Brevet FR2486348A1 — publié le 19820108

L'invention concerne un circuit d'alimentation de puissance, en particulier pour la commande d'une lampe de décharge à haute intensité, dénommée dans ce-qui suit "HID". Un tel circuit doit assurer un échauffement rapide d'une lampe froide, une régulation à l'égard de variations de voltage et comprendre un circuit de démarrage assurant un ré-allumage extrêmement rapide de la lame chaude ayant été éteinte momenta- nément. Lorsqu'un arc est tout d'abord amorcé dans une lampe HID froide, le voltage qui passe à travers la lampe est très faible jusqu'à ce qu'ait été atteinte la température de fonctionnement normale. Avec les dispositifs de délestage tradi- tionnels qui limitent le courant à une intensité relativement faible pendant l'échauffement, une longue période de temps est nécessaire avant que la lampe atteigne les conditions normales de fonctionnement et délivre sa pleine intensité lumineuse. Diverses propositions ont été faites pour réduire le temps d'échauffement nécessaire dans le démarrage d'une lampe HID froide. De tels dispositifs sont décrits, par exemple, dans les brevets US Michalski no 3 555 352, Engel no 3 590 316, Pitel n0 3 931 544, Helmuth no 3 944 376 et Dendy no 3 999 100. Ces dispositifs ont pour résultat une réduction du temps d'échauffement pour la lampe, en faisant passer au départ à travers elle un courant relativement intense, de sorte qu'elle atteigne plus rapidement sa température de fonctionne- ment. Cependant, l'ensemble de circuit prévu pour l'alimentation de ce courant d'échauffement accru dans les installations con- nues de l'art antérieur présente l'inconvénient que la valeur de pointe du courant d'échauffement est substantiellement supérieure à sa valeur moyenne. Lorsque de tels courants à valeur de pointe élevée sont passés à travers la lampe pendant sa période d'échauffement, il se produit une tendance à la détérioration des électrodes de la lampe et un raccourcissement de sa durée de vie. Il est donc désirable de réaliser une période d'échauffe- ment rapide sans que la lampe soit soumise à des courants à pointe d'intensité élevée, au cours de cette période, lorsque l'intensité moyenne du courant à travers la lampe est déjà in- tense. Tandis que certains dispositifs de stabilisation de courant ont été utilisés dans la technique de soudage à l'arc pour assurer une forme d'onde essentiellement rectangulaire du courant de soudage, ces dispositifs ne conviennent pas à l'emploi avec des lampes HID dans lesquelles la lampe subit un changement important de ses caractéristiques pendant la période d'échauffe- ment, comme il a été exposé plus haut. Des exemples de tels dis- positifs stabilisateurs de courant sont décrits dans les brevets U.S. Sato no 3 364 334, Lepp n0 3 845 380 et Risberg n0 4 038 515. Un dispositif d'alimentation de puissance destiné au démarrage et au fonctionnement d'une lampe HID est soumis à une exigence supplémentaire consistant en ce qu'il doit provoquer la formation d'un arc à l'intérieur de la lame aussi bien lors- que la lampe est froide que lorsque, étant chaude, elle a été momentanément déconnectée, puis connectée à nouveau. Les lampes HID à halogénure métallique exigent un niveau extrêmement élevé de pulsations pour amorcer un arc, communément dénommé "de ré- allumage" après que la lampe chaude ait été déconnectée. Ceci est dû au fait que la lampe possède une résistance élevée lors- qu'elle est chaude et que les gaz chauds sont sous une pression élevée, de sorte que la lampe possède un voltage de coupure très élevé. Bien que certains dispositifs ont été proposés pour le réallumage d'une lampe HID chaude, ces dispositifs n'ont pas donné satisfaction du fait qu'une période de temps impor- tante est encore nécessaire pour ce réallumage. Des exemples de tels dispositifs de réallumage à chaud sont décrits dans les brevets US Halley no 3 476 977, Hashimoto no 3 522 475 et Helmuth no 3 944 876. Le problème général de coupure d'impul- sions de courant à haute intensité est également traité dans le manuel RCA Série SSD 206 B, pages 259 à 363. La présente invention a pour but de réaliser un dispositif d'alimentation de puissance pour lampe HID ne présen- tant pas les inconvénients des dispositifs de l'art-antérieur. Un tel dispositif de commande de lampe HID doit réduire le temps nécessaire à l'échauffement de la lampe, tout en soumettant celle-ci à un courant d'échauffement qui ait une valeur de pointe très basse de telle sorte que la lampe ne soit pas soumise à des courants de pointe intenses au cours de son échauffement. Conformément à l'invention, un échauffement relativement rapide est obtenu en fournissant à la lampe un courant sous la forme d'une onde essentiellement rectangulaire qui est contr8lé par un circuit qui maintient à une valeur cons- tante la somme du courant à travers la lampe et du voltage développé à travers elle, de telle sorte que, pendant la période d'échauffement, soit obtenue une courbe caractéristique de charge dans laquelle le courant d'échauffement décroît proportionnelle- ment à l'accroissement du voltage à travers la lampe. Un autre but de l'invention est de réaliser un nouveau dispositif d'alimentation de puissance pour lampe HID dans lequel un courant à onde carrée régulé soit-fourni à la lampe, un circuit d'impulsions d'amorçage étant pourvu qui coopère avec le circuit régulé pour provoquer un réallumage essentiellement instantané d'une lampe chaude qui a été momenta- nément éteinte. Dans ce but, le dispositif de l'invention utilise un pont SCR et un inducteur à stockage d'énergie pour alimenter la puissance sous la forme d'une onde carrée de courant à une lampe HID à partir d'une source de voltage conventionnel d'un courant alternatif. Le point d'allumage du dispositif SRC dans le circuit en pont est contr8lé par un circuit de commande d'amenée de puissance qui palpe à la fois l'intensité du courant dans la lampe et le voltage à travers la lampe d'une manière telle que la lampe fonctionne suivant une ligne de charge qui est établie en maintenant constante la somme du courant et du voltage. Le dispositif d'alimentation de puissance fournit, par exemple, un courant de trente ampères à une lampe HID froide de 2 KW pour permettre à la lampe de parvenir rapidement à la tem- pérature de fonctionnement. A mesure que la lampe s'échauffe, le voltage de son arc croit, à partir d'une valeur basse de trente volts jusqu'à une valeur d'état stable de deux cents volts. Ce voltage d'arc accru a pour effet que l'alimentation de puissance décrott proportionnellement à la sortie, à partir de trente ampères jusqu'à dix ampères, c'est-à-dire sa valeur nor- male de fonctionnement. Il est prévu un circuit d'amorçage de la lampe qui développe des impulsions à haut voltage qui sont alimentées aux enroulements primaires d'une paire de transformateurs d'amorçage de lampe, dont les secondaires sont connectés en série avec les électrodes de la lampe. Un condensateur est con- necté en série avec chaque primaire de transformateur d'amorçage de lampe et il est chargé à partir d'un voltage à courant con- tinu et il est déchargé à travers la combinaison en série d'un réacteur à faible saturation, d'un SCR et du primaire du trans- formateur. Le SCR est déclenché en-synchronisme avec la forme d'onde développée à travers la lampe par le circuit SCR en pont principal, de telle sorte qu'un arc est amorcé dans la lampe à un instant o les SCR en pont sont encore conducteurs, de telle sorte qu'ils alimentent le courant suivant nécessaire pour l'établissement du plein état conducteur dans la lampe dès qu'un arc est amorcé. L'utilisation d'un réacteur saturable en série avec le SCR qui décharge le condensateur transformateur permet l'emploi de dispositifs SCR relativement peu coûteux dans le circuit d'amorçage de la lampe, ces dispositifs étant protégés par le réacteur saturable jusqu'à ce qu'ils soient rendus pleine- ment conducteurs. Le réacteur saturable est construit pour posséder une caractéristique d'hystérésis avec des angles extrê- mement aigus, de sorte que ce réacteur se sature extrêmement rapidement et produit un changement rapide correspondant dans le voltage appliqué au primaire du transformateur, de telle sorte que des impulsions d'amorçage de haute amplitude sont développées pour la lampe, qui sont capables de l'allumer immé- diatement lorsqu'elle est chaude après avoir été déconnectée momentanément. L'invention est expliquée ci-après dans sa con- céption et son mode de fonctionnement, avec référence aux