Brevet FR2514216A1 — publié le 19830408

CIRCUIT INTEGRE A CARACTERISTIQUE INDUCTIVE. La présente invention concerne les circuits intégrés, et plus particulièrement le domaine des filtres. On sait depuis longtemps qu'on peut réaliser certaines fonctions de transfert de filtres en utilisant des circuits passifs en échelle ne comprenant que des inductances et des capacités, ce type de circuit permettant d'obtenir des bandes passantes très étroites avec une très forte réjection en dehors de la bande passante et une relative insensibilité aux variations des valeurs d'inductances et de capacités. Malheureusement, les inductances ne sont pas réalisables selon les techniques de fabrication de circuits intégrés, surtout si elles doivent présenter une forte valeur. Comme il est essentiel, pour des raisons d'encombrement, de pouvoir disposer de filtres entièrement intégrés sur de très petites surfaces de semiconducteur, on évite généralement d'utiliser des schémas de filtres utilisant des inductances et on se tourne vers des filtres purement actifs Leur inconvénient majeur est le nombre élevé d'amplificateurs opérationnels qu'ils nécessitent: au moins N amplificateurs pour un filtre d'ordre n. Ces filtres sont souvent des filtres à capacités commutées, c'est- à-dire que toutes les résistances ont été remplacées par des capacités commutées à haute fréquence comme cela a été expliqué dans deux articles de IEEE Journal of Solid State Circuits, volume SC-12, N 06, décembre 1977, pages 592 à 607 (Caves et autres, Hosticka et autres). Selon la présente invention, on réalise de manière particulièrement simple un élément de circuit entièrement intégrable qui présente une caractéristique d'inductance pouvant avoir une valeur très élevée (plusieurs henrys), cet élément pouvant être associé à d'autres éléments de circuit pour réaliser des filtres bâtis sur des schémas de filtres passifs en échelle à inductances et capacités. 25142 16 Le circuit intégré selon la présente invention est extrêmement simple, et c'est là un de ses principaux avantages, puisqu'il comprend seulement un amplificateur opérationnel, quelques interrupteurs avec un circuit de commande cyclique de ces interrupteurs, et deux capacités (de très faible valeur) Le tout est intégrable de préférence selon une technologie MOS (métal- oxyde-semiconducteur): il existe depuis longtemps de bons ampli- ficateurs opérationnels réalisés dans cette technologie, les interrupteurs peuvent être réalisés chacun par un transistor MOS, et les capacités, de l'ordre de quelques dizaines ou centaines de picofarads, peuvent être réalisées en utilisant comme diélectri- que, entre deux couches conductrices, l'oxyde mince servant à former les transistors MOS. Le circuit intégré selon l'invention comprend, entre une première et une deuxième borne simulant les bornes d'une induc- tance, une première capacité en série avec au moins un interrup- teur apte à relier cette capacité à la première borne ou à l'isoler de la première borne, le circuit comprenant encore un amplificateur opérationnel bouclé entre son entrée et sa sortie par une deuxième capacité, et d'autres interrupteurs, agencés pour relier la première capacité à divers points du circuit, les divers- interrupteurs étant commandés par un circuit logique de commande de commutation pour réaliser successivement, selon un cycle périodique à une fréquence nettement supérieure à celle des signaux à appliquer entre les bornes du circuit simulant l'inductance, les connexions suivantes a) la première capacité est reliée entre la première borne et la deuxième borne du circuit, la sortie de l'amplificateur opérationnel étant reliée uniquement à la deuxième- capacité, b) la première capacité est reliée entre l'entrée de l'amplificateur opérationnel et une borne de masse du circuit (définissant un potentiel de référence pour l'amplificateur opérationnel), c) la première capacité est reliée entre la sortie de l'amplificateur opérationnel et la borne de masse, 251421 6 d) la première capacité est à nouveau reliée entre la première et la deuxième borne. La deuxième borne du circuit peut être confondue avec une borne de masse si,-par exemple, l'inductance est montée entre une borne de signal et la masse. Si l'inductance est insérée en série dans un circuit, il faut prévoir deux interrupteurs spécifiques pour relier la première capacité soit à la masse (étapes b, c), soit à la deuxième borne du circuit (étapes a et d). On verra dans la description détaillée de l'invention que la valeur de l'inductance est égale à Cl/Co 