Brevet FR2489632A1 — publié le 19820305

La présente invention se rapporte à des circuits sans transformateur pour coupler des impédances à une ligne de commu- nications téléphoniques, et plus particulièrement à un agence- ment destiné à être utilisé dans un appareil téléphonique à haut-parleur. Des appareils téléphoniques à haut-parleur, ceux dont on peut se servir sans les tenir à la main, connaissent un suc- cès commercial grandissant. De tels appareils téléphoniques sont commodes pour des conversations entre plusieurs personnes, lorsque plusieurs personnes sont rassemblées dans une entrepri- se. Une autre caractéristique particulière de commodité d'un appareil téléphonique à haut-parleur est celle qui permet à l'utilisateur de converser sans aucun contact avec l'appareil téléphonique, à l'exception de la nécessité éventuelle de répon- dre initialement à un appel. En fait, de tels appareils téléphoniques à haut-parleur, que l'on désigne encore par appareil à bloc microphone-haut- parleur (ou encore par le terme "Speakerphone") ont besoin d'une source de puissance pour contrôler la logique interne et pour commander le haut-parleur. De plus, de tels appareils télé- phne utilisent des inducteurs et des transformateurs en vue d'équilibrer l'impédance entre la ligne téléphonique et le haut-parleur. Cette condition de déséquilibre-provient de ce que les haut-parleurs possèdent, de façon inhérente, des dispo- sitifs à impédance faible, alors que la ligne téléphonique né- cessite une impédance bien plus élevée pour le transport correct de la puissance. Il en résulte des problèmes qui se présentent dans des situations dans lesquelles il est souhaité d'utiliser les facilités d'un appareil téléphonique à haut-parleur à bon marché, sans inducteur et transformateur encombrants, et sans source extérieure. Ces problèmes se combinent, si l'on se sou- vient que lorsque la longueur de la boucle change, l'impédance de la ligne de même que la puissance disponible changent. La présente invention concerne des appareils téléphoni- ques à haut-parleur sans transformateur, utilisant l'impédance du hautparleur réfléchie sur la ligne de communications en vue de contrôler la courbe de puissance de la boucle de communica- tions. Un circuit de réaction est couplé à un réseau de polari- sation dans l'étage d'entrée de l'amplificateur de puissance 2 2489632 de sortie pour réfléchir sur la ligne de communications la ré- sistance de charge de l'étage de sortie de l'amplificateur, comme fonction des éléments du circuit. Ceci est obtenu au moyen d'un circuit de polarisation qui ajuste la résistance de sortie opérant conjointement avec le circuit de réaction qui maintient le gain en courant continu à l'unité. Le circuit de réaction contrôle également le gain en courant alternatif, en sorte que la puissance est disponible pour commander le haut-parleur lors- que des fréquences audio apparaissent sur la ligne. Ainsi, la puissance prélevée sur la ligne est constante. Si l'on utilise cet agencement, le haut-parleur est commandé directement à par- tir du transistor de l'étage de sortie, sans utilisation de transformateurs. La figure 1 représente un schéma-bloc du système géné- ral, les figures 2, 3 et 4 montrent schématiquement diffé- rents composants du circuit, représentés dans la figure 1. Ainsi que cela est représenté dans la figure 1, une com- munication venant du central 10 s'établit par l'intermédiaire de la ligne de communication 12 avec l'appareil téléphonique à haut-parleur qui possède, de façon typique, une protection de ligne 20 à son entrée. Le signal sur les fils de communica- tion, et en provenance du central, est fourni au termineur 30 et, par l'intermédiaire de l'atténuateur variable de réception 50, il est fourni au haut-parleur LS1. Les signaux audio-fré- quences de la personne qui parle sont reçus par l'intermédiaire du microphone MK1 et ils sont passés par le préamplificateur 70 dans l'atténuateur variable de transmission 60 au termineur 30 pour retourner par les fils de communication 12 au