Brevet FR2489622A1 — publié le 19820305

La présente invention concerne, de manière générale, une alimentation de faible coût, à accumulation et, plus particulièrement, une alimentation caractérisée par une gamme large de tensions d'entrée, l'immunité aux transitoi- res d'entrée haute tension et un fonctionnement stable. L'une des applications particulières d'une alimentation basse tension est de fournir des tensions continues stables à l'ensemble des circuits de commande des véhicules à traction électrique, tels que les véhicules industriels, les véhicules de mines et les véhicules sur route. Ces véhicules comportent des batteries rechargeables à grande capacité telles que les accumulateurs au plomb, fournissant l'énergie à des moteurs électriques à travers un ensemble convenable de circuits de commande à grande puissance. Un ensemble de circuits de commande typique utilise des triacs ou redresseurs au silicium commandés, dans différents circuits hacheurs, pour obtenir un rendement élevé. Des systèmes plus complexes de régulation de puissance des véhicules mettent en oeuvre une technique de freinage avec récupération en vue de recharger partiellement les batteries pendant le freinage du véhicule. De tels véhicules sont construits dans une gamme large de configurations, présentant une grande variété de possibilités de puissance et de tensions de la batterie. Par exemple, pour différentes applications typiques, la tension nominale de la batterie peut aller de 24 volts à 144 volts. Outre la gamme étendue de tensions nominales de la batterie, la tension aux bornes d'une batterie donnée varie considérablement dans les conditions normales de fonctionnement. Par exemple, bien que la tension nominale d'un seul élément d'accumulateur au plomb soit de 2 volts, la tension à ses bornes peut tomber à 1 volt pendant une durée pouvant aller jusqu'à deux minutes dans des conditions extrêmes de pleine charge et peut monter jusqu'à 2,63 volts pendant une durée de une à cinq secondes, pendant les conditions de freinage avec récupération. En outre, des pointes répétitives de tensions parasites de courte durée (p. ex. 80 microsecondes)pouvant aller jusqu'à 460 volts et dues au système de moteur d'entraînement commandé par hacheur à thyristors et à l'inductance des connexions de la batterie, sont présentes aux bornes de celle-ci. Outre les alimentations de grande puissance pour les moteurs d'entraînement de tels véhicules électriques, des alimentations à tension continue relativement basse (par exemple, de 12 à 15 volts) sont nécessaires pour les fonctions de commande à faible niveau de signaux comme, par exemple, pour la mise en oeuvre de la commande d'un accélérateur à pédale. En vue de fournir une alimentation stable à basse tension continue, pour les-commandes, les véhicules électriques typiques de l'art antérieur compren- nent une batterie relativement petite, entièrement séparée des batteries d'alimentation du moteur des véhicules. Alors qu'une telle solution est tout à fait acceptable du point de vue performances, elle accroît et complique l'effort nécessaire pour le maintien de tels véhicules en état de marche. Non seulement les batteries principales d'entraîne- ment doivent être maintenues chargées mais encore l'état de la batterie des commandes doit être contrôlé et cette batterie doit être périodiquement soit rechargée, soit remplacée. Dans les cas o des alimentations ont été utilisées sur des véhicules électriques, elles ont été étroitement adaptées aux tensions d'entrée fournies par la batterie d'entraînement du véhicule. En général, pour la protection contre les parasites, ces alimentations utilisaient un filtre non calculé comprenant une inductance en série et un condensateur en parallèle. Bien que la présente invention réponde à ces problèmes particuliers, on pourra se rendre compte que l'alimentation de la présente invention est utilisable dans un grand nombre d'application diverses analogues. La présente invention est plus particulièrement indiquée pour la résolution du problème de fourniture d'une alimentation basse tension continue stable fonctionnant à partir d'une large gamme de tensions d'entrée et de conditions transitoires telles qu'elles viennent d'être décrites à propos des véhicules électriques. Deux aspects différents sont abordés dans la présente invention. En premier lieu, alors que l'on construit une gamme importante de tels véhicules avec une grande variété de tensions nominales de batteries pour l'alimentation des moteurs d'entraînement, les circuits de commande sont très semblables, particulièrement dans la mesure o les exigences de leurs tensions sont concernées. Plutôt que de fabriquer une alimentation sur mesure pour une seule tension nominale de batterie - ce qui demanderait un nombre considérable d'alimentations différentes en stock pour faire face aux besoins normaux -, il est éminemment souhaitable qu'une seule alimentation puisse fonctionner correctement sur une large gamme de tensions d'entrée, de manière à pouvoir être adaptée pour utilisation sur une grande variété de véhicules à traction électrique ayant des tensions nominales de batte- rie différentes-, sans se soucier de la sélection d'une alimentation particulière. A titre d'exemple, conformément à la présente invention, deux modèles d'alimentation seulement sont nécessaires pour couvrir toute la gamme de tensions nominales de batteries, allant de 24 à 144 volts. En second lieu, l'alimentation doit être capable de fonctionner en présence de tensions transitoires extrêmes telles que celles qui sont associées au fonctionnement d'un moteur à courant continu commandé par hacheur. Un exemple précis est celui d'une alimentation à gamme basse de tensions d'entrée, fonctionnant à partir de tensions d'entrée comprises dans la gamme de 12 à 111 volts, et qui supporte des transitoires de 230 volts à l'entrée. Un autre, celui d'une alimentation à gamme haute de tensions d'entrée comprises dans la gamme de 42 à 190 volts et qui supporte des transitoires de 460 volts à l'entrée. Dans une forme particulière d'alimentation connue sous l'appellation "de convertisseur à accumulation avec transformateur", la tension d'entrée est appliquée à travers un élément de commutation à l'enroulement primaire d'un