Brevet FR2494930A1 — publié le 19820528

La présente invention concerne un circuit de détec- tion du niveau d'un signal et notamment un circuit de détection du niveau d'un signal à compression logarithmique pour convertir un signal d'entrée en un signal de courant continu comme fonction logarithmique du niveau du signal d'entrée. - Les systèmes de réduction de bruit sont générale- ment appelés circuits de type compresseur/expanseur; dans ces circuits, on comprime la plage dynamique à l'entrée du chemin de transmission du signal et on l'expanse (ou dilate) à la sortie de façon à remédier aux limites imposées à la plage dynamique du signal sur le support d'enregistrement par exemple la bande magnétique ou dans d'autres chemins de transmission de signaux comme cela est bien connu. Un tel système de réduction de bruit de type compresseur/expanseur, comporte un circuit à caractéris- tique de transmission variable avec un circuit à gain variable commandé en tension, permettant de comprimer ou de dilater la plage dynamique du signal en modifiant les caractéristiques de transmission en fonction du niveau du signal d'entrée ou du spectre, ainsi qu'un circuit de détection de niveau donnant un signal de commande réglant les caractéristiques de transmission variables. Récemment, il s'est développé une demande de cir- cuits à gain variable commandés en tension et de circuits de détection de niveau ayant des plages dynamiques plus étendues et une plus grande précision, pour les moyens de réduction de bruit de magnétophones sur bande pour arriver à un effet de réduction de bruit plus important et pour réduire les nombreux inconvénients liés au bruit tels que la modulation du bruit et le dépassement d'un signal montant. Lorsque la plage dynamique demandée à un circuit de détection de niveau dépasse 60 dB, il est plus pratique d'avoir une structure de circuit utilisant une conversion expo- nentielle/logarithmique, ou un circuit de compression logari- thmique. A titre d'exemple, le brevet US 3 681 618 décrit un circuit de détection de la valeur efficace d'un niveau, à com- pression logarithmique. Toutefois, lorsqu'on utilise un tel cir- cuit de détection de la valeur efficace d'un niveau dans un cir- cuit de réduction de bruit, le rapport possible entre la cons- tante de temps de montée (temps d'attaque) et la constante de temps de chute (temps de récupération) est au plus égal à 4. C'est pourquoi, dans un tel cas on risque un dépassement pour un signal à montée rapide. - Comme pour la vitesse de réponse (constante de temps) voulue pour le système de réduction de bruit audio, la constante de temps de montée (temps d'attaque) est très faible et est comprise entre plusieurs centaines de microsecondes et plusieurs msec alors que la constante de temps de chute (temps de récupération) est aussi longue que de 10 à plusieurs cen- taines msec, ce qui correspond pratiquement à plusieurs cen- taines de fois la constante de temps de montée. Parmi ces constantes de temps, la constante de temps de montée est de préférence rendue faible pour avoir des montées brusques pour des signaux d'entrée de niveau élevé et de haute fréquence. Cela est intéressant pour pouvoir éviter la détérioration de la qualité du son par dépassement du codeur c'est-à-dire de supprimer l'écrêtage de la partie de dépasse- ment résultant de la saturation de la bande magnétique. Par ailleurs, il est souhaitable de fixer une constante de temps de montée légèrement grande pour les signaux d'entrée de niveau bas, de basse et de haute fréquences, pour éviter de détériorer la qualité du son par distorsion de phase ou autre. Augmenter légèrement la constante de temps de montée est également inté- ressant pour éviter les effets négatifs du bruit sous la forme d'impulsions. Pour satisfaire à de telles exigences incompati- bles, il faut un circuit de détection de niveau dans lequel la constante de temps de montée varie en fonction du signal d'en- trée. La présente invention a pour but de créer un cir- cuit de détection du niveau d'un signal, remédiant aux inconvé- nients des solutions connues, travaillant par compression loga- rithmique pour transformer un signal d'entrée en un signal de courant continu qui est une fonction logarithmique du niveau du signal d'entrée, présentant des caractéristiques de montée et de descente, appropriées, une plage dynamique étendue et une grande précision. L'invention a également pour but de créer un cir- cuit ayant une plage dynamique étendue, permettant de modifier la constante de temps de montée (ou de descente) en fonction du niveau du signal d'entrée et permettant de réaliser des perfor- mances élevées à l'aide d'un circuit de construction simple. 