Brevet FR2498030A1 — publié le 19820716

"Circuit prévu dans un dispositif de reproduction d'imasmps et servant à en- un Courmnt de déviation de ligne en dents de scie." L'invention concerne un circuit prévu pour un dispositif de reproduc- tion d'images et servant à engendrer un courant de déviation en dents de scie ayant un aller et un retour à travers une bobins de déviation de ligne qui, durant le temps d'aller, est raccordée à un condensateur d'aller par l'idtel idaire d'au moins deux commutateurs de déviation commandhies mon- tés en série et commutant à la fréquence de ligne, commutateurs qui, du- rent le temps de retour, sont à peu prés simltanément bloques, temps de re- tour durant lequel la bobine de déviation, le condensateur d'aller et des oem- posaIs ftbrat ensemble une capadté de retour fobnt parte d'un réseau de ré - sonance doent les éléments détermnent la durée du temps de retour, ciroit comportant en outre un enroulement d'alimentation couplé à une source de tension d'alimentation et servant à fournir l'énemrgie d'a]mmdatmn au réseau de résonance durant le temps de retour Un tel circuit est connu du brevet américain N 3 030 444. Ce circuit connu présente l'avantage que la tension élevée présente aux bornes de la bobine de déviation durant le temps de retour est répartie sur deux commutateurs. Dans les récep- teurs de télévision, auxquels est destiné le circuit connu, la fréquence de ligne a la valeur prescrite par la norme de télévision, soit par exemple 15,75 kHz pour la norme américai- ne. Dans des dispositifs de reproduction d'images pour les- quels une qualité supérieure à celle des récepteurs de télévi- sion courants est désirable, on peut choisir une valeur supé- rieure. C'est notamment le cas pour les tubes de reproduction d'images à pouvoir de résolution élevé qui sont utilisés par exemple pour la reproduction d'images engendrées par voie nu- mérique et dans lesquels la fréquence de ligne a une valeur qui peut être comprise entre 15 et 64 kHz. Le circuit connu convient également pour une fréquence de ligne autre que 15,75 kHz, à condition, cependant, qu'on don- ne une autre valeur à la tension d'alimentation, de sorte que la tension d'aller, c'est-à-dire la tension présente sur le condensateur d'aller, qui est égale à la tension d'alimenta- tion, prend, elle aussi, une autre valeur. Sinon l'amplitude du courant de déviation de ligne et, par conséquent, la lar- geur de l'image reproduite n'auraient pas la valeur correcte. Si l'on veut que le circuit de déviation de ligne convienne pour différentes valeurs de la fréquence de ligne, la valeur de la tension d'alimentation doit être variable, au moins ajustable. Le plus souvent, un tel ajustage donne lieu à de nombreuses pertes. De plus, comme le circuit de tension d'alimentation fournissant l'énergie d'alimentation au cir- cuit de déviation de ligne a le plus souvent d'autres charges qui ne doivent pas être affectées par cet ajustage, il est difficile de réaliser un circuit de tension d'alimentation ajustable non dissipatif. L'invention vise à fournir un circuit du genre décrit dans le préambule, dans lequel l'amplitude du courant de dé- viation de ligne engendré est à peu près indépendante de la valeur de la fréquence de ligne et peut être ajustée sur la valeur voulue par des moyens simples et à faible dissipation. A cet effet, le circuit conforme à l'invention est remarqua- ble en ce que l'enroulement d'alimentation est divisé en au moins deux enroulements partiels qui, chacun, sont rels dame part au ré6eau de rsooeince à tr1zers une dode d'alimentaion et d'autre part à un commutaeur de dbviation, et qui sont couplés à la source de tension d'alimentation à travers un commutateur d'alimenta- tion commandable commutant également à la fréquence de ligne, commutateur d'alimentation qui, durant au moins une partie du temps d'aller, est conducteur afin d'emmagasiner de l'éner- gIe d'limenatin dam l'enroulement d'alimentaticn tmixs que ls dides d'alimenta- tion oxmtbloquées et qui, dorant le reste de la période de ligne est bloquée tandis que les diodes d'alimentation sont conductrices, des pertes étantcompensées par le courant qui traverse les dio- des d'alimentation durant le temps de retour. De préférence, le circuit conforme à l'invention est re- marquable en ce que la durée de conduction du commutateur d'alimentation est ajustable en vue de l'ajustage de l'ampli- tude du courant de déviation et en ce que la durée de conduc- tion du commutateur d'alimentation est ajustable en fonction de la tension d'alimentation. Grâce à cette mesure, l'ampli- tude du courant de déviation engendré est également indépen- dante de la tension d'alimentation. La durée de conduction du commutateur d'alimentation peut également être modulable à la fréquence de trame pour la correction de la distorsion de trame. Le circuit peut être remarquable en ce que le point com- mun aux commutateurs de déviation est branché sur un poten- tiel de référence. Le circuit peut avoir la particularité qu'un condensateur de retour d'une part et le montage en sé- rie d'un enroulement partiel et d'une diode d'alimentation d'autre part sont montés en parallèle avec chaque commutateur de déviation, le rapport entre la capacité du premier conden- sateur de retour et celle du second condensateur de retour étant égal au rapport entre le nombre de spires du second enroulement partiel et celui du premier enroulement partiel, et que le montage en série d'un condensateur d'aller et d'une moitié de bobine de déviation de ligne est monté en parallèle avec chaque commutateur de déviation. Une extension du circuit conforme à l'invention peut être remarquable en ce qu'un troisième commutateur de dévia- tion est monté en série avec les deux commutateurs