Brevet FR2500232A1 — publié le 19820820

La présente invention concerne des convertisseurs continu-continu régulés par réaction pouvant former des alimentations et dans lesquels la tension de sortie est régulée en fonction des variations de la charge ou de la tension d'entrée. On utilise souvent une telle alimentation pour la transmission d'un courant continu à haute tension lorsqu'on ne dispose que d'une source de courant continu à basse tension. Un exemple de convertisseur continu-continu de ce type comporte un circuit d'entrée destiné à transformer le courant continu à basse tension en un courant alternatif, un transformateur dont le primaire est relié à la sortie du circuit d'entrée, et un circuit redresseur monté entre le secondaire du transformateur et les bornes de sortie auxquelles la charge peut être connectée. Le circuit d'entrée qui constitue un convertisseur continu-alternatif comprend habituellement un circuit primaire à fonctionnement symétrique, sous forme habituellement de transistors de commutation qui alternent le sens du courant circulaire dans le primaire. Dans ces convertisseurs, la régulation par réaction est assurée par un circuit qui détecte la tension de sortie appliquée à une charge et règle la commutation d'un transistor supplémentaire de commande monté dans le circuit primaire. Le circuit d'entrée de tels convertisseurs connus comprend habituellement un circuit séparé de régulation préalable comprenant une self montée entre la source de courant continu et l'arrangement parallèle du transistor de commande et d'un condensateur. Ce dernier a une fonction de lissage nécessaire à cause du fonctionnement pulsé du transistor de commande. Ce dernier est mis à l'état conducteur pendant des impulsions dont la durée est l'inverse de la chute de tension aux bornes d'une charge. Cette opération règle la quantité d'énergie d'abord emmagasinée dans la selfpendant une telle impulsion de durée réglée puis, pendant les intervalles compris entre les périodes de conduction du transistor, elle est libérée sous forme d'impulsions de courant circulant dans le primaire du transformateur. Ainsi, le temps de conduction du transistor de commande du circuit de régulation préalable est réglé par le circuit de régulation en fonction de la tension aux bornes de la charge, si bien que la tension de sortie reste constante. Les alimentations électriques comprenant des convertisseurs continu-continu présentent certains inconvénients. L'utilisation du transistor de commande avec la self crée des interférences électromagnétiques importantes sous forme de perturbations d'autres appareils. I1 faut aussi que les transistors du convertisseur continu-alternatif qui commutent le courant dans un sens et dans l'autre dans le primaire aient des périodes de conduction quineserecouvrent pas car un tel recouvrement mettrait le condensateur d'entrée en court-circuit à travers les transistors de commutation et créerait des courants de crête extrêmement élevés pouvant détériorer ou détruire les transistors de commutation. Ainsi, il doit rester un temps mort entre les impulsions de courant transmises en sens opposés. Ce temps mort réduit la puissance transmise entre l'entrée et la sortie. En outre, il augmente le taux d'ondulation de la tension de sortie. L'invention repose sur la découverte du fait qu'un convertisseur continu-continu utile comme alimentation, ayant un circuit primaire à fonctionnement symétrique dont le signal de sortie est régulé par une boucle de réaction, peut être réalisé par incorporation de deux caractéristiques qui, en combinaison, éliminent en coopération les inconvénients des convertisseurs connus de ce type. Parmi ces deux caractéristiques qui, selon l'in- vention, contribuent à donner l'effet voulu, l'une est la condition que le régulateur qui est commandé par la chute de tension aux bornes d'une charge, règle à son tour les temps de conduction de l'un et de l'autre d'au moins deux commutateurs électroniques d'une paire, habituellement des transistors, à la place d'un transistor de commande des circuits connus tel qu'indiqué précédemment. La seconde caractéristique qui se combine à la première met en oeuvre la commande des périodes de conduction des commutateurs électroniques, c'est-a-dire des transistors, de manière que leus périodes de conduction se recouvrent. Etant donné cette introduction du recouvrement des périodes de conduction des transistors de commutation, le temps mort présenté lors du fonctionnement des circuits connus est éliminé. Comme l'indique la description détaillée de différents modes de réalisation, l'un des résultats principaux de cette caractéristique est