Brevet FR2481541A1 — publié le 19811030

La présente invention se rapporte à des circuits transistors amplificateurs, et plus particulièrement à un circuit transistor amplificateur à gain réglé o la contre-réaction d'émetteur varie sans perturber la polari- sation en courant continu de l'amplificateur. Un amplificateur à gain réglé, tel qu'un amplifi- cateur à fréquence intermédiaire d'un téléviseur, doit être capable de répondre à une grande variété de nécessités souvent en conflit. Par exemple, l'amplificateur doit pouvoir avoir un fonctionnement linéaire sur toute la gamme de l'amplification réglée. L'impédance d'entrée et la polarisation en courant continu de l'amplificateur doivent être constantes sur la gamme d'amplification. De plus, la capacité de traitement de signaux d'entrée doit être suffisante pour empêcher une surcharge par des signaux d'entrée à un niveau haut, et la performance signal/bruit de l'amplificateur doit être rendue optimale. Ces performances nécessaires sont atteintes de façon satisafisante dans l'amplificateur à gain réglé décrit dans la demande de brevet U.S. NO 143 032 intitulée "VARIABLE LOAD IMPEDANCE GAIN-CONTROLLED AMPLIFIER" déposée le 23 Avril 1980. Dans l'amplificateur décrit dans cette demande, on utilise un dispositif à résistance réglée pour faire varier l'impédance de charge de collecteur et par conséquent la ligne de charge de l'amplificateur en réponse à un signal de réglage du gain. Cet amplificateur est particulièrement avantageux parce que le signal de réglage du gain fait varier la résistance du dispositif de charge de cclLecteur sans perturber la polarisation en courant continu du transistor amplificateur. Quand l'amplificateur décrit dans la demande ci- dessus mentionné est utilisé comme premier étage ou étage intermédiaire dans une section d'amplification à fréquence intermédiaire de télévision comprenant un certain nombre d'étages en cascade, il fonctionne de façon admirable.- Cela est dû partiellement à l'utilisation de la charge variable de collecteur, qui améliore la performance signal/bruit de l'amplificateur dans des conditions de signal fort (gain minimum). Dans ces conditions, o la performance signal/bruit de l'amplificateur est la plus importante, les résistances produisant du bruit aux sorties de l'amplificateur sont réduites. Cependant, ce mode de fonctionnement s'est révélé ne pas être souhaitable si l'amplificateur est utilisé comme étage final ou de sortie des amplificateurs en cascade. Dans l'étage de sortie, la performance signal/bruit est moins importante parce que l'amplificateur reçoit des signaux à un niveau relativement haut provenant des étages amplificateurs précédents. Un critère plus important pour l'étage de sortie et la capacité d'amplifier ces signaux à un niveau haut à des niveaux encore supérieurs sans déformation, tout en diminuant la dissipation de puissance de l'amplificateur. En particulier, On a trouvé que, à des niveaux hauts de signaux à la sortie de l'étage final, les jonctions PIN des dispositifs à résistance réglée connectés au collecteur étaient attaquées suffisamment durement pour s'approcher des conditions o se produit une intermodulation. Par ailleurs, le gain dans l'amplificateur est réduit en présence de signaux forts en réduisant la résistance de jonctions PIN auxcollecteurs des transistors amplificateurs. Afin d'obtenir les signaux de sortie au niveau requis, des courants élevés doivent être prévus pour attaquer de façon appropriée les charges de collecteur de faible résistance. Cela peut conduire à des courants importants de signaux sur l'alimentation en courant de l'amplificateur, avec pour résultat une mauvaise stabilité du gain. En conséquence, il est souhaitable de développer un amplifica- teur conservant les bénéfices de celui ci-dessus décrit tout en améliorant le fonctionnement sans distorsion ou déformation et en réduisant la dissipation de puissance de l'amplificateur dans des conditions de signal fort. Selon les principes de l'invention, un amplificateur à gain réglé est prévu o l'on fait varier la contre- réaction d'émetteur sans affecter la polarisation en 24815-41 courant continu de l'amplificateur. Un