Brevet FR2481464A1 — publié le 19811030

Jusqu'à présent, les systèmes indicateurs de cibles mobiles exigeaient généralement le traitement de signaux résultant de plusieurs balayages successifs pour produire des indications suffisantes de différences entre les cibles mobiles, en particulier aux faibles vitesses. Selon une variante, on a également utilisé un expédient consistant, par exemple, à anpliquer des facteurs de pondération, c'est-à-dire à pondérer les signaux-échos reçus en fonc- tion de la distance, comme décrit dans le brevet US NO 4 117 538 de Shrader et al et à totaliser des signaux vidéo composites de balayages de distance actuels et des prédictions de signaux vidéo composites devant résulter de balayages de distance ultérieurs avec des techniques numériques pour améliorer les systèmes indicateurs de cibles mobiles. Suivant l'invention, il est prévu un système indi- cateur de cibles mobiles, dans lequel des séquences de mots numériques, tirées de signaux reçus qui sont en relation de phase avec un signal de référence, sont pondérées avec des coefficients qui sont fonction des vitesses des cibles. Des sommes des séquences pondérées peuvent alors être affi- chées. Plus précisément, suivant l'invention, un émetteur émet des impulsions à une fréquence de récurrence désirée quelconque et produit un signal de référence qui préserve la cohérence de phase des signaux émis. Les signaux-échos reçus des cibles sont échantillonnés pendant des périodes de temps successives faisant suite au signal émis pour pro- duire des signaux, dont la phase est comparée avec la phase de référence et des signaux de sortie numériques sont pro- duits et stockés pour les impulsions émises successives qui, en raison de la rotation d'une antenne directionnelle qui les transmet, produisent des signaux-échos légèrement différents. Des signaux correspondant à une même distance ou à-un même retard par rapport au signal émis sont ex- traits pour trois impulsions émises successives du moyen de stockage ou directement du récepteur; pour être soumis à une pondération atnpropriée. La sortie du dispositif de sommation est alors affichée sur un indicateur, synchroni- sé avec les impulsions émises pour produire une indication désirée quelconque, tel qu'un indicateur Panoramique. L'in- vention décrit en outre le rejet de retours ou échos para- sites (ou bruit) dépassant un seuil prédéterminé pour cha- cune des sorties du dispositif de sommation correspondant à un canal vitesse. L'invention assure en outre le rejet de tous les signaux, après comparaison de la somme des carrés des composantes en phase et en quadrature de phase d'un échantillon de distance, lorsque la grandeur de cette somme est notablement différente de celle d'une somme ana- logue pour la même distance d'un second système d'inter- valles entre impulsions. L'invention prévoit en outre le stockage d'une sé- quence de sorties sommées des différents canaux vitesse pendant la dernière période entre impulsions d'un groupe de trois périodes entre impulsions et la sortie de cette séquence plusieurs fois de suite pour son affichage par un indicateur radar plusieurs fois pour chaque période entre impulsions. D'autres caractéristiques de l'invention ap"arai- tront au cours de la description qui va suivre. Aux dessins annexés uniquement à titre d'exemple - la figure 1 représente un processeur multifiltre suivant l'invention; - la figure 2 représente un système radar auquel est incorporé le processeur de la figure 1, et - la figure 3 est un graphique représentant la ré- ponse des filtres suivant l'invention à des parasites de sol stationnaires. On va maintenant se référer aux figures 1, 2 et 3, sur lesquelles est représenté un système détecteur de ci- bles mobiles à trois impulsions. Des échantillons de si- gnaux analogiques provenant d'un détecteur 74 de signaux en phase et en quadrature de mhase (phases I et Q) sont échantillonnés dans un échantillonneur 76 et sont appliqués 2 2481464 à deux convertisseurs analogique-numérique (A/N) 80 à 10 bits. La vidéo d'entrée (figure 1) est échantillonnée à 1/16 nmi et transmise à l'entrée du détecteur de cibles mobiles (MTD) à trois impulsions (figure 1). La gamme dynamique de la vidéo (niveau de bruit/niveau limite) est réglée à 50 dB et tous les signaux sont de préférence traités linéairement dans cette gamme. Les entrées vidéo I et Q sont respectivement trai- tées dans des sections séparées 70 et 110 d'un ensemble