central 10. Le commutateur vocal 40 contrôle les niveaux des signaux provenant de l'atténuateur variable de réception 50 ainsi que de l'atténuateur variable de transmission 60 et, en fonction-de ces signaux de même qu'en fonction de ceux du termineur 30, leur entrée au haut-parleur LS1 sert à contrôler la direction de la communi- cation soit en direction du haut-parleur LS1 soit en provenance du microphone MK1. La façon précise dont ceci est réalisé, sera détaillée dans ce qui suit. Le circuit de protection de ligne 20 est pourvu d'une diode 24 qui limite la tension à 17,6 volts au maximum, et 3 2489632 est adaptée à limiter des surtensions impulsionnelles élevées. Un protecteur de polarité 21 utilise quatre diodes à barrière de Schottky 25, 26, 27 et 28, afin d'assurer une polarité de tension correcte au termineur 30. Si l'on se réfère à la figure 2, le microphone MK1 est un transducteur électrèt qui fournit un signal d'entrée au pré- amplificateur 70, lequel amplificateur comporte des transistors à gain de tension 707 qui est suivi par un transistor 701 à émetteur suiveur. Les capacités 706, 709 et 704 fournissent une protection contre les interférences de fréquence radioélec- trique. La résistance 702 et la capacité 713 assurent le fil- trage de la tension de la puissance d'alimentation. Le préampli- ficateur 70 est agencé pour fournir un gain nominal de 19,5 dB. Les signaux transmis à partir du préamplificateur 70 sont appliqués, par l'intermédiaire du fil TTD, au commutateur de parole 40 et à l'atténuateur variable de transmission 60. Le mode de fonctionnement du commutateur vocal 40 sera discuté dans ce qui suit. Les signaux de transmission au niveau de l'en- trée de l'attênuateur variable de transmission 60 sont couplés en courant alternatif, par l'intermédiaire de la capacité 611, au transistor à jonction à effet de champ (JFET) 609 qui est utilisé comme une résistance variable contrôlée en fonction de la tension. Des signaux sont appliqués, par l'intermédiaire du transistor 609 et par la capacité 606 et le transistor amplifi- cateur 603, à l'aide du conducteur 63, à la base du transistor 307 contenu dans le termineur 30. L'atténuateur variable de transmission 60 fournit un gain de tension de 11,5 dB à 1000 Hz et la capacité 603 fournit un pôle à 3300 Hz pour une réponse de fréquence propre. Des signaux de transmission appliqués à la base du transistor 307 sont fournis à la ligne CO par l'intermé- diaire des fils T et R de la voie de communication. Le termineur 30 reçoit des signaux au niveau de la base du transistor 307, à partir de l'atténuateur variable de trans- mission 60, et au niveau des collecteurs des transistors 307 et 303, à partir de CO et de l'atténuateur variable de réception 50. Ces signaux sont ensuite appliqués à la base du transistor 302 par l'intermédiaire du diviseur de tension qui est formé par les résistances 301, 304 et 306. Le transistor 302 est agen- cé en transistor à émetteur suiveur, en vue de transmettre des 4 2489632 signaux à l'atténuateur variable de réception 50. Les transis- tors 303 et 307 dans le termineur 30 sont reliés suivant une configuration de Darlington, et ils agissent comme un amplifica- teur pour les signaux transmis. Le gain de l'amplificateur est déterminé par le rapport entre l'impédance de collecteur et l'impédance de l'émetteur. Dans ce circuit, l'impédance d'émet- teur est la résistance 306 en série avec la diode 308. L'impé- dance du circuit collecteur est déterminée par l'impédance d'en- trée du circuit récepteur (ainsi que cela sera traité plus loin), en parallèle avec l'impédance de la ligne téléphonique. Ainsi, et comme cela sera traité plus loin, le gain de transmission à travers le termineur dépend de l'extrémité de ligne. La perte dans le termineur, entre la base du transistor 307 et la base du transistor 302 dépend également de l'extrémité de ligne. Des signaux au niveau de l'émetteur et du collecteur du transistor303 sont transmis à la base du transistor 302 avec une perte égale. Dans cet agencement, des