Brevet FR2509502A1 — publié le 19830114

La présente invention concerne de façon générale des systèmes ou dispositifs de reproduction magnétiques desti- nés à la reproduction d'un signal de code (signe) à deux valeurs enregistré sur un support d'enregistrement magné- tique tel qu'une bande magnétique, et plus particulièrement un système de reproduction magnétique destiné à un signal numérique et capable de reproduire de façon fine le signal de code à deux valeurs qui est enregistré en détectant de façon précise le niveau du signal. De façon habituelle, on connaît un système à réponse partielle faisant partie de l'un des systèmes de transmis- sion numériques Dans ce système à réponse partielle, la détection du niveau est effectuée sur un signal de code reçu de façon fine en tant que signal de code dont le format est différent de celui d'un signal de code transmis, tenant compte de la caractéristique de transmission du parcours de transmission Après avoir effectué la détection du niveau, le format de code du signal de code reproduit est ramené au format de code du signal de code d'origine transmis Le système à réponse partielle ci-dessus utilise de façon positive l'interférence existant entre les codes. C'est pourquoi le système à réponse partielle a été utilisé de façon habituelle dans la transmission numérique utilisant un parcours de transmission présentant une caractéristique de transmission relativement mauvaise. D'un autre côté, dans les appareils d'enregistrement et de reproduction magnétiques, la réponse dans la gamme des hautes fréquences est très faible lors de l'enregistrement et de la reproduction De plus, l'enroulement d'une tête magnétique présente une caractéristique différenciatrice lors de la reproduction Il en résulte que la composante basse fréquence qui est proche d'une composante en courant continu est fortement atténuée et que la composante haute fréquence est également atténuée C'est pourquoi on a utilisé de façon habituelle un procédé selon lequel le système à réponse partielle est appliqué à l'enregistrement et à la reproduction magnétique du signal numérique, en vue d'enregistrer un signal numérique ayant un format de code en conformité avec la caractéristique d'enregistrement et de reproduction magnétique, et le signal numérique est reproduit par discrimination du niveau de la forme d'onde du signal reproduit quelle que soit la déviation d'ampli- tude dans le signal reproduit. Si le signal numérique ci-dessus est un signal obtenu en soumettant un signal audio analogique à une modulation d'impulsions numériques et si ce signal numérique doit être enregistré sur une bande magnétique par une tête magnétique fixe, il est alors nécessaire d'effectuer l'enregistrement à une vitesse considérablement élevée de la bande pour obtenir la vitesse de transmission désirée, du fait qu'il n'est pas possible de régler la largeur de l'entrefer de la tête magnétique sur une largeur plus étroite qu'une valeur prédéterminée en raison des limites dues à la fabrication. Mais si la vitesse de la bande est réglée sur cette vitesse considérablement élevée, la durée de l'enregistrement et de la reproduction est fortement raccourcie du fait que la longueur de la bande magnétique est limitée Il est par exemple impossible d'obtenir une durée d'enregistrement et de reproduction de l'ordre d'une heure, cette durée étant nécessaire à l'enregistrement et à la reproduction d'un programme stéréo C'est pourquoi on réduit la vitesse de la bande à 7,1 cm/sec par exemple pour obtenir la durée d'enre- gistrement et de reproduction désirée En outre, le signal numérique cidessus est divisé et enregistré sur plusieurs pistes (multi-pistes) dans la direction longitudinale de la bande magnétique de manière à réduire la vitesse de trans- mission à une vitesse susceptible d'être transmise quand la vitesse de la bande est réduite. Dans un système habituel de reproduction d'une bande magnétique sur laquelle est enregistré un signal numérique sur plusieurs pistes, il y a compensation de la composante haute fréquence atténuée pendant le processus d'enregistre- ment et de reproduction magnétique du signal reproduit à partir de chaque piste par la tête magnétique De plus, on obtient un signal de code à trois valeurs grâce au système à réponse partielle Les niveaux "+ 1 " et "-1 " de ce signal de code à trois valeurs sont convertis en niveau "+ 1 " alors que le niveau "'" du signal est maintenu à ce niveau " O ', de manière à convertir le signal de code à trois valeurs en un signal de code à deux valeurs On génère ensuite une tension de commande qui suit après une constante de temps appropriée, même s'il y a une déviation d'amplitude dans le signal reproduit On effectue ensuite la comparaison entre les niveaux du signal de code à deux valeurs et la tension de commande ci-dessus dans le système de reproduction classique, pour restaurer et obtenir le signal de code à deux valeurs d'origine enregistré lors de l'enregistrement. Cependant, dans ce système classique de reproduction magnétique de signal numérique décrit ci-dessus, il n'exis- te pas de signal auto-horloge dans le signal reproduit selon le système à réponse partielle Ceci constitue un inconvénient, car le ciruit devient compliqué du fait de la nécessité d'effectuer un traitement spécial du signal pour obtenir un signal d'horloge nécessaire quand on convertit le signal de code à trois valeurs en signal de code à deux valeurs De plus, on introduit inévitablement une instabili- té ou un vacillement dans le signal reproduit en raison des irrégularités du parcours suivi par la bande, et analogues, lors de l'enregistrement et de la reproduction, et il est alors difficile de faire concorder le signal d'horloge ci- dessus avec le signal de code à trois valeurs En outre, le signal de code à trois valeurs ci-dessus est envoyé à une borne d'entrée d'un comparateur de niveau en vue d'obtenir le signal de code à deux valeurs d'origine, et on envoie un signal de référence à l'autre borne d'entrée du comparateur de niveau Mais du fait que le signal de référence est obtenu par l'intermédiaire d'un circuit de lissage dont la constante de temps est déterminée par un condensateur et une résistance et o le signal de code à trois valeurs est soumis à un redressement de la totalité de son onde, l'in- convénient est que le signal de référence ne peut pas suivre le signal reproduit qui varie d'instant en instant. En outre, si on augmente l'intensité de l'enregistre- ment et de la reproduction magnétique en utilisant une tête magnétique pour multi-pistes, une fuite de flux magnétique apparaît entre les entrefers de la tête magnétique multi- pistes qui servent à l'enregistrement et à la reproduction de pistes adjacentes De la diaphonie est donc introduite dans les signaux reproduits à partir de pistes adjacentes', et le rapport signal-bruit (S/B) devient mauvais, mais ceci est le même problème que celui qui se pose quand on utilise le système à réponse partielle Ce problème-est l'un des éléments provoquant une erreur de code par rapport au signal de code précis à trois valeurs du signal reproduit et à la discrimination de niveau. Un objet général de la présente invention est donc de créer un système ou dispositif de reproduction magnétique nouveau pour système numérique, dans lequel les problèmes ci-dessus sont éliminés. Un autre objet plus spécifique de la présente invention est de créer un système ou dispositif de reproduction magnétique pour signal numérique dans lequel la forme de l'onde de sortie d'un signal de code à trois valeurs dont l'onde totale est redressée est échantillonné par une impulsion d'échantillonnage engendrée sensiblement à la valeur de crête de la forme d'onde de sortie en vue d'obte- nir un signal de référence en retenant ou bloquant les valeurs échantillonnées, et dans lequel on compare les niveaux du signal de référence et d'un signal de code à trois valeurs qui est retardé pour faire concorder les temps, de façon à obtenir un signal de code à deux valeurs dont la forme d'onde est identique à celle d'un signal de code à deux valeurs enregistré Selon le système de la présente invention, le signal de référence peut suivre des déviations de niveau instantantées du fait que la ligne de transmission du signal de référence ne comporte pas de constante de temps Il est en outre possible de faire concorder le signal de référence avec le signal de code à trois valeurs de manière à réduire considérablement