Brevet FR2479621A1 — publié le 19811002

i DISPOSITIF DE REGULATION AUTOMATIQUE DU NIVEAU D'ECOUTE D'UN POSTE TE- LEPHONIQUE. L'invention concerne un dispositif de régulation automatique du niveau d'écoute d'un poste téléphonique, comportant un circuit d'affaiblissement réglable du signal vocal reçu. Un tel dispositif de régulation peut être utilisé par 05 exemple dans les postes téléphoniques munis d'un haut-parleur et être disposé avant l'amplificateur alimentant le haut-parleur. Il permet alors, quel que soit le niveau du signal reçu dans la plage de régula- tion, de faire travailler l'amplificateur avec un niveau de signal cons- tant à son entrée et d'assurer un niveau sonore constant, choisi par 10 l'usager en réglant le gain de l'amplificateur. Les qualités que l'on exige d'un tel dispositif de régu- lation sont notamment la simplicité, le faible coût, la possibilité d'in- tégration. En outre ce dispositif de régulation doit produire un signal qui puisse être amplifié de façon simple et au moindre prix dans un amplificateur de haut-parleur également intégrable. Les dispositifs de régulation connus sont des circuits appelés CAG (commande automatique de gain) dans lesquels le niveau du signal vocal reçu est détecté pour commander un circuit d'affaiblisse- ment de ce signal reçu. Ce genre de circuit est utilisé par exemple dans 20 le poste téléphonique décrit dans l'article "Model S-lP Loudspeaker Telephone Circuit Design" de K. KATO ET AL, paru dans la publication Review of the Electrical Communication Laboratories, Vol.27, Nrs 5-6, Mai-Juin 1979, pages 347-367. Dans cette solution le signal appliqué à l'amplificateur de haut-parleur a la forme du signal vocal et il en ré- 25 sulte que cet amplificateur est relativement coûteux à réaliser, a un 247962 1 2 rendement médiocre, ce qui n'est pas favorable à son intégration. La présente invention fournit un dispositif de régula- tion de conception tout à fait différente des dispositifs connus, simple en lui-même à réaliser et pouvant être associé à un amplificateur de 05 haut-parleur également simple à réaliser et ayant un rendement élevé. Conformément à l'invention, un dispositif de régulation du niveau d'écoute d'un poste téléphonique est caractérisé en ce qu'il comporte un modulateur de largeur d'impulsions qui fournit un signal formé d'impulsions modulées en largeur par le signal vocal fourni par le 10 circuit d'affaiblissement réglable, un circuit détecteur de dépassement qui, à partir du signal fourni par le modulateur, engendre une impulsion de compression chaque fois qu'il est détecté que l'amplitude du signal vocal de modulation atteint un certain seuil, lesdites impulsions de compression étant appliquées audit circuit d'affaiblissement pour y com- 15 mander la charge d'un circuit intégrateur qui fournit le signal de com- mande d'affaiblissement. La description suivante en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'inven- tion peut être réalisée. 20 La figure 1 est un schéma synoptique du dispositif de régulation de l'invention, incorporé dans un poste téléphonique. La figure 2 est un schéma détaillé du dispositif de ré- gulation de l'invention. La figure 3 représente des diagrammes de plusieurs si- 25 gnaux, destinés à expliquer le fonctionnement du modulateur de largeur d'impulsions. La figure 4 est un schéma du dispositif de détection de dépassement. Les figures 5 et 6 représentent des diagrammes de plu- 30 sieurs signaux, destinés à expliquer le fonctionnement du dispositif de détection de dépassement, dans deux cas de dépassement d'amplitude. La figure 7 est un schéma d'un mode de réalisation de l'amplificateur de haut-parleur destiné à être associé au dispositif de l'invention. 