Brevet FR2470480A1 — publié le 19810529

Y. 1 La présente invention concerne les systèmes de communication à plusieurs canaux et plus précisément un système stéréophonique compatible fonctionnant par modulation d'amplitude, utilisant un signal modulé ayant des porteuses dont les phases sont différentes, le dé- phasage des différentes porteuses variant dynamiquement. L'intérêt de l'émission d'informations stéréo- phoniques dans une bande de fréquences par modulation d'amplitude existe depuis de plus de 50 ans, presque depuis l'existence même de la radiodiffusion commerciale par modulation d'amplitude. Dans toute cette période, on a suggéré de nombreux schémas différents pour la commu- nication de signaux d'audiofréquencesayant une relation stéréophonique d'un poste de radiodiffusion à des ré- cepteurs radioélectriques. Cependant, aucun de ces différents schémas n'a rencontré une approbation géné- rale dans la communauté de radiodiffusion puisqu'aucun d'entre eux n'a montré une nette supériorité sur les autres. On utilise habituellement un certain nombre de critères pour la comparaison des caractéristiques des divers systèmes. Ces critères concernent de façon générale la qualité de la reproduction stéréophonique, dans les récepteurs stéréophoniques, et la compatibilité du signal stéréophonique émis avec la réception par des récepteurs actuellement disponibles, fonctionnant par modulation d'amplitude (monophonique). En outre, il est souhaitable que les signaux stéréophoniques émis n'occupent pas une largeur de bande de hautesfréquences supérieure à celle qui est actuellement attribuée à l'émission monophonique en modulation d'amplitude. Plus précisément, les caractéristiques stéréo- phoniques d'un système stéréophonique acceptable fonc- tionnant par modulation d'amplitude doivent être telles que, après réception, le rapport signal/bruit est aussi grand que possible. Dans tous les cas, il ne doit pas être notablement dégradé par rapport à celui de la ré- ception qui peut être obtenue avec les systèmes mono- phoniques actuels. En outre, la distorsion introduite par l'émission et la réception du signal stéréophonique doit être minimale. Enfin, la séparation entre les signaux reliés stéréophoniquement (habituellement appe- lés signaux gauche G et droit D) doit être aussi grande que possible. En ce qui concerne la compatibilité avec la réception monophonique, tout système stéréophonique ac- ceptable fonctionnant par modulation d'amplitude doit être parfaitement compatible avec les récepteurs mono- phoniques actuellement disponibles sur le marché. En d'autres termes, la détection du signal stéréophonique composite, par mise en oeuvre des détecteurs d'enveloppe monophoniques et des détecteurs de produits actuelle- ment utilisés,doit donner un signal correspondant à la some, (G + D) des deux signaux reliés stéréophonique- ment,\sans distorsion notable. En outre, la réduction d'intensité sonore du signal reçu dans les récepteurs monophoniques du fait de la nature stéréophonique du signal émis, doit être aussi faible que possible. Dans un système proposé par Harris Corporation, (demande de brevet U.S. no 019 837 de Leitch) plusieurs porteuses ayant des phases différentes sont modulées séparément puis ajoutées afin qu'elles forment le signal modulé composite qui est émis. L'un des signaux de porteuse est modulé par le signal gauche d'audiofréquencesalors que l'autre signal de porteuse est modulé par le signal droit D d'audiofréquences. Dans un tel système considéré comme un système compatible à multiplexage de phase, l'angle entre les deux porteuses modulées, parfois appelées composantesde phase modulées, est réglé à une valeur de l'ordre de 300. Selon un autre procédé de création du même signal mo- dulé composite, l'émetteur utilisé est d'un type classique fonctionnant par modulation d'amplitude en quadrature. Un signal correspondant à la somme des signaux gauche et droit G et D d2audiofréquencesest utilisé pour la modulation du signal en phase, et un signal correspondant à la différence pondérée entre les signaux G et D est utilisé pour la modulation du signal en quadrature. L'angle de 30 entre les compo- santes modulées G et D, dans le signal modulé composite résultant, est fixé par pondération convenable du signal de modulation en quadrature. Le rapport signal/bruit, dans les récepteurs stéréophoniques destinés à recevoir ce signal, dépend de l'angle de phase utilisé et il augmente lorsque l'angle de phase augmente. Il est donc souhaitable que l'angle de phase soit supérieur à 30 afin que le rapport signal/bruit soit accru dans les récepteurs stéréophoniques. Malheureusement, une telle augmenta- tion provoquerait un accroissement de la distorsion dans les récepteurs monophoniques classiques, à des valeurs supérieures à celles qui sont admissibles. L'invention concerne un système stéréophonique compatible fonctionnant par modulation d'amplitude, donnant une augmentation du rapport signal/bruit dans les récepteurs stéréophoniques sans augmentation de la distorsion dans les récepteurs monophoniques, dans le cas le plus défavorable. L'invention concerne aussi un tel système stéréophonique compatible fonctionnant par modulation d'amplitude dans lequel le déphasage entre les compo- santes de phase moduléesdu signal stéréophonique composite peut être accru sans augmentation correspon- dante de la distorsion dans les récepteurs monophoniques, dans le pire des cas. L'invention concerne aussi un système permet- tant la création d'un signal modulé composite comprenant plusieurs composantes de phase modulées, le déphasage entre les différentes composantes modulées pouvant varier dynamiquement de toute manière voulue. L'invention concerne aussi des récepteurs stéréophoniques destinés à recevoir et démoduler un si- gnal composite modulé comprenant plusieurs composantes de phase modulées, le récepteur pouvant être réglé afin qu'il assure la démodulation optimale d'un signal ayant un déphasage prédéterminé entre les composantes modulées. L'invention concerne aussi un système dans lequel un récepteur stéréophonique peut être commandé à partir d'un émetteur stéréophonique afin qu'il suive automatiquement les variations du signal stéréophonique émis par l'émetteur vers le récepteur. L'invention concerne aussi un système stéréo- phonique dans lequel un signal pilote modulé est trans- mis dans le signal modulé composite avec l'information stéréophonique, sans perte d'informations stéréophoniques due à l'incorporation du signal pilote modulé.- L'invention concerne aussi un système stéréo- phonique compatible fonctionnant par modulation d'am- plitude dans lequel le rapport signal/bruit est encore amélioré par compression des signaux de faible niveau de l'émetteur et expansion automatique de ces signaux, de quantités correspondantes, au niveau du récepteur. L'invention concerne aussi un circuit d'estima- tion de l'importance de la distorsion de l'enveloppe du signal composite modulé et de réglage du déphasage des composantes de phase modulées de ce signal afin que la distorsion soit limitée à une valeur maximale prédéterminée. L'invention concerne aussi un récepteur d'un signal stéréophonique qui comprend un signal pilote mo- dulé, le signal pilote étant éliminé du signal stéréo- phonique par une technique d'annulation de signaux. L'invention concerne aussi un système stéréo- phonique fonctionnant par modulation d'amplitude et à bandeslatéralesindépendantEr donnant tous les avan- tages indiqués précédemment.' Plus précisément, l'invention concerne un système perfectionné dans lequel le déphasage entre 24?Q480 les deux composantes de phase modulées varie dynami- quement de manière qu'il donne les caractéristiques stéréophoniques et monophoniques optimales dans des conditions variables de modulation. L'appareil de mo- dulation comprend un dispositif de contrôle de l'impor- tance de la distorsion qui peut être présente lorsque le signal est démodulé dans un récepteur monophonique classique. Le déphasage entre les composantes modulées est alors réglé afin qu'il soit aussi proche que pos- sible de 90 , sans que la distorsion dépasse des valeurs prédéterminées. La distorsion est maintenue en-deçà de valeurs prédéterminées par réduction du déphasage à une valeur aussi faible de 30 dans certaines conditions de modula- tion. Pourtant, le déphasage est tien supérieur dans de nombreuses conditions. Cependant, pour les déphasages de plus grande valeur, le rapport signal/bruit est amélioré dans les récepteurs stéréophoniques. Différents modes de réalisation peuvent mettre en oeuvre une modulation en quadrature et la variation de la pondération de la composante en quadrature, en fonction du déphasage voulu afin que le déphasage entre les composantes modulées varie. Ainsi, les signaux G et D peuvent passer dans un circuit matriciel qui fore les signaux G + D et G - D. Le signal G + D est utilisé pour la modulation de la composante en phase du signal modulé composite alors que l'amplitude du signal G - D est réglée en fonction du déphasage voulu et est alors utilisée pour la modulation de la composante en quadrature du signal composite. La démodulation optimale du signal modulé composite, pour un récepteur, ne peut être assurée que lorsque le récepteur reçoit une information relative aux variations dynamiques du déphasage entre les deux composantes du signal modulé. Dans les modes de réali- sation décrits, le modulateur crée un signal pilote à faible fréquence qui est modulé par cette information. Le signal pilote est ajouté au canal en quadrature et il est ainsi émis avec le signal composite modulé. Le récepteur extrait du signal pilote l'information repré- sentative du déphasage qui varie dynamiquement, et utilise cette information pour le rétablissement optimal des signaux gauche et droit G et D. Selon l'invention, le signal pilote qui est utilisé pour la communication de l'information de phase au récepteur, peut aussi être modulé par une autre information de traitement de signaux. De préférence, le modulateur comprend un circuit de compression de la pla- ge dynamique des signaux d'audiofréquence par augmentation de l'amplitude des signaux G et D de faible niveau afin que le rapport signal/bruit soit encore amélioré. Le signal pilote est alors modulé par l'information repré- sentative de l'importance de la compression des signaux si bien que le récepteur peut leur faire subir une ex- pansion d'une quantité correspondante, par réduction de leur gain, si bien que les signaux sont rétablis sous leur forme originale. En outre, un système modifié à bandeslatérale indépendantes peut être formé à partir du système décrit par simple introduction d'un déphasage relatif de 900 entre les signaux d'audiofréquencesG + D et G - D au niveau de l'émetteur, un déphasage complémentaire de -90 étant effectué au récepteur. Le signal modulé composite communiqué entre l'émetteur et le récepteur, dans un tel système, a l'information G transportée de façon prédominante dans l'une des bandes latérales et l'information D transportée de façon prédominante dans l'autre. Etant donné la variation dynamique du déphasage cependant, l'enveloppe du signal modulé composite ne diffère jamais de la forme compatible voulue d'une quan- tité supérieure à une valeur prédéterminée. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront mieux de la description qui va suivre, faite en référence aux dessinsa,.àatnexés sur ?4048O lesquels - la figure 1 est un diagramme synoptique d'un système connu assurant une modulation et une émission; - les figures 2A et 2B sont des diagrammes vectoriels utiles pour la compréhension des signaux modulés formés par le circuit de la figure 1; - la figure 3 est un diagramme synoptique d'un système de modulation et d'émission selon l'invention; la figure 4 est un diagramme synoptique d'un récepteur destiné à recevoir et démoduler les signaux créés par le circuit de la figure 3; - les figures 5A et 5B sont des diagrammes synoptiques plus détaillés du circuit d'estimation de distorsion du diagramme de la figure 3; - la figure 6 est un diagramme synoptique plus détaillé du circuit d'attaque et de libération du cir- cuit d'estimation de distorsion de la figure 5A; - les figures 7A et 7B représentent sous une forme plus détaillée un mode de réalisation pratique de modulateur et d'émetteur selon l'invention, assu- rant une compression sélectire des signaux d'audiofré- quencesde faible niveau; - le figure 8 est un diagramme synoptique plus détaillé du circuit de réglage de limite du diagramme de la figure 7B; la figure 9 est un diagramme synoptique d'un modulateur et d'un générateur de signaux pilotes par modulation d'amplitude, pouvant être utilisés dans les circuits des figures 3 ou 7A et 7B; - la figure 10 est un diagramme synoptique d'un modulateur et d'un générateur de signaux pilotes par modulation de fréquence, pouvant aussi être utilisés dans les systèmes des figures 3 ou 7A et 7B; - la figure 11 est un diagramme synoptique d'un récepteur des signaux modulés créés par le système de modulation et d'émission des figures 7A et 7B, compre- nant un circuit de démodulation d'un signal pilote à modulation d'amplitude; - la figure 12 est un diagramme synoptique d'un circuit de démodulation d'un signal pilote à mo- dulation de fréquence, pouvant aussi être utilisé dans le circuit de la figure 11] - la figure 13 est un diagramme synoptique d'une variante d'une partie du récepteur des figures 11 et 12; - la figure 14 est un diagramme synoptique d'un mode de réalisation de circuit adaptateur de couplage alternatif destiné à être utilisé avec un émetteur à modulation d'amplitude - la figure 15 est un diagramme synoptique d'une variante de circuit adaptateur de couplage alternatif - la figure 16 est un schéma électrique du rectangle représentant la circuit intégrateur du cir- cuit adaptateur de couplage alternatif de la figure 15 - la figure 17 est un schéma électrique d'un amplificateur à gain variable utilisé dans le circuit adaptateur de couplage alternatif de la figure 15 - la figure 18 est un diagramme vectoriel analogue à ceux des figures 2A et 2B et représentant le lieu des vecteurs permis par le circuit de réglage de circuit limiteur de la figure 8; - la figure 19 montre comment le lieu des vecteurs de la figure 18 peut être divisé en cinq