Brevet FR2494059A1 — publié le 19820514

La présente invention concerne un démodulateur à acquisition rapide pour des signaux modulés par saut de pha- se. Dans les techniques de l'art antérieur pour la démodulation de signaux en modulation cohérente par saut de phase, comme les modulations biphase (BPSK), quadriphase (QPSK), quadriphase avec décalage (0-QPSK), à saut de phase minimal (ISK), à saut de phase minimal de type série (SMSK), etc., le démodulateur de porteuse comporte un oscillateur commandé en tension qui est soumis à l'action d'une boucle de verrouillage de phase de façon à être amené continuelle- ment en phase avec la porteuse reçue. Des exemples caracté- ristiques de ce type-de démodulateur sont représentés et décrits dans les brevets des E.U.A. 3 768 030, 3 806 822, 4 085 378 et 4 188 589. Les boucles de verrouillage de phase classiques sont incapables d'effectuer une acquisition rapi- de avec une certitude de 100%, à cause du point de verrouil- lage quasi-stable à 1800. Diverses tentatives ont été faites pour améliorer la probabilité de verrouillage en modelant la fonction de transfert du détecteur de phase et en utilisant le verrouillage par injection, la variation de la largeur de bande de boucle, etc. Ces procédés apportent une amélioration d'un à deux ordres de grandeur, mais nécessitent normalement une augmentation importante de la complexité des circuits. L'invention porte sur un démodulateur de porteuse à acquisition rapide qui comprend un détecteur de modulation par saut de-phase cohérent qui fournit des signaux de voie en phase et de voie en quadrature; des circuits de combinai- son qui sont connectés de façon à recevoir les signaux prove- nant du détecteur de phase et à générer un ensemble de signaux d'erreur de phase; des filtres passe-bas qui sont connectés de façon à recevoir les signaux d'erreur de phase et à réduire rotablement le bruit présent dans ces signaux et des circuits de combinaison supplémentaires qui sont connectés de façon à recevoir les signaux d'erreur de phase filtrés et à les combiner avec les signaux qui proviennent du détecteur de phase, de façon à produire un signal de données dar.s Lequel l'erreur de phnase est pratiquement supprimée. ODans ce démodulateur à acquisition rapide, le perfectionne- ment fondamental consiste à estimer l'erreur de phase ini- tiale entre la porteuse regue et la fréquence de l'oscilla- teur local, puis à corriger le signal de sortie du détecteur de phase en se basant sur cette estimation. Du fait que cette correction est effectuée à l'extérieur de la boucle de poursuite normale et peut réagir à une erreur de phase sur la plage complète de 360 , aucun point quasi- stable n'est présent, ce qui conduit à un temps d'acquisition directement proportionnel au temps de réponse du circuit de correction de phase à prédiction qui est associé au détec- teur de phase. L'invention a pour but de réaliser un démodulateur de porteuse à acquisition rapide d'un type nouveau et per- fectionné. L'invention a également pour but de réaliser un circuit de correction de phase à prédiction, associé à un détecteur de modulation par saut de phase cohérent, dans le but d'ajuster la phase des données, et non la phase de l'oscillateur local, et de réduire notablement le temps d'acquisition. D'autres caractéristiques et avantages de l'in- vention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation,ense référant au dessin annexé qui représente un schéma synoptique simplifié d'un démodulateur de porteuse à acquisition rapide correspondant à]'invention. On va maintenant considérer spécialement la figure sur laquelle la référence 10 désigne une borne d'entrée qui est destinée à recevoir des données modulant une porteuse par saut de phase cohérent, comme par exemple un signal MSK (modulation cohérente avec saut de phase minimal) à une fréquence intermédiaire (FI). La borne 10 est connectée à une première entrée d'un multiplicateur 12 et à une première entrée d'un multiplicateur 14. Le signal de sortie d'un oscil-ateur local, désigné par la référence 15, est appliqué prur un séparateur de phase 17 à des secondes entrées de cha- cun des multiplicateurs 12 et 14. Le séparateur de phase applique au multiplicateur 12 le signal à déphasage nul, ou signal en phase, provenant de l'oscillateur 15, et il appli- que au multiplicateur 14 un signal déphasé de 900 par rapport au signal de l'oscillateur 15. Comme il est bien connu, l'oscillateur 15 fonction- ne approximativement à la fréquence de la porteuse du signal qui est appliqué sur la borne 10, et les multiplicateurs 12 et 14 ont essentiellement pour fonction de soustraire du signal reçu le signal de l'oscillateur 15. Du fait que le signal que fournit l'oscillateur 15 n'est pas exactement en phase avec la porteuse du signal reçu sur la borne 10, les signaux de données que