Brevet FR2485847A1 — publié le 19811231

La présente invention se rapporte à des amplificateurs à fréquenoe intermédiaire (I.F.) pour télévision et plus particulièrement à un amplificateur à fréquence intermédia!re à plusieurs étages o deux techniques de réglage de gain sont avantageusement combinées pour produire tm système d'amplification à gain élevé utilisant un trajot simpli:fié de contre-réaction pour la stabilisation en courant conit.u Dans une section traditionnelle d'amplification à fréquence intermédiaire pour télévision, plusiers étages d'amplificateur sont habituellement montés ean *oscade pour produire une forte amplification du signal à fréquence intermédiaire qui est reçu du circuit tuner et mélangeur. Comme le signal à fréquence intermédiaire reçu peut être de force variable, le gain d'un ou plusieurs des étages amplificateurs est généralement réglé, pour que l'étage amplificateur à fréquence intermédiaire final applique un signal d'une force sensiblement constante au détecteur vidéo. Cependant, tandis que l'on fait varier le gain de l'étage ou des étages dont le gain est réglé par des techniques habituelles de réglage de gain direct ou inverse, les points de fonctionnement des étages aiplificateurs sont inévitablement changés tandis que les courats continus conduits par les étages amplificateurs changent. Ces glissements de points de fonctionnement en courant continu seront appliqués aux étages subséquents de l'amplificateur quand les amplificateurs sont couples en courant direct les uns aux autres, ce qui est la technique traditionnelle couramment utilisées, Cela peut donner une altération non souhaitable des points de fonctionnement des étages subséquents, tandis que les courants continus changeants se propagent à travers les étages amplificateurs en cascade. Par ailleurs, les courants continus provoqueront des changements du niveau en courant continu du signal amplifié, pouvant affecter de façon néfaste le fonctionnement du détecteur vidéo. Il est par conséquent souhaitable que le gain de l'amplificateur à fréquence intermédiaire seit réglé d'une façon à éviter les glissements des points de fonctionnement des dispositifs amplificateurs. Selon les principes de la présente invention, on prévoit un amplificateur à fréquence intermédiaire o le réglage du gain est accompli en faisant varier les impédances en courant alternatif des dispositifs à impé- dance variable, lesquels dispositifs sont reliés en tant qu'impédancesde charge et de contre-réaction d'émetteur pour des transistorsamplificateuzs Des courants continus et variables de réglage de gain sont appliqués aux disposi- tifs à impédance variable pour faire varier leur impédance. Sensiblement tous les courants continus de réglage de gain s'écoulent àtravers les dispositifs à impédance variable dans des trajets de courant qui sont séparés des transistors amplificateurs, pour éviter ainsi une variation des points de fonctionnement des transistors amplificateurs. Comme les points de fonctionnement des divers étages sont sensiblement non affectés pendant le réglage de gain, les étages individuels peuvent être conçus pour fonctionner à des points optimaux et sensible- ment non variables de polarisation. Afin de stabiliser les points de fonctionnement des étages amplificateurs dans les amplificateurs à fréquence intermédiaire vis-à-vis de changements tels que ceux dûs auwglissementsen courant continu ci-dessus mentionnés, ainsi que des glissements induits par la température et une variation des caractéristiques des dispositifs d'un amplificateur à un autre, un trajet de contre-réaction en courant continu est généralement relié entre les premier et dernier étages amplificateurs. La complexité du trajet de contre-réaction en courant continu dépend - de la grandeur de la correction en courant continu à laquelle on peut s'attendre pour les amplificateurs pour un fonctionnement stable. Dans certains amplificateurs à fréquence intermédiaire, telsque celui utilisé dans le circuit intégré à fréquence intermédiaire TDA2540 TV, le gain en courant continu de l'amplificateur à fréquence emalZ&s np uoT1esTaetod ep suoTsueq seI %e 'oi, (DV) uTes ep eTblemo.ne egel2g9 ep emqqsXs un ed sgnbTtdde e0el9g ep otueinoo sep aed 9129J s seu eST9 so. sep uTe2 el g5 1* % OOZ gsel.8 JaTmead 1. emzTsto% set ealue Pteaz 00{ uoo 9J-s-1uoo op %-eie. un oeAV 'epeoseo ue s9TIlJ Wzos O O0 e OOQ 61 a TTp9mzeaqur eouanbgaZ; q SleTuei9$Tp sZmaeoTs;Tdme se3e%^ sTox. 