de dévia- tion, alors qu'un troisième condensateur de retour d'une part et le montage en série d'un troisième enroulement partiel de l'enroulement d'alimentation et d'une troisième diode d'ali- mentation d'autre part, est monté en parallèle avec le troi- sième commutateur de déviation. Dans une variante, le circuit est remarquable en ce que le premier commutateur de déviation comporte le montage en série du commutateur d'alimentation pouvant être conducteur dans un sens et d'une diode ayant le même sens de conduction, alors qu'une autre diode ayant le sens de conduction opposé se trouve dans une branche parallèle, le point commun aux commutateurs de déviation étant branché sur un potentiel de référence, et le commutateur d'alimentation et le second com- mutateur de déviation étant à peu près simultanément bloqués l'instant final du temps d'aller. Le circuit peut être avantageusement remarquable en ce que les enroulements partiels sont des enroulements secon- daires d'un transformateur dont l'enroulement primaire est monté en série avec le commutateur d'alimentation, le montage en série ainsi formé étant branché sur la source de tension d'alimentation. Un circuit dans lequel les commutateurs de déviation comportent chacun un commutateur commandable qui peut être conducteur dans un sens ainsi quWune diode qui est montée en parallèle avec ce commutateur et dont le sens de conduction est opposé à celui dudit commutateur, peut être remarquable en ce qu'une source de tension est montée en série avec les- dites diodes pour maintenir les diodes dans l'état conducteur au moins à l'instant d'enclenchement desdits commutateurs commandables. Dans un mode de réalisation, le circuit est remarquable en ce que l'électrode de commande d'un commutateur de dévia- tion est reliée à un enroulement secondaire d'un transforma- teur de commande dont l'enroulement primaire est relié à une source de courant, les deux enroulements étant simultanément traversés par du courant pour amener et maintenir le commuta- teur de déviation dans l'état conducteur, et en ce que l'élec- trode de commande est reliée en outre à un transistor pour bloquer le commutateur de déviation. Le circuit conforme à l'invention peut être remarquable par un rétrocouplage d'une tension de retour aux moyens de commande du commutateur d'alimentation pour influencer la durée de conduction de ce commutateur, ou peut avoir la par- ticularité que les moyens de oommande du commutateur d'ali- mentation comportent un générateur de tension en dents de scie et un étage comparateur pour la génération d'un signal de commande impulsionnel, un flanc du signal de commande engen- dré étant ajustable en fonction d'une tension continue et d'un signal à fréquence de trame, alors que la pente de la tension en dents de scie est variable sous l'effet de la tension d'alimentation. Un circuit dans lequel les commutateurs de déviation comportent chacun un commutateur commandable pouvant être conducteur dans un ans ainsi qu'une diode qui est montée en parallèle avec ce commutateur et dont le sens de conduction est opposé à celui dudit commutateur, peut être remarquable en ce que lesdits deux commutateurs commandables sont des commutateurs commandés par porte. La description qui va suivre en regard des dessins anne- xés, donnés à titre d'exemple non limitatif, permettra de mieux comprendre comment l'invention est réalisée. La figure 1 représente le schéma de principe du circuit conforme à l'invention. La figure 2 représente des formes d'onde se présentant dans ce circuit. Les figures 3, 4, 5 et 6 représentent des variantes du circuit conforme à l'invention. La figure 7 représente un schéma plus détaillé du cir- cuit. Sur la figure 1 la référence L indique une bobine de dé- viation de ligne pour la déviation électromagnétique dans le sens horizontal d'un ou plusieurs faisceaux électroniques en- gendrés dans un tube de reproduction d'images non représenté. Un condensateur d'aller C est monté en série avec cette bobi- ne. Le réseau ainsi formé est shunté par les montages en sé- rie de deux transistors de commutation npn T1 et T2, de deux diodes Di et D2 et de deux oxei a&urs de retour C1 et C2. L'émetteur du transistor T1 est relié au collecteur du tran- sistor T2, et l'anode de la diode D1 est reliée à la cathode de la diode D2. Les condensateurs C1 et C2 ont à peu près la même capacité. L'enroulement primaire L1 d'un transformateur T est relié d'une part à la borne positive d'une source de tension d'ali- mentation VB et d'autre part au collecteur d'un autre transis- tor de commutation npn T3. L'émetteur du transistor T3 est relié à la borne négative de la source VB, borne qui est mise à la masse. A une extrémité d'un enroulement secondaire L2 du transformateur T, on a relié l'anode d'une autre diode D3. La cathode de celle-ci est reliée au point commun aux conden- sateurs C et C1, à la cathode de la diode D1 et au collecteur du transistor T1. De manière analogue, une extrémité d'un se- cond enroulement secondaire L3 du transformateur T est reliée à la cathode d'une diode D dont lanode est reliée au point commun à la bobineL, au condensatur C2, à l'anode de la diodeD2 et à l'émeteur du transistor T2. Les enroulements L2 et L3 ont le même nombre de spires et, de l'autre côté, ils sont interconnectés et reliés au point commun aux transistors T1 et T2, aux diodes D1 et D2 et aux condensateurs C1 et C2. Ce point commun est relié à un potentiel de référence, par exemple celui de ladite masse. Le sens d'enroulement des enroulements L1, L2 et L3 est indiqué par des points sur la figure 1. Pour la simplicité de la fi- gure, les moyens de commande qui sont intercalés dans les conducteurs de base des transistors T1 et T2 ne sont pas re- présentés sur