Brevet FR2485829A1 — publié le 19811231

La présente invention se rapporte- au domaine des amplificateurs en circuits intégrés et concerne plus parti- culièrement un amplificateur différentiel IOS (métal-oxyde- semi-conducteur) à canal N de faible puissance, constitué par deux transistors à effet de champ MOS d'entrée à trans- conductance, connectés à des entrées positive et négative, avec une seule ligne de source commune qui est placée dans un circuit de réaction dans le but d'amplifier la différence entre un signal d'entrée appliqué aux bornes d'entrée, et pour la réfection de signaux d'entrée en mode commun. Les récents développements des techniques de fil- trage à condensateurs commutés ont fait apparaître le besoin d'un auiplificateur différentiel à faible puissance qui peut être utilisé pour réaliser des filtres de précision en tech- nologie MOS monolithique sans imposer de réglage et avec un gain et une réponse en fréquence pratiquement stables malgré des variations accidentelles de production dans le traite- ment des lots individuels de circuits intégrés de concep- tions identiques. Une faible consommation d'énergie est extremement importante dans les filtres des systèmes à modulation par impulsions codées car les systèmes de commutation télépho- niques doivent fonctionner sur des batteries de secours. Etant donné que de nombreux amplificateurs différentiels sont nécessaires dans chaque filtre de modulation par im- pulsions codées, une faible consommation d'énergie et une insensibilité aux variations de traitement sont importantes. Autrement dit, le gain maximal doit être obtenu avec un nombre minimal de transistors sans sacrifier la stabilité ou la rejection en mode commun. Deux problèmes importants posés par la conception des amplificateurs différentiels sont la conversion diffé- rentielle-unipolaire sans perte de gain et avec une forte réfection en mode commun. n ce qui concerne la conversion différentielle-unipolaire il est nécessaire de convertir un amplificateur différentiel normal à deux entrées et deux sorties en un amplificateur à deux entrées et une seule sor- tie sans perdre pour autant la moitié du gain de l'amplifi- cateur. En ce qui concerne la rejection en mode commun, il est souhaitable d'obtenir une tension de sortie nulle lors- que les deux entrées varient- de la même manière dans la mê- me polarité et en même temps. Des amplificateurs opérationnels sont très fréquem- ment utilisés comme des blocs élémentaires d'autres systèmes électroniques. Ils sont utilisés principalement avec une réaction extérieure pour remplir des fonctions telles que d'obtenir un bloc de gain stable, l'intégration et le fil- trage. L'amplificateur opérationnel idéal est une source de tension commandée par tension avec deux bornes d'entrée et une seule borne de sortie. Dans le cas idéal, un amplifica- teur opérationnel possède un gain élevé, une tension de sor- tie nulle quand la différence entre les tensions d'entrée est nulle, un courant d'entrée nul, une résistance de sor- tie nulle pour augmenter le gain au maximum, aucune dépen- dance de la fréquence, aucune dépendance de la température, aucune distorsion, aucune dépendance du traitement et une faible consommation. En général, un amplificateur opérationnel comporte un amplificateur différentiel d'entrée comprenant un cir- cuit de conversion différentiel-unipolaire afin de permettre que le signal de sortie soit prélevé à une seule borne de sortie, avec une boucle de réaction en mode commun pour ac- croitre la réfection en mode commun. Après l'amplificateur différentiel d'entrée, un étage de décalage de niveau est utilisé pour décaler la composante continue du signal de sortie vers zéro par rapport à une masse analogique, afin que la tension de sortie soit presque nulle pour une ten- sion d'entrée nulle. Enfin, un étage de sortie à faible gain est utilisé pour abaisser la résistance de sortie de l'amplificateur opérationnel et pour accroitre la possibili- té d'attaque en courant car les étages d'entrée et de gain peuvent rarement fournir le courant de sortie nécessaire et présente généralement des impédances de sortie élevées. une manière d'effectuer la conversion différentiel- le-unipolaire consiste simplement à prélever le signal de sortie d'un seul des deux points de sortie de l'amplifica- teur différentiel. Les inconvénients de ce procédé sont que le gain n'est que la moitié de celui qui serait obtenu si une sortie différentielle était utilisée, et que le signal de sortie contient non seulement une composante différentiel- le mais aussi une composante de mode commun. L'invention concerne donc un amplificateur diffé- rentiel qui utilise des circuits simples compatibles avec le traitement des transistors à effet de champ MOS à canal N pour obtenir un gain et une réponse en fréquence supportant les variations de température et de traitementet qui peut attaquer convenablement la plupart des types communs de charge, de façon stable, avec une faible consommation en courant et une réjection élevée en mode commun. Un circuit de réaction simple et à large bande remplit simultanément les fonctions de conversion différentielle -unipolaire et d'augmentation de la réjection en mode commun. D'autres caractéristiques et avantages de l'inven- tion apparaîtront au cours de la description qui va suivre Aux dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exemples nullement limitatifs: La figure 1 est un schéma d'un amplificateur opé- rationnel sans l'étage de sortie et utilisé lorsque l'impé- JO dance de la charge est connue et lorsqu'une grande capacité d'attaque en courant n'est pas importante, La figure 2 est un schéma d'un amplificateur opé- rationnel avec un étage de sortie, La figure 3 est un schéma d'un amplificateur opé- rationnel avec un étage de sortie modifié pour les cas o de forts courants d'attaque doivent être fournis, et avec plusieurs dispositifs de commutation de réduction de consom- mation. La figure 1 représente donc un amplificateur diffé- rentiel à transistors à effet de champ 5'iOS comprenant des transistors à effet de champ MIOS 10 et 12, des transistors à effet de champ MOS 24 et 26 d'impédance de charge et un transistor à effet de champ 38 de source de courant, com- prenant chacun une grille, un drain et une source. La grille du transistor 10 est connectée à une bor- ne d'entrée 14 et son drain est connecté à une première bor- ne de sortie 16. La source du transistor 10 est connectée à un point de réaction 18. Le transistor 10 remplit la premiè- re de deux fonctions de transductance dans l'amplificateur différentiel. Le courant dans ce transistor est forcé de rester pratiquement constant pour les signaux d'entrée dif- férentiels et en mode commun sous l'effet d'un dispositif qui fournit une réaction et qui sera décrit plus en détail ci-après. La grille du transistor 12 est connectée à la se- conde borne d'entrée 20 et son drain est connecté à la se- conde borne de sortie 22. Sa source est connectée au point de réaction 18. Le transistor 12 remplit la seconde fonc- tion-de transductance de l'amplificateur différentiel, c'est -à-dire qu'il tend à changer son courant drain-source en changeant la tension grille-source. Des charges de haute impédance sont constituées par les transistors MOS 24 et 26. Leurs drains sont connec- tés à une première source de tension 28 qui, dans la tech- nologie des circuits intégrés à canal N est généralement une tension V., positive de cinq volts. Les sources sont connectées respectivement aux pre- mière et seconde bornes de sortie 16 et-22. Ces transistors peuvent être du type enrichi avec leurs grilles connectées à leurs sources ou leurs grilles peuvent être connectées à un signal d'horloge d'une caractéristique prédéterminée choisie de manière à établir l'impédance correcte pendant le fonctionnement actif, mais un courant nul dans l'état de fai- ble alimentation. Mais dans le présent mode de réalisation, ce sont les transistors du type appauvri avec les grilles connectées aux sources. La géométrie de ces deux transistors MOS est choisie de manière à établir le bon point de fonc- tionnement pour les transistors d'entrée 10 et 12. Des com- posants du type appauvri sont choisis car ils peuvent pré- senter une plus haute impédance et par conséquent, un gain plus élevé et une plus faible dissipation d'énergie en rai- son du plus faible courant à l'état de repos, comme cela est expliqué plus en détail aux pages 267et 268 du texte iviOS/LSI Design and Application de W.N. Carr et Jack P. Mize, McGraw-Hill Book Company (1972). Le circuit qui assure la réaction de l'amplifica- teur différentiel pour obtenir la conversion différentielle- unipolaire et pour augmenter la rejection en mode commun comporte des transistors à effet de champ MOS 30, 32, 34, 36 et 38. La grille du transistor 30 est connectée à la pre- mière borne de sortie 16 et son drain est connecté à la pre- mière source de tension 28, Vcc. Sa source 16 est connectée au drain du transistor 32 et à la grille du transistor 34. Le transistor 30 produit un signal de réaction à sa source, proportionnel au signal. à la première borne de sortie 16 et de méme polarité. Ce résultat est obtenu en coopération avec les autres éléments du circuit de réaction, comme cela sera décrit plus en détail par la suite. Le transistor 32 remplit la fonction d'une source de courant qui délivre un courant pratiquement constant. Sa grille est connectée à la grille du transistor 36, et ses deux grilles sont connectées au circuit qui fournit une tension constante d'attaque de grille comme cela sera décrit plus en -détail par la suite. La source du transistor 36 est connectée à une seconde