249493( La présente invention sera décrite plus en détail à l'aide des dessins annexés, dans lesquels: - la figure 1 est un schéma d'un exemple de cir- cuit de détection de niveau à redressement pleine-onde. - la figure 2 est un schéma d'un exemple de cir- cuit de détection de niveau selon l'art antérieur à compression logarithmique. - - la figure 3 est un schéma ristique d'un circuit de valeur absolue. - les figures 4, 5 sont des montrant les caractéristiques de chute et de la figure 2. d'un exemple caracté- schémas équivalents de montée du circuit - la figure 6 est un schéma d'un premier mode de réalisation d'un circuit de détection du niveau d'un signal selon l'invention. - la figure 7 est un schéma d'un circuit de détec- tion du niveau d'un signal selon l'invention. - la figure 8 est un schéma d'un exemple différent d'un circuit-diviseur à résistances. - la figure 9 est un schéma d'un autre mode de réalisation d'un circuit de détection du niveau d'un signal selon l'invention. DESCRIPTION DETAILLEE DE DIFFERENTS MODES DE REALISATION PREFE- RENTIELS Avant de décrire différents modes de réalisation préférentiels de l'invention, on expliquera un exemple de cir- cuits de détection de niveau selon l'art antérieur et en parti- culier un circuit de détection de niveau, linéaire à redresse- ment pleine-onde, formé d'un amplificateur opérationnel, repré- senté à la'figure 1. Selon la figure 1, un signal d'entrée, de type alternatif, est appliqué à la borne d'entrée 1; la com- posante positive de ce signal est inversée par l'amplificateur opérationnel 3 et les diodes 4, 5; le signal de sortie d'inver- sion de la composante positive, qui est extrait à la jonction a est fourni par la résistance d'entrée 6 à un amplificateur opérationnel 7. Le signal de courant alternatif appliqué à la borne d'entrée 1 est également couplé par une résistance d'en- trée 8 à l'amplificateur opérationnel 7. Les résistances 6 et 8 et l'amplificateur opérationnel 7 forment un circuit d'amplifi- cation et d'addition. En réglant la valeur de la résistance 8 4 2494930 au double de celle de la résistance 6, on obtient un signal de sortie par redressement pleine-onde du signal d'entrée de cou- rant alternatif fourni à la borne d'entrée 1; ce signal de sortie s'obtient sur la jonction b. Le signal de sortie, redressé est lissé par le circuit de lissage 9 formé d'une résistance et d'un condensateur avant d'être extrait sur la borne de sortie 2. En compensant la caractéristique de montée (chute de tension directe) des diodes 4, 5 à l'aide de l'amplificateur opérationnel 3, on réalise une plage dynamique relativement large. Les limites théoriques de la plage dynamique sont déter- minées par la tension de la source d'alimentation et la tension de décalage du circuit; une valeur caractéristique est de l'ordre de 60 dB. Ainsi lorsque la plage dynamique demandée au cir- cuit de détection de niveau dépasse 60 dB, on utilise un circuit à conversion exponentielle/logarithmique. Lorsqu'il faut une plage dynamique comprise entre 40 à 50 dB ou plus, il est en général habituel d'utiliser un circuit de détection de niveau à conversion exponentielle/logarithmique ou à compression loga- rithmique. La figure 2 montre un circuit de détection de -niveau l0, connu, à compression logarithmique. Dans le circuit de détection de niveau 10, la source de courant 21 correspond à la source fournissant le signal d'entrée qui est reliée à la borne d'entrée 11. La borne d'entrée 11 est reliée par un cir- cuit de valeur absolue 20 servant de redresseur pleine-onde, de grande précision, et une borne 13 à la borne d'entrée inver- sée d'un amplificateur opérationnel 4. La borne d'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel 14 est mise à la masse et sa borne de sortie est reliée par le montage en'série d'un ensemble par exemple de N diodes 15 à la borne d'entrée inver- sée. La borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 14 est également reliée par la diode 16 à un condensateur intégrateur 17. La jonction de la diode 16 et du condensateur 17 est reliée par l'intermédiaire de (N - 1) diodes 18 à une source de courant de référence 19. Le signal de sortie à la jonction du groupe de diodes 18 et de la source de courant de référence 19 est extrait sur la borne de sortie 12. La figure 3 est un schéma d'un exemple caractéris- 2494930 tique de circuit de valeur absolue 20. Selon la figure 3, lors- qu'un courant direct c'est-à-dire un courant passant dans le sens de la flèche en traits pleins est appliqué à la borne 1l, et que ce courant est inversé par l'amplificateur opérationnel 22 pour polariser négativement la base du transistor 24, on déclenche le transistor 24 pour que le courant passe dans le sens de la flèche en traits pleins. Ainsi, le courant passe dans le sens