Brevet FR2517906A1 — publié le 19830610

Annuleur d'écho à commande automatique de gain pour systèmes de transmission La présente invention concerne le domaine de la transmission bidirectionnelle simultanée d'informations sur un support unique; elle a plus particulièrement pour objet un annuleur d'écho pour un tel système, du type comprenant un-filtre numérique adaptatif. Avant d'exposer l'état antérieur de la technique et l'apport de l'invention, il peut être utile de rappeler quelques données concernant la transmission bidirectionnelle de données sur support unique et les problèmes qu'elle pose. La figure 1 montre le schéma de principe d'un système de transmission bidirectionnelle simultanée entre deux stations éloignées A et B par l'intermédiaire d'un support de transmission unique 10 qui est par exemple un circuit téléphonique deux fils Les informations à trans- mettre sont constituées par une séquence de symboles généralement quantifiés,qui peuvent être représentatifs de signaux de données aussi bien que de signaux de parole Lorsque les signaux utiles a et b en provenance des stations A et B sont émis dans la même bande de fréquences, le signal r reçu par le récepteur 12 à la station A comprend le signal utile b émis par l'émetteur 11 de la station éloignée B, mais noyé dans un bruit additif x r = b + x ( 1) Le bruit x est souvent beaucoup plus puissant que le signal utile b Il est constitué par un écho du signal a émis par la source 11 à la station A, et ce malgré la présence de transformateurs différentiels 15 aux deux extrémités du support de transmission 10 Ce phénomène est schématisé sur la figure 1, o la trans- mission de B vers A est indiquée en trait plein tandis que la transmission de A vers B est indiquée en traits mixtes. Il est nécessaire de supprimer l'effet de l'écho x, qui empêcherait la restitution du signal b par le récepteur 12 de la station A On a déjà proposé de nom- breuses techniques d'annulation d'écho A titre d' exemples, on peut citer ceux qui sont décrits dans les -2 - documents suivants: Mueller, "A new digital echo canceller for two-wire full duplex data transmission", I,E E E Trans. on Comm 24, No 9, 1976, pp 956-962; brevet français n 77 01197, publié sous le n 2 377 734; Weinstein, "A passband data driven echo canceller for full duplex transmission on two-wire circuits", I E E E Trans on Comm. , No 7, 1977, pp 654-666. En règle générale, la solution utilisée antérieure- ment à la présente invention consiste à placer un filtre numérique adaptatif 13, dit "annuleur d'écho" ou en abrégé "ANEC", dont la fonction de transfert peut être représentée par un vecteur H qui, à partir d'une séquence X de symboles successifs ak (k indiquant le numéro d'ordre du symbole) émis par la source 11 de la station A, séquence qui est évidemment disponible à la station A, fournit une estimation linéaire. y= t t ( 2) Cette estimation y est dite écho reconstitué de l'écho vrai x Cet écho reconstitué est appliqué à un soustracteur 14 qui reçoit également le signal r arrivant par la ligne 10 à la station A La différence de signaux est appliquée au récepteur 12. On peut généralement regarder l'écho x comme composé d'un écho proche xp dû à la désadaptation du trans- formateur différentiel 15 de la station A et d'un écho lointain x L dû à des réflexions du signal a transmis de A vers B, réflexions liées à des désadaptations d'impédance dans le support de transmission 10: x = X + x L ( 3) p L() Les deux échos ont des caractéristiques très différentes En particulier, l'écho proche est beaucoup plus puissant que l'écho lointain Par ailleurs, les caractéristiques des deux échos et les paramètres du signal utile sont très variables d'un support de transmission à l'autre. Il faut particulièrement noter que la puissance de l'écho x est très variable et que sa valeur est inconnue dans la pratique, on sait simplement qu'elle est inférieure à un niveau maximum Quant à la puissance du signal utile *b, elle est également très variable et on sait seulement qu'elle est supérieure à un niveau minimum déterminé Enfin, l'écho lointain x L est souvent affecté d'un déphasage, dû à une gigue de phase et une dérive de fréquence dans le support de transmission, alors