des- sins dans lesquels: - la figure 1 est un diagramme par blocs de l'alimentation de puissance de la présente invention. - les figures 2 et 3 accouplées entre elles de la manière montrée dans la figure 4 comprennent un diagramme schématique du dispositif de la figure 1. - la figure 5 est un graphique de la ligne caractéristique de charge du dispositif de la figure 1. - la figure-6 représente une série de formes d'ondes représentant le fonctionnement de portions du circuit d'alimentation de la figure 1. - les figures 7 et 8 montrent une série de for- mes d'ondes représentant le fonctionnement de l'indicateur de stockage d'énergie et de l'ensemble SCR à pont dans l'installa- tion de la figure 1. - la figure 9 montre une forme d'onde indiquant la relation entre le voltage à circuit ouvert appliqué à la lampe et les impulsions d'amorçage de la lampe. - la figure 10 est un schéma d'une variante de circuit pour réduire la puissance de sortie de lampe dans le circuit de la figure 1. En se référant aux dessins, un transformateur 10 est utilisé pour alimenter une puissance à courant alternatif à la lampe à halogénure métallique 12, à travers un circuit de contr8le de courant 13 qui comprend les dispositifs SXR, 31, 32, 33 et 34 et un indicateur important de stockage d'énergie à courant continu 14. Plus particulièrement, l'extrémité supérieure du transformateur 10 est connectée à travers le circuit 13 et à travers l'enroulement secondaire 16 d'un transformateur d'amorçage de lampe 18, à une électrode de la lampe 12, dont l'autre électrode est connectée, à travers un enroulement secon- daire 20 d'un second transformateur d'amorçage de lampe 22 et une résistance de shuntage de courant 24, à l'extrémité infé- rieure du transformateur 10. Un condensateur 26 de correction de facteur de puissance est connecté à travers le transformateur 10. Un réseau de by-pass 27 est connecté aux extrémités adja- centes des secondaires de transformateurs 16 et 20, pour empé- cher que des impulsions d'amorçage de lampe de haute voltage endommagent le circuit en pont SCR ainsi qu'il sera décrit en détails dans la suite. En vue de contr8ler le point d'allumage du dis- positif SCR dans le pont de contr8le à courant alternatif, le voltage à travers la lampe 12 est également palpé au moyen d'un diviseur de voltage comprenant les résistances 28 et 30 qui sont connectées en série avec la lampe 12, à travers l'enroulement secondaire 16, 20 respectif des transformateurs 18 et 22. Le voltage à travers la résistance 30 de ce diviseur de voltage est ainsi proportionnel au voltage à travers la lampe 12, et la somme des voltages à travers la résistance de palpage de courant 24 et la résistance de palpage de voltage 30 est amplifiée dans un amplificateur de valeur absolue 35 et comparée à un signal de référence réglable dans un amplificateur d'erreur 37. La mise à la masse du circuit commune qui n'est pas la masse de sécurité 6 2486348 de la ligne à courant alternatif, est réalisée sur l'extrémité de gauche de la résistance 24. Un détecteur de passage au zéro est commandé par le courant alternatif développé à travers le transformateur 10 et il produit un signal 36a (figure 6a) aux points de croise- ment du zéro de l'onde à courant alternatif. Chaque inflexion du signal 36a est utilisée pour positionner un verrou 38 et déclencher une impulsion de verrouillage 39 (figure 6b). Cette impulsion 39 est utilisée pour mettre en marche un générateur de pente 40, dont le voltage de fente 41 (figure 6c) est con- necté à une entrée d'un comparateur 42, sur l'autre entrée duquel est alimenté le signal d'erreur proportionnel à la dévia- tion de la somme du courant traversant la lampe 12 et du vol- tage à travers la lampe par rapport à la valeur de consign e désirée. A mesure que cette erreur de voltage varie en amplitude, la sortie du comparateur 42 produit une sortie 43 de durée variable (figure 6d) qui est alimentée à une horloge 44 d'entraînement de porte. Cette horloge 44 émet une impulsion de porte 127 (figure 6e) qui est utilisée pour permettre à un oscillateur 46 de 40 kilo-hertz d'osciller pendant une brève période de temps et de développer un train d'impulsions d'oscil- lation 140 (figure 6f), pendant lequel des impulsions d'entraine- ment de porte sont délibrées alternativement aux circuits d'en- tratnement 48 et 50. La sortie du circuit d'entraînement 48 est uti- lisée pour commander l'allumage des SCR 32 et 33 et la sortie du circuit d'entralnement 50 est utilisée pour commander l'allu- mage des SCR 31 et 34. La sortie de l'horloge d'entraînement de porte 44 est également alimentée au verrou 38 pour positionner à nouveau celui-ci à la fin du train d'impulsions d'oscillation développé par l'oscillateur 46, de telle sorte que le verrou 38 peut être ramené au croisement de zéro suivant de l'onde à courant alternatif au cours du demi-cycle suivant. En considérant maintenant la manière par laquelle le circuit à pont SCR et l'inducteur de stockage d'énergie 14 fonctionnent pour contrôler le flux de courant dans la lampe 12, il sera fait référence à la figure 7 dans laquelle les formes d'onde du voltage de lampe et du courant de lampe sont représen- tées en fonction du voltage d'entrée alternatif sur le pont SCR. Il est à noter que l'inducteur de stockage d'énergie 14 est connecté de telle manière que le courant le traverse dans une seule direction. Ainsi le voltage alternatif à travers le trans- formateur 10 est positif, les SCR 31 et 34 sont conducteurs, de telle sorte que du courant passe à travers l'inducteur dans la direction indiquée par la flèche dans la figure 1. De manière similaire, lorsque le voltage à travers le transformateur 10 est négatif, les SCR 32 et 33 sont conducteurs et du courant passe à travers l'inducteur 14 dans la même direction. L'inducteur de stockage d'énergie "constate" la différence de voltage entre le voltage alternatif d'entrée 52 (figure 7) et le voltage d'arc de la lampe, indiqué d'une manière idéalisée par la forme d'onde 54. Pour que le courant passe dans la lampe, les SCR 31 et 34 sont tournés pour la mise en circuit à l'instant Tl. Etant donné que le voltage d'entrée est supérieur au voltage d'arc, le courant à travers l'inducteur, et, en conséquence, à travers la lampe 12, croit comme repré- senté par la portion 56a de la forme d'onde du courant de lampe 56 dans la figure 7. La vitesse d'accroissement de courant est lente en relation avec la fréquence à courant alternatif, et l'accroissement de courant est faible, bien qu'il soit repré- senté hors d'échelle par la portion 56a de la figure 7. Le voltage d'entrée tombe alors au-dessous du voltage d'arc de lampe 54 de sorte que le courant à travers l'inducteur décroît, comme représenté par la portion 56b de la forme d'onde de courant de lampe 56. L'inducteur maintient le passage d'un courant positif à travers la lampe pendant ce temps et l'énergie est amenée par l'inducteur 14. A l'instant T3, les SCR 32 et 33 sont mis en circuit et ils commencent à conduire le courant inducteur. Lorsque 32 et 33 sont mis en circuit, 31 et 34 sont mis hors circuit.de sorte que le courant à travers eux tombe à zéro. L'inducteur est alors inversé dans le circuit et il oblige le courant à sortir de la lampe 12. L'inducteur 14 constante alors un voltage positif à travers lui et le courant croit. Cette séquence se reproduit pour chaque cycle de l'onde à courant alternatif d'entrée. Dans la condition d'état stable, le courant, à la fin d'un demi-cycle donné, est égal au courant du début de ce demi-cycle, c'est-à-dire que-le courant à la fin 57 du demi- cycle négatif de la forme d'onde 56 représentée dans la figure 7 sera égal au courant du début de ce demi-cycle au point 59 dans cette figure. Le contr8le sur le courant de lampe est réalisé en faisant varier-les points d'allumage du pont SCR relatifs aux points de croisement zéro de l'onde d'entrée à courant alternatif dans le pont SCR. Pour accroitre le courant, le point d'allumage est déplacé vers le point de croisement zéro 58 de l'onde d'arc, d'o résulte davantage de volt-seconde positifs que de volt- seconde négatifs à travers l'inducteur de stockage d'énergie 14. En conséquence, le courant à la fin d'un demi-cycle donné est supérieur au courant du début de ce demi-cycle. Le demi-cycle suivant débutera donc avec ce courant accru et s'ajoutera à lui. Lorsque le courant s'est accru suffisamment, le circuit de contr8le change le point d'allumage du pont pour maintenir le courant a1m niveau désiré dans l'inducteur 14. Pour faire décroitrele