Brevet FR2482809A1 — publié le 19811120

SYSTEME ADAPTATIF DE RECEPTION DE DONNEES NUMERIQUES A COMPENSATION DES DISTORSIONS D'AMPLITUDE ET DE PHASE INTRODUITES PAR LE CANAL DE TRANSMISSION DES DONNEES. La présente invention concerne un système adaptatif de récep- tion de données numériques à compensation des distorsions d'amplitude et de phase introduites par le canal de transmission des données. O n sait en effet qu'aux débits de transmission élevés, une restitution correcte, en sortie du canal de transmission, des signaux émis à son entrée n'est plus possible sans la présence d'un circuit de compensation dit égaliseur et qui est souvent constitué par un filtre transversal non récursif, c'est-à-dire par un circuit capable de cor- riger la réponse d'un canal de transmission à partir d'une somme finie et pondérée de réponses partielles disponibles sur des prioes successives d'un réseau d'impédances à base de lignes à retard; un égaliseur de type classique, à N coefficients de pondération, est représenté sur la figure 1 (une description d'un égaliseur à sept coefficients est faite dans la revue IEEE Transactions on information theory, volume IT -15, NO 4, juillet 1969, pages 484 à 497). Comme la réponse impulsionnelle du canal n'est pas connue et est en outre susceptible d'évoluer dans le temps, l'égaliseur doit être adaptatif, c'est-à-dire pouvoir, au dé- but de la liaison, ajuster ses coefficients de pondération à leurs va- leurs optimales (c'est la phase dite d'acquisition ou d'apprentissage de l'égaliseur), et suivre ensuite les variations éventuelles du canal pendant la phase de transmission proprement dite. Cette adaptativité se traduit par le fait que l'égaliseur génère un signal d'erreur qui est -2fonction de la différence entre la forme exacte des données numériques émises et la forme qu'elles ont en sortie de l'égaliseur, et rend alors cette erreur minimale. Pour une utilisation efficace du système de réception, la - phase d'apprentissage doit être la plus courte possible, ce qui revient à dire que la méthode de détermination des coefficients optimaux de l'égaliseur adaptatif doit converger le plus rapidement possible. En raison de leur aptitude à suivre les variations temporelles du canal de transmission des données, on utilise souvent des méthodes de détermina- tion itératives, telle la méthode du gradient stochastique. Mais la vitesse de convergence de cette méthode diminue au fur et à mesure que les valeurs propres de la matrice de corrélation A des signaux de sor- tie du canal de transmission sont plus dispersées, c'est-à-dire que la distorsion d'amplitude introduite par le canal est plus importante. Si le canal était parfait et son spectre parfaitement plat, la distorsion serait nulle, et toutes les valeurs propres de A seraient égales à 1. En réalité, dès que le canal introduit une distorsion sensible en am- plitude (ou dès qu'une interférence entre symboles est volontairement créée pour des raisons de mise en forme spectrale), la mise en oeuvre de la méthode du gradient stochastique devient inefficace. Une vitesse de convergence satisfaisante peut être obtenue par mise en oeuvre de la méthode itérative d'égalisation, dite autoorthogonalisante, décrite dans l'article de R.D. Gitlin et F.R. Magee "Self-orthogonalizing adaptative equalization algorithms", paru dans la revue IEEE Transactions on Communications, volume COM-25, NI 7, juillet 1977, pages 666 à 672, mise en oeuvre dont le filtre de Kalman (appliqué au domaine de l'égalisation par D.Godard, voir à ce propos la référence bibliographique NO 16, page 672, de cet article) constitue un cas particulier. Cependant, par rapport à celle du gradient stochastique, cette méthode est caractérisée par une complexité forte- ment accrue des circuits assurant sa mise en oeuvre C'est-à-dire par une augmentation importante du nombre d'opérations devant être