Brevet FR2487976A1 — publié le 19820205

L'invention concerne un dispositif pour détecter le niveau de remplissage dans un récipient, avec une sonde capacitive isolée, montée dans le récipient, dont la capaci- té est fonction du niveau de remplissage, un transformateur de mesure installé au voisinage du récipient et engendrant un signal de mesure fonction de la capacité de la sonde et un appareil d'exploitation éloigné du récipient et relié au transformateur de mesure par une ligne bifilaire qui transmet d'une part l'énergie de courant continu nécessaire au fonctionnement du transformateur de mesure et d'autre part le signal de valeur de mesure délivré par le transforma- teur de mesure à l'appareil d'exploitation. Des dispositifs de ce genre présentent l'avantage qu'entre le transformateur de mesure et l'appareil d'exploi- tation il n'y a qu'une seule ligne bifilaire servant à la fois à l'alimentation en courant du transformateur de mesure et à la transmission des signaux de valeur de mesure. La grandeur de signal qui caractérise le niveau de remplissage est la fréquence des oscillations engendrées par l'oscillateur; des signaux de mesure de cette fréquence, ou de préférence d'une fréquence plus basse dérivée d'elle par division de fréquence, sont superposés au courant continu d'alimentation sur la ligne bifilaire. L'appareil d'exploi- tation constate la fréquence des signaux de valeur de mesure superposés et en déduit une information concernant le niveau de remplissage. Fréquemment, il est simplement nécessaire de constater le dépassement en plus ou en moins de niveaux mini ou maxi prédéterminés; de tels dispositifs sont alors appelés commutateurs de limite. Dans le but de superposer les signaux de valeurs de mesure en shunt au transformateur de mesure, on sait d'après la demande de brevet allemand OS 27 01 184 raccorder à la ligne bifilaire une branche à résistance pilotée à la cadence des signaux de valeurs de mesure. Les signaux de valeurs de mesure sont alors des impulsions de courant additionnelles qui sont superposées au courant continu d'alimentation acheminé par la ligne bifilaire. Lorsque cette mesure est appliquée à un dispositif du genre mentionné au début, la fréquence séquentielle des impulsions de courant superposées exprime alors le niveau de remplissage du récipient. Il est cependant possible également de transformer la fréquence de l'oscillateur en un courant continu qui en est une fonction et de superposer ce courant continu en tant que signal de valeur de mesure au courant continu d'alimentation. L'appareil d'exploitation est dans ce cas constitué de façon à répondre à des variations du courant continu. Sur les dispositifs connus de ce genre, il peut cependant arriver que des pannes sur la sonde ou dans le transformateur de mesure ne soient pas décelées ou soient même intertées comme niveau erroné. Dans certains cas d'application, une carence totale en signaux de valeurs de mesure, provoquée par exemple par la défaillance du transformateur de mesure, par suite d'un court-circuit dans la sonde ou un arrachement de la sonde, peut conduire à une interprétation erronée. Dans le cas de produits de remplissage entraînant des pertes, il peut arriver que les oscillations de l'oscillateur s'arrêtent à cause du fort amortissement quand la sonde est complètement recouverte par le produit de remplissage. Du point de vue de la mesure du niveau, ce phénomène n'est pas gênant parce que l'arrêt des oscillations peut être interprété comme information "récipient plein'. Il subsiste cependant le problème que l'instrument d'évaluation ne peut pas faire la différence entre l'arrêt des signaux de valeurs de mesure comme état de fonctionnement normal et celui d'une perturba- tion grave. Le but de l'invention est de créer un dispositif du genre mentionné cidessus dans lequel des défauts et des perturbations sont reconnus de façon sûre dans l'appareil d'exploitation et différenciés des états de service normaux. f Selon l'invention, le dispositif pour détecter le niveau de remplissage est caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de commutation logé dans le transformateur de mesure et servant à passer par commutation de la sonde capacitive à une capacité test différente de toutes les capacités de sonde pouvant se présenter en service normal, et un dispositif de pilotage pour actionner périodiquement le dispositif de commutation. Dans le dispositif selon l'invention, au cours de 1o chaque période de mise en action du dispositif de commutation, deux genres de signaux de valeurs de mesure différents sont transmis, à savoir au cours d'une période partielle (avec sonde en circuit) des signaux de valeurs de mesure qui expriment les informations concernant le remplissage, et au cours de l'autre période partielle (avec sonde coupée) des signaux de valeurs de mesure qui correspondent à la capacité test et qui indiquent le fonctionnement correct du transformateur de mesure. De cette façon, des défauts et des pannes peuvent être décelés dans l'appareil d'exploita- tion. Etant donné qu'au cours de la période partielle test la capacité de sonde est complètement coupée, le signal test est constant et en particulier indépendant de l'état de remplissage dans le récipient. Il se différencie par ailleurs de tout signal de niveau de remplissage pouvant se présenter en service de sorte qu'il n'y a pas de danger de confusion. Le dispositif selon l'invention est particulièrement indiqué pour des transformateurs de mesure qui renferment un oscillateur dont la fréquence dépend de la capacité de la sonde. Dans ce cas, l'oscillateur engendre à chaque action périodique sur le dispositif de commutation une fréquence test différente de la fréquence de mesure et qui est déterminée par la capacité test. De ce fait, on peut reconnaître dans l'appareil d'exploitation des défauts et des perturbations qui modifient la fréquence d'oscillation de l'oscillateur et simulent de ce fait un niveau de remplis- sage erroné. Par ailleurs, au cas o le produit de remplis- sage entraîne des pertes, on peut reconnaître de façon univoque si l'arrêt des oscillations est du à une panne de l'appareil ou s'il correspond à l'état de service normal dans lequel la sonde est entièrement recouverte. Dans ce dernier cas en effet, au cours des périodes partielles pendant lesquelles la sonde est coupée, l'oscillateur doit se remettre à osciller de sorte qu'au cours de ces périodes partielles, un signal de valeur de mesure avec la fréquence séquentielle correspondante, respectivement la valeur de courant continu correspondante est tranis àâ l'appareil d'Eploitation par la ligne bifilaire. Par contre, dans le premier cas, le signal de valeur de mesure manque totalement, ce qui, avec le dispositif selon l'invention, indique toujours une panne. Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, la sonde capacitive présente une électrode de sonde isolée du récipient par laquelle passe un circuit de courant galvanique piloté par le dispositif de commutation, et il est prévu un circuit de détection qui répond aux impulsions périodiques de courant engendrées dans le circuit galvanique par le fonctionnement périodique du dispositif de commutation et qui, en cas d'avarie des impulsions périodiques de courant, provoque la transmission d'une information caractérisant cette panne à l'appareil d'exploitation. Selon ce mode de réalisation, on peut constater en particulier si dans le raccordement de la sonde, il y a un court-circuit ou une interruption. En effet, dans les deux cas, le circuit de détecteur ne reçoit plus d'impulsions de courant avec la fréquence séquentielle de la mise en route du dispositif de commutation mais au contraire un potentiel constant. D'autres particularités et avantages de l'invention ressortiront encore de la description ci-après. Aux dessins annexes, donnés à titre d'exemples non limitatifs la figure 1 représente le schéma en bloc-diagramme d'un dispositif selon l'invention; la figure 2 est le schéma des circuits du transformateur de mesure prévu dans le dispositif de la figure 1; la figure 3 représente le schéma en bloc-diagramme d'un autre mode d'exécution du dispositif selon l'invention-; et la figure 4 représente le schéma en bloc-diagramme d'un mode d'exécution de l'appareil d'exploitation. Le dispositif représenté à la figure 1 sert à déterminer le niveau de remplissage dans un récipient 1 qui renferme un liquide ou une matière en vrac. Comme exemple, on suppose qu'il s'agit de déterminer un niveau minimum ou maximum prédéfini, de sorte que le dispositif fonctionne en commu- tateur de limite. Dans le récipient 1 est disposée une sonde capacitive 2 dont la capacité varie en fonction du niveau de remplissage. Un transformateur de mesure électronique 3, installé près du récipient, relève les variations de la capacité de la sonde 2 et les transforme en signaux de valeur de mesure sous forme d'impulsions qui sont transmises à un appareil d'exploitation 4 placé à un endroit éloigné. Le transformateur de mesure 3 est relié à l'appareil d'exploi- tation par une ligne bifilaire 5; à travers cette ligne bifilaire s'effectue d'une part l'alimentation en courant du transformateur de mesure 3 à partir d'une source de tension continue 6 placée près de l'appareil d'exploitation 4 et d'autre part le transfert des signaux des valeurs de mesure du transformateur de mesure 3 vers l'appareil d'exploi- tation 4. De la façon usuelle, les signaux des valeurs de o0 mesure dans l'appareil d'exploitation 4 peuvent être utilisés pour signaler que le niveau de remplissage mini ou maxi qui doit être détecté est atteint ou encore pour le déclenchement de commutations par lesquelles par exemple une opération de remplissage ou de vidange est amorcée ou arrêtée. Un des conducteurs 5a de la ligne bifilaire 5 relie une borne 7a du convertisseur de mesure 3 à une borne 8a de l'appareil d'exploitation 4 à laquelle est également raccordé directement le pôle positif de la source de tension continue 6. L'autre conducteur 5b de la ligne bifilaire 5 relie une borne 7b du transformateur de mesure 3 à une borne 8b de l'appareil d'exploitation 4 qui est relié au pôle négatif de la source de tension continue 6 par un commutateur 9. La sonde capacitive 2 présente une électrode de sonde 10 en forme de tige qui constitue une des armatures de la capacité à mesurer alors que l'autre armature est constituée par la paroi métallique du récipient 1. L'électrode de sonde peut être constituée par une tige métallique épaisse d'environ 12 mm, montée verticalement dans le récipient, et isolée du récipient 1 et du produit qu'il contient par une gaine isolante. Une borne lla sur le récipient 1 est reliée directement à la borne 7a par un conducteur 12. De ce fait, le récipient 1 est au potentiel du pôle positif de la source de tension 6. Comme en général le récipient 1 est mis à la terre et que, pour plus de commodité, le potentiel de la terre est choisi comme potentiel de masse des circuits électroniques, il s'agit d'un circuit avec le "pôle positif à la masse". L'alimentation en courant des circuits électroniques que renferme le transformateur de mesure 3 s'effectue entre deux conducteurs 13 et 14 dont le conducteur 13 conduit le potentiel de masse positif alors que le conducteur 14 conduit le potentiel négatif. Cependant le conducteur 13 n'est pas relié directement à la borne 7a mais à une deuxième borne de raccordement llb du récipient 1 qui se trouve à un certain écartement de la borne lia. Cette particularité permet de surveiller si l'armature de la capacité de mesure constituée par le récipient 1 est correctement raccordée. En effet, si la liaison entre le récipient 1 et le pôle positif de la source de tension 6 est interrompue à un endroit quelconque, le transformateur de mesure 3 dont l'alimentation en courant r est également interrompue ne délivre pas de signaux. L'absence totale de signaux est constatée dans l'appareil d'exploitation 4 comme signe de l'existence d'un défaut. Le conducteur 14 est relié à la borne 7b par une diode 15, de sorte que le courant continu d'alimentation peut retourner au pôle négatif de la source de tension continue 6 lorsque le commutateur 9 est fermé. Entre lés conducteurs 13 et 14 est branché un condensa- teur 16 qui, en service, est chargé sensiblement à la tension de la source de tension continue 6 et agit comme accumulateur d'énergie. Le transformateur de mesure 3 comporte un oscillateurHF qui, en passant par un commutateur 17, est relié à une borne de raccordement 18a, de l'une des extrémité de l'électrode de sonde en forme de tige 10. L'oscillateur 20 est constitué de façon à osciller à une fréquence déterminée (par exemple environ 400 kHz) lorsque le commutateur 17 est ouvert. A la fermeture du commutateur 17, la capacité de la sonde présente entre les bornes llb et 18a est ajoutée à la capacité du circuit oscillant de l'oscillateur HF 20, de sorte que la fréquence d'oscillation de l'oscillateur 20 est diminuée plus ou moins fortement en fonction de la valeur de la capacité de la sonde. La valeur de la capacité de la sonde dépend du niveau de remplissage et de la constante diélec- trique du matériau de remplissage; elle est la plus faible si le niveau de remplissage est plus bas que l'extrémité inférieure de l'électrode de la sonde 10 de sorte que la sonde est entourée complètement d'air en tant que diélectrique. La capacité de la sonde augmente avec le recouvrement progressif de la sonde par le produit de remplissage et atteint son maximum lorsque la sonde est entièrement recouverte par le produit de remplissage. Pour cette valeur maximum de la capacité de sonde, la fréquence d'oscillation de l'oscillateur 20 a sa valeur la plus faible. En partant de la valeur numérique de la fréquence d'oscillation maximum fmax = 400 kHz admise cidessus (avec commutateur 17 ouvert), la fréquence d'oscillation minimum (avec commutateur 17 fermé et un recouvrement total de la sonde) peut, par exemple, être fMin = 138 kHz. La fréquence d'oscillation se situe entre ces deux valeurs lorsque la sonde n'est pas recouverte ou recouverte partiellement par le produit de remplissage et que le commutateur 17 est fermé. Si le produit de remplissage entraîne des pertes et que la sonde 2 est recouverte entièrement ou partiellement, les oscillations de l'oscillateur sont atténuées ce qui peut avoir pour conséquence qu'à partir d'un degré de recouvre- ment les oscillations s'arrêtent. Cette situation peut également être utilisée pour le repérage d'un niveau de remplissage prédéterminé. A la sortie de l'oscillateur 20 est raccordé un circuit 21 de mise en forme des signaux qui convertit les oscilla- tions délivrées par l'oscillateur-20 en signaux rectangulaires de même fréquence. Les signaux rectangulaires engendrés par le circuit de mise en forme-des signaux 21 sont amenés à l'entrée d'un diviseur de fréquence 23, qui émet des signaux rectangulaires de fréquence relativement faible. Si le diviseur de fréquence 23 a le facteur de division 2048, la fréquence F des signaux de sortie du diviseur de fréquence 23 se trouve entre les valeurs suivantes si on part des valeurs indiquées ci-dessus pour la fréquence d'oscillation f de l'oscillateur 20. Pour fmax 400 kHz: Fmax =195Hz Pour fmin 138 kHz Fmin = 67Hz Les signaux de sortie du diviseur de fréquence 23 pilotent une branche résistante 24, intercalée entre le conducteur 13 et la borne 7b et qui, dans l'exemple représenté, est constituée par un commutateur 25 en série avec une résistance fixe 26. Le commutateur 25 qui est en réalité un commutateur électronique, est alternativement ouvert et fermé par les signaux rectangulaires délivrés par la sortie du diviseur de fréquence 23, à la cadence de la fréquence de ces signaux. Lorsque le commutateur 25 est fermé, la résistance fixe 26 est en parallèle avec les consommateurs de courant du transformateur de mesure 3 sur les bornes 7a, 7b de la ligne bifilaire 5 de sorte