de filtres Doppler 24, dans lequel trois filtres pondérés orthogonalement 26, 28 et 30 sont formés pour I et trois autres pour Q. Les signaux vidéo f1 du filtre 26, f2 du filtre 28 et f3 du filtre 30, dans une gamme d'échantil- lonnage quelconque, sont liés aux signaux de sortie A/N par les équations suivantes f3 = a-2b o a, b, c représentent les trois f2 =a-c_ f1 = a+b+c balayages dans chaque lot Les réponses résultantes aux fréquences Doppler sont représentées sur la figure 3. La courbe 50 représente la réponse en fréquence F1 du filtre 26, la courbe 52, la ré- ponse en fréquence F2 du filtre 28 et la courbe 54, la ré- ponse en fréquence F3 du filtre 30. La courbe 56 représente un spectre type de parasites radar de cibles fixes. Les sorties des filtres Doppler I et Q sont combi- nées dans chacun des filtres 26, 28 et 30 par des opéra- tions classiques d'élévation au carré, de sommation, et de conversion logarithmique. La grandeur résultante exprimée sous la forme d'un mot logarithmique de 8 bits est sortie sous la forme Fi, F2 et F3 des filtres 26, 28 et 30. Un traitement ultérieur est effectué sur ces mots numériques de 8 bits. Le filtre Doppler zéro 26 (Fi) alimente une mémoire de topogramme de parasites adaptative 32 à 65536 cellules. La définition du topogramme de parasites peut être par exemple de 1,406250 en azimut (approximativement la lar- geur de faisceau azimutale d'une antenne radar de 3 dB) et de 1/256 de la portée du radar. Un indexage précis de l'azimut du topogramme de parasites à la fréquence de ré- currence des impulsions n'est pas nécessaire, à condition que le radar émette six ou plus de six impulsions au cours du temps pendant lequel l'antenne tourne d'une largeur de faisceau azimutale de 3 dB. Le topogramme de parasites 32 qui, en raison de sto- ckage de la grandeur logarithmique, a une large gamme dyna- mique, fournit alors des sorties pour chaque emplacement azimutal de distance, sorties qui représentent la valeur intégrée de la sortie 1 sur plusieurs balayages en azimut. Ces sorties sont comparées avec des seuils prédéterminés dans des circuits de soustraction 34, 36 et 38. Le niveau de chaque seuil est de préférence ajusté de façon qu'il soit rendu égal au facteur d'amélioration prévu pour cha- cun des filtres 26, 28 et 30. Par exemple, pour F1, filtre 26, il n'y a aucune amélioration, de sorte que le seuil est zéro et que tous les signaux du topogramme de parasi- tes sont retranchés de la sortie du filtre 26 dans le cir- cuit 34. Pour F2, le circuit de soustraction 36, qui est alimenté par F2, a de préférence un seuil d'environ 20 dB, étant donné que F2. courbe 52, intersecte la courbe de pa- rasites 56 à ce niveau. D'une manière analogue, le seuil du circuit de soustraction 38 alimenté par F3 est ajusté à environ 40 dB, étant donné que F3, courbe 54, intersecte la courbe de parasites 56 à environ 40 dB. En conséquence, dans un radar stationnaire utilisant ce système de filtres, les parasites dus à des cibles fixes peuvent être retran- chés de chacune d'une pluralité de réponses de filtre dif- férentes, dans la mesure o ces parasites obscurcissent l'amélioration prévue assurée par le filtre. A cet effet, on retranche la partie des parasites enregistrés pour cha- que échantillon de sortie des filtres 26, 28 et 30 qui dépasse le réglage du seuil pour la réponse du filtre con- cerné. En conséquence, les fausses alarmes, franchissant des filtres 40 à taux de fausses alarmes constant classi- ques en raison de parasites dépassant les possibilités de suppression de parasites de ce filtre, sont éliminées et toute la gamme dynamique du récepteur devient disponible. Si les parasites de sol ont été éliminés des si- anaux à ce stade, par contre les Darasites atmosphériques (dus à des intempéries) peuvent encore être présents à la sortie de chaque filtre. L'intensité des parasites atmos- phériques à la sortie de chaque filtre est déterminée par la vitesse Doppler de l'intempérie elle-même et par sa vitesse effective par rapport au radar. Si l'intempérie se déplace très lentement, alors le topogramme de para- sites l'élimine du filtre F1, mais non des filtres F2 ou F3, si l'intempérie a une vitesse Doppler suffisante. Pour réduire les parasites atmosphériques, on fait passer chaque sortie de filtre à seuil à travers un filtre CFAR 40 à moyenne (distance seulement), qui utilise la moyenne des plus grandes de 8 cellules de part et d'autre de la cellule médiane comme