Brevet FR2489058A1 — publié le 19820226

SCH/VITIHAU La présente invention concerne un récepteur pour système de transmission de signaux, notamment de signaux de télécommande, par un rayonnement électromagnétique, notamment du rayonnement infrarouge, du type dans lequel une onde porteuse de fréquence ultrasonore, par exemple, modulée par des impulsions d'amplitude constante et codées de manière prédéterminée, alimente un émet- teur de ce rayonnement qui peut être constitué par une diode électroluminescente à arseniure de gallium, par exemple. Il est également possible d'alimenter la diode électroluminescente, émet- trice de ce rayonnement, par des impulsions d'amplitude et de durée constantes, la fréquence porteuse sera alors considérée comme l'inverse du double de la durée des impulsions. Dans les systèmes de télécommande par rayonnement infra- rouge, connus de ce genre, décrits, par exemple, dans un article d'ELSHUBER de la revue allemande ELEKTRONIK, volume 19, n0 11, du mois d'octobre de 1970 ou dans la publication DE -A - 2 263 440, le récepteur comporte généralement un détecteur de ce rayonnement comprenant un diviseur de tension de type résistif composé d'une résistance fixe et d'un élément dont la résistance (ou le courant) varie en fonction de l'intensité du rayonnement qu'il reçoit, tel qu'une photodiode ou un phototransistor au silicium, connectés en série entre les pôles d'une source de basse tension continue. La jonction de cette résistance et de l'élément sensible au rayonnement est couplée à l'entrée d'un préamplificateur accordé à la fréquence de l'onde porteuse comprenant en cascade plusieurs étages d'amplification équipés de transistors bipolaires à jonctions dont quelques uns au moins sont à couplage capacitif et munis de circuits de polarisation automatique variable à l'aide de montages composés d'une résistance et d'une capacité connectées en parallèle dans le circuit émetteur des transistors. Ce préamplificateur ali- mente un étage détecteur d'amplitude ou de mise en forme des impulsions qui fournit des impulsions de polarité positive dont la composante à la fréquence de l'onde porteuse est éliminé ainsi qu'en grande partie le bruit affectant celle-ci, de manière à fournir à l'étage de sortie équipé d'un transistor de commutation rapide, par exemple, un niveau logique haut pendant la durée des impulsions modulant la porteuse et un niveau logique bas, en l'absence de celles-ci. L'étage de mise en forme comporte à cet effet un filtre passe-bas ou intégrateur dont la fréquence de coupure haute est inférieure à ".a fréquence de l'onde porteuse. Un autre exemple d'un système de télécommande par rayonnement infrarouge connu, utili- sant la modulation sans porteuse supplémentaire, en attaquant la diode émettrice par des impulsions codées par la variation des intervalles entre deux impulsions successives ou par la position relative de celles- ci (appelée "pulse position modulation" ou "PPM" dans la littérature anglo-américaine), a été décrit dans un article de KARNATZKI aux pages 55 à 59 du n0 435 de la revue française "TOUTE L'ELECTRONIQUE" des mois d'août et de septembre de l'année.1978. Le signal de télécommande est composé ici d'une impulsion préliminaire activant le récepteur de télécommande suivie d'une impulsion de démarrage ou "start" qui précède un mot d'adres- se de 4 bits suivi d'un mot d'instructions de 6 bits, les digits binaires "0" et "1" sont différentiés par les intervalles de 100 ou- de 300 microsecondes entre deux impulsions successives de 10 micro- secondes de durée. Le mot d'instructions est suivi à son tour d'une impulsion d'arrêt ou "stop". Ceci est obtenu à l'aide d'un émetteur comprenant un clavier à touches monocontact dont les sorties alimentent un circuit intégré de type SAA 1050 d'ITT Intermetall comprenant un oscillateur RC comme horloge. Du côté réception, un détecteur d'infrarouge alimente un préamplificateur à commande automatique de gain qui alimente à son tour un. circuit intégré du type SAA 1051 comprenant un oscillateur piloté par un quartz (à la fréquence de la sous-porteuse de chrominance PAL), un conver- tisseur de code, un circuit de contrôle et des convertisseurs N/A. Les principales caractéristiques d'un récepteur de télécom- mande par rayonnement infrarouge sont sa sensibilité qui détermine la distance maximale possible entre l'émetteur et le récepteur, sa protection contre la saturation lorsque l'émetteur est situé au voisinage du récepteur et l'immunité face aux perturbations qui peuvent provenir de sources de lumière ou de rayonnement parasite ou d'émetteurs de télécommande voisins. La sensibilité élevée et la protection contre la saturation étant des critères contradictoires, le problème a été résolu dans la technique antérieure en utilisant dans le-récepteur des circuits de commande automatique de gain avec des amplificateurs à gain variable en fonction d'une grandeur électrique telle qu'une tension prélevée à la sortie de la chaîne d'amplification après redressement de crête et filtrage passe-bas ou intégration. Cette intégration impose un retard à la réponse du circuit de commande automatique de gain qui est loin d'être instantanée. L'immunité aux signaux parasites y est assurée par l'utilisation d'une porteuse modulée par des impulsions codées d'une manière prédéter- minée et en équipant les étages d'entrée du récepteur de filtres électriques passifs ou actifs dont la caractéristique passe-bande est centrée sur la fréquence