Brevet FR2515451A1 — publié le 19830429

Récepteur de données FM à modulation directe. La présente invention concerne un récepteur de données FM à modulation directe se prêtant à une fabrica- tion sous la forme d'un circuit intégré (CI) et pouvant être utilisé comme récepteur de recherche de personnes. De nombreuses propositions ont été faites, voir par exemple le brevet anglais N 1 530 602, pour la réa- lisation de structures de récepteur qualifiées à "conver- sion directe" ou à "moyenne fréquence nulle" qui sont - destinées à être fabriquées sous la forme d'un circuit in- tégré et peuvent constituer une alternative au récepteur superhétérodyne classique Etant donné que la fréquence du signal de sortie d'un récepteur à conversion directe est la même pour des décalages positifs et négatifs du signal de modulation par rapport à la fréquence de la porteuse, il est nécessaire de prévoir deux mélangeurs d'extrémité an- térieurs qui fournissent des signaux de sortie en quadra- ture et un équipement de démodulation très compliqué pour faire la distinction entre les cas positifs et négatifs. Cela étant, l'invention a pour but de simplifier la construction d'un récepteur de données FM à modulation directe. Suivant l'invention, il est prévu un récepteur de données FM à modulation directe comprenant un dispositif mélangeur destiné à recevoir un signal FM modulé directement avec une déviation (I f) et à recevoir un signal d'oscil- lateur local ayant une fréquence située dans le canal de signal, mais décalée de la fréquence porteuse d'une valeur (j f), etdes moyens de démodulation servant à faire la distinction entre les tonalités de signalisation (,Af +s f) et (à f S f) et à en déduire un signal de données de sor- tie. L'invention est basée suera zcolflaissakce du fait que si l'on décale la fréquence de l'oscillateur local de la fréquence porteuse, fc, d'une faible valeur, S f, les deux tonalités de signalisation 4 f +e f qui sont dsduites du mélangeur ne sont plus égales et un circuit démodulateur beaucoup plus simple peut être utilisé Le coût du récepteur est d'autant plus intéressant et la faci- lité avec laquelle il peut être intégré est d'autant plus grande que le circuit est plus simple En particulier, les difficultés suscitées par le mélangeur en quadrature et l'équilibrage des canaux sont évitées Le récepteur résul- tant convient pour la réception de signaux FM à haute dé- viation et à débit binaire fébes tels qu'on en utilise dans la recherche de personnes. De plus, comme les canaux adjacents sont tous deux d'une fréquence plus élevée au niveau de la sortie du mélangeur que les tonalités de signalisation demandées, les canaux adjacents peuvent être éliminés par un filtre passe-bas Ceci contraste avec un récepteur superhétéro- dyne dans lequel les canaux adjacents sont disposés de part et d'autre du signal demandé qui ne peut être sélec- tionné qu'au moyen d'un filtre passe-bande. Dans une forme d'exécution de l'invention, des moyens sont prévus pour améliorer la sélectivité des ca- naux Ces moyens peuvent comprendre des filtres passe- bande dans le dispositif démodulateur, chaque filtre étant optimisé pour laisser passer sa tonalité de signalisation associée Des filtres adtbatifs peuvent en variante être utilisés à cet effet Pour que les filtres puissent séparer les deux tonalités de signalisation, le décalage (ô f) doit excéder approximativement la moitié du débit binaire des données De plus, ou en variante, un filtre passe-bas ou un autre filtre passe-bande peut être prévu,qui estcouplé dans le trajet des signaux allant du mélangeur au disposi- tif démodulateur Un avantage de l'utilisation d'un autre filtre passe-bande qui présente une bande passante suffi- samment large pour laisser passer les tonalités de signa- lisation par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas ré- side dans le fait qu'une fraction du bruit l/f de basse fréquence peut être atténuée. L'oscillateur local peut comprendre un oscil- lateur à haute stabilité En variante, l'oscillateur local peut être stabilisé au moyen d'un système de réglage auto- matique