Brevet FR2480534A1 — publié le 19811016

La présente invention concerne l'annulation de signaux d'écho présents dans des données numériques transmi- ses. L'invention porte plus particulièrement sur l'annulation de signaux d'écho présents dans des données numériques trans- mises par des voies de transmission téléphoniques bidirec- tionnelles à deux fils. Dans le domaine des transmissions de données, il est souvent avantageux d'acheminer simultanément le trafic dans deux sens sur une seule ligne de transmission (liaison, voie). Ainsi, le trafic s'effectue en duplex intégral. Un support de transmission caractéristique consiste en une voie téléphonique à deux fils appartenant au réseau public auto- matiaue interurbain commuté. La bande passante d'une telle voie à deux fils s'étend approximativement de 300 à 3000 Hz. Pour une transmission de données en duplex intégral, on peut diviser en deux moitiés la largeur de bande disponible, chaque moitié étant affectée à un sens de transmission parti- culier. Cependant, avec ce procédé on ne peut réaliser une transmission de données exempte d'erreur qu'à une cadence égale à la moitié de celle qu'on pourrait obtenir avec une transmission unidirectionnelle (semi- duplex). Un moyen d'augmenter la cadence de données en duplex intégral consis- te à utiliser deux lignes à deux fils physiquement distinc- tes, chaque ligne acheminant un signal unidirectionnel occupant la totalité de la largeur de bande, dans un sens de transmission respectif parmi les deux. Ceci constitue ce qu'on appelle une voie à quatre fils. On peut également réaliser une transmission rapide en duplex intégral sur une seule voie à deux fils en utilisant des réseaux de couplage hybrides. Ces réseaux, placés à l'extrémité dite proche comme à l'extrémité dite éloignée de la voie à deux fils, acceptent un signal à quatre fils et le convertissent en un signal à deux fils pour le transmettre sur une voie téléphonique bidirectionnel- le à deux fils. Pour assurer une suppression optimale des signaux parasites dans la transmission, l'impédance de l'accès du réseau hybride qui est associé à la voie doit être exactement adaptée à l'impédance de la voie à deux fils. Cependant, ceci est rarement possible en pratique. Plus précisément, la nature commutée du réseau automatique interurbain fait qu'un grand nombre de voies de transmission d'impédance différente sont connectées au cours du temps au réseau hybride. Du fait que le réseau hybride est conçu de façon à fonctionner avec le plus grand nombre possible, en pratique, de voies de transmission différentes, il y a généralement une désadaptation entre le réseau hybri- de et la voie. Une désadaptation fait qu'une fraction du signal qui a été émis à partir de l'extrémité proche est réfléchie dans la voie à partir du point de connexion entre la voie et le réseau hybride de l'extrémité éloignée. Comme dans la transmission vocale, on appelle écho ce signal distant réfléchi. Un récepteur de données est de façon caractéristique incapable de faire la distinction-entre les données qui proviennent de l'extrémité éloignée et l'écho des données qui proviennent de l'extrémité proche. Il y a donc un risque que le récepteur de l'extrémité proche con- sidère par erreur comme des données de l'extrémité éloignée l'écho qui est réfléchi à l'extrémité éloignée. On peut traiter ce problème par l'utilisation d'annuleurs d'écho. Ils produisent un signal qui est fonda- mentalement une image de la composante d'écho présente dans un-signal entrant, c'est-à-dire le signal que la voie à deux fils applique au réseau hybride de l'extrémité pro- che. Plus précisément, chaque symbole parmi un nombre prédé- terminé de symboles consécutifs précédents du signal émis est non seulement émis mais également enregistré dans l'annuleur d'écho. Chacun de ces symboles est multiplié dans 1' annuleur par un coefficient de prise respectif. Les produits résultants sont sommés pour produire le signal d'image. On obtient un signal résultant pratiquement exempt d'écho, qu'on appelle ciaprès un signal compensé vis-à-vis de l'écho, en soustrayant le signal d'image du signal entrant. Le signal compensé vis-à-vis de l'écho est appliqué à un récepteur de données qui, après un traitement tel qu'une égalisation et une démodulation, prend des décisions concernant les valeurs des symboles de données transmis. En général, le processus d'annulation d'écho n'est pas parfait. Le signal compensé vis-à-vis de l'écho contient en effet une composante d'écho non annulée. Il peut également contenir une composante de données d'extré- mité éloignée, comme on le décrira ci-après de façon plus complète. Dans un cas comme dans l'autre, le niveau de la composante d'écho non annulée indique l'efficacité courante du processus d'annulation d'écho. Une composante d'écho non annulée de valeur élevée signifie que le signal d'image est une image inexacte de la composante d'écho qu'on désire annulée. Dans les annuleurs d'écho dits adaptatifs, on utilise avantageusement le signal compensé vis-à-vis de l'écho en tant que signal d'erreur sous l'effet duquel les valeurs de tous les coefficients de prise sont mises à jour de façon adaptative de manière à minimiser la composante d'écho non annulée. Ceci fait en sorte que le signal d'ima- ge reproduise de façon continuelle et, dans la mesure du possible, avec précision, la composante d'écho présente dans le signal entrant, même si les caractéristiques de la voie changent. La configuration que décrit le brevet U.S. 4 087 654 constitue un exemple des annuleurs d'écho adapta- tifs fonctionnant à la cadence de baud. Dans ces structures, l'échantillonnage du signal entrant, l'élaboration d'une image de la composante d'écho comme l'annulation de l'écho ont lieu à la cadence de baud (symbole). Bien que ces annu- leurs aient une structure simple, ils sont fortement sensi- bles aux variations de synchronisme entre le