que la branche résistante pilotée 24 est parcourue par un courant IM* La diode 15 empêche que ce courant additionnel IM ne soit prélevé du condensateur 16. Le courant IM doit donc être fourni par la source de tension continue 6 à travers la conduite bifilaire de sorte qu'il se superpose dans la conduite bifilaire au courant continu d'alimentation normal qui passe seul si le commutateur 25 est ouvert. Etant donné que le commutateur 25 est manoeuvré à la cadence des signaux de sortie du diviseur de fréquence 23, on superpose au courant continu d'alimenta- tion sur la conduite bifilaire 5 des impulsions de courant 151M dont la fréquence séquentielle est proportionnelle à la fréquence d'oscillation de l'oscillateur 20. L'appareil d'exploitation 4 renferme des dispositifs de détection des impulsions de courant I M superposées. Dans ce but, on peut par exemple intercaler une résistance 27 de faible valeur ohmique entre la borne 8b et le pôle négatif de la source de tension continue 6. Un circuit de'détection 28 relié aux bornes de la résistance 27 détecte la chute de tension additionnelle qui est engendrée par chaque impulsion de courant IM sur la résistance 27. Etant donné que chaque impulsion de courant IM engendre une chute de tension non seulement sur la résistance 27 mais également sur la ligne bifilaire 5, la tension aux bornes 7a, 7b varie à la cadence des impulsions de courant IM. La diode 15 constitue avec le condensateur 16 un circuit de séparation qui tient éloigné du transformateur de mesure 3 les variations de tension rapides. Le commutateur 17 est actionné périodiquement afin que la capacité de la sonde soit alternativement séparée du circuit oscillant de l'oscillateur 20 ou ajoutée à ce circuit oscillant. Sur l'exemple représenté, la mise en route périodique du commutateur 17 est pilotée par l'appareil d'exploitation 4 au moyen du commutateur 9. Un circuit de synchronisation 29 dans l'appareil d'exploitation 4 ouvre le commutateur 9 périodiquement pendant une courte durée de sorte que la tension continue d'alimentation sur la ligne bifilaire 5-est interrompue pendant cette courte durée. Pour plus de simplicité, on supposera que le commutateur 17 est un contact actif d'un relais 30 dont le bobinage est raccordé d'une part directement à la borne 7b (avant la diode 15) et d'autre part, au conducteur 13 par l'intermé- diaire d'un commutateur normalement fermé 31. Le commutateur 31 est ouvert par le signal de sortie d'un circuit bascule monostable 32 lorsque celui-ci est en position de fonctionne- ment. Le déclenchement du circuit à bascule monostable 32 se fait par le signal de sortie d'un détecteur de défauts de sonde 33 dont l'entrée est reliée à une deuxième borne 18b de la sonde 2. La borne de raccordement 18b est reliée à l'extrémité inférieure de l'électrode de la sonde en forme de tige 10, par exemple par un fil 19 qui passe à l'intérieur de l'isolation de la sonde. Lorsque le commutateur 17 est fermé, il y a donc un passage de courant continu du conduc- teur 13, à travers l'oscillateur 20, le commutateur 17, l'électrode de sonde en forme de tige 10 et le détecteur 33 vers le conducteur 14. Lorsque les commutateurs 9 et 31 sont fermés, le relais est excité de sorte que le commutateur 17 est également fermé. A l'ouverture du commutateur 9 le relais 30 s'ouvre de sorte que le commutateur 17 s'ouvre. De ce fait, le parcours du courant continu passant par l'électrode de sonde 10 vers le détecteur 33 est interrompu. Cette inter- ruption a pour effet que le détecteur 33 déclenche le cir- cuit bascule monostable 32. Le circuit bascule monostable 32 ouvre le commutateur 31 pour la durée de son maintien. Le relais 30 reste donc ouvert lorsque le commutateur 9 est à nouveau fermé. Ce n'est que lorsque le commutateur 31 se ferme à nouveau au bout de la durée de maintien du circuit- bascule monostable 32 que le relais 30 est à nouveau excité, ce qui provoque la fermeture du commutateur 17. Ce processus se répète à chaque ouverture de courte durée du commutateur 9, en admettant bien entendu que la durée de maintien du circuit bascule monostable est plus courte que l'écart de temps entre deux actions sur le commutateur 9. A titre d'exemple on admettra que le circuit de syn- chronisation 29 ouvre le commutateur 9 à des intervalles de temps de 1 s, à chaque fois pour une durée d'environ ms et que le circuit bascule monostable a une durée de maintien d'environ 0,4 s. Dans ce cas le commutateur 17 est commandé de façon telle que pendant chaque période de 1 s il est fermé pendant environ 0,4 s et ouvert pendant environ 0,6 s. De ce fait l'oscillateur 20 engendre au cours de chaque période de 1 s pendant 0,4 s la fréquence de mesure conditionnée par la capacité de la sonde et pendant 0,6 s la fréquence propre la plus élevée (400 kHz dans l'exemple numérique donné plus haut) qui sert de fréquence test. Dans l'appareil d'exploitation 4 on contrôle si. l'alternance périodique de fréquence test et de fréquence de mesure a lieu correctement. Cette mesure permet dans l'appareil d'exploi- tation la surveillance du fonctionnement correct du trans- formateur de mesure et la constatation de différents défauts. On pourra contrôler en particulier, dans le cas de produits de remplissage entraînant des pertes, si un arrêt des oscilla- tions de l'oscillateur est causé par le recouvrement de la sonde ou par une panne du circuit. En effet, dans le premier cas l'oscillation de l'oscillateur doit reprendre périodi- quement chaque fois 0,6 s; une carence permanente de l'oscillation de l'oscillateur indique une panne dans une des parties du circuit. L'interruption périodique de courte durée de la tension continue d'alimentation dans la ligne bifilaire 5 est sans inconvénient pour l'alimentation en énergie des circuits électroniques du transformateur de mesure 3 parce que le condensateur 16 faisant fonction d'accumulateur d'énergie assume l'alimentation en énergie pendant les périodes d'interruption. Si à un endroit quelconque il y a une interruption permanente dans le parcours de courant continu qui passe par l'électrode de sonde 10, par exemple si la sonde est arrachée, le détecteur de défauts de sonde 33 ne déclenche plus périodiquement le circuit-bascule monostable de sorte que l'alternance décrite ci-dessus de fréquence de mesure et de fréquence de test n'a plus lieu. De ce fait, l'exis- tence d'un défaut est indiquée dans l'appareil d'exploi- tation 4. Lorsqu'il y a un défaut dans l'isolation dé la sonde ou si de l'eau de condensation se forme dans la tête de sonde, un courant de fuite s'écoule de la paroi du réci- pient 1, en passant par l'électrode' de sonde, vers le conducteur 14 lorsque le commutateur 17 est ouvert. Le détecteur de défauts de sonde 31 est constitué de façon telle qu'il ne déclenche plus le circuit de bascule monos- table quand ce courant de fuite dépasse une valeur maximum déterminée. Le même effet se produit bien entendu s'il y a un court-circuit entre l'électrode de sonde 10 et la paroi du récipient. Dans tous ces cas de perturbations, l'alter- nance périodique entre fréquence de mesure et fréquence test est dérangée, ce qui provoque l'affichage du défaut sur l'appareil d'exploitation 4. Sur la figure 1 on a représenté encore un autre commutateur 34 qui relie à l'état fermé, une borne 35 au conducteur 13. Le commutateur 34 est actionné en principe de façon synchrone avec le commutateur 17 ce qui est indiqué sur la figure 1 en ce qu'il est également constitué par un contact de travail du relais 30. Le but du commutateur 34 sera expliqué plus tard en relation avec la figure 2. La figure 2 représente le schéma d'un exemple d'exécu- tion du transformateur de mesure 3. Pour plus de clarté on a représenté également le récipient 1 avec la sonde 2. Sur les bornes 7a, 7b est raccordée la ligne bifilaire non représentée qui mène à l'appareil d'exploitation 4 en conformité avec la représentation de la figure 1. On retrouve à nouveau sur la figure 2 les