Brevet FR2509475A2 — publié le 19830114

FR 2509475 A2 19830114 FR 8113487 A 19810709 La présente invention concerne un dispositif qui permet d'obtenir de manière précise la position angulaire d'un objectif à l'aide d'un radar ou d'un récepteur de télécommunications. Il existe différents types de radars de poursuite destinés a fournir une indication précise sur la position angulaire d'un objectif. De tels radars comportent un dispositif de réception capable d'élaborer un signal d'erreur représentatif de l'écart angulaire entre l'objectif et l'axe de l'antenne et un servomécanisme qui, en réponse audit signal d'erreur, modifie le positionnement de l'antenne de manière à maintenir l'axe de l'antenne sur l'objectif poursuivi. La direction de l'objectif est alors donnée par la position de l'antenne. Une poursuite précise avec de tels systèmes suppose un mécanisme précis et à tres faible jeu et un servomécanisme puissant et rapide pour poursuivre l'objectif malgré ses accélérations.Le servomécanisme et l'ensemble de poursuite doivent donc avoir une grande bande passante, ce qui est très difficile à réaliser,surtout du point de vue mécanique, car cela nécessite d'avoir simultanément de faibles moments d'inertie et une grande rigidité des pièces mobiles. De plus, de tels mécanismes sont couteux. En fait, le but de la poursuite n'est souvent pas la recopie mécanique exacte de la grandeur d'entrée, mais sa mesure précise. Si la grandeur d'entrée n'est qu'imparfaitement recopiée par le servomécanisme, il suffit de corriger sa valeur de l'écart constate. Le dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar selon la demande de brevet principal comprend - des premiers moyens pour élaborer, à partir des signaux reçus par l'antenne, un signal représentatif de l'écart angulaire entre l'objectif poursuivi et l'axe de l'antenne - des-seconds moyens pour positionner l'antenne en réponse audit signal d'erreur fourni par lesdits premiers moyens - des troisièmes moyens, sensibles à la position de l'antenne, fournis sant un signal indiquant de manière précise cette position ; et - des quatrièmes moyens effectuant la somme du signal mesurant la posi tion de l'antenne et fourni par lesdits troisièmes moyens et d'un signal mesurant l'écart angulaire entre l'objectif poursuivi et l'axe de l'antenne, ce dernier signal étant calculé à partir du signal représentatif de l'écart angulaire élaboré par lesdits premiers moyens et la sortie desdits quatrièmes moyens constituant la valeur précise de la position dudit objectif poursuivi. Le dispositif selon la demande de brevet principal permet d'obtenir des temps de réponse beaucoup plus courts que les systèmes de poursuite classiques. En contre-partie, sa bande passante de bruit est très large. Une amélioration pourra être apportée par l'introduction d'un filtre placé à la sortie des quatrièmes moyens. Ainsi, un objet de la présente-invention est-il de filtrer le bruit à la sortie des quatrièmes moyens effectuant la somme du signal représentatif de la position de l'antenne et du signal d'erreur. Les conditions de la mesure radar étant variables dans de larges limites, l'invention prévoit d'adapter ce filtre aux conditions de la mesure. Un autre objet de la présente invention est de compenser les effets indésirables des premiers moyens au niveau de la mesure, à l'aide de cinquièmes moyens, placées entre la sortie de ces premiers moyens et l'entrée des quatriemes moyens faisant partie de la boucle de mesure. Selon une caractéristique de 11 invention, ces objets sont réalisés par le fait que le dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar comprend - des cinquiemes moyens, placés entre la sortie des premiers moyens et l'entrée des quatrièmes moyens, et destinés à compenser les effets des non linéarités et les variations de gain des premiers moyens - des sixièmes moyens, placés à la sortie des quatrièmes moyens, destinés à effectuer un filtrage, et qui comportent des moyens pour adapter les paramètres du filtrage aux conditions de la poursuite. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaitront à l'aide de la description ci-apres et des dessins joints où - la figure 1 représente le schéma d'un dispositif de poursuite angu laire, à l'aide d'une antenne du type "monopulse", modifié confor mément aux principes de la demande de brevet principal - la figure 2 représente un schéma simplifié de la boucle d'asservis sement de position en gisement modifiée conformément aux principes de la demande de brevet principal - la figure 3 représente un schéma de la boucle d'asservissement de position de la figure 2 modifiée selon la présente invention - la figure 4 représente l'allure de la variation du signal d'erreur C à la sortie du calculateur d'erreur 1", en fonction de l'écart aa ;; - la figure 5 représente une possibilité de réalisation de bloc 5 de fonction de transfert H2 ; et - la figure 6 représente le schéma d'un dispositif de poursuite angu laire, tel celui représenté à la figure 1, comportant les modifica tions selon la présente invention. Le schéma de la figure 1 représente un dispositif de poursuite angulaire, dans le cas d'une antenne du type "monopulse", modifié confor mément aux principes de la demande de brevet principal. Ce dispositif n'est donné qutà titre d'e::emple, les principes de la demande de brevet principal pouvant également s'appliquer à d'autres dispositifs de poursuite angulaire, tels ceux utilisant une antenne à balayage conique. Dans l'étude qui suit, nous nous placerons dans le cas d'une poursuite angulaire d'un objectif mobile muni d'un émetteur sans que cela limite la portée de l'invention. Dans un dispositif connu de poursuite angulaire, une antenne 1 de type "monopulse" à quatre cornets fournit sur trois sorties des signaux qui représentent respectivement, l'écart en gisement AG entre l'axe de l'antenne et l'axe de l'objectif, l'écart en site AS entre l'axe de l'antenne et l'axe de l'objectif, et la somme Z des champs électriques reçus par les quatre cornets. Les trois voies AG, AS et Z sont ensuite traitées de manière identique dans les circuits 21 à 24, 31 à 34 et 41 à 44.Ces circuits réalisent dans l'ordre un changement de fréquence (circuits 21, 31 et 41) à l'aide des signaux fournis par l'oscillateur local 50, une amplification (circuits 22, 32 et 42), une détection (circuits 23, 33 et 43) et une conversion analogique-numérique (circuits 24, 34 et 44). Les circuits 23, 33 et 43 sont des détecteurs cohérents ; ils reçoivent les signaux de sortie des amplificateurs 22, 32 et 42 et un signal de même fréquence fourni par une boucle de phase 60. Cette boucle de phase comprend un oscillateur 63 asservi au signal de sortie de l'amplificateur 42 par le discriminateur de phase 61 et l'amplificateur 62. Le signal de sortie de l'oscillateur 63 est déphasé de w/2 (circuit 64) puis appliqué auxdits détecteurs cohérents 23, 33 et 43. Des codes d'écart en gisement G et en site S sont élaborés par les calculateurs de quotient 70 et 80 9 partir des codes de sortie des convertisseurs analogiques numériques 24, 34 et 44. Ces codes d'écart eG et S sont décodes puis utilisés pour commander les servomécanismes de positionnement de l'antenne en gisement 73 et en site 83. Pour cela, une conversion numérique analogique puis une amplification sont réalisées par les circuits 81 et 82 d'une part, 71 et 72 d'autre part. Les signaux de sortie des amplificateurs 72 et 82 commandent des mecanismes de positionnement de l'antenne respectivement en gisement 73 et en site 83. Les servomécanismes de l'antenne agissent de maniere à annuler les écarts en site et en gisement, et la direction de l'objectif poursuivi est obtenue a partir de la position de l'antenne à l'aide des codeurs en gisement et en site 75 et 85. Un tel.dispositif de poursuite limité aux éléments décrits suppose un mécanisme précis et à tres faible jeu et des servomécanismes puissants et à faible temps de réponse pour suivre l'objectif malgré ses accélérations. Les servomécanismes et l'ensemble de poursuite doivent avoir une bande passante élevée si une grande précision est requise. Cette bande passante élevée est très difficile et, par conséquent, coûteuse à réaliser, surtout du point de vue mécanique, car cela nécessite d'avoir simultanément de faibles moments d'inertie et de grandes rigidités des pieces mobiles. La solution proposée selon la demande de brevet principal consiste donc effectuer une poursuite relativement peu précise au niveau de l'asservissement mécanique en admettant