l'erreur de code. Un autre objet encore de la présente invention est de créer un système de reproduction magnétique pour signal numérique dans lequel une section du circuit destinée à la comparaison de niveau est respectivement alimentée en demi- ondes positives et négatives d'un signal numérique d'entrée de manière à obtenir l'information d'amplitude du signal numérique d'entrée selon les signaux de sortie des sections du circuit La section du circuit compare le niveau d'une tension de blocage de moyens de blocage de valeur de crête et le niveau du signal numérique d'entrée Les moyens de blocage de valeur de crête ci-dessus bloquent une valeur de crête dont la forme d'onde du signal numérique d'entrée est redressée par demi-onde, et la tension de blocage ci-dessus est atténuée par le signal numérique d'entrée quand la différence de niveau entre la tension de blocage devient égale ou inférieure à une valeur prédéterminée Selon le système de la présente invention, les crêtes positives et négatives du signal d'entrée peuvent être détectées avec précision, du fait qu'il n'existe pas d'élément instable tel qu'un circuit différenciateur, et la tension de blocage des moyens de blocage de valeur de crête ci-dessus est engendrée sous forme d'une tension de commande Le système selon la présente invention est donc capable de détecter l'information d'amplitude du signal numérique d'entrée avec une stabilité et une précision élevées, même quand il existe une déviation de niveau dans le signal numérique d'entrée ou quand il y a une déviation de niveau instanta- née En outre, le facteur d'erreur de code est fortement amélioré par rapport à un système qui détecte des valeurs de crête égales ou dépassant un niveau prédéterminé, par rapport au signal numérique d'entrée. Un autre objet de la présente invention est de créer un système de reproduction magnétique de signal numérique capable de reproduire de façon fine un signal numérique d'origine en annulant les signaux de fuite introduits entre pistes adjacentes de multi-pistes, lors de la reproduction. D'autres objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description détaillée qui suit, avec référence aux dessins annexés. La figure 1 est un schéma de principe par blocs repré- sentant un exemple d'un dispositif d'enregistrement de signal pour une bande magnétique qui doit être reproduite par-un dispositif de reproduction magnétique de signal numérique selon la présente invention. La figure 2 est un schéma de circuit représentant un 1 O exemple d'un amplificateur à courant constant faisant partie du dispositif d'enregistrement de signal représenté à la figure 1. La figure 3 est une vue en perspective partielle et à plus grande échelle représentant une tête magnétique utili- sée dans le dispositif de reproduction magnétique selon la présente invention. La figure 4 est un schéma représentant un exemple d'un motif de piste porté sur une bande magnétique reproduite par le dispositif de reproduction magnétique selon la présente invention. La figure 5 est un schéma de principe par blocs repré- sentant un mode de réalisation d'un dispositif de reproduc- tion magnétique de signal numérique selon la présente invention. La figure 6 est un schéma de circuit représentant un mode de réalisation d'un circuit d'annulation de diaphonie faisant partie du dispositif par blocs représenté à la figure 5. La figure 7 est un schéma de circuit concret représen- tant un premier mode de réalisation d'un circuit de détec- tion de signal faisant partie du dispositif par blocs représenté à la figure 5. Les figures 8 (A) à 8-(J)-sont respectivement des diagram- mes des temps expliquant le fonctionnement du circuit représenté à la figure 7. La figure 9 est un schéma de principe par blocs repré- sentant un second mode de réalisation du circuit de détec- tion de signal appartenant au dispositif par blocs représenté à la figure 5. La figure 10 est un graphique représentant un exemple d'une caractéristique de diaphonie du dispositif de reproduc- tion magnétique selon la présente invention. La figure 11 est un diagramme de circuit concret repré- sentant un troisième mode de réalisation du circuit de détection de signal représenté à la figure 5. -Les figures 12 (A) à 12 (H) sont respectivement des diagrammes des temps expliquant le fonctionnement du circuit représenté à la figure 11. La figure 13 est un diagramme de circuit concret repré- sentant un quatrième mode de réalisation du circuit de détection de signal représenté à la figure 5. La figure 14 est un graphique représentant un exemple du rapport existant entre le niveau-du signal d'entrée des circuits représentés aux figures 11 et 13 et du facteur d'erreur de code. A la figure 1, N (n étant un nombre entier) bornes d'entrée 111 à iln sont alimentées respectivement par un signal numérique de code (signe) à deux valeurs et divisé, qui est obtenu en soumettant un signal audio provenant de plusieurs canaux à une modulation à impulsions codées (MIC), par exemple Le signal numérique à deux valeurs qui doit être enregistré est envoyé aux convertisseurs 121 à 12 Des opérations d'addition par module-2 sont effectuées par ces convertisseurs 121 à 12 n, entre le signal numérique de code à deux valeurs qui leur est envoyé et le signal numérique de code à deux valeurs de sortie correspondant provenant des convertisseurs 121 à 12 N et qui est retardé d'un intervalle de 1 bit dans des éléments à retard de 1 bit correspondants 131 à 13 N En conséquence, le signal numérique de code à deux valeurs qui doit être enregistré est converti en un signal numérique de code d 1 enregistre- ment à deux valeurs Par exemple, si un signal numérique qui doit être enregistré et qui arrive sur une borne d'entrée 11 i (o i est un nombre entier compris entre 1 et n inclus) a la forme d'onde représentée à la figure 8 (A), le signal numérique de code d'enregistrement d'entrée à deux valeurs provenant du convertisseur 12 prend la forme représentée à la figure 8 (B) A la figure 8 (A), les chiffres indiqués au-dessus de la forme d'onde du signal indiquent le code à deux valeurs (donnée d'origine) qui doit être enregistré. Les signaux numériques de code d'enregistrement à deux valeurs obtenus des convertisseurs 121 à 12 N sont respecti- vement envoyés aux éléments à retard 131 à 13 N de 1 bit. D'un autre côté, les signaux numériques de code d'enregis- trement à deux valeurs obtenus des convertisseurs 12 à 12 sont également envoyés respectivement à des amplificateurs à courant constant 141 à 14 N o les valeurs des courants sont modifiées de façon appropriée Les sorties de ces amplificateurs 14 î à 14 N sont envoyées respectivement aux enroulements de N entrefers 151 à 15 N d'une tête d'enregis- trement et de reproduction multi-pistes 15, et ainsi enre- gistrés sur une bande magnétique 16 par les entrefers 151 à de la tête. n Une vue en perspective à plus grande échelle et partielle de ia tête magnétique 15 est représentée à la figure 3. Comme le montre la figure 3, des noyaux magnétiques indivi- duels en ferrite cristalline par exemple, représentant respectivement un entrefer parmi les entrefers 151 à 15 N de la tête, et des éléments isolants 191 192, 1931 insé- rés respectivement entre des noyaux magnétiques adjacents, sont prévus respectivement sur une base en verre 18, et en outre disposés dans un bottier 20 La bande magnétique 16 se déplace dans une direction perpendiculaire à la direction longi'tudinale des entrefers 151 à 15 N de la tête Par conséquent, si le nombre N d'entrefers 151 à 15 N de la tête est de neuf par exemple, neuf pistes T à T indiquées par les hachures sur la figure 4 sont enregistrées et formées simultanément lorsque la bande magnétique 16 est entraînée dans une première direction Ensuite, quand le côté de la bande magnétique 16 est inversé en inversant ses côtés supérieur et inférieur et lorsque l'on fait circuler la bande magnétique 16 dans la même direction que celle dans laquelle la bande circulait préalablement en vue d'effectuer un enregistrement dans une seconde direction, neuf pistes T 10 à T 18 représentées à la figure 4 sont formées respecti- vement et simultanément par les entrefers 151 à 159 de la tête, entre les pistes T 1 à T 9. Comme on le voit sur la figure 4, les pistes T 1 à T 18 sont des pistes parallèles formées dans la direction longitudinale de la Dande magnétique 16, et des bandes de garde sont constituées entre pistes adjacentes La largeur W de la bande est de 3,81 