Brevet FR2496274A1 — publié le 19820618

PROCEDE DE MESURE DE DISTANCE PAR RADAR A ONDE ENTRETENUE MODULEE EN FREQUENCE, APPAREIL POUR LA MISE EN OEUVRE DU PROCEDE ET APPLICATION A LA DETERMINATION PRECISE DU NIVEAU DE LIQUIDE DANS UN RESERVOIR. L'invention concerne un procédé pour la détermination précise de la distance d d'un objet par rapport et à l'aide d'un radar du type FM-CW comportant un générateur VCO d'un signal hyperfréquence F de fréquence instantanée f modulé linéairement en fréquence par un modu- OS lateur CDS engendrant un signal de tension en dents de scie DDS présen- tant chacune une rampe de durée T pendant laquelle le signal F décrit une excursion linéaire de fréquence de valeur AFprédéterminée, constan- te, connue avec précision, une antenne émettrice-réceptrice et un mélan- geur qui reçoit le signal émis, et le signal reçu F' de fréquence ins- 10 tantanée f' après réflexion sur l'objet dont on veut mesurer l'éloigne- -' ment d, et qui délivre un signal Fb de fréquence fb' Selon un mode de réalisation de l'invention, la durée T de chaque dent de scie de tension (sortie de GDS) et de fréquence (sor- tie de VCO) est prédéterminée, constante et connue avec précision. 15 Selon un autre mode de réalisation, ledit radar de type FM-CW comporte une boucle d'asservissement entre la sortie dudit mélan- geur et l'entrée dudit modulateur GDS pour maintenir sensiblement cons- tante la fréquence fb du signal Fb de sortie du mélangeur. L'invention concerne aussi un appareil de mesure de dis- 20 tance pour la mise en oeuvre du procédé couvrant les modes de réalisa- tion décrits ci-dessus. Dans le cas o le radar comporte une boucle d'asservissement, il est par exemple tel que décrit dans le brevet français n 1 557 670 au nom de la demanderesse. 2496274 L'invention s'applique de préférence à ia mesure de dis- tances relativement courtes. La valeur des paramètres f1 (fréquence cen- trale du signal F) et AF du radar étant supposée fixée, on peut définir une petite plage de distances maximales, soit de do à 1,1 do pour fixer 05 les idées, pour laquelle la précision obtenue sur d est sensiblement la même que celle avec laquelle il est possible de mesurer f, soit l0-4 par exemple. Au-delà de cette plage l'inventi-on n'est plus applicable et la précision sur d retombe à 10-3 et plus ; pour des valeurs de dis- tances inférieures à do, l'erreur absolue commise sur d reste constante, 10 c'est-à-dire que l'erreur relative augmente li-t-sque d diminue, devenant égale par exemple à 103 pour d = 0,1 do. L'invention se révèle donc avantageuse sur une plage de distances couvrant eniviron un ordre de grandeur de 1 à 10 mbtres, ou de 10 à 1og mètres par exemple. Plus précisément l'invention peut s'appliquer à la mesu- 15 re de la hauteur d'un liquide, de l'hydrog ne ou de l'oxygène liquide par exemple dans des réservoirs ayant une hauteur de quelques mètres auec une erreur absolue environ égale à i mm. L'équation de base à partir de laquelle la distance peut être mesurée lorsqu'on utilise un radar Ff-CW; du type décrit ci-dessus 20 utilisé généralement colme radioaltimètre s'écrit : fb AF T: T(1) T formule dans laquelle -r est le temps mis par l'onde pour parcourir la distance 2d entre le radar et 'obje et retour au radar après réflexion sur l'objet, soit : 2d 25 T - C c étant la vitesse de propagation de l'onde électromagnétique. Des formules (1) et (2) on déduit la valeur de d en fonction des valeurs mesurées de fb' AF et T : c fb d = 2. T (3) 30 Lorsque l'appareil de mesure de distance est celui dé- crit dans le brevet français nu i 557 670, les paramètres fb et AF sont maintenus à des valeurs sensiblement constantes et la distance d est 2496274 3 proportionnelle à la durée T d'une dent de scie. La précision obtenue sur d est alors égale en première approximation à la somme des préci- sions obtenues sur fb' AF et T, soit une erreur de l'ordre de d = 102 lorsque les erreurs relatives sur fb' AF et T sont de l'ordre de 10 05 ce qui est déjà difficile à obtenir-dans la technique connue. Il est aussi envisageable d'émettre une onde variant linéairement en fréquence sous forme de dents de scie ayant une excursion de fréquence AF et une durée T maintenues constantes. Dans ce dernier cas, AF et T deviennent des paramètres, et fb la variable en fonction de la distance d, dans la 10 formule (3), le raisonnement fait sur la précision de d restant le même que décrit ci-dessus dans le cas o T est la variable. Il faut noter que dans les deux cas envisagés ci-dessus (T variable ou fb variable en fonction de d) la valeur de fb' pendant letempsTd'excursion d'une dent de scie, peut être considérée comme constante, sa variation étant de 15 plusieurs ordres de grandeur plus faible que les erreurs les plus faibles considérées dans le présent texte. Ceci résulte