transformateur de puissance de sorte que le courant et le flux magnétique s'accroissent graduellement, après quoi l'élément de commutation se bloque rapidement pour permettre au champ magnétique de retomber très vite à zéro en induisant une tension plus élevée que celle qui était appliquée soit à ce même enroulement, soit à un enroulement secondaire. Les convertisseurs à accumulation avec transformateur oscillent pendant leur fonctionnement. Ils sont caractérisés par une simplicité relative-et, partant, un faible coût. Etant donné que la fréquence d'oscillation peut être relativement élevée, par exemple dans la gamme de 20 kHz à 200 kHz, on peut utiliser un transformateur de faibles dimensions et de faible poids. A titre d'exemple, une forme d'alimentation de ce type est divulguée dans le brevet des Etats-Unis 3.911.352 intitulé "Blocking Oscillator Type Power Supply with Power lyback Short Circuit Protection" (alimentation du type à oscillateur de blocage avec protection contre les court- circuits). Comme indiqué par ce brevet, une telle alimen- tation possède un certain degré intrinsèque de régulation face aux variations de la tension d'entrée. Avec des tensions d'entrée plus élevées, le courant et le flux dans l'enroule- ment primaire ont un taux de croissance plus rapide lorsque l'élément de commutation est mis en fonction, et cet élément est mis hors fonction beaucoup plus tôt. Le résultat global est qu'une quantité d'énergie assez constante est délivrée au circuit de la charge en dépit même de variations de la tension d'entrée. En outre, le brevet précité divulgue un montage pour le contrôle de la tension de sortie de l'alimentation et pour couper le fonctionnement de l'oscillateur chaque fois que la tension d'entrée dépasse une valeur prédéterminée, réalisant ainsi une sorte de régulation de la tension de sortie. Dans son principe, le circuit du brevet précité fonctionne par salves afin de maintenir la tension de sortie à l'intérieur de la gamme voulue. En conséquence, la présente invention a pour but de fournir une alimentation à accumulation avec transformateur, pouvant fonctionner sur une gamme large de tensions d'entrée et en présence de tensions parasites à l'entrée. La présente invention a également pour but de fournir une telle alimentation qui soit stable dans toutes les conditions de tensions d'entrée prévisibles. En bref, et conformément à l'un des aspects de l'invention, une alimentation stabilisée à accumulation avec transformateur, pour fonctionnement à partir d'une source de tension continue non filtrée, comprend un trans- formateur ayant au moins un enroulement primaire et un enroulement de sortie, un élément de commutation commandé muni d'une paire d'électrodes principales et d'une électrode de commande, les électrodes principales de l'élément de commutation étant branchées en série avec l'enroulement primaire en vue d'exciter de manière commandable l'enroulement primaire à partir de la source de tension. Un ensemble de circuits de polarisation est relié à l'électrode de commande en vue de provoquer la mise en fonction initiale de l'élément de commutation afin qu'un courant croissant puisse traverser l'enroulement primaire et qu'un champ magnétique croissant correspondant soit produit par cet enroulement. Le taux d'accroissement est déterminé au moins par la tension de la source et l'inductance de l'enroulement primaire. Afin de permettre le fonctionnement répétitif ou en circuit oscillant, on a également prévu un élément de mesure de l'intensité du courant traversant l'enroulement primaire du transformateur lorsque l'élément de commutation est en fonction, un ensemble de circuits pour établir une valeur limite variable du courant et un ensemble de circuits branché à l'électrode de commande pour provoquer la mise hors fonction de l'élément de commutation lorsque le courant mesuré atteint la valeur limite de courant fixé. A ce moment, le champ magnétique produit par l'enroulement primaire retombe à zéro afin d'induire une tension et un courant dans l'enroulement de sortie et l'alimentation est préparée pour un autre cycle de commutation. La période et le rapport cyclique sont déterminés par la tension de la source, l'inductance de l'enroulement primaire et la valeur limite du courant. En outre, un réseau de sortie est branché sur l'enrou- lement secondaire; ce réseau comprend un condensateur de filtrage et un redresseur polarisé de manière à soutirer du courant de l'enroulement secondaire pour charger le condensateur de filtrage à une certaine tension de sortie à partir de la tension induite lorsque l'élément de commutation est mis hors fonction et à isoler l'enroulement secondaire lorsque l'élément de commutation est en fonction et que l'intensité du courant dans l'enroulement primaire croît. Pour réaliser une régulation continue de la tension de sortie, on a prévu un montage à contre-réaction sensible à la tension de sortie pour faire varier la valeur limite de courant fixée, en fonction inverse de la tension de sortie, ce qui. se traduit par une variation continue de la durée et de la fréquence de l'impulsion de l'oscillation. En vue de la régulation de l'alimentation en présence d'une tension parasite à l'entrée, les différentes valeurs des composants sont choisies de manière que la période de l'oscillation soit inférieure à la durée des tensions parasites prévisibles à l'entrée. Par exemple, une alimen- tation à accumulation avec transformateur oscillant à la fréquence de 50 kHz à une période de 20 microsecondes, plusieurs fois moins longue que la durée de 80 microsecondes de l'impulsion transitoire-type. Le circuit peut donc assurer la régulation correcte pendant toute la durée du parasite. Dans une configuration recommandée, l'élément de commutation commandé est un transistor. En vue de permettre une commutation rapide en fonction et hors fonction du transistor, le transformateur est muni, de surcroît, d'un enroulement à réaction positive branché à l'électrode de commande et polarisé de manière à fournir un courant supplémentaire à cette électrode de commande lorsque le transistor de commutation est en fonction et que le champ magnétique produit par l'enroulement primaire croit. En conséquence, le transistor atteint rapidement la saturation. Lorsque