plages de distorsions la figure 20 est un diagramme synoptique d'un mode de réalisation de circuit d'estimation de dis- torsion qui donne une estimation correspondant aux cinq plages de distorsions indiquées sur la figure 19 - la figure 21 est un diagramme synoptique d'un circuitmodulateur et émetteur analogue à celui de la figure 3 mais dans lequel le gain du canal en phase est modulé - la figure 22 est un diagramme synoptique d'un autre mode de réalisation de circuit modulateur et émetteur de la figure 21 - la figure 23 est un diagramme synoptique d'une partie d'un autre mode de réalisation de cir- cuit modulateur et émetteur de la figure 21; - la figure 24 est un diagramme synoptique d'un autre mode de réalisation de circuit modulateur et émetteur selon l'invention dans lequel la variation d'angle est obtenue par mélange dynamique des signaux gauche et droit; - la figure 25 est un diagramme synoptique d'un autre mode de réalisation de circuit modulateur et émetteur selon l'invention, assurant la création du si- gnalmodulé composite par variation directe de l'angle de phase formé par les deux porteuses modulées, de façon générale; - la figure 26 est un diagramme synoptique d'un autre mode de réalisation du rectangle représentant le circuit de correction de type sécante du circuit modu- lateur et émetteur de la figure 25; - la figure 27 est un diagramme synoptique géné- ral d'une partie d'un autre mode de réalisation de cir- cuit modulateur et émetteur du type représenté de façon générale sur la figure 25; - la figure 28 représente un autre mode de ré- alisation de circuit modulateur et émetteur selon l'in- vention qui met en oeuvre deux modulateurs de niveau élevé; - la figure 29 est un diagramme synoptique d'un circuit modulateur et émetteur analogue à celui de la figure 25 mais dans lequel une variante de circuit dé- phaseur est mise en oeuvre - la figure 30 est un diagramme synoptique d'un mode de réalisation de variante de circuit déphaseur du type qui peut être utilisé dans le circuit modulateur et émetteur de la figure 29; la:figure 31 est un diagramme vectoriel utile pour la compréhension du fonctionnement du circuit dé- phaseur représenté sur la figure 30; - la figure 32 est un diagramme synoptique d'un mode de réalisation, de circuit modulateur et émetteur selon l'invention, mettant en oeuvre une estimation de distorsion dans une boucle fermée et un décalage de gain par pas élémentaires; - la figure 33 est un diagramme synoptique d'un autre mode de réalisation de circuit modulateur et émet- teur selon l'invention, mettant en oeuvre une estimation de distorsion dans une boucle ouverte et un décalage du gain par pas élémentaires; - la figure 34 est un diagramme synoptique d'un autre mode de réalisation de circuit modulateur et émetteur selon l'invention dans lequel un microprocesseur commande un atténuateur numérique; - la figure 35 est un diagramme synoptique d'un autre circuit modulateur et émetteur commandé par micro- calculateur, selon l'invention; - la figure 36 est un diagramme synoptique d'un circuit de réception et de démodulation des signaux créés par des modulateurs selon l'inveation et comprenant un ré- glage manuel de mélange stéréophonique; - la figure 37 est un diagramme synoptique d'un autre mode de réalisation de récepteur selon l'in- vention; - les figures 38A et 38B représentent deux cir- cuits différents d'élimination de signal pilote, utiles dans un récepteur du type représenté sur la figure 37; - la figure 39 est un diagramme synoptique d'un récepteur commandé par un microcalculateur et des- tiné à recevoir et démoduler des signaux créés selon l'invention; - la figure 40 est un diagramme synoptique d'un autre circuit de réception et de démodulation de signaux selon l'invention, dans lequel le gain du canal en phase est modifié; il - la figure 41 est un diagramme synoptique d'un récepteur analogue à celui de la figure 37 mais compre- nant une variante de circuit déphaseur; - la figure 42 est un diagramme synoptique d'une variante de circuit déphaseur pouvant être utilisé dans le récepteur de la figure 41; et - la figure 43 est un diagramme vectoriel utile pour la compréhension du fonctionnement du cir- cuit déphaseur selon la variante de la figure 42. La figure 1 est un diagramme synoptique d'un modulateur/émetteur connu mettant en oeuvre une variante de technique de modulation en quadrature. Deux sources et 12 de signaux créent des signaux d'audiofréquences gauche G et droit D reliés stéréophoniquement, destinés à être communiqués au poste récepteur. Les signaux d'audiofréquencesG et D parviennent à un circuit ma- triciel 14 qui les ajoute et forme un signal somme (G + D) et qui les soustrait l'un de l'autre et forme un signal différence (G - D). Une composante continue est ajoutée au signal (G + D) par un circuit addition- neur 16 qui ajoute le signal somme (G + D) à un signal continu transmis par un circuit 18. Le signal de sortie de l'additionneur 16 est sous la forme (1+ G + D) et il parvient à une entrée I de modulation en phase d'un émetteur 20 par modulation d'amplitude en quadrature. D'autre part, le signal (G - D) parvient à l'entrée Q de modulation en phase en quadrature par l'intermédiaire d'un circuit 22 présentant un gain.Le signal de sortie du circuit 22 est alors sous la forme (G - D)/g. L'émet- teur 20 module chacun des deux signaux de porteuse en quadrature avec le signal correspondant de modulation, combine linéairement (c'est-à-dire ajoute) les deux signaux modulés résultants de porteuse, et émet le sknal obtenu par l'intermédiaire d'une antenne 23. Des récepteurs stéréophoniques de type synchrone ou de type non-synchrone peuvent être réalisés afin qu'ils puissent séparer les signaux somme et différence du signal modulé composite diffusé par l'émetteur de la figure 1. Le signal modulé composite peut aussi être reçu par des récepteurs monophoniques classiques. Les récepteurs monophoniques ayant des détecteurs de produits assurent la détection synchrone de la composante en phase d'un signal modulé composite, et rétablissent ainsi automatiquement les signaux somme (G + D) seuls. Les signaux monophoniques, par mise en oeuvre de techniques de détection d'enve- loppe. uniquement cependant, présentent une certaine distorsion du fait de l'existence de la composante en quadrature. Ce phénomène est dû au fait que l'enveloppe du signal modulé composite représente la somme vecto- rielle des composantes en phase et en quadrature du signal modulé composite. La forme de l'enveloppe diffère ainsi de la forme voulue (1 + G + D) d'une quantité qui varie avec l'amplitude de la composante (G - D). Les figures 2A et 2B permettent facilement la compréhension de ce phénomène et sont des représen- tations vectorielles de deux caractérisations diffé- rentes mais équivalentes du signal modulé composite transmis par le modulateur connu de la figure 1. Sur la figure 2A, le signal modulé composite est caractérisé par la combinaison d'un ecteur en phase 24 et d'un vec- teur en quadrature 26. Le signal modulé composite Vc peut ainsi être représenté par l'équation mathématique Vc = /1 + G + Dlcoswct + /(G - D) /g/sinwct, (1) dans laquelle Wc représente la fréquence porteuse, en radians par seconde. On peut démontrer que cette ex- pression mathématique équivaut à l'expression Vc = /(G)cos(wct-e) + (D) cos(wct+e)7sece + coswct (2) dans laquelle e = f(l/g,) = arctg(1/g,) (3) La figure 2B est une représentation vectorielle de l'équation 2 et elle indique une seconde manière de caractérisation du signal modulé composite. Sur ce dia- gramme vectorielle, le vecteur 28 représente un signal continu et non modulé de porteuse alors que les vecteurs et 32 représentent des porteuses de phases différentes, modulées par les signaux G et D. Ces porteuses modulées sont souvent appelées dans le présent mémoire "composan- tes de phase modulées". Ces composantes de phase sont déphasées d'angles égaux mais opposés e de part et d'autre du vecteur 28 de la porteuse. Comme indiqué par l'équation (3) qui précède, l'angle séparant les vec- teurs G et D varie avec le facteur de gain 1/g du cir- cuit 22 de la figure 1. L'enveloppe du signal modulé composite a une amplitude qui est la somme vectorielle des vecteurs 24 et 26 de la figure 2A qui est évidemment équivalente à la somme vectorielle des vecteurs 26, 30 et 32 de la figure 2B (puisque les deux diagrammes vectoriels caractérisent le même signal). Cette fonction d'am- plitude représente de façon identique (1 + G + D) lorsque le facteur de gain 1/g a une valeur nulle ou lorsque G = D. Lorsque 1/g = 0, le vecteur 26 du dia- gramme de la figure 2A n'existe pas, et l'angle formé par les vecteurs G et D portant les références 30 et 32 sur le diagramme vectoriel de la figure 2B est nul si bien que les deux vecteurs sont confondus. Dans tous les cas, il ne reste que la composante G + D. Lorsque le facteur de gain 1/g augmente de 0 à 1 (en d'autres termes, lorsque le déphasage entre les vec- teurs G et D 30 et 32 augmente de 0 à 90 ), l'impor- tance de la différence entre l'enveloppe et la valeur (1 + G + D) augmente de façon analogue et donne une augmentation correspondante dela distorsion dans les récepteurs monophoniques. Dans le système à modulation en phase compati- ble précité de Harris Corporation, le déphasage entre les vecteurs G et D est rendu égal à 300. Dans ce cas, l'importance de la distorsion dans un récepteur mono- phonique ayant un détecteur d'enveloppe, ne dépasse jamais des limites tolérables. En outre, dans de nombreuses circonstances, l'importance de la distorsion des signaux est nettement inférieure à ces limites. Ainsi, lorsque les signaux G et D sont pratiquement identiques, la composante G - D disparaît pratiquement, et la démodulation par un détecteur d'enveloppe donne un signal pratiquement dépourvu de toute distorsion. En d'autres termes, lorsque la teneur des signaux G et D change, l'importance de la distorsion observée à la sortie du détecteur d'enveloppe change aussi. Le rapport signal/bruivt obtenu dans des ré- cepteurs stéréophoniques eg- aussi affecté par le dépha- sage des vecteurs G et D, mais dans un sens différent. Le rapport signal/bruit, contrairement à la distorsion, a sa valeur optimale (la plus élevée) lorsque le dépha- sage entre les vecteurs G et D est égal à 90 , et il diminue lorsque le déphasage diminue vers zéro. En conséquence, il est souhaitable pour l'augmentation du rapport signal/bruit que le déphasage soit accru au- delà de la valeur de 30 utilisée dans le système de modulation compatible en phase. Cependant, cette mesure provoquerait une augmentation correspondante de la distorsion observée dans les récepteurs mono- phoniques, dans le pire des cas, au-delà des limites tolérables. Dans le système selon l'invention, le rapport signal/bruit obtenu dans les récepteurs stéréophoniques est amélioré sans augmentation correspondante de la distorsion dans le pire des cas. Ce résultat est obtenu par incorporation, au niveau de l'émetteur, d'un circuit qui contrôle de façon continue le niveau réel de distor- sion qui doit être produit dans un récepteur monophoni- que par l'enveloppe du-signal modulé composite, et qui règle le déphasage des - vecteurs G et D à une valeur aussi proche que possible de 90 sans que la distorsion dépasse la limite correspondant au pire des cas. Le déphasage est ainsi modifié dynamiquement, lorsque les conditions de modulation varient. Dans des conditions de faible modulation, le déphasage est toujours égal à 90 et le rapport signal/bruit est élevé. Dans le cas d'une modulation importante avec une amplitude élevée (G - D), l'angle est réduit et en con- séquence le rapport signal/bruit aussi. Cependant, étant donné le phénomène bien connu de masquage du bruit, le rapport signal/bruit perçu est celui d'un système statique fonctionnant à 900. La figure 3 représente un modulateur/émetteur selon l'invention. Comme dans l'appareil connu, deux sources de signaux 36 et 38 transmettent deuxsignaux d'audiofréquencesreliés stéréophoniquement à un circuit matriciel 40 qui les ajoute et lés soustrait afin qu'ils forment des signaux somme et différence, dans des lignes de sortie 42 et 44. Le signal somme parvient à un addi- tionneur 46 par l'intermédiaire d'un filtre passetout dont le rôle est décrit dans la suite. L'additionneur 46 ajoute une composante continue transmise par un cir- cuit 48 au signal somme et forme ainsi le signal de mo- dulation en phase, ayant, dans ce mode de réalisation, pratiquement la même forme que le signal de modulation en phase utilisé dans le système connu de la figure 1. Ce signal est transmis à l'entrée I de modulation en phase d'un émetteur 50 à modulation d'amplitude en quadrature. La sortie 44 des signaux différence du circuit matriciel 40 est reliée à l'entrée Q de modulation en quadrature de l'émetteur 50 par l'intermédiaire d'un circuit 52 de traitement. Ce dernier assure la modifi- cation du gain des signaux différence (et ainsi du déphasage entre les vecteurs G et D du signal modulé composite) d'une quantité qui, contrairement au cas des systèmes connus, varie dynamiquement avec le programmex contenu dans les signaux d'audiofréquencesqui sont émis. Plus précisément, le circuit 52 de traitement comprend un circuit diviseur analogique 54 destiné à diviser le signal différence par un second signal analogique trans- mis par un circuit 56 d'estimation de distorsion. Lorsque le signal AQ de réglage de gain transmis au circuit divi- seur analogique 54 par le circuit d'estimation de dis- torsion augmente, le gain des signaux différence transmis au canal Q de l'émetteur est réduit, De manière analogue, lorsque le signal de réglage de gain AQ diminue, le gain du signal différence transmis à l'émetteur 50 aug- mente. Il faut noter que le déphasage peut être modifié aussi par changement du gain du signal (G + D) ou par changement des gains des deux signaux (G + D) et (G - D), 17 - mais suivant des quantités différentes. Par raison de simplicité et afin que la compatibilité avec les ré- cepteurs monophoniques soit accrue, il est cependant préférable que seul le gain du signal (G - D) soit modifié, le signal (G + D) gardant un gain fixe. Les sorties du circuit d'addition 46 et du circuit diviseur 54 sont reliées aux entrées d'un cir- cuit 56 d'estimation de