2 f 2 si Co et Cl sont les valeurs des première et deuxième capacités et f la fréquence du cycle répétitif de commande des interrupteurs. L'inductance étant en principe utilisée en combinaison avec une capacité pour réaliser des circuits bouchons dont la fréquence de résonance dépend du produit de l'inductance par la capacité, on voit que cette fréquence sera essentiellement fonc- tion d'un rapport de capacités Or, on sait réaliser, en tech- nologie MOS des rapports de capacités très précis même si on ne sait pas réaliser des valeurs absolues de capacités précises Par ailleurs, la fréquence de commutation f peut, elle aussi, être très bien connue, de sorte que les filtres LC réa 1 isés avec cette inductance simulée auront des fréquences de résonance pouvant être très précisément définies. Parmi les avantages de cette inductance simulée, on peut citer le fait qu'elle permet de réaliser un filtre d'ordre n comprenant pratiquement deux fois moins d'amplificateurs opérationnels qu'un filtre actif de même ordre D'autre part, il n'est pas du tout nécessaire d'utiliser des amplificateurs à hautes performances En particulier, si leur gain est faible, on aura l'équivalent d'une inductance à coefficient de surtension fini, parfaitement utilisable dans un filtre passif en échelle. Enfin, l'élément de circuit selon l'invention est sensiblement plus simple (moins de capacités et de commutateurs) que les cir- cuits qui ont jusqu'à maintenant été imaginés pour essayer de réaliser des inductances simulées (article de Nossek et Temes dans 25142 1 6 IEEE Transactions on Circuits and Systems vol CAS-27 N 06 juin 1980) Il ne nécessite en particulier que trois phases d'horloge à chaque cycle. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels: la figure 1 représente le schéma du circuit selon l'invention, équivalant à une inductance pouvant être placée entre une borne de signal et une borne de masse, les figures 2 a, 2 b et 2 c représentent les trois phases du cycle de fermeture des interrupteurs à chaque période du cir- cuit de commande de commutation, la figure 3 représente une variante de réalisation pour une inductance à mettre en série dans un circuit, la figure 4 représente un filtre en échelle classique, la figure 5 représente le même filtre transposé selon l'invention. Le circuit de l'invention, représenté à la figure 1, possède deux bornes A et B, la borne B étant ici reliée à la masse pour réaliser un circuit simulant une inductance reliée entre une borne de signal (la borne A) et la masse. Le circuit comprend une première capacité Co en série avec un interrupteur constitué ici par un transistor à grille isolée (MOS), Tl, cet ensemble en série étant connecte entre les bornes A et B. Un deuxième interrupteur, également constitué et représenté par un transistor MOS, T 2, est connecté entre le point de jonction de la capacité Co et du transistor Tl et l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel AO (dont l'entrée non- inverseuse est à la masse). Un troisième interrupteur, constitué et représenté par un transistor MOS, T 3, est connecté entre la sortie de l'amplifica- teur opérationnel et le point de jonction entre la première capacité Co et les transistors Tl et T 2. Une seconde capacité Cl est connectée entre la sortie et l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel AO pour servir 25142 1 6 de contre-réaction capacitive à cet amplificateur. Enfin, un circuit logique de commande de commutation, CL, commande les grilles des trois transistors pour les rendre conduc- teurs ou les bloquer selon un cycle périodique à une fréquence f de commutation nettement supérieure aux fréquences probables des signaux appliqués à la borne A. Le cycle de commande est tel que les transistors soient rendus conducteurs pendant des intervalles de temps disjoints, c'esta-à-dire qu'un seul transistor à la fois est conducteur pen- dant chaque phase du cycle. Les durées de conduction de chaque transitor correspon- dent donc à une fraction de la période du cycle de commutation. Ce cycle est explicité aux figures 2 a, 2 b et 2 c qui représentent respectivement la première, la deuxilme et la troisième phase du cycle de commutation à la fréquence fa Pour expliquer ce fonctionnement et pour montrer par un calcul simple en quoi le circuit se comporte comme une inductance placée entre les bornes A et B on supposera qu'une tension E est appliquée entre les bornes A et B, cette tension provenant d'une source de tension à impédance quasi- ment nulle, que la tension en sortie de l'amplificateur AO à