le transistor est mis hors fonction et que le champ magnétique retombe à zéro, l'alimentation en courant de l'électrode de commande est coupée pour faire passer le plus rapidement le transistor de commutation complètement hors fonction. Conformément à un aspect plus spécifique de l'invention, l'élément de commutation commandé est constitué d'un transistor bipolaire relié suivant une configuration à émetteur commun, avec l'une des bornes de l'enroulement primaire branchée à l'électrode de collecteur du transistor. L'élément de mesure de l'intensité du courant dans l'enrou- lement primaire du transformateur est une résistance d'émetteur dont l'une des bornes est reliée à l'émetteur du transistor, la chute de tension dans cette résistance d'émetteur étant proportionnelle au courant traversant l'enroulement primaire. L'ensemble de circuits destinés à fixer une valeur limite variable du courant comprend un dispositif de blocage de tension commandé, branché entre la borne de la base du transistor de commutation et l'autre borne de la résistance, de sorte que la jonction base- émetteur du transistor de commutation soit polarisée en sens inverse lorsque la chute de tension dans la résistance de l'émetteur dépasse la tension de blocage. Dans un montage particulier, le dispositif de blocage de la tension comprend un condensateur de stockage pour la mémorisation du niveau de tension représentant la valeur limite de courant fixée, et une diode d'isolement en série avec ce condensateur. La combinaison série du condensateur de stockage et de la diode d'isolement est branchée entre la borne de la base du transistor de commutation et l'autre borne de la résistance d'émetteur. La-diode d'isolement est polarisée de manière à être conductrice lorsque la tension de polarisation du transistor est plus élevée que la tension aux bornes du condensateur, ce qui entraîne la charge du condensateur de stockage et la limitation de l'accroissement de la tension sur la borne de la base. Un transistor de commande est relié suivant une configuration à émetteur commun, ses bornes de collecteur et d'émetteur étant reliées aux bornes du condensateur de stockage de manière à commander la décharge du condensateur. Le montage à contre- réaction comprend une connexion de commande entre le réseau de sortie et la borne de la base du transistor de commande. Un aspect important de l'invention est l'utilisation d'un réseau de stabilisation destiné à éviter l'instabilité du circuit par suite de la boucle de régulation de la tension, à contre-réaction. C'est un point particulièrement important pour la raison que le gain de la boucle augmente avec la tension d'entrée, ce qui donne des instabilités, notamment en présence de tensions parasites. Un déphasage en retard, dû au réseau du filtre de sortie, constitue une source majeure d'instabilité. En particulier, conformément à l'invention, un réseau de stabilisation comprend un condensateur et une résistance reliées en série entre la base et le collecteur du transistor de commande en vue d'obtenir-une avance de phase destinée à compenser le retard de phase introduit par le condensateur de filtrage, ainsi que par le condensateur de stockage du dispositif- commandé de blocage de la tension. Une alimentation incorporant la présente invention convient bien au but recherché. Pour illustrer les possibi- lités au point de vue performances de l'alimentation actuelle, des tableaux sont présentés ci-après. On y trouve des données sur les performances de deux modèles d'alimentation. Les deux modèles fournissent une tension continue de 13V + IV à 50 mA sur une gamme de températures de fonction- nement allant de -350C à +70'C. Le modèle à gamme basse de tensions d'entrée est destiné à fonctionner sur une gamme de tensions continues d'entrée comprises entre 12 et 111V, alors que le modèle à gamme haute de tensions d'entrée est destiné à fonctionner sur une gamme d'entrée comprise entre 42 et 190 volts continus. Tout d'abord, le tableau I montre, à titre d'exemple, la gamme étendue d'applications de l'alimentation concernée et, notamment, la gamme étendue des tensions d'entrée possibles. En outre, comme décrit plus haut, dans les conditions de pleine charge, la tension effective aux bornes d'une batterie d'accumulateurs typique à tension nominale de 24 volts (12 éléments) peut descendre jusqu'a 12 volts et, dans les conditions de freinage avec récupé- ration, atteindre 31,6 volts. Il s'y ajoute les transitoires de commande du moteur par circuit hacheur. TABLEAU I - RESUME DES APPLICATIONS TYPIQUES TENSION NOMI- NALE DE LA BATTERIE 54 102 CAMION INDUSTRIEL X X X X X X X VEHICULE SUR ROUTE X X X X X x VEHICULE DE MINE TRANSITOIRE A PIC REPETITIF 230 volts 230 volts 230 volts X 230 volts 230 volts 230 volts 230 ou 460 volts X 460 volts X 460 volts X 460 volts 460 volts X 460 volts 460 volts Pour satisfaire à cette gamme de conditions requises, deux modèles seulement d'alimentations conformes à la présente invention suffisent; ils ne diffèrent que par les valeurs particulières de leurs composants. Leurs caractéris- tiques de régulation d'entrée mesurées sont présentées dans les tableaux II et III ci-après: TABLEAU II - PERFORMANCES DE ALIMENTATIONS A TENSION D'ENTREE REGULATION DES GAMME DE TENSION D'ENTREE TENSION DE SORTIE 12,28 12,65 12,71 12,73 12,75 12,76 12,75 12,75 12,75 12,75 12,75 TABLEAU III - PERFORMANCES DE REGULATION DES ALIMENTATIONS A GAMME HAUTE DE TENSIONS D'ENTREE TENSION D'ENTREE TENSION DE SORTIE 13,12 13,21 13,25 13,25 13,25 13,25 13,25 13,26 13,26 13,26 13,27 13,29 La suite de la description se réfère aux figures annexées qui représentent respectivement: Figure 1: un schéma électrique complet d'une alimen- tation réalisée conformément à l'invention; Figures 2A et 2B: les formes d'ondes de tension et de courant au collecteur du transistor de commutation, représentées à la même échelle des temps; Figures 3A, 3B et 3C: les formes d'ondes de tension, au collecteur du transistor de commutation, toutes à la même échelle des temps, illustrant le fonctionnement avec trois tensions d'entrée de l'alimentation différentes; Figures 4A et 4B: des formes d'onde montrant la tension de sortie et la tension au collecteur du transistor de commutation pendant l'apparition de tensions