Brevet FR2493656A1 — publié le 19820507

La présente invention concerne un procédé et un appareil d'enregistrement d'un signal vidéo et/ou de lec- ture du signal vidéo ainsi enregistré. L'invention concerne plus précisément l'enregistrement et/ou la lecture d'un signal vidéo dans lequel un signal numérique d'information tel qu'une version numérique de la partie acoustique accom- pagnant le signal vidéo, est enregistré dans une partie des intervalles de suppression du signal vidéo. L'enregistrement classique d'un signal vidéo et d'un signal acoustique associé sur une bande magnétique à l'aide d'un magnétoscope nécessite l'enregistrement du signal vidéo avec une tête rotative sur une séquence de pistes parallèles inclinées par rapport à la direction de transport de la bande, et l'enregistrement du signal acous- tique associé à l'aide d'une ou plusieurs têtes fixes for- mant une ou plusieurs pistes longitudinales dans la direc- tion de transport de la bande. Lors de la restitution, la tête rotative balaie la piste vidéo et forme un signal vidéo restitué alors que les têtes fixes lisent le signal acous- tique enregistré. Les magnétoscopes domestiques ont été récemment améliorés afin qu'ils permettent un enregistrement très dense assurant une lecture de longue durée. Ainsi, les tech- niques d'enregistrement pour magnétoscopes domestiques ont permis l'utilisation d'une faible vitesse de bande magnéti- que si bien que plusieurs heures de programme vidéo peuvent être enregistrées sur une seule cassette. Plus précisément, lors de l'enregistrement de longue durée, de nombreux magné- toscopes domestiques ont une vitesse de transport de bande qui n'est que d'un ou deux centimètres par seconde. Malheureusement, lorsque la vitesse de transport de la bande magnétique est faible, par exemple lors de l'en- registrement et de la lecture de longue durée, les pistes acoustiques passent aussi en face des têtes fixes avec une faible vitesse, et le signal acoustique enregistré et res- titué peut ne pas posséder des caractéristiques de fréquence et de rapport signal/bruit qui soient satisfaisantes. On peut remédier à cet inconvénient en enregistrant le signal acoustique sur les pistes vidéo obliques, par exemple par transformation du signal acoustique en un si- gnal numérique modulé par impulsions codées, et par inser- tion de ce signal modulé dans les intervalles de suppression horizontal du signal vidéo. Pendant l'enregistrement à haute densité d'un signal vidéo, l'obtention d'un rapport satisfaisant signal/bruit dans le signal vidéo restitué est assurée par application d'une pré-accentuation au signal vidéo lors de l'enregistrement, et par application d'une atténuation correspondante lors de lalecture. Cependant, l'importance de la pré-accentuation nécessaire au signal vidéo afin qu'il possède un rapport signal/bruit optimal n'est pas obliga- toirement compatible au signal associé modulé par impulsions codées. Par exemple, lorsque la qualité d'image doit être optimale, une préaccentuation de plusieurs dizaines de décibels est appliquée au voisinage de 2 MHz, par rapport à:des fréquences inférieures. Cependant, cette pré-accen- tuation importante peut provoquer un changement important de la phase du signal modulé par impulsions codées, ce chan- gement ne pouvant pas être corrigé par une atténuation cor- respondante pendant la lecture. Ainsi, le signal modulé par impulsions codées, lorsqu'il subit cette pré-accentua- tion et cette atténuation, présente une telle distorsion que l'information acoustique ne peut pas être extraite avec précision pendant la lecture. L'invention concerne donc un procédé et un appa- reil permettant l'enregistrement et/ou la lecture d'un signal vidéo, ne présentant pas les inconvénients précités. Selon l'invention, un signal vidéo contenant des intervalles de suppression régulièrement espacés, alter- nant avec des intervalles contenant une information vidéo, subit une insertion d'informations numériques modulées par impulsions codées dans une partie de chacun des intervalles de suppression. L'information vidéo est transmise avec une certaine amplitude de pré-accentuation choisie afin qu'elle donne un rapport signal/bruit optimal lors de la lecture, alors que l'information numérique subit une pré-accentua- tion ayant une autre amplitude fixée indépendamment et don- nant un rapport signal/bruit optimal à la lecture, mais sans introduction d'une distorsion de phase qui ne puisse pas être corrigée. L'information numérique pré-accentuée est insérée dans des parties des intervalles de suppression tels que les paliers arrière, et