effec- tuées au cours de chaque itération). Le but de l'invention est de proposer un système adaptatif de réception de données numériques dans lequel la détermination des valeurs des coefficients de l'égaliseur par itérations successives est réalisée avec une vitesse de convergence presque aussi rapide que dans -3 - le cas de l'article qui vient d'être cité, mais dont les circuits sont cependant beaucoup plus simples. L'invention concerne à cet effet un système adaptatif de ré- ception de données numériques à compensation des distorsions d'ampli- tude et de phase introduites par le canal de transmission de ces données, comprenant, à la suite du canal de transmission (1) délivrant un vecteur-signal de sortie Xk, un circuit d'égalisation adaptative suivi d'un circuit de décision (3) destiné à fournir à partir du si- gnal de sortie Yk du circuit d'égalisation une estimation sk-d de îo chacune des données numériques s k-d émises à l'entrée du canal, et comprenant également un sommateur (4a) qui reçoit sur une entrée posi- tive le signal de sortie Yk du circuit d'égalisation et sur une entrée négative l'estimation skd pour délivrer un signal d'écart ek = Yk - k-d et un circuit de multiplication (4b) de ek par un pas a k d'itération, caractérisé en ce que le circuit d'égalisation adapta- tive est un filtre transversal (2) non récursif à N coefficients de pondération réglables, pour la détermination par itérations successi- ves desquels le système de réception comprend: (A) un circuit d'estimation (5) de la matrice carrée Ak, matrice estimée à l'instant t + kT de la matrice de corrélation des vec- o teurs Xk, T étant la durée d'un symbole et l'estimation étant obtenue à partir de la relation suivante: A-K i = R A = X. Xi i= k i=l dans laquelle TR représente l'opérateur de transposition; (B) un circuit d'approximation (6) de la matrice Ak estimée par une matrice circulante Rk, cette approximation,d'autant meilleure que le nombre N est plus grand, étant obtenue par substitution à la pre- mière ligne (a() (k) a(k) a ( a(k2, a(k1) de AX d'une nouvelle 2... a N2' N-1 enuel (k> (k) r(k) r(k) (k) ligne (r 0, rî1, r 2 rN-2,r( N-l) dans laquelle on a (k) (k) r(i)= a() pour tout i au plus égal à N/2 si N est pair ou à (N-l)/2 mi Nestimpir t r(k) (k) si N est impair et r(k) = a( N-) i pour tout i supérieur aux mêmes limites, puis formation des lignes suivantes de Rk à partir de chaque ligne de Rk de rang immédiatement inférieur par une permutation circulaire des 2482839' -4 - termes vers la droite; (C) un circuit (7) de calcul de la matrice diagonale Gk dont ( N- (k) k les termes diagonaux sont les valeurs propres X(k à X(k) de la ma- trice circulante Rk, par détermination du vecteur Ak = ( k (k À (k) X(k) (k>))TR à l'aide de la relation: 2. ' N-2' N-1 A:= P. P.U k dans laquelle U est le vecteur (r(k), r(),) r(k) r(2, r(N)l)TR et P est la matrice unitaire d'ordre N définie par: P Pf l (f 1, 2,...., N-2, N-i) avec Pfg g T exp (j 2 fq (D) un circuit (8) de calcul du vecteur akek pCC Xk, expression dans laquelle ak représente le pas d'itération et pcC la matrice com- plexe conjuguée de la matrice P; (E) un circuit (9) de multiplication du vecteur ak ek PC Xk -1 de sortie du circuit (8) par la matrice diagonale G k; (F) un circuit (10) de multiplication du vecteur akek G-1 PccXk (F) kkk k de sortie du circuit (9) par la matrice P; (G) un circuit (11) d'évaluation du vecteur C = C -e P G pdc X qui, à l'instant t + (k+l)T, représente Ck+1 = Ck kek PG k les N coefficients de pondération du filtre transversal (2) et qui est obtenu par différence entre le vecteur Ck évalué au cours de l'itéra- tion précédente correspondant à l'instant to + kT et le vecteur a kek P G-k pcc Xk de sortie du circuit (10). L'invention concerne également, dans un deuxième exemple de réalisation, un système selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend également: (A) un circuit (12) de multiplication du vecteur-signal de sor- tie Xk du canal de transmission (1) par la matrice P, délivrant un signal de sortie Zk fourni à l'entrée du filtre (2); (B) un circuit de multiplication (13), inséré entre les circuits de multiplication (10) et d'évaluation (11) et destiné à assurer la multiplication du vecteur e P G Pc Xk de sortie du circuit (10) par la matrice P cc, pour permettre au circuit ll d'évaluer le vecteur -5 Dk+l = P kc C kl, qui représente à l'instant to + (k+l)T les N coeffi- cients de pondération du filtre transversal (2) lorsque ce filtre reçoit le signal Zk de sortie du circuit de multiplication (12) et qui est obtenu par différence entre le vecteur Dk évalué au cours de l'itération précédente correspondant à l'instant to + kT et le vecteur a kek pcc p Gk1 pcc Xk de sortie du circuit (10). D'autre particularités de l'invention apparaîtront plus clairement dans la description détaillée qui suit en en se référant aux dessins annexés dans lesquels: - la figure 1 montre un filtre transversal non récursif de type connu, à N coefficients de pondération; la figure 2a représente la matrice A de corrélation de N échantillons successifs du processus aléatoire x(t) auquel correspon- dent les vecteurs-signaux successifs X de sortie du canal de transmis- sion, la figure 2b une forme simplifiée de cette matrice A compte tenu du fait que x(t) est un processus aléatoire de type stationnaire, et la figure 2c une forme encore simplifiée compte tenu de la longueur de la réponse échantillonnée du canal; - la figure 3a représente, dans le cas o par exemple N est impair et égal à 2S + 1, la matrice circulante R choisie, à partir de la figure 2b, pour constituer l'approximation de la matrice A, et la figure 3b une forme simplifiée de cette matrice R compte tenu de la longueurú de la réponse échantillonnée du canal; - la figure 4 montre quelle partition peut être opérée dans la structure du produit matriciel de l'inverse de la matrice R par la matrice A - la figure 5 montre un premier exemple de réalisation du système de réception selon l'invention; - les figures 6a à 6c montrent plusieurs variantes de struc- ture d'un deuxième exemple de réalisation du système de réception selon l'invention. Pour présenter les deux exemples de réalisation, décrits plus loin, du système selon l'invention, on supposera tout d'abord que le système d'émission présent en amont du canal de transmission émet un train de données binaires s k non corrélées, égales à - 1, que la réponse impulsionnelle de l'ensemble formé par le canal de -6- transmission, les filtres d'émission et les filtres de réception est h (t), et que le récepteur est en parfaite synchronisation avec l'émet- teur. Si x(t) est le signal reçu et échantillonné à la cadence de 1/T (T étant la durée d'un symbole) et si l'échantillon entrant dans l'égaliseur à un instant to + kT est défini par la relation: ji = -1 x h.. sk* + nk Xk ( h. Sk_j) + nk - j = O dans laquelle est la longueur de la réponse échantillonnée du canal de transmission et nk le bruit à l'instant to + kT, on peut alors dé- finir pour un égaliseur adaptatif à N coefficients de pondération co, c1, c2...., cN_2 cNl (voir la figure 1) les vecteurs-colonnes suivants, écrits par commodité sous la forme équivalente des vecteurs- lignes transposés (TR indiquant l'opération de transposition) TR Xk = [xkl xkI 1'- (on considère que la décision concernant chaque symoble transmis se pro- duit avec un retard d.T par rapport à l'émission de ce symbole, ce retard d.T pouvant d'ailleurs être optimisé pour minimiser l'erreur quadratique moyenne, comme cela est indiqué notamment dans un article de P. Butler et A. Cantoni, "Non-iterative automatic equalization", paru dans la revue IEEE Transactions on Communications, volume COM-23, N 6, -7- aux pages 622, III-A, lignes 5-6, et 624, C, de cet article). Dans