35 Sur la figure 1 montrant le schéma synoptique d'un poste téléphonique muni du dispositif de régulation de l'invention, le circuit de couplage 1, appelé aussi circuit hybride, couple la ligne téléphoni- 2479621 3 que 2, à la voie émission du poste munie du microphone 3 et à la voie réception du poste munie du haut-parleur 4. La voie émission est munie d'un amplificateur de microphone 5 et la voie réception comporte entre la jonction hybride et le haut-parleur un régulateur automatique de ni- 05 veau 6 qui fournit à l'amplificateur de haut-parleur 7, un signal repré- sentatif du signal vocal régulé avec un niveau fixe. L'amplificateur 7 a un gain réglable qui est fixé par l'usager pour lui assurer un niveau d'écoute confortable, indépendant du niveau du signal reçu grâce au ré- gulateur de niveau 6. 10 Les régulateurs de niveau généralement utilisés dans les postes téléphoniques sont des circuits de CAG dans lesquels on utilise un détecteur de niveau du signal reçu non représenté, pour commander un circuit d'affaiblissement réglable 8. Le signal vocal à niveau régulé fourni par le circuit d'affaiblissement est appliqué directement à l'am15 plificateur de haut-parleur 7. La présente invention fournit une disposition de régula- tion de niveau d'une autre conception, qui est simple à réaliser et à intégrer et qui permet de réaliser un amplificateur de haut-parleur notablement plus simple et ayant un meilleur rendement qu'un amplificateur 20 de signal vocal classique. Sous la forme très simplifiée représentée à la figure 1, le régulateur de niveau de l'invention comporte un modulateur de largeur d'impulsions 9 qui reçoit le signal vocal affaibli fourni par le circuit d'affaiblissement réglable 8. Comme on le décrira par la suite, ce modu- 25 lateur 9 fournit un signal impulsionnel Pm dans lequel les impulsions sont modulées en largeur par un signal résultant de la somme d'un cou- rant continu constant et du signal vocal. Le signal modulé Pm est appli- qué à un circuit de détection de dépassement 10 qui fournit une impul- sion de compression chaque fois qu'il détecte que l'amplitude du signal 30 vocal de modulation atteint un certain seuil. Le signal de compression Pc ainsi formé est appliqué au circuit d'affaiblissement variable 8 qui comporte un circuit intégrateur qui est chargé pendant les impulsions de compression et qui fournit le signal de commande d'affaiblissement. En- fin le circuit de commande 11 engendre différents signaux de commande 35 nécessaires au fonctionnement des circuits 9 et 10 du régulateur de ni- veau. 2479621 4 Avec un régulateur de niveau de cette conception, le signal impulsionnel Pm formé d'impulsions modulées en largeur est ampli- fié dans l'amplificateur 7. Ce genre d'amplificateur pour signaux for- més d'impulsions modulées en largeur est-souvent appelé amplificateur 05 en classe D. Il est connu pour avoir un excellent rendement. Le signal Pm ainsi amplifié peut être appliqué directement au haut-parleur 4 qui joue le rôle d'un filtre supprimant les composantes de fréquences éle- vées. Sur la figure 2 est représenté un exemple de réalisa- 10 tion des circuits 8 et 9 formant avec le circuit 10 le dispositif de régulation de niveau de l'invention. Les éléments correspondants des figures 1 et 2 sont référencés de la même manière. Tous les circuits sont alimentés par une source d'alimentation continue dont on a repré- senté les bornes positive et négative avec en regard les indications + 15 et -. Pour la commodité de l'exposé on va commencer par dé- crire le modulateur de largeur d'impulsions 9. Ce modulateur 9 comporte une première partie 9-1 dans laquelle est élaboré le courant de somme I + Im' Ioétant un courant continu d'amplitude constante et 'm étant 20 un courant correspondant au signal vocal reçu et affaibli par le circuit d'affaiblissement réglable B. Dans la deuxième partie 9-2 du modulateur sont formées des impulsions modulées en largeur par le signal de somme