Brevet FR2481550A1 — publié le 19811030

i DISPOSITIF DE PROTECTION CONTRE L'EFFET LARSEN DANS UN POSTE TELEPHONI- QUE A HAUT-PARLEUR. L'invention concerne un dispositif de protection contre l'effet Larsen dans un poste téléphonique à haut-parleur comportant d'une part sur la voie d'émission un microphone, un amplificateur de si- gnaux de parole à gain fixe, d'autre part dans la voie d'écoute des pre- miers moyens de régulation automatique d'écoute, un amplificateur dont le gain Gr est modifiable manuellement et un haut-parleur. L'invention concerne aussi un dispositif de protection contre l'effet Larsen dans lequel lesdits premiers moyens de régulation automatique du niveau d'écoute comportent, en plus d'un circuit d'affai- blissement réglable du signal vocal reçu, un modulateur de largeur d'im- pulsions qui fournit un signal formé d'impulsions modulées en largeur par le signal vocal fourni par le circuit d'affaiblissement réglable, un circuit détecteur de dépassement qui, à partir du signal fourni par le modulateur, engendre une impulsion de compression chaque fois qu'il est détecté que l'amplitude du signal vocal de modulation atteint un certain seuil, lesdites impulsions de compression étant appliquées audit circuit d'affaiblissement pour y commander la charge d'un circuit intégrateur qui fournit le signal de commande d'affaiblissement. De tels premiers moyens de régulation automatique du niveau d.'écoute sont décrits dans la demande de brevet français nO 80 07 055 au nom de la demanderesse. Plus précisément, l'invention s'applique à un poste té- léphonique, dont l'utilisateur, qui est désigné dans la suite de la des- cription par utilisateur I parle de préférence, lors de l'émission, près du microphone, le microphone étant physiquement séparable du poste qui comporte le haut-parleur et relié à ce dernier par un cordon électrique. Le microphone peut faire partie d'un combiné. Dans ce dernier cas, l'écouteur est disposé en dérivation sur la voie d'écoute, juste en amont des moyens de régulation automatique d'écoute. Dans ces conditions, et quel que-soit le mode d'utilisa- tion du poste téléphonique, on suppose dans ce qui suit que lorsque l'utilisateur II qui se trouve à l'autre extrémité de la ligne parle, sa voix est rendue par le haut-parleur avec un volume sonore tel qu'après transit dans l'air, ce volume sonore est perçu par le microphone à un niveau inférieur à celui de l'utilisateur I lorsque ce dernier parle aussi. L'invention s'applique aussi à un téléphone dit "mains libres" pourvu que le découplage sonore entre microphone et haut-parleur soit suffisant pour que l'hypothèse indiquée au paragraphe précédent soit vérifiée. Cette condition de priorité des niveaux sonores en faveur de l'utilisateur I pour les signaux sonoresinjectés dans le microphone est d'autant plus facile à réaliser que la voie d'écoute comporte les- dits premiers moyens de régulation automatique d'écoute. On est ainsi assuré que quelle que soit la dispersion des niveaux du signal reçu de l'utilisateur II, ce signal incluant notamment les tonalités de la li- gne, le niveau sonore émis par le haut-parleur est sensiblement constant, ce niveau étant par ailleurs réglable manuellement. De tels moyens de régulation automatique d'écoute sont connus par exemple de la publica- tion: Review of the Electrical Communication Laboratories, Volume 27, numéros 5, 6, Mai-Juin 1979, pages 347-367 en référence à l'article Model S-1P Loudspeaker Telephone Circuit Design, de K.KATO ET AL. Dans un poste téléphonique en général, notamment dans un poste téléphonique tel que décrit en préambule il est pratiquement im- possible d'éviter que le signal d'émission ne soit transmis à la voie d'écoute à travers le duplexeur (transformateur différentiel ou hybride par exemple). Il s'ensuit une réaction acoustique de boucle qui peut se traduire par un auto-amorçage d'oscillations dit aussi effet Larsen dans le cas o le gain de boucle est supérieur à 1 à-une fréquence vocale qui correspond à la condition de phase nécessaire pour provoquer l'instabi- lité. Dans les conditions spécifiées ci-dessus, l'effet Larsen ne se produit en principe pas lorsque l'utilisateur I ou l'utilisateur II (ou les deux) parle(nt) du fait que dans ce cas les premiers moyens de régu- lation d'écoute reçoivent un signal de parole et affaiblissent automati- quement ce signal de façon telle que le gain de boucle devient inférieur 2 4 8 155 0 à 1 dans la plupart des cas. Par contre, le problème de l'effet Larsen se pose lors- que le (les) signal (signaux) de parole est (sont) absent(s) ou très faible(s). Si aucune mesure n'est prise pour contrecarrer l'effet Larsen, l'auto-oscillation s'amorce dans ce dernier cas, même en l'absence de bruit audible, du fait que les moyens de régulation automatique d'écoute, qui n'agissent que dans le sens de l'affaiblissement, ont alors un gain égal à 1 et que les gains préréglés Ge et Gr des deux amplificateurs de. la boucle (d'émission et d'écoute) sont tels que, malgré les affaiblis- sements à travers le duplexeur et dans l'air, le gain de boucle est su- périeur à 1. L'oscillation parasite peut donc s'amorcer et dès que son niveau à l'entrée des premiers moyens de régulation d'écoute dépasse un certain seuil de tension prédéterminé, de l'ordre de 10 mV, ces moyens commencent à agir sur l'amplitude de l'oscillation parasite et l'effet Larsen peut se maintenir, le niveau sonore de Larsen en sortie du haut- parleur étant limité audit niveau sensiblement constant choisi pour l'écoute. Cette limitation du niveau sonore du Larsen implique que les deux amplificateurs de la boucle ne sont alors pas saturés et l'oscilla- tion parasite ainsi obtenue a une forme d'onde sensiblement sinusoïdale. Si par contre les amplificateurs étaient saturés comme c'est couramment le cas en présence d'effet Larsen, la forme d'onde obtenue serait assez éloignée de la sinusoïde, les amplificateurs ne fonctionnant plus dans leur zone de linéarité. Ce dernier point a son importance pour la mise en oeuvre de l'invention comme on le verra ci-dessous. Lorsque lesdits premiers moyens de régulation automati- que du niveau d'écoute comportent de préférence, en plus d'un circuit d'affaiblissement réglable du signal reçu d'un type connu, un modulateur de largeur d'impulsions et un circuit détecteur de dépassement agencés comme décrit ci-dessous, et que la voie d'émission agit sur une deuxième entrée de commande du circuit d'affaiblissement réglable, on constate que l'effet Larsen se traduit par un train de signaux sonores d'amplitu- de limitée, à une fréquence de l'ordre du hertz et tel que le niveau so- nore en sortie du haut-parleur disparaît pratiquement entre deux signaux sonores adjacents, ce train évoquant un phénomène d'oscillations de re- laxation. Dans la plupart des dispositif anti-Larsen connus, le but recherché est d'empêcher l'effet Larsen de s'établir. Ceci est obte- 24815s0 nu en prélevant le signal respectivement sur la voie d'lmission et sur la voie d'écoute, en fournissant ces signaux à un comparateur su a un circuit de décision dont la sortie commande un ou plusieurs affaiblisse- ments ou les amplificateurs disposés dans la voie d'émission et/ou d'écoute de façon que pour toutes les conditions possibles de parole à prévoir lors d'une communication, le gain de boucle soit maintenu infé- rieur à 1. Ces dispositifs présentent l'inconvénient de faire varier fortement les niveaux de signal de parole émis ou reçu. Selon l'invention, les inconvénients de l'art antérieur sont réduits, le dispositif de protection contre l'effet Larsen défini en préambule étant. remarquable en ce que la voie d'émission comporte en outre des deuxibmes moyens pour soit réduire fortement de façon discrète soit maintenir le niveau du signal émis par le microphone, et au moins une première chalne de commande desdits deuxièmes moyens recevant le si- gnal de sortie du microphone, et agissant au moins sur lesdits deuxièmes moyens soit dans le sens du maintien du niveau du signal