mm par exemple, dans le cas d'une cassette à bande magnétique Des éléments à retard de 2 bits peuvent être utilisés à la place des éléments à retard de 1 bit 131 à 13 ci-dessus. Les amplificateurs à courant constant 141 à 14 N ont respectivement la même constitution Un amplificateur quelconque 14 i choisi parmi les amplificateurs 141 à 14 n est formé à partir d'une amplificateur opérationnel Ai et de résistances Ril à Ri 5, comme représenté à la figure-2. Dans ce cas, les valeurs des résistances Ril à Ri 4 sont choisies de manière à satisfaire la relation Ri 2/Ril = Ri 4/Ri 3 = RY/RX De plus, si l'impédance de l'entrefer 15 i de la tête est désigné par Zi ( l), on obtient la relation Ri 3 + Ri 4 " Z Donc, si une tension d'entrée ei est appliquée à une borne d'entrée 17 i, un courant ei. RY.Ri 5 (A) circule dans l'entrefer 15 i de la tête Ceci RX i signifie que le courant d'enregistrement présente une caractéristique plate même si l'impédance Zi de l'entrefer i de la tête change du fait de la fréquence du signal d'enregistrement En outre, quand des tensions sont engen- drées par un flux magnétique de fuite au niveau des entre- fers 15 i 1 et 15 i+ 1 (non représentés) de la tête qui i-i 1 + 1 enregistrent et forment des pistes adjacentes à la piste enregistrée et formée par l'entrefer 15 i de la tête, les deux extrémités des résistances R(i-1)5 et R(i+ 1)5 (corres- pondant à la résistance Ri 5 ci-dessus) qui sont reliées respectivement aux entrefers 15 i_ 1 et 15 i+ 1 de la tête parviennent au même potentiel, et aucun courant ne circule dans les entrefers 15 i 1 et 15 i+ 1 de la tête En consequen- ce, un signal de fuite ne peut pas tre enregistr+ sur la ce, un signal de fuite ne peut pas être enregistré sur la bande magnétique du fait qu'aucun courant de fuite ne circule à l'intérieur de l'entrefer de la tête qui enregis- tre et forme une piste adjacente, même s'il y a fuite du flux magnétique en raison d'une cause de constitution et de diaphonie. On fera maintenant une description d'un mode de réalisa- tion d'un dispositif de reproduction selon la présente invention A la figure 5, la bande magnétique 16 est enre- gistrée avec un signal numérique de code à deux valeurs représenté à la figure 8 (B) sur N pistes, au moyen du système d'enregistrement décrit ci-dessus La bande magné- tique 16 est entraînée de la même manière que pendant l'enregistrement, et chaque piste est reproduite respective- ment et séparément par les entrefers 151 à 15 de la tête d'enregistrement et de reproduction multi-pistes 15 Quand le signal numérique de code à deux valeurs représenté à la figure 8 (B) est enregistré sur la bande magnétique 16 et reproduit par les entrefers 151 à 15 N de la tête, un signal reproduit ayant la forme d'onde représentée à la figure 8 (C) est obtenu du fait de la caractéristique de différencia- tion et selon la caractéristique de chaque enroulement des entrefers 151 à 15 N de la tête Ce signal reproduit et représenté à la figure 8 (C) prend la forme d'une impulsion de polarité positive quand le courant d'enregistrement est inversé pour passer de la polarité négative à la polarité positive, et prend la forme d'une impulsion de polarité négative quand le courant d'enregistrement est inversé pour passer de la polarité positive à la polarité négative En d'autres termes, le signal reproduit est un signal de code (signe) à trois valeurs o l'impulsion de polarité positive correspond à "+ 1 ", le niveau zéro correspond à " O " et l'impulsion de-polarité négative correspond à "-1 " Ce signal de code à trois valeurs est envoyé à des annulateurs de diaphonie 241 à 24 n, par l'intermédiaire d'amplificateurs de reproduction 231 à 23 n. L'annulateur de diaphonie 241 est alimenté par un signal de code à trois valeurs provenant d'une première piste et qui doit être reproduit, obtenu de l'amplificateur il de reproduction 231, et par un signal de code de sortie à trois valeurs provenant de l'annulateur de diaphonie 242 prévu dans un système de transmission de signal reproduit destiné à une seconde piste qui est adjacente à la première piste D'un autre côté, l'annulateur de diaphonie 242 est alimenté par un signal de code à trois valeurs provenant de la seconde piste à reproduire et obtenu de l'amplificateur de reproduction 232, et par des signaux de code de sortie à trois valeurs des annulateurs de diaphonie 241 et 243 prévus dans les systèmes de transmission de signal reproduit destinés aux première et troisième pistes adjacentes à la seconde piste Les autres annulateurs de diaphonie 243 à 24 N sont respectivement alimentés de façon similaire par un signal de code à trois valeurs provenant d'une piste à reproduire, et par des signaux de code à trois valeurs provenant de pistes adjacentes de la piste à reproduire. Un schéma de circuit concret-d'un mode de réalisation de l'annulateur de diaphonie 241 est représenté à la figure 6 Le signal de code de sortie à trois valeurs provrenant de l'amplificateur de reproduction 231 est envoyé à une borne d'entrée 30, alors que le signal de code de sortie à trois valeurs provenant de l'annulateur de diaphonie 242 est envoyé à une borne d'entrée 31 Ces signaux qui sont envoyés aux bornes d'entrée 30 et 31 traversent respectivement des résistances mélangeuses RX et RY, puis atteignent une borne d'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 32 qui est relié à une résistance à contre-réaction Rf A ce moment, une composante de diaphonie comprise dans la gamme d'approximativement 20 d B et provenant de la piste adjacente reproduite par l'entrefer 152 de la tète est mélangée dans le signal reproduit par l'entrefer 151 de la tête, et cette composante de diaphonie est également envoyée à la borne d'entrée 30 ci-dessus D'un autre côté, le signal reproduit par l'entrefer 152 de la tête qui est débarrassé de la composante de diaphonie, est obtenu à la sortie de l'annula- teur de diaphonie 242 Ce signal reproduit à partir de l'entrefer 152 de la tête est un signal à phase inversée de la composante de diaphonie contenue dans le signal envoyé à la borne d'entrée 30 (ceci provenant du fait que les annula- teurs de diaphonie 242 à 24 N sont de même construction bien que le nombre de bornes d'entrée soit différent, et le signal d'entrée est inversé et amplifié) En conséquence, quand on envoie le signal de sortie de l'annulateur de diaphonie 242 à la borne d'entrée 241 et quand on effectue le mélange avec le signal envoyé à la borne d'entrée 30 selon un niveau compris dans la gamme d'environ -20 d B selon la quantité de diaphonie, il est possible d'annuler sensiblement la composante de diaphonie contenue dans le signal envoyé à la borne d'entrée 30 Ce signal dont la composante de diaphonie est pratiquement éliminée est disponible à une borne de sortie 33 Les autres annulateurs de diaphonie 242 à 24 N fonctionnent de façon similaire à l'annulateur de diaphonie 241 décrit ci- dessus et ils annulent pratiquement les composantes de diaphonie. Le signal de code à trois valeurs dont la composante de diaphonie est pratiquement annulée est envoyé à des égalisa- teurs 251 à 25 n Pendant le processus d'enregistrement et de reproduction magnétique, les égalisateurs 251 à 25 n compensent la composante haute fréquence atténuée et établis- sent également une caractéristique ayant une bande appropriée. En outre, l'égalisation de l'onde est effectuée de manière qu'une interférence (interférence inter-symboles) n'apparais- se pas entre codes dans la forme d'onde elle-même du signal reproduit Les signaux de sortie des égalisateurs 251 à 25 n deviennent donc respectivement un signal de code à trois valeurs c représenté à la figure 8 (C), qui comprend des niveaux correspondant à "+ 1 ", n" O et "-1 " sans interférence inter-symboles Chaque signal de code de sortie à trois valeurs provenant des égalisateurs 251 à 25 N est envoyé aux circuits de détection de signal correspondants 261 à 26 N o les niveaux du signal correspondant à "+ 1 " et à "'-1 " sont convertis en niveau "+ 1 ", et o le niveau " O " du signal est maintenu au niveau M O ", de manière à obtenir un signal de code à deux valeurs En conséquence, le signal numérique du code d'origine au moment de l'enregistrement est restauré, et devient alors disponible aux bornes de sortie 27, à 27 n. On décrira maintenant de façon détaillée les circuits de détection de signal 26 à 26 Du fait que les circuits de détection de signal 26 à 26 N ont la même constitution, on ne décrira que la