la dynamique d'entrée sans pratiquement accroître la com- plexité du système de transmission. Suivant un objet de l'invention, il est réalisé un système émetteurrécepteur de transmission numérique par voie optique à débit variable dans lequel, l'émetteur optique produit des impulsions lumineuses répondant à un codage interne à trois niveaux et à composante continue constante de l'information à transmettre, le codage comportant également l'émission périodique d'une impulsion de rafraîchissement lorsque le signal codé reste inchangé pendant une période déterminée; un conducteur à fibre optique achemine les impulsions lumineuses vers un récepteur optique; le récepteur comporte un étage photodétecteur suivi d'un montage transimpé- dance qui alimente à travers une liaison capacitive deux compa- rateurs à seuils symétriques et un circuit générateur des seuils pour commuter automatiquement les seuils parmi une pluralité de valeurs discrètes prédéterminées, en fonction de l'amplitude du signal Le récepteur est équipé en aval des comparateurs à seuil et avant transcodage, de moyens de protection contre des effets parasites de changement d'état résultant de suroscillations L'émetteur est éga- lement aménagé pour supprimer tout chevauchement éventuel d'une impulsion de rafraîchissement avec une impulsion du code interne de la liaison produisant l'équivalent d'une impulsion avec suroscillation. Les particularités de l'invention apparaîtront dans la descrip- tion qui suit donnée à titre d'exemple non limitatif, à l'aide des figures annexées qui représentent: la figure 1, des signaux rappelant un codage dicode RZ à partir d'une information binaire NRZ; la figure 2, un diagramme général d'un récepteur optique 11824 utilisé dans un système de transmission conforme à la présente invention; la figure 3, des signaux illustrant l'effet parasite des sur- oscillations qui altèrent l'information; la figure 4, un schéma partiel d'un exemple de réalisation d'un récepteur optique aménagé selon la figure 2; la figure 5, des signaux illustrant la suppression de l'effet parasite des suroscillations dans un récepteur aménagé selon l'inven- tion; la figure 6, un diagramme général d'un émetteur optique utilisé dans un système de transmission conforme à l'invention; la figure 7, des signaux illustrant un cas de chevauchement d'une impulsion de rafraîchissement avec une impulsion du code et la suppression du chevauchement dans le cas d'un émetteur aménagé selon l'invention; la figure 8, un schéma d'un exemple de réalisation d'un émetteur optique aménagé selon la figure 6; les figures 9, 10 et 11, des signaux illustrant le fonction- nement de l'émetteur selon la figure & respectivement, en l'absence et en présence d'impulsions de rafraîchissement et en cas de transition du code qui se produit pendant la durée d'une impulsion de rafraîchissement. La figure I rappelle un codage dicode RZ à partir d'une information binaire Le code binaire NRZ constitue le code externe, ou code exploitant, à transcoder à l'émission pour former le code interne désiré à trois niveaux et à composante continue constante. Le transcodage inverse à la réception permet de récupérer l'infor- mation binaire NRZ. En se reportant à la figure 2, l'émetteur optique 1 du système de transmission numérique à débit variable, délivre le signal sous forme optique et codé selon un code à composante continue cons- tante, codage dicode RZ par exemple Les impulsions lumineuses sont acheminées à travers la fibre optique 2 vers le récepteur optique. 8. Le récepteur du type considéré se compose d'un étage photo- détecteur d'entrée 3 qui peut consister en une photodiode PIN ou à avalanche et qui est suivi d'un montage transimpédance à amplifi- cateur 4 et à résistance 5 Vient ensuite un circuit de traitement 6 qui précède les comparateurs symétriques 7 et 8 et la bascule RS de transcodage 9. Le circuit de traitement 6 comporte d'une part, un conden- sateur 10 qui assure la liaison entre la sortie de l'amplificateur 4 et les comparateurs 7 et 8, et d'autre part, un circuit générateur 11 des seuils de comparaison Le condensateur 10 élimine la composante continue et délivre le signal SI qui se présente sous forme d'impul- sions positives et négatives de même amplitude et durée La sortie du condensateur 10 est également appliquée au circuit générateur de seuil Il pour élaborer des valeurs de seuils symétriques en fonction de l'amplitude du signal Un seul couple de valeurs de seuil, ou valeurs de référence, +Vr pour le comparateur 7, -Vr pour le comparateur 8, ne permet de couvrir qu'une plage de variation du signal limitée En conséquence, le circuit Il agit comme un organe de