Brevet FR2486232A1 — publié le 19820108

"Dispositif de conversion de déplacement de type capacitif"- La présente invention concerne un dispositif de conversion de déplacement de type capacitif dans lequel un déplacement mécanique résultant d'un changement d'une valeur physique telle qu'une pression ou une tension est converti en un signal électrique. On a utilisé des-dispositifs du type précité pour émettre vers une station réceptrice éloignée un si- gnal électrique converti à partir de la grandeur détectée, telle qu'un débit ou une pression, dessystèmes concernés. L'introduction de tels dispositifs dans les systèmes per- met de simplifier la configuration du circuit et de ré- duire le coût de fabrication. La demanderesse a proposé un perfectionnement concernant de tels dispositifs et celui-ci fait l'objet de la demande de brevet JA 55-29946. L'un des problèmes qu'on rencontre dans, un capteur de type capacitif classique consiste en ce que les caractéristiques de conversion sont non linéaires et, en outre, conduisent à une valeur erronée du fait d'une capacité répartie entre une électrode fixe et une élec- trode mobile, et du fait également d'une capacité répar- tie entre un boîtier du capteur et une électrode fixe ou une électrode mobile. L'invention a donc pour but de réaliser un dispositif de conversion de déplacement de type capacitif dans lequel les inconvénients mentionnés cidessus sont pratiquement éliminés, avec une configuration de circuit relativement simple. Un mode de réalisation de l'invention consiste en un dispositif de conversion de déplacement de type ca- pacitif, destiné à mesurer un déplacement mécanique en convertissant un déplacement mécanique détecté par un capteur de type capacitif en un signal électrique pro- portionné au déplacement, et ce dispositif de conversion comprend: -un capteur qui comporte une armature ou élec- trode mobile sensible à un déplacement mécanique et une armature ou électrode fixe, ce capteur formant un conden- sateur qui a une valeur de capacité proportionnée au Je- placement mécanique à mesurer; -des moyens d'amplification qui comportent une entrée et deux sorties, l'une d'ellesayant la même phase que l'entrée tandis que l'autre est en opposition de phase avec l'entrée, et l'une des armatures est connectée à l'entrée tandis que l'autre armature est connectée à la sortie qui a la même phase que l'entrée; et -un circuit à courant constant qui est branché entre l'entrée et la sortie qui est en opposition de phase avec l'entrée et qui permet de faire circuler le courant constant dans les deux sens. Un autre mode de réalisation de l'invention consiste en un dispositif de conversion de déplacement de type capacitif, destiné à mesurer un déplacement méca- nique en convertissant un déplacement mécanique détecté par un capteur de type capacitif en un signàl électrique proportionné au déplacement, ce dispositif de conversion de déplacement comprenant: - -un capteur qui comporte une armature ou élec- trode mobile sensible à un déplacement mécanique et- deux armatures ou électrodes fixes, ce capteur formant deux condensateurs qui ont une borne commune et qui sont tels que l'un au moins d'entre eux ait une valeur de capacité proportionnée au déplacement mécanique à mesurer; -des moyens d'amplification dont l'entrée est connectée à la borne commune et dont la sortie est en opposition de phase avec l'entrée -un circuit à courant constant qui est branché entre l'entrée et la sortie des moyens d'amplification et qui permet la circulation du courant constant dans les deux sens; -des moyens de comptage destinés à compter un rom- bre prédéterminé des signaux de sortie des moyens d'ampli- fication; et -des moyens de commutation qui sont attaqués par la sortie des moyens de comptage de façon à connecter sélec- tivement la sortie des moyens d'amplification qui a la même phase que l'entrée à l'une ou l'autre des bornes du capteur autres que la borne commune. On peut utiliser un capteur dont les deux conden- sateurs fonctionnent mutuellement de manière différentielle. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, don- nés à titre non limitatif. La suite de la description se réfère aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est une coupe montrant un exemple d'un capteur du type à une seule capacité, La figure 2 est un circuit équivalent du capteur de la figure 1, Les figures 3, 4, 6 et 7 sont des schémas de premiers modes de réalisation de l'invention, Les figures 5, 5A et 8 sont des-schémas qui mon- trent un circuit à courant constant appliqué à l'inven- tion, Les figures 9 et 10 montrent respectivement des signaux qui apparaissent dans les circuits des premiers modes de réalisation, La figure Il est un schéma montrant le principe d'un capteur du type à capacités différentielles, La figure 12 est un circuit équivalent du cap- teur de la figure 11, Les figures 13 et 14 sont des coupes de capteurs du type à capacitésdifférentielles correspondant respecti- vement à des capteurs avec et sans écran, Les figures 15 et 18 sont des schémas de seconds modes de réalisation de l'invention, Les figures 16 et 17 représentent des circuits équivalents respectifs pour les opérations de charge et de décharge, Les figures 19 et 20-représentent des circuits équivalents correspondant à ceux des figures 16 et 17, lorsqu'on doit prendre en considération des capacités paral- lèles réparties, La figure 20D représente un schéma perfectionné qui peut être appliqué à l'invention, lorsque des erreurs de comptage particulières apparaissent, Les figures 20A, 20B, 20C et 20Enmuité nfdessignaux destinés à illustrer le fonctionnement du circuit qui est représenté sur la figure 20D, La figure 20F est un schéma similaire à celui de la figure 20D, dans lequel des portes NON-ET remplacent les portes NON-OU, de la figure 20D. La figure 20G représente un schéma perfectionné qui peut être appliqué à l'invention, sans employer une capacité de compensation, La figure 21 représente un schéma d'un troisième mode de réalisation de l'invention, et La figure 22 est un schéma qui permet de générer à partir de la sortie du compteur des signaux sous forme d'impulsions ayant les deux polarités. On va tout d'abord considérer,pour permettre de mieux comprendre l'invention,un exemple d'un capteur du type à une seule capacité qui est appliqué à un premier mode de réalisation de l'invention. La figure 1 est une coupe montrant un exemple d'un capteur à une seule capacité. Une armature fixe SP et une armature mobile MP sont logées dans un boîtier F du capteur, et une force de déplacement mécanique P. propor- tionnelle à un déplacement mécanique à mesurer, est appli- quée à l'armature MP, ce qui déplace l'armature.mobile M4P. De ce fait, une capacité statique C entre les deux armatu- res SP et MP varie conformément à la variation de la force de déplacement mécanique P. La figure 2 est un circuit électrique équivalent - du capteur de la figure 1 dans lequel les capacités