signal émis par l'extrémité proche, qui est utilisé pour définir l'ima- ge du signal d'écho, et les données reçues, dont les carac- téristiques temporelles sont déterminées à l'extrémité éloignée. En outre, le signal compensé vis-à-vis de l'écho n'est disponible au récepteur qu'à la cadence d'échantillon- nage de baud. Ceci restreint sévèrement l'aptitude du récepteur à récupérer la synchronisation de façon précise à partir du signal de l'extrémité éloignée. On a également suggéré de faire fonctionner l'annuleur à la cadence de Nyquist. Les techniques à échan- tillonnage à la cadence de Nyquist, qui atténuent le problè- me de synchronisation décrit ci-dessus, sont présentées par exemple dans le brevet U.S. 4 131 767 ainsi que dans les articles: "A Passband Data-Driven Echo Cancelbr for Full- Duplex Transmission on Two-Wire Circuits",- IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-25, NO 7, juillet 1977, pages 654-666, et "A New Digital Echo Canceller for Two-Wire Full- Duplex Transmission", par K. H. Mueller, IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-24, NO 9, septembre 1976, pages 956-962. Contrairement aux annuleurs fonctionnant à la cadence de baud, les annuleurs fonctionnant à la cadence de Nyquist effectuent l'échantillonnage du signal entrant, la génération de l'image de l'écho comme l'annulation de l'écho à la cadence de Nyquist. L'adaptation des coeffi- cients de prise dans les configurations de Nyquist est satisfaisante dans les systèmes en duplex intégral pendant les intervalles de transmission unidirectionnelle. Cepen- dant, l'adaptation n'est pas fiable pendant les intervalles de double émission, ou de transmission bidirectionnelle, c'est-à-dire dans le cas de la transmission simultanée des données de l'extrémité éloignée et de l'extrémité proche. Ces problèmes viennent du fait que le signal compensé vis-à-vis de l'écho qui est appliqué à la structure adapta- tive pendant les intervalles de double émission contient non seulement la composante d'écho non annulée, mais égale- ment une composante de données de l'extrémité éloignée. Les données de l'extrémité éloignée ne sont pas corrélées par rapport à l'écho. L'adaptation, et donc la génération de l'image de l'écho à partir de ce signal, sont ainsi soit peu fiables et inexactes, soit très lentes. Il peut en résulter une reconstitution erronée des données. (Les structures fonctionnant à la cadence de baud ne sont pas affectées par ces problèmes du fait que le signal d'erreur qui est utilisé pour la mise à jour des coefficients de prise de l'annuleur d'écho est prélevé en un point diffé- rent dans le système, auquel les données de l'extrémité éloignée ont été déterminées et ont donc été soustraites. De ce fait, le signal d'erreur n'est pas altéré par la pré- sence des données de l'extrémité éloignée). Les solutions de l'art antérieur aux problèmes mentionnés ci-dessus concernant les annuleurs de Nyquist comprennent l'utilisation d'un circuit de détection de dou- ble émission destiné à arrêter l'adaptation et à figer les coefficients de prise aux valeurs qu'ils possédaient avant la double émission, pour utiliser ces valeurs pendant les intervalles de double émission. On pourra par exemple con- sulter à ce titre le brevet U.S. 3 499 999. Selon une variante, décrite par Weinstein dans l'article précité intitulé "A Passband Data-Driven Echo CanceJJ-r for Full- Duplex Transmission on Two-Wire Circuits", on peut utiliser une moyenne tournante d'un nombre prédéterminé de valeurs de coefficient antérieulespour chaque prise, à la place des coefficients adaptatifspendant les intervalles de double émission. Bien que ces solutions stabilisent le fonctionnement du système, l'annulation d'écho pendant les intervalles de double émission est potentiellement inexac- te. Ceci est dt au fait que pendant les intervalles de double émission, les coefficients de prise ne peuvent pas s'adapter aux variations de la réponse impulsionnelle de la voie d'écho qui se produisent pendant ces intervalles. Un but de l'invention est donc d'améliorer les performances des annuleurs d'écho pendant les périodes de double émission. Un but plus précis de l'invention est d'améliorer les performances des annuleurs d'écho à échantillonnage à la cadence de Nyquist pendant les périodes de double émission. Un but encore plus particulier de l'invention est de réaliser un annuleur d'échoeà échantillonnage à la cadence de Nyquist qui soit précis et stable pendant les périodes de double émission, même si les caractéristiques de la voie d'écho changent. Conformément à l'invention, on obtient des perfor- mances améliorées pendant la double émission en supprimant pratiquement les composantes de données de l'extrémité éloi- gnée présentes dans le signal compensé vis-à-vis de l'écho, avant l'application de ce signal, en tant que signal d'erreur, à la structure adaptative d'annulation d'écho. A titre d'exemple, cette fonction est accomplie par ce qu'on appelle ci-après un formateur de référence adaptatif. Plus précisément, le formateur de référence adaptatif traite un nombre prédéterminé de décisions précé- dentes du récepteur de façon à générer, à la cadence de Nyquist, une estimation de la composante de données de l'extrémité éloignée présente dans le signal compensé vis-à-vis de l'écho. Cette estimation est plus particulière- ment une combinaison linéaire des décisions précédentes du récepteur et elle est générée en multipliant chacune des décisions précédentes du récepteur par un coefficient de prise respectif, et en combinant les produits résultants. Cette estimation générée des données de l'extrémité éloignée est utilisée pour générer un signal d'erreur d'adaptation dont la valeur est égale à la différence entre le signal compensé vis-à-vis de l'écho et l'estimation de la compo- sante des données de l'extrémité éloignée. C'est ce signal d'erreur plutôt que le signal compensé vis-à-vis de l'écho qui est utilisé en tant que signal d'erreur pour l'annuleur d'écho adaptatif. Par conséquent, l'adaptation des coeffi- cients de prise de l'annuleur d'écho est accomplie unique- ment sous l'effet des composantes d'écho non annulées. Ceci permet de réaliser une annulation d'écho uniformément précise et stable aussi bien pendant la double émission que pendant la transmission unidirectionnelle. Pour faire en sorte que l'estimation des données de l'extrémité éloignée représente continuellement et de façon précise la composante de données de l'extrémité éloi- gnée qui est présente dans le signal entrant, le signal d'erreur d'adaptation peut être renvoyé vers le formateur de référence adaptatif, en tant que signal d'erreur de mise à jour, pour être utilisé dans la mise à jour adaptative des coefficients de prise du formateur de référence adapta- tif. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation et en 2480534. se référant aux dessins annexés sur lesquels La figure 1 est un schéma synoptique d'un système de transmission de données numériques de l'art antérieur, du type à deux fils en duplex intégral, comportant un dispo- sitif d'annulation d'écho avec échantillonnage à la cadence de Nyquist; La figure 2 est un schéma synoptique d'un terminal de transmission de données avec échantillonnage à la cadence de Nyquist correspondant à l'invention; La figure 3 est un schéma synoptique des circuits appartenant au terminal de la figure 2 qui génèrent le signal d'erreur d'adaptation de l'invention; et La figure 4 est un schéma synoptique du formateur de référence adaptatif qui est utilisé dans les circuits de la figure 3.- La figure 1 représente un système de transmission de données numériques en duplex intégral d'un type connu. Ce système comprend essentiellement une liaison de trans- mission à deux fils, 5, reliant deux terminaux de transmis- sion de données, à savoir un terminal d'extrémité proche 10 et un terminal d'extrémité éloignée 13. A titre d'exemple, la liaison de transmission 5 fait partie du réseau public automatique interurbain commuté, bien que l'invention soit tout aussi bien applicable à d'autres types de liaisons de transmission, comme par exemple des circuits privés. La liaison de communication 5 est une liaison bidirectionnelle, - c'est-à- dire qu'elle achemine des signaux de données à partir de chacun des deux terminaux vers l'autre. Les termi- naux 10 et 13 sont du type général qui est décrit et repré- senté dans le brevet U.S. 4 131 767 mentionné précédemment. A titre d'exemple, les deux terminaux ont une structure identique et ils fonctionnent de la même manière. De ce fait, la description qui suit sera pratiquement limitée au terminal de transmission de données 10 de l'extrémité proche. Le terminal 10 comprend des circuits d'émission/ réception 40 et un réseau hybride 16. Les circuits 40 com- prennent une partie d'émission qui contient une source de données 11 et un émetteur 14. La source de données produit un train en bande de base de symboles de données de l'extré- mité proche, bn, avec n,0,1,2... L'indice n progresse à la cadence de baud. Les symboles bn sont appliqués à l'émetteur 14 pour être mis en forme et modulés de manière classique. La partie d'émission, comme la partie de réception qu'on décrira sous peu, est associée au réseau hybride 16. Ce dernier permet de connecter une paire de lignes à deux fils, c'est-àdire une ligne à quatre fils, à une liaison de transmission bidirectionnelle à deux fils, 5. Plus pré- cisément, le réseau hybride comporte trois accès à deux fils 16a, 16b et 16c. Le signal sortant, c'est-à-dire le signal de sortie de l'émetteur 14, est appliqué à l'accès à deux fils 16a par l'intermédiaire d'une ligne à deux fils 18. Le réseau hybride 16 achemine ce signal vers la liaison de transmission 15 par l'intermédiaire de l'accès 16c. D'autre part, un signal entrant qui provient de l'extrémité éloignée, qui apparaît sur la liaison de transmission 5 et qui atteint l'accès 16c, est acheminé par le réseau hybride 16 vers l'accès 16b. A partir de là, le signal entrant r, représentant un train de symboles de données de l'extrémité éloignée, est acheminé par une ligne distincte à deux fils 19 vers la partie de réception du terminal de transmission de données 10 de l'extrémité proche. De façon similaire, le réseau hybride 15 de l'extrémité éloignée connecte des cir- cuits d'émission/réception 17 (qui sont similaires aux cir- cuits 40) à l'accès 15c et à la liaison de transmission 5 par l'intermédiaire d'une paire de lignes à deux fils qui sont branchées aux accès 15a et 15b. Pour éliminer de façon optimale les perturbations susceptibles d'affecter la transmission, l'impédance de sortie du réseau hybride 16 de l'extrémité proche comme du réseau hybride 15 de l'extrémité éloignée doit être exacte- ment adaptée à l'impédance de la liaison de transmission 5. Cependant, ceci est rarement possible en pratique. Par exem- ple,-dans le réseau automatique interurbain commuté, un grand nombre de liaisons de transmission différentes sont connectées au cours du temps entre les réseaux hybrides 15 et 16. Du fait que les réseaux hybrides sont conçus de façon à fonctionner avec un nombre de voies de transmission différentes aussi élevé qu'il est possible en pratique, il existe généralement une désadaptation d'impédance, par exemple entre le réseau hybride 15 de l'extrémité éloignée et la liaison de transmission 5. Ceci a pour conséquence qu'une fraction appréciable du signal émis par l'extrémité proche et atteignant le réseau hybride 15 de l'extrémité éloignée est réfléchie dans la liaison de transmission 5 sous la forme d'un écho. Au bout d'un intervalle de temps fini, l'écho apparait à l'accès 16c du réseau hybride 16 de l'extrémité proche. La partie de réception du terminal de transmission de données 10 de l'extrémité proche est incapable de faire la distinction entre