que l'écho proche n'est géné- ralement pas déphasé. Lorsque l'ANEC est constitué par un filtre adaptatif de constitution numérique du type prévu par l'art antérieur, il doit comporter un très grand nombre N d'éléments binaires ou "bits" sur chacun des coefficients pour assurer une correction satisfaisante, même en l'absence de tout déphasage de l'écho lointain Les ANEC comportent en général 20 bits par coefficient, ce qui conduit à des dispositifs com- plexes et onéreux La nécessité d'un grand nombre de bits naît notamment de la dynamique très large, tant de l'écho que du signal utile. La présente invention vise notamment à fournir un annuleur d'écho pour système de transmission de données permettant, sans affecter de façon défavorable les perfor- mances, et notamment sans diminuer la dynamique en puissance d'écho et de signal utile, de diminuer très considérablement le nombre N de bits affectés à chaque coefficient. Lorsque l'écho lointain présente un déphasage, un autre problème se pose dans le cas de l'art antérieur: comme cela apparaîtra davantage plus loin, les ANEC de type connu ne fonctionnent correctement, lorsque l'écho présente un déphasage, que si la puissance de l'écho affecté de ce déphasage est connue et leurs performances se dégradent lorsque la puissance d'écho affecté de déphasage augmente. La présente invention vise également à réaliser un annuleur d'écho plus efficace que ceux de l'art antérieur en présence d'échos sujets à des déphasages. Dans ce but, l'invention propose notamment un annuleur d'écho adaptatif pour systèmes de transmission bi- directionnelle simultanée entre deux sources éloignées, sur un même support de transmission, comprenant un filtre numérique adaptatif, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif à commande automatique de gain sur lequel est -17906 bouclé le filtre numérique et situé en aval dudit filtre. Le terme "bouclé" signifie que le gain du filtre est répercuté en tant que signal d'entrée intervenant dans la - formation du vecteur des coefficients du filtre. Des moyens commandés par le signal de sortie du filtre adaptatif seront prévus pour ajuster les coefficients de ce dernier pour amener dans une plage déterminée le niveau de puissance ou d'amplitude dudit signal de sortie; ces moyens modifient simultané- ment les coefficients du filtre et le gain du dispositif de commande automatique de gain dans des rapports inverses. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit d'un mode particulier de réalisation de l'invention, donné à titre d'exemple nullement limitatif, et de la comparaison qui en est faite avec l'art antérieur. La description se réfère aux dessins ci-annexés, dans lesquels: la Figure 1, déjà mentionnée, est un schéma de principe d'un système de transmission dont les stations terminales sont équipées d'un annuleur d'écho la Figure 2 est un schéma de principe d'un annuleur d'écho suivant l'art antérieur; la Figure 3 montre un annuleur du genre montré en figure 2 muni d'un dispositif de compensation de dépha- sage d'écho; la Figure 4, similaire à la figure 3, montre la constitution générale d'un annuleur d'écho suivant l'inven- tion la Figure 5 est un schéma d'un mode de réalisation du circuit 18 de la figure 4 la figure 6, similaire à la figure 3, montre un annuleur d'écho suivant l'invention muni d'un dispositif de compensation de déphasage. On décrira tout d'abord succinctement, à titre de comparaison, la structure et le fonctionnement d'un ANEC suivant l'art antérieur, dont on pourra trouver une des- cription complète dans les documents déjà cités - On retrouve sur la figure 2 la source 11 et le récep- teur 12 de-la station A Le signal a émis par l'émetteur 11 est échantillonné par un organe représenté schématiquement sous forme d'un interrupteur 20, avec une période A L'ANEC 13 reconstitue l'écho à partir de N échantillons successifs: N = K + L + 1 ( 4) Tous ces échantillons successifs sont rendus dispo- nibles simultanément par K + L éléments de retard 16 (figure 2) et ont les valeurs (ak+K = a ((k+Y)A), ak = a (k l, ( 5) tak L a f(k-L) A) Lorsque le signal a est un signal de données, A correspondra à la période d'émission de ces données (période Baud) Lorsque