d'émission lors- que le signal sonore reçu par le microphone a dépassé un premier niveau. sonore-seuil S1 et demeure à un niveau supérieur àun'deuxi-èmeniveau sono- re-seuil S 2inférieur ou égal à Sl, soDit dans le sens de la réduction 'du ni- veau de signal d'émission lorsque le niveau du signal sonore reçu par le microphone est descendu pendant un temps prédéterminé en dessous du seuil S2 le'signal sonore dû à l'utilisateur II-à l'entrée du microphone étant supposé inférieur à S1 et le signal sonore dû à l'utilisateur proche-' étant supposé compris dans une gamme sonore qui est supérieure au seuil S2 et qui comprend le seuil S1, la constante de temps pour le maintien de la voie d'émission étant rapide par rapport à la constante de temps d'activation desdits premiers moyens et celle pour la réduction du si- gnal de microphone,qui est de l'ordre de 100 ms, étant rapide par rap- port à la constante de temps de désactivation desdits premiers moyens. Par l'expression: "réduire fortement de façon discrète le niveau du signal émis", il faut entendre une réduction ou une désac- tivation qui peut aller dans un mode de réalisation de l'invention jus- qu'à la coupure de la voie d'émission. Dans ce cas, l'expression: "main- tenir le niveau du signal d'émission", doit être comprise comme-le réta- blissement ou l'activation de la voie d'émission après coupure. Il faut noter que même dans ce dernier cas, il ne s'agit pas d"une.commutation - de la parole dans l'un ou l'autre sens de communication comme c'est le cas dans un système d'interphone par exemple. En effet, selon l'inven- tion, les utilisateurs I et II peuvent parler en même temps sans qu'il en résulte une gêne sensible due à une variation indésirable des niveaux sonores reçus. D'autre part, la naissance de l'effet Larsen demeure pos- sible, en l'absence de parole, mais cet effet Larsen est alors immédia- tement détecté et supprimé de façon durable, comme on le verra ci-des- sous. Selon un premier mode de réalisation de l'invention, le dispositif de protection contre l'effet Larsen défini au deuxième para- graphe de la présente description est remarquable en ce que pendant le temps o ladite première chaîne agit dans. le sens du maintien du niveau du signal d'émission, elle agit aussi sur lesdits premiers moyens de ré- gulation automatique du niveau d'écoute en activant ledit circuit d'af- faiblissement dans le sens d'un affaiblissement de valeur prédéterminée en introduisant un signal de compression additionnel SO. Dans ce mode de réalisation, on met à profit le fait que l'effet Larsen se présente sous forme d'un train de signaux sonores, le niveau sonore étant très faible entre deux signaux sonores adjacents, ce qui permet, juste après l'apparition du premier signal sonore du train de signaux Larsen, que la première chaîne provoque en substance la cou- pure de la voie d'émission, par l'intermédiaire desdits deuxièmes moyens. Selon un deuxième mode de réalisation dans lequel les- dits premiers moyens de régulation automatique du niveau d'écoute peu- vent être d'un type connu ou du type spécifié au deuxième paragraphe de la présente description, le dispositif de protection contre l'effet Larsen selon l'invention est remarquable en ce qu'il comporte en outre une deuxième chaîne de commande desdits deuxièmes moyens recevant le si- gnal de sortie du microphone et agissant sur lesdits deuxièmes moyens dans le sens de la réduction du niveau du signal d'émission lorsque le signal sonore reçu par le microphone a une forme d'onde sensiblement constante en amplitude et sensiblement sinusoïdale avec une fréquence comprise entre quelques centaines et quelques milliers de Hertz et un ni- veau sonore supérieur au seuil 2 - La description suivante en regard des dessins annexés le tout donné à titre d'exemple,fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. 248 1550 La figure 1 est un schéma synoptique simplifié du dispo- sitif de protection contre l'effet Larsen selon l'invention. La figure 2 est un schéma détaillé des premiers moyens de régulation automatique du niveau d'écoute comportant un circuit d'af- faiblissement réglable, un modulateur de largeur d'impulsions et un cir- cuit détecteur de dépassement. - La figure 3 est un schéma synoptique d'un premier mode de réalisation du dispositif selon l'invention. La figure 4 est un schéma synoptique d'une partie de la première chaîne de commande desdits deuxièmes moyens. La figure 5 est un diagramme de temps de certains si- gnaux sur la première chaîne de commande. La figure 6 est un schéma synoptique d'un deuxième mode de réalisation du dispositif selon l'invention. La figure 7 représente schématiquement une partie de la deuxième chaîne de commande desdits deuxièmes moyens. La figure 8 est un diagramme de temps illustrant le fonc- tionnement de la deuxième chaîne de commande. La figure 9 est un schéma synoptique partiel d'un troi- sième mode de réalisation du dispositif selon l'invention. Sur les figures les mêmes références désignent les mêmes éléments avec les mêmes fonctions. Sur la figure 1 montrant le schéma synoptique d'un poste téléphonique muni du dispositif anti-Larsen selon l'invention, le cir- cuit de couplage 1, appelé aussi circuit hybride, couple la ligne télé- phonique 2 à la voie d'émission du poste munie du microphone 3 et à la voie d'écoute du poste munie du haut-parleur 4. La voie d'émission est munie d'un amplificateur de microphone 5 de gain Ge de préférence fixe et la voie d'écoute comporte entre la jonction hybride et le haut-parleur des premiers moyens de régulation automatique du niveau d'écoute 6 qui fournissent à l'amplificateur de haut-parleur 7, un signal représenta- tif du signal vocal régulé avec un niveau fixe. L'amplificateur 7 a un gain Gr réglable qui est fixé par l'usager pour lui assurer un niveau d'écoute confortable, dépendant peu du niveau du signalreçugrâce au ré- gulateur de niveau 6. Le régulateur de niveau 6 est soit un circuit de CAG dans lequel on utilise un détecteur de niveau du signal reçu pour commander un circuit d'affaiblissement réglable, le signal vocal à ni- 248 1S50 veau régulé fourni par le circuit d'affaiblissement étant appliqué direc- tement à l'amplificateur de haut-parleur 7, ce régulateur étant référen- cé par 600 dans la suite de la description, soit un régulateur de niveau du type décrit ci-dessous en référence à la figure 2 et noté 601 dans la suite de la description. La voie d'émission comporte en outre des deuxiè- mes moyens 8 pour soit réduire fortement de façon discrète soit mainte- nir le niveau du signal émis par le microphone 3. Sur la figure 1, ces deuxièmes moyens sont représentés très schématiquement par un interrupteur 9. En pratique, l'interrupteur 9 est de préférence un transistor qui fonctionne en saturé-bloqué. Even- tuellement ce transistor comporte une résistance dans son collecteur, non représentée,disposée en série entre la sortie du microphone et son collecteur. Les deuxièmes moyens 9 sont commandés par une première chaî- ne 10 qui reçoit le signal de sortie du microphone, dans le sens du main- tien du niveau du signal d'émission lorsque le signal sonore reçu par le microphone a dépassé un premier niveau sonore-seuil S5 et demeure ensui- te à un niveau supérieur à un deuxième niveau sonore-seuil S2 inférieur ou égal àS1, ce qui est indiqué parlà ligne 11, ou dans le-sens de la réduc- *tion du niveau de signal d'émission lorsque le niveau du signal sonore reçu par le microphone est descendu pendant un temps prédéterminé en dessous du seuil S2' ce qui est indiqué par la ligne 12. Eventuellement, une deuxième chaîne 13, représentée en trait interrompu, qui reçoit aus- si le signal de sortie du microphone commande les deuxièmes moyens 9 dans le sens de la réduction du niveau du signal d'émission lorsque le signal sonore reçu par le microphone a une forme d'onde sensiblement si- nusoîdale avec une fréquence comprise entre quelques centaines et quel- ques milliers de Hertz et un niveau sonore supérieur au seuil S2, ce qui est indiqué par la ligne en trait interrompu 14. Cette deuxième chaîne a pour but de supprimer, en l'absence de parole, l'effet Larsen qui a une forme d'onde sensiblement sinusoïdale grâce à la présence du régulateur de niveau 6. Selon un mode de réalisation particulier un conducteur -15, représenté en trait interrompu agit, lorsque la ligne 11 est activée, sur le régulateur de niveau 6 en activant le circuit d'affaiblissement réglable de ce dernier dans le sens d'un affaiblissement de valeur pré- déterminée. 