Brevet FR2488467A1 — publié le 19820212

La présente invention concerne un modulateur-démodulateur à modulation de phase différentielle. On rappelle que les modulateurs-démodulateurs, couramment désignés sous le nom de modems, comportent: - un modulateur, qui convertit une suite aléatoire de signaux binaires égaux à O ou à 1 en un signal analogique périodique, modulé en fréquence, en amplitude ou en phase, et transmissible par le réseau téléphonique; - un démodulateur, qui convertit le signal analogique modulé fourni par le réseau en une suite de O ou de 1. La présente invention concerne les modems à modulation de phase différentielle qui sont connus sous le nom de modems D.P.S.K. (differential phase suif t keying). Les specifications du C.C.I.T.T. prévoient toutes les carac téristiques des modems. On va citer, a' titre d'exemple, dans ce qui suit les valeurs numeriques correspondant à l'un de ces modems. Il s'agit d'un modem à 1200 bauds dont la fréquence porteuse est de 1800 Hz. Dans les modems D.P.S.K., à leur arrivée dans le modulateur, les bits (0 ou 1) sont groupés en mots de plusieurs bits. Pour le modem pris en exemple, ces mots comportent deux bits et on les désigne couramment sous le nom de dibits. Pendant l'intervalle de temps correspondant à un baud, c'est-àdire pour l'exemple choisi, pendant 1/1200 = 833 us, le modulateur émet une sinusolde à la fréquence porteuse qui est de 1800 Hz. Lors du passage d'un baud au suivant, le modulateur impose à la sinusolde un saut de phase qui dépend du dibit à transmettre. Lorsque le signal modulé en phase est reçu par le démodulateur après avoir eté transmis par le réseau, la lecture des sauts de phase se produisant d'un baud au suivant permet d'identifier les dibits. La présente invention concerne un modem D.P.S.K. qui pré sente de nombreux avantages par rapport aux modems D.P.S.K. connus, au point de vue notamment, de la simplicité de réalisation, de l'encombrement et du prix de revient. Par ailleurs, le modem selon l'invention présente, par rapport aux modems D.P.S.K. connus, l'avantage d'offrir une grande résistance aux distorsions dues à la non-uniformité de la vitesse de groupe sur le réseau de transmission. En effet, au lieu d'examiner la phase du signal issu du réseau lors de son passage à zéro, comme cela se passe généralement dans les démodulateurs connus, on réalise diverses corrélations sur des échantillons reçus du réseau et séparés par une durée égale à celle du baud. On traite les résultats de ces corrélations et on réalise ainsi la démodulation. Tous les échantillons reçus du réseau sont .perturbés de la même façon par la non-uniformité de la vitesse de groupe; par conséquent, les distorsions dues à la non-uniformité de la vitesse de groupe ne peuvent pas provoquer d'erreurs à la démodulation. Le modem D.P.S.K., selon la présente invention, comprend: - un modulateur qui est constitué par des moyens élaborant, pendant une durée égale à celle du baud du modem, des échantillons de tension. La tension échantillonnée est sinusoldale. Sa fréquence est celle de la fréquence porteuse du modem et sa phase est déterminée, lors de son élaboration, parmi 2n phases, où n repue sente le nombre de bits traités simultanément par le modem; - un démodulateur qui est constitue par 4lfiltres adaptés, par la méthode de pondération, qui reçoivent le signal issu du réseau. Chaque filtre fournit simultanément deux signaux de sortie qui correspondent au traitement sur une durée donnée inférieure à celle du baud, d'échantillons de tension reçus du réseau et séparés par une durée égale à celle du baud.Chaque signal de sortie du filtre est de la forme: - où sin (sC .k + Q5) représente les échantillons de tension reçus du réseau, ( étant