source de tension 44, V^B^^^^ qui dans la technologie MOS à canal N est le tension de pola- risation de substrat de l'tordre de 5 volts négatifs. Dans d'autres modes de réalisation, le transistor 32 peut être remplacé par un composant de très haute impédance et dans le Cas idéal, d'une impédance infinie connectée à une source de tension négative très élevée. Dans le présent mode de réali- sation, il s'agit d'un transistor à effet de champ i'iOS d'im- pédance de sortie finie apparaissant au drain et avec un courant constant entre le drain et la source grâce à la tension grille-source constante. Les caractéristiques de courant de drain des tran- sistors à effet de champ:hOS en fonction des tensions drain- source et grille-source sont décrites quantitativement et qualitativement et expliquées au chapitre 1 de "IMOS Device Physics"de Carr et Mize,pages 1 à 56. in particulier, la caractéristique de courant de drain d'un composant du type enrichi fonctionnant dans la région linéaire ou triode est, comme le donne la formule de cet ouvrage 1-104, page 44: (1) M = K (VG - VT) VD - VD2] 2 et le courant de drain dans la région de saturation lors- qu'en valeur absolue V = V - V est donné par: D G T (2) D= K (FG - VT) o ID= courant drain-source: K = constante directement proportionnelle à la mobilité des porteurs, la perméabilité de l'oxyde et la largeur de la région de canal, et inversement proportionnel à l'épaisseur de l'oxyde et à la longueur du canal; VG = tension grille-source; VT = tension seuil à laquelle le courant commence à circuler; v. = tension drain-source. Il ressort de l'équation 2 qu'à la saturation, pour une tension grillesource constante, le courant de drain reste relativement constant en fonction de la tension source- drain car Vf1 n'apparait pas dans la formfule. Cela suppose que VT, tension seuil, reste constante comme cela est normal si l'effet de corps est négligé. La tension seuil est géné- ralement déterminée par la réalisation du composant et elle est constante sauf en ce qui concerne l'effet de polarisation inverse de grille résuJlnnt de changement de tension du subs- trat par rapport au canal conducteur. Une expression de VT tenant compte de cet effet est donnée par l'équation 1-122 de l'ouvrage précité. Ainsi, le courant de drain dans la région de satu- ration est constant pour une tension grille-source constante, même si la tension drain-source varie. Si l'on trace la tension drain-source en abscisse, le courant de drain est généralement représenté par un faisceau de lignes horizon- tales parallèles, l'une pour chaque valeur discrète de la tension grille-source, des valeurs de VG plus élevées cor- respondant à un courant de drain plus élevé et constant. Une telle caractéristique horizontale de courant de drain re- présente une impédance de sortie infinie du transistor 32, ce qui n'est pas le cas pour les transistors à effet de champ MOS réels. Ils ont une résistance drain-source élevée, mais finie dans la région de saturation, provoquée par des effets secondaires. Il résulte de cette résistance de sortie finie, une faible pente de la caractéristique de drain du transistor 32. Le premier-signal de réaction à la source 46 du transistor 30 est provoqué par un courant pratiquement cons- tant circulant dans le conducteur 46 sous l'effet du tran- sistor 32. Etant donné qu'un courant pratiquement nul circu- le dans la grille du transistor 34, le courant de drain du transistor 30 est pratiquement égal à celui du transistor 32 et il est pratiquement constant. Les transistors 30 et 32 fonctionnent en charge de source avec la tension de sortie appliquée à la grille du transistor 34. Etant donné que le gain en tension d'un transistor à charge de source est voi- - sin de l'unité, la tension à la grill-e du transistor 34 suit la tension à la première borne de sortie 16. Une analv- se quantitative d'un amplificateur à charge de source est donnée dans l'article précité, chapitre 9.3.2 aux pages 282 et suivantes. Autrement dit, et en tenant compte des équations 1 et 2,les caractéristiques physiques des transistors 30 et 32 sont choisies de manière qu'ils fonctionnent en charge de source, avec le transistor 30 à saturation et un courant pratiquement constant dans la ligne 46. Quand la tension à la première borne de sortie 16 tend à varier, la source 46 du transistor 30 doit suivre afin de maintenir une tension grille-source constante. La tension à la grille du tran- sistor 34 est égale à une tension seuil plus une petite par- tie de tension de déblocage grille-source au-dessous de la tension à la première borne de sortie 16. Il se produit une poursuite constante entre la tension à la borne de sortie 16 et la tension à la grille du transistor 34, la tension à la grille de ce dernier étant toujours constante, au- dessous de la tension à la première borne de sortie 16. De même que le transistor 32, le transistor Do remplit la fonction d'une source de courant fournissant un courant pratiquement constant. Sa source est connectée à la seconde source de tension 44, VB. Son drain 42 est connec- té à la source du transistor 34 dont le drain est connecté à la première borne de sortie 16. Le transistor 36 reçoit la même attaque de grille qoe le transistor 32 et sa géométrie est la même, et par conséquent son courant de drain est pratiquement le même que celui du transistor 32. Le transistor 34 à pour fonction de fournir une tension -réaction de dérivation, c'est-à-dire un signal de seconde réaction négative, à la première borne de sortie 16. Etant donné que le courant dans le transistor:4 est prati- quement constant et étant donné que sa tension de grille suit la tension à la première sortie 16, sa tension de sour- ce doit changer afin de suivre la tension à la source 46 du transistor 30. La tension de source doit changer pour mainte- nir constante la tension grille-source du transistor 34. Cette tension grille-source pratiquement constante au tran- sistor 34 comprend lalansion VT du transistor 34 plus une partie de tension de déblocage qui établit le point de pola- risation de repos. En réalité, la tension grille-source du transistor 34 n'est pas tout à fait constante. Les transistors 34 et 36 fonctionnent dans le mode de saturation et une résistance élevée, mais finie, est présentée entre la source du tran- sistor 34 et la seconde source de tension 44, V^B^. Quand la tension de grille commence à augmenter par rapport à la source, la transconductance du transistor 34 tend à augmen- ter le courant de drain. Le courant de drain accru passe par l'impédance de sortie très élevée du transistor 36, éle- vant ainsi la tension drain-source aux bornes du transistor 36. Cela élève la tension à la source 42 du transistor 34, mais pas tout à fait autant que la tension de grille. La tension grille-source légèrement augmentée et le courant de drain légèrement accru dans -le transistor 34 font que la tension à la première borne de sortie 16 tend à diminuer vers son niveau initial, avant la variation des signaux d'entrée. Le résultat final est que la tension à la borne de sortie 16 reste pratiquement constante. Le transistor 34 peut être considéré comme un am- plificateur standard à transistor,avec une haute résistance de réaction entre sa source et la masse et une résistance de charge encore plus élevée entre son drain et la masse, par la première source d'alimentation 28, V... Quand la tension de grillo augmente, mais pas tout à fait autant, augmentant ainsi le courant de drain dans la résistance de charge. Cela entraine une chute de tension accrue aux bornes de la charge, et abaisse la tension de sortie du drain. L'impédance de charge du transistor 34 est l'impé- dance fixe du transistor 24 en parallèle avec l'impédance de sortie du transistor 10. Le gain en tension du transistor 34 entre sa grille et son drain dépend de la transductance du transistor 34 et du rapport entre l'impédance de charge et l'impédance de source. La tension à la borne de sortie 16 est d'autant plus stable que le gain en tension du transis- tor 34 est plus élevé. Le transistor 38 complète le circuit assurant la réaction. Sa grille est connectée à la source 42 du tran- sistor 34 et sa source est connectée à la seconde source de tension 44, VBB. Son drain est connecté au point de réac- tion 18. Le transistor 38 a pour fonction d'augmenter la réfection en mode commun de l'amplificateur différentiel et de compléter la conversion différentielle-unipolaire de l'amplificateur différentiel. Ce résultat est obtenu de la manière suivante. Quand la tension à la source 42 du transistor 34 augmente et diminue, avec les tentatives de variation de la tension de sortie à la première borne de sortie 16, la tension grille-source du transistor 38 augmente et diminue. Il en résulte que le courant de drain du transistor 38 aug- mente et diminue et la tension au point de réaction 18 va- rie en proportion inverse. Autrement dit, lorsque la tension à la grille augmente, le courant de drain du transistor 38 augmente et la chute de tension aux bornes de sa charge aug- mente, réduisant la tension à son drain, c'est-à-dire au point de réaction 18. Cela à l'effet suivant sur les si- gnaux d'entrée en mode commun. Quand les signaux aux bornes d'entrée 14 et 20 augmentent tous deux en mode commun par rapport à la secon- de source de tension 44, la transconductance des transistors d'entrée 10 et 12 tente de convertir l'augmentation de tension aux grilles en un courant de drain accru sous l'effet de la résistance de sortie finie du transistor 38. L'aug- mentation de courant de drain tend à réduire les tensions aux première et seconde bornes de sortie 16 et 22. Milais le cir- cuit de