distorsion qui calcule la forme qu'aura l'enveloppe du signal modulé composite. Si la forme diffère de la foorme "compatible" voulue (c'est-à-dire de plus d'une valeur prédéterminée telle que 3 à 4 % par exemple par rapport au signal (1 + G + D)) l'amplitude du signal de réglage de gain est accrue afin que le gain du signal différence soit réduit de la quantité nécessaire à la réduction de la distorsion jusqu'à la' limite choisie. D'autre part, lorsque la distorsion est suffisamment inférieure à la limite choisie, le signal de réglage de gain peut diminuer et prendre une valeur plus faible, avec augmentation du gain du signal différence et augmentation efficace du déphasage entre les vecteurs G et D 30 et 32 de la figure 2B. De cette manière, le circuit d'estimation de distorsion fait varier dynamiquement le gain du signal de modulation du canal en quadrature en fonction du programme contenu si bien que le déphasage entre les vecteurs G et D 30 et 32 (figure 2B) est aussi grand que possible sans que les limites prédéterminées fixées à la distorsion soient dépassées. Le rapport signal/bruit a donc la valeur optimale compatible avec les limites fixées à la distorsion. La démodulation dans un récepteur stéréopho- nique du signal modulé composite produit par l'émetteur de la figure 3, avec une fidélité maximale, nécessite que le récepteur connaisse la valeur du déphasage entre les vecteurs G et D à tout moment. Le modulateur de la figure 3 transmet cette information au récepteur à l'aide d'un signal pilote modulé qui est ajouté au canal en quadrature. Un filtre passe-haut 58 est incorporé afin qu'il fasse de la place dans le spectre de fréquences du canal en quadrature pour l'introduction du signal pilote. Ce filtre passe-haut élimine toutes les fré- quences inférieures à une limite prédéterminée (par exemple 200 Hz) du signal différence. On sait que ces fréquences très basses ont une très faible contribution aux caractéristiques stéréophoniques du signal et peuvent ainsi être supprimées sans effet nuisible no- table à la réception stéréophonique du signal. Ce filtre introduit cependant un déphasage important dans les signaux dont les fréquences sont proches de la limite prédéterminée. Le filtre passe-tout 45 du circuit du signal somme est destiné à introduire un déphasage analogue dépendant de la fréquence dans le signal somme. En l'absence d'un tel filtre passe-tout, le * déphasage entre les signaux somme et différence pertur- berait le décodage par circuit matriciel des signaux dans le récepteur stéréophonique. Cependant, le filtre passe-tout n'a pas d'effet sur les caractéristiques de variation de l'amplitude en fonction de la fréquence du signal somme. Un circuit 60 générateur et modulateur de signal pilote crée un signal pilote dont la fréquence médiane est inférieure à la fréquence limite du filtre 58, et il le module en fonction du signal de gain transmis au circuit diviseur 54 par le circuit 58 d'estimation de distorsion. Dans le mode de ré- alisation représenté par exemple, la fréquence médiane du signal pilote est de 80 Hz. Le signal pilote modulé qui a une largeur de bande de fréquences qui se trouve entièrement dans la bande de fréquences supprimée par le canal en quadrature, est alors ajouté au canal de modulation en quadrature par un circuit additionneur 62. La figure 4 représente un récepteur radio- électrique. qui assure la réception et la démodulation du signal modulé composite créé par le circuit modula- teur et émetteur de la figure 3. Ce récepteur 64 comprend un récepteur classique 66 à modulation d'amplitude en quadrature qui est destiné à démoduler et séparer les signaux de modulation en phase et en quadrature du signal modulé composite. Ces deux signaux correspondent au signal formé par l'émetteur 50 à modulation d'ampli- tude en quadrature. Le récepteur comprend aussi un circuit portant la référence générale 68 et destiné à corriger l'ampli- tude du signal modulé en quadrature en fonction de la modulation du signal pilote. Ce circuit comprend un circuit détecteur et démodulateur 70 de signal pilote qui rétablit le signal de réglage de gain qui a été introduit par modulation du signal dans le circuit générateur et modulateur 60 de signal pilote de la figure 3. Un circuit 72 multiplie le signal de modu- lation en quadrature par le signal de gain et crée un signal différence à sa sortie, avec un gain corrigé. Un filtre passe-haut 74 élimine du signal de modulation en quadrature les fréquences qui se trouvent au-dessous d'une limite prédéterminée (200 Hz dans le mode de ré- alisation considéré), et élimine ainsi le signal pilote et ne transmet que le signal différence au circuit mul- tiplicateur 72. Le cas échéant, un filtre passe-tout peut être monté dans le canal en phase afin qu'il as- sure un déphasage dépendant de la fréquence analogue à celui qui est créé par le filtre passe-tout 74. Le signal de modulation en phase qui est ainsi rétabli et qui correspond au signal somme (1 + G + D) et le signal de modulation en quadrature, après correc- tion de gain, correspondant au signal différence (G - D), parviennent à un circuit matriciel 76 d'audiofréquences qui les ajoute afin qu'il sépare le signal gauche G d'audiofréquenceset qui les soustrait afin qu'il sé- pare le signal droit D d'audiofréquences La composante continue du signal de modulation en phase peut être éliminée de toute manière convenable, par exemple par incorporation d'un condensateur d'arrêt de courant con- tinu d'un circuit matriciel 76 ou dans les dispositifs utilisateurs individuels gauche et droit 78 et 80. Ces dispositifs 78 et 80 sont habituellement des amplifica- teurs et hauts-parleurs mais peuvent évidemment être sous d'autres formes. La figure 5A est un diagramme synoptique plus détaillé du circuit 56 d'estimation de distorsion utilisé dansle circuit modulateur et émetteur de la figure 3. Comme l'indique cette figure 5A, le circuit 56 d'estima- tion comprend un générateur 84 d'enveloppe qui reçoit les signaux somme et différence et crée à sa sortie un signal Ve qui correspond à la somme vectorielle des si- gnaux d'entrée. Plus précisément, le générateur 84 d'enveloppe calcule la racine carrée de la somme des carrés des deux signaux d'entrée (G - D) et (1 + G + D). Ce générateur d'enveloppe peut être sous toute forme classique et il peut s'agir par exemple du module de traitement vectoriel VM 101 de "Intronics". Ce signal Ve représente l'enveloppe réelle du signal modulé com- posite, telle qu'elle serait détectée dans un récepteur monophonique utilisant un détecteur d'enveloppe. Un circuit 86 soustrait un signal représenta- tif de la forme idéale d'enveloppe compatible (1 + G + D) de l'enveloppe réelle Ve afin qu'il transmette à sa sortie un signal différence Vd. Un filtre 88 de pondé- ration assure une pondération sélective des différentes fréquences dans le signal Vd en fonction de la sensi- bilité de l'oreille humaine et/ou d'autres critères, et il transmet un signal pondéré de sortie à un détecteur rapide 90 de valeur efficace. Ce détecteur 90 détecte la valeur efficace du signal de sortie du filtre 88 de pon- dération et crée ainsi un signal dont l'amplitude est représentative de la distorsion qui serait produite dans un récepteur monophonique par les signaux alors présents à l'entrée.du circuit d'estimation de distorsion. 24?0460 Un circuit 92 divise cette estimation de la distorsion absolue par un signal représentatif de l'am- plitude de la composante alternative de l'enveloppe, si bien qu'il normalise la distorsion en fonction de l'amplitude de l'enveloppe et donne ainsi une estima- tion du pourcentage de distorsion. Le signal repré- sentatif de l'amplitude de la partie alternative de l'enveloppe est formé par un second circuit détecteur de valeur efficace 94 au circuit convertisseur qui reçoit le signal d'enveloppe Ve par l'intermédiaire d'un condensateur 96 qui arrête les composantes con- tinues. Un circuit additionneur 98 ajoute une petite valeur continue, transmise par un circuit 100, au signal de sortie du détecteur ou convertisseur 94 afin que le signal d'entrée du circuit diviseur 92 de normalisation ne prenne pas une valeur nulle en l'ab- sence d'une modulation. Le pourcentage de distorsion, indiqué à la sortie du circuit diviseur 92, est comparé à une limite préréglée, par exemple 3 à 4 %, établie par un potentio- mètre 102, dans un comparateur 104. Le signal de sortie de ce dernier reste à un faible niveau tant que le pourcentage de distorsion de l'enveloppe est inférieur à la limite fixée par le potentiomètre 102. Lorsque le pourcentage de distorsion dépasse cette valeur pré- réglée cependant, le signal de sortie du comparateur 104 passe à une valeur élevée si bien qu'il provoque l'augmentation de l'amplitude du signal de réglage de gain transmis au circuit diviseur 54 (figure 3) par l'intermédiaire d'un circuit 106 d'attaque et de libéra- tion. Ainsi, une augmentation de la distorsion au-delà de la limite tolérable établie par le potentiomètre 102 provoque une réduction du gain de la composante en quadrature et donc une réduction de la distorsion dans l'enveloppe. Finalement, le point atteint est tel que le pourcentage de distorsion est inférieur à la limite fixée par le potentiomètre 102, et à ce moment, le signal de sortie du comparateur 104 tombe à nouveau à une faible tension. Le circuit 106 d'attaque et de libération arrête alors la variation du signal de ré- glage de gain A dans le sens positif et permet au contraire la réduction au cours du temps de ce signal de réglage du gain. En conséquence, lorsque le pour- centage de distorsion tombe à une valeur inféreure du fait du changement du programme contenu dans les signaux, le signal de réglage de gain diminue aussi à un niveau inférieur et permet l'augmentation de l'amplitude de la composante en quadrature. A un mo- ment, la composante en quadrature augmente jusqu'à une valeur telle que le pourcentage de distorsion est à nouveau égal à la limite prédéterminée, si bien que le comparateur 104 est commandé et l'amplitude du signal de réglage de gain augmente. Le circuit 58 d'estimation de distorsion fait ainsi varier le signal de réglage de gain de manière que ce pourcentage de distorsion ne dépasse pas la limite prédéterminée établie par le potentiomètre 102. La figure 5B représente une variante d'une partie du circuit 56 d'estimation de distorsion. Cette variante élimine le circuit diviseur 92 utilisé pour la normalisation du signal de sortie du détecteur ou convertisseur 90 de valeur efficace. Dans le circuit de la figure 5B, le potentiomètre 102 est relié à la sortie du circuit additionneur 98 si bien que le signal de limite de distorsion transmis au comparateur 104 varie automatiquement avec l'amplitude de la composante alternative de l'enveloppe. Cette limite est alors comparée directement au signal de sortie du détecteur par le comparateur 104. Ce circuit fonctionne de la même manière que décrit en référence à la figure 5A mais ne nécessite pas un circuit diviseur 92 puisque le signal de limite, remplaçant le signal de distorsion, varie avec l'amplitude de la composante alternative de l'enveloppe. 2-470480 La figure 6 représente sous une forme plus détaillée le circuit 106 d'attaque et de libération du circuit d'estimation de distorsion des figures 5A et 5B. Ce circuit comporte un condensateur 110 aux bornes duquel apparaît une tension qui est représen- tative du signal de gain à transmettre au circuit di- viseur 54 de la figure 1. Ce signal de réglage de gain parvient au circuit diviseur 54 par l'intermédiaire *d'un circuit tampon 108 de gain égal à l'unité. Le comparateur 104 est relié au condensateur 110 par une résistance 114 et une diode 112. La résistance 114 fixe la vitesse d'augmentation de la tension aux bornes du condensateur 110 lorsque le signal de sortie du compara- teur 104 passe à un niveau élevé. Cette résistance fixe donc le temps d'attaque du circuit. De préférence, la résistance 114 est réglée afin que le temps d'attaque du circuit soit très faible, de l'ordre de 20 ms par exemple. La tension aux bornes du condensateur 110 diminue du fait de la circulation d'un courant dans deux résistances 116 et 118. Comme la résistance 116 a une valeur très élevée, la diminution de la tension aux bornes du condensateur 110 est essentiellement établie par la résistance 118. La tension aux bornes du condenateur 110 ne peut pas diminuer, pendant la par- tie de temps dans laquelle le signal de sortie du comparateur 104 est élevé, grâce à un circuit qui porte la référence générale 120. Lorsque le signal de sortie du comparateur 104 passe à une tension élevée, la ten- sion aux bornes du condensateur 122 du circuit 120 atteint la valeur d'un niveau de tension de masse, par l'intermé- diaire d'un circuit 124 d'inversion, d'une diode 126 et d'une résistance 128. Ainsi, comme le signal d'entrée du circuit 124 d'inversion est à une tension élevée, son signal de sortie est à une faible tension de masse, si bien que le condensateur 122 se charge à la tension de masse à travers la résistance 128. Celle-ci est choisie de manière que ce temps de charge soit inférieur'au temps d'attaque du circuit d'attaque et de libération. La tension à la connexion de la résistance 128 et du condensateur 122 est transmise à un comparateur 130 qui la compare à une tension fixe établie par un circuit diviseur résistif 132, comprenant des résis- tances 134 et 136. Lorsque la tension aux bornes du con- densateur 122 varie vers un potentiel de masse, le si- gnal de sortie du comparateur 130 varie vers un niveau logique élevé. La tension provoque la polarisation en inverse d'une diode 138 montée en série avec la résis- tance 118. Comme la diode 138 est polarisée en inverse, aucun courant pratiquement ne circule dans la résistance 118 et il n'y a pratiquement aucune tension aux bornes du condensateur 110. Lorsque le signal de sortie du comparateur revient à un faible niveau logique, indiquant que la distorsion est tombée à des valeurs acceptables, le signal de sortie du comparateur 130 reste à un niveau logique élevé jusqu'à ce que la tension aux bornes du condensateur 122 ait diminué vers une valeur supérieure à la tension établie à la connexion des résistances 134 et 136. En conséquence, pendant un court intervalle de temps suivant la libération