une constante et Q5 une fonction du temps; - où sin (&alpha;.k + #') représente les coefficients de pondération du filtre, QI' ' étant indépendant du temps. Pour chaque type de sortie du filtre, les coefficients de pondération sont choisis parmi 2n-1 séries de coefficients de pondération. Ces séries sont susceptibles de permettre l'élaboration, a') près, de 2n tensions de phase différente analogues à celles élaborées par le modulateur. Enfin, les signaux issus simultanément de chaque filtre sont traités deux à deux, en provenance de deux filtres différents pour permettre l'identification des sauts de phase. D'autres objets, caractéristiques et résultats de l'invention ressortiront de la description suivante, donnée à titre d'exemple non limitatif et illustrée par les figures annexées qui représentent: - Les figures la, b, c, d, des schémas qui illustrent les quatre sauts de phase pouvant se produire avec le modem pris en exemple; - La figure 2, le schéma synoptique du modulateur du modem selon l'invention; - Les figures 3 et 5, la réalisation de façon schématique, des dispositifs 1 et 2 de la figure 2 par un dispositif à transfert de charges; - La figure 4, le schéma équivalent d'un dispositif à transfert de charges du type BBD; - La figure 6, la position des zéros du filtre 12 de la figure 2 - Les figures 7 et 8, un mode de réalisation des filtres du démodulateur selon l'invention;; - La figure 9, un mode de réalisation du démodulateur selon l'invention; - La figure 10, la courbe de réponse des comparateurs de tension utilisés - La figure 11, les tensions X1 - X2 et Y1 - Y2 pour un saut de phase de 900. Sur les différentes figures, les mêmes repères désignent les mêmes éléments, mais, pour des raisons de clarté les cotes et proportions des divers éléments ne sont pas respectées. Dans la description suivante, on va d'abord prendre à titre d'exemple le cas du modem 1200 bauds, à fréquence porteuse de 1800 Hz dont il a été précédemment question. Sur les figures la, b, c, d, on a représenté les quatre sauts de phase qui peuvent se produire avec ce modem, selon l'une des lois utilisées, la loi A, pour passer d'un baud au suivant. Le tableau suivant résume la loi A: dibit saut de phase 00 0 01 900 11 1800 10 2700 Ce tableau signifie que pour coder le dibit 00 on impose lors du changement de baud un saut de phase de 0 par rapport au baud précédent; pour coder le dibit 01 on impose lors du changement de baud un saut de phase de 900 par rapport au baud précédent, et ainsi de suite pour coder les dibits 10 et 11. Sur les figures la, b, c, et d, on a représenté les sauts de phase de 0 , 90 , 18û et 2700 qui se produisent pour passer du baud de rang r au baud de rang r+l, dans le cas où le baud de rang r se termine par une valeur nulle faisant suite à une pente négative. On constate sur ces figures que dans le cas du modem à 1200 bauds, de fréquence porteuse égale à 1800 Hz, on trouve une période et demie de la porteuse dans chaque baud. On constate aussi sur ces figures que pour élaborer le (r+l)ième baud, quel que soit le dibit à traiter, il suffit de disposer des fonctions sinus, -sinus, cosinus et -cosinus. Ceci est valable quelle que soit la façon dont se termine le baud de rang r (avec un zéro faisant suite à une pente positive ou négative, avec la valeur maximale faisant suite à une pente positive ou négative JI suffit de disposer des fonction sinus, -sinus, cosinus et -cosinus pour élaborer le baud de rang r+l. La figure 2 représente le schéma synoptique du modulateur du modem selon l'invention. Sur la figure 2, on a représenté symboliquement et repéré par les références 1 et 2, deux dispositifs qui permettent d'élaborer, des échantillons de tension pendant une