réaction corrige la tension à la borne de sortie 16 pour la ramener à sa valeur relativement constante. La chute momentanée de tension a la première borne de sortie 16 est transmise à la source 42 du transistor 34, comme cela a déjà été expliqué. Cette chute de tension est appliquée à la grille du transistor 38 et tend à réduire son courant de drain. Il en résulte que la tension au point de réaction 18 augmente et réduit la tension grille-source aux transistors d'entrée, vers le niveau initial. Autrement dit, l'augmentation momentanée de la tension grille-source est ramenée à la source des transistors d'entrée 10 et 12 par le circuit de réaction, de sorte que la tension de source des transistors d'entrée augmente et que la tension grille- source reste constante. La tension grille-source constante se traduit par un courant de drain constant des transistors d'entrée 10 et 12 et en une tension constante aux première et seconde bornes de sortie 16 et 22. Par conséquent, des - signaux d'entrée en mode commun n'entrainent aucun change- ment du signal de sortie de l'amplificateur différentiel à la seconde borne de sortie 22. En ce qui concerne les signaux d'entrée en mode différentiel, l'effet du circuit produisant la réaction est que pratiquement tout le signal de sortie de l'amplifica- teur différentiel apparnit à la seconde borne de sortie 22, effectuant ainsi une conversion différentielle-unipolaire, pratiquement sans perte du signal de sortie. Le mécanisme de cette conversion est le suivant.- Il sera supposé que la tension à la borne d'entrée 14 com- mence à augmenter mais que la tension à la borne d'entrée reste constante. Selon le mécanisme déjà expliqué, le courant dans le transistor d'entrée 10 est maintenu constant par l'augmentation de la tension de source au point de réac- tion 18. 'iais cette même augmentation de la tension de sour- ce au point de réaction 18.a pour effet de réduire la ten- sion grillesource du transistor d'entrée 12, tendant ainsi à réduire son courant de drain. Par conséquent, pratiquement toute la différence entre les tensions d'entrée des bornes 14 et 20 apparait entre la grille et la source du transistor d'entrée 12. Cette tension différentielle d'entrée est con- vertie en une variation de courant de drain du transistor d'entrée 12 égale à la transductance de ce composant multi- plié par la petite tension grille-source. Ce courant de drain réduit se retrouve à la seconde borne de sortie sous forme d'un courant d'un signal de sortie réduit. La tension à cette seconde borne de sortie est maintenue constante par un circuit de réaction dont'la réalisation et le fonction- nement sont similaires à ceux du circuit qui assurent la réaction à la première borne de sortie. Etant donné que la tension à la seconde borne de sortie est maintenue constante le courant dans l'impédance de charge 26 reste constant car le transistor 26 est un composant appauvri connecté pour représenter une impédance fixe. Etant donné que le courant qui circule à la seconde borne de sortie 22 par le transis- tor 26 est constant, mais que le courant circulant dans le transistor 12 diminue, le courant de sortie à la seconde borne de sortie 22 par le transistor 50 augmente. Le circuit connecté à la seconde borne de sortie constitue un circuit deréaction pour maintenir constante * la tension continue à la seconde borne de sortie, et un cir- cuit de décalage de niveau continu pour une faible intensi- té du signal. La grille du transistor 48 est connectée à la seconde borne de sortie 22 et son drain est connecté à la première source de tension 28. Le drain du transistor 50 est connecté à la seconde borne de sortie 22 et sa grille 56 est connectée à la source du transistor 48. Le drain du transistor 52 est connecté à la source du transistor 4d et sa source est connectée à la seconde source de tension 44, VBB. Le drain 58 du transistor 54 est connecté à la source du transistor 50. Le drain du transistor 54 constitue une troisième borne de sortie. La source du transistor 54 est connectée à la seconde source de tension 44, V.. La grille du transistor 54 est connectée à la grille du transistor 52 et les deux grilles sont connectées à une source de courant constant 60 de manière à recevoir la mnme attaque de grille que les transistors 32 et 36. Les géométries des transistors 52 et 54 sont identiques à celles des transistors 32 et 36 et les tensions d'attaque de grille de ces quatre transis- tors sont les mêmes. Ainsi, les transistors 32, 36,52 et 54 sont identiques, avec des courants constants. Le mécanisme destiné a maintenir la tension à la seoonde entrée 22 pratiquement constante est le même que ce- lui déjà expliqué. La composante continue du signal de sorie à la borne de sortie 22 est décalée vers le bas, en un niveau continu à la troisième borne de sortie 58, inférieure de la tension grille-source du transistor 48 et de la tension grille-source du transistor 50. Au repos, les tensions grille- source des transistors 48 et 50 sont pratiquement constantes et sont telles qu'elles décalent vers le bas le niveau conti- nu jusqu'à un niveau voisin du niveau continu de la seconde source de tension 44. Autrement dit, le transistor 48 produit un signal de réaction à sa source 56, proportionnel au signal à la seconde sortie 22 et de même polarité. le transistor 50 dé- livre à sa sourze 58 un signal proportionnel au sic-'nal de la seconde sortie 22 et de même polarité mais dont le niveau continu est voisin de celui de la seconde source de tension 44. Des courants pratiquement constants circulent dans les drains des transistors 52 et 54. La source de courant constant b0 délivre un cou- rant constant aux drains des transistors 32, 3>, 52 et 54 produisant ainsi une tension de grille pratiquement con- stante. La source de courant zo est constituée par des transistors o2, 04, 56 et -,R. Le transistor,2 est un tran- sistor à effet de champ MOS du type appauvri dont la géo- métrie est proportionnée par rapport aux transistors 24 et 2' de manière que le courant de drain du transistor 62 soit toujours prochede la moitié du courant qui circule dans les transistors 24 et 20. Plus particulièrement, le rapport entre la largeur et la longueur du canal du tran- sistor.i2 est la moitié de celui des transistors 24 et 2,. [e drain du transistor o-2 est relié à la première source de tension 2R et sa grille est aussi reliée à cette source. Le drain du transistor o4 est relié à la première source de tension 28 et sa grille est connectée à la source du transistor o2. Le drain o>6 du transistor 60o est connec- té àla source du transistor 64 et à sa propre grille. Le circuit drain-grille du transistor 66 est également connec- té aux grilles des transistors 32, 36, 52 et 54. La source du transistor 66 est reliée à la secondesource de tension 44, VBB. Le drain 72 du transistor 6OR est connecté à la source 72 du transistor 62 et sa grille est connect.ée à la grille du transistor 70. La source du transistor 69 est re- liée à la seconde source de tension 44. La source 60 de courant constant fonctionne de la manière suivante. Le transistor 62 est réalisé de manière à se comporter comme un miroir pour les variations de traitement et les variations de tension d'alimentation qui affectent le courant dans les transistors 24 et 20. Autrement dit, étant donné que le rapport entre la largeur et la longueur du transistor o2 est la moitié de celle des transistors 24 et 20, si des variations de traitement entre des lots de pastille font changer les tensions seuil des transistors 24 et 20, changeant ainsi les courants qui y circulent, les mtmes variations affectent dans les mûmes proportions le courant du transistor 62. Autrement dit, si les variations de tension d'alimentation ou de traite- ment entraînent une augmentation de 1ia, des courants dans les transistors 24 et 26, les mêmes variations entraînent une augmcntation rle 105o du courant dans le transistor b2. Le courant du transistor 62 est égalemnent le cou- rant de drain du transistor 6P, éal à la moiti6 du cou- rant qui circule dans chacun des transistors 24 et 26. Les géométries des transistors 6,q et 66 sont identiques et elles sont les mêmes que celles des transistors 32, 3j, 52 et 54. Les attaqu$s de grille des six transistors J8, 66, 32, 36, 52 et 54 sont établies par le transistor 54 qui forme une boucle de réaction avec les transistors 6P et 6o afin de stabiliser la tension au drain 72 du transistor 68 et au drain/grille 70 du transistor 66. La tension au drain 72 du transistor b8 est établie habituellement par la tension drain-source du transistor 62, à savoir une tension établie par la réali- sation du transistor 62 qui détermine sa résistance de sortie. Si des variations de traitement ou de tension d'alimentation tendent à provoquer une variation de ten- sion au point 72, le courant de drain du transistor 64 change car sa grille est connectée au point 72. Le tran- sistor 64 fonctionne en charge de source à transconduc- tance, avec sa résistance de source égale à la résistance du transistor 56 du type enrichi avec sa grille connectée à son drain. Autrement dit, le transistor 56 présente un circuit de basse impédance à partir de la seconde source de tension 441 vers la source du transistor 64. Si les courants de drain des transistors 64 et ỉ) commencent à varier, la tension au point de drain 70 varie également et, étant donné que ce point est connecté à la grille du transistor i), il change l'attaque de grille du transistor 68 entratnant une variation de son courant de drain. Quand le courant de drain du transistor 68 change, la tension au point 72 tend à changer dans unesens opposé à celui du chanrement