les données entrantes et l'écho. Cependant, la présence de l'annuleur d'écho 24 (qu'on envisagera sous peu) dans la partie de réception évite que l'écho ne perturbe le processus de récupération des données. Comme on l'a indiqué précédemment, le signal entrant r qui est reçu à partir de la liaison de -transmis- sion 5 est acheminé par le réseau hybride 16 et l'accès 16b vers la partie de réception du terminal de transmission de données 10. Dans ce dernier cas, ce signal est tout d'abord appliqué à un échantillonneur de Nyquist 20. Ce der- nier échantillonne le signal r de façon fine, à une cadence au moins égale à la cadence de Nyquist, c'est-à-dire une cadence au moins égale au double de la fréquence la plus élevée qui puisse exister dans le signal entrant. Dans un but qui apparaîtra ultérieurement, on prend à titre d'exem- ple pour la cadence de Nyquist un multiple entier P de la cadence de baud. L'échantillon rM est l'un des échantillons résultants, c'est-à-dire le Mième échantillon d'un train d'échantillons du signal entrant. L'indice M progresse à la cadence de Nyquist. Dans le cas général, le signal r comprend à la fois des signaux de données de l'extrémité éloignée et des signaux d'écho. Ainsi, une fraction de la valeur de l'échantillon rM est due aux données de l'extré- mité éloignée et une autre fraction est due à l'écho. On appellera ciaprès respectivement composante de données de l'extrémité éloignée et composante d'écho ces fractions de l'échantillon rM. On notera que du fait, par exemple, de l'échantillonnage de Nyquist, des perturbations intersymbo- les et d'autres distorsions, la valeur de la composante de données de l'échantillon rM du signal entrant ne correspond pas à la valeur d'un symbole émis particulier. On va maintenant envisager le problème que l'invention vise à résoudre, en supposant tout d'abord qu'à un instant quelconque il n'existe qu'une transmission unidi- rectionnelle sur la liaison de transmission 5, c'est-à-dire que la double émission est exclue. On supposera en outre que le réseau hybride 16 est exempt de fuites, c'est-à-dire que les signaux émis sortants qui sont appliqués à l'accès 16a ne traversent pas le réseau hybride pour apparaître à l'accès 16b. Dans ces conditions, l'échantillon rM est consti- tué exclusivement par une composante de données de l'extré- mité éloignée ou exclusivement par une composante d'écho. Pendant les périodes de réception, par exemple, l'échantil- lon rM est constitué uniquement par une composante de données de l'extrémité éloignée, c'est-à-dire qu'il est exempt d'écho. L'échantillon rM est appliqué à un circuit de combinaison 22 dans lequel il est combiné de façon soustractive avec le signal d'image d'écho ZM' ce dernier étant le Mième signal d'un train de signaux d'image d'écho qui est appliqué à l'annuleur d'écho adaptatif 24 par un conducteur 21. Plus précisément, chaque signal d'image d'écho zM est une estimation par l'annuleur d'écho adapta- tif 24 de la composante d'écho de l'échantillon rM* Du fait que cette composante est nulle par hypothèse, le signal d'image d'écho ZM est également nul. Ainsi, l'échan- tillon rM traverse pratiquement sans changement le circuit de combinaison 22. Le signal de sortie du circuit de combi- naison 22 est un train de signaux compensés vis-à-vis de l'écho, et le signal SM est le Mième signal de ce train. Dans ce cas, le signal compensé vis-à-vis de l'écho SM est pratiquement égal à la composante de données de l'extrémité éloignée de l'échantillon rM. Le signal compensé vis-à-vis de l'écho est appliqué par un conducteur 28 à un filtre passe-bas 30 qui reconstruit une onde continue à partir de ce signal. Le signal de sortie du filtre est transmis à son tour au récepteur 34 dans lequel il peut être échantillonné, par exemple à la cadence de baud, filtré à nouveau (égalisé) pour combattre les perturbations intersymboles, et quanti- fié pour produire des décisions ân, n - 0,1,2,..., concer- ièmen nant la valeur du n symbole émis par l'extrémité éloi- gnée, an. La décision an est appliquée à un élément récep- teur de données 36. Chaque signal compensé vis-à-vis de l'écho, SM, est également renvoyé par le conducteur 26, sous la forme d'un signal d'erreur, à l'annuleur d'écho adaptatif 24, comme on l'envisagera ci-après de façon plus complète. Cependant, tant que la source 11 ne fournit pas de symboles de données, l'annuleur d'écho 24 maintient à zéro la valeur du signal d'image d'écho M D'autre part, pendant les périodes d'émission unidirectionnelle par le terminal 10 (en supposant encore qu'il n'y ait pas de double émission), l'échantillon rM est constitué exclusivement par la composante d'écho produite par le signal émis par l'extrémité proche et réfléchi au niveau de la désadaptation d'impédance au point de conne- xion entre la voie et le réseau hybride de l'extrémité éloignée. Chaque signal d'image d'écho zM est maintenant différent de zéro. Plus précisément, l'annuleur d'écho 24 génère un signal d'image d'écho zM en travaillant sur un nombre prédéterminé de symboles consécutifs antérieurs dans la séquence de données que produit la source de données 11. Ces symboles sont enregistrés dans une structure transver- sale à l'intérieur de l'annuleur d'écho. Physiquement, cette structure peut être par exemple une ligne à retard analogique, un registre à décalage ou une mémoire vive. L'annuleur d'écho génère une combinaison linéaire de symbo- les consécutifs antérieurs en multipliant chaque symbole individuel par un coefficient de prise respectif. Les pro- duits résultants sont sommés ensemble pour produire le signal d'image d'écho zM Du fait que le terminal 13 de l'extrémité éloignée n'émet pas à ce moment, le signal compensé vis-à-vis de l'écho, SM, est constitué exclusive- ment par une composante d'écho non annulée. Comme on l'a indiqué précédemment, le signal SM est renvoyé par le con- ducteur 26 vers l'annuleur