du comparateur 104, il n'y a aucune diminution de la tension aux bornes du condensateur 110. Plus précisément, lorsque le signal de sortie du comparateur 104 varie vers une faible valeur, le signal de sortie du circuit 124 d'inversion varie vers une valeur élevée et provoque la polarisation en inverse de la diode 126 si bien que le condensateur 122 est pratiquement déconnecté de la masse. Le condensateur 122 se charge en conséquence à une tension positive par l'intermédiaire d'une résistance 140 qui est montée entre ses bornes. Lorsque la tension aux bornes du con- densateur 122 atteint une valeur pour laquelle elle dé- passe la tension àla connexion des résistances 134 et 136, le signal de sortie du comparateur 130 diminue à une faible tension. La diode 138 est ainsi polarisée dans le sens direct et permet la décharge du condensa- teur 110 dans la résistance 118. Le signal de réglage de gain diminue ensuite à une vitesse fixée par la valeur de la résistance 118. Un circuit 142 d'écrêtage est destiné à fixer la tension maximale aux bornes du condensateur à une limite préréglée. De cette manière, le dé- phasage entre les composantes vectorielles G et D du signal modulé composite (ou, sous forme équivalente, l'amplitude de la composante en quadrature) ne peut pas être réduit au-dessous d'une certaine limite qui est de préférence d'environ 30 . Le circuit 142 d'écrêtage contient un potentiomètre 144 dont le bras mobile ou curseur est relié au condensateur 110 par l'intermédiaire d'une diode 146. Lors du fonctionnement, cette dernière est polarisée en inverse tant que la tension aux bornes du condensateur 110 ne dépasse pas la tension au curseur du potentiomètre 144. Lorsque la tension aux bornes du condensateurl11 augmente et dépas- se cette valeur, la diode 146 se polarise cependant dans le sens direct et le courant est transmis en dérivation par rapport au condensateur 110, dans le potentiomètre 144. La résistance du potentiomètre 144 est choisie afin qu'elle soit suffisamment faible pour que l'intensité du courant qui y circule lors de la polarisation de la diode 146 dans le sens direct ne provoque pas une variation notable de la tension au niveau du curseur. Le circuit 142 d'écrêtage empêche donc le dépassement de la tension du curseur du poten- tiomètre 144 par la tension du condensateur 110. La tension maximale aux bornes du condensateur 110 et ainsi le déphasage minimal, peuvent être réglés par ajustement du potentiomètre 144. Les figures 7A et 7B sont des diagrammes synoptiques plus détaillés d'un circuit modulateur et émetteur selon l'invention. Les deux sources de signaux et 152 transmettent des signaux d'audiofréquencesG et D qui sont reliés stéréophoniquement et qui doivent être communiqués à un poste récepteur. Ces signaux parviennent à un circuit 154 de fltrage dont le rôle est d'éliminer les fréquences, dans le canal différence G - D, endeçà d'une limite prédéterminée (par exemple de 100 Hz) sans effet sur la puissance apparente des basses dans les signaux rétablis par un récepteur ultérieur. Les signaux G et D subissent un traitement supplémentaire dans un circuit 156 de limitation et de compression destiné à limiter la modulation maximale du signal modulé compo- site par application de limitesd'amplitude aux signaux de modulation, ce circuit remplissant aussi une fonction de compression de signaux qui est décrite plus en détail dans la suite. Un circuit 158 de réduction d'angle est com- mandé par les signaux de sortie du circuit 156 de limi- tation et de compression et il a pour rôle de régler l'amplitude du signal de modulation en quadrature en fonction d'une estimation de la distorsion, comme dans le mode de réalisation décrit en référence à la figure 3. Ce circuit assure aussi la création et la modulation d'un signal pilote, en fonction du facteur de réduction de gain, et il ajoute alors le signal pilote au signal de modulation en quadrature. Un émetteur 160 fonctionnant par modulation d'amplitude en quadrature, met en oeuvre les signaux de modulation en phase et en quadrature transmis par le circuit 158 de réduction d'angle pour la modulation de porteuse en phase et en quadrature, ces porteuses modulées étant alors combinées linéaire- ment afin qu'elles forment le signal modulé composite. Celui-ci est transmis par une antenne 162. On considère maintenant plus en détail les circuits des différents rectangles; le circuit 154 de filtrage a une forme plus élaborée que celle d'un simple passe-haut et filtre passe-tout, utilise dans le mode de réalisation de la figure 3, car il est aussi destiné à résoudre un problème qui ne se pose pas dans.le mode de réalisation de la figure 3. On constate selon l'in- vention que l'élimination des signaux à basse fréquence du canal en quadrature provoque une réduction faible mais notable de la puissance des basses (faible fréquence) du signal G ou D seul qui est ensuite reçu et démodulé. Le circuit 154 de filtrage est destiné à éviter cette perte de basses par addition des basses du signal dif- férence au signal somme avec un déphasage de 900. Le canal somme contient donc tout le signal des bassesqui a été précédemment incorporé aux canaux somme et diffé- rence. Le déphasage de 900 empêche une annulation in- tempestive des signaux à basse fréquence du canal somme par les signaux à basse fréquence du canal diffé- rence. Le circuit 154 de filtrage comporte un circuit matriciel 164 destiné à ajouter et soustraire les signaux G et D et à former les signaux somme (G +.D) et différence (G - D). Le signal différence parvient à deux filtres 166 et 168 quile séparent en fréquencesinférieureset supérieuresà une limite prédéterminée qui est par exemple de 200 Hz. Le filtre 168 est un filtre passe-haut qui supprime les fréquences qui sont inférieures à la limite précitée, dans le canal différence, alors que le filtre 166 est un filtre passe-bas qui supprime les fréquences qui dépassent la limite de fréquence. Comme dans le mode de réalisation de la figure 3, le signal somme est traité dans un filtre passe-tout 174 afin que des déphasages équivalents à ceux qui sont introduits par le filtre passe-haut 168 soient assurés. Les signaux. transmis aux sorties des filtres 174 et 168 ont donc des caractéris- tiques analogues de déphasage. Les signaux de sortie des trois filtres 166, 168 et 174 subissent un déphasage dans des circuits déphaseurs respectifs 172, 170 et 176. Le rôle de ces circuits déphaseurs est l'introduction d'un déphasage de 90 entre les basses fréquences du canal différence et les basses fréquences du canal somme, sans effet sur les phases relatives du canal somme et 2470480. de la partie à haute fréquence du canal différence. Bien que l'opération puisse être réalisée par montage d'un circuit de déphasage de 90 à la sortie du filtre passe-bas 166, la construction et l'alignement d'un cir- cuit ayant un déphasage exactement égal.à 90 sur une gamme donnée de fréquences sont très difficiles en pratique. D'autre part, la construction d'un circuit ayant un déphasage de 900 par rapport à un autre circuit est relativement simple, et c'est ce principe qui est mis en oeuvre selon l'invention. Ainsi, les circuits 170 et 176 assurent des déphasages correspondants de 0 alors que le circuit 172 assure un déphasage de 0 + 90 . Un circuit 178 ajoute les signaux de sortie des circuits déphaseurs 172 et 176 et transmet un signal de sortie qui correspond de façon générale au signal somme mais qui a une teneur à basse fréquence qui a été accrue des signaux à basse fréquence du canal différence. Un circuit matriciel 180 ajoute et soustrait les signaux de sortie du circuit additionneur 178 et du circuit dé- phaseur 170 afin que les signaux gauche et droit modifiés soient rétablis. Ce sontces signaux qui sont alors trans- mis au circuit 156 de limitatbn et de compression. Dans le circuit 156 de limitation et de compres- sion, des circuits diviseurs 182 et 184 sont incorporés aux deux canaux d'audiofréquences Un circuit 186 de réglage de circuit limiteur forme un signal commun de réglage de gain qui parvient aux deux circuits diviseurs 182 et 184. Le circuit 186 contrôle les amplitudes des signaux G et D ainsi que les amplitudes des signaux (G + D) et (G - D) (formés par un autre circuit matriciel 188) et réduit les gains des signaux G et D le cas échéant, afin que l'émetteur ne subisse pas une surmodu- lation. Il faut noter que, puisque le gain est affecté de façon uniforme dans les deux canaux gauche et droit, cette fonction de limitation n'a pas d'effet sur les amplitudes relatives des canaux de modulation en phase et en quadrature. Le circuit 156 de limitation et de compression n'affecte donc pas les déphasages séparant les composantes vectorielles G et D du signal modulé composite. Le circuit 186 de commande de circuit de limi- tation joue aussi un rôle supplémentaire afin que le rapport signal/bruit à faible amplitude de l'appareil soit amélioré. Lorsque ce circuit 186 détecte que le niveau des signaux dans les deux canaux G et D est tombé au-dessous d'une limite prédéterminée (correspondant par exemple à unemodulation de 20 %), le signal de ré- glage de gain transmis aux circuits diviseurs 182 et 184 est réduit afin que le gain augmente dans les deux canaux et que les signaux reprennent le niveau prédé- terminé de modulation. Comme cette compression des signaux de faible niveau accroît l'amplitude de la modulation pour les signaux G et D de faible amplitude, elle améliore le signal signal/bruit dans un récepteur stéréophonique placé en aval. Evidemment,la compression des signaux G et D doit être compensée par une expan- sion correspondante des signaux à faible amplitude dans le récepteur, et il est ainsi souhaitable qu'un signal indiquant l'ex circuit 190 d'estimation de distorsion qui a avantageu- sement pratiquement la même forme que sur les figures A et 5B.Les deux signaux parvenant à l'entrée du cir- cuit 190 d'estimation de distorsion proviennent d'un circuit 192 d'addition de signaux et d'un circuit divi- seur 194. Comme dans le mode de réalisation de la figure 3, le rôle du circuit 192 est d'ajouter une valeur continue, provenant d'un circuit 196, au canal du signal somme afin que le signal modulé composite résultant contienne une composante à porteuse continue qui est en phase avec la composante vectorielle (G + D). Contrairement au mode de réalisation de la figure 3, celui des figures 7A et 7B ne met pas en oeuvre le signal de sortie du circuit diviseur 194 pour la modulation du canal en quadrature du signal modulé composite. Un second circuit diviseur 200 est au con- traire utilisé pour la formation du signal de modulation. Cependant, les deux circuits diviseurs reçoivent le signal de réglage de gain formé par le circuit 190 d'estimation de distorsion. L'avantage de l'incorporation de deux circuits diviseurs provient de la présence d'un circuit à retard dans le circuit 190 d'estimation de distorsion. Etant donné le-retard introduit, dé essentiellement au retard d'attaque indiqué précédemment, le signal de sortie du circuit d'estimation de distorsion ne reflète pas intantanément une variation de la valeur de la dis- torsion; un circuit tel que celui de la figure 3 ne corrige donc pas le gain du canal de modulation en qua- drature d'une manière suffisamment rapide pour empêcher une distorsion de faible durée mais d'amplitude supérieure à la limite acceptable. Le circuit 158 de réduction d'angle du mode de'réalisation des figures 7A et 7B.résout ce problème par montage d'un circuit 198 à retard dans le canal de différence, avant le second circuit diviseur 200. Ce circuit à retard introduit un retard qui est à peu près égal au retard d'attaque du circuit 190 d'estimat:ion de distorsion si bien que le signal (G - D) arrive au circuit diviseur 200 à peu près en coïncidence avec l'arrivée du signal.de réglage de gain obtenu pour cette valeur du signal (G - D). Comme dans le mode de réalisation précédent, le signal de réglage de gain transmis à la sortie du circuit 190 d'estimation de distorsion parvient aussi à un circuit 210 générateur et modulateur qui forme un signal pilote à basse fréquence et le module à l'aide du signal de réglage de gain. Ce modulateur de signal pilote assure aussi la modulation de ce signal à l'aide du signal du circuit de compression, transmis par le circuit 156 de limitation et d'expansion. Le signal pilote contient alors à la fois des informations con- cernant le déphasage des composantes vectorielles G et D du signal composite modulé et des informations con- cernant la compression des signaux G et D de faible niveau. Ce signal pilote modulé est ajouté dans le canal en quadrature, par l'intermédiaire d'un circuit additionneur 212. Le circuit 158 de réduction d'angle du mode de réalisation des figures 7A et 7B comporte un second circuit à retard 214 placé entre le circuit diviseur analogique 200 et le circuit additionneur analogique 212. Ce circuit à retard est destiné à prendre en compte les retards introduits par la boucle de rétablissement de signal plote, dans un récepteur placé en aval. Si ce circuit à retard n'était pas incorporé, le retard présenté par le rétablissement du signal pilote, dans un récepteur placé en aval, provoquerait l'application de l'informa- tion de réglage incorporéeau signal pilote au signal d'audiofréquencesqui parvient un court moment après. Cependant,l'introduction du circuit 214 à retard entre le circuit diviseur 200 et le circuit additionneur 212 permet l'avance du signal pilote par rapport aux signaux d'audiofréquencoe auxquels il se rapporte. Ce circuit 214 à retard introduit un retard qui correspond au retard subi dans la boucle de rétablissement de signal pilote dans un récepteur placé en aval, par exemple de 50 ms. Un troisième circuit 216 à retard est monté dans le canal (G + D) afin qu'il retarde le signal (G + D) modifié d'une valeur correspondant à la somme des retards introduits par les circuits 98 et 214. En d'autres termes, dans le mode de réalisation décrit, ce circuit 216 retarde le signal (G + D) modifié-d'environ ms. 247048Q L'émetteur 160 par modulation d'amplitude en quadrature peut être de tout type classique. Dans le mode de- réalsation représenté, un oscillateur à haute fréquence 218 transmet un signal de porteuse à haute fré- quence à un circuit modulateur équilibré 