du fait que la vitesse relative entre objet et radar, pour les applications envisagées, est très faible en comparaison de la vitesse de répétition des dents de scie. 20 Un but de-la présente invention est d'obtenir une meil- leure précision sur la mesure de fb' AF et T notamment par l'utilisation de périodemètres ou d'oscillateurs à quartz. Un autre but de l'invention est d'obtenir sur d une pré- cision qui est du même ordre que celle obtenue pour fb' AF et T respec- 25 tivement. Ces buts sont atteints du fait que le procédé décrit en préam- bule est remarquable en ce qu'il comporte les étapes suivantes pendant la durée T d'une dent de scie : - la mesure précise de la fréquence f du signal F et de la phase 'Pbo du signal Fb à un instant to ; 30 - la détermination d'un train de N périodes (N entier) du signal Fb dont on mesure la valeur N et la durée T1 comprise dans la durée T ; - le calcul approché de d, noté dl, à partir des valeurs AF, T et des valeurs trouvées pour N et T1 à l'étape précédente ; - le calcul approché de y, noté dont on veut mesurer la distance d par rapport à l'antenne 3, une fraction du signal émis est reçue, après un retard T mis pour parcourir deux fois la distance d, par l'antenne 3 (signal F' de fréquence f') et partiellement transmise à une deuxième entrée du mélangeur 4 par l'intermédiaire d'un coupleur 6. Le mélangeur 4 effectue un mélange soustractif des signaux qu'il reçoit et délivre à sa sortie un signal de battement 2496274 6 dont la fréquence fb est telle que : fb = f - f'. Ce signal est filtré et amplifié à travers l'amplificateur-filtre 7 qui délivre le signal Fb de fréquence fb' Les éléments 1 à 7 constituent la partie connue classi- que d'un radar FM-CW à modulation linéaire de fréquence. Le générateur 2 05 peut être autonome et engendrer un signal de tension en dents de scie dont l'excursion linéaire AV et la durée T correspondant à cette ezcur- sion sont constantes. Les dents de scie sont par exemple asymétriques, croissantes et séparées per des paliers de tension basse V1 et haute i2 A ce signal correspond un signal F en sortie du V'CO 1 constitué par des 10 dents de scie de fréquence croissante d'excursion AF constante, de durée T et séparées par des paliers de fréquence basse f constante et haute f2 constante tels que AF = f2 - fo0. De préférence, le radar comporte entre la sortie du mé- langeur 4 et une entrée de commande du GDS 2 une boucle d'asservissement 15 qui a pour fonetion de maintenir lnstante la fréquence fb en faisant varier la pente des dents de scie lorsquae la distance d varie. Cette boucle signalée par un trait interrompu sur la figure 1 comporte l'ampli- ficateur-filtre 7. un discriminateur de fréquence 8 de fréquence centra- le fbo constante, et un intégrateur-ana.qorphoseur 9. lorsque la distance 20 d varie, la fréquence fb est maintenue sensiblement égale à fbo et la pente des dents de scie varie, AF restant constante, de façon telle que la durée T soit proportionnelle à la distance d en premièreapproximainor. Pour plus de détails sur la structure et le fonctionnement de ce radar, on peut se reporter au brevet français déjà cité n 1 557 670. Pour la 25 mise en oeuvre de l'invention, le radar de la figure 1 met de façon con- nue à disposition, par l'intermédiaire du GDS, un signal logique DE qui est égal à "1" pendant l'excursion de la cdent de scie et à "0" pendant le s p a 1 i e r s. Les signaux Fb, DDS et DE sont transmis à un organe de mesure et de calcul 10 qui peut être réalisé en logique câblée 30 mais qui est de préférence un microprocesseur et qui reçoit aussi un si- gnal d'horloge rapide à fréquence par exemple égale à 10 MHz, noté 0. Partant de la formule (3), l'invention se propose dans un premier stade d'obtenir les valeurs des paramètres fb' AF et T avec une précision améliorée, cette précision devant être sensiblement la même pour chacun des trois paramètres. Il est connu d'obtenir la mesure de T avec une grande précision par utilisation d'un compteur numérique rapide qui reçoit l'horloge 0 et le signal DEcommedécrit ci-dessous. 2496274 7 La précision sur T étant par exemple de l'ordre de 10-4, l'invention se propose de mesurer AF et fb avec une précision comparable. En ce qui concerne AF, la valeur qui serait mesurée à partir du signal DDS en ap- pliquant la formule AF = f2 - fo étant insuffisante, il est nécessaire 05 d'adjoindre au radar un dispositif de régulation du AF à une valeur pré- déterminée à l'aide d'oscillateurs à quartz, comme décrit ci-dessous en référence à la figure 5. AF est alors introduit comme une constante ex- térieure dans l'organe 10. La mesure précise de fb se fait à partir du signal Fb par comptage d'un nombre entier N de sinusoïdes du signal Fb 10 formant un train à l'intérieur de la durée T, et mesure concomitante de la durée T1 