la figure 1. Si, en première instance, la capacité du condensateur C est supposée être infiniment grande, on suppose que la ten- sion aux bornes du condensateur C, la tension d'aller v, reste constante. Durant une partie de la période de ligne, dite le temps d'aller, les commutateurs formés par le transistor T1 et la diode D1 d'une part et le transistor T2 et la diode D2 d'autre part sont conducteurs, alors que le transistor et la diode sont l'un ou l'autre conducteurs, la diode pouvant être omise si le transistor peut être conducteur dans le sens inver- se. Dans ces conditions, la tension v est appliquée aux bornes de la bobine L durant le temps d'aller entier. Le courant de déviation de ligne i traversant la bobine L a par conséquence une allure linéaire, et son sens s'inverse à l'instant milieu du temps d'aller. Avant cet instant, il traverse les diodes T1 et D2 et après cet instant il traverse les transistors *1 et T2. Cela s'applique pour un circuit sans pertes. Les bases des transistors T1 et T2 reçoivent à temps des signaux de commande positifs avant ledit instant milieu. Le retour est introduit à l'instant o les transistors T1 et T2 sont bloqués à peu près simultanément sous l'effet d'un signal de commande négatif, fourni à temps. Durant le temps de retour, les inductances et les capacités du circuit de la figure 1 forment un réseau de résonance. La variation du courant i est déterminée maintenant par le réseau et est à peu près sinusoïdale. Au point commun aux éléments T1, D D3P C et C1, la tension augmente au-dessus du potentiel de masse suivant une fonction à peu près cosinusoldale, tandis que la tension à l'extrémité de la bobine L qui, sur la fi- gure, est représentée en bas, devient négative suivant la même fonction. A l'instant milieu du temps de retour, le sens du courant i s'inverse, tandis que la première tension atteint un maximum et la deuxième tension un minimum. Aux bornes de chacun des commutateurs T1, D1 et T2, D2, une tension maxima- le est présenteetqui est égale à la moitié de la tension qui serait présente aux bornes d'un commutateur simple. Le temps de retour se termine à l'instant o les deux tensions rede- viennent négatives, de sorte que les diodes D1 et D2 deviennent conductrices. Durant une partie du temps d'aller, le transistor T3 est conducteur sous l'effet d'un signal de commande à fréquence de ligne qui est appliqué, sur sa base par un étage de commande DR. Le courant de collecteur du transistor T3 qui traverse alors l'enroulement L1 a une allure linéaire avec une pente constante si la tension VB de la source d'alimentation est constante. Durant le temps d'aller, la tension sur la cathode de la diode D3 et la tension sur.l'anode de la diode D4 sont égales à zéro. Le sens d'enroulement des enroulements L1, L2 et L3 ainsi que le sens de conduction des diodes D3 et D4 ont été choisis de façon que les diodes restent bloquées tant que l'enroulement L1 est parcouru par du courant. A l'instant _o l'intervalle de conduction X du transis- tor T3 est terminé, la tension sur le collecteur de ce tran- sistor, qui était pratiquement égale à zéro, devient posUive. La tendbn sur l'anode de la dide D3devient galement posVe, taiuixs que ceRe sur la cathode de la diode D4 devient négative. Les deux diodes sont conductrices et les enroulements L2 et 1', sont à peu près courtcircuités par ces diodes et soit par les transistors T1 et T2 soit par les diodes D1 et D2. Par conséquent, ces enroulements et les diodes D3 et D4 sont parcourus par un courant constant. Aux bornes de l'enroulement Li, la tension est aussi égale à zéro de sorte que la tension sur le collecteur du transistor T est égale à la tension VB. Durant le temps de retour, l'énergie qui, durant l'intervalle t, a été stockée dans le transfor- mateur T par le courant de collecteur du transistor T3, con- tinue à provoquer un courant à travers les diodes D3 et D4. Ce courant diminue suivant la même fonction sinusoïdale que le courant i, alors que l'impulsion de retour positive, qui est présente au point commun aux condensateurs C et C1, est également présente sur l'anode de la diode D3 et donc aussi sur le collecteur du transistor T3, mais là avec un facteur qui est égal au rapport de transformation entre le nombre de spires de l'enroulement Li et celui de l'enroulement L2. Sur la cathode de la diode D4, est présente La même impulsion de retour négative qu'à celle des extrémités de la bobine L qui est représentée en bas sur la figure. A la fin du temps de retour, il règne les mêmes tensions qu'avant celui-ci, alors que le courant traversant les diodes D3 et D4 prend une valeur constante qui est plus faible mais non pas égale à zéro. Cette situation se maintient jusqu'à ce que le tran- sistor T3 soit rendu à nouveau conducteur. De ce qui précède, il ressort que, en dehors de l'in- tervalle f, les diodes D3 et D4 sont parcourues.par un cou- rant circulant vers la partie de déviation du circuit. Durant le temps de retour, la tension appliquée aux bornes de cette partie n'est pas égale à zéro, et ce courant fournit alors de l'énergie d'alimentation servant à combler les pertes. Pour l'intelligence du fonctionnement du circuit de la figure 1, on a représenté sur la figure 2 des diagrammes en fonction du temps qui ont été établis pour deux valeurs de la fréquence de ligne, à gauche pour une valeur déterminée f i et à droi- te pour une valeur plus faible - 2 Ici, H d une part et H2 d'autre part indiquent la période de ligne. La figure 2a représente l'allure du courant i. L'ampli- tude I de ce courant doit être la même dans les deux cas si l'on veut que la largeur de l'image reproduite ne varie pas pour une fréquence de ligne variable. La figure 2b représente l'allure de la tension sur le collecteur