décision et permet, en fonction de l'évolution de l'amplitude du signal, de commuter les valeurs de seuils pour répondre à une dynamique élevée La variation des seuils ou références, est discon- tinue, s'effectuant parmi une pluralité de valeurs discrètes prédéter- minées Vrl, + Vr 2,, + Vrn dont le nombre N est choisi en relation avec la dynamique à couvrir. Conformément à l'invention, le récepteur comporte un circuit additionnel 12 disposé entre les comparateurs 7 et 8 et le circuit 9, et dont la fonction est de protéger le récepteur contre les effets parasites des suroscillations qui sont mis en évidence à l'aide de la figure 3 Des franchissements intempestifs de seuil dus aux suroscil- lations se produisent aux instants t 2, t 4 et t 6 Il en résulte des impulsions parasites IPI, IP 2 et IP 3 en sortie des comparateurs 7-8. En l'absence des moyens 12 d'inhibition des suroscillations, on obtiendrait en sortie le signal S'6 erroné indiqué au lieu du signal vrai 56 correspondant à l'information SI. 251 1824 Le circuit de protection, ou d'inhibition, 12 empêche, pour chacune des commandes de la bascule de transcodage 9, une deuxième commande provoquée par un rebondissement pendant une durée préétablie En désignant par T Bm la durée de bit minimale du code externe (durée d'un digit I ou 0), le code interne est déterminé en sorte que la durée T Bi d'impulsion 1 ou O de ce code est inférieure à la valeur T Bm La durée T Bi pourra être choisie par exemple, égale approximativement à la moitié de la valeur T Bm La durée d'inhibition TI est déterminée pour couvrir la durée propre T Bi des impulsions du code interne et celle du rebondissement qui peut se produire à la suite du front arrière de l'impulsion; en outre, cette durée TI doit évidemment rester inférieure à la valeur T Bm qui représente la durée minimale séparant deux impulsions de polarité opposée du code interne, pour éviter de perdre l'information de transition de bits correspondant à la deuxième impulsion du code interne La valeur TI d'inhibition peut finalement être définie comprise entre les valeurs T Bi et T Bm A titre d'exemple, pour un débit maximal de 10 MB/s soit I Bm = 100 ns, la valeur T Bi peut être de 50 ns et TI de 75 ns environ. La figure 4 a trait à une représentation détaillée du récepteur aménagé avec les circuits d'inhibition et dans le cas le plus simple de réalisation du circuit de décision Il correspondant à une seule commutation des valeurs de référence + Vr Le récepteur est représenté à partir du condensateur 10 Les résistances RI, R'1 adjointes aux comparateurs 7 et 8 assurent en liaison avec les résistances des sources des tensions de référencé t Vr, un niveau d'hystérésis qui est commuté en même temps que la valeur de référence permettant ainsi un fonctionnement proportionnel à faible et à fort niveaux La bascule RS de transcodage est constituée de deux portes ET-NON rebouclées Le circuit générateur de seuil Il comporte une voie formée de deux comparateurs à seuil 20 et 21 o les impulsions positives ou négatives notées respectivement I et O du signal SI issu du condensateur 10 sont comparées à des niveaux symétriques, +V et -VI respectivement Les sorties de comparaison 251 182 h-. sont appliquées à travers une porte OU 22 à un monostable redéclen- chable 23 La sortie Q du monostable et sa sortie complémentaire Q attaquent deux circuits de commutation à transistors 24 et 25 et résistances, pour obtenir la commutation des niveaux Vr de réfé- rence de Vo à +Vo R 4 ' ou l'inverse. Le circuit de protection 12 est constitué de deux monostables 26 et 27 et deux portes ET-NON 28 et 29 Les monostables déclenchent sur le front avant des impulsions présentes sur les sorties des comparateurs à seuil 7 et 8, et ils fonctionnent pendant une durée correspondant à celle d'inhibition TI définie précé- demment Les portes 28 et 29 qui reçoivent respectivement une sortie de comparaison et une sortie de circuit monostable, permet- tent de bloquer les commandes de la bascule de transcodage 9 pendant une durée TI à chaque impulsion du code interne et ainsi, éliminer des déclenchements intempestifs dus à des suroscillations. La figure 5 illustre le fonctionnement du récepteur ainsi équipé de moyens d'inhibition 12 et en présence de suroscillations donnant lieu aux impulsions parasites I Pl à IP 3 (signaux 52, 53) détectés par les comparateurs 7 et 8 Le signal 56 restitué corres- pond bien à l'information transmise par la liaison. Le fonctionnement de ce récepteur -est correct pour des cadences d'émission moyenne et élevée ne donnant pas lieu à émission d'impulsion de rafraîchissement IR (figure 1) Pour des cadences plus faibles devenant