que, du fait de la disparition des temps morts, du courant est constamment extrait de la source continue reliée au convertisseur continualternatif au cours du fonctionnement. Les pertes d'énergie dans les transistors sont ainsi réduites et simultanément, les interférences électromagnétiques avec d'autres appareils électriques placés au voisinage sont réduites ou pratiquement éliminées. Selon un autre résultat de cette combinaion des deux caractéristiques, le nombre des composants des circuits est réduit étant donné que le transistor de commande, le condensateur de lissage et la diode de blocage, nécessaires dans le circuits connus utilisés à cet effet, peuvent être supprimés. Ainsi, comme l'indique la description détaillée qui suit, l'lnvention, par rapport à la technique antérieure, concerne un circuit simplifié qui, en outre, fonctionne dans des conditions telles qu'il réduit ou pratiquement élimine dans de nombreux cas, les perturbations des autres appareils qui se trouvent au voisinage, avec une réduction considérable des pertes d'énergie au cours du fonctionnement. Ainsi, l'invention concerne de façon générale un convertisseur continu-continu régulé par réaction destiné à jouer le roule d'une alimentation électrique, ayant un transformateur dont le primaire est alimenté de façon symétrique par des impulsions de courant transmises alternativement en sens opposés dans le primaire, le signal re dressé du secondaire du transformateur, lorsgdil est transmis à une charge, commandant un régulateur en fonction de la chute de tension aux bornes de la charge ; le régulateur règle les périodes de conduction d'une paire au moins de commutateurs électroniques qui conduisent de façon alternée, dans le circuit primaire du transformateur, alimenté de façon symétrique, les périodes de conduction d'un commutateur électronique de la paire ou de chaque paire de commutateurs électroniques recouvrant les périodes de conduction de l'autre commutateur électronique de la meme paire. Dans des modes de réalisation particuliers, les périodes de recouvrement augmentent lorsque la chute de tension diminue aux bornes de la charge, et elles diminuent lorsque cette chute de tension augmente. On constate qu'il est souhaitable d'utiliser deux- paires de transistors formant les commutateurs lorsque la puissance transmise doit être importante. Dans des modes de réalisation avantageux, une self incorporée au circuit primaire forme le seul élément du circuit qui emmagasine de l'énergie pendant chaque période de recouvrement. Comme l'indique la description qui suit, l'invention concerne un circuit plus simple et moins encombrant que les circuits connus, pouvant fonctionner dans d'excellentes conditions. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront mieux de la description qui va suivre, faite en référence aux dessins annexés sur lesquels - la figure lA est un schéma d'un convertisseur continu-continu de type connu - la figure 1B est un diagramme des temps représentant des formes d'onde illustrant la séquence de fonctionnement des transistors de commutation, le niveau élevé des courbes représentant la conduction et le niveau inf8rieur l'absence de conduction - la figure 2A est un schéma d'un premier mode de réalisation d'un convertisseur continu-continu selon l'invention ;; - la figure 2B est un diagramme des temps représentant des formes d'onde illustrant la séquence de fonctionnement des transistors de commutation et les courants observés simultanément, le niveau élevé des courbes représentant le fonctionnement des transistors correspondant à la conduction - la figure 3Aest un schéma d'un second mode de réalisation de convertisseur continu-continu selon l'invention ; et - la figure 3B est un diagramme des temps représentant graphiquement la séquence de fonctionnement des transistors de commutation. La figure 1 représente un convertisseur continucontinu connu jouant le rôle d'une alimentation électrique. Dans le circuit de la figure 1, une tension continue d'entrée S1 est transmise à un circuit d'entrée formant convertisseur préalable qui comprend une self L, un commutateur, sous forme du transistor Q1 de commande, une diode CR1, et un condensateur C1 de lis sage et de stockage d'énergie. Le transistor Q1 fonctionne de manière pulsée et relie périodiquement en série la self L à la tension continue d'entrée de la source S1 et, lorsqu'il est ouvert, il permet à l'énergie emmagasinée dans la self L de charger le condensateur C1 à travers la diode CR1. Le temps de conduction du transistor Q1 est réglé par un circuit régulateur REG de type bien connu dans la technique qui, lorsqu'il fonctionne, met le transistor