conducteurs 12,13, 14 qui sont raccordés eIlafaçon indiquée sur la figure 1, ainsi que la diode 15 et le condensateur 16 inséré entre les conducteurs 13 et 14. Le commutateur 17 est à nouveau représenté comme contact de travail du relais 30. Il s'agit par exemple d'un relais Reed, de sorte que le commutateur 17 est un contact Reed. Cette constitution est tout à fait possible compte tenu de la période de commutation relativement grande de 1 s. Le commutateur 17 peut cependant être également constitué en commutateur électronique, par exemple sous forme d'un transistor ou d'un commutateur analogique CMOS. L'oscillateur H 20 est monté en oscillateur Meissner à réaction inductive. Il renferme un transistor npn T1 dont le collecteur est raccordé à travers une résistance R1 et une induction L1 au conducteur 13 à potentiel positif, alors que l'émetteur est relié à travers une résistance R2 au conducteur 14 à potentiel négatif. L'inductance L constitue, conjointement avec un condensateur Cl qui lui est monté en parallèle, le circuit oscillant qui détermine la fréquence. Pour une induction L1 = 720 pH et une capacité Cl = 220 pF, l'oscillateur établit la fréquence d'oscilla- tion précitée de 400 kHz. La réaction se fait par une inductance L2 placée dans le circuit de base du transistor T1 et qui est couplée par induction avec l'inductance L. L'inductance L2 est reliée à travers une résistance R3 à la prise d'un diviseur de tension qui fournit la tension de polarisation de la base, monté entre les conducteurs 13 et 14 et qui est constitué par le branchement en série d'une- résistance R4, d'une diode Dl et d'une résistance R5. Un condensateur C2 connecté entre la prise sur le diviseur de tension et le conducteur 14 sert au découplage HF. L'oscillation engendrée est prélevée au point de jonction entre l'inductance L2 et la résistance R3 et elle est transférée à travers un condensateur C à l'entrée du circuit de formation des impulsions 21. La résistance R1 placée dans le circuit de collecteur du transistor T assure que même si le transistor T1 est en circuit, seules les composantes de circuit d'oscillation L1, C1 déterminent la fréquence de l'oscillateur. Une des bornes du condensateur de circuit oscillant C1 est reliée au conducteur 13 auquel est également raccordé le récipient 1. Le commutateur 17 est relié à l'autre borne du condensateur de circuit oscillant C1, de sorte que lorsque le commutateur 17 est fermé, la capacité de sonde qui existe entre le récipient 1 et l'électrode de sonde 10 est en parallèle avec le condensateur de circuit oscillant Cl. Pour une capacité de sonde de 1,6 nF on a une fréquence d'oscillation minimum fMin = 138 kHz. Le circuit de formation des signaux 21 est constitué par deux étages d'amplification montés en cascade, leur amplification totale est suffisamment grande pour qu'un effet de limitation se produise, de sorte qu'à la sortie du deuxième étage d'amplification on obtient un signal rectangulaire. En tant que circuit de base pour chaque étage d'amplification on se sert d'un inverseur-Ou conver- tisseur - intégré IC1, IC avec une résistance de réaction R6, respectivement R7. Les transistors MOS à canaux n et p de chaque étage d'amplification, lorsqu'ils sont sollicités par le signal HF, sont tous deux conducteurs pendant un temps de transition déterminé; afin de limiter les courants de commutation des transistors MOS qui circulent alors et l'absorption de courant plus élevée par l'amplificateur qui en résulte, on insère dans les liaisons entre les prises de courant de chaque convertisseur et les conducteurs 13, respectivement 14, des résistances R8, R9, R1o, Rjj* La sortie du premier étage d'amplification est couplée à l'entrée du deuxième étage d'amplification à travers un condensateur C4. Le signal de sortie du deuxième étage d'amplification est appliqué à l'entrée du signal du diviseur de fréquence 23 qui peut par exemple être consti- tué par un compteur binaire intégré IC3 à 12 chiffres binaires du type 4040. La fréquence du signal rectangulaire fourni par le circuit de formation des signaux 21 est divisée de ce fait par 2048 et on obtient à la sortie du diviseur de fréquence 23 un signal d'une fréquence entre 195 Hz et 67 Hz. Le commutateur 25 de la branche résistante pilotée 24 est constitué par un transistor T2 dont le collecteur est relié au conducteur 13 à travers la résistance fixe 26, alors que l'émetteur est raccordé directement à la borne 7b. La sortie du diviseur de fréquence 23 est reliée à travers un condensateur C5 en série avec une résistance R16 à la base du transistor T2 qui par ailleurs est reliée à la borne 7b par le branchement en parallèle d'une résistance R17 et d'une diode D2. Le condensateur C5 constitue avec les résistancesR16 et R17 un élément de différenciation qui fait qu'à chaque flanc montant du signal rectangulaire délivré par la sortie du diviseur de fréquence 23 le transistor T2 devient conducteur pendant une courte durée d'environ 200 ps. Au cours de cette période de commutation du transistor T2, une impulsion de courant IM passe par la branche résistante pilotée 24. Cette impulsion, dont la grandeur est déterminée par la résistance fixe 26, se superpose au courant de base dans la ligne bifilaire 5. Le commutateur 31 est constitué par un transistor pnp T3 dont l'émetteur est raccordé au conducteur positif 13 et dont le collecteur est relié à la borne 7b à travers le bobinage du relais 30, une résistance R18à basse valeur olmique pouvant éventuellement être branchée en série afin de limiter le courant. Une diode D court-circuite le bobinage du relais afin de mettre en court-circuit des pointes de commutation. Le commutateur 34 est également constitué par un transistor pnp T4 dont le parcours émetteur-base est en parallèle avec une résistance R19, en série avec le bobinage du relais 30 dans le circuit de collecteur du transistor T3. Le collecteur du transistor T est relié à la borne 35 à travers une diode D et une résistance R20. Le circuit de bascule monostable 32 renferme un ampli- ficateur opérationnel intégré IC4, par exemple du type 1458, dont l'entrée non inverseuse est raccordée à la prise d'un diviseur de tension inséré entre les conducteurs 13 et 14 et constitué par deux résistances R21, R22. Entre la sortie de l'amplificateur opérationnel IC4 et le conducteur positif 13 est raccordé un diviseur de tension R23, R24 dont la prise est reliée à la base du transistor pnp T3. Le détecteur de défauts de sonde 33 contient un amplificateur opérationnel IC5 branché au comparateur. L'entrée inverseuse de cet amplificateur opérationnel est raccordée à la prise d'un diviseur de tension constitué par deux résistances en série R26, R27 branchées entre le conducteur positif 13 et le conducteur négatif 14. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel IC5 est reliée à travers une résistance R28 à la borne 18b de la sonde 2 et à travers une résistance R29 au conducteur négatif 14. Un condensateur C6 est branché en parallèle à la résistance R28. Lorsque le commutateur 17 est fermé, il y a un parcours de courant continu du conducteur 13 à travers l'inductance Ll, le commutateur 17, la borne 18a, l'électrode de sonde , la borne 18b, la résistance R28 et la résistante R29 au conducteur 14. Ce parcours de courant continu est parcouru par un courant continu auquel est superposé un courant HF déterminé. Etant donné que l'induction L et l'électrode de sonde 10 peuvent être considérées came court-circuit pour le courant continu, les résistances R28 et R29 constituent un diviseur de tension pour le courant continu à la prise duquel est raccordée l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel IC, alors que la tension HF présente sur cette prise est filtrée par le condensateur C6. Les résistances R28 et R29 sont de même valeur de sorte que, le commutateur 17 étant fermé, il existe une tension sur l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel IC5 qui est égale à la moitié de la