parasites à l'entrée; Figures 5A et 5B: des formes d'onde aux mêmes points de circuits que dans les figures 4A et 4B mais avec une échelle des temps très étalée; Figure 6A: une forme d'onde de tension de sortie en fonctionnement normal, avec une échelle des temps comprimée par rapport à celle de la figure 5A; Figure 6B et 6C: des formes d'onde de tension de sortie présentées sur la même échelle des temps que celle de la figure 6A et illustrant l'effet sur la sortie.de la suppression d'un réseau de stabilisation conforme à l'invention. En se référant d'abord à la figure 1, on peut voir une alimentation ou convertisseur à accumulation avec transfor- mateur typique, conforme à l'invention, globalement désignée par 10. L'alimentation 10 a des bornes d'entrée (+) et (-), respectivement 12 et 14, pour branchement à une source de tension continue non filtrée telle qu'une batterie de moteur - d'entraînement d'un véhicule à traction électrique. Aux fins de protection contre une éventuelle inversion des connexions à l'entrée, on a branché une diode 15 en série entre la borne d'entrée (+) 12 et un conducteur positif d'alimentation continue 16. La borne d'entrée (-) 14 est branchée directement à un conducteur négatif d'alimentation 18, qui sert de point de référence des circuits comme il ressort de la mise à la terre 20. L'alimentation 10 fonctionne pour fournir une tension continue régulée et filtrée aux bornes de sortie de tension continue (+) et (-), respectivement 22 et 24. Un transformateur 26 possède un enroulement primaire 28 relié en série avec les bornes principales d'un élément de commutation commandé 30, de préférence un transistor bipolaire NPN. Pour compléter le circuit série de l'enrou- lement primaire 28 du transformateur et du transistor de commutation 30, l'émetteur (E) du transistor 30 est relié au conducteur négatif d'alimentation 18 à travers une résistance d'émetteur 32. Le transformateur 26 possède également un enroulement secondaire 29 auquel est branché un réseau de sortie 12 comprenant une diode redresseuse en série 38 et un conden- sateur de filtrage en parallèle 40. Pendant le fonctionnement de base de l'ensemble de circuits associés au transformateur 26, comme décrit jusqu'ici, le transistor de commutation 30 est mis alternativement en fonction et hors fonction, le courant circule des bornes d'entrée 12 et 14 à travers l'enroulement primaire 28 du transformateur et augmente suivant une dent de scie. Pendant cette période, l'énergie est stockée sous forme de flux magnétique dans le transformateur 26. La diode redresseuse 38 est polarisée de manière appropriée: elle est à polarisation inverse pendant cette partie du cycle d'opération afin que l'enroulement secondaire 34 se conduise comme un circuit ouvert. Lorsque le transistor de commutation est mis hors fonction, le champ magnétique dans le transformateur 26 retombe rapidement à zéro ce qui induit une tension dans l'enroulement secondaire 34; cette tension est couplée à travers la diode redresseuse 38 pour charger- le condensateur de filtrage 40 et alimenter les bornes de sortie 22 et 24. Une observation plus poussée de la figure 1, montre que l'alimentation 10 comprend un certain nombre d'éléments supplémentaires importants. Pour mettre initialement en fonction le transistor de commutation, un circuit de polarisation comprenant une résistance de polarisation 34 et une résistance chutrice 36 en série est relié entre le conducteur positif d'alimentation 16 et l'électrode de commande de la base (B) du transistor 30. De plus, le transformateur 26 possède un enroulement de réaction 42 mis en série avec un condensateur de couplage en alternatif 44 entre la jonction des résistances 34 et 36 et le conducteur de référence des circuits 18. La phase de l'enroulement de réaction 42 est appropriée à la fourni- ture d'une commande supplémentaire de la base du transistor de commutation 30 lors de l'accroissement du courant dans l'enroulement primaire 28. Ceci assure une mise en fonction et hors fonction rapide du transistor de commutation 30 en vue d'une dissipation de chaleur minimale dans le transistor et d'un meilleur rendement du circuit. En outre, un condensateur d'émetteur 46 est branché en parallèle sur la résistance d'émetteur 32 afin d'augmenter la vitesse de commutation en découplant l'impédance de la résistance d'émetteur 32 pendant les transitions de la commutation. Le transistor 30 ne requiert qu'une dissipation thermique minimale. Pour la mise hors fonction du transistor 30, la résistance d'émetteur 32 sert d'élément de mesure de l'intensité du courant traversant l'enroulement primaire 28, la chute de tension aux bornes de cette résistance étant fonction du courant dans cet enroulement 28. L'ensemble des circuits globalement désignés par 48, destinés à établir une valeur limite variable de l'intensité peut aussi être appelé circuit commandé de blocage de tension; il est branché entre la borne de la base (B) du transistor de commutation 30 et le conducteur négatif d'alimentation 18 et donc à l'autre extrémité de la résistance d'émetteur 32. En fonctionnement, aussi longtemps que la chute de tension aux bornes de la résistance d'émetteur 32 est inférieure à la tension de blocage entre l'électrode de la base (B) du transistor 30 et le point de référence des circuits, la tension de la base du transistor de commutation est libre de dépasser la tension de l'émetteur et ainsi, le transistor 30 reste.en fonction, le courant de commande de la base étant fourni par la résistance chutrice 36 et l'enroulement à réaction positive 42. Dès que la chute de tension aux bornes de la résistance d'émetteur 32 s'approche de la tension de blocage, le transistor de commutation 30 ne peut être polarisé plus longtemps pour conduire et commence à se mettre hors fonction. Le circuit commandé de blocage de tension 48 comprend, plus particulièrement, un condensateur de stockage 50 destiné à la mémorisation d'un niveau de tension représen- tatif de la valeur limite de courant fixée, et une diode d'isolement 52 en série avec le condensateur de stockage 50. La combinaison série de ce condensateur 50 et de la diode d'isolement 52 est branchée entre la borne de la base (B) du transistor de commutation 30 et le conducteur de référence des