du transistor T1. Comme la durée du temps de retour n'est pas déterminée par la fréquence de ligne mais par les éléments du circuit, on voit, en appliquant la formule V = L at que les impulsions L t de retour, et notamment l'amplitude de celles-ci restent à peu près inchangées si la fréquence varie. En effet, dans les deux cas, la variation ts i du courant i est égale à I durant le temps de retour, t. La même figure 2b montre aussi que la tension ud'aller a une valeur plus faible si la fréquence de ligne est plus basse. Cette tension, qui est égale à la valeur moyenne de la tension de la figure 2b, est indiquée sur cette figure, à savoir à gauche comme >1 et à droite comme t 2 La figure 2c représente l'allure de la tension sur le collecteur du transistor T3. La tension aux bornes de l'en- roulement L2 subit une variation de même forme, la valeur moyenne étant égale à zéro. La tension aux bornes de l'enrou- lement L3 est opposée à celle-ci. Comme, pendant le temps d'aller, la valeur de la tension aux bornes de l'enroulement L2 est à peu près égale à zéro en dehors de l'intervalley', cela implique que la surface de l'impulsion de retour de la figure 2c est égale à celle du rectangle dans l'intervalle Q Il en résulte que le produit VB x ? est à peu près constant. Comme, dans ce qui précède, la tension VB est supposée être constante, l'intervalle 7, lui aussi, est donc à peu près constant, c'est-à-dire indépendant de la fréquence. La figure 2d, enfin, représente la variation du courant traversant le transformateur T. Durant l'intervalle r, ce courant traver- se l'enroulement L1 et, dans le reste de la période, il tra- verse les enroulements L2 et L3, ce qui, sur la figure 1, est représenté transformé vers le côté primaire. De ce qui précède, il ne ressort pas seulement que l'in- tervalle t' du transistor T3 est à peu près constant si la tension d'alimentation VB est constante, mais encore que du- rant le temps d'aller, la position de celui-ci n'a aucune importance, de sorte que cette position peut être choisie ar- bitrairement. Dans la pratique, la durée de l'impulsion de commande du transistor T3 sera ajustable. ir oet ajuitage, l'a- plitude de l'impulsion de retour et, par conséquent, l'am- plitude I ainsi que la largeur de l'image reproduite peuvent être ajustées à une valeur voulue. Cette valeur ne dépend pas de la fréquence de ligne. Des tensions continues obtenues par le redressement de tensions qui sont présentes aux bornes d'autres enroulements secondaires du transformateur T sont ainsi ajustées sur des valeurs constantes. Sur la figure 1, L4 représente un tel enroulement secondaire. La tension VB est constante si sa source est un circuit à tension d'alimentation stabilisée. Or, si la tension VB varie, du fait que, par exemple, cette tension est dérivée par redressement du réseau électrique, le circuit de la figu- re 1 peut assurer cependant que l'amplitude I du courant de déviation de ligne ainsi que la valeur des tensions conti- nues secondaires restent constantes. A cet effet, l'interval- le t est réglé en fonction de l'une de ces tensions, par exemple la tension qui est dérivée de l'enroulement L4 au moyen d'une diode D5 et d'un condensateur C3. L'étage de commande DR comporte un étage comparateur dans lequel la tension du condensateur C3 est comparée avec une tension de référence Vref pour influencer de manière connue le temps de conduction du transistor T3* Dans ce cas, la durée la plus longue possible de l'intervalle t' est égale à celle du temps d'aller. A l'aide du circuit de la figure 1, il est possible de réaliser de façon simple la correction est-ouest pour la correction de la distorsion de la trame li fait que l'inter- valle t subit en outre une modulation en durée à fréquence de trame. A cet effet, un signal à fréquence de trame Vpar' le 1l plus souvent de forme parabolique, est envoyé vers l'égage de commande DR. Ainsi, la tension de référence est devenue pour ainsi dire une tenaodn à fréquence de trame. La forme paraboli- que doit être telle que l'intervalle 'test, d'une part, maxi- mal pour la ligne horizontale médiane de l'image reproduite, c'est-à-dire au milieu du temps d'aller de trame, de sorte que l'amplitude I, elle aussi, est maximale, et d'autre part minimale pour les lignes horizontales supérieure et inférieure sur l'écran d'image, c'est-à-dire au début et à la fin du temps d'aller de trame, de sorte que l'amplitude I, elle aussi, est minimale. Par suite de la modulation est-ouest ob- tenue, une tension à fréquence de trame est superposée à la tension continue du condensateur C3, ce dont il résulte que le transformateur T ne convient pas pour la génération de la très haute tension destinée à l'anode finale du tube de re- production d'images. Il sera clair qu'un autre point, par exemple l'émetteur du transistor T2' de la partie de déviation peut être mis à la masse. A ce sujet, l'avantage de la figure 1 réside dans le fait que les tensions alternatives aux extrémités de la bobine de déviation sont égales en valeur absolue et qu'elles ont des signes opposés, de sorte que le point- milieu de la bobine a le potentiel de masse. Ceci fait que le rayonnement capacitif de la bobine auquel sont exposées d'autres prUesdu dispositif de reproduction d'images, dont fait partie le cir- cuit décrit, n'est que faible. Comme, le plus souvent, les transistors haute puissance présentent un retard à la coupure assez long, on peut utiliser pour les transistors T1, T2, qui doivent êtresimultanément coupés, des commutateurs commandés par porte (gate turn off switches) pour lesquels ce retard est beaucoup plus faible. Il est également possible de remplacer un ou plusieurs tran- sistors par des transistors de type pnp: ainsi, le transistor T2 peut être