24 81550 La figure 2 est le schéma détaillé d'un régulateur de ni- veau 601 dont le fonctionnement est décrit avec plus de détails dans la demande de brevet na 80 07 055 au nom de la demanderesse. Le régulateur de niveau 601 comporte un modulateur de largeur d'impulsions 19. Ce modulateur 19 comporte une première partie 19-1 dans laquelle est élaboré le courant de somme I- + I, I étant un courant continu d'amplitude constante et Im étant un courant correspon- dant au signal vocal reçu et affaibli par le circuit d'affaiblissement réglable 16. Dans la deuxième partie 19-2 du modulateur sont formées des impulsions modulées en largeur par le signal de somme Io + 1m et formant le signal modulé P. La première partie 19-1 du modulateur comporte un tran- sistor pnp 20 dont la base est polarisée par le pont de résistances 21 et 22, qui comporte une résistance d'émetteur 23 et qui injecte un cou- rant continu fixe i0 à l'entrée d'un miroir de courant formé par les transistors npn 24 et 25 connectés comme l'indique la figure. Si ce mi- roir de courant est construit pour procurer un rapport de courant de 1 (transistors 24 et 25 identiques), le courant continu i apparaît à la sortie du miroir de courant 24,25, sortie qui est constituée par les ba- ses des transistors 24 et 25 interconnectées avec le collecteur du tran- sistor 25. Ce courant continu i traverse l'espace émetteur-collecteur du transistor npn 26 qui est passant, la diode 28 et la résistance 29. On peut noter que le transistor 26 -est connecté avec le transistor npn 27 - selon le montage de Darlington pour former un-transistor composite pou- vant être commandé par un courant très faible, qui est le courant de ba- se du transistor 27, prélevé sur le courant de collecteur du transistor 20. La tension continue aux bornes de la résistance 29, procurée par le courant continu i, détermine un courant continu 10 dans le collecteur du transistor pnp 30. - Par ailleurs entre la borne d'entrée 32 du modulateur 9 et la borne négative d'alimentation est appliquée une tension variable correspondant au signal vocal et élaborée dans le circuit d'affaiblisse- ment variable 16, comme on l'expliquera par la suite. La borne 32 est reliée aux émetteurs des transistors 24 et 25 formant un miroir de cou- rant et à une extrémité du pont de résistances 33 et 34, dont l'autre ex- trémité est reliée à la borne d'alimentation négative. La tension varia- ble aux bornes de la résistance 34 est transmise, par l'intermédiaire du 2 4 8 155 0 condensateur 35, sur l'émetteur du transistor 26 et détermine dans l'es- pace émetteur-collecteur de ce dernier un courant variable i o qui s'ajou- te au courant continu io. Il en résulte finalement dans le collecteur du transistor 30 un courant variable Im qui s'ajoute au courant continu I. Dans le courant de somme 10 + Im ainsi formé, le courant variable Im correspond au signal vocal. Ce courant de somme I0 + Im est utilisé dans la deuxième partie 19-2 du modulateur pour charger le condensateur 40 via la diode 41, un courant continu de décharge Id de ce condensateur étant produit en permanence sur le collecteur du transistor npn 42 dont la base est polarisée au moyen du pont formé par les résistances 43, 44 et la diode 45. Le courant de charge du condensateur 40 est donc finalement Ic = I0 + Im - Id et cette charge se produit pendant la durée des impulsions positives du signal P qui est appliqué, via la borne 46 du modulateur, par le circuit de commande 17, au montage en cascade des deux transis- tors npn 47 et 48, accompagné des résistances usuelles 49, 50 et 51. On voit aisément que pendant la durée des impulsions positives du signal P, le transistor 47 est saturé, le transistor 48 est bloqué et le condensa- teur 40 est chargé par le courant Ic = I + I - I c o 'm d'd Pendant les inter- valles entre les impulsions positives du signal P, le transistor 47 est bloqué, le transistor 48 est saturé et le condensateur 40 est déchargé par le courant continu Id. Enfin le condensateur 40 peut être déchargé brusquement et complètement pendant la durée des impulsions positives du signal p, qui sont appliquées via la borne 52 et la résistance 53 à la base du transistor npn 54 pour saturer ce dernier. Les signaux de commande P et p sont engendrés dans le générateur de signaux de commande 17. Les impulsions du signal p se pro- duisent juste avant celles du signal P. Des impulsions modulées en lar- geur sont ainsi formées à partir de la tension aux bornes du condensa- teur 40 comme on va l'expliquer. D'après le schéma de la figure 2, on voit que la tension sur le condensateur 40 est reproduite sur l'émetteur du transistor npn 52 par l'intermédiaire du transistor composite formé par les transistors pnp 53 et npn 54 connectés ensemble et avec la diode 55 et la résistance 56 comme l'indique la figure. Cette tension sur l'émetteur du transistor 52 est appliquée au pont diviseur de tension formé par les résistances 57 et 58. La borne intermédiaire de ce pont est reliée à la base du transistor npn 59 et le rapport des résistances 57 et 58 est choisi pour que le transistor 59 soit débloqué lorsque la tension aux bornes du con- densateur 40 est plus élevée qu'une tension de seuil prédéterminée Vs et soit bloqué dans le cas contraire. Le collecteur du transistor 59 est muni d'une résistance 60 et est relié à la base du transistor npn 61 qui a un fonctionnement exactement inverse de celui du transistor 59. Sur le collecteur du transistor 61, muni d'une résistance 62 et relié à la bor- ne de sortie 63 du modulateur 19, on obtient donc un signal modulé Pm qui est positif lorsque la tension du condensateur 40 est supérieure à la tension de seuil V5 et qui est nul dans le cas contraire. La position du flanc descendant du signal Pm par rapport à la position de ce flanc pour 'm = O indique le signe et l'amplitude du courant variable Im pen- dant la durée courte des impulsions de signal de commande P. Il est avan- tageux que la tension de seuil Vs soit juste égale à la tension V c2 ob- tenue sur le condensateur 40 à la fin d'une impulsion du signal P, pour la valeur extrême négative - Iml du courant variable Im. Il est égale- ment avantageux que pour la valeur extrême positive Iml du courant va- riable Im, la tension décroissante par le condensateur 40 atteigne la tension de seuil VS juste à l'instant o commence une impulsion du si- gnal p qui remet à zéro la tension du condensateur 40. Ces conditions sont supposées réalisées pour le dispositif de la figure 2. 1 Il est clair alors que pour tout le domaine des valeurs du courant variable Im, entre - Iml et lm,, le flanc descendant du si- gnal Pm se déplace dans l'étendue maximum possible, entre la fin d'une impulsion du signal P et le début d'une impulsion du signal p et est en relation linéaire avec le courant variable Im. On peut noter ici que le flanc montant des impulsions du signal Pm se déplace légèrement (à l'in- terieur d'une impulsion du signal P) lorsque le courant variable Im cou- vre son domaine de - Iml à + Iml' Il en résulte une modulation parasi- te de la largeur des impulsions du signal Pm qui est sans importance pour le dispositif de régulation de niveau dans lequel on n'utilise que le flanc descendant des impulsions du signal Pm pour détecter un dépas- sement d'amplitude du courant variable Im* Le signal modulé Pm disponible sur la borne 63 du modu- lateur 19 est appliqué au circuit de détection de dépassement de niveau * 18 qui a pour fonction de fournir à sa sortie 64 un signal de compres- sion Pc dans lequel apparaît une impulsion de compression chaque fois 2 48 8155 0 qu'il est détecté que l'amplitude positive ou négative du courant varia- ble Im atteint ou dépasse en valeur absolue un seuil prédéterminé. Cette détection est basée sur la position du flanc descendant du signal modulé Pm. On utilise à cet effet deux signaux impulsionnels P' et P". Les im- pulsions des signaux P' et P" sont situées vers les deux extrémités du domaine o peut se déplacer le flanc descendant du signal modulé P. Le dispositif de détection de dépassement 18 fournit une impulsion de com- pression quand ce flanc descendant atteint ou dépasse les positions des impulsions P' ou P". 