transistor amplifica- teur est couplé de façon résistive en configuration d'amplificateuren émetteur commun, avec une résistance de charge de collecteur fixe. L'impédance d'émetteur du transistor amplificateur comporte un dispositif à résistance réglée ayant une base reliée à l'émetteur du transistor amplificateur, un émetteur relié pour recevoir un courant contrôlant le gain variable et un collecteur relié à un point de potentiel de référence. Aux fréquences des signaux, la jonction base-émetteur du dispositif sert de résistance qui varie inversement à l'écoulement du courant de réglage du gain à travers le trajet collecteur-émetteur du dispo- sitif. Une variation de la résistance de la jonction base-émetteur du dispositif fait varier l'impédance d'émet- teur et la contre-réaction du transistor amplificateur, qui fait varier le gain de l'amplificateur. Le trajet collecteur-émetteur du dispositif est séparé du circuit de polarisation du transistor, et par conséquent une modulation du dispositif ne peut affecter la polarisation en courant continu du transistor amplificateur. Dans des conditions de signal fort (réduction maximum du gain), le- dispositif à résistance réglée est arrêté totalement pour ne pas introduire une déformation par intermôdulation dans l'amplificateur. La résistance de charge de collecteur fixe produit une impédance constante et élevée de sortie, qui réduit la dissipation de puissance et les courants de signaux s'écoulant dans l'alimentation eny courant de l'amplificateur. Le transistor amplificateur de l'amplificateur à gain réglé présentera typiquement une certaine quantité de capacité collecteur- base, pouvant affecter de façon néfaste la performance de l'amplificateur lors d'une utilisation comme amplificateur à fréquence intermédiaire dans un téléviseur. L'amplificateur à fréquence intermé- di.aire dans un téléviseur est habituellement précédé d'uni circuit sélecteur de fréquence qui configure la bande passante de fréquences intermédiaires. Si les signaux à fréquence intermédiaire sont appliqués de ce circuit à la base du transistor amplificateur, la capacité effective d'entrée, qui est fonction de la capacité collecteur-base et du gain en tension du transistor amplificateur est vue à la sortie du circuit de sélectivité comme faisant partie de l'impédance d'entrée de l'amplificateur. Tandis que le gain de l'amplificateur augmente, la capacité apparente d'entrée augmente et cette capacité accrue peut désaccorder le circuit de sélectivité à une fréquence plus faible. Dans un téléviseur, ce désaccord peut effectivement accorder le circuit de sélectivité au loin de la porteuse image et vers la porteuse couleur. Cela peut effectivement réduire le niveau du signal et le rapport signal/bruit de l'information vidéo. Ainsi, il est souhaitable de concevoir l'amplificateur à gain réglé de façon que l'impédance d'entrée de l'amplificateur reste constante sur toute la gamme de réglage. du gain. Selon un autre aspect de l'invention, l'entrée du transistor amplificateur est amortie par addition d'un transistor couplé en émetteur- suiveur, qui isole la capacité collecteur-base du circuit précédent. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels - la figure 1 illustre, partiellement sous forme schématique et partiellement sous forma de schéma-bloc, un amplificateur différentiel à gain réglé construit selon les principes de l'invention; et - la figure 2 illustre, partiellement sous forme schématique et partiellement sous forme de schéma-bloc, un second mode de réalisation de la présente invention utilisant un amortissement d'entrée. En se référant à la figure 1, on peut y voir un amplificateur différentiel à gain réglé, qui comprend des transistors amplificateurs 10 et 12. Un signal d'entrée est appliqué entre les bases des transistors amplificateurs aux bornes 32 et 34, et le signal amplifié de sortie est dérivé entre les collecteurs des deux transistors aux bornes 36 et 38. Des résistances de charge 18 et 20 sont reliées entre les collecteurs respectifs des transistors amplificateurs et une source de tension d'alimentation (B+). La polarisation de base des transistors 10 et 