tension d'alimentation présente entre les conducteurs 13 et 14. Si par contre, le commutateur est ouvert, l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel IC5 est au potentiel du conducteur négatif 14. Par contre, la résistance R26 est plus grande que la résistance R27; ces résistances ont des valeurs telles que le potentiel sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel IC5 constitue à peu prèsla moyenne entre les deux potentiels qui apparaissent périodiquement et alter- nativement à l'ouverture et à la fermeture du commutateur 17 sur l'entrée non inverseuse. L'amplificateur opéra- tionnel IC5 n'est pas à réaction de sorte qu'il fonctionne en comparateur de valeurs de seuil dont la sortie conduit le potentiel d'alimentation positif ou négatif selon que le potentiel présent sur l'entrée non inverseuse se situe au-dessus ou au-dessous du potentiel sur l'entrée inverseuse. Entre la sortie de l'amplificateur opérationnel IC5 et le conducteur positif 13 est branché un condensateur C7 en série avec une résistance R30. Parallèlement à la résistance R30 se trouve une diode D5. L'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel IC4 est raccordée au point de jonction entre le condensateur C7 et la résistance R30. Ce circuit fonctionne de la façon suivante: Si le commutateur 9 dans l'appareil d'exploitation 4 est fermé et que de ce fait la tension de service entière est appliquée aux bornes 7a, 7b, le transistor T3 est conducteur de courant (commutateur 31 fermé) de sorte que le relais est excité. Le commutateur 17 est fermé de sorte que l'oscillateur 20 oscille à la fréquence de mesure déter- minée par la capacité de la sonde. Le parcours de courant continu passant par le commutateur 17 et l'électrode de sonde 10 est fermé de sorte que l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel IC5 est soumise à un potentiel plus élevé que celui de l'entrée inverseuse. La sortie de l'amplificateur opérationnel IC5 conduit le potentiel positif du conducteur 13. Le condensateur C7 est déchargé et l'entrée inverseuse de l'amplificateur opéra- tionnel IC4 est soumise au potentiel positif du conducteur 13 qui est plus élevé que le potentiel appliqué à l'entrée non inverseuse, déterminé par le diviseur de tension R21, R22. De ce fait, la sortie de l'amplificateur opérationnel IC4 conduit un potentiel bas qui, à travers le diviseur de tension R23, R24, rend le transistor T3 conducteur de courant. Quand la liaison entre la-borne 7b et le pôle négatif de la source de tension continue 6 est interrompue pendant une courte durée d'environ 10 ms par ouverture du commu- tateur 9, le condensateur 16 qui agit comme accumulateur d'énergie, maintient la tension entre les conducteurs 13 et 14 ce qui assure l'alimentation en courant des circuits électroniques du transformateur de mesure 3 y compris les amplificateurs opérationnels IC4 et IC5, pendant la durée de cette interruption. La diode 15 bloque cependant la transmission de la tension du condensateur 16 à la borne 7b. Le bobinage du relais 30 n'est donc plus alimenté en courant de sorte que le relais se relâche et que le commu- tateur 17 s'ouvre. L'oscillateur 20 oscille à ce moment à la fréquence test. En même temps le parcours de courant continu vers le détecteur de défauts de sonde 33 est interrompu de sorte que l'entrée non inverseuse de l'ampli- ficateur opérationnel IC5 passe au potentiel négatif du conducteur 14. De la même façon la sortie de l'amplifi- cateur opérationnel IC5 se met au potentiel négatif. Comme dans un premier temps le condensateur C7 est déchargé, l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel IC4 est également à un potentiel qui est plus bas que le potentiel appliqué à l'entrée non inverseuse. De ce fait, la sortie de 1 'amplificateur opérationnel est aupotentiel positif et le transistor T3 est bloqué (commutateur 31 ouvert). Si, dans ces conditions, le commutateur 9 est à nouveau fermé après la courte durée de 10 ms, le relais 30 demeure non alimenté parce que le transistor 31 est bloqué. Rien n'est changé à l'état du circuit, abstraction faite que l'alimentation en courant s'effectue à nouveau par la ligne bifilaire 5 et que la charge consommée du condensa- teur 16 est à nouveau complétée. L'oscillateur 20 continue à osciller à la fréquence test et les impulsions obtenues à partir d'elle par division de la fréquence sont super- posées au courant d'alimentation. Le condensateur C7 est chargé à travers la résistance R30. Dès que le potentiel sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel IC 4 dépasse le potentiel sur la prise du diviseur de tension R21, R22, la sortie de cet amplificateur opérationnel se met à nouveau à un potentiel négatif, de sorte que le transistor T3 redevient conducteur de courant. Le relais 30 est excité et le commutateur 17 se ferme. La constante de temps de l'élément RC constitué par la résistance R30 et le condensateur C7 est calculée de façon à ce que cette inversion ait lieu après 0,6 s. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel IC5 reçoit à nouveau le potentiel plus élevé déterminé par le diviseur de tension R28, R29 et la sortie de cet amplificateur opérationnel IC5 se met à nouveau au potentiel positif. Le condensateur C7 se décharge à travers la diode D5. L'état initial est à nouveau atteint à ce moment. En service normal les mêmes processus se répètent à chaque ouverture du commutateur 9. Si le circuit de courant continu passant par l'élec- trode de sonde 10 est interrompu à un endroit quelconque de façon permanente, par exemple à la suite d'un arrache- ment de la sonde, l'entrée non inverseuse de l'amplifi- cateur opérationnel IC5 reste constamment au potentiel du conducteur 14, et de ce fait la sortie de l'amplificateur opérationnel garde constamment le potentiel moins élevé. Lors d'un court-circuit entre l'électrode de sonde 10 et la paroi du récipient,-l'entrée non inverseuse de l'ampli- ficateur opérationnel IC5 est par contre en permanence au potentiel plus élevé déterminé par le diviseur de tension R28, R29, de sorte que la sortie de l'amplifi- cateur opérationnel IC5 reste constamment au potentiel positif. Enfin, lorsqu'un courant de fuite s'établit entre l'électrode de sonde 10 et la paroi du récipient 1, par exemple-à la suite d'un défaut de l'isolation de la sonde ou par suite de formation d'eau de condensation, le potentiel sur la prise du diviseur de tension R28, R29, le commutateur 17 étant ouvert, ne tombe pas complètement au. potentiel négatif du conducteur 14 mais seulement à une valeur intermédiaire qui correspond à la chute de tension qu'entraîne le courant de fuite sur la résistance R29. Si cette valeur de tension inférieure ne tombe pas au-dessous du potentiel appliqué à la prise du diviseur de tension R26, R27, le signal de sortie de l'amplifica- teur opérationnel IC5 reste également en permanence au potentiel élevé. En dimensionnant de façon suffisamment large les résistances du diviseur de tension R28, R29, on peut arriver au résultat que cet effet se produit déjà pour une valeur relativement faible du courant de fuite, par exemple environ 18 pA. Au cours de tous les dérangements décrits ci-dessus, l'alternance périodique susmentionnée entre fréquence de mesure et fréquence test ne se produit plus. Si la sortie de l'amplificateur opérationnel IC5 est constamment au potentiel élevé, la sortie de l'amplificateur opérationnel IC4 reste constamment au potentiel négatif; si la sortie de l'amplificateur opérationnel IC5 est constamment au potentiel négatif, la sortie de l'amplificateur opération- nel IC4 se met au potentiel bas après chargement du condensateur C7 et s'y maintient. Dans les deux cas, le transistor T3 reste constamment passant de sorte qu'à la fermeture du commutateur 9, après la courte durée de 10 ms, le relais 30 reçoit à nouveau du courant. Le commutateur 17 est donc ouvert tout au plus pendant la courte durée de 10 ms de sorte que le rapport de durée entre les inversions