Brevet FR2475313A1 — publié le 19810807

L'invention a trait à un procédé de régulation autoadaptative du fonctionnement d'un groupe turbo-alternateur couplé à un réseau d'interconnexion et équipé d'un régulateur de vitesse indépendant agissant sur 11 admission à la turbine. L'invention se rapporte également à un régulateur mettant en oeuvre ce procédé. En régime permanent stable, l'alternateur tourne en synchronisme avec le réseau, reçoit de la turbine une puis- sance mécanique fonction des débits et enthalpies de vapeur admis aux différents étages de la turbine, débits détermi- nés par les positions des soupapes d'admission, délivre au réseau une puissance électrique active égale aux pertes près à la puissance mécanique reçue, et échange avec le réseau une puissance réactive égale au produit de la puissance active par la tangente de l'angle de phase entre courant et tension, fonction de la phase entre la position angulaire du rotor par rapport à la pulsation du réseau. La contribution du groupe ne modifie pas sensiblenent l'état du réseau, étant donné le nombre de groupes interconnectés. Vu du point de couplage, le réseau peut se définir comme un générateur réversible, présentant une force électromotrice, une impédance interne essentiellement réactive (pratiquement l'impédance des lignes de liaison), et une fréquence, ces grandeurs étant indépendantes et immatérielles donc inaccessibles. On notera que la frEquen- ce définit également une origine des temps (à un nombre entier de périodes près) qui sera déterminante pour les échanges d'énergie avec les groupes, mais est virtuelle et n'est pas liée à une échelle absolue des temps. De son coté, l'alternateur se définit comme un système à quatre grandeurs d'entrée, couple moteur, vitesse de rotation, excitation et origine de rotation du vecteur champ magnétique tournant créé par le rotor cité. Les grandeurs d'entrée sont ici énoncées de façon quelque peu arbitraire, et peuvent être remplacées par d'autres grandeurs résultant de combinaisons des grandeurs d'entrée énoncées ci-dessus. Notamment la puissance mécanique est le produit du couple moteur par la vitesse de rotation0 Cependant, en régime établi, il existe quatre grandeurs d'entrée indépendantes, corrélées aux quatre grandeurs qui définissent le réseau.Le couplage du groupe au réseau implique qu'il existe au point de couplage quatre grandeurs de sortie, indépendantes entre elles en régime établi mais bien entendu corrélées avec les grandeurs d'entrée d'une part, et avec les grandeurs qui définissent le réseau d"au- tre part. On appellera vecteur d'état, un vecteur représenté par le groupe de quatre grandeurs relatives à un même point du système couplé. On aura donc un vecteur d'état d'entrée da groupe, un vecteur d'état de réseau, et un vecteur d'état de sortie du groupe. D'un point de vue général, la destination du groupe turbo-alternateur est en premier lieu de délivrer une puissance active déterminée au réseau, et en second lieu dans des conditions économiques qui impliquent un échange de puissance réactive déterminé. La régulation consistera dans sa définition générale à ajuster le vecteur d'entrée du groupe de façon que le vecteur d'état de sortie coinci- de avec un vecteur d'état de consigne déterminé en sorte que, compte tenu du vecteur d'état du réseau, les échanges de puissance active et réactive correspondent à ce qui est requis.Or cette régulation n'est possible en toute rigueur que pour des états permanents, étant donné que le vecteur d'état du réseau est susceptible de varier, ce qui entrat- ne des variations du vecteur de consigne, que les composantes du vecteur d'état d'entrée ne sont indépendantes que dans un régime permanent, et qu'enfin le vecteur d'état de sortie est lié au vecteur d'état d'entrée par une fonction de transfert matricielle non linéaire0 Par ailleurs dans la pratique le vecteur d'état d'entrée ne peut être ajusté sur toutes ses composantes en corrélation.En raison des inerties mécaniques du groupe et des constantes de temps de réponse des générateurs de vapeur associés, le couple moteur est ajusté en fonction de la vitesse de rotation par un régulateur indépendant agissant sur les positions des soupapes d'admission de vapeur aux différents étages de la turbine. D'autre part l'origine de rotation du vecteur champ magnétique créé par le rotor par rapport au stator n'est pas réglable en soi, et ne peut être déplacée que par rapport à l'origine des temps définie par une fréquence de référence et à travers un glissement temporaire de la vitesse de rotation du groupe par rapport à la fréquence de référence.Aussi la régulation, telle qu'elle est envisagée dans le cadre de la présente invention, consiste dans la commande de l'excita- tion (grandeur du champ magnétique inducteur) à partir du vecteur d'état de consigne. Comme une seule grandeur d'entrée est commandée par la régulation, la commande sera effectuée à partir de la comparaison sur un seul paramètre des vecteurs d'état de sortie et de consigne.En raison de l'interdépendance des variations des composantes du recteur d'état d'entrée, et de la non-linéarité de la fonction de transfert du groupe, le choix du paramètre de commande, et de la fonction de transfert de la régulation sera détermi- nant sur les variations dans le temps du vecteur d'état de aortite, c'est-à-dire sur la convergence dans le temps de ce vecteur d'état de sortie vers le vecteur de consigne, qui correspond à un régime permanent. Selon l'état de la technique le plus ancien, le paramètre de vecteur d'état de sortie choisi était la tension statorique (tension efficace au point de couplage) et l'on fixait une tension de consigne, à partir des besoins du réseau en puissance, qui correspondait à un régime perla- nent voulu. La convergence du vecteur d'état de sortie vers le vecteur d'état de consigne devait être assurée par le jeu des interdépendances des composantes du vecteur d'état d'entrée ; les paramètres internes du groupe turbo-alterna- teur et les paramètres de couplage du réseau devaient être adaptés, de telle sorte que cette convergence soit effective (stabilité naturelle). Les paramètres, tels que iner tie des masses tournantes, réactance d'induit, amortisse- ment interne, impédances de couplage, étaient déduits des équations de stabilité de circuits couplés. Toutefois l'adaptation de ces paramètres était insuffisante lors de perturbations importantes de régime pour éviter des instabilités (pompage notamment) et éventuellement le décrochage du groupe. Par ailleurs l'augmentation de puissance individuelle des groupes et parallèlement l'augmentation de la longueur des lignes de couplage au réseau rendent plus difficile le réglage de stabilité naturelle des groupes. On a apporté un palliatif aux instabilités en corrigeant l'écart entre tension statorique et tension de consigne par introduction d'un paramètre dérivé de la puissance active transitant au point de couplage, ce qui revient à corriger le vecteur d'état de consigne. On a obtenu ainsi des stabilités pratiquement acceptables, pour les puissances des groupes turbo-alternateurs actuellement en service. Mais il est apparu qu'avec des groupes plus puissants qui doivent équiper les centrales en projet, la stabilité apportée par ces régulations serait insuffisante. De plus des améliorations de ces régulations n'apparaissaient pas susceptibles de procurer la stabilité voulue0 Pour la régulation de systèmes à fonctions de trans- fert non linéaires on a proposé des dispositifs dits de régulation auto-adaptative. Comme la régulation stable suppose que la fonction de transfert du régulateur disposé entre sortie et entrée du système à réguler soit inverse de la fonction de transfert de ce système, il faut que la fonction de transfert du régulateur soit également non linéaire, et s'adapte suivant les valeurs des paramètres définissant les vecteurs d'état du système.Pour ce faire on établit un modèle de référence réalisant une fonction de transfert cantre des signaux représentatifs des grandeurs d'entrée et de sortie du système