Brevet FR2503488A1 — publié le 19821008

L'invention concerne d'une manière générale des circuits convertisseurs numériques-analogiques, et plus particulièrement un circuit convertisseur numérique- analogique qui génère un signal de sortie de référence de tension par rapport à la masse, facilitant le décalage ou déport bipolaire du courant analogique de sortie pro- duit par le convertisseur numérique-analogique. Des circuits convertisseurs numériques-analogiques mnolithiques sont bien connus de l'homme de l'art et ils comprennent généralement plusieurs commutateurs de bits qui réagissent chacun à un bit particulier faisant partie du mot numérique d'entrée pour diriger sélectivement un courant de commutation de bit associé vers un noeud de sommation auquel un courant analogique de sortie est appli- qué. La part apportée par chacun des commutateurs de bits au courant analogique de sortie est multipliée par un fac- teur conforme à la pondération binaire du bit particulier auquel chaque commutateur réagit. Le courant analogique de sortie produit par le circuit convertisseur numérique-analogique doit générale- ment être converti en une tension avant que le signal analogique de sortie puisse être davantage traité par d'autres circuits. Il est donc courant de faire passer le courant analogique de sortie dans une résistance pour pro- duire une tension de sortie. Dans de nombreux cas, il est souhaitable d'établir une tension analogique bipolaire de sortie par rapport à la masse. On connaît dans l'art antérieur des circuits convertisseurs numériquesanalogiques dans lesquels une tension de référence est générée par le circuit convertis- seur numérique-analogique et peut être utilisée pour géné- rer un courant de décalage destiné à effectuer un décalage ou déport bipolaire du signal analogique de sortie. Un exemple d'un tel circuit de l'art antérieur est le cir- cuit convertisseur numérique-analogique monolithique à bits commercialisé par la firme Analog Devices, Inc., Norwood, Massachusets, EUA, sous la désignation "AD 570", lequel circuit est décrit par Holloway et collaborateurs dans un article intitulé "A High Yield>Second Generation -Bit Monolithic DAC", 1976 IEEE International Solid- State Circuits Conference - Digest of Technical Papers, pages 106, 107 et 236. Dans le circuit antérieur mentionné ci-dessus, un premier circuit de référence est utilisé pour établir une tension de référence négative. Une résistance est mon- tée entre la tension de référence négative et l'entrée de masse virtuelle d'un amplificateur pour produire un courant utilisé pour la génération d'une tension de référence posi- tive. La tension de référence positive est utilisée pour réaliser un décalage bipolaire par montage d'une résistance entre la tension de référence positive et la borne de sor- tie analogique. La tension de référence positive est égale- ment appliquée par une résistance à une première entrée d'un amplificateur différentiel à boucle fermée dont la sortie est utilisée pour polariser plusieurs transistors constituant une source de courant et qui produisent les courants de commutation de bits à l'intérieur du convertis- seur numérique-analogique. Le signal de sortie de l'ampli- ficateur différentiel polarise également une source supplé- mentaire de courant connectée en boucle fermée sur l'entrée de l'amplificateur différentiel. La façon dont les sources de courant de commuta- tion de bits sont polarisées dans le circuit décrit ci- dessus est relativement indirecte et nécessite l'utilisa- tion d'un nombre relativement grand de composants dans le circuit convertisseur numérique-analogique. De plus, il est bien connu de l'homme de l'art qu'une régulation en boucle fermée de la tension de polarisation appliquée aux sources de courant de commutation debits réduit le temps de rétablissement d'un convertisseur numérique-analogique en raison de la bande passante limitée de l'amplificateur à boucle fermée. L'invention a donc pour objet un circuit con- vertisseur numérique-analogique qui comprend un circuit destiné à générer une tension de sortie de référence et à produire une tension de polarisation de plusieurs sour- ces de courant de commutation de bits, la tension de pola- risation étant indépendante de la tension de sortie de référence. L'invention a également pour objet un circuit convertisseur numériqueanalogique qui comprend un circuit destiné à additionner aisément et commodément un décalage bipolaire au signal analogique de sortie produit par le convertisseur numérique-analogique. L'invention a pour autre objet un circuit convertisseur numérique-analogique qui produit un signal de décalage bipolaire qui suit toutes variations du courant analogique de sortie dans son inté- gralité. L'invention a également pour autre objet un cir- cuit convertisseur numérique-analogique qui génère un signal de sortie de référence de tension par rapport à la masse, sensiblement constant vis-àvis de variations de traitement, de température et de tension d'alimentation, et pouvant être utilisé pour additionner un décalage bipolaire au courant analogique de sortie produit par le convertisseur numérique-analogique. Brièvement décrite et conformément à une forme de réalisation, la présente invention concerne un circuit convertisseur numérique-analogique qui fait passer un cou- rant de sortie de référence dans une résistance de réaction pour engendrer une tension de sortie de référence, et qui comprend un premier amplificateur différentiel destiné à référencer sur le potentiel de masse la chute de tension qui se produit dans la résistance de réaction. Le circuit convertisseur numérique-analogique comprend un circuit de régulation de tension qui est utilisé pour réguler les courants de commutation de bitsdans les commutateurs de bits du circuit convertisseur numérique-analogique, la régulation des courants de commutation de bits étant indépen- dante de la tension de sortie de référence. Le circuit régulateur de tension est également connecté à une source de courant de sortie de référence pour polariser un courant de sortie de référence sensiblement constant. La résistance de réaction est montée entre la source de courant de sortie de référence et une borne de sortie de référence de tension. Le premier amplificateur différentiel est relié par sa sortie à la borne de sortie de référence de tension, par une première entrée à une source de potentiel de masse, et par une seconde entrée à l'extrémité de la résistance de réaction opposée à celle connectée à la borne de sortie de référence de tension. Dans la forme préférée de réalisation, le cir- cuit convertisseur numérique-analogique est réalisé sous la forme d'un circuit intégré monolithique dans lequel la résistance de réaction et le premier amplificateur diffé- rentiel sont incorporés. Un circuit de limitation de courant est incorporé dans le premier amplificateur différentiel afin d'assurer une protection contre les court-circuits. Pour effectuer un décalage ou déport bipolaire du signal de sortie analogique produit par le circuit con- vertisseur numérique-analogique, une résistance de décalage bipolaire est montée entre la borne de sortie de référence de tension et la borne de courant de sortie analogique du convertisseur numérique-analogique. Un second amplificateur différentiel est connecté par une première entrée à une source de potentiel de masse, par une seconde entrée à la borne de courant de sortie analogique, et par sa sor- tie à une borne de tension de sortie analogique. Une résis- tance de sortie est montée entre la sortie du second ampli- ficateur différentiel et la borne de courant de sortie analogique du circuit convertisseur numérique-analogique pour conduire le courant analogique de sortie, diminué du courant de décalage bipolaire, et pour générer une tension analogique de sortie en réponse à ce courant. Le second amplificateur différentiel maintient la borne de courant analogique de sortie à un potentiel de masse virtuelle. De préférence, la valeur de la résistance de décalage bipolaire est choisie de manière à établir un courant de décalage bipolaire égal au courant conduit par le commuta- teur du bit de poids fort du convertisseur numérique- analogique afin d'effectuer un décalage de niveau à mi- échelle de la tension analogique de sortie. La résistance de décalage bipolaire et la résistance de sortie sont de préférence incorporées dans le circuit intégré monolithique à des fins d'asservissement thermique. A toute variation du courant analogique de sortie en grandeur réelle corres- pond une variation analogue du courant de sortie de réfé- rence de manière que le courant de décalage bipolaire continue de suivre le courant de commutation du bit de poids fort du convertisseur numérique-analogique. L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs et sur lesquels: les figures lA à 1C représentent ensemble un schéma du circuit d'un convertisseur numérique-analogique à 12 bits selon l'invention; la figure 2 est un schéma d'un circuit sinmlifié d'un réseau de référence de tension à boucle ouverte destiné à réguler le courant circulant dans un commutateur de bit et dans une branche de sortie de référence; la figure 3 est un schéma d'une partie du circuit représenté sur la figure 1A, utilisée pour géné- rer un signal de sortie de référence de tension, ce schéma représentant également un circuit de décalage bipolaire additionnel destiné à convertir le courant analogique de sortie en une tension analogique bipolaire; et la figure 4 est un schéma d'une variante du circuit de référence de tension à boucle ouverte. Les figures lA, 1B et 1C représentent un circuit convertisseur numériqueanalogique à 12 bits constituant une forme de réalisation de l'invention. Le convertisseur numérique-analogique comprend 12 bornes d'entrée numérique, y compris les bornes portant les références 2,4,6,8,10,12 et 14, destinées à recevoir un signal d'entrée à pondéra- tion binaire à 12 bits. La borne d'entrée 2 correspond au bit de poids fort du signal d'entrée numérique à 12 bits; la borne d'entrée 4 reçoit le bit ayant le deuxième poids fort; et ainsi de suite, tandis que la borne d'entrée 14 reçoit le bit de poids faible du signal numérique d'entrée. Chacune des douze bornes d'entrée (2-14) est associée à un réseau d'entrée à une seule borne destiné à réaliser une interface avec le signal d'entrée reçu et à porter ce signal reçu à un niveau de tension compatible avec un dispositif destiné à diriger le courant de commu- tation de bit associé. En général, le signal d'entrée reçu est d'une tension non négative, tandis que les commu- tateurs de bit sont alimentés sous une tension négative. Le réseau d'entrée à une seule extrémité ou borne associé à la borne d'entrée 2, comprend un transistor PNP 16 monté en diode, dont la base et le collecteur sont reliés en commun à la borne d'entrée 2 et dont l'émetteur est relié à un noeud 18. Le transistor 16 est de préfé- rence réalisé sous la forme d'un transistor PNP latéral par diffusion appropriée de deux zones de diffusion de base de type P dans une zone épitaxiale de type N, légère- ment dopée. Lorsque le transistor 16 est réalisé de cette manière, une capacité parasite 20, relativement grande, représentée en traits pointillés sur la figure 1A, est associée à sa jonction émetteur-base. L'importance de cette capacité parasite sera expliquée plus en détail ci- après. La résistance 22 est montée entre le noeud 18 et une barre 24 d'alimentation en tension sous-régulée ayant une tension d'environ +2,5 volts. La façon dont la tension appliquée à la barre 24 d'alimentation est régu- lée sera décrite plus en détail ci-après. Le noeud 18 est également relié à la base d'un transistor 26 monté en charge d'émetteur. Le collecteur du transistor 26 est relié à la barre 24 d'alimentation et son émetteur est relié à un émetteur 28 d'un transistor 30 à deux émetteurs. Le transistor 30 comporte un émetteur supplémentaire 32 monté dans un dispositif décrit ci-dessous, destiné à diriger le courant de commutation de bit. La base du tran- sistor 30 est reliée par un conducteur 34 au collecteur d'un transistor 36. La base du transistor 36 est reliée à un conducteur 38 de polarisation sous-régulée, maintenu nominalement à une tension supérieure d'environ 1 volt à la tension négative d'alimentation. L'émetteur du transis- tor 36 est relié par une résistance 40 à un conducteur d'alimentation 42 à tension négative qui, lui-même, est relié à une borne 43 d'alimentation à tension négative (-Vcc) ayant une amplitude nominale de -15 volts. En ce qui concerne le transistor 30, la jonc- tion entre l'émetteur 28 et la base de ce transistor 30 est commandée en polarisation inverse, établissant une tension de rupture de Zener d'environ 6,8 volts à travers cette jonction. Par conséquent, la tension appliquée à la base du transistor 30 est inférieure d'environ 6,8 volts à la tension appliquée à l'émetteur du transistor 26. La tension appliquée au conducteur 38 de polarisation et la valeur de la résistance 40 sont choisies de façon à main- tenir la circulation d'un courant d'environ 0,25 milliam- père dans le transistor 26 et à travers la jonction de Zener du transistor 30. Par conséquent, le transistor 26 monté en charge d'émetteur et la jonction de Zener du transistor 30 ont pour fonction de décaler le niveau de la tension au noeud 18 vers une valeur plus négative appliquée à la base du transistor 30. Le réseau d'entrée décrit ci-dessus est compa- tible avec des signaux logiques générés par un circuit logique du type TTL dans lequel une tension inférieure à environ +1,4 volt correspond à un état logique "0" et une tension supérieure à environ +1,4 volt correspond à un état logique "1". Si l'on suppose que la tension appliquée à la borne d'entrée 2 est notablement inférieure à +1,4 volt, le transistor 16 est conducteur et le noeud 18 présente une tension plus positive d'une valeur correspon- dant approximativement à une tension base-émetteur, que la tension appliquée à la borne d'entrée 2. Cependant, si la tension appliquée à la borne d'entrée 2 est notablement supérieure à +1,4 volt, le transistor 16 ne conduit pas et la tension appliquée au noeud 18 s'élève jusqu'à la valeur de la barre 24 d'alimentation, diminuée d'une tension généralement négligeable, développée aux bornes de la résistance 22 sous l'effet du courant de base du transistor 26 monté en charge d'émetteur. Une transition négative du signal appliqué à la borne d'entrée 2 provoque une polarisation dans le sens direct du transistor 16, de sorte que la transition négative est rapidement appliquée au noeud 18. Un courant suffisant est maintenu dans le transistor 26 monté en charge d'émetteur