d'écho 24, en tant que signal d'erreur. Sous l'effet de ce signal d'erreur, les valeurs des coefficients de prise sont mises à jour de façon adap- tative pour faire en sorte que le signal d'image d'écho reproduise avec précision, dans la mesure du possible, la composante d'écho de l'échantillon rM* De cette manière, la composante d'écho non annulée qui demeure dans le signal compensé vis-à-vis de l'écho est réduite au minimum. Bien que la configuration de la figure 1 se com- porte de façon satisfaisante au cours du fonctionnement unidirectionnel, comme on vient de le décrire, elle présen- te de graves inconvénients pour le fonctionnement bidi- rectionnel, c'est-à-dire pendant les intervalles de double émission. Plus précisément, chaque fois que les terminaux et 13 émettent simultanément, l'écho des données émises par l'extrémité proche est présent sur la liaison de trans- mission 5 en même temps que les données de l'extrémité éloignée qui sont émises par le terminal 13 de l'extrémité éloignée. Ainsi, le signal d'erreur qui est appliqué à l'annuleur d'écho 24 par le conducteur 26 contient non seu- lement une composante d'écho non annulée, mais également une composante de données de l'extrémité éloignée. Ce signal d'erreur est ainsi altéré par la composante de données de l'extrémité éloignée. L'annuleur d'écho est incapable de faire la distinction entre la composante d'écho et la composante de données de l'extrémité éloignée. En outre, les données de l'extrémité éloignée ne sont pas corrélées vis-àvis de l'écho. Ainsi, l'adaptation est soit peu fiable et inexacte, soit très lente. Il peut ainsi en résulter une annulation d'écho incorrecte. L'invention porte sur un procédé et un disposi- tif destinés à assurer une adaptation et une annulation d'écho exactes, stables et fiables pendant les périodes de double émission. Conformément à l'invention, on parvient à ceci en supprimant pratiquement la composante perturbatrice de données de l'extrémité éloignée, dans le signal compensé vis-à-vis de l'écho, de façon à générer un signal d'erreur d'adaptation. Ce signal d'erreur d'adaptation est égal à une combinaison du signal d'image d'écho ZM, de l'échantillon rM et d'une estimation (envisagée ci-après) de la composante de données de l'extrémité éloignée qui estassociée à l'échantillon rM. C'est le signal d'erreur d'adaptations et non le signal compensé vis-à-vis de l'écho, qui est appliqué en tant que signal d'erreur à la structure adaptative d'annulation d'écho. La figure 2 représente un terminal de transmission de données 10' contenant un dispositif adaptatif d'annula- tion d'écho correspondant à l'invention. La différence fon- damentale entre le terminal 10' et le terminal 10 de l'art antérieur consiste en ce que les circuits d'émission/ 4éception 40' du premier cité comprennent un générateur de signal d'erreur d'adaptation 80. Le générateur de signal d'erreur d'adaptation reçoit en entrée et traite à la fois les décisions du récepteur apparaissant sur le conducteur et le signal compensé vis-à-vis de l'écho, SM, apparais- sant sur le conducteur 26. Le signal de sortie, apparais- sant sur le conducteur 27, est un train de signaux d'erreur d'adaptation parmi lesquels YEM-D est le (M-D)ième signal de ce train. Les éléments restants du terminal 10' sont similaires aux éléments correspondants du terminal 10 et ils portent les mêmes numéros de référence. La figure 3 représente en détail les sous- ensembles constitutifs du générateur de signal d'erreur d'adaptation 80. Plus précisément, les décisions du recep- teur, par exemple la décision an, sont appliquées à un for- mateur de référence adaptatif 82. Les décisions sont trai- tées dans le formateur de référence adaptatif pour produire sur un conducteur 83 un train d'estimations, chacune de ces estimations constituant une approximation de la composante de données de l'extrémité éloignée de l'un particulier des échantillons du signal entrant qui est appliqué au circuit de combinaison 22. Il existe un retard de traitement de D 248Q534 intervalles de Nyquist entre la sortie du circuit de combi- naison 22 et la sortie du récepteur 34. Ainsi, à l'instant auquel le signal compensé vis-à-vis de l'écho, SM, apparaît sur le conducteur 26 (figure 2), le signal qui apparaît sur le conducteur 83 est une estimation XM D de la compo- sante de données du signal compensé vis-à- vis de l'écho qui a été généré D intervalles de Nyquist plus tôt, c'est-à- dire le signal SMD. Le générateur 80 comporte un circuit de retard 85 qui communique un retard de D intervalles de Nyquist aux signaux compensés vis-à-vis de l'écho qui lui sont appliqués par le conducteur 26. Ainsi, le signal com- * pensé vis-à-vis de l'écho et retardé S apparaît sur le conducteur de sortie 88 du circuit de retard 85 à l'ins- tant auquel l'estimation XMD apparaît sur le conducteur 83. Cette estimation est soustraite du signal SM-D dans le circuit de combinaison 84 pour produire un signal d'erreur EM-D. Bien entendu, le signal d'erreur EM D ne repré- sente pas l'erreur d'annulation d'écho courante, mais celle qui existait D intervalles de Nyquist plus tôt. On peut néanmoins se baser sur ce signal pour la mise à jour des coefficients de prise qui sont employés dans l'annu- leur d'écho 24. Plus précisément, le signal d'erreur EM-D est multiplié par un paramètre y dans le multiplicateur 86 pour produire un signal d'erreur d'adaptation YEMD. Le paramètre Y, qui est très inférieur à l'unité, est choisi de façon à assurer une convergence progressive et stable, c'est-à-dire un minimum de dépassement par valeur supérieure et par valeur inférieure dans la réponse de l'annuleur d'écho adaptatif 24 à des variations en éche- lon des caractéristiques de la liaison de transmission 5. (Dans le mode de réalisation considéré à titre d'exemple, la valeur du paramètre Y est fixe. Cependant, dans d'autres modes de réalisation, il peut être