à régler correspondant à la fonction de transfert de ce système dans un comportement choisi. On compare les signaux de sortie du modèle de référence à des signaux correspondants du système à régler pour élaborer un vecteur d'état de comportement, et l'on applique ce vecteur d'écart de comportement à un régulateur qui reçoit les grandeurs de sortie du système à régler pour élaborer un vecteur de commande appliqué à l'entrée du système à régler, les paramètres de transfert du régulateur venant s'aJuster en sorte que le vecteur d'écart s'annule asymptotiquement en réponse à la régulation.Des considéra- tions théoriques établissent que l'annulation asymptotique, et la stabilité du système bouclé, sont assurées lorsque l'ajustement des paramètres de transfert du régulateur est effectué suivant une loi d'action proportionnelle et intégrale du vecteur d'état de comportement. I1 est clair par ailleurs que l'annulation du vecteur d'écart de comportement correspond à la coincidence du comportement réel dp système et du comportement choisi.On remarquera en outre qu'il est indifférent dans l'abstrait que l'élaboration du vecteur d'écart de comportement soit effectuée à partir de l'état de sortie ou de l'état d'entrée du système à régler, autrement dit que le modèle soit disposé en parallèle avec le système à régler avec une fonction de transfert directe, ou en série avec le système avec une fonction de transfert inverse. En conséquence le choix d'un modèle de référence parallèle ou série sera guidé par des considérations pratiques, telles notamment que la minimisation du nombre de composantes du vecteur d'écart de comportement. Dans le cas d'un groupe turbo-alternateur, où la régulation agit directement sur une seule grandeur de commande, l'excitation, le vecteur d'écart de comportement sera réduit à un coefficient d'écart, la comparaison s'effectuant entre signaux homologues à une composante. Le comportement du système à régler se définit comme l'évolution d'état du système entre deux états stables. En raison des interactions des différentes grandeurs d'état sur la fonction de transfert du système à régler, le com- portement défini par le modèle de référence ne correspondra à un comportement possible du système à régler que si les états stables entre lesquels évolue l'état du système à régler sont l'un et l'autre proches de l'état pour lequel le comportement est défini par le modèle de référence0 Notamment dans le cas d'un groupe turbo-alternateur qui est appelé à fournir en régime établi des puissances actives variables entre le quart et la totalité de sa puissance nominale, avec des réactances de couplage au réseau varia bles dans le meme rapport au moins, on conçoit que le choix d'un comportement convenable dans toute l'étendue de ces variations, et la conception de la structure d'un modèle de référence définissant ce comportement convenable, se heurtant à des difficultés pratiquement insurmontables. L'invention a pour objet un procédé de régulation auto-adaptative du fonctionnement d'un groupe turbo-alternateur qui assure la stabilité dans pratiquement tout le domaine de fonctionnement possible. L'invention a également pour objet un procédé de régulation auto-adaptative mettant en oeuvre un modèle constitué d'opérateurs imples, de disposition classique. A ces effets l'invention propose un procédé de régulation auto-adaptative de l'état de fonctionnement d'un groupe turbo-alternateur couplé à un réseau d'interconnexion et équipé d'un régulateur de vitesse indépendant agissant sur l'admission à la turbine, par action sur l'excitation de l'alternateur, procédé suivant lequel on prélève des ei- gnaux représentatifs d'une grandeur d'entrée et de grandeurs de sortie de l'alternateur, dont la tension statorique, on applique ces signaux représentatifs à un modèle de référence définissant un comportement choisi pour élaborer un coefficient d'écart de comportement, on applique les signaux représentatifs à un régulateur auto-adaptatif élaborant un signal de réglage fonction des signaux représentatifs de grandeurs de sortie suivant une loi d'action proportionnelle et intégrale du coefficient d'écart de comportement en sorte que ce coefficient s'annule asymptotiquement en réponse à la régulation, et on compare le signal de réglage à un signal de consigne pour élaborer un signal de commande d'excitation, caractérisé en ce que, modèle et régulateur délivrant des signaux de sorties sommes des contributions de chacun des signaux représentatifs, ceux ei sont constitués, pour chaque grandeur de sortie, par la différence entre un signal image de la valeur instantanée de cette grandeur et la moyenne courante de ce signal image établie avec une constante de temps T de l'ordre de grandeur de la constante de temps propre du groupe, et pour la grandeur d'entrée la différence entre une tension statorique de consigne et la moyenne courante signal image de tension statorique, le signal de commande d'excitation étant la somme du signal de réglage et de l'intégrale de celui-ci par rapport au temps, avec la m8me constante de temps T. Lorsque l'état de fonctionnement instantané du groupe s'écarte peu d'un état de régime stable, l'écart de chacune des grandeurs qui définissent l'état de fonctionnement ins- tantané à la grandeur correspondante en régime établi est, en première approximation, une somme de contributiona indé- pendantes des écarts des autres grandeurs. I1 est bien connu que, pour une fonction de variables multiples es par un ensemble de relations, en dehors de points singu- liers où une indétermination intervient dans les relations (zéros ou pôles), les écarts au premier ordre de ces variables sont liées entre eux par des relations linéaires, ces relations étant des fonctions du point d'origine de ces écarts.Ici le vecteur d'état d'origine choisi est le vec- teur défini par les moyennes courantes des grandeurs définissant les états instantanés successifs, et le vecteur d'écart d'état est défini par les écarts entre chacune des valeurs instantanées actuelles d'une grandeur et la moyenne courante de cette grandeur.En prenant les moyennes courantes établies avec une constante de temps voisine de la constante de temps propre du groupe, on s'assure que le vecteur d'état d'origine choisi correspond à un état de régime stable autour duquel l'état instantané se déplace, et qui correspond à l'état de régime stable le plus proche de l'étant instantané actuel, de sorte que les écarts ins tantanésainsi déterminés sont petits et définissent un écart d'état à l'intérieur d'un domaine où l'approximation de l'indépendance des contributions d'écart est valide. Par ailleurs, la grandeur de consigne qui a déterminé l'état de régime stable choisi comme origine (vecteur courant d'état) est la tension statorique de consigne imposée, tandis que la grandeur de consigne qui a déterminé l'état actuel est représentée au mieux par la moyenne courante de la tension statorique prise avec la constante de temps propre du groupe. Comme, ainsi qu'il a été précisé précédem- ment, il n'existe dans le système considéré qu'unie grandeur de commande (excitation) accessible à la régulation, le vecteur de réglage sera à une seule composante, ou signal de réglage, formé par une somme de contributions indépendantes des différents écarts de grandeurs.Pour la même raiso, l'asservissement du comportement ns pourra jouer que sur une composante, de sorte que le modèle définira un coefficient d'écart de comportement, composé d'une somme de contributions indépendantes des écarts de grandeur, chaque contribution étant le produit du signal d'écart correspondant par un facteur déterminé pour un comportement type choisi.D'autre part le signal de réglage obtenu en sortie de régulateur auto-adaptatif obtenu par combinaison des écarts entre grandeurs définissant l'état de régime stable et ocelles qui définissent l'état actuel traduit l'écart entre les grandeurs actuelle et moyenne courante de signal de commande à appliquer, de sorte que la restitution de ce signal de commande implique la transformation