Brevet FR2491704A1 — publié le 19820409

La présente invention concerne un circuit d'alimentation d'une ligne téléphonique. Elle est applicable, notamment, dans les dispositifs d'alimentation à distance de lignes télé phoniques et, en particulier, dans les concentrateurs de lignes d1abonnés. Les concentrateurs de lignes d'abonnés sont destines à concentrer le trafic individuel d'abonnés distants sur un nombre réduit de jonctions puis à l'éclater sur les équipements individuels d'abonnés situés dans un central. Un concentrateur se compose d'une partie distante, située a-l plus près d'un groupementae n abonnés à desservir et qui assure la concentration, et d'une partie locale, installée à l'entrée du central de rattachement, côté abonnés, et qui assure l'expansion. Un faisceau de p jonctions relie ces deux parties et assure l'écoulement du trafic. Dans chacune des parties locale et distante se trouve une logique de commande comprenant notamment un modem par lequel transitent les messages que les deux parties doivent échanger durant leur fonctionnement. La liaison entre ces modems assure également la téléalimentation de la partie distante. Pour des raisons évidentes, il y a lieu de limiter la puissance transmise par la partie locale, donc la puissance consommée par la partie distante. Une partie de cette énergie consommée est utilisée pour alimenter les lignes téléphoniques des abonné libres. La présente invention concerne donc un circuit d'alimentation qui permet de réduire l'énergie nécessaire à l'alimentation des lignes d'abonnés libres en fournissant à ces lignes les tensions requises, non pas defaçon continue, mais de façon i-.pulsionnelle. Pour éviter que l'abonné entende par son poste raccroché le bruit des flancs de commutation répétés et pour éviter les phenomenes d'induction entre lignes (diap..on e), cn donne à ces impulsions une fore trapézoale. D'autre part, dans les cas les plus courants, la partie distante est alimentée à distance par une partie locale dans laquelle est prévue une batterie fournissant soit des potentiels -24 V et OV, soit des potentiels -12 V et + 12 V, ces potentiels étant définis par rapport à la terre. Il importe donc que ie circuit d'alimentation soit compatible avec ces deux tes ae batterie. Le circuit d'alimentation de la présente invention répond à cette exigence. Les différents objets et caractéristiques de l'invention seront maintenant détaillés dans la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif en se reportant à la figure annexée qui représente les circuits détaillés d'un exemple de la réalisation d'un circuit de téléalimentation d'une ligne téléphonique bifilaire conçu conformément à la présente invention. Le circuit de téléalimentation de la figure annexée reçoit des impulsions de commande Ip. En réponse, ce circuit fournit respectivement des impulsions de tensions d'amplitude respective Va et Vb sur des conducteurs de sortie La et Lb, ces amplitudes étant fonction des amplitudes V2 et V3 de deux tensions d'alimentation du circuit. Ces tensions sont, par exemple, respectivement égales à -24V et OV ou bien à -12V et +12V. Le circuit de la figure annexée comprend un circuit conformateur qui reçoit les impulsions d commande Ip pour fournir des impulsions trapézoIdales. Il est constitué d'un amplificateur opérationnel AO3 dont la sortie est connectée à entrée inverseuse par l'intermédiaire d'un condensateur Cl. Les impulsions de commande Ip sont fournies à cette entrée à travers une résistance Ri. rentrée suiveuse de l'amplificateur A03 est connectée à une sortie d'un pont diviseur constitué de deux résistances R2 et R3 connectées entre une tension de référence, la masse par exemple, et une source de tension d'amplitude VI égale, par exemple à +5V. La sortie de l'amplificateur A03 est également connectée, par l'intermédiaire d'une résistance R4 à entrée suiveuse d'un amplificateur opérationnel A01. La sortie de cet amplificateur est connectée à la source de tension V2 par l'intermédiaire de deux résistances série R7 et R8. Le point commun de ces deux résistances est connecté, d'une part, à l'électrode de commande d'un premier transistor à effet de champ, de préférence du type V-MOS (type N), par l'intermédiaire d'une résistance R10, d'autre part, à l'électrode de commande d'un second transistor à effet de champ identique au premier, par l'intermédiaire d'une résistance R9 identique