12 est fournie par des résistances 22 et 24, reliées entre les bases respectives et une source de tension de polarisation (VpoL). Les émetteurs des deux transistors amplificateurs sont reliés ensemble par deux résistances26 et 28. Une résistance 30 est reliée entre la jonction 27 des résis- tancss 26 et 28 et un point de potentiel de référence gnasse). Les émetteurs des transistors 10 et 12 sont également couplés aux bases de dispositifs à résistance réglée 14 et 16. Les dispositifs à résistance réglée ont des collecteurs reliés à la masse, et des émetteurs joints. Un système 40 de réglage automatique du gain ou AGC est relié aux émetteurs joints, en 15, des dispositifs à résistance réglée, et il applique,à ces dispositifs, un courant IGC de réglage du gain. Les dispositifs 14 et 15 peuvent, comprendre des transistors ordinaires, et, dans un mode de réalisation préféré de l'invention, ils fonctionneront de la même façon que les dispositifs à résistance réglée décrits dans la demande de brevet U.S. en cours NI 143 033 déposée le 23 Avril 1980 et intitulée "GAIN-CONTROLLED AMPLIFIER USING A CONTROLLABLE ALTERNATING-CURRENT RESISTANCE". En bref, les dispositifs sont construits d'une façon analogue à un transistor PNP vertical, les bases comprenant des régions en un matériau semi-conducteur sensiblement intrinsèque (forte résistivité). La région intrinsèque sépare la région d'émetteur du type P+ et une région de contact de base du type N+, d'une distance qui est 24 8.i54 supérieure à la longueur de diffusion des porteurs minoritaires injectés dans la région intrinsèque par la région d'émetteur en réponse à l'écoulement émetteur- collecteur du courant de réglage du gain IGC. La jonction émetteur-base du dispositif sert ainsi de diode PIN non- redresseuse pour les signaux à haute fréquence (c'est-à- dire de plus de 1 Mégahertz). La résistance de la jonction émetteur-base du dispositif est contrôlée par l'écoulement du courant IGC du système 40, et diminue tandis que l'écoulement du courant IGC augmente. Sensiblement tout le courant IGC s'écoule dans le trajet émetteur-collecteur du dispositif, seul un faible courant continu s'écoulant dans la base du dispositif. Ce courant de base n'a pas d'importance en comparaison au courant d'émetteur des transistors 10 et 12, et par conséquent il ne peut perturber la polarisation en courant continu des transistors amplificateurs 10 et 12. La configuration d'amplificateur différentiel de la figure 1 est équilibré autour des points de: jonction 15 et 27 au centre de l'agencement. Ces points de jonction seront par conséquent des points nuls virtuels des signaux pour des signaux complémentaires d'entrée appliqués aux bornes 32 et 34. Avec ces points étant des points vitrtu ls à la masse du signal, le transistor 10 a effectivement une impédance d'émetteur pour les signaux en courant alternatif comprenant la résistance base-émetteur du dispositif 14 en parallèle avec la résistance 26, reliée entre l'émetteur du transistor et le potentiel de référence du signal. De même, l'impédance d'émetteur en courant alternatif du transistor 12 comprend une combinaison en parallèle de la résistance 28 et de la jonction base- émetteur du dispositif 16. La résistance 30 complète les trajets de polarisation d'émetteur en courant continu pour les deux transistors. En fonctionnement, le système AGC 40 répond à la réception de signaux d'entrée à bas niveau en augmentant l'écoulement du courant de réglage du gain IGC' Le 248 15 41 courant IGC important réduira les résistances des jonctions base-émetteur des dispositifs 14 et 16. Ces résistances réduites seront en parallèle avec les résistances 26 et 28 respectivement, et les impédances en parallèle développeront de faibles impédances de signaux entre les émetteurs des transistors et la masse du signal. Les faibles impédances d'émetteur forceront les transistors et 12 à fonctionner en condition de gain élevé pour amplifier fortement les signaux d'entrée à faible niveau. Tandis que les niveaux des signaux d'entrée - augmentent, le système 40 répond en réduisant le courant IGC vers les dispositifs à résistance réglée. Cela augmente les résistances des