inverse de celle qui est appliquée aux grandeurs à l'entrée du dispo positif de régulation, c'est-à-dire un signal composé de la somme du signal de réglage et de son intégrale par rapport au temps avec la même constante de temps T. De préférence on filtre les signaux représentatifs à travers des filtres du premier ordre à constante de temps de l'ordre de 0,04 T pour les appliquer au modèle. Un filtre du premier ordre délivre, en réponse à un signal d'entrée fonction du temps, un signal de sortie qui est la moyenne par rapport au temps avec la constante de temps du filtre, du signal d'entrée. Les variations du signal d'entrée lentes par rapport à la constante de temps se retrouvent dans le signal de sortie, tandis que les variations rapides par rapport à cette constante de temps sont rabotées. Le choix de la constante de temps des filtres de premier ordre à 0,04 de la constante de temps d'élaboration des moyennes courantes qui, elle, est de l'ordre de grandeur de la constante de temps propre au groupe, a pour conséquence que les écarts filtrés restent significatifs de l'écart d'état de fonctionnement dans une mesure suffisante tout en étant débarrassés de l'influence de fluctuations transitoires parasites. Selon une disposition préférée de l'invention, on a Joute au signal de réglage un signal élaboré à partir du régulateur de vitesse et représentatif des variations de puissance mécanique assignée par le régulateur. Lorsque le régulateur de vitesse intervient sur l'admission de vapeur à la turbine pour ajuster les débits en raison de variations de puissance appelée traduites par des variations de vitesse du groupe, les réponses en puissance de la turbine sont lentes. Aussi l'action du signal élaboré à partir du régulateur de vitesse vient anticiper sur la réponse de la turbine et corriger en conséquence le signal de réglage. Sous un autre aspect l'invention a pour objet un dispositif de régulation auto-adaptative mettant en oeuvre le procédé précité. L'invention propose donc un dispositif analogique de régulation auto-adaptative de 11 état de fonctionnement d'u groupe turbo-alternateur couplé à un réseau d'interconne- xion et équipé d'un régulateur de vitesse indépendant agis- sant sur l'admission à la turbine, pour la mise en oeuvre du procédé précité, où la sortie de l'alternateur est équipée de capteurs délivrant des tensions images V, Pe et Q respectivement proportionnelles à l'amplitude de tension statorique, à la puissance active électrique et à la vitesse se de rotation différentielle du groupe, une source de tension réglable délivrant une tension de consigne statorique Vc, caractérisé en ce qu'il comporte trois opérateurs de moyenne recevant respectivement les tensions images V, Pe et Q et constitués chacun par un amplificateur avec une boucle de rétro-action à résistance capacité parallèles formant ladite constante de temps T, trois additionneurs associés respectivement aux opérateurs de moyenne et recevant d'une part la tension image et d'autre part la moyenne de cette tension en sorte d'élaborer un signal d'écart respectivement AV, SPe e et An , un amplificateur différen- tiel à gain unité recevant en entrée la tension de consigne Vc et la moyenne de tension Y et délivrant un signal d'écart de consigne AVc un modèle de référence comprenant trois filtres du premier ordre à constante de temps Tf de l'ordre de 0,04 T recevant respectivement en entrée les signaux d'écart AV, Aflet AVc et un sommateur avec des atténuateurs d'entrée rec-evant les signaux de sortie de filtres du premier ordre et le signal d'écart AV, et délivrant une tension d'écart de comportement, un régulateur à quatre branches réunies en sortie par un sommateur à travers des atténuateurs, chaque branche affectée respectivement auxdits signaux d'écarts et comprenant en série un premier multiplicateur recevant le signal d'écart respectif et la tension d'écart de comportement, deux voies pa parallèles, une proportionnelle et l'autre intégrale, ces deux voies se réunissant sur un sommateur recevant en outre une tension de calage, et un second multiplicateur recevant sur ses entrées le signal d'écart respectif et le signal issu- du sommateur de branche, la sortie du régulateur attaquant un moyen d'intégration comprenant en parallèle uneW voie proportionnelle et une voie intégrale à constante de temps T, le signal de sortie du moyen d'intégration constituant signal de commande d'excitation. L'homme du métier reconnaitra dans les opérateurs de moyenne et les filtres du premier ordre des dispositifs analogiques de constitution classique, amplificateur avec une boucle de rétro-action à constante de temps convenable, en sorte que la structure du dispositif de régulation correspondant à l'élaboration des fonctions énoncées dans le procédé.On remarquera que l'entrée du modèle affectée à l'écart de Pg ne comporte pas de filtre du premier ordre g en effet le gain de la contribution de l'écart de puissance électrique à l'élaboration d'une tension d'écart de composé tement relative à la puissance est de -1, en sorte que le signal d'éeart de puissance électrique, égal à la soure de la variation d'écart et de la valeur d'écart filtré est égal à la différence de la variation d'écart et de la contribution du signal d'écart de puissance électrique à l'élaboration de la tension d'écart de comportement. De préférence on dispose en sortie du dispositif un limiteur d'excitation constitué de deux comparateurs à seuil attaqués conjointement par le signal Y et réglés reo- pectivement sur un maximum et un minimum assignés de tension statorique, les tensions de sortie des deux comparateurs s'ajoutant au signal de commande d'excitation. Tant que la tension V est située entre les seuils les tensions de sortie des comparateurs se compensent et la tension de commande d'excitation est déterminée par le dispositif de régulation. Àu franchissement d'un seuil, le comparateur correspondant pilote la tension de commande d'excitation pour stabiliser la tension statorique indépendamment du dispositif de régulation.Cette disposition eut prévue pour éviter des incidents lors de variations brutales de puissance, occasionnées par exemple par un déclenchement du groupe du coAté de la turbine, une perte de synchronisme, une disjonction du couplage au réseau,., De préférence également on dispose des filtres réducteurs de bruit sur les entrées de signaux d'écart du régulateur. En effet l'intégration des bruits dans le régulateur peut entraîner une dérive du signal de commande d'excitation, ces bruits apparaissant comme des écarts de faible valeur. Les filtres réducteurs de bruit sont tels qu'ils possèdent une réponse en amplitude nulle à l'intérieur d'u intervalle entre deux seuils symétriques, et proportionnelle au-delà de cet intervalle.En réglant l'intervalle sur une largeur égale à quatre écarts types de bruit sur le signal considéré, on élimine pratiquement les dérives due aux bruits, sans entacher d'erreur grave la régulation. On peut constituer de tels filtres réducteurs en disposant pour les valeurs de tension de chaque polarité une paire de circuits limiteurs, chacun commandé par un compa- rateur à seuil, Les caractéristiques et avantages de l'invention res- sortiront d'ailleurs de la description qui va suivre, à titre d'exemple, en référence aux dessins annexés dans lesquels t la figure 1 représente schématiquement un groupe turbo-alternateur équipé d'un dispositif de régulation selon l'invention 5 la figure 2 est un diagramme de Fresnel explicitant l'état de fonctionnement d'un alternateur ;; la figure 3À est un diagramme fonctionnel d'un réseau correcteur d'interaction de puissance mécanique g la figure 3B est un schéma de disposition analogique du réseau de la figure 3Â t les figures 4A et 4B sont respectivement un schéma fonctionnel et une disposition analogique d'un opérateur de moyenne courante et d'écart 1 les figures 5A et 5B sont respectivement un schéma fonctionnel et une disposition analogique d'un modèle pour l'élaboration d'une tension d'écart de comportement la figure 6A est un