Brevet FR2478902A1 — publié le 19810925

La présente invention concerne de façon générale les amplificateurs à transistors utilisant des transistors à effet de champ complémentaires et, plus particulièrement, de semblables ampli- ficateurs dans lesquels le signal de sortie est produit en réponse à la différence entre deux signaux d'entrée. On connait, dans la technique antérieure, des ampli- ficateurs utilisant des transistors à effet de champ complémentaires suivant une configuration amplificatrice inverseuse o les trajets de conduction drain-source d'un transistor à canal P et d'un tran- sistor à canal N sont connectés en série tandis que la source du transistor à effet de champ à canal N reçoit un potentiel de polari- sation de valeur relative négative et que la source du transistor à effet de champ à canal P reçoit un potentiel de polarisation de valeur relative positive. Leurs grilles sont interconnectées de façon à servir de connexion d'entrée, et leurs drains sont inter- connectés de façon à servir de connexion de sortie, o sont délivrés des signaux qui sont obtenus en réponse aux signaux appliqués à la connexion d'entrée et qui sont inversés par rapport à ceux-ci. Un amplificateur de ce type est présenté dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique no 3 946 327, selon lequel deux semblables amplificateurs inverseurs à transistors à effet de champ complémentaires sont connectés en cascade. Selon ce brevet, les connexions d'entrée et de sortie du deuxième amplificateur inverseur se connectent entre elles de façon que le gain effectif de l'ampli- ficateur soit déterminé par le rapport des transconductances des transistors du premier et du deuxième amplificateur inverseur. Puisqu'il est difficile de combiner de manière diffé- rentielle des signaux dans des amplificateurs à transistors à effet de champ complémentaires, ces amplificateurs ont couramment une seule entrée et une seule sortie. L'invention surmonte cette difficulté par l'emploi d'un premier, d'un deuxième et d'un troisième moyen amplificateur inverseur à transistors à effet de champ. Des signaux d'entrée sont respectivement appliqués aux connexions d'entrée des premier et troisième amplificateurs inverseurs,et la connexion de sortie du troisième amplificateur inverseur est raccordée à la connexion 2 2478902 d'entrée du deuxième amplificateur inverseur. Un moyen de combi- naison de signaux comprend des moyens de raccordement des connexions de sortie respectives des premier et deuxième ampli- ficateurs inverseurs à un deuxième noeud, lequel est raccordé par un moyen de sortie à une borne de sortie. La description suivante, conçue à titre d'illustra- tion de l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: - la figure 1 est un schéma simplifié d'un amplifi- cateur constituant.un mode de réalisation de l'invention; - la figure 2 est un schéma simplifié d'un sous- circuit de la figure 1; et - la figure 3 est un schéma simplifié d'une variante du mode de réalisation de la figure 1. Le circuit amplificateur de la figure 1 comporte des amplificateurs inverseurs 10, 20, 30, 40 et 50 à transistors à effet de champ complémentaires, chacun des amplificateurs compor- tant un transistor, à savoir l'un des transistors à effet de champ à canal P respectifs désignés par les références Pl à P5, dont la source reçoit un potentiel de polarisation relativement positif VDD par une borne d'alimentation 6, et chaque amplificateur.comportant également un transistor, à savoir l'un des transistors à effet de champ à canal N respectifs-désignés par les références Ni à N5, dont la source reçoit un potentiel de polarisation relativement négatif VM. par une borne d'alimentation 8. Les grilles de chaque couple respectif de transistor à canal P et de transistor à canal N sont connectées en commun afin de servir de connexions de sortie. Le fonctionnement de chacun de ces amplificateurs inverseurs est identique à celui de l'inverseur l0,qui va maintenant être décrit. Le transistor à effet de champ à canal P, soit Pi, et le transistor à effet de champ à canal N, soit Nl, servent chacun de moyen de transconductance variable reliant respectivement une connexion d'alimentation 14 à une connexion de sortie 12, et la connexion de sortie 12 à une connexion d'alimentation 16. Lorsque le signal appliqué à une borne d'entrée 2 tend à se déplacer vers 3 2478902 le potentiel d'alimentation V DD l'action transistor de Pi diminue la