durée égale à celle du baud. La tension échantillonnée élaborée doit être sinusoïdale, sa fréquence doit être celle de la fréquence porteuse du modem. Les deux dispositifs 1 et 2 produisent respectivement des fonctions sinu soldates et cosinusoidales. La tension en sortie des dispositifs 1 et 2 est envoyée sur l'entrée positive ou sur l'entrée négative d'un amplificateur différentiel 3 et 4 grâce à deux interrupteurs montés en parallèle, I1 et I2 pour l'amplificateur 3, 13 et 14 pour l'amplificateur 4. Les sorties des amplificateurs 3 et 4 sont reliées à la même entrée d'un amplificateur différentiel 11 par l'intermédiaire de deux interrupteurs 15 et 16. Enfin, en sortie de l'amplificateur 11, est relié un filtre 12 qui fournit la tension envoyée sur le réseau. Sur la figure 2, on a représenté symboliquement et repéré par 13, un circuit de détection qui en fonction du dibit de rang r déjà traité et du dibit de rang r+l à traiter, élabore les tensions de commande V1 à V; appliquées aux interrupteurs I1 à 16 Ainsi, on trouvera à la demande en sortie de l'amplificateur 11, les tensions sinus, -sinus, cosinus et -cosinus. I1 est bien évident que les interrupteurs dont il est question sont réalisés sous forme électronique de façon tout à fait connue. En ce qui concerne les dispositifs 1 et 2, ils sont de préférence constitués par des dispositifs à transfert de charges, du type CCD ou BBD, ou par des dispositifs à capacités commutées. Sur la figure 3, on a représenté de façon schématique la réalisation du dispositif 1 de la figure 2 à l'aide d'un dispositif à transfert de charges. I1 s'agit donc d'un dispositif à transfert de charges, du type CCD ou BBD, dont on n'a représenté de façon symbolique que les électrodes de pondération, coupées en deux parties. On compte 24 électrodes, de el à e24, qui permettent d'élaborer sur une période et demie une sinusoïde à la fréquence porteuse. On prend donc quatre échantillons par 1/4 de période. En rejoignant les coupures des 24 électrodes, on a obtenu le dessin de la sinusoïde obtenue en sortie du dispositif. Le modem pris à titre d'exemple étant un modem à 1200 bauds, ce qui signifie qu'il traite 1200 bauds par seconde, on injecte à l'entrée du dispositif à transfert de charges une quantité de charges donnée à une fréquence de 1200 Hz. Les signaux d'horloge qui sont appliqués aux électrodes pour permettre le transfert d'une électrode à la suivante ont une fréquence de 1200. 24 (le nombre total d'échantillons) = 28. 800 Hz. Enfin, les deux parties de chaque électrode sont reliées de façon connue à l'entrée positive et à l'entrée négative d'un amplificateur différentiel 14. Pour réaliser le dispositif repéré par 2 sur la figure 2 qui sert à élaborer une fonction cosinus, il suffit de modifier la position des fentes des électrodes coupées el à e24. Enfin, en ce qui concerne le schéma de la figure 2, il est bien sur' évident qu'il serait tout aussi possible d'utiliser des dispositifs 1 et 2 fournissant les fonctions -sinus et -cosinus au lieu des fonctions sinus et cosinus. La figure 4 représente le schéma équivalent d'un dispositif à transfert de charges du type BBD. Ce schéma équivalent comporte des transistors MOS T1, T2, T3, T4 en série. Un transistor sur deux reçoit sur sa grille un signal d'horloge 5h1 et un sur deux reçoit sur sa grille un signal d'horloge Les Les deux signaux Qil et zP2 sont en opposition de phase. Enfin, une capacité C1, C2, C3, C4 est reliée entre la grille et la source de chaque transistor. Il faut signaler que dans le cas des dispositifs du type BBD, seule une capacité sur deux sert à la pondération des charges: ce sont donc soit les capacités C1, C3 Cl ..., soit les capacités C2, C4, Il est donc possible