la technique des égaliseurs, il existe différents critères pour réduire cet écart entre la forme exacte des signaux émis et la forme estimée qu'ils ont en sortie de l'égaliseur. On retiendra ici l'un des plus fréquemment utilisés, à savoir le critère de minimisation de l'erreur quadratique moyenne, et l'on cherchera donc à choisir le vecteur C de façon à minimiser la valeur moyenne de ek' En utilisant simultanément les deux relations équiva- lentes (4) et (4bis), on a: 2 (cTR TR ek = (C Xk - skd) (Xk C - skd) 2 e TR XkTR C-2CTR ek =CT Xk Xk C - 2 CT Xk skd + 1 (6) On prend la valeur moyenne de ek, soit: i 2 cTR CCTR() E(ek) = TR.A.C -2 CTR.V + 1 (7) équation dans laquelle, E étant l'opérateur de valeur moyenne, on a: A E (Xk Xk) (8) Xk k et V = E (Xk Sk-d) (9) La relation (7) définit l'erreur quadratique moyenne pour un vecteur C donné, erreur que l'on veut minimiser en fonction de C. Pour cela, on doit avoir: gradient (C) = G(C) = DE = 2 (AC - V) = O G (C) est nul si AC = V, c'est-à-dire si: C = A-1V (10) Le vecteur C recherché pourrait donc être obtenu par ré- solution directe de l'équation (10). Cette résolution est considérée comme difficile, car elle implique l'inversion de la matrice A c'est-à- dire la réalisation d'un très grand nombre d'opérations, mais -8 - une méthode originale de détermination directe d'un vecteur approché de C, évitant une telle complexité, est proposée et décrite dans la demande de brevet français N 80 10 862 également déposée ce jour au nom de la Demanderesse. Cependant, on a vu plus haut pour quelle raison on utilise plus souvent les méthodes itératives. Conformément à l'invention qui fait l'objet de la présente demande et qui va donc concerner une métho- de itérative originale de détermination du vecteur des coefficients de pondération de l'égaliseur, on considère d'abord l'expression de détermination itérative suivante: qui est du système de plus haut, C a, A1 X e (11) ' Ck+l = Ck - k Akk (11 type de celle utilisée dans l'égaliseur transversal du réception décrit dans l'article de Gitlin et Magee cité et dans laquelle: Ck= vecteur C à l'instant to + kT Ck+1 = vecteur C à l'instant to + (k+l) T ak = pas d'itération (fixe ou variable) A k= inverse de la matrice Ak définie par: Ak i=k i x. xTR Ak = k / i i i=l Ak = matrice estimée, à l'instant kT, de la matrice de corrélation A. Dans l'expression (11), à chaque itération il faut mettre -1 à jour l'estimation A k par la relation suivante: - TR -t1 A1 Xk XkT Ak-1 A-1 k = A-1 kl Xk k k-l1 (12) -k k-1 Lk-1 TR k k-1 + Xk A kX La relation (12) montre bien la complexité de la solution adoptée dans le système décrit dans l'article de Gitlin et Magee. Mais, comme A- k tend rapidement vers A-1, on peut éviter cette complexité en recher- chant une approximation de la matrice A, et donc de la matrice A. Une telle détermination part des observations suivantes: la matrice A définie par la relation (8) et représentée sur la figure 2a, est la matrice de corrélation de N échantillons successifs du processus aléa- toire x(t). Ce processus étant de type stationnaire, tous les termes 24 82809 - 9 - E (xi) sont égaux; pour la même raison, tous les termes E(xi.xj) pour 1 1 3 lesquels Ji-jil est constant sont aussi égaux. Il en résulte que la matrice A est symétrique, que ses termes diagonaux sont égaux, et qu'elle peut donc être présentée sous la forme définie sur la figure 2b. D'autre part, comme est la longueur de la réponse échantillonnée du canal, tous les termes E(xi.xj) dans lesquels l'écart entre i et j est égal ou supérieur à9 sont nuls, puisqu'ils correspondent à des signaux reçus entre lesquels il n'y a plus aucune corrélation. La ma- trice A prend donc, en définitive, la forme simplifiée représentée sur la figure 2c. Cette matrice A est quasi-diagonale (de même que sa matrice inverse A-1 aux effets de bord près) et l'on peut en définir une approi