jonctions base-émetteur des dispositifs, ce qui à son tour augmente les impédances d'émetteur en courant alternatif des transistors et réduit par conséquent le gain des transistors amplificateurs. A une réduction maximum du gain (condition de gain minimum), le courant IGC est réduit à zéro, et les impédances d'émetteur des transistors sont sensiblement égales aux valeurs des résistances 26 et 28 pour les signaux en courant alternatif. Dans l'agencement de la figure 1, la capacité collecteur-base des transistors amplificateurs 10 et 12 peut dégrader la performance de l'amplificateur lors d'une utilisation comme étage amplificateur à fréquence intermé- diaire dans un téléviseur. Une contre-réaction due à cette capacité peut réduire le gain de l'amplificateur, et l'impédance changeante aux électrodes d'entrée peut désaccorder la sélectivité des circuits précédents qui sont reliés aux bornes 32 et 34. Dans l'agencement de la figure 2, ces effets de la capacité collecteur-base sont réduits. Les composants de la figure 2 accomplissant les mêmes fonctions que ceux de la figure 1 portent les mêmes repères. Dans l'agencement de la-figure 2, les transistors amplificateurs 10 et 12 sont amortis à leurs entrées ou bases par des transistors 50 et 52 reliés en émetteur suiveur. La borne 32 et la résistance de polarisation 22 sont reliées à la base du transistor 50, dont l'émetteur est relié à la base du transistor 10 et à une résistance 54. La borne 34 et la résistance de polarisation 24 sont reliées à la base du transistor 52, dont l'émetteur est relié à la base du transistor 12 et à une résistance 56. Les résistances 54 et 56 sont jointes et sont reliées à la masse par leur jonction, par une résistance 58. Les collecteurs des transistors 50 et 52 sont reliés ensemble et reçoivent une tension d'alimentation d'une source 70. La source de polarisation 70 applique également une tension d'alimentation aux résistances de charge de collecteur 18 et 20. Les résistances 26 et 28 de la figure 1 sont remplacées par une seule résistance 60 sur la figure 2, qui est reliée entre les émetteurs des transistors 10 et 12. Des résistances 62 et 64 sont reliées en série entre les émetteurs des transistors 10 et 12, etne résistance 66 est reliée entre la jonction de ces deux résistances et la masse pour compléter les trajets de polarisation d'émetteur en courant continu pour les transistors 10 et 12. Les effets de la capacité collecteur-base des transistors 10 et 12 sont présents aux bases des ces transistors. Cependant, ces effets sont amortis par rapport aux bornes d'entrée 32 et 34 par les transistors en émetteur-suiveur 50 et 52. L'impédance d'entrée aux bases des transistors 50 et 52 reste sensiblement constante et forte parce que l'effet changeant de la capacité collecteur-base des transistors 10 et 12 pendant une variation du gain est efficacement divisé par les bétas des transistors d'amortissement. Les jonctions respectives des émetteurs des transistors 50 et 52 et des bases des transistors 10 et 12 restent à un niveau fixe en courant continu de polarisation en.vertu de la connexion des résistances de polarisation 54, 56 et 58. Comme dans l'agencement de la figure 1, on fait varier le gain des transistors amplificateurs 10 et 12 de la figure 2 en faisant varier de façon réglable le courant IGC, qui fait varier les résistances base- émetteur des dispositifs 14 et 16, et par conséquent la contre-réaction d'émetteur des transistors. La résistance 60 est placée au centre de la configuration équilibrée, et un signal nul sera efficacement développé au centre de cette résistance pour des signaux complémentaires d'entrée appliqués. Ainsi, la moitié de la valeur de cette résistance est efficacement reliée entre l'émetteur de chaque transistor 10 et 12 et un point de potentiel de référence. La performance de l'amplificateur à gain réglé de la figure 2 peut être illustrée en utilisant les valeurs des composants résistifs indiqués sur cette figure 2. Dans le cadre de ce présent exemple, on supposera que l'ampli- ficateur est construit totalement sous forme de circuit intégré à l'exception du système 40 de réglage automatique du gain, et