220 dans le- quel ce signal subit une modulation d'amplitude par le signal (G + D) modifié. Le signal de porteuse à haute fréquence parvient aussi à un circuit 222 de déphasage de 90 qui déphase la porteuse en phase afin qu'il forme un signal de porteuse en quadrature qui parvient à un second modulateur équilibré 224. Ce signal à onde porteuse supprimée et à doublesbandes latérales du modulateur assure la modulation du signal de porteuse en quadrature en fonction d'un signal de modulation en quadrature, comprenant le signal (G - D) modifié et le signal pilote. Les deux signaux modulés transmis par les circuits modulateurs 220 et 224 sont alors combinés additivement dans un circuit 226 qui forme un signal modulé composite de faible niveau à sa sortie. Dans le mode de réalisation représenté, un. circuit de couplage comportant un circuit éliminateur 228 et un détecteur 230 d'enveloppe, est incorporé afin qu'il adapte le signal composite de manière qu'il puisse être transmis par un émetteur classique 232 par modulation d'amplitude. Le circuit limiteur 228 écrête le signal modulé composite transmis à la sortie du circuit addi- tionneur 226 et il transmet le signal à haute fréquence d'amplitude constante et de faible niveau qui est formé à l'entrée à haute fréquence de l'émetteur 232. Ce si- gnal à haute fréquence transporte avec lui l'information de phase provenant du signal modulé composite de faible niveau. Le détecteur 230 d'enveloppe d'autre part détecte l'enveloppe du signal modulé composite et transmet le signal d'audiofréquenc% résultant à l'entrée de signaux d'audiofréquencesde l'émetteur 232 par modulation d'am- plitude de type classique. Ce dernier circuit amplifie le signal à haute fréquence de faible niveau et module l'am- plitude du signal résultant à haute fréquence de niveau élevé par l'information d'amplitude transmise par le dé- tecteur 230 d'enveloppe. Un signal modulé composite de niveau élevé est ainsi formé et il est émis par une antenne 162. La figure 8 est un diagramme synoptique plus détaillé du circuit 186 de réglage de circuit de limitation de la figure 7B. Ce circuit de réglage fixe des limites d'amplitude maximale aux signaux G et D afin qu'il limite la modulation du signal émis dans le canal en phase aux limites actuellement acceptées de +125 % et -100 %. Ce circuit de réglage établit en outre des limites de modulation de +100 % et -100 % dans le canal en quadrature et empêche le dépassement séparé, par le canal gauche ou droit, d'un niveau représentatif d'une modulation de +80 % ou -80 %. Evidemment, le cas échéant, les limites utilisées peuvent être diffé- rentes de celles qu'on vient de citer. Les limites de modulation de 100 % pour les canaux en phase et en quadrature sont établies par un comparateur 180'. L'entrée négative de celui-ci reçoit un niveau de tension de référence VA qui est représentatif de la modulation de 100 %. L'entrée positive de ce com- parateur 180' reçoit d'autre part un signal formé par une combinaison non additive de trois signaux différents, à savoir le signal (G - D), un signal (G - D) inversé par un circuit analogique 182, et un signal (G + D) inversé transmis par un circuit analogique 184'. Le mélange non additif de ces trois signaux est assuré par transmission de ces trois signaux à l'entrée positive du comparateur 'par l'intermédiaire de diodes correspondantes 186; 188'et 190'. Une résistance 192'relie la connexion de ces trois diodes à la masse si bien que l'entrée du comparateur 180'ne reste jamais flottante. L'entrée positive du comparateur 180'reflète en conséquence celui des trois signaux précités qui a la plus grande amplitude. Le signal de sortie du comparateur 180'se trouve normalement à un faible niveau de tension. Chaque fois que les crêtes positives ou négatives du signal (G - D) ou que les crêtes négatives du signal (G + D) ont une amplitude qui dépasse le signal de référence de modulation de 100 % VA cependant, le si- gnal de sortie du comparateur passe à un niveau élevé. Ce phénomène provoque le déclenchement de la réduction du gain G et D par l'intermédiaire cun circuit décrit dans la suite du présent mémoira. Un comparateur 194'établit la limite de modu- lation de +125 % pour le canal en phase. L'entrée négative de ce comparateur reçoit un signal dont le niveau est représentatif d'une modulation de +125 %, et son entrée positive reçoit directement le signal (G + D). Le signal de sortie du comparateur 194' passe donc à un niveau de tension élevée chaque fois que les crêtes positives du signal (G + D) dépassent le niveau représentatif d'une modulation de 125 %. Ce phénomène provoque à nouveau le déclenchement de la réduction du gain dans les canaux G et D. Un troisième comparateur 196' fixe les limites de modulation +80 % et -80 % pour les canaux séparés G et D. L'entrée négative du comparateur reçoit une ten- sion de référence, repérée dans ce cas par la référence VC et représentative d'une modulation positive de 80 %. L'entrée positive du comparateur 196' reçoit cependant qua- tre signaux mélangés de façon non additive, à savoir le signal G, un signal G inversé provenant d'un cir- cuit analogique 198' d'inversion, le signal D et un signal D inversé formé par un second circuit analogique 'd'inversion. Le mélange non additif est encore assuré à l'aide de diodes qui, dans le cas considéré, sont au nombre de quatre et portent les références 202', 204', 206' et 208'. En outre, une résistance 210' relie la connexion des diodes à la masse. Le signal de sortie du comparateur 196'est normalement à un faible niveau de tension et il passe à un niveau élevé chaque fois que les crêtes positives ou négatives du signal G ou D dépassent le niveau de référence VC. Ce phénomène provoque à nouveau le déclenchement de la fonction de réduction de gain dans les canaux G et D. Les signaux de sortie des comparateurs 180', 194'et 196'subissent une opération logique réunion, dans une porte réunion 212'à trois entrées. En con- séquence, le signal de sortie de cette porte 212' passe d'un faible niveau à un niveau logique élevé chaque fois que l'une quelconque des limites de modu- lation représentées par les comparateurs 180', 194'et 196'a été dépassée. Le signal de sortie de cette porte 212'parvient à un circuit 214'd'attaque et de libéra- tion qui crée en conséquence un signal de réglage de gain. Ce circuit 214'peut être de forme analogue à celle du circuit d'attaque et de libération incorporé au circuit d'estimation de distorsion et décrit en référence à la figure 6. Ce circuit d'attaque et de libération ne comprend pas cependant le circuit 142 d'écrêtage incorporé au circuit correspondant de la figure 6, et il a un temps d'attaque bien plus court que celui de ce circuit. De préférence, le circuit 214' d'attaque. et de libération a un temps d'attaque de l'ordre de 10 microsecondes par exemple. Le signal de réglage de gain transmis à la sortie du circuit 214'd'attaque et de libération par- vient à un circuit 216'd'addition de signaux, et il est alors combiné additivement à un second signal -de réglage de gain transmis par un second circuit 218' d'attaque et de libération. Le signal somme résultant * parvient à une entrée de dénominateur des circuits di- viseurs 182 et 184 (figure 7A) afin que le gain des signaux G et D soit réglé. Le circuit.218'd'attaque et de libération coopère avec un comparateur 220' lors du fonctionnement, afin qu'il assure la compression des signaux de faible -. - ' 247048C niveau. Ainsi, le comparateur 220' reçoit, à son entrée négative, un signal VD de référence qui est représenta- tif par exemple d'une modulation de +20 %, et, à son entrée positive, le signal de la connexion commune des diodes 202', 204', 206'et 208'. Le signal de sortie du comparateur 220'reste donc à un niveau logique élevé tant que l'un quelconque de ces signaux dépasse le ni- veau de référence VD. Lorsque tous ces signaux sont inférieurs au niveau de référence cependant, les signaux de sortie du comparateur 220'passent à un faible niveau logique et ils y restent tant que cette condition se maintient. Comme l'indique clairement la description qui suit, les signaux de sortie du circuit 218'sont nor- malement à un niveau constant représentatif d'une va- leur de dénominateur égale à un. Ainsi, lorsque le signal de sortie du circuit 214'a une valeur égale à 0 (ce qui est toujours le cas à moins qu'une limitation de la modulation soit nécessaire), le gain résultant du circuit 156 de limitation et de compression est égal à un. Lors- que l'une quelconque des limites de modulation établies par les comparateurs 180', 194' et 196' est dépassée cepen- dant, le signal de sortie du circuit 218' varie vers les valeurs positives et provoque une augmentation du signal A0 de réglage de gain transmis aux circuits diviseurs et une réduction du gain des signaux G et D. Le circuit 218'd'attaque et de libération a pratiquement la même forme que celle qu'on a décrite en référence à la figure 6 et qui est représentée sur cette figure, et, dans ce cas, il comprend aussi un circuit d'écrêtage analogue au circuit 142. Ce circuit d'écrêtage fixe le signal maximal de sortie du circuit et, comme indiqué précédemment, ce niveau correspond à une valeur du dénominateur égale à 1 si bien que le circuit 156 de limitation et de compression de la figure 7B a un gain égal à 1 en l'absence d'une limitation de la modulation. Tant que l'un des signaux gauche et droit dépasse une modulation positive ou négative de 20 %, le 247048C signal de sortie du comparateur 220'se trouve de façon générale à un niveau logique élevé (sauf pendant les, passages à 0 des signaux G et D évidemment lorsque le signal de sortie du comparateur 220'passe à un faible niveau). Le circuit 218'd'attaque et de libération est alors maintenu à la tension positive d'écrêtage. Lorsque les amplitudes de crête des signaux des canaux gauche et droit tombent au-dessous du niveau VD néces- saire à la production d'une modulation positive et né- gative de 20 % cependant, le signal de sortie du com- parateur 220'reste à un faible niveau et permet au cir- cuit218' d'attaque et de libération de s'écarter lente- ment de la tension d'écrêtage. Lorsque le signal de sortie de ce circuit 218'diminue, le signal de sortie du circuit 216'd'addition diminue de manière analogue et provoque ainsi une augmentation du gain appliqué aux signaux G et D. Lorsque le gain des signaux a augmenté au point que la modulation des signaux gauche et droit dépasse à nouveau 20 %, le signal de sortie du comparateur 22c passe à nouveau àun niveau élevé et empêche une augmentation supplémentaire du gain appliqué aux signaux gauche et droit. Le signal de sortie du circuit 218'd'attaque et de libération se stabilise à la valeur qui fait croître le gain des signaux G et D jusqu'à celui du niveau de modulation de 20 %. Le circuit 218'd'attaque et de libération comprend aussi avantageusement un second circuit d'écrêtage destiné à empêcher la chute de la tension de sortie de ce circuit au-dessous d'un niveau préré- glé si bien que la compression des signaux de faible ni- veau ne peut pas dépasser une quantité prédéterminée, par exemple 12 dB. En résumé, tant que les signaux d'audiofré- quence G et D ne dépassent pas les limites maximales de modulation, le signal de sortie de la porte réunion 212'reste à un faible niveau et le signal de sortie du circuit 214'd'attaque et de libération reste pratiquement 247048C à la tension de la masse. En outre, tant que les sinaux d'audiofréquencesdépassent le niveau de modulation de %, le signal de sortie du comparateur 220'passe au moins périodiquement à un niveau élevé et provoque une variation de la tension du circuit d'attaque et de libération 218'vers la tension positive d'écrêtage, représentant un facteur de gain égal à 1. Le signal de sortie A0 reflète donc normalement un facteur de gain égal à 1. Lorsque les limites de modulation ma- ximale sont dépasses, le signal de sortie de la porte 212'passe à un niveau élevé et provoque une variation positive de la tension du circuit 214'd'attaque et de libération et provoque une réduction très rapide du gain des signaux des canaux G et D. Lorsque d'autre part les signaux d'audiofréquencestombent au-dessous d'une modu- lation de 20 % pendant un intervalle notable de temps, le signal de sortie du comparateur 220'reste à un faible niveau et le circuit 218'd'attaque et de libération est libéré. La tension transmise à la sortie de ce circuit commence alors à diminuer. Le gain, dans les deux ca- naux d'audiofréquence5 augmente dans ce cas et provoque une augmentation du gain des signaux des canaux G et D afin que ceux-ci reviennent au niveau de modulation de 20 %. La figure 9 représente un mode de réalisation du circuit 210 générateur et modulateur de signal pilote, indiqué sur la figure 7A. Ce circuit assure la modulation en amplitude de deux signaux pilotes en quadrature par l'information de déphasage et d'expansion de signaux. Un oscillateur pilote 230 transmet un signal de porteuse ayant une fréquence de 80 Hz par exemple à un modulateur équilibré 232 et à un circuit déphaseur à 90 234. Le circuit modulateur 232 module le signal de porteuse à Hz par le signal AQ formé par le circuit 190 d'esti- mation et de distorsion de la figure 7B. Un second mo- dulateur équilibré 236 module le signal déphasé de 900, transmis par le circuit déphaseur 234, par le signal AI provenant du circuit 218'd'attaque et de libération de la figure 8 et qui indique le niveau de compression assuré par le circuit de limitation et de compression. Les signaux à doubles bandes latérales, transmis par la sortie des modulateurs 232 et 236 sont ajoutés dans un circuit 238 à un signal à demi-fréquence qui est aussi transmis par l'oscillateur pilote 230. Le signal à dermi-fréquence (40 Hz) qui est en phase avec le si- gnal à 80 Hz transmis au modulateur 232, est utilisé dans un récepteur placé en aval pour la synchronisation d'un oscillateur incorporé, en vue de la démodulation du signal pilote modulé en amplitude. La figure 10 représente un second mode de réalisation, particulièrement avantageux,de circuit 210 générateur et modulateur de signal pilote, repéré sur la figure 7B. Sur la figure 10, un circuit 240 additionne les signaux AQ et A de déphasage et d'expansion de si- gnaux à un signal continu A1 provenant