Brevet FR2507839A1 — publié le 19821217

L'invention concerne un-circuit pour le pilotage d'un transistor MOS canal N à croissance constituant l'interrupteur de découpage présent dans les convertisseurs de tension du type tension continue-tension continue (DC-DC). Les convertisseurs de tension du type DC-DC sont ba- sés sur le principe du découpage d'une tension d'entrée, au mo- yen d'un interrupteur électronique auquel sont raccordés en cas- cade des moyens de filtrage capables de fournir un signal continu de niveau proportionnel au rapport entre la période de conduction et la période d'interdiction de l'interrupteur électronique pré- cité. Parmi les facteurs qui déterminent la qualité des con- vertisseurs de tension, il convient d'attribuer une importance primordiale, d'une part à la limitation des dimensions physiques et, d'autre part, à l'efficacité de conversion. Le premier facteur est déterminé essentiellement par les dimensions des inductances et des transformateurs qui compo- sent le convertisseur, ainsi que par les dimensions des dissipa- teurs de chaleur Si l'on admet que la dimension des composants magnétiques est fonction de la fréquence à laquelle ils doivent fonctionner et que les dimensions diminuent lorsqu'augmente la fréquence, il en résulte que la limitation mentionnée ci-dessus peut être obtenue si l'on utilise des fréquences de découpage éle- vées. L'efficacité de conversion est par contre fonction des pertes de l'interrupteur de découpage, tant à l'instant o s'ef- fectue une commutation que dans la période o il conduit La li- 250-7839 mitation des pertes, tant de commutation que statiques, déter- mine à son tour les dimensions du dissipateur de chaleur. On conna t des convertisseurs de tension qui utili- sent, en tant qu'interrupteur de découpage, un transistor bipolai- re de type P-N-P Il y a toutefois lieu de considérer que les transistors bipolaires de puissance de type P-N-P ne permettent pas de faire fonctionner le convertisseur à des fréquences de découpage supérieures à quelques dizaines de k Hz (ne dépassant pas 30 k Hz par exemple), par le fait qu'à des fréquences supérieu- res à celle qui est spécifiée, ils présentent des pertes de com- mutation particulièrement élevées Si l'on utilise des transistors bipolaires, il n'est donc pas possible de limiter, tant les dimen- sions des composants magnétiques que celles des dissipateurs de chaleur; en même temps, l'utilisation d'un transistor bipolaire ne permet pas d'obtenir de bons rendements de conversion. L'avènement des transistors MOS rend opportune la réa- lisation de l'interrupteur de découpage avec ce type de transis- tor, lequel est capable de fonctionner à des fréquences plus élevées que celles des transistors bipolaires. Il y a lieu de considérer que si l'on fait usage d'un transistor MOS à canal P, il est possible d'utiliser un circuit de pilotage analogue dans l'essentiel au circuit connu, utilisé pour le pilotage des transistors bipolaires, en tirant les avan- tages dérivant de l'augmentation de la vitesse de fonctionnement; mais on observera que les caractéristiques de commutation et d'impé- dance de canal de ce type de transistors sont telles que le rende- ment de conversion reste à un niveau comparable à celui qu'il est possible d'atteindre au moyen des transistors bipolaires. Les transistors MOS à canal IN présentent par contre une impédance de canal particulièrement basse, ce qui fait qu'ils permettent d'obtenir un bon rendement de conversion, mais ils ne peuvent pas être pilotés au moyen du circuit de type connu men- tionné, par le fait que l'électrode "de source" n'est pas main- tenue à un potentiel fixe, comme tel est le cas par contre lors- qu'on utilise un transistor MOS à canal P. Le but de la présente invention est de réaliser un cir- cuit de pilotage d'un interrupteur de découpage constitué par un transistor MOS de puissance à canal N à croissance, Un autre but est de réaliser un circuit pour le pilo- tage de ce type de transistor qui soit utilisable aussi bien dans les convertisseurs qui rendent disponible une tension infé- rieure ("step down") que dans ceux qui rendent disponible une ten- sion de polarité opposée -("inverting"), par rapport à la tension d'entrée, Sur la base du fait que les transistors MOS à canal N à croissance se comportent comme un interrupteur fermé lorsqu'une tension continue est appliquée entre leur électrode "de gâchette" et leur électrode "de source", tandis qu'ils se comportent com- me un interrupteur ouvert lorsque ces