pour maintenir ce transistor 26 à l'état conducteur au cours de l'application de ces transitions négatives au noeud 18. Par ailleurs, l'application de transitions positives du signal d'entrée à la borne d'entrée rend le transistor 16 non conducteur. Les capaci- tés parasites associéesau noeud 18, à l'émetteur du tran- sistor 26, à la base du transistor 30 et au noeud commun des émetteurs des transistors 30 et 44, ces capacités s'étendant jusqu'à la masse de courant alternatif, tendent à retarder la montée de la tension au noeud 18 et la com- mutation finale du courant de commutation de bit du tran- sistor 44 vers le transistor 30. En l'absence de la capa- cité 20 montée entre la borne d'entrée 2 et le noeud 18, toutes les capacités parasites mentionnées ci-dessus se chargeraient relativement lentement sous l'effet de la résistance élévatrice 22, et la vitesse de commutation du commutateur de bit serait donc faibles de façon correspon- dante. Cependant, la capacité 20 est d'une grandeur lui permettant d'emmagasiner une charge plus que suffisante pour produire des actions de chargement et de pompage sur chacune des capacités parasites mentionnées précédemment sous l'effet des variations de tension apparaissant à la borne d'entrée 2 lorsque le signal numérique d'entrée reçu par cette borne passe par une transition positive. Par conséquent, le noeud 18, l'émetteur du transistor 26, la base du transistor 30 et le noeud commun des émetteurs des transistors 30 et 44 suivent rapidement la transition positive appliquée à la borne d'entrée 2 sous l'action de chargement et de pompaae de la capacité 20. Dans la forme préférée de réalisation, le transistor 16 est un transis- tor PNP latéral et la capacité parasite de sa jonction émetteur-base est assez grande pour produire une telle action de pompage et de charge.Il est également possible d'utiliser un transistor de type NPN comme transistor 16, auquel cas l'émetteur et la base du transistor NPN sont connectés respectivement à la borne d'entrée 2 et au noeud 18. Cependant, étant donné que la capacité parasite émetteur- base d'un transistor NPN est généralement relativement fai- ble, un condensateur séparé 20 doit de préférence être monté entre la borne d'entrée 2 et le noeud 18, ce condensateur devant avoir une capacité suffisante pour emmagasiner une charge assez grande pour assurer le pompage et la charge des capacités parasites avec la masse d'un courant alternatif associée au noeud 18, à l'émetteur du transistor 26, à la base du transistor 30 et au noeud commun des émetteurs des transistors 30 et 44, sous l'effet du changement positif de tension apparaissant à la borne d'entrée 2. Par conséquent, le réseau d'entrée formé par les transistors 16 et 26, la jonction de Zener du transis- tor 30, le transistor 36 et la résistance 40 fonctionnent de manière à transmettre rapidement les transitions posi- tives et négatives du signal logique d'entrée, appliquées à la borne d'entrée 2, à la base du transistor 30. De plus, étant donné que le transistor 16 se présente sous la forme d'un transistor PNP latéral, la tension inverse de rupture de sa jonction émetteur-base est relativement élevée, ce qui permet au signal d'entrée d'avoir une tension positive relativement grande sans nuire au réseau d'entrée. En ce qui concerne le transistor 30, son émet- teur 32 est relié à l'émetteur du transistor 44 pour for- mer un commutateur de bit ou élément de direction de courant à couplage d'émetteur. L'émetteur 32 du transistor 30 et l'émetteur du transistor 44 sont reliés chacun au collec- teur d'un transistor 46 formant une source de courant. La base du transistor 46 est connectée à un conducteur 48 qui transmet une tension de référence soigneusement régulée, générée par un circuit de référence à boucle ouverte décrit plus en détail ci-après. Deux résistances 50 et 52, ajus- tables par laser, montées en parallèle l'une avec l'autre, sont disposées entre l'émetteur du transistor 46 et le conducteur 42 d'alimentation à tension négative. Dans la forme préférée de réalisation de l'invention, les résistan- ces 50 et 52 sont réalisées par dépôt d'une couche mince d'alliage "Nichrome" sur la surface supérieure du circuit intégré monolithique pour faciliter l'ajustage par laser et maintenir un coefficient de température relativement bas pour les valeurs de ces résistances. Comme décrit ciaprès, la tension du conducteur 48 est régulée de façon à mainte- nir un courant sensiblement constant aux collecteurs des transistors 30 et 44. Dans la forme préférée de réalisa- tion de l'invention, le courant passant dans le commuta- teur de bit de poids fort est d'environ 1 milliampère. La base du transistor 44 est connectée à un conducteur 54 de tension de seuil ayant une tension qui correspond à peu près à celle apparaissant a la base du transistor 30 lorsque la tension à la borne d'entrée 2 est de + 1,4 volt. Par conséquent, lorsque la tension appliquée à la borne d'entrée 2 est sensiblement infé- rieure à +1,4 volt, la tension appliquée à la base du transistor 30 est de la même manière sensiblement infé- rieure à la tension de base du transistor 44 et la tota- lité du courant de commutation de bit produit par le tran- sistor 46 de source de courant est conduite par le transis- tor 44. Par ailleurs, si la tension appliquée à la borne d'entrée 2 est sensiblement supérieure à +1,4 volt, la tension à la base du transistor 30 est sensiblement plus positive que la tension à la base du transistor 44, et l'émetteur 32 du transistor 30 conduit la totalité du courant de commutation de bit produit par le transistor 46 de source de courant. La façon dont la tension appliquée au conducteur 54 de tension de seuil est produite sera décrite plus en détail ci-après. Le collecteur du transistor 30 est connecté à un conducteur 56 de courant résiduel qui, lui-même, est connecté à un plot commun 58. Dans la forme préférée de réalisation de l'invention, le plot commun 58 est inter- connecté par une liaison par fil à une broche de bottier de circuit intégré reliée au potentiel de masse. Par ailleurs, le collecteur du transistor 44 est relié au conducteur 60 de sortie qui est connecté à la fois à un plot 62 IOUT et à un plot 64 de détection. Dans la forme préférée de réalisation, le plot 62 IOUT est relié par fil à la broche de bottier de circuit intégré qui produit le courant de sortie analogique déterminé par le mot numé- rique d'entrée à 12 bits. Le plot 64 de détection est uti- lisé pendant la fabrication du circuit intégré monolithique pour détecter la tension présente sur le conducteur 60 pendant l'ajustage au laser des résistances. Le réseau d'entrée associé au second bit de poids fort du convertisseur numérique-analogique est essen- tiellement identique à celui utilisé pour le premier bit de poids fort et il comprend un transistor PNP 66 monté en diode, une résistance 68, un transistor 70 monté en charge d'émetteur, un émetteur 72 à montage Zener, un transistor 74 formant source de courant et une résistance 76. La borne d'entrée 4 et son réseau d'entrée associé commandent le commutateur de bit de deuxième poids fort formé par des transistors 78 et 80 connectés par leurs émetteurs. Un transistor 82 formant une source de courant est relié par son collecteur aux émetteurs des transistors 78 et 80, par sa base au conducteur 48 de tension de référence et par son émetteur à un conducteur 42 d'alimentation à tension négative, par l'intermédiaire d'une résistance 84 ajustable par laser. La base du transistor 80 de commuta- tion de bit est reliée au conducteur 54 de seuil de tension. Le collecteur du transistor 78 est connecté au conducteur 56 de courant résiduel, et le collecteur du transistor 80 est connecté au conducteur 60 de sortie. Le courant qui passe dans le commutateur de bit de deuxième poids fort est de 0,5 milliampère, ou égal à la moitié du courant passant dans le commutateur du bit de poids fort. Par conséquent, la surface d'émetteur du transistor 82 formant source de courant est dimensionnée de manière à être égale à la moitié de celle du transis- tor 46 formant source de courant. De plus, la résistance 84 est réalisée de façon à être identique aux résistances et 52. De cette manière, la densité de courant du tran- sistor formant source de courant, associé au commutateur du bit de deuxième poids fort, est essentiellement la même que la densité de courant du transistor formant source de courant correspondant et associé au commutateur de bit de poids fort, ce qui a pour résultat des caractéristiques identiques dans les deux cas. Si l'on considère à présent le bit de troisième poids fort, le signal d'entrée appliqué à la borne d'entrée 6 commande un commutateur de bit similaire, formé par l'émet- teur 86 d'un transistor 88 et un transistor 90. Le réseau d'entrée monté entre la borne d'entrée 6 et la base du transistor 88 est identique à celui utilisé pour le bit de poids fort et le bit de deuxième poids fort, décrits précédemment. La base du transistor 90 est reliée au con- ducteur 54 de tension de seuil. Un transistor 92 formant source de courant est relié par son collecteur aux émet- teurs communs des transistors 88 et 90, par sa base au conducteur 48 de tension de référence et par son émetteur au conducteur 42 d'alimentation à tension négative, par l'intermédiaire de deux résistances 94 et 96 montées en série et ajustables par laser. Les résistances 94 et 96 sont identiques, chacune, aux résistances 50, 52 et 84. Par conséquent, le courant circulant dans le commutateur du bit de troisième poids fort, formé par les transistors 88 et 90, est de 0,25 milliampère, ou égal à la moitié du courant circulant dans le commutateur du bit de deuxième poids fort et au quart du courant circulant dans le commutateur du bit de poids fort. De plus, la surface d'émetteur du transistor 92 formant souroede courant est dimensionnée de façon à être égale à la moitié de celle du transistor 82. Le collecteur du transistor 88 est connecté au conducteur 56 de courant résiduel, tandis que le collecteur du transistor 90 est relié au conducteur 60 de sortie. Chacun des trois commutateurs de bit de poids fort a pour fonction de diriger le courant de commutateur du bit associé soit vers le conducteur 60 de sortie, soit vers le conducteur 56 de courant résiduel, selon ce qui est déterminé par l'état des trois bits de poids fort du signal d'entrée numérique à 12 bits. Chacun des courants dirigés par les trois commutateurs de bit de poids fort vers le plot 62 1OUT est déterminé par les courants propor- tionnels circulant dans les transistors 46,82 et 92 formant source de courant. Si l'on se réfère à présent au bit de quatrième poids fort, la borne d'entrée 8 est reliée par un réseau d'entrée, identique aux réseaux d'entrée décrits précédem- ment, à un commutateur de bit formé par des transistors 98 et 100. Les émetteurs communs des transistors 98 et 100 sont reliés au collecteur d'un transistor 102 formant une source de courant. La base du transistor 102 est reliée au conducteur 48 de tension de référence, et son émetteur est relié au conducteur 42 d'alimentation à tension négative par l'intermédiaire d'une résistance 104 ajustable par laser. Le courant circulant dans le commutateur de bit de quatrième poids fort, formé par les transistors 98 et , est de 0,5 milliampère. Par conséquent, la surface d'émetteur, qui dimensionne le transistor 102 de source de courant, est identique à celle du transistor 82. De même, la résistance 104 est identique à la résistance 84 du commutateur de bit de second poids fort.La base du transistor 100 est reliée au conducteur 54 de tension de seuil. Le collecteur du transistor 98 est relié à un pre- mier conducteur commun 106 d'échelle (ou de courant résiduel) plutôt qu'au conducteur 56 de courant résiduel utilisé avec les trois premiers bits de poids fort. Le collecteur du transistor 100 est relié à un noeud 108 d'un réseau en échelle R-2R utilisé pour proportionner, avec pondération binaire, la répartition des courants pro- venant des commutateurs de bits commandés par les neuf bits de poids faible du mot numérique d'entrée à 12 bits. Le réseau en échelle utilisé pour déterminer les proportions du courant total provenant des neuf commu- tateurs de bits de poids faible comprend six résistances 109,110,111,112,113 et 114 montées en sériesentre, respec- tivement, le noeud 108 et le conducteur 116, lequel conduc- teur est connecté au plot 62 IOUT' Il convient de noter que le conducteur 116 forme, dans le circuit intégré, une trace métallique qui est séparée et distincte de la trace métal- lique représentée par le conducteur 60. Chacune des traces métalliques représentées par les conducteurs 60 et 116 présente une résistance propre de faible valeur. En connec- tant les résistances 109-114 du réseau en échelle au plot 62 IOUT par l'intermédiaire d'un conducteur conduits par ce conducteur. En ce qui concerne le réseau en échelle, les résistances 109 à 114 ont toutes la même valeur qui, dans la forme préférée de réalisation de l'invention, est de 900 ohms. Si la valeur de 900 ohms est considérée comme une unité R, une résistance de 6R est intercalée entre le plot 62 IOUT et le noeud 108. Ce dernier est connecté à un noeud par une résistance 118. Le noeud 120 est relié à un second conducteur commun 126 d'échelle par deux résistan- ces de dérivation 122 et 124 montées en série. La résis- tance 118 présente une valeur d'une unité R, soit 900 ohms. De même, les résistances 122 et 124 ont chacune une valeur d'une unité R ou 900 ohms. Le réseau en échelle se poursuit vers la droite (comme montré sur la figure 1C) o le noeud est relié à des noeuds identiques successifs par des résistances d'une unité R, montées en série, chacun de ces noeuds étant relié à un conducteur 126 commun d'échelle par des branches de dérivation comprenant deux résistances montées en série, ayant chacune une valeur d'une unité R. Le dernier noeud du réseau en échelle est représenté en 133 et il sera décrit plus en détail ci-après. Si l'on se réfère de nouveau au commutateur du bit de quatrième poids fort, formé par les transistors 98 et 100, le courant circulant dans ce commutateur est réglé à 0,5 milliampère, valeur égale à celle du courant circu- lant dans le commutateur du bit de deuxième poids fort. Cependant, pour maintenir la pondération binaire appropriée, le courant de sortie apporté par le commutateur du bit de quatrième poids fort doit être seulement égal au quart du courant apporté par le commutateur du bit de deuxième poids fort. Vu depuis le noeud 108, le circuit équivalent du réseau en échelle comprend une résistance 6R aboutissant au plot 62 IOUT et une résistance 2R aboutissant au conduc- teur