ximation, d'autant meilleure que le nombre N des coefficients de l'égaliseur est choisi plus grand devant la longueur Z, qui est une ma- trice R dite circulante construite de la façon suivante. Si (a., al, a2,.... aN-2, aN_1) est la première ligne de A et (ro, r1, r2,.... rN_1) la première ligne de R, on a ri = ai pour tout i inférieur ou égal à N/2 si N est pair ou à (N-1)/2 si N est impair, et ri = aNi pour tout i supérieur aux mêmes limites. Les lignes suivantes de R, de rang 2 à N, comprennent les mêmes termes que la première ligne de R, mais après permutation cir- culaire de ces termes vers la droite: après une permutation circu- laire vers la droite pour la deuxième ligne par rapport à la première, apres une nouvelle permutation circulaire vers la droite pour la troi- sième ligne par rapport à la cuxième, et ainsi de suite jusqu'à la Nième ligne de R. Dans le cas o N est par exemple impair et égal à (25 + 1) la matrice R ainsi obtenue est représentée sur la figure 3a; comme la matrice A, cette matrice R peut prendre la forme simplifiée représentée sur la figure 3b et correspondant à la forme simplifiée de A représentée sur la figure 2c. Puisque A-1 tend rapidement vers A-1, l'expression (11) devient: C CA-1 X e (12) k+l = Ck - k - Xk ek (12) et, en en prenant la valeur moyenne, on a: E( k+l) = E(Ck) - ek A-1 E (Xkek) (14) - 10 - D'après les relations 4, 4bis et 5, on a: TR ek Xk Ck - skd D'o: E(Xkek) = E(X kX) C - E (Xk sk_d) k k k k k kk-d E(Xkek) = A Ck - V E(Xkek) = A Ck - AC A(Ck-C) = ACk et en reportant dans (14), il vient: E(Ck+l) = E(Ck) ak Ck(15) Cette relation (15) fournit à chaque itération la direction op- timale de déplacement et, par conséquent, converge très rapidement. On voit aussi l'intérêt, pour éviter une mise à jour difficile de la matrice estimée de A-1, de remplacer A-1 par une matrice qui en consti- tue une bonne approximation, par R-1 dans le cas présent. Le calcul de R-1.A entrepris pour justifier cette approximation montre en effet que ce produit matriciel a la forme représentée sur la fi- gure 4, et comprend: - un noyau central identique à la matrice identité d'ordre N-2 (-1); - au-dessus et au-dessous de cette matrice identité, des termes nuls; et - de part et d'autre des colonnes incluant cette matrice iden- tité et ces termes nuls, 2 ( L-l) colonnes comprenant des termes quel- conques. Compte tenu de cette structure du produit R-1.A et de la par- tition qui vient d'y être opérée pour en montrer le caractère parti- culier (et du fait que l'étude mathématique de la matrice R montre que celle-ci est toujours définie et que sa matrice inverse existe toujours), la matrice R telle que définie plus haut est asymptotiquement équiva- lente à la matrice A, et en constitue une bonne approximation (satis- faisante même si le nombre N des coefficients n'est pas très grand). Ayant ainsi justifié l'approximation de A par R, il résulte du fait que A est la limite de son estimée Ak à l'instant to + kT que - 11 - R est également la limite de son estimée Rk à l'instant to + kT. L'expression (12). qui pouvait s'écrire: C C a R-1 X e (16) k+l = Ck k R Xk k peut donc maintenant, à juste titre, être écrite: C C Ob R_1X e (17) Ckî+l =k k e kR k17) La diagonalisation de la matrice Rk permet d'écrire: R k= P G-1 pCC (18) Rk Gk avec: G1 = matrice diagonale dont les éléments diagonaux sont les k (k) (k) (k) x(k) (k) d inverses des valeurs propres X() ( 2), (), N-(k)2X(Nk)- de la matrice Rk; avec: P = matrice unitaire symétrique d'ordre N, con- nue à priori puisqu'indépendante de Rk et commune à toutes les matrices circulantes et dont les colonnes sont les vecteurs propres de la ma- trice Rk (cette matrice P peut être définie par: | PfgI (f,g = O, 1, 2,... ., N-2, N-1) 1 ___ Pf = 1 exp (j 2,g) P fg 1N_ g N et la multiplication d'un vecteur par cette matrice fournit>au coeffi- cient 1 près, la transformée de Fourier discrète inverse, ou TFD in- "N- cc verse, de ce vecteur); et avec: pe = matrice complexe conjuguée de P (de même, cette matrice pec peut être définie par: cc zcc Il | | P: fg (f,g = 0, 1, 2,...., N-2, N-1) pc 1 exp (-j 23 g) fg -_ - N et la multiplication d'un vecteur par pcc fournit au coefficient 1 près, la transformée de Fourier discrète, ou TFD, de ce vecteur) /A En reportant l'expression (18) dans l'expression (17), il vient: Ck 1 =Ck - k Pcc GpC Xkek (19) k k k k k k - 12 - (k) (k) (k) (k) x(k) TR (on notera dès à présent que le vecteur Ak=(X 0 (. 