à la résistance R10.Ces deux transistors, dont les électrodes de source et de drain sont respectivement interconnectées constituent un commutateur TV1. Ce commutateur pourrait ne comprendre qu'ùn seul transistor à effet de champ mais, pour en diminuer l'impédance d'entrée, il est préférable de disposer deux transistors connectés en parallèle. L'électrode de source de chacun de ces transistors est connectée, d'une part, à la source de tension V2 par l'intermédiaire d'une résistance R11, d'autre part, à l'entrée négative d'un amplificateur comparateur ACl dont la sortie est connectée au point commun des résistances R7J R8, R9 et R10. L'électrode de drain de chacun de ces transistors est connectée, d'une part, à l'entrée suiveuse de l'amplificateur opérationnel A01 par l'intermédiaire d'une résistance R6, d'autre part, au conducteur de sortie La. Ces transistors à effet de champ conduisent lorsque l'amplitude de la tension appliquée entre leur grille de commande et leur source est positive ; ils sont saturés lorsque cette tension est au moins égale à 10V. Le circuit de la figure annexée comprend également un diviseur de tension constitué composé de six résistances R25 à R30 connectées en série entre les sources de tension t3 et NU. Le point commun des résistances R29 et R3O est connecté à l'entrée positive de l'a3plificateur-comparateur A01, et le point commun des résistances R28 et R29 est connecté à l'entrée positive d'un amplificateur-comparateur AS1 dont l'entrée négative est connectée au conducteur de sortie @a. Le point commun des résistances R27 et R28 est connecté à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel A01. Les éléments du circuit de la figure annexée qui viennent dAetre énumérés sont utilisés, comme on le verra par la suite, pour fournir la tension Va au conducteur de sortie ta. Le circuit d'alimentation de la figure annexée comprend également des éléments utilisés pour fournir la tension Vb au conducteur de sortie Lb. Ces éléments se composent d'un amplificateur opérationnel A02 dont l'entrée suiveuse est connectée à la sortie de l'amplificateur A03 et dont l'entrée inverseuse est connectée à la source de tension V2 par l'intermédiaire de deux résistances R12 et R13 connectées en série. La sortie de cet amplificateur est connectée, d'une part, à l'anode d'une diode Zener D1, d'autre part, à l'émetteur d'un transistor 1R1 de type n-p-n. La cathode de la diode Zener D1 est connectée, par l'intérmé diaire d'une résistance R14 à l'é-tter d'un transistor - Ve de type p-n-p dont le collecteur est relié au collecteur du transistor R1. Un condensateur polarisé C2 est connecté en parallèle avec la diode Dl. L'électrcde de base du transistor TR1 est connectée à la cathode d'une diode D2 dont l'anode est connectée à l'émetteur de ce transistor. cette éléctrode de base est également connectée à la source de tension ar pår l'intermédiaire de deux résistances identiques R15 et R16 connectées en sé-ie et dont le point commun est connecté à la cathode d'une diode Zener D3 dont l'anode est connectée à la source de tension V2. L'électrode de base du transistor TR2 est connectée, d'une part, à l'anode d'une diode D4 dont la cathode-est connectée à l'émetteur de ce transistor, d'autre part, à la source de tension V3 par l'intermédiaire d'une résistance R17. Le collecteur du transistor TR1 et le collecteur du transistor 1R2 sont connectés, d'une part, à la source de tension V3 à travers une résistance R18, d'autre part, à une extrémité d'une résistance R19. L'autre extrémité de cette dernière résistance est connectée à la grille de commande d'un transistor à effet de champ par une résistance R20 et a la grille de commande d'un autre transistor à effet de champ par une résistance R21 identique à la résistance R20. Ces deux transistors sont identiques et, de préférence, du type V-MOS (type N). Leurs électrodes de source et de drain sont respectivement interconnectées. Ils constituont un commutateur TV2 identique au commutateur TV1 précédemment décrit. L'électrode de source de chacun des transistors du commutateur TV2 est connectée, d'une part,à l'entrde inverseuse de l'amplificateur opérationnel A02, d'autre part, au conducteur de sortie Lb. L'électrode de drain de chacun de ces transistors est connectée, d'une part, à la source de tension V3 via une résistance R22, d'autre part, à la source de tension V2 par l'intermédiaire de