de la porteuse. La présente invention permet de remédier aux inconvénients des récepteurs de télécommande de la technique antérieure, notam- ment en ce qui concerne le temps de réponse de la commande automatique de gain, tout en utilisant des éléments de couplage et de polarisation automatique de type déjà existant pour obtenir le filtrage de l'onde porteuse et la protection contre la saturation. Suivant l'invention un récepteur pour système de transmission de signaux impulsionnels, notamment de télécommande, par rayon- nement électromagnétique, notamment infrarouge, du type dans lequel le rayonnement lui-même ou une porteuse est modulé par des impulsions d'amplitude constante, codées de manière prédéterminée et comprenant en cascade: un détecteur de ce rayonnement du type comprenant un diviseur de tension résistif dont l'une des branches comprend un élément détecteur dont la résistance et/ou le courant varie en fonction de l'intensité du rayonnement qu'il reçoit, un préamplificateur de type passe-bande dont la bande passante com- prend la fréquence de la porteuse et comprenant plusieurs étages équipés chacun d'un transistor monté en émetteur commun, un étage de mise en forme des impulsions reçus et un étage de sortie destiné à alimenter un décodeur des impulsions modulant le rayonnement ou la porteuse, est principalement caractérisé en ce que les étages successifs du préamplificateur sont équipés de manière alternée de transistors de type complémentaire, polarisés, en l'absence d'impul- sions reçues, par des tensions base-émetteur proches de leurs tensions de coupure, le type du transistor de chaque étage étant choisi de manière à ce que les impulsions fournies à sa base par l'étage précédent provoquent un accroissement de son courant collecteur. Suivant une autre caractéristique de l'invention, les étages successifs du préamplificateur étant couplés à l'aide de conden- sateurs de couplage réunissant respectivement la base du transistor de l'étage concerné au collecteur du transistor de l'étage précédent, les capacités de ces condensateurs sont respectivement choisies de manière à former avec la somme des composantes résistives respec- tives des impédances de sortie de ce dernier et d'entrée de l'étage concerné, des filtres passe-haut dont la fréquence de coupure basse est inférieure à la fréquence de la porteuse ou à l'inverse du double de la durée des impulsions composant le signal codé. Suivant une caractéristique supplémentaire de l'invention, le circuit émetteur de chacun des transistors du préamplificateur comportant un montage composé d'une résistance et d'un conden- sateur connectés en parallèle, les. valeurs respectifs de ces éléments sont choisies de manière à former, d'une part, en tenant compte des résistances de sortie de l'étage précédent et d'entrée de l'étage en question ainsi que du gain de courant basse-fréquence de celui-ci, un circuit de contre-réaction sélectif de type passe-bas dont la fré- quence de coupure est inférieure à la fréquence de la porteuse et, d'autre part, en ce qui concerne les étages consécutifs à celui d'entrée, un circuit intégrateur d'impulsions dont la constante de temps à la décharge est d'un ordre de grandeur comparable à la durée minimale de l'intervalle entre deux impulsions successives d'un train d'impulsions constituant le signal modulant la porteuse, pour que la polarisation automatique additionnelle de l'émetteur par rapport à la base, obtenue par une recharge rapide du condensateur par le courant émetteur, soit fonction de l'amplitude de l'onde porteuse et reste suffisante au cours de la transmission de ce train pour empêcher la réception de signaux impulsionnels parasites entre deux impulsions de ce dernier. Dans l'un de ses modes de réalisation, l'étage de mise en forme des impulsions de sortie du récepteur suivant l'invention, alimenté par le préamplificateur, comporte un amplificateur différentiel à deux transistors couplés par leurs émetteurs, de type complé- mentaire à celui du transistor équipant le dernier étage de celui-ci, dont le premier a sa base couplée au collecteur de ce dernier au moyen d'un condensateur de couplage et dont le second est polarisé pour conduire en l'absence de signal impulsionnel, à l'aide d'un diviseur de tension résistif dont le point milieu est relié à sa base. La base de ce premier transistor de l'amplificateur différentiel est, de préférence, polarisée au-delà de sa tension de coupure de manière à engendrer une tension de seuil que le signal doit dépasser afin de le rendre conducteur, en vue d'éliminer le bruit l'affectant par ébasage. Cette polarisation de la base de ce premier transistor est obtenue, de préférence, en la réunissant à celle du second transistor de l'amplificateur différentiel par l'intermédiaire d'une résistance de valeur très élevée (supérieure à 1 mégohm, par exemple). Le circuit collecteur de celui des transistors qui alimente l'étage de sortie du récepteur comporte un circuit intégrateur ou filtre passe-bas composé d'une résistance et d'un condensateur montés en parallèle, dont la fréquence de coupure haute peut être choisie de manière à bloquer la transmission de la fréquence porteuse, lorsque une impulsion modulante comporte plusieurs pério- des de celle-ci. Lorsque l'on utilise un code du type PPM o des impulsions brèves sont transmis sans porteuse, la fréquence de coupure haute doit être choisie notablement supérieure à la fréquen- ce de coupure basse du préamplificateur, pour