1 À 2 à. N-2À N-l) des N valeurs propres de Rk est obtenu à l'aide de la relation suivante: Ak = /N P. U (20) k dans laquelle P vient d'être définie, et U est le vecteur-colonne des N éléments de la première colonne de Rk). De l'expression (19), on peut déduire une première struc- ture de système de réception de données numériques permettant d'obtenir par itérations successives le vecteur des coefficients de pondération optimaux pour le filtre adaptatif de ce système. Ce système, représenté sur la figure 5, comprend d'abord, en sortie d'un canal de transmissionl des données, un filtre adaptatif non récursif 2, à coefficients de pondé- ration réglables, noté F.A, qui reçoit le vecteur-signal de sortie Xk du canal de transmission. Ce filtre est suivi d'un circuit de décision 3 noté C.D. qui fournit à partir du signal de sortie Yk du filtre une es- timation 9k-d de chacune des données numériques sk-d émises à l'entrée du canal (exclusivement pendant la phase dite d'acquisition ou d'appren- tissage, le système connait les données numériques émises et l'estima- tion k-d est alors toujours égale à la donnée skd elle-même). Un som- mateur 4a, recevant d'une part Yk et d'autre part k-d délivre un si- gnal ek = Yk - sk-d qui représente l'écart entre la sortie du filtre et l'estimation de la donnée émise; un circuit de multiplication 4b de ek par le pas ak délivre la grandeur scalaire ak ek. Pour la détermination des coefficients de pondération du filtre 2, le système de la figure 5 comprend également: (A) un circuit d'estimation 5 de la matrice carrée Ak, matrice estimée à l'instant t + kT de la matrice de corrélation des o vecteurs Xk. On a en fait observé précédemment d'une part que, dans chaque ligne ou colonne de Ak, un certain nombre de termes étaient nuls et d'autre part que tous les termes non nis de Ak étaient déjà contenus dans sa première ligne (ou colonne). De ces observations, il résulte que l'estimation de Ak ne signifie pas l'estimation de N2 éléments, mais seu- lement celle de N+i éléments si N est impair et de (y + 1) éléments 2 2 si N est pair (respectivement les + ou leE(\ -- 1) premiers éléments - 13 - de la première ligne ou colonne), ce qui est nettement plus faible et très avantageux sur le plan de la simplicité des circuits. (B) un circuit d'approximation 6 de la matrice Ak par une matrice circulante Rk, cette approximation de Ak par Rk étant en fait simplement obtenue par substitution à la première ligne (a (k) a(k) a(k) a(k), a()) de A d'une première ligne 0' 1 2 N-2' N-. k (r(0),r() r(k) r()2, r( Nk)) dans laquelle on a r. = ai pour tout i au plus égal à N/2 si N est pair ou à (N-l)/2 si N est impair et ri = aN-i pour tout i supérieur aux mêmes limites. Comme Rk est cir- culante, la détermination de sa première ligne suffit en effet pour la connaissance de la matrice entière (et, comme on peut le voir ci-dessous, la détermination des valeurs propres de Rk ne va dépendre que de sa première ligne). (C) un circuit 7 de calcul de la matrice diagonale Gk dont les termes diagonaux sont les valeurs propres de la matrice circulante TR Rk, permettant de déterminer le vecteur Ak ()(k) Xe X,(k)..,X(k) (k) k = "0 1 2 N""' NI- des N valeurs propres de Rk, à l'aide de la relation (20) déjà citée. (D) un circuit 8 de calcul du vecteur ak ek pcc X, assu- rant