10. Sous la forme de réalisation montrée sur la figure 2, ce circuit de détection de dépassement 18 comporte deux bascules de type RS et 66 formées de façon usuelle au moyen des portes NON-ET 67, 68 et 69, 70. A l'entrée R de la bascule 65 est connectée la sortie de la por- te NON-ET 71 qui reçoit les signaux Pm.et P'; à l'entrée S de cette bascule 65 est appliqué le signal P'. A l'entrée R' de la bascule 66 est connectée la sortie de la porte NON-ET 72 qui reçoit le signal P" et le signal Pm, complémentaire de Pm et formé au moyen-du circuit inverseur 73; à l'entrée S' de cette bascule 66 est appliqué le signal P". Les sorties Y et Y' des deux bascules sont reliées aux deux entrées de la "porte NON- ET 75 dont la sortie est connectée à la sortie 64 du circuit de détection de dépassement 18 pour fournir le signal de compression P c Les flancs descendants du signal modulé P peuvent se m produire pendant les impulsions du signal P'. Dans ce cas, le signal Y à - la sortie de la bascule 65 est complémentaire du signal P', le signal Y' à la sortie de la bascule 66 est égal à "1" et il apparaît dans le si- gnal Pc fourni par la porte NON-ET 75, une impulsion de compression coïncidant avec l'impulsion du signal P'. Les flancs descendants du signal modulé Pm peuvent aussi se produire avant les impulsions du sighal P". Dans ce cas, le signal Y- reste égal à "1", le signal Y' est complémentaire du signal P" et il ap- parait dans le signal P une impulsion de compression coïncidant avec c l'impulsion du signal P". Dans le circuit 16, le signal de compression P est ap- c pliqué à la base du transistor npn 76 muni d'une résistance de base 77 et des résistances de collecteur en série 78 et 79. Le transistor pnp 80 a sa base connectée entre les résistances 78 et 79. Il est muni d'une résistance d'émetteur 81 et son collecteur est relié au condensateur 82. 2481550- Chacune des impulsions de compression du signal Pc qui indiquent un dé- passement de l'amplitude du courant variable 'm correspondant au signal vocal, sert à charger le condensateur 82. La tension sur le condensateur 82 sert à commander le courant dans le transistor npn 83 dont le courant d'émetteur est appliqué sur la base du transistor npn 84 par l'intermé- diaire de la résistance 85. Les transistors 83 et 84 sont de plus en plus conducteurs au fur et à mesure que le condensateur 82 se charge et présentent donc une impédance de plus en plus faible pour le signal vocal reçu provenant de la borne d'entrée 88 du circuit d'affaiblissement et qui est appliqué au collecteur du transistor 84 par l'intermédiaire de la résistance 86 et du condensateur de liaison 87. Le signal vocal dis- ponible entre la résistance 86 et le condensateur 87 est donc corrigé dans le sens d'un affaiblissement quand un dépassement d'amplitude est détecté par le circuit 18. C'est ce signal qui est appliqué à l'entrée 32 du modulateur de largeur d'impulsions 19. On peut remarquer que le condensateur 82 est chargé pen- dant les impulsions de compression par un courant relativement élevé, le courant de collecteur du transistor 80, et est déchargé par un. courant faible, le courant de base du transistor 83 qui peut-être avantageuse- ment un transistor composite. Il en résulte que la tension sur le con- densateur 82 suit rapidement les dépassements-d'amplitude du signal vo- cal lors de l'attaque des syllabes et suit avec un certain retard les diminutions d'amplitude. Finalement la tension aux bornes du condensa- teur 82 se stabilise autour d'une valeur moyenne déterminant un niveau sensiblement constant du signal vocal. Le générateur 17 des signaux de commande P, P', P", p peut être aisément construit par l'homme de l'art et n'a pas besoin d'être décrit en détail. Le signal P doit être formé d'impulsions de du- rée courte; sa fréquence doit être relativement élevée par rapport à la fréquence maximale du signal vocal. La fréquence des impulsions du si- gnal P peut être par exemple de 20 kHz et la durée de chaque impulsion être égale à 1/20 d'une période de 20 kHz. Dans les autres signaux p, P', P" les impulsions ont la même.fréquence et la même durée, et sont déca- lées par rapport au signal P. Pour exciter le haut-parleur 4 il est avantageux-d'uti- liser le signal modulé Pm. ce qui conduit à un amplificateur de haut- parleur 7 qui peut être réalisé d'une manière très simple. Il peut être 248iss5ô de classe D, c'est-à-dire avoir un rendement élevé. Dans cet amplifica- teur le signal modulé Pm est d'abord traité pour éliminer la modulation parasite qui, comme on l'a déjà indiqué, est due au fait que le front montant du signal Pm n'a pas une position rigoureusement fixe. Il peut être constitué essentiellement par quatre transistors montés en amplifi- cateur suiveur symétrique double dont la charge est constituée par le haut-parleur 4. Ce haut-parleur joue le rôle d'un filtre passe-bas et n'est pratiquement sensible qu'à la modulation contenue dans le signal Pm (préalablement débarrassé de sa modulation parasite), c'est-à-dire au signal vocal, et est insensible aux composantes à fréquences élevées (20 kHz et ses harmoniques) contenues dans le signal P m. Le niveau sono- re fourni par le haut-parleur 4 peut être réglé en faisant varier la tension de polarisation de la base d'un transistor d'alimentation des quatre transistors constituant l'amplificateur suiveur symétrique double. Lorsqu'un tel régulateur de niveau 601 est utilisé, de préférence, alors que la voie d'émission est établie, et que cette der- nière agit sur la charge du condensateur 82 comme décrit ci-dessous, on constate que l'effet Larsen prend naissance, en l'absence de parole, mais sans saturer l'amplificateur d'écoute 7, et que, de plus cet effet est évanescent c'est-à-dire qu'il s'affaiblit de lui-même jusqu'à un niveau sonore pratiquement inaudible puis reprend naissance, ceci avec une fré- quence de l'ordre du Hertz. Ceci est vrai surtout pour des distances faibles entre le haut-parleur et le microphone et/ou lorsque ces der- niers sont tournés l'un vers l'autre, c'est-à-dire lorsque le gain de boucle est coup sûr supérieur à 1 en l'absence de signal sonore. Dans ces conditions, la première chaîne de commande décrite ci-dessous en ré- férence à la figure 3 peut couper la voie d'émission juste après la pre- mière oscillation Larsen et supprimer ainsi l'effet Larsen dès sa re- naissance. Afin de permettre au régulateur de niveau 601 d'agir brusque- ment dans le sens d'une diminution du gain de boucle, ce qui favorise l'apparition de Larsen évanescent, il est avantageux que la première chaîne de commande agisse sur le circuit d'affaiblissement réglable 16 dans le sens d'un affaiblissement de valeur prédéterminée, pendant le même temps qu'elle agit dans le sens du maintien du niveau d'émission. Un tel agencement constitue un premier mode de réalisation de l'inven- tion décrit ci-dessous en référence à la figure 3. 