de ce train qui peut être faiteavec la même précision que T. La précision obtenue est d'autant plus grande que T1 est grand et dans la plupart des cas, il est possible de faire en sorte que T1 soit environ égal à 0,9 T. On obtient alors à partir de la formule (3) la va- 15 leur précise de d, notée dl, qui s'écrit d c N T 4 d 2 AF T1 (4) avec b -N (5) L'invention se propose, en liaison avec ce qui précède, à partir d'une mesure de phase fbo du signal Fb, d'une mesure de fréquence f du signal 20 F, ces deux mesures étant faites à un même instant t0 choisi arbitraire- ment pendant la-durée T et de la valeur dl, de déterminer la distance d, notée d2, avec une précision plusieurs fois plus grande que celle obtenue sur dl au moins sur une certaine plage de distances. Avantageusement, l'instant to marque le début de la durée T, instant auquel la fréquence 25 du signal F est égale à la fréquence fp = f prédéterminée du palier bas et peut être connue avec précision, étant obtenue à partir d'oscillateurs à quartz comme décrit ci-dessous en référence à la figure 5. Les formules et les calculs qui permettent d'obtenir d2 sont comme suit 30 211 f T 4H f (6) tfétant l'angle, pouvant comporter plusieurs cycles, qui représente avec une très bonne approximation le déphasage global entre les signaux F et 2496274 F' à l'instant to, en prenant comme origine le point d'intersection en- tre la droite d'équation f() =F t et l'axe des temps. Ce déphasage global représente l'angle électrique parcouru par le signal F pendant le temps T. La formule (6) donne Y en première approximation seulement, du 05 Fait de l'hypothèse simplificatrice implicite selon laquelle la fréquen- ce f resterait constante et égale à f pendant la durée T qui précède l'instant to. L'erreur ainsi introduite sur f est cependant très faible, par exemple de l'ordre de 10 -8 seulement si l'on choisit pour f une fré- de . d Z et pour fb une frquence de l'ordre de 1100 Hep ~~~~~~~~~~ rquence de l'ordre de 10Hz 10 et peut être négligée. L'angle T peut encore s'écrire : f= Y -- 2 k1 (7) t étant la phase du signal Fb à l'instant t et k un nombre entier. bo O En combinant les équations (6) et (7) on obtient : (d = (bo + 2 kl) (8) d - o 15 soit, en introduisant dans la formule (8) la valeur d1 de d = d1 bo (9) c 211 Si les valeurs de fo, dl, bo étaient les valeurs exactes, on obtien- drait pour k la valeur entière recherchée ; fo, d et bo étant des va- l bo leurs obtenues à partir de mesures, on obtient en fait d'après la formu- 20 le (9) à la place de k, une valeur k' non entière, voisine de k. Le but de l'invention est que ces mesures soient assez précises pour que l'on obtienne pour k' une valeur non entière de k, telle que : 1 k' 1 k - :7 ~~~~~p o Soit 9i le temDs qui, à partir de to, s'écoule jusqu'au premier passage à 0 par a.:res croissantes du signal Fb (premier front montant de A) et 02 le temps qui s'écoule jusqu'au deuxième front montant de A. La période de Fb est égale à 06 - 6i et le temps qui mesure le déphasage t bo à O - 201. Il s'ensuit que le déphasage bo est égal : 62 261 211I ~~~~~~~~~~(11) bo = 02%. (11) Pour engendrer un signal logique égal à "5" uniquement pendant la durée 01, le sign1al B inversé par un circuit inverseur 22, le 15 signal G et le signal DE sont transmis à un circuit-porte ET 23 dont le signal de sortie est fourni à un compteur rapide 24 qui effectue la me- sure de 91 comme le cnmpteur 19 celle de Ti1. La durée e62 est engendrée de façon semblable. Une bascule D 25 qui reçoit le signal B sur son en- trée D et le signal A sur son entrée d'horloge délivre un signal dont le 20 premier front montant coïncide avec la fin de la durée 02. Ce signal est . inversé par un circuit inverseur 26 et transmis, ainsi que les signaux G et DE à un circuit-por:te ET 27 dont la sortie est à l'état logique "1" pendant 92' Comme les durées T1 et e1y 62 est mesur6par un compteur ra- pide 28. De même, la durée T est mesurée, si besoin est, par un compteur 25 rapide 29 semblable eux compteurs 18, 24 et 28. On peut aussi choisir comme instant de mesure de to et de f0 un instant o le signal Fb passe par "O" par valeurs croissantes, l'instant de n'importe quel front mon- tant du signal A. Dans ce cas, Y' qui est nul du fait de ce choix n'a bo pas besoin d'être mesuré. Par contre, la valeur de f doit être mesurée 30 audit instant par un périodemètre à quartz. La remise à zéro des compteurs 18, 20, 24, 28, 29 est ef- fectuée par un signal RAZ qui peut être engendré de façon connue par le radar à n'importe quel instant compris entre les instants t2 marquant la fin de la rampe de tension du signal DDS et to marquant le début de 35 la rampe suivante. De préférence, on choisit pour la remise à zéro l'ins- 2496274 il tant t3 qui est celui du passage de la valeur maximale à la valeur mini- male