constitution et le fonctionnement d'un unique circuit de détection de signal La figure 7 représente un schéma de circuit concret d'un premier mode de réalisation du circuit de détection de signal A la figure 7, le signal de code de sortie à trois valeurs c représenté à la figure 8 (C) provenant d'un égalisateur 25 i est appliqué à une borne d'entrée 40 (représentée à l'extrémité de gauche de la figure) Le signal de code à trois valeurs c est soumis à une conversion d'impédance dans un amplificateur tampon comprenant des résistances R 1 à R 3, un condensateur C 1, une résistance variable VR 1 et un amplificateur opérationnel 41, et il est alors envoyé à un redresseur biphasé 58 et à un différenciateur 59 Le signal provenant de l'amplificateur tampon ci-dessus est envoyé à un circuit à retard 60, par l'intermédiaire d'une résistance R 14 et d'une résistance variable VR 2. Le redresseur biphasé 58 comprend des amplificateurs opérationnels 42 et 43, des résistances R 4 à R 10, et des diodes D 1 et D 2 Les valeurs des résistances R 4, R 6, R 7 et R 9 sont choisies de manière à satisfaire larelation R 6/R 4 = R 9/2 R 7 De ce fait, un signal d redressé sur la totalité de sa forme d'onde et représenté à la figure 8 (D) est disponible à une borne de sortie de l'amplificateur opéra- tionnel 43 Ce signal d redressé sur la totalité de sa forme d'onde est envoyé à un circuit échantillonneur blo- queur (E/B) 62 Le circuit E/B 62 comprend une résistance R 15, une diode D 3, des condensateurs C et Cg, et une puce de circuit intégré (CI) 52 destinée au circuit E/B Le différenciateur 59 comprend un circuit différenciateur comportant un condensateur C 2 et une résistance R 11, et un amplificateur non inverseur comportant un amplificateur opérationnel 44 et des résistances R 12 et R 13 * Ce différen- ciateur 59 effectue la différenciation et amplifie ensuite le signal de code d'entrée à trois valeurs c selon un niveau prédéterminé, et engendre un signal différencié dont les points de croisement à zéro sont dans des positions correspondant aux positions de crête positives et aux positions de crête négatives du signal de code à trois valeurs c Le signal de différenciation engendré est envoyé à un générateur d'impulsions d'échantillonnage 61. Le générateur d'impulsions d'échantillonnage 61 comprend des amplificateurs opérationnels 46 et 47, des circuits NON-ET à trois entrées 48 et 49, un CI 50 destiné à un multivibrateur monostable, un CI 51 destiné à un commutateur analogique, des résistances variables VR 3 à VR 5, des résis- tances-R 16 et R 17 et un condensateur C 10 A la figure 7, *+Hu et U-Hw indiquent respectivement la tension de la source de puissance o, à titre d'exemple, +H = + 5 volts et -H = -5 volts Le signal différencié obtenu de l'amplifi- cateur opérationnel 44 est envoyé à chaque borne d'entrée inverseuse des amplificateurs opérationnels 46 et 47 o le signal est soumis respectivement à une comparaison de niveau avec les tensions de référence positives et négatives ajustées par les résistances variables VR 3 et VR 4 De ce fait, les signaux différenciés envoyés aux amplificateurs opérationnels 46 et 47 sont convertis respectivement en des ondes carrées, puis envoyés aux circuits NON-ET 48 et 49. La tension de la source de puissance positive est envoyée aux deux autres entrées du circuit NON-ET 48, et une sortie du circuit NON-ET 48 est envoyée au circuit NON-ET 49 Une impulsion dont la largeur est en accord avec le point de croisement à zéro du signal de sortie différencié provenant du différenciateur 59 est donc obtenue du circuit NON-ET 49 En d'autres termes, la position centrale de la largeur de l'impulsion obtenue du circuit NON-ET 49 correspond à la position de crête positive ou à la position de crête négative du signal-de code à trois valeurs c. En conséquence, l'impulsion ci-dessus provenant du circuit NON-ET 49 peut être utilisée comme impulsion d'échan- tillonnage Cependant, la largeur de cette impulsion varie si les niveaux de crête du signal de code à trois valeurs c varient, ceci provoquant un fonctionnement erroné Pour produire une impulsion d'échantillonnage ayant une largeur d'impulsion constante, l'impulsion ci-dessus est donc appliquée à la borne ou patte n' 2 du CI 50 destiné au multivibrateur monostable Le CI 50 est déclenché par l'impulsion ci-dessus et il produit une impulsion de largeur constante passant par les pattes n O 14 et N O 13, selon une constante de temps déterminée par une résistance interne du CI 50, du condensateur C 10 et de la résistance variable VR 5 Une impulsion e représentée à la figure 8 (E) ayant une largeur constante et produite par la patte N O 4 du CI 50 est appliquée au CI 52 destiné au circuit E/B en tant qu'impulsion d'échantillonnage En outre, une impulsion de phase inversée par rapport à l'impulsion e est produite simultanément par la patte N O 13 du CI 50, et appliquée à une patte N O 13 du CI 51 destiné à un commutateur analogique, pour brancher le CI 51 lors de la période de haut niveau de l'impulsion % Le circuit E/B 62 échantillonne le signal d redressé sur la totalité de sa forme d'onde et chargé dans le conden- sateur C 8, pendant les périodes de haut niveau de l'impul- sion d'échantillonnage e ci-dessus qui est engendrée en correspondance avec les positions des niveaux de crête du signal d Ensuite, le circuit E/B 62 bloque la valeur échantillonnée pendant les périodes de bas niveau de l'impul- sion d'échantillonnage e De plus, le fait que le CI 51 est branché pendant la période de bas niveau de l'impulsion d'échantillonnage e (période de blocage), la charge électri- que chargée dans le condensateur C 8 est déchargée par une faible impédance (comprise par exemple dans la gamme de 150 g 1)du CI 51 qui est alors branché La tension chargée dans le condensateur C 8 est donc rafraichie à chaque échantillon- nage Le circuit E/B 62 produit donc une tension f repré- sentée à la figure 8 (F), et applique cette tension f en tant que signal de référence aux pattes N O 8 et N O 10 d'un CI 56 contenu dans un comparateur de niveaux 63, par l'in- termédiaire d'un amplificateur non inverseur comportant une résistance variable VR 6, des résistances R 19 et R 20, et un amplificateur opérationnel 53 Comme on le voit aux figures 8 (E) et 8 (F), le signal de référence f baisse lorsque monte l'impulsion d'échantillonnage e du fait que l'élément de circuit contenu dans le CI 52 est déchargé instantanément en une fois. Le circuit à retard 60 comprend des condensateurs C 3 à C 7, et un CI 45 pour le retard Ce circuit à retard 60 a une durée de retard d'environ un intervalle de temps de 1/2 bit par exemple, pour faire concorder les temps, en tenant compte du retard entre le signal de code d'entrée à trois valeurs c et le signal de référence f Le signal de code à trois valeurs retardé obtenu du circuit à retard 60 est indiqué par une ligne continue 1 sur la figure 8 (G) Ce signal retardé g est appliqué à un amplificateur non inver- seur comprenant des résistances variables VR 8 et VR 9, des résistances R 21 à R 24 et un amplificateur opérationnel 54, par l'intermédiaire d'un condensateur Cil' Le signal retardé est ainsi non inversé et amplifié dans cet amplificateur non inverseur, et appliqué à une patte N O 11 du CI 56, par l'intermédiaire d'une résistance R 28 D'un autre côté, le signal de code à trois valeurs q retardé, qui est non inversé et amplifié, obtenu de l'amplificateur opérationnel 54, est simultanément appliqué à un amplificateur inverseur comprenant des résistances R 25 et R 26 et à un amplificateur opérationnel 55 Le signal _ qui est envoyé à cet amplifica- teur inverseur est donc inversé et amplifié, puis appliqué à une patte N O 9 du CI 56 par l'intermédiaire d'une résis- tance R 27. Une tension provenant d'une source de puissance positi- ve est appliquée à une patte N O 3 du CI 56 De plus, la tension de la source de puissance est appliquée aux pattes N O 9, N O 11, N O 13, no 14 du CI 56, par l'intermédiaire d'un circuit à résistances comprenant les résistances R 29 à R 32 En outre, une tension provenant d'une source de puis- sance négative est appliquée à la patte no 12 du CI 56 Le CI 56 ci-dessus compare les niveaux du signal de référence f appliqué à la patte N O 8 et du signal de code à trois valeurs et retardé g appliqué à la patte no 11, et les niveaux du signal de référence f appliqué à la patte no 10 et du signal g appliqué à la patte no 9 et dont la phase est inversée par rapport à