en fait la multiplication du vecteur Xk par la matrice PCC et la multiplication du vecteur ainsi obtenu par la grandeur scalaire ak ek. (E) un circuit 9 de multiplication de la sortie du cir- -.1 cuit 8 par la matrice diagonale G k ce circuit 9 effectuant en réali- té la division de ak ek pcc Xk par les valeurs propres de Rk fournies par le circuit 7. (F) un circuit 10 de multiplication de la sortie du cir- cuit 9 par la matrice P. (G) un circuit lld'évaluation du vecteur Ck+1 qui, à l'ins- tant to + (k + 1)T, représente les N coefficients de pondération du filtre adaptatif 2 et qui est obtenu par différence entre le vecteur Ck évalué au cours de l'itération précédente correspondant à l'instant t + kT et le vecteur ak ek P G- pcc Xk de sortie du circuit 10. Une deuxième structure de système de réception conforme à l'invention peut être déduite de l'expression (19) obtenue plus haut si l'on effectue une multiplication des deux membres de cette ex- pression par pcc. On obtient en effet: pC P C a Pe G1 cc X (21) k+l= k kek ( 2k - 14 - D-DIG_1 P ce Xe (21 bis) k+l = Dk ak k Xkek (2bis) Sur la figure 6a, cette multiplication de l'expression (19) par Pec se traduit, par rapport à-la figure 5, par l'apparition de deux circuits supplémentaires 12 et 13, le circuit 12 assurant la multipli- cation du signal de sortie Xk du canal de transmission 1 par la ma- trice P afin de déliver un signal Zk fourni au filtre adaptatif, et le circuit 13 inséré entre les circuits 10 et 11 assurant la multiplica- tion de la sortie du circuit 10 par la matrice pcc. Comme, par ailleurs, le signal de sortie du filtre était, dans le cas de la première struc- ture ci-dessus décrite, donné par Yk+l = XTR Ck+ (d'après la rela- tion 4 bis) et que cette expression peut également être écrite ainsi: k+l = Xk+TR (P PC) Ck+l, il vient: Yk+l =k+l ú+'.. TR Yk+l = (Xk+l P) (p Ck+l) y zTR D (22) = kZid (22) Yk+l k+i 'k+i Pour que le signal de sortie du filtre 2 au cours de l'itération corres- pondant à l'instant t + (k+l)T soit le même que dans le cas de la pre- mière structure, le circuit 11 doit donc maintenant délivrer le vec- teur Dk PC C+ obtenu par différence entre le vecteur Dk évalué k+l = k+1 k au cours de l'itération précédente correspondant à l'instant to + kT cc -1 cc et le vecteur ak ek P P G k Pc X de sortie du circuit 13. Au vu de la figure 6a correspondant à la deuxième structure ainsi décrite, on constate qu'avec l'introduction du circuit 13, les circuits 10 et 13 effectuent successivement des opérations inverses l'une de l'autre (multiplication par la matrice P, puis multiplication par la matrice pcc). Ces deux circuits peuvent donc être supprimés, ce qui conduit à la variante de réalisation simplifiée de la figure 6b. Bien entendu, d'autres variantes de réalisation peuvent encore êtreproposées sans pour cela sortir du cadre de l'invention Par exemple, sur les figures 5, 6a et 6b, le circuit 8 assure la multiplication du vecteur Xk par Pc et la multiplication du vecteur ainsi obtenu par la grandeur scalaire ak ek' Avec l'introduction du circuit 12 effectuant une multiplication par la matrice P, le circuit 8 dont une entrée est reliée à la sortie du canalde transmission 1 peut - 15 - être remplacé par un circuit 8c différent dont l'entrée correspondante est maintenant reliée à la sortie du circuit 12 de multiplication par P et qui n'a plus pour rôle que d'assurer la multiplication du vec- teur ZkC par la grandeur scalaire akek. Cette variante de réalisation conduit à la structure représentée sur la figure 6c. - 16 - REVENDICATIONS: 1. Système adaptatif de réception de données numériques à compensation des distorsions d'amplitude et de phase introduites par 1é canal de transmission de ces données, comprenant, à la suite du canal de transmission (1) délivrant un vecteur-signal de sortie Xk, un circuit d'égalisation adaptative suivi d'un circuit de