que l'amplificateur doit être utilisé comme étage final de sortie d'une séquence en cascade d'amplifi- cateursà fréquence intermédiaire à gain réglé pour un téléviseur. Comme l'amplificateur est l'étage de sortie à fréquence intermédiaire, il doit pouvoir traiter des signaux d'entrée à un niveau relativement élevé provenant des étages amplificateurs précédents. L'amplificateur est conçu pour produire un signal de valeur efficace à un niveau sensiblement constant à 60 millivolts, en mesurant au top de synchronisation des signaux vidéo, à la borne de sortie 36 ou 38. L'amplificateur est également désigné pour avoir un gain maximum de 20 db et une gamme de réduction du gain de 10 db à partir du gain maximum. Les impédances doivent être maintenues élevées, pour réduire la dissipation de puissance et les courants des signaux dans l'amplificateur et son alimentation en courant. Les transistors amplificateurs 10 et 12 attaquent des résistances de charge fixesde mille ohms 18 et 20 pour produire des signaux de sortie,à 60 millivolts aux bornes 36 et 38. Dans l'amplificateur à gain réglé décrit 248 154 1 dans la demande de brevet U.S. ci-dessus mentionnée NI 143 032, les résistances variables des dispositifs à résistance réglée 14 et 16 étaient en parallèle avec les résistances de charge fixe. A une réduction maximum du gain, ces dispositifs présentent de faibles résistances dans cet amplificateur, pouvant nécessiter des courants élevés d'attaque des signaux pour maintenir les signaux de sortie nécessaires à 60 millivolts. Dans l'amplificateur de la figure 2, il ne faut pas des courants élevés d'attaque des signaux, car les charges de sortie 18 et 20 sont des impédances fixes relativement supérieures à une réduction maximum du gain. Quand l'amplificateur de la figure 2 est construit sous forme de circuit intégré, les résistances de charge 18 et 20 présentent des capacités parasites en shunt, qui réduisent leurs impédances aux fréquences des signaux. Typiquement, alorsltimpédance de charge des transistors amplificateurs est de 700 ohms aux fréquences des signaux à fréquence intermédiaire quand ces capacités sont prises en considération. Dans le cadre du présent exemple, les impédances de sortie des transistors amplificateurs sont supposées être de 700 ohms. La polarisation en courant continu des transistors et 12 est choisie pour produire un fonctionnement sensiblement sans distorsion au niveau requis de puissance, ainsi que la capacité de gain souhaitée et de traitement de signaux d'entrée souhaitée. Pour fournir 60 millivolts à une charge de 700 ohms, il ne faut qu'environ 120,UA de courant permanent. Cependant, un courant supplémentaire est requis dans le transistor amplificateur pour réduire la distorsion des signaux. Il faut environ 300 Es A pour une linéarité raisonnable et la puissance de sortie requise. Mais l'enquête ne se termine pas là, parce que la capacité de gain et de traitement de signaux doit également être considérée. L'amplificateur doit produire un gain de 20 db au gain maximum. Le gain en tension de l'amplificateur est 2481$Si41 calculé par VGAIN ZL/RL (1) o ZL est l'impédance de collecteur à 700 ohms et RE est la somme de la résistance dynamique d'émetteur (comprenant la résistance de contact) du transistor amplificateur, re, et de la résistance en courant alternatif reliée entre l'émetteur du transistor et le potentiel de référence des signaux, Re * On obtiendra un gain de 20 db avec RE éga]eà 70 ohms pour une charge de 700 ohms. La valeur de r du transistor est fonction e du courant continu d'émetteur du transistor, et est compriseentre environ 60 ohms à 0,5 mA de courant d'émetteur et environ 10 ohms à 3 mA. Comme on a RE = re / Re = 70 ohms, une valeur plus forte de re doit C-bm compensée par une valeur réduite de Rae. Par exemple, si le transistor amplificateur est polarisé à 0,5 mA de courant d'émetteur, Re e qui est la résistance de la jonction base-émetteur du dispositif à résistance réglée en parallèle avec la moitié de la valeur de la résistance 60 (290 ohms) doit être de 10 ohms. Pour obtenir une valeur de 10 ohms pour Re, il faut environ 10 mA de IGC - C'est une valeur trop élevée