Io + Im et formant le signal modulé Pm . La première partie 9-1 du modulateur comporte un tran- 25 sistor pnp 20 dont la base est polarisée par le pont de résistances 21 et 22, qui comporte une résistance d'émetteur 23 et qui injecte un cou- rant continu fixe ia à l'entrée d'un miroir de courant formé par les transistors npn 24 et 25 connectés comme l'indique la figure. Si ce mi- roir de courant est construit pour procurer un rapport de courant de 1 30 (transistors 24 et 25 identiques), le courant continu i apparaît à la sortie du miroir de courant 24, 25, sortie qui est constituée par les bases des transistors 24 et 25 interconnectées avec le collecteur du transistor 25. Ce courant continu i0 traverse l'espace émetteur-collec- teur du transistor- npn 26 qui est passant, la diode 28 et la résistance 35 29. On peut noter que le transistor 26 est connecté avec le transistor npn 27 selon le montage de Darlington pour former un transistor compo- site de façon à pouvoir être commandé par un courant très faible, qui 2479621 5 est le courant de base du transistor 27, prélevé sur le courant de col- lecteur du transistor 20. La tension continue aux bornes de la résistan- ce 29, procurée par le courant continu i0, détermine un courant continu Io dans le collecteur du transistor pnp 30.-La valeur de ce courant con- OS tinu I0 peut être ajustée par le rapport entre la résistance 29 et la résistance 31 dans l'émetteur du transistor 30. Par ailleurs entre la borne d'entrée 32 du modulateur 9 et la borne négative d'alimentation est appliquée une tension variable correspondant au signal vocal et élaborée dans le circuit d'affaiblisse10 ment variable 8, comme on l'expliquera par la suite. La borne 32 est re- liée aux émetteurs des transistors 24 et 25 formant un miroir de courant et à une extrémité du pont de résistances 33 et 34, dont l'autre extré- mité est reliée à la borne d'alimentation négative. La tension variable aux bornes de la résistance 34 est transmise, via le condensateur 35, 15 sur l'émetteur du transistor 26 et détermine dans l'espace émetteur col- lecteur de ce transistor 26 un courant variable im qui s'ajoute au cou- rant continu io. Il en résulte finalement dans le collecteur du transis- tor 30 un courant variable Im qui s'ajoute au courant continu I . Dans le courant de somme 10 + Im ainsi formé, le courant variable Im corres- 20 pond au signal vocal. Ce courant de somme 10 + 'm est utilisé dans la deuxième partie 9-2 du modulateur pour charger le condensateur 40 via la diode 41, un courant continu de décharge Id de ce condensateur étant produit en permanence sur le collecteur du transistor npn 42 dont la base est 25 polarisée au moyen du pont formé par les résistances 43, 44 et la diode 45. Le courant de charge du condensateur 40 est donc finalement I- I + I - Id et cette charge se produit pendant la durée des impulsions positives du signal P qui est appliqué, via la borne 46 du modulateur, au montage en cascade des deux transistors npn 47 et 48, accompagné des 30 résistances usuelles 49, 50 et 51. On voit aisément que pendant la durée des impulsions positives du signal P, le transistor 47 est saturé, le transistor 48 est bloqué et le condensateur 40 est chargé par le courant Ic = Io + 1m - Id. Dans les intervalles entre les impulsions positives du signal P, le transistor 47 est bloqué, le transistor 48 est saturé et 35 le condensateur 40 est déchargé par le courant continu Id' Enfin le condensateur peut être déchargé brusquement et complètement pendant la durée des impulsions positives du signal p, qui sont appliquées via la 247962 1 6 borne 52 et la résistance 53 à la base du transistor npn 54 pour saturer ce transistor 54. Les signaux de commande P et p sont engendrés dans le générateur de signaux de commande 11. La forme du signal P est représen- 05 tée sur le