de la fréquence qui peut déduire une tension de réglage du signal de sortie de données du dispositif démo- dulateur ou du signal de sortie du mélangeur ou des filtres passe-bande prévus dans le dispositif démodulateur Dans ce dernier cas, un signal provenant du mélangeur ou des fil- tres passe-bande, après sommation, est à nouveau mélange io à un autre signal d'oscillateur local ayant une fréquence correspondant à la déviation A f Après filtrage du signal de sortie de l'autre mélangeur, le signal qui en provient subit une discrimination de fréquence La sortie du discrini- nateur constitue une tension de réglage qui est appliquée à l'oscillateur local. Si on le souhaite, un réglage de gain automa- tique peut être incorporé au récepteur. Pour maximaliser la largeur de la bande de garde entre les canaux adjacents, il est souhaitable que le dé- calage (& f) de l'oscillateur local soit inférieur à la déviation. L'invention sera décrite ci-après, à titre d'exemple, avec référence aux dessins annexés, dans les- quels: la Figure 1 est un schéma synoptique simplifié d'un récepteur de données FM à modulation directe con- forme à l'invention; la Figure 2 illustre le spectre de fréquence d'un signal d'entrée; la Figure 3 illustre le spectre de fréquence des signaux présents à la sortie du mélangeur représenté sur la Figure 1; la Figure 4 illustre un circuit schématique d'un récepteur de données FM à modulation directe comprenant un dispositif de réglage automatique de la fréquence et un dispositif de réglage automatique du gain; la Figure 5 montre des diagrammesdespàlescdm 3 zxoe des filtres passe-bande du second ordre utilisés aux Figures 1 et 4, les abscisses représentant l'amortissement (d) et les ordonnées la fréquence (f), et les Figures 6 A à 60 sont desc diagrammes destinés à faciliter la compréhension du second procédé de réglage automatique de la fréquence. Aux dessins, un signal d'entrée FM à modulation directe 10 (Figure 2) avec la porteuse fú et la déviation à f, c'est-à-dire à une fréquence f O + A f, est reçu par une antenne 12 et est appliqué-à une entrée d'un mélangeur 14 En plus du signal souhaité, des signaux de canaux adjacents 16, 18, représentés en traits pointillés (Figure 2), sont également reçus et fournir au mélangeur 14 Un oscillateur local à haute stabilité 20 ayant dans cette forme d'exécution une fréquence f L = fú Jf qui est située dans le canal de signal, mais qui est décalée d'une faible valeur ( Sf) de la fréquence porteuse (f C), est con- necté au mélangeur 14 Quoique cela ne soit pas décrit en détail ci-après, l'oscillateur local pourrait avoir une fréquence (fc + 5 f) La sortie du mélangeur 14 comprend les tonalités de signalisation Vf S'f et a -n f, et les signaux de canaux adjacents décalés en fréquence 16 ', 18 ', comme le montre la Figure 3 Il ressort d'un examen du spectre de sortie du mélangeur, Figure 3, que les deux pics pour les tonalités de signalisation t 1 f + a f et à f f sont séparés par 2 ^ f Comme les tonalités de signalisation diffèrent en fréquence, elles peuvent à pré- sent être distinguées l'une de l'autre par un-discrimina- teur approprié. Dans la forme d'exécution représentée, on effec- tue cette distinction en séparant les tonalités l'une de l'autre ainsi que de tout bruit de'basse fréquence par des filtres passe-bande 22, 24, respectivement, ayant une lar- geur de bande de l'ordre du débit binaire, par exemple 500 Hz pour un débit binaire de 512 bits/seconde La sortie de chaque filtre passe-bande 22, 24 est appliquée à un détec- teur d'amplitude (ou d'enveloppe) 26, 28 correspondant. Pour récupérer le signal de données, on compare les signaux de sortie des détecteurs d'amplitudes 26, 28 dans un cir- cuit de différence 30 pour produire un signal de sortie de données sur une borne 32. Si on le souhaite, des filtres adaptatifs (non représentés) peuvent être utilisés en lieu et place des filtres passe-bande 22, 24 Des filtres adaptatifs sont con- nus et décrits, par exemple, aux pages 191 à 194 de "Applications of Linear Integrated Circuits" par E R. Hnatek, publié par J Wiley and Sons, 