courant à travers la lampe 12, on -déplace le point d'allumage du pont en l'éloignant du point de croisement zéro 58. Il en résulte davantage de volt- seconde négatifs que de volt-seconde positifs à travers l'induc- teur 14, ce qui fait décroître le flux de courant à travers linducteur 14 à la fin de chaque demi-cycle. Le fonctionnement réel du circuit-de la figure 1 est différent de la disposition idéale montrée dans la figure 7, du fait que les pertes de résistance dans l'inducteur de stockage d'énergie 14, de l'inductance des enroulements secon- daires 16, 20 des transformateurs d'amorçage de lampe 18, 22, et du voltage d'arc non constant de la lampe 12. En considérant tout d'abord l'effet des pertes de résistance dans l'inducteur 14, la résistance du fil dans cet inducteur exige à travers l'inducteur davantage de volt- seconde positifs que de volt-seconde négatifs. Une chute de voltage égale au flux de courant à travers l'inducteur a pour effet de soustraire la résistance de cet inducteur du voltage imposé à travers l'inducteur 14 par le circuit en pont SCR. Etant donné que le courant s'écoule à travers l'inducteur seule- ment dans la direction "positive", il existe toujours une perte de voltage positive à travers l'inducteur 14. Le circuit de contrôle décrit ci-dessus en relation avec la figure 7 compense cette perte en allumant le circuit en pont SCR plus tôt dans chaque demi-cycle de manière à créer le voltage positif supplé- mentaire nécessaire à travers l'inducteur. L'effet de l'inductance des enroulements de transformateur d'amorçage de lampe 16, 20, consiste en un empe- chementd'inversion instantanée du courant à travers la lampe 12. Les formes d'onde sont représentées dans la figure 8. A l'instant Tl, les SCR en pont 31 et 34 sont mis en circuit. A cet instant, les SCR en pont 32 et 33 sont déjà passés en cir- cuit à partir du demi-cycle négatif. En raison de l'inductance des transformateurs d'amorçage de lampe, le courant à travers la lampe n'est pas inversé instantanément. Pendant le laps de temps de Tl à T2, les quatre SCR sont conducteurs et ils créent un court-circuit à travers le pont à partir de l'entrée vers la sortie. Le voltage d'entrée apparaît àla sortie du pont et ce voltage provoque une inversion du courant dans la lampe et les transformateurs d'amorçage. L'inducteur de stockage d'énergie 14 constate éventuellement le voltage zéro à travers lui pen- dant ce temps et son courant reste constant et passe à travers les quatre SCR conducteurs du pont. Lorsque le courant de lampe est égal au courant passant à travers l'inducteur, les SCR 32 et 33 sont coupés comme indiqué en T2. La période de temps Tl à T2 constitue ainsi une période de "roue libre" du pont. La même séquence se produit entre les instants T3 et T4 comme indiqué dans la figure 8. Au cours de chaque demi-cycle, le voltage de lampe d'une lampe chaude n'est pas constant, mais présente une caracté- ristique de chute. Ainsi, l'onde de voltage de lampe 54 dans la figure 7 et de son onde correspondante 60 dans la figure 8 sont quelque peu idéalisées. Dans le circuit réel, la forme d'onde , par exemple, est telle, que le voltage de sortie au point 61 de l'onde 60 peut avoir une valeur de plus 230 volts, tandis que cette forme d'onde chute à une valeur de plus 160 volts au point 63 (figure 8). De manière similaire, au cours du demi- cycle négatif, le voltage à l'instant T4, c'est-à-dire au point de l'onde 60, peut avoir une valeur de moins 230 volts, et, à la fin de ce demicycle, il peut chuter à une valeur de moins volts, c'est-à-dire au point 67 de la figure 8. Ainsi qu'il a été expliqué plus haut, le point d'allumage du pont SCR est contr8îé de manière à maintenir cons- tante la somme du courant dans la lampe et du voltage à travers la lampe. Conformément à une caractéristique importante de l'invention, le circuit de contrôle du point d'allumage est - constitué de telle manière que ce contrôle de fonctionnement de la lampe se situe le long d'une ligne de charge qui est choisie de telle sorte qu'elle comprend à la fois le point de courant maximal d'échauffement pour la lampe, et le point de fonctionne- ment normal de la lampe. Par exemple, lorsqu'un arc de décharge est amorcé tout d'abord dans une lampe froide, le courant d'échauffement maximal admissible peut être de 27 ampères avec un voltage de 30 volts à travers la lampe. D'autre part, lors- que la lampe s'est échauffée jusqu'aux conditions normales de fonctionnement, le point de fonctionnement normal peut corres- pondre à 200 volts à travers la lampe avec un courant de 10 ampères dans la lampe. La courbe de charge caractéristique de la lampe est construite de manière à inclure à la fois ce point de fonctionnement à courant maximal et le point de fonctionne- ment normal de la lampe. En particulier, la courbe de charge le long de laquelle s'opère l'alimentation de puissance est établie en tenant compte de ces deux conditions. La première condition est celle dans laquelle la lampe 12 est courtcircuitée de sorte qu'un courant maximal s'écoulera à travers la résistance 24 sans qu'aucun voltage ne soit produit à travers le diviseur de résistance palpeur de voltage 28, 30. L'autre condition pour l'établissement de la courbe de charge est celle dans laquelle la lampe 12 n'est plus court-circuitée, auquel cas le voltage maximal est développé à travers le diviseur, de palpage de voltage 28, 30 et aucun cou- rant ne s'écoule à travers la résistance 24 de palpage de cou- rant. En maintenant constante la somme du voltage à travers la résistance 24 (qui est proportionnelle au courant dans la lampe 12) et du voltage à travers la résistance 30 (qui est propor- tionnelle au voltage à travers la lampe 12), la courbe de charge caractéristique correcte peut être établie de telle manière que la lampe fonctionne initialement au point de courant maximal et se déplace ensuite automatiquement le long de la courbe vers le point de fonctionnement normal, à mesure que la lampe s'échauffe et le voltage à travers elle croit. - En supposant pour la résistance 24, une valeur de 0,005 ohm, un courant de court-circuit de 30 ampères à tra- vers cette résistance 24 produira à travers elle un voltage de 150 millivolts. En reportant le courant en abscisses et le vol- tage en ordonnées dans la figure 5, le point le plus bas de la courbe de charge se trouve à 30 ampères le long des abscisses. L'autre extrémité de la courbe de charge 70,le long des ordon- nées,est choisie pour donner le m9me niveau de 150 millivolts pour une condition de circuit ouvert (sans court-circuit) dans laquelle un voltage apparalt à travers la lampe, mais aucun courant ne passe à travers la résistance 24. En supposant un voltage à circuit ouvert de 300 volts, les valeurs des résistances 28 et 30 sont choisies de telle sorte que le voltage à travers la résistance 30 soit égal à 150 millivolts, ce qui définit le point supérieur de la courbe de charge 70. En contrôlant le pont SCR en accord avec la somme des composants de courant et de voltage et maintenant cette somme toujours égale à 150 millivolts, la courbe caracté- ristique de charge 70 obtenuecontient tous les points de fonc- tionnement de l'alimentation de puissance, à partir de l'instant o l'arc est initialement amorcé dans la lampe qui est froide, et pendant la période d'échauffement, jusqu'à ce que la lampe ait atteint ses conditions de fonctionnement normales. -20 Plus particulièrement, lorsqu'un arc est amorcé dans la lampe 12, un voltage d'environ 30 volts sera produit à travers la lampe froide de telle sorte qu'un courant de 27 ampères s'écoulera à travers la lampe. La valeur de ce courant maximal d'échauffement est déterminée par la courbe de charge 70, et les valeurs des résistances 24, 28 et 30 sont choisies de telle sorte que le courant qui s'écoule lorsqu'un arc a été amorcé dans la lampe, ait sa valeur maximale, qui peut être admise dans la lampe à l'état froid sans causer de dommages. Dans ces conditions, il est à noter qu'avec cette disposition conforme a l'invention, la forme d'onde de courant à travers la lampe, c'est-à-dire la forme d'onde 56 montrée dans la figure 7 présente une valeur maximale plus basse qu'une onde de forme sinusoïdale. Dans l'onde sinusoïdale, la valeur de pointe du courant est égale à 1,4 fois la valeur RMS, tandis que, avec le circuit de la présente invention, et avec un inducteur de stockage d'énergie 14 de 120 à 200 milli-henry, on obtient une valeur de pointe maximale de 1,2 à 1,1 fois. Cela signifie qu'un courant d'échauffement im- portant