le signal résultant est placé sur un support, par exemple par enregistrement sur un support magnétique. L'impulsion normalisée de synchroni- sation (par exemple de 4,76 As) et l'intervalle normalisé de palier arrière (par exemple 4,44 As) de l'intervalle de suppression sont remplacés par une impulsion raccourcie de synchronisation (par exemple de 2 As) et par un inter- valle prolongé de palier arrière (par exemple de 7,2 As) afin qu'un nombre suffisant de bits du signal d'informa- tion numérique puisse être logé. Pendant la restitution, le signal enregistré est prélevé, le signal numérique d'in- formation est séparé de l'information vidéo et chacun des signaux numériques d'information et d'information vidéo est soumis à une atténuation correspondante. Un signal stéréophonique de qualité élevée peut être enregistré selon l'invention par échantillonnage de chacun des canaux gauche et droit pendant un intervalle de balayage horizontal, avec formation d'un premier et d'un second mot numérique correspondant aux échantillons des canaux gauche et droit, et par formation, comme signal nu- mérique enregistré d'information, d'un bloc de correction d'erreur formé du premier et du second mot et d'un mot asso- cié de vérification de correction d'erreur. Une technique d'imbrication peut être utilisée pour la protection contre les erreurs dues à la salve dans le signal numérique. D'autres caractéristiques et avantages de l'inven- tion seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'exemples de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est une vue schématique en plan d'un dessin classique de pistes formé sur une bande, magnétique, enregistrant un signal acoustique dans une piste longitu- dinale; les figures 2A à 2C sont des graphiques repré- sentant des formes d'onde associées à la mise en oeuvre du procédé de l'invention; la figure 3 est un diagramme synoptique repré- sentant.un mode de réalisation d'appareil d'enregistrement selon l'invention; les figures 4A à 4G sont des graphiques repré- sentant des formes d'onde illustrant le fonctionnement de l'appareil de la figure 3; la figure 5 est un graphique caractéristique illustrant la pré-accentuation réalisée selon l'invention; la figure 6 est un diagramme synoptique d'un mode de réalisation d'appareil de lecture selon l'inven- tion; les figures 7A à 7I sont des graphiques repré- sentant des formes d'onde illustrant le fonctionnement de l'appareil de la figure 6; et la figure 8 est un graphique caractéristique représentant la variation du taux d'erreur en fonction de la fréquence des bits lors de l'enregistrement de signaux modulés par impulsions codées, illustrant un avantage de l'invention. Comme l'indiquent les dessins et d'abord la figure 1, lorsqu'un signal vidéo et un signal associé d'audio- fréquences sont enregistrés sur un magnétoscope classique, une tête rotative enregistre le signal vidéo sur une série de pistes inclinées parallèles alors qu'une tête fixe enre- gistre le signal d'audiofréquences ou "acoustique" sur une piste longitudinale parallèle à la direction de transport de bande magnétique. Dans l'exemple représenté sur la fi- gure 1, un premier et un second canal d'un signal acousti- que stéréophonique à deux canaux sont enregistrés sur des pistes longitudinales séparées près du bord supérieur de la bande magnétique. Les signaux de commande sont enregistrés dans une piste de contrôle placée près d'un bord inférieur de la bande. Comme indiqué précédemment, lorsque la vitesse de transport de la bande est extrêmement faible, par exem- ple lors de l'enregistrement à haute densité de longue durée dans un magnétoscope domestique, la qualité du signal acous- tique enregistré dans les pistes longitudinales d'audiofré- quences est fortement perturbé et le son ne peut pas être reproduit avec une bonne qualité musicale à partir de la bande magnétique. On a proposé de résoudre ce problème par enregis- trement du signal d'audiofréquences ou acoustique sous forme d'un signal numérique modulé par impulsions codées, superpo- sé au signal vidéo. Cependant, lorsque ce procédé doit être mis en oeuvre, des précautions doivent être prises afin que le traitement du signal vidéo tel que sa pré-accentua- tion, ne détruise pas le signal numérique acoustique modulé par impulsions codées. Selon le procédé de l'invention, il est commode d'insérer le signal numérique acoustique modulé par impul- sions codées dans la partie formant le palier arrière des intervalles de suppression horizontale du signal de lumi- nance comme décrit en référence aux figures 2A à 2C. Dans un système d'émission