permettre la trans- 24890D8 mission des fronts de montée et de descente relativement raides de ces impulsions. L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses caracté- ristiques et avantages ressortiront de la description qui suit et du dessin annexé, s'y rapportant, dont la figure unique représente le schéma de principe du mode de réalisation préféré du récepteur de télécommande (ou de transmission de signaux impulsionnels) par rayonnement électromagnétique, notamment par rayonnement infra- rouge. Sur la figure 1, on a désigné par le repère 1 le montage détecteur du rayonnement infrarouge comprenant une photodiode 2 à silicium (par exemple, du type BPW 34 de la société allemande dite "SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT", qui est adaptée à rece- voir le rayonnement émis par des diodes électroluminescentes en arseniure de gallium du type LD 241 ou CQY 99 de cette même société, par exemple), une première résistance 3 de forte valeur (d'une centaine de kiloohms ou plus, par exemple), montée en parallèle avec la photodiode 2 et une seconde résistance 4 montée en série avec le montage parallèle de la photodiode 2 et de la première résistance 3. Le point commun de la cathode de la photodiode 2 et de cette première résistance 3 est reliée à la borne d'alimentation positive 5 du circuit, tandis que l'une des bornes de la seconde résistance 4 dont l'autre borne est reliée au point commun 9 de l'anode de la photodiode 2 et de la première résistance 3, est reliée à la borne d'alimentation négative 6. Les bornes d'alimen- tation 5 et 6 sont réunies ensemble au moyen d'un premier conden- sateur de découplage 7. Il est bien entendu, possible de remplacer la photodiode 2 par un phototransistor comme dans la publication DE - A - 22 63 440 précitée. La photodiode 2 forme donc, avec la première résistance en parallèle, une première branche d'un premier diviseur résistif 8 dont la seconde branche est constituée par la seconde résistance 4 (de valeur de quelques centaines de kiloohms, par exemple). Le courant inverse parcourant la photodiode 2 varie en fonc- tion de l'intensité du rayonnement irradiant sa surface photosensible (avec une sensibilité supérieure à 50 nA/Ix), de sorte que sa résistance équivalente varie également. La sortie du montage détecteur 1, constituée par la jonction 9 des deux branches du premier diviseur résistif 8, est directement reliée à l'entrée d'un préamplificateur 10, qui et constitué par la base d'un premier transistor Il de façon à former un circuit de polarisation de cette base. On obtient ainsi que la variation du courant inverse de la photodiode 2 alimentant la base du premier transistor 11 monté en émetteur commun, entraîne celle du courant collecteur de ce dernier. Le collecteur de ce premier transistor 11 qui est choisi du type NPN.afin qu'une augmentation de l'intensité du rayonnement reçu par la photodiode 2 provoque une augmentation de son courant collecteur, est réuni par l'intermédiaire d'une troisième résistance 12 à la borne d'alimentation positive 5. L'émetteur du premier transistor Il est réuni au moyen d'un premier montage contre- réaction sélective composé d'une quatrième résistance 13 et d'un second condensateur 14 ("by-pass") connectés en parallèle, à la borne d'alimentation négative 6. Les valeurs respectives de la résistance 13 (270 kiloohms) et de la capacité du condensateur 14- (100 picofarads) ont été choisies principalement de manière à pro- duire, conjointement avec le choix du rapport entre les valeurs des résistances collecteur 12 et émetteur 13 de cet étage d'entrée qui doit être inférieur à un (cest-à-dire, de préférence, aux environs de 0,4), une forte atténuation des signaux parasites provenant des sources de lumière électrique ambiante dont la fréquence est égale ou inférieure à 100 hertz, afin d'éviter la saturation de cet étage par ces signaux parasites. Le collecteur du premier transistor 11 du type NPN est couplé au moyen d'un troisième condensateur de couplage 15 à la base d'un second transistor 16 monté également en émetteur commun, qui est polarisée à l'aide d'un second diviseur de tension résistif composé d'une cinquième 17 et d'une sixième 18 résistance, connectées en série entre les bornes d'alimentation 5 et 6 avec leur jonction reliée à la base. Le second transistor 16 est choisi, suivant l'invention, du type PNP, c'est-à-dire complémentaire à celui Il de l'étage précédent, pour qu'une variation de sens déterminé du courant collecteur de ce dernier engendre une variation dans le même sens de celui du second transistor 16. Le collecteur du second transistor 16 est réuni par l'intermédiaire d'une septième résistance 19 à la borne d'alimen- tation négative 6, tandis que son émetteur est réuni au moyen d'un second montage de contre-réaction sélective et de polarisation automatique, composé d'une huitième. résistance 20 et d'un qua- trième condensateur 21 montés en parallèle, à la borne d'alimen- tation positive 5. Le collecteur du second transistor 16 est, par ailleurs, couplé à la base d'un troisième transistor 22 également monté en émetteur commun, au moyen d'un cinquième condensateur 23 de couplage. Cette base est réunie au moyen d'une neuvième résistance 24; à la borne d'alimentation positive 5 et au moyen d'une dixième résistance 25 à la borne d'alimentation négative 6, de manière à former un troisième diviseur de polarisation résistif 24-25. Le collecteur du troisième transistor 22 qui est choisi suivant