Brevet FR2519771A1 — publié le 19830718

LIDAR A COMPRESSION D'IMPULSIONS La présente invention concerne des perfectionnements aux systèmes lidar à compression d'impulsions. La dénomination lidar entend, comme pour les radars, des systèmes de détection électromagnétique mais fonctionnant avec des ondes lumineuses au lieu d'ondes hyperfréquence. L'invention concerne, de manière plus précise, I'agencement d'un système lidar avec des moyens d'acquisition et de poursuite du glissement de fréquence Doppler dû à la composante radiale de la vitesse d'une cible mobile poursuivie. Dans le cas d'un radar le glissement de fréquence, dit fréquence Doppler, n'apporte guère de perturbations compte-tenu des valeurs de longueur d'onde du radar et de la bande passante moyenne fréquence des circuits de réception. Dans le cas des lidars par-contre, la longueur d'onde est très faible et la fréquence Doppler qui est donnée par l'expression FD = 2VR/A devient très grande pour de faibles variations de la vitesse radiale VR. A titre d'exemple, pour un lidar de longueur d'onde A = 10,59 Um, le glissement de fréquence Doppler varie de 0,19 MHz chaque fois que la vitesse varie d'un mètre par seconde En conséquence, on a très vite atteint les limites de la bande passante moyenne fréquence du récepteur. Pour une bande passante de 12,5 MHz de part et d'autre d'une fréquence centrale intermédiaire de 150 MHz, on aura atteint ces bornes pour une vitesse radiale de l'ordre de + 350 km/h.Il en résulte des limites importantes pour l'exploitation au delà desquelles il y a perte d'information du signal qui n'est plus traité par le récepteur. En conséquence, le lidar présente des difficultés de conception. Une solution est d'accroître la bande passante en aval du photo-mélangeur avec tous les inconvé- nients inhérents à cette solution. Le but de l'invention est de remédier aux inconvénients précités en équipant le lidar de moyens d'acquisition et de poursuite de cibles mobiles permettant d'effectuer une compensation du glissement Doppler dû à la cible mobile, cette compensation étant faite sur la voie d'oscillation locale en amont du photo-mélangeur. Ceci permet de sauvegarder les caractéristiques d'adaptation et la sensibilité du récepteur. Suivant une caractéristique de l'invention, il est réalisé un lidar à compression d'impulsions comportant des moyens d'émission et d'oscillation locale dotés d'un générateur laser pour produire une première onde laser modulée en fréquence de part et d'autre d'une valeur moyenne FE, cette première onde laser étant destinée à l'émission, et pour produire une deuxième onde laser non modulée de fréquence FL = FE-FI destinée å une réception superhétérodyne, FL étant la fréquence locale et Fl la fréquence intermédiaire, un photo mélangeur pour mélanger cette onde locale avec des signaux lumi neux reçus et produire un signal électrique de battement à la fréquence intermédiaire, laquelle se trouve affectée d'une dérive Doppler FD lors d'une détection de cible mobile, un récepteur alimenté par le signal de battement et qui comporte des circuits de traitement par compression et démodulation pour la mesure de la distance, et de la fréquence Doppler des cibles détectées. Le lidar comporte en outre, des moyens d'acquisition et de poursuite de cible mobile qui sont interposés sur le trajet optique allant de l'oscillateur local au photo-mélangeur, pour produire une transposition de fré quence de FL à (FL+FT) de l'onde locale, expression où FT est rendue variable dans une plage d'excursion déterminée durant la phase de recherche et correspond à la valeur (FI+FD) lors de l'acquisition proprement dite, le paramètre FD correspondant en valeur et en signe à la dérive Doppler.Cette phase d'acquisition est immédiatement suivie d'une phase de poursuite au cours de laquelle un signal délivré par le récèpteur commande l'asservissement auto matique de la fréquence FT à la valeur instantanée de la dérive Doppler FD. Les particularités et avantages de la présente invention appa naîtront dans