produisent les multiplicateurs 12 et 14 contiennent des signaux d'erreur de phase. Ainsi, le signal de la voie en phase, ou le signal provenant du multi- plicateur 12, est essentiellement donné par l'expression DI cos 0 + DQ sin 0 dans laquelle: Di représente les données en phase, DQ représente les données en quadrature, et 0 est l'erreur de phase entre la porteu- se reçue et le signal que génère l'oscillateur 15. Le signal de la voie en quadrature, ou le signal de sortie du multiplicateur 14, est essentiellement égal à -DI sin 0 + DQ cos 0. Le signal de la voie en phase est appliqué sur une borne de sortie 19 par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas 21 qui supprime le bruit et des composantes similaires présentes dans ce signal. Le signal de la voie en quadrature est appli- qué à une borne de sortie 23 par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas 25. Les signaux intéressants sur les bornes de sor- tie 19 et 23 sont essentiellement similaires aux signaux pré- sents en amont des filtres passe-bas 21 et 25, qui sont défi- nis par les expressions ci-dessus. Les signaux de sortie du détecteur de phase, pré- sents sur les bornes 19 et 23, sont appliqués à un premier circuit de combinaison qui est désigné de façon générale par la référence 30. Dans le mode de réalisation considéré, qui est à zivre d'exemple un démodulateur MSK, le signal de la - veie en phase provenant de la borne 19 est appliqué aux deux entrées d'un multiplicateur 31 et le signal de la voie en quadrature qui provient de la borne 23 est appliqué aux deux entrées d'un multiplicateur 33. Ainsi, chacun des signaux est multiplié par lui-même, ou élevé au carré, dans les mul- tiplicateurs respectifs 31 et 33. Le signal de sortie du multiplicateur 31 est appliqué à une entrée d'un circuit de sommation 35 et le signal de sortie du multiplicateur 33 est 1C0 appliqué à une seconde entrée de ce circuit de sommation. Dans ce mode de réalisation, la sortie du multiplicateur 33 est connectée de façon que l'opposé du signal de sortie soit additionné au signal de sortie du multiplicateur 31. Le signal de sortie du circuit de sommation 35 est appliqué par un filtre passe-bas 37 à une borne 39. Le signal présent sur la borne 39 est un signal d'erreur de phase qui est de façon générale de la forme cos 0. Les signaux des voies en phase et en quadrature, sur les bornes 19 et 23, sont également appliqués sur des entrées respectives d'un troisième multiplicateur 41, dans le circuit de combinaison 30. Le multiplicateur 41 multiplie ensemble les signaux des voies en phase-et en quadrature, et le signal de sortie est appliqué à une borne 45 par un filtre passe-bas 43. Le signal présent sur la borne 45 est un signal d'erreur de phase qui est de façon générale de la forme sin 0. Les deux signaux d'erreur de phase sur les bornes 39 et 45 constituent une estimation de l'erreur de phase initiale entre le signal de sortie de l'oscillateur 15 et la porteuse du signal qui est reçu sur la borne d'entrée 10. L'homme de l'art notera que le signal présent sur la borne de l'art antérieur, comme par exemple une boucle de Costas. Avec des structures de l'art antérieur également, on peut utiliser le signal sur la borne 39 pour obtenir une informa- tion concernant l'amplitude cohérente du signal d'entrée. Bien que le mode de réalisation considéré comporte un détecteur de phase MSK avec un circuit de combinaison fournissant deux signaux d'erreur de phase séparés de 900, l'homme de l'art notera qu'on pourrait utiliser n'importe quel détecteur parmi les nombreux détecteurs de modulation par saut de phase cohérent et, différents nombres de signaux d'erreur de phase sont générés, en fonction du détecteur. Par exemple, dans le détecteur de phase qui est utilisé dans le brevet des E.U.A. 4 085 378 (mentionné précédemment), on emploie un détecteur QPSK, et on obtient quatre signaux de sortie. L'homme de l'art notera qu'on peut également emplo- yer un circuit fournissant trois signaux de sortie séparés de 1200, dans certains détecteurs de modulation par saut de phase cohérent. Ainsi, le détecteur de phase fournit un ensemble de signaux d'erreur de phase qui diffèrent les uns des autres d'un angle de phase fixe. Les différents signaux d'erreur de phase présents sur les bornes 39 et 45 sont combinés avec les signaux des voies en phase et en quadrature dans un circuit de combinai- son 50, de manière à régénérer le signal de données d'origi- ne. La borne 39 est connectée aux premières entrées de deux multiplicateurs 51 et 53. La borne 45 est connectée aux entrées d'une seconde paire de multiplicateurs 55 et 57. La sortie du multiplicateur 12, dans le détecteur de phase, est connectée à des secondes entrées des multiplicateurs 53 et tandis que la sortie du multiplicateur 14, dans le détecteur de phase, est connectée à