signaux sont déphasés de 1800, et si l'impédance de l'émetteur hybride est rendue égale à l'impédance du circuit de collecteur, les signaux sont effacés au niveau de la base du transistor 302. Ainsi, le termi- neur 30 opère effectivement pour empêcher que des signaux qui prennent naissance au niveau du microphone MK1 (signaux sur le fil 63) soient reproduits par l'intermédiaire du haut-parleur LS1. L'extrémité de ligne en courant continu est constituée par le transistor 501 qui opère en base commune, et qui réflé- chit à la ligne téléphonique la résistance en courant continu, si l'on regarde dans les fils d'alimentation de l'amplificateur de puissance. Le courant de base pour 501 est fourni par l'in- termédiaire de résistances 507, 506 et par la diode 504. La diode 504 est utilisée pour réguler la chute de tension aux bornes de 501,entre collecteur et émetteur. Cette chute de ten- sion est réduite autant que possible afin de disposer d'une puissance maximum pour l'amplificateur de puissance et pour limiter la dissipation de puissance dans 501, mais elle doit être suffisamment importante pour assurer que 501 n'atteint pas sa saturation pour le maximum de signaux en courant alternatif appliqués à son collecteur. La capacité 503 assure la suppres- sion des interférences en fréquence radioélectrique et la 2489632 capacité 512 agit comme une capacité de filtrage pour la tension d'alimentation de l'amplificateur de puissance. Le courant d'alimentation pour l'amplificateur de puissance est emprunté principalement par son étage de sortie, par l'intermédiaire du transistor 532. Le courant de collecteur de 532 est déterminé par sa tension de collecteur qui est appliquée aux bornes de la diode 531 et du haut-parleur LS1. Cette tension est déterminée par le circuit amplificateur de puissance qui est un amplificateur à réaction à état d'entrée d'amplificateur différentiel consistant en les transistors 521 et 523. La réaction en courant continu de l'étage de sortie à l'étage d'entrée est fournie par la résistance 527. De ce fait, la tension au niveau du collecteur du transistor 532 est égale à la tension au niveau de la base du transistor 521 plus la faible chute de tension aux bornes de la résistance 527, due au courant de polarisation, en sorte que la réaction stabilise le point de polarisation en courant continu, le gain en courant continu étant égal à l'unité. Le diviseur de tension formé par les ré- sistances 518 et 519 détermine la tension au niveau de la base du transistor 521. Ainsi, la résistance équivalente en courant continu au niveau des fils d'alimentation de l'amplificateur de puissance est donnée approximativement par la résistance totale en courant continu de la diode 531 et le haut-parleur LS1, mul- tipliée par (1 + 518/519). Pour des courants de ligne élevés, la diode zener 513 limite la tension d'alimentation de l'amplificateur de puissan- ce, limitant ainsi la puissance de sortie et la puissance de dissipation dans le transistor 532. Cet agencement de circuit permet au transistor 532 d'être petit et d'un faible prix de re- vient, et fournit un niveau de sortie acceptable pour cette application. L'impédance en courant alternatif qui se présente à la ligne téléphonique est déterminée principalement par la résis- tance 507 en série avec la capacité 509. L'impédance en courant alternatif de la borne de la ligne téléphonique du circuit hybride, qui apparaît en parallèle avec la résistance 507 et la capacité 509, est approximativement de 10,9 Kohms. Une impédan- ce parallèle supplémentaire, constituée par le collecteur du transistor 501, est une fonction du signal courant alternatif 6 2489632 indésirable,2envoyé par l'émetteur du transistor 501, par les fils d'alimentation de l'amplificateur de puissance. L'atténua- tion de ce signal renvoyé est fournie par l'effet combiné des résistances 502 et 506 et par la capacité 505 sur le gain en courant alternatif du transistor entre l'émetteur et le collecteur. Dans le cas le plus défavorable,(réglage maximum du contrôle du