circuits 18. La diode d'isolement 52 est polarisée de manière à conduire lorsque la tension de la base du transistor de commutation 30 dépasse la tension du condensateur 50 et vient, en conséquence, charger ce condensateur et limiter l'accroissement de la tension sur la borne de la base (B) du transistor de commande 30 pour réaliser le blocage. Pour faire varier la tension de blocage, un transistor de commande 54 est connecté dans une configuration à émetteur commun, avec ses bornes de collecteur (C) et d'émetteur (E) reliées aux bornes du condensateur de stockage 50 afin d'obtenir une décharge commandée de ce condensateur. Un montage à réaction négative, globalement désigné par 56, comprend un chapelet de diodes en série 58, 60 et 64 à polarisation directe et compensation en température ainsi qu'une diode Zener 66-de détermination de la tension branchée entre la borne de sortie 22 et l'électrode de la base (B) du transistor de commande 54. Une résistance de polarisation 68 est branchée entre l'électrode de base (B) du transistor de commande 54 et le conducteur de référence des circuits 18. Le réseau de stabilisation 70 est un aspect important de l'invention; son fonctionnement est décrit ci-après. Ce réseau comprend un condensateur 72 et une résistance 74 montés en série entre l'électrode de la base (B) du transis- tor de commande 54 et celle du collecteur (C). Le réseau de stabilisation 70 ajoute une avance de phase pour compenser les divers retards de phase du système et apporte une amélioration globale considérable de la stabilité, particulièrement en présence de tensions transitoires à l'entrée. Un autre élément du circuit est la diode Zener de blocage 76. Cette diode Zener fournit un circuit destiné à charger le condensateur de couplage 44et assure, en outre, un fonctionnement plus fiable en fixant un blocage haut de la tension et donc de la valeur limite supérieure du courant même en l'absence du circuit de blocage commandé 48. Un réseau suppresseur classique comprenant une diode 78 et une diode Zener 80 reliées en série aux bornes de l'enroulement primaire 28 du transformateur 26 assure la protection du transistor de commutation 30 et la limitation des tensions parasites. Enfin, pour améliorer la régulation de tension dans des conditions de faible charge, une résistance de minimum de charge 82 est branchée aux bornes de sortie de l'alimentation 10. Le fonctionnement de base de l'alimentation 10 - avec des exceptions importantes dans la mesure o les aspects de la présente invention sont concernés - est décrit dans le brevet des Etats-Unis N0 3.911.352 précité. En particulier, ce brevet décrit, au moyen de relations mathématiques, la manière dont une telle alimentation fournit un certain degré d'autorégulation intrinsèque contre les variations de tension à l'entrée, même en l'absence de tout type de réaction. Un simple coup d'oeil aux figures 2A et 2B montre les formes d'onde de tension et de courant mesurées au transistor de commutation 30 lorsque la tension d'entrée appliquée aux bornes d'entrée 12 et 14 est une tension stable de 12 volts. Une division horizontale de l'échelle des temps des figures 2A et 2b vaut dix microsecondes. En particulier, on voit sur la figure 2A un signal de tension mesurée entre la borne du collecteur (C) du transistor de commu- tation 30 et le conducteur de référence des circuits 18 et, sur la figure 2B, une forme d'onde du courant traversant le transistor de commutation 30 et l'enroulement primaire 28. Un cycle répétitif ou oscillant est représenté avec ses deux intervalles de temps distincts. Durant le premier intervalle de temps Tl le transistor de commutation 30 est conducteur et, durant le second intervalle de temps T2, il ne conduit pas. Initialement, le courant de la source de tension reliée aux bornes d'entrée 12 et 14 circule à travers les résistan- ces 34 et 36 vers l'électrode de la base (B) du transistor de commutation 30. Le transistor 30 commence à passer à l'état "en fonction" et la tension de son collecteur commence à-chuter, définissant le tout début de l'intervalle de temps Tl sur les figures 2A et 2B. Le courant commence à circuler à travers l'enroulement primaire 28 du transfor- mateur 26 vers l'électrode du collecteur (C) du transistor de commutation. Par couplage inductif entre l'enroulement primaire 28 et l'enroulement de réaction 42, une tension prend naissance aux bornes de ce deuxième enroulement avec une polarité telle qu'elle tend à rendre le transistor 30 encore plus conducteur. Cette réaction positive porte presque immédiatement le transistor 30 à saturation, c'est- à-dire alors que le courant traversant l'enroulement primaire 28 est encore faible. De ce fait, l'impédance des électrodes du collecteur et de l'émetteur du transistor 30 et de la résistance 32 en parallèle avec le condensateur de découplage 46 est relativement faible de sorte qu'aux fins d'analyse des transitoires, l'enroulement 28 peut être considéré comme étant branché directement aux bornes d'entrée 12 et 14. Après saturation du transistor 30, le courant traversant l'enroulement primaire 28 et le transistor 30 augmente presque linéairement en fonction du temps. Ce courant continuant à croître, le potentiel de l'électrode du collecteur (C) du transistor 30 reste à une valeur faible proche du potentiel du conducteur de référence des circuits 18. Pendant cet intervalle de temps Tl, alors que l'enroulement primaire 28 continue à être chargé par le courant croissant qui le traverse, un courant circule depuis l'enroulement de réaction 42 à travers la résistance chutrice 36, à travers les électrodes de la base et de l'émetteur du transistor 30 et à travers la résistance d'émetteur 32 jusqu'à la borne du condensateur de couplage en alternatif 44 qui est branché au conducteur de référence des circuits 18. Ce courant a pour résultat de charger le condensateur de couplage 44 avec une polarité telle que sa borne couplée à l'électrode de la base (B) du transistor 30 à travers l'enroulement de réaction 42 et la résistance 36, est chargée négativement. Le courant à travers le transistor de commutation 30 et l'enroulement primaire 23 continuant à croître, il traverse la résistance d'émetteur 32 en provoquant un accroissement de la chute de tension entre