deux résistances R23 et R24 connectées en série. Le point commun des résistances R23 et R24 est connecté à l'entrée positive d'un amplificateur-comparateur AC2 dont la sortie est reliée au point commun des résistances R19 > R20 et R21, et dont l'entrée négative est connectée au point commun des résistances R25 et R26 du pont diviseur R25-R3o. Le circuit de la figure annexée comprend encore un amplifica teur-comparateur AS2 dont l'entrée négative est connectée au point commun des résistances R26 et R27 et dont l'entrée positive est connectée au point commun des résistances R12 et R13. La sortie de ce comparateur est connectée à la sortie de l'amplificateur-comparateur AS1. On fournit à l'entrée du circuit de la figure annexée des impulsions de commande Ip > de forme rectangulaire et d'amplitude V1 (-5VJ par exemple). La largeur de ces impulsions est sensiblement égale b 80 ms et on fournit une impulsion toutes les 400 ms Les amplificateurs AOl, A02J AC1, AC2, AS-1 et AS2 ainsi que l'amplificateur A03 sont alimentés entre les tensions V2 et V3. Dans la description qui va suivre, à titre d'exemple non limitatif, ces tensions sont respectivement égales à OV et -24V. En l'absence d'impulsion de commande Ip, l'amplificateur opérationnel A03 connecté en intégrateur et dont l'entrée suiveuse reçoit un signal d'amplitude V1/2, soit -2,5V selon l'exemple choisi, les résistances R2 et R3 entant identiques, fournit un signal de sortie d'amplitude V2 = -24V. L'amplificateur opérationnel A01 dont l'entrée suiveuse reçoit le signal de sortie de l'amplificateur A03 et dont l'entrée inverseuse reçoit un signal dont l'amplitude, définie Par les valeurs respectives des résistances R25 à R30 connectées en série entre les sources de tension V3 (OV) et V2 (-24V) est voisine de -13V, fournit un signal d'amplitude -24V. Une tension négative est donc fournie aux grilles de commande des transistors à effet de champ du commutateur TV1. Ces transistors sont bloqués. L'amplificateur--comparateur AS1 ayant une impédance d'entrée élevée et les résistances R6 et R4, respectivement égales - 560 kohms et 470 kohms selon l'exemple choisi, sont suffisamment élevées pour limiter le courant transmis au conducteur de sortie La qui est porté à un potentiel déterminé notamment par les résistances et les capacités de fuite de ce conducteur par rapport à la terre. L'amplificateur opérationnel A02 dont l'entrée suiveuse reçoit le signal de sortie de l'amplificateur A03 fournit un signal de sortie d'amplitude V2-(-24V). Ce signal est fourni à l'anode de la diode Zener D1 dont la cathode est connectée à la source de tension V3 (OV) à travers la résistance R14, la diode D4 et la résistance R17. Une tension égale à la tension d'avalanche de la diode Zener D1 est donc fournie aux bornes du condensateur C2 qui se charge. Cette tension d'avalanche ainsi que la tension d'avalanche de la diode Zener D3 sont voisines et égales à la moitié de la différence entre les tensions V3 et V2, soit 12V. Le condensateur C2 se charge donc sous 12V et la tension fournie à la cathode de la diode Zener D3 dont l'anode est connectée à la source de tension V2 (-24V) est égale à -12-V. Le transistor TR1 dont l'émetteur est connecté à la sortie de l'amplificateur opérationnel A02 qui fournit un signal d'amplitude V2 (-24V) et dont l'électrode de base est connectée, à travers la résistance R16, à la cathode de la diode Zener D3 (-12V) est saturé. Le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel A02 est donc retransmis par le circuit émetteur-collecteur du transistor TR1 aux électrodes de commande des transistors à effet de champ du commutateur TV2, à travers les résistances R19 à R21. Ces transistors à effet de champ qui reçoivent un signal de commande négatif sont bloqués. Le conducteur de sortie Lb n'est pas alimenté. I1 est porté à un potentiel déterminé, notamment, par les résistances R12 et R13, respectivement égales à 27 kohms et 1 mohm selon l'exemple choisi, connectées entre ce conducteur et la source de tension V2 et les résistances et capacités de fuite de ce conducteur par rapport à la terre. Les conducteurs de sortie La et Lb n'étant pas respectivement alimentés sans les tensions nominales V2 et V3, les amplificateurs-comparateurs AS1 et AS2, qui sont des amplificateur dont l'étage de sortie est à collecteur ouvert, fournissent sur leur sortie commune un signal de supervision Vt de