répar- ties sont prises en considération. On notera ici qu'on doit définir la configuration d'un dispositif de conversion en considérant la présence des capacités réparties Csl et Cs2' la première de ces capacités intervenant entre l'arma- ture fixe SP et le boîtier F, tandis que la seconde inter- vient entre l'armature mobile MP et le boîtier F. 1) Premier mode de réalisation On se reportera à la figure 3 qui représente un schéma d'un premier mode de réalisation de l'invention. Ce circuit est destiné à être appliqué à un capteur du type à une seule capacité ayant le circuit équivalent qui est re- présenté sur la figure 2. Dans le circuit, des premier et second inverseurs G1 et G2 sont constitués par 4 transis- tors à effet de champ CMOS (Métal-Oxyde-Semiconducteur Com- plémentaire), Q1 à Q4,. et ces inverseurs sont connectés mutuellement en cascade. La capacité électrostatique C1 du capteur du type-à une seule capacité, CS, est branchée en série entre la sortie du second inverseur G2 et l'entrée du premier inverseur G1, et un circuit à courant constant CC est branché entre l'entrée et la sortie du premier inver- seur G1. On peut résumer de la manière suivante le princi- pe du circuit ainsi constitué. Les premier et second inver- seurs G et G2 branchés en cascade remplissent la fonction de moyens d'amplification de façon que la sortie du second inverseur G soit ramenée sur l'entrée du premier inver- seur G1, par un circuit de réaction positive faisant inter- venir la capacité électrostatique C1, et de façon que la sortie du premier inverseur G1 soit ramenée sur l'entrée du premier inverseur G1 par un circuit de réaction néga- tive faisant intervenir le circuit à courant constant CC. D'autres configurations de circuit, comme celles qui est représentée sur la figure 4, peuvent être employées pour parvenir à un fonctionnement essentiellement identique à celui du circuit de la figure 3. Le mode de réalisation qui est représenté sur la figure 4 est constitué de telle ma- nière qu'un amplificateur non inverseur G1, constitué par un amplificateur opérationnel ou une bascule de Schmitt, soit utilisé pour ramener la sortie de l'amplificateur G1 vers l'entrée, par une capacité électrostatique Ci, tandis qu'un inverseur G2 est branché en parallèle et en sens inverse par rapport à l'amplificateur G1, le circuit à cou- rant constant CC étant intercalé entre l'entrée de l'am- plificateur G1 et la sortie de l'inverseur G2. La figure 5 représente un schéma constituant un exemple du circuit à courant constant CC, dans lequel deux transistors à effet de champ Q5 et Q6 sont connectés en série l'un par rapport à l'autre pour former uncircuit à -courant constant bidirectionnel. Les grilles G1 et G2 sont reliées directement et elles reçoivent des tensions de contre-réaction qui apparaissent aux bornes des résistan- ces respectives R1 et R2 qui sont connectées entre les grilles G et G2, d'une part, et les sources S1 et S2' d'autre part, des transistors à effet de champ respectifs. Ce circuit à courant constant CC peut également être réali- sé en connectant chaque transistor à effet de champ d'une manière inverse de celle du mode de réalisation qui est représenté sur la figure 5, auquel cas les grilles consti- tuent l'entrée et la sortie du circuit à courant constant et les drains sont connectés l'un à l'autre, comme il est représenté sur la figure 21. On peut réaliser des.confi- gurations de circuit autres que celles des figures 3 et 4, soit en employant deux circuits à courant constant unidi- rectionnels branchés mutuellement en parallèle et-en sens inverse, comme le montrent les figures 6 et 7, soit en employant un circuit à courant constant unidirectionnel et une diode, comme le montre la figure 8. Pour permettre une meilleure compréhension du circuit à courant constant, on décrira brièvement ses principes de fonctionnement et on présentera également d'autres modifications. En retournant à la figure 2, et en supposant que le drain D2 reçoive un potentiel supérieur à celui qui est appliqué au drain D1, le courant qui cir- cule dans les transistors à effet de champ Q5 et Q6 est représenté par une ligne en pointillés L qui passe par le drain D2, la source S2' la résistance R2, la grille G et le drain D1. Dans ce cas, le transistor à effet de champ Q5 fonctionne à la manière d'une diode polarisée en sens direct, tandis que le transistor à effet de champ Q6 fonc- tionne à la manière d'un dispositif à courant constant qui commande le courant au moyen d'une réaction négative par l'intermédiaire de la résistance R2, de façon à fixer ce courant à la valeur de la tension de pincement du transis- tor Q6 divisée par la valeur de la résistance R2. Lorsque la polarité des potentiels d'alimentation est changée, le fonctionnement du circuit est inversé et la circulation du courant dans ce circuit-est représentée par une ligne en pointillés R. On réalise ainsi un circuit à courant cons- tant du type bidirectionnel. Le circuit à courant constant du type bidirec- tionnel génère par sa nature même une pointe de courant de charge à l'instant du changement du sens du courant. Ceci résulte du fait que la région ou la capacité de charge d'espace varie de façon abrupte sous l'effet du changement correspondant au passage d'une polarisation directe à une polarisation inverse, ou inversement, ce qui nécessite une compensation de la charge d'espace. A cause de ce phé- nomène, et lorsqu'il est nécessaire d'éviter une telle pointe de courant de charge afin que le dispositif de conversion de déplacement correspondant à l'invention et utilisant un tel circuit à courant constant, puisse être utilisé de façon satisfaisante sans erreurs de mesure considérables, on propose un exemple de configuration de circuit. Le circuit destiné à réduire la valeur de la pointe de courant de charge est réalisé de la manière re- présentée sur la figure SA, de façon que les diodes D5 et D6soient branchées en parallèle sur les transistors à effet de champ respectifs Q5 et Q6. De ce fait, quand une polarisation en sens direct est appliquée entre la grille et le drain de l'un des transistors à effet de champ, la diode correspondante D5 ou D6, qui est sélection- née parmi des diodes ayant une plus faible capacité de char- ge d'espace, et donc une tension de barrière plus basse, que les transistors à effet de champ, court-circuite la par- tie principale du courant qui aurait par ailleurs circulé dans le transistor à effet de champ, ce qui permet de ré- duire considérablement les erreurs de mesure. On notera que dans le cas o un circuit à courant constant bidirectionnel est appliqué à l'invention, les va- leurs de courant limitées de chaque sens peuvent être dif- férentes l'une de l'autre, comme on l'envisagera ci-après. Le premier mode de réalisation, représenté sur la figure 3, fonctionne à une fréquence d'oscillation corres- pondant à la capacité électrostatique C1 du capteur du type à une seule capacité, et il fournit un signal de sor- tie