la fin d'un îième cycle de commutation est Vi, et que la tension aux bornes de la capacité Co à la fin du cycle i est également Vi; ce dernier point résulte, comme on le verra, du fait qu'effectivement la dernière phase d'un cycle consiste à charger la capacité Co à la valeur de tension présente en sortie de l'amplificateur opérationnel. La première phase du cycle suivant, c'est-à-dire du cycle i + 1, consiste à rendre conducteur le transitor Tl (les autres étant bloqués) La capacité Co se charge alors à la tension E, cette charge s'effectue très rapidement car la capacité a une faible valeur, et elle est terminée avant que le transistor ne se bloque Par exemple, si la capacité est de l'ordre de 100 pico- farads, en série avec des impédances de source, d'interrupteurs, etc de 1000 ohms, on voit qu'il faut prévoir une durée de fer- 2 5 1 4 2 1 6 meture d'une fraction de microseconde, ce qui donne un aperçu de l'ordre de grandeur maximum de la fréquence f du cycle de com- mutation. La charge reçue par la capacité Co est égale à Co (E-Vi) puisqu'elle passe d'une tension Vi à une tension E Comme ce sera la seule charge circulant dans la borne de signal A pendant le cycle i + 1, puisque l'interrupteur T 1 sera ensuite ouvert pour toute la durée du cycle, on peut dire que pendant la durée T de ce cycle (T = lf), il aura circulé un courant moyen Co (E-Vi)/T. Pendant cette première phase, la tension de sortie Vi de l'amplificateur AO n'a pas varié car on suppose qu'il s'agit d'un amplificateur opérationnel parfait à -impédance d'entrée infinie et gain élevé, et la capacité de bouclage Cl, chargée à la tension Vi, n'a pas pu se décharger. Pendant la deuxième phase (figure 2 b), après que le tran- sistor Tl se soit bloqué, le transistor T 2 est rendu conducteur. Ceci a pour effet d'appliquer brusquement la charge Co E de la première capacité à l'entrée de l'amplificateur opérationnel Le bouclage de celuici par la capacité CI provoque le transfert de toute la charge de la capacité Co dans la capacité Cl pour ramener à zéro la tension entre les entrées inverseuse et non-inverseuse de l'amplificateur Ce transfert se fait avec un signe négatif, c'est-à-dire que si la tension E est positive par rapport à la masse, la tension Vi aux bornes de la capacité sera réduite. La charge de la capacité Cl était initialement Cl Vi Elle devient donc Cl Vi Co E Comme la tension à l'entrée inverseuse de l'amplificateur est ramenée à zéro (potentiel de l'entrée non- inverseuse), c'est la tension de sortie de l'amplificateur qui varie et qui devient Vi + 1 telle que: Cl Vt+l = Cl Vi Co E o Vi+ 1 = Vi E Co/Cl. La troisième phase (figure 2 c) consiste alors à appliquer cette nouvelle tension à la capacité Co Pour cela, on ouvre l'interrupteur constitué par le transistor T 2 et on ferme celui qui est constitué par le transistor T 3 La capacité Co est ainsi reliée entre la sortie (à Vi+l) de l'amplificateur et la masse On 25142 1 6 notera que la capacité Co se charge à Vi+l sans que la capacité C 1 se décharge (et donc sans modifier la tension de sortie Vi+l) car la capacité C 1 est-en série avec l'impédance d'entrée supposée in- finie de l'amplificateur AO. On se trouve donc à la fin du cycle i+l et donc au début du cycle i+ 2 avec une situation initiale nouvelle o la capacité Co n'est plus chargée à la tension Vi mais à la tension Vi+l = Vi E Co/Cl Ceci signifie que lorsqu'on fermera à nouveau l'interrupteur T 1 pour charger Co à la tension E (dont on suppose qu'elle n'a pas varié entre deux périodes consécutives du cycle de commutation), la charge qui circulera dans la borne de signal sera Co (E Vi+l) c'est-à-dire Co (E Vi) + E Co 2/C 1. De même, à la fin du cycle i+ 2, elle sera Co(E-Vi+ 2), c'est-à-dire Co(EVi) + 2 E Co 2/C 1, et ainsi de suite: à chaque période, la charge qui circule augmente de E Co 2/Cl; le courant moyen qui est égal à cette charge divisée par la période T augmente donc d'une constante E Co 2/Cl T à chaque période. Cette-croissance régulière en escalier, qui s'assimile à une croissance linéaire de courant si on se place à une fréquence nettement plus basse que la fréquence de commutation correspond exactement au fonctionnement d'une inductance, c'est-à-dire que la variation de courant par unité de temps d I/dt est proportionnelle à la tension appliquée à l'inductance: E = Ld I/dt. Ici, d I pendant une période T est égal à E Co 2/Cl T donc d I/T = E Co 2/Cl T 2. On est en présence d'une inductance équivalente de valeur L = C 1 T 2/Co 2 E ou L = C 1/Co 2 f 2. Un ordre de grandeur simple