initial qui a entrainé les variations. Par exemple, si la tension au point 72 tend à aurmenter, le transistor 64 produit un si-na! de réac- tion à son point de source 70, proportionnel à la tension au point 72 et de même polarité. La tension croissante au point 70 entra ne une augmentation du courant de drain du transistor 6R et o2 tendant à ramener au niveau ini- tial la tension au point de drain 72. Autrement dit, le transistor o8 produit une contre-réaction suffisante sur la source du transistor o2 pour que le point 72 reste à une tension pratiquement constante, de sorte que le cou- rant dans les transistors 62 et 68 reste constant. Il en résulte que la tension au point 70 et aux grilles des tran- sistors 68, o6, 32, 52 et j4 reste pratiquement constante. Etant donné que les six transistors sont de géométrie identique, avec des tensions identiques d'attaque de grille pratiquement constantes, les courants de drain de ces six transistors sont pratiquement constants. Le dernier maillon du circuit de poLarisation est le transistor à effet de champ MiOS 38. Ce composant est réalisé de manière que son rapport entre la largeur et la longueur du canal soit le double de celui des tran- sistors 24 et 26. En outre, les transistors 30 et 34 sont réalisés de manière que la chute de niveau continu en fonc- tionnement au repos à partir du niveau continu de la pre- mière sortie là jusqu'au point de grille 42 du transistor 38 soit telle qu'au repos, la tension grille-source du transistor 38 soit la même que celle des transistors 32 et 34. Si le courant qui circule dans chacun des transis- tors 24 et 20 est 21, les courants de repos qui circulent dans les transistors 62, 64, oS, 66, 32, 30, 52, 54, 30, 34, 50 et 48 sont tous égaux à I. Etant donné que les cou- rants de repos dans les transistors 34 et 50 sont égaux à I, les courants qui circulent dans les transistors 10 et 12 doivent être égaux à I car un courant de 2I circule dans les transistors 24 et 26 et un courant nul dans les grilles des transistors 30 et 4R. Le courant de repos du transistor 38 est 2I. Le circuit qui amplifie le signal de sortie à la troisième borne de sortie 58, c'est-à-dire au point de drain du transistor 54, est le second étage de gain. Il est constitué par des transistors à effet de champ M0os 74 et 76. Le transistor 74 peut être un composant en mode enrichi avec sa grille connectée à son drain et à une pre- mière source de tension 28, ou un transistor du type enri- chi ou appauvri aves sa grille connectée à une quatrième source de tension d'une caractéristique prédéterminée pour qu'il alimente une impédance de charge en fonctionnement actif et coupe tout courant dans un état de faible alimen- tation. Dans le présent mode de réalisation, le transistor 14 est du type appauvri avec sa grille connextée à sa source et son drain relié à la première source de tension 28. Le transistor 74 constitue l'impédance de charge du transistor 76 qui amplifie le signal à la troisième sortie 58 et qui l'applique à la quatrième sortie 78. Le drain du transistor 76 est connecté à la source du transistor 74 et à la quatrième sortie 78, et sa grille est connectée ào la troisième sortie 58 tandis que sa source est connectée à sa seconde sourcd de tension 44, Vbb. Le condensateur 80 et un composant d'impédance 82 sont utilisés pour la compensation interne de l'amplifica- teur différentiel. Le condensateur 80 peut être un compo- sant à pellicule mince ou un condensateur à jonction PN mais, dans le présent mode de réalisation, il s'agit d'un condensateur MOS avec une première borne connectée à la troisième sortie 5R. Le composant d'impédance 82 peut être une résis- tance en pellicule mince ou diffusée mais, dansle présent mode de réalisation, il s'agit d'un transistor à effet de champ MOS du type appauvri avex sa grille connectée à sa -source pour qu'il se comporte comme une haute impédance. La source est connectée à l'autre borne du condensateur 80. Le drain du transistor 82 est connecté-à la quatrième sortie 78. Le condensateur 80 et le transistor 82 fonction- nent ensemble pour transformer le second étage de gain en un intégrateur. La fonction du condensateur 80 est de sé- parer les p8lesdans la fonction de transfert du second étage de gain afin que le premLier pale dominant produit par la capacité d'entrée du transistor 76 vue de la troi- sième sortie 58 soit abaissé en fréquence, de manière à appara tre à, environ 1 kiz. En remme temps, le second p6le produit par la capacité répartie à la quatrième sortie 78 apparait à une fréquence plus élevée que le point de gain unitaire, c'est-à-dire 2 MiHz ou au-dessus. j) Le but de cette technique de séparation des pales est d'assurer la stabilité de l'amplificateur. Autrement dit, en déplaçant le second pèle au-delà du point de gain unitaire, une marge suffisante de phase est obtenue pour que le déphasage ne soit pas 180 au point de sain uni- taire, condition qui entra nerait l'oscillation de l'am- plificateur. La fonction du composant d'impédance sous la forme du transistor 82 est de déplacer le demi-plan nul qui résulte de la séparation des p8les dans le plan gauche afin d'anhuler le second pale dominant et assurer la sta- bilité. Son impédance est choisie de manière à situer exactement audessus du second pale, de sorte que le zéro ne prolonge pas le point de gain unitaire en déhors de la région o apparait un déphasage de 180 , pouvant entraîner une instabilité. Les procédés de compensation des amplificaeurs sont bien connus, et une explication plus détaillée de ce sujet se trouve dans l'ouvrage de CGray et Mieyer, Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, Wiley & Sons, Inc. (1977), Library of Congress NO 1K 7874.6688R, particulièrement au chapitre 9.4.2, pages j12 et suivantes Le second étage de gain constitué par les tran- sistors 76, 74, 82 et le condensateur 80 intègre - le courant desortie de l'étag.e d'entrée différentielle après qu'il soit passé par le circuit de décalage de ni- veau constitué par les transistors 48, 50, 52 et 54. Dans le but de réduire au minimum le dépniasae par le circuit de décalage de niveau, les transistors 48 et 50 sont agencés en une boucle de réaction dérivationdérivation -35 locale pour obtenir une faible impédance par l'étame de décalage de niveau. Une pastille de filtre de modulation par im- pulsions codées doit pouvoir attaquer différentes sortes de charge appliquées à l'extérieur par l'utilisateur. Ainsi, l'amplificateur opérationnel décrit un retard de la Figure 1 doit comporter une sorte ou une autre d'étage de sortie lorsqu'il est utilisé à la sortie d'un j filtre d'émission ou de réception. Cet étage de sortie doit avoir une faible impédance de sortie et de très bonnes propriétés de source et de récepteur de courant bien qu'il ne doive pas consommer une énergie d'ali- mentation exaMerée. L'étage de sortie doit pouvoir atta- quer les charges résistives minimales, par exemple de 3000 Ohms, avec unecapacité maximale en dérivation tout en suivant fidèlement un signal de grande amplitude avec des crêtes à + ou - 3,2 Volts. La Figure 2 montre l'étage de sortie couplée avec l'amplificateur opérationnel. Des transistors à effet de champ MIOS 84 et 8b fournissent la possibilité de forte attaque en courant de l'étage de sortie en si- mulant des composants à canaux complémentaires à fonc- tionnement symétrique. Le drain du transistor 84 est con- necté à la première source de tension 28, vcc. Sa grille est connectée à la quatrième sortie 78, c'est-à-dire au point de drain du transistor '76 et sa source est connec- tée à une cinquième sortie 88 qui constitue la sortie de l'amplificateur opérationnel. Cette sortie est égale- ment connectée à un dispositif qui constitue une impé- dance de charge du transistor 84 comme cela sera expliqué en détail par la suite. Le transistor 84 fonctionne en mode de charge de source, présentant une basse impédance de sortie à la cinquième sortie SR. Le circuit qui présente une impédance de charge pour le transistor 84 est connecté entre la source de ce dernier et la seconde source de tension 44. Ce cir- cuit doit fonctionner en formant une source de courant qui prélève une intensité croissante du courant à la charge extérieure connectée à la cinquième sortie pen- dant une moitié de la sinusoïde de sortie, mais une in- tensité décroissante pendant l'autre alternance. Autre- ment dit, quand le signal de sortie à la cinquième sortie PR devient plus négatif à partir de O Volt pour des com- posants à canal N, la source de courant doit prélever à la charge un courant d'intensité croissante. Mais quand la tension de sortie augmente dans le sens positif à par- tir des niveaux faibles voisins de zéro, la source de courant doit réduire au minimum le courant vers la seconde source de tension 44 tout en servant d'impédance de charge du transistor 94 fonctionnant en charge de source. Cet étase de sortie peut être réalisé de nombreu- ses manières différentes, y compris en utilisant les tran- sistors complémentaires fonctionnant en classe B ou As, pour produire des courants de sortie d'une polarité ou l'autre. De plus, en utilisant une contre-réaction, lim- pédar. ce effective de sortie peut être réduite. Mais dans le présent mode de réalisation, des composants à canal Y sont Utilisés pour simuler un composant à canal P, simu- lant ainsi une paire de transistors de sortie complémen- taires. Dans le présent mode de réalisation, le circuit qui constitue la source de courant précitée comprend des transistors à effet de champ MOS 86, 90, 92 et 94. Le tran- sistor 90 est un composant du type appauvri dans le présent mode de réalisation et son drain est connecté à la première