de télévision selon la normale NTSC (appelé simplement dans la suite du présent mémoire "système normalisé"), comme indiqué sur la figure 2A, l'intervalle horizontal de suppression a une largeur de 10,47 microns, une impulsion HD de synchronisation de 4,76 as, et un palier arrière de 4,44 As. Bien qu'il soit avantageux d'insérer le signal numérique acoustique modulé par impulsions codées dans le palier arrière, la période de 4,44 as de celui-ci est trop courte pour qu'elle puisse contenir suffisamment de bits pour l'enregistrement et la restitution d'un signal acoustique de bonne qualité, d'une manière fiable. En conséquence, l'intervalle de suppres- sion horizontale est modifié comme indiqué sur la figure 2B. Le logement d'un nombre suffisant de bits du signal modulé par impulsions codées est obtenu par rempla- cement de l'impulsion de synchronisation horizontale HD par une impulsion raccourcie de synchronisation, ayant une durée de 2 gs dans l'exemple considéré. Ainsi, le palier arrière est prolongé et a une largeur de 7,2 Es qui suffit au logement de 31 bits de données modulés par impulsions codées tel que représenté sur la figure 2C. Ainsi, dans le mode de réalisation considéré, le signal numérique acous- tique modulé par impulsions codées est superposé à ces parties prolongées du palier arrière et enregistré dans les pistes inclinées. La figure 3 représente un mode de réalisation d'appareil d'enregistrement de signaux vidéo et acoustique selon l'invention. Dans cet appareil, un signal vidéo en couleur parvient à une borne 11 d'entrée vidéo alors que les signaux acoustiques des canaux gauche et droit sont transmis respec- tivement à des bornes correspondantes de canaux gauche et droit 12L et 12R. Le signal vidéo en couleur est transmis par la borne 11 à un amplificateur vidéo 13 et à un séparateur 14 des signaux de luminance et de chrominance. Ce sépara- teur transmet un signal Y de luminance à un circuit 15 d'écrêtage dans lequel le niveau de la tension constante du signal de luminance Y est maintenu à une valeur constante. Ce si- gnal Y de luminance ainsi traité parvient alors à un cir- cuit 6 de séparation qui retire les impulsions normalisées HD de synchronisation horizontale, et le signal de luminance Y débarrassé de ces impulsions HD de synchronisation horizon- tale parvient à un circuit mélangeur 17. Entre temps, le signal Y de luminance parvient aussi de l'amplificateur 13 à un séparateur 18 de signaux de synchronisation horizontale qui transmet l'impulsion HD de synchronisation horizontale à un générateur 19 de signaux de rythme. Un signal de rythme qui coïncide avec le flanc antérieur de l'impulsion normalisée HD de synchro- nisation horizontale parvient à un générateur 20 d'impul- sions étroites de synchronisation qui forme des impulsions raccourcies et étroites HDN ayant une largeur d'impulsion de 2 As comme indiqué sur la figure 4A. Les impulsions raccourcies HDN de synchronisation sont alors transmises au circuit mélangeur 17 afin qu'elles soient insérées dans le signal de luminance à la place des impulsions normali- sées HD de synchronisation. Ainsi, le circuit mélangeur 17 forme un signal YN de luminance dans lequel les impul- sions normalisées HD de synchronisation horizontale et les intervalles normalisés formant les paliers arrière sont remplacés par des impulsions raccourcies HDN de synchro- nisation suivies d'intervalles prolongés de palier arrière de 7,2 As. Un circuit 21 applique un degré de pré-accentua- tion au signal de luminance YN' convenant à la réduction du bruit dans le signal enregistré de luminance. Le si- gnal vidéo pré-accentué est alors transmis à un circuit 22 de combinaison puis à un modulateur 23 de fréquence dans lequel le signal est modulé en fréquence et est transmis à un circuit 24 de combinaison de chrominance. La composante C de chrominance du signal vidéo conmosite est transmise du séparateur 14 à un convertisseur de fréquence qui transforme la fréquence porteuse du signal C de chrominance d'une valeur normalisée de 3,5 MHz à une valeur plus faible de 688 kHz par exemple. Le signal de chrominance ainsi transformé dans une bande de fréquen- ces plus faible parvient au circuit 24 de combinaison afin qu'il soit mélangé au signal de luminance YN modulé en fré- quence. Le signal vidéo composite en couleur formé du si- gnal YN de luminance modulé en fréquence et la composante C de luminance dont la fréquence est transformée parvien- nent à un amplificateur 26 d'enregistrement afin qu'ils soient enregistrés sur une bande magnétique vidéo par une tête magnétique rotative 27. Simultanément, les