celle du signal g Les sorties comparées sont appliquées respectivement aux pattes N O 12 et N O 13 d'un CI 57, par l'intermédiaire des pattes respec- tives N O 13 et N O 14 du CI 56 A ce moment, le niveau du signal de référence f est réglé sur approximativement la moité des valeurs de crête des signaux de code retardés à trois valeurs g et g par exemple De ce fait, on obtient de la patte N O 13 du CI 56 un signal de code à deux valeurs dans lequel le niveau du signal est de "+ 1 " par rapport au signal de code à trois valeurs retardé g correspondant à "+ 1 ", et le niveau du signal est de " O " par rapport aux niveaux du signal correspondant à " O " et "-1 " D'un autre côté, un signal de code à deux valeurs dans lequel le niveau du signal est de "+ 1 " par rapport au niveau du signal g ci-dessus correspondant à "-1 ", et le niveau du signal est de " O " par rapport aux niveaux du signal corres- pondant à " O " et à "+ 1 ", est obtenu de la patte N O 14 du CI 56 La somme logique des signaux de code à deux valeurs ci- dessus est obtenue dans le CI 57 Un signal de code à deux valeurs h représenté à la figure 8 (H) est donc produit à la patte N O 11 du CI 57 et envoyé à une borne de sortie 64. Le signal de code à deux valeurs h ci-dessus est un signal numérique dont le code est le même que celui du signal de code à deux valeurs d'origine représenté à la figure 8 (A) En-conséquence, le signal de code à deux valeurs d'origine existant lors de l'enregistrement peut être restauré à partir du signal de code à trois valeurs c et du circuit de détection de signal représenté à la figure 7. Quand il existe une déviation de niveau dans le signal de code à trois valeurs retardé g, la déviation du niveau est également introduite dans le signal de référence f en fonction de la déviation de niveau ci-dessus existant dans le signal g Le CI 56 effectue donc la comparaison de niveau quelle que soit l'existence ou la non existence de la déviation du niveau, pour un niveau de seuil égal à approximativement la moitié du niveau de crête du signal de code à trois valeurs g De plus, il n'existe pas de circuit ayant une constante de temps dans la ligne de transmission destinée au signal de référence f De ce fait, même si le niveau du signal de code à trois valeurs _ diminue entre les temps t 1 et t 2 comme représenté à la figure 8 (I) par exemple, le signal de référence f suit immédiatement cette diminution de niveau et passe au niveau v 2 en partant d'un niveau normal v 1 représenté à la figure 8 (J) Le niveau v 2 du signal de référence est maintenu à partir d'un moment t 3 o parvient une impulsion d'échantillonnage e et un temps t 4 La valeur du signal de sortie h provenant du comparateur de niveau 63 entre les temps t 5 et t 6 qui correspondent à 1 bit du signal de code à deux valeurs (l'intervalle de bit est sensiblement égal à t 6 t 5) est donc maintenu constante. On donnera ci-dessous des exemples des constantes des éléments constituant le circuit représenté à la figure 7: Résistances Valeurs de résistance R 1 37 k R 2, R 15, R 24, VR 3, VR 4, VR 8 1 k R 3, R 18, R 23 4,7 kf L R 4, R 6 20 k SL R 5, R 14, R 16, R 17, R 21, R 22, R 27, R 28, VR 1, VR 6, VR 9 R 7 R 8 R 9, R 10 Rll, R 20, R 25, R 26 R 12 R 13 R 29, R 31 R 30, R 32 VR 2 VR 5 VR 7 k fl k f. 47 k O k IL ,6 k I k nt 6,8 k f L 2,2 k L 2,7 k R 330 k L k úI 2 k I L Condensateurs Capacitances C 1, C 3, C 4, Cll 4,7 p F C 2 p F C 5, C 7 150 p F C 6 120 p F C 8 C 8 390 p F C 9 6800 p F C 10 180 p F On décrira maintenant un second mode de réalisation d'un circuit de détection de signal faisant partie des circuits de détection de signal 261 à 26 n, avec référence à la figure 9 A la figure 9, les parties qui sont les mêmes que celles de la figure 7 sont désignées par les mêmes références numériques, et il n'en sera pas fait de descrip- tion Le signal dont la totalité de l'onde a été redressée, qui est représenté à la figure 8 (D) et qui est obtenu du redresseur biphasé 58, est envoyé au circuit E/B 62 par l'intermédiaire d'une résistance variable 70 en vue de déterminer un niveau de seuil convenant le mieux au signal de référence Le signal d provenant du redresseur biphasé 58 est également envoyé à un circuit à retard 71 Pour retarder le signal d ci- dessus, le circuit à retard 71 produit un signal dont la totalité de l'onde est redressée et dans lequel les sections g 1 et g 2 du signal qui corres- pondent au niveau "-1 " du signal de code à trois valeurs retardé ú représenté par la ligne continue de la figure 8 (G) sont à un niveau qui correspond au niveau "+ 1 " comme indiqué par les lignes en traits mixtes g 3 et g 4 de la figure 8 (G). Le signal dont la totalité de l'onde est redressée et qui est retardé d'un temps prédéterminé de manière à concor- der avec le signal de référence f est obtenu du circuit à retard 71 et envoyé à un comparateur de niveaux 72 Les niveaux du signal dont l'onde totale est redressée et qui est retardé et du signal de référence f obtenu du circuit E/B 62 sont ainsi comparés dans le comparateur de niveaux 72 Un signal de sortie provenant du comparateur de niveaux 72 est au niveau "+ 1 " par rapport au niveau "+ 1 " du signal redressé et retardé, il est au niveau " O " par rapport au niveau du signal correspondant à " O " et il est le même que le signal numérique h représenté à la figure 8 (H) dont le code est le même que le code à deux valeurs d'origine. Comparé avec le premier mode de réalisation représenté à la figure 7, le comparateur de niveaux 72 peut être constitué par un unique comparateur En outre, la constitu- tion du circuit est simplifiée et son coût est réduit en proportion, du fait qu'il n'est pas nécessaire de prévoir un amplificateur inverseur comprenant l'amplificateur 55, et analogues Dans le présent mode de réalisation, on obtient la stabilité par rapport à la déviation du niveau dans le signal reproduit, comme dans le premier mode de réalisation décrit ci-dessus En outre, même s'il y a une instabilité dans le signal reproduit, les temps du signal de référence f et du signal redressé et retardé dans le comparateur de niveaux 72 coïncident du fait que ces signaux sont tous les deux dérivés du même signal de code à trois valeurs. La figure 10 représente une caractéristique de diapho- nie du système de reproduction selon la présente invention. A la figue 10, le spectre du signal de code à trois valeurs provenant en sortie des égalisateurs 251 à 25 N est indiqué par une courbe I et une courbe II indique la quantité de diaphonie provenant de pistes adjacentes A la figure 10, l'axe horizontal désigne la fréquence de normalisation, c'est-à-dire le rapport entre la fréquence du signal appli- qué à la borne 40 et la fréquence des bits La quantité de diaphonie II est fortement réduite par les annulateurs de diaphonie 241 à 24 dont la constitution est celle représen- tée à la figure 6, selon une courbe III Cette courbe III * est très proche d'une courbe de niveau de bruit IV. Selon le système de reproduction selon la présente invention, le signal de code à deux valeurs enregistré sur les multi-pistes est reproduit sous forme d'un signal à trois valeurs Le rapport S/B du signal de code à trois valeurs reproduit est amélioré par les annulateurs de diaphonie 241 à 24 n, et le signal de code à trois valeurs est restauré selon le signal de code à deux valeurs en utilisant le système à réponse partielle Il en résulte que le niveau du signal peut être discriminé avec plus de précision et que l'erreur de code est considérablement réduite, ce qui permet une reproduction fine du signal numérique de code à deux valeurs d'origine. On décrira maintenant un troisième mode de réalisation du circuit de détection de signal représenté sous forme d'un schéma de circuit concret à la figure 11 A la figure 11, un signal de code à trois valeurs i représenté à la figure 12 (C) et provenant de l'égalisateur 25 i est appliqué à une borne d'entrée 75 Ce signal de code à trois valeurs i est un signal semblable au signal de code à trois valeurs représenté à la figure 8 (C) La figure 12 (A) représente le signal numérique de code à deux valeurs qui doit être enregistré Pour effectuer l'enregistrement et la reproduc- tion selon le système à réponse partielle, le signal numé- rique ci-dessus représenté à la figure 12 (A) est converti en un signal numérique représenté à la figure 12 (B), puis enregistré sur la bande magnétique 16 comme dans le cas décrit précédemment Comme décrit cidessus, le signal