Brevet FR2484109A1 — publié le 19811211

COMMUTATEUR - MELANGEUR ANALO(;1X2UE A VITESSE DE COMMUTATION VARIABLE La présente invention concerne un comtrutateur-melangeur analo- gique à vitesse de commutation variable du genre pour lequel le signal de commande de la commutation est analogique et présente des fronts montants et descendants entre deux valeurs d'amplitude extrêmes ayant =des pentes, d'une marnière générale, faibles et pas forcement linéaires. En d'autres termes, la vitesse de commutation varie en fonction de l'amplitude du signal de commande qui peut être quelconque dans une plage déterminée. Corollairement, les proportions des signaux entrants dans le signal résultant sortant sont variables en dépendance de l'am- plitude du signal de commande. Les commutateurs et/ou mélangeurs analogiques connus de ce genre comprennent des moyens de commande recevant un premier signal de commande analogique pour produire, à un coefficient d'amplification près, le premier signal de commande et un second signal de commande analogique dont l'amplitude est une fonction linéaire de 1' opposé du premier signal de commande et des moyens de commutation recevant deux signaux analogiques entrants et commandés par les deux signaux de commande pour produire un signal analogique résultant de la combinaison des deux signaux entrants pour laquelle les coefficients de pondération des deux signaux entrants sont respectivement proportionnels aux amplitudes des premier et second signaux de commande. Les moyens de commutation peuvent être classés en deux types. Un premier type est relatif à des commutateurs qui comprennent deux amplificateurs à gain variable dont les gains varient respectivement en proportion des amplitudes des premier et second signaux de commande. Le second,type a trait à des mélangeurs qui comprennent deux circuits de multiplication analogiques, chacun d'eux effectuant la multiplication de l'un des signaux entrants par l'un des signaux de commande. Les signaux composants résultent, theoriquement dans tous les cas, de deux opérations de multiplication analogiques et sont appliqués 'a un circuit d'addition analogique qui délivre le signal résultant composite. Egalement, pour tous ces commutateurs et mélangeurs connus, la somme des amplitudes des deux signaux de commande est constante et les ampli tudes des signaux résultant des multiplications varient linéairement en fonction de celles des signaux de commande, respectivement. Bien que l'invention ne soit pas limitée à ce type d'application, on se réfère dans la suite1 à titre de comparaison avec l'art antérieur, aux commutateurs-mélangeurs à vitesse de commutation variable inclus dans les systèmes de trucages électroniques en télévision en couleurs. On rappelle que de tels systèmes ont pour but d'incruster une image d'avant-scène, représentant par exemple un personnage, filmée devant un fond ayant un domaine colorimétrique prédéterminé, dans une image d'arrière-scène, représentant par exemple un décor. Le domaine colo rimétrique du fond est totalement différent de celui de l'image d'avant scène.On pourra se reporter par exemple aux systèmes d'incrustation décrits dans la demande de brevet européen 80. 400 202. 0 déposée le 8 février 1980, pour ce qui concerne l'utilisation des moyens de commu tation du premier type à amplificateurs à gain variable, et au brevet américain 3. 778. 542 2: et à la- demande de brevetallemand publiée 2749 154.9, pour ce qui concerne l'utilisation de moyens de commu tations du second type à circuits de multiplication analogiques. Dans ces conditions, le circuit d'addition est généralement réalisé par un amplificateur opérationnel fonctionnant en additionneur. Les am plificateurs à gain variable et les circuits de multiplication analogiques sont des composants intégrés commercialisés. Leur structure est re lativement complexe et d'un court relativement élevé.Ceci est notoire pour les circuits de multiplication analogiques dits "multiplieurs" pour lesquels les moyens d'obtention d'une tension proportionnelle au pro duit de deux tensions comprennent des éléments complexes tels que des amplificateur s logarithmiques, des amplificateurs anti-Iogarithmique s- et un amplificateur sommteur ou des amplificateurs s o mmateurs, des amplificateurs soustracteurs et des amplificateurs quadrateurs. Outre cet inconvénient, ces commutateurs-mélangeurs ne