signaux acoustiques des canaux gauche et droit progressent des bornes d'entrées 12L et 8 24936c6- 12R aux amplificateurs acoustiques correspondants 31L et 31R puis vers les circuits de compression 32L et 32R qui correspondent. Ces derniers circuits sont destinés à com- primer la plage dynamique des signaux acoustiques des ca- naux gauche et droit si bien que, lorsque le niveau du si- gnal d'entrée est faible, l'intervalle de numérisation et une erreur éventuelle de, numérisation sont faibles, et de manière que, lorsque le niveau du signal d'entrée est élevé, l'intervalle de numérisation devienne important, toute erreur correspondante de numérisation étant relati- vement grande. Cependant, comme les erreurs relativement grandes de numérisation apparaissent lorsque le signal acous- tique est relativement fort, ces erreurs risquent peu d'être perçues. Les signaux acoustiques ainsi comprimés parvien- nent à des circuits mélangeurs ou de composition 33L et 33R respectivement. Un générateur 34 transmet un signal de "tremblottement" aux circuits mélangeurs 33L et 33R afin qu'il soit ajouté aux signaux acoustiques comprimés. Ce signal de tremblottement est destiné à améliorer le rap- port signal/bruit par dispersion du bruit de numérisation dans le spectre acoustique si bien que ce bruit de numéri- sation risque moins d'être perçu. Les signaux acoustiques des canaux gauche et droit sont alors transmis par des fil- tres passe-bas 35L et 35R à des circuits correspondants d'échantillonnage et de maintien 36L et 36R. Le générateur 19 de signaux de rythme transmet l'impulsion d'échantillon- nage du canal gauche SPL (figure 4B) au début de chaque intervalle horizontal et transmet aussi une impulsion d'é- chantillonnage de canal droit SPR (figure 4C) au début de la seconde moitié de chaque intervalle horizontal. Ces si- gnaux SPL et SPR sont transmis respectivement aux signaux d'échantillonnage et de maintien 36L et 36R afin que ceux- ci échantillonnent les signaux acoustiques des canaux gau- che et droit une fois pendant chaque intervalle horizontal. En conséquence, les fréquences d'élimination des filtres passe-bas 35L et 35R doivent être choisies afin que les fréquences supérieures à la moitié de la fréquence horizon- tale (c'est-à-dire les fréquences supérieures à 8 kHz envi- rion) soient éliminées. Les sorties des circuits d'échantillonnage et de maintien 36L et 36R sont reliées à des entrées corres- pondantes d'un commutateur 37 qui reçoit un signal de com- mutation SLR (figure 4D) provenant du générateur 19 de si- gnaux de rythme. Ce signal de commutation SLR est élevé pendant la première moitié de chaque intervalle horizontal et est faible pendant la seconde moitié si bien que le com- mutateur 37 est relié au circuit 36L du canal gauche pendant la première moitié de chaque intervalle horizontal et est relié au circuit 36R du canal droit pendant la seconde moi- tié. Les signaux échantillonnés des circuits 36L et 36R sont alors transmis successivement par le commutateur 37 à un convertisseur analogique-numérique 38 qui transforme ces signaux en mots parallèles de données à 8 bits. Un convertisseur parallèle-série 39 met ces mots provenant du convertisseur 38 sous forme série et les transmet à un codeur 40 de correction d'erreur. Dans ce dernier, un code cyclique de vérification de redondance à 15 bits est formé afin qu'il permette la correction des erreurs et il est ajouté aux 8 bits du mot de données du canal gauche et aux 8 bits du mot de données du canal droit afin que l'ensemble forme un bloc de données de correction d'erreur de 31 bits comme indiqué sur la figure 2C, ce mot pouvant alors être introduit dans la partie prolongée formant le palier arrière du signal de luminance YN. Cependant, avant cette opération, un circuit 400 de formation d'un signal d'enregistrement imbrique le bloc de données à 31 bits et des bits correspon- dants d'autres blocs de données afin que des erreurs de salve, telles que celles qui sont dues à la disparition des données, peuvent être compensées lors de la restitution. A cet effet, le circuit 400 qui forme le signal enregistré a un commutateur 41 relié au codeur 40 de correction d'er- reur, une mémoire à accès direct 42, un circuit 43 de com- mande transmettant un signal de commande SRW (figure 4E) à la ligne commune de données et un signal d'adresse des- tiné à la mémoire 42, et un circuit porte 45 destiné à com- mander l'application des impulsions d'horloge au registre 44 à décalage. Pendant la première moitié de chaque intervalle horizontal, lorsque le signal de commande S RW a un niveau