schéma fonctionnel de régulateur à coefficients ajustables g la figure 6B est une disposition analogique d'une branche de régulateur selon la figure 6A la figure 7A est un schéma de limiteur de tension d'excitation x la figure 7B est un diagramme de réponse du dispositif de la figure 7A la figure 8A est un schéma de filtre réducteur de bruit ; la-figure 8B est un diagrame de la courbe de réponse du filtre de la figure 8L ; la figure 9 est un schéma de disposition analogique d'un circuit de restitution de tension de commande d'excitation. Selon la forme de réalisation choisie et représentée figure 1, un groupe turbo-alternateur se compose d'une turbine 1, accouplée à un alternateur 2 dans son ensemble. La turbine 1 est alimentée en vapeur, fournie par un générateur non représenté, à travers un dispositif de régulation de puissance comprenant une soupape haute pre5sian il et une soupape moyenne pression 12, l'une et l'autre commandées par un régulateur de vitesse non représenté. Un dispo sitif calculateur 13 sensible à la position des soupapes 11 et 12, délivre un signal image de la puissance mécanique assignée à la turbine. On conçoit que la puissance sécani- que est liée aux flux de vapeur haute et moyenne pression, ainsi qu'aux chutes d'enthalpie de la vapeur au passage dans la turbine. L'alternateur 2 comprend un rotor 20 accouplé au roter de turbine et muni d'un enroulement inducteur parcouru par un courant d'excitation délivré par une source réglable 57. L'inducteur 20 tourne dans l'are d'un stator 21, à bobinage triphasé représenté ici par simplicité en schéma unifilaire. Calé sur le même axe que le rotor, un alternateur tachymé trique diphasé 22 délivre un signal proportionnel à la différence ventre la vitesse de rotation du groupe et la vites- se de synchronisme exacte sur le réseau. Le stator 21 est couplé au réseau par un transformateur de puissance 27, et comporte des jeux classiques de transformateurs de mesure de tension statorique 24, et de courant 23. Un wattmètre 25 est alimenté par les secondaires des transformateurs 23 et 24, et élabore un signal proportionnel à la puissance électrique active. Un dispositif voltmétrique 26 branché aux secondaires des transformateurs 24, élabore un signal proportionnel à la moyenne des tensions statoriques des trois phases.On notera que le wattmètre 25 et le voltmètre 26 possèdent des constantes de temps propres qui sont de même ordre de grandeur que la période du réseau. En effet une puissance active ou une tension efficace n'ont pas de sens: considérées sur des intervalles de temps plus courts que la période. Par ailleurs ces grandeurs doivent être élaborées sur un intervalle de temps très court par rapport aux constantes de temps de régulation, pour pouvoir être considéré rées comme des valeurs instantanées dans le processus de régulation. Comme on le précisera plus loin la résolution on temps de la régulation est de l'ordre du dixième de se- conde tandis qu'un régime considéré sur une dizaine de secondes sera considéré comme un régime permanent.En d'autres termes la bande passante à considérer pour la régulation se situe entre à peu près 10 et 0,1 Hz. Les signaux de fréquence, puissance et tension issus respectivement des capteurs, tachymètre 22, wattmètre 25 et voltmètre 26 sont appliqués à des circuits élaborateurs d'écart 30, 31 et 32 constitués d'un opérateur de moyenne à constante de temps T de l'ordre de 5 secondes, du m8se ordre de grandeur que la constante de temps propre, ou temps de lancer du groupe, suivis d'un additionneur qui retranche la moyenne de la valeur instantanée. Ces circuits seront décrits plus en détail en réSérence aux figures 4A et 43. Par ailleurs l'additionneur 35 qui reçoit une tension de consigne réglée 35a et, en opposition, la tension moyen ne statorique élaborée par l'opérateur de moyenne du circuit 32, délivre en sortie un signal d'écart de consigne. Les écarts élaborés par les circuits 30, 31, 32 et 35 sont appliqués à un modèle linéaire 4, dont la fonction et la structure seront précisées en référence aux figures 5A et 53. Ce modèle élabore les contributions des écarts ap pliques avec des coefficients respectifs suivant une loi déterminée pour un dtat de fonctionnement choisi. Ces contributions sont additionnées, dans l'additionneur 40 à la variation effective de l'écart de puissance électrique obtenu par différenciation de l'écart issu du circuit 32, dans un circuit différenciateur 33. Le signal issu de l'additionneur 40, ou tension d'écart de comportement, et les signaux d'écart issus des circuits 35, 30, 31 et 32 sont appliqués, à travers des filtres d'amplitude respectivement 50 à 54, dont la structure sera décrite plus loin, à un régulateur ajustable 5, dont les fonction et structure seront précisées en référence aux figures 6A et 6B.Le signal de sortie, signal de réglage, résulte d'une combinaison linéaire des produits des signaux d'écart appliqués par des coefficients ajustables suivant une loi d'action fonction proportionnelle et intégrale de la tension d'écart de comportement issue de 11 additionneur 40, D'autre part, le signal image de puissance mécanique assignée élaboré par le circuit 13, est transformé par le circuit 34 dont la structure et le fonctionnement seront précisés en référence aux figures 3A et 3B, en un signal d'écart de puissance mécanique assignée qui vient corriger, dans l'additionneur 34e le signal de réglage issu du régulateur 5.Ce signal d'écart est représentatif de la tendance de variation de puissance mécanique, notamment lors de changements de régime dus à de brusques variations de puis- sance appelée, et apporte une correction anticipée au i- gnal de réglage. Le signal de réglage élaboré par le régulateur 5 est appliqué à un circuit 55 comportant une voie proportionnelle et une voie intégrale en parallèle, dont la structure sera précisée en référence à la figure 9. La voie intégrale du circuit 55 comprend un intégrateur à constante de temps égale à la constante de temps des opérateurs de moyenne des circuits d'élaboration d'écart 30, 31, 32, en sorte que le circuit 55 possède une fonction de transfert inverse de celle de ces circuits d'élaboration d'écart. Le signal de commande d'excitation restitué par le circuit 55 est cohé- rent avec les signaux délivrés par les capteurs 22, 25 et 26. Le signal de commande d'excitation traverse un circuit limiteur 56, commandé par le signal de tension issu du capteur volteétrique 26. Ce circuit limiteur 56, dont une forme de réalisation sera décrite en référence aux figure 7A et 7B, transmet intégralement le signal de commando d'excitation restitué par le circuit 55 au dispositif classique générateur d'excitation 57, tant que la tension fournie par le voltmètre 26 reste située entre deux seuils, un maxiiai et un minimum. Si la tension statorique atteint un de ces seuils la commande d'excitation prend une valeur assigné correspondante. Le générateur d'excitation 57 comprend l'excitation classique avec son circuit de pilotage corrigé pour réduire la constante de temps. En considérant le diagramme de Fresnel de la figure 2, un alternateur développant une force électromotrice E et possédant une réactance transverse Xt est couplé un réseau infini de tension Yr et de pulsation n0 à travers une réactance de couplage Xq. La tension de réseau Vr définissant l'origine des arguments des vecteurs, la force électromotri- ce R possède un argument d, dit angle total, qui est très sensiblement l'argument correspondant du flux magnétique tournant engendré par le rotor, tandis que le module de E est déterminé par l'intensité d'excitation.Comme, en négligeant les pertes dissipatives, Xt et 1q sont des réactances pures, les chutes de tension dans Xq et Xt ont même argument, de sorte que la tension statorique V, au point de couplage entre la réactance interne Xp et la réactance de couplage Xq a son extrémité alignée avec les extrémités des vecteurs Yr et E. L'argument du vecteur V, ou angle de transport est +, et l'angle Q entre les vecteurs V et E est dit angle interne. Les échanges de