dont la valeur de crête atteint de façon générale la valeur approximative de la tension E d'une source de ten- sion, du fait de l'emploi d'inverseurs du type CMOS. On va maintenant retourner à la figure 3 pour décrire en dé- tail le fonctionnement du premier mode de réalisation. Les signaux apparaissant en (A) (B) et (C) sur la figure 3 sont représentés sur la figure 9. Lorsque le signal de sortie (A) du second inverseur G2. est amené au niveau haut correspondant à une tension de +E, le circuit série qui est constitué par la capacité électrostatique C1 et la capacité répartie Cs2 est immédiatement chargé au moment de la montée du signal, si bien que la tension aux bornes de la capacité répartie Cs2 s'élève immédiatement jusqu'à un certain niveau, comme on le voit sur le signal (B) sur la figure 9. Dans ce cas, du fait que l'impédance de sortie du second inverseur G2 est très faible, on peut négliger la capacité répartie CSi. Pendant que le signal de sortie du second inver- seur G2 est au niveau haut, le signal de sortie (C) du premier inverseur G1 demeure au niveau bas, et le circuit à courant constant CC est branché entre l'entrée et la sor- tie du premier inverseur G1, si bien que l'énergie électri- que qui est fournie à la capacité répartie C52 pendant l'opération de charge est maintenant déchargée immédiate- ment par le circuit à courant constant CC et par l'impé- dance de sortie du premier inverseur G1. Le signal de sortie (B) diminue de façon linéaire du fait que le courant de charge est limité à une certaine valeur par le circuit à courant constant CC. Le signal de sortie (B) diminue jus- qu'à ce qu'il atteigne un niveau de seuil VTH auquel le signal de sortie du premier inverseur G1 prend un autre état stable en passant du niveau bas au niveau haut. Le si- gnal de sortie (A) du second inverseur G2 passe donc au niveau bas, ce qui fait que le signal de sortie (B) diminue jusqu'à un certain niveau, à cause d'une décharge immédiate de la capacité répartie Cs2 par la capacité C. Ensuite, la capacité répartie C52 se charge à nouveau sous l'effet d'un courant constant qui circule dans le circuit à cou- rant constant CC, à cause de la présence du signal de sor- tie (C), c'est-à-dire d'un niveau haut dans ce cas. Il en résulte que le signal de sortie (B) augmente de façon linéaire. Le signal de sortie (B) augmente jusqu'à ce qu'il atteigne le niveau de seuil VTH précité, auquel le signal de sortie (C) du premier inverseur G1 passe au ni- veau bas, et donc le signal de sortie (A) du second inver- seur G2 passe au niveau haut. Le signal de sortie du second inverseur G2 charge le circuit série qui est cons- titué par la capacité électrostatique Cl et la capacité --répartie Cs2, d'une manière similaire à celle envisagée ci-dessus, et les opérations de charge et de décharge se répètent successivement. L'excursion de tension e1 aux bornes de la ca- pacité répartie C52 pendant l'opération de charge est déterminée par la valeur de crête E du signal de sortie du second inverseur G2, divisée par un rapport d'impédan- ces entre la capacité électrostatique C1 et la capacité répartie Cs2, en prenant le niveau de seuil VTH comme ten- sion de référence. L'excursion de tension e1 est donc représentée par l'équation suivante e1 Cl + C 2 ' (-E) Le temps t1 nécessaire pour que l'excursion de tension e1 atteigne le niveau de seuil VTH est donné par l'équation suivante: i. t1 = e1 (C1 + Cs2) (2) dans laquelle i représenteune valeur constante limitée par le circuit à courant constant CC. Les deux équations (1) et (2) ci-dessus permettent d'exprimer t1 en. fonction de C1, E et i: t C E (3) Après un nombre approprié de répétitions de la charge et de la décharge de la capacité répartie Cs2 il s'établit un potentiel de référence correspondant au niveau de seuil VTH et ce potentiel fait fonction de po- tentiel central des opérations de charge et de décharge. Il en résulte que l'excursion de tension e1 de l'opération de charge est égale à l'excursion de tension e2 de l'opé- ration de décharge. Ceci entraîne la coïncidence entre le temps de charge t2 et le temps t1, du fait que l'opé- ration de charge qui rétablit l'excursion de tension e2 au niveau de seuil VTH est accomplie avec un courant TH constant i qui circule dans le circuit à courant cons- tant. Ceci est représenté par: tl = t2 (4) Par conséquent, la fréquence d'oscillation f s'exprime par l'équation suivante: f _i _i f t1 + t2 2. C1. E(5) En utilisant une constante K qui est déterminée par le courant i et par la tension de source E, l'équation (5) ci-dessus s'écrit sous une forme plus simple: f 1 K (6) f- C1 L'équation (6) permet de voir facilement que la fréquence d'oscillation correspond à la capacité électrc- statique C1 et que l'effet défavorable des capacités rrpar- ties est entièrement éliminé. En outre, s'il existe une capacité répartie Cs3 en parallèle sur la capacité élec- trostatique C1, on peut éliminer l'effet de la capacité Cs3 en ajoutant un Condensateur de compensation Ccp ayant la même valeur que la capacité Cs et branché er aralle sur le circuit à courant constant CC. Ceci résulte du fait que la charge de la capacité répartie Cs3 est compensée par la charge du condensateur cp. La figure 10 montre cp des signaux correspondant à ceux de la figure 9, dans le cas dans lequel l'un des circuits à courant constant est constitué par une diode, comme il est représenté sur la fi- il gure 8. Du fait de la présence de la diode, les signaux de sortie (A) et (C) changent de façon à présenter respec- tivement des impulsions étroites respectivement négatives et positives. 2) Second mode de réalisation La figure Il montre un exemple d'un capteur du type à capacités différentielles, appliqué à un second mode de réalisation de l'invention, pour permettre de comprendre son principe fondamental. Le capteur de ce type comporte deux armatures fixes SP1 et SP2 et une armature mobile MP qui est montée entre les deux armatures SP et SP2, afin de former une première capacité C1 et une se- conde capacité C2. Ces capacités C1 et C2 varient confor- --mément au déplacement mécanique de l'armature mobile MP entre les deux armatures SP1 et SP2, l'armature mobile se déplaçant sous l'effet d'un déplacement mécanique à mesurer. - La figure 12 représente un circuit équivalent du capteur de la figure 11, dans lequel on prend en consi- dération les capacités réparties. Sur cette figure, les capacités réparties CSGî et CSG, qui apparaissent respec- tivement entre les armatures fixes SP1 et SP2 et le bot- tier du capteur, sont ajoutées dans le circuit équivalent entre les bornes A et B et la masse; la capacité répartie CSG qui apparaît entre l'armature mobile MP et le boîtier, est ajoutée entre la borne C et la masse; et les capaci- tés réparties C et.CSP2 sont--respectivement ajoutées spi S2 entre les bornes A-C et B-C, en parallèle sur les capaci- tés respectives C1 et C2. La figure 13 représente en coupe un exemple d'un capteur du type à capacités