de la flèche en traits pleins à travers le transistor a du circuit d'inversion de courant (miroir de courant) 25, puis à travers l'autre transistor 25b, si bien que sur la borne de sortie 13 on obtient un courant dans le sens de la flèche en traits pleins. Par ailleurs, lorsqu'un courant circulant dans la direction négative c'est-à- dire dans la direction de la flèche en pointillés est appliqué à la borne d'entrée 11, l'amplificateur opérationnel 22 donne un signal de sortie posi- tif, si bien que le courant circule dans le sens de la flèche en pointillés à travers le transistor 23a du circuit d'inversion de courant 23, puis à travers l'autre transistor 23b; le courant circule ainsi dans le sens de la flèche en pointillés qui correspond au même sens que celui de la flèche en traits pleins dans le transistor 25a du circuit d'inversion de courant 25. - Sur la borne de sortie 13, on recueille ainsi un courant circu- lant dans le même sens (direction des flèches en traits pleins et en pointillés) quelle que soit la polarité de la borne d'entrée 11 c'est-àdire qu'il s'agisse d'un courant direct ou d'un courant inverse. En appelant ainsi le courant de la source de signal d'entrée 21 de la figure 2 (comprenant un courant positif et un courant négatif) iin' le courant de sortie du circuit de valeur absolue 20 a la valeur absolue IiI. En appelant I le' courant de saturation dans les différentes diodes 15, 16, 18, la tension de sortie v de l'amplificateur opérationnel 14 est égale à: v = N VT + 1)......... (1) Dans cette formule N est le nombre de diodes 15, VT = kT/q, k est la constante de Boltzmann, T est la température absolue et q est la charge élémentaire. En considérant l'état transitoire de la tension VC aux bornes du condensateur 17 comme étant fixe par rapport à la valeur instantanée, le courant id A travers la diode 16 est égal à: id = IS [exp (v - VC 1] vT = iS ( i+ 1)N Vc = IS E[( + ( i +) - q].....(2) S VT Si le courant iin est constant, à l'état constant, on a 1d = I insi, on a la formule suivante: Ainsi, on a la formule suivante 1d =T- iddt T - IS [ 1exp ( - #C) i J+l1)Ndt -l'J T VT Is0 = I0 (3) Ainsi, la valeur Vc qui satisfait à cette tion de l'état constant pour VC. De façon VC est donné par la formule suivante: équation, est la solu- plus particulière, VC =T S t3 IS (4) La valeur à l'état permanent VO de la tension de sortie est ainsi la suivante: Vo = Vc VT ( - 1) I =v E' -X (,*n + 1)N dt3 N Qet S (i0 + 1.......... (5) S Comme on a |iini et IO>;Is, la valeur de V0 est donnée de façon approchée par la formule suivante: OIlVT Qn T ()N dtj - E (I)N JO IOI N lVT iin)N(6) I0 O Dans cette formule =in lfi N dt Le circuit de détection de niveau 10 à compression thmique s'obtierit à l'aide d'un moyen donnantune valeur moyenned N de la valeur absolue du courant d'entrée iin. Par exemple, dans la valeur moyenne du courant d'entrée pour N = 1 et la valeur efficace du courant pour N = 2. En utilisant ce circuit de détection de niveau 10, il est facilement possible de réalise une détection de niveau de 80 dB ou plus. pour la plage dynamique Toutefois dans le système de réduction de bruit selon l'art antérieur, qui utilise la détection de la valeur efficace, il est possible d'assurer au plus un rapport montée/ chute de l'ordre de 4. Dans ce cas, le dépassement risque de se produire pour un signal d'entrée montant rapidement. La réponse transitoire du circuit de détection de niveau à compression logarithmique 10 sera examinée ci-après., Dans une compression logarithmique, le signal de sortie est comprimé de façon logarithmique et le paramètre qui est réelle- ment évalué comme signal de sortie de détection n'est pas le signal de sortie lui-m9me; il est converti de façon exponen- tielle pour donner une variable G(t) proportionnelle au courant d'entrée (comme pour la solution de l'état constant). Ainsi G(t) est proportionnel à (iinN)l/N lorsque t devient infini; cette fonction est définie comme suit: G(t) exp t)................. (7) N-V vT Dans cette formule V et Vc à l'instant t sont écrits Vo(t) et VaI i Vc(t). Pour simplifier, on fixe la phase d'entrée à IO; il y a une solution pour l'état constant Vo(t) = O ou G(t) = 1 en présence d'un signal d'entrée. Pour étudier la descente du signal, on examine la réponse à un courant d'entrée iin comme une fonction en gradins en prenant IO pour t 0 sera examiné ci-dessous. La solution de l'état constant pour t î IS (8) V0(t) = o y Pour t> 0, id est pratiquement nul et on obtient un courant constant de décharge du condensateur d'intégration 17 (ayant une capacité C) résultant de 10. Ainsi, Vo(t) est donné par la for- mule suivante:. Vo(t) = V0(t)l t=o =0 = -o t C I0 - _ t C t (9) L'équation (7) donne l'expression de la fonction G(t): G(t) = exp (- I0 N' VT - C * t) (10) Cette fonction se réalise sous la forme du circuit équivalent représenté à la figure 4. Dans ce circuit, la valeur de la résistance R0 et la capacité C0 sont les suivantes: Ro = 1/Io.........b................. ................ (11) et..DTD: C0 = N- VT * C....................................... (12) De même la vante: constante de temps test donnnée-par la formule sui- le= R0 C0 N VT À C/Io La réponse au courant d'entrée qui est i.in = 0 pour t ( 0 et iin = IO0 pour t7 0 sera analysée pour l'étude de la caractéristique de montée. A tout instant pour t) 0, on a id égal: idt vc(t) id(t) 7 IS À exp (14) v(t) pour t} 0 est identique à la formule donnée à l'équation (13) (8). En substituant VO(t) à VC(t) dans l'équation (14) on obtient id(t) = I exp c- V0(t) J VT Le taux de variation Vo(t) en fonction la formule suivante: (15) du temps est donné par dVo(t) id(t) I0 dt C 0- = - 0t C exp t - V T13 (16) VT En - substituant Vo(t) à G(t), on obtient: d CvT V -'J1G (t)NJ [. dt = C= CG(t) N- 1j........... (17) dt En arrangeant différemment cette équation, on obtient la dérivée de G(t) en fonction du temps: dG(t) = dt IO N - VT * C (18) Cette équation différentielle représente la caractéristique de montée. On réalise cette fonction sous la forme du circuit équivalent de la figure-5. La résistance RO et la capacité CO ont les valeurs suivantes respectives: Ro = 1 / Io CO =VT C CO = T (19) (20) Un circuit non linéaire 29 donne une sortie G(t) G(t) = r[ (t)j 1/N (21) Cette fonction correspond à une entrée (t). Comme pour la vitesse de reponse (constante de temps) nécessaire à unsystème de réduction de bruit audio utilisant un circuit de détection de niveau 10 tel que celui représenté, on a un temps de montée (temps d'attaque) réduit, compris entre plusieurs centaines de microsecondes et plusieurs millisecondes alors que le temps de descente ( temps de récupé- suivante: [G(t) (1-N)_ G(t)] 2494930 ration) est long et correspond à plusieurs dizaines de mséc jusqu'à plusieurs centaines de msec; cela correspond à environ plusieurs centaines de fois le temps de montée. Pour N égal 1, les temps de montée et de descente sont égaux; la montée devient plus rapide lorsque N augmente. Pour éviter le dépasse- ment pour un signal d'entrée montant rapidement, il est néces- saire de rendre la constante de temps de montée plus rapide. Toutefois, si l'on fixe pour N une valeur importante pour réali- ser la différence d'ordre de grandeur de plusieurs centaines de fois comme indiqué ci-dessus, on rencontre les difficultés suivantes. Lorsque le nombre N augmente, on augmente également le nombre de jonctions de type PN dans le montage en série des diodes 15 et 18, ce qui augmente la chute de tension à l'état constant, si bien qu'il est difficile de fonctionner avec une source de basse tension. Pour remédier à cela, on peut envisager de rendre possible le fonctionnement avec une source de basse tension sans utiliser le montage en série de jonctions de type PN mais à l'aide d'un amplificateur à gain N; cela complique la réalisation du circuit. Une autre solution consiste à modi- fier le coefficient de conversion de la tension de sortie en fonction du nombre N comme l'indique l'équation (6). De façon plus particulière, l'équation (6) donne l'équation suivante Vo N VT It C ( in)N/.. .......... ...(22) Pour pouvoir régler le circuit à gain variable à commande de tension linéaire logarithmique, soit de façon proportionnelle,..DTD: soit de façon inversement proportionnelle, il faut un atténua- teur 1/N. Un mode de réalisation préférentiel de l'invention sera décrit ci-après à l'aide des dessins. La figure 6 est un schéma d'un premier mode de réalisation d'un circuit de détection de niveau 30 selon l'in- vention. A la figure 6, la source de courant 21 constitue la source de signal d'entrée qui fournit un courant d'entrée iin à la borne d'entrée 11. La borne d'entrée 11 est reliée par un circuit de valeur absolue 20 et une borne 13 à la borne d'entrée inversée d'un amplificateur opérationnel 31. La borne d'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel 31 est mise à la 11 2494930 masse et sa tension de sortie v est appliquée en retour à la borne d'entrée inversée par l'intermédiaire d'une diode de con- version logarithmique 32. La tension de sortie v de l'amplifi- cateur opérationnel 31 est appliquée à la borne d'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel 33; la tension de sortie v2 est prise sur la borne de sortie. La borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 33 est reliée par la diode 34 à un condensateur d'intégration ; la jonction entre la diode 34 et le condensateur 35 est reliée à une source de courant 36 qui donne un courant de