permettent pas de supprimer dans une large mesure les points images du fond au niveau des transitions entre les images d'avant-scène et d'arrière-scène dans l'image composite résultante. Ces transitions correspondent aux fronts montants et descendants des signaux de commande. Si le domaine colorimétrique de l'image d'arrière-scène ne comporte pas des points appartenant au domaine colorimétrique du fond, les points du fond sont très visibles au niveau des transitions et font ressortir le contour de l'image d'avant-scène dans l'image composite résultante. Ceci est d'autant plus vrai lorsque l'image d'avant-scène comporte un objet transparent.Cette visualisation de couleurs du fond attire l'attention du téléspectateur, puisque celle-ci ne peut etre confondue avec le domaine colorimétrique de l'image d'arrière-scène. Cet effet est du principalement au fait que, au niveau des transitions, les coefficients de pondération des deux signaux entrants vidéos représentatifs des images d'avant-scène et d'arrière-scène varient strictement en fonction linéaire des amplitudes des deux signaux de commande respectivement. En d'autres termes, dans le cas évoqué ci-dessus, les portions du signal vidéo d'avant-scène représentatives des points du fond sont amplifiées en fonction de la variation de l'amplitude du signal de commande correspondhant bien que l'amplitude du signal vidéo d'arrièrescène peut être nulle ou quasi nulle au niveau des transitions. Le flou ou l'effet de transparence par le mélange des signaux d'avant scène et d'arrière scène est inhibé en quasi-totalité, contrairement au but poursuivi.Ceci est d'autant, plus prononcé que les variations des signaux de commande sont lentes au niveau des transisitions, ce qui correspond à des zones de transparence de fond à travers l'image d'avant-scène effective relativement importantes. La présente invention a donc pour but de fournir un commutateurmélangeur analogique à vitesse de commutation variable pour lequel l'inconvénient précité est réduit dans une large mesure, c'est-à-dire pour lequel, lorsque l'amplitude de l'un des signaux entrants est faible ou nulle, l'amplitude de l'autre signal entrant est diminuée quasiment dans un même rapport, tout en étant proportionnelle à l'amplitude du signal de commande correspondant. A cette fin, un commutateur-mélangeur analogique du génre défini dans l'entrée en matière est caractérisé en ce que les moyens de commutation comprennent uniquement deux circuits résistifs variables non linéairement, commandés en tension respectivement par les premier et second signaux de commande, dont les entrées reçoivent respectivement les premier et second signant entrants et dont les sorties sont directement reliées à une borne de sortie commune transmettant le signal rés ultant. Selon une réalisation préférée, les circuits résistifs commandés en tension sont des transistors du type à effet de champ. Leurs drains re çoivent respectivement les signaux entrants et leurs sources sont reliées à la borne commune de sortie du commutateur délivrant le signal résultant. Leurs grilles sont commandées respectivement par les premier et second signaux de commande. Dans ce cas, l'invention fait appel à la commande en tension de la résistance drain-source variable d'un transistor à effet de champ qui, par définition, est un élément non-linéaire, puisqu'elle varie en fonction de la tension drain-source.Ainsi, lorsque le signal entrant appliqué au drain de l'un des transistors diminue, la résistance drain-source de l'autre transistor augmente et, par suite1 le coefficient de pondération assigné au signal entrant de ce dernier transistor dans le signal résultant diminue en proportion. Le second signal de commande est, pour cette réalisation, égal à l'opposé du premier signal de commande. Ces signaux sont obtenus par exemple au moyen d'un amplificateur différentiel classique fonctionnant en mode non équilibré et en sortie dissymétrique. La tension du signal de commande entrant est appliquée aux entrées de l'amplificateur différentiel et les sorties de ce dernier sont reliées respectivement aux grilles des transitors à effet de champ. Ainsi, par sa simplicité de réalisation, un tel commutateur-mélangeur est d'un coût nettement moindre que ceux de l'art antérieur. D'autres avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description qui suit et des dessins annexés