du type pnp, l'émetteur et le collecteur étant changés de place par rapport à la figure 1. Le circuit de la figure 1 peut être légèrement modifié sans que son fonction- nement en soit essentiellement influencé. Les condensateurs Ci et C2 peuvent être remplacés par exemple par un seul con- densateur qui shunte soit le réseau L, C, soit la bobine L. Au moyen des condensateurs de la figure 1, l'impulsion de retour présente aux bornes de la bobine L est mieux répartie sur les commutateurs Ti, D1 et T2 D2. De plus, il n'est pas né- cessaire que les condensateurs Cl et C2 présentent la même capacité, pourvu que le rapport des capacités Ci et C2 soit égal au rapport des nombres de spires des enroulements L3 et L2. D'une manière analogue à celle précisée pour les conden- sateurs C1 et C2, les diodes D1 et D2 peuvent être remplacées par une seule diode, à condition que, cependant, cette diode puisse supporter l'impulsion de retour totale. Le circuit peut aussi comporter des éléments connus, par exemple un circuit de centrage ou de correction de linéarité. La bobine de déviation peut être branchée au côté secondaire d'un transformateur. Grâce au transformateur T, il est possible de réaliser une séparation galvanique entre la partie d'alimentation et la partie de déviation du circuit. Si on ne désire pas cette séparation, on renoncera à un transformateur et l'on pourra raccorder le transistor T3 directement au point commun à l'enroulement L3 et à la diode D4 d'une part et à la borne positive de la source VB d'autre part. De manière analogue, on peut raccorder le transistor T3 d'une part au point commun à l'enroulement L2 et à la diode D3, et, d'autre part, à une tension d'alimentation négative. Dans les deux cas, les for- mes d'onde présentes sur l'anode de la diode D3 et sur la cathode de la diode D4 sont identiques à celles qui sont présentes à la figure 1. Une autre variante du circuit de la figure 1 est celle de la figure 3, dans laquelle, par rapport à la figure 1, le montage en série L,C est remplacé par deux réseaux en série L'C' et L"C". Le point commun aux deux réseaux peut être mis à la masse. Dans ce cas, les inductances L' et L" peuvent être des moitiés de bobine de déviation de ligne pratiquement identiques, alors que les condensateurs C' et C" ont à peu près les mêmes capacités. Dans le mode de réalisation de la figure 4, on a inter- calé un troisième circuit de déviation, dans lequel un transis- tor T4, une diode D7 montée en tête-bêche avec celui-ci, un enroulement d'alimentation L51 une diode d'alimentation D6 et un condensateur de retour C4 sont interconnectés de la même manière que les éléments correspondants de la figure 1. Les figures 3 et 4 ne représentent que les circuits de déviation. Le troisième de ces circuits est relié au deuxième de la manière dont le deuxième est relié au premier, alors que le réseau série L,C est intercalé entre le collecteur du transis- tor T1 et l'émetteur du transistor T4, qui est mis à la masse. Il sera clair que la description du fonctionnement du circuit de la figure 1 s'applique sans modification au circuit de la figure 4. L'avantage que présente la figure 4 par rapport à la figure 1 est que la tension de retour élevée, correspondant à un temps de retour bref, est répartie maintenant sur trois commutateurs au lieu de deux. De toute évidence, il est possi- ble d'étendre le circuit de la figure 4 arbitrairement avec un ou plusieurs circuits de déviation et/ou de le modifier de manières décrites ci-dessus. Dans les circuits décrits jusqu'ici, les transistors situés dans la partie de déviation reçoivent des signaux de commande d'une durée à peu près constante, de sorte qu'ils sont conducteurs durant la seconde moitié du temps d'aller, tandis que le transistor d'alimentation T3 est conducteur durant un intervalle t situé dans le temps d'aller, interval- le qui est réglable ou ajustable en fonction de la tension d'alimentation. Le mode de réalisation de la figure 5 diffère du circuit de la figure 1 en ce que le transistor T1 réunit les fonctions des transistors T1 et T3 de la figure 1. Dans ce cas, l'enroulement L1 est relié au collecteur du transis- tor T1, alors qu'une diode D8 est intercalée entre ce collec- teur et le point commun aux éléments D1, Ci, C et D3. son * sens de conduction étant égal à celui du trajet collecteur- émetteur du transistor Tl. Le transistor T2 reçoit le même signal de commande que les transistors T1 et T2 des figures précédentes. Le signal de commande du transistor T1 de la figure 5, par contre, a une durée variable ou ajustable, de sorte que l'amplitude du courant de déviation ne varie pas lors de variations de la fréquence de ligne ou de la tension d'alimentation. Cela implique que, dans le cas de la figure , la largeur de la plage de réglage sera légèrement plus faible que dans le cas des figures précédentes. La partie du circuit de la figure 5 comportant les élé- ments T1, D1, D3 et D8 fonctionne d'une manière analogue à celle du circuit combiné de tensions d'alimentation et de dé- viation de ligne qui est décrit dans la publication "IEEE Transactions ou Broadcast and Television Receivers', août 1972, volume BTR-18, NO 3, pages 177 à 182. Durant la première moitié du temps d'aller, le courant de déviaation traverse les diodes D1 et D2. Le transistor T2 est bloqué, tandis que le transistor T1 est rendu conducteur à un instant qui est fonc- tion de la tension d'alimentation. Comme la cathode de la dio- de conductrice D. a une faible valeur négative tandis que le collecteur du transistor T1 a une faible valeur positive, la diode D8 n'est pas conductrice. Durant la seconde moitié du temps d'aller, le courant de déviation traverse la diode D8 et les transistors T1 et T2. Comme l'émetteur du