la description qui suit donnée à titre d'exemple non limitatif, à l'aide des figures annexées qui représentent Fig. 1, un bloc diagramme général d'un lidar à compression d'impulsions conforme à l'invention Fig. 2, un diagramme partiel relatif à une variante de réalisation du lidar selon la figure 1 ; Fig. 3, un diagramme d'un premier exemple de réalisation d'un lidar à compression d'impulsions conforme à l'invention; Fig. 4, un deuxième exemple de réalisation d'un lidar à compression d'impulsions conforme à l'invention. En se reportant au diagramme général de la Fig. 1, on a représenté par le bloc 1 des moyens d'émission de deux ondes lumineuses à partir d'au moins un générateur laser 2, une première onde laser modulée en fréquence de part et d'autre d'une valeur moyenne FE. Cette première onde lumineuse est de préférence modulée selon une loi linéaire en dents de scie croissante puis décroissante renouvelée périodiquement ; elle est transmise à un dispositif de rayonnement 3 qui est constitué par un système optique approprié, par exemple, une optique catadioptrique du type Cassegrain.Les moyens d'émission 1 élaborent en outre une deuxième onde laser non mondulée et dont la fréquence est donnée par l'expression FL = FE - 2 Fl. Cette deuxième onde constitue une onde locale destinée au mélangeur pour effectuer une réception superhétérodyne et produire, par battement avec une onde de réception, la fréquence intermédiaire FI. Le dispositif photo-mélangeur référencé en 4 reçoit les signaux lumineux de réception à travers un système optique de réception 5 coaxial avec l'optique d'émission 3. Le signal électrique à la fréquence intermédiaire Fl est transmis au récepteur 6. Les moyens d'émission 1 et de réception 6 sont agencés pour produire le fonctionnement à compression d'impulsions. Conformément à l'invention, ce système est agencé avec des moyens d'acquisition et de poursuite du glissement de la fréquence Doppler FD lié la vitesse radiale d'une cible mobile. Ces moyens d'acquisition et de poursuite sont constitués essentiellement par des moyens de transposition de la fréquence de l'onde locale FL à une valeur (FL+FT) de manière à compenser la dérive FD de la fré quence des signaux reçus. Ces moyens de transposition sont repré sentés par le bloc 10 dans lequel est figuré un générateur de dents de scie 11 qui va attaquer un synthétiseur de fréquence 12, lequel est raccordé par sa sortie à une ligne acousto-optique 13 qui reçoit par une entrée le signal lumineux constituant l'onde locale à la fréquence FL ét qui va délivrer par une sortie le signal lumineux transposé à la fréquence (FL+FT).Pour le fonctionnement de la ligne, on pourra se reporter à de nombreuses documentations tech niques sur le sujet ; entre autres on signale, -à titre indicatif, l'article de Robert ADLER paru dans la revue IEEE spectrum de May 1967, pages 42 à 47, intitulé "Interaction between light and round". La variation de tension du signal S1 en sortie du générateur 11 commande le synthétiseur 12 et entraîne une variation en fréquence correspondante de la sortie S2 de celui-ci et de la valeur FT de transposition du signal lumineux.Ce processus doit être arrêté lorsque la valeur FT permet de compenser la fréquence Doppler, c'est-à-dire, lorsque FT est égal à (Fl + FD), expression où FD doit être considérée en valeur et en signe (positive dans le cas d'un rapprochement et négative dans le cas d'un éloignement de la cible). Pour celà le récepteur produit, lorsqu'il est sensibilisé par la sortie du mélangeur, I'arrêt de l'excursion en fréquence et le maintien à la valeur instantanée FT désirée. Une solution possible représentée sur la figure consiste à interposer un circuit de commu tation 14 sur la liaison allant du générateur 11 au synthétiseur 12, ce circuit commutateur étant commandé par un signal S3 produit par le récepteur lequel produit également un signal S4 de commande du synthétiseur permettant d'ajuster en permanence la valeur de F T à celle prise, d'instant en instant, par la dérive