diagramme 3a de la figure 3. Les courbes C0, C, C1, C2 du diagramme 3f montrent dans plusieurs cas la tension qui en résulte aux bornes du condensateur 40. La courbe C en pointillé correspond au cas o le courant variable Im représentatif du signal vocal est nul ; le condensateur 40 est alors chargé par le courant de repos I., = Io - Id 10 et acquiert à la fin de chaque impulsion du signal P la tension VCo pro- portionnelle à ICo ; entre ces impulsions, il est déchargé complètement par le courant continu Id. La courbe C correspond au cas o pendant la durée d'une impulsion du signal P, le courant variable Im a une amplitu- de positive dans la gamme normale de fonctionnement du modulateur. En 15 supposant cette durée d'impulsion très courte pour que l'amplitude du courant I soit sensiblement constante, le condensateur 40 se charge par un courant sensiblement constant Ic = Io - Id + Im pour atteindre à la fin de chaque impulsion du signal P.une tension Vc. La différence de tension Vc - Vco est proportionnelle à la valeur du courant Im pendant 20 chaque impulsion du signal P. Entre ces impulsions le condensateur 40 est déchargé complètement par le courant continu Idl Si l'amplitude du courant variable Im était négative pendant les impulsions du signal P, les courbes C correspondantes seraient évidemment entièrement au-dessous de la courbe CO. - - 25 Les courbes C1 et C2 correspondent aux cas o pendant la durée très courte des impulsions du signal P, le courant m atteint les amplitudes extrêmes de la gamme normale de fonctionnement du modulateur, c'est-à-dire l'amplitude extrême positive Iml' et l'amplitude extrême négative - Iml' A la fin de chaque impulsion du signal P, le condensa- 30 teur 40 acquiert dans un cas la tension Vci et dans l'autre cas la ten- sion VU2. Entre ces impulsions, le condensateur 40 est déchargé par le courant continu Id. Il est facile de voir que dans le cas d'amplitudes positives élevées du courant Im, comme c'est le cas du courant Iml rela- tif à la courbe C1, la décharge par le courant Id du condensateur risque 35 de ne pas être complète au moment de l'apparition des impulsions du si- gnal P. Pour cette raison, le condensateur 40 est déchargé brusquement par les impulsions du signal p montré sur le diagramme 3b, ces impulsions 2479621 7 se produisant juste avant celles du signal P. Cette décharge brusque se produit effectivement dans le cas de la courbe C il Des impulsions modu- lées en largeur sont formées à partir de la tension aux bornes du con- densateur 40, comme on va maintenant l'expliquer. 05 D'après le schéma de la figure 2, on voit que la tension sur le condensateur 40 est reproduite sur l'émetteur du transistor npn 52 par l'intermédiaire du transistor composite formé par les transistors pnp 53 et npn 54 connectés ensemble et avec la diode 55 et la résistance 56 comme l'indique la figure. Cette tension sur l'émetteur du transistor 10 52 est appliquée au pont diviseur de tension formé par les résistances 57 et 58. La borne intermédiaire de ce pont est reliée à la base du transistor npn 59 et le rapport des résistances 57 et 58 est choisi pour que le transistor 59 soit débloqué lorsque-la tension aux bornes du condensateur 40 est plus élevée qu'une tension de seuil prédéterminée V$ et 15 soit bloqué dans le cas contraire. Le collecteur du transistor 59 est muni d'une résistance 60 et est relié à la base du transistor npn 61 qui a un fonctionnement exactement inverse de celui du transistor 59. Sur le collecteur du transistor 61, muni d'une résistance 62 et relié à la bor- ne de sortie 63 du modulateur 9, on obtient donc, comme le nontre le dia20 gramme 39, un signal modulé Pm représenté par la courbe en trait plein, qui est positif lorsque la tension du condensateur 40 représentée par la courbe C sur le diagramme 3f est supérieure à la tension