estimation du bruit de fond local. Les filtres CFAR 40 ont une faible perte et peuvent rester en permanence sur la trajectoire des signaux. L'a- vantage est qu'en plus de réduire les parasites atmosphé- riques au niveau de bruit, les filtres CFAR tendent égale- ment à normaliser toutes variations de la ligne de base du bruit provoquées Dar le fait que le topogramme de parasites établit un seuil pour les sorties des filtres Doppler. Les moyennes de sortie de filtres CFAR 40 sont uti- lisées par le circuit d'établissement de profil d'intem- périe 42 pour produire deux niveaux de profils d'intemDé- rie. Un éditeur d'interférence 44 contrôle les fausses alarmes dues à des parasites limiteurs d'interférence et de saturation. Il mesure la modulation d'amplitude d'un balayage à l'autre de chaque retour dans chaque cellule de distance de chaque groupe. Si la variation d'amplitude dé- passe la modulation de balayage d'antenne prévue, qu'il s'agisse de Parasites à impulsion unique ou limiteurs, le signal de cette distance est effacé dans ce groupe. Les sorties des trois filtres Donpler 'F1, F2 et F3), apràs avoir été automatiquement normalisées par le topogramme de parasites 32 et après avoir traversé des filtres CFAR 40 séparés, sont mélangées en un unique signal dans un combinateur 46 et le signal résultant est trans- formé en son antilogarithme, dans un intégrateur vidéo 48, pour produire un signal linéaire à 8 bits, qui est ensuite intégré par un intégrateur récursif 48, qui intègre les retours provenant de groupes de trois impulsions succes- sifs, comme déterminé Dar un synchroniseur classique (non représenté). Etant donné que l'intégrateur 48 fonctionne de manière linéaire, la gamme dynamique du signal de sor- tie pour le signal à 8 bits est de l'ordre de 30 dB. La sortie de l'intégrateur 48 alimente un régénéra- teur vidéo 50, qui répète la vidéo traitée pour élever sa fréquence de récurrence à une valeur convenable pour affi- chage. Le régénérateur 50 alimente un convertisseur D/a 52 dont la sortie est un signal vidéo utilisé pour moduler en intensité un indicateur panoramique 54, figure 2. La figure 2 représente un équipement radar auquel le processeur suivant l'invention représenté sur la figure 1 est incorporé. Un émetteur d'impulsions 60 engendre des impulsions à radiofréquence brèves, qui sont dirigées par un circulateur 62 vers une antenne 64 qui les rayonne en direction d'une cible. Les signaux réfléchis par la cible sont reçus par l'antenne 64 et sont dirigés par le circu- lateur 62 dans un récepteur 66, qui les amplifie et les convertit, par abaissement, à une fréquence intermédiaire. Un oscillateur de référence 68 engendre une oscil- lation continue à la fréquence intermédiaire, oscillation dont la phase est référencée à celle de l'émetteur. Un tel système est bien connu et classique. Le signal à fréquence intermédiaire (IF) du récep- teur 66 et l'oscillation de référence provenant de l'oscil- lateur de référence 68 parviennent dans la section "en phase" 70 du processeur, o ils sont tous deux appliqués à un détecteur de phase 74. Les sorties des détecteurs 74 de signaux en phase et en quadrature de phase ont des am- plitudes qui suivent celle du signal provenant du récep- teur, multipliée par le cosinus et le sinus de l'angle de phase entre le signal reçu et le signal de l'oscillateur de référence. Les sorties du détecteur 74 sont des signaux vidéo bipolaires, qui sont transmis à des circuits d'échan- tillonnage 76 o, à des instants indiqués Dar une horloge de distance 78, des échantillons du signal vidéo sont transmis à des convertisseurs analogique-numérique 80, qui convertissent chacun de ces échantillons en un mot numérique. Une séquence des mots numériques provenant du con- vertisseur A/N 80 apparaît pendant la période entre impul- sions qui suit une impulsion de l'émetteur et cette sé- quence est stockée dans une première mémoire 82, qui peut être une mémoire classique pour multiplets (ou mots) de bits, telle qu'une mémoire à accès direct sur un regis- tre à décalage. La séquence des mots numériques apparais- sant dans la période entre impulsions qui suit la seconde impulsion de l'émetteur est stockée dans une seconde mé- moire 84 analogue à la mémoire 82. Au cours de la période entre impulsions qui suit la dernière des trois impulsions émises du groupe, les mots numériques provenant du convertisseur analogique-numérique 80 et des mémoires 82 et 84 sont transmis