'uTssep ne 1.ue991 eas u *'UOT1ueAuTaI ap O{ saedoUd sel uleois çniz4suoo ese1.9 S-oJ z ea lBJTP9m -ael.u eouenbga; v ame:eoT;TIdze un 'oolq ep euzo; snos 1e enbTleatos eoxo; snos -ejuMo enbTum amie; el :lenbet SIup 1. UOT.UOAUTSt op UOT1.9TteI ep epouln M IueZxsnlltf Gz eldmexeàp e1T I.UemenbTun puuop 9XOUUe enbTlel9qos uscep ne eoueg;i9 ue 9e: ezATns eA Tlb eATIeoTldxe uOTIQdTOsp eI ep sanoo ne %uemaTeltO suld %uoJ4 aedde TO-aTteo ep sase1ueAe 1. StTT9gp sonbTsTpoezeo sn veile p e esOTCdmoo xaeTm ezes UOT. 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Le second étage 100 est Construit d'une façon analogue au premier étage 1, et des éléments respectivement semblables du circuit ont des repères qui sont accrus de cent en comparaison à leur contrepartie dans le premier étage. Le second étage 100 diffère du premier parce qu'il ne contient pas de condensateur d'écrêtage ou de résistance de pincement, Une diode 170 polarisée en direct est reliée entre la résistance d'émetteur 169 et la masse. Cette diode coopère avec les transistors amplificateurs et tamponsdu second étage pour appliquer au4ollecteurs des transistors 10 et 12, un terme en courant continu de 3V% dans des buts de polarisation et de stabilisation de température, On peut voir que le collecteur du transistor 10 est polarisé en courant continu par les jonctions base-émetteur des transistors 150 et 110 et la Jonction de la diode 170. De même, le collecteur du transistor 12 est polarisé en courant continu par les Jonctions base-émetteur des transistors 152 et 112, et la jonction de la diode 170. La construction et le fonctionnement des premier et second étages amplificateurs 1 et 100 sont décrits en détail dans la demande de brevet US No. 143 032 tntitulée "VARIABLE LOAD IMPEDANCE GAIN-CONTROLED AWLIFIER^ déposée le 23 Avril 1980. Il y est expliqué que l'on fait varier le gain des étages anplifioateurs en faisant varier la tension et par consequent le courant appliqué aux dispositi1à impédance variable 14, 16 et 114, 116. Dans des conditions de gain maximum, peu ou pas de courant est appliqué auxdispositit% et leur impédance base-émetteur en courant alternatif est relativement haute, Limpédance du dispositif est en parallèle avec une résistance de charge de collecteur respective, 18, 20, 118 ou 120, laquelle impédance combinée détermine la ligne de charge de l'amplificateur. Tandis que le signal à fréquence intermédiaire appliqué aux amplificateurs augmente en amplitude, le courant appliqué aux dispositifs à impédance variable par le système 40 augmente également. Cela force l'impédance base-émetteur des dispositifs à diminuer, tandis que la charge est stockée dans les régions base- émetteur des dispositifs. L'impédance diminuée des dispositifs réduit l'impédance de collecteur des transistors amplificateurs 10, 12, 110, 112pce qui décale leurs lignesde charge à une condition de gain plus faible. Quand les étages amplificateurs sont à une condition de gain totalement réduit, le courant.appliqué aux dispositifs à impédance variable est à une valeur maximum, qui est de l'ordre de plusieurs milliampères. Les trajets de courant primaire pour le courant appliqué par le système passent par les trajets émetteur-collecteur des dispositifs à impédance variable 14, 16, 114 et 116. Ainsi, sensiblement aucun courant continu de réglage de gain du système AGC ne s'écoule dans les collecteurs des transistors amplificateurs 10, 12, 110 et 112. La polarisation en continu des transistors amplificateurs est par conséquent sensiblement constante tandis que les gammes de réglage de gain des étages amplificateurs sont traversées. Les collecteurs des transistors amplificateurs et 112 du second étage sont respectivement reliés en courant direct aux bases de transistors tampons250 et 252 du troisième étage amplificateur 200. Les collecteurs des transistors 250 et 252 sont reliés pour recevoir la tension de polarisation de l'alimentation 70, et leurs émetteurs sont ramenés à la masse par des résistances 254, 256 et 258. Les émetteurs des transistors 250 et 252 sont également, reliés aux bases des transistors amplificateurs 210 et 212, respectivement. Les collecteurs des transistors amplificateurs 210 et 212 sont reliés à l'alimentation 70 par des résistances respectives de charge 218 et 220. Les émetteurs des transistors 210 et 212 sont ramenés à la masse par des résistances 262, 264 et 266. Une diode 270 polarisée en direct est reliée entre la résistance 