du signal DDS (passage de V2 à V1 lorsque le signal DDS comporte des paliers). Lorsque la partie droite de la figure 2 est un micropro- 05 cesseur, les valeurs de T1, NI 02' 01 et T sont transmises à des cir- cuits d'interface (ports d'entrée-sortie) et le microprocesseur est pro- grammé de façon connue pour exploiter ces nombres traduits en parallèle sur le bus de données selon la séquence suivante : calcul de la fréquence fb selon la formule (5) symbolisé en 31, figure 2 ; - calcul de la distance d1 selon la formule (4) symbolisé par le bloc 32 qui reçoit en plus des données variables fb et T les constantes c, 2 et la valeur de OF introduite comme une constante, ces valeurs étant contenues dans une mémoire morte (ROM). Il faut noter que dans le cas 15 o T est fixe, sa mesure, en 29 n'est pas nécessaire et sa valeur est alors introduite directement en 32 à titre de constante. - calcul de l'angle d d T AF (15) I 211 hL- D'autre part, pour profiter du supplément de précision apporté par la mesure de phase - utilisation de la formule (8)il faut que la mesure de fréquence fo soit suffisamment précise pour que k' -formule (9)- 20 puisse être calculé et que k puisse être déterminé en fonction de k' sans ambiguité, c'est-à-dire que l'erreur sur d1 soit telle que : d d1 en référence à la figure 5. Sur la figure 5 est représentée une boucle de phase qui comporte, à partir de la sortie du comparateur de phase 64 2496274 15 un amplificateur-filtre 73, un convertisseur analogique-numérique (CAN) 74 et, à partir d'un point de branchement 75, un convertisseur numéri- que-analogique (CNA) 76 et un CNA 77. Les convertisseurs 74 et 76 ou 74 et 77 sont reliés entre eux par plusieurs conducteurs, ce qui est sym- 05 bolisé sur le dessin par un conducteur unique coupé par une barre obli- que. Il s'agit par exemple de 12 conducteurs dont un conducteur pour le bit de signe, permettant de compter des nombres compris entre - 2047 et 2048. La sortie du CNA 77 est reliée à travers une résistance 78 à l'en- trée inverseuse d'un comparateur 81 qui est de préférence un amplifica- 10 teur opérationnel. La deuxième entrée du comparateur 81, c'est-à-dire l'entrée non inverseuse reçoit le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel 53 qui se confond avec celui du GDS 2 en 60. La sortie du comparateur 81 est reliée à l'entrée d'un circuit logique 82 comportant des temporisateurs et des circuits-portes logiques et qui possède quatre 15 sorties de commande, référencées 83, ces sorties pouvant être le siège de signaux logiques sous forme de deux niveaux de tension constante re- présentant les états logiques "O" ou "1". Le circuit logique 82 compor- te de préférence deux circuits monostables disposés en série, le pre- mier monostable, déclenché par un front montant déterminant la durée X 20 du palier haut de la dent de scie et le deuxième monostable, déclenché par un front descendant à partir- u'premier, déterminant la durée 6 du palier bas de la dent de scie de tension en sortie du GDS ou de fréquen- ce en sortie du VCO. Une première et une deuxième sortie servent au ver- rouillage ou au déverrouillage des CNA 77 et 76 respectivement, une 25 troisième et une quatrième sortie commandant l'ouverture ou la fermetu- re des interrupteurs 56 et 57 respectivement. Ces quatre sorties sont symbolisées par des lignes en trait interrompu 83 et sont issues de circuits-portes logiques, internes au circuit 82, le tout constituant des moyens de commutation et de verrouillage. La sortie du CNA 76 est 30 reliée à l'entrée 59 de l'amplificateur opérationnel 53 par l'intermé- diaire d'une résistance 85. Les organes 53 et 81 sont par exemple des amplificateurs opérationnels/uAlOlA fabriqués par la société Fairchild. Un cycle de fonctionnement du radar selon la figure 5 est décrit ci- dessous. On peut considérer avec une très bonne approximation que la 35 borne 58 est le siège d'une tension négative constante, ce qui, lors de la phase de fonctionnement de l'amplificateur opérationnel 53 en inté- grateur, résulte en une rampe de tension croissante en 60 et en un si- 2496274 16 gnal hyperfréquence dont la fréquence varie de façon croissante sensible- ment linéaire en sortie du VCO 1. Vette phase est celle pendant laquelle les CNA 76 et 77 sont verrouillés, l'interrupteur 56 est ouvert et l'in- terrupteur 57 fermé sous la commande des moyens de verrouillage et de 05 commutationr comme explique ci-dessous, le mélangeur 61 délivrant, avant l'instant t2, un signal de fréquence égale à : f - fi .l'intant t2, le signal ? atteint (respectivement attindrait) la valeur prédéterminée f2 = fl + fq et le signal en sortie du mélangeur 61 la valeur fq. A un instant très proche de t? le signal croissant sur 'L'entrée non inverseu- 10 se du comparateur 31 devient égal au signal sur l'entrée