inférieures à la cadence TR de rafraîchissement, il existe un risque d'émission simultanée d'impul- sion de rafraîchissement et d'impulsion normale du code interne. Dans ce cas, l'impulsion émise, qui comporte une impulsion positive immédiatement suivie d'une impulsion négative, ou vice et versa, est traitée par le récepteur comme une impulsion avec suroscillation. L'impulsion de code va être supprimée ce qui entraîne un mauvais fonctionnement au niveau du décodage En effet, c'est cette deuxième partie du signal qui représente l'ordre de changement d'état et c'est justement cet ordre qui se trouve supprimé Ce fonctionnement est illustré sur la figure 7 par les quatre premiers 11824 il signaux, le signal SO correspondant au code externe NRZ, le signal transcodé S'IIT, une impulsion de rafraîchissement Sl IR qui chevauche la transition du code et le signal résultant S'12. Pour assurer un fonctionnement correct, l'émetteur est doté d'un circuit complémentaire 31 qui élimine cette possibilité de chevauchement. La figure 6 représente un tel émetteur o la partie 32 en aval du bloc 31 produit le transcodage désiré du code externe SQ en code interne 512 à trois niveaux Dans une version non aménagée avec le moyen 31, l'émetteur consisterait en la partie 32 o la sortie du circuit de détection de changement d'état 33 du signal 50 alimen- terait à la fois les deux portes OU 34 et 35 La détection de changement d'état se traduit par une impulsion à chaque transition 1-0 ou 0-1 du signal d'entrée La porte OU 34 est suivie d'un monostable 36 de durée égale à celle T Bi des impulsions du code interne, par exemple 50 ns, et la porte OU 35 est suivie d'un monostable redéclenchable 37 de durée égale à la période TR de rafraîchissement, par exemple 50 ps La sortie SI 1 est appliquée à la deuxième entrée de la porte 35 et la*sortie 513 du monostable 37 à la deuxième entrée de la porte 34 La sortie 513 est en permanence à l'état 0 tant que les transitions du code externe 50 se succèdent avec une période inférieure à TR Si le code externe ne change pas pendant cette durée, le signal 513 passe à 1 entraînant via les circuits 34 et 36 la production d'une impulsion IR de rafraîchis- sement et, par l'intermédiaire du rebouclage 36 à 35 le redéclen- chement du monostable 37 pour une nouvelle période TR Ainsi, si le code externe SO reste inchangé, l'ensemble 34 à 37 se comporte comme un oscillateur de période TR La sortie du monostable 36, ainsi que le code externe attaquent un circuit de discrimination 38, ou d'indentification, des transitions positives et des transitions négatives; il présente à cet effet deux sorties, l'une délivrant une impulsion positive pour chaque transition de 0 à 1 du code externe, l'autre délivrant une impulsion négative pour chaque transition de 1 à O de ce même code. Un circuit 39 permet ensuite de délivrer le code trois niveaux qui est appliqué à la diode d'émission 40 sous forme de trois courants Io (état de repos), Imin (transition de 1 à 0) et Imax (transition de O à 1) La valeur Io est égale à la valeur moyenne des valeurs extrêmes c'est-à-dire Imax Io = Io Imin La durée des impulsions négative et positive est par ailleurs identique. Le montage 32 de la figure 6 présente donc le risque de chevauchement entre le code interne et l'impulsion de rafraîchis- sement illustré sur la figure 7 Le rafraîchissement (SIIR) débute juste avant la transition O à 1 (S'l T) A l'arrivée de cette transition, le rafraîchissement est abandonné au profit du code, ce qui entraîne la création d'une impulsion négative tronquée suivie d'une impulsion positive normale (S'12) Dans le cas d'une coïncidence entre une transition du code externe de 1 à O et d'une impulsion de rafraîchis- sement, le signal tronqué est identique mais de polarité opposée. Pour éviter ces impulsions tronquées qui génèrent de faux codes au niveau du récepteur (effet semblable à celui des suroscillations), on introduit, selon l'invention, un retard dans la voie fabriquant le code trois niveaux par rapport à la voie de rafraîchissement (signaux 510, Sl IT et 512 de la figure 7). La partie complémentaire 31 comporte donc, un circuit de retard 41 du signal SO et un deuxième circuit détecteur de chan- gement d'état 42 pour préserver l'alimentation de la porte OU 35 de la voie de rafraîchissement à partir de l'information 50 non re- tardée Le retard introduit par le circuit 1 doit être supérieur ou au moins égal à la durée minimale T Bm de bit du code externe. La figure 8 correspond au schéma détaillé d'un exemple de réalisation de l'émetteur ainsi aménagé. Le circuit de retard 41 qui empêche le chevauchement entre I'impulsion de rafraîchissement