Q1 à l'état conducteur pendant les périodes dont la longueur est fonction de la chute de tension aux bornes d'une charge, si bien que le courant dans la self L augmente ou diminue et maintient ainsi le signal de sortie du convertisseur à une valeur constante. Cette régulation par réaction est assurée par un signal transmis par le régulateur REG par l'intermédiaire d'une ligne FB à la base du transistor Q1. Un circuit convertisseur comprenant des transistors Q2' Q3, Q4 et Q5 de commutation, le primaire P d'un transformateur T et une impédance Z est monté aux bornes du condensateur C1. Un circuit redresseur à deux alternances RED est monté aux bornes du secondaire S du transformateur T et transmet une tension continue à un condensateur C2 et à une résistance de charge RL. La chute de tension aux bornes de cette résistance de charge est détectée à l'entrée du régulateur REG. Lors du fonctionnement, la tension continue, par exemple de 100 V, de la source S1 est appliquée au circuit d'entrée. Pendant que le transistor Q1 est mis à l'état conducteur sous la commande du régulateur REG, une impulsion de courant circule dans la self L étant donné le courtcircuit formé par le transistor Q1 Pendant cette période, de l'énergie est emmagasinée dans la self. A la fin de l'impulsion comme indiqué sur la courbe supérieure de la figure 1B, lorsque le transistor Q1 cesse de conduire, l'énergie emmagasinée dans la self L provoque la charge du condensateur C1 par l'impulsion de courant traversant la diode CR1, avec circulation dans les paires de transistors Q2' Q3 ou Q4, Q5 du circuit convertisseur. Le régulateur REG règle aussi le temps de conduction des transistors Q2, Q3, Q4 et Q5.L'opération est réalisée de manière que les transistors Q2 et Q3 conduisent lorsque les transistors Q4 et Q5 ne conduisent pas et inversement. En conséquence, la tension aux bornes du condensateur C transmise par la self L provoque la circulation d'une impulsion dans un premier sens dans le primaire P et l'impédance Z lorsque les transistors Q2 et Q3 conduisent, et en sens opposé lorsque les transistors Q4 et Q5 conduisent. Comme l'indiquent les courbes de conduction des transistors Q2 à Q5 de la figure 1B, il existe un temps mort pendant lequel aucune paire de transistors du convertisseur continu-alternatif ne conduit. En l'absence de ce temps mort, tous les transistors Q2 à Q5 conduiraient simultanément. La puissance totale que peut transmettre le circuit d'entrée serait court-circuitee par les transistors Q2, Q5 et Q4, Q3. Les courants pourraient alors avoir une intensité suffisamment élevée pour détruire ces tran sistors de commutation Q2 à Q5. La nécessité de ce temps entre les temps de conduction des paires de transistors réduit la puissance disponible à la sortie. Ce temps mort indique aussi que le courant transmis par le transformateur est pulsé si bien que la tension de sortie a un taux important d'ondulation. Comme les tensions sont transmises au circuit convertisseur continu-alternatif par la self L et sont emmagasinées par le condensateur C1, des courants de crête élevés peuvent être transmis par les transistors Q2 à Q5 à chaque phase de commutation. I1 faut donc que l'impédance Z soit montée en série avec le primaire P pour des puissances dépassant 100 W, afin que le rapport du courant de crête au courant moyen soit réduit. Dans un exemple de circuit, l'impédance Z est choisie afin que le courant de crête soit limité au double à peu près du courant moyen. Ainsi, les transistors Q2 à Q5 doivent être choisis afin qu'ils supportent des courants accrus et il doit donc s'agir de transistors capables de transmettre des courants élevés et coQteux. La figure 2A est un schéma d'un convertisseur continu-continu destiné à jouer le rôle d'une alimentation électrique, construit selon l'invention. Sur la figure 2A, une source S1 de tension continue est montée en série avec une self L2 aux bornes d'un circuit convertisseur continualternatif qui comprend des transistors de commutation Q7' Q8 et Qg. Les transistors Q6 à Qg sont montés de façon symétrique afin qu'ils forment un circuit passant par le primaire P d'un transformateur T qui a un secondaire S. Ce dernier est relié à un redresseur à deux alternances RED qui transmet l'énergie continue à une résistance RL de charge montée enparallèle avec un condensateur C2 de fil trage. La tension aux bornes de la résistance R est dé L tectée par un régulateur REG2 qui transmet des signaux de commutation aux bases des transistors Q6 à Qg et assure ainsi la régulation par réaction du fonctionnement symétrique. Comme l'indiquent les formes d'onde de la figure 2B, les paires de transistors