source de tension 28, et sa erille à la grille 58 du tran- sistor 76. Le transistor 96 présente un circuit d'alimenta- tion directe depuis la troisième sortie vers la source du transistor 90 pour réduire au minimum le dépnasaee dans le second étape de drain, les transistors 7o et 74. Ce circuit est réalisé de manière à obtenir une tension de décalage pratiquement nulle entre la tension à la vrille 58 et la source 96 du transistor 90. Le drain du transistor 86 est connecté à la cin- quième sortie 9R, sa source à la seconde source de tension 44 et sa grille à la source 9o du transistor go. Le tran- sistor R8 a pour fonction de détecter le signal à la sour- ce 96 du transistor 90, indiquant la tension à la cin- quième sortie R8. Le transistor 86 devient plus conducteur pour augmenter les signaux de sortie dans une alternance de la sinusoïde de sortie, et moins conducteur pour les petits sitnaux voisins de zéro, et de moins er moins con- ducteur pour les si.'naux croissants dans l'autre alter- nance de la sinusoïde de sortie. Dans le présent mode de réalisation, les tran- sistors à effet de champ MOS 90Oet 92 sont respectivement des composants du type appauvri et du type enrichi, et sont réalisés de manière que la tension à la source 96 du transistor 90 suive la tension à sa Grille 58 avec une tension de décalage pratiquement nulle, et aussi de maniare que le transistor 90 commence à devenir plus con- ducteur et le transistor 92 moins conducteur quand la tension à la grille 5È du transistor 76 rend ce dernier plus conducteur. Cela réduit au minimum les distorsions au passae par zéro. Un circuit de réaction connecté à la cinquième sortie PR, à la première source de tension 28 et à la grille du transistor g6 peut abaisser l'impédance de sor- tie vue par une charge extérieure connectée à la cinquième sortie PR. Il produit également une réaction à la grille du transistor P6 pour stabiliser la tension à la borne de sortie FR, en aidant à réduire au minimum la surmodula- tion pour les charges fortement capacitives. Le drain du transistor à effet de champ MOS 94 qui remplit cette fonction est connectée à La première source de tension 2R, sa grille est reliée à la cinquième sortie RR et sa source est reliée à la grille 96 du tran- sistor 86. Le transistor 94 rend plus conducteur le tran- sistor R6 lorsqu'une surmodulation se produit à la cin- quième sortie, afin de réduire au minimum la tension de surmodulation en prélevant du courant à la seconde source de tension 44 par le transistor 80, par une réduction mo- mentanée de son impédance. Le transistor 94 facilite également une attaque plus rapide de la grille du transistor g6 à l'état conduc- teur, par les transistors 90 et 92 pendant les alternances dans lesquelles un courant est prélevé à la charge vers la seconde source de tension 44. Autrement dit, pour les coin- posants à canat Y, quand la tension de sortie devient plus négative, Le transistor 94 devient de moinsen moins conduc- teur, facilitant une plus forte attaque de la P-rille 9% du transistor dû à l'état conducteur. Pendant des alternances positives, les deux transistors 94 et 92 deviennent plus conducteurs tandis que le transistor 90 devient moins con- ducteur. Il en résulte que la grille 9o est de plus en plus nésative, de sorte que le transistor 8ô devient de moins en moins conducteur, ce qui augmente les signaux de sortie positifs. Mais le transistor 94 fonctionne contre l'effet du transistor 92 en tendant à maintenir la grille 9u du transistor 86 suffisamment négative pour bloquer ce dernier. Le résultat l-obal est que pendant les alternances positi- ves, le transistor P4 domine et délivre autant de courant que la charge le nécessite, dans sa capacité. iais à une tension de sortie à peu près nulle, le transistor 86 com- mence à prendre le dessus et devient de plus en plus con- ducteur, prélevant de plus en plus de courant à la charge. Il apparait ainsi que la consommation de courant par l'étage de sortie est réduite au minimum par le fonc- tionnement symétrique des transistors 84 et 8o, réduisant au minimum l'alimentation en courant continu en évitant un circuit inutile depuis la première source de tension 28 Vcc vers la seconde source de tension 44, Vbb pour pratique- ment toutes les tensions de sortie. Si les transistors 90 et 92 sont réalisés correctement pour fonctionner symétri- quement avec le transistor 76, les distorsions de passaive par zéro sont également réduites au minimum. LI étage de sortie décrite ci-dessus peut également être utilisé avec un autre amplificateur. Il est possible d'économiser davantage d'énergie en ajoutant un circuit qui interrompt pratiquement la dis- sipation de courant à la réception d'un signal à un point de réduction d'alimentation. Des circuits de ce renre sont représentés sur la fiuiure 3, par les transistors à effet de champ MOS 9V, 100, 102, o104, lOi, lOS, 11O, 112, 114 et ll. Un circuit connecté au transistor 38 interrompant la dissipation d'énereie par ce transistor et dans l'ampli- ficateur différentiel est constitué par les transistors 102 et 104, avec les connexions représentées sur la Figure 4. Quand la diminution d'alimentation est souhaitée, le point 11 de réduction d'alimentation est rendu négatif et.le point 120 de réduction d'alimentation est rendu po- sitif, bloquant le transistor 102 et débloquant le tran- sistor 104. Cette condition bloque le transistor 38. Les transistors 24 et 26 restant conducteurs jusqu'à ce que la capacité aux points l1 et 22 soit chargée au niveau Vcc cc et à ce moment, plus aucun courant ne circule. Un circuit connecté au transistor 62 pour inter- rompre la dissipation d'énergie est constitué par les transitors à effet de champ 98 et 100. Quandc s signaux de réduction d'alimentation sont reçus, le transistor 98 est bloqué et le transistor 100 est débloqué, bloquant le transistor 64. Le transistor 62 continue à conduire jus- qu'à ce que la capacité au point 72 soit chargée jusqu'à Vcc, et à ce moment, la conduction est interrompue. Un circuit connecté à la arille du transistor 79 pour interrompre la dissipation d'énergie est constitué pour les transistors 106 et 109. Quand des signaux de ré- duction d'alimentation sont reçus, le transistor 108 est débloqué et le transistor 10 est bloqué. Cela bloque le transistor 76. Le transistor 74 continue à conduire jus- qu'à ce que la capacité au point 78 soit chargé jusqu'à Vcc et à ce moment, la conduction du transistor 74 cesse. Un circuit connecté aux transistors 92 et 9o pour interrompre la dissipation d'énergie à la réception de sinaux aux points de réduction d'alimentation 118 et 120 est constitué par les transistors à effet de champ 0OS , 112, 114 et 116. A la réception des signaux de ré- duction d'alimentation aux points ll et 120, le transis- tor 110 et bloqué et le transistor 112 est débloqué, blo- quant ainsi le transistor 92. Le transistor 90 cesse de conduire dès que la capacité au point 96 est chargée jus- qu'à un niveau suffisant pour bloquer le transistor 90. De même, le transistor 114 est bloqué et le transistor Il,) est débloqué, bloquant le transistor 90. Les transistors à effet de champ MOS 122 et 124 constituent un circuit de décalage de niveau rendant plus efficace l'etage de sortie, lorsque les transistors 86 et R4 sont réalisés de manière à fournir des courants de sortie intenses. Le circuit fonctionne selon les mêmes principes déjà expliqués, sauf que les transistors 122 et 124 sont connectés en charge de source pour décaler le niveau continu du signal à la quatrième sortie 98, vers un niveau inférieur. Le drain du transistor 122 est connecté à la première source de tension 28, sa grille est connectée à la source 78 du transistor 74 et sa source est connec- tée au drain du transistor 124. Le drain de ce dernier est également connecté à la grille 78 du transistor 92 sa grille est connectée à la grille 58 du transistor 76 et sa source à la seconde source de tension 44. Cela permet au transistor 92 d'être réalisé avec une tension seuil plus basse, de sorte qutil n'a pas à commencer à se débloquer au niveau continu élevé du drain du tran- sistor 76 quand ce composant commence à se débloquer. Ce décalage de niveau dans l'étage de sortie avant l'in- version du signal abaisse nettement la possibilité de distorsion par passage par zéro à la transition des tran- sistors R8 et R6. * Il est bien entendu, que de nombreuses modifi- cations peuvent être apportées aux modes de réalisation décrits et illustrés à titre d'exemples nullement limi- tatifs sans sortir du cadre ni de l'esprit de l'inven- tion. iEVENDI CATIO0TS 1 - Amplificateur différentiel destiné à ampli- fier un signal différentiel, caractérisé en ce'qu'il comporte deux bornes d'entrée (14, 20) et deux bornes de sortie (16, 22), ainsi qu'un point de réaction (18), et comprenant un circuit de réaction connecté entre l'une desdites bornes de sortie (16) et ledit point de ré.action (18) de manière que pratiquement la totalité du signal différentiel amplifié apparaisse à l'autre desdites bornes de sortie (22) en au.gmentant la réjec- tion en îmode commun. 