correspondants, dans lesquels - la Fig. 1 est un bloc-diagramme schématique d'un commutateur-mélangeur connu à amplificateurs à gain variable ; - la Fig. 2 est un bloc diagramme schématique d'un commutateur-mélangeur cci=3u à circuits de multiplication analogiques - la Fig. 3 est un bloc-diagramme schématique d'un commutateur-mélangeur conforme à l'invention - la Fig. 4 est un bloc-diagramme détaillé d'un commutateur-mélangeur 'a transistors à effet de champ conforme à l'invention ; et - la Fig. 5 est un bloc-diagramme schématique d'un circuit de commutation pour système d'incrustation d'images de télévision en couleurs. Dans laprésente description, on adopte les définitions suivantes : A et B désigaent à la fois deux signaux analogiques -appliqués aux entrées d'un commutateur-mélangeur et leurs amplitudes. C désigne le signal analogique de commande appliqué à l'entrée de commande du commutateur et son amplitude, lequel est propre à commander la commutation des signaux A et B, afin de transmettre, en sortie du commutateur, en fonction de l'amplitude C, un signal résultant d'une combinaison ou mélange à proportions variables des amplitudes A et B. Les Figs. 1 et 2 montrent schématiquement les deux types de commutateurs-mélangeurs à vitesse de commutation variable du genre connu, évoqués dans le préambule descriptif. Celui montré à la Fig. 1 est du type commutateur à gain variable. Un tel commutateur est utilisé dans le système d'incrustation d'images en télévision en couleurs décrit dans la demande de brevet européen 80.400 202. 0 du 8 février 1980. I1 est composé de deux amplificateurs à gain variable la et lb et d'un circuit additionneur analogique 10. Chaque amplificateur la, lb reçoit à son entrée l'un des signaux composants A, B et a son gain commandé par le signal de commande C, resp. le complément à 1 du signal C, soit 1-C. On suppose dans la suite que le signal analogique de commande C varie entre un. niveau dit bas, égal à zéro et un niveau dit haut,égal à l'unité. Cette hypothèse restant valable pour n'importe quel signal de commande analogique ayant son amplitude variant en deçà d'une ampli- tude maximale prédéterminée, à condition de normaliser l'amplitude de ce signal par rapport à son amplitude maximale. Si G est le gain maximal des amplificateurs la et lb, ceux-ci pré sentent des variations de gain respectives CG et (1-C)G. Les signaux composites de produit transmis par les sorties des amplificateurs la et lb sont appliqués aux entrées du circuit additionneur analogique 10. Leurs amplitudes sont égales à CGA et (1-C)GA. Le si gnal composite résultant R est transmis par la sortie du circuit 10 et a une amplitude donnée par la relation : R = (CA + (1 -C)B) G. Le commutateur-mélangeur montré à la Fig. 2 est du type mélan geur à circuits de multiplication analogiques dits "multiplieurs". Un tel mélangeur est mis en oeuvre par exemple dans les système s d'incrus tation pour signaux de télévision divulgués dans le brevet américain 3. 778. 548 et la demande de brevet allemand P 27 49 154. 9 du 3 novembre 1977. I1 comprend deux multiplieurs analogiques 2a et 2b, chacun a deux entrées. L'une des entrées d'un multiplieur 2a, 2b reçoit l'un des signaux A, B tandis que l'autre entrée reçoit le signal de commande C; resp. son complément (1-C). Chaque multiplieur effectue le produit des am plitudes des signaux entrants à un coefficient de multiplication M près, inhérant aux amplificateurs inclus danse multiplieur. Les signaux composites de produit aux sorties des multiplieurs 2a, 2b sont appliqués aux entrées du circuit additionneur 20. Leurs amplitudes sont égales à CMA et (1 -C)MA. Le signal résultant R transmis par la sortie du cir cuit 20 est donné par la relation R = (CA + (1-C)B) M, laquelle est ana logue à celle obtenue par le commutateur de la Fig. 1. Comme déjà dit, il apparaît que les atténuations (ou coefficients de pondération) des signaux A et B en sortie des commutateurs-mélangeurs des Figs. 1 et 2 sont proportionnelles à C et 1-C. Elles sont uniquement fonction de l'amplitude variable du signal de commande C. En d'autres termes, les pondérations des signaux composants dans le signal résul tant dépendent linéairement de. l'amplitude du signal de commande. Ainsi, lorsque l'amplitude de l'un des signaux entrants A, resp. B est faible1 l'amplitude de l'autre signal entrant B, resp. A est élevée