électrodes sont maintenues au même potentiel, le circuit de pilotage suivant l'invention comprend des premiers moyens capables de fournir ladite tension continue, des seconds moyens capables d'appliquer cette tension entre l'électrode "de gâchette" et l'électrode "de source" du transistor, ainsique de troisièmes moyens capables de mettre ces électrodes au même potentiel. D'autres caractéristiques de l'invention ressortiront de la description qui suit, relative à un exemple non limitatif de réalisation et accompagnée des figures ci-annexées. La figure 1 représente un convertisseur de tension du type "step down", utilisant un circuit de pilotage réalisé suivant le principe à la base de l'invention. La figure 2 représente une première forme de réalisa- tion du circuit de pilotage CP, utilisé dans un convertisseur du type "step down". La figure 3 représente une seconde forme de réalisa- tion du circuit de pilotage CP, utilisé dans un convertisseur du type "inverting". Sur la figure 1 est reproduit le schéma d'un conver- tisseur de tension du type "step down" (abaisseur), utilisant un transistor MOS de puissance à canal N à croissance en tant qu'in- terrupteur de découpage SW et comprenant un circuit de pilotage CP qui ne présente pas d'intérêt pratique, en dehors du fait qu' il sera utile pour la compréhension du principe à la base de l'in- vention. Le transistor SW est préposé au découpage de la ten- sion d'entrée Vin sur la base du rythme des signaux:sc qui par- viennent au circuit de pilotage CP. Ce dernier comprend un premier interrupteur 51 dont la fermeture permet l'application d'une tension continue Vb, disponible aux bornes d'une batterie d'alimentation, à l'électrode de "gachette" g du transistor, et il comprend également un second interrupteur 52 dont la fermeture, effectuée dans la phase qui fait suite à l'ouverture de Sl, permet la mise à la masse de l'électrode de "gâchette" du transistor SW. A l'électrode de "source" S du transistor est en ou- tre connectée une diode D 1, ainsi que des moyens de filtrage cons- titués par une inductance L et par un condensateur C 1, aux bornes duquel est disponible la tension de sortie Vou. Le convertisseur de tension comprend en outre des moyens de commande MC, de type connu, capables de prélever la ten- sion Vou, de la comparer avec un signal de référence et d'émettre les signaux de commande sc pour les interrupteurs 51 et 52 qui sont fermés alternativement pendant une durée telle que les écarts de la tension Vou par rapport à la tension de référence aient ten- dance à être annulés. La fermeture de l'interrupteur 51 détermine la conduc- tion du transistor SW, par le fait que la tension Vb est appliquée entre l'électrode de "gâchette" et l'électrode de "source", et on observe par conséquent l'emmagasinage d'énergie dans l'inductance L et le condensateur C 1, avec des pertes dynamiques limitées en raison du fait que l'impédance de canal des transistors MOS à ca- nal N à croissance est particulièrement limitée. Lorsque se produisent l'ouverture de l'interrupteur S et la fermeture de l'interrupteur 52, on observe le blocage du transistor SW, ainsi qu'une circulation de courant dans la maille constituée par les éléments D 1, L et C 1 Le blocage du transistor SW est assuré par le fait que, D 1 étant en conduction, le noeud N est virtuellement à la masse et qu'en conséquence, l'unité 52 rend la tension de l'électrode de "gâchette" égale à la tension de l'électrode de "source". Du fait que le transistor MOS à canal N présente de faibles pertes dynamiques et qu'il est capable de fonctionner à des vitessep éley ées, Il en résulte que le convertisseur -de ten- sion suivant l'invention présente un bon rendement de conversion, ainsi, qu'un encombrement limité, en accord avec le but énoncé, En effet, les dimensions de l'inductance L et du dissi- pateur de chaleur peuvent être limitées grèce à la vitesse élevée qu'il est possible d'atteindre, de même que les dimensions du dissipateur de chaleur peuvent être limitées, grâce aux pertes de commutation réduites. Sur la figure 2 est représentée une première forme de réalisation du circuit de pilotage CP, basé sur le principe illus- tré par la figure 1, cette forme de réalisation étant particuliè- rement applicable dans les convertisseurs de type "step down". L'unité CP de la figure 2 comporte un condensateur C 2 qui est capable de fournir la tension continue qui, sur la figure 1, est fournie par la batterie L'armature négative du condensa- teur C 2 est en effet raccordée à l'électrode