niveau logique 0 (-24V). Une impulsion de commande In d'amplitude -5V est fournie. L'amplificateur opérationnel A03, connecté en intégrateur, fournit alors un signal de sortie dont l'amplitude croit de -24 à OV à l'entrée de l'amplificateur opérationnel A02. Ce dernier retransmet ce signal à l'émett ur du transistor TR1 ainsi qu'à l'anode de la diode Zener D1. Dès que l'amplitude de ce signal devient égale à -12V, amplitude de la tension d'avalanche de la diode Zener D3 appliquée à l1électrode de base du transistor TR1, ce dernier se bloque. L'amplitude de la tension fournie à l'émetteur du transistor TR2 devient immédiatement égale à l'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur A02 (-12V) augmentée de l'amplitude de la tension aux bornes du condensateur C2 (12V), déterminée par la tension d'avalanche de la diode Zener D1. Le transistor TR2 dont l'électrode de base est connectée à la source de tension V3 (OV) via la résistance R17, (100 kohms, par exemple), et dont l'émetteur reçoit un signal d'amplitude sensiblement égale à -11 + 12 = 1V à travers la résistance R14 (100 ohms) conduit et se sature. Ce transistor retransmet alors aux grilles de commandes des transistors à effet de champ du commutateur TV2 un signal de commande dont l'amplitude est égale à l'amplitude croissante du signal de sortie de l'amplificateur A02 augmentée dela tension d'avalanche de la diode Zener D1. Ces transistors conduisent, puis se saturent des que l'amplitude de ce signal de commande devient égale a + 10V. Le conducteur de sortie de Lb est alors connecté, d'une part, à la source de tension V3 (0V) à travers le canal source-drain de ces transistors et la résistance R22 (0,47# selon exemple choisi), d'autre part, à entrée inverseuse de l'amplifica- teur-opérationnel A02.Le conducteur de sortie Lb est alors alimenté par l'amplificateur A02 fonctionnant en amplificateur asservi. La tension de ce conducteur crolt donc jusqu'à la tension V3 (OV) comme l'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur A03 connecte en intégrateur. Ainsi, lorqu'une impulsion de commande Ip de -5V est fournie à l'entrée du circuit conforr.ateur composé de l'intégrateur A03, celui-ci fournit un signal de sortie dont l'amplitude croit lentement de V2 (-24V) à V3 (OV) et la tension du conducteur de sortie Lb croît de la même façon jusqu'à une amplitude voisine de OV. Simultanément, l'amplificateur opérationnel A0l dont l'entrée suiveuse reçoit le signal de sortie de l'amplificateur A03 dont l'amplitude devient moins négative que -12V et dont l'entrée inverseuse reçoit un signal d'amplitude sensiblement égale à -13V fourni par le pont diviseur R25-R30, bascule. I1 fournit en réponse un signal de sortie d'amplitude V3 = OV. Les résistances R7 et R8 étant identiques, une tension voisine de -12V est fournie aux grilles de commande des transistors à effet de champ du commutateur TV1. Ces transistors, dont l'électrode de source est connectée à la source de tension V2 (-24V) conduisent et se saturent.Le conducteur de sortie La est alors connecté à la source de tension V2 à travers le canal source-drain de ces transistors et la résistance R11 (0,05 ohm). L'amplificateur-opérationnel A01, dont l'entrée suiveuse est connectée, par l'intermédiaire de la résistance R6 à ce conducteur fortice alors en amplificateur-inverseur asservi. La tension du conducteur La décroît donc jusqu'à la tension V2 (-24V) à mesure que la tension de sortie de l'amplificateur A03 connecté en intégrateur croît jusqu'à la tension 3 (OV). Les conducteurs de sortie La et Lb étant respectivement alimentes sous les tensions V2 et V3, les amplificateurs- cômparateurs .=S1 et AS2 fournissen.t chacun sur leur sortie commune un signal de supervision Vt de niveau logique 1 (OV), le signal fourni sur leur entrée positive respective devenant moins négatif que le signal fourni respectivement sur leur entrée négative. La durée de l'impulsion de commande Ip, 80 ms environ, est suffisamment grande devant la constante de temps de l'intégrateur constitué par l'amplificateur A03 pour que ce dernier passe et reste en saturation pour fournir un signal d'amplitude V3 pendant le temps nécessaire à l'établissement et à la stabilisation des tensions fournies à chacun des conducteurs La et Lb ainsi qu'à une éventuelle analyse du signal de supervision Vt. A la fin de l'impulsion de commande Ip, le signal fourni à l'extrémité