de fréquence est fortement modifié. On pourrait même prévoir le circuit de façon que le commutateur 17 reste fermé pendant la courte durée de 10 ms. Dans l'appa- reil d'exploitation la fréquence test ne sera pas du tout perceptible ou seulement durant un temps très court pendant la période partielle prédéterminée de 0,6 s. En service normal de la sonde et du transformateur de mesure l'appareil d'exploitation reçoit donc des impul- sions de courant 'M d'une durée d'environ 200 ps, super- posées au courant de base, qui en alternance périodique ont à chaque fois pendant 0,6 s une fréquence séquentielle de 195 Hz et pendant 0,4 s une fréquence séquentielle plus basse qui correspond au niveau de remplissage et qui (pour des produits de remplissage entraînant des pertes) peut également être nulle. Lors de la mise en service de l'appareil on effectue un tarage sur le niveau limite à détecter en mettant en mémoire dans l'appareil d'exploi- tation 4 la fréquence séquentielle des impulsions de courant transmises IM avec le commutateur 17 ouvert et avec le commutateur 17 fermé. En service la fréquence séquentielle des impulsions de courant IM transmises est comparée aux valeurs mises en mémoire. Si, au cours d'une période partielle de 0,4 s on constate une fréquence séquentielle des impulsions qui correspond à la valeu.r mise en mémoire, ceci est le signe que le niveau limite à détecter est atteint; un relais pourra alors être actionné dans l'appareil d'exploitation, permettant par ses contacts de signaler vers l'extérieur que le niveau limite est atteint ou de mettre en route des opérations de commutation correspondantes. Si, au cours de l'autre période partielle de 0,6 s, la fréquence séquentielle des impulsions de courant I M transmises s 'écarte de la valeur correspondante mise en mémoire de plus qu'une plage de tolérance déterminée à l'avance, ceci est un indice d'-un fonctionnement incorrect de l'oscillateur 20 dans le transformateur de mesure 3, par exemple à la suite d'un défaut sur un des composants. Dans ce cas, un relais-d'alarme est actionné dans l'appareil d'exploitation 4, indiquant une perturbation. Ce relais d'alarme est actionné également si la fréquence test n'apparaît pas au cours d'un intervalle de temps déterminé pendant chaque période partielle de 0,6 s ou si la fréquence test apparaît pendant la période partielle prévue pour la transmission de la fréquence de mesure. Dans le dispositif décrit ci-dessus on a admis que l'électrode de sonde 10 est équipée de deux bornes de raccordement 18a, 18b de sorte que l'électrode de sonde est parcourue par un circuit de courant galvanique dont l'interruption durable indique un arrachement de la sonde. Le dispositif peut cependant être utilisé également avec des sondes en forme de baguettes qui ne présentent qu'une seule borne de raccordement. Il est vrai que dans ce cas le repérage d'un arrachement de la sonde de la façon décrite ci-dessus n'est plus possible mais toutes les autres fonctions du circuit restent inchangées. Lorsqu'on est en présence d'une électrode de sonde 2487P76 entièrement isolée qui ne doit pas entrer en contact conducteur avec le produit de remplissage, il suffit de raccorder l'électrode de sonde sur la borne i8a et de relier en les court-circuitant les bornes 18a et 18b. Le diviseur de tension R28, R29 reçoit alors les mêmes impulsions de courant qu'auparavant à travers le commu- tateur 17, de sorte que l'alternance entre fréquence test et fréquence de mesure se déroule de la façon décrite. Dans ce cas, le détecteur 33 répond même à l'apparition * d'un défaut dans l'isolation de la sonde ou d'un court- circuit dans la sonde. Lorsqu'on utilise une électrode de sonde partielle- ment isolée, ceci n'est plus possible parce que le contact de l'électrode de la sonde avec le produit de remplissage simulerait une fuite (respectivement un court- circuit). L'alternance périodique entre fréquence test et fréquence de mesure peut cependant être maintenue également dans ce cas en reliant la borne 18b à la borne 35. Le diviseur de tension R28, R29 est alors relié en passant par la résistance R20, la diode D4, le commutateur 34 constitué par le transistor T4 et le commutateur 31 constitué par le transistor T3 au conducteur positif 13. Le transistor T4 est ouvert par la chute de tension sur la résistance R19 toutes les fois que le relais 30 est excité; le commutateur 34 est donc actionné de façon synchrone avec le commutateur 17. De ce fait, le détecteur 33 reçoit également dans ce cas les mêmes impulsions de courant qu'auparavant et l'alternance périodique entre fréquence test et fréquence de mesure a lieu de la façon décrite. Le dispositif de test et de détecteur est indépendant de la façon dont sont engendrés les signaux de mesure qui sont transmis par la ligne bifilaire. En particulier, il ne se limite pas au cas décrit ci-dessus en tant qu'exemple dans lequel la fréquence d'oscillation dépend de la capacité de la sonde. Sur la figure 3, on a représenté une autre forme d'exécution d'un dispositif de mesure de niveaux de remplissage qui se distingue du dispositif représenté sur les figures 1 et 2 par les moyens pour la production des signaux de valeurs de mesure. Les mêmes composants que ceux de la figure 1 portent les mêmes indices de référence. Dans le dispositif de la figure 3, l'oscillateur HF 40 engendre en permanence une fréquence fixe qui est indépendante de la capacité de la sonde 2. A la sortie de l'oscillateur 40 est raccordé l'enroulement primaire d'un transformateur 41"dàiit l'enroulement secondaire est relié à travers le commutateur 17' à l'électrode de sonde 10. Le commutateur 17' correspond au commutateur 17 des figures 1 et 2; cependant il est constitué en contact inverseur qui, à l'état de repos (le relais 30 relâché) relie l'enroulement secondaire du transformateur 41 à une capacité-test fixe 42. Sur l'enroulement secon- daire du transformateur 41 est raccordé un circuit de mesure de la capacité 43 qui délivre une tension de sortie qui est une fonction de la capacité reliée à l'enroulement secondaire. Un convertisseur tension/ fréquence 44 reçoit la tension de sortie du circuit de mesure de la capacité 43 et engendre des impulsions de sortie dont la fréquence séquentielle dépend de cette tension. Par ces impulsions le commutateur 25 est actionné. La mise en action du commutateur 17' s'effectue par le relais 30, le détecteur de défauts de sonde 33 et le circuit bascule monostable 32 de la façon décrite ci- dessus à chaque ouverture de courte durée du commutateur 9. En service normal des impulsions sont transmises par la conduite bifilaire 5 qui, pendant chaque période de 1 s, ont pour une durée de 0,6 s une fréquence test déterminée par la capacité test 42 et pour une durée de 0,4 s une fréquence de mesure déterminée par la capacité de la sonde. Lors de la défaillance d'une des parties du circuit, lors d'un arrachement de la sonde, d'un court-circuit dans la sonde ou d'un défaut d'isolation de la sonde, cette alternance régulière de fréquence test et de fréquence de mesure est perturbée, ce qu'on reconnaît dans l'appareil d'exploitation 4 comme indice d'un défaut. Dans cette forme d'exécution également, la capacité test 42 est dimensionnée de façon à être différente de toutes les capacités de sonde qui se présentent au cours du fonctionnement. Par ailleurs, la capacité de sonde est complètement coupée pendant les périodes partielles de test de sorte que la fréquence test est constante et indépendante du degré de remplissage. Bien entendu différentes modifications du circuit décrit sont possibles. Ainsi, sur les exemples de réalisa- tion décrits, il n'est pas absolument nécessaire que la tension de courant d'alimentation sur la ligne bifilaire 5 soit entièrement interrompue pour l'excitation d'un relais. La mise en action du commutateur 17, respectivement 17', pourrait s'effectuer également par un circuit à trigger, déclenché par exemple par un abaissement de courte