différentielles, dans lequel des armatures fixes SP1 et SP et une armature mobile MP sont montées dans un bottier F. Les armatures fixes SP1 et SP2 sont supportées par des fils conducteurs L, tandis que l'armature mobile MP est fixée à sa base par une matière isolante I, assurant le scellement, telle que du verre. Lorsqu'une force de déplacement mécanique P est appliquée à l'extrémité libre de l'armature mobile MP, les première et seconde capacités électrostatiques C1 et C2 du capteur varient proportionnellement au déplacement mécanique. Des capacités électrostatiques constantes d'une certaine valeur sont formées entre la partie d'extré- mité Lt du fil conducteur L et les parties-de base de l'armature mobile MP, et ces capacités sont représentées par les capacités réparties Cspi et CSP2 sur la figure 12. On peut négliger les capacités réparties CSPI et CSP2 en formant une partie d' écran en saillie,S,entre la par- tie d'extrémité Lt du fil conducteur L et les parties de base de l'armature mobile MP, comme le montre la figure 14. On va maintenant considérer la figure 15 qui représente un schéma d'un second mode de réalisation de l'invention. Le circuit est destiné à être appliqué à un capteur du type à capacités différentielles ayant le circuit équivalent qui est représenté sur la figure 12. Les bornes désignées par A, B et C sur la figure 15 sont respectivement connectées aux bornes A, B et C du cap- teur qui est représenté sur la figure 13 ou la figure 14. A) On va tout d'abord décrire en détail le fonctionnement du circuit de l'invention lorsqu'on né- glige les capacités réparties Cspi et CSP2. Le circuit comporte des première et seconde por- tes G2A et G2B dont les signaux de sortie inversés sont respectivement appliqués aux première et seconde capacités C1 et C2, par les bornes A et C. Lorsque l'une des portes, par exemple la porte G2Afournit un signal de sortie au niveau haut ayant une valeur de tension +E, un circuit série constitué par la première capacité électrostatique C1 et par la capacité répartie CSGO est immédiatement chargé à l'instant d'un front montant du signal de sortie au niveau haut. De ce fait, la tension sur la borne C, qui consti- tue un point de connexion entre les première et seconde capacités électrostatiques C1 et C2, s'élève également immédiatement jusqu'à un certain niveau de tension, comme le montre la ligne (B) de la figure 9. La figure 16 montre le circuit équivalent qui cor- respond à l'opération de charge ci-dessus. On notera ici que du fait que l'impédance de sortie de la première por- te G2A est suffisamment faible pour qu'on puisse négliger la présence de la capacité répartie CsG1' et du fait que la capacité répartie CSGO peut être considérée comme étant en parallèle sur la seconde capacité électrostati- que C2, la tension maximale qui apparaît sur la borne C peut être déterminée par un rapport d'impédances entre la première capacité C1 et la combinaison en parallèle de la capacité répartie CSGO et de la seconde capacité C2' Pendant la durée au cours de laquelle le-signal de sortie de la première porte G2A demeure au niveau haut, le signal de sortie (C) d'un inverseur G1 demeure au Cniveau bas, et le circuit à courant constant CC est con- necté entre l'entrée et la sortie de l'inver8eur G1, si bien que l'énergie électrique qui est fournie à.la capa- cité répartie C5o et à la seconde capacité électrostati- que C2 pendant l'opération de chargese décharge ensuite immédiatement par le circuit à-courant constant CC et par l'impédance de sortie de l'inverseur Gi. Le signal de sor- tie (B) diminue de façon linéaire du fait que le courant de charge est limité à une certaine valeur par le circuit à courant constant CC. Pendant cette durée de décharge, on peut considérer que le circuit équivalent est celui représenté sur la figure 17, qui montre clairement les che- mins du courant de décharge dans le circuit à courant cons- tant CC, à partir de la capacité C1 et de la capacité CSGOQ la capacité C1 recevant toujours le signal de sortie (A) au niveau haut pendant cette période de décharge. Le signal de sortie (B) diminue jusqu'à ce qu'il atteigne un niveau de seuil VTH auquel le signal de sortie (C) de l'inverseur G1 prend un autre état stable en passant du niveau bas au niveau haut. Ensuite, le signal de sortie (A) de la première porte G2A passe au niveau bas, si bien que le signal de sortie (B) diminue jusqu'à un certain niveau, à cause d'une décharge immédiate de la capacité répartie CSGO et de la seconde capacité électrostatique C2 par la première capacité électrostatique. Ensuite, la capa- cité répartie CSGO et la seconde capacité électrostatique C2 sont chargées à nouveau par un courant constant cir-- culant dans le circuit à courant constant CC qui est ali- menté par la tension au niveau haut du signal de sortie (C), ce qui fait croître de façon linéaire le signal de sortie (B). Le signal de sortie (B) croît jusqu'à ce qu'il atteigne le niveau de seuil V TH auquel le signal de sortie (C) de l'irverseur G1 passe au niveau bas et, par conséquent, le signal de sortie (A) de la première porte G2A passe au niveau haut. De ce fait, l'opération de char- ge par la première porte G2A décrite ci-dessus se répète successivement d'une manière similaire, comme sur la fi- gure 3. En retournant maintenant à la figure 15, on voit qu'il existe un compteur CT qui compte les impulsions de sortie (C) de l'inverseur G. Lorsque le compteur CT compte un nombre prédéterminé d'impulsions, la sortie de comptage n fournit un niveau bas au lieu du niveau haut précédent, jusqu'à ce que le compteur compte à nouveau le même nombre d'impulsions. Le signal de sortie au niveau bas est appliqué à la seconde porte G2B par un inverseur G3, de façon que la seconde porte G2B s'ouvre et que la première porte G2A se ferme. A çe moment, l'opération de charge et de décharge entre les bornes B et C commence et elle se répète successivement jusqu'à ce que la sortie de comptage n passe au niveau haut. Le signal de sortie au niveau haut déclenche alors l'opération de charge et de décharge entre les bornes A et C du fait qu'à cet instant la première porte G2A est passée à l'état ouvert et que la seconde porte G2B est passée à l'état fermé. Ainsi, l'opération de charge et de décharge est commutée avec un intervalle de temps prédéterminé entre les bornes A et (, d'une part, et entre les bornes B-C d'autre part, sous l'effet de l'état ouvert des première et seconde portes G2A et G2BC On comprend aisément que les première et seconde portes G2A et G2B constituent un moyen de commutation qui applique sélectivement le signal de sortie d'un moyen d'am- plification à l'une ou l'autre des première et seconde * capacités électrostatiques, par l'intermédiaire d'un- moyen de réaction, sans changer la phase du signal de sortie. Par conséquent, on peut réaliser un autre circuit en employant un moyen d'amplification non inverseur à la place de l'inverseur G1, et en utilisant un circuit de