commun 126 d'échelle. Si l'on suppose que le plot 62 IOUT et le commutateur commun 126 d'échelle sont chacun sensiblement à la tension de masse, un quart du courant conduit par le transistor 100 du commutateur de bit de quatrième poids fort provient du plot 62 IOUT et les trois- quarts restants du courant proviennent du conducteur com- mun 126 d'échelle. Par conséquent, le commutateur du bit de quatrième poids fort ne fournit qu'un courant de 0,125 milliampère au plot 62 I Le commutateur du bit de cinquième poids fort comprend des transistors 128 et 130 connectés par leurs émetteurs. Le courant circulant dans le commutateur du bit de cinquième poids fort est le même que celui circulant dans le commutateur du bit de quatrième poids fort, soit 0,5 milliampère. Le collecteur du transistor 130 est relié au noeud 120.Vue depuis le noeud 120, une résistance 7R s'étend entre ce dernier et le plot 62 IOUT' La partie restante du réseau en échelle présente une résistance équivalente 1R entre le noeud 120 et le conducteur commun 126 d'échelle. Par conséquent, un huitième du courant conduit par le transistor 130 provient du plot 62 'OUT' tandis que les sept-huitièmes restants de ce courant pro- viennent du conducteur commun 126 d'échelle. Le transis- tor 130 ne fournit donc qu'un courant de 62,5 microampères au plot 62 IOUT' soit la moitié du courant fourni par le commutateur du bit de quatrième poids fort. Comme décrit précédemment, les courants circu- lant dans les commutateurs des bits de quatrième et cin- quième poids forts ont chacun une valeur de 0,5 milliampère. De même, les courants des commutateurs restants de bits de poids plus faible, à l'exception des commutateurs des deux bits de poids le plus faible,sont égaux à 0,5milliampère. Etant 1S donné que chaque commutateur de bit conduit un courant du même ordre de grandeur que les autres commutateurs de bits, tous les commutateurs ont des vitesses de commutation sensiblement égales; ce résultat ne serait pas obtenu si les proportions de courants fournis par les commutateurs de bits étaient effectuées par échelonnement des courants de commutation de bits (par exemple par l'utilisation d'un réseau d'échelle pour échelonner les courants conduits par les transistors formant source de courant dans chacun des commutateurs de bits). Les lignes pointillées partant vers la droite du commutateur de bit de cinquième poids fort sur la figure 1C désignent les cinq commutateurs de bits suivants et leursconnexions R-2R avec le réseau en échelle. Le dernier étage du réseau en échelle comprend une résistance 129 connectée en série au noeud 133 et une résistance 131 de dérivation entre le noeud 133 et le conducteur commun 126 d'échelle. Les résistances 129 et 131 ont chacune une valeur d'une unité R ou 900 ohms. Un conducteur 135 relie le noeud 133 à un transistor de commutation de bit faisant partie du commutateur de bit de troisième poids faible (non représenté). Chacun de ces cinq commutateurs suivants de bits est identique au commutateur de bit de cinquième poids fort. Pour chacun des commutateurs de bits successifs, le réseau en échelle se prolonge par division par deux du courant fourni par chaque commutateur de bit au plot 62 IOUT par rapport au courant fourni par le commutateur de bit qui précède immédiatement. Si l'on se réfère encore à la figure 1C, on voit que le commutateur du bit de deuxième poids faible comprend des transistors 132 et 134 connectés par leurs émetteurs. Les émetteurs communs des transistors 132 et 134 sont reliés au collecteur d'un transistor 136 formant source de courant. La borne d'entrée 12 est connectée à la base du transistor 132 par un réseau d'entrée identique à celui décrit précédemment. La base du transistor 134 est reliée au conducteur 54 de tension de seuil. Le courant circulant dans le commutateur du bit de deuxième poids faible est maintenu à 0,25 milliampère, soit la moitié du courant maintenu dans les sept commutateurs de bits précédents, *d'une manière décrite ci-après. Le commutateur de bit de poids faible comprend des transistors 138 et 140 connectés par leurs émetteurs. La borne d'entrée 14 est reliée à la base du transistor 138 par un réseau d'entrée identique à celui décrit précé- demment. La base du transistor 140 est reliée au conduc- teur 54 de tension de seuil. Les émetteurs communs des transistors 138 et 140 sont reliés au collecteur du tran- sistor 142 formant source de courant. Le courant est main- tenu dans le commutateur de bit de poids faible à 0,125 milliampère, soit la moitié du courant maintenu dans le commutateur de bit de second poids faible. Les transistors 136 et 142 formant des sources de courants sont connectés par leurs bases au conducteur 48 de référence de tension et par leurs émetteurs, en commun, à une extrémité d'une résistance 144 dont l'autre extrémité est reliée au conducteur 42 d'alimentation à tension négative. De plus, la base et l'émetteur du tran- sistor 146 sont reliés en commun à la base et à l'émet- teur, respectivement, des transistors 136 et 142. La surface d'émetteur du transistor 136 est égale à la moitié de celle du transistor 102 formant source de courant, tandis que les surfaces d'émetteur des transistors 142 et 146 sont égales chacune à un quart de celle du transis- tor 102. Par conséquent, la somme des surfaces des émet- teurs des transistors 136, 142 et 146 est égale à la sur- face d'émetteur du transistor 102 de source de courant. La résistance 144 présente une valeur égale à celle de la résistance 104 connectée à l'émetteur du transistor 102. En conséquence, le courant passant dans la résistance 144 est de 0,5 milliampère, c'est-à-dire une valeur égale à celle du courant passant par le commutateur de bit de quatrième poids fort. Cependant, les transistors 136, 142 et 146 répartissent le courant conduit par la résistance 144 de manière que le transistor 136 conduise un courant de 0,25 milliampère et que les transistors 142 et 146 conduisent chacun un courant de 0,125 milliampère. Le collecteur du transistor 146 est connecté au conducteur 148 qui, lui-même, est connecté au plot commun 58. Etant donné que l'échelonnement des parts de courant provenant du commutateur du bit de deuxième poids faible et du commutateur du bit de poids faible est réa- lisé par des transistors 136 et 142 constituant des sour- ces de courant, le réseau en échelle décrit ci-dessus ne doit pas être prolongé au-delà du commutateur du bit de troisième poids faible. Par conséquent, les collecteurs des transistors 134 et 140 sont connectés directement au noeud 133 du réseau en échelle, sans résistance intermé- diaire en série ou en dérivation. Il convient de noter que le premier conducteur commun 106 en échelle (qui conduit les courants "résiduels" qui ne sont pas dirigés vers le réseau en échelle) et le second conducteur commun 126 d'échelle sont séparés chacun du conducteur 56 de courant résiduel et ils sont finalement reliés au plot commun 150 d'échelle formé dans le circuit intégré. Dans la forme préférée de réalisation de l'inven- tion, un second plot 152 de liaison par fil ( d'une liaison par fil entre le circuit intégré du conver- tisseur numérique-analogique et un circuit intégré addi- tionnel (tel qu'un amplificateur opérationnel) pour y appliquer le potentiel de masse. Le plot commun 150 d'échelle et le plot commun 58 sont câblés par fil séparément sur une broche de bol- tier unique couplée au potentiel de masse. Comme décrit ci-dessus, le plot commun 58 est connecté au conducteur 56 qui, lui--méme, est relié aux commutateurs des trois bits de poids les plus forts afin d'en écouler les cou- rants résiduels. Par ailleurs, le plot commun 150 d'échelle est connecté aux commutateurs de neuf bits ayant les poids les plus faibles. Comme mentionné précédemment, les traces métalliques réalisées à l'intérieur d'un circuit intégré présentent, de par leur nature, une petite résistance. Le fait que le plot commun 58 et le plot commun d'échelle soient séparés est avantageux, car la commutation de courant dans les trois commutateurs de bits de poids fort n'affecte pas les tensions qui apparaissent en divers points de la longueur du conducteur commun 126 d'échelle. Par conséquent, l'aptitude du réseau en échelle à propor- tionner de façon précise et linéairement les parts de courant des neuf commutateurs de bits de poids faible est notablement accrue. Etant donné qu'une broche de boîtier présente elle-même une résistance extrêmement faible, une très faible erreur de linéarité résulte de la liaison par fil entre le plot commun 58 et le plot commun 150 d'échelle avec la même broche de bottier. Comme représenté sur la figure 1C, le conduc- teur 106 est connecté au conducteur 126 à un noeud 127. Dans certains cas, le noeud 127 peut être éloigné physique- ment du plot commun 150 d'échelle, auquel cas il peut exister une résistance notable due à la trace métallique. Cette résistance de trace métallique est représentée sché- matiquement par le cadre pointillé 129 sur la figure IC, et le conducteur 126' représente le tronçon du conducteur 126 situé principalement entre le plot commun 150 d'échelle et le cadre pointillé 137. Pour améliorer la linéarité du réseau en échelle, il est essentiel que les courants rési- duels conduits par le conducteur 106 soient dirigés vers le conducteur 126 sur le côté du cadre pointillé 137 opposé à celui du plot commun 150 d'échelle. Si le noeud 127 était situé sur le conducteur 126' plutôt que sur le conducteur 126, des variations de tension entre les extré- mités de la résistance due à la trace métallique, représen- tée par le cadre pointillé 137, feraient apparaître des erreurs notables dans les courants proportionnés par le réseau en échelle. Le circuit de référence de tension à boucle ouverte, utilisé pour réguler le courant dans chacun des commutateurs de bits du convertisseur numérique-analogique, sera à présent décrit en regard des figures lA et 1B. Le circuit de référence de tension comprend une branche de référence à diode de Zener indiquée globalement par la référence numérique 154 et destinée à conduire un premier courant et à générer, en réponse à ce courant, une compo- sante de tension compensée en température. En particulier, la branche 154 de référence comprend un transistor 156 monté en diode dont l'émetteur est connecté au conducteur 42 d'alimentation à tension négative et dont la base et le collecteur sont reliés à un noeud 158. Une diode 162 de Zener est montée entre le noeud 158 et un noeud 160. Dans la forme préférée de réalisation de l'invention; la diode 162 de Zener est réalisée sous la forme d'une jonc- tion de Zener enfouie afin que ses caractéristiques restent plus stables avec le temps. Cette jonction de Zener enfouie peut être formée par diffusion initiale d'une zone d'isola- tion de type P fortement dopée, en un point situé à l'inté- rieur du circuit intégré monolithique, puis par diffusion d'une zone d'émetteur de type N, fortement dopée, sur le dessus de la zone de type P diffusée précédemment, ce qui crée une jonction brusque P-N au-dessous de la surface du circuit monolithique. Pour établir un contact avec le côté de type P de la jonction de Zener, une région de base de type P est diffusée avant la diffusion de l'émetteur. La région de base de type P recouvre la région d'isolation et s'étend latéralement au-delà de la diffusion d'émetteur sur des premier et second côtés opposés de celle-ci, pour permettre la réalisation de premier et second conctacts, respectivement, avec le côté de type P de la jonction de Zener. La région ou zone d'émetteur N+ est interconnectée au noeud 160,et les premier et second contacts avec la région de base de type P sont interconnectés au noeud 158. La branche de référence 154 comprend en outre un multiplicateur de la tension de la jonction base-émetteur (V BE) formé par un transistor 164 et des résistances 166 et 168 ajustables par laser. L'émetteur du transistor 164 est relié au noeud 160,et sa base et son collecteur sont reliés à des noeuds 170 et 172, respectivement. La résistance 166 est montée entre le noeud 160 et le noeud 170 et la résis- tance 168 est montée entre le noeud 170,et le noeud 172. Un plot 174 de détection d'ajustage est connecté au noeud 172 pour permettre à la tension présente à ce noeud 172 d'être captée à la sonde et détectée pendant les opérations d'ajustage au laser. Le noeud 172 est également relié à l'émetteur d'un transistor 176 dont le collecteur est relié à une barre 178 de référence de tension et dont la base est reliée par une résistance 180 à la barre 178 de référence de tension. Le courant conduit par la branche 154 de réfé- rence provoque une polarisation de la barre 178 de réfé- rence de tension sous une tension prédéterminée, supérieure à celle du conducteur 42 d'alimentation à tension négative. En réponse à la tension de polarisation appliquée à la barre 178 de référence de tension, un courant est engendré dans une branche adjacente asservie, désignée globalement par la référence numérique 182. La branche asservie 182 comprend un transistor 184 dont la base est reliée à la barre 178 de référence de tension et dont l'émetteur est relié à un noeud 186. Ce dernier est relié à la base et au collecteur d'un transistor 188 monté en diode dont l'émetteur est connecté à un noeud 190. La base et l'émetteur d'un tran- sistor 192 sont connectés en commun à la base et à l'émet- teur, respectivement, du transistor 188. Cependant, la source d'émetteur du transistor 192 est dimensionnée de façon à être égale à trois fois celle du transistor 188. Par conséquent, le transistor 192 conduit trois fois plus de courant que le transistor 188. Le collecteur du tran- sistor 192 est relié par un conducteur 148 au plot commun 58. Le noeud 190 est relié par une résistance 194 à un noeud 196. Le collecteur d'un transistor 198 est relié directement au noeud 196 et sa base est reliée par une résistance 200 au noeud 196. L'émetteur du transistor 198 est relié par une résistance 202 au conducteur 42 à tension d'alimentation négative. Dans la forme préférée de réalisa- tion de l'invention, les valeurs des résistances 194j 200 et 202 sont toutes égales et ont à peu près 3,3 Kohms. Une partie (un quart) du courant généré dans la branche asservie 182, en réponse à la tension de polariÉa- tion établie par la branche 154 de référence, est conduite par un circuit symétrique de courant PNP qui comprend des transistors 204 et 210-213. En divisant par 4 le courant passant dans la branche asservie avant de le conduire dans le circuit symétrique ou circuit miroir PNP, on réduit les densités de courant passant dans les transistors PNP. Les transistors PNP réalisés dans des circuits