1975 Il semble suffisant de spécifier que ces filtres opèrent en sur- veillant, par exemple, la relation de phase entre l'entrée et la sortie d'un filtre pour en déduire un signal d'erreur. Lorsque le filtre est correctement accordé, la relation de phase entre l'entrée et la sortie est correcte Ainsi, dans le démodulateur décrit, les filtres adaptatifs s'ajustent alors eux-mêmes en fonction des variations de la fréquence de tonalité Cela étant, une faible dérive de l'oscillateur local peut être admise de cette façon parce que le filtre adapt*Jf peut servir de dispositif de réglage final pour éliminer toute dérive subsistant après, par exemple, l'application du dispositif de réglage automatique de la fréquence Un avantage de l'utilisation d'un filtre adapta- tif est qu'il est à même de suivre les variations de la déviation, 4 f, qui peut ne pas être un paramètre bien maîtrisé. Le décalage S f est de préférence inférieur à la déviation f afin d'éviter une séparation trop impor- tante entre les pics et une érosion excessive de la bande de garde entre les canaux adjacents La limite supérieure du décalage est obtenue lorsque la bande de garde est érodée jusqu'à zéro. Si l'on constate que les filtres passe-bande 22, 24 neifournissent pas une sélectivité suffisante par rapport à des canaux adjacents, les signaux de canaux adjacents 161, 18 ' décalés en fréquence peuvent être atténués par connexion d'un filtre passe-bas ou passe-bande 36 entre la sortie du mélangeur 14 et les filtres passe-bande 22 et 24 En fait, le filtre 36 peut être essentiel dans des situations dans lesquelles le discriminateur ne produit pas de filtrage ou dans lesquelles l'espacement des canaux est étroit, parce que, par suite de l'utilisation du signal d'oscil- lateur local décalé f i f (ou fc + 5 f), la bande de garde 40 (Figure 3) entre les signaux est plus étroite qu'entre les canaux adjacents du signal reçu au niveau de l'antenne 12 Etant donné que les canaux de signaux adja- cents 16 ' et 18 ' sont tous deux plus élevés en fréquence au niveau de la sortie du mélangeur que les tonalités de signalisation demandées, les canaux 16 ' et 18 ' peuvent être supprimés par un filtre passe-bas (contrairement à ce qui se passe dans un système de réception superhétéro- dyne dans lequel les canaux adjacents sont situés de part et d'autre du signal demandé qui ne peut être sélectionné qu'au moyen d'un filtre passebande) Un avantage de la réalisation du filtre 36 sous la forme d'un filtre passe- bande plutôt que d'un filtre passe-bas réside dans le fait que sa courbe caractéristique s'incurve plus nettement, et est par conséquent plus sélective et permet de supprimer une fraction du bruit 1/f. Une stabilité élevée de l'oscillateur local 20 est nécessaire pour contribuer à produire les tonalités de signalisation des fréquences souhaitées Si, par exemple, la fréquence de l'oscillateur local f L (=fc f) dérive tandis que la porteuse fc du signal reçu est con- stante, les tonalités de signalisation à f C f et a f - àf se déplacent symétriquement autour du point de conver- sion directe, puis s'alignent (voir Figures 6 A et 6 B) Si l'oscillateur local et la porteuse dérivent l'un vers l'autre, les deux tonalités se rapprochent l'une de l'autre, c'est-à-dire que | à f| diminue, tandis que s'ils dérivent en s'éloignant l'un de l'autre, les tonalités s'écartent l'une de l'autre. L'oscillateur local 20 peut être par lui-même un oscillateur à haute stabilité, mais il s'agit d'une solution onéreuse On peut en variante prévoir un disposi- tif de réglage automatique de la fréquence qui est plus difficile à mettre en oeuvre que dans un récepteur classique. La Figure 4 illustre deux procédés différents de réglage automatique de la fréquence qui peuvent être utilisés avec le récepteur de données FM à modulation directe conforme à l'invention Sur la Figure 4, on a utilisé les mêmes chiffres de référence que sur la Figure 1 pour indiquer des particularités correspondantes. Un premier procédé de réglage automatique de la fréquence qui est le moins intéressant consiste à connecter un filtre passe-bas 