inverseuse. Lorsque ceci se produit, le signal de tension en sortie du comparateur 81 bascule d'un niveau bas à un niveau haut, ce front montant déclen- chant le circuit logique 82, en l'oceurrence le premier monostable ca- racterisé par sa durée y ; à partir de cet instant très proche de t2, 15 l'interrupteur 57 est ouvert, sous l'action du quatrième conducteur 83, ce qui arrête la charge du condensateur 55 et fige la sortie 60 à un ni- veau de fréquence très proche de f + fq (le CNA 76 restant verrouillé), et le ENA 77 est déverrouillé (premier conducteur 83), ce qui permet à la boucle de phase d'agir sur l'entrée inverseuse du comparateur 81 de 20 façon à réajuster cette tension, qui agit comme une tension de seuil, à une valeur qui corresponde à une valeur de fréquence égale à f2=fl +fq pour le signal F. Ce fonctionnement se poursuit pendant une durée arbi- traire : t3 - t2 (voir figure 3) déterminée par une temporisation interne au circuit 82 (durée du premier monostable). L'instant t3 marque 25 la fin de Y qui déclenche une nouvelle temporisation 6 (activation du deuxième monostable) pendent laquelle le CNA 77 est verrouillé, le CNA 76 est déverrouillé, l'interrupteur 56 est fermé, le condensateur 55 est déchargé et la fréquence f devient proche de f1 - fq' l'interrupteur 57 restant ouvert. Pendant cette phase, l'amplificateur opérationnel 53 30 fonctionne en amplificateur suiveur de gain unité (contreréaction totale) et la boucle de phase maintient la valeur de f gale à : f -fi - fq - De préférence, le signal de sortie des CNA 76 et 77 est pré-réglé pour que les valeurs de fréquence f 2 correspondant à la tension V2 (figure 3) respectivement f correspondant à la tension V1 soient obtenues pour 35 des valeurs numériques proches de zéro en entrée des CNA 76 et 77 respectivement. Dans ce but sont branchés en série à l'extrémité de la résistance 78 située du coté du comparateur 81 une résistance 86 et un 2496274 17 potentiomètre 87 et à l'extrémité correspondante de la résistance 85, une résistance 88 et un potentiomètre 89. Ceci permet d'avoir un ajuste- ment rapide de la valeur de AF à la valeur : f2 - fo = 2 fq' surtout en ce qui concerne la limitation de f à la valeur du palier supérieur à la 05 fréquence f2 comme on le verra ci-dessous. D'autre part, cette mesure permet d'optimiser la plage de régulation des boucles de phase en la rendant la plus grande possible étant donné que la valeur zéro se situe au milieu de l'échelle de codage choisie pour les CNA 76 et 77. Il faut noter que pendant les durées y et 6, la fréquen- 10 ce du signal de sortie du mélangeur 61 est restée sensiblement constante et égale à fq' La fin de 6, en t., se traduit par un front descendant en sortie du deuxième monostable, entraînant l'ouverture de l'interrupteur 56, la fermeture de l'interrupteur 57 et le verrouillage du CNA 76. On se retrouve donc avec la même configuration qui existait juste avant 15 l'instant t2, soit dans la phase du cycle pendant laquelle la boucle de phase est inhibée et o l'amplificateur opérationnel 53 fonctionne en tant que générateur de rampe. Pendant la durée qui s'écoule de t à t2, la fréquence f croit linéairement de f à f2, alors que la fréquence du signal de sortie du mélangeur 61 est d'abord égale à f1 - f puis, après 20 passage par zéro, à f - fl, et le cycle recommence. On notera que lors de ce fonctionnement la correction exercée par la boucle de phase est prise en compte à l'instant t3, au moment du verrouillage du CNA 77 et n'exerce son effet qu'à l'instant t2 qui marque le début du cycle suivant. Pendant la durée y, la fréquence 25 du signal F, proche de f 2, est indépendante des fluctuations du signal sur l'entrée inverseuse du comparateur 81..1 s'ensuit qu'une durée pou- vant atteindre plusieurs dizaines de fois celle d'un cycle (T + y + d) est nécessaire pour ajuster la fréquence f à la valeur f2 pendant le pa- lier y de chaque cycle, avec une précision de l'ordre de 10-5 à 10 7 30 dans le cas préféré o les oscillateurs 63 et 65 sont des oscillateurs à quartz. Cette durée est d'autant plus réduite que le pré-réglage du CNA 77 indiqué ci-dessus au moyen du potentiomètre 87 est précis, ce qui permet en outre de donner au CNA la meilleure sensibilité en faisant en sorte que l'échelon de tension élémentaire en sortie du CNA 77 soit le 35 plus petit possible et provoque une variation de fréquence discrète in- férieure à l'erreur de fréquence des oscillateurs 63 et 65. Si la durée d'un cycle est de 10 ms, par exemple, un temps de l'ordre de la seconde 2496274 18 peut être nécessaire pour ajuster la fréquence f à la valeur f2 pendant le palier y de chaque cycle, ce qui est admissible pour la plupart des applications, mais pour un cycle de 500 ms par contre, un temps de l'or- dre de la minute peut être considéré comme