intégrés monolithiques ne travaillent généralement pas à des densi- tés de courant plus élevées. En outre, le facteur 6 (fac- teur d'amplification de courant) de ces transistors est notablement plus élevé pour des densités de courant plus basses. L'accroissement du facteur 1 a pour résultat de plus faibles courants nominaux de base dans les tran- sistors PNP; par conséquent, les erreurs dues à des varia- tions de ces courants de base (par exemple par suite de variations de température ou de la tension d'alimentation) ont, de façon correspondante, des amplitudes plus faibles. Le collecteur du transistor 184 est relié au collecteur du transistor PNP 204 ainsi qu'à la base du transistor PNP 206. L'émetteur du transistor 204 est relié par une résistance 208 au conducteur commun 148. La base du transistor 204 réalise une connexion commune avec les bases des transistors PNP 210,211, 212 et 213. La base du transistor 204 est également reliée par une résistance 214 à l'émetteur du transistor 206. Le collecteur de ce tran- sistor 206 est connecté au conducteur 42 à tension d'ali- mentation négative. Bien que la base et le collecteur du transistor 204 puissent réaliser une connexion commune, l'addition du transistor 206 dévie les courants de base des transistors 204 et 210-213 vers la masse et empêche également la saturation du transistor 204 à des températures plus élevées. Une résistance 214 est montée en série avec l'émetteur du transistor 206 pour éviter les oscillations. Les émetteurs des transistors 210 et 211 sont reliés en commun à une extrémité d'une résistance 216 dont l'autre extrémité est reliée au conducteur commun 148. De même, les émetteurs du transistor 212 et 213 sont reliés en commun à une extrémité d'une résistance 218 dont l'autre extrémité est reliée au conducteur commun 148. Les surfaces des émetteurs des transistors 204,210, 211,212 et 213 sont toutes égales entre elles et la valeur de chacune des résistances 216 et 218 est égale à la moitié de celle de la résistance 208. Par conséquent, le courant global con- duit par les transistors 210 et 211 est égal au double de celui conduit par le transistor 204. De façon similaire, le courant global conduit par les transistors 212 et 213 est égal au double de celui conduit par le transistor 204. Les collecteurs des transistors 210,211,212 et 213 sont connectés en commun à la barre 178 de référence de tension afin d'appliquer à cette dernière un courant symétrique. Le courant symétrique produit par les transistors 210-213 est sensiblement égal à quatre fois le courant conduit par le transistor 184, ou à peu près égal au courant conduit par la branche asservie 182. A peu près la totalité du courant symétrique appliqué par les transistors 210- 213 à la barre 178 de référence de tension est conduit par la branche 154 de référence pour établir la tension de réfé- rence sur la barre 178 de référence (tous les autres cou- rants provenant de la barre 178 de référence de tension étant des courants de base relativement faibles). Pour assurer la circulation initiale d'un cer- tain courant dans la branche 154 de référence, un disposi- tif 220, connu sous le nom de "epi-FET", est monté entre le conducteur commun 148 et la barre 178 de référence de tension. Ainsi qu'il est bien connu de l'homme de l'art, un tel dispositif à transistor à effet de champ peut être fabriqué par isolation d'une région épitaxiale allongée de type N, puis diffusion d'une région de base de type P qui s'étend latéralement en travers de la partie centrale de la région épitaxiale allongée. Une extrémité de la région épitaxiale allongée est reliée au conducteur commun 148 et l'extrémité opposée est reliée à la barre 178 de réfé- rence de tension. La région de base de type P pénètre dans l'isolation de type P et elle est donc polarisée à travers le substrat à la tension d'alimentation négative. Si an suppose qu'aucun courant ne circule initialement dans la branche 154 de référence, la tension présente sur la barre 178 de référence est sensiblement égale à la ten- sion négative d'alimentation. Dans ce cas, le dispositif 220 "epi-FET" est polarisé de manière à conduire le courant vers la barre 178 de référence de tension, lequel courant est initialement conduit par la base du transistor 184. Le courant de collecteur qui en résulte dans le transistor 184 est réfléchi par le circuit miroir PNP de courant et le courant ainsi réfléchi est injecté dans la barre 178 de référence de tension. Le courant supplémentaire fourni par le circuit symétrique PNP de courant est conduit par la base du transistor 184 afin d'accroître davantage le courant de collecteur de ce dernier. Cette opération de régénération se poursuit jusqu'à ce que la tension présente sur la barre 178 de référence de tension soit suffisam- ment grande pour provoquer la mise en avalanche de la diode 162 de Zener et rendre fonctionnelle la branche 154 de référence, à la suite de quoi la barre 178 de référence de tension se stabilise à son état d'équilibre. Lorsque la tension de la barre 178 de référence s'élève, le transis- tor à effet de champ 220 se trouve isolé et est pratique- ment non conducteur au moment o la barre 178 de référence de tension parvient à son état d'équilibre. L'amplitude de la tension entre la barre 178 de référence de tension et le conducteur 42 d'alimentation à tension négative est relativement grande, car cette ten- sion comprend la chute de tension aux bornes de la diode 162 de Zener ainsi que plusieurs tensions de jonction base-émetteur polarisées dans le sens direct. Une branche de division, indiquée globalement par la référence numéri- que 222, est incorporée dans le circuit de référence de tension à boucle ouverte afin de dériver une tension de référence secondaire ayant une amplitude (telle que mesurée à partir du conducteur 42 d'alimentation à tension négative) égale à environ la moitié de celle de la tension présente sur la barre 178 de référence. Le courant circulant dans la branche 222 de division dépend principalement d'un transis- tor 224 et d'une résistance 226. La base du transistor 224 est reliée au noeud 196 de la branche asservie 182. L'émet- teur du transistor 224 est relié par la résistance 226 au conducteur 42 à tension négative d'alimentation. Les surfa- ces des émetteurs des transistors 224 et 198 sont égales entre elles, et les valeurs des résistances 226 et 202 sont égales entre elles aussi. Par conséquent, le courant conduit par le transistor 224 est symétrique du courant conduit par la branche asservie 182. Le collecteur du transistor 224 est relié par un noeud 228 à une extrémité d'une résistance 230 et à une extrémité d'une résistance-232. L'extrémité opposée de la résistance 230 est reliée à l'émetteur d'un transistor 234 dont la base est reliée à la barre 178 de référence de tension. Le collecteur du transistor 234 est relié au conducteur commun 148. Par conséquent, la tension du noeud 228 est dérivée de la tension apparaissant sur la barre 178 de référence de tension, mais elle est diminuée de la tension de la jonction base-émetteur du transistor 234 et de la chute de tension se produisant dans la résistance 230. Dans la forme préférée de réalisation de l'invention, chacune des résistances 226 et 230 présente une valeur de 3,3 Kohms. La tension développée au noeud 228 par la bran- che 222 de division est sensiblement réduite par rapport à la tension de référence développée sur la Marre 178 de référence. Néanmoins, une impédance relativement élevée est associée au noeud 228. Ainsi qu'il est connu de l'homme de l'art, il est souhaitable de commander les transistors formant sources de courants (46,82,92,102, etc.) des commu- tateurs de bits à l'aide d'un noeud d'impédance relative- ment basse, afin de fournir à ces transistors un courant de commande suffisant et afin de les rendre insensibles aux transitoires apparaissant sur le conducteur 48 de tension de référence par suite des commutations rapides d'un ou plusieurs commutateurs de bits. Par conséquent, une branche de commande montée en charge d'émetteur, indiquée glcbaleoent parla référence numérique 238, est incorporée dans le circuit de référence à boucle ouverte pour établir un point de commande à basse impédance, connecté au conducteur 48 de référence de tension. La résistance 232 est montée entre les noeuds 228 et 236 afin de connecter la branche 238 de commande à charge d'émetteur à la branche 222 de division. L'insertion de la résistance 232 entre les noeuds 228 et 236 augmente l'impé- dance entre la barre 178 de référence de tension et la branche 238 de commande, ce qui isole davantage la barre 178 de référence de tension visà-vis des transitoires induits sur le conducteur 48 de référence de tension par suite des actions de commutation des commutateurs de bits. Dans la forme préférée de réalisation, la résistance 232 présente une valeur de 3,3 Kohms. Un transistor 240 monté en charge d'émetteur est relié par sa base au noeud 236 et par son émetteur à un noeud 242 pour commander le conduc- teur 48 de référence de tension. Le collecteur du transis- tor 240 est relié à l'émetteur d'un transistor 244 dont la base et le collecteur sont reliés à la barre 178 de réfé- rence de tension et au conducteur commun 148, respective- ment. Le transistor 244 sert à connecter le collecteur du transistor 240 à la masse tout en maintenant la tension base-collecteur du transistor 240 à une valeur sensiblement constante quelles que soient les variations de la tension négative d'alimentation. Le noeud 242 est également relié au collecteur d'un transistor 246 et à une extrémité d'une résistance 248 dont l'extrémité opposée est connectée à la base du tran- sistor 246. L'émetteur de ce transistor 246 est relié par une résistance 250 au conducteur 42 d'alimentation à tension négative. La surface d'émetteur du transistor 246 est égale à celle du transistor 46 formant source de courant et faisant partie du commutateur de bit de poids fort, et la valeur de la résistance 250 est de 3,3 Kohms, soit la moitié de celle des résistances 50 et 52 du commutateur de bit de poids fort. Par conséquent, les caractéristiques de densité de courant et de comportement à la température du transis- tor 246 sont sensiblement identiques à celles des transis- tors formant sources de courants, associés à chacun des commutateurs de bits. La façon dont le circuit de référence de tension à boucle ouverte montré sur les figures lA et 1B maintient les courants de commutation de bit à des valeurs constantes et indépendantes des variations de température et de tension d'alimentation sera à présent décrite en regard du schéma simplifié de la figure 2 sur lequel les composants, les noeuds et les conducteurs identiques à ceux représentés sur les figures 1A-1C portent les mêmes références numériques auxquelles un signe prime est ajouté. Sauf indication contraire, toutes les références à la tension sont données par rapport à la tension négative d'alimentation. Si on considère d'abord la branche 154 de référence, la diode de Zener 162' présente un coefficient de température positif, c'est-à-dire que la tension aux bornes de cette diode 162' augmente à un rythme de variation particulier lorsque la température augmente, si l'on suppose que le courant pas- sant dans la diode est sensiblement constant. Ainsi qu'il est bien connu de l'homme de l'art, la tension de la jonc- tion base-émetteur du transistor 164' présente un coeffi- cient de température négatif, c'est-à-dire que la tension de la jonction base-émetteur diminue à un rythme de varia- tion particulier lorsque la température augmente, pourvu que le transistor 164' conduise un courant constant. D'une façon générale, le coefficient de température de la diode 162' de Zener est sensiblement de l'ordre de 1,25 à 1,5 fois plus grand que le coefficient de température de la tension de la jonction base-émetteur du transistor 164'. Le transistor 164' et les résistances 166' et 168' sont interconnectés pour former un multiplicateur dit VBE dans lequel la tension développée aux bornes de la résistance 168' est proportionnelle à la tension de la jonction base-émetteur du transistor 164' selon le rapport des valeurs des résistances 168' et 166'. Par conséquent, si l'on suppose que la valeur de la résistance 168' est supérieure d'environ 1,25 fois à celle de la résistance 166', la chute de tension aux bornes de la résistance 168' sera 1,25 fois plus grande que la tension de la jonction base- émetteur du transistor 164'. En choisissant de façon appropriée le rapport des résistances 166' et 168', on peut donner au coefficient de température de la tension engen- drée aux bornes de la résistance 168' une valeur à peu près égale et opposée à celle de la tension aux bornes de la diode 162' de Zener. Les résistances 166' et 168' peuvent être ajustées au laser afin qu'il soit possible de régler le multiplicateur VB- en fonction des coefficients parti- culiers de température de la diode 162' de Zener et de la jonction baseémetteur du transistor 164'. Dans la forme préférée de réalisation, les résistances 166' et 168' peuvent être ajustées pour faire varier la tension aux bornes de la résistance 168' à une valeur située dans une plage de l'ordre d'environ 1 à 3 fois celle de la tension de la jonction base-émetteur du transistor 164'. Par consé- quent, la somme des tensions Produites aux bornes de la diode 162' de Zener et aux bornes de la résistance 168' est une tension constante VCOMP indépendante des variations de la température, pourvu que le courant soit maintenu à une valeur relativement constante dans la branche de référence. La tension présente sur la barre 178' de réfé- rence est égale à la somme des, tensions aux bornes de la diode 156', de la diode 176' et de la jonction base- émetteur du transistor 164', plus la tension VCOMP. Par conséquent, la tension présente sur la barre 178' de réfé- rence diminue à raison de trois fois le coefficient de température d'une tension de jonction base-émetteur, pourvu que le courant IZ passant dans la branche de référence soit maintenu à une valeur constante. Si l'on se réfère à présent à la branche asservie indiquée en 182 sur la figure 2, le coefficient de tempéra- ture de la barre 178' de référence de tension est exacte- ment compensé par les coefficients négatifs de température des trois tensions des jonctions base-émetteur associées au transistor 184', à la diode 188'et à la diode 198'. Par conséquent, une tension constante en résulte aux bornes des résistances 194' et 202' et, par conséquent, un courant constant I circule dans la branche asservie. Pour maintenir à une valeur constante le courant Iz circulant dans la branche de référence, les transistors 204' et 