explique l'intérêt de ce cir- cuit: si f = 105 hertz, Cl = Co = 100 picofarads ( 10-10 farads), alors L = 1 henry Cette valeur peut être augmentée par réduction des valeurs de capacités mais alors on devient sensible à la présence de capacités parasites du même ordre de grandeur, ou par réduction de la fréquence de commutation, mais alors on est limité par la fréquence des signaux que l'on peut appliquer à la borne de signal A. La figure 3 représente une variante de réalisation de circuit destiné à remplacer une inductance en série entre deux points dont aucun ne constitue une masse du circuit ou un point de référence de tension fixe; On a donc représenté séparément une borne de masse M (à laquelle est toujours connectée l'entrée noninverseuse de l'amplificateur opérationnel AO), et une borne B qui constitue, de même que la borne A, une borne de l'inductance équivalente que l'on cherche à réaliser. Le circuit de la figure 3 est le même que celui de la -figure 2 à l'exception de la liaison entre la première capacité Co et la borne B: cette liaison était directe dans la figure 2, à la figure 3, cette liaison se fait à travers un quatrième interrupteur (transistor T 4) vers la -borne B et à travers un cinquième interrupteur (transistor T 5) vers la masse Les tran- sistors T 4 et T 5 sont commandés, de même que les transistors Tl, T 2 et T 3, par le circuit logique CL non représenté à la figure 3. Le fonctionnement diffère de celui de la figure 2 en ce sens que la première phase comprend en plus le blocage du transis- tor T 5 et la mise en conduction du transistor T 4, tandis que la deuxième et la troisième phase comprennent la mise en conduction du transistor T 5 et le blocage du transistor T 4 après que le tran- sistor Tl ait été bloqué Les phases de mise en conduction des transistors T 4 et T 5 sont disjointes pour qu'il n'y ait pas risque de mise à la masse de la borne B De même, celles de mise en con- duction de Tl et T 5 sont disjointes, comme celles de Tl, T 2, celles de Tl, T 3 et celles de T 2, T 3. La figure 4 montre à titre d'exemple un filtre passif classique du 12 ème ordre (filtre passe-bande) utilisant un réseau d'inductances et de capacités en échelle, et la figure 5 montre un filtre qui en est la transposition selon l'invention, dans lequel les résistances ont été remplacées par des capacités commutées et les inductances par des circuits conformes à la figure 1 ou 3. Comme on le voit, le nombre d'amplificateurs opérationnels de ce filtre du douzième ordre n'est que de six (en plus de l'adaptateur d'impédance à la sortie) Le circuit logique CL de commande de commutation des divers interrupteurs n'est pas représenté à la figure 5. 2 5 1 4 2 1 6 REVENDICATIONS. 1 Circuit intégré présentant une caractéristique d'inductances réalisé à partir de capacités commutées et d'un amplificateur opérationnel, caractérisé par le fait qu'il comprend, entre une première et une deuxième borne (A, B), une première capacité (Co) en série avec au moins un interrupteur (Tl) apte à relier cette capacité entre les deux bornes ou à l'isoler de la première borne, le circuit comprenant encore un amplifica- teur opérationnel (AO) bouclé entre sa sortie et son entrée par une deuxième capacité (CI), et d'autres interrupteurs (T 2, T 3, T 4, T 5) agencés pour relier la première capacité à divers points du circuit, les divers interrupteurs étant commandés par un circuit logique de commande (CL) pour réaliser successivement, selon un cycle périodique, les connexions suivantes a) la première capacité est reliée entre la première borne (A) et la deuxième borne (B) du circuit, la sortie de l'amplificateur opérationnel étant reliée uniquement à la deuxième capacité, b) la première capacité est reliée entre l'entrée de l'amplificateur opérationnel et une borne de masse (M), c) la première capacité est reliée entre la sortie de l'amplificateur opérationnel et la borne de masse (H), d) la première capacité est à nouveau reliée entre la première et la deuxième borne. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé par le fait que la deuxième borne du circuit est une borne de masse. 3 Circuit selon la revendication 1, caractérisé par le fait que la deuxième borne n'est pas une borne de masse et que deux interrupteurs (T 5, T 4) sont spécifiquement prévus pour relier la capacité soit à la masse (étapes b, c) soit à la deuxième borne (étapes a et d). 4 Filtre réalisé sous forme de circuit intégré utilisant un réseau de capacités d'une part et de circuits selon l'une des revendications 1 à 3, d'autre part.