de la résistance R1 revient à 0 volt: L'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur A03 connecté en intégrateur décroît'us V3 (OV) vers V2 (-24V). La tension fournie par la chaîne d'alimentation asservie associée au conducteur de sortie La et fonctionnanteninverseur crolt de V2 (-24V) vers 0. Des que l'xmplitude du signal fourni par l'amplificateur A01 aux grilles de commande des transistors à effet de champ de commutateur TVl devient sensiblement identique à l'amplitude de la tension V2 fournie aux électrodes de source de ces transistors, ceux-ci se bloquent.La tension Va du conducteur de sortie La est alors définie, comme on l'a vu précédemment, par les résistances et la capacité de fuite de ce conducteur par rapport à la terre. On est ramené à l'état initial précédemment défini et l'amplificateur-comparateur AS1 bascule pour fournir un signal de sortie de niveau logique 0 (-24V). Simultanément, la tension fournie par la chaîne d'alimentation asservie associée au conducteur de sortie Lb et fonctionnant en suiveur décroît, de V3 (OV) vers V2 (-24V). L'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur A02 décroît. I1 en est de mime de l'amplitude du signal retransmis par le transistor TR2 aux électrodes d-e commande des transistors à effet de champ du commutateur TV2. Des que l'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur A02 devient égales -12V, la tension fournie à l'émetteur du transistor TR2 devient égale à OV. Ce transistor, dont l'électrode de base est connectée àla source de tension V3 (OV), se bloque. Simultanément, le transistor TR1 dont l'électrbde de base reçoit un signal d'amplitude -12V et dont l'émetteur reçut le signal de sortie de l'amplificateur A02 conduit puis se sature. I1 transmet le signal de sortie de l'amplificateur A02 vers les grilles de commande des transistors du commutateur TV2. Ces derniers, recevant un signal de commande sensiblement identiques au signal fourni sur leur électrode de source se bloquent. La tension V3 n'est plus retransmise au conducteur de sortie Lb et la tension Vb de ce conducteur est définie, comme on l'a vu précédemment, par les résistances et les capacités de fuite de ce conducteur par rapport à la terre. L'amplificateur-comparateur AS2 bascule pour fournir un signal de sortie de niveau logique 0 (-24V). Le signal de supervision Vt passe donc au niveau logique 0. On est ramené l'état initial précédemment décrit. Le circuit de la figure annexée permet donc bien, à partir d'impulsions de commande Ip, d'obtenir des impulsions trapézoidales à l'aide d'un circuit conformateur illustré, dans l'exemple choisi, par un amplificateur opérationnel connecté en intégrateur et, à l'aide d'une première chaîne d'alimentation asservie fonctionnant en inverseur et d'une secondé chaîne d'alimentation asservie fonctionnant en suiveur, d'alimenter une ligne bifilaire telle qu'une ligne téléphonique à l'aide d'impulsions de tension trapézoidales. D'autre part, par l'intermédiaire des amplificateurs-comparateurs AC1 et AC2, il est aisé de superviser le bon fonctionnement de la chaîne de téléalimentation de chaque ligne téléphonique, par exemple, connectée aux conducteurs de sortie La-Lb. Pour cela, selon un procédé connu, on contrôle le niveau logique du signal de supervision Vt. Ce contrôle est de préférence effectué alors que les tensions en présence sont stabilisées, c'est-à-dire, en fin de la période de temps de 100 ms pendant laquelle l'impulsion de commande Ip est maintenue à -SV. Le circuit de la figure annexée présente en outre l'avantage d'être protégé contre les surintensités pouvant survenir sur les conducteurs de sortie. Ainsi, lorque l'amplitude du courant circulant dans le conducteur de sortie La augmente et devient supérieure à un seuil déterminé, la chute de tension dans la résistance Rîl (0,05 ohm, par exemple) augmente, et la tension fournie à l'entrée négative de l'amplificateur-comparateur AC1 qui était primitivement égale à V2 = -24V devient moins négative et supérieure à la tension issue du point commun aux résistances R29 et R30 du pont diviseur R25-R30 et fournie à l'entrée positive de cet amplificåteur-comparateur. L'amplificateur-comparateur AC1 dont la sortie est à collecteur ouvert bascule et fournit un signal négatif aux électrodes de commande des transistors à effet de champ du commutateur TV1. Ces transistors se bloquent et la tension V2 