l'électrode de l'émetteur (E) et le conducteur de référence 18. L'accrois- sement de la tension de l'émetteur continue jusqu'à ce que la tension entre l'électrode de la base (B) du transistor et la ligne de référence 18 atteigne une valeur approximative égale à la tension de blocage fixée par le circuit commandé de blocage 48. A ce moment, le courant est dévié à travers la diode d'isolement 52 vers le condensateur de stockage 50 et le transistor de commande 54, empêchant essentiellement toute augmentation ultérieure du courant de base du transistor 30 et, par conséquent, tout nouvel accroissement du courant collecteur de ce transistor. Dès que le courant à travers le transistor de commutation 30 et l'enroulement primaire 28 du transformateur 26 cesse de croître, la chute de tension aux bornes de l'enroulement de réaction 42 change immédiatement de polarité et le potentiel négatif couplé à travers le condensateur 44 à l'électrode de la base (B) du transistor de commutation 30 fait passer le transistor hors fonction définissant le début de l'intervalle de temps T2 de la figure 2A. A ce point, le champ magnétique dans le transformateur 26 retombe rapidement à zéro. Une pointe d'induction dans l'onde de tension du collecteur, comme représenté sur la figure 2A, est limitée par le réseau suppresseur comprenant les diodes 78 et 80. Une tension est induite dans l'enrou- lement secondaire 29 et, à travers la diode redresseuse 38, vient charger le condensateur de filtrage 40. Pendant le temps o l'enroulement primaire 28 se décharge, c'est-à-dire, la période T2 durant laquelle le transistor 30 ne conduit pas, le courant décroissant à travers l'enroulement primaire 28, provoque une chute de tension aux bornes de l'enroulement de réaction 42, avec une polarité telle que l'extrémité de l'enroulement 42 reliée à la résistance chutrice 36 est relativement négative et l'autre extrémité de cet enroulement relativement positive. Cette différence de potentiel maintient le transistor de commutation 30 polarisé hors fonction et, de plus, provoque la recharge du condensateur de couplage 44 à un potentiel positif par rapport à la ligne de référence 18 par un courant traversant la diode Zener 76 qui, à ce moment, est polarisée en sens direct. Dès que le conden- sateur 44 est chargé à un potentiel suffisant pour vaincre toute tension engendrée aux bornes de l'enroulement de réaction 42, il rend l'électrode de la base (B) du transistor 30 positive (par rapport au conducteur de référence des circuits 18), un courant commence à traverser l'électrode de la base (B) rendant le transistor 30 de nouveau conducteur et, grâce à cette réaction positive depuis l'enroulement primaire 28 sur l'enroulement de réaction 42, le saturant rapidement. Le cycle d'oscillation est ainsi répété. La durée de l'impulsion de l'oscillation ou sa période, c'est-à-dire l'intervalle de temps T1 + T2 est déterminée principalement par la tension de blocage, la résistance d'émetteur 32, l'inductance de l'enroulement primaire 28 et la tension d'alimentation aux bornes d'entrée 12 et 14. Comme le montre la figure 1, la diode redresseuse 38 est polarisée de manière que le courant ne circule à partir de l'enroulement secondaire 29 que pendant l'inter- valle de temps T2 quand le transistor 30 est hors fonction. Ainsi que cela est décrit dans le brevet des Etats-Unis N0 3.911.352 précité, le couplage entre l'enroulement primaire 28 et l'enroulement secondaire 34 pour engendrer un courant dans le secondaire n'intervient que pendant l'intervalle T o le transistor de commutation 30 n'est pas conducteur et o aucun courant ne circule aux bornes d'entrée 12 et 14. Toute pointe de tension ou autre impulsion couplée au circuit de l'alimentation 10 à travers les bornes d'entrée 12 et 14 est, de ce fait, parfaitement isolée de l'enroulement secondaire 34. De même, ainsi que le décrit le brevet N0 3.911.352, le circuit 10 assure une bonne régulation intrinsèque de la ligne. Précisément, la quantité d'énergie emmagasinée dans l'inductance constituée par l'enroulement primaire 28, au cours de chaque cycle d'oscillation, est intrinsèquement presque indépendante de la tension d'entrée. Cependant, contrairement à la présente invention, la fréquence de l'oscillation du circuit décrit dans le brevet précité n'est "que légèrement" affectée par les variations de la tension de la source, en l'absence de réaction telle que prévue dans la présente invention. Le circuit de réaction négative de tension 56 agissant sur le dispositif de blocage commandé de tension 48 fournit une tension de sortie relativement stable pour toute la gamme large de tensions d'entrée et, dans le même temps, effectue une régulation de charge en modulant le rapport cyclique et la fréquence d'oscillation. Cette fréquence varie dans la gamme de 20 kHz à 200 kHz et la durée d'impulsion ainsi que la fréquence varient lorsque la tension d'entrée varie. Cependant, le premier moyen de commande reste la modulation de la durée de l'impulsion. Pour la commande de la tension de réaction, dans l'hypothèse d'un accroissement de la tension de sortie, le courant base du transistor de commande 54 augmente, provoquant une diminution de la tension du condensateur de stockage 50. La tension aux bornes de ce condensateur réalise un blocage sur la base du transistor grâce à la diode d'isolement 52. Etant donné que la tension croît linéairement à l'émetteur (E) du transistor de commutation 30, cette diminution de la tension du circuit de blocage met le transistor de commutation 30 hors fonction beaucoup plus vite. Le temps de mise en fonction réduit (intervalle de temps Tl) du transistor de commutation 30 module la durée et la fréquence de l'impulsion ce qui, à son tour, réduit l'énergie fournie pendant le temps de retombée rapide (intervalle de temps T2) au réseau de sortie 11. De la sorte, les augmentations de la tension de sortie sont limitées. A titre d'exemple, les figures 3A, 3B et 3C illustrent les formes des signaux de tension au collecteur pour des tensions d'entrée de 12 volts, 24 volts et 100 volts, respectivement. Ces trois formes de signaux sont représentées sur une échelle des temps de dix microsecondes par division horizontale. Comme on peut le voir, par comparaison de ces trois signaux, l'intervalle