Q6' Q7 et Q8 Qg conduisent pendant des intervalles qui se recouvrent. Cependant, alors que, dans le circuit connu tel que représenté sur la figure 1A, cette conduction simultanée des paires de transistors de commutation provoquerait la mise en court-circuit de l'alimentation d'entrée et créerait des courants de crête dangereux dans les transistors de commutation, la self L2 utilisée dans le circuit selon l'invention limite une augmentation rapide de l'intensité du courant et élimine ainsi les possibilités de destruction des transistors Q6 à Qg, malgré leur conduction simultanée.En outre, etant donné la suppression du condensateur C1 du circuit de la figure 1A, la puissance transmise par les transistors Q6 à Qg reste relativement faible. Lors du fonctionnement, la tension de la source S1 est appliquée aux bornes des transistors Q6 à Q9 vers le primaire P, d'abord dans un sens puis dans l'autre. Par exemple, si les transistors Q6 et Q7 sont mis à l'état conducteur par le régulateur REG2, une impulsion de tension de la source S1 circule dans le transistor Q , le primaire 6 P et le transistor Q7 dans un premier sens. Lorsque les transistors de la paire Q8' Qg passent à l'état conducteur, une impulsion de courant circule en sens opposé dans le primaire.Dans chaque période de recouvrement pendant laquelle le régulateur REG2 assure la conduction simultanée des deux paires de transistors de commutation, deux courtscircuits sont formés et le courant, limité par la self L2, est réparti entre deux trajets si bien que le courant dans l'un quelconque des transistors de commutation est divisé par 2 pratiquement comme indiqué à la partie inférieure de la figure 2B, pour les transistors Q6 et Q7. La caractéristique de l'utilisation d'une période intermédiaire de re couvrementindiquée par les formes d'onde supérieures de la figure 2B, joue le rôle du transistor Q1 du circuit de la figure 1A et permet l'augmentation de l'énegie emmagasinée dans la self L2.La durée de la période de recouvrement est réglée par le régulateur REG2 en fonction inverse de la chute de tension détectée aux bornes de la résistance de charge RL. Ainsi, la durée du recouvrement augmente afin que le courant transmis par la self L2 augmente ou diminue afin que ce courant diminue de manière que la tension de la charge reste constante. Le circuit du régulateur REG2 n'est pas représenté car il est d'un type bien connu des hommes du métier pour la formation d'impulsions de mise à l'état conducteur de transistors de commutation en fonction de l'amplitude de la tension de sortie. Les impulsions de commutation doivent satisfaire à deux critères. D'abord, elles doivent se recouvrir et ensuite, il est avantageux que la durée des périodes de recouvrement augmente lorsque la tension de sortie doit être accrue afin que les changements qui pourraient avoir tendance à réduire la tension de sortie, soient compensés, donnant ainsi la stabilisation voulue. L'augmentation de la durée du recouvrement provoque l'emmagasinage d'énergie par la self L2 pendant une plus longue période si bien que la tension appliquée à la charge est accrue. Comme l'indique la figure 2A, la complexité du circuit est très réduite, et en conséquence le circuit peut être moins encombrant que icelui de la figure. Par exemple, le transistor Q1 de commande, la diode CR1 et le condensateur C1 sont éliminés. La suppression du transistor Q1 réduit notablement les perturbations électromagnétiques créées par rapport aux circuits connus. En outre, l'impédance Z de la figure lA n'est plus nécessaire étant donné que les courants de crête dans les transistors sont limités par la self L2. Ainsi, les transistors Q6 à Qg peuvent être choisis pour la transmission du seul courant moyen et ils peuvent donc être peu coûteux. Un exemple de circuit de la figure 2A selon l'invention peut comprendre des composants ayant les valeurs suivantes S1 - 100 V L2 - 1 mH Q6 - SVT 250-5B Q7 - SVT 250-5B Q8 - SVT 250-5B Q9 - SVT 250-5B C2 - 0,1 PF, 5 kV RL - 32 kQ Le circuit de la figure 2 convient surtout dans le cas de tensions d'entrée relativement élevées puisque la tension maximale appliquée aux transistors Q6 à Qg ne dépasse pas la tension de la source Sl. Dans le cas des tensions d'entrée relativement faibles, le mode de réalisation de la figure 3A peut être préférable. Le circuit de la figure 3A comporte une source S3 de tension continue reliée par une self L3 à la prise centrale du primaire P du transformateur T qui a un secondaire S. Les deux bornes du primaire P sont reliées par le circuit collecteur-émetteur de transistors Qio et Qll de commutation à la source S3. Le secondaire S est relié