volume), l'équivalent de l'impédance en courant alternatif du transistor 501 est approximativement égal à fois la valeur de la résistance 507. Ainsi, l'impédance géné- rale en courant alternatif représentée par la ligne téléphoni- que est d'environ 700 ohms. Le transistor 714 et ses composants associés agissent comme un circuit à pertes variables. Le transistor 514 est un transistor à jonction à effet de champ (JFET) dont la résistan- ce drain à source est contrôlée par la tension en courant conti- nu appliquée à sa porte, par l'intermédiaire de son fil RVL. Les capacités 508 et 515 couplent le signal de réception au circuit de l'atténuateur variable de réception ou l'en décou- plent respectivement. La résistance 510 fournit une liaison en courant continu à la terre, à partir du drain du transistor 514 et les résistances 516 et 517 fournissent une voie en cou- rant continu à la terre, à partir de la source du transistor 514. La résistance 516 est un potentiomètre qui fournit égale- ment une fonction de réglage du volume. Elle possède une prise audio en vue de fournir une caractéristique pratiquement linéai- re de la paert_ par rapport à la rotation. La résistance 517 limite la perte maximale à l'extrémité de la plage du réglage de volume. La capacité 511 fournit la suppression de l'interféren- ce en fréquence radioélectrique. Etant donné que l'amplificateur de puissance de l'atté- nuateur variable de réception 50 dérive sa puissance de la ligne téléphonique, il accomplit la double fonction d'amplifier les signaux reçus et de déterminer l'extrémité de ligne en courant continu, ainsi que cela a été discuté précédemment. L'amplificateur de puissance est un amplificateur à réaction et à trois étages avec un étage d'entrée différentiel, un étage intermédiaire à émetteur suiveur et un étage de sortie à extré- mité unique et à émetteur commun. Les transistors 521 et 523 forment l'étage d'entrée 7 2489632 différentiel, avec les résistances 520 et 524. La polarisation pour la base du transistor 521 est fournie par le diviseur de tension constitué par les résistances 518 et 519. La polarisa- tion pour la base du transistor 523 est fournie par la résistan- ce de réaction 527. Le gain de cet étage est une fonction du courant de polarisation qui détermine la transconduc7tance des transistors 521 et 523. Afin d'obtenir un gain suffisant de la boucle ouverte, la tension d'alimentation pour le premier étage est prise au niveau de la liaison entre les résistances 506 et 507. Cette tension d'alimentation est supérieure à la tension d'alimentation pour l'étage de sortie, ce qui autorise l'uti- lisation d'un courant de polarisation plus élevé-(davantage de gain) pour l'étage d'entrée. De plus, le signal qui apparaît au niveau de la tension de sortie de l'alimentation est correcte- ment filtré de cette alimentation, éliminant ainsi une voie de réaction indésirable. La capacité 522 fournit la suppression des interférences en radiofréquence. Le transistor 525 agit en émetteur suiveur afin de pré- senter une impédance de charge élevée pour le premier étage. La tension d'émetteur du transistor 525 est appliquée directement à la base du transistor 532 qui fournit l'étage de sortie pour l'émetteur commun. Le haut-parleur LS1, qui peut être agencé de manière bien connue avec une bobine d'impédance 533, en vue de convertir des signaux électriques en signaux de fréquence audio, présente l'impédance de charge dominante pour l'étage de sortie. Cette impédance comprend à la fois des composantes résistives et réactives. Les résistances 528 et 527, et les capacités 529 et 530 forment le réseau de réaction pour l'amplificateur de puis- sance et, déterminent, de ce fait, à la fois le gain en courant alternatif et en courant continu de la boucle fermée pour le courant de ligne maximum. Pour des courants de ligne de moindre intensité, le gain de boucle fermée sera faiblement réduit, en raison de la réduction du gain en boucle ouverte. Le gain en courant alternatif doit être suffisant pour commander le haut- parleur. Ce