l'invention du type NPN, complémentaire à celui de l'étage précé- dent, est réuni à la borne d'alimentation positive 5 au moyen d'une onzième résistance 26. Son émetteur est réuni à la borne d'alimen- tation négative à travers un troisième montage de contre-réaction sélective et de polarisation automatique, composé d'une douzième résistance 27 et d'un sixième condensateur 28 connectés en paral- lèle. Par ailleurs, le collecteur du troisième transistor 22 est couplé à l'entrée de l'étage de mise en forme 30 au moyen d'un septième condensateur de couplage 29. De ce qui précède, il ressort clairement que, conformément à l'invention, les transistors Il, 16 et 22 qui équipent les étages en cascade du préamplificateur 10 sont alternativement de type com- plémentaire de sorte qu'une variation de l'intensité du rayonnement incident du photodétecteur 2 dans un sens déterminé (positif) provoque une variation de même sens des courants collecteurs des étages successifs, les valeurs des résistances 17 - 18, et 24 - 25 équipant les deux diviseurs résistifs de polarisation de leurs bases sont choisies, de préférence, de manière à les polariser, en l'absence de signal reçu, à proximité de leur tension base-émetteur de blocage ou coupure (dite "cut- off" en anglais), de sorte que leurs courants collecteurs soient sensiblement nuls ou proches de zéro (très faibles). Ceci présente l'avantage, d'une part, de réduire la consom- mation à l'état de veille au minimum et, d'autre part, d'assurer une grande dynamique d'entrée en permettant la réception et l'exploi- tation des impulsions codés ou de l'onde porteuse modulée par des impulsions dont l'amplitude crête sature tous les étages du pré- amplificateur, car l'effet de cette saturation n'est que l'écrêtage des excursions positives de l'onde porteuse et l'allongement de la durée de ces excursions, par chaque étage saturé, par le temps de stockage des porteurs minoritaires dans la base ("t."). Un tel agencement du récepteur est, de ce fait, particulièrement bien adapté à un système fonctionnant dans le mode PPM susmentionné ("modulation par la variation de l'écart de temps entre de brèves impulsions successives, notamment pour la transmission de signaux numériques") dont l'avantage est le rapport cyclique réduit et dans lequel une onde porteuse ayant une fréquence de l'ordre de plusieurs dizaines de kHz (entre 40 et 120 kHz, par exemple) est modulée par des impulsions dont la durée est égale à l'inverse du double de la fréquence porteuse, qui est de l'ordre de quelques ou quelques dizaines de microsecondes, par exemple, avec un écart minimal d'une dizaine de millisecondes environ. Pour une fréquence porteuse de 50 kHz (c'est- à-dire une période de 20 microsecondes) et une modulation par des impulsions de durée de 10 microsecondes, chacune de celles-ci ne comporterait qu'une seule excursion positive de même durée qui serait prolongée par chaque étage saturé de quelques centaines de nanosecondes, par exemple. La protection du préamplificateur 10 contre la saturation est rendue plus efficace par les montages de polarisation automatique 13 - 14, 20 - 21 et 27 - 28, connus en soi, constituant les circuits émetteurs respectifs des transistors 11, 16 et 22. A chaque impul- sion des courants collecteur et émetteur due à une excursion positive de l'intensité du rayonnement - incident sur la surface photosensible de la photodiode 2, cette impulsion de courant charge rapidement le condensateur "by-pass" 21 ou 28 et provoque aux bornes de la résistance émetteur 20 ou 27 à laquelle il est connecté en parallèle, une chute de tension. Cette chute de tension et, par conséquent, la tension aux bornes du condensateur 21 ou 28 est proportionnelle, à la fin de l'impulsion, à l'amplitude crête de celle- ci. Après l'annulation ou la réduction brutale du courant, le conden- sateur 21 ou 28 se dé.iha.rge exponentiellement notamment à travers la résistance émetteur 20 ou 27 associée, avec une constante de temps à la décharge égale au produit de leurs valeurs respectives. Si cette constante de temps est choisie d'un ordre de grandeur compa- rable à la durée de l'intervalle de temps minimal entre deux impulsions consécutives d'un train d'impulsions constituant le signal modulant la porteuse, l'émetteur du transistor est alors polarisé à l'arrivée d'une impulsion parasite à la place d'une impulsion du train correspondant à cet écart minimal, par une tension émetteur vE sensiblement continue qui varie en fonction de l'amplitude de l'impulsion précédente et qui est soustraite de la tension de polari- sation continue de la base VB fournie par le diviseur résistif 17 - 18 et 24 - 25 de sorte que la tension base-émetteur vBE, égale à VB - vF, varie de manière inverse à la variation de l'amplitude du signal. Il est bien connu que lorsque la tension base-émetteur vBE du transistor est proche mais supérieure à la tension de coupure (blocage), son gain de courant direct F (ou hFE) en émetteur commun varie comme une fonction nonlinéaire de cette tension. Il se produit, par conséquent, un effet de variation automatique de gain de chaque transistor en fonction inverse de l'amplitude crête de son signal d'entrée et l'impulsion parasite d'amplitude plus faible sera éliminée. En outre, lorsque l'amplitude crête du signal d'entrée crott au-delà d'une certaine valeur prédéterminée, celle de la chute de tension aux bornes de la résistance émetteur 20 ou 27 devient suffisante pour que la tension de polarisation