Doppler FD. La phase durant laquelle on opère l'excursion de fréquence correspond évidemment à la phase dite de recherche ou d'acquisition qui se termine par l'acquisition proprement dite de la cible et qui est suivie de la phase dite de poursuite, selon les appelations conventionnelles. La figure 1 comporte en outre, un dispositif annexe qui peut être prévu dans le cas où le télémètre laser est combiné avec un système radar en 15. Celui4i peut produire un signal Sg correspondant à la valeur du glissement de fréquence FD et permettre ainsi un calage très rapide de la transposition. Un circuit commutateur 16 permet le passage du fonctionnement local avec le générateur 11 au fonctionnement à distance avec le radar 15, celuici fournissant le signal de commande S6 du commutateur 16. Sur la Fig. 2, on a représenté une variante de réalisation suivant laquelle le récepteur 6, au lieu de commander le circuit de commutation 14, va directement commander par la sortie S4 l'arrêt du générateur de fréquence et le maintien de la sortie S1 de celuiti à la valeur correspondant à l'acquisition de la cible, ceci peut être produit par un circuit qui mémorise la valeur du signal en dents de scie au moment où le signal de commande 54 est appliqué. Le circuit de transposition comporte deux lignes accoustooptiques 13a et 13b en cascade, commandées respectivement par des signaux 52a et S2b produits par le sythétiseur 12. Il n'est en effet pas possible d'utiliser une seule ligne acousto-optique étant donné la valeur élevée pouvant être prise par Fl + FD et donc par FT. Le signal S2a correspond à une fréquence (F1+F1)/2 et le signal S2b à la valeur (Fl+F2)/2, les valeurs variables étant les paramètres F1 et F2.Le signal lumineux de sortie de la première ligne 13A présente la fréquence (FL+FI+FI) et le signal de sortie de la deuxième ligne acousto-optique 13B est à la fréquence (FL+2.FI+Fl+F2), le battement avec l'onde de réception va produire la valeur Fl lorsque la transposition aura permis de vérifier la relation F1 + F2 = FD. Les Figs. 3 et 4 qui suivent se rapportent à des exemples de réalisation qui permettront de mieux saisir le fonctionnement du lidar à compression d'impulsions équipé des moyens d'acquisition et de poursuite. De manière générale, en ce qui concerne un télémètre laser à compression d'impulsions, on peut faire les remarques préalables suivantes. Du point de vue du rapport signal/bruit seule l'énergie transmise (et reçue) entre en jeu et on a donc le choix entre l'utilisation d'impulsions brèves dont la puissance crête est très élevée ou d'un signal de plus longue durée dont la puissance crête est réduite. Si l'on tient compte maintenant de la précision du système de télémètrie, il semble, a priori, que l'utilisation d'impulsions courtes prédomine. Cependant si un signal de longue durée remplaçant l'impulsion courte transporte un codage bien adapté, par exemple un codage pseudo-aléatoire, il est prouvé qu'à contenu informationnel égal, les deux solutions deviennent équivalentes puisque l'on peut alors effectuer une corrélation très fine entre la forme du code transportée par Pécho reçu et celle utilisée à l'émission. Ces deux remarques montrent qu'une très bonne précision peut-être obtenue tant du point de vue signal/bruit que de celui de la chronométrie en utilisant une émission codée de longue durée. L'avantage de ce dernier choix réside dans le fait qu'il permet d'éviter l'emploi d'une puissance crête élevée.On montre de plus qu'il permet une analyse plus fine de l'écho reçu. Dans un but de simplification, le code choisi consistera en général en une modulation de fréquence linéaire à amplitude constante du signal émis. Selon des techniques connues, les moyens d'émission et de réception dans un système lidar à compression d'impulsions utilisent les propriétés des lignes à retard dispersives; il est également connu que lorsque la cible présente une vitesse radiale à laquelle correspond un glissement Doppler FD, on montre que l'impulsion comprimée est déplacée dans le