de temps T1 décroît de façon importante quand le transistor de commutation 30 est en fonction, à mesure que la tension d'entrée augmente. Ceci est dû au taux de variation plus rapide du courant à travers le transformateur 26, à l'enroulement primaire 28, à la tension de blocage du condensateur 50, à l'action de la diode d'isolement 52, à la tension d'entrée plus élevée appliquée à l'enroulement primaire et à l'action du circuit de réaction 56. Le temps de retombée rapide (intervalle T2) décroît également, bien que de façon moins significative, -du fait que moins d'énergie est emmagasinée dans le transformateur 26 durant chaque cycle. Les performances de réponse aux transitoires de l'alimentation 10 sont représentées dans les figures 4A et 4B et, avec un peu plus de détail, dans les figures 5A et 5B, sur une échelle des temps étalée. Les figures 4A et 4B sont, précisément, sur une échelle des temps d'une millisecorde par division, alors que les figures 5A et 5B sont sur une échelle des temps de vingt microsecondes par division horizontale. Dans chaque cas, les formes d'onde supérieures, c'est-à-dire les figures 4A et 5A, représentent la tension de sortie aux bornes du condensateur de filtrage 40, et comprennent une ondulation et des signaux transitoires sur une échelle de 50 millivolts par division verticale. Dans les deux cas, les signaux inférieurs (c'est-à-dire les figures 4B et 5B) représentent un parasite de 460 volts à l'entrée, tel qu'il apparaît sur le collecteur du transistor de commutation 30. Comme le montre la figure 4A, il ne s'ensuit qu'une légère perturbation à la sortie. L'échelle étalée de la figure 5B illustre la manière dont le circuit effectue la régulation sur une tension parasite à l'entrée relativement plus large. Par exemple, le transitoire d'entrée particulier des figures 4B et 5B dure environ quatre-vingt microsecondes. Cependant, la période de commutation (T1 plus T2) de l'alimentation 10 est considérablement moindre, environ vingtmicrosecondes, ce qui permet au circuit de réguler d'un bout à l'autre de la tension parasite à l'entrée. Cette régulation est mise en évidence par une réduction des intervalles de temps T1 pendant la durée du phénomène transitoire. Bien qu'aucune forme d'onde n'en fasse l'illustration, le circuit effectue une bonne régulation des transitoires de courte durée. Dans un tel cas, suivant le moment précis auquel ils se produisent et leur durée, une seule impulsion d'oscillation peut être abrégée par l'action régulatrice. Afin d'illustrer un autre aspect de l'invention, sans le réseau de stabilisation 70 composé du condensateur 72 et de la résistance 74, le circuit 10 peut présenter une instabilité de faible niveau qui se traduit par une ondulation accrue à la sortie. En particulier, lorsque la tension d'entrée augmente ou pendant un phénomène transi- toire, le gain de la partie régulation du circuit augmente. En l'absence du réseau stabilisateur 70, ceci provoque un comportement instable ou presque instable dans le sens du signal faible. En fournissant une avance de phase par le truchement de la résistance 74 et du condensateur 72 en vue de la compensation du retard de phase du condensateur de filtrage 40 et du condensateur de stockage 50, le circuit est absolument stable. En outre, lorsque le réseau de stabilisation 70 est-en service, la valeur du condensa- teur de stockage 50 peut être réduite dans de larges proportions. De plus, lorsque le réseau de stabilisation 70 est utilisé, le filtrage à la sortie n'est pas nécessaire simplement pour atténuer les instabilités et un réseau de sortie plus simple peut être utilisé. Plus précisément, un simple condensateur de filtrage 40 peut être utilisé plutôt qu'un filtre de sortie important comprenant, par exemple, une self en série dans une configuration de filtre passe-bas de section en IT. Ceci peut être mieux compris en se référant aux formes d'onde des figures 6B et 6C. La figure 6A montre une forme d'onde de tension de sortie avec utilisation du réseau de stabilisation 70. Comme on peut le voir sur cette figure 6A, une légère pointe de tension d'environ 30 milivolts apparaît pendant le fonctionnement, chaque fois que la grande impulsion transitoire (230 volts) est appliquée aux bornes d'entrée 12 et 14. Cependant, il n'y a pas d'oscillations parasites ou d'autres signes d'instabilité-et le circuit peut être considéré comme présentant un amortissement criti- que. En revanche, les figures 6B et 6C illustrent des formes d'onde en l'absence du réseau de stabilisation 70 constitué du condensateur 72 et de la résistance 74. Pendant le fonctionnement du circuit tel que représenté sur la figure 6B, la tension d'entrée était de 15 volts plus le transitoire de 230 volts. Lors du fonctionnement du circuit tel que sur la figure 6C, la tension d'entrée était de 40 volts plus le transitoire de 230 volts. La valeur du condensateur de filtrage de sortie 40 était de 200 microfarads pour les trois types de fonctionnement du circuit représentés sur les figures 6A, 6B et 6C. - Pour faciliter aux spécialistes de l'art la mise en oeuvre de l'invention sans expérimentations inutiles, le tableau IV ci-après donne les valeurs des composants à titre d'exemple. Cependant, il est évident que ces valeurs de composants ne sont pas destinées à limiter, de quelque façon que ce soit, le champ d'application de la présente invention. TABLEAU IV - VALEURS TYPIQUES DES COMPOSANTS N de Référence Modèle à gamme basse d'entrée - Modèle à gamme haute d'entrée Transistors TIP 50 GES 6014 MJE 12007 GES 6014 52,58,60,62,64 G.E. A15A G.E. A114A iN4001 1N4006 G.E. A15A G.E. A114A 1N4001 1N4006 Diodes Zener Condensateurs 1N4740 iN4620 1N4757 *220 mF 0,1 mF 0,33 mF 1 mF mF IN4740 1N4620 1M150ZS10 220 mF 0,1 mF 1 mF 1 mF mF Résistances Transformateur 4,3 ohms k ohms 560 ohms ohms 300 ohms 3,3 k ohms 31T, 17T, 17T 18 omhs k ohms 560 ohms ohms 300 ohms 3,3 k ohms 136T, 23T, 23T Diodes REVENDICATIONS 1. Alimentation à accumulation avec transformateur, régulée, pour fonctionnement à partir d'une source non filtrée, (12,14) caractériséeen ce qu'elle comprend - un transformateur (26) muni au moins d'un enroulement primaire (28);. - un élément de commutation commandé (30), doté d'une paire d'électrodes principales (C,E.) et