a est un signal analogique, l'échantilonnage pourra être effectué de façon quelconque Toutefois, on prendra souvent un échantillonnage de Shannon, par exemple à C 125 ws pour un signal de parole. Les N échantillons successifs ainsi disponibles sont combinés pour constituer le vecteur A, qui représente le signal traité par le filtre numérique à l'instant k A après sortie de l'échantillon ak de l'émetteur 11 L'écho y est reconstitué D partir de ces échantillons en affec- tant à chacun d' eux un coefficient particulier h ho 0, h L puis en effectuant une sommation Les N coef- ficients sont fournis par un circuit d'adaptation 18 à des multiplieurs individuels (ou un seul multiplieur utilisé en temps partagé) et constituent un vecteur à qui évolue conformément à un algorithme adaptatif du type Hk+l = Rk + Pf (ek, Ak, k> ( 6) Dans cette formule, ek est un écart significatif de l'écho résiduel après compensations c'est-à- dire dans le cas des figures 1 et 2: ek = rk Yk ( 7) ek peut être appelé "signal propre": il incorpore le signal utile de l'émetteur B et l'écho résiduel Il est constitué par la différence entre le signal rk reçu l'instant kh et l'écho Yk reconstitué par l'ANEC à cet instant: Yk k'k ( 8) Toujours dans la formule ( 6), Ok désigne une estima- tion du déphasage de l'écho k n'est évidemment à prendre en considération que lorsque l'écho comporteun - déphasage, ce qui est le cas des échos lointains qu'il ne sera pas toujours nécessaire de prendre en considération. Enfin, le coefficient p de la formule ( 6) est une constante positive, appelée "pas d'incrémentation". Dans le cas, déjà envisagé par l'art antérieur, d'un ANEC destiné à éliminer les échos proches, sans dépha- sage, en transmission de données, la formule ( 6) se réduit à l'algorithme classique du gradient: Hk+ 1 k +p(r yk) k ( 9) Il faut noter au passage que l'on utilise fréquem- ment une modulation du signal émis à l'aide de deux porteuses en quadrature (MAQ) Dans ce cas, que l'on trouvera notamment traité dans le Premier Certificat d'Addition français n 77 18-342, publié sous le n 2 394 938, a est un signal complexe; k et HK sont également complexes. Le signal reçu rk est complexe dans le cas o le récepteur 12 comporte des moyens pour obtenir deux composantes en quadrature (séparateur de phase si on travaille en bande passante, démodulation sur deux porteuses en quadrature si l'on travaille en bande de base) Dans ce cas de grandeur complexe, l'algorithme d'adaptation simplifié ( 9) devient: H ( 1 0) Hk+l rk + p (rk -Yk) k ( 10) Dans le cas contraire (système de réception ne permettant de restituer qu'une seule composante rk qui est réelle), l'écho réel reconstitué est: yk = Ré{ i Ak} ( 8 bis) L'algorithme d'adaptation s'écrit: k+l =k + (rk Y'k) ( 1 Obis) Dans les formules ( 10) et ( 10 bis) k désigne la gran- deur conjuguée de Ak et dans la formule ( 10) Ré désiane la partie réelle. On peut calculer le résidu d'écho effectivement pré- sent après compensation par un tel annuleur d'écho clas- sique Sa puissance R est donn Ae par la formule: R = A N S E (lak 12)/2 ( 11) dans laquelle S désigne la puissance du signal utile. Comme le signal a est normalement unitaire, on a: E (lak) = 2 ( 12) On choisit le pas d'incrémentation pour correspondre un niveau fixe de bruit résiduel dû à l'écho pour le récepteur à la station A, c'est-à-dire: p N = a (constante) ( 13) Il est habituel de choisir: a = 26 ( 14) de façon à obtenir un rapport signal/bruit qui ait la valeur usuelle de l'ordre de 18 db dans le récepteur 12 de la station A Le pas d'incrémentation vaut alors: = a/N ( 15) Pour un ANEC ayant environ 64 coefficients, ce qui est usuel en transmission de données à 2400 bits/sec. en duplex complet, on trouve un pas d'incrémentation -8- -lg p = 2 Le calcul montre que le plus petit bit significa- tif, -Bmin du mot binaire hr représentant la partie réelle (ou imaginaire) de l'un des coefficients de l'ANEC est lié au pas d'incrémentation p et R la puissance S du signal utile par une relation qui est, dans le cas o rk est complexe: ri 2Vs > 2-B 2 min -( 16) et, dans le cas o rk est réel: p ES > 2 -E min ( 16 bis) Le nombre de bits du mot binaire hr doit être tel que le bit le plus significatif 