de l'émetteur vE aux bornes du condensateur 21 ou 28, polarise le transistor 16 ou 22 au- deià de sa tension de coupure, après la réception de la première impulsion d'un train de celles-ci et pendant au moins une partie la durée de ce train. De cette manière, uniquement les parties supérieures des impulsions suivantes provoquent des augmentations de ses courants collecteur et émetteur, permettant ainsi d'éliminer totalement les impulsions parasites d'amplitude plus faible. Par ailleurs, même lorsque l'amplitude crête du signal d'entrée est telle que la tension base-émetteur atteint sa valeur de satu- ration (vBEsat = 0,7 volts environ pour des transistors NPN au silicium), la jonction base-émetteur devient alors une diode à polarisation directe et entraîne le calage (dit "clamping" en anglais) des crêtes des impulsions à cette valeur, grâce au couplage capacitif entre les étages en cascade. La base du train d'impulsions pendant les intervalles entre deux impulsions successives, qui est généra- lement entachée de bru+t, est alors située bien au-delà de la valeur de coupure de la tension base-émetteur et le bruit est pratiquement entièrement éliminé des bases et des crêtes des impulsions de sortie de l'étage, prélevées sur le collecteur. La caractéristique passe-bande de la fonction de transfert du préamplificateur 10 est obtenue, d'une part, par le choix des capa- cités des condensateurs de couplage 15, 23 et, éventuellement 29 et de celles des condensateurs 14, 21 et 28 qui sont montés en parallèle avec les résistances émetteur 13, 20 et 27 pour obtenir la fonction de transfert passe-haut, c'est-à-dire la fréquence de coupure basse (- 3dB), désirée qui est choisie, par exemple, au moins de quelques kilohertz inférieure à la fréquence de l'onde porteuse et, d'autre part, par le choix du type de transistor 11, 16 et 22, et de la valeur de la résistance chargeant le circuit collecteur de celui-ci qui est composé de la résistance collecteur de l'étage considéré et des résistances d'entrée de l'étage suivant en parallèle pour déterminer la fréquence de coupure haute. Le choix du type de transistor détermine, en effet, la fréquence de transition fla fréquence de coupure, f qui dépendent des paramètres intrinsèques de celui-ci, tels que les capacités incrémentales de ses jonctions base-émetteur (C) et base-collecteur (C), et les différentes résistances de ces jonctions (r, r), de la base (r). La fréquence de coupure haute ainsi obtenue est choisie, par exemple de quelques ou de quelques dizaines de kilohertz supérieure à la fréquence-de l'onde porteuse qui constitue la fréquence du gain maximal (centrale) de la carac- téristique amplitude-fréquence du préamplificateur. Lors de lutili- sation du code PPM précité, cette fréquence centrale peut être choisie égale, par exemple, à l'inverse du double de la durée des impulsions, qui est constante. Le calcul des fréquences de coupure précités d'un préampli- ficateur du type décrit, à couplage RC et à contre-réaction sélec- tive en courant à chaque étage à l'aide de circuits émetteur formés par des montages RC parallèles est décrits par exemple, dans les ouvrages de SEARLE et al. intitulé "Elementary Circuit Properties of Transistors" et de THORNTON et al. intitulé "Multistage Transis- tor Circuits", constituant respectivement les volumes 3 et 5 de la série "Semiconductor Electronics Education Committee Books" pu- bliée par John Wiley & Sons, Inc. en 1964 et 1965 ou encore notamment aux pages 579 à 614 de l'ouvrage de HOLT intitulé "Electronic Circuits", publié par le même éditeur en 1978. De ce qui précède, il résulte que les circuits émetteurs de chacun des transistors 16 et 29 constitués par des montages RC parallèles doivent remplir deux fonctions dont l'une est la mémori- sation de l'amplitude des impulsions de courant émetteur afin de conserver une polarisation de l'émetteur suffisante pour éliminer les parasites et le bruit, ce qui demande une constante de temps à la décharge relativement élevée dans laquelle n'interviennent que les valeurs de Re et de Ce et dont l'autre est de contribuer à la détermination de la fréquence de coupure basse par contre-réaction de type passe-bas, o interviennent en parallèle avec la résistance émetteur Re, la résistance d'entrée de l'étage concerné et de sortie de l'étage précédent divisés par le gain de courant de l'étage. Le calcul doit donc être effectué de manière itérative pour trouver les valeurs qui conviennent en fonction du type de transistor et des valeurs des résistances collecteur et de base choisis en fonction des autres critères précités. L'étage de mise en forme 30 des impulsions est équipé d'un amplificateurdifférentiel du type à deux transistors 31, 32 couplés par leurs émetteurs, polarisés au repos dans le mode différentiel ou déséquilibré, pour qu'en l'absence de signal reçu, l'un des transistors soit conducteur et l'autre bloqué, afin d'obtenir un effet de seuil permettant d'éliminer le bruit. Les deux transistors 31, 32 de l'étage de mise en forme 30 qui constituent respectivement le quatrième 31 et le cinquième 32 transistors du récepteur, sont choisis, pour les raisons indiquées ci- dessus, de type complémentaire à celui 22 de l'étage de sortie du préamplificateur 10 qui alimente son entrée, c'est-à-dire ici du type PNP. Leurs émetteurs sont reliés ensemble et réunis, par l'intermé- diaire d'une treizième résistance 33, dite résistance émetteur com- mune (de l'ordre du kiloohm, par exemple) à