dans une même proportion, puisque la somme des pondérations des signaux enr entrants dans le signal résultant est égale à l'unité, ou plus généralement à une constante. La Fig. 3 montre le principe fondamental de fonctionnement du commutateur-mélangeur selon l'invention. Le commutateur-mélangeur est organisé autour de deux circuits résistifs variables,3a et 3b,qui sont commandés linéairement en tension par des premier et second signaux de commande +C et -C respectivement Les circuits résistifs 3a et 3b sont schématisés dans la Fig. 3 par des potentiomètres et ont des valeurs ohmiques variables Ra, Rb Chaque circuit résistif 3a, 3b présente une borne d'entrée 4a, 4i: qui reçoit le signal entrant A > à a' travers un circuit d'adaptation d'im- pédance d'entrée 5a, 5b.Un tel circuit d'adaptation d'impédance 5 pré- sente une impédance d'entrée élevée et une impédance de sortie très faible quasi nulle. I1 est réalisé de manière connue par unamDlificateur opérationnel suiveur et, éventuellement, par un circuit à transistor en collecteur commun relié en sortie de l'amplificateur operationnel. La borne d'entrée 6a, 6b de l'amplificateur opérationnel 5a, 5b reçoit le signal entrant analogique A A > B. Les deux autres bornes des circuits résistifs 3a, 3b sont directement reliées en un point commun 7, lequel transmet le signal résultant composite R à l'entrée 80 d'un circuit d'adaptation d'impédance de sortie 8 du même type que les précédents 5a et 5b. Le commutateur-mélangeur 3a - 3b est, vu de chacune de ses entrées 4a et 4.b > relié à un générateur de tension quasi parfait et est, vu de sa sortie 7, relié à une impédance très élevée, quasiment infinie. En d'au tres termes, les résistances Ra et Rb sont reliées en série à une source d'alimentation.Dans ces conditions, pour un signal résultant R = i(Ka)A + (Kb)B où Ka et Kb sont les gains d'amplification des circuits d'entrée 5a et 5b, les coefficients de pondération ou d'atténuation , , ss représentant les contributions respectives des signaux entrants en sortie du commutateurmélangeur sont:: 0 ss = = Ra / (Rb + Ra) On a bien, comme pour les commutateurs-mélangeurs de la technique antérieure (C + (1-C) = 1), toujours une somme constante des coefficients d'atténuation X t ss = Rb / (Ra + Rb) + Ra / (Ra + Rb) = 1 Si les premier et second signaux de commande sont respectivement le signal C et son opposé -C, les variations des résistances R et R a b sont inverses. Lorsque l'une des résistances est nulle ou quasi nulle, l'autre est très grande ou quasi infinie. Divers composants électroniques peuvent jouer le rôle de résistances variables commandées par une tension, tels que des transistors TEC ou MOS -TEC. Selon une réalisation préférée montréeEL la Fig. 4, les résistances variables 3a, 3b de la Fig. 3 sont réalisées par deux transistors à effet de champ 30a, 30b. Les drains Da, Db des transistors 30a, 30b constituent les bornes 4a, 4b et sont reliés aux sorties des circuits d'entrée 5a, 5b. Les sources 5a, 5b des transistors 30a, 30b sont reliées au point commun de sortie 7. La commande en tension des transistors 30a, 30b se fait par application des premier et second signaux de commande, C et -C, -sur les grilles Ga, Gb de ces transistors. Le circuit de commande pour l'obtention des signaux C et -C, à un facteur d'amplification près, est également montré à la Fig. 4. Selon cette réalisation, il est composé d'un amplificateur différentiel classique 9 qui fonctionne en mode non équilibré et en sortie dissymétrique. Cet amplificateur est composé de deux transistors bipolaires à jonction NPN, 90a et 90b, à émetteurs couplés par un pont de résistances symétriques 91. Le mode non équilibré est assuré par l'application du signal de commande initial C' à l'une des résistances de base des transistors 90a, 90b, telle que 92bdu second transistor 90b, et par l'application du potentiel référé à la terre à l'autre résistance de base, telle que 92a du premier transistor 90a.Le fonctionnement en sortie dissymétrique est réalisé par le fait que la tension de sortie de l'amplificateur différentiel 9 est prise entre deux sorties 93a, 93b de celui-ci qui sont constituées par les collecteurs de transistors 90a, 90b. Les bornes de sortie 93a et 93b délivrent le premier signal de commande C, égal au signal initial C' au gain d'amplification près de l'amplificateur 9, et le second signal de commande -C, inverse du précédent. Les bornes 93a et 93b sont reliées aux grilles Ga et Gb des transistors à effet de champ 30a, 30b, respectivement, Les résistances variables du commutateur-mélangeur de la Fig. 4 sont les résistances drain-source, RaDs et RbDS, des transistors à effet de champ 30a et 30b.Du fait que ceux-ci sont commandés par des signaux opposés, C et -C, lorsque l'un des transistors à effet de champ présente une résistance de conduction croissante, telle que RaDS qui réduit l'amplitude du signal A, l'autre transistor à effet de champ pré sente une résistance décroissante, telle que RbDS qui augmente l'amplitude du signal entrant B. Cependant, contrairement aux commutateurs-mélangeurs de l'art antérieur, les coefficients d'atténuation ne dépendent pas uniquement de l'amplitude du signal de commande. En effet, selon l'invention, les transistors à effet de champ 30a, 30b fonctionnent dans la zone ohmique dite non saturée de leur caractéristique 1D = f (VDS), où ID et V DS sont le DS courant drain et la tension drain-source.La résistance de conduction RDS n'est donc pas uniquement fonction de la tension grille-source, ici de l'ampliXude du signal de commande respectif, comme cela apparaît au regard de la relation suivante RDS = VDS / ID = V p / (2 1DSS (Vp GS VGS VDS DS Dans cette relation, V désigne la tension de pincement qui, lorsque p la tension grille-source VGS est supeieure à V, rend le transistor p bloqué et par suite, la résistance RDS pratiquement infinie, et IDSS désigne le courant drain-source de saturation correspondant à VGS = 0. Pour un transistor à effet de champ donné, V et IDSS sont des constantes. p Ainsi, le coefficient d'atténuation o( 3 d'un signal entrant A, B n'est pas fonction uniquement de la tension de commande grille-source VGs, mais dépend également de la tension au point commun de sortie 7 reliant les deux sources Sa et Sb, c'est-à-dire de la tension drain-source VDS" Par exemple, pour le transistor à effet de champ 30a, la tension drain source VaDs est donnée par la relation suivante, en négligeant les coef ficients d'amplification Ka, Kb des circuits d'entrée 5a, 5b Va5 = (1 - OC) A - Par ailleurs, à tension grille-source VGS constante, la résistance de conduction RDS augmente lorsque la tension drain-source V DS augmente. Ceci caractérise les propriétés de non linéarité d'un transistor à effet de champ. I1 y a donc linéarité pour le signaliA puisque ot est fonction de A, Mais d'après la relation donnant i en fonction de Ra et Rb, c'està-dire de RaDs et de RbDS, le coefficient 0 donc de la tension drain-source VbDS de l'autre transistor 30b et par suite de BB. En conséquence, si l'amplitude de l'un des signaux entrants, tel que B diminue, la tension drain-source VaDs du transistor 30a associée à l'autre signal entrant A augmente, et la résistance drain-source asso ciée RaDs augmente, ce qui diminue le coefficient d'atténuation od . En d'autres termes, lorsque l'un des signaux entrants, tel que B diminue, la pondération de l'autre signal entrant, tel que A, dans le signal resultant diminue. Ceci est particulièrement avantageux pour l'application à l'incrustation d'images en télévision pour laquelle doit être simulée la transparence d'un objet de l'image d'avant-scène pour visualiser à travers celuici une partie de l'image d'arrière-scène. Par exemple, si les signaux analogiques A et B sont respectivement les deux signaux vidéos composites qui sont représentatifs de l'image d'arrière-scène et d'avant-scène, comme selon la réalisation de la Fig. 1 de la demande de brevet européen 80. 400 202. 0, ou bien sont représentatifs des composantes de la meme primaire rouge, verte ou bleue, des signaux vidéos d'arrière-scène et d'avant-scène, comme selon la réalisation de la Fig. 4 de la demande de brevet européen précitée, la transparence est simulée par un fondu en chapé de certaines zones dites de transition de l'image A et de l'image B. Le signal de commande initial C' est celui obtenu par une sélection colorimétrique telle que décrite respectivement pour les réalisations de la demande de brevet européen précitée. A la Fig. 5, on a représenté schématiquement trois commutateursmélangeurs 3Ra 3B et 3V selon la seconde réalisation précitée, respectivement affectés aux composantes primaires rouges, vertes, bleues. Chaque commutateur-mélangeur 3R > 3V et 3B est conforme à l'invention