et le code est réalisé à partir de deux cellules composées chacune, telle la cellule 51, dun filtre passe-bas et d'un trigger de Schmitt Ce circuit à retard est donné à titre indicatif, tout autre dispositif (ligne à retard, suite d'inverseurs logiques, etc) pouvant convenir Les circuits de détection des 251 182 E changements d'état 33 et 42 sont constitués de différentiateurs logiques comportant un circuit retard (composé d'un filtre passe-bas suivi d'un trigger de Schmitt 52 ou dune série d'inverseurs logiques 52 ', ou tout autre montage pouvant convenir), associé à un circuit porte OU exclusif tel 53 Ce dispositif fournit pour chaque transition 0 à 1, et I à 0, une impulsion de largeur égale au retard du circuit 52, par exemple 30 ns pour une valeur T Bi de 50 ns La discrimi- nation des transitions positives ou négatives est réalisée par les portes 54 et 55 en combinant l'impulsion de sortie du monostable 36 avec le code d'entrée retardé 510 Ces portes délivrent des impul- sions positives et négatives correspondant respectivement aux tran- sitions O à 1, et 1 à 0. Ces impulsions sont appliquées, à travers les résistances R 21 et R 22, aux transistors 56 et 57 qui travaillent en commutation et qui, à l'aide d'un réseau de résistances R 23, R 24, R 25 placées en série avec la diode d'émission 40, permettent d'envoyer dans cette dernière le courant à trois niveaux Io, Imin et Imax répondant aux caractéristiques précédemment indiquées Le circuit de commu- tation 39 est donné à titre d'exemplej tout autre dispositif permet- tant d'obtenir trois niveaux de courant pourrait tout aussi bien convenir Dans le cas du dispositif présenté, les différentes résis- tances doivent remplir les relations suivantes: R 25 I + k R 24 k e Vcc VD 4 = Ik = = et Io =R 2 2 Imax Io Io Imin avec k = lo = l, et VD = chute de tension de la diode d'émission 40. Les figures 9, 10 et Il montrent les formes des signaux en différents points du montage de l'émetteur présenté figure 8 pour différents cas de fonctionnement. La figure 9 détaille ces différents signaux en partant du code externe jusqu'au code interne en l'absence de rafraîchissement (cas o la période entre deux bits du code reste inférieure ou égale à TR.). La figure 10 montre ces mêmes signaux mais avec production 11824 d'impulsions de rafraîchissement IR (cas o la période entre deux bits du code devient égale ou supérieure à TR). La figure 11 montre le fonctionnement de l'émetteur en présence d'un changement de code ayant lieu simultanément avec la génération d'une impulsion de rafraîchissement TR Le retard To entre la voie code et la voie rafraîchissement permet, dans ce cas, d'éviter le chevauchement des deux impulsions. Selon la description qui précède, le système de transmission numérique par voie optique proposé selon la présente invention, constitue une variante de réalisation de celui décrit dans la demande de brevet français antérieure NO 81 15599 du 12 août 1981 S'agis- sant d'accroître la dynamique d'exploitation, la solution décrite dans cette demande antérieure est concentrée au niveau du récepteur et se traduit par l'élaboration d'un circuit générateur de seuil de plus en plus complexe; dans la variante proposée selon la présente invention, le moyen 12 d'inhibition des effets des suroscillations dues à la modification de la fonction de transfert de la liaison optique, permet une augmentation notable de la dynamique due au fait que le rapport entre deux valeurs de référence consécutives peut être augmenté; ce moyen permet également, pour une dynamique donnée, une simplification importante du circuit de décision Au niveau de l'émetteur, en contrepartie, un moyen de protection 31 simple est à prévoir pour produire un retard entre la voie code et la voie rafraîchissement et éviter le chevauchement entre une impul- sion de rafraîchissement et une impulsion de transition, ce chevau- chement produisant un signal semblable à un signal normal avec suroscillation entraînant le fonctionnement du circuit d'inhibition du récepteur provoquant ainsi un mauvais décodage par la non prise en compte de l'impulsion correspondant à la transition du code externe. Selon les caractéristiques prévues pour l'exploitation, on peut être amené à opter soit pour la solution antérieure, soit pour la solution présente. R EVENDICATIONS 1 Système émetteur-récepteur de transmission numérique par voie optique et à débit variable dans lequel, l'émetteur optique ( 1) produit des impulsions lumineuses correspondant à un codage interne à trois niveaux et à composante continue constante de l'information, le codage comportant également l'émission périodique dune impul- sion dite de