par exemple une erreur angulaire dix fois supérieure à l'erreur désirée, à mesurer par écartométrie l'écart existant entre l'axe de l'antenne et la direction de l'objectif et à corriger la valeur indiquant la position de l'antenne par ledit écart mesuré. Cette solution présente l'avantage d'utiliser un mécanisme de moindre précision et de requérir un servomécanisme à bande passante moins élevée L'ensemble de la figure 1 montre un exemple de réalisation du dispositif selon la demande de brevet principal. Les signaux reçus sont traités de la même maniere que dans le cas d'un dispositif connu de poursuite angulaire.Comme décrit précédemment, une détection cohérente est effectuée pour chaque voie aG, bS ou Z, un traitement numérique détermine les écarts en site et en gisement et des servomécanismes positionnent l'antenne en fonction de ces écarts. Une mesure précise de la position de l'antenne est réalisée par les codeurs 75 et 85 dont les valeurs numériques de sortie, représentant respectivement le gisement et le site de l'antenne, sont appliquées a des additionneurs 76 et 86. Ces additionneurs 76 et 86 reçoivent par ailleurs les codes d'écart respectivement en gisement G et en site S fournis par les calculateurs de quotient 70 et 80. Les sorties des additionneurs représentent la valeur précise de-la direction de l'objectif poursuivi. Ainsi, toute erreur due aux imperfections des servomécanismes se trouve corrigée de manière très précise. il est bien évident que les codeurs angulaires de gisement 75 et de site 85 doivent être très précis, mais cette contrainte peut être respectée sans grande difficulté à l'aide de techniques connues. Dans tout ce qui precède, il n'a pas été fait mention des dispositifs d'accrochage automatique de poursuite, car ils n'interviennent pas directement dans le dispositif de l'invention et ils sont par ailleurs bien connus. De plus, il est nécessaire que les voies de réception aient des gains identiques en grandeur et en phase pour ne pas introduire d'erreur dans la mesure des écarts angulaires. Sur la figure 2, est représentée une schématisation de la figure 1 limitée à la boucle d'asservissement de position en gisement, modifiée conformément aux principes de la demande de brevet principal. Le comparateur 1' de la figure 2 est constitué à partir de l'antenne monopulse 1 de la figure 1 en supposant que le signal AG' fourni est une fonction linéaire du dépointage de l'antenne. La fonction de transfert A du bloc 1" regroupe les effets de l'ensemble de la chaine g de traitement du signal gisement, de l'antenne monopulse 1 jusqu'au bloc 70. Les bandes passantes des filtres utilisés dans cette chaine sont larges devant le spectre du signal utile et on supposera que la fonction de transfert Ag est independante de la fréquence. On négligera de plus les retards purs introduits par le calculateur des codes d'écart 70 de la figure 1.Cependant, comme l'invention prévoit que l'amplitude de l'écart AG' = g1 - g2 peut être importante, on pourra avoir A = A (tu'), c'est-à-dire que la fonction de transfert A est g g g une fonction de sa variable d'entrée. Les non linéarités des caracté- ristiques d'écartométrie de l'antenne monopulse sont ici introduites au niveau du bloc 1" dans la fonction de transfert A . Le comparateur g ou détecteur d'écart 1' et le calculateur d'erreur 1" de fonction de transfert A forment les premiers moyens de la demande de brevet princi g pal. La fonction de transfert Y du bloc 2, constituant les g deuxièmes moyens, regroupe les effets des différents amplificateurs électriques et mécaniques et les différents filtres électriques et mécaniques de la voie gisement au-delà du bloc 70 de la figure 1. Le bloc 3, de fonction de transfert Cg est identique au codeur de position en gisement 75 de la figure 1 et constitue le troisième moyen associé à la voie gisement. L'additionneur 4 est identique à l'additionneur 76 de la figure 1 et constitue le quatrième moyen associé à la voie gisement. La variable d'entrée g1 et la variable de sortie g2 representent, dans le cas présent, la direction de l'objectif et sa recopie par le servomécanisme. La variable g3 représente la recopie corrigée de la variable d'entrée, et eG le signal d'erreur fourni par le bloc de traitement