réfé- rence I La tension de sortie Vc du condensateur 35 est appli- quée par un-amplificateur opérationnel 40 comme suiveur de ten- sion à un montage en série formé d'une diode 41 et d'une source de courant 42 donnant un courant de référence I. La jonction o entre la diode 41 et la source de courant de référence 42 est reliée à la borne de sortie 12 qui fournit la tension de sortie V. Comme caractéristique de la présente invention, on utilise un diviseur de tension 46 pour diviser la tension entre la tension de sortie V du condensateur d'intégration 35 et la tension de sortie v2 de l'amplificateur opérationnel 33; le signal de sortie de division de tension fourni par le divi- seur de tension 46 est appliqué en retour à la borne d'entrée inversée de l'amplificateur opérationnel 33. Dans ces conditions, il n'est pas souhaitable de prendre directement la tension sur la borne du condensateur intégrateur 35; ce condensateur est couplé par l'amplificateur opérationnel 40 monté en suiveur de tension sur la résistance 48 du diviseur de tension 46. La ten- sion de sortie v2 de l'amplificateur opérationnel 33 est décalée par la diode 43 pour atre appliquée par l'amplificateur opéra- tionnel 45 fonctionnant en suiveurde tension, sur la résistance 47 du diviseur de tension 46. La diode 43 compense la valeur à l'état constant de la chute de tension à la borne de la diode 34. La valeur de la résistance 45 du diviseur de tension 46 est fixée à une valeur égale à (nl) fois la valeur de la résistance 48. La tension de sortie de division de tension v4 de la jonc- tion desrésistances 47, 48 s'obtient comme résultat de la divi- sion de la tension d'entrée suivant un rapport compris entre 1/N et l/(Nl). La jonction de la diode 43 et de l'amplificateur opérationnel 45 est reliée à la source de courant 44 qui donne 12 2494930 un courant de référence IO- Dans le détecteur de niveau 30 réalisé comme cela est indiqué ci-dessus, la tension v1 de conversion logarithmique sur la diode 32 et l'amplificateur opérationnel 31 est donnée par la formule suivante: v1 = VT ( i + 1).............(23) T I s Dans cette formule, VT correspond à ce qui a été indiqué à propos de l'équation (1). En examinant l'état transitoire, on suppose que la tension de sortie V est fixe par rapport à la o valeur instantanée. Comme la tension v4 résultant de la divi- sion de tension assurée par le diviseur de tension 46 est égale à la tension d'entrée v1 appliquée à la borne d'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel 33, la tension v3 appliquée à la résistance du diviseur de tension 47 par l'ampli- ficateur suiveur de tension est la suivante: v3 = N v1 - Vc (N - 1) = N * VT( "iin + 1) - Vc (N - 1) Is (24) Ainsi, la tension de sortie v2 de l'amplificateur opérationnel 33 est la. suivante: v2 =. vT =( Ain + 1) IO + 1) 2 VT S T s -VC (N - 1).......... (25) Le courant instantané id dans la diode 34 est donné par la formule suivante: iI [exp v2 - ?C id = I Sexp() - 1] =1s [ ({ii} + 1)N( IO + 1) N * Vs exp () -13...................6) VT Si le courant d'entrée iin est le courant à l'état constant, 13 2494930 on a: d = IO ainsi: ----1s T d o d IO N*-Vc IS 1 ( I+ 1) 'exp ( C s I S VT T n + 1)Ndt u 5o (S = IO................ (27) VC qui satisfait à cette formule est la solution de l'état constant pour Vc donnée par la formule suivante: v VC = * -- '1) dt..........(28 La tension de sortie V est ainsi la suivante: I0 O i v0 VT Q I + 1) VT Q n [(T 'in +1 i) dt] +............................ (29) Vt * (IO 1) S Comme en faitis et I IS on a approximati- vement: vm _r,T V0 dt - VT '- (Io 1 T vT if[) N di] 11N................... .... (30) Cette valeur est définie comme suit: N5. i n >N ( o fd( I o -...DTD: ........... (31) alors on obtient la formule suivante: 400 VT l C( N 1/...DTD: ........... (32)..DTD: VOVT I 0 14 2494930 Dans le détecteur de niveau 30 à compression loga- rithmique selon l'invention, le coefficient de conversion est indépendant des variations de N. Ainsi la variable à introduire comme fonction G(t) se définit comme suit: V G(t) - exp Vt3) G( [ v t)]=epE-:gL'.................... (33) t Pour étudier la montée, on analyse la réponse pour le courant d'entrée iin lorsque ce courant est égal à IO0 pour t 0. La solu- tion à l'état constant pour t O, le condensateur d'intégration 35 est déchargé par le courant de décharge constant correspondant au courant de référence Io. Pour t > 0, on a: Vo(t) C t..........................(34) et I G(t) = exp ( t)................... (35) VT - C T La réponse à la montée pour le courant d'entrée iin égal à 0 pour t O sera examiné ci-après. A un instant quelconque t.> 0 on a id donné par la formule suivante; .25 v2(t)- Vc(t) id(t) Is exp. .. .VT*-... (36) d S VT A l'aide de l'équation (25), on réalise une approximation de la fonction v2(t) comme suit: v2 (t) t (N + 1) VT () Vc(t) (N-1)........