peut être passé à travers la lampe 12 en vue de l'amener rapidement à ses conditions normales de fonctionnement sans 12 2486348 cependant la soumettre à un courant de pointe extrêmement impor- tant qui causerait une détérioration des électrodes et raccour- cierait sa durée de vie. Comme il a été noté plus haut, la cour- bure des portions supérieures relativement plates de la forme d'onde 56 est légèrement exagérée dans la figure 7 pour facili- ter la représentation. Considérant en outre le fonctionnement du cir- cuit de régulation de l'invention, lorsqu'un arc est amorcé dans la lampe 12, le point 71 de fonctionnement de la lampe froide sur la courbe de charge 70, est établi de telle sorte qu'un courant maximal s'écoule àtravers la lampe pour l'amener à sa pleine sortie de lumière aussi rapidement que possible. A mesure que la lampe s'échauffe, le voltage d'arc croit et le point de fonctionnement s'élève sur la courbe de charge, de telle sorte que le courant à travers la lampe décro t proportionnellement jusqu'à ce que soit atteint le voltage de fonctionnement normal de 200 volts, c'est-à-dire le point 72 sur la courbe de charge 70. A ce point, la lampe fonctionne dans des conditions normales avec un courant de 10 ampères s'écoulant à travers la lampe chaude. Avec la lampe fonctionnant au point normal 72 sur la courbe de charge 70, le système de contr8îe de l'invention agit pour stabiliser la lampe contre des fluctuations de voltage dans l'alimentation à courant alternatif. Ainsi, si le voltage croit, le courant à travers la lampe tend à cro tre, mais cepen- dant cet accroissement de courant est utilisé pour contrôler le point d'allumage du pont SCR, de telle sorte qu'il est déplacé en l'éloignant du point de croisement zéro 58 avec le résultat que le courant de lampe est maintenu constant. Il est à noter que l'installation de contr8le de courant alternatif de la présente invention n'agit pas pour maintenir l'alimentation en puissance alternative constante, comme cela est le cas dans certaines installations connues de l'art antérieur. Au contraire l'invention assure un mode de fonctionnement à courbe de charge linéaire dans laquelle le courant est proportionnellement diminué à partir de sa valeur maximale, à mesure que la lampe s'échauffe. Lorsqu'un arc est initialement amorcé dans la lampe, le courant est limité à 27 ampères avec un voltage d'approximativement 30 volts à travers la lampe de sorte que la puissance est approximativement de 810 watts. D'autre part, lorsque la lampe s'échauffeest atteint son point de fonctionnement normal 72 sur la courbe de charge , le courant est égal à 10 ampères avec un voltage de 200 volts à travers la lampe, c'est-à-dire qu'une puissance de 200 watts, en courant alternatif est alimenté à la lampe. En se référant maintenant au circuit détaillé d'alimentation de puissance de l'invention représenté dans les figures 2 et 3, les composantes de circuit identiques sont pour- vues des mêmes références que dans la figure 1. La somme des voltages développés à travers les résistances 24 et 30 est appliquée à l'entrée de la paire d'amplificateurs opérationnel- les 74, 76 qui sont par exemple du type commercial LM 234. Cette forme d'onde composite est couplée, à travers les résistances 76 et 80, à l'entrée à inversion de l'amplificateur 74 et, à travers les résistances 82, 84 et 86, à l'entrée sans inversion de l'amplificateur 76. Les diodes 88 et 90 sont prévues pour protéger l'amplificateur à valeur absolue 35 contre les signaux négatifs qui sont supérieurs à 0,3 volt, étant donné que les amplificateurs opérationnels 74, 76 sont construits pour fonc- tionner avec des voltages d'entrée positifs, Les deux amplificateurs opérationnels 74, 76 sont connectés de telle manière que la polarité du circuit de gain soit commutée lorsque la polarité du signal d'entrée est inversée, dessorte qu'est réalisé un circuit de valeur absolue de précision, qui convertit le signal alternatif ou bi-direc- tionnel développé à travers les résistances 24 et 30 en un signal de sortie unipolaire. Ces amplificateurs opérationnels fournissent des amplitudes de gain égales pour des signaux d'entrée de polarité quelconque, de sorte qu'est assurée une conversion de valeur absolue par l'amplificateur 32. La sortie de l'amplificateur est aplanie dans le circuit comprenant les deux résistances en série 92, 94 et le condensateur de shunt 96, le signal à travers ce condensateur 96 ayant une valeur approximative de 4,5 volts alternatifs pour une entrée de 150 milli-volts dans l'amplificateur de valeur absolue 35. Ce signal est appliqué à l'entrée sans inversion d'un amplificateur opérationnel 98, notamment du type commercial LM 324, et un signal de réglage de point qui est dérivé d'une alimentation régulée à 5 volts, est connecté à partir du bras d'un potentiomètre diviseur de voltage 100, et à travers une résistance 102, à l'entrée d'inversion de l'amplificateur 98. 14 2486348 Un condensateur de rétro-action 104 est connecté entre la sortie de l'amplificateur 98 et son entrée à inversion, de telle sorte qu'une intégration additionnelle et un filtrage de la forme d'onde de somme de courant et de voltage sont assurés à la sor- tie de l'amplificateur opérationnel 98. La sortie de l'amplificateur opérationnel 98 est connectée à l'entrée sans inversion d'un comparateur 106, notam- ment du type commercial LM 339, à une entrée duquel est alimenté un signal de pente développé par le générateur de pente 40. Ce signal de pente est produit par détection des points de croise- ment zéro de l'onde alternative. Particulièrement, le voltage alternatif développé à travers le transformateur 10 est alimenté à travers une résistance 108 à une paire de diodes de polarités opposées 110 et 112 qui sont connectées au réseau diviseur de voltage 113, 115 entre plus de 12 volts et la terre. Les diodes , 112 sont connectées à travers les entrées d'un comparateur 114, du type commercial LM 339, à travers les résistances 116 et 118, de sorte que le signal de sortie à onde carrée 36a (figure 6a), qui coïncide avec les points de croisement de l'onde alternative, est émis à la sortie du comparateur 114. La sortie du détecteur de croisement au zéro 36 est alimentée directement sur l'entrée d'une bascule bistable 117, et, à travers un inverseur 119, sur l'entrée d'une seconde bascule bistable 121. De préférence, les bascules sont du type commercial 4013. Elles basculent à partir du bord positif vers le bord négatif de l'onde carrée produite à la sortie du détecteur de croisement 36, et les sorties de ces bascules sont alimentées aux deux entrées d'une porte "OU" 122. La sortie de cette porte 122 est alimentée sur l'entrée sans inversion d'un amplificateur opérationnel 124 (de préférence de type commercial LM 324) qui est pourvu d'un condensateur de rétro-action 126, de telle sorte qu'il agit comme un amplificateur intégrateur et émet le signal de pente 41 (figure 6c) à sa sortie, qui commence au point de croisement zéro de chaque demi-cycle de l'onde de puissance alternative. * Lorsque le signal de pente appliqué à l'entrée à inversion du comparateur 106, atteint le niveau de la sortie de l'amplificateur d'erreur 34, le signal devenant négatif 43 est formé à la sortie du comparateur 42, ce signal étant employé pour contrôler l'allumage dans le pont SCR. La sortie de l'am- plificateur 106 est alimenté à une horloge d'entraînement de porte 44 (de préférence du type commercial 555). Particulière- ment,l'horloge 44 est basculée par le signal 43 devenant négatif provenant de la sortie du comparateur 106 et elle fournit une impulsion de porte, à sa borne de sortie 3, d'une durée approxi- mative d'une milli-seconde, cette impulsion de porte étant mon- trée comme impulsidn 127 dans la figure 6e est amenée, par le conducteur 128, aux bornes de rappel en position des bascules bistables 117 et 121 de sorte que ces bascules sont rétablies et peuvent répondre au prochain point de croisement zéro de l'onde alternative. L'impulsion de porte 127 est également alimen- tée à un oscillateur de rétro-action RC 46 comprenant la porte "NAND" 130, les résistances 132 et 134 et le condensateur de shunt 136. L'oscillateur 46 fonctionne à une fréquence de 40 KHZ pour la durée de l'impulsion de porte 127. La sortie de la porte "NAND" 130 est connectée à une entrée d'action négative d'une porte "OU" 138, de sorte qu'une série d'impulsions d'onde carrée (figure 6f) sont développées à la sortie de la porte 138. Cette sortie est alimentée à deux portes "NAND" 140 et 142, qui