266 et la masse. La diode 270 accomplit une fonction semblable à celle de la diode 170, car elle coopère avec les transistors tamponset amplificateurs 250, 252, 210 et 212 pour appliquer, aux collecteurs des transistors amplificateurs 110 et 112 du second étage, un terme de tension continue et permanente de 3Vbe. Une résistance 260 est reliée entre les émetteurs des transistors 210 et 212. Les émetteurs des transistors 210 et 212 sont également reliés aux bases des dispositifs respectifs à impédance variable 214 et 216, Les collecteurs des dispositifs 214 et 216 sont reliés à la masse et leurs émetteurs sont reliés pour recevoir le courant de réglage de gain du système 40 par une résistance 222. Le troisième étage amplificateur 200 est construit et fonctionne d'une façon analogue à l'amplificateur décrit dans la demande de brevet US No. 143 035 intitulée "VARIABLE EMITTER DEGENERATION GAIN-CONTROLLED AL2FIER", déposée le 23 Avril 1980. En bref, la résistance d'émetteur de chaque transistor amplificateur forme la moitié de la valeur de la résistance 260 (du fait du fonctionnement complémentaire des transistors amplificateurs en réponse aux signaux à fréquence intermédiaire en push- pull), en parallèle avec l'impédance base-émetteur d'un dispositif à impédance variable et une autre résistance de polarisation. Les dispositifs -214 et 216 à impédance variable peuvent être construits de la même façon que les dispositifs à impédance variable 14, 16, 114 et 116 et ils sont caractérisés par une impédance base-émetteur en courant alternatif qui diminue tandis que le courant qui leur est appliqué par le système 40 augmente. Pour la condition de gain maximum du troisième étage 200, le courant appliqué aux dispositifs à impédance variable est au maximum. Cela produit une faible impédance d'émetteur pour les transistors amplificateurs 214 et 216, provoquantune contre-réaction d'émetteur à un niveau relativement faible. Tandis que la gamme de réglage de gain de l'amplificateur est traverseevers sa condition de gain minimum, le courant appliqué auxdispositifsà impédance variable diminue, ce qui augmente l'impédance en courant alternatif présentéeaux transistors amplificateurs par les dispositifs. La contre- réaction d'émetteur est accrue, et par conséquent le gain de l'amplificateur est réduit. Comme dans le cas des dispositifs à impédance variable précemment décrits le trajet de courant primaire pour le courant de réglage appliqué par le système 40 passe par les trajets émetteur- collecteur des dispositifs 214 et 216, ce qui diminue les changements de la polarisation en courant continu des transistors 210 et 212 tandis que la gamme de réglage de gain de l'amplificateur est traversée. L'utilisation d 'un réglage de gain par ligne de charge variable régléapar le collecteur dans les deux premiers étages amplificateurs et d'une contre-réaction réglée d'émetteur dans le troisième étage réduit la quantité maximum de courant qu'il faut pour le réglage de gain et par conséquent la dissipation de puissance du système amplificateur à fréquence intermédiaire. Le courant de réglage est appliqué aux dispositifs à impédance variable des deux premiers étages par une borne commune 42 du système 40. Le gain de ces deux étages est réduit en augmentant l'écoulement de courant de réglage. Le courant de réglage est appliqué auxdispositifsà impédance variable du troisième étage par une borne séparée 44. Le gain de cet étage est réduit en diminuant l'écoulement du courant de réglage du système 40 au troisième étage. Une séquence avantageuse de réglage de gain pour le mode de réalisation illustré est décrite dans la demande de brevet US No. 163 143 intitulée TELEVISION INTERMEDIATE FREQUENCY AMPLIFIERU, déposée le 26 Juin 1980. Un signal à fréquence intermédiaire amplifié est produit dans les résistances de charge de collecteur 218 et 220, et il est appliqué à un détecteur vidéo 400 par les collecteurs des transistors 210 et 212 au moyen de transistors 301 et 303. Les transistors 301 et 303 sont reliés en configuration d'émetteur-suiveur, leum collecteurs étant reliéspour recevoir un potentiel d'alimentation de la source 70 et leurs émetteurs étant reliés à la masse par des résistances respectives 304 et 306 Ces transistors amortissent les résistances de charge 218 et 220 du troisième étage amplificateur 200 par rapport à ltimpédance d'entrée du détecteur vidéo, et produisant une attaque à faible impédance à leurs émetteurs. Les