2 Emax permette de représenter l'écho maximal, ce qui conduit-à choisir: 2 Bmax > P ( 17) ce qui permet de représenter des puissances instantanées d'écho dépassant 4 Pmax, lorsque tous les bits du mot hr valent 1. Si l'on tient compte du bit de signe, on voit que le nombre total N de bits de hr-doit être au moins': 1 ({,8) N = log 2 (Pmax / Smin) + 1,5 + log 2 ( 1/p) ( 18) En reportant des valeurs numériques dans cette dernière formule, on constate que les ANEC suivant 'art antérieur doivent avoir de 20 à 22 bits par coefficient lorsque Pmax = O d Bm et Smin = -42 d Bm, c'est-à-dire des valeurs représentatives. Au surplus, on voit que même les performances théo- riques de tels ANEC se dégradent lorsque le niveau de signal utile diminue. Comme indiqué plus haut, l'invention vise P auto- riser la réduction du nombre N de bits des coefficients. Elle vise également à améliorer la robustesse de l'ANEC lorsque l'écho présente un déphasage, ce qui est le cas -9- lorsque l'écho lointain est appréciable Pour faire appa- raître les conséquences néfastes d'un tel écho sur le fonctionnement d'un ANEC classique, on décrira d'abord la façon dont on tente de compenser le déphasage dans un tel ANEC, en faisant référence à la figure 3 Sur cette figure, les éléments ajoutés à ceux de la figure 2 pour tenir compte du déphasage sont indiqués en trait épais. On voit que le filtre numérique 21, qui regroupe les éléments 16, 17 et 19 de la figure 2 et fournit un écho reconstitué en amplitude yk, est suivi d'un élément 22 destiné à provoquer un déphasage eik. La phase Dk est reconstituée à l'aide d'une boucle pilotée par le déphasage qui existe entre l'écho reconsti- tué Zk qui sort du déphaseur 22 et le signal reçu rk. Le fonctionnement de cette boucle de phase peut par exemple s'écrire: k+ 1:k +X Im ( (rk Zk)l z ( 19) o: Zk = Yk exp (i Dk) ( 20) Im est la partie imaginaire d'un nombre complexe. Dans la pratique, la boucle sera constituée par un multiplieur complexe 22 et un circuit 23 d'adaptation de k à deux entrées 24 et 25 dont l'une reçoit ek et l'autre Zk z kÀ Dans la formule ( 19), X désigne le pas d'incrémen- tation positif, dont on sait qu'il doit diminuer lorsque croit la puissance de l'écho, car il doit impérativement vérifier la relation: = O / E (I Yk I) = 0/2 P ( 21) À O étant une constante qui caractérise le gain de la boucle. On voit que ce pas d'incrémentation ne peut être défini que si la puissance P d'6 cho est connue En consé- quence, on ne peut faire fonctionner correctement un ANEC comportant des moyens de correction de phase d'un écho appréciable que si la puissance P de cet écho est connue. - Dans la pratique, cette condition n'est pas remplie et les performances des ANEC suivant l'art antérieur se dégradent très rapidement lorsque la puissance d'écho affecté de déphasage augmente. Une première différence essentielle entre l'invention et l'art antérieur consiste en ce que l'on substitue, au vecteur unique H , des coefficients h du filtre, un vecteur F normalisé, tel que l'amplitude, après application du vecteur F au signal a, soit régulé approxima- tivement à une valeur fixe, par exemple égale à l'unité et un facteur unique variable, positif, A, assimi- lable à une commande automatique de gain, et g étant adaptatifs. Il suffit que la régulation d'amplitude soit appro- ximative, avec une tolérance qui va typiquement jusqu'à un rapport 2 Cette possibilité de tolérance est très impor- tante, car c'est elle qui permet de réduire le nombre de bits de chaque coefficient de È. On voit que l'on effectue ainsi deux opérations sur le signal, l'opération amont symbolisée par le vecteur étant bouclée sur l'opération aval g. On décrira maintenant, en faisant référence à la figure 4, un mode d'exécution avantageux, mais nullement exclusif, de l'invention Pour plus de clarté, les compo- sants de la figure 4 qui s'ajoutent à ceux nécessaires dans le cas de la figure 2 sont indiqués en trait épais. Les composants communs sont désignés par les mêmes numéros de référence. Le composant qui introduit le vecteur t est constitué par un annuleur d'écho de structure classique 21 (circuits à retard, multiplieurs et sommateur) associé à un circuit 18 fournissant, pour