248 1550 A la figure 3, le signal de sortie du microphone, réfé- rencé M, est transmis à l'amplificateur d'émission 5 par l'intermédiaire de la résistance 101 et, en parallèle, à la masse, via le trajet collec- teur-émetteur du transistor npn 102 qui correspond à l'organe 8 de la figure 1 (deuxièmes moyens). Lorsque le transistor 102 est saturé, la voie d'émission est pratiquement coupée,-e.t lorsqu'il est bloqué, la voie d'émission est établie. La polarisation de la base du transistor 102 est commandée par une première chaîne constituée, à partir de la sortie du microphone par une résistance 103 un point de branchement 104, un organe logique 105, un circuit porte NON-ET 106 qui délivre un signal S1 sur la base d'un transistor npn 107 dont le-collecteur est relié à une source de courant 108 et l'émetteur à la masse, un condensateur C branché entre la source de courant 108 et la masse, une diode 109 et l'entrée positive d'un amplificateur différentiel 110 qui reçoit un ni- veau de tension constant sur son entrée négative et dont la sortie est reliée à la base du transistor 102. Un signal auxiliaire A est fourni directement à une deuxième entrée de l'organe 105 et par l'intermédiaire de résistances 112; 113, d'un condensateur 114 branché en dérivation à la masse et d'une résistance 115, au point de branchement 104. D'autre part, la sortie de l'amplificateur différentiel est reliée, par l'inter- médiaire d'un inverseur 116, du point de branchement 117, du trajet basec'ollecteur d'un transistor npn 118 et d'une résistance 119 au point qui est commun aux résistances 112 et 113. Le fonctionnement de la première chaîne de commande est expliqué ci-dessous en référence aux figures 4 et 5. La figure 4 donne le détail de l'organe 105 qui est constitué par un écrêteur 121 et deux bascules D 122 et 123. L'entrée de l'écr8teur est reliée au point 104 et sa sortie qui est le siège d'un signal E à l'entrée des bascules 122 et 123. Le signal auxiliaire A est fourni directement à l'entrée d'horloge de la bascule 122 et par l'in- termédiaire d'un inverseur 124 à l'entrée d'horloge de la bascule 123. Les entrées du circuit-porte NON-ET 106 sont reliées respectivement à la sortie Q de la bascule 122 et à la sortie Q de la bascule 123. Lee résis- tances 103, 112, 115, 119 réalisent une adaptation d'impédances des dif- férents circuits. Le signal A représenté à la figure 5 est un signal car- ré. Après intégration réalisée par le circuit RC 113,114, on obtient en 248s550 sortie de la résistance 115 un signal triangulaire I déphasé de-I par rapport au signal A. En 104, soit le signal I, soit le signal J. issu du. signal de parole M est prépondérant selon leurs amplitudes respectives. On suppose dans un premier temps que c'est le signal I, issu de A, qui domine. Après écrêtage en 121, on obtient le signal E(I) représenté à la figure 5, qui est un signal carré en phase avec le signal 1, c'est-à-di- re en retard de n par rapport au signal A. Etant donnés les branchements des bascules 122 et 123, il est clair que la sortie U de 122 délivre un signal logique R1 = 1 et que la sortie Q de 123 délivre aussi un signal logique R2 = 1. En conséquence la sortie du circuit 106 est portée à une tension nulle, le transistor 107 est bloqué et la source de courant 108 charge le condensateur C1. Au-delà d'une charge prédéterminée de C1 la diode 109 devient passante, la sortie de l'amplificateur différentiel est maintenue à une tension continue positive et le transistor 102 est saturé, c'est-à-dire que l'émission est pratiquement coupée. Il faut noter que dans cette situation qui correspond à un signal sonore faible ou nul à l'entrée du microphone 3, le point 117 est-le siège d'une ten-. sion nulle, grâce au circuit inverseur 116, que le transistor-118 est bloqué et qu'aucun courant ne traverse la résistance 119. Si à partir de la situation décrite ci-dessus le niveau sonore reçu par le microphone s'élève, lorsque ce niveau dépasse un seuil S1 de valeur prédéterminée, le signal J (voir figure 4) devient prépondérant devant le signal I et le signal de sortie E de l'écréteur 121 présente des fronts montants et descendants dont la distribution dans le temps est aléatoire. Il s'ensuit l'apparition de zéros logiques sur l'entrée R1 et/ou l'entrée R2 du circuit-porte NON-ET 106, ce qui se traduit chaque fois par un "1" en sortie de 106, c'est-à-dire par la sa- turation du transistor 107 et la décharge rapide du condensateur C1 via le trajet collecteur-émetteur du transistor 107. La diode 109 n'est alors plus passante, l'entrée négative de l'amplificateur différentiel qui est à une tension fixe devient prépondérante, la sortie de cet amplificateur devient négative, ce qui bloque le transistor 102 et dé- bloque le transistor 118. Le transistor 102 étant bloqué, la voie d'émis- sion est établie et, simultanément, le transistor 118 étant saturé, un courant traverse la résistance 119. Le signal auxiliaire A est ainsi af- faibli., puisqu'une partie est dérivée via le trajet collecteur-émetteur du transistor 118, si bien que le signal sonore à l'entrée du microphone 24 8155 0 peut se maintenir en dessous du seuil S1, le signal J restant prépondé- rant devant le signal I. On crée ainsi une Hystérésis, cette situation se maintenant jusqu'à ce que le signal sonore descende en dessous d'un deuxième seuil prédéterminé S2 inférieur à S1- En pratique, lorsque la voie d'émission est coupée, il suffit que l'utilisateur I parle normalement pour que la voie d'émission s'établisse à nouveau. Ceci a lieu très rapidement, en quelques millise- condes, lors de l'attaque de la première syllabe-de chaque mot. Il n'en résulte donc aucune gène pour l'utilisateur II. L'hystérésis créée à partir des niveaux sonores-seuils S et S2 permet de maintenir la voie d'émission malgré une irrégularité de- hauteur- de son que l'on observe entre les syllabes et les mots de la part de l'utilisateur I. La gamme d'amplitudes des sons émis est supé- rieure au seuil S2 et englobe le seuil S. D'autre part, lorsque l'uti- lisateur I et/ou l'utilisateur II parle(nt), le régulateur de niveau d'écoute 601 fonctionne en affaiblissant le signal qu'il reçoit, de telle façon que le gain de boucle est inférieur à 1 dans la plupart des cas et que l'effet-Larsen ne peut alors pas se produire. L'effet Larsen ne peit pas non plus se produire lorsque la voie d'émission est coupée par la première chaîne de commande. Le seul instant o l'effet Larsen-peut se produire est l'instant très bref o le son à l'entrée du microphone ces- se et o la voie d'émission n'est pas.encore coupée ou bien à la suite d'un léger choc sur le microphone qui a rétabli la voie d'émision. Comme on l'a déjà dit, l'effet Larsen qui apparaît alors est évanescent, dû entre autres à la présence du régulateur de niveau d'écoute 601, et après sa première apparition, la première chaîne de commande,.en l'ab- sence de son coupe la voie d'émission, et par là même, empêche l'effet Larsen, qui se présenterait sinon sous forme récurrente, de renaître. Selon le présent mode de. réalisation, on fait en sorte que l'effet Larsen se présente sous forme évanescente quelles que soient les posi- tions relatives du haut-parleur et du microphone ou du moins on fait en sorte qu'il ne puisse pas naître en rendant le ga in de boucle inférieur à 1, lorsque haut-parleur et microphone sont relativement éloignés l'un de l'autre (dans ce dernier cas, en effet, l'oscillation parasite de Larsen pourrait naître et se maintenir, à une amplitude sensiblement constante, du fait que-le niveau sonor& obtenu à l'entrée du microphone- serait supérieur au seuil S2). La fonction définie dans la phrase qui 248 1550 précède est symbolisée par la liaison 15 en trait interrompu sur la fi- gure 1 et réalisée, sur la figure 3, par la chaîne qui relie le point de branchement 117 au circuit d'affaiblissement réglable 16. Cette chaîne comporte à partir du point 117 une résistance 127, le trajet base-col- lecteur d'un transistor npn 126, une résistance 129, le trajet base-col- lecteur d'un transistor pnp 130 dont l'émetteur est relié à la borne d'alimentation positive par une résistance 131 et le collecteur au col- lecteur du transistor pnp 80 (voir figure 2). La base du transistor 130 est reliée à la borne d'alimentation positive par l'intermédiaire d'une résistance 128. Lorsque le point 117 est porté à une tension positive (voie d'émission établie), la chaîne décrite ci-dessus charge le conden- sateur 