sont rendues conductrices alternativement par la forme d'onde de croisement zéro 36a qui fait basculer les verrous 117 et 121. De manière correspondante, les impulsions d'entraînement 140 sont alimentées alternativement, à travers les portes "NAND" 140 et 142, aux transistors d'entraînement respectifs 150 et 152. Le transistor 150 alimente l'onde 140, par le conducteur 151, au primaire d'un transformateur à impulsions 153. Les deux enroulements secondaires du transforma- teur 153 sont connectés-entre les électrodes et les cathodes de porte des SCR 31 et 34 à travers les diodes 155 et 157 respecti- vement, de sorte que ces SCR sont mis en circuit simultanément. Le transistor 152 alimente une forme d'onde de porte similaire par le conducteur 159 au primaire du transformateur à impul- sions 161 dont les deux secondaires contr8ôent les-SCR 32 et 33 de telle sorte qu'ils sont mis en circuit simultanément pendant le demi-cycle opposé de l'onde alternative. La forme-d'onde de porte 140 est d'une durée suffisante pour assurer que les deux SCR contr8lés dans le pont SCR sont rendus conducteurs au point d'allumage désiré sur l'onde alternative, après quoi ces SCR restent conducteurs jusqu'à ce que le courant à travers eux 16 2486348 tombe à zéro. Suivant une caractéristique importante de l'in- vention, la sortie de lumière de la lampe 12 peut être variée par ajustement de la courbe de charge 70. Une telle variation devient importante dans des situations dans lesquelles on traite un matériau très sensible qui exige un temps d'exposition très court. Si l'on utilise dans ces situations, une lampe de 4 watts,il est désirable de pouvoir réduire la sortie de lumière de la lampe 12 de moitié, de manière à donner à l'opérateur la dispo- sition d'un temps d'exposition plus long. Un moyen par lequel cette sortie de la lampe 12 peut être réduite consiste en un ajustement du potentiomètre qui modifie la valeur de référence par rapport à laquelle la somme des composants de courant et de voltage est maintenue constante. Un tel ajustement a pour effet de déplacer la courbe de charge 70 vers la gauche, comme représenté en 70a dans la figure 5, lorsque le voltage du point de réglage de consigne sur le bras du potentiomètre 100 est réduit. Cependant un tel déplacement d'ensemble de la courbe de charge vers la position 70a présente l'inconvénient que le point 300 volts, pour les conditions sans charge est également réduit, ce qui signifie que l'amplitude de la forme d'onde 162 est également réduite et peut ne plus être satisfaisante pour l'amorçage de la lampe. Un moyen préférable de réduction de la sortie lumineuse de la lampe 12 consiste à ajuster l'axe tCde la courbe de-charge tout en maintenant constant l'axe k, de manière à obtenir une courbe de charge telle que celle représentée en 70b dans la figure 5. La courbe de charge 70_ peut être réalisée en utilisant le circuit de la figure 10 dans lequel deux résis- tances de palpage de valeur de courant identiques 24a et 24b sont connectés en série. Dans la figure 10, les résistances 28 et 30 restent les mêmes, de sorte que le point de voltage maxi- mal c'est-à-dire 300 volts est maintenu constant. Cependant, selon la position du commutateur sélecteur 101, l'entrée de l'amplificateur de valeur absolue 35 comprend soit le voltage à travers l'unedes deux résistances 24a et 24b, soit le voltage à travers l'ensemble des deux résistances. Dans le cas de palpage du voltage à travers les deux résistances, un faible courant traversant les deux résistances donne la valeur de court-circuit de 150 millivolts décrite plus haut, de sorte que la valeur maximale de courant alimentée dans la lampe 12 est réduite, comme représenté par la courbe 70b. Si les deux résistances 24a et 24b ont chacune une valeur de 0,005 ohm, le courant maximal sera réduit à la moitié de sa valeur, c'est-à-dire à 15 ampères. D'autres dispositions peuvent évidemment être utilisées pour modifier la valeur de l'élément palpeur de cou- rant sans changer la valeur de l'élément palpeur de voltage. Cependant il faut noter que, étant donné que la résistance 24 a une valeur extrêmement basse, par exemple 0,005 ohm, il est difficile de commuter une valeur de résistance aussi faible dans le circuit de courant de lampe. Le circuit représenté dans la figure 10 obvie à cet inconvénient en laissant les deux résistances en permanence dans le circuit et en agissant par commutation de l'entrée de palpage vers l'amplificateur 35. Dans le cas o une seule résistance 24b a été palpée, le voltage à travers cette résistance 24a est seulement de 150 millivolts dans des conditions de courant maximal, eten conséquence, il n'interfère pas dans le fonctionnement de l'amplificateur 15. Dans l'exemple de la figure 10, le circuit à la masse commun est converti dans le bras mobile du commutateur 101. En considérant maintenant plus en détail le réseau de by-pass 27, ce dernier comprend un premier condensa- teur de by-pass 160 qui est connecté à travers une extrémité des enroulements secondaires 16, 20 du transformateur d'impul- sion d'amorçage de lampe, de manière à compléter le circuit à courant alternatif pour les impulsions d'amorçage produites dans le transformateur, tout en empêchant ces impulsions à haut voltage d'affecter le pont SCR. Cependant, avant qu'un arc de décharge soit amorcé dans la lampe 12, le pont SCR fonctionne dans une condition essentiellement de charge nulle. Dans ces conditions, la forme d'onde qui est alimentée à la lampe est celle montrée en 162 (figure 9). En se référant à cette figure 9, étant donné que le circuit en pont SCR présente seulement le circuit de by- pass comme faible charge, avant que la lampe 12 soit conductrice, le condensateur 160 est rapidement chargé par le courant prove- nant du pont pendant la portion 162a de la courbe 162. Dès que le condensateur 160 est chargé, le circuit en pont SCR est coupé à nouveau. Dans le cas o le condensateur 160 ne serait pas déchargé avant la période suivante de conduction du pont SCR, le voltage croîtrait sur le condensateur 160 au cours des demi-cycles successifs, ce qui surchargerait le pont SCR. En vue de réali- ser la décharge du condensateur 160 entre des périodes de con- duction du pont SCR, une résistance 164 est connectée à travers le condensateur 160, de telle sorte que celui-ci est déchargé dans chaque demi-cycle, comme indiqué par la portion 162b de l'onde 162 dans la figure 10. Suivant une autre caractéristique de l'inven- tion, les impulsions d'amorçage de lampe qui apparaissent à travers les secondaires 16, 20, sont produites en un point de la forme d'onde 162, o le voltage appliqué à la lampe est rela- tivement élevé, et o le pont SCR est toujours.conducteur, de sorte que peut être produit le courant apte à réaliser le plein état de conduction de la lampe 12. Les impulsions d'amorçage de lampe à voltage élevé provoquent une étincelle d'une électrode de lampe à l'autre. Cependant, si cette étincelle est produite pendant une période dans laquelle le pont SCR n'est pas conduc- teur, il n'existe pas de source de courant pour établir, à travers la lampe, un parcours conducteur d'amplitude suffisante pour assurer un arc de décharge continu. Plus particulièrement, les impulsions d'amorçage de lampe sont réalisées en un point A de la figure 10, auquel le voltage à travers la lampe est rela- tivement élevé et o le condensateur 160 est encore chargé, de telle sorte que les circuits SCR dans le pont SCR sont encore conducteurs. En conséquence, une fois qu'une étincelle a été produite d'une électrode à l'autre, le pont SCR peut fournir le courant nécessaire pour-le maintien de l'arc de décharge. Bien que le pont SCR soit capable d'alimenter un courant persistant à la lampe 12, un certain laps de temps est nécessaire avant que le courant s'écoule du circuit en pont SCR dans la lampe 12. Le condensateur est de préférence prévu avec une valeur relativement faible de l'ordre de 0,22 micro- farads, de manière à agir comme un by-pass à haute fréquence pour les enroulements secondaires 16 et 20, tout en permettant au condensateur d'être déchargé rapidement par la résistance 164 entre les périodes de conduction du pont SCR. L'emploi d'un condensateur à faible capacité 160 est également désirable pour éliminer les effets de résonance à fréquence relativement basse avec un inducteur 14 de stockage important. Pour cela, le con- densateur 160 est trop faible pour fournir le courant nécessaire 19 2486348 à ce que la lampe maintienne un arc de décharge, tandis que le courant passe