de code à trois valeurs i représenté à la figure 12 (C) est un signal obtenu en reproduisant le signal numérique représen- té à la figure 12 (B) et enregistré sur les multi-pistes d'une bande magnétique. Le signal de code à trois valeurs i est appliqué à une borne d'entrée non inverseuse d'un amplificateur opération- nel 76, par l'intermédiaire d'un circuit comprenant un condensateur C 13 et une résistance R 35 Cet amplificateur opérationnel 76 constitue un amplificateur non inverseur avec les résistances R 36 et R 37, et une résistance variable VR 10 Le signal de code à trois valeurs non inversé et amplifié i provenant de l'amplificateur non inverseur est envoyé à une borne d'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 78 a en vue de la comparaison de niveau, et il est envoyé également à un amplificateur inverseur compre- nant les résistances R 38 et R 39 et un amplificateur opérationnel 77 Un signal de code à trois valeurs inversé et amplifié i obtenu de cet amplificateur inverseur est appliqué à une borne de sortie inverseuse de l'amplifica- teur opérationnel 78 b en vue de la comparaison des niveaux. En ce point, une première section de circuit allant de l'amplificateur opérationnel 76 à l'amplificateur opération- nel 78 a, et une seconde section de circuit -allant de l'amplificateur opérationnel 77 à l'amplificateur opération- nel 78 b sont de même constitution Il en résulte que les éléments correspondant aux première et seconde sections de circuit sont désignés par les mêmes références auxquelles est ajoutée la lettre 'a' quand il s'agit des éléments de la première section de circuit, et la lettre "b" quand il s'agit des éléments de la seconde section de circuit Les bornes de sortie des amplificateurs opérationnels 76 et 77 sont reliées respectivement à des bornes d'entrée inverseuses des amplificateurs opérationnels 78 a et 78 b Ces bornes de sortie des amplificateurs opérationnels 76 et 77 sont également reliées respectivement à des bornes d'entrée non inverseuses des amplificateurs opérationnels 78 a et 78 b, par l'intermadiaire de diodes redresseuses D a et Db Les points de connexion entre les cathodes des diodes Da et Db des bornes d'entrée non inverseuses des amplificateurs opérationnels 78 a et 78 b sont respectivement mises à la terre par l'intermédiaire de condensateurs Ca et Cb de blocage de valeur de crête Ces points de connexion sont également reliés respectivement aux émetteurs de transis- tors pnp Tra et Trb en vue de la commutation Les collec- teurs des transistors Tra et Trb sont reliés à la terre. Les bases des transistors Tra et Trb sont reliées respecti- vement aux bornes de sortie des amplificateurs opération- nels 76 et 77, par l'intermédiaire des résistances Ra et Rb Les bornes de sortie des amplificateurs opérationnels 78 a et 78 b sont reliées respectivement à chaque borne d'entrée d'un circuit NON-ET 79 à deux entrées Naturelle- ment, on peut utiliser d'autres éléments de commutation à la place des transistors Tra et Trb ci-dessus. Dans le circuit de détection de signal ayant la constitution décrite cidessus et quand le signal de code à trois valeurs i ci-dessus augmente en direction positive pour atteindre un niveau prédéterminé au moment t 1 l indiqué à la figure 12 (C), la diode Da est branchée et le signal de code à trois valeurs i est appliqué au condensateur Ca par l'intermédiaire de la diode Da pour charger le condensateur Ca La tension entre les bornes du condensateur chargé Ca (cette tension de borne est égale à la tension d'entrée appliquée à la borne d'entrée non inverseuse de l'amplifica- teur opérationnel 78 a et à la tension d'émetteur du transis- tor Tra) suit l'augmentation en direction positive du signal de code à trois valeurs i, comme indiqué par la ligne en traits mixtes i de la figure 12 (C) Cette tension de borne du condensateur Ca suit donc jusqu'à une tension inférieure au niveau du signal de code à trois valeurs i une tension de seuil VTH 1 de la diode Da Quand le niveau du signal de code à trois valeurs i atteint la crête qui suit, le signal i commence alors à diminuer de niveau. Cependant, du fait que la diode Da et que le transistor Tra sont tous les deux à l'état coupé, la tension à la borne i du condensateur Ca est maintenue à la tension chargée obtenue pour la crête positive du signal de code à trois valeurs i représenté à la figure 12 (C), même si le niveau du signal i diminue Au moment T 12 indiqué à la figure 12 (C), quand le niveau du signal de code à trois valeurs i devient inférieur à la tension de borne i du condensateur Ca du fait d'une tension de seuil VTH 2 du transistor Tra, ce transistor Tra est rendu passant par le signal de code à trois valeurs i appliqué à sa base. Quand le transistor Tra devient passant, la charge électrique chargée dans le condensateur Ca est instantané- ment déchargée par l'intermédiaire de la résistance émetteur- collecteur du transistor Tra dont l'impédance devient faible Ainsi, la tension de borne i du condensateur Ca diminue jusqu'à une tension sensiblement égale au niveau de base (à strictement parler, la tension de perte émetteur- collecteur du transistor Tr a) De plus, pendant la période de décharge du condensateur Ca ou immédiatement avant cette période de décharge, la différence de niveau entre le signal de code à trois valeurs i et la tension de borne du condensateur C a devient inférieure à la tension de seuil VTH 1 de la diode Dar et il en résulte que la diode Da est coupée Lorsque la tension de borne i du condensateur Ca devient sensiblement égale au niveau de base, le niveau du signal de code à trois valeurs i continue de diminuer et atteint la crête négative Ensuite, le niveau du signal i commence à monter en direction positive à partir de la crête négative Mais du fait que le transistor Tra est à l'état passant jusqu'à ce que la différence de niveau entre le signal de code à trois valeurs i et la tension de borne du condensateur C dépasse la tension de seuil V ci- dessus, la tension de borne i du condensateur Ca reste à un niveau sensiblement égal au niveau de base, comme indiqué par la ligne en traits mixtes de la figure 12 (C) Ensuite, des opérations semblables à celle qui vient d'être décrite sont effectuées de façon répétée. La tension de borne i du condensateur Ca obtenue en commutant et en commandant le transistor Tr a au moyen du signal de code à trois valeurs i et en commandant les opérations de charge et de décharge du condensateur Ca est appliquée à la borne d'entrée non inverseuse de l'amplifica- teur opérationnel 78 a en tant que tension de commande Le niveau de la tension de borne i ainsi appliquée à l'amplifi- cateur opérationnel 78 a est comparée au niveau du signal de code à trois valeurs i appliqué à sa borne d'entrée non inverseuse Si l'amplificateur opérationnel 78 a ne présente pas une caractéristique d'hystérésis, la forme d'onde du signal de sortie de l'amplificateur opérationnel 78 a obtenue du fait de la comparaison de niveaux devient celle qui est indiquée par une ligne continue à la figure 12 (D) La tension indiquée par la ligne continue à la figure 12 (D) est une tension à deux valeurs qui varie d'un niveau élevé à un niveau bas ou d'un niveau bas à un niveau élevé aux points d'intersection entre les signaux i et i ci-dessus. D'un autre côté, si l'amplificateur opérationnel 78 a pré- sente une caractéristique d'hystérésis, la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel varie comme indiqué par la ligne en traits mixtes sur la figure 12 (D). De même, si l'amplificateur opérationnel 78 b ne présente pas une caractéristique d'hystérésis, le signal obtenu de l'amplificateur opérationnel 78 b à la suite de la comparai- son de niveaux varie comme indiqué par la ligne continue de la figure 12 (E) D'un autre côté, si l'amplificateur opérationnel 78 b a une caractéristique d'hystérésis, le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel 78 b varie comme indiqué par la ligne en traits mixtes de la figure 12 (E) Un signal de code à deux valeurs k émis en sortie par l'amplificateur opérationnel 78 a et représenté à la figure 12 (D), et un signal de code à deux valeurs t émis en sortie par l'amplificateur opérationnel 78 b, sont appliqués respectivement au circuit NON-ET 79 Le circuit NON-ET 79 produit ainsi un signal de code à deux valeurs m représenté à la figure 12 (F) en convertissant les signaux k et e ci- dessus, et il produit ce signal m sous forme d'un signal de détection