(37) En substituant Vo(t) à Vc(t), la différence v2(t) - Vc(t) est la suivante v 2 1(t) Vc((t)T)I v (t) - NVo(t) = V............) (38) Ainsi l'expression id(t) est la suivante: d Vo(t) -id(t) I0 - exp ( ) ............ (38) La dérivée de Vo(t) en fonction du temps est la suivante: 2494930 dVo(t) = id(t) - IO dt C k. C N P t V(T)}........(40) En substituant G(t) à VO(t)# on obtient dVT ftG = [OG (t)-N _1........ (41) dt C En réarrangeant l'équation, on obtient la dérivée de G(t) en fonction du temps dG(t> =0 OfG(t) L-N) - G(t)........(42) dt VTC En comparant l'invention à l'exemple de l'art antérieur, l'équation (35) correspond à l'équation (10) et l'équation (42) correspond à l'équation (7). On voit ainsi que l'on obtient un circuit équivalent à celui de l'art antérieur en multipliant par N la capacité du condensateur intégrateur 35. La figure 7 est un schéma d'un second mode de réalisation d'un circuit de détection de niveau 60 selon l'in- vention. A la 'figure 7, les mêmes éléments que ceux du premier mode de réalisation de la figure 6 portent les m9mes références - numériques. Dans ce second mode de réalisation selon la figure 7, on utilise un montage en émetteur suiveur formé des transis- tors 50,... 55 à la place du suiveur de tension constitué par les amplificateurs opérationnels 40... 45 du premier mode de réalisation pour simplifier le circuit. La borne d'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel 31 est reliée à la masse par un moyen de décalage de niveau formé d'une diode 53 et d'une source de courant constant 54. De même, une résistance' 52 est prévue entre la diode 34 et le condensateur d'intégration pour rapprocher la courbe de montée d'une courbe du premier degré à constante de temps. La résistance 52 évite un courant de charge excessif pour le condensateur intégrateur 35; ce courant risquerait de se produire en particulier pour une montée initiale très accentuée pour un circuit réglé sur une grande valeur de N; cela est particulièrement important lorsque le nombre N est grand. Le transistor 51 de la figure 7 remplace la diode 41 de la figure 6. Le diviseur de tension à résistance 46 peut être remplacé par un diviseur de tension à résistance 146 comme celui de la figure 8. Le coefficient de conversion de la sortie du diviseur de tension à résistance 146 peut être réglé à une valeur appropriée en mettant à la masse la jonction des résis- tances 47, 48 du diviseur de tension par une résistance 49 constituant une résistance supplémentaire. Il est clair que le circuit de détection de niveau de l'invention permet de régler de grandes valeurs pour N sans détériorer la caractéristique de réduction de tension du circuit et sans compliquer la structure du circuit. on obtient des effets particulièrement accentués, par comparaison à un circuit de l'art antérieur, pour N > 3. En outre, comme le coefficient de conversion de tension de sortie n'est pas influencé par les variations N, il est inutile de prévoir un circuit d'atténuation selon le rapport 1/N; on peut ainsi réaliser par exemple une connexion directe sur un circuit à gain variable commandé par une tension linéaire logarithmique. De plus comme le coefficient de conversion de tension de sortie mentionné ci-dessus ne dépend pas de N, il est possible de modifier extérieurement N ou de le régler en fonction du niveau. Cela signifie qu'il est possi- ble de réaliser un montage dans lequel la constante de temps de réponse est réglée en fonction du niveau d'entrée. Un circuit de détection du niveau d'un signal selon l'invention dans lequel la-constante de temps de réponse est réglée en fonction du niveau d'entrée sera décrit ci-après. Dans un système de réduction de bruit, habituel, on réalise en général une attente pour les composantes haute fréquence, afin de rendre moins perceptibles les effets de la modulation de bruit. De plus, l'attente haute fréquence est réalisée dans un circuit de détection de niveau par une caracté- ristique de signal unique qui est une caractéristique de fré- quence obtenue par l'effacement à l'aide d'un seul signal pour avoir une caractéristique plate ou ayant une pente légèrement descendante vers les fréquences élevées. La constante de temps variable en fonction de l'entrée doit ainsi être telle qu'il n'y ait qu'une faible constante de temps de montée seulement pour les signaux d'entrée de niveau élevé et de haute fréquence, et une constante de temps de montée relativement importante pour 17 2494930 les signaux d'entrée de faible niveau et-de haute fréquence ou les signaux d'entrée de moyenne et de basse fréquences. Un circuit de détection du niveau d'un signal selon