chaque échantillon a R, un vecteur tk correspondant Comme on le verra plus loin, le circuit 18 est commandé de façon que le signal vk de sortie de l'ANEC 21 ait un niveau de puissance approximativement fixe, par exemple approximativement unitaire. Entre l'ANEC 21 et l'additionneur 14 est interposé un circuit aval de commande automatique de gain, constitué par un multiplieur 26 qui reçoit le signal-vk de sortie 11 - du composant amont et dont le signal de sortie Yk attaque l'additionneur 14 Le facteur de multiplication gk pour l'échantillon vk est fixé par un circuit d'adaptation 27. L'additionneur 14 fournit encore le signalpropre ek Avec les notations cidessus, on a ek= rl Yk ( 22) Yk Vk ffk * tk k ( 23)- kv = Yk= g k vk ( 24) Cn voit que les formules ( 22) et ( 23) sont respecti- vement similaires aux formules ( 7) et ( 8) valables pour un ANEC classique. Mais la commande du circuit adaptatif 18 va être réalisée cette fois non seulement à partir du signal utile ek, mais encore à partir: du signal de bouclage gk fourni par le circuit 27, d'un signal de régulation d'amplitude fourni par un circuit 28 qui agit de façon symétrique sur le circuit adaptateur de gain en amplitude 27. On supposera maintenant, à titre d'exemple, que la régulation approximative d'amplitude assure une normalisa- tion de la partie réelle vk 1 (et/ou de la partie imaginaire Vk) de vk du genre: 0,5 très simple Dans le mode d'exécution montré schématique- ment en figure 5, le circuit 28 comporte un dispositif de test 29 qui détermine le premier bit significatif non nul 2 P de Iv 1 | Il est prévu pour effectuer cette détermination non pas sur la valeur instantanée, mais sur la valeur moyenne de v 1 tenant compte de périodes adjacentes de durée déterminée Le dispositif de test 29 détermine ainsi l'entier p qui correspond au premier bit significatif de v pour chaque valeur Vk, c'està-dire la valeur de p pour laquelle: 12 - 2 p K E(Iv 1) en amplitude, mais uniquement de façon approximative. On pourrait utiliser une approche analogue pour commander non plus l'amplitude, mais la puissance moyenne E ( Ivli 2) Mais la régulation n'est plus alors qu'a 2 bits près, c'est-à-dire du type: 1/4 P (v I) fonctionnement pouvait être représenté par un seul algorith- me (formule 10 ci-dessus), le dispositif est maintenant commandé par deux algorithmes correspondant l'un ? l'annuleur d'écho 21, l'autre au multiplieur 26: Fk+ 1 = k + ( 8/gk) ek M ( 29) l+ gl + v Ré {el v>} ( 30) o et v sont deux pas d'incrémentation positifs déterminés. On voit que l'algorithme ( 29) est le même que l'algo- rithme ( 10) correspondant à un ANEC classique, si ce n'est que le pas d'incrémentation B/gk fait intervenir la valeur du gain en aval de l'annuleur d'écho. Une première solution consiste à prévoir le circuit 13 - 18 de façon à prendre en compte le gain effectif gk 1 pour chaque échantillon Toutefois, étant donné la durée de calcul importante nécessaire pour effectuer cette divi- sion, il est plus avantageux de prendre uniquement en considération le premier bit significatif non nul de déterminé par prise d'une valeur moyenne sur des périodes prédéterminées encadrant l'échantillon d'ordre k Cette détermination de valeur moyenne peut s'effectuer de la même façon que pour vk. On détermine ainsi l'entier m qui est tel que 2 N E (gk) à un simple décalage d'une ou plusieurs positions binaires. On verra qu'elle est sans conséquence appréciable sur les performances du dispositif. Le gain gk ainsi déterminé représente l'amplitude de l'écho, de sorte que la puissance P de la formule ( 28) est 2 m)P ( 32) Avant de faire apparaître un avantage essentiel de l'invention, à savoir la réduction du nombre de bits nécessaire pour chaque coefficient, il faut mentionner un inconvénient apparent, mais sans importance réelle, d'autant plus que l'on dispose d'une liberté de choix entre la recherche d'une vitesse d'adaptation maximale ou de la suppression de tout écho additionnel par rapport à un ANEC classique. Du fait de la présence en cascade de deux compo- sants, la puissance R' de l'écho résiduel n'est plus celle donnée par la formule ( 11), mais la somme de deux contribu- tions 2517906- 14 - R' = RF + Rg ( 33) RF désigne la