de seuil V5 et qui est nul dans le cas contraire. Dans le cas o la tension du condensateur 40 est représentée par la courbe C0 (courant variable I = O), le 25 signal obtenu à la sortie 63 du modulateur a la forme indiquée par la courbe en pointillé PMO' Il est clair que la position du flanc descendant du si- gnal Pm par rapport au flanc descendant de la courbe PMo' indique le si- gne et l'amplitude du courant variable I pendant la durée courte des 30 impulsions de signal de commande P. Il est avantageux que la tension de seuil V5 soit juste égale à la tension VC2 obtenue sur le condensateur 40 à la fin d'une impulsion du signal P, pour la valeur extrême négative - Iml du courant variable I m. Il est également avantageux que pour la valeur extrême positive Iml du courant variable Im, la tension décrois- 35 sante par le condensateur 40 atteigne la tension de seuil V5 juste à l'instant o commence une impulsion du signal p qui remet à zéro la ter- sion du condensateur 40. Ces conditions ont été supposées réalisées dar.. 2479621 8 le trazé des courbes C1 et C sur le d rane f et il est clair alors que pour tout le doraine des valeurs dJ courant variable im, erre - Im1 et Im, le flanc descendant du signal P se déplace dans l'étendue maxi- mum possible, entre la fin d'une impulsior. du signal P et le début d'une C5 impulsion du signal p et est en relation linéaire asec le courant - ari^- ble Im. On peut noter ici que le flanc rortant des im.u.siors du sral P me déplace légèrem.ent 'à l'intérieur o'jrine impulsion du signa. P. lorsque le courant variable I cou.re son d'rmai-qe de - àri à + 1 '. en résulte une moculation parasite de la largeur Ces ir-ulsions du si- 10 gral Pm, qui est sans importance pour le dispositif de régulatio- de i- veau dans lequel on n'utilise que le flanc descendant des implsios d- signal Pm pour détecter un dépassement d'amplitude du courant variable I . m Le signal modulé Pm disponible sur la borne 63 du modu- 15 lateur 9 est appliqué au circuit de détection de dépassement de riveau 10 qui a pour fonction de fournir à sa sortie 64 un signal de compres- sion Pcdans lequel apparaît une impulsion de compression chaque fois qu'il est détecté que l'amplitude positive ou négative du courant v.aria- ble Im atteint ou dépasse en valeur absolue un seuil prédéterminé. Cette 20 détection est basée sur la position du flanc descendant du signal moduie Pm. On utilise à cet effet deux signaux impulsionnels P' et P" représen- tés sur les diagrammes 3c et 3d. Les impulsions des signaux P' et P" sont situées dans les zones hachurées du diagramme 35, c'est-à-dire sers les deux extrémités du domaine o peut se déplacer le flanc descendmat 25 du signal modulé Pm* Le dispositif de détection de dépassement 10 four- nit une impulsion de compression quand ce flanc descendant atteint ou dépasse les positions des impulsions P' ou P". Sous la forme de réalisation montrée sur la figure 4, ce circuit de détection de dépassement 10 comporte deux bascules de tope = 30 65 et 66 formées de façon usuelle au moyen des portes %C',-ET 67, " et 69, 70. A l'entrée R1 de la bascule 65 est connectée la sortie de la.cr- te NO\-ET 71 qui reçoit les signaux P et P' ; à l'entrée S1 de cette bascule 65 est appliqué le signal P'. A l'entrée R2 de la bascule {6 eut connectée la sortie de la porte ,0%O-ET 72 qui reçoit le signal P" et le 35 signal Pm, complémentaire de P et formé au moden du circuit in:erseu: 73 ; à l'entrée Sc de cette bascule 66 est appliqué le signal P". Les sorties Y1et Y2 des deux bascules sort reliées aux deux ertrées e ais 2479621 9 porte NON-ET 75 dont la sortie est connectée à la sortie 64 du circuit de détection du dépassement 10 pour fournir le signal de compression Pc Le fonctionnement du circuit 10 est illustré par les diagrammes des figures 5 et 6. La figure 5 se rapporte