du signal 1" quand on lui fournit à l'entrée le signal d'écart angulaire AG'. Sur la figure 3, est représentée une schématisation d'une des boucles d'asservissement de position, gisement ou site, conforme aux principes de la demande de brevet principal et comportant les modifications selon l'invention. Les éléments homologues ont ici les mêmes réf é- rences que sur la figure 2. De façon à simplifier l'étude, on considérera que le codeur de position 3 est parfait,c'est-à-direfournitunemesure i'2 de l'angle mécanique de sortie 82 proportionnelle à cette grandeur de sortie. Si ce n'était le cas, ceci pourrait être obtenu à l'aide d'une table de conversion préenregistrée.Le bloc 5, de fonction de trans-fert H2, constituant des cinquièmes moyens, a une fonction de compensation des effets parasites des premiers moyens et comporte une entrée K5 permettant de commander cette fonction de transfert à partir de la mesure de ces effets. il permet d'obtenir une erreur corrigée '. Le bloc 6, de fonction de transfert H4, a une fonction de filtrage et comporte une entrée de commande K6 permettant d'adapter les paramètres de la fonction de transfert H4 aux conditions de la mesure radar. La variable de sortie e4 représente la recopie corrigée et filtrée de la grandeur d'entrée 81. Sur la figure 4, est représentée l'allure du signal de sortie du calculateur d'erreur 1" en fonction de l'écart ou dépointage angulaire de l'antenne A = - 2. La partie utile de la caractéristique d'écart angulaire est pratiquement limite à l'intervalle représentant la largeur angulaire du lobe "somme" de l'antenne monopulse. Un dispositif radar de poursuite classique, utilisant une antenne à réflecteur, limité à une boucle d'asservissement constituée du détecteur d'écart 1', du calculateur d'erreur 1" et du servomécanisme 2, nécessite l'utilisation d'un mécanisme précis à très faible jeu et un servomécanisme puissant et rapide pour suivre l'objectif malgré ses accélérations. Cependant, malgré l'utilisation de systèmes méanques coûteux possédant à la fois une grande rigidité et de faibles moments d'inertie, il n'est pas possible, aux fréquences d'émission utilisées actuellement et pour les dimensions d'antenne correspondantes, d'obtenir des systèmes de poursuite ayant une bande passante supérieure à quelques Hertz.Pour certains types d'objectifs, et particulièrement aux faibles distances, cette bande passante peut être trop faible par rapport au spectre du signal utile donnant l'information de position de la cible. Au cours de la poursuite, l'erreur de mesure de la position de la cible pourra alors être notable. L'objet de la demande de brevet principal était donc de corriger par écartométrie l'erreur du servomécanisme. La mesure de la position de la cible ne se fait alors plus directement à partir de l'information de direction de pointage de l'antenne fournie-par le codeur 3 et les contraintes de fonctionnement de la mécanique peuvent être différentes (il ne s'agit plus de minimiser le temps d'acquisition de la poursuite de la cible, mais par exemple de maintenir l'erreur entre deux limites données permettant de minimiser les risques de perte de poursuites il est alors possible d'utiliser des mécanismes moins performants et donc moins coûteux. Au niveau de la mesure par écartométrie de la position de la cible, cette information de position est alors donnée par un système dont la bande passante n'est plus limitée que par les caractéristiques des premiers moyens 1' et 1" ; cette bande passante peut donc être très large. Le spectre du bruit présent dans le système s'étendant beaucoup plus haut en fréquence que le spectre du signal utile, il en résulte que, si son amplitude n'est pas grande, le signal utile peut être noyé dans le bruit. il n'est pas possible de réduire la bande passante du calculateur d'erreur 1" à cause de contraintes dues aux autres types de signaux traités.Une réduction de bande passante au niveau de l'erreur C pourrait être envisagée mais comporterait des inconvénients, en particulier au niveau des rattrapages des jeux mécaniques dans le cas de poursuite de phénomènes lents. La solution proposée par la présente invention, permettant de retrouver un rapport signal/bruit acceptable, consiste donc à rajouter à la