de IGC; par conséquent, dans cet exemple, les transistors amplificateurs sont polarisés pour un courant d'émetteur de 1 mA, avec pour résultat une valeur de re- de l'ordre de 30 ohms.' Les dispositifs à gain réglé peuvent alors être réglés par IGC ayant une valeur maximum de 4 mA, pour obtenir le gain souhaité et la gamme de réduction du gain du tableau I. TABLEAU I (Les valeurs sont pour un côté de l'amplificateur) Gammde Re d (R14 Gamme de ou R 1 6) réduction ou R16) (gain db IGC/2 R ou R en (Re + re) (10 db) GC 14 16 parallèle e e avec 290-- Gain max 2 mA 48 2 41 SL 71 Z (20 db) 1,76 mA 512 43 - 73 L 1,24 mA 70 S56S - 86 S ; 0,73 mA 105 S 77S- 107-z7 Gain min 0,26 mA 240.C- 3 13161 (9,2 db) 0,0 mA 800oL 212_l 242.2- Par l'équation (1), on peut voir que le gain maximum de l'amplificateur est ZL/RE = 700/71 -: 10 = 20 db A une réduction maximum du gain, celuici est de 700/242 ' 2,89 = 9,2 db, ce qui permet d'obtenir une gammede réduction de gain juste supérieure à 10 db. A des niveaux élevés de signaux, le dispositif à gain réglé ne reçoit pas de courant IGC, et la valeur de la résistance d'émetteur reliée au transistor est égale à la moitié de celle de la résistance 60 en parallèle avec la capacité parasite du dispositif à gain réglé. Comme on peut le voir sur le tableau I, cette capacité parasite est à peu- près une impédance de 800 ohms aux fréquences intermé- diaires des signaux dans cet exemple. Comme le dispositif à gain réglé est essentiellement arrêté à une réduction maximum du gain quand les niveaux des signaux d'émetteur sont élevés, virtuellement aucune déformation n'est introduite dans l'amplificateur par le dispositif à gain réglé à des niveaux élevée des signaux. La capacité de traitement de signaux d'entrée de l'amplificateur est déterminée par le rapport de re à Re. Les transistors amplificateurs sont capables de faire chuter jusqu'à 13 millivolts de signal appliqué dans les résistances dynamiques d'émetteur re, chacune ayant ohms dans cet exemple. Les niveaux très élevés de signaux d'entrée seront reçus quand l'amplificateur sera à sa condition de gain minimum (réduction maximum du gain), quand Re est à peu près égal à 242 ohms. Comme re et Re sont en série avec les signaux appliqués, quand on fait chuter 13 millivolts dans re v il y a une chute d'environ millivolts dans la résistance Re de 242 ohms. re 30.9 13 mV Re 242.2. 105mV Ainsi, l'amplificateur est capable de traiter des signaux d'entrée pouvant atteindre environ 118 millivolts à chaque borne d'entrée sans déformation importante. Dans le présent exemple cependant, on suppose que les niveaux des signaux d'entrée qui sont appliqués à l'amplificateur ne dépassent jamais 20 millivolts, ce qui est bien en-dessous de la limite de 118 millivolts. Les modes de réalisation représentés peuvent également fonctionner comme des modulateurs. Pour un fonctionnement en modulateur, le système AGC 40 qui fournit le courant de réglage IGC est remplacé par un amplificateur qui fournit un courant modulé Igc o représentatif d'un signal d'information de modulation. La résistance des dispositifs à résistance réglée 14 et 16 varie alors en fonction de ce courant modulé, qui fait varier le gain des transistors amplificateurs 10 et 12 en fonction de l'information du courant modulé. Un signal porteur est appliqué entre les bornes d'entrée 32 et 34, produisant ainsi une porteuse qui est modulée en amplitude par l'information du courant modulé entre les bornes de sortie 36 et 38. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et représentés qui n'ont 24 1541 été donnés qu'à titre d'exemple. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans le cadre de la protection comme revendiquée. RE V E N D I C A T I O N S 1.