au cas o les 05 flancs descendants du signal modulé Pm se produisent pendant les impul- sions du signal P'. Le diagramme Sa montre le signal P. Le diagramme 5b montre le signal P' qui est le même que celui qui apparaît à l'entrée S de la bascule 65. Le diagramme 5c montre le signal modulé Pm dont les flancs descendants munis d'une flèche se produisent pendant les impul- 10 sions hachurées du signal P'. Le diagramme 5d montre le signal qui en résulte à l'entrée R1 de la bascule 65. On en déduit le signal Y à la sortie de cette bascule et qui est montré sur le diagramme 5e. Ce signal Y1 est complémentaire du signal P'. Le diagramme 5f montre le signal P" qui comporte des impulsions représentées par des zones hachurées et qui 15 est le même que celui qui apparaît à l'entrée S2 de la bascule 66. Le diagramme 5g montre le signal Pm dont les flancs montants marqués d'une flèche coïncident avec les flancs descendants du signal modulé P m. Le diagramme 5h montre le signal qui en résulte à l'entrée R2 de la bascule 66 et qui est égal à "1". On en déduit le signal Y2 à la sortie de la 20 bascule 66, qui est montré sur le diagramme 5i et qui est égal à "1". Finalement, le signal de compression Pc fourni par la porte NON-ET 75 a la forme montrée sur le diagramme 5j et l'on voit que chaque fois qu'un flanc descendant du signal Pm se produit pendant une impulsion du signal P', il apparaît dans le signal Pc. une impulsion de compression coinci- 25 dant avec l'impulsion du signal P'. La figure 6 se rapporte au cas o les flancs descendants du signal modulé Pm se produisent avant les impulsions du signal P". Les diagrammes 6a à 6j représentent les mêmes signaux que les diagrammes 5a à 5j respectivement, ces signaux pouvant avoir des formes différentes 30 sur les diagrammes correspondants. On voit sur le diagramme 6c que les flancs descendants du signal modulé Pm se produisent avant les impul- sions du signal P". Le signal sur l'entrée R de la bascule 65 et montré sur le diagramme 6d est égal à "1"'. Le signal Y à la sortie de cette bascule 65 et montré sur le diagramme 6e reste égal à "1". A partir des 35 formes des signaux P" = S2, T' et R montrés sur les diagrammes 6f, 6g, m 2 6h, on déduit aisément que le signal Y 2 fourni par la bascule 66 a la forme montrée sur le diagramme 6i. Il en résulte que le signal de com- 2479621 10 pression Pc fourni par le circuit de détection de dépassement 10 a la forme montrée sur le diagramme 6j. On voit d'après ce diagramme, que chaque fois qu'un flanc descendant du signal modulé P se produit avant une impulsion du signal P", il apparaît dans le signal Pc une impulsion 05 de compression coïncidant avec l'impulsion du signal P". Dans ce circuit 8, le signal de compression Pc est ap- pliqué à la base du transistor npn 76 muni d'une résistance de base 77 et des résistances de collecteur en série 78 et 79. Le transistor pnp 80 a sa base connectée entre les résistance 78 et 79. Il est muni d'une ré- 10 sistance d'émetteur 81 et son collecteur est relié au condensateur 82. Chacune des impulsions de compression du signal Pc qui indiquent un dé- passement de l'amplitude du courant variable Im correspondant ausignal vocal, sert à charger le condensateur 82. La tension sur le condensateur 82 sert à commander le courant dans le transistor npn 83 dont le courant 15 d'émetteur est appliqué sur la base du transistor npn 84 par l'intermédiaire de la résistance 85. Le transistor 84 est de plus en plus conducteur au fur et à mesure que le condensateur 82 se charge et présente donc une impédance de plus en plus faible pour le signal vocal reçu pro- venant de la borne d'entrée 88 du circuit d'affaiblissement et qui est 20 appliqué à son collecteur par l'intermédiaire de la résistance 86 et du condensateur de liaison 87. Le signal vocal disponible entre la résistance 86 