42 présentant une bande passante de, par exemple, O à 5 Hz, entre la borne de sortie de don- nées 32 et une entrée de réglage de fréquence 44 de l'oscil- lateur local 20 La théorie sur laquelle ce procédé de réglage automatique de la fréquence est basé rend le fac- teur d'amortissement (d) de chaque filtre 22, 24 identique comme sur la Figure 5, de sorte que leurs largeurs de bande sont semblables Lorsque les gains des deux sections sont réglés de manière à être égaux à la fréquence médiane, les réactions des filtres 22, 24 aux signaux euit de part et d'autre de leur fréquence médiane peuvent faire l'objet d'une factorisation en deux termes, l'effet des pôles "proches" et "distants" (ou conjugués)-46, 48 et 50, 52, respectivement, Figure 5 L'effet du pôle "proche" 46, 48 est le même pour les deux filtres 22, 24, de sorte que la différence entre les gains des deux filtres, lorsqu'ils sont désaccordés, est déterminée par les pôles "distants" (cadrés par la réaction du pôle "proche") Lors d'un désac- cord, une tonalité se trouve à une fréquence plus basse que la normale et l'autre, à une fréquence plus haute que la normale, leurs réactions "distantes" augmentant et diminuant de manière correspondante, comme indiqué par l'inverse de la longueur des lignes pointillées sur la Figure 5. Si on suppose que dans le signal de données, une proportion égale de "uns" et de "zéros" est transmise, le niveau moyen du signal de sortie de données sur la borne 32 donne une tension de réglage automatique de la fréquence à la sortie du filtre passe-bas 42 Le secteur d'accord théorique maximum est lf c (tf-&S? f/2)l il,t f+S f/2 l Des essais expérimentaux ont donné des résultats compatibles avec la théorie, mais on a constaté qu'un ajustement cri- tique des filtres passe-bande 22, 24 est nécessaire pour éviter des positions de blocage parasites. Le deuxième procédé de réglage automatique de la fréquence utilise la symétrie du spectre par rapport à la déviation/\ f Le signal provenant du mélangeur 14, qui peut avoir subi un filtrage passe-bas pour la sélecti- vit 6 par rt A soe cucaxa, est mélangé dans un mélange 60 à un signal correspondant à la fréquence de déviation 3 f qui est déduit d'un oscillateur local 62 La sortie du mélangeur est appliquée à un discriminateur 66 par l'in- termédiaire d'un filtre passe-bas 64 Le discriminateur 66 compare le signal provenant du filtre passe-bas 64 à un signal de référence, qui dans le présent exemple est; f, et donne un signal de sortie qui est proportionnel à la différence entre le signal d'entrée et à f Le discrimina- teur 66 peut comprendre un discriminateur de Foster-Seeley. Le signal de sortie du discriminateur 66 passe par l'in- termédiaire d'un autre filtre passe-bas 68 présentant une bande passante comprise entre, par exemple O et 5 Hz, à une entrée de réglage 70 de l'oscillateur local 20. Le fonctionnement du deuxième procédé de réglage automatique de la fréquence ressortira plus facilement d'un examen des Figures 6 A à 6 C Sur ces figures, les ordonnées représentent la fréquence f L de l'oscillateur local Sur les Figures 6 A et 6 B, les abscisses représentent la fré- quence audio f A et sur la Figure 6 C la tension appliquée à l'entrée de réglage 70 Les flèches verticales en traits pleins représentent des signaux amorcés par la transmis- sion de fc + A f et celles représentées en traits pointil- lés sont des signaux amorcés par la transmission de fc - a f Il est à noter que ces figures sont symétriques par rapport à f L = fc La Figure 6 A représente le spectre audio du signal du mélangeur 14 et illustre le cas dans lequel la fréquence f L de l'oscillateur local dérive par rapport à la porteuse f Comme mentionné plus haut, les tonalités 4 f f+ j f et -If à f se déplacent symétriquement par rapport au point de "conversion directe" (c'est-à-dire lorsque f L = mais au-delà de f L = fc 4 f et f L = fc+úaf (non représenté), les signaux s'alignent. La Figure 6 B illustre la variation du spectre à la sortie du mélangeur 60 lorsque la fréquence f L de l'oscillateur local dérive par rapport à f* Le décalage J f a été