210' produisent un courant qui est le symétrique du courant constant I circulant dans la branche asservie et ce courant symétrique est renvoyé à la branche de réfé- rence. Le courant fourni par le transistor 210' à la barre 178' de référence de tension est proportionnel au courant constant I. Etant donné que les courants de base appelés par les transistors 184', 234', 244' et 282' sont négligea- bles par rapport au courant conduit par la branche de référence, le courant constant fourni par le transistor 210' circule essentiellement dans la branche de référence, alimentant cette dernière en un courant Iz qui est sensi- blement constant, quelles que soient les variations de température ou de la tension d'alimentation. Par conséquent, la branche de référence à diode de Zener établit son pro- pre courant en développant une tension utilisée pour engen- drer un courant dans la branche asservie, lequel courant de la branche asservie est ensuite renvoyé de façon symé- trique à la branche de référence à diode de Zener. Etant donné que le courant I circulant dans la branche asservie est constant, la tension présente au noeud 196' possède un coefficient de température égal à celui de la tension de la jonction base-émetteur de la diode 198'. Les densités de courant dans les jonctions émetteur-base des transistors 224' (de la branche de division) et 278' (de la branche de sortie de référence) correspondent à celle de la diode 198'. De façon similaire, les résistances 226' (de la branche de division) et 280' (de la branche de sortie de référence) sont identiques à la résistance 202'. Par conséquent, un courant Il'' conduit dans la branche de division et un courant Il' conduit dans la branche de sortie de référence sont identiques au courant I circu- lant dans la branche asservie et ils sont donc également pratiquement indépendants de la température et de la ten- sion d'alimentation. Comme mentionné précédemment, la tension pré- sente sur la barre 178' de réf?:rence est égale à VCOMP plus les trois tensions des jonctions base-émetteurs. Par conséquent, la somme des tensions aux bornes des résis- tances 194' et 202' de la branche asservie est une cons- tante égale à VCOMp. Les valeurs des résistances 194' et 202' sont de préférence choisies de façon à être égales; par conséquent, la tension au noeud 196' est égale à la moitié de VCOMP plus la tension de la jonction base- émetteur de la diode 198'. En conséquence, la tension aux bornes de la résistance 226' de la branche de division est égale à la moitié de V COMP. La résistance 230' de la bran- che de division est choisie de façon à être égale à la résistance 226' et, par conséquent, la chute de tension aux bornes de la résistance 230' est aussi égale à la moitié de VCOMP. La tension qui en résulte au noeud 228' est la tension de la barre 178' de référence, diminuée de la somme des tensions aux bornes de la jonction base- émetteur du transistor 234' et de la résistance 230', à savoir: V228'= (VCOMP + 3VBE (V BE +23 COMP 3VBE V BE - (1/2)(VCOMP) = 2VBE + (1/2)VCo4P Par conséquent, la composante VCOMP de la tension appliquée à la barre 178' de référence de tension est divisée de moitié au noeud 228' par la branche de division. Il est souhaitable de réduire l'amplitude de la composante VCOMP appliquée au conducteur 48' de tension de référence pour permettre le fonctionnement du circuit convertisseur numérique-analogique sous des tensions négatives réduites d'alimentation, sans saturation des transistors constituant les sources de courant de commutation de bits. Comme représenté sur la figure 2, la branche de commande à charge d'émetteur, indiquée en 238, comprend un transistor 240' monté en charge d'émetteur, ainsi qu'une diode 246' et une résistance 250' pour maintenir la circu- lation d'un courant de polarisation à travers le transis- tor 240'. La branche de commande à charge d'émetteur éta- blit un point de commande à basse impédance pour la com- mande du conducteur 48' de tension de référence. La faible impédance associée à la branche de commande à charge d'émetteur sert également à absorber rapidement tous cou- rants transitoires conduits par le conducteur 48' de réfé- rence de tension et résultant de l'action des commutations se produisant dans les divers commutateurs de bits, ce qui permet au conducteur 48' de se stabiliser rapidement et, par conséquent, au courant analogique de sortie dérivé des courants de commutation de bits de se stabiliser rapidement à sa valeur finale. La résistance 250' (située dans la branche à charge d'émetteur) présente une valeur égale à celle des résistances 194' et 202' (de la branche asservie) et à celle des résistances 226' et 230' (de la branche de division). Les surfaces d'émetteur du transistor 240' et de la diode 246' (de la branche à charge d'émetteur) sont égales à celles des éléments 156',176', 184', 188', 198', 224' et 234'. Par conséquent, les niveaux de courant et les chutes de tension base-émetteur qui en résultent dans le transistor 240' et la diode 246' correspondent à ceux des éléments 156', 176',184',188',198',224' et 234'. Le courant IF de la branche à charge d'émetteur est donc essentielle- ment constant et son amplitude est égale à celle des cou- rants Il, Il, et Il,,. * De plus, la tension appliquée au conducteur 48' est égale à la moitié de VCOMP plus la tension d'une jonction base-émetteur. Si l'on se réfère à présent au commutateur de bit montré sur la figure 2 et indiqué en CB, la surface d'émetteur du transistor 46' et la valeur de la résistance ' sont choisies pour établir une densité de courant, dans le transistor 46', égale à celle établie dans le transistor 240'. Par conséquent, la tension de la jonction base-émetteur du transistor 46' et son coefficient de température correspondent à ceux des éléments actifs de la branche de référence, de la branche asservie, de la branche de division et de la branche de commande à charge d'émetteur. La tension résultante aux bornes de la résis- tance 50' du commutateur de bit est donc une tension sen- siblement constante, égale à la moitié de VCOMp. Etant donné que VCOMP est une tension constante indépendante de la température et de la tension d'alimentation, le cou- rant résultant IL circulant dans le commutateur de bit est également constant. En résumé, les tensions des jonctions base-émetteur associées aux transistors 46' (dans le commutateur de bit), 240' (dans la branche de com- mande à charge d'émetteur), et 234' (dans la branche de division) sont annulées par les diodes 156' et 176' et par la tension de la jonction base-émetteur du transistor 164' de la branche de référence. L'analyse ci-dessus du circuit représenté sur la figure 2 ignore des effets d'erreurs de second ordre dus à des variations résultant de la température et de la tension d'alimentation et affectant le gain en courant (ou facteur alpha) des transistors faisant partie du cir- cuit de référence à boucle ouverte. Il est bien connu qu'une variation de température s'accompagne d'une varia- tion du gain en courant d'un transistor. Il est également bien connu qu'une variation de la tension base-collecteur d'un transistor, qui peut résulter de variations de la tension négative d'alimentation, s'accompagne d'une varia- tion du gain en courant du transistor ainsi que d'une variation du rendement d'émetteur du transistor. Ce dernier phénomène concernant la tension base-collecteur est communément appelé effet Early. La variation de la tension base-collecteur peut être éliminée, en ce qui concerne certains transistors, par simple addition de transistors montés en charge d'émet- teur, en des points appropriés, afin de limiter les ten- sions de collecteur de ces transistors à une valeur réfé- rencée sur la tension négative d'alimentation. Par exemple, la variation de la tension base-collecteur des transistors 240' et 278' est éliminée par addition de transistors 244' et 282', respectivement. Cependant, les transistors 46', 184', 210' et 234' sont tous sujets à une variation due à l'effet Early. Le courant de commutation de bit conduit par le collecteur du transistor 44' est sujet à des variations dues à des fluctuations, engendrées par la température, du gain en courant des transistors 44' et 46'. De façon similaire, le courant de référence conduit par le collecteur du transistor 284' dans la branche de sortie de référence est sujet à des variations dues à des fluctuations du gain en courant des transistors 278' et 282' par suite de variations de la température. Pour compenser les variations du gain en courant dues à des changements de température, on peut noter que la diode 246' de la branche de commande à charge d'émetteur représentée sur la figure 2 est remplacée par un tran- sistor 246 et une résistance de base 248 sur les figures 1A et 1B. De même, la diode 176' de la branche de référence montrée sur la figure 2 est remplacée par un transistor 176 et une résistance de base 180 sur les figures 1A et 1B. De plus, la diode 198' de la branche asservie montrée sur la figure 2 est remplacée par un transistor 198 et une résistance de base 200 sur les figures 1A et 1B. Si la tension présente entre l'émetteur et le collecteur du transistor 246 est exprimée sous la forme VCE(246)' et si la tension de la jonction base-émetteur du transistor 246 est exprimée sous la forme VBE((246>1 et si, en outre, le facteur d'amplification (c'est-à-dire le rapport du courant de collecteur IC au courant de base IB) du transistor 246 est exprimé par bêta, et la résistance 248 est désignée R248, la grandeur VCE(246) peut être exprimée par: VCE(246} VBE(246) IB R248 =VBE(246) (IC/P)-R248 Lorsque la température augmente, VBE(246) diminue et 9 augmente. Par conséquent, le terme (IC/9).R248 diminue également lorsque la température augmente. Le coefficient de température (ou taux de variation) de V-E siblement supérieur à celui de VBE(246) par suite de la présence de la résistance de base 248. Par conséquent, en ajoutant la résistance de base 248, on augmente effica- cement le coefficient effectif de température de la diode 248' (voir figure 2). De même, l'addition des résistances de base 180 et 200 accroît efficacement les coefficients de température des diodes 176' et 198', respectivement (voir figure 2). En sélectionnant convenablement les valeurs des résistances de base 248, 180 et 200, on peut faire diminuer légèrement le courant IL de commutation de bit conduit par la résistance 50' (voir figure 2) et le courant de la branche de sortie de référence conduit par la résis- tance 280' lorsque les températures augmentent, cette diminution s'effectuant à un taux qui compense les gains en courant accrus des transistors 44' et 46' et des transistors 278' et 282', respectivement, de manière que les courants conduits par les collecteurs des transistors 44' et 282' soient maintenus à des valeurs sensiblement constantes sur la plage de températures. Dans la forme préférée de réalisation de l'invention, les résistances de base 248, 180 et 200 ont respectivement les valeurs de16,5 kilohms, 13,2 kilohms et 3,3 kilohms. La fonction spécifique de la résistance de base 248 est de compenser les variations dues à la tempé- rature des courants de base fournis par le transistor 240 à charge d'émetteur aux bases des transistors constituant les sources de courant (46, 82, 92, etc.) dans les commu- tateurs de bits. Lorsque la température s'élève, le gain en courant des transistors formant sources de courant dans les commutateurs de bits augmente et, par conséquent, les courants de base qu'ils conduisent diminuent. Pour maintenir à une valeur relativement constante le courant passant dans le transistor 240 à charge d'émetteur, la tension aux bornes de la résistance 250 augmente en fait légèrement avec la température par suite de la composante supplémentaire de coefficient négatif de température de la tension aux bornes de la résistance 248 de base. Le léger accroissement de la tension aux bornes de la résistance 250 lorsque les températures augmentent et le léger accroissement qui en résulte du courant mis en cir- culation dans cette résistance compensent approximativement la diminution des courants de base fournis aux transistors formant sources de courant des commutateurs de bits. Par conséquent, le courant conduit par le transistor 240 à charge d'émetteur est sensiblement constant sur toute la plage de températures. La tension aux bornes de la résistance 168 du multiplicateur VBE faisant partie de la branche de réfé- rence présente une composante -à coefficient de tempéra- ture négatif par suite de la diminution du courant de base du transistor 164 lorsque les températures augmentent. La composante à coefficient de température négatif de la tension aux bornes de la résistance 168 due à la variation du courant de base et le coefficient négatif de température de la tension aux bornes de la résistance 180 donnent à la tension présente sur la barre 178 de référence de tension un coefficient de température qui est en fait supérieur à la simple somme des seuls coefficients de température des tensions des jonctions base-émetteur des transistors 156, 164 et 176. Par conséquent, les tensions aux bornes des résistances d'émetteur des sources de cou- rant (50/52, 84, 94/96, etc.) des commutateurs de bits et la tension aux bornes de la résistance 280 diminuent réellement quelque peu lorsque les températures augmentent par suite de la diminution des courants de base conduits par les résistances 168 et 180. Le coefficient négatif de température de la tension aux bornes de la résistance 200 sert en outre à diminuer la tension aux bornes de la résistance 280 lorsque la température augmente. Les tensions réduites aux bornes des résistances d'émetteur des tran- sistors formant les sources de courant de commutation de bits et aux bornes de la résistance 280 lorsque les températures augmentent provoquent une diminution du courant conduit par ces résistances. Ces courants réduits, aux températures plus élevées, compensent approximativement les gains en courant plus élevés des transistors de commu- tation et de sources de courant de chaque commutateur de bit (par exemple les transistors 46 et 44, respective- ment, du commutateur de bit de poids fort) et les gains en courant plus élevés des transistors 278 et 282 de la branche de sortie de référence. Par conséquent, les courants conduits par le collecteur du transistor 44 et par le collecteur du transistor 282 sont constants malgré les variations engendrées par la température dans le gain en courant de ces transistors. Si l'on se réfère à présent brièvement à la figure 2, on voit que la tension de la jonction base- collecteur du transistor 184' varie lorsque la tension négative