sortie de l'additionneur 4 un filtre 6 permettant de réduire la bande passante du système de mesure de position par écartométrie et d'adapter la bande passante de ce système, de façon à trouver un compromis entre l'erreur due au bruit introduit par une bande passante trop large et l'erreur due au manque de "raideur" d'un système à bande passante trop étroite. Comme il est aisé de modifier les caracteristiques d'un filtre électrique, ce compromis pourra être optimisé en fonction des conditions de fonctionnement.Lorsque l'objectif est à courte distance de l'antenne, les fluctuations angulaires peuvent être fortes (spectre en fréquence du signal utile se déplaçant vers les fréquences élevées) mais le niveau du signal utile est élevé, d'où un rapport signal/bruit éleve. Par contre, aux grandes distances, les accélérations angulaires sont plus faibles (spectre en fréquence du signal utile s'étalant vers les basses fréquences) et le rapport signal/bruit moins élevé, puisque le niveau du signal utile est plus faible. Disposant à la fois de l'une et de l'autre de ces informations de distance et de rapport signal/bruit, on pourra utiliser l'une ou l'autre de ces informations pour adapter la bande passante du système aux conditions de la mesure et minimiser l'erreur de façon adaptative. On peut prendre comme exemple typique le cas d'un filtre du second ordre caractérisé par la fonction de transfert où 0 est la pulsation propre et où 5 est le facteur d'amortissement. Il s'agit alors d'optimiser les valeurs des coefficients 5 et wO et d'adapter ces valeurs optimales aux conditions de la poursuite. Les principes de recherche de tels compromis sont biens connus et peuvent se faire à partir de connaissances plus ou moins fines des caractéristiques de la cible. Connaissant par exemple, pour une cible donnée, le spectre du signal utile aux différentes distances, on choisit une fonctionnelle ayant une signification physique et qu'il s'agit de minimiser, soit en déterminant les valeurs optimales des paramètres libres tels 5 et 0 d'une fonction de transfert donnée, soit de façon plus ambitieuse en cherchant d'emblée la forme de la fonction de transfert assurant à l'ensemble des performances optimales (Méthode de Wiener). Dans le cas d'un dispositif de poursuite classique utilisant des mécanismes précis et rapides, le calculateur d'erreur 1" travaille en petits signaux et l'erreur , minimisée autant que possible par l'asservissement, reste relativement faible. Les éventuelles fluctuations de ce signal d'erreur (non linéarités, dérives ou saturations dues à la commande automatique de gain) ont elles-mêmes des effets négligeables n étant prises en compte qu'au niveau de l'erreur de mesure. Dans le cas de la présente invention où on tolère un écart AO plus important et où la mesure de cet écart sert à corriger la mesure #'2 de la direction de pointage, il est nécessaire d'obtenir une mesure #' de l'écart ## qui soit proportionnelle à cet écart ##, le coefficient de proportionnalité étant constant dans le temps. L'étude des cinquièmes moyens 5, de fonction de transfert H2, permettant d'obtenir cette mesure e' peut etre faite de la façon suivante. Si l'on étudie la boucle d'asservissement de position seule en mode poursuite, l'expression de e2 en fonction de l'écart ## = #1 - #2 s'écrit #2 = AY(#1 - #2) Elle permet d'obtenir l'expression de la fonction de transfert H1 du système bouclé avec Y' = A.Y De la même façon, on peut obtenir la fonction de transfert de la boucle de mesure à partir de l'expression suivante #3 = H2 A(#1 - #2) + C.#2 (2) On posera pour simplifier l'étude que le gain C du codeur est égal à 1 et que la fonction de transfert H2 A est modifiée en conséquence. Les expressions (1) et (2) permettent alors d'obtenir la fonction de transfert H3 de la boucle de mesure soit : H3 = H2 A + (1 - H2 A) H1 On voit que la sortie 63 sera identique à l'entrée e1 (H3 1) si H2 A - 1.Cependant, si du bruit # est introduit au niveau de l'entrée, soit si l'on pose #1 = #1S + #, où #1S est le signal utile, le système recopiera aussi le bruit. Ce résultat se comprend par le fait que l'on doit procurer à l'additionneur 4, d'une part, la mesure par le codeur 3 de la grandeur 82 fournie par la boucle à retour unitaire et, d'autre