puissance entre l'alternateur dans l'état de fonctionnement correspondant à un vecteur force électromotrice de module E et d'argument 8 et le réseau infini Vr s'expriment par 3 E Vr sin # Puissance active P = (1) Xt + Xq 3 Vr (E cos # - Vr) Puissance réactive Q = (2) Xt + Xq En tenant compte du fait que, en régime permanent, la puissance active électrique est imposée par la puissance mécanique appliquée, il existe une famille d'états de fonctionnements correspondant à une valeur puissance active, définie par une valeur constante de E sin # # ; l'état de fonctionnement n'est complètement défini que si la puissance réactive Q est de valeur choisie. Si le module de la force électromotrice dépend de fa çon sensiblement linéaire de l'excitation, c'est une grandeur qui n'est pas mesurable directement. Par ailleurs les éléments qui définissent le réseau infini, tension Vr, réactance 1q' sont des éléments virtuels, qui ne peuvent être appréhendés que du point où l'alternateur est couplé au réseau. Au point de couplage l'état de fonctionnement de l'alternateur peut s'exprimer par les formules suivantes p = 3 E V sin Q (3)' #t Q 3 V (E cos # - V) (4) Xt De plus vers le réseau infini 3 V Vr sin # Pe = (5) Xq 3 Vr (V cos # - Vr) Q = (6) Xq Par ailleurs l'origine des arguments est inaccessible de sorte que # n'est pas mesurable directement.Cependant, étant donné que la fréquence du réseau est une grandeur stabilisée dans le temps, en sorte que la période du réseau peut être considérée comme une base de temps absolue, et que le vecteur force électromotrice est pratiquement fixe en direction par rapport au rotor de l'alternateur (considéré comme ayant une seule paire de pôles) la position angulaire de la masse tournante du groupe turbo-alternateur est définie par #o t + s. C'est donc l'angle total qui intervient dans les équations définissant les équilibres dynamiques du groupe. L'angle interne , qui serait accessible à une mesure, dépend des à travers une relation faisant intervenir les paramètres variables du réseau (Iq et Yr). La vitesse angulaire du groupe (considéré comme ayant une seule paire de pôles) a @ est donnée par d # = #o + # (7) dt On a choisi les grandeurs de sortie accessibles Pe et V pour exprimer l'état de fonctionnement, ces grandeurs étant directement représentatives de ce qui est exigé du groupe en priorité. Pour obtenir des relations linéaires exprimant le fonctionnement, on considère les variations de grandeurs dans un secteur étroit autour d'un état de référence ; pour obtenir des relations linéaires valides dans tout le domaine de fonctionnement possible, on choisit un état de référence défini par les valeurs moyennes des grandeur sur un intervalle de temps précédant le moment actuel, suffisamment long pour représenter correctement un régime permanent, et suffisamment court pour que les écarts entre les valeurs actuelles et les valeurs moyennes restent dans le secteur où l'approximation aux petites variations est convenable.On comprendra que la constante de temps propre du greupe, dite également temps de lancer du groupe, représente l'ordre de grandeur du minimum d'intervalle de temps à considérer, au cours duquel on peut définir un régime permanent mécanique. La moyenne courante Y d'une grandeur Y variable dans le temps, prise avec une constante de temps T est donnée en notation symbolique, avec s variable de Laplace, par s # lilfar (8) AY L'écart de la valeur instantanée de Y à sa moyenne courante est donc t Y(s) # Y(s) = Y(s) - (9) ou # Y(s) = Y(s) (10) l+Ts Dans le secteur où l'approximation aux petites varia- tions est valable, avec la définition des écarts précités, on peut établir les relations suivantes d ## = ## (11-1) dt d ## = H (#Pm - #Pe) - D ## (11-2) dt d #Pe= ###+ss## + &gamma;# Pe + ## E (11-3) dt # V = h1 ## + h3 #Pe (11-4) il l'équation 11-1 dérive de la relation 7 ; l'équation 11-2 exprime que l'écart des puissances mécanique et acti ve électrique est compensé par une variation d'énergie cinétique de rotation de la masse tournante (coefficient H) et une absorption d'énergie par les amortisseurs (amortissement de type visqueux) (coefficient D) ; les équations 11-3 et 11-4 traduisent le système des équations 1 à 6, en combinaison avec l'équation 7, pour le secteur aux petites variations. D'autre part, le réglage de l'excitation, en relation sensiblement linéaire avec le module E de la force électromotrice, va dépendre d'une grandeur d'entrée U que l'on définira ultérieurement et des grandeurs de sortie n, Pe et V. Dans le secteur des petites variations #E = k0 #U + k1 #V + k2 # # + k3 # Pe (12) La combinaison de 11-3, 11-4 et 12 donne d #Pe = (# + #k1h1) # # + (ss + #k2) # # dt +&gamma;+#(k3 + k,h3) # Pe + # k0 # U (13-3) Les coefficients k0, k1, k2, k3, de l'équation (12) sont variables, et leur ajustement traduit l'auto-adaptation du régulateur 5.Dans le système d'équations 11, seule l'équation 11-3 est à coefficients (&alpha;,ss,&gamma;,#) variables les coefficients D et H de l'équation 11-2, et les coefficients h1 et h3 de l'équation 11-4, sont déterminables à partir de paramètres du groupe turbo-alternateur. La réso- lution de l'équation 13-3 par ajustement des coefficients appliqués aux écarts donne l'ajustement convenable des coefficients de l'équation 12. Le système d'équation 11 avec substitution de 13-3 à 11-3 se présente sous la forme : dX/dt = As X + Bs U (14) où As et Bs représentent deux matrices de coefficients. On peut démontrer que si deux matrices Am et Bm définissent une solution de régime permanent à l'équation 14, il existe un vecteur d'écart de comportement # tel que #= Am X + Bm U - dX/dt (15) dont l'annulation traduit l'égalité des matrices Am et As et Bm et B8. Les lois d'ajustement des matrices As et suivantes g donnent au système des propriétés d'hyperstabilité de Map ounov. Les matrices As et Bs sont les matrices modèle qui définissent le comportement imposé de l'état de fonctionnement. On rappelle que le vecteur d'état d'entrée ne comporte qu'une composante utilisable comme grandeur de commande, à savoir la commande d'excitation. Par conséquent on ne pourra maîtriser le comportement que si cette maîtrise peut résulter de l'action sur une seule grandeur, et par suite si lton peut faire apparaître un paramètre du vecteur d'écart de comportement dont l'annulation coincide par relation biunivoque avec l'annulation da vecteur d'écart de comportement.Or, en se rapportant aux équations 11-1, 11-2 et 13-3 qui définissent les composantes de ce vecteur d'écart dans un système de référence Pe,# et , on constate que la composante suivant 8 est identiquement nulle, et que la composante suivant n peut être annulée par un réglage préalable, de sorte que la composante suivant Pe satisfait l'exigence do paramètre unique et peut etre assimilée à un coefficient d'écart de comportement E. Ce coefficient E ainsi explicité peut être exprimé en fonction de AU, V? A n , A Pe et d APe moyennant des dt transformations faisant intervenir 11-4 pour éliminer le terme en A8 . Les coefficients affectés aux écarts sont calculables soit directement à partir des paramètres de construction du groupe, soit à partir de grandeurs définissant un état de fonctionnement choisi, dans la mesure où subsiste une indétermination (choix du comportement). On peut démontrer en outre que le système garde ses propriétés d'hyperstabilité lorsque les écarts pris en compte sont filtrés à travers des filtres à fonction de 1 transfert strictement positive telle que qui 1 + Tfs établit une pondération des variations des écarts sur la constante de temps Tf. On en obtient une réduction des bruits par réduction de la bande passante, et de plus la détermination de la dérivée par rapport au temps de #P@ en est facilitée. En effet si 1 d s # Pef = # Pe , (#Pef) = # Pe. 1+Tfs dt 1+Tfs On peut résumer le fonctionnement du dispositif de régulation de la figure 1 en reprenant les notations du développement précédent ; les circuits 30, 31, 32 élaborent les moyennes courantes de n , Pe et V, et les écarts an # Pe et AV. Les écarts sont