gain a une valeur nominale de 34 db pour des fré- quences audio. Ainsi que cela est représenté en figure 2, trois entrées 8 2489632 menant au commutateur vocal proviennent de différents points des voies de transmission. Une entrée (TTD) provient de la sor- tie du préamplificateur de transmission, une entrée (RTD). pro- vient de la borne du termineur de réception, et une entrée (RSG) provient de la sortie de l'amplificateur de puissance. Deux de ces entrées (TTD et RTD) sont utilisées pour déterminer la voie de transmission qui a le signal de niveau le plus élevé et pour commuter l'atténuation dans la voie appropriée. L'autre entrée (RSG) est utilisée pour maintenir le circuit dans ce mode réception, après qu'un signal de réception a été détecté et que l'atténuation a été commutée hors de la voie de récep- tion. Cette entrée, ainsi que cela va être vu, présente des si- gnaux qui sont acoustiquement couplés de la voie de réception à la voie de transmission pour la commutation du circuit en mode de transmission. L'atténuation qui a été commutée est fournie par le transistor 514 de l'atténuateur variable de réception 50 et par le transistor 609 de l'atténuateur variable de transmission sous le contrôle des sorties du commutateur vocal. Le commuta- teur vccal fournit des seuils appropriés et là cadence pour la fonction de commutation. Le circuit est agencé pour un fonctionnement à vide, c'est-à-dire que le mode de repos (aucun signal de transmis- sion n'est présent pour une longue durée) est le mode de trans- mission (aucune perte dans la voie de transmission, perte éle- vée dans la voie de transmission). Ainsi que cela est représenté dans la figure 3, les signaux sur le conducteur RSG (garde de commutateur de récep- tion) et le conducteur RTD (conversation reçue décroissante) sont appliqués à l'amplificateur opérationnel 416 pour fournir un signal de contrôle de polarité négative. L'entrée RTD est prélevée au niveau de l'émetteur du transistor 302 (figure 2) à l'entrée de réception du circuit termineur. Le transistor 305 et la résistance 310 fournissent un étage à émetteur suiveur pour séparer cette entrée, fournis- sant une charge d'impédance élevée à la voie de réception et isolant l'entrée RTD de l'entrée RSG. La capacité 401 (figure 3) couple le signal de réception à l'étage de l'amplificateur opérationnel au niveau duquel le gain est déterminé par le 9 2489632 rapport entre la résistance 402 et la résistance 412. La capaci- té 411 fait chuter la haute fréquence en vue d'améliorer la marge d'interruption de transmission. Les diodes 413 et 414 dans le réseau de réaction de l'amplificateur opérationnel 416 améliorent la précision de redressement à une alternance du signal. La capacité 415 améliore la suppression des interféren- ces de radiofréquence. L'entrée RSG est couplée de la sortie de l'amplificateur de puissance (figure 2) par la capacité 403. Le gain de cette entrée est déterminé par le rapport des résistances 404 et 412. Des signaux sont fournis par l'intermédiaire du conducteur TTD à l'amplificateur opérationnel 425 en vue de fournir un signal de polarité positive. L'entrée TTD est couplée de la sortie du préamplificateur de transmission par une capacité 417. Le gain de ce signal est déterminé par le rapport entre les résistances 418 et 421. L'entrée RSG est couplée au niveau de la sortie de l'am- plificateur de puissance, et par l'intermédiaire de la capacité 405 et de la résistance 407, à la base de l'émetteur 408. Le transistor 408 redresse et amplifie les signaux qui dépassent la tension base-émetteur. La résistance 406 assure que le transistor est non passant lorsqu'aucuin signal de réception n'est présent. La résistance 409 et la capacité 410 dans le circuit de collecteur fournissent un filtre passe-bas avec une durée d'attaque rapide. La tension en courant continu dévelop- pée aux bornes de la capacité 410 lorsqu'un signal est présent, va alors décroître rapidement à travers la résistor 419 lors- que le signal disparaît. La polarité positive du signal aux bor- nes