de signal de code à trois valeurs par l'intermé- diaire d'une borne de sortie 80 Le signal de détection m correspond au signal de détection h décrit ci-dessus et représenté à la figure 8 (H), et son niveau correspond sensiblement à la donnée d'origine du signal de code à deux valeurs représenté à la figure 12 (A) qui doit être enregis- tré et reproduit. Le signal de détection m ci-dessus est appliqué à une borne de données d'une bascule (non représentée) du type à retard (type R), par exemple, par l'intermédiaire de la borne de sortie 80 En appliquant une impulsion d'horloge ayant la phase et la fréquence représentées à la figure 12 (G) à une borne d'entrée d'horloge de cette bascule de type R, le signal de détection d'entrée m appliqué à la borne de données peut être verrouillé par la montée de l'impulsion d'horloge Ainsi, et comme représenté à la figure 12 (H), on peut reproduire et produire avec précision, par l'intermédiaire d'une borne de sortie Q de la bascule de type R ci-dessus, un signal de code à deux valeurs ayant des temps concordant avec ceux du signal de code à deux valeurs d'origine représenté à la figure 12 (A). On décrira maintenant un quatrième mode de réalisation d'un circuit de détection de signal faisant partie des circuits de détection de signal 26 à 26 n, avec référence à la figure 13 A la figure 13, les parties qui sont les -mêmes que les parties correspondantes de la figure 11 sont désignées par les mêmes références numériques, et il n'en sera pas fait de description A la figure 13, le signal de code à trois valeurs i indiqué par la ligne continue de la figure 12 (C) et qui est obtenu de l'amplificateur opération- nel 76 après avoir été non inversé et amplifié, est appli- qué à la base d'un transistor npn Trc par l'intermédiaire de la résistance Rb De plus, le signal de code à trois valeurs i ci-dessus est également appliqué à une borne d'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel 78 c La borne d'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 78 c est connectée à la cathode d'une diode Dc* D'un autre côté, une borne d'entrée inverseuse de l'ampli- ficateur opérationnel 78 c ci-dessus est reliée à l'anode de la diode Dc, à l'émetteur du transistor T Rc et au conden- sateur Cb En conséquence, lorsque le signal de code à trois valeurs i diminue en direction négative à partir d'un niveau correspondant à " O ",le transistor Trc est coupé alors que la diode Dc est branchée, de manière à charger le condensateur Cb Quand le signal de code à trois valeurs i atteint la crête négative et augmente ensuite en direction positive, la tension chargée dans le conden sateur Cd est maintenue du fait que la diode Db se ferme et que le tran- sistor Trc se ferme également. Quand le signal de code à trois valeurs i continue à monter en direction positive et dépasse la tension chargée dans le condensateur C b et dépasse-également la tension de seuil du transistor Trc, le transistor Trc devient passant. En conséquence, la charge électrique chargée dans le conden- sateur Cb est instantanément déchargée par l'intermédiaire du transistor Trc qui est à l'état passant Ainsi, l'ampli- ficateur opérationnel 78 c produit le signal de code à deux valeurs _ représenté à la figure 12 (E). Selon le présent mode de réalisation, il n'est pas nécessaire de prévoir l'amplificateur opérationnel 77 et les résistances R 38 et R 39 qui sont nécessaires pour le troisième mode de réalisation décrit ci-dessus La consti- tution du circuit est donc plus simple, et le coût de ce circuit est plus faible. Des exemples des constantes des éléments constituant le circuit de détection de signal représenté aux figures 11 et 13 sont donnés cidessous: Résistances Valeurs des résistances R 35, R 37 10 k Q R 36 470 5 R 38 5,6 kf Q VR 10 20 k A Rai Rb 1,2 ka Q Condensateurs Capacitances Ca, Cb 390 p F La figure 14 représente la courbe du niveau d'entrée par rapport à la caractéristique du facteur d'erreur de code, dans le cas o une bande magnétique sur laquelle est enregistré un signal de code aléatoire de série M est reproduit, et la détection du signal est réalisée par le circuit de détection de signal représenté à la figure il ou à la figure 13 A la figure 14, l'axe vertical indique le facteur d'erreur de code et l'axe horizontal le niveau du signal de code d'entrée à trois valeurs appliqué à la borne d'entrée 75 Comme on le voit clairement sur la figure 14, le facteur d'erreur de code est constant et a une valeur excessivement faible de 0,1 % quand le signal de code d'entrée à trois valeurs est situé dans une gamme comprise entre 1,2 Vc c (crête à crête) et 5 Vc c* Ainsi, la détection du signal peut être réalisée avec beaucoup de stabilité et de précision Ceci vient du fait que la tension de commande i est produite en réponse immédiate au signal de code à trois valeurs i, et du fait que les crêtes positives et négatives du signal de code à trois valeurs i peuvent être détectées avec précision. Comme on le voit sur la figure 14, le facteur -d'erreur de code augmente quand le signal de code d'entrée à trois valeurs i dépasse 5,5 Vc c Cependant, ceci vient du fait que le niveau de bruit augmente en fonction du niveau d'entrée, et que le bruit provoque un fonctionnement erroné en tant que donnée, bien que le niveau du signal soit zéro. Le facteur d'erreur de code augmente également quand le signal de code d'entrée à trois valeurs i devient inférieur à 1,2 V Ceci vient du fait que les tensions de seuil des diodes Da, Db et Dc sont situées à l'intérieur du rapport entre le signal de code à trois valeurs i et la tension de commande i, et qu'une détection de signal suffi- sante ne peut pas être réalisée du fait des déviations à l'intérieur de ces tensions de seuil Mais si l'on fait la comparaison avec un système de reproduction dans lequel la tension de commande l est réglée sur une valeur spécifique et o la valeur de crête dépassant une valeur prédéterminée est détectée dans le signal de code d'entrée à trois valeurs i, le facteur d'erreur de code peut être fortement réduit dans des limites de l'ordre de 1/10 et amélioré par rapport au système de reproduction ci-dessus, en ayant recours aux troisième et quatrième modes de réalisation décrits plus haut. En outre, la détection du signal peut également être réalisée quand le signal d'entrée est un signal de code à deux valeurs différent du signal de code à trois valeurs ci-dessus. Comme il va de soi, la présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisations qui ont été décrits et diverses variantes et modifications peuvent lui être appor- tées sans s'écarter de son champ d'application. 29 2509502 REVENDICATIONS 1 Dispositif de reproduction magnétique pour signal numérique, destiné à la reproduction d'un signal de code d'enregistrement à deux valeurs à partir d'un support d'enregistrement magnétique ( 16), et à la détection du niveau du signal reproduit pour reproduire un signal numéri- que ayant un code à deux valeurs désiré, ledit signal de code d'enregistrement à deux valeurs étant obtenu en faisant passer ledit signal numérique dudit code à deux valeurs désiré dans un convertisseur ( 12 î-12 n) et dans des moyens à retard ( 131-13 n), puis en renvoyant ce signal numérique audit convertisseur pour effectuer une addition de module 2, ledit support d'enregistrement magnétique étant enregistré avec ledit signal de code d'enregistrement à deux valeurs, caractérisé en ce que sont prévus: un égalisateur ( 25-25 n) destiné à effectuer l'égalisation d'onde du signal reproduit par ladite tête magnétique; et un circuit de détection de signal ( 261 -26) destiné à détecter le niveau d'un signal 1 n de code à trois valeurs obtenu dudit égalisateur, pour produire un signal de détection à deux valeurs dans lequel les niveaux dudit signal de code à trois valeurs correspon- dant à "+ 1 " et à "-1 " sont réglés sur un niveau de signal de "+ 1 ", et en ce qu'un niveau dudit signal de code à trois valeurs correspondant à " O " est réglé sur un niveau " O " du signal, sous forme d'un signal de sortie reproduit dudit signal numérique. 