2 - Amplificateur différentiel destiné à ampli- fier un signal différentiel, caractérisé en ce qu'il comporte deux bornes d'entrée (14, 20) et deux bornes de sortie (o16, 22) et un point de réaction (18), et com- prenant un circuit de réaction constitué par un premier circuit de réaction connecté à une première desdites bornes de sortie (16) pour appliquer une réaction néga- tive suffisante à ladite première borne dde sortie(16) pour maintenir le signal à cette borne pratiquement con- stant, ledit premier circuit de réaction comprenant un premier point (46) sur lequel est appliqué un signal proportionnel audit signal à ladite première borne de sortie (16), ledit circuit de réaction comportant en outre un second circuit de réaction connecté entre ledit premier point (4-,)et ledit point de réaction (1) de ma- nière à appliquer une contre-réaction suffisante audit point de réaction (18) pour que pratiquement tout le siî- nal différentiel amplifié apparaisse à la seconde des- dites bornes de sortie (22) et afinr que ladite seconde borne de sortie (22) ne varie pas substantiellement pour les signaux d'entrée en mode commun. 3 - Amplificateur différentiel destiné à être connecté à une première source de tension (28) pour am- plifier un signal différentiel, ledit amplificateur différentiel comprenant deux bornes d'entrée (14, 20) et des premières et secondes bornes de sortie (1u, 22) ainsi qu'un point de réaction (18) et un circuit de 2:3 réaction, amplificateur caractérisé en ce que ledit circuit de réaction comporte un premier transistor à effet de champ (30) MOS (.métal-oxyde-semi-conducteur) avec une source, un drain et une grille, ladite grille étant connectée à la- dite première borne de sortie (1]), ledit drain étant con- necté à une première sourcede tension (28) et ladite source (4,;) étant connectée à une première source de courant pour produire un courant pratiquement constant, afin de fournir un premier signal de réaction à ladite source (44) propor- tionnel au signal à ladite premiere borne de sortie (16), un second transistor à effet de champ MOS (34) avec une source, un drain et une grille, ladite grille étant connec- tée à ladite source (46) dudit premier transistor, ledit drain étant connecté à ladite première borne de sortie (16) et ladite source étant connectée à une seconde sourcede courant qui délivre un courant pratiquement constant, de manière à fournir un second signal négatif de réaction à ladite première borne de sortie (l,) tendant à maintenir constante la tension à ladite borne, un troisième transis- tor à effet de champ MOS (3e) avec une grille, un drain et une source, ledit drain étant connecté audit point de réac- tion (iR), ladite grille étant connectée à ladite source (42) du second transistor et ladite source étant connectée à une seconde source de tension (44) pour recevoir ledit premier sig.nal de réaction et le convertir en un troisième signal de réaction négative audit point de réaction (18) de manière que ledit amplificateur différentiel rejette pratiquement tous les signaux d'entrée en mode commun et faisant apparattre pratiquement tous les signaux différen- tiels amplifiés à ladite seconde borne de sortie (22). 4 - Amplificateur différentiel comprenant deux bornes d'entrée (14, 20) et des première et seconde bornes de sortie (16, 22), et destiné à amplifier un signal dif- férentiel entre lesdites bornes d'entrée, amplificateur caractérisé en ce qu'il comporte des premier et second transistors à effet de champ iOS (24, 20) avec chacun un drain, une source et une grille, lesdits drains étant con- nectés à une première source de tension (2P) et lesdites Prilles étant connectées à une troisième source de tension possédant des caractéristiques prédéterminées, un troisième transistor à effet de champ MOS (o10) avec un drain, une source et une erille, ledit drain étant connecté à ladite première borne de sortie (lo), un quatrième transistor à effet de champ tOS (12) avec un drain, une source et une grille, ledit drain étant connecté à ladite seconde borne de sortie (22), ladite grille à l'autre desdites bornes d'entrée(20) et ladite source étant connectée à ladite source (18) dudit sixième transistor à effet de champ MOS, et un circuit de réaction connecté entre ladite première borne de sortie (16) et ladite source (18) dudit troisiè- me transistor à effet de champ MOS, afin d'augmenter la ré- jection en mode commun et pour que pratiquement tout le signal de différence amplifié apparaisse à ladite se- conde borne de sortie (22). - Amplificateur différentiel comprenant deux bornes d'entrée (14, 20) et des première (16) et seconde (22) bornes de sortie, et destiné à amplifier un signal différentiel présent entre ledites bornes d'entrée, ampli- ficateur caractérisé en ce qu'il comporte des premier et second transistors à effet de champ 140S (24, 26) en mode appauvri avec chacun un drain, une source et une grille, lesdits drains étant connectés à une première source de tension (28), la grille du premier transistor étant con- nectée à sa source (16) et la grille du second transistor étant connectée à sa source (22), un troisième transistor à effet de champ IOS (10) avec un drain, une source et une grille, ledit drain étant connecté à ladite première borne de sortie (16), un quatrième transistor à effet de champ (MOS avec un drain, une source et une grille, le drain étant connecté à la seconde borne de sortie (22), la grille étant connectée à l'autre desdites bornes d'en- trée (20) et la source étant reliée à ladite source (18) du troisième transistor, un cinquième transistor à effet de champ MOS avec un drain, une source et une grille, la grille étant connectée à ladite première borne db sortie (L.) et le drain à ladite première source de tension (2R), un sixième transistor à effet de champ MOS avec un drain, une source et une grille, ladite grille étant connectée à ladite source (4o) du cinquième transistor et le drain étant connecté à ladite première borne de sortie (1o), une seconde source de courant connectée à ladite source (42) dudit second transistor et à ladite seconde source de tension (44) de manière à faire circuler un courant constant dans ledit sixième transistor, un sixième tran- sistor à effet de champ MOS (38) avec une grille, un drain et une source, ladite grille étant connectée à ladite source (42) dudit sixième transistor, leddrain étant con- necté à ladite source (18) dudit troisième transistor et la source étant connectée à ladite seconde source de ten- sion (44). 6 - Amplificateur selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que lesdits troisième et quatrième transistors à effet de champ MOS sont des composants na- turels utilisant la réalisation à canal N avec des canaux non implantés. 7 - Amplificateur selon l'une quelconque des reven- dications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif' connecté entreladite seconde borne de sortie (22) et ladite seconde source de tension (44) et destiné à décaler le niveau continu du signal différentiel ampli- fié apparaissant à ladite seconde borne de sortie (22), jusqu'à un niveau continu voisin du niveau de tension de ladite seconde source de tension (44). 8 - Amplificateur selon l'une quelconque des re- vendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un huitième transistor à effet de champ MOS (48) avec une source, un drain et une grille, le drain étant connecté à ladite première source de tension (28) et la- dite grille à la seconde borne de sortie (22), un neuvième transistor à effet de champ ItOS (50) avec une source, une 3 grille et un drain, le drain étant connecté à ladite se- conde borne de sortie (22) et ladite -grille étant connec- tée à ladite source dudit huitième transistor à effet de champ, une troisième source de courant connectée à ladite source (36) dudit huitième -ransistor pour y faire cir- culer un courant de drain pratiquement constant, une qua- trième source de courant connectée à ladite source (dû) dudit neuvième transistor pour y faire circuler un cou- rant de drain pratiquement constant. 9 - Amplificateur différentiel comprenant deux bornes d'entrée (14, 20) et des première et seconde bornes de sortie (16, 22), et destiné à amplifier un signal dif- férentiel présent entrelesdites bornes d'entrée, amplifi- cateur caractérisé en ce qu'il comporte des premier et se- conc1 transistors à effet de champ MOS en mode appauvri avec chacun un drain, une source et une grille, lesdits drains étant connectés à une première source de tension (28), la grille du premier transistor étant connectée à sa source (16) et les grilles étant connectées à une troi- sième-source de tension possédant une caractristique pré- déterminée, un troisième tiansitor à effet de champ,O0S naturel avec un canal non implanté, et un drain, une sour- ce et une grille, le drain étant connecté à ladite pre- mière borne de sortie (16) et la grille étant connectée à l'une desdites bornes d'entrée, un quatrième transistor à effet de champ MOS naturel comprenant un canal non im- planté, un drain, une source et une grille, le drain étant connecté à ladite secondeborne de sortie (22), la grille étant connectée à l'autre desdites bornes d'entrée (20) et la source étant connectée à la source (18) dudit troisième transistor à effet de champ (o10), un cinquième transistor à effet de champ MOS (30) avec un drain, une source et une Grille, la grille étant connectée à la pre- mière borne de sortie (16) et le drain étant connecté à ladite première source de tension (28), une première source de courant connectée à la source dudit cinquième transistor et à une seconde source de tension(44) de ma- nière à faire circuler un courant pratiquement constant, un sixième transistor à effet de champ MOS (34) avec un drain,une source et une grille, la grille étant connectée à La source dudit cinquième transistor et le drain étant connecté à ladite première borne Ae sortie (1b), une se- conde source de courant connectée à ladite source du sixième transistor (34) et à ladite seconde source de tension (44), de manière à faire circuler un courant consant dans le sixième transistor, un septième transis- tor à effet de champ' MOS (38) avec une grille, un drain et une source, la prille étant connectée