de la capacité 410 réduira le signal effectif de l'entrée TTD, d'un facteur qui est déterminé par le rapport entre les résistances 419 et 418. Les diodes 422 et 423 dans le circuit de réaction de l'amplificateur opérationnel 425 fournissent un redressement précis à une alternance du signal d'entrée. La capacité 424 assure la suppression des interférences de radio- fréquence. L'amplificateur opérationnel 431 et ses composants associés fournissent une comparaison (addition linéaire) des sorties redressées et inverse!., enplifie et filtre la somme de ces signaux. Il convient de noter que les sorties 2489632 redresseur par les diodes 414 et 423,sont de polarités oppo- sées; ainsi, la somme de ces signaux est égale à la différence des amplitudes. La sortie du comparateur aura une polarité positive si un signal reçu est présent et une polarité négative si un signal transmis est présent. Les signaux redressés sont couplés en courant continu par l'intermédiaire des résistances 450 et 426, et le gain du circuit comparateur est déterminé par le rapport entre ces résistances et la résistance 430. La varis- tance 428 limite la sortie du comparateur et la capacité 429 assure le filtrage, en sorte que la sortie du comparateur suit l'enveloppe d'un signal de parole. La résistance 432 fournit une polarisation en courant continu pour la borne d'entrée posi- tive de l'amplificateur opérationnel. L'amplificateur opérationnel 439-et ses composants asso- ciés détectent un signal d'entrée situé au-dessus d'un seuil qui est déterminé par la varistance 433. Les résistances 438 et 434 déterminent le gain pour ce signal, au-dessus de ce seuil. La capacité 437 détermine les temps d'attaque et d'évanouisse- ment de ce circuit. La résistance 435 fournit une voie en cou- rant continu pour le courant de polarisation de l'amplificateur opérationnel. La varistance 436 limite la sortie pour éviter une attaque excessive de l'amplificateur opérationnel. La sor- tie de ce circuit aura une polarité négative pour un signal de réception et une polarité positive pour un signal de trans- mission. La sortie du détecteur est reliée, par l'intermédiaire de la résistance 440, à la base du transistor 441 qui assure une fonction de décalage du niveau. Un signal de réception don- ne une sortie de détecteur de polarité négativece cui rend le transistor 441 passant. Le collecteur du transistor 441 est relié à la base du transistor 444 par l'intermédiaire de la ré- sistance 442; de ce fait, un signal de réception rend le transistor 444 passant. La résistance 443 assure que le transis- tor 444 est dans son état non passant lorsqu'aucun signal de réceptionn'estsupérieur au seuil. La tension de contrôle du fil RVL, qui est appliquée à la borne du transistor 514 (figure 2) est prélevée au niveau du collecteur du transistor.444. De ce fait, et lorsqu'un signal de réception est détecté par le cir- cuit du commutateur vocal, le transistor 514 (figure 2) est il 2489632 rendu passant et aucune atténuation n'est produite dans l'atté- nuateur variable de réception. Le collecteur du transistor 444 est également relié, par l'intermédiaire de la résistance 446, à la base du transistor 448 qui inverse le signal de contrôle RVL. La résistance 447 assure que le transistor 448 est dans son état non passant lorsqu'aucun signal n'est reçu. La résis- tance 449 fournit une voie menant du collecteur du transistor 448 à la terre. La tension de contrôle du fil TDL, qui est appliquée à la porte du transistor 609 (figure 2), est prélevée au niveau du collecteur du transistor 448. De ce fait, les ten- sions de commande des atténuateurs variables seront de polari- tés opposées, en sorte que les signaux.sur le conducteur TVL seront de poids élevé (mode de transmission) lorsque les si- gnaux sur le conducteur RVL seront de poids iïfririeur, et inver- sement. Le commutateur de repos 445 est normalement ouvert et as- sure une fonction de repos lorsqu'il est ouvert par verrouil- lage des atténuateurs variables dans le mode réception; par exemple, le