émetteurs des transistors 301 et 303 sont également reliés au trajet de contre-réaction 300. Les transistors 301 et 303 produisent un terme de tension continue et permanente aux collecteurs des transistors 210 et 212 de 3Vbe, en combinaison avec les transistors 10, 50, 12 et 52 du premier étage, par le trajet de contre-réaction 300. Le trajet 300 se compose de deux trajets en courant continu, un pour chaque côté de la configuration d9amplifi- cateur équilibré. Un trajet de contre-réaction comprenant des résistances en série 318, 314, 324 et 328 emtrelié entre l'émetteur du transistor 301 et la base du transistor 52 du premier étage. Un second trajet de contre eaction oomprenant les résistances en série 310, 316, 326 et 330 est relié entre l'émetteur du transistor 303 et la TBase du transistor 50. Le trajet 300 comprend deux réseauz de découplage qui découplent les signaux à fréquence intermdiaire amplifiés de sortiede l'entrée de l'étage 1 Un premier réseau de découplage comprend les résistances 310 et 318 et un condensateur 312 etle second réseau de découplage comprend les résistances 314 et 316 et des condensateurs de by-pass 322 et 320. Les résistances 310 et 318 isolent la sortie aux émetteurs des transistors 301 et 303, du condensateur 312. Le condensateur 312 est relié entre les deux traJets en courant continu pour atténuer sensiblement les signaux complémentaires à fréquence intermédiaire qui sont produits sur les deux trajets. Toute composante restante du signal à fréquence intermédiaire apparaissant sur les deux armatures du condensateur 312 est ensuite appliquée aux Condensateurs de by-pass 322 et 320 par les résistances 314 et 316, respectivement. Les condensateurs 322 et 320 shunteront alors toute composante restante du signal à fréquence intermédiaire versla masse. Les réseaux de découplage servent de filtrespasse-bas pour les signaux à fréquence intermédiaire, avec des points de rupture en dessous de la gamme souhaitée des signaux à fréquence intermédiaire, ainsi sensiblement seuls des signaux en courant continu sont appliqués aux résistances 324 et 326. Les valeurs des résistances sont choisies de façon que les signaux en contre-réaction en courant continu ne soient pas atténués au- delà d'un niveau o ils produisent la quantité souhaitée de compensation de contre-réaction dans le premier étage 1. On peut voir que les condensateurs de by-pass 322 et 320 sont reliés entre un trajet en courant continu et la masse, tandis que le condensateur 312 du premier réseau de découplage est relié entre les deux trajets en courant continu. Le couplage du condensateur 312 est la technique préférée, car les condensateurs 322 et 320 by- passent les signaux à fréquence intermédiaire vers la masse, et le condensateur 312 ne le fait pas. Les signaux à fréquence intermédiaire qui sont conduits par les condensateurs 322 et 320 seront conduits à travers le plan de la masse du système jusqu'à ce qu'ils s'annulent. Si les points b la masse o les condensateurs sont reliés sontproches l'un de l'autre, les mauvais effets résultant de la conduction du plan de la masse des signaux à fréquence intermédiaire seront partiellement atténués. Cependant, l'emplacement adjacent des deux condensateurs 322 et 320 n'est pas toujours possible, en particulier si le système est construit sous forme de circuit intégré, ou d'autres considérations peuvent gouverner l'emplacement des deux condensateurs. Dans ce cas, les signaux à fréquence intermédiaire peuvent contaminer de trop grandes zones du plan de la masse du circuit intégré, avec pour résultat un couplage non souhaitable du signal à fréquence intermédiaire à un autre circuit dans le système par connexion vers la masse. Ce problème est éliminé en utilisant un condensateur relié entre les deux trajets en courant continu, tel que le condensateur 312, car aucun signal à fréquence intermédiaire n'est appliqué au plan de la masse par ce réseau de découplage. Si on le souhaite, le second réseau de découplage, comprenant les résistances 314 et 316 et les condensateurs 322 et 320 peut être supprimé dans un mode de réalisation de l'agen- cernent illustré, selon le niveau de l'annulation du signal à fréquence intermédiaire que l'on souhaitent qui est produit par le premier réseau de découplage. Les résistances 324 et 326 sont reliées aux transistors d'entrée 52 et 50 par des bornes 334 et 332 et des résis- tances d'isolement 328 et 330, respectivement. Un autre condensateur de