82. Le signal sous forme d'impulsions de longue durée au point 117 agit donc en parallèle au signal Pc qui se présente sous la forme d'impulsions de compression de courte durée. Les composants 126 à 131 sont homologues des composants 76 à 81, ils sont agencés de la même fa- çon et remplissent la même fonction; cependant, le courant de collec- teur du transistor 130 doit être réglé à une valeur plus faible que le courant de collecteur du transistor 80. Ce réglage est effectué au moyen de la résistance 131. On établit ainsi un signal de compression supplé- mentaire de valeur déterminée, noté SO, signal de compression qui ne correspond à aucun signal sonore ou plus précisément à un signal sonore fictif qui serait reçu par le microphone. Ce signal SO est en effet con- çu de telle façon qu'il soit l'équivalent du signal de compression qui serait apparu dans la boucle, en l'absence de la chaîne 126 à 131, si le microphone avait reçu un signal sonore de niveau déterminé. L'introduction du signal S présente le léger inconvé- nient que lorsque l'utilisateur II parle et que le niveau de signal de parole est très faible à l'entrée du régulateur de niveau d'écoute 601, le niveau sonore à la sortie du haut-parleur est plus faible que le ni- veau réglé à une valeur fixe par le régulateur 601 qui ne recevrait pas ce signal 5S. Cependant, cette différence n'est plus décelable lorsque le niveau de signal de parole de l'utilisateur II et/ou de l'utilisateur I est normal ou élevé et par ailleurs il faut noter que pendant la plus grande partie du temps o l'utilisateur II parle seul, la voie d'émis- sion est normalement coupée, étant donné que le son régulé émis par le haut-parleur a un niveau sonore inférieur à 51 à l'entrée du microphone. 248 1550 D'autre part, le temps d'action de la première chaîne de commande et de la chaîne 126 à 131 étant très rapide, dû au temps très court d'activation (établissement) de la voie d'émission, l'introduction du signal S ne perturbe en rien les régimes transitoires de la voie d'écoute qui sont choisis volontairement plus longs de l'ordre de la du- rée d'une syllabe. D'autre part la constante de temps de désactivation de la voie d'émission est de l'ordre de 100 ms, si bien que lorsque le signal de compression SO disparaît, l'affaiblissement qu'il apportait dans la voie d'écoute disparaît non avec cette constante de temps d'en- viron 100 ms mais avec la constante de temps syllabique nettement plus longue de la voie d'écoute. Cela signifie qu'il est possible, selon l'in- vention, d'activer et de désactiver la voie d'émission sans influer sur la rapidité avec laquelle le niveau d'écoute est diminué par rapport au niveau constant prédéterminé ou avec laquelle ce niveau constant est ré- tabli. Le confort d'écoute n'est donc pas perturbé par l'existence du signal SO en ce qui concerne les régimes transitoires dus à l'apparition ou à la disparition du signal SO. Il faut noter aussi que l'effet de compression du signal S doit être choisi ni trop fort ni trop faible mais dans une plage de valeurs moyennes afin d'obtenir à coup sûr le phénomène d'effet Larsen évanescent désiré. En effet, si l'effet du signal S est trop faible, l'effet Larsen a tendance à s'établir et à persister avec un niveau so- nore supérieur à S2. Si cet effet est trop fort on diminue fortement jus- qu'à supprimer l'effet Larsen mais au détriment du confort d'écoute, la voix de l'utilisateur II étant perçue très faiblement pour la grande ma- jorité des communications. Selon un autre mode de réalisation de l'invention dans lequel le régulateur de niveau d'écoute 6 peut être du type 600 ou du ty- pe 601 définis ci-dessus, la première chaîne de commande n'agit pas sur le régulateur de niveau d'écoute et une deuxième chaîne de commande (13, figure 1) qui reçoit le signal de sortie du microphone agit sur les deu- xièmes moyens (8, figure 1) dans le sens de la réduction du niveau du signal d'émission lorsque le signal sonore reçu par le-microphone a une forme d'onde sensiblement constante en amplitude et sensiblement sinusol- dale avec une fréquence comprise entre quelques centaines et quelques milliers de Hertz. Cette deuxième chaîne est conçue pour détecter le si- gnal Larsen qui est assimilable, dans le poste téléphonique utilisé pour l'invention, à un signal sinusoïdal, et pour couper la voie d'émission 248 1 550. en réponse à cette détection. Ce mode de réalisation est représenté à la figure 6. Sur la figure 6, le signal de sortie du microphone M est transmis, par l'intermédiaire d'une résistance 138 à un circuit écrêteur 139 qui délivre un signal carré en réponse à un signal sinusoïdal à son entrée. Le signal de sortie du circuit d'écrêtage 139 est transmis di- rectement à un premier circuit de comptage d'impulsions 140 et par l'in- termédiaire d'un circuit inverseur 141 à un deuxième circuit de comptage d'impulsions 142. Les circuits 140 et 142, identiques, reçoivent respec- tivement le signal X et le signal X et sont décrits ci-dessous en réfé- rence à la figure 7. Une première sortie du circuit 140 est le siège d'un signal T transmis à l'entrée D d'une bascule D 143, et une deuxième sortie, siège d'un signal-U, à l'entrée d'horloge d'une bascule D 144. Symétriquement, une première sortie du circuit 142, siège d'un signal T', est reliée à l'entrée D de la bascule 144 et une deuxième sortie, siège d'un signal U', à l'entrée.d'horloge de la bascule D 143. La sortie Z de la bascule 143 et de la bascule 144 est reliée à une première et à une deuxième entrée d'un circuit-porte NON-ET 145, ce dernier étant lui-même relié à l'entrée positive de l'amplificateur différentiel 110, de la mé- 20. me manière que le circuit-porte 106 appartenant à la première chaîne de commande, au moyen d'une résistance 146 et des composants homologues qui sont le transistor npn 147, la source de courant 148, le condensateur C2, et la diode 149. La fonction de la deuxième chaîne de commande 138 à 149 décrite ci-dessus est de rendre passant (par exemple saturé) le transis- tor 102, lorsque le signal'X est un signal carré, c'est-à-dire plus pré- cisément lorsque les alternances positive et négative du signal M (et donc X) ont la même durée. On décrit ci-dessous en référence aux figures 7 et 8 comment cette fonction peut être réalisée. La figure 7 représente le circuit de comptage d'impul- sions 140 ou 142, et la figure 8 est un diagramme de temps du signal M (figure 6) et de certains signaux reçu ou engendrés par les circuits de la figure 7 dans le cas particulier o le signal reçu X est un signal carré. Le signal X est fourni à la base d'un transistor npn 151. Une source de courant 152 reliée à la borne positive d'alimentation dé- bite un courant constant ic d'une part dans le trajet collecteur-émetteur du transistor 151 dont l'émetteur est relié à la borne négative (masse)' 248 1550 et en parallèle dans le montage en série formé par une diode 153 dans le sens passant et un condensateur C relié à la masse. L'autre armature du con- densateur Co0 est reliée d'une part à la borne positive d'une source de courant 154 qui délivre un courant constant id et dont la borne négative est reliée à la masse, d'autre part à l'entrée positive d'un amplifica- teur différentiel 155 dont la sortie est reliée à une entrée d'un cir- cuit-porte NON-ET 156. Le signal X est aussi fourni directement à une autre-entrée du circuit 156. Lorsque le signal X a une tension nulle, le transistor 151 est bloqué et la diode 153 est traversée par le courant ic. Le con- densateur-Co0 se charge alors à courant constant de valeur prédéterminée égale à ic 1 id. Dès que le signal X acquiert une tension positive, le transistor 151 devient passant, la diode 153 se bloque et le condensa- teur Co0 se décharge à courant constant, - id. Le temps de décharge de C o est proportionnel au temps de charge, c'est-à-dire au temps t de i'al- ternance négative du signal M (vor figure 8). Les valeurs des courants i et i sont choisies telles que le temps de décharge soit-inférieur au