à la source (42) dudit sixième transistor, le drain étant connecté à la source (18) dudit troisième transistor et la source étant connectée à ladite seconde source de tension (44), et un circuit connecté entre ladite seconde borne de sor- tie (22) et ladite seconde source de tension (44), pour décaler le niveau continu du signal différentiel amplifié apparaissant à la:dite seconde borne de sortie (22) jus- qu'à un niveau continu voisin du niveau de tension de la- dite seconde source de tension (44), et possédant une troisième borne de sortie (58). - Amplificateur selon la revendication 9, ca- ractérisé en ce que ledit circuit de décalage du niveau continu du signal différentiel amplifié comporte un hui- tième transistor à effet de champ MOS (48) avec une source un drain et une grille, le drain étant connecté à ladite première source de tension (28) et la grille étant oon- nectée à ladite seconde borne de sortie (22), un neuvième transistor à effet de champ MOS (jo) avec une source, une grille et un drain, la source étant connectée à une troi- sième borne de sortie (58), le drain étant connecté à une seconde borne de sortie (22) et lai grille étant con- nectée à la source (5O) dudit huitième transistor, une troisième, source de courant connectée à la source (50o) dudit huitième transistor de manière à y faire circuler un courant constant, une quatrième source de courant c connectée à la source dudit neuvième transistor (50) pour y faire circuler un courant constant. 11 - Amplificateur selon la revendication 9, ca- ractérisé en ce qu'il comporte en outre uncircuit connec- té à ladite troisième borne de sortie(38) et destiné à amplifier le signal qui y apparait, et à présenter le sinatainsi amplifié à la quatrième borne de sortie (78). 12 - Amplificateur seLon la revendication 10 ou 11, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dixièeme transistor à effet de champ MOS (r,2) du type appauvri, avec un drain, une.-riúle et une source, le drain étant connec- té à la première source de tension (2R), la grille connec- tée à ladite source (72), avec un rapport entre la largeur et La Longueur du canal éQaL à la moitié de celui des pre- mier et second transistors à effet de champ, un onzième transistor à effet de champ MOS (o4) avec un drain, une L0 grille et une source, le drain étant connectée à ladite première source de tension (28), la grille à ladite source (72) dudit dixième transistor à effet de champ MOS, un douzième transistor à effet de champ MOS ((6) avec un drain, une arille, et une source, le drain étant connecté à la source (70) dudit onzième transistor, la grille étant connectée au drain (70) du douzième transistor et la sour- ce étant connectée à une seconde source de tension (44), et un treizième transistor à effet de champ MOS (68) avec un drain, une grille et une source, le drain étant connec- té à la source (72) du, dixième transistor, la grille étant connectée àla grille 70 du dixième transistor et la source étant connectée à ladite seconde source de tension 44, la- dite première source de courant comprenant un quatorzième transistor à effet de champ MOS 32 avec une grille, un drain et une source, le drain étant connecté à la source (4u) du cinquième transistor (30) et du douzième transis- tor (66) et la source étant connectée à ladite seconde source de tension (44), un quinzième transistor à effet de champ MOS (3o) avec un drain, uneprille et une source, le drain étant connecté à la source (42) du sixième tran- sistor (34),la grille étant connectée à la grille (70) du quartorzième transistor et la source étant connectée à ladite seconde source de tension (44), ladite troisième source de courant comprenant un seizième transistor à effet de champ MOS (54) avec une grille, une source et un drain, le drain étant connecté à la source (5P) d6 neu- vième transistor (50), la grille étant connectée à la grille du douzième transistor (.-) et la source étant connectée à ladite seconde source de tension (44), la quatrième source de courant comprenant un dix-septième transistor à effet de champ MOS (52) avec une grille, une source et un drain, le drain étant connecté à la source (56) du huitieme transistor, la prille étant connectée à la FrilLe (70) du seizième transistor t54) etla source étant connectée à ladite seconde source de tension (44), lesdits douzième, (i2) treizième (6R), quartorzième (32), quinzième (36), seizième (54) et dix-septième (52) tran- 1 sistors à effet de champ MOS ayant tous la même géométrie et tous le même courant circulant du drain à la source que celui qui circule dans le dixième transistor (n2), - ledit septième transistor (3R) étant réalisé de manière que son rapport entre la largeur et la longueur du canal soit le double de celui du treizième transistor (.)8), et les cinquième et sixième transistors étant réalisés de ma- nière que leur chute de tension grille-source soit telle que la tension de grille (42) du septième transistor (38) soit pratiquement et en permanence la même que a tension de trille (70) du treizième transistor (68). 13 - Amplificateur différentiel destiné à être connecté à une première source de tension pour amplifier un signal différentiel, et comprenant deux bornes d'en- trée (14, 20), et des première (1:) et seconde (22) bornes de sortie, ainsi qu'un point de réaction (18) dt un dis- positif de réaction, amplificateur caractérisé en ce qu'il comporte un premier transistor à effet de champ MOS (30) avec une source, un drain et une grille, la grille étant connectée à ladite première borne de sortie (16) et le drain étant connecté à une première source de tenton (28), une première source de courant connectée à la source (46) du prenmier transistor (30) pour lui fournir un courant constant, un second transistor à effet de champ.lOS(34) avec une source, un drain et une grille, la grilleétant connectée à la source (46) dudit premier transistor (30) et le drain étant connecté à ladite première borne de sor- tie (l), une seconde source cde courantco.nnectée à la source (42) du second transistor (34) pour lui fournir un courant constant, un troisième transistor à effet de champ MIOS (38) avec une grille, un drain et une source, le drain étant connecté audit point de réaction (18), la grille étant connectée à la source (42) dudit second transistor (34) et la source étant connectée à une seconde source de tension (44), et un dispositif connecté entre la seconde borne de sortie (22) et une seconde source de tension (44) pour décaler le niveau continu du signal différentiel am- plifié apparaissant à ladite seconde borne de sortie (22) jusqu'à un niveau continu voisin de celui de ladite secon- de source de tension (44), et avec une troisième borne de sortie (58). 14 - Amplificateur selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit con- necté à ladite troisième borne de sortie (58) et destiné à amplifier le signal qui apparait à cette borne et à présenter ce signal ainsi amplifié à une quatrième borne de sortie (72). - Amplificateur selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit circuit d'amplification com- porte un quatrième transistor à effet de champ MOS (74) avec un drain, une grille et une source, le drain étant connecté à une première source de tension (28), la grille étant connectée à une quatrième source de tension possé- dant une caractéristique prédéterminée, et un cinquième transistor à effet de champ MOS (76) avec un drain, une grille et une source, le drain étant connecté à la source (78) dudit quatrième transistor (74) et à la quatrième borne de sortie (78), la grille étant connectée à la troisième borne de sortie (5R) et la source étant connec- tée à la seconde source de tension (44). 16 - Amplificateur selon la revendication 15, caractérisé en ce que ledit quatrième transistor (74) est un composant en mode appauvri dont la trille est connectée à la surce (7R). 17 - Amplificateur selon la revendication 1j, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un condensateur avec une première borne (58) et une seconde borne, la première borne étant connectée à ladite troisième borne de sortie (5,q), et un circuit qui présente une impédance avec des première et seconde bornes (7P), la première borne étant conneotée à ladite seconde borne (7R) dudit condensateur et à ladite quatrième borne de sortie (7R) pour fermer un circuit de compensation de séparation de pbles. 18 - Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 14 à 17, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit connecté à ladite quatrième sortie (7R) et destinée à présenter une faible impédance de sor- tie et une forte capacité d'attaque en courant. 19 - Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 14 à 17, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un sixième transistor à effet de champ MOS (84) avec un drain, une Frille et une source, le drain étant connecté à ladite première source de tension (29), la grille étant connectée à la quatrième borne de sortie (78) et la source étant connectée à une cinquième borne de sortie (88), et un circuit connecté entre ladite source (88R) dudit sixième transistor et ladite seconde source de tension (44) et destiné à former une impédance de charge pour ledit sixième transistor et pour simuler un transis- tor du type à canal complémentaire de conductibilité op- posée, en combinaison avec ledit sixième transistor pour fonctionne.r comme un étage de sortie symétrique. - AmpLificateur selon l'une quelconque des revendications 14 à 17, caractérisé en ce qu'il comporte er. outre un sixième transistor à effet de champ MOS (84) avec un drain, une grille et une source, le drain étant connecté à ladite première source de tension (2M), la grille étant connectée à la quatrième borne de sortie (79) et la source étant connectée à une cinquième borne de sortie (88), et un circuit connecté entre la source (8P) dudit sixième transistor (84) et la seconde source de tension (44) de manière à former une source de courant qui prélève un courant d9intensité croissante à une charpe extérieure connectée à la. cinquièmee borne de sortie (8R) quand Le signal de sortie à la cinquième borne de sortie (8,q) aumente dans une alternance d'une première polarité du signal de sortie, mais qui devient moins conducteur quand le signal de sortie augmente dans une seconde al- ternance de polarité opposée du signai de sortie, de ma- nière à former l'impédance de charge dudit sixime tran- sistor. 