durée, en forme d'impulsion, de la tension à une valeur plus faible mais différente de zéro, ou le déclenchement pourrait s'effectuer par des signaux d'autre sorte, par exemple des signaux à fréquence acoustique. L'alternance périodique entre signaux de mesure et signaux test décrite ci-dessus, indépendants de la capacité de la sonde, permet additionnellement une compensation automatique des influences exercées par le milieu ambiant et qui peuvent avoir des incidences sur les résultats de la mesure, en particulier celle de la température. Si par exemple,sur les exemples d'exécution décrits ci-dessus la fréquence de l'oscillateur HF 20 (de la figure 1 et de la figure 2) ou de l'oscillateur HF 40 (de la figure 3) se modifie à la suite de l'influence de la température, la fréquence des signaux de valeurs de mesure transmis par la ligne bifilaire 5 se modifie égale- ment. Si rien d'autre n'est prévu, cette modification de la fréquence due aux changements de la température sera interprétée par l'appareil d'exploitation comme variation de la capacité de la sonde de sorte que le résultat de la mesure est faussé. Les résultats de mesure sont faussés de manière analogue si la fréquence d'oscilla- tion est modifiée par d'autres influences, par exemple par un vieillissement des composants ou lorsque la modification du paramètre des signaux de va&eur de mesure qui représente la capacité de la sonde n'est pas causée par l'oscillateur HF mais par un ou plusieurs composants du transformateur de mesure. Tous ces phénomènes gênants peuvent être supprimés dans le dispositif décrit du fait qu'au cours de chaque période de mesure il existe à côté du signal de mesure également un signal test qui est indépendant de la capacité de la sonde et que les influences susmentionnées, telles que des changements de température, s'exercent de la même façon sur les signaux de mesure et sur les signaux test. Le dispositif de détection 28 (figures 1 et 3) est constitué de façon telle qu'il met en mémoire à chaque période de mesure la valeur du signal test représentant la capacité, c'est-à-dire, dans les exemples d'exécution décrits ci-dessus, la fréquence séquentielle des impulsions de courant transmises par la ligne bifilaire 5, et l'utilise pour la correction du signal de valeur de mesure transmis consécutivement. Cette correction peut être effectuée par exemple par l'un des moyens suivants: 1. Dans le cas le plus simple, la valeur mémorisée du signal test est utilisée comme grandeur de référence lors de l'évaluation du signal de valeur de mesure. 2. La valeur mémorisée du signal test est comparée à la valeur initiale fixée lors de la mise en service du circuit et l'écart est utilisé en tant que grandeur de correction. Sur la figure 4, on a représenté comme exemple un schéma en bloc-diagramme simplifié de l'appareil d'exploi- tation 4 qui met en oeuvre le premier des moyens cités ci- dessus dans le cadre des exemples d'exécution des figures 1, 2 et 3 décrits. On retrouve sur la figure 4 la source de tension 6, la résistance 27, le commutateur 9 et le circuit de commande temporaire 29. Le circuit de détection 28 comporte un détecteur de fréquences d'impulsions 50 qui délivre à la sortie un signal (de préférence numérique) qui représente la fré- quence séquentielle des impulsions de courant qui passent par la résistance 27. Dans l'exemple numérique choisi ci- dessus, à condition qu'il n'y ait pas de perturbation, le signal de sortie du détecteur de fréquences d'impulsions représente au cours de chaque période de mesure de 1 s, pendant la durée de l'intervalle de mesure de 0,4 s la fréquence de mesure et pendant la durée de l'intervalle test de 0,6 s la fréquence test. A la sortie du détecteur de fréquences d'impulsions 50 sont raccordées en parallèle les entrées d'une calculatrice de hauteur de remplissage 51 et d'un circuit de contrôle 52. La calculatrice de niveau de remplissage 51 détermine à partir de la fréquence de mesure qui se présente au cours de l'intervalle de temps de mesure la capacité de la sonde et à partir de celle-ci le niveau de remplissage; lorsqu'il s'agit d'une mesure de niveau en continu, elle délivre à la sortie un signal qui indique le niveau de remplissage, alors qu'en utilisation comme commutateur de limite de niveau de remplissage elle délivre un signal lorsque le niveau de remplissage détecté dépasse en plus ou en moins une valeur prédéterminée. Le circuit de contrôle 52 vérifie si les fréquences de mesure et de test se suivent à la cadence correcte et il fournit sur une ou plusieurs sorties des signaux qui indiquent la présence d'une perturbation et éventuellement son origine. La synchronisation des circuits 50, 51 et 52 se fait par le circuit de synchronisation 29 qui fixe le début de chaque période de mesure par action sur le commutateur 9. Pour la correction des erreurs qui a été explicitée plus haut on a prévu une mémoire 53 qui est également raccordée à la sortie du détecteur de fréquences d'impulsions 50 et qui est pilotée par le circuit de synchronisation 29. La mémoire 53 accumule au cours de chaque période de mesure la fréquence-de test relevée au cours de l'intervalle de temps test et elle fournit à la sortie la valeur mémorisée au cours de l'intervalle de temps de mesure qui suit. Cette valeur mémorisée est appliquée à une deuxième entrée de la calculatrice de niveau de remplissage. Dans la calculatrice 51, la valeur fournie par la mémoire 53 de la fréquence test est utilisée comme grandeur de référence lors de l'évaluation de la fréquence de mesure. La valeur de la fréquence test est dans le même rapport par rapport à la capacité test (C1 sur la figure 2, 42 sur la figure 3) que la valeur de la fréquence de mesure par rapport à la valeur de la capacité de sonde-à mesurer. Des variations de température ou autres influences qui serépercutent de la même façon sur la fréquence test et la fréquence de mesure n'ont donc pas d'incidence sur le résultat de la mesure si la capacité de sonde à mesurer est déterminée sur la base du rapport entre fréquence test et fréquence de mesure. Sur la figure 4, on a indiqué en pointillés de quelle façon le circuit peut être modifié afin de fonctionner selon le deuxième moyen indiqué. La liaison entre la sortie de la mémoire 53 et la deuxième entrée de la calculatrice de niveau de remplissage 52 est coupée entre les points A et B. Au point A est raccordée une entrée 55 d'un circuit de comparaison 54 qui reçoit sur une deuxième entrée 56 un signal qui représente la valeur initiale de la fréquence test fixée lors de la mise en service du circuit. Le circuit de comparaison 54 délivre alors sur la sortie reliée au point B un signal qui représente l'écart entre la fréquence mémorisée et la valeur initiale. Ce signal est amené à la calculatrice de niveau de remplissage 51 en tant que signal de correction o il est utilisé pour corriger les variations d es aux variations de température ou à d'autres influences lors de l'exploitation du signal de valeur de mesure. Bien entendu, il serait également possible de relier directement la première entrée 55 du circuit de comparaison 54 à la sortie du détecteur de fréquences d'impulsions 50 et de raccorder la mémoire 53 à la sortie du circuit de comparaison 54. Dans ce cas, le circuit de comparaison ferait la comparaison entre la fréquence test et la valeur initiale au cours de chaque intervalle de temps test et la mémoire 53 ne retiendrait pas la valeur de la fréquence test, mais l'écart constaté. Le dispositif fonctionne de façon correspondante lorsque le paramètre du signal de mesure et du signal test représentant la capacité n'est plus la fréquence séquentielle d'impulsions mais un autre paramètre par exemple la largeur d'impulsion en modulation de largeur d'impulsion ou encore le codage en modulation d'impulsions à code. Ce qui est particulièrement important est que le dispositif de correction décrit compense automatiquement toutes les influences qui se répercutent de