- Amplificateui à gain réglé du type comprenant: un transistor amplificateur ayant une base relié?pour recevoir des signaux d'entrée, un collecteur d'o sont dérivés des signaux de sortie, 'et un. émetteur; un moyen de polarisation relié auxdites électrodes du transistor, pour polariser ledit transistor en configuration d'émetteur commun; une source de courant de réglage du gain; et un dispositif de réglage du gain relié audit transistor pour régler le gain dudit transistor en réponse audit courant de réglage du gain, caractérisé en ce que ledit dkspositif de réglage du gain (14) a une première électrode reliée à l'émetteur dudit transistor (10), une seconde électrode reliée à la source (40) pour recevoir ledit courant de réglage du gain, et une troisième électrode reliée à'un point de potentiel de référence (masse), ledit-courant de réglage du gain provoquant un écoulement de courant à travers ladite troisième électrode, qui est sensiblement égal à l'écoulement de courant de réglage du gain à ladite seconde électrode, et un écoulement de courantà travers ladite première électrode qui est sensiblement inférieur à l'écoulement de courant de réglage du gain à ladite seconde électrode, ledit dispositif de réglage du gain formant une impédance, audit émetteur dudit transistor, qui est variable en fonction de la grandeur dudit courant de réglage du gain. 2.-Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif réglant le gain précité est formé d'un second transistor (14) dont la base est reliée à l'émetteur du transistor amplificateur (10) précité, dont le collecteur est relié à un point de potentiel de référence et dont l'émetteur est relié à la source précitée pour recevoir le courantde réglage du gain, la.résistance entre la base et l'émetteur étaht variable en fonction de la grandeur dudit courant de réglage du gain. 3.- Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé par un second transistor amplificateur (12) ayant une base reliée pour recevoir les signaux d'entrée, un collecteur d'o sont dérivés des signaux de sortie, et un émetteur pledit second transistor amplificateur (12) étant polarisé par le moyen de polarisation précité (20, 24, VPOL) pour former un amplificateur différentiel avec le premier transistor amplificateur (10) précité; un second dispositif de réglage du gain (16) ayant une première électrode reliée à l'émetteur dudit second transistor (12),une seconde électrode reliée à un point de potentiel de référence, et une troisième électrode reliée à la source précitée de courant de réglage du gain (40), ledit second dispositif (16) présentant une impédance entre lesdites première et troisième électrodes qui varie en fonction des changements de la grandeur de l'écoulement de courant entre lesdites première et troisième électrodes, l'écoulement de courant continu dans ladite seconde électrode et ladite troisième électrode ayant des grandeurs sensiblement égales, et l'écoulement de courant continu dans ladite première électrode étant sensiblement inférieur auxdites grandeurs sensiblement égales. 4.- Amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les premier et second dispositifs à gain réglé (14, 16) précités comprennent des troisième et quatrième transistors (14, 16) respectivement, chacun ayant une base reliée à un émetteur respectif de l'un des premier et second transistors amplificateurs précités, un collecteur relié à un point de potentiel de référence, et un émetteur relié à la source précitée pour recevoir un courant de réglage du gain, chacun desdits troisième et quatrième transistors présentant une impédance base-émetteur qui varie en fonction des changements de la grandeur dudit courant de réglage du gain. 5.- Amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que pour une utilisation dans un téléviseur comme amplificateur à fréquence intermédiaire, la source précitée de courant de réglage du gain contient un circuit de réglage automatique du gain (40) et en ce que les dispositifs de réglage du gain précités (14, 16) sont sensibles audit circuit de réglage automatique du gain ( fréquence intermédiaire précités (10, 12). 6.- Amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que pour une utilisation comme circuit modulateur, la source précitée de courant de réglage du gain fournit un courant modulant; et en ce que les émetteurs des troisième et quatrième transistors (14, 16) précités sont reliés pour recevoir ledit courant modulant, chacun desdits troisième et quatrième transistors présen- tant une impédance base-émetteur qui varie en fonction des changements de la grandeur dudit courant modulant.