et cela est représenté schématiquement sur la figure 5 de réaliser avec le même dispositif du type BBD la fonction sinus et la fonction cosinus et cela sans augmenter la surface de silicium nécessaire. Pour cela on utilise une série de capacités, les capacités C1, C3, C5 par exemple et donc une série d'électrodes de pondération, les électrodes e1 à e24, pour réaliser la fonction sinus. On utilise les capacités C2, C4, C6... intermédiaires et donc les électrodes e'l à e'24 intermédiaires pour réaliser la fonction cosinus. Dans le cas de la figure 3 et toujours pour un dispositif du type BBD, les électrodes intermédiaires e'l à e'24 existaient mais tétaient pas représentées car elles servaient uniquement au transfert des charges. Dans le cas de la figure 5, on injecte pour élaborer les fonctions sinus ou cosinus une quantité de charges donnée à la fréquence de 1200 Hz, sous l'électrode el pour la fonction sinus et sous l'électrode e'l pour la fonction cosinus. Lors du passage d'un baud au suivant, il se produit un saut de phase brutal qui produit des parasites à la fréquence de renouvellement du baud, 1200 Hz, et aux multiples de 1200 Hz: 2400 Hz 3600 Hz -4800 Hz... Pour supprimer ces parasites, on dispose après l'amplificateur différentiel 1 1 sur la figure 2 un filtre constitué par un dispositif à transfert de charges ou par un dispositif à capacités commutées. I1 s'agit d'un filtre à phase linéaire en fonction de la fréquence et dont le temps de groupe est donc constant en fonction de la fréquence. A cet effet, tous les zéros du filtre sont placés sur le cercle de rayon unité situé dans le plan complexe, R, I. On a représenté sur la figure 6, la position des zéros sur ce cercle. Ce filtre 12 fonctionne à 28 800 Hz ce qui est la fréquence de sortie des échantillons des dispositifs 1 et 2. On a disposé des zéros aux fréquences 3600 Hz, 4800 Hz, 6000 Hz, 7200 Hz, 8400 Hz. Le nombre de zéros est déterminé par le nombre de coefficients de pondération du filtre et donc par le nombre d'électrodes de pon dération. Comme cela est connu, pour que les coefficients du filtre soient réels, les coefficients de pondération du filtre -sont symétriques deux à deux. Cela entraîne donc d'autres zéros à 20 400 Hz, 21 600 Hz, 22 800 Hz, 24 000 Hz, et 25 200 Hz. On va maintenant décrire le démodulateur du modem selon l'invention. Dans le cas du modem 1200 bauds, à fréquence porteuse de 1800 Hz, toujours pris à titre d'exemple, ce démodulateur comporte deux filtres 15 et 16 représentés de façon schématique sur les figures 7 et 8. Ces filtres sont des filtres adaptés par la méthode de pondération et réalisés par des dispositifs à transfert de charges, CCD ou BBD, ou par des dispositifs à capacités commutées. Sur les figures 7 et 8, on a représenté à titre d'exemple et de façon schématique un mode de réalisation de ces filtres par des dispositifs à transfert de charges. Ces filtres reçoivent le signal issu du réseau et il y a transfert des charges d'une électrode à la suivante selon le sens indiqué par une flèche. L'arrivée des échantillons de tension transmis par le réseau se fait à une fréquence de 28 800 Hz et le transfert des charges d'une électrode des filtres 15 ou 16 à la suivante se fait aussi à cette fréquence. Les filtres 15 et 16 comportent chacun 32 électrodes de pondération, E1 à E32 pour le filtre 15 et E'1 à E'32 pour le filtre 16. En joignant les fentes des électrodes, on obtient pour le filtre 15 le dessin d'une sinusoïde à 1800 Hz, sur une durée de un baud un tiers (deux périodes). Comme pour l'élaboration des signaux réalisée par le modulateur, on constate qu'on a pris 16 échantillons par période de la sinusoïde à 1800 Hz. De même si on joint les fentes des électrodes du