conductance (de son trajet de conduction drain-source) existant entre les connexions 14 et 12, tandis que l'acti.on de Ni augmente la conductance entre les connexions 12 et 16. D'autre part, lorsque le signal présent sur la borne d'entrée 2 tend vers le potentielVs la ss, conductance de Pi augmente et celle de Ni diminue. Ainsi, les signaux présents sur la connexion de sortie 12 forment une réponse inversée par rapport au signal d'entrée présent sur la borne 2; l'amplitude de l'amplification réalisée par l'amplificateur inverseur 10 est déterminée par la transconductance de Pl et Ni et la conductance de charge effective, le cas échéant, existant sur la connexion 12. Le fonctionnement du circuit amplificateur de la figure 1 est le suivant. Les signaux obtenus en réponse aux signaux d'entrée reçus par les bornes d'entrée 2 et 4 sont respectivement appliqués aux noeuds 22 et 42 par les amplificateurs inverseurs 10 et 30 via leurs connexions de sortie respectives 12 et 32. L'amplificateur inverseur 20 reçoit des signaux du noeud 42 par sa connexion d'entrée et délivre des signaux qui constituent une réponse inversée à ceux-ci, au noeud 22 en vue de leur combinaison additive avec les signaux pro- duits à la connexion de sortie de l'inverseur 10. Ainsi, les ampli- ficateurs inverseurs 10, 20 et 30 forment le noyau de l'amplifica- teur de la figure 1 en ce qu'ils reçoivent deux signaux d'entrée respectivement aux bornes 2 et 4 et délivrent un signal de sortie combiné au noeud 22, le signal de sortie étant une réponse diffé- rentielle au signal d'entrée. Il est ordinairement souhaitable de charger l'inter- connexion entre la connexion de sortie 32 de l'inverseur 30 et la connexion d'entrée à l'amplificateur 20 de façon à obtenir des carac- téristiques de gain d'amplification, d'une part entre la borne 2 et le noeud 22, et d'autre part entre la borne 4 et le noeud 22, qui soient dans un rapport prédéterminé, par exemple "-1". Ce moyen de charge est commodément réalisé, par exemple, par l'amplificateur inverseur 40, dont la connexion de sortie est au noeud 42. Une con- nexion de contre-réaction 44, allant du noeud 42 à la connexion d'entrée de l'inverseur 40, établit au noeud 42 une caractéristique de conductance qui peut être rendue sensiblement équivalente aux caractéristiques de transconductance d'au moins l'un des amplifi- cateurs 20 et 30. Selon un mode de réalisation, on donne au gain entre la borne d'entrée 4 et le noeud 42 une valeur de "-1" en ajustant les rapports largeurlongueur des aires des canaux des transistors à effet de champ P3, P4, N3 et N4, ainsi que cela est enseigné dans le brevet cité. Le rapport des signaux obtenus en réponse aux signaux appliqués aux bornes d'entrée 2 et 4 est alors déterminé par simple mise à l'échelle des conductances de canaux relatives des transistors à effet de champ des amplificateurs inverseurs 10 et 20. Si l'on donne aux gains des amplificateurs inverseurs 10 et 20 des valeurs égales, le potentiel présent sur le noeud 22 est le signal répon- dant à la différence entre les signaux d'entrée appliqués aux bornes 2 et 4, et le signal répondant à la composante de mode commun de ces signaux est supprimé. Une réjection de tension d'alimentation est également bonne pour la configuration décrite jusqu'ici, puisque les caractéristiques équivalentes des transistors à effet de champ produisent des réponses équivalentes à de telles perturbations. Il est également possible d'étalonner les transistors à effet de champ des amplificateurs 20 et 40 de manière qu'ils aient des transconductances égales et que, ainsi, les charges qu'ils présentent aux noeuds 22 et 42 soient égales. Si l'on donne aux gains des amplificateurs inverseurs 10 et 30 des valeurs égales, on obtient la valeur souhaitable de "-l" pour les gains considérés entre les bornes 2 et 4 et le noeud 22. Le potentiel présent sur le noeud 22 est alors le signal répondant à la différence entre les signaux présents sur les bornes 2 et 4, et l'on renforce les avant. tages d'une bonne réjection de tension d'alimentation et de la sup- pression de la réponse en mode commun. La suppression du signal de mode commun et la réjec- tion des variations de la tension d'alimentation sont facilitées par le fait que l'amplificateur inverseur 10 est chargé par les transis- tors à effet de champ de l'amplificateur 20 sensiblement de la même manière que cela est réalisé pour l'amplificateur 20 par les tran- sistors