l'invention dans lequel la constante de temps de montée et de descente varie en fonction du niveau du signal d'entrée sera décrit ci-après à l'aide de la figure 9. Dans le mode de réalisation du circuit de détec- tion de niveau 70 à compression logarithmique selon la figure 9, * au lieu de modifier directement le rapport de division de ten- sion des résistances 47, 48 selon la figure 6, on réalise un circuit de division de tension 76 par un montage en série de trois résistances 77, 78, 79; les sorties des deux points de jonction p et q des résistances 77, 78, 79 sont réglées par deux amplificateurs différentiels 71, 72 et un circuit diffé- rentiel 73, pour modifier de façon équivalente le rapport de division N-. De façon plus particulière, le circuit de détection de niveau 70 selon l'invention se compose d'un amplificateur opérationnel 31 et d'une diode 32 formant le moyen de conversion logarithmique des signaux d'entrée, un premier et un second amplificateur différentiel 71, 72 formés respectivement par une première et une seconde paire de transistors à émetteuiscommung, la base de l'un des transistors recevant le signal de sortie de conversion logarithmique ci-dessus, un circuit-différentiel 73 formé par une troisième paire de transistors à émetteurscommuns dont les collecteurs respectifs sont reliés aux émetteurs communs et entre les bases desquelles on a le signal de sortie de conver- sion logarithmique; le circuit comporte également un moyen pour additionner les signaux de sortie du premier et du second ampli- ficateur différentiel, un transistor 49 monté en émetteur-suiveur dont la jonction PN est reliée à la sortie de l'additionneur, un condensateur 35 comme intégrateur relié à l'autre borne de la jonction PN, un diviseur de tension 76 assurant une divi- sion par des résistances entre la tension de sortie de l'inté- grateur et la sortie de l'additionneur pour obtenir deux sorties correspondant à des rapports de division de tension différents e le circuit comporte enfin un moyen pour appliquer les signaux de sortie selon les rapports de division de tension dLfférents, en retour sur les bases des autres transistors respectifs du premier et du second amplificateur différentiel 71, 72. 18 2494930 On décrira ci-après la structure et le fonction- nement du mode de réalisation du circuit de détection de niveau de la figure 9 en comparant la structure du circuit de la figure 6 qui correspond à la structure de base de ce mode de réalisation. Dans le présent mode de réalisation, l'amplifica- teur opérationnel 33 de la figure 6 est remplacé par deux ampli- ficateurs différentiels 71, 72, un inverseur de courant 74 et un transistor en montage émetteur-suiveur. Les bornes d'entrée non inversée des amplificateurs différentiels 71, 72 sont reliées à la borne de sortie de l'ampli ficateur opérationnel 31 alors que les bornes d'entrée inversées sont reliées aux points de sortie p et q de division de tension du diviseur de tension à résistances 76. Les transistors 49, 61, 51 en montage émetteur- suiveur remplacent les diodes 33, 43, 41 de la figure 6 pour donner le gain en intensité. Les transistors en émetteur-sui- veur 55, 50 remplacent les amplificateurs opérationnels 40, 45 fonctionnant comme suiveur de tension. Le décalage de niveau de courant continu sur les jonctions base-émetteur PN des transis- tors 55, 50 est compensé par la diode 64 et par la source de courant constant 65, qui sont reliées à la borne d'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel 31. La base de l'un des transistors 73a, 73b formant le circuit différentiel 73 c'est-à-dire le transistor 73b est reliée à un point pour lequel le potentiel est décalé d'un montant correspondant à la chute de tension directe aux bornes de la diode 64; la base de l'autre transistor 73a est reliée en point qui est à un potentiel découlant du décalage de la sortie à conversion logarithmique de l'amplificateur opération- nel 31 en passant par la diode 67 et la source de courant cons- tant 68. Ainsi le courant qui traverse les transistors 73a, 73b du circuit différentiel 73 varie en fonction du courant d'entrée 1. in Lorsque le courant d'entrée iin est très faible, le potentiel de la base du transistor 73a est considérablement plus faible que le potentiel de la base du transistor 73b et pratiquement tout le courant qui traverse la source de courant constant 69 reliée à l'émetteur commun du circuit différentiel 73 traverse 1' amplificateur différentiel 72. A ce moment, si l'on considère les deux amplificateurs différentiels 71, 72 249493( comme un seul amplificateur différentiel, la base du transistor 72b fonctionne comme une borne d'entrée non inversée. Si le courant d'entrée iin est suffisamment élevé, pratiquement