marqué sur les abscisses. La Figure 6 C représente la courbe caractéristique de transfert du discriminateur et montre que l'accord correct se produit lorsque l'oscillateur local 20 a une fréquence correspondant à f O $ f Les parties hachurées sur la Figure 6 C indiquent des régions d'instabilité. Cette figure montre que le deuxième système de réglage automatique de la fréquence donne une variation de tension de réglage non linéaire et un secteur d'accord asymétrique. Ce secteur d'accord Jf -( f 5 f)j +lL i fl est lé- gèrement réduit comparé à celui du premier procédé qui donne aussi une variation de tension de réglage non linéai- re et un secteur d'accord asymétrique. Il convient de noter que la fréquence nominale du cristal utilisé dans l'oscillateur local 20 peut être différente de celle à laquelle il fonctionne Lors de la mise sous tension du récepteur, l'oscillateur local se trouve au milieu du secteur d'accord initial fc-Af + 4 f 3 i mais le secteur d'accord final est différent, comme indiqué plus haut. Quoique la Figure 4 ne le montre pas, on a con- staté qu'il est utile d'inclure un limiteur à diode dans la sortie du dispositif de réglage automatique de la fré- quence pour éviter le dépassement et le blocage parasite qui étaient dus aux zones positives et négatives inégales de la courbe caractéristique du discriminateur Un essai du système de réglage automatique de la fréquence pour j f/lf = 2 démontre qu'un secteur de blocage de près de 24 f peut être obtenu. Une estimation du deuxième procédé de réglage automatique de la fréquence a démontré qu'il était possible de maintenir la fréquence de l'oscillateur local 20 dans les limites d'un écart de + 250 Hz de la fréquence por- teuse fc sur un secteur de désaccord de + 2,5 k Hz. Si on règle la fréquence f L de l'oscillateur local de manière qu'elle soit égale à fc + 5 f en inver- sant le signe du signal d'entrée de réglage automatique de la fréquence dans l'oscillateur local 14, les fréquences intéressantes seraient par conséquent différentes, par exemple la déviation de droite de la caractéristique du discriminateur serait au-dessus de celle de gauche sur la Figure 6 C et non en dessous comme le montre cette figure, de sorte que des modifications appropriées devraient être apportées sur base du fait que l'accord correct est obtenu pour f L = fc + f et que la région d'instabilité inférieu- re débute à f L = fc $ f Les secteurs d'accord théoriques dans le premier et le second procédé sont aussi fc + ( f 5 f/2)" f + $ f/2 j et Ef c-(, f f)à X A fl, respectivement Quoique la Figure 4 ne le montre pas, un troi- sième procédé de réglage automatique de la fréquence con- siste à sommer les signaux de sortie des filtres passe- bande 22 et 24 et à appliquer le signal de somme au mé. langeur 60 en lieu et place du signal déduit du mélangeur 14 Le troisième procédé est ensuite le même que le second procédé. Comme le montre;nouveau la Figure 4, un régla- ge automatique du gain peut être obtenu, par exemple, par connexion d'un amplificateur sommateur 72 aux sorties des détecteurs d'amplitude 26, 28 La sortie de l'amplificateur sommateur 72 est connectée à une entrée de réglage de gain d'un amplificateur à gain réglable 74 connecté entre le mélangeur 14 et le dispositif démodulateur. Lors de la réalisation des circuits récepteurs représentés sur les Figures 1 et 4, divers blocs peuvent être fabriqués au moyen d'éléments de circuits intégrés facilement disponibles et, par conséquent, un schéma détaillé du circuit n'a été ni représenté, ni décrit. Cependant, il convient de noter que les signaux provenant du mélangeur 14 peuvent être démodulés de diverses maniè- res suivant la stratégie de démodulation Le démodulateur dans la forme d'exécution décrite et représentée est basé sur une stratégie de démodulation consistant à comparer les énergies dans les deux tonalités de signalisation A f + 5 f eta f -à f D'autres procédés peuvent être utili- sés pour comparer ces énergies sur base de cette stratégie. Cependant, d'autres stratégies peuvent être utilisées, comme le comptage des impulsions ou la