des secondes entrées des multiplicateurs 51 et 57. Ainsi, les signaux des voies en phase et en quadrature sont multipliés de manière croisée par les signaux d'erreur de phase. Les sorties des multipli- cateurs 51 et 55 sont connectées à un circuit de sommation de façon à additionner ensemble les signaux de sortie. Les sorties des multiplicateurs 53 et 57 sont connectées à un second circuit de sommation 63 de façon que le signal de sortie du multiplicateur 57 soit soustrait du signal de sor- tie du multiplicateur 53. Le signal disponible en sortie du circuit de sommation 60 est représenté de façon générale par l'équation suivante: (DI cos 0 + DQ sin 0) sin 0 + (-DI sin 0 + DQ Cos 0) cas 0 = DQ ou D1 cos 0 sin 0 + DQ sin2 0 -D1 sin 0 cos 0 + DQ cos 0 - DQ Le signal de sortie du circuit de sommation 63 est repré- senté de façon générale par l'équation suivante (DI cos 0 + DQ sin 0) cos 0 - (-DI sin 0 + DQ cos 0) sin 0 DI D1 cos2 0 + DQ sin 0 cos 0 + D1 sin 0 -D Qcos 0 sin 0 - D On notera qu'en effectuant une multiplication croisée des signaux d'entrée et en les combinant avec la relation correcte, les erreurs de phase s'annulent et les signaux disponibles sur les sorties du circuit de sommation et 63 sont des signaux de données en phase et en quadra- ture. Ces signaux sont appliqués à un coupleur hybride 65 qui les combine en un seul signal de sortie, disponible sur une borne de sortie 70, d'une manière bien connue de l'homme de l'art. On notera évidemment que lorsque le circuit de combinaison qui est connecté à la sortie du détecteur de phase produit des signaux d'erreur de phase supplémentaires (à cause d'un type différent de modulation par saut de phase cohérent), des multiplicateurs et des circuits de sommation supplémentaires sont nécessaires pour que la combinaison fasse disparaître l'erreur de phase contenue dans les signaux de données. En outre, dans certains cas, en modula- tion BPSK et QPSK, le coupleur hybride 65 n'est pas nécessai- re. De plus, en modulation SMSK et BPSK, les 0 dans les équations cidessus correspondent à un angle double, qui peut être représenté par le terme 20 dans toutes les équa- tions ci-dessus, et en modulation QPSK, les 0 correspondent à un angle quadruple, qui peut être représenté par le terme 40. Du fait que différents angles correspondent à différents types de modulation par saut de phase cohérent, on peut uti- liser dans les équations ci-dessus le terme général NO, en prenant pour N n'importe quel entier positif. Les filtres passe-bas 37 et 43 éliminent le bruit présent dans les signaux d'erreur de phase, ou définissent le rapport signal/bruit du système, et ils déterminent le temps d'acquisition du système. Du fait qu'un filtrage plus important (rapport signal/bruit plus faible) nécessite un temps d'acquisition plus long, ces deux fonctions sont con- tradictoires et on doit déterminer un compromis entre le temps d'acquisition et l'.importance du filtrage. Ce compro- mis dépend de l'application du système, et donc du temps d'acquisition admissible et de l'importance du filtrage nécessaire. Cependant, même avec le filtrage correspondant à un compromis, le circuit de correction de phase à prédic- tion à boucle ouverte permet d'obtenir un temps d'acquisi- tion qui représente une amélioration notable par rapport aux dispositifs de l'art antérieur qui utilisent une boucle fer- mée pour régler la phase de l'oscillateur local. On vient donc de décrire un démodulateur de porteu- se à acquisition rapide qui est relativement simple à fabri- quer et qui présente un temps d'acquisition notablement amé- lioré. Bien entendu diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux dispositifs ou aux procé- dés qui viennent d'être décrits uniquement à titre d'exemples non limitatifs, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Démodulateur de porteuse à acquisition rapide, caractérisé en ce qu'il comprend: (a) un détecteur de modula- tion par saut de phase cohérent qui comprend une entrée (10) destinée à recevoir un signal comprenant des données qui modulent une porteuse par saut de phase cohérent, un oscilla- teur local (15) qui est connecté de façon à appliquer une fréquence de référence au détecteur de phase, et une voie en phase et une voie en quadrature, chacune d'elles fournissant un signal qui est généré à partir du signal reçu, chacun de ces signaux comprenant des données qui présentent différents angles d'erreur de phase par rapport à la fréquence de réfé- rence de l'oscillateur local (15); (b) un premier circuit de combinaison (30) qui est branché au détecteur de phase de façon à recevoir les signaux des voies en phase et en quadra- ture et à générer un ensemble de signaux d'erreur de phase qui diffèrent les uns des autres d'un angle de phase fixe (c) un circuit de filtrage passe-bas (37, 43) qui est bran- ché de façon à transmettre l'ensemble de signaux d'erreur de phase et à réduire notablement le bruit présent dans l'ensemble de signaux d'erreur de phase; et (d) un second circuit de combinaison (50) qui est branché au détecteur de phase et au circuit de filtrage passe-bas (37, 43) de façon à recevoir les signaux des voies en phase et en quadrature et l'ensemble de signaux d'erreur de phase, afin de combiner les signaux pour donner un signal de données (70). 