commutation plus simple que les première et seconde por- tes qui constituent le moyen de commutation. Ce principe est représenté sur la figure 18 sur laquelle un circuit de commutation destiné à être commandé par le signal de sortie du compteur CT est désigné-par la référence SW. On va maintenant analyser brièvement le cir- cuit réalisé de cette manière. Si on utilise le niveau -de seuil VTH comme tension de référence, l'excursion de tension e1 aux bornes de la capacité répartie C SGO est représentée par l'équation suivante, dans laquelle Ct dé- signe une capacité égale à la somme de la capacité répar- tie CSGO et de la seconde capacité électrostatique C2 C1 e1- C + C x E() 1 t Le temps t1 qui est nécessaire pour que l'excur- sion de tension e1 atteigne le niveau de seuil VTH est représenté par l'équation suivante, en considérant le circuit équivalent représenté sur la figure 17, et en désignant par i le courant constant que fournit le circuit à courant constant CC i x t1 =e1 (C1 + Ct) (12) On déduit le temps t1 des équations (11) et (12) t1 = C1 x E (13) 1 i Après un nombre approprié de répétitions de la charge et de la décharge de la capacité répartie CSGO, un potentiel de référence correspondant au seuil VTH s'éta- blit, et ce niveau de potentiel constitue le potentiel central de l'opération de charge et de décharge. Il en résulte que l'excursion de tension e1 dans l'opération de charge est égale à l'excursion de tension e2 dans l'opéra-. tion de décharge. Si l'opération de charge avec l'excur- sion de tension e2 est effectuée au moyen d'un courant constant i circulant dans-le circuit à courant constant CC, le temps t2 nécessaire pour la charge devient égal au temps t1, et la relation suivante est valide dans ce cas t =-t 1 2 (14) Ces équations s'appliquent également dans le cas de l'opération de charge et de décharge entre les bor- nes B et C. Les première et seconde capacités électrosta- tiques C1 et C2 sont permutées sur les figures 16 et 17, ce qui permet d'écrire l'équation (13) sous la-forme sui- vante t = C E (15) 1 2 i Par conséquent, les périodes pendant lesquelles le signal de sortie de comptage n du compteur CT demeure au niveau haut et au niveau bas correspondent respective- ment aux première et seconde capacités électrostatiques C1 et C2. Le signal de sortie moyen qui apparaît dans un circuit intégrateur constitué par une résistance R3 et un condensateur C3 est donc représentatif d'un rapport cyclique des impulsions émises par le compteur CT. En d'autres termes, ce rapport cyclique représente la valeur qui correspond au résultat du calcul-de l'expression C1/(C1 + C), et cette valeur est utilisée en tant que signal de sortie électrique de conversion E0 correspondant à la force de déplacement mécanique qui est appliquée à l'armature mobile. B) On va maintenant décrire le fonctionnement du circuit dans lequel on doit prendre en considération l'effet des capacités réparties Csp1 et Csp2. Les figures 19 et 20 représentent des circuits équivalents similaires à ceux des figures 16 et 17, dans lesquels les capacités réparties C.pi et CSP2 sont prises en considération. A partir de ces circuits équilalents, on établit les équations suivantes, de la même manière que pour les équations (11) et (12): (C1 + Cspi) E e1 C1 + CSp1 + CSGO +C2 CP Ccp (-E) + C+ +0 + +0(16) + C1 + Csp1 + CSG0 + C2 + Ccp (16) i spi SGO 2 CP iK.t1 eI (Ccp + Csp1+ C1 + C2 + CSGO) (17) Dans ces équations, Ccp représente une capacité de compensation qui est connectée en parallèle sur le circuit -à courant constant CC sur la figure 15. Si la condition d'égalité entre la valeur de la capacité de compensation CCp et celle de la capacité répartie cSP estr isPefat de cette capacité CSp1 sur le signal de sortie (C) est annulé, du fait que la charge de la capacité Csp1 est compensée par la capacité de compensation CCp, ce qui est représenté schématiquement sur la figure 19. En combinant les équations (16) et (17), on peut représenter le temps t1 par une équation simplifiée: t1 = (Cl + CsP1 - Cp E (18) En appliquant ici la condition Csp = CCp à l'équation (18), ci-dessus, on obtient une équation similaire aux équations (13).et (15): i t C i(19) En pratique, les capacités réparties Cp et Cp2 ont pra- spi SP2 tiquement les mêmes-valeurs, à cause de la structure symé- trique du capteur, si bien qu'on peut employer des capaci- tés de compensation Ccp de même valeur dans la fabrication du circuit, sans effet défavorable sur le fonctionnement qu'on cherche à obtenir pour le circuit. Des erreurs de comptage peuvent quelquefois appa- raitre lorsque le signal de sortie de l'inverseur G1 sur les figures 15 ou 18 est distordu au niveau de ses fronts montants et descendants, comme le montre la figure 20A. Cette distorsion du signal de sortie résulte du fait que l'entrée de l'inverseur G1 reçoit deux signaux d'entrée, l'un étant le signal de sortie inversé qui passe par le circuit à courant constant CC et l'autre étant le signal de sortie non inversé qui passe par les portes G 2A ou G 2B et par la capacité du capteur, ce qui fait que les deux signaux ont des actions qui s'opposent mutuellement au voisinage du niveau de seuil, à cause d'un léger retard de phase entre eux. La figure 20B montre la distorsion du signal près du niveau de seuil à l'entrée de l'inverseur Gl, et l'échelle horizontale est dilatée sur cette figure dans un but de clarté. Si la distorsion se produit à un niveau éloigné du niveau de seuil, comme le montre la figure 20C, il n'y a aucune influence sur le signal de sor- tie. On propose donc de faire en sorte que l'un des deux signaux, par exemple le signal qui passe par le circuit à courant constant CC, soit obligatoirement soumis à un retard de phase légèrement plus grand. On réalise par exemple ceci en ajoutant un inverseur dans le circuit. Plus précisément, la figure 20D montre un exemple de configura- tion de circuit et les désignations employées sur la figu- re 20D s.ont similaires à celles de la figure 15, lorsque c'est justifié. Les différences entre les deux circuits consistent en ce que les signaux de sortie des première et seconde portes G2A ou G2B sont appliqués aux entrées d'une porte NON-ET nouvellement utilisée, G4, dont le signal de sortie est appliqué à l'entrée de l'inverseur G1 par le circuit à courant constant CC. Ainsi, le signal d'entrée qui provient du circuit à courant constant est suffisam- ment retardé pour que la distorsion du signal à l'entrée de l'inverseur G1 se produise à un niveau éloigné du niveau de seuil, comme il est représenté sur la figure 20C. Par conséquent, le signal de sortie n'est pas affecté par cette distorsion et le compteur CT effectue un comptage correct. Sur la figure 20E, le signal (1) est un signal d'entrée de l'inverseur G1, le signal (2) est un signal de sortie de 1'inverseur G1, le signal (3) est un signal de sortie de la première porte G2A ou de la seconde porte G2B, et le signal (4) est un signal de sortie de la porte NON-ET G4. Les