part, la grandeur (91 ~ 92) et non A(#1 - #2). Deux cas peuvent se présenter le gain A peut être soit une fonction de l'écart ne, soit une fonction de la distance ou du rapport signal/bruit. Si A est une fonction de l'écart ne, on peut considérer deux possibilités - dans le cadre d'un asservissement linéaire où la non linéarité du si gnal d'erreur e est négligeable, ou si elle a été corrigée au niveau bloc 1", le gain A sera constant sur l'intervalle La condition H A - 1 implique donc que l'on choisisse un bloc 5 de z * ^ z fonction de transfert H2 = A constant sur - dans le cadre d'un asservissement rendu intentionnellement non linéaire par le bloc 1", ou Si l'on désire utiliser une non linéarité favorable du signal d'erreur e, alors le gain A ne sera pas constant sur l'intervalle La condition H2 A 3 1 implique donc que l'on choisisse un bloc 5 de fonction de transfert R2 ~ A qui ne soit pas non plus constant sur l'intervalle Le rôle du bloc 5 est donc de linéariser au niveau de la mesure. Le bloc de traitement du signal 1", comme dans tout radar de poursuite, comporte une commande automatique de gain appelée CAG. A grande distance, lorsque le signal utile devient de l'ordre de grandeur du bruit, il est bien connu qu'à cause de cette commande automatique de gain, le gain appliqué au signal diminue. Le gain A, du bloc 1", appliqué au signal utile, et donc le signal d'erreur utile e = A.ne seront atténués. Le gain en circuit ouvert Y' = AY de la boucle d'asservissement va lui aussi décroître à grande distance et l'asservissement sera moins rapide ; cependant, les vitesses et accélérations angulaires de cibles lointaines étant faibles, cette décroissance ne sera pas ici gênante. Par contre, au niveau de la mesure, si l'on veut conserver une bonne précision, il sera utile de maintenir la condition H2 A - 1. On doit donc choisir un bloc 5" de fonction de transfert H2 = 1 qui soit une fonction de la distance ou du rapport signal/bruit. Le rôle du bloc 5 sera donc aussi de compenser les effets de la commande automatique de gain à grande distance. Pour éviter les saturations par des bruits de fort niveau, un prefiltrage pourra aussi être introduit au niveau de la fonction de transfert H2 à condition que les fréquences de coupure d'un tel filtre soient, à toutes distances, très grandes devant le spectre du signal utile. Dans certaines limites, une compensation des retards purs du calculateur d'erreur peut aussi être envisagée au niveau de ce filtre. Il résulte de l'étude du bloc 5 que la réalisation pratique d'un tel système peut être telle que représentée à la figure 5. Ce bloc est ici réalisé à partir de trois blocs en cascade 5a, 5b, 5c de fonction de transfert respectivement H2a, H2b, H2 . La fonction de transfert H2a du bloc 5a est soit une constante, soit la fonction de transfert d'un filtre du premier ou du second ordre du type passe-bas, effectuant le préfiltrage mentionné plus haut. Ce préfiltrage est réalise ici sous forme numérique. Le rôle de H2b étant de compenser les effets de la commande automatique de gain, le bloc 5b est réalisé à partir d'un multiplieur numérique dont le coefficient de multiplication est commandé par la distance ou le rapport signal/bruit, par l'intermédiaire de 11 entrée de commande K5.La fonction de transfert H2c du bloc 5c est, dans le cas d'un traitement numérique, réalisée à partir d'une mémoire morte M dans laquelle sont enregistrées les valeurs numérisées de s1, pour différentes valeurs de e comprises dans la plaRe de variation correspondant à la plage de variation de ne (figure 4). Elle permet d'effectuer une linéarisation du signal d'erreur. Pour la réalisation pratique du bloc 6 de fonction de transfert H4, on peut utiliser un filtre numérique possédant par exemple trois fréquences de coupure différentes que l'opérateur peut selec- tionner, à l'aide d'un simple commutateur, en fonction de la qualité de ses résultats. De tels filtres du deuxième ordre sont bien connus et sont faciles à réaliser. Dans le cadre d'une adaptation automatique des paramètres de ce filtre aux conditions de la mesure radar-, un calculateur recevant les informations de distance (ou de rapport signal/bruit), et éventuellement le type de la cible, calcule les paramètres du filtre