et le condensateur 87 est donc corrigé dans le sens d'un affaiblissement quand un dépassement d'amplitude est détecté par le circuit 10. C'est ce signal qui est appliqué à l'entrée 32 du modulateur de largeur d'impulsions. On peut remarquer que le condensateur 82 est chargé pen- dant les impulsions de'compression par un courant relativement élevé, le courant de collecteur du transistor 80, et est déchargé par un courant faible, le courant de base du transistor 83 qui peut être avantageusement un transistor composite. Il en résulte que la tension sur le condensateur 82 suit rapidement les dépassements d'amplitude du signal vocal lors de l'attaque des syllabes et suit avec un certain retard les diminutions d'amplitude. Finalement la tension aux bornes du condensateur 82 se stabilise autour d'une valeur moyenne déterminant un niveau 35 sensiblement constant du signal vocal. Le générateur 11 des signaux de commande P, P', P", p peut être aisément construit par l'homme de l'art et n'a pas besoin 2479621 Il d'être décrit en détail. Comme on l'a déjà indiqué, on exige du LigrnaI P d'être formé d'impulsions de durée courte ; sa fréquence doit être rela- tivement élevée par rapport à la fréquence maximale du signal vocal. La fréquence des impulsions du signal P peut être par exemple de 20 kH7 et 05 la durée de chaque impulsion être égale à 1/20 d'une période de 20 kliz. Dans les autres signaux p, P', P" les impulsions ont la même fréquence et la même durée, et sont décalées par rapport au signal P comme l'indi- que la figure 3. Pour exciter le haut-parleur 4 il est avantageux d'uti- 10 liser le signal modulé Pm, ce qui conduit à un amplificateur de haut- parleur 7 qui peut être réalisé d'une manière très simple comme l'indi- que la figure 7. Dans cet amplificateur le signal modulé Pm est d'abord traité pour éliminer la modulation parasite qui, comme on l'a déjà indi- qué, est due au fait que le front montant du signal P n'a pas une posi- 15 tion rigoureusement fixe. Pour éliminer cette modulation parasite, on utilise deux portes NON-ET 101 et 102 montées ensemble pour former une bascule 100 de type RS. A l'entrée S de cette bascule est appliqué le signal Pm et à son entrée R est appliqué le signal X résultant de l'inversion d'un signal de commande X dans l'amplificateur inverseur 103. Le 20 signal de commande X est fourni par le générateur de signaux de commande Il et il a la même forme et la même fréquence que les autres signaux de commande P, P', P", p. On voit sur le diagramme 3e que les impulsions du signal X se produisent juste après celles du signal P. Aux sorties X et X2 de la bascule 100, on obtient les deux signaux complémentaires P' et 25 P'm. Il est aisé de vérifier que la modulation parasite dont était affeo- té le signal Pm est supprimée dans le signal P'm. Le signal P'm est alors un signal dont les impulsions sont modulées en largeur par le si- gnal vocal suivant une loi linéaire dans la gamme normale de fonctionne- ment du modulateur. 30 Les deux signaux P'm et P'm sont appliqués respective- ment sur les bases interconnectées des transistors complémentaires 104, 105 et des deux autres transistors complémentaires 106 et 107. Les col- lecteurs des transistors 105, 107 sont réunis à'la borne d'alimentation négative et les collecteurs des transistors 104, 106 sont réunis à la 35 borne d'alimentation positive à travers l'espace émetteur-collecteur du transistor pnp 108 muni d'une résistance d'émetteur 109. Les deux bornes du haut-parleur 4 sont connectées respectivement aux émetteurs des tran- sistors 104, 105 et aux émetteurs des transistors 106, 107. Les quatre A.:~Y - -, 2479621 12 transistors 104 à 107 montés de cette manière forment un amplificateur suiveur symétrique double dont la charge est constituée par le haut-parleur 4. Ce haut-parleur joue le rôle d'un filtre