de "source" du tran- sistor SW, tandis que son armature positive est mise à la ten- sion V par l'intermédiaire d'une diode D 2 et d'une résistance sinetdue éisac limitatrice de courant R. Lorsque le transistor SW est à l'état bloqué, la dio- de D est à l'état de conduction, ce qui fait que le noeud N est virtuellement à la masse et qu'en conséquence, l'unité C 2 se char- ge à la valeur de la tension d'entrée V in La tension continue emmagasinée par le condensateur C 2 est appliquée à l'électrode de "gâchette" du transistor SW lors- que l'interrupteur 51 est fermé, ce qui détermine la conduction de ce transistor, du fait que, sur son électrode de "gâchette", est présente une tension qui est supérieure de Vin à celle qui est présente sur l'électrode de "source". La fermeture de l'interrupteur 52 détermine ensuite la mise à la masse de l'électrode de "gâchette" et, en conséquence, le blocage du transistor SW La diode D 2 a pour fonction d'empê- cher la décharge du condensateur C 2 à travers l'organe qui fournit la tension Vin. Sur la figure 3 est représentée une autre forme de réalisation du circuit de pilotage CP de l'unité SW, cette forme de réalisation étant particulièrement applicable dans un conver- tisseur de tension du type "inverting", Un convertisseur de ce type diffère d'un convertisseur du type "step down" par le fait que les positions de la diode D 1 et de l'inductance L sont interverties. Sur la figure 2, l'armature négative du condensateur C 2 est virtuellement à la masse par l'intermédiaire de D 1, tan- dis qu'au cas o le même circuit CP de la figure 2 serait utili- sé dans la figure 3, l'armature négative de C 2 se trouverait à-un potentiel différent du potentiel de masse, à cause de la présence de l'inductance L, aux bornes de laquelle on observe une chute de tension. L'unité CP de la figure 3 comporte une première pai- re d'interrupteurs 52 et 52 dont la fermeture détermine le blo- 1 2 cage du transistor SW, ainsi que la charge du condensateur C 2, dont l'armature négative est mise à la masse par 52 Il est prévu en outre une seconde paire 2 d' interrupteurs 51 et 51, destinés à être fermés à un instant qui fait suite à l'ouverture de la première paire,interrupteurs qui appliquent la tension emmagasinée par le condensateur C 2 entre l'électrode de "gâchette" et l'électrode de "source" du transistor SW, détermi- nant la conduction de celui-ci. -REVENDICATIONS- 1. Circuit pour le pilotage d'un transistor MOS à canal N à croissance constituant l'interrupteur préposé du dé- coupage de la tension présente à l'entrée des convertisseurs de tension du type tension continue-tension continue, caractérisé en ce qu'il comprend en combinaison les éléments caractéristiques suivants: des premiers moyens capables de fournir une tension continue (Vb) de valeur prédéterminée; des seconds moyens ( 51) capables d'appliquer cette tension con- tinue (Vb) entre l'électrode de "gâchette" et l'électrode de "source" du transistor, dans la phase dans laquelle celui-ci doit être mis à l'état de conduction; des troisièmes moyens ( 52) capables de mettre ces électrodes au même potentiel dans la phase dans laquelle le transistor doit être à l'état bloqué. 2. Circuit de pilotage selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits premiers moyens sont constitués par un condensateur (C 2) dont l'armature négative est connectée à l'électrode de "source" du transistor et dont l'armature positi- ve est mise à la tension d'entrée (V in) par l'intermédiaire d'une diode (D 2) et d'une résistance (R). 3. Circuit de pilotage selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le convertisseur de tension est du type abaisseur et en ce que lesseconds et les troisièmes moyens (Si, Sî) sont constitués respectivement par des interrupteurs. 4, Circuit de pilotage selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le convertisseur de tension est du type inverseur et,lea gecondp moyens (Sl) sont constitués par une première paire d'ilnterrupteurs, capables de connecter, l'un ( 51 > l'électrode de "gâchette" -du translstor (SW) et l'autre ( 51 son électrode de "source", respectivement à l'armature po- sitive et à l'armature négative du condensateur (C 2), et en ce que les troisièmes moyens ( 52) sont constitués par une seconde paire d'interrupteurs dont l'un ( 52) est capable de connecter l'électrode de "gâchette" du transistor (SW) à son électrode de "source", tandis que l'autre interrupteur est capable de mettre à la masse l'armature négative du condensateur (C 2).