trop long. Il faut noter que 05 certains organes du dispositif peuvent subir des dérives en température ou des dérives dues au vieilissemen, le VCG 1, notamment. Dans ce cas, malgré un pré-réglage précis du CNA 77 au moyen du potentiomètre 87, le temps d'ajustement de f à la valeur f2 est accru et il peut s'avérer né- cessaire de refaire occasionnellement le réglage. ~~10 P~ar contre, l'ajustement de f a la valeur f f1 - fq pendant la durée ô de chaque cycle a lieu de façon quasi instantanée pendant la durée 6 même, soit en une ou quelques millisecondes environ, étant donné le rebouclage direct de la deuxième boucle de phase à tra- vers le C:A 76, l'amplificateur opérationnel 53 et le VCu 1. Les inter- 15 rupteurs 56 st 57 de la figure 5 sont de preference des transistors à effet de champ commandés par leur grille, à partir du circuit logique 82, par l'intermédiaire des troisième et quatrième sorties 85 qui sont le siège de signaux logiques aptes à opérer la séquence de commutation adéquate pour les interrupteurs 56 et 57 et par exemple telle que décri- 20 te ci-dessus. Dans le radar de la figure 5, les signaux Fb et DDS sont prélevés comme décrit en référence à la figure 1, et le signal DE est prélevé sur la quatrième sortie 83 qui commande l'ouverture et la ferme- ture de l'interrupteur 57. Selon le type de logique utilisé en 83, 56 et 57 il peut être nécessaire de complimenter par un inverseur le signal 25 logique déduit de la quatrième sortie 83 pour obtenir le signal DE re- présenté à la figure 3. Les valeurs AF = 2 fq et fo = fl - fq' prédéter- minées et obtenues avec précision peuvent dès lors être introduites com- me des constantes dans le dispositif de calcul (partie droite de la fi- gure 2). 30 Pour obtenir une stabilisation de AF à la valeur très précise requise au cours de chaque cycle, il est possible de rendre sy- métrique l'action de la boucle de phase pendant les paliers de durée Y et 5, moyennant une légère complication du radar de la figure 5 et une modification partielle de la séquence de commutation des interrupteurs 56 35 et 57. Cette variante du radar n'est pas représentée. Partant du schéma de la figure 5, elle consiste à relier le point commun aux résistances 85 et 88 à l'entrée non inverseuse 59 de l'amplificateur opérationnel 53 2496274 19 par l'intermédiaire du trajet source-drain d'un transistor à effet de champ dont la grille peut être commandée par le premier conducteur 83 relié à la sortie du premier monostable à l'intérieur du circuit 82. De façon symétrique, le point commun aux résistances 78 et 86 est relié à 05 l'entrée non inverseuse 59 de l'amplificateur opérationnel 53 par l'intermédiaire du trajet source-drain d'un transistor à effet de champ dont la grille est commandée par le signal complémentaire de celui sur le premier conducteur 83. Pour la commande des interrupteurs 56 et 57, la sortie de chaque monostable est reliée à une entrée d'un circuit-porte OU dont la sortie commande directement l'un des interrupteurs 56, 57 et, après complémentation du signal, l'autre interrupteur. On obtient ainsi un fonctionnement identique au précédent en ce qui concerne les phases de durée 6 et to à t2, le fonctionnement pendant la durée y devenant analogue à celui pendant la durée 6 du fait que la boucle de phase 15 agit alors directement par l'intermédiaire du CNA 77 sur l'entrée 59. Dans ce cas, les états logiques des interrupteurs 56 et 57 sont complémentaires, l'interrupteur 57 étant fermé et 1'interrupteur 56 ouvert pendant la rampe de la dent de scie et 57 ouvert, 56 fermé pendant les paliers séparant deux rampes consécutives. Le front descendant en sortie 20 du premier monostable (instant t3) déclenche par exemple le calcul de d2 dans le microprocesseur. Il est encore possible, pour l'obtention des valeurs de AF et f avec une grande précision de s'affranchir des paliers qui sépa- o rent les rampes de la dent de scie et de l'action de la boucle de phase 25 décrite ci-dessus, pourvu que les points (fo, ta) et (f 2' t2) marquant les extrémités de la rampe pour chaque dent-de scie de la courbe F(t) soient déterminés de façon précise. Pour cela, de façon non représentée, les éléments 61 à 65 de la figure 5 sont conservés, les éléments 73 à 89 supprimés et la sortie du comparateur de phase 64 est reliée à un micro- 30 processeur par l'intermédiaire d'un détecteur d'amplitude, d'un circuit de comparaison par rapport à un seuil de tension et de mise en forme et d'un compteur numérique qui reçoit aussi les signaux d'horloge 0 et de remise à zéro RAZ. Ce microprocesseur est avantageusement le même que celui qui effectue les calculs décrits avec référence à la partie droite 35 de la figure 2. Une application de l'invention à la mesure précise de courtes distances est décrite ci-dessous en référence à la figure 