d'un circuit 242. Le signar somme résultant est transmis à l'entrée de ré- glage de fréquence d'un oscillateur classique commandé= en tension 244 par l'intermédiaire d'un filtre passe- tout 246. Le rôle de ce filtre 246 est de réduire au minimum le dépassement du signal de sortie du filtre passe-bas utilisé dans le démodulateur de-signal pilote -25 modulé en fréquence au niveau du récepteur. A cet effet, le filtre passe-tout 246 est choisi afin que sa carac- térist4ue de retard en fonction de la fréquence soit le- complément de celle du filtre passe-bas incorporé au récepteur. Le résultat est que toutes les fréquences subissent un même retard si bien que le dépassementdes signaux, parfois appelé surmodulation, est très faible. La fréquence centrale (de préférence 55 Hz) du signal-pilote modulé en fréquence, transmise par - l'oscillateur 244, est réglée par la somme de la va- leur continue transmise par le circuit 242 et de la valeur continue du signal AI d'expansion transmis par -le circuit 218'd'attaque et de libération représenté sur la figure 8. La réduction du déphasage des compo- santes vectorielles G et D s'accompagne d'une augmenta- tion de la valeur du signal AQ de réglage de gain et provoque aussi une augmentation de la fréquence du si- gnal pilote transmis à la sortie de l'oscillateur 244, au-delà de la fréquence centrale. Inversement, la com- pression des signaux de faible niveau s'accompagne d'une réduction de la valeur du signal d'expansion AI et provoque une déviation de fréquence du signal de sortie de l'oscillateur 244, au-dessous de la fréquence centrale. Il faut noter que les deux évènements n'ont pas lieu simultanément puisque la compression du signal d'audiofréquencs n'a lieu que lorsque des signaux de faible niveau sont présents alors qu'une réduction -15 du déphasage des composantes vectorielles G et D a lieu de façon caractéristique uniquement en présence de signaux d'amplitude élevée. Les deux types d'informa- tions peuvent donc être séparés du signal pilote mo- dulé en fréquence, au niveau du récepteur, par recon- naissance du fait que le signal pilote s'est écarté de la fréquence centrale vers les valeurs positives ou vers les valeurs négatives. Le circuit générateur et modulateur de signaI pilote à modulation d'amplitude décrit précédemment forme de préférence des signaux pilotes ayant des spectres de fréquences centrés sur 80 Hz. Cette fré- quence centrale est choisie afin qu'elle se trouve à mi-chemin entre la'fréquence de 60 Hz (la fréquence du réseau dans différents pays tels que les Etats-Unis d'Amérique) et 100 Hz (un harmonique de la fréquence du réseau à 50 Hz utilisé dans de nombreux pays et en France notamment). Ce spectre de fréquences du signal pilote peut ainsi s'étendre sur 20 Hz au-dessus et au- dessous de la fréquence centrale, sans que les composantes importantes de bruit qui sont synchronisées sur les fréquences des réseaux d'alimentation, aient une grande importance. Le mode de réalisation de circuit générateur et modulateur de signaux pilote fonctionnant par modulation de fréquence, décrit précédemment, forme avantageusement un signal pilote modulé en fréquence ayant une fréquence d'onde porteuse supprimée de 55 Hz. Cette fréquence cen- trale est choisie afin qu'elle se trouve juste au milieu entre les fréquences des réseaux de 50 et 60 Hz, si bien que l'effet de capture de modulation de fréquence est mieux utilisé. Ainsi, bien qu'une onde porteuse inter- férente crée toujours la même valeur d'interférence de modulation de phase d'une porteuse voulue par modulation de fréquence, indépendamment de la différence des fré- quences des deux porteuses, le taux de modulation de phase (et donc d'interférence en modulation de fréquence) est réduit lorsque la différence entre les fréquences diminue. La figure 11 représente un récepteur qui est construit non seulement afin qu'il suive le déphasage variable entre les composantes vectorielles G et D des signaux modulés composites mais aussi afin qu'il mette en oeuvre l'information d'expansion de signaux qui est modulée sur le signal pilote. Comme dans le récepteur de la figure 4, celui de la figure 11 comprend un ré- cepteur accordable classique 248 par modulation d'ampli- tude en quadrature qui rétablit séparément les signaux de modulation en phase I et en quadrature Q du signal modulé composite. Le signal de modulation en quadrature Q est transmis à un circuit multiplicateur analogique 250 par l'intermédiaire d'un filtre passe-haut 252 in- corporé afin qu'il élimine les signaux pilotes du canal par suppression de toutes les fréquences inférieures à une certaine limite, considérée à titre illustratif comme étant égale à 200 Hz. Le signal de modulation en phase I d'autre part parvient à un second circuit multiplicateur 254 par l'intermédiaire d'un filtre passe-tout 256 qui a les mêmes caractéristiques de dé- phasage que le filtre passe-haut 252 du canal en quadra- ture. Le signal de sortie Q du récepteur 248 parvient aussi à un circuit détecteur et démodulateur pilote 258 à modulation d'amplitude qui rétablit l'information de réglage de gain et transmet des signaux de réglage de gain aux circuits multiplicateurs 250 et 254. Les signaux I et Q corrigés en fonction du gain, corres- pondant respectivement aux signaux somme (G + D) et différence (G - D), sont traités dans un circuit matri- ciel classique 260 d'audiofréquences afin que les signaux d'audiofréquencesG et D soient rétablis. Tout circuit utilisateur voulu 262, 263 peut utiliser les signaux G et D ainsi rétablis. Ces circuits comportent en géné- ral des amplificateurs d'audiofréquenceset des hauts- parleurs associés. Un commutateur bipolaire à deux directions est incorporé au récepteur de la figure il afin qu'il permette à l'auditeur de passer entre les modes de réception stéréophonique et monophonique. Sur la figure, les deux pôles 264 et 265 de ce commutateur sont représentés dans la position correspondant à la réception stéréo- phonique, le fonctionnement du récepteur étant comme indiqué précédemment. Lors de la réception d'un signal monophonique (qui ne comprend évidemment pas de compo- sante Q), l'opérateur peut commuter le récepteur en mode monophonique, les pôles 264 et 265 prenant les autres positions, afin que le récepteur soit adapté spécifique- ment à la réception des signaux monophoniques. Lors du fonctionnement en mode monophonique, le pôle 264 relie l'entrée (G - D) du circuit matriciel 260 à la masse et empêche ainsi l'introduction de bruit par ce circuit. L'autre pôle 265 transmet une valeur fixe de gain, réglée par un potentiomètre 266, à l'entrée de gain du circuit multiplicateur 254. Sur la figure 11, le circuit détecteur et démo- dulateur pilote 258 est destiné à détecter et démoduler un signal pilote qui a été modulé en amplitude dans deux ca- naux en quadrature, de la même manière que le circuit formé par le générateur et modulateur de signal pilote de la figure 9. Le détecteur pilote comprend un filtre passe-bas 267 qui filtre le signal Q de sortie du ré- cepteur 248 afin d'en éliminer toutes les fréquences qui dépassent celle du signal pilote. Le signal de sortie du filtre passe-bas subit une détection de crête dans un circuit détecteur 268 qui donne ainsi à un comparateur 270 une indication sur le fait qu'un si- gnal pilote est incorporé au signal reçu ou non. Lors de la réception d'un signal stéréophonique, un signal pi- lote est incorporé et le signal de sortie du détecteur de crête 268 dépasse un seuil réglé par un potentiomètre 272. Le signal de sortie du comparateur 270 passe donc à un niveau élevé de tension et provoque l'éclairement d'une lampe témoin 274 indiquant une réception stéréo- phonique. Lors de la réception de signaux monophoniques (qui ne comprennent pas évidemment de signal pilote), l'amplitude du signal transmis à la sortie du détecteur de crête 268 est inférieure au seuil fixé par le poten- tiomètre 272 si bien que la lampe témoin stéréophonique ne s'éclaire pas. Une indication visuelle de la nature stéréophonique ou monophonique du signal reçu est ainsi donnée. Lorsque le récepteur doit commuter automatique- ment entre les modes de fonctionnement stéréophonique et monophonique, le signal de sortie du comparateur 270 peut aussi être utilisé pour le réglage de l'état de commutateurs électroniques à semi-conducteurs qui rem- placentles pôles 264 et 265. Le signal de sortie du filtre passe-bas 267 parvient aussi à une boucle de rétablissement de signal pilote portant la référence générale 276. Cette boucle de rétablissement comprend un circuit 278 qui multiplie les signaux pilotes transmis à la sortie du filtre passe- bas 267 par un signal à 40 Hz créé par un oscillateur à 40 Hz qui comprend un oscillateur commandé en tension 280 fonctionnant à 160 Hz et deux circuits 282 et 284 de division par deux. Le signal de sortie du circuit multiplicateur 278 est filtré de manière classique par un filtre 286 de boucle et il est utilisé pour le réglage de la fréquence de fonctionnement de l'oscillateur 280. Cette boucle 276 de rétablissement de signaux pilotes synchronise l'oscillateur 280 sur la tonalité à demi- fréquence de 40 Hz incorporée au signal pilote. Le circuit 282 de division par deux transmet deux signaux de sortie à 80 Hz qui sont en quadrature l'un par rapport à l'autre. Ces deux signaux de sortie sont transmis séparément aux circuits multiplicateurs 288 et 290 dont les autres entrées reçoivent le signal de sortie du filtre passe-bas 267. Ces circuits multiplica- teurs démodulent les deux canaux du signal pilote, et leurs signaux de sortie forment les signaux A et A Q l utilisés pour la modulation des canaux en phase et en quadrature du signal pilote. Le signal AI rétabli est utilisé directement pour le réglage du gain des circuits multiplicateurs 254 (lorsque le récepteur est en mode stéréophonique) et il est transmis aussi au circuit multiplicateur 250 par un circuit 292 d'addition de signaux. Ainsi, lors- que l'amplitude du signal AI diminue, indiquant que le signal est comprimé au niveau de l'émetteur, le gain des deux signaux des canaux I et Q est réduit d'une quantité correspondante. Le signal rétabli AQ, représentatif de l'angle variable des composantes vectorielles G et D du signal modulé composite, est ajouté au signal A, par le circuit 292 et est aussi utilisé pour le réglage du gain dans le canal en quadrature, par l'intermédiaire du circuit multiplicateur 250. Ainsi, lorsque le signal AQ augmente, indiquant une réduction de l'angle formé par les compo- santes vectorielles G et D du signal modulé composite, le gain du canal Q augmente et compense l'amplitude ré- duite de la composante en quadrature. De manière analogue, lorsque le signal AQ a une amplitude qui diminue, indiquant une augmentation de l'angle des deux composantes vectorielles, le gain du canal en quadrature diminue et correspond exactement à l'augmentation d'amplitude de la composante en quadrature. En conséquence, le récepteur représenté sur la figure 11 assure automatiquement la compensation à la fois de la compression du signal au niveaude l'émetteur et des variations dynamiques du dépha- sage des composantes vectorielles G et D du signal modulé composite. La figure 12 représente un circuit détecteur et démodulateur pilote 300 qui peut remplacer le circuit détecteur et démodulateur 258 de la figure il lorsqu'un signal pilote à modulation de fréquence est utilisé à la place d'un signal pilote à modulation d'amplitude. Le circuit 300 de la figure 12 comprend encore un filtre passe-bas 302 destiné à éliminer toutes les fréquences supérieures à celles du signal pilote et assure ainsi la séparation du signal pilote modulé par rapport à l'information (G - D). En outre, un détecteur 304 de crête fonctionne en coopération avec un comparateur 306, un circuit 308 de référence et une lampe témoin stéréophonique 310 qui donne une indication visuelle de la réception d'un signal stéréophonique. Comme dans le mode de réalisation précédent, le signal de sortie du comparateur 308 peut être utilisé pour la commutation automatique stéréophonique/monophonique, le cas échéant. Le signal de sortie du filtre passe-bas 302 parvient aussi à un détecteur 312 par modulation de fré- quence. Ce dernier peutêtre de tout type commode et il met en oeuvre de préférence une boucle à verrouillage de phase, de manière classique, pour la démodulation de la modulation de fréquence. Le signal de sortie du circuit détecteur 312 est un signal dont l'amplitude varie avec la fréquence du signal pilote modulé en fréquence. De préférence, le signal de sortie a le niveau de la tension de masse lorsque le signal pilote modulé en fréquence est à la fréquence centrale. Les écarts du signal pilote, au-delà de la fréquence cen- trale, provoquent ainsi la formation d'un signal positif alors que les écarts de fréquence au-dessous de la fré- quence centrale provoquent l'apparition d'une tension négative correspondante à la sortie du détecteur. Un filtre passe-bas 318 filtre le signal d'indication de fréquence et retire toutes les fré- quences de battement qui sont à des harmoniques du signal pilote. Comme indiqué précédemment, la surmodula- tion ou le dépassement balistique dû à ce filtre est rendu minimal par incorporation du filtre passe-bas 246 dans le circuit générateur et modulateur du signal pilote de la figure 10. Le signal de sortie du filtre passe-bas 318 parvient à un circuit 320 redresseur de crêtes positives et un circuit 322 redresseur de crêtes négatives afin que l'information d'angle de phase soit séparée de l'information d'expansion de signaux. Le circuit re- dresseur 320 qui comprend une diode 324 et une résis- tance 326 transmet tous les signaux positifs présents à la sortie du filtre passe-bas 318 à un circuit 328 ayant un gain gl. Comme ces signaux positifs représentent des écarts positifs de fréquence dans le signal pilote modulé en fréquence,ils transmettent la totalité de l'information sur l'angle de phase. Le circuit redres- seur 322 des crêtes négatives d'autre part, comprenant une diode 330 et une résistance 332, ne transmet que les parties allant vers les valeurs négatives, présentes à la sortie du filtre passe-bas 318, à un second circuit amplificateur 334. Celui-ci a un gain g2 qui peut être différent du gain g1 de l'amplificateur 328. Le