la borne d'alimentation positive 5. Le collecteur du quatrième transistor 31 est réuni à la borne d'alimentation négative 6 au moyen d'un circuit intégrateur ou filtre passe-bas composé d'une quatorzième résistance 34 et d'un huitième condensateur 35 montés en parallèle. Le collecteur du cinquième transiter 32 est directement relié à la borne d'alimen- tation négative 6. La base du cinquième transistor 32 est polarisée au moyen d'un quatrième diviseur résistif composé d'une quinzième 36 et d'une seizième 37 résistance, montées en série entre les bornes d'alimen- tation positive 5 et négative 6. Le point commun de ces deux résistances 36 et 37 est relié à la base du cinquième transistor 36 afin de lui fournir, par exemple, une tension légèrement supérieure à la moitié de la tension d'alimentation V00 appliquée entre les bornes 5, 6, et réuni au moyen d'une dix-septième résistance 38 de très forte valeur (de l'ordre du mégohm ou plus) à la base du quatrième transistor 31 de manière à lui fournir une tension émetteur-base notablement supérieure à celle du cinquième tran- sistor 32 qui est polarisé pour conduire un -courant émetteur provoquant aux bornes de la troisième résistance 33 une chute de tension déterminée par le diviseur de polarisation 36 - 37. Il suffit alors d'un très faible courant de fuite provenant de la base du quatrième transistor 31 pour provoquer aux bornes de la dix- septième résistance 38 une chute de tension suffisante pour qu'il soit polarisé au-delà de sa tension de coupure. On obtient ainsi une tension de seuil de la conduction du quatrième transistor 31 qui est sensiblement égale à cette chute de tension V38 correspondant à la différence entre les potentiels de base respectifs des deux tran- sistors 31, 32 de l'amplificateur différentiel (qui est choisie de 0,1 volts, par exemple). La valeur de cette dix-septième résistance 38 est alors avantageusement choisie en fonction du niveau du bruit en sortie du préamplificateur 10. Lorsque le signal d'entrée du préamplificateur 10 présent à la jonct-on 9 et engendré par le raycnnement pulsé reçu par la photodiode 2 est faible, c'est-à-dire insuffisant pour provoquer la saturation de l'un quelconque des transistors 11, 16 et 22, ceux-ci fonctionnent pour la totalité de l'amplitude de l'impulsion dans leurs régions actives respectives qui peuvent être considérés comme quasi-linéaires au moins en ce qui concerne la partie du signal impulsionnel dépassant le bruit. Dans ce cas, le bruit affectant la base du signal impulsionnel est éliminé par le seuil de conduction du quatrième transistor 31, tandis que le bruit superposé à la crête de ce signal est atténué à l'aide du filtre passe-bas ou intégrateur 34 - 35 situé dans le circuit collecteur de celui-ci. Lorsque la fréquence de l'onde porteuse et la durée des impulsions qui la modulent sont choisies, l'une par rapport à l'autre, de sorte que la durée minimale comporte deux ou plusieurs périodes de porteuse, il est avantageux de choisir la constante de temps de cet intégrateur 34 supérieure à cette période (de préférence, au moins égale au triple d'une demi-période, c'est-à-dire de l'intervalle entre deux alternances positives successives, de la porteuse) pour qu'elle soit éliminée de manière à restituer les impulsions modulantes sous la forme d'un signal à deux niveaux logiques distincts (binaire). Par contre, lorsque la durée des impul- sions est comprise entre une période ou une demi-période de la porteuse de sorte que chaque impulsion ne comporte qu'une alter- nance, la constante de temps 34 - 35 est choisie, de préférence, de telle sorte que la fréquence de coupure haute à laquelle elle correspond soit au moins égale au double de la fréquence de l'onde porteuse. Par ailleurs, le point commun de la quinzième 36, de la seizième 37 (qui sont de l'ordre d'une centaine de kiloohms), de la dix-septième 38 résistance et de la base du cinquième transistor 32, est réuni à la masse au moyen d'un neuvième condensateur 39 de découplage empêchant la transmission du signal impulsionnel à la base de ce dernier qui doit rester polarisée à une tension sensi- blement constante. Lorsque l'amplitude crête du sign.al d'entrée augmente de telle sorte que la chute de tension provoquée par le courant émetteur de l'un des transistors 22 ou 16, aux bornes de sa résistance émetteur 27 ou 20 et chargeant les condensateurs 28 ou 21 qui leur sont respectivement reliés en parallèle, dépasse la différence entre la tension de polarisation au repos et la tension de coupure au moins d'une valeur correspondant au niveau crête du bruit, il se produit, en l'absence d'impulsions, un ébasage de ce dernier qui est alors situé au-delà de la tension de coupure, car le condensateur 28 ou 21 se charge alors à la valeur crête de cette chute de tension et il conserve cette tension en fonction de la constante de temps du montage -RC formant le circuit émetteur. Un choix judicieux de cette constante de temps permet, par exemple, de protéger le récepteur contre des signaux parasites provenant d'un autre émet- teur, pendant la transmission des signaux émis par l'émetteur qui lui est associé. Lorsque l'amplitude crête de signaux s'accroît encore, il se produit un phénomène d'écrêtage par saturation et de calage ("clam- ping") des crêtes d'abord dans le transistor de sortie 22 du préampli- ficateur 10 et ensuite dans celui 16 de l'étage précédent, sans aucune perte dIe signal utile. On remarquera ici que l'invention n'est