d'alimentation varie. Par exemple, un accroisse- ment de l'amplitude de la tension négative d'alimentation entraîne un accroissement de la polarisation inverse de la jonction base-collecteur du transistor 184' et, par conséquent, un accroissement du gain en courant et du ren- dement d'émetteur du transistor 184'. Par conséquent, le courant de collecteur du transistor 184' tend à augmenter lorsque l'amplitude de la tension négative d'alimentation augmente par suite de l'effet Early mentionné ci-dessus. De même, lorsque l'amplitude de la tension négative d'alimentation est augmentée, la polarisation inverse de la jonction basecollecteur du transistor PNP 210' du circuit symétrique ou miroir de courant est aucrmentée, ce qui rend le circuit symétrique plus efficace. Par consé- quent, un accroissement de l'amplitude de la tension néga- tive d'alimentation tend à augmenter le courant délivré par le collecteur du transistor 210'. Ce courant accru est conduit principalement par la branche de référence et il provoque donc la tension générée sur la barre 178' de référence de tension. Cet effet doit être évité si le circuit convertisseur numérique-analogique doit avoir un taux de réjection d'alimentation relativement élevé. Pour éviter les erreurs par effet Early du type décrit ci-dessus, la diode 188' de la figure 2 est remplacée par des transistors 188 et 192 de partage de courant (voir figures 1A et lB),et le transistor 210' de la figure 2 est remplacé par des transistors 210-213 (voir figures 1A et 1B). En dimensionnant les surfaces d'émetteur des transistors 192 et 188 suivant le rapport de 3:1, les trois quarts du courant de la branche asservie conduit à travers la résistance 194 sont déviés vers la masse. Pour maintenir une densité de courant appropriée, la surface d'émetteur du transistor 184 est égale à la surface d'émetteur du transistor 188 et à un quart de la surface d'émetteur du transistor 198. Etant donné que le collecteur du transistor 192 est référencé à la masse, un accroissement de l'amplitude de la tension négative d'alimentation élève la polarisation inverse de la jonction collecteur-base du transistor 192, ce qui rend ce dernier plus efficace. L'efficacité ou le rendement accru du transistor 192 permet à ce dernier de conduire une plus grande part du courant total conduit par les transistors 192 et 188. Par conséquent, une plus petite part du courant de la branche asservie est conduite par les transistors 188 et 184 vers le circuit miroir de courant PNP. En dimensionnant de façon appropriée les surfaces relatives d'émetteur des transistors 192 et 188, les variations dues à l'effet Early dans le transistor 184 et dans le circuit miroir de courant PNP peuvent être compensées efficacement par les variations dues à l'effet Early associées au transistor 192. Pour compenser la division par quatre du courant de la branche asservie, effectuée par les transistors 188 et 192, les transistors 210-213 multiplient par un facteur de quatre le courant conduit par le transistor PNP 204. Par conséquent, le courant délivré par le circuit miroir ou circuit réfléchi de cou- rant à la branche 154 de référence est essentiellement identique au courant parcourant la branche asservie 182. Les rendements d'émetteur accrus des transis- tors 184 et 192, qui résultent d'un accroissement de la tension négative d'alimentation par suite de l'effet Early, s'accompagnent d'une diminution des tensions des jonctions base-émetteur de ces transistors. Par conséquent, la chute de tension dans les résistances 194 et 202 et donc le courant conduit par la branche asservie augmentent légèrement lorsque l'amplitude de la tension négative d'alimentation augmente. La légère augmentation du courant dans la branche asservie se réfléchit dans la branche 222 de division, entraînant un léger accroissement du courant conduit par la résistance 230. L'accroissement de tension qui en résulte aux bornes de la résistance 230 fait plus que compenser toute diminution de la tension de la jonction base-émetteur du transistor 234 par suite du rendement d'émetteur accru sous l'effet Early. Les tensions aux noeuds 228 et 236 diminuent légèrement par suite de la plus grande chute de tension dans la résistance 230. Par conséquent, un accroissement de l'amplitude de la tension négative d'alimentation s'accompagne d'une légère diminution de la tension appliquée au conducteur 48 de référence de tension; la légère diminution de la tension appliquée au conducteur 48 compense approximativement le gain en courant accru et les tensions diminuées des jonctions base-émetteur qui apparaissent dans les transis- tors formant sources de courant (46, 82, 92, etc.) des commutateurs de bits par suite de l'effet Early. Par conséquent, les courants circulant dans les commutateurs de bits restent relativement constants malgré les varia- tions dues à l'effet Early affectant les caractéristiques des transistors sources de courant, ces variations étant dues à des variations de la tension négative d'alimentation. Le circuit de référence de tension à boucle ouverte comprend également un réseau de réglage de gain, désigné globalement par la référence numérique252 et permettant à l'amplitude des courants de com=utation de bits d'être réglée de façon relative sans nuire ainsi aux caractéristiques de compensation de température et de tension d'alimentation du circuit de tension de référence à boucle ouverte. Le réseau 252 de réglage de gain comprend un transistor PNP 254 dont le collecteur est connecté à un noeud 236 afin d'appliquer à ce dernier un courant d'amplitude réglable, indépendant de la température. Il est évident à l'homme de l'art que lorsque le courant fourni par le transistor 254 au noeud 236 varie, les ten- sions aux bornes des résistances 230 et 232 varient éga- lement, ce qui fait varier la tension qui en résulte au noeud 236. La base du transistor 254 est connectée à un noeud 256 et à la base et au collecteur d'un transistor PNP 258. Le noeud 256 est relié par un conducteur 260 au collecteur d'un transistor 262 qui appelle un courant d'amplitude prédéterminée provenant du noeud 256 d'une manière décrite ciaprès. L'émetteur du transistor 258 est relié à la base et à un premier collecteur 264 d'un transistor PNP 266 à deux collecteurs. Le second collecteur 268 du transistor 266 est connecté à un noeud 270 et à l'émetteur du transistor 254. Le noeud 270 est lui-même connecté à un plot 272 de réglage de gain. L'émetteur du transistor 266 est connecté à un noeud 274 et il est maintenu à environ une tension de jonction baseémetteur au-dessus du potentiel de masse, d'une manière décrite ci-après. La surface du premier collecteur 264 est dimen- sionnée de manière à être égale à cinq fois celle du second collecteur 268. Le transistor 258, monté en diode, et le premier collecteur 264, monté en diode, du transistor 266 conduisent le courant appelé par le collecteur du transistor 262 et font circuler un courant égal à un cinquième de cette amplitude de courant dans le second collecteur 268. Dans la forme préférée de réalisation de l'invention, le courant résultant qui circule dans le second collecteur 268 est d'environ 3,5 micro-ampères. Si on suppose que le plot 272 de réglage de gain ne conduit aucun courant, le courant de 3,5 micro-ampères fourni par le second collecteur 268 est conduit par le transistor 254 au noeud 236. Par ailleurs, en dirigeant le courant vers le plot 272 de réglage de gain ou en l'appelant à ce plot, le courant injecté dans le noeud 236 par le transistor 254 peut être modifié. Dans la forme préférée de réalisation, le plot 272 de réglage de gain est connecté à un circuit simple, extérieur au circuit intégré du convertisseur numérique- analogique, ce circuit simple pouvant fournir ou appeler un courant pouvant atteindre 1,5 micro-ampère. Un tel circuit peut être formé par montage d'un potentiomètre entre des tensions d'alimentation de +15 volts et de -15 volts et par connexion du curseur du potentiomètre sur le plot 272 de réglage de gain au moyen d'une résis- tance de 10 mégohms. Il est apparu que le réseau de ré- glage de gain décrit ci-dessus permet une variation de 0,1 à 0,3 % des courants de commutation de bits, laquelle variation convient à la plupart des cas. Le circuit convertisseur numérique-analogique selon l'invention comprend également un dispositif destiné à générer un signal de sortie de référence de tension qui est pratiquement insensible aux variations de tempé- rature et de la tension d'alimentation. Le signal de sortie de référence de tension peut être commodément uti- lisé pour établir un décalage ou déport bipolaire du courant analogique de sortie produit par le plot 62 'OUT afin de faciliter la conversion du courant analogique de sortie en une tension bipolaire de sortie. Dans la forme préférée de réalisation de l'invention, le signal de sortie de référence de tension présente une tension cons- tante de +6,3 volts, bien que l'amplitude de ce signal puisse être de toute valeur souhaitée, quelle que soit la chute nominale de tension dans la diode 162 de Zener. Les éléments du circuit utilisés pour produire le signal de sortie de référence de tension comprennent une source de courant de 1 milliampère qui est insensible à la tempé- rature et à la tension d'alimentation, un amplificateur différentiel et une résistance de réaction ajustable par laser, ayant une valeur d'environ 6,3 kilohms et parcourue par le courant de 1 milliampère. Comme représenté sur les figures 1B et 1C, la branche de la source de courant de 1 milliampère pour le circuit de sortie de référence de tension est désignée globalement par la référence numérique 276 et comprend un transistor 278 dont la base est reliée au noeud 196 de la branche asservie 182. L'émetteur du transistor 278 1S est relié par une résistance 280 au conducteur 42 de tension négative d'alimentation. Etant donné que la surface d'émetteur du transistor 278 et la valeur de la résistance 280 sont identiques à la surface d'émetteur du transistor 198 et à la valeur de la résistance-202, respectivement, le courant conduit par le transistor 278 est identique à celui circulant dans la branche asservie 182 et il est insensible, de la même manière, aux variations de la température ou de la tension négative d'alimentation. Le collecteur du transistor 278 est relié à l'émetteur d'un transistor 282 dont la base est connectée à la barre 178 de référence de tension, tandis que le collecteur est relié à un noeud 284. Le noeud 284 sert d'entrée à un amplificateur différentiel, désigné globalement par la référence numé- rique 285 et comprenant des transistors 286 et 288 à couplage d'émetteur. Le noeud 284 est relié à la base du transistor 288. Un transistor 289 monté en diode est relié par son émetteur au noeud 284, et sa base et son collecteur sont connectés en commun au conducteur commun 148. Le transistor 289 sert d'élément de fixation de niveau destiné à empêcher la tension du noeud 284 de tomber notablement au-dessous du potentiel de masse. Les émetteurs communs des transistors 286 et 288 sont reliés au collecteur d'un transistor 290 dont la base est connectée en commun avec la base du transistor 262 à la barre 178 de référence de tension et dont l'émetteur est connecté en commun, avec l'émetteur du transistor 262, au collecteur du transistor 292. La base de ce transistor 292 est reliée au noeud 196 de la branche asservie 182, et son émetteur est relié par une résistance 294 au conducteur 42 d'alimentation à ten- sion négative. Par conséquent, le courant, indépendant de la température et de la tension, maintenu dans la branche asservie 182,est réfléchi par le transistor 292 et la résistance 294. Les surfaces d'émetteur des transistors 290 et 262 sont dimensionnées dans le rapport de 3,5 à 1 pour diviser le courant du collecteur du transistor 292 entre les transistors 286 et 288, couplés par leurs émet- teurs, de l'amplificateur différentiel 285 et le transis- tor 258, monté en diode, du circuit 252 de réglage de gain. Comme mentionné précédemment, le noeud 284 sert de première entrée à un amplificateur différentiel 285. La base du transistor 286 sert de seconde entrée à l'ampli- ficateur différentiel 285 et elle est reliée par une résistance 296 au plot commun d'échelle 150 pour polariser la seconde entrée de l'amplificateur différentiel 285 au potentiel de masse. La résistance 296 est reliée au plot commun 150 d'échelle plutôt qu'au plot commun 58 afin d'éviter l'application à ce dernier de tensions tran- sitoires dues à la commutation des commutateurs de bits de poids fort du convertisseur numérique-analogique. Le collecteur du transistor 286 est relié à la base d'un transistor PNP 298, à la base d'un transistor 300 et au collecteur d'un transistor PNP 302. Le collecteur du transistor 288 est relié au collecteur du transistor 298 et à la base d'un transistor 304. Un réseau de compensation de fréquence, formé d'un condensateur 306 et d'une résis- tance 308, est monté entre le collecteur du transistor 288 et le conducteur commun 148 afin d'empêcher des oscilla- tions de se produire à l'intérieur de l'amplificateur différentiel. La base du transistor 302 est reliée en commun avec la base et le collecteur d'un transistor PNP 310 monté en diode ainsi qu'à l'émetteur du transistor 298. Les émetteurs des transistors 302 et 310 sont con- nectés par des résistances 312 et 314, de même valeur, respectivement, au conducteur 316. Une résistance 318 relie le conducteur 316 à un plot 320 d'alimentation à tension positive (+Vcc) qui reçoit de préférence une ten- sion d'alimentation de +15 volts. Un plot supplémentaire 322 (AMP VSUp) est placé à distance du plot 320 +Vcc et est relié à ce dernier afin de faciliter l'installation d'une liaison par fil avec un circuit amplificateur exté- rieur pour conduire à ce dernier la tension positive d'alimentation. Dans la partie de sortie de l'amplificateur différentiel, l'émetteur du transistor 300 est connecté au collecteur du transistor 304. L'émetteur du transistor 304 est relié à la base d'un transistor 323 de sortie ainsi qu'à un noeud 326 de sortie par l'intermédiaire d'une résistance 324. L'émetteur du transistor 323 de sortie est également relié au noeud 326 de sortie. Les collecteurs des transistors 300 et 323 sont reliés au conducteur 316. Une résistance 328 de réaction ajustable par laser est nmtée entre le premier noeud d'entrée 284 et le noeud de sortie 326. Un plot 330 de sortie de référence de tension (VREF OUT> est également connecté au noeud 326 de sortie. Le transistor PNP 298 est essentiellement identique au transistor 302; par conséquent, la part du courant passant dans l'émetteur du transistor 298 et due au courant de