6. La 2496274 20 référence 91 désigne un VICO à grenat d'Yitt4rium, appartenant à l'un des radars décrits plus haut. L'application consiste à mesurer la hauteur du niveau 92 d'un liquide 93 dans un réservoir 94 représenté avec une par- tie arrachée. Le liquide est par exemple de l'hydrogène liquide et la 05 distance à mesurer est par exemple comprise entre 1,5 m et 8 m. Un gui- de d'ondes 95, d'unte .i2ousur supérieure à la hauteur du réservoir relie la sortie du VCO 91 -u fond du réservoir, constituant un équivalent avan- tageux de l'antenne émettrice-réceptrice 3 (figures 1 et 5). Une lumi- re, non représentée, est prévue à la partie basse du guide d'ondes, pour !0 permettre au liquide de penriérrer à l'intérieur du guide. La puissance aemise par le VCC est de i'ordre de 5 miW. Un premier atténuateur de 3 dB à lame de carbone 96 est placé entre le YCO 91 et les diodes 97 qui font office de cowpleurs '5, 6) à l'émission et à la réception, ceci en pro- tection contre ies réfiexions parasites. Les diodes 97 ont leur cathode 15 reliée à un mélangeur 93 d'un type connu, par exemple un mélangeur 5À/4, Le couplage des deux diodes leur donne environ 0,5 mW d'oscillation lo- cale chacune. La puissance restante, soit 1,5 mW environ part dans le guide, après une seconde etténuation de 6 dB par un atténuateur 99 et traversée d'un radmie en matériau diélectrique symbolisé par la référen- 20 ce 100. La partie du guide située entre les atténuateurs 96 et 99 peut être portée a une temperature prédéterminée à l'aide d'une résistance de chauffage 101. Dans la parLie du guide d'ondes située à l'intérieur du réservoir, la cible est constituée soit par une fine lamelle de cuivre 25 de-.,01 mm d'épaisseur environ maintenue à la surface libre du liquide par l'effet de la tension superficielle, soit de préférence par la sur- Face libre même du liquide. Afin d'éviter les réflexions parasites au fond du réservoir le guide est terminé, à son extrémité inférieure, par une charge adaptatrice d'impédances, ou bien il débouche sur un réflecteur métallique oblique 102 destiné à évacuer latéralement l'énergie qui n'aurait pas été réfléchie à la surface libre du liquide. Pour fixer les idées, le VCO 91 émet par exemple un si- gnal F modulé linéairement entre f = 10 GHz et f2 = 12 GHz, soit : AF = f2 - fo = 2 GHz. Ces valeurs de fréquence correspondent respectivement, 35 pour les fréquences des oscillateurs à quartz 63 et 65 (figure 2) à : f = 11 GHz f = I GHz q 2496274 21 La fréquence centrale fbo du discriminateur de fréquence (8, figure i ou 5) est égale à 100 Hz. La distance d à mesurer étant comprise entre 1,5 m et 8 m, la durée T de la dent de scie est comprise entre 200 ms et 1066 ms 05 (T =2 d AF c fb Si par ailleurs on prend : d 'bo = d = 100 bo T = 1,1 T1 on trouve, en vertu de la formule (15) : 10 d d1 = 4,6 mm et, en vertu de la formule (19) : d d2 = 0,417 mm. 2~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~ ~~~~~~~ .~~~~~~~~~~~~~~ :? . , ,,,? ' ,: 2496274 22 REVENDICATIONS : 1. Procédé pour la détermination précise de la distance d d'un objet par rapport et à l'aide d'un radar du type Ft-CWJ comportant un générateur VCO d'un signal hyperfréquence F de fréquence instantanée 05 f modulé linéairement en fréquence par un modulateur GD5 engendrant un signal de tension en dents de scie DDS présentant chacune une rampe de durée T pendant laquelle le signal F décrit une excursion linéaire de fréquence de valeur AF prédéterminée, ccnstante, connue avec précision, une antenne émettrice-réceptrice et un mélangeur qui reçoit le signal J0 émis, et le signal reçu F' de fréquence instantanée f' aprs réflexion sur l'objet dont on veut mesurer l'éloignement d, et qui délivre un si- gnal Fb de fréquence fb le procédé étant caractérisé en Ce qu'il compor- te les étapes suivantes pendant la durée-T d'une dent de scie - - la mesure précise de la fréquence f du signal F et de la phase tbO du o~~~~~~~b 15 signal Fb à un instant to, - la détermination d'un train de N périodes (IN entier) du signal Fb dornt on mesure la valeur N et la durée T1 comprise dans la durée T, - le calcul approché de d, noté d1, à partir des valeurs AF, T et des valeurs trouvées pour N et T1 à l'étape précédente, 20 - le calcul approché de , noté X , qui est le déphasage global entre signaux émis et reçu à partir des valeurs de f et d1 trouvées aux étapes précédentes, - la détermination de l'angle 2 kl, k étant un nombre entier, réellement contenu dans l'angle 2. Procédé pour la détermination précise de distance selon la revendication 1, mettant en oeuvre un radar du type FM-CW pour lequel la durée T de chaque dent de scie est prédéterminée, constante et connue avec précision. 