par l'intermédiaire d'un redresseur à deux alternances RED à la résistance RL de charge qui est montée en parallèle avec un condensateur C2 de filtrage. La tension aux bornes de la résistance RL de charge est détectée par un régulateur REG3 qui règle le temps de conduction des transistors Qlo et Q1 de la même manière que le régulateur REG2 commande les paires de transistors du circuit de la figure 2A. Comme l'indiquent les formes d'onde de la figure 3B, représentant les temps de conduction, les transistors Q10 et Q11 sont commutés alternativement avec des périodes de recouvrement de conduction comme indique précédemment en référence aux paires de transistors du circuit de la figure 2A. Comme on suppose que la source S3 transmet une tension relativement faible (28 V), on peut utiliser un seul transistor Q10 ou Q11 dans chacun des deux trajets parcourus par le courant. Ainsi, les transistors Qlo et Qll sont exposés à une tension égale au double de la tension de la source S3, mais cette valeur ne dépasse pas la tension nominale des transistors étant donné que la tension de la source S3 est faible. Comme dans le circuit de la figure 2A, le régulateur REG3 transmet des signaux de commutation aux transistors Q10 et Q11 si bien que ceux-ci sont maintenus à l'état conducteur ou non conducteur, les périodes de recouvrement ayant une durée régulée, si bien que les conditions fluctuantes de fonctionnement sont compensées, par exemple les variations de la tension d'alimentation de la source S3 ou les variations de la résistance de la charge. Comme dans le cas du circuit de la figure 2A, l'élimination du circuit convertisseur continu-alternatif préalable du circuit d'entrée, c'est-à-dire du transistor Q1 de commande, réduit les perturbations électromagnétiques, élimine le temps mort, réduit le taux d'ondulation de la tension de sortie, et diminue les courants de crête circulant dans les transistors Q10 et Q11 si bien que le rapport des courants de crête et moyen est amélioré et permet l'utilisation de transistors peu coûteux avec élimination de l'impédance Z. En résumé, comme l'indique la description qui précède des convertisseurs connus tels que représenté sur la figure lA dont l'invention constitue un perfectionnement et des convertisseurs selon l'invention comme indiqué sur les figures 2A et 3A, la comparaison et l'analyse suivante facilitent la compréhension des principes mis en oeuvre par l'invention. On considère d'abord le transistor Q1 de commande de la figure 1A qui, comme indiqué par la forme d'onde supérieure de la figure lB, est mis à l'état conducteur pendant de courtes périodes afin qu'il crée des impulsions de courant pendant lesquelles de l'énergie est emmagasinée dans la self L. Il faut noter que ce type de fonctionnement du circuit d'entrée du convertisseur relève de ce que la littérature appelle souvant un circuit "découpeur", étant donné qu'un courant continu constant qui serait sensiblement uniforme est interrompu périodiquement afin qu'il forme un courant pulse.On peut montrer que ce fonctionnement pulsé est la source des interférences électromagnétiques qui perturbent le fonctionnement des autres appareils électriques placés au voisinage et on peut en outre prévoir que le fonctionnement pulsé provoque des pertes d'énergie, notamment dans les transistors mais aussi dans d'autres composants. On considère que la majorité sinon la totalité des convertisseurs continu-continu utilisés jusqu'à présent et disponibles dans le commerce met en oeuvre des circuits découpeurs dans le circuit d'entrée, habituellement comprenant des transistors de commande correspondant au transistor Q1 du circuit de la figure 1A qui est un exemple de ces convertisseurs connus. L'invention repose sur la constatation que le remède à ces inconvénients que sont les pertes d'énergie, les perturbations électromagnétiques et autres des convertisseurs connus est la suppression de la forme d'onde pulsée du courant du circuit d'entrée du convertisseur. Cette constatation conduit à la considération de l'utilisation du recouvrement des formes d'onde des transistors de commutation dans le circuit convertisseur continu-alternatif, comme décrit précédemment en détail en référence à la figure 2A, à la place des impulsions de courant provoquées par le transistor Ol de commande. L'effet obtenu apparait directement sur la courbe inférieure de la figure 2B qui représente le courant circulant dans la self L2 du circuit de la figure 2A.On note que le courant augmente pendant la période de recouvrement comme décrit précédemment, avec de l'énergie emmagasinée dans la self L2, cette énergie étant libérée dans l'une ou l'autre des