d'une électrode de commande (B), les électrodes principales (C,E) de cet élément de commutation étant reliées en série avec l'enrou- lement primaire (28) précité de manière à exciter de façon commandée cet enroulement à partir de la source de tension; - un ensemble de circuits de polarisation (34, 36) relié à l'électrode de commande en vue de provoquer la mise en fonction initiale de l'élément de commutation, de manière qu'un courant d'intensité croissante traverse l'enroulement primaire précité (28) et qu'un champ magnétique correspondant soit créé par cet enroulement, le taux d'accroissement étant déterminé au moins par la tension de la source et l'induc- tance de l'enroulement primaire; - un élément (32) de mesure de l'intensité du courant traversant l'enroulement primaire du transformateur lorsque l'élément de commutation (30) est en fonction; - un ensemble de circuits (48) destiné à la fixation de la valeur limite variable du courant; - un ensemble de circuits (42, 44) relié à l'électrode de commande précitée pour faire passer l'élément de commutation (30) hors fonction lorsque le courant mesuré atteint la valeur limite de courant fixée, de sorte que le champ magnétique produit par l'enroulement primaire (28) retombe à zéro et que l'alimentation soit préparée pour un autre cycle de commutation, l'alimentation oscillant en permanence avec une période et un rapport cyclique déterminés par la tension de la source, l'inductance de l'enroulement primaire et la valeur limite du courant; un réseau de sortie (11) relié au transformateur (26) précité, ce réseau (11) comprenant un condensateur de filtrage (40) et un redresseur polarisé (38) de manière à soutirer le courant fourni par le transformateur (26) pour charger le condensateur de filtrage (40) à une tension de sortie émanant de la tension induite lorsque l'élément de commutation (30) est mis hors fonction, et - un montage à contre-réaction (56,70) sensible à la tension de sortie, destiné à faire varier la valeur limite de courant fixée, en fonction inverse de la tension de sortie. 2. Alimentation régulée selon la revendication 1, caractérisée en ce que le montage à contre-réaction comprend des éléments (72, 74) introduisant une avance de phase pour compenser le retard de phase dû au condensateur de filtrage (40) à la sortie. 3. Alimentation selon la revendication 1 ou 2 carac- térisée en ce que la période de l'oscillation est inférieure à la durée des tensions transitoires d'entrée envisagées, grâce à quoi l'alimentation tend à se réguler sur toute la tension parasite à l'entrée. 4. Alimentation régulée selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que le transfor- mateur possède en plus un enroulement de sortie (29) auquel est relié le réseau de sortie (11) précité. 5. Alimentation régulée selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisée en ce que: - l'élément de commutation commandé (30) est un transistor, et en ce que le transformateur possède, en plus, un enroulement de réaction positive (42) relié à l'électrode de commande précitée (B) et polarisé de manière à fournir un courant supplémentaire à cette électrode de commande lorsque le transistor est en fonction et que le champ magnétique produit par l'enroulement primaire s'accroit, ce qui a pour effet de porter rapidement le transistor à la saturation, et de manière à supprimer le courant fourni à partir de cette électrode lorsque le transistor est mis hors fonction et que le champ magnétique retombe à zéro, ce qui met plus rapidement le transistor complètement hors fonction. 6. Alimentation selon la revendication 5, caractérisée en ce que: l'élément de commutation commandé (30) est un transistor bipolaire monté en configuration à émetteur commun, l'une des bornes de l'enroulement primaire précité (28) étant reliée à l'électrode du collecteur (C) du transistor; - l'élément de mesure de l'intensité du courant traversant l'enroulement primaire du transformateur comprend une résistance d'émetteur (32) dont une borne est reliée à l'émetteur (E) du transistor, la chute de tension aux bornes de la résistance d'émetteur étant proportionnelle au courant qui traverse l'enroulement primaire (28); l'ensemble (48) de circuits de fixation de la valeur limite variable du courant comprend un dispositif de blocage de tension commandé, entre la base du transistor de commutation (30) et l'autre borne de la résistance d'émetteur (32) de sorte que la jonction base-émetteur du transistor de commutation acquière une polarisation inverse lorsque la chute de tension aux bornes de la résistance d'émetteur (32) est plus élevée que la tension de blocage. 7. Alimentation selon la revendication 6, caractérisée en ce que le dispositif de blocage de tension commandé comprend: - un condensateur de stockage (50) pour mémoriser le niveau de tension représentant la valeur limite de courant fixée; - une diode d'isolement (52) en série avec le condensa- teur de stockage (50), la combinaison série de ce condensateur et de cette diode étant branchée entre la borne de la base (B) du transistor de commutation et l'autre borne de la résistance d'émetteur (32) précitée, avec la diode d'isolement (52) polarisée de manière qu'elle conduise lorsque la tension de la base du transistor est plus élevée que la tension du condensateur, ce qui charge le condensateur de stockage et limite l'accroissement de la tension sur la borne de la base; et - un transistor de commande (54) monté dans une configuration à émetteur commun, et dont les bornes de collecteur (C) et d'émetteur (E) sont reliées aux bornes du condensateur de stockage (50) de manière à assurer la décharge commandée de ce condensateur; et caractérisée en ce que - le montage à contre-réaction comprend une connexion de commande (56) provenant du réseau de sortie et aboutissant à la borne de la base du transistor de commande. 8. Alimentation selon la revendication 7,caractérisée en ce qu'elle comprend, en outre, un réseau de stabilisation (70) constitué d'un condensateur (72) et d'une résistance (74),reliés en série entre la base et le collecteur du transistor de commande (54) pour obtenir une avance de phase destinée à compenser les retards de phase introduits par le condensateur de stockage (50) et-le condensateur de filtrage (40).