rafraîchissement lorsque le signal code reste inchangé pendant une période déterminée; un conducteur optique à fibre ( 2) achemine les impulsions lumineuses vers un récepteur optique; le récepteur comporte un étage photodétecteur ( 3) suivi d'un montage transimpédance ( 4, 5) qui alimente à travers une liaison capacitive ( 10) deux comparateurs à seuils symétriques ( 7, 8) et un générateur des seuils ( 11) pour commuter automatiquement ceux-ci parmi une pluralité de valeurs discrètes prédéterminées, en fonction de l'amplitude présentée par le signal (SI), et un circuit de transcodage ( 9) alimenté par les sorties de comparaison ( 52, 53); le système étant caractérisé en ce que le récepteur comporte un moyen de protection contre les effets parasites de changement d'état résul- tant de suroscillations, ce moyen consistant en un circuit d'inhibition ( 12) interposé entre les comparateurs et le circuit de transcodage et qui inhibe ce dernier à la suite de chaque impulsion du code interne détectée par les comparateurs, l'inhibition étant produite pendant une durée déterminée en sorte de couvrir celle des rebondissements éventuels qui suivent l'impulsion. 2 Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit d'inhibition ( 12) se compose de deux circuits monostables ( 26, 27) et deux circuits portes ( 28, 29), la durée du monostable étant égale à celle d'inhibition (TI) et comprise entre la durée (T Bi) d'impulsion de code interne et celle (T Bm) minimale de bit de l'information binaire à transmettre (SO). 3 Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que un premier comparateur à seuil ( 7) est connecté par sa sortie à une entrée d'une première porte ET-NON ( 29) à deux entrées et à un premier monostable ( 27), le deuxième comparateur à seuil ( 8) étant similairement connecté à la deuxième porte ET-NON ( 28) et au deuxième monostable ( 26), la sortie du premier monostable étant appliquée à la deuxième entrée de la deuxième porte ET-NON, et celle du deuxième monostable à la deuxième entrée de la première porte ET-NON. 4 Système selon l'une quelconque des revendications précé- dentes, caractérisé en ce que l'Pémetteur comporte un moyen de protection contre les effets de chevauchement d'une impulsion de rafraîchissement avec une transition de l'information, effets qui se traduisent par des erreurs lors du décodage, ce moyen consistant en un circuit ( 31) à l'entrée de lémetteur pour produire un décalage temporel entre l'impulsion interne et celle de rafraîchissement. Système selon la revendication 4 et dans lequel Pémetteur comporte, pour produire un codage dicode RZ de l'information binaire ( 50) à transmettre, un premier circuit de détection de. changement d'état ( 33) pour produire une impulsion brève lors de chaque transition de l'information, les impulsions de changement d'état étant appliquées respectivement à une voie code pour pro- duire les impulsions dicode RZ et à une voie de rafraîchissement pour produire celles de rafraîchissement, caractérisé en ce que le circuit de protection ( 31) à l'entrée de l'émetteur comporte un circuit de retard ( 41) pour retarder l'information binaire destinée à la voie code dune quantité au moins égale à celle minimale de bit T Bm de cette information, et qu'un deuxième circuit détecteur de changement d'état ( 42) est prévu pour alimenter sans retard la voie rafraîchissement, le premier détecteur de changement d'état ( 33) n'alimentant que la voie code. 6 Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit retard ( 41) est formé de cellules composées chacune d'un filtre passe-bas suivi dun circuit trigger de Schmitt ( 52). 7 Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de retard ( 41) est formé par une série de circuits inverseurs logiques ( 52). 11824 8 Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que chaque voie de l'émetteur comporte un circuit monostable ( 36, 37) attaqué par le circuit de détection de changement d'état corres- pondant ( 33, 42) à travers un circuit porte à deux entrées ( 34, 35), la sortie de chaque monostable étant connectée à la deuxième entrée du circuit porte de l'autre voie, le monostable ( 36) de la voie code ayant une durée égale à celle d'impulsion T Bi du code dicode RZ et le monostable ( 37) de la voie de rafraîchissement ayant une durée égale à la période de rafraîchissement, l'émetteur comportant en outre, un circuit de discrimination ( 38) des transitions positives et négatives alimenté par l'information retardée (SIO) et par la sortie (S Il) du monostable de la voie code, et qui est connecté en série avec un circuit de codage interne à trois niveaux ( 39) qui alimente une diode photoémettrice ( 40).