avantageux de régler de façon dynamique la valeur de Y de façon qu'elle soit égale à l'inverse de la valeur quadratique moyenne de tous les symboles de données qui sont enregistrés dans le formateur de référence adaptatif.) Comme il est décrit ci-après de façon plus complè- te, le formateur de référence adaptatif 82 reçoit un signal d'erreur de mise à jour qui est destiné à la mise à jour des coefficients de prise utilisés dans le formateur. Comme le signal d'erreur d'adaptation, le signal d'erreur de mise à jour est égal au produit du signal d'erreur EMD par un paramètre prédéterminé. Ainsi, les signaux d'erreur d'adap- tation et de mise à jour sont mutuellement proportionnels. Plus particulièrement, dans ce mode de réalisation, les deux sont égaux. Ainsi, comme le montre la figure 3, le signal d'erreur d'adaptation YEM-D est non seulement appli- qué à l'annuleur d'écho adaptatif 24 par le conducteur 27, mais encore renvoyé vers le formateur de référence adapta- tif 82 par le conducteur 89. On peut cependant désirer que le signal d'erreur de mise à jour qui est appliqué au formateur de référence adaptatif 82 soit différent du signal d'erreur d'adaptation, ce qui donne des sensibilités d'erreur différentes au formateur de référence et à l'annuleur d'écho. On pourrait par exemple réaliser ceci en faisant partir le conducteur 89 de la sortie d'un second multiplicateur (non représenté), au lieu de le faire partir de la sortie du multiplicateur 86. Comme le multiplicateur 86, ce second multiplicateur recevrait un signal d'entrée provenant de la sortie du circuit de combinaison 84, mais il multiplierait ce signal de sortie par un paramètre différent. Comme le montre la figure 4, le formateur de référence adaptatif 82 comprend une partie de décalage 82a, une partie d'estimation des données de l'extrémité éloignée, 82b, et une partie d'enregistrement et de mise à jour des coefficients de prise, 82c. Dans chaque partie, le fonc- tionnement se déroule au cours d'un cycle de traitement dont la durée ne dépasse pas un intervalle de Nyquist. Ceci permet de produire une nouvelle estimation de la com- posante de données de l'extrémité éloignée pour chaque signal de sortie de l'échantillonneur de Nyquist 20. A titre d'exemple, la cadence de Nyquist est égale à P fois la cadence de baud, en désignant par P un entier. Ainsi, P estimations de la composante de données de l'extrémité éloignée doivent être produites pendant n'importe quel intervalle de baud. Une seule décision du récepteur est appliquée au formateur de référence adaptatif pendant chaque intervalle de baud. Cependant, conformément à un aspect de l'invention, le formateur de référence adaptatif 82 forme chacune des P estimations sous la forme d'une combinaison linéaire respective d'un ensemble commun de N décisions pré- cédentes du récepteur, chaque combinaison linéaire étant formée en utilisant -un ensemble particulier parmi P ensem- N bles de coefficients de prise, et N étant un nombre sélec- tionné qui est égal au nombre d'intervalles de Nyquist sur lequel s'étendent les décisions qui sont enregistrées dans le formateur de référence adaptatif 82. Plus précisément, la partie de décalage 82a com- prend un circuit logique de sélection 114 et un registre à décalage a p positions, 116. Ces deux éléments remplissent conjointement la fonction d'un registre à décalage circu- laire à droite dé longueur Np. A l'apparition de chaque décision du récepteur, par exemple an, sur le conducteur , un signal de sélection provenant d'un circuit d'horloge (non représenté) qui fait partie du terminal 10' est appli- qué au circuit logique de sélection 114. Sous l'effet de ce signal, la décision du récepteur, an, est transmise par le circuit logique de sélection 114 à l'entrée du registre à décalage 116. Cependant, à tous les autres moments, le cir- cuit logique de sélection 114 applique le signal de sortie du registre à décalage 116, apparaissant sur le conducteur 119, à l'entrée de ce même registre à décalage. Ainsi, le registre à décalage 116 contient en permanence la plus récente décision du récepteur, an, et N -1 décisions précé- dentes du récepteur. A l'intérieur du registre à décalage 116, ces décisions sont ordonnées par rang d'apparition. Par exemple, juste après que le circuit logique a admis une nouvelle décision, la décision "la plus ancienne", c'est-à- dire an-(N atenregistrée à la position d'extrême droite (sortie), et la décision qui précède immédiatement la plus ancienne est enregistrée une position plus à gauche que cette dernière, et ainsi de suite. De plus, le contenu du registre à décalage 116 est décalé N fois pendant chaque intervalle de Nyquist (cycle de traitement), si bien que pendant chaque cycle de traitement une séquence des N décisions du récepteur qui sont enregistrées apparaît au point de connexion 1180 Ainsi, pendant chaque intervalle de baud, cette séquence de N décisions passées et ordonnées P du récepteur est appliquée P fois au point de connexion 118. En outre, le registre 116 est décalé d'une position vers la droite juste avant que chaque nouvelle décision du récepteur lui soit appliquée. A partir du point de conne- xion 118, la séquence complète est appliquée aux parties 82b et 82c par des conducteurs respectifs 121 et 120. La partie d'estimation des données de l'extrémité éloignée, 82b, utilise la séquence de rang i parmi les P séquences des coefficients de prise pendant le cycle de traitement de rang i pour produire l'estimation des données de l'extrémité éloignée XM^D L'équation suivante gouverne le fonctionnement de cette partie N/P K =' Wn(i)anK+1 pour i - mod (M) (1) K=.1 Dans cette équation, W K(i) représente la valeur courante n du coefficient de rang K dans la séquence de coefficients de rang i, parmi les P séquences de coefficient. La valeur de la fonction de module mod p(M) est égale au reste du quotient p, soit par exemple i,3 pour