filtre 16, on obtient le dessin d'une cosinusorde à 1800 Hz, également sur un baud un tiers et avec 16 échantillons par période. Chaque filtre fournit simultanément deux signaux de sortie X1 et X2 pour le filtre 15, Y1 et Y2 pour le filtre 16. Les signaux de sortie X1 et Y1 sont obtenus en reliant les deux extrêmités des huit premières électrodes de chaque filtre à un amplificateur différentiel, 17 et 19 pour les filtres 15 et 16 ; les signaux de sortie X2 et Y2 sont obtenus en reliant les deux extrêmités des huit dernières électrodes de chaque filtre à un amplificateur différentiel, 18 et 20 pour les filtres 15 et 16. Les signaux de sortie issus simultanément de chaque filtre correspondent donc au traitement, sur une demi-période de porteuse, d'échantillons de tension reçus du réseau et séparés par une durée égale à celle du baud. Les signaux de sortie issus des filtres 15 et 16 sont de la forme: - où sin (&alpha;.k + #) représente les échantillons de tension reçus du réseau, étant une constante égale à w , avec w la pulsation de la porteuse (2 E . 1800) et z la période d'horloge du filtre (1/28 800), et Q1 étant une fonction du temps; - où sin (&alpha;.k + #') représente les coefficients de pondération appliqués par le filtre, j ' étant independant du temps. On réalise donc sur chaque filtre, de façon discète, la corrélation entre des échantillons reçus du réseau et séparés par une durée égale à celle du baud et la réponse impulsionnelle du filtre défini par ses coefficients de pondération. Les premiers coefficients de pondération des filtres du démodulateur avec lesquels s'effectue la corrélation sont choisis parmi 2n 1 séries de coefficients de pondération, n représentant le nombre de bits traités simultanément par le modulateur ; ces 2n-1 séries de coefficients permettraient l'élaboration par le modulateur selon l'invention de 2 n tensions de phase différente, après. I1 en est de même pour les derniers coefficients de pondération de filtres du démodulateur avec lesquels s'effectue la corrélation. Dans le cas de l'exemple représenté sur les figures 7 et 8, les huit premiers coefficients de pondération des filtres 15 et 16 sont en sinus et cosinus et les huit derniers coefficients en-sinus et -cosinus; alors que n égale deux et que quatre tensions de phase différente sont élaborées par le modulateur, à savoir des tensions en sinus, cosinus, -sinus et -cosinus. Il aurait donc été possible pour les huit premiers coefficients de choisir des coefficients permettant l'élaboration de -sinus et -cosinus, de -sinus et +cosinus ou de +cosinus et -sinus. Il en est de même pour les huit derniers coefficients. Ces diverses corrélations ont pour but de permettre la détermination par le démodulateur du saut de phase se produisant d'un baud au suivant. I1 est donc nécessaire de limiter la durée de la corrrélation pour qu'elle reste inférieure à celle du baud. Ainsi sur les figures 7 et 8, on voit que la durée de la corrélation n'est que d'une demi-période de la sinus'ide à 1800 Hz alors que le baud s'étend sur trois demi-périodes. Si on suppose que le signal à l'entrée des corrélateurs constitués par les huit dernières électrodes de chaque filtre s'écrit: sin (w .k + li5), on peut calculer, de façon théorique, les sorties X2 et Y2 par les intégrales: X2 - K.cos 5:: où K est une constante Y2=-KsinX On établit ensuite de façon théorique, le tableau suivant donnant les différentes valeurs prises par les sorties Xl et Y1 en fonction du saut de phase de 0", 90 , 1800 ou 2700 qui existe entre les deux bauds simultanément traités par chaque filtre et ceci dans le cas où X2 = - K.cos qui et Y2 = - K.sin # c'est-à-dire dans le cas où le signal à l'entrée des corrélateurs constitués par