portes de la.figure 20D peuvent être remplacées par des portes NON-OU, comme le montre la figure 20F. La description qui précède permet de comprendre aisément que le dispositif de conversion de type capacitif conforme à l'invention permet d'obtenir des caractéristi- ques de conversion linéaires avec une configuration de cir- cuit relativement simple. Ceci résulte du fait que, premiè- rement, on emploie un circuit à courant constant et, secon- dement, on peut complètement négliger les capacités répar- ties CSGî, CSG2 et CSGO et on peut également négliger com- plètement les capacités réparties Csp et C du fait de l'adjonction de la capacité de compensation CSCp. L'une des modifications qu'on peut réaliser à partir des modes de réalisation préférés ci-dessus consiste à remplacer l'une ou l'autre des première et seconde capa- cités électrostatiques C1 et C2 par le capteur du type à une seule capacité de la figure 1, et à remplacer l'autre capacité par une capacité électrostatique de référence fixe. La figure 20G propose un autre mode de réalisa- tion modifié, en plus du mode de réalisation décrit ci- dessus dans lequel la capacité de compensation CCP est ajoutée pour annuler les effets des capacités réparties Cspi et CSP2. Ce mode de réalisation vise à éliminer l'em- ploi de la capacité de compensation CCP, qui conduit à la nécessité de réglages assez malcommodes de la valeur de capacité. Les désignations employées sur la figure 20G sont similaires à celles employées sur la figure 15, et la différence entre les circuits réside dans le fait qu'un amplificateur différentiel 10 et un inverseur 12 sont employés pour appliquer une tension ey à l'entrée non inverseuse, ainsi que pour appliquer une tension ex à l'en- trée inverseuse. La tension ey apparait sur le curseur d'un potentiomètre 14 et elle est commandée proportionnelle- 2486232' ment à la valeur de la capacité répartie Cspi ou CsP2' tandis que la tension ex provient de la borne C du capteur. La tension ex est donnée par une équation identique à l'équation (11) Cg e =. E (20) De façon similaire à l'équation (12), on introduit dans ce cas l'équation suivante: i.t = (ex + ey). (Ci + Ct) (21) Dans l'équation ci-dessus, les symboles correspondent respectivement à la position du curseur du côté droit ou du côté gauche de la position centrale. On déduit le temps t des deux équations (20) et (21) E C C + C- t =E1 + ey- 1 it (22) i Du fait qu'on considère que le courant i et la capacité C1 + Ct sont constants, le temps résultant t qu'on-obtient en appliquant la tension ey à ltentrée non inverseuse est exactement proportionné à la tension e. Il en résulte qu'on peut annuler l'effet des capacités réparties Cspi et CSP2 en réglant la tension ey de façon appropriée, sans ajouter la-capacité de compensation C.p en parallèle sur le circuit à courant constant. 3) Troisième mode de réalisation Les figures 21 et 22 représentent un schéma d'un troisième mode de réalisation de l'invention, dans lequel un signal de sortie du compteur est intégré puis est appliqué à un circuit de sortie qui comporte des moyens de transmission de signal du type dit bifilaire. Le mode de réalisation représenté sur la figure 21 comporte des éléments de circuit similaires à ceux de la figure 15, tels qu'un capteur du type à capacités diffé- rentielles, DS, et un circuit intégrateur constitué par des résistances R3A et R3B et des condensateurs C3A et C3B' Les différences entre les deux modes de réalisation résident en ce qu'on utilise un circuit à courant constant dans lequel les drains et les sources sont connnectés selon une rela- tion inverse de celle de la figure 5, et en ce que le signal de sortie du circuit intégrateur est appliqué à un circuit de sortie OT qui comporte des moyens de trans- mission de type bifilaire. Le circuit de sortie OT est réalisé essentiel- lement à partir d'un amplificateur différentiel A dont l'entrée inverseuse reçoit le signal de sortie du circuit intégrateur et dont l'entrée non inverseuse reçoit une tension de référence qui est fixée par un réseau de résis- tances formé par des résistances R4et R5 et par un poten- tiomètre RV1, avec une résistance R6 connectée au curseur -de ce potentiomètre. Ainsi, le potentiel différentiel entre les deux entrées est amplifié pour commander un transistor à effet de champ.Q7 sous l'action du signal de sortie de l'amplificateur différentiel A, ce qui commande les courants circulant entre les bornes de circuit bifi- laireLT et LT auxquelles sont respectivement connec- 1 2Jaxule tés deux fils destinés à la transmission d'un signal de déplacement converti. Le circuit de sortie OT comporte un potentiomè- tre de réaction RV2 qui détecte le courant qui circule dans le transistor à effet de champ Q7 et dans une diode zener ZD, de façon à renvoyer une fraction de la chute de potentiel aux bornes du potentiomètre RV2 vers l'entrée non inverseuse de l'amplificateur A, par l'intermédiaire d'une résistance R5. Il en résulte que le courant qui circule entre les deux bornes LT1 et LT2 est équilibré et stabilisé à un point auquel les deux tensions d'entrée de l'amplificateur A -sont mutuellement égales. La tension de source d'alimentation pour l'amplificateur est fournie par une station réceptrice non représentée, au moyen des deux fils destinés à la transmission du signal qui sont connectés aux bornes LT1 et LT2, grâce à quoi après sta- bilisation de la tension de la source par la diode zener ZD, une tension de source VDD est appliquée aux éléments de circuit associés. 24862'2 En outre, comme il est courant dans le domaine de la mesure industrielle, la plage des courants circulant entre les bornes LT1 et LT2 est fixée de façon à corres- pondre à une plage normalisée allant de 4 à 20 mA. Le cou- rant de repos qui circule dans les lignes de transmission pendant l'équilibrage du capteur du type à capacités dif- férentielles DS est fixé à 4 mA en réglant le potentiomè- tre RV1, tandis que la plage de courant est commandée par le réglage du potentiomètre RV2. Du fait que les tensions qui proviennent de chaque potentiomètre RV1 et RV2 sont appliquées indépendamment à l'amplificateur A, on peut ré- gler le courant de repos et la plage des courants de fonc- tionnement sans interaction mutuelle. La figure 22 représente une version modifiée du troisième mode de réalisation dans laquelle les signaux sous forme d'impulsions qui apparaissent sur la sortie de comptage n du compteur CT sont transformés en signaux bipolaires, du fait de l'application de tensions de source +E et -E au compteur CT. Le circuit de sortie OT de la fi- gure 22 a une structure légèrement différente de celle du circuit de sortie OT de la figure 21. Le circuit de sortie OT de ce mode de réalisation est construit d'une manière telle que les deux tensions de source positive et négative +E et -E qui sont destinées à être utilisées dans les cir- ' cuits associés soient produites par stabilisation d'une autre tension de source fournie par la tension