élevé, le commutateur 41 relie le codeur 40 de correction d'erreur à la mémoire 42 et un bloc de données de correc- tion d'erreur à 31 bits est écrit dans une adresse parti- culière de la mémoire à accès direct 42. Alors, pendant la seconde moitié de l'intervalle horizontal, lorsque le signal de commande SRW a un faible niveau, le commutateur 41 relie la mémoire 42 à une entrée de données du registre à décalage 44. A ce moment, le signal d'adresse provenant du circuit 43 de commande est modifié cycliquement afin que le signal numérique lu dans la mémoire 42 forme un bloc de données de correction d'erreur à 31 bits sous forme im- briquée. Il est par exemple commode d'utiliser une durée d'imbrication de bit de 8 périodes horizontales. Ainsi, dans cet exemple, il faut 31 x 8 = 248 intervalles hori- zontaux pour un cycle imbriqué du signal numérique à 8 bits. En outre, pendant la seconde moitié de chaque période horizontale lorsque le bloc de données de correc- tion d'erreur imbriqué à 31 bits est lu dans la mémoire 42, un signal de commande SIo (figure 4F) provenant du cir- cuit 33 de commande provoque la transmission par le cir- cuit porte 35 d'une impulsion d'horloge d'écriture de fré- quence f1 au registre à décalage 44 afin que le bloc de données à 31 bits y soit rassemblé. Dans la première moitié de l'intervalle horizon- tal suivant, le signal de commande SIO provoque la transmis- sion par le circuit 45 des impulsions d'horloge de fréquen- ce f2 qui sont lues au registre à décalage 44. La fréquen- ce d'horloge de lecture f2 est choisie de manière que 31 impulsions d'horloge apparaissent pendant l'intervalle pro- longé de palier arrière de 7,2 as (figure 4G). 249365 6 Les blocs de données sont transmis à partir du registre 44 à décalage sous forme d'un signal modulé par impulsions codées par un circuit 46 de pré-accentuation qui le transmet, après une pré-accentuation convenant à l'enregistrement et à la restitution de ce signal modulé par impulsions codées. Ensuite, ce signal pré-accentué par- vient au circuit 22 de combinaison afin qu'il soit inséré dans le signal de luminance YN pendant le palier arrière prolongé des intervalles de suppression horizontale. Selon l'invention, le signal de luminance YN et le signal modulé par impulsions codées sont transmis avec des pré-accentuations séparées et indépendantes. Par exemple, dans le mode de réalisation considéré, le circuit 21 de pré-accentuation vidéo assure une accentuation non linéaire telle-que représentée par la courbe en trait plein de la figure 5. Dans ce cas, la pré-accentuation est égale à 22,5 dB à 2 MHz. D'autre part, le circuit 36 de pré- accentuation du signal modulé par impulsions codées assure une préaccentuation linéaire comme indiqué par le trait plein b de la figure 5 et, à la fréquence de 2 MHz, elle est bien inférieure à la préaccentuation assurée par le circuit 21. Ainsi, la tête 27 enregistre sur des pistes in- clinées disposées sur la bande magnétique, un signal combiné dans lequel le signal modulé par impulsions codées contenant deux canaux acoustiques, est superposé au signal vidéo dans les paliers arrière prolongés des intervalles de suppression horizontale. La figure 6 représente un appareil complémentaire de restitution du signal vidéo et d'extraction, dans les paliers arrière prolongés des intervalles de suppression horizontale de ce signal, des données modulées par impul- sions codées contenant les deux canaux acoustiques. Comme l'indique la figure 6, une tête rotative vidéo 50 capte le signal enregistré dans les pistes vidéo formées sur la bande magnétique et transmet le signal dé- * tecté à un amplificateur 51 de tête vidéo. Le signal de 12 2493656 luminance YN, modulé en fréquence, est transmis par un fil- tre passe-haut 52 à un démodulateur correspondant 53. Le signal démodulé de luminance YN est alors traité dans un circuit atténuateur vidéo 54 qui assure une atténuation complémentaire de la pré-accentuation introduite par le circuit 21, avant l'enregistrement. Le circuit 55 fixe le niveau de tension du signal de luminance YN à une valeur prédéterminée, et un circuit 59 de séparation élimine les impulsions raccourcies de synchronisation HDN qui y sont contenues. Le signal de luminance YN, dépourvu des impul- sions de synchronisation HDN, est transmis à un addition- neur 57. Simultanément, le signal atténué de luminance YN parvient à un séparateur 58 de signaux de synchronisation qui est couplé à un générateur 50 de signaux de synchroni- sation. Ce dernier, lorsqu'il reçoit les flancs antérieurs des impulsions raccourcies de synchronisation HDN