base du transistor 302 est effective- ment déviée par la base du transistor 298 vers le collecteur du transistor 286 afin d'équilibrer la charge appliquée aux transistors 286 et 288. De façon similaire, le transis- tor 300 a pour fonction d'appeler une ccnposante de courant de base au collecteur du transistor 302, égale à la composante de courant de base appelée par le transistor 304 au collecteur du transistor 298 pour équilibrer davan- tage la charge appliquée aux transistors 286 et 288. Par conséquent, la charge appliquée aux collecteurs des transistors 286 et 288 est sensiblement équilibrée afin de minimiser tout décalage associé à l'amplificateur différentiel 285. L'amplificateur différentiel comprend un réseau de protection contre les courts-circuits formé par des transistors 332, 334 et 336. L'émetteur du transistor PNP 332 est relié au plot 320 d'alimentation à tension posi- tive et sa base est reliée au conducteur 316. Le collecteur du transistor 332 est relié à la base et au collecteur du transistor 334 monté en diode et dont l'émetteur est relié au conducteur commun 148. L'émetteur et la base du transistor 336 sont reliés en commun à ceux du transis- tor 334, tandis que son collecteur est relié au collecteur du transistor 288. Dans le cas o le collecteur du tran- sistor de sortie 323 appelle un courant d'amplitude anormalement grande, la chute de tension dans la résistance 318 est suffisante pour polariser le transistor 332 dans le sens direct. Le courant conduit par le transistor 332 est également conduit par le transistor 334 et il est réfléchi par le transistor 336. Le courant de collecteur résultant du transistor 336 prive efficacement le transis- tor 304 de tout courant de commande, ce qui a pour effet de bloquer le transistor 323 de sortie en cas de court- circuit. Comme mentionné précédemment, l'appel de courant de référence par le transistor 282 est d'environ 1 milli- ampère d'amplitude et ce courant est pratiquement indé- pendant de la température et de la tension d'alimentation. Toutes faibles variations de ce courant de 1 milliampère, pouvant se produire par suite de variations du traitement, de la température, de la tension d'alimentation, etc., entraînent de petites variations similaires du courant analogique de sortie, obtenu par sommation au plot 62 1OUT' La résistance 328 de réaction est ajustée par laser pendant la fabrication afin d'appliquer au plot 330 une tension positive de référence de sortie de 6,3 volts. La tension de référence de sortie est également insensible à la température et à la tension d'alimentation. Outre qu'elle est utile à la mise en oeuvre d'un procédé de conversion de tension à décalage bipolaire, de manière décrite ci-après, la tension de sortie de réfé- rence de +6,3 volts est également utilisée dans le circuit convertisseur numérique-analogique pour générer la tension appliquée à la barre 24 d'alimentation à tension sous- régulée, la tension appliquée au conducteur 38 de polari- sation sous-régulée et la tension appliquée au conducteur 54 de tension de seuil. Le noeud 326 de sortie est relié à une extrémité d'une résistance 338 dont l'extrémité opposée est reliée à un noeud 339 et à une extrémité d'une résistance 340, ainsi qu'à la base d'un transistor 342. L'extrémité de la résistance 340 opposée au noeud 339 est reliée à un noeud 343 et à une extrémité d'une résistance 344, ainsi qu'à la base d'un transistor 346. L'extrémité de la résistance 344 opposée au noeud 343 est reliée à la base et au collecteur d'un transistor 348 monté en diode. L'émetteur du transistor 348 est relié à la base et au collecteur d'un transistor 350 monté en diode. L'émetteur du transistor 350 est relié au noeud 274 et à l'émetteur d'un transistor PNP 352. La base du transistor 352 est reliée par un conducteur 355 au plot commun d'échelle 150. Par conséquent, le noeud 274 est maintenu à une tension de jonction base-émetteur au- dessus du potentiel de masse. Le collecteur du transistor 352 est relié à la base et au collecteur d'un transistor 354 dont l'émetteur est relié par une résistance 356 au conducteur 42 d'ali- mentation à tension négative. Le courant conduit par le collecteur du transistor 352 est également conduit par le transistor 354 et la résistance 356 pour appliquer une tension au conducteur 38 de polarisation sous-régulée. Si l'on se réfère de nouveau au diviseur résis- tif, l'émetteur du transistor 342 est connecté à la base d'un transistor 358. Les collecteurs des transistors 342, 346 et 358 sont connectés chacun à un plot 360 de tension positive d'alimentation (VLOGIC) qui reçoit typiquement une tension d'alimentation de +5 volts. Alors que le plot 320 d'alimentation à tension positive applique une tension positive au circuit de l'amplifi- cateur différentiel utilisé pour générer la tension de sortie de référence, le plot VLOGIC fournit un courant utilisé dans les réseaux d'entrée de chacun des circuits de commutation à douze bits. Une résistance de blocage 362 de valeur relativement élevée, montée entre la base et l'émetteur du transistor 358, maintient un courant de polarisation dans le transistor 342. Ainsi qu'il est bien connu de l'homme de l'art, la résistance 362 de blocage peut être réalisée par une première diffusion d'une région allongée de base de type P dans-une région épitaxiale isolée du circuit intégré, puis par diffusion d'une région d'émetteur du type N en travers de la partie centrale de la diffusion de base allongée. L'émetteur du transistor 358 est relié à la barre 24 d'alimentation à tension sous-régulée afin d'ap- pliquer à cette dernière une tension d'environ +2,5 volts. Le courant circulant dans le diviseur résistif formé par les résistances 338, 340 et 344 est égal à la tension de sortie de référence de +6,3 volts, diminuée des trois tensions des Jonctions base-émetteur des transistors 348, 350 et 352, divisée par la somme des amplitudes des résis- tances 338, 340 et 344. Les coefficients de température des tensions des jonctions base-émetteur des transistors 342 et 358 sont compensés partiellement par le coefficient de température de la tension développée au noeud 339 par le diviseur résistif, de manière que la tension appliquée à la barre 24 d'alimentation à tension sous-régulée devienne plus positive lorsque la température augmente à raison d'environ 0,8 millivolt par degré C. Si l'on suppose que le plot d'entrée 2 du bit de poids fort est à un niveau logique élevé ou à l'état logique "1", la tension développée à la base du transistor 30 est alors principalement déterminée par la tension de la barre 24 d'alimentation à tension sous- régulée. Le coefficient de variation positive de la barre 24 d'alimentation à tension sous-régulée tend à accroître l'amplitude de la différence de tension entre les bases des transistors et 44 de commutation de bit, connectés par leurs émetteurs. De plus grandes différences de tension sont nécessaires à des températures plus élevées pour empêcher les transistors de commutation de bit, connectés par leurs émetteurs, de se partager le courant de commutation de bit. L'émetteur du transistor 346 est relié à un premier émetteur 366 d'un transistor 368 à deux émetteurs. La base du transistor 368 est reliée au collecteur d'un transistor 370 dont la base est elle-même reliée au conducteur 38 de polarisation sousrégulée. L'émetteur du transistor 370 est relié par une résistance 372 au conducteur 42 d'alimentation à tension négative. De même que dans le cas de l'émetteur 28 du transistor 30 du commutateur de bit de poids fort, l'émetteur 366 du tran- sistor 368 est commandé en mode de rupture de Zener pour un décalage du niveau de la tension produite à l'émetteur du transistor 346. Le transistor 37a maintient un courant de polarisation dans la diode de Zener résultante. Le collecteur du transistor 368 est relié au conducteur 56 de courant résiduel. Le second émetteur 374 du transistor 368 est relié au conducteur 54 de tension de seuil et au collecteur d'un transistor 376 dont la base est reliée au conducteur 38 de tension de polarisation sous-régulée. Son émetteur est relié par une résistance 378 au conducteur 42 d'alimentation à tension négative. Le transistor 376 maintient la circulation d'un courant de polarisation dans l'émetteur 374 du transistor 368. Les résistances 338, 340 et 344 du diviseur résistif sont choisies de manière que la tension produite sur le conducteur 54 de tension de seuil soit sensiblement égale à +1,4 volt, moins la chute de tension se produisant dans la diode de Zener formée par l'émetteur 366 du transistor 368. De plus, le coefficient de température de la tension à la base du transistor 346 annule effecti- vement la variation des tensions de la jonction base- émetteur du transistor 346 et de l'émetteur 374 du transistor 368, de sorte que le coefficient de température de la tension appliquée-au conducteur 54 de tension de seuilest sensiblement égal au coefficient de température de la diode de Zener formée par l'émetteur 366 du transis- tor 368. Par conséquent, si la borne d'entrée 2,correspon- dant au bit de poids fort, est maintenue à une valeur constante de +1,4 volt, les tensions appliquées aux bases des transistors 30 et 44 resteront sensiblement égales l'une à l'autre malgré les variations de température, car les variations de la tension aux bornes de la diode de Zener formée par l'émetteur 28 du transistor 30 sont compensées par des variations apparaissant dans la diode de Zener formée par l'émetteur 366 du transistor 368. Dans la forme préférée de réalisation de l'invention, les résistances 338, 340, 344 et 356 ont respectivement les valeurs de 9,60 kilohms, 4,67 kilohms, 3,90 kilohms et 857 ohms. Plusieurs résistances et condensateurs sont éga- lement réalisés dans le circuit intégré pour faciliter le décalage bipolaire du courant analogique de sortie produit par le convertisseur numérique-analogique et pour faciliter la conversion de ce courant analogique de sortie en une tension de sortie. Une résistance 380, ajustable par laser, est montée entre des plots 382 et 384 et présente une valeur nominale de 6,3 kilohms. Un condensateur 386 est monté entre le plot 62 IOUT et un plot 388. Une résistance 390 ajustable par laser est montée entre le plot 388 et un plot 392 et elle possède une valeur nominale de 2 kilohms. Une résistance 394 ajustable par laser est montée entre le plot 392 et un plot 396 et elle possède une valeur nominale de 3 kilohms. Des résistances 398 et 400, ajustables par laser, sont montées chacune entre le plot 396 et le plot 62 IOUT et elles possèdent chacune une valeur nominale de 10 kilohms. De plus, un condensateur 402 est également monté entre le plot 396 et le plot 62 IOUT' La façon dont le courant de décalage bipolaire et la tension de sortie analogique sont développés sera à présent décrite en regard de la figure 3. L'amplifica- teur différentiel 285 est représenté symboliquement sur la figure 3 et, comme décrit précédemment, il comporte une première entrée connectée au noeud 284 et une seconde entrée reliée au potentiel de masse par l'intermé- diaire du plot commun 150 d'échelle. Le noeud 284 est relié à la branche de sortie de référence 276 du circuit de référence de tension à boucle ouverte afin de conduire un courant de référence I1' ayant une amplitude d'environ 1 milliampère. La sortie de l'amplificateur différentiel 285 est reliée au noeud 326 de sortie, et une résistance de réaction 328 (RF) de 6,3 kilohms est montée entre les noeuds 284 et 326. Une tension constante de +6,3 volts est établie sur le noeud 326 de sortie qui est lui-même relié au plot 330 de sortie de référence de tension. Une extrémité d'une résistance 380 (RBPO) de 6,3 kilohms est reliée au plot 330 de tension de sortie de référence de +6,3 volts, et l'extrémité opposée de la résistance 380 est reliée à un noeud 404. Le noeud 404 symbolise un couplage commun, réalisé soit intérieurement soit extérieurement au bottier du circuit intégré du convertisseur numériqueanalogique, entre la résistance 380 et le plot 62 I OUT Le noeud 404 est également relié à une première entrée d'un amplificateur opérationnel 406 extérieur au circuit intégré du convertisseur numérique-analogique. La seconde entrée 408 de l'amplifi- cateur opérationnel 406 est connectée au potentiel de masse, par exemple au moyen d'un fil la reliant au plot 152 AMP + IN (voir figure 1B). La sortie de l'amplifica- teur opérationnel 406 est reliée à un noeud 410 et à une borne 412 de sortie de tension. Une résistance de sortie 414 (ROUT) est montée entre le noeud de sortie 410 et le noeud d'entrée 404. La résistance 414 peut avoir une valeur de 5 kilohms et peut s'étendre entre le plot 396 et le plot 62 IOUT' auquel cas le plot 396 est relié au noeud 410. En variante, la résistance 414 peut être constituée des résistances 398 et 400 montées en série avec les résistances 390 et 394, auquel cas le plot 388 est relié au noeud 410. De façon similaire, d'autres combinaisons de résistances 390, 394, 398 et 400 peuvent être utilisées pour former la résistance 414 de sortie par interconnexion appropriée des plots 388, 392 et 396 avec le plot 62 'OUT et le noeud 410. En réalisant les résistances 380, 390, 394, 398 et 400 à l'intérieur du circuit intégré du convertisseur numérique-analogique, il est possible d'ajuster ces résistances par laser et d'adapter leurs coefficients de température à ceux des résistances se trouvant à l'intérieur du circuit intégré, qui déterminent à la fois la tension de sortie de réfé- rence VREF OUT et le courant analogique de sortie. Les condensateurs 386 et 402 favorisent la réduction du temps de stabilisation de l'amplificateur opérationnel extérieur 406. En faisant varier la valeur de la résistance 414 ROUT, on peut faire varier de façon correspondante l'am- plitude de la tension analogique produite en grandeur réelle à la borne 412 VOUT- En se référant encore à la figure 3, on voit que l'amplificateur opérationnel 406 maintient le noeud 404 à un potentiel de masse virtuel. Par conséquent, la résistance 380 RBPO présente, à ses bornes, une tension de 6,3 volts et elle conduit un courant de 1 milliampère vers le noeud 404. Dans la forme préférée de réalisation de l'invention, le courant analogique de sortie en grandeur réelle est de 2 milliampères dont un milliampère est fourni par le commutateur de bit de poids fort. Le courant passant par la résistance 414 ROUT est égal au courant anlogique de sortie IOUT" diminué du courant de décalage bipolaire conduit par la résistance 380 RBpo- Par conséquent, si l'on suppose que la valeur de la résistance 414 ROUT est de 5 kilohms, la tension à la borne 412 VOUT sera comprise entre -5,0 volts et +5,0 volts suivant