deux paires de transistors Q6, Q7 ou Q8, Qgt mais l'intensité du courant dans la self L2 ne s'annule jamais, c'est-à-dire que le courant n'est jamais interrompu au cours du fonctionnement. Apparemment, les interférences électromagnétiques et les pertes d'énergie, considérées comme deux des inconvénients les plus importants des convertisseurs connus, sont supprimees par la combinaison selon l'invention des périodes de recouvrement de la conduction des transistors de commutation dans le convertisseur continu-alternatif, et de la caractéristique du réglage du recouvrement des periodes de conduction des transistors par le régulateur, si bien qu'aucun transistor de commande n'est nécessaire. I1 faut indiquer aussi, pour être complet, que l'utilisation de périodes de recouvrement a déjà été suggérée dans la littérature, pour divers perfectionnements d'appareils électriques et notamment de circuits convertisseurs. Cependant, on a considéré que cette caractéristique de recouvrement devait être invariablement associée à des circuits convertisseurs dont les circuits d'entrée fonctionnaient à la manière de circuits découpeurs, 'c'est-à-dire comprenant un transistor de commande correspondant au transistor Q1 de la figure 1A. Ces convertisseurs ont des circuits complexes nécessitant un nombre relativement élevé de composants si bien qu'ils occupent un espace très important et coûtent relativement cher, en plus du fait déjà indiqué qu'ils créent les pertes d'énergie et les interférences électromagnétiques citées. Ainsi, la comparaison et l'analyse qui précèdent montrent que la réalisation particulière d'un circuit convertisseur ne comprenant pas de circuit découpeur, par combinaison des caractéristiques des périodes de recouvrement de la conduction des transistors de commutation du circuit convertisseur continu-alternatif avec la régulation du signal de sortie du convertisseur par commande des transistors de commutation, sans utilisation du transistor Q1 de commande de la figure 1A, permet la formation d'un convertisseur dont les caractéristiques de fonctionnement sont très différentes de celles des convertisseurs utilisés jusqu'à présent étant donné que le courant dans la self L2 ou L3 du circuit d'entrée ne cesse jamais pendant le fonctionnement, ces caractéristiques permettant la formation d'un excellent produit ayant un nombre réduit de composants, par rapport aux convertisseurs connus de même catégorie ou de même conception. Bien entendu, d'autres arrangements peuvent être utilisés pour la formation d'une alimentation continu-continu telle que décrite précédemment. Par exemple, le circuit re dresseur incorporé au circuit du secondaire du transformateur T peut être modifié afin qu'il assure un doublage de tension ou qu'il donne d'autres caractéristiques de sortie. I1 est bien entendu que l'invention n'a été décrite et représentée qu'à titre d'exemple préférentiel et qu'on pourra apporter toute équivalence technique dans ses éléments constitutifs sans pour autant sortir de son cadre. REVENDICATIONS 1. Convertisseur continu-continu régulé par réaction, destiné à constituer une alimentation électrique, ayant un transformateur (T) dont le primaire (P) est alimenté de façon symétrique afin que des impulsions de courant circulent alternativement en sens opposées dans le primaire (P), le signal redressé de sortie du secondaire (S) du transformateur, lorsqu'il est transmis à une charge, commandant un régulateur (REG2) en fonction de la chute de tension aux bornes de la charge, ledit convertisseur étant caractérisé en ce qu'il combine d'une part le fait que le régulateur (REG2) règle les périodes de conduction d'au moins une paire de commutateurs électroniques (Q6-Q9) qui conduisent alternativement et qui sont montés dans le circuit primaire alimenté de façon symétrique du transformateur (T), et d'autre part le fait que les périodes de conduction d'un premier commutateur électronique de la paire ou de chaque paire de commutateurs recouvrent les périodes de conduction de l'autre commutateur électronique de la même paire. 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les périodes de recouvrement augmentent lorsque la chute de tension aux bornes de la charge diminue et diminuent lorsque cette chute de tension augmente. 3. Convertisseur selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'il comprend deux paires de transistors (Q6-Q9) constituant les commutateurs électroniques. 4. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend une self (L2) placée dans le circuit primaire, cette self étant le seul composant du circuit qui emmagasine de l'énergie pendant chaque période de recouvrement.