3. Procédé pour la détermination précise de distance selon 35 la revendication 1 mettant en oeuvre un radar du type FM-CW comportant une boucle d'asservissement entre la sortie dudit mélangeur et l'entrée dudit modulateur pour maintenir sensiblement constante la fréquence fb 2496274 23 du signal Fb de sortie dudit mélangeur, caractérisé en ce qu'il comporte l'étape supplémentaire qui consiste en la mesure précise de la durée T de la dent de scie considérée. 4. Appareil de mesure de distance pour la mise en oeuvre du 05 procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte : des premiers moyens de mise en forme dudit signal Fb sous forme d'un signal carré A ayant même phase et même fréquence fb' - des deuxièmes moyens pour mesurer la phase 5. Appareil de mesure de. distance selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens de détection pour détecter l'instant t2 o le signal F atteint une valeur de fréquence prédéterminée constante égale à f1 + fq et pour détecter l'instant to o le signal F atteint une valeur de fréquence prédéterminée constante égale à 25 f - fq, lesdits moyens de détection étant constitués par un mélangeur q de fréquence qui reçoit sur une première entrée par l'intermédiaire d'un organe de couplage monté à la sortie du VCO une fraction du signal F, un premier oscillateur à quartz qui délivre un signal à fréquence f1 sur une deuxième entrée dudit mélangeur de fréquence qui délivre un signal 30 dont la fréquence est égale à If - flI, et un comparateur de phase qui reçoit sur une première entrée le signal à fréquence If - f et sur une deuxième entrée un signal à fréquence fq constante délivré par un deuxième oscillateur à quartz. 6. Appareil de mesure de distance selon lequel chaque dent 35 de scie est suivie par un premier palier, respectivement précédée par un deuxième palier selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il com- porte en outre d'une part une boucle de phase comportant en cascade à 2496274 24 partir de la sortie dudit comparateur de phase un amplificateur-filtre, un convertisseur analogiquenumérque, un point de branchement relié à un premier convertisseur numérique-analogique (CNA) suivi d'un compara- teur et à un deuxième CNA suivi dudit modulateur GDS, d'autre part des 05 moyens de commutation et de verrouillage actionnés par un circuit logique ltui-même commandé par la sortie dudit comparateur et déterminant la durée Y dudit premier palier et la durée 6 dudit deuxième palier. 7. Appareil de mesure de distance selon la revendication 6, caractérisé en ce que ladite boucle de phase agit à l'instant t2 mar- 10 quant le début de la durée Y dudit premier palier sur une première en- trée dudit comparateur qui reçoit sur une deuxième entrée le signal de sortie dudit GDS maintenu pendant i à la fréquence du premier palier par l'intermédiaire desdits moyens de commutation et de verrouillage, la boucle de phase agissant pendant la durée 6 du deuxième palier sur une 15 première entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel interne au GDS, dont la sortie est, pendant 6, rebouclée sur sa deuxième entrée, inverseuse. 8. Appareil de mesure de distance selon la revendication 6, caractérisé en ce que ladite boucle de phase agit pendant la durée y du 20 premier palier, respectivement la durée 3 du deuxième palier, sur la première entrée non inverseuse dudit amplificateur opérationnel dont la sortie est, pendant Y et 6, rebouclée sur sa deuxième entrée inverseuse. 9. Appareil de mesure de distance selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comporte en outre en cascade en sortie dudit 25 comparateur de phase un détecteur d'amplitude et un circuit de mise en forme de signal produisant des impulsions lorsque les fréquences des si- gnaux d'entrée du comparateur de phase sont égales, lesdites impulsions étant transmises à un compteur numérique relié à un microprocesseur qui détermine avec précision l'apparition des instants t et t2 et la durée 30 T comprise entre ces deux instants. 10. Dispositif faisant application de l'appareil de mesure de distance et du procédé selon l'une quelconque des revendications pré- cédentes destiné à la mesure du niveau de la surface libre d'un liquide dans un réservoir, caractérisé en ce que la sortie dudit VCO est reliée 35 au fond du réservoir par l'intermédiaire d'un guide d'ondes qui compor- te en cascade, du VCO vers le fond du réservoir, un premier atténuateur, une diode pour le couplage à l'émission, une diode pour le couplage à 2496274 25 la réception ainsi qu'une résistance de chauffage disposée extérieurement, un deuxième atténuateur, la paroi diélectrique d'un radôme et, après traversée de la paroi supérieure du réservoir, la surface libre du liquide faisant office de réflecteur pour l'onde radioélectrique et, 05 à proximité du fond du réservoir, un organe ayant pour fonction d'élimi- ner les réflexions parasites de l'onde au fond du réservoir.