transmt à l'additionneur des impulsions normalisées de synchronisa- tion HD destinées à être introduites dans les intervalles de suppression horizontale du signal de luminance. La composante de chrominance ayant subi une conversion de fréquence est transmise par l'amplificateur initial 51 et un filtre passe-bas 61 à un convertisseur 62 de fréquence qui rétablit la fréquence porteuse de la composante de chrominance à sa valeur normalisée, par exemple 3,58 MHz. Un circuit additionneur 63 combine alors le si- gnal de luminance Y provenant de l'additionneur 57 à-la composante de chrominance C provenant du convertisseur 62 afin qu'il forme, à une borne 64 de sortie d'un signal vidéo composite, un signal vidéo normalisé en couleur. Le signal numérique d'audiofréquences ou acous- tique modulé par impulsions codées, transmis par les paliers arrière prolongés du signal de luminance YN, progresse du démodulateur 53 de fréquence à un circuit 71 d'atténuation de signal modulé par impulsions codées, qui assure une atténuation complémentaire de celle qui est assurée par le circuit 46 de pré-accentuation de la figure 3. Le signal ainsi atténué parvient à un circuit limiteur 72 en courant continu qui conforme l'onde modulée par impulsions codées, et parvient ensuite à un circuit 73 d'extraction de données. Un générateur 74 de signaux de rythme relié au séparateur 58 de signaux de synchroni- sation transmet un signal de déclenchement qui commence au flanc postérieur des impulsions raccourcies de synchro- nisation HDN (figure 7A), au circuit 73 d'extraction de données et en conséquence, ce dernier transmet le bloc de données à 31 bits Dp (figure 7B) à un registre à décalage à 31 bits. Un circuit porte 76 reçoit des impulsions de synchronisation du générateur 74 de synchronisation et un signal P10 de commande (figure 7C) d'un circuit 90 de désimbrication, décrit dans la suite du présent mémoire. Le signal de commande PIo qui a un faible niveau pendant la première moitié de chaque intervalle horizontal permet aux 31 bits du bloc de données Dp d'être introduits dans le registre à décalage 75. Ensuite, pendant la seconde moi- tié de chaque intervalle horizontal, lorsque le signal de commande PIo a un niveau élevé, les 31 bits sont lus dans le registre 75 et transmis au circuit 90 de désimbrication dans lequel ils sont séparés et remis sous forme des blocs de correction d'erreur originaux, avant transmission à un décodeur 77 de correction d'erreur. Un signal PRW de com- mande de lecture-écriture (figure 7D) a un niveau élevé pendant la seconde moitié de chaque intervalle horizontal et permet aux 31 bits provenant du registre 75 à décalage d'être décrits dans le circuit 90 de désimbrication, et il a un faible niveau pendant la première moitié suivante des intevalles horizontaux pendant lesquels le signal dé- simbriqué à 31 bits est transmis au décodeur 77 de correc- tion d'erreur. Le décodeur 77 de correction d'erreur est mis en modes de syndrome et d'erreur comme indiqué sur la fi- gure 7E. Plus précisément, pendant la première moitié de chaque intervalle horizontal pendant laquelle les blocs désimbriqués de données sont transmis par le circuit 90, t... des syndromes d'erreur sont formés à partir des 8 bits du mot du canal gauche et des 8 bits du mot du canal droit. Ensuite, dans la moitié suivante de chaque intervalle ho- rizontal, la correction d'erreur est exécutée à l'aide du code de vérification par redondance cyclique et des syndro- mes de correction d'erreur ainsi construits. Comme certaines erreurs sont si importantes qu'el- les ne peuvent pas être totalement corrigées par un décodeur 77 de correction d'erreur, le signal modulé par impulsions codées est transmis par celui-ci à un circuit 78 de camou- flage d'erreur dans lequel une interpolation ou une opéra- tion de détermination de valeur moyenne est exécutée afin que les erreurs incorrigibles soient cachées. Le fonctionne- ment de ce circuit 78 de camouflage d'erreur peut être décrit en référence à la figure 7F. Les blocs de données modulés par impulsions codées provenant du décodeur 77 sont sous forme de mots à 8 bits du signal du canal gauche, alternant avec des mots à 8 bits du signal du canal droit, de manière que les mots du signal du canal gauche apparaissent pendant la première moitié de chaque période horizontale et les mots du canal droit pendant la seconde moitié. Le circuit 78 de camouflage d'erreur conserve le mot à 8 bits de cha- cun des signaux des canaux gauche et droit, et, lorsque le mot correspondant suivant à 8 bits du canal gauche ou droit est déterminé comme contenant