l'état des bits du mot numérique d'entrée. La figure 4 représente une variante d'un circuit de référence de tension à boucle ouverte, pouvant être utilisé dans le circuit convertisseur numérique-analogique décrit précédemment en regard des figures 1A à 1C. Les éléments de la figure 4 qui correspondent à ceux décrits précédemment en regard des figures 1A à 1C et de la figure 2 portent les mêmes, références numériques auxquelles * le signe seconde est ajouté. Sur la figure 4, les tran- sistors 46" et 62" correspondent au transistor formant source de courant et à l'un des transistors de commuta- tion du commutateur de bit de poids fort. Le collecteur du transistor 62" produit un courant I, qui participe au courant analogique total de sortie. Les transistors 278" et 282" correspondent à la branche de sortie de référence décrite précédemment; cependant, la base du transistor 278" est reliée au conducteur 48" de référence de tension plutôt qu'à la branche asservie, comme c'est le cas dans le circuit montré sur la figure 2. Pour assurer davantage la concordance entre les courants IREF et Io, la base du transistor 282" peut être polarisée par le conducteur 54" de tension de seuil. De même que précédemment, le circuit de réfé- rence à boucle ouverte comprend une branche de référence comportant un multiplicateur VBE (transistor 164" et résistances 166" et 168") et une diode de Zener 162". Cependant, les première et seconde bornes en contact avec la diffusion de base de type P de la diode 162" de Zener ne sont pas connectées en commun, comme c'est le cas de la diode de Zener 162 montrée sur la figure 1B, mais, par contre, l'une de ces bornes est reliée au collecteur du transistor 424, et l'autre borne est reliée à la base du transistor 426. L'émetteur du transistor 426 est relié à la base du transistor 424 et au collecteur du transistor 428. Les émetteurs des transistors 424 et 428 sont reliés chacun à la borne 43" d'alimentation à tension négative. De même que précédemment, la tension de la barre 178" de référence est égale à une composante compen- sée VCOMP, augmentée des trois tensions de jonctions base- émetteur. VCOMP est la somme des tensions aux bornes de la diode de Zener 162" et aux bornes de la résistance 168". Les trois tensions de jonctions base-émetteur ajoutées à VCOMP sont celles présentes aux bornes dejonctions base-émetteur des transistors 164", 426 et 424. La plus grande partie du courant parcourant la diode de Zener est conduite par le collecteur du transistor 424, alors qu'un faible courant de polarisation seule- ment est conduit par la base du transistor 426. Par conséquent, toute composante de la tension aux bornes de la diode de Zener 162", due à des chutes de tension dans des résistances associées au contact de la diode de Zener 162" qui conduit la plus grande partie du cou- rant de la diode, n'affecte pas la tension détectée à la base du transistor 426. Il va de soi pour l'homme de l'art que ce mode d'interconnexion de la diode 162" de Zener constitue un montage du type à détection Kelvin. Le collecteur du transistor 428 fournit un courant de polarisation sensiblement constant au transistor 426, lequel courant est conduit par le collecteur du transistor 426 et divisé par les transistors 262" et 290" de répar- tition, d'une manière décrite précédemment. Le circuit de référence de tension à boucle ouverte représenté sur la figure 4 comprend également une branche asservie comportant des transistors 184" et 192", des diodes 188" et 198" et des résistances 194" et 202". Les positions relatives de la diode 198" et de la résistance 202" sont inversées par rapport à celles montrées sur la figure 2 afin de former une interconnexion symétrique de courant entre la diode 198" et le transistor 428. Le transistor 192" est de nouveau utilisé pour compenser les variations dues à l'effet Early dans le courant conduit par le collecteur du transistor 184" et dans le courant conduit par le circuit symétrique de courant PNP. La surface d'émetteur du transistor 192" est égale à la surface d'émetteur de la diode 188", de sorte qu'environ la moitié du courant de la branche asservie passe par le transistor 184" vers le circuit miroir PNP de courant, désigné par 204"-210" sur la figure 4. Le circuit symétrique PNP de courant est dimensionné pour délivrer un courant de sortie ayant une amplitude double de celle du courant de la branche asservie. Le courant fourni par le circuit miroir ou circuit symétrique PNP est conduit par une diode 430 vers la branche de référence de la diode de Zener. L'anode de la diode 430 est reliée à la base d'un transistor 432 pour polariser ce dernier à une tension de jonction base-émetteur au- dessus de la barre 178" de référence de tension. L'émetteur du transistor 432 est relié aux collecteurs des transistors 234" et 240" afin d'empêcher une varia- tion des tensions de jonctions base-collecteur de ces transistors par suite de variations de la tension d'ali- mentation négative. De même que dans le cas du circuit de référence de tension à boucle ouverte décrit précédemment, le cir- cuit montré sur la figure 4 comprend une branche de divi- sion comportant des transistors 224" et 234" et des résistances 226" et 230". De façon similaire, le circuit représenté sur la figure 4 comprend une branche de sortie à charge d'émetteur, comportant des transistors 240" et 246" et des résistances 248" et 250". Le courant passant dans la branche de division est établi par couplage de la base du transistor 224", par l'intermédiaire d'une résistance 434, sur un noeud 196" de la branche asservie. Les valeurs des résistances 248" et 434 sont choisies de façon à annuler les variations apparaissant dans les courants 1REF et I0 qui se produiraient autrement sous l'effet des variations dues à la température, affectant les gains en courant des transistors 278" et 282" et des transistors 46" et 62", respectivement. Par conséquent, les différences principales entre le circuit de référence de tension à boucle ouverte montré sur la figure 4 et celui montré sur les figures 1A à 1C et sur la figure 2 sont que la tension de la diode de Zener fait l'objet d'une détection Kelvin et que la branche de courant IREF est commandée par le même conducteur de référence de tension (48") que celui utilisé pour commander les sources de courant dans les commutateurs de bits. Bien que n'isolant pas le courant 1REF des transitoires affectant le conducteur 48" de référence de tension aussi bien que dans le circuit de référence à boucle ouverte décrit précédemment, le circuit de la figure 4 réalise une excellente correspon- dance entre le courant de décalage bipolaire (généré par l'intermédiaire du courant IREF) et le courant analo- gique de sortie conduitpar le plot IOUT du circuit convertisseur numérique-analogique. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au circuit décrit et représenté sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Circuit convertisseur numérique-analogique comportant plusieurs commutateurs de bits qui compren- nent un commutateur de bit de poids fort, et plusieurs sources associées de courant de commutation de bits des- tinées à fournir du courant auxdits commutateurs de bits et comprenant une borne de courant analogique de sortie (62) destinée à conduire un courant analogique de sortie, ledit circuit convertisseur numérique-analogique, qui comprend un circuit de sortie de référence de tension destiné à établir une tension de sortie de référence, étant caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de régu- lation de tension destinés à générer une tension de pola- risation des sources de courant de commutation de bits et comprenant un conducteur (38) de polarisation connecté à chacune desdites sources (46) de courant de commutation de bits pour polariser lesdites sources à l'aide de ladite tension de polarisation afin de maintenir à une valeur sensiblement constante les courants de commutation de bits, la tension de polarisation des sources étant indépendante de la tension de sortie de référence, les moyens de régu- lation de tension appliquant également une tension de polarisation de référence à un noeud (196) de polarisation de référence, le circuit convertisseur comprenant égale- ment une source (276) de courant de sortie de référence connectée au noeud de polarisation de référence des moyens de régulation de tension afin d'en recevoir la tension de polarisation de référence, et cette source comportant un noeud de sortie (326) qui produit un courant de sortie de référence sensiblement constant en réponse à ladite tension de polarisation de référence, le circuit conver- tisseur comprenant en outre une borne (330) de sortie de référence de tension, une résistance (328) de réaction montée entre le noeud (326) de sortie de la source de courant de sortie de référence et la borne de sortie de référence de tension afin de conduire le courant de sortie de référence, et un premier amplificateur diffé- rentiel (285) qui comprend des première et seconde entrées et une sortie, la première entrée (150) étant connectée à une source de potentiel de masse, la seconde entrée étant connectée au noeud de sortie (284) de la source de courant de sortie de référence, et la sortie étant connectée à la borne (330) de sortie de référence de ten- sion, le premier amplificateur différentiel maintenant ladite seconde entrée à une tension sensiblement égale au potentiel de masse et maintenant la borne de sortie de référence de tension à ladite tension de sortie de référence, cette tension de sortie de référence étant égale au courant de sortie de référence multiplié par la valeur de la résistance de réaction par rapport au poten- tiel de masse. 2. Convertisseur numérique-analogique selon la revendication 1, caractérisé en ce que la source de courant de sortie de référence comprend un transistor (278) formant source de courant et dont la base est reliée au noeud (196) de polarisation afin de recevoir ladite première tension de polarisation, et dont le collecteur est relié au noeud (284) de sortie de la source de courant de sortie de référence. 3. Convertisseur numérique-analogique selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la tension de polarisation de référence appliquée par les moyens de régulation de tension à la source de courant de sortie de référence rend le courant de sortie de réfé- rence sensiblement égal au courant produit par le commu- tateur de bit de poids fort. 4. Convertisseur numérique-analogique selon l'une des revendication 1 et 2, caractérisé en ce que le conducteur de polarisation est isolé du noeud de pola- risation de référence afin d'empêcher des transitoires affectant le conducteur de polarisation de perturber la tension de polarisation de référence. 5. Circuit convertisseur numérique-analogique selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le conducteur de polarisation est connecté audit noeud de polarisation de référence et en ce que la tension de polarisation de la source de courant des commutateurs de bits est égale à la tension de polarisation de réfé- rence, le courant de sortie de référence réfléchissant toutes variations des courants de commutation de bits. 6. Circuit convertisseur numérique-analogique selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les moyens de régulation de tension comprennent une jonction semi-conductrice PN utilisée en mode de claquage inverse de Zener et aux bornes de laquelle est présente une tension de jonction de Zener. 7. Circuit convertisseur numérique-analogique selon la revendication 6, caractérisé en ce que la ten- sion maintenue à la borne de sortie de référence de ten- sion par rapport au potentiel de masse est sensiblement différente de la tension de la jonction de Zener. 8. Circuit convertisseur numérique-analogique selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'il est réalisé sous la forme d'un circuit intégré monolithique dans lequel est incorporée la résistance de réaction. 9. Circuit convertisseur numérique-analogique selon la revendication 8, caractérisé en ce que la résis- tance de réaction peut être ajustée au laser. 10. Circuit convertisseur numérique-analogique selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'il est réalisé sous la forme d'un circuit intégré monolithique dans lequel est incorporé le premier ampli- ficateur différentiel. 11. Circuit convertisseur numérique-analogique selon la revendication 10, caractérisé en ce que le premier amplificateur différentiel comprend des éléments de limitation de courant (332, 334, 336) destinés à limiter le courant conduit par la sortie du premier amplificateur différentiel. 12. Circuit convertisseur numérique-analogique selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une résistance de décalage bipolaire (380) montée entre la borne (330) de sortie de référence de tension et la borne (62) de courant de sortie analogique afin d'y appliquer un courant de décalage bipolaire, un second amplificateur différentiel (406) qui comporte des première et seconde entrées et une sortie, la première entrée étant reliée entre une source (408) de potentiel de masse, la seconde entrée étant reliée à la borne de courant de sortie analogique, une borne (410) de tension de sortie analogique connectée à la sortie du second amplificateur différentiel, et une résistance (414) de sortie montée entre la borne de tension de sortie analogique et la borne de courant de sortie analogique afin de conduire le courant analogique de sortie, décalé par le courant de décalage bipolaire, et de générer une tension analogique de sortie en réponse à ce courant, à ladite borne de tension analogique de sortie, cette tension analogique de sortie étant égale au courant analogique de sortie, diminué du courant de décalage bipolaire multiplié par la valeur de la résis- tance de sortie par rapport au potentiel de masse. 13. Circuit convertisseur numérique-analogique selon la revendication 12, caractérisé en ce qu'il est réalisé sous la forme d'un circuit intégré monolithique dans lequel sont incorporées la résistance de réaction, la résistance de décalage bipolaire et la résistance de sortie. 14. Circuit convertisseur numérique-analogique selon la revendication 13, caractérisé en ce que chacune des résistances de réaction, de décalage bipolaire et de sortie peut être ajustée au moyen d'un laser. 15. Circuit convertisseur numérique-analogique selon la revendication 12, caractérisé en ce que la valeur de la résistance de décalage bipolaire est sensi- blement égale à la tension de sortie de référence divisée par le courant de commutation du bit de poids fort pour effectuer un décalage de niveau de demi-grandeur du courant analogique de sortie.