transistor T3 de la figure 1 est mis à la masse, il faut que l'émetteur du transistor T1 de la figure 5 soit également mis à la mas- se. Les formes d'onde valables pour la figure 5, sont les mêmes que celles données dans ladite publication, c'est-à-dire que la différence par rapport à celles des figures 2c et 3d réside dans le fait que l'instant initial de l'intervalle t' doit se situer dans la première moitié du temps d'aller et que son instant final doit coincider, avec l'instant final du temps d'aller. Le circuit de la figure 5 peut être modifié de différen- tes manières. Ainsi, de la même manière que sur la figure 4, il est possible d'augmenter le nombre de circuits de déviation, alors qu'un seul transistor présente les fonctions combinées. Il est également possible de relier la cathode d'une diode d'alimentation, par exemple la diode D4 dans le cas o le transistor T2 a les fonctions combinées, au condensateur d'aller C au lieu de la raccorder au condensateur de retour. Ainsi l'on obtient le circuit représenté sur la figure 6. Dans ce cas, les tensions aux bornes des enroulements du transfor- mateur T ont une forme de créneaux. Pour des rapports de trans- formation déterminés de celui-ci, il peut être nécessaire d'intercaler de manière connue une diode de séparation D. entre l'enroulement L1 et le collecteur du transistor T1, ce qui s'applique aussi au circuit de la figure 5. Dans une au- tre variante du circuit de la figure 5, le réseau série d'une inductance et d'un condensateur shunte la diode D1 et le con- densateur C1, et la cathode de la diode D3 t reliée à une prise de l'inductance. La figure 7 représente un schéma plus détaillé d'un mode de réalisation du circuit conforme à l'invention réalisé en majeure partie selon le principe de la figure 1. Dans ce cir- cuit, T1 et T2 sont des commutateurs commandés par porte, alors que T3 est formé par une paire Darlington. Le rapport de transformation entre l'enroulement L2 et l'enroulement L1 ainsi que celui entre l'enroulement L3 et l'enroulement L2 sont égaux à 2: 1. Alors que la tension d'alimentation VB du côté primaire du transformateur T est de 15V en moyenne, la ten- sion d'alimentation des autres étages, à faible puissance, a une valeur stabilisée de 20 V. Au moyen d'un enroulement se- condaire L6 du transformateur T, d'une diode D1o et d'une résistance limitatrice, une tension positive de l'ordre de 3 V est engendrée aux bornes d'un condensateur C5, et une tension négative également de l'ordre de 3 V est engendrée aux bornes d'un condensateur C6. Le condensateur C5 est inter- calé dans le circuit d'anode de la diode D1 et le condensa- teur C6 est intercalé dans le circuit de cathode de la diode D2. Par cette mesure, on garantit que durant le temps d'aller un faible courant traverse continuellement les diodes D1 et D 2 ce qui supprime pratiquement une distorsion du courant de déviation au milieu du temps d'aller, lorsque ce courant de déviation commence à parcourir les commutateurs T1 et T2. En série avec la bobine de déviation L et le condensateur C, on a monté un dispositif de correction de linéarité LIN. Un oscillateur commandé par tension OSC engendre une tension en créneaux à peu près symétrique et à fréquence de li- gne, tension qui, après amplification, est appliquée aux ba- ses de deux transistors de commande T5 et T6 faisant fonction de sources de courant. Le collecteur du transistor T est re- lié à l'enroulement primaire d'un transformateur de commande T' dont l'enroulement secondaire est relié à l'électrode de commande A du commutateur T1 à travers une diode Dil et un réseau parallèle RC R1, C7, tandis que l'autre extrémité de l'enroulement secondaire est reliée à la cathode du commiuta- teur T1 et est ainsi mise à la masse. De manière analogue, le collecteur du transistor T6 est relié à l'enroulement pri- maire d'un transformateur de commande TI' dont l'enroulement secondaire est relié à l'électrode de commande B du commutateur T2 à travers une diode D12 et un réseau parallèle RC R2, C8, tandis que l'autre extrémité de l'enroulement secondaire est reliée à la cathode E du commutateur T2. Le sens d'enroulement des enroulements du transformateur TI ou T" a été choisi de façon qu'un courant secondaire circule vers l'électrode A ou B à travers la diode D1l ou D12. Durant les intervalles de temps o le courant de collecteur du transistor T5 ou T6 cir- cule et rend conducteur et maintient conducteur le commutateur T1 ou T2, le condensateur C7 ou C8 est chargé. L'émetteur d'un transistor pnp T7 est relié à la cathode de3a diode D1l, alors que son collecteur est relié à la cathode du commutateur T1 et que sa base est reliée à l'anode de la diode Dl à travers une résistance R3. De manière ana- logue, l'émetteur d'un transistor pnp T8 est relié à la ca- thode de la diode D12, alors que son collecteur est relié au point E et que sa base est reliée à l'anode de la diode D12 à travers une résistance R4. Lorsque le transistor T5 est conducteur, le courant secondaire du transformateur T' provoque une chute de tension positive aux bornes de la diode Dil qui maintient bloqué le transistor T7. Si le transistor T5 est bloqué par le signal de l'oscil- lateur OSC, il y a inversion de la polarité de la tension aux bornes de l'enroulement primaire du transformateur T' et, par conséquent, aux bornes de l'enroulement secondaire. Ceci fait que le courant à travers l'enroulement secondaire diminue vite et que, ensuite, son sens s'inverse, tandis que le mnaia- tor T est rendu coeducteur à cause de la tension du condensateur C7. 