2. Démodulateur de porteuse à acquisition rapide selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier circuit de combinaison est réalisé de façon à générer deux signaux d'erreur de phase, de la forme générale sin N0 et cos NO, dans laquelle N est un entier positif et 0 est l'angle d'erreur de phase entre la porteuse du signal reçu (10) et le signal de l'oscillateur local (15). 3. Démodulateur de porteuse à acquisition rapide selon la revendication 2, caractérisé en ce que le détecteur de modulation par saut de phase cohérent est réalisé de façon à recevoir des signaux modulés en modulation par saut de phase cohérent de type biphase ou de type à saut de phase minimal série, et N est égal à 2. 4. Démodulateur de porteuse à acquisition rapide selon la revendication 1, caractérisé en ce que le second cir- cuit de combinaison (50) comprend plusieurs multiplicateurs (51, 53, 55, 57) qui sont connectés de façon à effectuer une multiplication croisée des signaux de la voie en phase (39) et de la voie en quadrature (45) par l'ensemble des signaux d'erreur de phase. 5. Démodulateur de porteuse à acquisition rapide selon la revendication 4, caractérisé en ce que le second cir- cuit de combinaison (50) comporte en outre un ensemble de circuits de sommation (60, 63) qui sont connectés à l'ensem- ble de multiplicateurs (51, 53, 55, 57) afin de combiner les signaux obtenus par multiplication croisée, pour donner des signaux de sortie représentatifs de données en phase et en quadrature. 6. Démodulateur de porteuse à acquisition rapide selon la revendication 5, caractérisé en ce que le second circuit de combinaison (50) comporte un coupleur hybride (65) qui est connecté de façon à recevoir les signaux de données en phase (39) et en quadrature (45) et à fournir un seul signal de sortie (70) représentatif des données d'ori- gine. 7. Démodulateur de porteuse à acquisition rapide selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de filtrage passe-bas (37, 43) comporte un ensemble de fil- tres passe-bas, à raison d'un pour chaque signal de l'ensem- ble de signaux d'erreur de phase, et les filtres passe-bas sont conçus de façon à avoir une réponse en fréquence qui assure un bruit minimal avec un temps d'acquisition minimal pour le démodulateur. 8. Procédé de démodulation de porteuse avec acquisi- tion rapide, en liaison avec un détecteur de modulation par saut de phase cohérent, construit de façon à recevoir un signal (10) comprenant des données modulées sur une porteuse par saut de phase cohérent, et comportant un oscillateur local (15) qui est connecté de façon à appliquer une fréquen- ce de référence au détecteur, pour donner un signal de voie en phase (19) et un signal de voie en quadrature, caractéri- sé en ce que: (a) on combine les signaux de la voie en phase et de la voie en quadrature pour générer un ensemble de signaux d'erreur de phase qui diffèrent les uns des autres d'un angle de phase fixe; (b) on filtre l'ensemble de signaux d'erreur de phase pour réduire notablement le bruit qu'ils-contiennent; et (c) on combine les signaux d'erreur de phase filtrés avec les signaux des voies en phase et en quadrature pour produire un signal de données pratiquement similaire au signal de données d'origine. 9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'opération consistant à combiner les signaux des voiesen phase et en quadrature s'effectue en élevant chaque signal au carré et en faisant la somme des signaux élevés au carré de façon à donner un premier signal d'erreur de phase approximativement égal au cosinus.de l'erreur de pha- se entre la porteuse du signal reçu (10) et la fréquence de l'oscillateur local (15), et en multipliant ensemble les signaux des voies en phase et en quadrature pour donner un second signal d'erreur de phase approximativement égal au sinus de l'erreur de phase entre la porteuse du signal reçu (10) et la fréquence de l'oscillateur local (15). 10. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'opération de combinaison des signaux d'erreur de phase filtrés avec les signaux des voies en phase et en quadrature s'effectue en procédant à une multiplication croisée des signaux des voies en phase et en quadrature avec chaque signal de l'ensemble de signaux d'erreur de phase filtrés, et en combinant les produits pour produire un signal de données qui soit en phase avec le signal de données d'origine.