du pont SCR dans la lampe. En conséquence, un second condensateur 166 est connecté en série avec une résis- tance 168 à travers le condensateur 160, ce condensateur 166 ayant une capacité environ 10 fois supérieure à celle du conden- sateur 160. La résistance 168 a une valeur de 250 ohms, de sorte qu'elle abaisse la capacité du circuit de résonance qui comprend l'induàteur de stockage d'énergie 14 et les capacités du circuit. Etant donné la valeur de capacité élevée du condensateur 166, un courant important peut s'écouler du conducteur 166 dans la lampe 12, une fois qu'une étincelle a été produite, pour main- tenir un arc de décharge jusqu'au moment o un courant de plus grande intensité soit fourni par l'alimentation en courant alternatif par le pont SCR. Le condensateur 166 est ainsi déchargé par les résistances 164 et 168 à-chaque demi-cycle pour s'opposer à un excès de voltage sur ce condensateur. Une seconde horloge 172 (figure 3) est prévu, qui est commandée par l'interrupteur de l'alimentation en puis- sance, de telle sorte qu'elle produise une impulsion de sortie, une seconde après que le courant-alternatif ait-été appliqué au transformateur 10. Ce délai d'une seconde est suffisant pour que les voltages d'alimentation appropriés soient développés pour le circuit permanent de l'installation d'alimentation de puissance. La sortie de l'horloge 172 est alimentée à une seconde horloge comprenant un transistor 174 et un amplificateur opérationnel 176 avec le circuit associé tel qu'une période d'une seconde de temps soit établie pour produire des impulsions d'amorçage de lampe, période à la fin de laquelle la production d'impulsions d'amorçage est arr9tée, étant supposé sur la lampe ait été amorcée au cours de ce second intervalle de temps. Ce dernier est réalisé en chargeant le condensateur 178, la sortie de l'amplificateur 176 étant utilisée pour réaliser une horloge , notamment du type commercial connu 555, à la borne d'entrée 2 de laquelle est alimentée la sortie du comparateur 42 par le conducteur 182. En vue de régler dans le temps les-impulsions d'amorçage de telle manière qu'elles soient produites au point A de la forme d'onde 62 pendant chaque demi-cycle, le circuit d'amorçage de lampe 170 est commandé à partir de la sortie du 2486348 comparateur 42 avec un retard approprié tel que les impulsions d'amorçage soient produites avec un décalage de temps prédéter- miné après que le pont SCR se soit allumé. Plus particulière- ment, l'horloge 180 utilise un circuit à constante de temps comprenant le condensateur 184, la résistance 186 et le poten- tiomètre 188 pour produire une impulsion 189 (figure 7g) qui est décalée de un à deux millisecondes après l'allumage du pont SCR. En faisant varier le potentiomètre 182, la position des impulsions d'amorçage de lampe peut tre modifiée relativement au point d'allumage du SCR, de manière à placer les impulsions d'amorçage de lampe au point A de la figure 9. La sortie de l'horloge de décalage de temps 180 est alimentée à un circuit de différenciation comprenant le condensateur en série 190, la résistance en série 192 et la résistance de shunt 194 pour délivrer les impulsions différen- tiées 195a et 195b (figure 6h). Une diode 196 est utilisée pour éliminer les impulsions positives produites 195_ au bord anté- rieur de l'onde de sortie sortant de l'horloge 180. Les impul- sions négatives 195b produites sont appliquées à la base d'un transistor 198 coïncidant avec le bord postérieur de l'impulsion à intervalle de décalage 189 provenant de l'horloge 180 de telle sorte qu'une impulsion d'amorçage de lampe 197 (figure 6i) est produite au collecteur du transistor 198 pour chaque demi-cycle de l'onde à courant alternatif au cours de la période opérative de l'horloge 180. Le collecteur du transistor 198 est connecté à l'enroulement primaire 200 du transformateur d'impulsion d'entrée 202 dans le circuit d'amorçage de lampe 170. Ce circuit comprend deux circuits séparés pour fournir des impulsions d'amorçage de lampe aux transformateurs 18, 22, ces circuits indépendants étant commandés par les impulsions d'amorçage fournies à l'en- roulement primaire 200 du transformateur 202. En considérant tout d'abord le circuit qui est associé au transformateur 18, le voltage alternatif développé à travers le transformateur 10 est redressé dans le redresseur 204 et filtré dans le condensateur 206 et la résistance 208, de telle-sorte qu'un voltage à courant continu d'environ 400 volts est fourni pour charger à travers les résistances 212 et 214, un condensateur 210 d'entraînement de transformateur d'impulsions. Les impulsions d'entraînement d'amorçage de lampe sont alimentées, à partir de l'enroulement secondaire 216 du transformateur 202, à travers une diode 218, à l'électrode de porte d'un SCR 220, une résistance 222 étant connectée entre l'électrode de porte et la cathode du SCR 220. Celui-ci est connecté, dans un cir- cuit en série qui comprend l'enroulement primaire 224 du trans- formateur d'impulsions 18, le condensateur 210 et une petite bobine de saturation 226, la jonction de l'enroulement 224 et de la cathode du SCR 220 étant connectée à la borne de masse de l'alimentation commune en courant continu qui charge le conden- sateur 210 à travers les résistances 212, 214. L'autre circuit d'entraînement pour le trans- formateur 22 comprend le condensateur 228 qui est connecté en série avec l'enroulement primaire 230 du transformateur d'impul- sions 22, un pont SCR 232 et une bobine de saturation 234. Le pont 232 est allumé par des impulsions développées à travers le secondaire 236 du transformateur 202 qui est connecté à l'élec- trode de porte du pont SCR 232 à travers la diode 238. Le con- densateur 228 est chargé séparément à partir de l'alimentation en courant continu développé à travers le condensateur 206 à travers les résistances 240 et 242. Considérant maintenant le fonctionnement du circuit à impulsions d'entraînement d'amorçage de lampe qui est associé au transformateur d'impulsions 18, l'enroulement pri- maire 224 du transformateur 18 possède de préférence une induc- tance de l'ordre de 4 micro-henry. Il consiste en quatre spires de fil tandis que son enroulement secondaire possède 230 spires, de sorte qu'un saut de voltage extrêmement grand est produit en voltage à courant alternatif par le transformateur 18. En vue d'obtenir une impulsion d'entraînement d'amorçage d'environ 15 000 volts d'amplitude à travers l'enroulement secondaire 16, il est nécessaire d'avoir une pointe de courant d'environ 300 ampères à travers l'enroulement primaire 224. l Lorsque l'impulsion d'entraînement d'amorçage de lampe est développée à travers l'enroulement secondaire 216 du transformateur 202, le dispositif SCR 220 est basculé dans le sens de sa mise en circuit. Cependant, il ne devient pas immédiatement pleinement conducteur, mais il demande un bref intervalle de temps pour être complément en circuit. Lorsque le dispositif SCR 220 est basculé initialement, une faible surface de jonction est tout d'abord conductrice et cette faible surface 22 2486348 ne peut pas supporter la dissipation extrêmement élevée qui serait produite si la totalité du courant traversait le SCR. Cependant, le réacteur de saturation 226 a une valeur d'environ microhenry, c'est-à-dire approximativement cinquante fois l'inductance du primaire 224. En conséquence, il agit pour limi- ter le flux de courant à travers l'enroulement primaire 224 tandis que la surface de jonction conductrice du SCR 220 se développe pour inclure la totalité de la jonction. A ce moment, o le SCR 220 est pleinement conducteur, le réacteur peut alors saturer sans endommager le SCR 220. Suivant une caractéristique de l'invention, le réacteur de saturation 226 est prévu avec une boucle caracté- ristique d'hystérésis extrêmement carrée de telle sorte qu'il contrôle la connexion entre le condensateur chargé 210 et l'en- roulement primaire 224, lorsque son noyau est saturé. De préfé- rence, le réacteur de saturation 226 comprend un noyau toroldal sans entrefert sur lequel est enroulé en ruban un matériau possédant une boucle d'hystérésis extrêmement carrée. De préfé- rence, ce matériau est un ruban d'acier à structure orientée connu dans le commerce sous la marque Deltamax. En utilisant ce matériau, le SCR 220 peut être du type commercial 2N 3899 qui est relativement peu coQteux, et qui, s'il était employé seul serait incapable de fournir un temps d'établissement de courant suffisamment rapide ainsi qu'incapable de dissiper initialement un courant