7- Le courant de base de ce transistor traverse la résistance R3, tandis que la diode Dl est bloquée. Le courant d'émetteur évacue les porteurs de charge présents dans l'électrode de commande A, ce qui amène le commutateur T1 dans l'état de blocage. A l'aide du transformateur T" et du transistor T8, un processus analogue se déroule pour le commutateur T2. L'en- clenchement et le déclenchement rapideBdes deux commutateurs s'effectuent à peu près simultanément. Par l'intermédiaire d'un condensateur différentiateur C9 et d'un transistor T9, une impulsion dont le flanc avant coin- cide avec le flanc descendant du signal de l'oscillateurOSC est appliquée à la base d'un transistor T10. La résistance de collecteur R5 n'est pas branchée sur la base tension d'alimentation mais sur la tension VB. En parallèle au trajet collecteur-émetteur du transistor T10, on a monté un réseau série formé par une résistance R6 à faible valeur ohmique et un condensateur C10. Une tension en dents de scie dont la pente varie avec les fluctuations de la tension VB est pré- sent sur le collecteur du transistor T10. Cette tension en dents de scie est appliquée à la borne d'entrée non inverseu- se d'un premier étage comparateur COMP1 ainsi qu'à la borne d'entrée inverseuse d'un second étage comparateur COMP2. La borne d'entrée inverseuse de l'étage COMP1 est branchée sur une tension continue constante. La borne d'entrée non inver- seuse de l'étage COMP2 est reliée, à travers un étage inver- seur, à la borne de sortie d'un amplificateur AMP1 à l'aide duquel sont appliquées à ladite borne d'entrée trois tensions 18 2498032 pouvant être ajustées au moyen de trois potentic.-ètres R7, R8 et R9, à savoir une tension continue, une tension parabolique à fréquence de trame et une tension en dents de scie a fré- quence de trame. Pour cette dernière tension, le signe de la pente est également ajustable. A cet effet, l'amplificateur AMP1 reçoit une tension parabolique Y, une tension en dents de scie Y à pente positive et une tension en dents de scie Y à pente négative, tensions qui proviennent toutes d'un gé- nérateur de déviation de trame. La tension de sortie de l'a-- plificateur AMP1 est donc parabolique à fréquence de trame, la parabole pouvant être inclinée selon la position du curseur du potentiomètre R9. Les bornes de sortie des étages COMP1 et COMP 2 sont re- liées aux bornes d'entrée d'une porte ET dont la borne de sortie est reliée aux bases de deux transistors T1l et T12. Les émetteurs des transistors Til et T12 sont interconnectés et, à travers une petite bobine L7, reliés à l'électrode de com- mande de la paire Darlington T3. Le signal de commande de celle-ci est donc une tension en créneaux dont le flanc avant a une position qui est fonction de la tension appliquée à la borne d'entrée inverseuse de l'étage COMP1 et se produit donc après un temps constant postérieur au début du temps d'aller de ligne. L'instant o apparait le flanc arrière de ladite tension en créneaux est fonction de la tension sur la borne non inverseuse de l'étage COMP2. Le potentiomètre R7 permet d'ajuster la largeur de l'image reproduite, alors que le po- tentiomètre R8 assure l'ajustage de la correction de la dis- torsion en coussin est-ouest et que le potentiomètre R9 assure l'ajustage de la correction de la distorsion en tra- pèze. Comme la résistance R5 est branchée sur la source de tension d'alimentation VBl l'instant o apparait le flanc arrière de la tension de commande de la paire Darlington T3 est fonction de la tension V. Ainsi, on obtient un réglage en amont de la durée de conduction t de la paire Darlington T3 en fonction de la tension VB. Par le choix de la valeur de la résistance R5 il est possible de réaliser que l'ampli- tude du courant de déviation soit à peu près indépendante des variations de la tension VBI ce qui permet de supprimer le réglage en aval à l'aide de l'enroulement L4 et de la dio- de D5 (voir figure 1). L'impulsion de retour présente sur une prise de l'enrou- lement L2 est appliquée à un amplificateur AMP2 dans lequel s'effectuent une amplification et une formation. Le signal obtenu est appliqué à un discriminateur de phase f qui reçoit en outre un signal de synchronisation de ligne S. Le signal de sortie du discriminateur q est filtré par un filtre passe- bas F qui applique une tension de commande à l'oscillateur OSC. Grâce à la boucle de réglage de phase ainsi formée, on obtient que le signal de l'oscillateur OSC et, par conséquent, le courant de déviation de ligne traversant la bobine de dé- viation L ont la fréquence et la phase correctes par rapport au signal S. REVENDICATIONS 1. Circuit prévu pour un dispositif de reproduc- tion d'images et servant à engendrer un courant de dévia- tion en dents de scie ayant un aller et un retour à tra- vers une bobine de déviation de ligne qui, durant le temps d'aller, est raccordée à un condensateur d'aller par l'in- termédiaire d'au moins deux commutateurs de déviation com- mandables montés en série et commutant à la fréquence de ligne, commutateurs qui, durant le temps de retour, sont à peu près simultanément bloqués, temps de retour durant le- quel la bobine de déviation, le condensateur d'aller et des composants formant ensemble une capacité de retour font partie d'un réseau de résonance dont les éléments détermi- nent la durée du temps de retour, circuit comportant en outre un enroulement d'alimentation couplé à une source de tension d'alimentation et servant à fournir de l'énergie d'alimentation au réseau de résonance durant le temps de retour, caractérisé en ce que l'enroulement d'alimentation est divisé en au moins deux enroulements partiels (L2, L3) qui, chacun, sont reliés d'une part au réseau de résonance à travers une diode d'alimentation (D3, D4) et d'autre part à un commutateur de déviation (T1, Dl et T2, D2), et qui sont couplés à la source de tension d'alimentation (V) à travers un commutateur d'alimentation commandable (T3) com- mutant également à la fréquence de ligne, commutateur d'ali- mentation qui, durant au moins une partie (t du temps d'aller, est conducteur afin d'emmagasiner de l'énergie d'alimentation dans l'enroulement d'alimentation tandis que les diodes d'alimentation sont bloquées et qui, durant le reste de la période de ligne (H1, H2) est bloqué tandis que les diodes d'alimentation sont conductrices, des per- tes étant compensées par le courant qui traverse les dio- des d'alimentation durant le temps de retour. 