et tel que celui représenté à la Fig. 4, ces deux étages d'entrée 5bR; 5aV 5b ; 5aB 5bg reçoivent, par exemple, de deux séparateurs ate vidéos les composantes primaires associées rouges AR, BR, vertes AV > Bv ou bleues AB, BB Son entrée de commande,reliée à la résistance 92bR; 92bv, 92b de l'amplificateur différentiel qu'il contient, R V B reçoit un signal de commande CR, Cv > C B (correspondant aR'R, o('V 'B selon la demande de brevet européen précitée). I1 restitue en sortie B 7R, 7 7 la composante primaire correspondante RR. RV > RB du signal résultant R. Comme déjà dit dans le préambule descriptif, le décor rapporté par l'image d'arrière-scène A vue en transparence simulée, est teinté par la couleur du fond contribuant à l'élaboration des fronts de transition des signaux de commande CA, CV, CB. Cette pondération du fond est due au terne B dans le signal résultant, où B est égal à la composante primaire associée au commutateur-mélangeur dans le cas présent. Si l'image d'arrière-scène A ne comporte pas de points appartenant au domaine tri chromatique du fond, les signaux composants vidéos AR, AV et A B sont faibles ou nuls. Par conséquent, conformément à ce qui a été précisé pour la non-linéarité d'un commutateur-mélangeur conforme à l'invention, lorsque l'amplitude du signal AR, AV ou A B est nulle ou faible, le coefficient correspondant P se trouve réduit, c'est-à-dire que l'amplitude du signal composant vidéo du fond BR, BV ou B B est plus diminuée. La couleur parasite du fond, indiquant une transparence irréelle selon l'art antérieur, est alors diminuée. REVENDICATIONS I - Commutateur-mélangeur analogique comprenant des moyens de commande (9) recevant un premier signal de commande analogique (C') pour produire, à un coefficient d'amplification près, le premier signal de commande et un second signal de commande analogique, dont l'am plitude est une fonction linéaire de l'opposé du premier signal de commande, et des moyens de commutation (3) recevant deux signaux analogiques entrants (A, B) et commandés par les premier et second signaux de commande pour produire un signal analogique (R) résultant de la combinaison des deux signaux entrants pour laquelle les coefficients de pondération (R,?) sont respectivement proportionnels aux amplitudes des premier et second signaux de commande, caractérisé en ce que les moyens de commutation comprennent uniquement deux circuits résistifs (30a, 30b) variables non linéairement, commandés en tension respectivement par les premier et second signaux de commande (C, -C), dont les entrées (4a, 4b) reçoivent respectivement les premier et second signaux entrants (A, B) et dont les sorties sont directement reliées à une borne commune (7) transmettant le signal résultant (R). 2 - Commutateur-mélangeur analogique conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que les deux circuits résistifs sont des transistors du type à effet de champ (30a, 30b) dont les drains (Da, Db) reçoivent respectivement les signaux analogiques entrants (A, B) et les grilles (Ga. Gb), les premier et second signaux de commande (C, > -C) et dont les sources (Sa, Sb) sont reliées à ladite borne de sortie commune (7). 3 - Commutateur-mélangeur analogique conforme à la revendication 2, caractérisé en ce que les transistors à effet de champ (30a, 30b) fonctionnent en régime non saturé. 4 - Commutateur-mélangeur analogique conforme à l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le seccnd signal de commande (-C) est égal à l'opposé du premier signal de commande (C). 5 - Commutateur-mélangeur analogique conforme à la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens de commande comprennent un amplificateur différentiel (9) fonctionnant en mode non équilibré et en sortie dissymétrique. 6 - Commutateur-mélangeur analogique conforme à l'une des revendications 1 à S, caractérisé en ce qulil comprend,entre la borne d'entrée du commutateur (6a, 6b) recevant un signal entrant (A, B) et la borne d'entrée (4a, 4b) du circuit résistif (30a 30b),un circuit d'adaptation d'impédance (5a, 5b). 7 - Commutateur-mélangeur analogique conforme à l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les signaux entrants (A, B) sont des signaux composants vidéos (AR, BR ; A V' B ; AB, BB) relatifs à une même composante primaire de deux signaux vidéos composites, ou sont deux signaux vidéos composites (A, B).