temps d'une valeur tD = K.FD en valeur algébrique, K étant la constante caractéristique de la ligne à retard dispersive (K supérieur à zéro pour une modulation dans laquelle la fréquence crott- avec le temps, K inférieur à zéro dans le cas contraire). L'incertitude Doppler-distance est levée en émettant successivement deux impulsions, I'une modulée en fréquence croissante et l'autre modulée en fréquence décroissante.Si l'on appelle tl et t'2 les instants de détection de chacune de ces impulsions, la distance est donnée par la relation td = (tl+t2)/2 et la fréquence Doppler par tD = K.FD = (t1 - t2)/2. Un schéma correspondant sera décrit ultérieurement à l'aide de la figure 4. Le fonctionnement des lignes à retard dispersives équivaut à une autocorrélation et la présence d'une composante Doppler faible aboutit à un glissement dans le temps du pic d'autocorrélation qui peut-être utilisé pour la mesure. Pour des valeurs du glissement Doppler FD élevées on montre aisément que la qualité de la fonction d'autocorrélation qui constitue l'impulsion comprimée, se dégrade rapidement par écrasement du lobe principal et remontée des lobes secondaires. Si AF est l'excursion de fréquence totale admise par la ligne à retard au cours de l'impulsion, on montre que FD ne doit pas dépasser AF/4 si l'on veut garder une protection d'environ 20 dB du lobe principal par rapport au premier lobe secondaire.Il est par ailleurs évident qu'un glissement d'un oscillateur de puissance qui produit l'onde FE par rapport à un oscillateur local qui produit l'onde FL aura le même effet avec en plus introduction d'une erreur systématique dans la mesure de FD. Tous ces problèmes sont résolus dans un système lidar équipé conformément à l'invention de circuits de transposition de la fréquence locale décrits. Suivant la solution représentée sur la Fig. 3, la partie émission comporte un laser de puissance 20 pour produire l'onde à la fréquence FE modulée en fréquence et un deuxième Jaser 21 pour constituer un oscillateur local et délivrer l'onde mondulée à la fréquence FL. Le laser de puissance 20 comporte une modulation interne 24 ; son application est cependant très générale et permet dans le cas de l'emploi d'un modulateur extérieur d'atténuer au maximum le couplage parasite émission/réception dû aux réflexions et diffusions résiduelles au niveau du modulateur, au prix de l'inconvénient apporté par l'utilisation d'un deuxième laser 21 et d'une boucle d'asservissement.Le laser de puissance 20 cornporte le générateur laser 22 proprement dit, un circuit 23 de commande fine de l'accord en fréquence et un modulateur de fréquence 24 qui est incorporé à la cavité du laser. Le faisceau entre les blocs 22 et 24 n'est pas accessible. Le signal de modulation est fourni par un circuit 25. La boucle de stabilisation est réalisée de la manière suivante, un miroir semi-transparent 26 permet de prélever une très faible partie de l'énergie laser émise, de 1 à quelques %.Cette énergie lumineuse est dirigée vers un photo-mélangeur 27 qui reçoit par une deuxième entrée le faisceau de l'oscillateur local21. Plus précisément, un deuxième miroir semi-transparent 26' permet de produire deux chemins optiques pour l'onde FL, I > un vers le photomélangeur 27 et l'autre en aval vers les circuits de transposition 10. La transmitivité du miroir 26' est déterminée de manière à récupérer une faible partie de l'énergie lumineuse produite par l'oscillateur 21. Le signal électrique S9 récupéré à la sortie du mélangeur 27 est appliqué à l'entrée de la boucle électronique qui se compose d'un préamplificateur 28, d'un amplificateur limiteur 29, dun étage discriminateur de fréquence 30 et d'un réseau de filtrage et d'adap tation 31 dont la sortie produit la commande fine de calage en fréquence du laser de puissance 20. De manière optionnelle, la boucle peut comporter l'ensemble mélangeur à bande latérale unique 32 et l'oscillateur électronique 33, tous deux représentés en pointillé, pour utiliser le discriminateur à une fréquence plus