à effet de champ de l'amplificateur 10. Une interaction identique existe entre les amplificateurs 30 et 40. Dans un mode de réalisation préféré, les transistors à effet de champ des ampli- ficateurs 10, 20, 30 et 40 sont fabriqués de manière à présenter des caractéristiques de transconductance sensiblement égales. Les signaux combinés obtenus sur le noeud 22 en réponse aux signaux d'entrée appliqués aux bornes 2 et 4 sont en outre ampli- fiés par l'amplificateur inverseur 50, lequel reçoit des signaux combinés à sa connexion d'entrée et délivre des signaux amplifiés et inversés en réponse à ceux-ci par la borne de sortie 52. Puisque le circuit d'entrée de l'amplificateur inverseur 50, comparativement aux circuits de sortie des amplifica- teurs inverseur 10 et 20, offre une charge d'impédance extrêmement élevée au noeud 22, il est possible de sélectionner les caracté- ristiques de transconductance de P5 et N5 de manière à tirer le maximum d'avantage des charges envisagées pour la connexion à la borne de sortie 52. On choisit les longueurs des canaux des transis- tors à effet de champ P5 et N5 de manière qu'ils fournissent le courant de sortie voulu et on choisit les rapports largeur-longueur des canaux de manière à obtenir le gain voulu. L'amplificateur opérationnel de la figure 1 peut être utilisé dans des amplificateurs à réaction comportant une connexion de réaction en couplage direct entre la borne de sortie 52 et la borne d'entrée 4 en sens d'inversion, par exemple par l'intermé- diaire d'une résistance (non représentée). Les amplificateurs inver- seurs à transistors à effet de champ tendent naturellement vers un équilibre stable lorsque les potentiels présents sur leurs connexions d'entrée et de sortie se trouvent à mi-chemin entre les potentiels d'alimentation VDD et VSS, ce qui minimise la translation de tension nécessaire pour réaliser l'équilibre lorsqu'ils sont utilisés dans de tels amplificateurs à réaction. Puisque aucun élément de série autre que les transistors à effet de champ complémentaires n'est nécessaire, l'intervalle total de tension d'alimentation entre VDD et VSS est disponible pour l'excursion de signal à l'intérieur et à la sortie de l'amplificateur de la figure 1. Sa simplicité et sa symétrie structurelle, ainsi que l'absence de résistances rendent l'amplificateur opérationnel de la 6 2478902 figure 1 adapté à la fabrication par les techniques connues des circuits intégrés, pour lesquelles des résistances sont difficiles à produire ou présentent de nombreux inconvénients techniques (par exemple dans la technique silicium-sur-saphire). En tout cas, des amplificateurs à circuits intégrés selon l'invention ne demandent aucune aire supplémentaire de pastille réservée aux éléments résis- tants; ainsi, les performances du circuit ne sont pas altérées par des variations de ces éléments résistants. On peut considérer les amplificateurs inverseurs 40 et 20 seuls comme formant un amplificateur à courants en rapport géométrique bidirectionnel, ainsi que cela est présenté sur la figure 2. Si un courant est appliqué à sa connexion d'entrée 42' (c'est-à-dire de manière que le courant drainsource de N4 dépasse celui de P4), alors sa borne de sortie est un puits de courant extrayant du courant par le noeud 22' (c'est-à-dire que le courant drain-source de N2 dépasse celui de P2). Inversement, si du courant est extrait de la connexiond'entrée 42',alors du courant sera délivré par le noeud 22' (pouvant être considéré comme source). On comprendra que les expressions utilisées jusqu'ici pour les transistors à effet de champ sont du type générique et peuvent désigner aussi bien des transistors à effet de champ du type à jonction que des transistors à effet de champ du type à grille isolée. Alors qu'il est possible d'amployer des transistors à effet de champ à mode d'appauvrissement ou à mode d'enrichissement, on préférera des transistors à effet de champ à mode d'enrichissement à grille isolée. On annule la différence de tension de décalage d'entrée entre les bornes d'entrée 2 et 4 en faisant varier les potentiels de polarisation appliqués aux connexions d'alimentation 14, 16, 34 et 36 des amplificateurs inverseurs 10 et 30. Sur la figure 3, une résistance variable 62 raccorde respectivement les connexions d'ali- mentation 14 et 34 des amplificateurs 10 et 30, et un bras de curseur 64 est raccordé à la tension d'alimentation VDD par la borne 6. Le fait d'extraire des