appliqués au modèle 4 qui reproduit les matrices Am et Bm, de sorte que, le circuit 33 élaborant la dérivée d/dt # Pe, l'additionneur 40 élabore le coefficient d'écart ou tension d'écart de comportement.En appliquant les écarts et le coefficient d'écart au régulateur 5 qui réalise les lois d'ajustement (16) et (17) on obtient en sortie le signal de réglage # E qui as mare l'hyperstabilité du système. Le circuit 34 est prévu pour intervenir essentiellement lors de déséquilibres importants entre puissance xéca- nique et électrique. Bn effet l'action des soupapes d'admission 11-12, commandées par le régulateur 13, est insuffisamment rapide pour éviter à elle seule des accélérations ou décélérations du groupe telles que sin d stannule, ce qui supprime toute possibilité de régulation. On va donc intervenir en anticipation du risque, sur l'excitation en la déréglant transitoirement, en sorte de freiner ou décharger l'alternateur pour contrer par avance les accéléra- tions ou décélérations.Comme le régulateur 13 élabore une image Pm de la puissance mécanique assignée, c'est-à-dire de la puissance mécanique que fournira la turbine lorsque l'action des soupapes d'admission sera devenue effective, le aignal Pm porte une information de tendance de la puissance mécanique. Par ailleurs, s'agissant d'un déréglage correctif et transitoire s'ajoutant au jeu de la régulation principale, il n'est pas indispensable qu'il soit strictement dosé. Aussi le circuit 34 peut être un modèle pré- déterminé.Des considérations théoriques montrent qu'entre signal Pm et excitation une fonction de transfert de la forme 1 8 - a b0 1 + T1s (18) convient bien, les coefficients bo et a'3 étant calculés à partir des paramètres connus du groupe et la constante de temps T' étant de l'ordre de 0,2 Tf (Tf constante de temps des filtres du modèle principal). Mais, comme le signal de réglage résulte. de la prise en compte des écarts sur les grandeurs images de sortie du groupe le signal de déréglages U appliqué au sommateur 34a doit Stre homogène lui aussi à un écart. Le signal Pm sera donc, dans le circuit 34, appliqué à un opérateur d'écart par rapport à la moyenne courante de Pm. Les structure et fonction du circuit 34 seront mieux comprises en référence aux figures 3A et 3B. L'image de puissance mécanique assignée Pi est appliquée à un opéra- teur 101 à fonction de transfert Ts qui délivre en sortie 1+Ts un signal d'écart différence entre la valeur actuelle de Pm et sa moyenne courante 1 Pm prise avec la constante 1+e8 de temps T utilisée peur les signaux images de grandeurs de-sortie. L'opérateur 102 a la fonction de transfert définie par la relation (18). La fonction de transfert générale de Pm àAU est le produit des fonctions de transfert des opérateurs 101 et 102. En disposition analogique selon la figure 3B, l'opérateur d'écart est constitué d'un filtre actif 104 composé d'un amplificateur avec une résistance de rétroaction et attaqué à travers une capacité, rdsis- tance et capacité définissant la constante de temps T. L'opérateur à fonction de transfert définie par la relation (18) comprend un circuit 105 résistance capacité parallèles définissant une constante de temps Tf et en liaison d'entrée pour un filtre 106 composé d'un amplificateur avec un circuit de rétroaction résistance capacité parallèles à constante de temps T'. Dans un exemple de rEalisa- tion le circuit 105 comporte 0,1 mégohm et 1 microfarad, et le circuit 106 0,1 mégohm et 0,2 microfarad. L'élaboration des valeurs moyennes courantes et des écarts de grandeur de sortie sont élaborés par des circuits de filtrage représentés de façon fonctionnelle sur la figure 4A, la figure 4B étant une disposition analogique. Sur la figure 4A, le signal représentatif, iti V est appliqué à un opérateur 110 de fonction de transfert 1 qui 1 + Ts élabore la moyenne courante V sur l'intervalle de temps T. Les signaux V et V sont appliqués respectivement aux entrées directe et inverseuse d'un amplificateur différentiel 111 qui élabore ainsi l'écart A Y, suivant le processus déjà décrit. La disposition de la figure 4B présente un circuit avec un étage amplificateur 112 muni d'un réseau de rétroaction à résistance capacité parallèles T. La résis- tance d'entrée et la résistance de rétroaction de l'étage 112 étant égale, la fonction de transfert de l'étage 112 1 est et en sortie de l'étage on obtient - V. La som 1 + Ts me de la sortie et de l'entrée de l'amplificateur 112, obtenue au noeud de l'additionneur 113 possède donc une fonc- 1 Ts tion de transfert 1/2 #1 - #= .Dans l'exem1 + Ts 1 + Ts ple de réalisation déjà cité en référence à la figure 3B la constante de temps T est obtenue par combinaison do 1 mégohm et 4,7 microfarads. Un modèle d'élaboration du coefficient d'écart de comportement est montré en représentation fonctionnelle sur la figure 5A et en disposition analogique sur la figure 5B. Sur la figure 5A, chacune des quatre entrées d'écart# U, A n , AV et APe attaque un filtre du premier ordre (121 à 124) à constante de temps Tf, opérant la fonction de transfert 1/1+1TfS . En outre l'entrée #Pe attaque un filtre à fonction de transfert s/l + Tfs suivi d'un inverseur 126. L'additionneur 120 effectue la somme des écarts filtrés, chacun affecté d'un coefficient respectivement b0, a'2, a'l, a'3. Les coefficients b0 et a'3 sont égaux aux coefficients correspondants du circuit d'élaboration de terme de correction présenté aux figures 3A et 33. Sur la figure 5B, les filtres du premier ordre 131, 132, 133 sont constitués par des amplificateurs avec un circuit de rétroaction à résistance capacité parallèles ; l'entrée d'écart de puissance Pe 134 ne comporte pas de 1 + T@s filtre, et réalise ainsi une fonction de transfert 1 + TfS assimilable à la différence 1 +1TfS - (~ Tf) 1 +5TfS e Les potentiomètres de l'additionneur 130 permettent d'ajuster les divers coefficients en tenant compte des inversions apportées par les amplificateurs. L'amplificateur 135 réglable permet la mise à l'échelle définitive du coefficient d'écart de comportement E.Dans l'exemple de réalisation déjà présenté Tf est obtenu par une résistance de 0,1 mégohm et une capacité de 1,1 microfarad. Le régulateur ajustable représenté à la figure 6A en disposition fonctionnelle comporte quatre branches respec vivement 140, 150, 160, 170 affectées chacune à un signal d'écart respectivement AU, An , V, APe qui se rejoignent sur un additionneur 179. Chaque branche comporte des éléments semblables qui sont référencés avec le même chiffre d'unité, et les chiffres de dizaine et centaine de la branche, en sorte que la description d'une branche convient pour les quatre.Ainsi la branche 140 comprend, de l'entrée à la sortie, un circuit multiplicateur 141 qui reçoit sur une entrée de multiplicande le signal d'écart (AU) et sur une entrée de multiplicateur le coefficient d'écart de comportement E. La sortie du multiplicateur 141 attaque deux voies, une voie proportionnelle 142, avec un facteur d'amplification 0, et une voie intégrale 143, de fonction de transfert ss 0. Les voies 142 et 143 se rejoignent, con s jointement avec une source de facteur constant 144 appli- quant un signal K0 sur un additionneur 145.La sortie de l'additionneur 145 attaque l'entrée de multiplicateur d'un circuit multiplicateur 146, dont l'entrée de multiplicande reçoit le signal d'écart (AU). I1 est clair que la réponse de cette branche est de la forme AU + A UE ( 8 Pour les branches 150, 160 et 170 les coefficients K et et ' comportent respectivement les indices 1, 2 et 3. On aura compris que le signal de réglage en sortie du régulateur # Ve suit la loi d'ajustement des relations (16) et (17) qui assurent l'hyperstabilité au sens de Liapounov du système. La figure 6B indique un schéma de réalisation analogique d'une branche 180, avec un multiplicateur d'entrée 181, une voie proportionnelle avec un amplificateur 182 à gain réglé par rétroaction, un potentiomètre ajustant la tension d'entrée, une voie intégrale 183 avec un amplificateur à rétroaction capacitive, et un potentiomètre 184 pour