détection du rapport afin de distinguer entre les tonalités de signalisation. Dans l'application consistant à utiliser le ré- lu cepteur de données FM à modulation directe pour la recher- che de personnes, un débit binaire typique est de 512 bits/ seconde et la déviation A af est de l'ordre de 14,5 k Idz Par conséquent, le secteur des décalages utiles ( à f) est com- pris en substance entre 250 Hz et 4,0 k Hz. REVENDICATIONS: 1 Récepteur de données FM à modulation directe comprenant un dispositif mélangeur destiné à recevoir un signal FM modulé directement avec une déviation (Zf) et à recevoir un signal d'oscillateur local, caractérisé en ce que le signal d'oscillateur local a une fréquence située dans le canal de signal, mais décalée de la fréquence por- teuse du signal d'entrée d'une valeur ( sf), et un dis- positif démodulateur pour faire la distinction entre la tonalité de signalisation (Af + if) et (Zf -i f) et pour en déduire un signal de données de sortie. 2 Récepteur de données suivant la revendication 1, caractérisé en ce que des moyens sont prévus pour rejeter des signaux de canaux adjacents. 3 Récepteur de données suivant la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de rejet de signaux de canaux adjacents comprennent des filtres passe-bande dans le dispositif démodulateur. 4 Récepteur de données suivant la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de rejet de signaux de canaux adjacents comprennent des filtres adapaatifs dans le dispositif démodulateur. Récepteur de données suivant la revendication 2, 3 ou 4, caractérisé en ce que les moyens de rejet de signaux de canaux adjacents comprennent un filtre passe- bas o beté dans un trajet de signal allant du mélangeur au dispositif démodulateur. 6 Récepteur de données suivant la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que les moyens de rejet de signaux de canaux adjacents comprennent un filtre passe- bande connecté dans le trajet de signal allant du mélangeur au dispositif démodulateur, la bande passante du filtre passe-bande étant suffisamment large pour laisser passer les totalités de signalisation Zif + à f et à f 8 f. 7 Récepteur de données suivant l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il com- prend, en outre, un système de réglage automatique de la fréquence pour stabiliser la fréquence du signal de l'oscil- lateur local. 8 Récepteur de données suivant la revendication 7, caractérisé en ce que le système de réglage automatique de la fréquence comprend un filtre passe-bas connecté entre une sortie de données du dispositif démodulateur et une en- trée de réglage de l'oscillateur local. 9 Récepteur de données suivant la revendication 7, caractérisé en ce que le système de réglage automatique de la fréquence comprend un deuxième mélangeur comportant une première entrée connectée à une sortie du premier mélangeur et une deuxième entrée destinée à recevoir un signal d'oscillateur local ayant une fréquence correspondant à la déviation Z f, des moyens de filtrage passe-bas connectés à une sortie du second mélangeur et un discriminateur connect entre les moyens de filtrage passebas et une entrée de réglage de l'oscillateur local. Récepteur de données suivant les revendications et 6 prises ensemble, caractérisé en ce que le système de réglage automatique de la fréquence comprend un deuxième mélangeur comportant une première entrée con- nectéede çon à z Oe Oir un signal de somme des sorties des filtres passe-bande et une deuxième entrée pour rece- voir un signal d'oscillateur local ayant une fréquence cor- respondant à la déviation 2 lf, des moyens de filtrage passe-bas connectés à une sortie du second mélangeur et un discriminateur connectk entre les moyens de filtrage passe- bas et une entrée de réglage de l'oscillateur local. 11 Récepteur de données suivant l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce qu'il com- prend, en outre, un dispositif de réglage automatique du gain. 12 Récepteur de données suivant l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que le déca- lage f du S del'douliakeur nl estiriur à la déviain Af.