aux réseaux de pondération 84, 86 et 88 du filtre de vitesse 24, F1. En même temps, lesdits mots numériques sont transmis, respec- tivement, à des réseaux de pondération 92, 94 et 96 du filtre de vitesse 24, F2 et à des réseaux-de pondération 98, 100 et 102 du filtre de vitesse 24, F3. Les réseaux de pondération 86 à 102 appliquent des poids aux mots numériques comme suit: 86, 88, 90, 92, 98 et 102 sont pondérés +1 94 est pondéré 0 96 est pondéré -1 est pondéré -2 Les mots numériques pondérés par les réseaux 86 à 90 sont 248 1 464 sommés dans chaque filtre de vitesse 24 dans les circuits de sommation 104, 106 et 108, respectivement. Une section "quadrature de phase" 110 comporte des composants 74 à 108 identiques à ceux de la section "en mhase" 70. L'oscillateur de référence 68 applique au dé- tecteur de phase de la section 110 un signal de référence déphasé de 900 par rapport au signal de référence appliqué au détecteur de phase de la section 70. En conséquence, les sorties F1. F2 et F3 des circuits de sommation 112, 114 et 116 de la section 110 sont en quadrature avec les sorties des circuits de sommation 104, 106 et 108, respec- tivement. Les filtres 24 contiennent six circuits de mise en séquence 12 pour élever au carré chacune des sorties numé- riques 104 à 116. Les paires respectives de F1, F2 et F3 en phase et déphasés sont alors sommées dans des circuits de sommation 114, dont les sorties numériques sont trans- formées en logarithmes pour produire les sorties numéri- ques des filtres 26, 28 et 30 qui contiennent les éléments 82 à 114. La sortie vidéo contient les éléments 34 à 52 de la figure 1. En fonctionnement, les retours provenant d'un groupe de trois impulsions radar sont traités de façon cohérente pour produire trois sorties filtrées F1, F2 et F3. Pour chaque groupe de trois impulsions traité, il existe une- unique sortie de chacun des trois filtres. La sortie d'un topogramme de parasites de Doppler zéro est retranchée de chacune des sorties des trois filtres "u-dessus de valeurs de seuil prédéterminées différentes pour chaque filtre pour éliminer le retour de Doppler zéro et, par conséquent, améliorer la visibilité sous parasites. Des groupes contenant une interférence des parasites atteignant la saturation peuvent être effacés par le cir- cuit 44. L'établissement d'une moyenne de CFAR suivant la coordonnée distance normalise les niveaux de signaux dans chaque filtre avant leur sommation. Les signaux de normali- sation de CFAR sont également utilisés pour produire des profils d'intempéries. Les sorties des trois filtres Doppler sont formées après que les composantes en phase et en quadrature de phase de trois impulsions émises ont été recueillies et les trois retours de chaque échantillon de distance sont sommés en utilisant trois jeux de poids différents. Les poids des filtres sont de préférence orthogonaux entre eux, de façon que les bruits de sortie soient non correlés. La sortie F3 est identique à celle d'un indicateur de ci- bles mobiles à filtre unique et à groupes de trois impul- sions classique. Les composantes de signal réelle et en quadrature sont toutes deux traitées d'une manière iden- tique, ce qui produit trois sorties de canal "réel" et trois sorties,de canal (quadrature" pour chaque groupe de trois impulsions d'entrée. Ces signaux sont redressés et combinés pour former une unique sortie pour chaque échan- tillon de distance. Le topogramme de parasites 32 est un intégrateur qui intègre sur une période de 10 impulsions pour chaque cellu- le de définition distance-azimut de la zone d'action du radar. Le topogramme de parasites stocke des signaux dans des cellules qui sont commandées par des codes de commande provenant d'une horloge de distance 78 et par un codeur d'azimut standard (non représenté). Les retours Doppler zéro sont intégrés de préférence sur environ une largeur de faisceau de l'antenne tournante 64 et la valeur intégrée est stockée ddls le topogramme de parasites 32. Cette opé- ration synchronise le topogramme avec l'antenne en mainte- nant les cellules de définition du topogramme fixes en azi- mut. L'intégrateur du topogramme de parasites somme F1 sur 8 à 10 balayages azimutaux de l'antenne 64 pour chaque cellule du topogramime 32. Le topogramme 32 fournit alors le signal à retrancher du canal Doppler zéro. Pour un cré- neau de distance et une position de faisceau choisis quel- conques, ce signal est de préférence la plus qrande valeur