by-pass 333 est relié entre les bornes 332 et 334. Les résistances d'isolement 328 et 330 servent à isoler les entrées du premier étage amplificateur 1) du condensateur 333. Le condensateur 333, avec les résis- tances 324, 314, 318 et 326, 316, 310 déterminent le point à 3db de l'amplificateur à fréquence intermedlaire et de la boucle de contreréaction, pour assurer la stabilité du système. Au gain maximum, les étages amplificateurs à fréquence intermédiaire illustrés dans ce mode de réalisa- tion auront un gain de l'ordre de 60 db, La largeur de bande du système est supposée être de l'ordre de 100 MEz. Afin de garantir que le système sera stable, la phase et le gain du signal qui est réappliqué du troisième au premier étage doivent être contrôlés pour empocher une oscillation du système. L'oscillation du système sera empêchée tant que le retard de phase dans la boucle ne s'approchera pas d'un multiple pair de 1800 à toute fréquence o le gain de la boucle est égal ou supérieur à l'uité. Les signaux à fréquence intermédiaire qui sont appliqués aux bornes d'entrée 32 et 34 subissent une inversion de phase dans chaque étage amplificateur à fréquence intermédiaire. Si le système à fréquence inter- médiaire a une largeur de bande illimitée, les signaux à fréquence intermédiaire à la sortie du troisième étage seront déphasés de 180 par rapport aux signaux d'entrée, produisant ainsi facilement un signal de contre-réaction négative.Cependant, le système est supposé avoir une largeur de bande limitée de 100 MHz, qui introduit un certain retard de phase dans les signaux amplifiés à fréquence intermédiaire. Ce retard de phase peut n'atteindre que quelques degrés aux basses fréquences, mais peut atteindre 80 ou plus aux fréquences intermédiaires de l'ordre de 50 MHz. Les signaux à fréquence intermédiaire à la sortie subiront encore mu plus ample retard dans les réseaux de découplage du trajet de contre-réaction. Si le retard supplémentaire de contre-réaction doit forcer les signaux à avoir un retard net s'approchant d'un multiple pair de 180 autour de laboucle,à toute fréquence, la contre-réaction sera positive et le système sera sujet à des oscillations à cette fréquence. La valeur du condensateur 333 est choisie en combinaison avec les valeurs des résistances 324, 314, 318 et 326, 316, 310 pour établir un p le à une fréquence qui est appelée la fréquence à 3 db. Au-dessus de la fréquence à 3 db, les amplitudes des composantes du signal aux fréquences supérieures rouleront à environ 6 db par octave, ou 20 db par décade de fréquence. Si le roulement est choisi pour être supérieur, comme 18 b par octave, chaque db supplémentaire d'atténuation forcera le déphasage du traJet de contre-réaction à augmenter proportionnelbment, afin que le déphasage du trajet de contre-réaction s'approche rapidement de 1800 aux fréquences supérieures, pouvant conduire à une oscillation à ces fréquences supérieures. La mise en place du pôle à la fréquence de 3 db doit garantir un gain pas supérieur au gain unitaire à toutes les fréquences au-dessus d'une fréquence supérieure du gain unitaire et comprenant la gamme des fréquences intermédiaires autour de 50 MHz, ce qui permet de négliger des déphasages dans cette gamme de fréquences A titre d'exemple, on suppose que la boucle comprenant les amplificateurs et le trajet en contre-réaction produit un déphasage de 60 à 1 MHz (plus les trois inversions de signaux des trois amplificateurs, que l'on supposera être présentes à toutes les fréquences). On suppose de plus que le p le à 3 db de contre-réaction est placé à 1 kHz, et produit un roulement de 6 db par octave ou 20 db par décade. Ce roulement produira par conséquent une atténua- tion de 20 db à 10 kHz, de 40 db à 100 kHz etde 60 db à 1 MHz. Les fréquences sup rieures à 1 MHz seront atténuées de plus de 60 db. Comme le gain maximum des étages amplificateurs est supposé être de 60 db, la fréquence de 1 MHz est la fréquence du gain unitaire pour l'amplificateur et la boucle de contre-réaction. Bien que le retard dans la gamme de 1 à 50 MHz varie de 6 à plus de 800, l'atténuation de contre-réaction est supérieure à 60 db sur cette gamme, ce qui empoche le gain unitaire ou plus de la boucle sur cette gamnie, Ainsi, l'un des critères pour l'oscillation', c'est-à-dire le gain unitaire, n'est pas atteint2 et le système ne peut osciller à des fréquences dans cette gamme. Par ailleurs, à des fréquences en dessous de 1 z1, le déphasage du