M,11, P=4. On voit ainsi que chaque estimation des données de l'extrémité éloignée qui est formée pendant un intervalle de baud donné est une combinaison linéaire d'un ensemble commun, c'est-à-dire du même ensemble, de Nô décisions passées du récepteur, cette combinaison linéaire étant formée avec l'un respectif des P ensembles de Nô coefficients de gain P de prise. Plus précisément, pendant le premier intervalle de Nyquist au cours de l'intervalle de baud de rang n, l'ensemble commun de N décisions précédentes du récepteur an-K+1' K, 1,2,...,N est combiné de façon linéaire en utilisant la première séquence des coefficients de gain de K N prise, c'est-à-dire W (1) K = 1,2,...,, pour produire la première des P estimations de la composante de données de l'extrémité éloignée. Pendant tous les intervalles de Nyquist successifs au cours du même intervalle de baud, le même ensemble de N décisions du récepteur est combiné avec p N un ensemble différent de N coefficients de gain de prise pour produire d'autres estimations des données de l'extrémité éloignée. Ce processus se poursuit jusqu'à ce que l'ensemble commun deN décisions du récepteur ait été traité avec la p N totalité des P ensembles de - coefficients de gain de prise. La partie d'estimation des données de l'extrémité éloignée, 82b, comprend un circuit de sélection de fonction 134, une unité arithmétique 136 et un registre 142. Dans le mode de réalisation qui est considéré à titre d'exemple, chaque décision an du récepteur est ternaire, c'est-à-dire qu'elle peut prendre une valeur parmi trois: +1, -1 ou 0. Pour calculer chaque terme de la sommation définie par l'équation (1) ci-dessus, le circuit de sélection de fonc- tion 134 détermine la valeur de chaque décision du récep- teur présente sur le conducteur 121 et, en fonction de la valeur particulière, il ordonne à l'unité arithmétique 136 d'effectuer une opération particulière sur les signaux qui sont présentés sur les entrées A et B de cette dernière. Plus précisément, sZ la décision du récepteur est +1, l'unité arithmétique 136 reçoit l'instruction d'additionner -les valeurs présentées sur ses entrées A et B. Si la déci- sion du récepteur est -1, l'unité arithmétique 136 reçoit l'instruction de soustraire la valeur présentée sur l'entrée A par rapport à celle qui est présentée sur son entrée B. Dans un cas comme dans l'autre, le résultat est appliqué à la sortie 0. Troisièmement, si la décision du récepteur est zéro, l'unité arithmétique 136 applique sim- plement à sa sortie O la valeur qui est présentée sur son entrée B. Le signal qui est appliqué à l'entrée B est le signal de sortie du registre 142 et celui qui est présenté sur l'entrée A est la séquence de coefficients de prise K N Wn(i) K 1,2,.... -; On utilise le registre 142 pour enregistrer temporairement le résultat produit par l'unité arithmétique 136 et pour l'appliquer à l'entrée B de cette dernière, pour l'utiliser dans le calcul suivant. Le contenu du registre 142 est mis à zéro au début de chaque cycle de traitement par l'application d'un signal de mise à zéro (généré par des circuits qui ne sont pas représentés). Ainsi, grâce à l'enregistrement temporaire des résultats successifs, le registre 142 contient un total tournant des résultats de toutes les opérations antérieures accomplies pendant un intervalle de Nyquist au cours du calcul de l'équation (1). A la fin de chaque cycle de traitement, au cours duquel N décisions et coefficients de prise ont été traités, le signal de sortie de l'unité arithmétique 136 qui apparaît au point de connexion 138 et sur le conducteur 84 est l'estimation XM-D de la composante de données de l'extrémité éloignée. La partie d'enregistrement et de mise à jour des coefficients de prise, 82c, fournit et met à jour de façon adaptative les P séquences de coefficients de gain de prise. En particulier, la mise à jour d'un coefficient s'effectue en modifiant sa valeur au moyen d'un facteur de correction égal au produit d'un signal d'erreur de mise à jour (qui dans ce mode de réalisation est égal au signal d'erreur d'adaptation) par une décision du récepteur. Plus précisément, les coefficients d'une séquence particulière doivent être mis à jour sous l'effet du signal d'erreur de mise à jour particulier qui a été-formé sous l'effet de l'utilisation de cette séquence dans la partie 82b. Ainsi, les coefficients de la séquence de rang i pourraient être mis à jour sous l'effet du signal fE M-D avec i = modp (M), comme dans l'équation (1). Cependant, comme le montrera l'examen qui suit, les valeurs des coeffi- cients dans la séquence de rang i sont mises à jour dans ce mode de réalisation avant que l'estimation XM-D, et donc le signal 'EM-D, soient formés. De ce fait, la partie 82c met à jour les coeffi- cents de la séquence de rang i sous l'effet du signal YEM-D-P Ce dernier est égal à celui des P signaux d'erreur d'adaptation formés dans l'intervalle de baud précédent, c'est-à-dire l'intervalle de rang (n-1), qui correspond à la séquence de coefficients de rang i. Comme on l'a indiqué précédemment, le processus de mise à jour comprend la multiplication du signal d'erreur de mise à jour par une décision du récepteur. Cette dernière est la décision par laquelle le coefficient mis à jour a été multiplié dans l'intervalle de baud au cours duquel le signal d'erreur a été formé. Ainsi, dans ce mode de réalisa- tion, la décision appropriée est la décision an Kil K 1,2,-- N Il résulte de ce qui précède que le fonctionne- ment de la partie 82c, c'est-à-dire l'adaptation des coefficients de prise, est gouverné par l'équation suivante KK J 1,2,..., N WK n (i) Wn K(i) + YE (pDoP)anK pour{, modp(M; (2) Cette équation permet de voir qu'une séquence différente parmi les P séquences de coefficients de prise est mise à jour pendant chaque cycle de traitement, si bien que chacune des P séquences de coefficient de prise est mise à jour au cours