pas limitée à un préamplificateur de trois étages mais peut en comporter moins ou plus utilisant le même principe de l'alternance des types de tran- sistors, complémentaires, montés en émetteur commun, couplés par condensateur et munis dans leurs circuits émetteur de montages RC parallèles. En outre, lorsqu'il s'avère qu'il est avantageux de disposer à la sortie de l'étage de mise en forme 30 de signaux complémen- taires à ceux présents au collecteur du quatrième transistor 31, on peut charger le collecteur du cinquième transistor 32 au moyen d'un circuit analogue à l'intégrateur 34 - 35. Le collecteur du quatrième transistor 31 qui constitue la sortie de l'étage de mise en forme 30, est directement relié à la base d'un sixième transistor 41 de type NPN, c'est-à-dire complémentaire à celui des transistors.M1, 32 équipant l'amplificateur différentiel 30. L'émetteur du sixième transistor 41 est relié à la borne d'alimen- tation négative 6. Le sixième transistor 41 équipant l'étage de sortie 40 du récepteur, qui est destiné, par exemple, à alimenter un décodeur en forme de circuit intégré monolithique et adapté à coopérer avec un codeur situé dans l'émetteur, connus en soi (non représentés), est choisi de type à commutation de puissance, par exemple. Le collecteur du sixième transistor 41 est relié à la sortie 42 du récepteur de façon à constituer un étage à collecteur ouvert qui présente l'avantage que ce collecteur peut être alimenté d'une autre source de tension positive que celle (+ VCC) alimentant le récepteur de la figure. Cette source de tension peut alors, de ce fait, être dimensionnée pour une puissance fournie relativement faible. Ceci est indispensable pour les récepteurs de télécommande devant commander la mise en route d'équipements électriques ou électro- niques tels qu'un récepteur de télévision, des équipements périphéri- ques ou une chaîne de haute-fidélité, par exemple, du fait que les récepteurs de télécommande doivent être alimentés en permanence (état de veille). Il est, en outre, évident que le rayonnement électromagnétique peut être autre que le rayonnement infrafrouge émis par des diodes électroluminescentes de GaAs, tel que par exemple, une lumière monochromatique produit par des diodes GaP, GaAIAs ou GaAsP (rouge ou vert), à condition d'utiliser une photodiode 2 ou un phototransistor adapté à recevoir ce rayonnement (voir DE - A - 22 63 440 précité). Dans un exemple de réalisation du récepteur de télécommande par infrarouge suivant l'invention, les valeurs de composants utilisés ont été les suivantes: - R3, R12, R9, R26, R37 et R38 de 100 kiloohms; R4 de 220 kiloohms; R13 et R25 de 270 kiloohms; R17 de 390 kiloohms; R20 et R27 de 470 kiloohms; R1i et R24 de I mégohm; R33 de 1 ki!oohm; R34 de 8 kiloohms et R38 de 1,5 mégohms; et - C14, C15 et C23 de 100 picofarads; C35 de 1 nanofarad; C7 et C39 de 10 nanofarads; C29 de 22 nanofarads; C21 et C28 de 47 nanofarads. - 18 REVENDICATIONS 1. Récepteur pour système de transmission de signaux impul- sionnels, notamment de télécommande, par rayonnement électroma- gnétique, notamment infrarouge, du type dans lequel le rayonnement lui-même ou une porteuse est modulée par des impulsions d'ampli- tude constante, codées de manière prédéterminée, le récepteur comprenant en cascade: un étage détecteur (1) de ce rayonnement du type comprenant un diviseur de tension résistif (2, 3, 4) dont lune de branches comprend un élément détecteur (2) dont la résistance et/ou le courant varie en fonction de l'intensité du rayonnement qu'il reçoit, un préamplificateur (10) de type passe-bande dont la bande passante comprend la fréquence de la porteuse ou celle égale o l'inverse du double de la durée des impulsions, lorsqu'elle est constante, et' comprenant plusieurs étages équipés chacun d'un transistor (11, 16, 22) monté en émetteur commun, un étage de mise en forme (30) des impulsions reçus et un étage de sortie (40) destiné à alimenter un décodeur des impulsions modulant le rayonnement ou la porteuse, caractérisé en ce que les étages successifs du pré- amplificateur sont-équipés de manière alternée de transistors (11, 16, 22) de type complémentaire, polarisés, en l'absence d'impulsions reçucs, par des tensions base-émetteur proches de leurs tensions de coupure et en ce que le type du transistor (11, 16, 22) de chaque étage est choisi de manière à ce que les impulsions fournies à sa base par l'étage précédent provoquent un accroissement de son courant collecteur. 2. Récepteur suivant la revendication 1, du type dans lequel le circuit émetteur de chacun des transistors (16, 22) équipant les étages en aval de l'étage d'entrée (11) du préamplificateur (10) comporte un montage composé d'une résistance (20, 27) et d'un condensateur (21, 28) connectés en parallèle, caractérisé en ce que les valeurs de ces éléments sont choisies de manière à former un circuit intégrateur d'impulsions dont la constante de temps à la décharge est d'un ordre de grandeur comparable à la durée minimale de l'intervalle entre deux impulsions successives d'un train d'impul- sions constituant le signal modulant le rayonnement ou la porteuse, pour que la polarisation automatique additionnelle de l'émetteur par rapport à la base obtenue par la recharge rapide du condensateur par chaque impulsion, soit fonction de l'amplitude de l'impulsion reçue et conserve une valeur suffisante pour éliminer ou affaiblir des impulsions parasites qui se produiraient au cours de la transmission de ce train, à la place d'impulsions d'écart de temps minimal. 