tout le courant qui traverse la source de courant constant 69 passe par l'amplificateur différentiel 71 et la base du transistor 71b fonctionne comme une borne d'entrée non inversee. Le rapport de division de tension N du circuit de division de tension à résistances 76 est important si l'en- trée est élevée; ce rapport est faible lorsque la tension d'en- trée est faible. Comme la constante de temps de montée est plus -courte (plus rapide) pour les grandes valeurs du coefficient N comme indiqué précédemment, il est possible de régler la cons- tante de temps de montée en fonction du niveau du signal d'entré, de façon que cette constante soit relativement lente pour les signaux d'entrée de niveau faible et qu'elle soit suffisamment rapide pour les signaux d'entrée de niveau élevé. Dans ces con- ditions, le courant dans l'émetteur commun des deux amplifica- teurs différentiels 71, 72 n'est pas modifié à la manière d'une commutation mais de façon continue en fonction du niveau du signal d'entrée. On obtient ainsi pour les signaux d'entrée de niveau moyen, un fonctionnement avec une constante de temps de montée, intermédiaire entre la constante de temps rapide et la constante de temps lente indiquées cidessus. La plus grande variation de la constante de temps s'obtient au voisinage du courant d'émetteur commun de même niveau pour les deux amplifi- cateurs différentiels 71, 72; ce niveau peut à ce moment être modifié par la source de courant constant 68. Comme décrit ci-dessus, dans le détecteur de niveai selon l'invention, il est possible d'avoir une constante de temps de montée plus rapide à l'aide d'un circuit réalisé comme celui de la figure 6, dont le rapport de division de tension N peut se fixer à une valeur importante, sans pour autant gêner la réduction de la caractéristique de tension ou sans compliquer le circuit. Il est également possible de ne pas utiliser cette caractéristique et de réaliser une constante de temps de montée variant en fonction du niveau d'entrée. On a ainsi un circuit de détection de niveau permettant de régler la constante de temps en fonction du niveau d'entrée, ce qui a été impossible jusqu'à présent pour un circuit de détection de niveau à com- -0 2494930 pression logarithmique, ayant une plage dynamique étendue et présentant une constante de temps de montée suffisamment rapide pour les signaux d'entrée de niveau élevé et de fréquence éle- vée ainsi qu'une constante de temps de montée relativement lente pour-les signaux d'entrée de niveau faible et de fréquence élevée ou les signaux d'entrée de fréquencesmoyenne et basse, dans le cas d'un système de réduction de bruit audio; ce sys- tème de réduction de bruit permet de limiter au minimum l'in- fluence des bruits sous la forme d'impulsions ou de détériora- tions de la qualité du son. Le mode de réalisation de l'invention décrit ci- dessus permet diverses variantes non limitatives. Par exemple le diviseur de tension à résistances 46 ou 76 peut être remplacé par une résistance variable en fonction du niveau du signal d'entrée et on peut régler directement le rapport N de division par résistances. R E V E N D I C A T I 0 N S 1 ) Circuit de détection du niveau d'un signal pour générer une tension de sortie (V) correspondant au niveau d'un signal d'entrée (ii), circuit caractérisé en ce qu'il comporte un premier amplificateur (31, 32) pour amplifier logarithimiquement le signal d'entrée (i.), un second amplifi- cateur (33) pour amplifier le signal de sortie du premier ampli- ficateur logarithmique (31, 32), ce second amplificateur ayant une borne d'entrée et une borne de sortie, un composant à jonction PN (34) dont une borne est reliée à la borne de sortie du second amplificateur (33) et une autre borne reliée à un intégrateur (35), un moyen de réaction (46) pour appliquer en retour une partie du signal de différence entre le signal de sortie (v2) du second amplificateur (33) et celui (VC) de l'in- tégrateur, ainsi qu'un moyen (40, 41, 12) pour donner la tension de sortie (V0) de l'intégrateur (35). ) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen (47, (N-1)R, 48, R), pour régler le rapport des signaux de sortie de la borne de sortie du second amplificateur (33) et de l'intégrateur (35) dans le signal de réaction suiyant le niveau du signal d'entrée. ) Détecteur de niveau selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de réaction (46) se compose d'un diviseur de tension à deux bornes d'entrée et une borne de sortie, les bornes d'entrée du diviseur (46) étant respectivement reliées à la borne de sortie du second amplificateur (33) et à la borne de sortie de l'intégrateur (35), la borne de sortie du diviseur de tension (46) étant reliée à l'entrée du second amplificateur (33).