transistor 514 est passant, le transistor 609 est non passant. Ceci conduit à une atténuation élevée dans l'atté- * nuateur variable de transmission et autorise la transmission par l'intermédiaire de l'atténuateur variable de réception. Ainsi que cela est représenté dans la figure 4, le transistor 803 agit comme un commutateur pour isoler la batte- rie 9V lorsque le bloc microphone-haut-parleur est inactif. Le courant de base servant à rendre passant le transistor 803 est fourni, par l'intermédiaire d'une résistance 804, par le tran- sistor 805 qui est commandé, à travers la résistance 806, par la tension (VL) aux bornes de la capacité 509 (figure 2) de l'atténuateur variable de réception 50, due à l'extrémité de ligne. Les résistances 802 et 807 assurent que les transistors 803 et 805 sont respectivement dans l'état non passant dans le cas o aucune liaison n'existe avec la ligne téléphonique. La capacité 808 assure le filtrage pour la tension de la batterie qui est appliquée aux circuits. Un diviseur de ten- sion formé par les résistances 809 et 810 détermine la terre pour les circuits du commutateur vocal. Le transistor 811 et la résistance 812 forment un circuit à émetteur suiveur qui, avec 12 2489632 la capacité 813, maintient une différence de potentiel constan- te entre la terre du circuit du commutateur vocal et la borne négative de la batterie, dans le cas de variations du courant de terre. La tension Va est une tension d'alimentation moyenne de référence. Bien que le concept inventif ait été discuté à propos d'une communication provenant ou allant vers un central, il est bien entendu qu'une telle communication peut avoir lieu par l'intermédiaire d'une ligne de communication quelconque, dans laquelle la puissance se présente sous la forme d'une batterie de conversation. Un exemple peut en être une ligne d'intercommu- nica*tions. Le haut-parleur représenté est du type électromécani- que, opérant pour convertir des signaux électriques en signaux audibles. Toutefois, l'invention qui a été décrite ci-dessus peut être envisagée avec d'autres types de transducteurs pour la parole, pour des signaux vidéo ou pour des données, aussi bien sous forme numérique que sous forme analogique. 13 2489632 REVENDICATIONS 1. Circuit d'extrémité de ligne pour la liaison avec une ligne de communication, du type comportant un amplifica- teur de puissance à étages d'entrée et de sortie, caractérisé par le fait que ledit étage d'entrée (521, 523) comporte des composants de polarisation (518, 519) et ledit étage de sortie (525, 532) comporte un composant résistif, qu'il est prévu des moyens (501, 507, 506, 502) pour fournir un courant continu audit amplificateur de puissance, ladite puissance étant reçue par l'intermédiaire de ladite ligne de communication et lesdits moyens étant agencés pour réfléchir sur cette ligne de communi- cation ledit composant dudit étage de sortie, ladite réflexion étant ajustée audit composant de polarisation, un transduc- teur (LS1) est opérable pour convertir les signaux reçus sur cette ligne de communication d'une forme en une autre, ledit transducteur ayant une impédance (533) montée pour former l'im- pédance de sortie dudit étage de sortie, et des moyens (527, 528, 529, 530), 3tabljsentre lesdits étages de sortie et d'entrée de l'amplificateur,étant prévus en vue d'assurer un gain unitaire en courant continu et de fournir un gain en courant alternatif suffisant pour permettre audit transducteur de convertir lesdits signaux. 2. Circuit d'extrémité de ligne selon la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit étage d'entrée de l'ampli- ficateur est un étage différentiel à transistors (521, 523), et ledit étage de sortie de l'amplificateur comprend un transis- tor (532) en montage à émetteur commun. 3. Circuit d'extrémité de ligne selon la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit transducteur est un haut- parleur (LS1) attaqué par une bobine d'induction (533), ladite impédance du transducteur comportant l'impédance de ladite bobine d'induction.