trajet de contreréaction est de 6 ou moins, ce qui empêche la présence de déphasagesdans la boucle s'approchant d'un multiple pair de 180 , qui est la seconde condttion nécessaire pour l'oscillation, Par conséquent, on peut voir que le système est stable pour un pôle à 3 db à 1 kHz et un roulement de 6 db par octave. Contrairement au système amplificateur à fréquence intermédiaire selon l'art antérieur, l'amplificateur à fréquence intermédiaire selon l'invention ne nécessite pas d'amplificateur supplémentaire dans le trajet de contre-réaction 300. Cet amplificateur supplémentaire était nécessaire dans l'agencement selon l'art antérieur parce que cet agencement a un faible gain en courant continu du fait de l'usage exclusif des étages amplificateurs du type à contre-réaction d'émetteur. Tandis que le gain de ces étages est réduit, le gain en courant continu est également réduit, et par conséquent il faut l'amplificateur supplémentaire pour amplifier le signal de contre-réaction en courant continu. Parmi les trois étages amplificateurs de l'invention, seul le troisième étage emploie un réglage de gain par contre-réaction d'émetteur. Le gain en courant continu du troisième étage est dominé par les résistances d'émetteur 260, 262 et 264 ce qui donne au troisième étage une forte impédance d'entrée et un gain à basse fréquence de l'ordre de 10 db. Les premier et second étages amplificateurs, qui reposent sur une variation de la ligne de charge pour leréglage de gain, ont des gains en courant continu respectifs de l'ordre de 20 db. Le gain en courant continu des trois étages en cascade est assez constant sur toute la gamme de réglage de gain, et s'est révélé ne pas varier de plus de 6 db sur toute la gamme. Cette stabilité du gain encourant continu peut être attribuée à la polarisation en courant continu ncn variable des étages amplificateurs, par suite de l'utilisa- tion des dispositifs à impédance variable, dont le réglage n'affecte pas sensiblement la polarisation en courant continu des transistors amplificateurs. REVENDICATIONS 1. Système amplificateur à fréquence intermédiaire stabilisé par contreréaction, pour télévision, du type comprenant: un système de réglage automatique de gain pour produire un signal de réglage de gain; un certain nombre d'amplificateurs différenltiels à gain réglé reliés en courant direct en configuration en cascade pour amplifier des signaux à fréquence intermédlaire, chacun desdits amplificateurs étant relié audit système de réglage automatique de gain et étant sensible audit signal de réglage de gain pour faire varier le gain de chacun desdits amplificateurs, le premier desdits amplifica- teurs en cascade ayant des premier et second transistors amplificateurs reliés différentiellement ayant des bases reliées à des première et seconde bornes d'entrées respec- tives, et le dernier desdits amplificateurs en cascade ayant des troisième et quatrième transistors amplificateurs reliés différentiellementavec des collecteurs respectifs formant les première et seconde électrodes de sortie dudit système amplificateur, caractérisé par un premier trajet de contre-réaction en courant continu (310, 316, 326, 330) relié entre ladite première électrode de sortie et ladite première borne d'entrée (32) et un second trajet de contre-réaction en courant continu (318, 314, 324, 328) relié entre ladite seconde électrode de sortie et ladite seconde borne d'entrée (34), lesdits trajets de contre- réaction présentant chacun un gain en tension pas supérieur à l'unité sur une gamme de fréquencescomprenant le courant continu et les fréquences intermédiaires de télévision. 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que les amplificateurs en cascade précités et les premieret second trajets de contre-réaction précités forment un amplificateur et une boucle de contreréaction et en ce que le premier trajet de contre-réaction en courant continu J comprend des première (310), seconde (326) et troisième (330) résistances reliées en série entre la première électrode de sortie et la première borne d'entrée (32) et en ce que le second trajet de contreréaction en courant continu comprend desquatrième (318), cinquième (324) et sixième (328) résistances reliées en série entre la seconde électrode de sortie et la seconde borne d'entrée; et en ce qu'il comprend de plus un premier condensateur en by- pass (333) relié entre la jonction des seconde (326) et troisième (330) résistances et laJpnction des cinquième (324) et sixième (328) résistances pour produire un gain de la boucle inférieur à l'unité aux fréquences intermédiaires de télévision; et un second condensateur de by- pass (312) relié entre la jonction des première (310) et seconde (326) résistances et la jonction des quatrième (318) et cinquième (324) résistances, ledit second condensateur (312) et lesdites première (310) et quatrième (318) résistances formant un réseau de découplage pour découpler les électrodes de sortie des bornes d'entrée (32, 34). 