de chaque intervalle de baud. La partie d'enregistrement et de mise à jour des coefficients de prise, 82c, comprend des circuits de retard d'un baud, 90 et 117, un circuit de sélection de fonction 122, une unité arithmétique 124, un démultiplexeur 123, des registres à décalage 126a à 126p et un multiplexeur 125. Le circuit de sélection de fonction 122 fonctionne d'une manière similaire au circuit de sélection de fonction 134 de la partie 82b. En particulier, le circuit de sélection de fonction 122 ordonne à l'unité arithmétique 124 d'effec- tuer une opération parmi trois sur les signaux appliqués à ses entrées A et B, afin de calculer le coefficient de pri- se mis à jour W K (i) conformément à l'équation (2). Plus n+1 précisément, en fonction de la valeur, c'est-à-dire +1, -1 ou 0, de chacune des décisions du récepteur fournies par le circuit de retard d'un baud 117, l'unité arithmétique 124 fournit respectivement en tant que valeur du coefficient mis à jour la somme des valeurs-des signaux présentés sur ses entrées A et B, la différence entre les valeurs de ces signaux ou la valeur du signal présenté sur l'entrée B. Le signal qui est présenté sur l'entrée A par le conducteur 91 est le signal YEM DraP' fourni par le circuit de retard d'un baud 90. Le signal qui est présenté sur l'entrée B par le conducteur 127 et le point de connexion 128 est la valeur du coefficient de prise Wn (i). N Dans la partie 82c, chaque ensemble de p coeffi- cients de prise est conservé dans l'un respectif des P registres à décalage 126a, 126b,... 126p. La valeur du signal PH appliqué sur le conducteur 115 -indique quel est celui des P ensembles de coefficients de prise qui doit être acheminé par le démultiplexeur 123 et le multiplexeur 125. La valeur du signal PH est incrémentée pendant chaque cycle de traitement successif et elle est restaurée au début de chaque intervalle de baud. De cette manière, un ensemble différent de N coefficients de prise est sélec- tionné pour la mise à jour pendant chaque cycle de traite- ment, et la totalité des P ensembles est sélectionnée pen- dant chaque intervalle de baud. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au procédé et au dispositif décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Procédé de traitement d'échantillons d'un signal entrant, ce signal représentant un train de symboles de données et ces échantillons comprenant des composantes de données et des composantes d'écho respectives, ce procé- dé comprenant des opérations qui consistent à générer une image de chacune des composantes d'écho, sous l'effet d'un train de signaux d'erreur d'adaptation, à combiner chacun des échantillons avec l'image de sa composante d'écho pour produire un train de signaux compensés vis-à-vis de l'écho, et à former des décisions contenant les valeurs des symbo- les de données à partir des signaux compensés vis-à-vis de l'écho; caractérisé en ce qu'on forme une estimation de la composante de données d'un échantillon individuel à partir de décisions individuelles, et on génère un signal d'erreur d'adaptation individuel sous l'effet de cette estimation, de l'échantillon individuel et de l'image de sa composante d'écho. 2. Dispositif destiné à la mise en oeuvre du procédé de la revendication 1, ce dispositif comprenant des moyens d'annulation d'écho (24) qui fonctionnent sous la dépendance d'un train de signaux d'erreur d'adaptation de façon à générer une image de chacune des composantes d'écho, et des moyens de traitement de signal (22, 30, 34) destinés à combiner chaque échantillon avec l'image de sa composante d'écho pour produire un train de signaux compen- sés vis-à-vis de l'écho et à former des décisions concer- nant les valeurs des symboles de données sous l'effet des signaux compensés vis-à-vis de l'écho; caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de formation de référence (82) qui fonctionnent sous la dépendance de décisions indivi- duelles formées par les moyens de traitement de signal, de façon à former un signal d'estimation qui est pratiquement égal à la composante de données d'un échantillon indivi- duel, et des moyens (22, 84, 85, 86) destinés à générer un signal d'erreur d'adaptation individuel sous l'effet du signal d'estimation, de l'échantillon individuel et de l'image de sa composante d'écho. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractéri- sé en ce que les moyens de formation de référence compren- nent des moyens d'estimation (82b) destinés à combiner de façon linéaire les décisions individuelles pour former le signal d'estimation. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractéri- sé en ce que les moyens d'estimation effectuent la combi- naison linéaire en multipliant les décisions individuelles par des coefficients respectifs et en faisant la somme des produits résultants. 5. Dispositif selon la revendication 4, caracté- risé en ce que ledit signal d'erreur d'adaptation est pra- tiquement égal à un signal d'erreur multiplié par un para- mètre prédéterminé, ce signal d'erreur étant égal à la combinaison du signal d'estimation, de l'échantillon indi- viduel et de l'image de sa composante d'écho. 6. Dispositif selon la revendication 5, caracté- risé en ce que les moyens de formation de référence compren- nent en outre des moyens de mise à jour (86, 90, 117, 122, 124) qui sont destinés à mettre à jour la valeur de chacun des coefficients sous l'effet du signal.d'erreur. 7. Dispositif selon la revendication 6, caracté- risé en ce que, dans les moyens de mise à jour, la valeur de chacun des coefficients est mise à jour sous l'effet du produit du signal d'erreur par un paramètre prédéterminé. 8. Dispositif selon la revendication 6, caracté- risé en ce que les moyens de mise à jour mettent à jour la valeur de chacun des coefficients sous l'effet du produit du signal d'erreur par celle des décisions avec laquelle chaque coefficient a été multiplié.