basse et éventuellement étendre encore les possibilités de mesure Doppler (par commutation de la fréquence de l'oscillateur 33 donnant la possibilité de plusieurs gammes Doppler prédéterminées). Le laser oscillateur 21 est de faible puissance, par exemple de 0,2 à 1 watt et présente une grande stabilité pour son utilisation en tant qu'oscillateur local. L'ensemble de transposition optique en fréquence est formé comme il avait été décrit à l'aide de la Fig. 2 des deux modulateurs acousto-optiques 13a et 13b pour transposer la fréquence FL d'oscillation locale d'une quantité égale à FT = 2FI+FD, du synthétiseur de fréquence 12 qui fournit les tensions de commande des deux lignes acousto-optiques 13a et 13b, du générateur de dents de scie 11 assurant grâce au signal Al la recherche de la fréquence Doppler à compenser, d'un commutateur recherche/poursuite 14 et de circuits d'interface 35. Les circuits de modulation 25 et ceux 6 de réception seront décrits en détail à l'aide de la Fig. 4. Suivant cette variante de réalisation, le lidar ne comporte qu'un seul générateur laser qui constitue un maître oscillateur de puissance 40. Le modulateur 41 est du type acousto-optique et est extérieur à la cavité du laser dans cette configuration ; il est éventuellement suivi d'un amplificateur de puissance 42 et est précédé d'un isolateur à effet Faraday 43 qui permet de réduire les rétrocouplages parasites dûs aux réfléxions et diffusions résiduelles dans le modulateur. La glace semi-transparente 44 permet de renvoyer une partie de l'énergie du faisceau d'émission non modulé de fréquence FL pour constituer l'onde locale dirigée, à travers le circuit 10, vers le mélangeur 4.Les circuits de modulation se composent d'un osciliateur 46 dont la sortie est transmise vers des lignes à retard dispersives à travers un circuit porte 47 commandé périodiquement par un générateur d'impulsions périodiques 48. Les oscillations sont ainsi transmises alternativement vers une ligne à retard dispersive 49 de coefficient K positif pour accroître linéairement la fréquence puis vers une ligne à retard dispersive 50 de coefficient K négatif pour faire décroître linéairement la fréquence, l'ensemble permettant de produire la modulation de fréquence linéaire souhaitée suivant une variation en dents de scies. Le circuit 51 est un circuit d'amplification. A la réception les circuits comportent un circuit préamplificateur 52 suivi d'un circuit à taux de fausse alarme constant 53 et qui alimente en parallèle une paire de lignes dispersives équivalentes à celles d'émission. Ces lignes 54 et 55 sont regroupées par leur sortie à travers un sommateur 5;6 qui alimente le détecteur proprement dit et dont la sortie est comparée à un seuil dans un circuit comparateur 58. Le niveau de seuil VS est détermnéé en fonction du seuil de corrélation. La sortie du cornparateur à seuil peut autre utilisée vers un circuit de visualisation 59, elle est également envoyée vers les circuits de traitement numérique 60 qui calculent l'instant td correspondant à la distance de la cible détectée et la fréquence FD de la cible, cette sortie sert également pour com- mander le circuit 10 lorsque l'acquisition est faite et que la fréquence de transposition désirée est atteinte. REVENDICATIONS 1. Lidar à compression d'impulsions comportant : des moyens d'émission et d'oscillation locale (1-3) dotés d'un générateur Jaser (2) pour produire une première onde laser modulée en fréquence de part et d'autre d'une valeur moyenne FE, cette première onde laser étant destinée à l'émission, et pour produire une deuxième onde laser non modulée de fréquence FL=FE-FI destinée à une réception superhétérodyne, FL étant la fréquence locale et Fl la fréquence inter médiaire ; un photo-mélangeur (4) pour mélanger cette onde locale avec des signaux lumineux reçus et produire un signal électrique de battement à la fréquence intermédiaire, laquelle se trouve affectée d'une dérive Doppler FD lors d'une détection de cible mobile ; un récepteur (6) alimenté par le