amplificateurs 10 et 30, via les connexions 14 et 34, des courants stationnaires produit des chutes de tension respectives dans la résistance 62. Le déplacement du bras de curseur 64 vers la connexion 14 augmente le potentiel de polarisation 7 2478902 relativement positif qui est appliqué à l'amplificateur 10 et diminue celui appliqué à l'amplificateur 30. De même, les extrémités d'une résistance variable 66 sont respectivement raccordées aux connexions 16 et 36 des ampli- ficateurs 10 et 30, et un bras de curseur 68 est connecté au poten- tiel relativement négatif VSS par la borne d'alimentation 8. De la même façon, le déplacement du bras de curseur 68 fait varier le potentiel de polarisation négatif appliqué aux connexions 16 et 36. Alors qu'une seule des deux résistances variables 62 et 66 peut être exigée dans une application particulière de l'amplificateur de la figure 1, il est avantageux de les utiliser toutes les deux et de les faire coopérer (ainsi que cela est indiqué symboliquement par la ligne 70 en trait interrompu pour signifier l'existence d'une relation prédéterminée entre les positions respectives des bras de curseur 64 et 68). Un déplacement du bras 64 vers la connexion 34, qui s'effectue en coopération avec un déplacement du bras 68 en direction de la borne 16, entraîne l'application aux connexions 14 et 16 de l'amplificateur 10 de potentiels de polarisation se dépla- çant vers VSS, tandis que les potentiels de polarisation présents sur les connexions 34 et 36 de l'amplificateur 30 se déplacent vers VDD. Un déplacement des bras coopérants 64 et 68 dans le sens opposé entraîne un déplacement inverse de ces potentiels de pola- risation. Les différences de potentiel existant entre les connexions d'alimentation 14, 16 et 34, 36 tendent toutefois à rester sensi- blement identiques. Bien entendu,-l'homme de l'art sera en mesure d'ima- giner, à partir des circuits dont la description vient d'être donnée à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses autres variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention. Par exemple, dans l'une quelconque des amplifica- teurs inverseurs 10, 20, 30, 40 et 50, il est possible de connecter un autre transistor à effet de champ à canal P en montage cascode avec le transistor à effet de champ à canal P présenté sur la figure 1, tandis qu'un autre transistor à effet de champ à canal N peut être connecté en montage cascode avec le transistor à effet de champ à canal N de la figure 1. De plus, en établissant des relations avantageuses entre les rapports largeur-longueur des canaux respectifs des divers transistors à effet de champ, on peut obtenir des multiples entiers de ces rapports par la con- nexion en parallèle de plusieurs transistors ayant des rapports égaux. R E V E N D I C A T I 0 N S 1 - Circuit à transistors à effet de champ destiné à combiner des signaux, qui comprend: une première et une deuxième connexion d'entrée (4, 2) auxquelles sont respectivement appliqués un premier et un deuxième signal; une connexion de sortie délivrant le signal combiné obtenu à partir des signaux d'entrée; un premier et un deuxième transistor à effet de champ (N2, P2) res- pectivement à canal N et à canal P, dont les électrodes de source respectives sont connectées pour recevoir respectivement des poten- tiels (Vs, VM) relativement négatif et relativement positif, ces transistors possédant respectivement des électrodes de grille et de drain et présentant entre eux des transconductances respectives; un troisième et un quatrième transistor à effet de champ (N4, P4) respectivement à canal N et à canal P, dont les électrodes de source respectives sont connectées pour recevoir respectivement des poten- tiels relativement négatif et relativement positif, ces transistors possédant respectivement des électrodes de grille et de drain, et présentant entre eux des transconductances respectives; un moyen qui connecte lesdits premier et deuxième transistors (N2, P2) en montage amplificateur inverseur comportant des moyens respectifs raccordant les électrodes de grille des pre- mier et deuxième transistors (N2, P2) à un premier noeud (42) et des moyens respectifs raccordant les électrodes de drain des pre- mier et deuxième transistors (N2, P2) à un deuxième noeud (22); le circuit étant caractérisé par: un moyen raccordant les troisième et quatrième transistors (N4, P4) en un circuit comportant des moyens respectifs connectant les électrodes