2 Dispositif de reproduction magnétique selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit de détection de signal comprend un redresseur biphasé ( 58) destiné à produire un signal dont l'onde totale est redres- sée à partir d'un signal de code à trois valeurs obtenu dudit égalisateur, des moyens de génération d'impulsion d'échantillonnage ( 59, 61) auxquels est envoyé ledit signal de code à trois valeurs pour engendrer une impulsion d'échan- tillonnage dont la phase correspond sensiblement aux posi- tions des valeurs de crête des niveaux dudit signal de code à trois valeurs correspondant à "+ 1 " et à "-1 ", un circuit 2509502 échantillonneur bloqueur ( 62) destiné à échantillonner un signal de sortie provenant dudit redresseur biphasé au moyen d'une impulsion d'échantillonnage de sortie provenant desdits moyens générateurs d'impulsion d'échantillonnage et bloquer la valeur échantillonnée, un circuit à retard ( 60) destiné à retarder ledit signal de code à trois valeurs de manière à faire concorder les temps avec un signal de référence de sortie provenant dudit circuit échantillonneur bloqueur, et des moyens à circuit de comparaison de niveau ( 54, 55, 63) destinés à comparer les niveaux du signal de référence de sortie -provenant dudit circuit échantillonneur bloqueur et un signal de code à trois valeurs et retardé, obtenu dudit circuit à retard, en vue d'obtenir un signal de code à deux valeurs ayant une forme d'onde senseiblement identique au signal numérique dudit code à deux valeurs désiré. 3 Dispositif de reproduction magnétique selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit de détection de signal comprend un redresseur biphasé ( 58) destiné à produire un signal dont l'onde totale est redres- sée à partir du signal de code à trois valeurs obtenu dudit égalisateur, des moyens de génération d'impulsion d'échantil- lonnage ( 59, 61) auxquels sont envoyés ledit signal de code à trois valeurs pour engendrer une impulsion d'échantillon- nage ayant une phase correspondant sensiblement aux positions des valeurs de crête des niveaux dudit signal de code à trois valeurs correspondant à "+ 1 " et à "-1 ", un circuit échantillonneur bloqueur ( 62) destiné à échantillonner un signal de sortie provenant dudit redresseur biphasé avec une impulsion d'échantillonnage de sortie provenant desdits moyens de génération d'impulsion d'échantillonnage et de blocage la valeur échantillonnée, un circuit à retard ( 71) destiné à retarder un signal de sortie provenant dudit redresseur biphasé de manière à faire concorder les temps avec un signal de référence de sortie dudit circuit échantil- lonneur bloqueur, et des moyens à circuit de comparaison de niveaux ( 72) destinés à comparer les niveaux du circuit de référence de sortie provenant du circuit échantillonneur 31 2509502 bloqueur et un signal retardé dont l'onde totale a été redressée, en vue d'obtenir un signal de code à deux valeurs dont la forme d'onde est sensiblement identique à la forme d'onde du signal numérique dudit code à deux valeurs désiré. 4 Dispositif de reproduction magnétique selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit de détection de signal comprend des premiers moyens de blocage de valeur de crête ( 76, Da, Ca) destiné à soumettre le signal de code à trois valeurs obtenu dudit égalisateur à un redressement de la demi-onde positive et bloquer la valeur de crête du signal dont la demi-onde positive a été redressée, des seconds moyens de blocage de valeur de crête ( 77, Db,,b' 76, DC) destinés à soumettre ledit signal de code à trois valeurs à un redressement de la demi-onde négative et à bloquer la valeur de crête du signal dont la demi-onde négative a été redressée, des premier et second moyens de commutation (Tr a, Trb Trc) prévus en correspondance des premier et second moyens de blocage de valeur de crête pour atténuer respectivement les tensions bloquées par lesdits premier et second moyens de blocage de valeur de crête quand la différence de niveau entre ledit signal de code à trois valeurs et la tension bloquée dans lesdits premiers moyens de blocage de valeur de crête et la diffé- rence de niveau entre ledit signal de code à trois valeurs et la tension bloquée dans lesdits seconds moyens de blo- cage de valeur de crête devient inférieure à un niveau spécifique; un premier comparateur de niveaux ( 78 a)destiné à comparer les niveaux des signaux de la tension bloquée par lesdits premiers moyens bloqueurs de valeur de crête et ledit signal de code à trois valeurs, un second comparateur de niveaux ( 78 b 1 78 e) destiné à comparer les niveaux des signaux de la tension bloquée par lesdits seconds moyens bloqueurs de valeur de crête et ledit signal de code à trois valeurs, et un circuit porte ( 79) auquel sont envoyés des signaux de sortie desdits premier et second comparateurs de niveaux pour produire une sortie logique d'information d'amplitude dudit signal de code à trois valeurs. Dispositif de reproduction magnétique selon la 32 2509502 revendication 1, dans lequel ladite tête magnétique est une tête de reproduction multi-pistes ( 15), caractérisé en ce que le nombre d'éléments dudit égalisateur et dudit circuit de détection de signal correspond respectivement au nombre d'entrefers de ladite tête magnétique, et en ce que ledit égalisateur reçoit le signal de code à deux valeurs enregis- tré qui est reproduit à partir d'une piste par l'un desdits entrefers correspondants de la tête. 6 Dispositif de reproduction magnétique selon la -10 revendication 5, dans lequel ladite tête magnétique est une tête de reproduction multi- pistes, caractérisé enr ce que ledit égalisateur reçoit un signal de code de sortie à trois valeurs provenant d'un circuit d'annulation de diapho- nie ( 241-24 n>, ledit circuit annulateur de diaphonie rece- vant un signal à trois valeurs obtenu par la reproduction du signal de code enregistré à deux valeurs à partir d'une piste par un entrefer de ladite tête de reproduction multi- pistes et un signal reproduit à partir d'une piste adjacente à cette piste, en vue de produire le signal de code de sortie à trois valeurs en supprimant sensiblement une composante de diaphonie de ladite piste adjacente contenue dans ledit signal de code reproduit à trois valeurs. 7 Dispositif de reproduction magnétique selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits premiers moyens bloqueurs de valeur de crête comprennent une première diode (D a) destinée à redresser la demi- onde positive dudit signal de code à trois valeurs obtenu dudit égalisateur, et un premier condensateur (Ca) auquel est envoyé un signal de sortie redressé provenant de ladite première diode, lesdits premiers moyens de commutation sont constitués par un transistor de type pnp (Tra) dont la base est alimentée par ledit signal de code à trois valeurs, et dont le collecteur et l'émetteur sont respectivement connectés aux deux bornes dudit premier condensateur, lesdits seconds moyens bloqueurs de valeur de crête comprenant un amplificateur inverseur ( 77, R 38, R 39) destiné à inverser et Amplifier ledit signal de code à trois valeurs, une seconde diode (Db) destinée à redresser la demi-onde positive d'un signal de sortie 33 2509502 provenant dudit amplificateur inverseur, et un second condensateur (Cb) auquel est envoyé un signal de sortie redressé provenant de ladite seconde diode, et lesdits seconds moyens de commutation sont constitués par un transis- tor de type pnp (Trb) dont la base est alimentée par le signal de sortie provenant dudit amplificateur inverseur et dont le collecteur et l'émetteur sont respectivement connec- tés aux deux bornes dudit second condensateur. 8 Dispositif de reproduction magnétique selon la revendication 5, caractérisé en ce que lesdits premiers moyens de blocage de valeur de crête comprennent une premiè- re diode (Da) destinée à redresser la demi-onde positive du signal de code à trois valeurs obtenu dudit égalisateur, et un premier condensateur (Ca) auquel est envoyé une sortie redressée de ladite première diode, lesdits premiers moyens de commutation sont constitués par un transistor de type pnp (Tra) dont la base est alimentée par ledit signal de code à trois valeurs et dont le collecteur et l'émetteur sont respectivement connectés aux deux bornes dudit premier condensateur, lesdits seconds moyens de blocage de valeur de crête comprennent une seconde diode (D c) destinée à redresser la demi-onde négative dudit signal de code à trois valeurs, et un second condensateur (Cb) auquel est envoyée une sortie redressée de ladite seconde diode, et lesdits seconds moyens de commutation sont constitués par un transistor de type npn (Tr c) dont la base est alimentée par ledit signal de code à trois valeurs et dont le collec- teur et l'émetteur sont respectivement connectés aux deux bornes dudit second condensateur.