les huit dernières électrodes dè chaque filtre s'écrit : sin (q.k + X1 Y1 X2 Y2 saut de phase -K.cos # -K.sin 1t -K.cos # -K.sin 0 -K.sin j K.cos qui -K.cos Q) -K.sin j 90 K.cos# K.sin# -K.cos# -K.sin# 180 K.sin # -K.cos # -K.cos qui -K.sin # 270 On va montrer à titre d'exemple comment on remplit une ligne de ce tableau, par exemple celle correspondant à un saut de phase de 900. Si on suppose que le signal à l'entrée des corrélateurs constitués par les huit premières électrodes de chaque filtre s'écrit: sin (&alpha;.k +#'), on obtient: Si le saut de phase est de 900, on voit sur la figure lb que: #' = # + #/2 d'où: X1 = - K.sin # Y1 = K.cos j Pour déterminer les sauts de phase de O , 90 , 180 et 2700, on peut élaborer à l'aide d'additionneurs, de soustracteurs et d'élévateurs au carré, les graudeurs A, B, C, D suivantes:: A= (X1-X2) + (Y1 - 2) A = (X1 - X2) 2 B = (X1 - Y2) 2 + (X2 + Y1) C= (X1 +X2)2+ (Y1 +Y2) 2 D = (X1 + Y2) +(X2-Y1) Le passage de A, B, C, D à zéro, qui peut être détecté par un comparateur de tension indique un saut de phase respectivement de 00, 900, 1800, 2700. Pour les autres sauts de phase que ceux indiqués, les grandeurs A, B, C, D prennent une valeur constante non nulle. Ces résultats peuvent se résumer dans le tableau suivant: 0 90 1800 2700 A O B O C = 0 0 D o Les élévateurs au carré nécessaires pour élaborer les grandeurs A, B, C, D étant difficiles à réaliser et encombrants, on a cherché à les éliminer. La figure 9 représente un mode de réalisation du démodulateur selon l'invention qui ne comporte plus d'élévateurs au carré. A la place des élévateurs au carré, on utilise des comparateurs de tension, existant sous forme de circuits intégrés et des circuits "et". Sur la figure 10, on a représenté la courbe de réponse des comparateurs de tension utilisés. Tant qu'à l'entrée du comparateur, la tension appliqué est comprise entre Vm et - a.Vm et entre + a.Vm et Vm, on obtient un niveau zéro en sortie du comparateur. Lorsque la tension d'entrée est comprise entre - a.Vm et + a.Vm, on obtient un niveau 1 en sortie du comparateur. Avec le démodulateur représenté sur la figure 9, on n'élabore plus les grandeurs A, B, C, D, mais des grandeurs A', B', C', D'. On a représenté sur la figure 9 uniquement l'élaboration de A'. Pour élaborer A', on envoie à l'entrée d'un comparateur 25, X1 - X2 et à l'entrée d'un autre comparateur 26, Y1 - Y2. les sorties des deux comparateurs sont ensuite envoyées sur un "et" qui fournit A'. Dans le cas où le saut de phase entre les deux bauds examinés est de 0 , on envoie une tension nulle à l'entrée des deux comparateurs qui délivrent donc des 1 et on obtient un 1 en sortie du circuit "et" 27. Pour les autres sauts de phase, les deux comparateurs ne se trouvent pas simultanément à 1 et on obtient donc un zéro en sortie du circuit "et". En effet, si on prend pour exemple le cas où le saut de phase est de 900, les tensions appliquées aux comparateurs 25 et 26 s'écrivent: X1 X, = K.(cos Q)- sin VI) et Y2 Y2 = K. (sin q5). Sur la figure 11, on a représenté en fonction du temps t ces tensions : X1 - X2 en pointillés et Y1 - Y2 en trait continu cependant que les tensions sinus et cosinus sont représentées en trait discontinu. On constate que X1 - X2 et Y1 - Y2 sont, pour un saut de phase de 90 , déphasées de ) /2. En choisissant le seuil a du comparateur inférieur à 0,707, on constate que X1 - X2 et Y1 - Y2 ne sont jamais simultanément comprises dans l'intervalle- a.Vm et + a.Ym. Pour les autres sauts de phase, c'est-à-dire pour 1800 et 2700, X1 - X2 et Y1 - Y2 sont de même déphasées de E/2 et A' égale 0. Pour obtenir B', il suffit d'envoyer X1 - Y2 sur un comparateur, X2 + Y1 sur un autre comparateur et de relier les sorties