c' d temps de charge. Pendant le temps.de décharge de Co noté T1, figure 8, et seulement pendant ce temps là, les tensions du condensateur C et du o signal X sont toutes deux positives et le signal de sortie T du circuit 156 est à tension nulle (voir figure 8). La partie droite du schéma de la figure 7 est identique au point de vue structure et fonction à la partie gauche déjà décrite, abstraction faite du circuit 156. Les éléments homologues sont un tran- sistor npn 161, une source de courant 162 qui délivre un courant cons- tant i'c, une diode 163, un condensateur C, une source de courant 164 et un amplificateur différentiel 165. Les courants i'c et i'd sont choisis tels que la charge à courant constant de C, i'c - il pendant le temps T1 o le signal T est à tension nulle, soit plus rapide que le temps de décharge T2 à courant constant, - i' Le temps T2 est proportionnel au m ed'st temps T1 et donc à To, de même que la somme T1 + T2. Les quatre sources de courant sont réglées de telle façon que la somme T1 + T2 soit légère- ment supérieure de quelques pour cent, par exemple de 5 t à la durée To, de façon que la fin de la décharge de'C se produise juste.après la re- tombée du signal X quand ce dernier est un signal carré comme représenté sur la-figure 8. La tension du condensateur C est fournie à l'entrée né- gative de l'amplificateur différentiel 165 et le signal U obtenu en sor- 248 1;550 tie de ce dernier a la forme du signal rectangulaire représenté sur la figure 8 avec des fronts montants qui co5ncident avec la fin de la durée T2, c'est-à-dire juste après l'alternance positive du signal M. De façon symétrique, le circuit 142 de la figure 6 à si- gnal d'entrée X, à condensateurs C'0 et C' et à signaux. de sortie T' et U', délivre un signal rectangulaire U' représenté sur la figure 8 avec des fronts montants qui apparaissent juste après l'alternance négative du signal M. Les fronts montants du signal U (respectivement U') se produisent pendant le court instant o le signal T' (respectivement T), est à tension nulle. Il s'ensuit que la sortie Q de la bascule D 143, respectivement de la bascule D 144 (voir figure 6) est à l'état logique "1"8 ce qui entraîne une tension nulle en sortie du circuit-porte NON-ET 145. Le transistor 147 est alors bloqué, le condensateur C2 est chargé par la source de courant 148 jusqu'à ce que la diode 149 devienne passan- te, moment auquel l'amplificateur différentiel 110 voit sa sortie passer de la tension nulle à une tension positive, ce qui coupe la voie d'émis- sion comme on l'a vu ci-dessus en provoquant la disparition de l'effet Larsen quasi instantanément. Après cet instant, un niveau sonore supé- rieur à S1 en entrée du microphone est nécessaire pour rétablir la voie * d'émission par l'intermédiaire de la première chaîne de commande. Lors- que le signal M de sortie du microphone est un signal de parole, très différent d'un signal sinusoïdale il est statistiquement rare qu'il y ait simultanéité entre l'apparition d'un front montant du signal U (res- pectivement du signal U') et d'une tension nulle pour le signal T' (res- pectivement le signal T). Des zéros logiques apparaissent donc sur l'une et/ou l'autre entrée du circuit-porte NON-ET 145, ce qui se traduit par des un logiques en sortie. Lors de la parution de chaque "1" le transis- tor 147 devient saturé et le condensateur C2 se décharge brutalement à travers son trajet collecteur-émetteur. La fréquence d'apparition de ces "1" en sortie de 145 est assez grande, au point que la charge de C2 n'est jamais suffisante pour rendre passante la diode 149. Lors de la coupure de la voie d'émission par la deuxième chaîne de commande, il peut se produire un phénomène dit "de pompage" dû à la série de cause à effet suivante: apparition d'effet Larsen, coupu- re de la voie d'émission, bruit dépassant le niveau sonore-seuil S1 ré- sultant de cette coupure, réouverture de la voie d'émission par la pre- 248 1550 mière chaîne de commande, apparition d'effet Larsen, cet effet étant d'ailleurs tout à fait différent et distinct de l'apparition de Larsenévanescent dû en particulier à la présence d'un régulateur de niveau d'écoute du type 601. Une variante du deuxième mode de réalisation de l'invention décrit ci-dessus consiste, afin de supprimer ce phénomène de pompage, à maintenir à l'aide d'un circuit monostable, l'état corres- pondant à la détection d'effet Larsen, pendant un temps au moins égal à la durée du régime transitoire de coupure de la voie d'émission. Ce cir- cuit de maintien est représenté à la figure 6 par le branchement, figuré en trait interrompu, entre la sortie du circuit-porte 145 et la sortie de l'amplificateur différentiel 110, d'un transistor npn 171 relié par sa base à un circuit monostable 172. Pendant au moins la durée du régime transitoire, le transistor 171 est maintenu à saturation et les impul- sions positives qui peuvent alors-apparaltre en sortie du circuit-porte 145 sont drainées vers la masse (pôle négatif d'alimentation) via le trajet collecteur-émetteur du transistor 171, ce qui permet le maintien de la charge de C2 et de l'état passant de la diode 149, le transistor 147 restant encore-bloqué au moins pendant la durée du régime transitoi- re. Un autre mode de réalisation de l'invention non repré- senté correspond à l'association concomitante, dans le poste téléphoni- que, de la liaison entre le point de branchement 117 et le circuit d'af- faiblissement réglable 16 (voir figure 3 et la référence 15 figure l)-et de la deuxième chaîne de commande (voir figure 6 et les références 13 et 14 figure 1). Le schéma qui correspond à ce dernier mode de réalisation se déduit de l'association des schémas des figures 3 et 6, les premiers moyens de régulation automatique du niveau d'écoute étant de préférence du type 601 décrit ci-dessus, et l'amplificateur d'écoute 7 un amplifi- cateur en classe D. A la figure 9 est représenté en partie un autre mode de réalisation de l'invention selon lequel la deuxième chaîne de commande agit sur les premiers moyens de régulation automatique du niveau d'écou- te, de préférence du type 601, au lieu d'agir sur les deuxièmes moyens (transistor 102). A cet effet, un amplificateur différentiel 210 dont l'entrée positive est reliée à la cathode de la diode 149 a sa sortie reliée d'une part à l'entrée du circuit monostable 172 et d'autre part à un circuit inverseur 216, lui-même relié à la chaîne constituée par les éléments 127 à 131 qui introduit le signal de compression addition- 2 48 15 5 0 nel SO sur une entrée de commande du circuit d'affaiblissement réglable 16. La première chaîne est constituée et agit exactement de la même fa- çon qu'à la figure 6. Pour ce dernier mode de réalisation et pour ceux déjà dé- crits en référence aux figures 3, ou 3 et 6 il est avantageux que le signal de compression additionnel S. soit asservi de façon connue au gain réglable manuellement Gr de l'amplificateur d'écoute 7, dans le sens d'une diminution de l'effet produit par le signal S. sur la voie d'écou- te lorsque le gain Gr est diminué. En effet, à supposer par exemple que le bruit d'ambiance du poste soit faible, l'amplification d'écoute peut être diminuée en 7 et la voix d'un correspondant (utilisateur II) dont le signal de parole serait faible en sortie de l'hybride 1 est alors d'autant moins affaiblie par le signal S en sortie du haut-parleur 4. Plus précisément, le niveau de tension seuil du signal de sortie de l'hy- bride 1 au-dessus duquel l'influence du signal S0 est perceptible à l'oreille de l'utilisateur I est ainsi rabaissé. Un tel asservissement, qui peut être réalisé par tout moyen connu par l'-homme du métier n'est pas représenté sur les figures 3 et 9. Dans un poste téléphonique o le gain G de l'amplificateur d'émission 5 serait aussi variable, il peut e être avantageux, en fonction de certaines conditions d'utilisation du poste, d'asservir le signal SO à ce gain Ge et/ou au produit des gains Ge et Gr. REVENDICATIONS: 1. Dispositif de protection contre l'effet