réceptrice, au moyen d'une diode à tension constante ZD et d'un cir- cuit à courant constant constitué par un transistor à effet de champ Q8. La tension qui est appliquée sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur A est déterminée par des résistances R7 et R8 et un potentiomètre RV1, tandis que la tension qui est appliquée sur l'entrée non inverseuse est fournie par le signal de sortie du circuit intégrateur constitué par des résistances R3A et R3B et des condensa- teurs C3A et C3B' Ce signal de sortie du circuit intégra- teur correspond au résultat du calcul de la valeur de (C1- C2)/(C1 + C2), ce qui correspond essentiellement à une annulation de variations de même valeur des capacités C1 et C2^ On peut parvenir à l'expression (C1 - C2) /(C+ t C2) par l'analyse suivante: la sortie de comptage n du comp- teur C-T conserve une valeur de crête +E lorsqu'elle est à l'état haut et une valeur de crête -E lorsqu'elle est à l'état bas, si bien que les valeurs moyennes, après lis- sage par le circuit intégrateur, représentent respective- ment la première capacité électrostatique C1 de la figure pendant un état haut, et la seconde capacité C2 pendant un état bas. La somme des deux valeurs moyennes correspond au résultat du calcul de (C1 - C2)/(C1 + C2). Le signal de sortie du circuit intégrateur, c'est-à-dire le résultat du calcul de (C1 - C2)/(c1 + C2), est appliqué à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur A, et ce dernier amplifie la différence de potentiel entre ses deux entrées pour commander un transistor à effet de champ Q7 de façon à déterminer la valeur du courant qui circule entre les bornes LT1 et LT2* La stabilisation du courant du transistor à effet de champ Q7 est obtenue-par une contre-réaction de ce courant vers l'entrée non inver- seuse, par l'intermédiaire des résistances R9 et R10. Le compteur CT peut être constitué de préférence par des transistors du type CMOS, afin de maintenir pour les signaux sous forme d'impulsions des valeurs de crête pratiquement égales aux tensions de source +E ou -E, et également afin de stabiliser la valeur de crête des si- gnaux par la stabilisation des tensions de source +E et -E. Ceci s'applique également au-compteur CT qui est repré- senté sur la figure 21. Le compteur CT utilisé sur les figures 21 et 22 peut être remplacé par un compteur à un bit, tel qu'une bascule bistable. Dans ce cas, chaque fois qu'apparaît un signal de sortie de l'inverseur G1 (signal représenté en (C) sur la figure 9),les première et seconde portes G2A et G2B changent d'état. On peut employer des transis- tors autres que des transistors CMOS pour les première et seconde portes G2A et G2B et pour l'inverseur G1. Cependant, ceci amène dans ce cas quelques inconvénients, contrairement aux transistors CMOS qui restreignent la valeur de crête de i sortie à un niveau voisin des tensions de source +E et -E, ce qui évite d'avoir à utiliser d'autres moyens de commande de la valeur de crête, comme un circuit de commutation, et simplifie donc les circuits. Ceci mis à part, on notera que lorsqu'on emploie des transistors CMOS, qui comportent généralement à l'entrée une diode de protection contre les signaux d'entrée de niveau élevé, il est préférable d'ajou- ter un condensateur de division de tension entre-l'entrée de l'inverseur G1 et le potentiel de référence, afin d'as- surer le fonctionnement dans une plage linéaire des carac- téristiques d'entrée-sortie. D'autres modifications, faci- les à mettre en oeuvre par l'homme de l'art, peuvent être réalisées sous diverses formes, consistant par exemple à utiliser une combinaison de portes ET et d'inverseurs à la place des première et seconde portes G2A et G2B9 ou à utiliser un circuit de sortie OT ayant des caractéristi- ques de circuit différentes, conformément aux conditions de l'application considérée. Il va deb soi que de nombreuses modifications peu- vent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Dispositif de conversion de déplacement de type capacitif destiné à mesurer un déplacement mécanique en convertissant un déplacement mécanique détecté par un capteur de type capacitif en un signal électrique proportionné au déplacement, caractérisé en oe qu'il comprend en caobinaison: un capteur (CS) qui comporte une armature mobile (MP) qui réagit à un déplacement mécanique et une armature fixe (SP), ce capteur formant-un condensateur qui a une valeur de capacité (C1) proportionnée au déplacement mécanique à me- surer; et des moyens d'amplification (G1, G2) qui compor- tent une entrée (B) et deux sorties, dont l'une (A) a la même phase que l'entrée et l'autre (C) est en opposition de phase avec l'entrée, l'une des armatures étant connec- tée à l'entrée tandis que l'autre armature est connectée à la sortie qui a la même phase que l'entrée; et Un cirCuit à courant constant (CC) qui est connecté entre l'entrée et la sortie qui est en opposition de phase avec l'entrée et qui permet la circulation du courant constant dans jes deux sens. 2. Dispositif selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens d'amplification sont constitués par un premier élément d'amplification (Gj) qui comporte ladite entrée (B) et ladite sortie (C) qui est en opposi- tion de phase avec l'entrée, et par un second élément d'amplification (G2) dont l'entrée est connectée à la sor- tie du premier élément d'amplification et qui comporte ladite sortie (A) qui a la même phase que l'entrée. 3. Dispositif selon la revendication 1, carac- térisé en ce que les moyens d'amplification sont constitués par un troisième élément d'amplification (G1) qui comporte ladite entrée et ladite sortie qui a la même phase que l'entrée, et par un quatrième élément d'amplification (G2) dont l'entrée est connectée à la sortie du troisième élé- ment d'amplification et qui comporte la sortie qui est en opposition de phase avec l'entrée. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendi- cations 2 ou 3, caractérisé en ce que le circuit à courant constant (CC) est constitué par des premier et second cir- cuits à courant constant (CC1, CC2) qui sont connectés en parallèle l'un par rapport à l'autre, chacun d'eux faisant circuler indépendamment le courant constant dans l'un des deux sens. 5. Dispositif selon la revendication 1, caracté- risé en ce que les moyens d'amplification sont constitués par un cinquième élément d'amplification (G1) qui comporte ladite entrée, par un sixième élément d'amplification (G2) dont l'entrée est connectée à la sortie du cinquième élé- ment d'amplification et dont la sortie constitue ladite sortie qui a la même phase que l'entrée, et par un septiè- me élément d'amplification (G3) dont l'entrée est connec- tée à la sortie du sixième élément d'amplification; et en ce que le circuit à courant constant est constitué par des troisième et quatrième circuits à courant constant (CC1, CC2), avec le troisième circuit à courant constant (CC1) branché entre l'entrée et la sortie du cinquième élément d'amplification (G1) et le quatrième circuit à courant cons- tant (CC2) branché entre l'entrée du cinquième élément d'amplification (G1) et la sortie du septième élément d'am- plification (G3), les troisième et quatrième circuits à courant constant permettant la circulation du courant constant dans un sens ou dans l'autre. 