de grille des troi- sième et quatrième transistors (N4, P4) au premier noeud (42) et des moyens respectifs connectant les électrodes de drain des troi- sième et quatrième transistors (N4, P4) au premier noeud (42); un moyen (30) qui applique des signaux de courant au premier noeud (42) en réponse aux signaux présents sur ladite première connexion d'entrée (4); 2478902 un moyen (10) qui applique des signaux de courant au deuxième noeud (22) en réponse aux signaux présents sur ladite deuxième connexion d'entrée (2) ; et un moyen (50) connecté au deuxième noeud (22) afin d'appliquer à ladite connexion de sortie (52) des signaux obtenus en réponse aux- dits signaux de courant. 2 - Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits premier, deuxième, troisième et quatrième transistors (N2, P2, N4, P4) présentent des caractéristiques de transconductance qui font que le signal présent sur ladite connexion de sortie (52) constitue une réponse proportionnelle à la différence entre le pre- mier et le deuxième signal. 3 - Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que: ledit moyen (30) qui applique des signaux de courant en réponse aux signaux présents sur la première connexion d'entrée (4) comporte un premier moyen (30) de conversion tention-courant connecté entre la première connexion d'entrée (4) et le premier noeud (42) afin de délivrer lesdits signaux de courant au premier noeud (42); et ledit moyen (10) qui applique des signaux de courant en réponse aux signaux présents sur la deuxième connexion d'entrée (2) comporte un deuxième moyen (10) de conversion tension- courant connecté entre la deuxième connexion d'entrée (2) et le deuxième noeud (22) afin de délivrer des signaux de courant au deuxième noeud (22). 4 - Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que les premier et deuxième moyens (30, 10) de conversion tension- courant comportent: un cinquième et un sixième transistor à effet de champ respectifs (N3, P3; Nl, Pl) respectivement à canal N et à canal P, dont les électrodes de source respectives sont connectées pour recevoir res- pectivement les potentiels (VDD, VSS) relativement négatif et rela- tivement positif, ces transistors possédant respectivement des électrodes de grille et de drain et présentant entre eux des trans- conductances respectives; des moyens qui connectent les électrodes de grille respectives du cinquième et du sixième transistor (N3, P3; Nl,Pl) en commun et respectivement à l'une des première et deuxième connexions d'entrée (4; 2); et des moyens qui connectent les électrodes de drain respectives du cinquième et du sixième transistor (N3, P3; Nl, Pl) en commun et respectivement à l'un des premier et deuxième noeuds (42; 22). Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que les premier et deuxième transistors (N2, P2) et les cinquième et sixième transistors (Ni, Pl) du deuxième moyen-(10) de conversion tension-courant présentent des caractéristiques de transconductance sensiblement identiques, et en ce que les troisième et quatrième transistors (N4, P4) et les cinqième et sixième transistors (N3, P3) du premier moyen (30) de conversion tension- courant présentent des caractéristiques de transconductance qui assurent un gain de tension sensiblement égal à "-1" entre la première connexion d'entrée (4) et le premier noeud (42). 6 - Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que les premier, deuxième, troisième et quatrième transistors (N2, P2, N4, P4) et les cinquième et sixième transistors respectifs (N3, P3; Nl, Pl) des premier et deuxième moyens (30, 10) de conver- sion tension-courant présentent des caractéristiques de trans- conductance sensiblement identiques. 7 - Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen (50) qui applique des signaux à la connexion de sor- tie (52) comprend: un cinquième et un sixième transistor à effet de champ (N5, P5) res- pectivement à canal N et à canal P, possédant des électrodes de source, de drain et de grille respectives, les électrodes de source respectives des cinquième et sixième transistors (N5, P5) recevant respectivement des potentiels (VSS VDD) relativement négatif et relativement positif; des moyens qui connectent respectivement les électrodes de grille des cinquième et sixième transistors (N5, P5) au deuxième noeud (22); et des moyens qui connectent respectivement les électrodes de drain des cinquième et sixième transistors (N5, P5) à la connexion de sortie (52).