contribution de l'ANEC 21 qui est, dans l'hypothèse de signal unitaire correspondant à la formule ( 12) cidessus: RF = e NS ( 34) La contribution Rg, toujours positive, est due à la présence de la commande automatique de gain de type adaptatif La dégradation due à l'éclatement de l'ANEC classique en deux composants au lieu d'un seul peut s'exprimer sous la forme: ô = Rg/RF Le calcul montre que 6 est une fonction de v/S qui vaut: ô v 6 = N ( 35) 1 S Il faut bien remarquer que cette dégradation ne correspond pas forcément à des performances inférieures à celles de l'ANEC unique des figures 1 et 2, mais seulement à l'effet de la présence en série de deux composants adaptatifs. On voit que la dégradation 6 est une fonction croissante de v/s. La dégradation pourra toujours être maintenue faible, par exemple: 6 (ce qui correspond à une perte de 1 d B sur l'atténuation de l'écho). On peut déduire de ce choix la condition à rem- plir pour une dégradation très faible: (V/B)opt N/2 ( 37) opt Ce qui donne par exemple, pour un A:EC à 55 coefficients: (v/g)opt par la formule ( 39), le dispositif suivant l'invention pré- sente, sur les dispositifs suivant l'art antérieur, une vitesse d'adaptation accrue, au prix d'un faible accroisse- ment du résidu d'écho, de l'ordre de 1 d B. Si, au contraire, on cherche à ne pas avoir de résidu d'écho supplémentaire dans le cas du dispositif suivant l'invention, c'est-à-dire à réaliser strictement l'égalité entre les deux résidus d'écho, donnés par les formules ( 33) et ( 11) correspondant à l'invention et à l'art antérieur, il suffira de choisir une valeur appropriée de B Dans le cas o N = 55 par exemple, on aura s ( 40) A la possibilité d'une vitesse d'adaptation plus élevée que dans un ANEC classique, l'invention ajoute dans tous les cas la réduction du nombre de bits nécessaires pour représenter chaque coefficient. En effet, un raisonnement analogue à celui qui conduit à l'établissement de la formule ( 17) montre que le r premier bit significatif du mot f représentant la partie réelle (ou imaginaire) de l'un des coefficients de l'ANEC, satisfait à la condition: BF > (Puissance max de vy) ( 41) 2 Max k ( 1 Comme cette puissance est régulée approximativement à l'unité, la formule ( 41) se réduit à F B m O ( 42) Max Le premier ou plus petit bit significatif est par ailleurs lié au pas d'incrémentation B/2 m, qui apparaît dans la formule ( 29) ci-dessus, par une formule similaire à la formule ( 16) Un raisonnement similaire à celui déjà 16 - présenté dans le cas d'un ANEC classique conduit à montrer que le nombre n' total de bits de fr est: 12 log 2 (P/S)max + 1,5 S + log 2 ( 1/S) ( 43) Si on compare les formules ( 43) et ( 18), on cons- tate que la différence N n' du nombre de bits entre l'ANEC 21 suivant l'art antérieur et l'ANEC suivant l'invention est: n -n' = log e/V + 2 log (Pmax/Smin) log (P/S)max ( 44) Dans l'exemple considéré plus haut o Pmax = O d Bm, Smin = -42 d Bm et (P/S)max est égal à 16 d B, avec / = 0,794, on trouve que la différence est de 4 bits. On voit donc que la complexité du dispositif dans son ensemble est considérablement réduite. Cet avantage se conserve dans le cas o on doit réaliser une compensation de déphasage d'écho et il s'y ajoute une meilleure immunité Le schéma du dispositif peut alors être celui-montré en figure 6 o les éléments déjà représentés en figure 4 sont désignés par le même numéro de référence La compensation du déphasage k est réalisée après la régulation d'amplitude et avant applica- tion du gain variable Dans le cas de la figure 6, cette compensation est réalisée par l'interposition d'un multi- plieur 221 entre les composants 21 et 26, de sorte que ce multiplieurreçoit l'écho reconstitué vk Le facteur de multiplication du multiplieur complexe constituant déphaseur est fixé par un circuit d'adaptation de phase 231 à deux entrées dont l'une, 241, reçoit le signal propre ek et l'autre, 251, reçoit le signal de sortie du multiplieur 26. Dans ce dispositif, le pas d'incrémentation à de la boucle de correction de phase devient indépendant de la puissance d'écho P, puisque le signal vk reçu par le multiplieur 221 est régulé pour ne varier en puissance que dans un rapport 4 (pour le