de ces comparateurs à un circuit "et". Pour C' et D', de même, on envoie respectivement X1 + X2, Y1 + Y2 et X1 + Y2, X2- Y1 sur deux comparateurs dont les sorties sont reliées par un "et". Pour 8', C', D', comme pour A', on obtient un niveau 1 pour un déphasage donné, respectivement 900, 1800, 2700 et un niveau zéro pour les autres déphasages. Ces résultats peuvent se résumer dans le tableau suivant: 0" 90" 1800 2700 A' 1 0 0 0 B' O 1 0 0 C' O 0 1 0 D' O 0 0 1 Pour supprimer au maximum, les erreurs dues au bruit parasite, on a intérêt à fixer le seuil a à 0,707/2 A 0,35. Si on considère les figures 3 et 7, qui représentent l'un des dispositifs 1 du modulateur et l'un des filtres 15 du démodulateur, on constate qu'il est possible de réaliser ces éléments sur le même circuit intégré ; cela nécessite seulement de disposer de trois amplificateurs différentiels reliés à des électrodes de pondérattion données. On a vu précédemment qu'on pouvait réaliser les deux dispositifs 1 et 2 du modulateur sur le même circuit intégré comme cela est représenté sur la figure 5. I1 est possible de réaliser l'ensemble du modem sur le même circuit intégré unique. I1 suffit de prendre un circuit intégré tel que celui représenté sur la figure 5, mais comportant 16 électrodes de pondération supplémentaires pour élaborer une demi-période supplémentaire des fonctions sinus et cosinus. I1 faut alors relier à ce même dispositif cinq amplificateurs différentiels. Ce qui vient d'être décrit précédemment s'applique au modem 1200 bauds, 1800 Hz, mais aussi à d'autres modems et par exemple au modem D.P.S.K. 1600 bauds, 1800 Hz. Ce modem traite des mots de trois bits, appelés tribits ; il traite donc 3 x 1600 = 4800 bits/seconde. I1 faut pouvoir coder huit sauts en phase correspondant aux huit tribits possibles. Par exemple, 00, 450, 90 , 1350, 1800, 2250, 2700 et 3150. Le modulateur selon l'invention adapté à ce modem comportera quatre dispositifs à transfert de charges ou à capacités commutées élaborant par exemple les tensions : + sinus , + cosinus, + sinus déphasé de 450, + cosinus déphasé de 45". En ce qui concerne le démodulateur, il comporte quatre filtres; ces filtres fournissent huit signaux de sortie : X1, X2, Y1, Y2, Z1, Z2 et T1, T2 qui sont additionnés ou soustraits deux à deux en provenance de deux filtres différents. les résultats de deux de ces opérations sont ensuite envoyés sur un circuit "et". On compte 16 comparateurs et 8 circuits "et" fournissant huit grandeurs A', B', C', D', E', F, G', H' conformes au tableau suivant: 00 450 900 1350 1800 2250 2700 3150 A' 1 0 --- ----- O B1 O 1 C' M I I 1 E' M 1 F' ; 1 G' 1 O H' O ----------- - 0 1 REVENDICATIONS 1. Modulateur-démodulateur à modulation de phase différentielle, caractérisé en ce que: - le modulateur est constitué par des moyens (1, 2) élaborant, pendant une durée égale à celle du baud du modem, des échantillons de tension, la tension échantillonnée élaborée étant sinusoïdale, sa fréquence étant celle de la fréquence porteuse du modem et sa phase étant déterminée, lors de son élaboration, parmi 2 n phases, où n represente le nombre de bits traités simultanément par le modem ;; - le démodulateur est constitué par 2 ne 1 filtres adaptés (15, 16), par la méthode de pondération, qui reçoivent le signal issu du réseau, chaque filtre fournissant simultanément deux signaux de sortie (X1 et X2, Y1 et Y2) correspondant au traitement, sur une durée donnée inférieur à celle du baud, d'échantillons de tension reçus du réseau et séparés par une durée égale à celle du baud, chaque signal de sortie d'un filtre étant de la forme:: - où sin( .k + 1 ) représente les échantillons de tension reçus du réseau tétant une constante et Sp une fonction