introduire le coefficient constant. L'additionneur 185 est constitué par le noeud de convergence de trois résistances connecté à une des entrées du multiplicateur 186. La résistan- ce 189 est une résistance d'additionneur et permet d'ajus ter la contribution de la branche à l'élaboration du signai de réglagea Ve.Dans un exemple d'application, les multiplicateurs délivrent un signal de sortie dont la tension ol volts est le dixième du produit des tensions d'entrées ex- primées en volts ; la branche intégrale comporte une résis- tance d'entrée de 0,01 mégohm et une capacité de rétroaction de 10 microfarads. On a déjà expliqué que, les écarts de grandeurs appliqués au dispositif de régulation étant pris par rapport à une moyenne courante sur un intervalle de temps T, avec une fonction de transfert 1Ts Ts ,la restitution de la tension de commande d'excitation V e à partir du signal de réglage 1 + Ts #Ve implique une fonction de transfert inverse , la Ts constante de temps T étant la même dans les deux transformations. La fonction de transfert peut s'écrire 1 + 1 en Ta sorte que la tension V e est la somme de l'écart #Ve et de son intégrale par rapport au temps avec la constante de temps T.La figure 9 représente une disposition analogique de circuit effectuant cette opération, et comprenant, après un étage tampon 220, deux voies parallèles, une voie intégrale 221 composée d'un amplificateur avec une capacité de rétroaction et une résistance d'entrde, résistance et capacité déterminant conjointement une constante de temps T, et une voie proportionnelle 222 avec un amplificateur à rétroaction résistive, les deux voies se rejoignant à travers deux résistances dtun additionneur 223. Dans l'exemple de réalisation déjà cité, la constante de temps de la voie 221 est déterminée par une résistance de 1 mégohm et une capacité de 4,7 microfarads. Pour éviter, lors de perturbations de très grande am plitude, que le dispositif de régulation ne poursuive un fonctionnement aberrant (tel par exemple que l'angle interne atteigne la valeur ) on dispose sur le conducteur de signal de commande d'excitation un limiteur à seuil dont la figure 7A denne une disposition. Le limiteur d'amplitude comporte deux amplificateurs 203 et 204 dont les facteurs d'amplification sont ajustés par rétroaction à une valeur égale et relativement élevée (20 par exemple).Les sorties de ces amplificateurs sont réunies par un additionneur à résistance 2o5, tandis que les entrées sont attaquées par un signal somme de la tension statorique V appliquée sur le conducteur 120 et d'une tension de seuil déterminée par les potentiomètres 201 et 202 sur les amplificateurs 203 et 204 respectivexent, ces tensions de seuil étant égales et de signe opposé aux limites, maximum et minimum, que l'on s'im- pose sur la tension statorique V. Le fonctionnement sera expliqué en référence à la figure 7B. Les amplificateurs 203 et 204 délivrent une tension de sortie qui est limitée en valeurs positives et négatives par la saturation, en sorte que, dans un intervalle étroit autour du zéro de la tension d'entrée, la tension de sortie est proportionnelle à la tension d'entrée, et pour des tensions d'entrée au-delà de cet intervalle, la tension do sortie se bloque sur la valeur de saturation. La tension d'entrée étant moyenne arithmétique de la tension V et de la tension de seuil, la réponse propre de l'amplificateur 204 a l'allure de la courbe en tireté 206, avec un palier positif jusqu'au point 206a, une chute linéaire jusqu'au point 206b, et enfin un palier négatif symétrique du palier positif d'origine.La réponse propre de l'amplificateur 203 présentée par la courbe en tiret 207, comporte également un palier positif jusqu'au point 207a, une chute linéaire jusqu'au point 207b, et au-delà un palier négatif. La réponse combinée au point 205 a l'allure de la courbe en trait plein 208, qui présente un palier positif jusqu'au point 206a, une chute linéaire jusqu'au point 208a d'ordonnée zéro, l'abscisse correspondant à celle du point 206b, un palier à tension zéro jusqu'au point 208b, de nome abs suisse que le point 207a, une chute linéaire jusqu'au point 207b, et au-delà un palier négatif.La tension au noeud 205 est ajoutée à la tension de commande d'excitation, en sorte que, tant que la tension V sur le conducteur 200 est conprise entre les valeurs de seuils, maximum et minimum, imposées, la contribution du limiteur à l'excitation est nulle. Au-delà des seuils la contribution du limiteur intervient de façon efficace pour neutraliser l'action du régulateur. Les capteurs et le dispositif de régulation sont le siège de bruits inévitables. Ces bruits ont statistiquement une action nulle jusqu'à la sortie du modèle 4 de la figure 1. Mais, du fait de la présence de multiplicateurs et de voies intégrales dans le régulateur 5, et de la voie inté- grale du circuit de restitution 55 les bruits peuvent avoir une résultante non nulle en sortie du dispositif de régulation (produits de bruits corrélés), résultante produisant une dérive lente de l'état de fonctionnement.Pour réduire l'effet des bruits, on peut disposer sur les entrées du régulateur 5 des filtres d'amplitude 50 à 54, qui présen- tent, comme indiqué à la figure 8B, une réponse linéaire on amplitude 219 au-delà de deux seuils d'abscisses 219a et 219b, symétriques par rapport à zéro, et une réponse nulle entre ces seuils. En réglant l'écart entre les seuils à quatre fois l'écart type de bruit au point considéré (entrée du filtre) on élimine 99 % du bruit (bruit gaussien). Un tel filtre peut avoir la structure représentée figure 8A. La tension d'entrée est appliquée au conducteur 210, relié à travers la résistance 210a à la sortie 210b, et couplé aux entrées directes de deux amplificateurs dif férentiels 213 et 214 montés en comparateurs à seuil. Les entrées inverseuses de ces amplificateurs 213 et 214 sont reliées respectivement aux curseurs de potentiomètres 211 et 212 qui définissent respectivement les seuils positif (219b) et négatif (219a) du filtre. Les sorties des ai;li- fixateurs 213 et 214 sont reliées par des résistances res pectivement aux points de commande 213a et 214a de limiteurs à diodes 215, 217 et 216, 218.Les diodes 215 et 217 ont leurs cathodes reliées en commun au point de commande, et leurs anodes respectivement à la masse et au point de sortie 210b. Les diodes 216 et 218 ont leurs anodes reliées en commun au point de commande et leurs cathodes respectivexent à la masse et au point de sortie 210b.Lorsque la tension du conducteur 210 est entre les seuils, l'amplificateur 213 est bloqué en saturation négative et l'amplificateur 214 en saturation positive ; les diodes 215 et 216 sont passantes et les points de commande 213a et 214a sont à la massne, en sorte que le point de sortie 210b est vers rouillé à la masse. Au-delà du seuil position, l'amplificateur 213 est en saturation positive et la diode 215 bloquante ; le point de commande 213a est à la tension de saturation positive, et le point de sortie 210b est déverrouillé vers les valeurs positives et suit la tension d'entrée sur le conducteur 210. Lorsque la tension d'entrée est plus négative que le seuil négatif, l'amplificateur 204 passe en saturation négative, déverrouillant le point de sortie vers les valeurs négatives. On a réalisé un dispositif de régulation correspondant à un alternateur de caractéristiques nominales. Tension 11,55 KV Puissance active 1485 MW Puissance réactive 719 MVAr Impédance transverse 0,66 ohm. La détermination du modèle a été faite pour un point où les puissances sont les puissances nominales, la tension 0,95 de la tension nominale soit 10,4 KV et la réactance de liaison au réseau 1q = 0,12 ohm. Le limiteur de tension statorique a été réglé à Vnt 5 % soit entre 10,4 et 12,13KV. Les constantes de temps utilisées étaient celles indiquées précédemment. Des essais de simulation ont montré que l A puissances active et réactive et tension nominales sur une impédance de réseau de 0,072 ohm, un échelon de tension de consigne # 5 % provoque une réponse amortie avec un dépassement de l'ordre de 3 %. Sur une réactance de réseau de 0,112 ohm les réponses sont analogues, tandis que les régulations classiques sont très instables. Sur réactance de réseau = 0,096 ohms, les régulations classiques engendrent une oscillation divergente (pompage), tandis que la régulation selon l'invention amortit l'oscillation on quelques secondes, par substitution à la régulation classi- que. Les variations de charge du réseau, correspondant à des ouvertures et fermetures de lignes, représentant dos variation de réactance de 0,036 ohm à 0,056 ohm, puis retour à 0,036 oht, donnent lieu à des réactions sensible- ment apériodiques. Enfin la simulation d'un défaut triphasé latéral au bornes du transformateur de groupe, en partant du régime nominal avec une réactance de réseau de 0,064 ohm, défaut éliminé en 120 ms, montre que la régulation adaptative permet de garder le synchronisme, tandis qu'avec régulation classique le groupe part en survitesse. Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux exem- plues décrits, mais en embrasse toutes les variantes d'exé- cution. Notamment le dispositif de régulation peut être réalisé en disposition numérique, pour laquelle l'homme du métier trouvera dans l'état de la technique des dispositions de circuits calculateurs capables de réaliser toutes les fonctions de transfert exposées. I1 est évident dans ce cas que les circuits devront être assez rapides pour opérer en moins d'une période de réseau, résolution ultime du dispositif de régulation. L'homme du métier trouvera par ailleurs dans l'état de la technique le support théorique nécessaire au calcul des éléments de dispositif de régulation correspondant à des cas particuliers de groupes turbo-alternateurs. REVENDICATIONS 1. Procédé de régulation auto-adaptative de l'état de fonctionnement d'un groupe turbo-alternateur couplé à un réseau d'interconnexion et équipé d'un régulateur de vitesse indépendant agissant sur l'admission à la turbine, par action sur l'excitation de l'alternateur, procédé suivant lequel on prélève des signaux représentatifs d'une grandeur d'entrée et de grandeurs de sortie de l'alternateur, dont la tension statorique, on applique ces signaux représentatifs à un modèle de référence définissant un comportement choisi pour élaborer un coefficient d'écart de comportement, on applique les signaux représentatifs à un régulateur autoadaptatif élaborant un signal de réglage fonction des signaux représentatifs de grandeurs de sortie suivant une loi d'action proportionnelle et intégrale du coefficient d'écart de comportement en sorte que ce coefficient s'annule asy - totiquement en réponse à la régulation, et on compare le signal de réglage à un signal de consigne pour élaborer un signal de commande d'excitation, caractérisé en ce que, modèle et régulateur délivrant des signaux de sorties soi- mes des contributions de chacun dos signaux reprEsentatirs, ceux-ci sont constitués, pour chaque grandeur de sortie, par la différence entre un signal image de la valeur instan tanée de cette grandeur et la moyenne courante de ce signal image établie avec une constante de temps T de l'ordre de grandeur de la constante de temps propre du groupe, et pour la grandeur d'entrée la différence entre une tension stato- rique de consigne et la moyenne courante signal image de tension statorique, le signal de commande d'excitation étant la somme du signal de réglage et de l'intégrale de celui-ci par rapport au temps, avec la mme constante de temps T. 2. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'on filtre les signaux représentatifs à-tFavers des filtres du premier ordre à constante de temps de l'ordre de 0,04 T à l'entrée du modèle. 3. Procédé suivant la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisé en ce que l'on ajoute au signal de ré glage un signal élaboré à partir du régulateur de vitesse et représentatif des variations de puissance mécanique assignée par le régulateur. 4. Dispositif analogique de régulation auto-adaptative de l'état de fonctionnement d'un groupe turbo-alternateur couplé à un réseau d'interconnexion et équipé d'un régulateur de vitesse indépendant agissant sur l'admission à la turbine, pour la mise en oeuvre du procédé suivant la re vendication 1, où la sortie de l'alternateur est équipée de capteurs délivrant des tensions images V, Pe et n respectivement proportionnelles à l'amplitude de tension statorique, à la puissance active électrique et à la vitesse de rota- tion différentielle du groupe, une source de tension réglable délivrant une tension de consigne statorique Vc > carac trois en ce qu'il comporte trois opérateurs de moyenne recevant respectiveient les tensions images V, Pe etn et constitués chacun par un amplificateur avec une boucle de rétroaction à résistance capacité parallèles formant ladite constante de temps T, trois additionneurs associés respectivement aux opérateurs de moyennè et recevant d'une part la tension image et d'autre part la moyenne de cette tension en sorte d'élaborer un signal d'écart respectivement A V, aPe etAn , un amplificateur différentiel à gain unité recevant en entrée la tension de consigne Vc et la moyenne de tension V et délivrant un signal d'écart de consigne A , un modèle de référence comprenant trois filtres du premier ordre à constante de temps Tf de l'ordre de 0,04 T recevant respectivement en entrée les signaux d'écart Au, an et AV c et un somxateur avec des atténuateurs d'entrée recevant les signaux de sortie de filtres du premier ordre et le signal d'écart AVe, et délivrant une tension d'écart de comportement, un régulateur à quatre branches réunies en sortie par un sommateur à travers des atténuatueurs, chaque branche affectée respectivement auxdits signaux d'écarts et comprenant en série un premier multiplicateur recevant le signal d'écart respectif et la tension d'écart de comportement, deux voies parallèles, une proportionnelle et l'autre intégrale, ces deux voies se réunis sant sur un soilateur recevant en outre une tension de calarge, et un second multiplicateur recevant sur ses entrées le signal d'écart respectif et le signal issu du sommateur de branche, la sortie du régulateur attaquant un moyen d'intégration comprenant en parallèle une voie proportionnelle et une voie intégrale à constante de temps T, le signal de sortie du moyen d'intégration constituant signal de cosan- de d'excitation. 5. Dispositif selon la revendication 4, où le régulateur de vitesse est équipé d'un dispositif élaborant un signal P11 représentatif de la puissance assignée à la turbine par le régulateur, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un réseau correcteur recevant le signal P et couplé en sortie du régulateur auto-adaptatif, et comprenant en série un opérateur de moyenne à constante de temps T, un additionneur recevant le signal P et le signal moyenne de P1 et délivrant un signal d'écart aPs, et un filtre formé par un amplificateur avec un réseau d'entrée à résistance capacité parallèles formant constante de temps Tf, et une boucle de rétroaction à résistance capacité parallèles formant constante de temps d'environ 0,2 Ti. 6. Régulateur selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un limiteur d'excitation constitué de deux comparatcurs à seuil attaqués conjointement par le signal V et réglés respectivement sur un maximus et un minimum assignés de tension statorique, les tensions de sortie des deux comparateurs s'ajoutent au signal de commande d'excitation. 7. Régulateur selon une quelconque des revendications' 4 à 6 comportant des filtres réducteurs de bruit sur les entrées de signaux d'écart du régulateur, caractérisé on ce que les filtres réducteurs possèdent une réponse en amplitude, nulle à l'intérieur d'un intervalle entre deux seuils symétriques, et proportionnelle au-delà de cet intervalle. 8. Régulateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que lesdits filtres réducteurs comportent pour les valeurs de tension de chaque polarité une paire de circuits limiteurs chacun commandé par un comparateur à seuil.