n'est plus fournie au conducteur de sortie La. De la façon décrite précédemment, le conducteur de sortie La n'étant plus alimenté , l'amplificateur-comparateur de supervision AS1 bascule et provoque le passage du signal de supervision Vt du niveau logique 1 au niveau logique 0. De la même façon, lorque l'amplitude du courant circulant dans le conducteur de sortie Lb augmente et devient supérieure à un seuil déterminé, la chute de tension dans la résistance R22 (0,47 ohm, par exemple) augmente, et la tension fournie à l'électrode de drain des transistors à effet de champ de l'ensemble TV2, qui étaitprimitivement égale à V3 =OV devient négative. I1 en résulte que la tension de sortie du pont diviseur constitue des résistances R23 et R24 connectées en série entre électrode de drain de ces transistors et la source de tension V2 devient plus négative et inférieure a la tension constante fournie au point commun des résistances R25 et R26.L'amplificateur-comparateur AC2 bascule et fournit un signal négatif aux électrodes de commande des transistors à effet de champ du commutateur VJ2. Ces transfstors se bloquent et la tension V3 n'est plus fournie au conducteur de sortie Lb. De la façon décrite précédmment, le conducteur de sortie Lb n'etant plus alimenté, l'amplificateur-comparateur de supervision AS2 bascule et provoque le passage du signal de supervision Vt du niveau logique 1 au niveau logique O. Ainsi, tout débit supérieur à un seuil déterminé sur l'un quelconque des fils de sortie est détecté et la chaîne correspondante se bloque, évitant ainsi une éventuelle destruction des éléments qui la composent. Le circuit de la figure annexée permet donc bien d'alimenter une ligne de transmission, et en particulier une ligne téléphonique bifilaire a l'aide d'impulsions de tension de forme trapézoidale et d'amplitude déterminée. La description qui précède concerne le cas où une telle ligne téléphonique est alimentée entre deux tensions V2 et V3 d'amplitudes respectives -24V et 07. Le circuit conformateur, illustré par un amplificateur opérationnel connecté en intégrateur, étant alimenté entre ces deux tensions ainsi que les amplificateurs de chacune des chaînes d'alimentation, le circuit de la. figure annexée peut être utilisé avec des tensions V2 et V3 d'amplitudes respectives différentes telles que, respectivement -12V et + 12V, ou bien -36V et -12V. I1 est bien evident que la description qui précède n'a été fournie qu'à titre d'exemple non limitatif et que de nombreuses variantes peuvent être envisagées sans sortir pour autant du cadre de l'invention. Les précisions numériques, notamment, n'ont été fournies que pour faciliter la compréhension et peuvent varier avec chaque cas d'application. REVENDICATIONS 1. Circuit d'alimentation d'une ligne téléphonique à partir d'une source de tension caractérisé par le fait qu'il comprend notamment une source d'impulsions qui fournit à la ligne des impulsions de tension espacées, afin d'économiser le courant. 2. Circuit d'alimentation d'une ligne tel que defini- en 1, caractérisé par le-fait qu'il comprend,.associé à chacun des fils de la ligne téléphonique, une chaîne dlali- mentation qui reçoit les impulsions pour fournir la tension durant chacune de ces impulsions. 3. Circuit d'alimentation d'une ligne téléphonique tel que défini en 1, caractrise par le fait qu'il comprend un circuit conformateur qui reçoit les impulsions pour fournir des impulsions trapézoïdales. 4. Circuit d'alimentation d'une ligne téléphonique tel que défini en 2, caractérisé par le fait que la chaîne d'alimentation est asservie et comprend notamment un amplificateur différentiel qui reçoit les impulsions, un commutateur dont une entrée de commande est connectée à une sortie de l'amplificateur, dont une sortie est connectée, d'une part, à la source de tension, d'autre part, à la sortie de l'amplificateur et dont une autre sortie est connectée, d'une part, au fil associé de la ligne téléphonique, d'autre part, à une entrée de l'amplificateur. 5. Circuit d'alimentation d'une ligne téléphonique tel que défini en 3, caractérisé par le fait quelle circuit conformateur est un amplificateur différentiel dont la sortie est connectée à une entrée par l'intermédiaire d'un condensateur, que cet amplificateur ainsi que les autres circuits sont alimentés par la source de tension et peuvent ainsi fonctionner avec différentes sources de tension.