2. Circuit selon la revendication 1, caractéri- sé en ce que la durée de conduction (tI du commutateur d'alimentation (T3) est ajustable en vue de l'ajustage de l'amplitude du courant de déviation (i). 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que la durée de conduction (t) du commutateur d'ali- mentation (T3) est ajustable en fonction de la tension d'alimentation (V). 4. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que la durée de conduction (t) du commutateur d'ali- mentation (T3) est modulable à la fréquence de trame pour la correction de la distorsion de trame. 5. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le point commun aux commutateurs de déviation (T1, D etT, D2) est branché sur un potentiel de référence. i 2'2 6. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un condensateur de retour (C1, C2) d'une part et le montage en série d'un enroulement partiel (L2, L3) et d'une diode d'alimentation (D3, D4) d'autre part sont mon- tés en parallèle avec chaque commutateur de déviation (T1, D1et T2, D2), le rapport entre la capacité du premier con- densateur de retour et celle du second condensateur de re- tour étant égal au rapport entre le nombre de spires du se- cond enroulement partiel et celui du premier enroulement partiel. 7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que le montage en série d'un condensateur d'aller (C', C") et d'une moitié de bobine de déviation de ligne (L', "') est monté en parallèle avec chaque commutateur de déviation (T1, D1 et T2, D2) 8. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un troisième commutateur de déviation (T4, D7) est monté en série avec les deux commutateurs de déviation (T1, D1et T2, D2), alors qu'un troisième condensateur de retour (C4) d'une part et le montage en série d'un troisième en- roulement partiel (L5) de l'enroulement d'alimentation et d'une troisième diode d'alimentation (D6) d'autre part est monté en parallèle avec le troisième commutateur de dévia- tion. 9. Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 4 et la revendication 8, caractérisé en ce que le premier commutateur de déviation comporte le montage en série du commutateur d'alimentation (T) pouvant être con- ducteur dans un sens et d'une diode (D8) ayant le même sens de conduction, alors qu'une autre diode (D1) ayant le sens de conduction opposé se trouve dans une branche parallèle, le point commun aux commutateurs de déviation étant bran- ché sur un potentiel de référence, et le commutateur d'ali- mentation et le second commutateur de déviation (T2, D2) étant à peu près simultanément bloqués à l'instant final du temps d'aller. 10. Circuit selon l'une quelconque des revendi- cations précédentes, caractérisé en ce que les enroulements partiels (L2, L31 L5) sont des enroulements secondaires d'un transformateur (T) dont l'enroulement primaire (L1) est monté en série avec le commutateur d'alimentation (T3), le montage en série ainsi formé étant branché sur la sour- ce de tension d'alimentation (VB). 11. Circuit selon la revendication 1, dans le- quel les commutateurs de déviation comportent chacun un commutateur commandable qui peut être conducteur dans un sens ainsi qu'une diode qui est montée en parallèle avec ce commutateur et dont le sens de conduction est opposé à celui dudit commutateur, caractérisé en ce qu'une source de tension (C5, C6) est montée en série avec lesdites dio- des (D1, D2) pour maintenir les diodes dans l'état conduc- teur au moins à l'instant d'enclenchement desdits commu- tateurs commandables (T1, T2). 12. Circuit selon la revendication 1, caracté- risé en ce que l'électrode de commande d'un commutateur de déviation (T, T 2) est reliée à un enroulement secondaire d'un transformateur de commande (T', T") dont l'enroule- ment primaire est relié à une source de courant (T5, T6), les deux enroulements étant simultanément traversés par du courant pour amener et maintenir le commutateur de dévia- tion dans l'état conducteur, et en ce que l'électrode de commande est reliée en outre A un transistor (T7, T8) pour bloquer le commutateur de déviation. i3. Circuit selon la revendication 3, caractérisé par un rétrocouplage d'une tension de retour aux moyens de commande du commutateur d'alimentation (T3) pour influencer la durée de conduction 14. - Circuit selon l'une quelconque des revendica- tions 2, 3 et 4, caractérisé en ce que les moyens de com- mande du commutateur d'alimentation (T3) comportent un gé- nérateur de tension en dents de scie (TO) et un étage com- parateur (COMP2) pour la génération d'un signal de comman- de impulsionnel, un flanc du signal de commande engendré étant justable en fonction d'une tension continue et d'un signal A fréquence de trame, alors que la pente de la ten- sion en dents de scie est variable sous l'effet de la ten- sion d'alimentation (VB). 15. Circuit selon la revendication 1, dans lequel les commutateurs de déviation comportent chacun un commuta- teur commandable pouvant être conducteur dans un sens ainsi qu'une diode qui est montée en parallèle avec ce commuta- teur et dont le sens de conduction est opposé à celui dudit commutateur, caractérisé en ce que lesdits deux commuta- teurs commandables (T1, T2) sont des commutateurs comman- dés par porte.