de pointe de 300 ampères. Cependant, le réacteur de saturation 226 retarde l'établissement de courant dans l'enroulement primaire 224 jusqu'à ce que le SCR 220 soit devenu complètement conducteur sur la totalité de la surface de jonction et il commute alors le courant extrêmement rapidement sous le contrôle de sa boucle d'hystérésis à coins carrés. En employant un réacteur de satu- ration de construction décrite ci-dessus, on a constaté que le voltage dans le primaire pouvait être connecté d'une valeur zéro à une valeur de 280 volts à travers le primaire en une micro- seconde. Ce temps de montée extrêmement rapide pour l'impulsion appliquée au primaire 224 a été constaté comme étant satisfai- sant pour accoupler le secondaire de telle manière qu'une im- pulsion d'amorçage de lampe d'une amplitude approximative de 000 volts soit développée à travers le secondaire 16. Le circuit d'entraînement d'amorçage de lampe pour le primaire 230 du transformateur 22 fonctionne de manière similaire, et le réacteur de saturation 234 dans ce circuit est de construction identique à celle décrite plus haut. Etant donné que les impulsions d'amorçage de lampe sont simultanément S produites à travers les secondaires 16 et 20, un voltage total d'environ 30 000 volts est alimenté aux électrodes de la lampe 12 au point A (figure 9) de la forme d'onde 162, une fois pour chaque demi-cycle de l'onde d'entrée à courant alternatif. Avec cette disposition, on a constaté qu' une lampe chaude qui a été coupée peut être démarrée à nouveau dans une fraction de seconde après que des impulsions d'amorçage aient été appliquées au transformateur 202. Comme il a été indiqué plus haut, ces impul- sions d'entratnement sont arrêtées après environ deux secondes par déconnexion de l'horloge de retard 180. Le transformateur 10 est pourvu dg la manière usuelle d'une série de plots lOa, lOb et lOc à travers lesquels l'alimentation en courant alternatif peut être connectée, ces plots correspondant à des lignes de voltages d'entrée de 240, 220 et 200 volts, respectivement. Conformément à uneautre caractéristique de l'invention, un dispositif est prévu pour informer visuellement l'opérateur lorsque le plot correct a été sélectionné pour une alimentation en courant alternatif parti- culière. Plus précisément, le voltage à travers le trans- formateur 10 est alimenté à un réseau diviseur de voltage com- prenant les résistances 250 et 252 qui sont choisies de telle sorte que le voltage développé à travers la résistance 252 présente des pointes de voltage alternatif de 4,6 à 5,6 volts lorsque le voltage développé par le transformateur 10 est de l'amplitude correcte. Le voltage à travers la résistance 252 est redressée dans le redresseur 254 et il est alimenté au con- densateur 256 de telle sorte qu'un voltage continu de 4 à 5 volts soit développé à travers ce condensateur. Le voltage à travers le condensateur est comparé séparément à un signal de référence à 5 volts et à un signal de référence à 4 volts dérivés d'une alimentation bien régulée, au moyen des comparateurs 258 et 260. Plus particulièrement, le voltage à travers le condensateur 256 est alimenté à une entrée du comparateur 258 à travers la résistance 252 et à l'autre entrée du comparateur 260 à travers une résistance 264. Un signal de référence à 5 volts est alimenté à l'autre entrée du compara- teur 258 à travers une résistance 266 et il est également ali- menté à un diviseur de voltage comprenant les résistances 268 et 269 qui sont prévues de valeurs telles que 4 volts soient développés à travers la résistance 269. Ce signal de référence à 4 volts est alors alimenté, à travers la résistance 270, à l'autre entrée du comparateur 260. Les comparateurs 258 et 260 contrôlent une paire de diodes lumineuses 272 et 274. Si le voltage à travers le condensateur 256 a une valeur qui est supérieure à 4 volts, mais inférieure à 5 volts, les diodes 272 et 274 seront rendues toutes les deux conductrices par les sorties des comparateurs 258 et 260, ce qui donnera à l'opérateur l'information que l'alimentation en courant alternatif est connectée correctement à l'un des plots lOa à lOc du transformateur 10. Cependant, si le voltage sur le condensateur 256 est supérieur à 5 volts, la diode 272 est rendue non conduc- trice du fait du changement d'état de sortie du comparateur 258. L'opérateur est alors informé de ce que l'alimentation en cou- rant alternatif est connectée à un plot inférieur des plots lOb ou lOc de sorte qu'un voltage excessif est produit par le transformateur 10. D'autre part, si le voltage à travers le conden- sateur 256 est inférieur à 4 volts, la diode LED 272 reste con- ductrice, mais la diode 274 est rendue non conductrice par le changement de sortie du comparateur 260. L'opérateur est alors informé de ce que le voltage alternatif est connecté à un plot trop élevé de telle sorte qu'un voltage trop faible est alimenté au pont SCR et à lampe 12. R E V E N D I C A T I 0 N S ) Circuit de commande pour lampe de décharge à haute intensité avec réduction du temps nécessaire à l'échauf- fement de la lampe, comprenant une source de courant alternatif, des moyens d'inductance (14) pour le stockage d'énergie, des moyens comprenant une paire de redresseurs commandés (31, 32) pour connecter l'inductance de-stockage d'énergie, en série avec la lampe, à la source alternative, circuit caractérisé par des moyens (24, 30) pour l'émission de signaux de commande propor- tionnels au flux de courant dans la lampe, et au voltage à tra- vers la lampe, des moyens (37, 42, 44, 46, 48 et 50) commandés par ces signaux de contrôle pour modifier le point d'allumage des redresseurs de telle sorte que le courant dans la lampe est initialement limité à une valeur maximale prédéterminée tant que la lampe est froide, et est ensuite progressivement diminué en réponse à un accroissement du voltage développé à travers la lampe à mesure qu'elle s'échauffe. ) Circuit suivant la revendication 1, caracté- risé en ce qu'il comprend deux paires de redresseurs commandés (31, 34 et 32, 33), connectés chacun à l'inductance de stockage d'énergie, de telle sorte que le courant s'écoule à travers l'inductance dans une même direction après conduction de l'une ou l'autre des paires de redresseurs. ) Circuit suivant la revendication 1, caracté- risé par des moyens (37) commandés en partie par les signaux de contr8le pour déplacer le point d'allumage de la paire de redresseurs de telle sorte que la somme du courant dans la lampe et du voltage à travers la lampe soit maintenue constante à mesure que la lampe s'échauffe à partir de son état froid ini- tial. ) Circuit suivant la revendication 1, caracté- risé en ce qu'il comprend des moyens (100) pour émettre un signal de référence et des moyens (98) contr3lés par ce signal de réfé- rence et par les signaux de contrôle, pour maintenir la somme du courant dans la lampe et du voltage à travers la lampe à une valeur constante à mesure que la lampe s'échauffe à partir de son état froid. ) Circuit suivant la revendication 4, caracté- risé par des moyens permettant de varier la valeur du signal de référence pour modifier l'intensité de la sortie lumineuse de la lampe pour un niveau de voltage donné de la source de courant alternatif. ) Circuit suivant la revendication 3, caracté- risé en ce qu'il comprend un potentiel de masse de référence, les moyens d'émission de signal de contr8le de courant de lampe comprenant une première résistance (24) connectée en série avec la lampe, et dont une extrémité est connectée au potentiel de masse de référence, et des résistances (28, 30) connectées à travers la lampe et comprenant une seconde résistance (30) dont une extrémité est connectée à l'autre extrémité de la première résistance pour développer, à travers elle, le signal de con- tr81e de voltage de la lampe. ) Circuit suivant la revendication 6, caracté- risé en ce qu'il comprend un premier amplificateur (35) dont une entrée est connectée entre l'autre extrémité de la seconde résistance (30) et le potentiel de masse de référence, pour développer, à sa sortie, un signal proportionnel à la somme des signaux de contr8le de courant et de contr8le de voltage. ) Circuit suivant la revendication 7, caracté- risé en ce qu'il comprend un second amplificateur (98) dont une première entrée est connectée à la sortie du premier amplifica- teur et une seconde entrée est connectée au signal de référence. 