du.temps; - où sin( .k + (iS ') représente les coefficients de pondération du filtre, avec j ' indépendant du temps, pour chaque type de sortie des filtres, les coefficients de pondération étant choisis parmi 2 n-l séries de coefficients de pondération, ces 2 n-l séries de coefficients étant susceptibles de permettre l'élaboration, après, de 2n tensions de phase différente analogue à celles élaborées par le modulateur ; les signaux issus simultanément de chaque filtre étant traités deux à deux, en provenance de deux filtres différents, pour permettre l'identification du saut de phase. 2. Modulateur-démodulateur selon la revendication 1, carac térisé en ce que, pour l'élaboration des tensions échantillonnées, le modulateur comprend des dispositifs à transfert de charges (1, 2) comportant des électrodes de pondération (el à e24) dont les fentes sont disposées de façon adéquate, une quantité de charges donnée étant injectée à l'entrée de chaque dispositif à une fréquence égale à celle du nombre de bauds du modem. 3. Modulateur-démodulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que pour l'élaboration des tensions échantillonnées, le modulateur comporte des dispositifs à capacités commutées. 4.Modulateur-démodulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les dispositifs à transfert de charges sont du type BBD et chacun de ces dispositifs permet l'élaboration simultanée de deux tensions (sinus, cosinus) présentant des déphasages différents, chacune des tensions étant élaborée en utilisant une électrode de pondération sur deux du dispositif (el à e24, e'l à e'24). 5. Modulateur-démodulateur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les filtres du démodulateur (15, 16) sont des filtres à transfert de charges comportant des électrodes de pondération (E1 à E32) dont les fentes sont disposées de façon adéquate. 6. Modulateur-démodulateur selon i'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les filtres du démodulateur (15, 16) sont réalisés par des dispositifs à capacités commutées. 7. Modulateur-démodulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que deux des dispositifs permettant l'élaboration des tensions échantillonnées du modulateur (1, 2) et deux des filtres du démodulateurs (15, 16) sont réalisés sur un même dispositif à transfert de charges du type BBD. 8. Modulateur-démodulateur selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'un filtre à phase linéaire en fonction de la fréquence (12) est placé en sortie du modulateur, ce filtre comportant des zéros aux fréquences multiples (2400 Hz, 3600 Hz, 4800 Hz ...) de la fréquence égale au nombre de bauds du modem. 9. Modulateur-démodulateur selon l'une des revendications I à 8, caractérisé en ce que les signaux issus simultanément des filtres du démodulateur (X1 et X2, Y1 et Y2) sont additionnés ou soustraits, deux à deux, en provenance de deux filtres différents (15, 16), ces sommes ou ces différences étant ensuite élevées au carré et ajoutées à une autre somme ou différence, de façon à obtenir 2 grandeurs (A, B, C, D) nulles pour un saut de phase donné, et constantes et non nulles pour les autres sauts de phase. 10. Modulateur-démodulateur selon l'une des revendication 1 à 8, caractérisé en ce que les signaux issus, simultanément des filtres de démodulateur (X1 et X2, Y1 et Y2) sont additionnés ou soustraits, deux à deux, en provenance de deux filtres différents (15, 16), ces sommes ou ces différences étant envoyées à l'entrée d'un comparateur de tension (25, 26), les sorties de deux de ces comparateurs étant reliées à un circuit "et" (27), de façon à obtenir 2 n grandeurs (A', B', C', D'), au niveau 1 pour un saut de phase donné et au niveau o pour les autres sauts de phase.