6. Dispositif selon l'une quelconque des reven- dications 2 ou 3, caractérisé en ce que le circuit à courant constant est constitué par des cinquième et sixiè- me circuits à courant constant (Q5, Q6), ces circuits étant connectés en série et de façon inverse en ce qui concerne le sens du courant constant, afin de former un circuit à courant constant bidirectionnel. 7. Dispositif selon la revendication 6, caracté- risé en ce que les cinquième et sixième circuits à courant constant comprennent en outre une diode respective (D5, D6) branchée aux bornes de chaque circuit à courant constant afin de dériver une partie principale d'un courant corres- pondant à une polarisation de sens direct circulant dans ces circuits. 8. Dispositif de conversion de déplacement de type capacitif destiné à mesurer un déplacement mécanique en convertissant un déplacement mécanique-détecté par un capteur de type capacitif en un signal électrique propor- tionné au déplacenent, caractérisé en qu'il canprend en canbinaison: un capteur qui comporte une armature mobile (MP) qui réa- git à un déplacement mécanique et deux armatures fixes (SP1, SP2), ce capteur formant deux condensateurs (C1, C2) ayant une borne commune (C) et l'une au moins des valeurs de ca- pacité de ces condensateurs étant proportionnée au déplace. ment mécanique à mesurer; des moyens d'amplification (G1) dont l'entrée est connectée à la borne commune (C) et dont la sortie est en opposition de phase avec l'entrée; un circuit à courant constant (CC) qui est connecté entre l'entrée et la sortie des moyens d'amplification et qui permet la circulation du courant constant dans les deux sens; des moyens de comptage (CT) qui comptent un nombre prédéterminé des signaux de sortie des moyens d'amplifi- cation; et des moyens de commutation (G2A, G2B' G3) qui sont attaqués par le signal de sortie des moyens de comp- tage de façon à appliquer sélectivement à l'une ou l'autre (A, B) des bornes du capteur autres que la borne commune (C) un signal de sortie des moyens d'amplification ayant la même phase que le signal de l'entrée. 9. Dispositif de conversion de déplacement de type capacitif destiné à mesurer un déplacement mécanique en convertissant un déplacement mécanique détecté par un capteur de type capacitif en un signal électrique proportion- né au déplacanent, caractérisé en oe qu'il comprend en canbinaison: un capteur qui comporte une armature mobile (MP) qui réa- git à un déplacement mécanique et deux- armatures mobiles (SP1, SP2), ce capteur formant deux condensateurs (C1, C2) ayant une borne commune (C) et fonctionnant de manière dif- férentielle l'un par rapport à l'autre; des moyens d'ampli- fication (G1) dont l'entrée est connectée à la borne commu- ne (C) et dont la sortie est en opposition de phase avec l'entrée; un circuit à courant constant (CC) qui est connec- té entre l'entrée et la sortie des moyens d'amplification et qui permet la circulation du courant constant dans les deux sens; des moyens de comptage (CT) qui sont destinés à compter un nombre prédéterminé des signaux de sortie des moyens d'amplification; et des moyens de commutation (G2A, G2B, G3) qui sont attaqués par le signal de sortie des moyens de comptage de façon à appliquer sélectivement à l'une ou l'autre (A, B) des bornes du capteur autres que la borne commune (C) un signal de sortie des moyens d'am- plification ayant la même phase que le signal d'entrée. 10. Dispositif selon l'une quelconque des reven- dications 8 ou 9, caractérisé en ce que les moyens d'ampli- fication sont constitués par des premier et second élé- ments d'amplification (G1, G2), avec l'entrée du premier élément d'amplification (G1) connectée à la borne commune (C) et la sortie en phase avec l'entrée, et avec le second élément d'amplification (G2) connecté à la sortie du pre- mier élément d'amplification, la sortie du second élément d'amplification étant en opposition de phase avec l'entrée du premier élément d'amplification; en ce que le circuit à courant constant (CC) est connecté entre l'entrée du premier élément d'amplification et la sortie du second élément d'amplification et permet la circulation du cou- rant constant dans les deux sens; et en ce que les moyens de comptage (CT) sont connectés à la sortie du premier élément d'amplification afin de compter un nombre prédé- terminé des signaux de sortie. 11. Dispositif selon l'une quelconque des reven- dications 8 ou 9, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit intégrateur (R3, C3) qui lisse le signal de sortie des moyens de comptage, et un élément de sortie (OT) qui est destiné à convertir le signal de sortie des moyens de comptage en un courant qui circule dans une ligne de transmission du type bifilaire. 12. Dispositif selon l'une quelconque des revendi- cations 8 ou 9, caractérisé en ce que les moyens de commuta- tion sont constitués par des première, seconde et troisième portes (G2A, G2B, G3); les sorties des première et seconde portes (G2A, G2B) sont connectées aux bornes respectives (A, B) du capteur autres que la borne commune (C); et les entrées des première et seconde portes sont attaquées par la sortie des moyens d'amplification et elles sont égale- ment attaquées respectivement par la sortie des moyens de comptage (CT), soit directement soit par l'intermédiaire de la troisième porte (G3). 13. Dispositif selon la revendication 12, carac- térisé en ce qu'il comprend en outre une quatrième porte (G4) dont les entrées sont connectées aux sorties des pre- mière et seconde portes (G2A, G2B) et dont la sortie inver- sée est connectée par le circuit à courant constant (CC) à l'entrée des moyens d'amplification (G1). 14. Dispositif selon l'une quelconque des reven- dications 8 ou 9, caractérisé en ce que les moyens d'am- plification comprennent un troisième élément d'amplifica- tion (10) qui est-de type différentiel et comporte des en- trées inverseuse et non inverseuse et une sortie, l'entrée inverseuse étant connectée à la borne commune (C) du cap- teur, tandis que le circuit à courant constant (CC) est connecté entre l'entrée inverseuse et la sortie du troi- sième élément d'amplification; et les moyens d'amplifica- tion comprennent en outre un quatrième élément d'amplifi- cation (12) dont l'entrée est connectée à la sortie du troisième élément d'amplification et dont la sortie inver- sée est connectée aux moyens de comptage (CT), tandis que des moyens de division de tension (14) sont connectés entre l'entrée et la sortie du quatrième élément d'ampli- fication (12) et la sortie des moyens de division de ten- sion est appliquée à l'entrée non inverseuse du troisième élément d'amplification (10).