9 ) Circuit suivant la revendication 3, caracté- risé en ce que les moyens pour le développement des signaux de contrôle comprennent deux résistances (24, 30) connectées en série, le voltage à travers la première (24) étant proportion- nel au flux de courant dans la lampe, et le voltage à travers la seconde (30) étant proportionnel au voltage à travers la lampe, des moyens de comparaison (98) étant prévus pour comparer la somme des voltages à travers ces deux résistances avec un signal de référence fixe pour développer un signal d'erreur égal à la différence entre cette somme et la référence, des moyens (44, 46, 48, 50) étant contrôlés par ce signal d'erreur pour commander le point d'allumage des redresseurs. 10 ) Circuit suivant la revendication 9, caracté- risé en ce qu'il comprend un amplificateur de valeur absolue (35) connecté entre la première et la seconde résistance et les moyens de comparaison, des moyens (94, 96) étant prévus pour intégrer la sortie de cet amplificateur pour fournir un signal proportionnel à la somme des voltages développés à travers la première et la seconde résistance. 11 ) Circuit suivant la revendication 9, caracté- risé en ce qu'il comprend des moyens (40) pour développer un signal de pente en synchronisme avec la source de courant al- ternatif, et des moyens (42) pour comparer ce signal de pente et le signal d'erreur pour développer un signal de pente pour commander l'allumage des redresseurs. 12 ) Circuit suivant la revendication 11, caracté- risé par des moyens (46) contrôlés par le signal de porte pour développer un train de pulsations à haute fréquence, qui con- tr81e des moyens (48, 50) pour contrôler les redresseurs. 13 ) Circuit suivant la revendication 12, caracté- risé en ce qu'il comprend une horloge (44) pour limiter la durée du train d'impulsions à haute fréquence. 14 ) Circuit suivant la revendication 1, caracté- risé en ce qu'il comprend une paire de transformateurs d'impul- sions (18, 22) ayant chacun un enroulement secondaire (16, 20) dont une extrémité est connectée à une électrode de la lampe, un condensateur (160) connecté à travers l'autre extrémité des enroulements secondaires, des moyens (170) pour alimenter des impulsions d'amorçage de lampe sur les enroulements primaires de ces transformateurs d'impulsions de telle sorte que des impulsions à haut voltage soient développées à travers les enroulements secondaires pour provoquer la formation d'un arc dans la lampe, ce condensateur shuntant les extrémités des enroulements secondaires pour empêcher ces impulsions à haut voltage d'atteindre les redresseurs, le condensateur étant ainsi chargé à partir de la source, lorsque les redresseurs sont conducteurs, et qu'un arc n'a pas encore été amorcé dans la lampe, des résistances (164) étant prévues pour décharger le condensateur entre les périodes de conduction des redres- seurs afin d'empêcher qu'un voltage s'élève sur le condensateur pendant des demi-cycles successifs de la source de courant alternatif. 150) Circuit suivant la revendication 14, caracté- risé en ce qu'il comprend une résistance (168) et un second condensateur (166) connectés en série à travers le premier condensateur, ce second condensateur ayant une valeur de capa- cité supérieure au premier condensateur pour charger ce dernier et maintenir un parcours conducteur à travers la lampe après une étincelle de décharge initiale dans celle-ci. ) Circuit suivant la revendication 15, caracté- risé par une seconde résistance (164) connectée en parallèle avec la combinaison parallèle du premier condensateur et de sa résistance en série et du second condensateur. ) Circuit suivant la revendication 14, caracté- risé en ce que le premier condensateur (160) a une impédance de l'ordre de 15 ohms à la fréquence des impulsions à haut voltage. 18 ) Circuit suivant la revendication 14, caracté- risé en ce que le condensateur (160) a une valeur de capacité de l'ordre de 0,22 micro-farad. ) Circuit suivant la revendication 15, caracté- risé en ce que le second condensateur (166) a une valeur de capacité de l'ordre de 2 micro-farad. ) Circuit suivant la revendication 15, caracté- risé en ce que la résistance (168) a une valeur de résistance de l'ordre de 250 ohms. 210) Circuit suivant la revendication 1, caracté- risé en ce qu'il comprend des moyens (180) commandés par les moyens de contrôle de point d'allumage pour appliquer à la lampe des impulsions d'amorçage, à un intervalle de temps pré- déterminé après le point d'allumage du redresseur, de manière à provoquer la formation d'un arc dans la lampe. 220) Circuit suivant la revendication 21, caracté- risé en ce qu'il comprend une paire de transformateurs à impul- sions (18, 22) ayant chacun un enroulement secondaire (16, 20) connecté à une électrode de la lampe, des moyens (170) étant prévus pour alimenter des impulsions d'amorçage aux enroulements primaires de ces transformateurs. 23 ) Circuit suivant la revendication 22, caracté- risé en ce qu'il comprend un condensateur (210, 228) connecté en série avec chacun des enroulements primaires, des moyens (204, 206) pour développer un voltage continu à partir de la source de courant alternatif, des moyens (212, 214 et 240, 242) pour charger ces deux condensateurs à partir de ce voltage continu, et des moyens (220, 226 et 232, 234) connectés à travers chaque combinaison de condensateur et d'enroulement primaire pour décharger le condensateur à travers cet enroule- ment primaire, pour produire simultanément des impulsions d'amorçage d'amplitude élevée à travers les enroulements se- condaires. 240) Circuit suivant la revendication 23, caracté- risé en ce que les moyens de décharge comprennent un commuta- teur semi-conducteur (220) connecté à travers chaque combinai- son de condensateur et d'enroulement primaire, qui est pourvu d'une électrode de commande, des moyens (216, 236) étant pré- vus pour appliquer simultanément des impulsions d'amorçage de lampe à l'électrode de commande de chaque élément commutateur à semi-conducteur. ) Circuit suivant la revendication 24, caracté- risé en ce qu'il comprend un réacteur saturable (226, 234) connecté en série avec chacune des combinaisons du condensateur et d'enroulement primaire, ce réacteur limitant initialement le flux de courant à travers les commutateurs semi-conducteurs lorsque des impulsions d'amorçage de lampe sont appliquées aux électrodes de commande et devenant saturé après un court intervalle prédéterminé après que le voltage à travers chaque semi-conducteur est réduit. 26 ) Circuit suivant la revendication 25, caracté- risé en ce que chaque réacteur saturable (226, 234) présente une caractéristique de saturation avec un coude aigU, de sorte que, lorsque ce réacteur devient saturé, le flux de courant à travers l'enroulement primaire associé croît très rapidement en provoquant une impulsion d'amorçage de lampe de grande amplitude à travers chaque enroulement secondaire. 270) Circuit suivant la revendication 1, caracté- risé en ce qu'il comprend un transformateur à impulsions (18) avec un enroulement secondaire (16) connecté en série avec la lampe et un enroulement primaire (224) monté dans un circuit en série comprenant un condensateur (210), un réacteur satura- ble (226) et un redresseur commandé au silicone (220), des moyens étant prévus pour charger ce condensateur à un niveau de voltage prédéterminé et des moyens pour appliquer une impulsion de commande à l'électrode d'entrée du redresseur au silicone, le réacteur saturable ayant une inductance plusieurs fois supérieure à celle de l'enroulement primaire, pour limi- ter le flux de courant dans le circuit en série pendant un intervalle de temps prédéterminé qui est suffisant pour per- mettre au redresseur au silicone de devenir entièrement con- 2486348 ducteur. 280) Circuit suivant la revendication 27, caracté- risé en ce que le réacteur (226) se sature très rapidement après que le redresseur au silicone soit devenu conducteur, en pro- duisant ainsi une application très brutale du voltage à l'enrou- lement primaire. 290) Circuit suivant la revendication,27, caracté- risé en ce que le réacteur saturable (226) possède une induc- tance de l'ordre de cinquante fois celle de l'enroulement pri- maire. ) Circuit suivant la revendication 28, caracté- risé en ce que le réacteur saturable (226) possède un noyau toroldal à ruban enroulé en un matériau ayant une boucle d'hys- térésis très carrée, de sorte que la saturation de ce réacteur se produit très rapidement. 310) Circuit suivant la revendication 27, caracté- risé en ce que l'intervalle de temps requis pour que le réacteur (226) devienne saturé est de l'ordre d'une micro-seconde.