de topogramme prise dans la grille de points 3 x 3 autour de la cellule intéressante. Cette opération réduit au mini- mum les fausses alarmes au voisinage de forts parasites ponctuels. La sortie du topogramme est également comparée avec des seuils de visibilité sous parasites, un pour chaque filtre Doppler. Lorsque la sortie du topogramme dépasse le seuil, la différence entre le topogramme et le seuil est retranchée du canal Doppler approprié. Cette opération constitue un moyen permettant une régulation de la visibi- lité sous parasites disponible lorsque la stabilité du radar s'est dégradée. Le montage CFAR est un CFAR à moyenne de distance classique. Les échantillons de-distance précédant et sui- vant l'échantillon intéressant sont sommés et la somme plus grande est affectée d'un facteur d'échelle et retran- chée de la cellule intéressante pour normaliser son niveau de signal. Ces circuits CFAR, qui sont utilisés dans chaque canal de filtre, peuvent également être utilisés pour pro- duire des profils d'intempérie. On peut produire deux ni- veaux de profils d'intempérie en comparant le plus grand des trois signaux de seuil avec deux seuils fixes. Les éléments de montage particuliers utiles ici peuvent être de simples circuits de pondération et de sim- ples additionneurs. On peut ainsi obtenir un traitement en temps réel peu coûteux de signaux radar. Avec des groupes de trois impulsions, plusieurs groupes d'impulsions peu- vent frapper chaque cible, si l'on utilise une antenne ra- dar à forte directivité, ce qui améliore la précision azi- mutale avec une haute définition et des vitesses de rota- tion d'antenne raisonnables. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée au mode de réalisation décrit; elle est susceptible de nombreuses variantes sans s'écarter pour autant de son ca- dre ou de son esprit. Par exemple, on pourrait utiliser des valeurs de pondération de filtres différentes et une structure de stockage différente pour les mots numériques. 248 1464 il REVENDICATIONS 1. Processeur pour système radar, caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen pour tirer des signaux de grou- pes de trois impulsions radar rayonnés de façon direction- nelle, les périodes entre impulsions de chaque groupe étant égales; un détecteur de phase (74) pour extraire des com- posantes de signaux reçus en relation de phase avec lesdi- tes impulsions; un moyen (76) pour échantillonner lesdites composantes à des intervalles de distance; un moyen pour stocker les séquences desdits échantillons engendrées au cours de périodes entre impulsions séquentielles dudit groupe; une pluralité de filtres de vitesse (26, 28, 30); chacun desdits filtres comportant un moyen (84, 86, 88, 92, 94, 96, 98, 100, 102) pour pondérer chaque séquence d'é- chantillons stockés avec des coefficients de pondération, dont certains sont différents pour des filtres de vitesse différents; et un moyen (32) pour normaliser les sorties de différents filtres de vitesse en fonction des parasites traversant ces différents filtres. 2. Processeur suivant la revendication 1, caracté- risé en ce que le moyen de normalisation de parasites (32) comprend un moyen (48) pour intégrer des signaux pro- venant du récepteur pour différentes distances sur des impulsions successives de la direction azimutale de l'an- tenne radar et pour soustraire différentes quantités des parasites stockés de différentes sorties de filtre. 3. Processeur suivant la revendication 1, caracté- risé en ce que des échantillons desdits parasites sont stockés sous la forme de fonctions exponentielles desdits échantillons. 4. Processeur suivant la revendication 2, caracté- risé en ce que les sorties desdits filtres de vitesse (26, 28, 30) sont des fonctions exponentielles desdits échantillons. 5. Processeur suivant la revendication 1, caracté- risé en ce que des échantillons des composantes en phase et en quadrature de phase desdits échantillons sont sto- ckés et en ce que la somme des carrés des échantillons en phase et en quadrature de phase filtrés en vitesse de chacun desdits échantillons de distance est produite. 6. Processeur suivant la revendication 1, caracté- risé en ce que le moyen de stockage de ladite séquence d'échantillons comprend des moyens (80) pour numériser lesdits échantillons et pour stocker des sorties sommées desdits filtres de vitesse pendant la dernière période entre impulsions de chaque groupe de trois périodes entre impulsions.