Larsen dans un poste téléphonique à haut-parleur comportant d'une part dans la voie d'émission un microphone, un amplificateur.de signaux de parole à gain fixe, d'autre part dans la voie d'écoute des premiers moyens de régula- tion automatique du niveau d'écoute, un amplificateur dont le gain Gr est modifiable manuellement et un haut-parleur, caractérisé:en ce que la voie d'émission comporte en outre des deuxièmes moyens pour soit réduire fortement de façon discrète soit maintenir le niveau du signal émis par microphone, et au moins une première chaîne de commande desdits deuxiè- mes moyens recevant le signal de sortie du microphone, et agissant'au moins sur lesdits deuxièmes moyens soit dans le sens du maintien du ni- veau du signal d'émission lorsque le signal sonore reçu par le micropho- ne a dépassé un premier niveau sonore-seuil S1 et demeure à. un niveau supérieur à un deuxième niveau sonore-seuil S2 inférieur ou égal à S1, soit dans le sens de la réduction du niveau de signal d'émission lorsque le niveau du signal sonore reçu par le microphone est descendu pendant un temps prédéterminé en dessous du seuil S2, le signal sonore dû à- l'utilisateur lointain à l'entrée du microphone étant supposé inférieur à S1 et le signal sonore dû à l'utilisateur proche étant supposé compris dans une gamme sonore qui est supérieure au seuil S2 et qui comprend le seuil S1, la constante de temps pour le maintien de la voie d'émission étant rapide par rapport à la constante de temps d'activation desdits premiers moyens et celle pour la réduction du signal de microphone,.qui est de l'ordre de 100 ms étant rapide par rapport à la constante de temps de désactivation desdits premiers moyens.. 2. Dispositif de protection contre l'effet Larsen selon la revendication 1, caractérisé en ce que pendant le temps o ladite pre- mière chaine agit dans le sens du maintien du niveau du signal d'émis- sion, elle agit aussi sur lesdits premiers moyens de régulation automa- tique du niveau d'écoute en activant ledit circuit d'affaiblissement dans le sens d'un affaiblissement de valeur prédéterminée, en introdui- sant un signal de compression additionnel So 3. - Dispositif de protection contre l'effet Larsen selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une deu- xième chaîne de commande desdits deuxièmes moyens recevant le signal de sortie du microphone et agissant sur lesdits deuxièmes moyens dans le 2 48 15 5 0 sens de la réduction du niveau du signal d'émission lorsque le signal sonore reçu par le microphone a une forme d'onde sensiblement constante en amplitude et sensiblement sinusoïdale avec une fréquence comprise en- tre quelques centaines et quelques milliers de Hertz et un niveau sonore supérieur au seuil 5 4. Dispositif de protection contre l'effet Larsen suivant les revendications 1, 2 et 3 prises ensemble, dans lequel lesdits pre- miers moyens de régulation automatique du niveau d'écoute comportent, en plus d'un circuit d'affaiblissement réglable du signal vocal reçu, un modulateur de largeur d'impulsions qui fournit un signal formé d'impul- sions modulées en largeur par le signal vocal fourni par le circuit d'affaiblissement réglable, un circuit détecteur de dépassement qui, à partir du signal fourni par le modulateur, engendre une impulsion de compression chaque fois qu'il est détecté que l'amplitude du signal vo- cal de modulation atteint un certain seuil, lesdites impulsions de com- pression étant appliquées audit circuit d'affaiblissement pour y comman- der la charge d'un circuit intégrateur qui fournit le signal de commande d'affaiblissement, les constantes de temps desdits premiers moyens étant rapide lors de l'activation pour suivre la croissance d'un signal et lente lors de la désactivation. 5. Dispositif de protection contre l'effet Larsen selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une deuxième chaîne de commande des premiers moyens de régulation automatique du ni- veau d'écoute activant ledit circuit d'affaiblissement dans le sens d'un affaiblissement de valeur prédéterminée,en introduisant un signal decom- pression additionnel S0 lorsque le signal sonore reçu par le microphone a une forme d'onde sensiblement constante en amplitude et sensiblement sinusoïdale avec une fréquence comprise entre quelques centaines et quel- ques milliers de Hertz et un niveau sonore supérieur au seuil S2 les constantes de temps respectives d'activation et de désactivation de la- dite deuxième chaîne étant rapides devant les constantes de temps d'ac- tivation et de désactivation desdits premiers moyens de régulation auto- matique du niveau d'écoute. 6. Dispositif de protection contre l'effet Larsen selon l'une des revendications 1, 3, 4 ou 5, caractérisé en ce que la deuxième chaîne de commande comporte en outre un circuit de maintien qui main- tient l'état de sortie de ladite deuxième chaîne de commande au moins 248 155 0 pendant le régime transitoire correspondant à la réduction de niveau du signal d'émission provoqué par la deuxième chaîne de commande. 7. Dispositif contre l'effet Larsen selon l'une des reven- dications 1, 2, 4 ou 5, caractérisé en ce que ledit signal additionnel de compression S est asservi au gain réglable manuellement G de l'am- o r plificateur d'écoute dans le sens d'une diminution de l'effet produit par le signal S sur l'affaiblissement de la voie d'écoute lorsque le gain Gr est diminué. 8. Dispositif de protection contre l'effet Larsen selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que ladite première chaîne de commande comporte en cascade entre la sortie du microphone et l'entrée de commande desdits deuxièmes moyens une résistance, un point de branchement, un organe logique, un circuit-porte NON-ET, un transis- tor npn dont le collecteur est relié à une source de courant et l'émet- teur à la masse, un condensateur C1 branché entre ladite source de cou- rant et la masse une diode et l'entrée positive d'un amplificateur dif- férentiel qui reçoit un niveau de tension constant sur son entrée néga- tive, ledit point de branchement recevantaprès intégration un signal auxi- liaire qui peut être activé et désactivé à partir de la sortie dudit amplifica- teur différentiel, ledit signal auxiliaire étant aussi fourni directement à une deuxième entrée dudit organe logique. 9. Dispositif de protection contre l'effet Larsen selon l'une des revendications 1, 2, 4, 5 ou 7, caractérisé en ce que pour l'introduction dudit signal de compression additionnel SO, ledit circuit d'affaiblissement réglable appartenant à la voie d'écoute est commandé sur une deuxième entrée à partir du signal de sortie dudit amplificateur différentiel. 10. Dispositif de protection contre l'effet Larsen selon l'une des revendications 1, 3, 4, 5, 6, 8, caractérisé en ce que ladite deuxième chaîne comporte en cascade entre la sortie du microphone et l'entrée de commande desdits deuxièmes moyens une résistance, un circuit écrêteur, deux chaînes branchées en parallèle constituées la première par un premier circuit de comptage d'impulsions et une première bascule D, ladeuxième par un circuit inverseur,un deuxième circuit de comptage d'impulsions et une deuxième bascule D, les signaux de sorties Q des bascules D étant fournis à un circuit-porte NON-ET suivi d 'une résistance, d'un transistor npn dont le collecteur est relié à une source de courant et 1'émet- teur à la masse, un condensateur C2 branché entre ladite source de courant et la masse, une diode et l'entrée positive d'un amplificateur différentiel qui reçoit un niveau de tension constant sur son entrée négative. 11. Dispositif de protection contre l'effet Larsen selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que lesdits deu- xièmes moyens que comporte la voie d'émission sont constitués par un transistor npn commandé par sa base, dont le collecteur est relié à l'en- trée dudit amplificateur d'émission par l'intermédiaire d'une résistance et l'émetteur au pôle négatif d'alimentation (masse), et pouvant compor- ter une résistance de collecteur.