décision (3) destiné à fournir à partir du signal de sortie Yk du circuit d'égalisation une estimation k-d de chacune des données numériques skd émises à l'en- trée du canal, et comprenant également un sommateur (4a) qui reçoit sur une entrée positive le signal de sortie Yk du circuit d'égalisation et sur une entrée négative l'estimation sk-d pour délivrer un signal - d'écart ek = Yk - k-d et un circuit de multiplication (4b) de ek par un pas ak d'itération caractérisé en ce que le circuit d'égalisation adaptative est un filtre transversal (2) non récursif à N coefficients de pondération réglables, pour la détermination par itérations succes- sives desquels le système de réception comprend: (A) un circuit d'estimation (5) de la matrice carrée Ak, matrice estimée à l'instant t 0+ kT de la matrice de corrélation des vecteurs Xk, T étant la durée d'un symbole et l'estimation étant obtenue à partir de la relation suivante: l i =k TR Ak -k Xi X i i=l dans laquelle TR représente l'opérateur de transposition; (B) un circuit d'approximation (6) de la matrice Ak estimée par une matrice circulante Rk, cette approximation, d'autant meilleure que le nombre N est plus grand, étant obtenue par substitu- tionlaremère ign (a(k) (k) (k) (k) (k) tion à la première ligne (a), a(), a1 () a(2aNk)2, a(N)l) de Ak (k) (k) (k) (k) (k) d'une nouvelle ligne (r() , r(), r 2().,r r(2 r r) dans laquelle (k) (k) on a r() = a(k) pour tout i au plus égal à N/2 si Nest pair ouà (N-l)/2 si N est impair etr(k) = a(k)i pour tout i supérieur aux mêmes N-i ortu uéiu u êe limites, puis formation des lignes suivantes de Rk à partir de chaque ligne de Rk de rang immédiatement inférieur par une permutation circu- laire des termes vers la droite; (C) un circuit (7) de calcul de la matrice diagonale Gk -dont les termes diagonaux sont les valeurs propres X(k)à À(k) k Q N-1 - 17 - de la matrice circulante Rk, par détermination du vecteur Ak: X (ok) (lk) (2k),. (Nk), (Nk) TR à l'aide de la relation: Ak = r. P. U dans laquelle U est le vecteur (r(k) r(k) r(2k)....r 2 r() N)lTR et P est la matrice unitaire d'ordre N définie par: P = PI ilD Pf 9|| (f,g = 0, 1, 2,.., N-2, N-1) avec Pf 1 exp (j 2 fg); Pf'g = _q gN N (D) un circuit (8) de calcul du vecteur ak ek Pcc Xk, ex- pression dans laquelle ak représente le pas d'itération et PRc la O10 matrice complexe conjuguée de la matrice P; (E) un circuit (9) de multiplication du vecteur a k ek Pcc Xk de sortie du circuit (8) par la matrice diagonale G k-; (F) un circuit (10) de multiplication du vecteur a kekG-lPcc X de sortie du circuit (9) par la matrice P; k k K k (G) un circuit (11) d'évaluation du vecteur Ck+l = Ck - ak ek P G-k Pcc Xk quieà l'instant t + (k+l)T, représente les N coefficients de pondération du filtre transversal (2) et qui est obtenu par différence entre le vecteur Ck évalué au cours de l'itéra- tion précédente correspondant à l'instant t + kT et le vecteur a k ek P G pcc Xk de sortie du circuit (10). 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend également: (A) un circuit (12) de multiplication du vecteur-signal de sortie Xk du canal de transmission (1) par la matrice P, délivrant un signal de sortie Zk fourni à l'entrée du filtre (2); (B) un circuit de multiplication (13), inséré entre les circuits de multiplication (10) et d'évaluation (11) et destiné à assu- rer la multiplication du vecteur ak ek P G k c X de sortie du cir- cuit (10) par la matrice Pc, pour permettre au circuit 11 d'évaluer le vecteur Dk+ = PCc Ck+l qui représente.à l'instant t + (k+l)T les N _ 18 - coefficients de pondération du filtre transversal (2) lorsque ce fil- tre reçoit le signal Zk de sortie du circuit de multiplication (12) et qui est obtenu par différence entre le vecteur Dk évalué au cours de l'itération précédente correspondant à l'instant to + kT et le vecteur ak ek Pce p G1 Pcc Xk de sortie du circuit (10).