des erreurs incorrigi- bles, un mot synthétique de données à 8 bits est créé par calcul de la valeur moyenne des mots à 8 bits du même canal précédant et suivant immédiatement le mot contenant des erreurs incorrigibles. Le signal numérique modulé par impulsions codées est alors transmis à un convertisseur numérique-analogique 79 qui transforme les mots numériques en un signal analogi- que chaque fois qu'un signal DAC (figure 7G) qui lui est transmis est à un niveau élevé. Le signal analogique pro- venant du convertisseur 79 parvient aux circuits de commu- tation 80L et 80R des canaux gauche et droit. Ces circuits de commutation reçoivent des signaux de commutation GL 24936'56 1 5 (figure 7H) et GR (figure 7I) qui ont un niveau élevé en alternance en fonction de l'apparition de ce signal DAC. En conséquence, les signaux analogiques des canaux gauche et droit sont transmis à des filtres passe-bas correspon- dants 81L et 81R ayant une fréquence de coupure inférieure à la fréquence des signaux de commutation GL et GR' et aux circuits correspondants d'étalement 82L et 82R dans les- quels la plage dynamique d'origine est rétablie pour le signal d'audiofréquences. Le signaux d'audiofréquences des canaux gauche et droit sont alors transmis par des ampli- ficateurs 83L et 83R à des bornes de sortie 84L et 84R. Il apparaît, en ce qui concerne le circuit de désimbrication 90, que sa construction est complémentaire de celle du circuit 400 de formation des signaux d'enregis- trement de la figure 3. Dans le circuit 90 de désimbrica- tion, un commutateur 91 de ligne commune, lorsqu'il reçoit le signal PRW' relie une mémoire à accès direct 92 au dé- codeur 77 de correction d'erreur pendant la première moitié de chaque intervalle horizontal et relie le registre à dé- calage 75 à la mémoire 92 pendant la seconde moitié de cha- que intervalle horizontal. Un circuit 93 de commande trans- met le signal P RW au commutateur de ligne commune, transmet le signal PIo au circuit porte 76, et transmet des signaux d'adresse à lé moire 92 afin que les bits extraits des mots de données écrits dans la mémoire 92 soient remis dans les blocs originaux de correction d'erreur lors de la lecture dans la mémoire. La figure 8 est un graphique représentant des exemples de fréquences d'erreur dans le cas d'un signal d'audiofréquences modulé par impulsions codées enregistré et restitué sur un magnétoscope domestique à tête rotative. A cet égard, il faut noter que, dans de tels magnétoscopes, la limite supériure de la fréquence de transmission est en général comprise entre 2,6 et 2,8 mégabits par seconde. En outre, à une fréquence de 4 mégabits par seconde, la fréquence d'erreur atteint 1.10.Au contraire, dans l'ap- pareil selon l'invention, le taux d'erreur à 4 mégabits par seconde est mesuré à une valeur de 1.10-3 seulement, c'est-à-dire bien meilleur que dans l'appareil analogue classique. En conséquence, dans un magnétoscope domestique dans lequel l'enregistrement à haute densité et de longue durée est très souhaitable, l'invention convient particu- lièrement bien car le signal acoustique peut être mis sous forme d'un signal modulé par impulsions codées qui peut être restitué de façon fiable lors de la lecture sous forme d'un signal acoustique à haute fidélité. Dans les modes de réalisation décrits précédem- ment, comme l'impulsion raccourcie de synchronisation HDN remplace l'impulsion normalisée HD de synchronisation afin que le pamier arrière de l'intervalle de suppression hori- zontale soit élargi, les données modulées par impulsions codées peuvent être enregistrées et restituées dans des conditions optimales si bien que la caractéristique de fré- quence et le rapport signal/bruit sont tous deux suffisam- ment élevés. Bien que, dans les modes de réalisation décrits, différents circuits de pré-accentuation soient utilisés pour le signal vidéo et pour les données modulées par im- pulsions codéesafin que les accentuations correspondent aux valeurs voulues, il est aussi possible qu'un seul cir- cuit de pré-accentuation soit utilisé, la caractéristique d'accentuation pouvant être modifiée. Ainsi, un seul cir- cuit de pré-accentuation (et un seul circuit correspondant d'atténuation) peut être utilisé, ce circuit assurant une accentuation pendant les parties du signal vidéo qui con- tiennent l'information vidéo et une autre accentuation pen- dant les parties du signal vidéo qui contiennent uniquement les données modulées par impulsions codées. En plus du remplacement de l'impulsion normalisée de synchronisation HD par l'impulsion de synchronisation raccourcie HDN l'impulsion raccourcie peut aussi avoir une autre position, correspondant à la position normale du palier avant de l'intervalle de suppression horizontale. Le palier arrière a alors une largeur encore plus grande et un plus grand nombre de bits de données modulées par impulsions codées peut être introduit. Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux dispositifs et pro- cédés qui viennent d'être décrits uniquement à titre d'exem- ples non limitatifs sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Procédé de transmission d'un signal vidéo conte- nant des intervalles de suppression régulièrement répartis, alternant avec des intervalles d'information vidéo contenant une information vidéo, avec une information numérique modu- lée par impulsions codées insérée dans une partie de chacun des intervalles de suppression, l'information vidéo subis- sant un premier degré de pré-accentuation avant sa transmis- sion, ledit procédé étant caractérisé en ce que l'informa- tion numérique est transmise avec une autre accentuation, indépendante et séparée du premier degré d'accentuation de l'information vidéo. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, avant insertion de l'information numérique pré- accentuée dans les intervalles de suppression, des impul- sions normalisées de synchronisation suivies par des parties normalisées formant palier arrière dans le signal vidéo sont remplacées par des impulsions étroites de synchroni- sation suivies par des parties prolongées formant palier arrière, de plus grande largeur que les parties normalisées de palier arrière, et l'information numérique pré-accentuée est insérée dans ces parties prolongées de palier arrière. 3. Procédé selon l'une des revendications 1 et 2, dans lequel le signal transmis avec l'information numérique qui y est insérée est capté et l'information vidéo subit une atténuation complémentaire de la pré-accentuation assu- rée préalablement à la transmission, ledit procédé étant caractérisé en ce que l'information numérique subit une atténuation séparée et indépendante, complémentaire de la pré-accentuation correspondante assurée avant la transmission. 4. Appareil d'enregistrement d'un signal vidéo par mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, le signal vidéo étantdu type qui comprend des intervalles périodiques formés d'intervalles d'information vidéo contenant des in- formations vidéo séparées par des intervalles de suppression, l'appareil comprenant un circuit destiné au traitement des informations vidéo en vue de leur enregistrement et comprenant un circuit de pré-accentuation vidéo destiné à assurer une pré-accentuation des informations vidéo avec une première amplitude, et un transducteur destiné à l'enregistrement du signal vidéo sur un support d'enregistrement, ledit appa- reil étant caractérisé en ce que le circuit de pré-accen- tuation (46) d'un signal numérique d'information fait subir, à un signal numérique d'information à enregistrer, une pré- accentuation (b, figure 5) ayant une seconde amplitude indé- pendante de la première amplitude (a, figure 5), et un cir- cuit (22) de combinaison insère le signal numérique pré- accentué d'information dans une partie de chacun des inter- valles de suppression, avant l'enregistrement. 5. Appareil de restitution d'un signal vidéo enre- gistré par mise en oeuvre du procédé selon l'une quelcon- que des revendications 1 à 3, le signal vidéo étant un si- gnal combiné constitué par des intervalles périodiques for- més d'intervalles d'information vidéo contenant des informa- tions vidéo séparées par des intervalles de suppression, une partie prédéterminée de chacun de ces intervalles de suppression contenant un signal numérique d'information inséré avant l'enregistrement, ledit appareil étant du type qui comprend un transducteur destiné à détecter le signal combiné sur un support d'enregistrement, un circuit pour si- gnaux vidéo comprenant un circuit d'atténuation vidéo des- tiné à faire subir une atténuation d'une première amplitu- de à l'information vidéo, une sortie destinée à transmettre le signal vidéo ainsi atténué sous forme d'un signal vidéo de sortie, et un circuit pour signal numérique d'information contenant un circuit de conversion du signal numérique d'in- formation en un signal de sortie, ledit appareil étant carac- térisé en ce que le circuit pour signal numérique d'informa- tion (71 à 93) comporte un circuit d'atténuation (71) des- tiné à faire subir au signal numérique d'information une atténuation (b, figure 5) ayant une seconde amplitude in- dépendante de la première amplitude (a, figure 5).