3. Système selon la revendication 2, caractérisé de plus par un détecteur vidéo (400) ayant des première et seconde bornes d'entrée; un cinquième transistor (303) ayant une base reliée à la première électrode de sortie et un émetteur relié à la première résistance (318) et à la première borne d'entrée dudit détecteur vidéo (400); et un sixième transistor (301) ayant une base reliée à la seconde électrode de sortie et un émetteur relié à la quatrième résistance (318) et à la seconde borne d'entrée dudit détecteur vidéo (400), lesdits cinquième et sixième transistors (303, 301) amortissant les électrodes de sortie par rapport aux bornes d'entrée dudit détecteur vidéo (400). 4. Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que le déphasage autour de l'amplificateur et de la boucle de contre-réaction est sensiblement égal à un multiple impair de 180 pour des fréquences o le gain de l'amplificateur et de la boucle de contre-réaction est égal ou supérieur à l'unité. 5. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que la configuration en cascade comprend un premier étage amplificateur (1) ayant des premier et second transistors amplificateurs (10i 12) reliés en configuration d'amplificateur différentiel, une première résistance (18) reliée entre le collecteur du premier transistor (10) et une source de tension d'alimentation (70) et faisant passer un premier courant direct entre eule une seconde résistance (20) reliée entre le collecteur du second transistor (12) et une source de potentiel d'alimentation (70) et laissant passer un second courant direct entre eux, et un moyen (14, 16) relié en shunt avec les premi&re et seconde résistances (18, 20) et sensible à des vaiations d'un premier courant de réglage de gain pour provoquer des variations de gain dudit premier étage amplîficateur, en un sens opposé aux variations du premier courant de réglage de gain avec une perturbation négligeable de la grandeur deedits premier et- second courants directs; et un second étage amplificateur (200) relié en courant direct en cascade avec le premier étage amplificateur (1) et comprenant des troisième et quatrième transistors amplificateurs (210, 212) reliés en configuration d'ampli- ficateur différentiel, une troisième résistance (262) reliée entre l'émetteur du troisième transistor (210) et un point de potentiel de référence du signal et laissant passer un troisième courant direct entre eux, une quatrième résistance (264) reliée entre l'émetteur du quatrième transistor (212) et un point de potentiel de référence du signal et laissant passer un quatrième courant direct entre eux, et un moyen (214, 216) relié en shunt avec les troisième et quatrième résistances (262, 264) et sensible à des variations d'un second courant de réglage de gain pour provoquer des variations de gain du second étage amplificateur (200) dans le même sens que les varia- tions du second courant de réglage de gain avec une perturbation négligeable de la grandeur des troisième et quatrième courants directs; et en ce que le premier trajet de contre-réaction en courant continu est relié entre le collecteur du troisième transistor (210) et la base du premier transistor (10)etlesecondtajetdecontre-zraicon en courant continu est relié entre le collecteur du quatrième transistor (212) et la base du second transistor (12). -- 6. Système selon l'une quelconque des revendications 1 ou 5, caractérisé en ce que les amplificateurs différen- tiels précités et les premier et second trajets de contre- réaction en courant continu précités forment une boucle d'amplificateur en contre-réaction en courant continu présentant un gain en tension de la boucle qui n'est pas supérieur à l'unité sur une première gamme de fréquences comprenant les fréquences intermédiaires de télévision et un déphasage de la boucle qui est à peu près égal à 180 sur une seconde gamme de fréquences placée entre le courant continu et la première gamme de fréquences.