21 - Amplificateur seLon l'une quelconque des revendications 15 à 17, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un sixième transistor à effet de champ MOS (.R4) avec une grille, un drain et une source, le drain étant connecté à ladite première source de gension (28), la erille étant connectée à la quatrième borne de sortie (78) et la source étant connectée à une cinquième borne de sor- tie (F8), un septième transistor à effet de champ MOS (90) avec un drain, une source et une grille, le drain étant connecté à ladite première source de tension (28), la grille étant connectée à lagrille du cinquième tran- sistor (76), un huitième transistor à effet de champ MOS (72) avec un drain, une source et une grille, le drain étant connecté à la source (76) du huitième transistor (92), la source étant connectée à ladite seconde source de tension (44) et la grille étant connectée au drain du cinquième transistor (76), et un neuvième transistor à effet de champ MOS (86) avec un drain, une source et une grille, la grille étant connectée à la source (96) du septième transistor, le drain étantconnecté à la cinquie- me borne de sortie (R8) et la source étant connectée à la seconde source de tension (44). 22 - Amplificateur selon la revendication 21, caractérisé en ce que le septième transistor (90) est un composant en mode appauvri, le huitième transistor (92) étant un composant en mode enrichi, le septième transis- tor (90) et le huitième transistor (92) étant réalisé de manière que la tension à la source (96) du septième transistor suive la tension à la grille (58) avec un dé- cala.e de tension pratiquement nul, et de manière que le septième transistor (90) commence à devenir plus conduc- 3b teur et que le huitième transistor (92) commence à deve- nir moins conducteur quand le signal à la grille (5P) du cinquième transistor (76) commence à rendre plus con- ducteur le cinquième transistor (76). 23 - Amplificateur selon la revendication 22, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit connecté à la quatrième borne de sortie (79), à la pre- mière source de tension (28) et à la seconde source de tension (44) pour décaler le niveau continu du signal LO à la quatrième borne de sortie (78) , jusqu'à une tension voisine du niveau continu de la seconde source de ten- sion (44), et pour appliquer ce signal décalé à la grille du huitième transistor (92). 24 - Amplificateur selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il comporte en outre uncircuit de réaction connecté à la cinquième borne de sortie (88) et à la première source de tension (28), ainsi qu'à la grille (96) dé neuvième transistor (86) pour abaisser l'impédance de sortie vue par une charge extérieure con- nectée à ladite cinquième borne de sortie (88), et pour appliquer une réaction à la grille du neuvième transis- tor(R6) afin de stabiliser la tension de sortie de la cinquième borne de sortie (88) et de réduire au minimum la surmodulation pour des charges fortement capacitives, 25 - Amplificateur selon la revendication 24, caractérisé en ce que ledit circuit de réaction comporte un dixième transistor à effet de champ MOS (94) avec une grille, une source et un drain, le drain étant con- necté à la première source de tension (28), la grille étant connectée à la cinquième borne de sortie (88) et la source étant connectée à la grille (96) du neuvième transistor (R6). 26 - Amplificateur selon la revendication 5, carac- térisé en ce qu'il comporte en outre un circuit connecté audit septième transistor à effet de champ MOS (389) pour interrompre la dissipation d'énergie à la réception d'un signal provenant d'un point de réduction d'alimentation (11 , 120). 27 - Ampn-'ificateur seLon la revendication 12, caractérisé en ce qu'ilcomporte en outre un circuit con- necté au dixieme transistor (62) afin d'interrompre la dissipation d'énerpie à la réception de signal provenant d'un point de réduction d'alimentation (1L8, 120). 2R - Amplificateur selon la revendication 15j, caractérisé en ce qu'iL comporte en outre un circuit COnî- necté à la.rille du cinquième transistor (76) pour in- terrompre la dissipation d'énergie à la réception d'un signal provenant d'un point de réduction d'alimentation (ll8, 120). 29 - Amplificateur selon la-revendication 21, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit con- necté auxdits huitième et neuvième transistors (92, 26) et destiné à interrompre la dissipation d'énergie à la réception d'un signal à un point de réduction d'alimen- tation. - Etage de sortie d'un amplificateur opéra- tionnel, caractérisé en ce qu'il comporte un premier transistor à effet de champ MOS (84) avec un drain, une grille et une source, le drrain étant connecté à une pre- mière source de tension (28), la grille étant connectée à la borne de sortie (78) de l'amplificateur opération- nel et la source étant connectée à une borne de sortie (88) dudit éta,.e de sortie, et un circuit connecté entre ladite borne de sortie (88) de l:'étae de sortie et une seconde source de tension (s,4) pour présenter une impé- * dance de charge audit premier transistor (P24) et pour simuler un transistor à effet de champ MOS complémentaire avec un canal de conductibilité opposée, pour former en combinaison avec ledit premier transistor à effet de champ MOS un étage de sortie symétrique. 31 - Etae de sortie pour un amplificateur opé- rationnel, caractérisé en ce qu'il comporte un premier transistor à effet de champ MOS (84) avec une grille, un drain et une source, le drain étant connecté à une pre- mière source de tension (29), la grille étant connectée à la borne de sortie dudit amplificateur opérationnel, un second transistor à effet de champ tMOS(90) avec un drain, une source et une vrille, le drain étant connecté à une première source de tension (2R), et la grille étant connectée à une sortie inversée dudit amplificateur opé- rationnel, un troisième transistor à effet de champ -iOS (92) avec un drain, une source et une -rille, le drain étant connecté à la source (95) dudit second transistor, la source étant connectée à ladite source de tension (44) et la grille étant connectée à la borne dde sortie dudit amplificateur opérationnel, et un quatri&me transistor à effet de champ MOS (26) avec un drain, une source et une Prille, la prille étant connectée à la source (96) dudit second transistor, le drain étant connecté à la borne de sortie (P8) de lié-tae de sortie et la source étant con- nectée à ladite seconde source de tension pour le coupla- ge avec ladite seconde source de tension (44). 32 - Etage de sortie selon la revzndication 31, caractérisé en ce que ledit second transistor (90) est un composant en mode appauvri, ledit troisième transis- tor (92) étant un composant en mode enrichi, lesdits second et troisième transistors (90 et 92) étant réa- lisés de manière que la tension à la source (96) dudit second transistor (90) suive la tension à la grille (58) avec une tension de décalage pratiquement nulle, ledit second transistor (90) commençant à devenir plus conduc- teur et ledit troisième transistor (92) commençant à devenir moins conducteur quand le signal de sortie à la borne de sortie dudit amplificateur opérationnel aupmente dans une première polarité, et réciproquement, quand le signal de sortie augmente dans la polarité opposée. 33 - Etage de sortie selon la revendication 32, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un transistor à effet de champ MOS (94) dont le drain est connecté à ladite première source de tension (2R) et dont la nrille est connectée à ladite cinquième borne de sortie ($8) avec la source connectée à la grille (9b) dudit quatrième transistor (86). 34 - Eta"e de sortie selon la revendication 33, caractérise en ce qu'il comporte en outre un cinquième transistor à effet de champ i1OS (122) avec un drain, une source et une ÉrilLe, le drain étant connecté à ladite première source de tension, la Frille étant connectée à Ladite borne de sortie (7P) de l'amplificateur opération- neL et à la grille dudit premier transistor (84), et un sixième transistor à effet de champ MOS (i24) avec un drain, une source et une grille, le drain étant connecté à la source dudit cinquième transistor (122) et à la Fril- le dudit troisième transistor (92), la grille étant con- nectée à la sortie inverseuse de l'amplificateur opéra- tionnel et la source étant connectée à ladite seconde source de tension (44). - Etage de sortie selon la revendication 33, lj caractérisé en ce qu'il comporte en outre uncircuit con- necté entre la sortie inverseuse et la sortie non inver- seuse de l'amplificateur opérationnel, et lesdits troi- sième transistor (92)et premier transistor" (84) abaissant le niveau continu du signal de sortie de l'am- plificateur opérationnel jusqu'à un niveau continu voisin decelui de ladite seconde source de tension (44) avant de l'appliquer à la grille dudit troisième transistor (92).