signal de sortie de l'amplificateur328 est ainsi un signal al- lant vers les valeurs positives, correspondant au signal d'angle de phase AQ alors que le signal de sortie de l'amplificateur 334 est un signal allant verstes valeurs négatives et correspondant au signal d'expansion AI diminué d'une valeur continue. Un circuit 336 d'addition de signaux rétablit une valeur continue, tirée du cir- cuit 338, et l'ajoute au signal de sortie de l'amplifi- cateur 334. Le signal de sortie de ce circuit addition- neur 336 correspond donc au terme de gain AI. Le signal rétabli AI est transmis directement au circuit multiplicateur 254 pour le canal I, par l'in- termédiaire du pôle 265 du commutateur stéréophonique/ monophonique, et il est transmis indirectement au cir- cuit multiplicateur 250, pour le canal Q, par l'intermé- diaire du circuit 340 d'addition. Lorsqu'aucune compres- sion de signaux n'est effectuée à l'émetteur, il nty a pas d'écart négatif de la porteuse par rapport à la fré- quence centrale et le signal de sortie de l'amplificateur 334 reste à une valeur de masse. Le signal-de sortie du circuit additionneur 336 est donc la valeur continue fixée par le circuit 338 et qui peut être considérée comme représentant un facteur de gain égal à 1. La compression des signaux d'audiofréquencesà l'émetteur provoque un écart négatif du signal pilote par rapport à la fréquence centrale et la création d'un signal allant vers les va- leurs négatives à la sortie de l'amplificateur 344. Ce signal négatif provoque une réduction du signal rétabli AI et une réduction correspondante du gain des signaux d'audiofréquencesqui reprémnte exactement une image de l'augmentation du gain assuré à l'émetteur. Le signal de sortie de l'amplificateur 328, représentant le terme AQ, est utilisé, comme dans le mode de réalisation de la figure 11, pour le réglage direct du gain du canal en quadrature par l'intermédiaire du circuit additionneur 340. Le gain, dans le canal Q, est ainsi à nouveau réglé automatiquement en fonction du déphasage variable des composantes vectorielles G et D du signal modulé composite. Deux des filtres présents dans les récepteurs des figures il et 12 peuvent être éliminés par suppression du signal pilote par mise en oeuvre de techniques d'annu- lation de signaux plutôt que par filtrage. Ainsi, le détecteur 312 à modulation de fréquence comprend avan- tageusement un oscillateur commandé en tension dont le signal de sortie a sa phase verrouillée sur le signal d'entrée. Plus précisément, la phase du signal de sortie de cet oscillateur incorporé au détecteur 72 peut suivre étroitement les variations de la phase du signal pilote. Le traitement convenable du signal de sortie de l;osdil- lateur permet alors la création d'un signal qui compense exactement le signal pilote, lorsque les deux signaux sont ajoutés l'un àl'autre. Un circuit utilisé à cet effet est représenté de façon générale sur la figure 13. Le détecteur 312 à modulation de fréquence utilisé dans ce cas comporte un oscillateur commandé en tension de type sinusoïdal, si bien que le signal de sortie peut être facilement utilisé pour l'annulation du signal pilote qui a aussi une forme d'onde sinusoïdale. Le signal de sortie de l'oscillateur incorporé au détecteur 312 parvient à un circuit analogique 342 d'inversion qui inverse le signal de manière que son signal de sortie ait une phase opposée à celle du signal pilote. L'annulation du signal pilote nécessite le réglage de l'amplitude du signal de sortie du circuit 302 d'inversion à une valeur égale à l'amplitude du signal pilote. Cette dernière amplitude, à la sortie Q du récepteur 248, reste cependant pratiquement cons- tante puisque le récepteur par modulation d'amplitude en quadrature comprend avantageusement un circuit de réglage automatique de gain. L'amplitude du signal inversé de sortie de l'oscillateur est réglée à ce niveau prévu du signal pilote par un potentiomètre 346. Le signal de sortie de celui-ci est donc un signal qui est pratiquement au signal pilote mais qui est en oppo- sition de phase. L'annulation du signal pilote à l'aide du signal de modulation en quadrature à la sortie Q du récepteur 248 peut donc être réalisée par simple addi- tion du signal tiré du potentiomètre 346 au signal Q, à l'aide d'un circuit additionneur 348. Les filtres 252 et 256 ne sont plus nécessaires si bien que le ré- cepteur peut être simplifié et une plus grande partie du circuit peut être intégrée, dans un ou plusieurs circuits intégrés, sans que des composants discrets supplémentaires soient nécessaires en grande quantité. Il est souhaitable pour un fonctionnement convenable du circuit décrit jusqu'à présent, que le filtre passe-bas 302 incorporé au circuit de la figure 12 soit aussi supprimé. En effet,le filtre 302 introduit des déphasages dans le signal d'annulation ultérieure transmis par le curseur du potentiomètre 346. Comme le signal d'annulation n'est pas alors exactement l'image du signal pilote, l'annulation n'est.pas aussi efficace. Dans le circuit de la figure 13, un tel filtre passe-bas 302 n'est pas nécessaire car le filtre de la boucle verrouillée en phase associé au détecteur à modulation de fréquence rejette les fréquences étrangères. L'élimination du filtre passe-bas 302 néces- site une certaine révision du circuit pour la formation d'un indicateur stéréophonique. Sur la figure 13, le si- gnal transmis au comparateur 306 est obtenu par dépha- sage du signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension à l'aide d'un circuit 350 qui assure un dépha- sage de 90 à la fréquence centrale de 55 Hz utilisée pour la modulation de fréquence, et par multiplication du signal déphasé obtenu par le signal Q de modulation en quadrature dans le circuit multiplicateur 352. Si le signal pilote modulé en fréquence est présent, le signal de sortie du circuit multiplicateur 352 contient une composante continue. Celle-ci est détectée par un com- parateur 306 qui fonctionne en coopération avec un potentiomètre 308 de référence, d'une manière connue. Le procédé décrit de variation dynamique du déphasage des composantes vectorielles G et D du signal modulé composite peut aussi avantageusement être utilisé dans d'autres systèmes analogues et dans les systèmes à "bandeslatéralesindépendanteg. Dans un tel système, les signaux G et D subissent un traitement dans un circuit matriciel afin qu'ils forment des signaux somme (G + D) et différence (G - D). Ces signaux somme et dif- férence sont déphasés de 90 l'un par rapport à l'autre puis modulés sur des porteuses en quadrature, dans un émetteur classique à modulation d'amplitude en quadra- ture. Etant donné le déphasage de 90 des signaux (G + D) et (G - D), le signal modulé composite résultant trans- porte la totalité de l'information G dans une bande la- térale et la totalité de l'information D dans une autre bande latérale. Dans ce type de système qui peutêtre appelé système pur à bahdoE latérale indépendantes l'exis- tence d'une composante en quadrature dans le signal modu- lé provoque à nouveau une distorsion intolérable de 247048-0 l'enveloppe par rapport à la forme compatible voulue. * On a donc dû jusqu'à présent provoquer une distorsion préalable du signal modulé composite suivant un format plus compatible avec la réception dans des récepteurs monophoniques classiques. La nécessité de la distorsion préalable du signal modulé composite du système à band% latérales indépendante peut être supprimée par variation dynami- que de l'amplitude de la composante en quadrature de la manière décrite précédemment. Un système d'émission met- tant en oeuvre ce principe peut être réalisé de la même manière que décrit en référence aux figures 7A et 7B, mais un dispositif, monté avant le circuit 156 de limi- tation et de compression, doit assurer un déphasage des signaux (G + D) et (G - D) de 900 l'un par rapport à l'autre. L'opération peut être réalisée de diverses manières. Par exemple, un circuit déphaseur 170 peut être réalisé afin qu'il assure un déphasage de 0 + 90 sur la bande des audiofréquences. Dans une variante, des circuits déphaseurs séparés peuvent être utilisés dans les deux canaux juste avant le circuit matriciel ou juste après le circuit matriciel 164 afin que les signaux (G + D) et (G - D) soient déphasés de 0 et 0 + 90 respectivement. Un récepteur radioélectrique destiné à recevoir et démoduler un signal tel que transmis par l'émetteur précité, a pratiquement la forme représentée sur la figure 11 ou sur la figure 12, suivant que le signal pilote utilisé est du type à modulation d'amplitude ou à modulation de fréquence. En outre, des circuits dé- phaseurs sont incorporés afin qu'ils-compensent les déphasages dans l'émetteur et rétablissent ainsi les signaux (G + D) et (G - D) de manière qu'ils présentent la relation originale de phase. Dans le cas des exemples de déphasage à l'émetteur décrits précédemment, un récep- teur radioélectrique correspondant comprend des circuits déphaseurs sur le parcours des signaux (G + D) et (G - D), assurant des déphasages de 0 et 0 - 90 respectivement. La réduction du déphasage entre les composantes modulées en phase G et D du signal modulé composite du sys- tème à bandeslatérales indépendantes fait apparaître une perte sur l'indépendance par ailleurs totale des bandes latérales supérieure et inférieure. Ainsi, lorsque le dé- phasage est réduit de 90 à 30 , l'information provenant de chaque bande latérale se mélange de plus en plus à l'information de l'autre bande latérale. Cependant, chaque bande latérale transporte encore de façon pré- dominante de l'information provenant d'un seul des deux signaux d'audiofréquencEs. Ce système modifié à bandes latérale indépendantes présente l'avantage supplémentaire que, lorsque les signaux d'audiofréquences G et D sont en phase, la distorsion de l'enveloppe du signal modulé composite est plus faible que dans le système modifié à modulation d'am- plitude en quadrature décrit précédemment. Le déphasage des composantes G et D du signal modulé composite a ainsi une plus grande valeur moyenne que dans le système modifié à modulation d'amplitude en quadrature si bien que le rapport signal/bruit des récepteurs stéréophoniques est encore amélioré. Les figures 14 à 37 représentent différents modes de réalisation de récepteur et d'émetteur selon l'invention. Les figures 14 à 17 concernent de façon générale un circuit d'adaptation de couplage alternatif destiné au circuit d'émission de signaux stéréophoniques modulés en amplitude, les figures 18 à 20 concernent une variante simplifiée de circuit d'estimation de distorsion mettant en oeuvre un modèle de distorsion linéaire par échantillons, destiné à synthétiser le signal de com- mande de l'émetteur, les figures 21 à 34 concernent dif- férents modes de réalisation de circuit modulateur et émetteur, et les figures 35 à 43 se rapportent à divers modes de réalisation de récepteur. Tout signal modulé en amplitude peut être repré- senté de façon générale sous la forme de la somme de composantes en phase et en quadrature et peut être exprimé mathématiquement par l'équation: Vc = (1 + I)cosw t + (Q)sinw t (4) c. c dans laquelle I repr&ente le signal de modulation en phase et Q le signal de modulation en quadrature. Les signaux I et Q sont par exemple des signaux de modulation d'audiofréquences et le facteur "1", dans le terme coswct,établit une porteuse supprimée. Le signal peut donc être exprimé de manière équivalente sous la forme: Vc = Vecos(wct + P) (5) avec Ve =\/(1 + I)2 + Q (fonction d'enveloppe) (6) et ÀP = arctg /Q/(1 + I)7 (fonction de phase) (7) En général, même lorsque les signaux I et Q sont des signaux à couplage alternatif n'ayant pas de composante continue, l'enveloppe Ve contient encore certaines composantes continues ou àtrès faible fréquence. On peut représenter ce phénomène sous forme mathématique par l'équation: Ve = 1 + (DC(t) + AC(t)) (8) (9) (10) dans laquelle DC(t) désigne des composantes continues ou à des fréquences inférieures aux fréquences acousti- ques, et AC(t) représente des composantes d'audiofré- quences. Malheureusement, de nombreux émetteurs classi- ques fonctionnant par modulation d'amplitude n'ont pas de couplage continu à leur entrée d'audiofréquencs si bien que les composantes continues et de fréquence infé- rieure aux fréquences acoustiques, dans le signal d'entrée, ne contribuent pas à la modulation du signal à haute fréquence. Ce tronquage du spectre de fréquence du signal d'entrée provoque de cette manière une distorsion har- monique du signal émis ultérieurement. Cependant, lorsque le gain de la fonction d'en- veloppe varie lentement, cette composante continue peut être éliminée sans introduction de distorsion harmonique dans les fonctions d'enveloppe> I ou R.Ainsi,si l'envelopp.e de l'équation (8) qui précède est divisée par la quantité /Z + DC(t)7, la fonction résultante d'enveloppe prend la forme Ve/Zl + DC(t)/ = 1 + AC(t)//l + DC(t)7 (11) Il faut noter que la seule composante continue dans cette fonction d'enveloppe correspond au terme "1" qui correspond lui-même à la porteuse supprimée; cependant, le signal d'enveloppe ne comprend pas de composante à des fréquences inférieures acoustiques. En conséquence, le couplage alternatif dans l'émetteur ne provoque pas de distorsion du signal modulé. Bien que cette modifi- cation introduise une petite variation du gain dans le signal émis, l'importance de cette variation est rela- tivement faible et elle est en général inappréciable dans le signal démodulé résultant. La figure 14 est un diagramme synoptique général d'un circuit d'adaptation de couplage alternatif destiné à la mise en oeuvre du principe précédent. Par raison de commodité de la description, les rectangles du dia- gramme de la figure 14 qui correspondent à des rectangles du diagramme de la figure 7B portent des références cor- respondantes. Le signalcdentrée du circuit de la figure 14 est le signal modulé à haute fréquence de faible niveau qui doit être émis par le circuit émetteur 232 à modulation d'amplitude. Comme indiqué précédemment en référence à la figure 7B, le circuit 228 de détection d'enveloppe et de limitation sépare ce signal à haute fréquence à faible niveau en un signal d'enveloppe et un signal à haute fré- quence modulé en phase. Le signal d'enveloppe transmis par