signal de battement et qui comporte des circuits de traitement par compression et démodulation pour la mesure de la distance et de la fréquence Doppler des cibles détectées, caractérisé en ce qu'il comporte en outre, des moyens d'acquisition et de poursuite de cible mobile (10) qui sont interposés sur le trajet optique allant de l'oscillateur local au photo-mélangeur, pour produire une transposition de fréquence de FL à (FL+FT) de l'onde locale, expression où FT est rendue variable dans une plage d'excursion déterminée durant la phase de recherche, maintenue à la valeur (FI+FD) lors de l'acquisition puis automatiquement ajustée à la valeur instantanée de FD au cours de la phase de poursuite de cible, le paramètre FD correspondant en valeur et en signe à la dérive Doppler. 2. Lidar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'acquisition et de poursuite de cible mobile (10) comportent un dispositif à ligne acousto-optique (13) qui reçoit le signal lumineux à la fréquence locale FL et qui délivre en sortie ce signal transposé à la fréquence (FL+FT), et un synthétiseur de fréquence (12) qui délivre un signal électrique (S2) à fréquence variable au dispositif acousto-optique. 3. Lidar selon la revendication 2, caractérisé en ce que le synthétiseur de fréquence est commandé à partir d'un circuit générateur (Il) de signal de commande (Sl) pour produire une excursion de fréquence locale déterminée durant la phase de re- cherche et d'acquisition. 4. Lidar selon la revendication 3, caractérisé en ce que le récepteur (6) produit un signal (S4) appliqué aux moyens d'acquisition et de poursuite pour verrouiller l'excursion de fréquence lors de l'acquisition et produire ensuite durant la poursuite l'ajustage auto 'matique de la transposition FT locale en fonction des variations de la dérive Doppler de la cible détectée. 5. Lidar selon la revendication 4, caractérisé en ce que le circuit générateur (11) produit un signal de commande (S1) appliqué au circuit synthétiseur (12) à travers un circuit de commutation (14) qui reçoit par sa deuxième entrée le signal (S4) du récepteur (6), lequel produit également un signal (S3) de commande du commu tateur (14). 6. Lidar selon la revendication 4, caractérisé en ce que le circuit générateur (11) est directement contrôlé par ladite sortie (S4) de commande du récepteur (6). 7. Lidar selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, caractérisé en ce que le dispositif à ligne acousto-optique est formé de deux lignes acoustooptiques (13a et 13b) en série, contrôlées chacune électriquement (S2a, S2b) par le circuit synthétiseur. 8. Lidar selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit générateur (11) produit un signal en dents de scie (S1) pour commander le synthétiseur (12), lequel délivre un premier signal (S2a) pour produire une première transposition de FL à (FL+FI+F1) de la fréquence locale, et un deuxième signal (S2b) pour produire une deuxième transposition de (FL+FI+FI) à (FL+2FI+Fl+F2), la fré quence de transposition étant donnée par (2FI+F1+F2) pour produire par battement la fréquence intermédiaire Fl lorsque (F1+F2) devien égal à la dérive Doppler FD de la cible. 9. Lidar selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que le générateur laser comprend un laser de puissance (20)pour l'émission et un autre laser (21) pour produire l'onde locale, le laser de puissance étant contrôlé en fréquence par une boucle à partir de l'onde électrique de battement issue d'un photo-mélangeur (27) alimenté par les deux lasers. 10. Lidar selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que le générateur laser comporte un maître oscillateur laser (40) dont l'onde est transmise à travers une glace semi-réfléchissante (44) suivie d'un isolateur à effet Faraday (43), à un modulateur acoustooptique (41) pour constituer l'onde émise, une faible fraction de l'onde laser. étant dérivée par la glace pour constituer l'onde locale detinée aux moyens d'acquisition et de poursuite (10) pour y être transposée en fréquence.