la même façon sur la fréquence test et la fréquence de mesure, indépendam- ment de la nature de ces influences (dépendance de la température, vieillissement de composants, etc.) et de la partie de circuit qui est à l'origine de la variation. De plus, un avantage essentiel est que la correction des influences du milieu ambiant ne s'effectue pas dans le transformateur de mesure qui se trouve à l'emplacement de la sonde, mais dans l'appareil d'exploitation qui en est éloigné sans qu'il soit nécessaire de transmettre des signaux de commande additionnels par la ligne bifilaire. La solution décrite est également particulièrement adaptée au cas o le circuit de détection 28 de l'appareil d'exploitation est constitué par un micro-ordinateur programmé en conséquence. REVENDICATIONS 1. Dispositif pour détecter le niveau de remplissage dans un récipient avec une sonde capautive solée (2), retée dans le récipient (1), dont la capacité est fonction du niveau de remplissage, un transformateur de mesure (3) installé au voisinage du récipient (1) et engendrant un signal de valeur de mesure fonction de la capacité de la sonde (2), et un appareil d'exploitation (4) éloigné du récipient (1) et relié au transformateur de mesure (3) par une ligne bifilaire (5) qui transmet d'une part l'énergie de courant continu nécessaire au fonctionnement du transformateur de mesure (3) et d'autre part le signal de mesure délivré par le trans- formateur de mesure (3) à l'appareil d'exploitation (4), caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de commuta- tion (17, 17') logé dans le transformateur de mesure (3) et servant à passer, par commutation, de la sonde capacitive (2) à une capacité test (Ci, 42), différente de toute capacité de sonde pouvant se présenter en service normal, et un dispositif de pilotage (9, 29) servant à actionner périodiquement le dispositif de commutation (17, 171). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le transformateur de mesure (3) renferme un oscillateur (20, 40) dont la fréquence est fonction de la capacité de la sonde (2), respectivement de la capacité test (CI, 42). 3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que dans l'appareil d'exploitation 4, il est prévu un dispositif (9) piloté en fonction du temps qui modifie périodiquement sous forme d'impulsions la tension continue du courant d'alimentation dans la ligne bifilaire (5) et en ce que dans le transformateur de mesure (3) se trouve un circuit de commande (30, 31, 32) qui répond à chaque modification sous forme d'impulsion de la tension continue du courant d'alimentation et met en action le dispositif de conmultation (17, 171). 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de commande renferme un circuit à bascule monostable (32) dont la durée de maintien est plus petite que la période et plus grande que -la durée des variations sous forme d'impulsions de la tension continue de courant d'alimentation. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 ou 4, caractérisé en ce que la variation de la tension continue de courant d'alimentation consiste en une courte interruption. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que dans le transformateur de mesure (3) il est prévu un accumulateur d'énergie (16) pour ponter les variations périodiques en forme d'impulsions de la tension continue du courant d'alimentation. 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la sonde capacitive (2) présente une électrode de sonde (10) isolée du récipient (1) par laquelle passe un circuit de courant galvanique piloté par le dispositif de commutation (17, 17'), et en ce qu'il est prévu un circuit de détection (33) qui répond aux impulsions périodiques de courant engendrées dans le circuit de courant galvanique par le fonctionnement périodique du dispositif de commutation et qui, en cas d'avarie des impulsions périodiques de courant, provoque la transmission d'une information caractérisant cette carence à l'appareil d'exploitation (4). 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'en cas d'avarie des impulsions périodiques de courant, le circuit de détection (33) bloque la mise en route périodique du dispositif de commutation (17, 17') ou en modifie le rapport des durées de marche/arrêt. 9. Dispositif selon les revendications 7 ou 8, caracté- risé en ce que le circuit de détection (33) comporte un comparateur de valeur de seuil (IC,) dont une des entrées est raccordée à la prise d'un diviseur de tension (R28, R29) monté en série avec l'électrode (10) de sonde (2), et dont l'autre entrée est reliée à une tension continue fixe. 10. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel le circuit de commande renferme un circuit à bascule mono- stable (32) dont la durée de maintien est plus petite que la période et plus grande que la durée des variations sous forme d'impulsions de la tension continue de courant d' alimentation caractérisé en ce que la sortie du comparateur de valeur de seuil (IC5) est reliée à l'entrée de déclenche- ment du circuit à bascule monostable (32). 11. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 9 ou 10, caractérisé en ce que l'électrode de sonde est à une seule borne de raccordement et en ce que le diviseur de tension est raccordé à cette borne. 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 9 ou 10, caractérisé en ce que lors de l'utilisation d'une électrode de sonde à une seule borne de raccordement, le diviseur de tension est relié à la tension à travers un deuxième dispositif de commutation (34) qui est actionné en synchronisme avec le premier dispositif de commutation (17, 17'). 13. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions précédentes, caractérisé en ce que la capacité de la sonde (2) est constituée par la paroi conductrice du récipient (1) et par une électrode (10) de sonde isolée de la paroi de récipient (1), en ce qu'un des conducteurs (5a) de la ligne bifilaire (5) est relié à un premier point (lia) de la paroi du récipient (1), en ce que l'un des raccorde- ments au courant d'alimentation du transformateur de mesure (3) est relié à un deuxième point (llb) de la paroi de récipient (1), distant du premier point, et en ce que l'autre raccordement au courant d'alimentation du trans- formateur de mesure (3) est relié à l'autre conducteur (5b) de la ligne bifilaire (5). 14. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions précédentes, caractérisé en ce que dans l'appareil d'exploitation (4) le signal test transmis au cours de chaque intervalle de temps test est utilisé pour la correction du signal-de valeur de mesure transmis au cours de l'intervalle de temps de mesure.- 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il comprend une mémoire (53) prévue dans l'appareil d'exploitation (4), et destinée à la mise en mémoire de la valeur représentant la capacité test (Cl, 42) du signal test transmis au cours de chaque intervalle de temps test. 16. Dispositif salon la revendication 15, caractérisé en ce que la valeur du signal.test mémorisée est utilisée au cours de l'intervalle de temps de mesure suivant comme grandeur de référence lors de l'évaluation du signal de valeur de mesure. 17. Dispositif selon l'une quelconque des revendica- tions 14 ou 15, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de comparaison (54) qui reçoit sur une première entrée la valeur du signal test représentant la capacité, et sur une deuxième entrée une valeur initiale fixe, et qui fournit un signal de sortie qui représente l'écart entre les valeurs d'entrée en tant que grandeur de correction pour l'évaluation du signal de mesure. 18. Dispositif selon la revendication 17, comprenant une mémoire (53) prévue dans l'appareil d'exploitation (4) et destinée à la mise en mémoire de la valeur représentant la capacité test (C1, 42) du signal transmis au cours de chaque intervalle de temps, caractérisé en ce que le circuit de comparaison (54) reçoit sur la première entrée le signal de sortie de la mémoire (53).