passe-bas et n'est pratiquement sensible qu'à la modulation contenue dans le signal P'my 05 c'est-à-dire au signal vocal, et est insensible aux composantes à fréquences élevées (20 kHz et ses harmoniques) contenues dans le signal Pl m Le niveau sonore fourni par le haut-parleur 4 peut être réglé en limitant le courant traversant le transistor 108 pour alimenter 10 le haut-parleur via les transistors 104 à 107. Ce courant peut être li- mité à des valeurs réglables en faisant varier la tension de polarisa- tion de la base du transistor 108. Pour cela, entre la base et la borne d'alimentation positive du transistor 108 est connectée une résistance fixe 110 et entre cette base et la borne d'alimentation négative sont 15 connectées les résistances 111, 112, 113 chacune en série avec l'espace émetteur-collecteur des transistors npn 114, 115, 116. Les tensions sur les bases des transistors 114, 115, 116 peuvent être commandées par l'usager au moyen de boutons poussoirs maintenus,à connecter sur lesbornes 117, 118, 119, de façon à pouvoir établir un certain nombre de 20 valeurs discrètes du courant traversant le transistor 108 et donc du niveau sonore fourni par le haut-parleur. 24796 Z1 13 REVENDICATIONS 1. Dispositif de régulation automatique du niveau d'écoute d'un poste téléphonique, comportant un circuit d'affaiblissement régla- ble du signal vocal reçu, caractérisé en ce qu'il comporte un modulateur 05 de largeur d'impulsions qui fournit un signal formé d'impulsions modu- lées en largeur par le signal vocal fourni par le circuit d'affaiblisse- ment réglable, un circuit détecteur de dépassement qui, à partir du si- gnal fourni par le modulateur, engendre une impulsion de compression chaque fois qu'il est détecté que l'amplitude du signal vocal de modula- 10 tion atteint un certain seuil, lesdites impulsions de compression étant appliquées audit circuit d'affaiblissement pour y commander la charge d'un circuit intégrateur qui fournit le signal de commande d'affaiblis- sement. 2. Dispositif de régulation selon la revendication 1, ca- 15 ractérisé en ce que le modulateur de largeur d'impulsions comporte des moyens pour charger un condensateur par un courant résultant de la somme d'un courant continu et d'un courant variable correspondant au signal vocal affaibli, pendant des impulsions de durée courte et de fréquence élevée par rapport à celle du signal vocal, des moyens pour décharger ce 20 condensateur par un courant continu pendant l'intervalle entre lesdites impulsions de durée courte, les impulsions modulées en largeur étant formées en comparant la tension aux bornes du condensateur à une tension de seuil, le circuit détecteur de dépassement fournissant une impulsion de compression chaque fois qu'un flanc caractéristique des impulsions 25 modulées en largeur atteint l'une ou l'autre de deux positions extrêmes. 3. Dispositif de régulation selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le circuit intégrateur du circuit d'affaiblissement réglable est formé par un condensateur qui, pendant les impulsions de compression, est chargé par un courant constant, avec une 30 constante de temps faible vis à vis de la durée des syllabes du signal vocal et qui est déchargé avec une constante de temps élevée vis à vis de la constante de temps de charge. 4. Poste téléphonique muni d'un dispositif de régulation de niveau selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les 35 impulsions modulées en largeur fournies par le modulateur sont appli- quées à un amplificateur de puissance pour impulsions, dont la sortie 2479621 14 est connectée au haut-parleur du poste. 5. Poste téléphonique selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'amplificateur est muni de moyens pour régler le courant four- ni au haut-parleur pendant la durée des impulsions modulées en largeur.