en fonction de ces variables et commande directement ce filtre pour l'adapter aux conditions de cette mesure. Sur la figure 6, est représenté le dispositif de poursuite angulaire conforme à la figure 1 ainsi que les modifications selon la présente invention. Les blocs 5 et 5GS 65 et 6G constituent respectivement les cinquièmes et sixièmes moyens associés respectivement aux dispositifs de poursuite angulaire en site et en gisement ; ils sont commandés par les entrées K55 et K K65 et K Bien que la présente invention ait éte décrite dans le cadre d'un exemple de réalisation particulier et simplifié, il est clair qu'elle n'est pas limitée audit exemple et qu'elle est susceptible de modifications ou de variantes sans sortir de son domaine. REVENDICATIONS 1. Dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar comprenant - des premiers moyens pour élaborer, à partir des signaux reçus par l'antenne, un signal d'erreur représentatif de l'écart angulaire entre l'objectif poursuivi et l'axe de l'antenne ; - des seconds moyens pour positionner l'antenne en réponse audit signal d'erreur fourni par lesdits premiers moyens - des troisièmes moyens, sensibles à la position de l'antenne, fournissant un signal représentant de manière précise cette position ; et - des quatrièmes moyens effectuant la somme du signal mesurant la posi tion de l'antenne et fourni par lesdits troisièmes moyens et d'un signal mesurant l'écart angulaire entre l'objectif poursuivi et l'axe de l'antenne, ce dernier signal étant calculé à partir du signal repré sentatif de l'écart angulaire élabore par lesdits premiers moyens et la sortie desdits quatrièmes moyens constituant la valeur précise de la position dudit objectif poursuivi, caractérisé en ce qu'il comprend - des cinquièmes moyens (5), placés entre la sortie des premiers moyens et l'entrée des quatrièmes moyens et destinés à compenser les effets des non linéarités et les variations de gain des premiers moyens, lesdits cinquièmes moyens comportant des moyens pour adapter la compen sation aux conditions de fonctionnement des premiers moyens ; et - des sixièmes moyens (6), placés à la sortie des quatrièmes moyens des tinés à effectuer un filtrage, etquicomportentdes moyens pour adapter les paramètres du filtrage aux conditions de la poursuite. 2. Dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'adaptation des paramètres des sixièmes moyens aux conditions de la poursuite déterminent ces paramètres à partir de l'information de distance de la cible. 3. Dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'adaptation des paramètres des sixièmes moyens aux conditions de la poursuite déterminent ces paramètres à partir de l'information de rapport signal/bruit. 4. Dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les sixièmes moyens comprennent un filtre numérique et un calculateur recevant les informations de distance ou de rapport signal/bruit et calculent les paramètres du filtre en fonction d'une de ces variables d'entrée. 5. Dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la fonction de transfert du filtre constituant les sixièmes moyens est de la forme où WO est la pulsation propre et où 5 est le facteur d'amortissement. 6. Dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les cinquièmes moyens comprennent des moyens de linéarisation (5c) du signal d'erreur, des moyens de compensation de l'effet de la commande automatique de gain aux grandes distances (5b) et des moyens de filtrage (Sa). 7. Dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens de linéarisation (5c) sont constitués par une mémoire morte (M) dans laquelle sont enregistrées les valeurs (e') du signal d'erreur linéarisées, en fonction de l'écart (ne). 8. Dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar selon l'une des revendications 6 ou 7, caractérisé en ce que lesdits moyens de compensation (5b) de la commande automatique de gain sont constitués d'un multiplieur numérique dont le coefficient de multiplication est commandé par la distance ou le rapport signal/bruit. 9. Dispositif de poursuite angulaire précise d'objectif radar selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que les moyens de filtrage (5a) des cinquièmes moyens servent à effectuer un préfiltrage du bruit.