signal complexe). En conséquence, les performances de l'ANEC suivant l'invention ne se dégradent plus lorsque la puis- sance d'écho déphasé augmente, comme c'était le cas dans les ANEC de l'art antérieur. Il n'est pas nécessaire de décrire ici la 17 - constitution des différents composants du dispositif, puisqu'il s'agit de circuits de logique numérique de cons- titution générale classique dans le domaine de la technique des télécommunications En particulier, les éléments qui s'ajoutent à ceux présents dans les ANEC classiques sont de constitution beaucoup plus simple que ceux des ANEC anté- rieurs. En résumé, le dispositif annuleur d'écho suivant l'invention, associant un filtre adaptatif de constitution classique à un dispositif à commande automatique de gain, conserve les caractéristiques avantageuses en transmission de données des dispositifs antérieurs: en effet, le dispo- sitif à haute complexité de calcul, constitué par un filtre adaptatif, opère directement sur le signal binaire constitué par les données locales Mais l'annuleur d'écho suivant l'invention présente, pour chaque coefficient, un nombre de bits réduit et il est beaucoup moins sensible à la présence d'échos affectés de déphasage. L'invention est évidemment susceptible de nom- breuses-variantes de réalisation Par ailleurs, elle est applicable aussi bien dans un système d'annulation d'écho en bande passante que dans le système en bande de base qui a été plus particulièrement envisagé plus haut, sous ré- serve des modifications habituelles à apporter au système de réception lorsqu'on passe d'un mode d'annulation d'écho à l'autre. 18 - Revendications 1 Annuleur d'écho adaptatif pour système de trans- mission bidirectionnelle simultanée entre deux sources éloignées, sur un même support de transmission, comprenant un filtre numérique adaptatif ( 21), caractérisé en ce qu'il comporte, en aval du filtre, un dispositif à commande automatique de gain ( 26) sur lequel est bouclé le filtre adaptatif. 2 Annuleur d'écho suivant la revendication 1, carac- térisé par des moyens ( 28, 18, 27) commandés par le sional de sortie vk du filtre adaptatif ( 21) et ajustant les coefficients de ce dernier pour amener dans une plage dé- terminée le niveau de puissance ou d'amplitude dudit signal de sortie. 3 Annuleur d'écho suivant la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens ( 28, 18, 27) sont prévus pour modifier simultanément les coefficients du filtre et le gain du dispositif de commande automatique de gain dans des rapports inverses. 4 Annuleur d'écho suivant la revendication 3, * 20 caractérisé en ce que lesdits moyens ( 28, 18, 27) sont prévus pour modifier les coefficients du filtre et le gain uniquement dans des rapports égaux à 1/2 et 2 et à des multiples de ces rapports, par décalage debits. Annuleur d'écho suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dis- positif de commande automatique de gain ( 26) comporte un multiplieur recevant le signal de sortie vk du filtre adaptatif ( 21) et un circuit ( 27) d'adaptation de gain suivant un algorithme d'itération fonction du signal pro- pre ek, constitué par la différence entre le signal reçu rk et le signal Yk de sortie du dispositif à commande auto- matique de gain,et fonction du signal vk de sortie du filtre. 6 Annuleur d'écho suivant la revendication 5, caractérisé en ce que l'annuleur d'écho ( 21) et le dispo- sitif à commande automatique de gain ( 26) ont respectivement un vecteur de coefficients F et un gain g adaptés par les algorithmes d'itération: 19 - k+ 1 = + () ek gk+l gk + v Ré {ek Yv} o * désigne le vecteur conjugué du vecteur représentatif d'une séquence de symboles successifs ak Emis, eek désigne le signal propre, R et v sont des pas d'incrémentation positifs déterminés. 7 Annuleur d'écho suivant la revendication 6, caractérisé en ce que gk est remplacé par la puissance m de 2 qui en est la plus proche dans la formule: F * F"+l = Fk + (B/9 k) ek Ak c'est-à-dire par 2 m tel que: - 2 m E (fk) revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il com- prend, de plus, un circuit ( 221) de correction de phase d'écho interposé entre le filtre adaptatif ( 21) et le dispositif à commande automatique de gain ( 26).