3. Récepteur suivant la revendication 2, caractérisé en ce que les valeurs respectives des résistances (20, 27) et des condensateurs (21, 28) de montages de polarisation automatique dans les circuits émetteurs des transistors (16, 22) sont choisies, par ailleurs, de manière à former des circuits de contre-réaction de courant sélec- tive, de type passe-bas pour chaque étage, dont la-fréquence de coupure haute, calculée en considérant la somme de la combinaison parallèle des résistances réunies à la base et de la résistance base- émetteur interne, divisée par le gain de courant direct en émetteur commun, en parallèle avec ce montage, est choisie inférieure à la fréquence de la porteuse ou à celle égale à l'inverse du double de la durée constante des impulsions codées. 4. Récepteur suivant l'une des revendications précédentes, du type dans lequel le premier transistor (11) équipant l'étage d'entrée du préamplificateur (1X) a son collectez. réuni par une résistance collecteur (12) à l'un des pôles d'une source de tension d'alimentation et son émetteur réuni par une résistance émetteur (13) shuntée par un condensateur (14) à l'autre pâle (6) de la source, caractérisé en ce que le rapport des résistances collecteur (12) et émetteur (13) est inférieur à l'unité et en ce que la constante de temps du montage émetteur est choisie de telle manière à ce que la contre-réaction en courant qu'elle engendre provoque une atténuation notable aux fréquences très inférieures à celle de la porteuse ou à celle égale à l'inverse du double de la durée d'impulsion, lorsqu'elle est constante. 5. Récepteur suivant l'une des revendications précédentes, du type dans lequel les étages successifs du préamplificateur (10) sont couplés à l'aide de condensateurs de couplage (15, 23, 29), de sorte que ceux-ci réunissent respectivement la base du transistor (16 ou 22) de l'étage concerné au collecteur du transistor (11 ou 16) de l'étage précédent, caractérisé en ce que les capacités de ces condensateurs de couplage (15, 23, 29) sont respectivement choisies de manière à former avec la somme des composantes résistives respectives des impédances de sortie de l'étage précédent et d'en- trée de l'étage concerné, des filtres passe-haut dont la fréquence de coupure basse est inférieure à la fréquence de la porteuse ou à celle égale à l'inverse du double de la durée des impulsions, lorsqu'elle est constante. 6. Récepteur suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'étage de mise en forme (30) alimenté par le préamplificateur (10), comporte un amplificateur différentiel à deux transistors (31, 32) couplés par leurs émetteurs, de type complémen- taire à celui du transistor (22) équipant le dernier étage de celui-ci, dont le premier (31) a sa base couplée au collecteur de ce dernier (22) au moyen d'un condensateur (29) et dont le second (32) est polarisé pour conduire en l'absence de signal impulsionnel, à l'aide d'un diviseur de tension résistif (36 - 37) dont le point commun est reliée à sa base. 7. Récepteur suivant la revendication 6, caractérisé en ce que la base du premier transistor (31) est réunie à celle du scLond (32) au moyen d'une résistance de forte valeur (38), aux bornes de laquelle le courant de base résiduel du premier transistor (31) provoque une chute de tension suffisante pour qu'il soit polarisé au-delà de sa coupure. 8. Récepteur suivant l'une des revendications 6 et 7, caracté- risé en ce que celui (31) de transistors (31, 32) de l'amplificateur opérationnel qui alimente l'étage de sortie (40), comporte dans son circuit collecteur un circuit intégrateur ou filtre passe-bas composé d'une résistance (34) et d'un condensateur (35) montés en parallèle et dont la fréquence de coupure haute est choisie de manière à réduire notablement le bruit affectant le signal impulsionnel, afin.de fournir à l'étage de sortie (40) des signaux à deux niveaux logiques corres- pondant sensiblement aux impulsions modulant la porteuse. 2.489058 9. Récepteur suivant l'une des revendications 6 à 8, carac- térisé en ce que l'étage de sortie (40) comporte un transistor (41) bipolaire à jonction monté en émetteur commun et à collecteur ouvert. 10. Récepteur suivant la revendication 9, caractérisé en ce que la base du transistor (41) équipant l'étage de sortie (40) est directement reliée au collecteur de l'un des transistors (31, 32) équipant l'amplificateur différentiel. 11. Récepteur suivant la revendication 10, caractérisé en ce que le transistor (41) équipant l'étage de sortie (40) est de type complémentaire à ceux (31, 32) équipant l'amplificateur différentiel. 12. Récepteur suivant l'une des revendications 9 à 11, caracté- risé en ce que la base du transistor (41) équipant l'étage de sortie (40), de type NPN, qui constitue un interrupteur électronique, est reliée au collecteur du premier transistor (31) de l'amplificateur différentiel qui fournit un état logique bas en l'absence d'impulsions et un état logique haut, lorsqu'elles sont présentes. 13. Système de télécommande par rayonnement électromagné- tique, notamment infrarouge, du type dans lequel une onde porteuse modulée par des impulsions codées d'amplitude constante servant à transmettre une pluralité de signaux de télécommnade, alimente une diode.1lectroluminescz:nte, génératrice de ce rayonnement, caracté- risé en ce qu'il comporte un récepteur de celui-ci suivant l'une quelconque des revendications précédentes.