le détecteur 230 correspond à la fonction d'enveloppe représentée par l'équation mathématique (8). Le circuit 354 d'adaptation de couplage alternatif traite ce signal d'enveloppe afin qu'il retire les composantes continues, de la manière dé- crite précédemment. Ce circuit 354 d'adaptation comprend un filtre passebas 356 qui assure essentiellement la séparation des composantes continues et à fréquence inférieure aux fréquences acoustiques. Un circuit divi- seur 358 divise le signal d'enveloppe par ces composantes continues et à basse fréquence transmises à la sortie du filtre passe-bas 356 si bien qu'il forme un signal modifié d'enveloppe ayant la forme correspondant à l'équation (11) qui précède. Ce signal modifié d'enveloppeparvient alors à l'entrée d'audiofréquences de l'émetteur 232, à la place du signal d'enveloppe qui serait autrement di- rectement transmis par le détecteur 230. Le fonctionnement du circuit adaptateur de couplage alternatif de la figure 14 repose sur la pré- cision de la division assurée par le circuit diviseur 358. Les défauts de ce circuit ou du réglage du filtre passe-bas 356 peuvent provoquer une division qui n'annule pas totalement les composantes continues et à fréquence inférieure aux fréquences acoustiques. Le circuit adaptateur de couplage alternatif de la figure 15 a un rôle analogue à celui du circuit adpatateur de la figure 14. Cependant, alors qu'on peut caractériser le circuit adaptateur de la figure 14 par l'utilisation d'une boucle ouverte, le circuit de la figure 15 met en oeuvre une boucle fermée. Plus précisément, le circuit adaptateur 354 de-couplage al- ternatif de la figure 15 comprend un amplificateur 360 commandé en tension et à gain variable, ce dernier étant réglé par un signal transmis à une entrée 362 de commande. Ce signal de réglage du gain de l'amplificateur 360 pro- vient d'un circuit intégrateur 364 dont le signal d'entrée provient lui-même de la sortie de l'amplifi- cateur 360 à gain variable. L'intégrateur 364 assure essentiellement l'intégration de la différence entre le signal de sortie d'un amplificateur à gain variable et une valeur continue fixe, et il transmet, par une ligne 362, un signal de commande qui varie de manière que le signal de sortie 247048.0 de l'amplificateur 360 maintienne une valeur continue extrêmement proche de cette valeur de référence. Cette boucle de réaction fait ainsi varier pratiquement le gain de l'amplificateur 360 d'une manière qui provoque l'annulation des composantes du signal d'enveloppe dont la fréquence est inférieure à celle des fréquences acous- tiques. - La figure 16 représente un mode de réalisation particulier de circuit intégrateur 364 du circuit adaptateur de la figure 15. Cet intégrateur comprend un amplificateur opérationnel 366 ayant un condensateur 368 d'intégration monté entre sa sortie et son entrée d'inversion. Une ré- sistance 370 relie la sortie de l'amplificateur 360 à l'entrée d'inversion de l'amplificateur 366. Le signal de sortie de ce dernier représente essentiellement l'inté- grale de la différence entre le signal d'audiofréquences transmis à l'entrée de l'intégrateur et la tension de ré- férence transmise à l'entrée de non-inversion de ce même circuit. Ce signal de référence provient du curseur d'un potentiomètre 372 qui est monté de manière qu'il reçoive à ses extrémités des tensions positive et négative d'alimentatbn. Comme indiqué sur la figure 16, l'intégra- teur 364 comprend un filtre passe-bas 374 à sa sortie. Ce filtre 374 est sous la forme classique qui comprend une résistance série 376 et un condensateur 378 monté en shunt. Le signal filtré de sortie de ce filtre passe- bas parvient à l'entrée de commande de l'amplificateur 360 à gain variable. La figure 17 représente un mode de réalisation d'amplificateur 360 à gain variable de la figure 15. Dans ce mode de réalisation de la figure 17, l'amplifi- cateur 360 comprend un amplificateur opérationnel 380 monté à la manière d'un amplificateur inverseur classi- que. Un autre amplificateur inverseur non représenté ayant un gain égal à 1 suit l'amplificateur 380 afin qu'il donne la phase convenable au signal d'enveloppe. L'amplificateur opérationnel 380 a des résistances d'entrée et de réaction 382 et 384 respectivement. Le gain de l'amplificateur est déterminé par le rapport des valeurs des résistances de réaction et d'entrée. Ainsi, le gain de l'amplificateur 380 peut être modifié par variation de la valeur de la résistance de réaction ou de la résistance d'entrée. Sur la figure 17, la résistance de réaction varie du fait du montage d'une photorésistance 386 en parallèle avec elle. La valeur de la photorésistance 386 dépend de la quantité de lumière qui lui parvient. La résistance photosensible 386 est couplée optiquement à une diode photoémissive 388 qui émet de lalumière à peu près proportionnellement au courant qui y circule, afin que la valeur de la photorésistance puisse être réglée. La valeur de cette photorésistance et ainsi le gain de l'amplificateur 380 peuvent donc être réglés par simple réglage de l'intensité du courant circulant dans la diode photoémissive 388. A cet effet, le circuit de la figure 17 comprend un convertisseur tension-courantqui comporte un autre am- plificateur opérationnel 390 ayant un transistor PNP 392 monté à sa sortie. La tension de commande transmise par l'intégrateur 364 parvient à l'entrée d'inversion de l'amplificateur 390 par l'intermédiaire d'une résistance d'entrée 394. L'émetteur du transistor 392 est aussi relié à l'entrée d'inversion de l'amplificateur 390. L'entrée de non-inversion de ce dernier, d'autre part, est directement reliée à la masse. L'amplificateur opé- rationnel règle son signal de sortie en tant que de besoin afin que le signal apparaissant à l'entrée d'in- version ait le même niveau de tension que celui de l'en- trée de non-inversion. Comme l'entrée de non-inversion est reliée à la masse, l'entrée d'inversion varie aussi en fait vers la tension de masse. En conséquence, l'inten- sité du courant circulant dans la résistance 394 dépend directement de l'amplitude de la tension Vc de commande qui lui est transmise par l'intégrateur 364. Etant donné l'impédance d'entrée extrêmement élevée'de l'amplificateur opérationnel 390, l'intensité du courant circulant dans la résistance 394 parvient à l'émetteur du transistor 392. Si l'on suppose que ce dernier a un gain élevé, seule une petite partie du courant représente le courant de base et la plus grande partie du courant représente le courant de collecteur. Ainsi, le courant circulant dans le collecteur du tran- sistor 392 est proportionnel à l'amplitude de la tension de commande Vc. Le collecteur du transistor 392 est ce- pendant relié à la diode photoémissive 388 par l'intermé- diaire d'une résistance 396 si bien que l'intensité du courant dans la diode photoémissive 388 est réglée de manière analogue. La cathode de cette diode 388 E t re- liée à toute alimentation convenable transmettant une tension négative -V. Le circuit d'estimation de distorsion qui est représenté sur la figure 5A n'est qu'un exemple de. circuit utile à cet effet. Dans le mode de réalisation de la figure 5A, l'estimation de la distorsion est assu- rée par détermination réelle de la forme que doit prendre l'enveloppe du signal résultant, et par com- paraison avec la forme compatible voulue. D'autres cir- cuits d'estimation de distorsion peuvent cependant être réalisés, sans qu'ils assurent un tel réglage de distorsion en boucle fermée. Par exemple, les signaux de modulation eux-mêmes peuvent être comparés à des limites préréglées afin qu'ils donnent une estimation de distorsion variant par pas élémentaires. La figure 20 représente un exemple d'un tel circuit d'estimation de distorsion fonctionnant par pas élémentaires. On se réfère d'abord auxdiagrammesvectoriels 247048C des figures 18 et 19 pour la compréhension du fonctionne- ment du circuit d'estimation de distorsion de la figure 20. La figure 18 représente le lieu des points dans lequel le vecteur 400 (représentant le signal modulé composite) doit se trouver. Les limites maximales du vecteur 400 sont déterminées par le circuit de limitation, par exem- ple par la commande du circuit de limitation représenté sur la figure 8. Les limites supérieure et inférieure suivant l 'axe (G + D) 402 représentent la limitation de cette composante à des valeurs inférieures à +125 % ou supérieures à -100 %. Les limites suivant l'axe - (G - D) 404 représentent de façon analogues les limites maximales de modulation de la composante G - D, c'est-à- dire +100 % et -100 %. Les limites en diagonale corres- pondent d'autre part aux limites individuelles de modu- lation de 80 % des composantes vectorielles individuelles G et D. L'importance de la distorsion de l'amplitude du vecteur 400 par rapport au format compatible (1 + G + D) dépend de l'emplacement dans le lieu des points indiqué surla figure 18. En général, la distorsion n'existe que lorsque l'amplitude absolue de la composante (G - D) est supérieure à O et en fait elle apparaît essentielle- ment lors des crêtes négatives de la composante (G + D). Le lieu des vecteurs de la figure 18, compte tenu des deux faits qui précèdent, peut être séparé en un certain nombre de zones différentes dans lesquelles la distorsion peut être représentée par une valeur moyenne unique. La figure 19 montre un exemple de division du lieu des vecteurs de la figure 18. Si le vecteur 400 a une extrémité qui se trouve dans la région I, la distor- - sion peut être considérée comme approximativement égale à O puisque le vecteur (G - D) ne représente jamais plus d'un pourcentage déterminé de la composante (G + D). D'autre part, les vecteurs ayant des extrémités qui se trouvent dans la région II se voient attribuer une valeur approximative de distorsion K alors que ceux dont les 247048C extrémités se trouvent dans les régions III se voient attribuer des valeurs approximatives de distorsion égales à K2. Un circuit d'estimation de distorsion peut être réalisé pour la mise en oeuvre de cette pondération afin qu'il soit sensible aux composantes G + D et G - D et qu'il donne une approximation en boucle ouverte de la distorsion provoquée par les signaux particuliers. La figure 20 représente un exemple d'un tel circuit d'es- timation de distorsion. Le circuit d'estimation de la figure 20 comporte quatre comparateurs 406, 408, 410 et 412. Ces comparateurs comparent l'amplitude des composantes vectorielles G + D et G - D à des tensions représentant les limites des ré- gions I, II et III de la figure 19. La comparaison de l'amplitude des composantes vectorielles G + D et G - D à ces tensions de référence permet la détermination du fait que le vecteur particulier 400 correspondant à ces deux composantes tombe dans la région I, II ou III. Le comparateur 406 compare l'amplitude de la composante (G + D) à une tension de référence V1 et transmet un signal logique de niveau élevé à sa sortie uniquement lorsque cette composante (G + D) a une ampli- tude inférieure à la tension de référence V1. Un compara- teur 408 compare la valeur absolue de la composante (G - D) (transmise par un circuit redresseur à deux al- ternances 414) à la tension de référence V2. Le signal de sortie---du comparateur 408 est à un niveau logique élevé uniquement lorsque la valeur absolue de la com- posante (G - D) dépasse la tension de référence V2. Les signaux de sortie des comparateurs 406 et 408 sont donc tous deux à un niveau logique élevé uniquement lorsque l'amplitude des composantes (G + D) et (G - D) est telle que le vecteur 400 tombe dans l'une des régions II et III. Une porte logique intersection 416 combine logiquement les signaux de sortie des comparateurs 406 et 408 et ne transmet ainsi un signal de niveau logique élevé que lorsque le vecteur composite 400 se trouve dans l'une des régions II ou III du lieu des vecteurs comme indiqué sur la figure 19. Dans ce cas, un con- densateur 418 se charge, étant donné la tension positive transmise par une résistance 420 ayant une valeur R1. Le comparateur 410 compare l'amplitude de la composante (G + D) à une tension de référence V3 alors que le comparateur 412 compare la valeur absolue de la composante (G - D) à la tension de référence V4. Les signaux de sortie des comparateurs 410 et 412 se trou- vent tous deux à un niveau logique élevé uniquement lorsque les composantes (G + D) et (G - D) ont les valeurs nécessaires pour que le vecteur 400 se trouve dans la région III du lieu de la figure 19. Dans ce cas, le signal de sortie d'une autre porte intersection 422 passe à un niveau logique élevé et provoque la charge du condensateur 418 par l'intermédiaire d'une autre résis- tance 424 ayant une valeur R2. Ainsi, chaque fois que le vecteur 400 tombe dans la région I de la figure 19, les signaux de sortie des comparateurs 416 et 422 sont à un faible niveau lo- gique si bien que, quelle que soit la charge du condensa- teur 418, celui-ci se décharge au potentiel de la masse par l'intermédiaire des résistances 420 et 424. Lorsque le vecteur 400 tombe dans la région II cependant, le signal de sortie de la porte intersection 416 se trouve à un niveau logique élevé alors que celui de la porte intersection 422 reste à un faible niveau logique. En conséquence, le condensateur 418 se charge alors par l'intermédiaire de la résistance 420 et se décharge par l'intermédiaire de la résistance 424. Enfin, lorsque le vecteur 400 tombe dans la région III, les signaux de sortie des deux portes intersection 416 et 422 sont à niveau logique élevé si bien que le condensateur 418 se charge par l'intermédiaire des deux résistances 420 et 424. On note donc que la tension créée aux bornes du condensateur 418 est une approximation de la distorsion de l'enveloppe d'un signal en quadrature modulé en amplitude. Ce signal peut être transmis au circuit diviseur 54 et au circuit générateur et modulateur de signal pilote 60 à la place du signal de réglage de gain provenant du circuit 56 d'estimation de distorsion de la figure 3. Ce signal de gain varie alors linéaire- ment avec l'estimation de distorsion. Le cas échéant, un amplificateur non linéaire peut être monté entre le condensateur 418 et le circuit diviseur 54 afin qu'il introduise tout défaut voulu de linéarité dans la re- lation entre la valeur de la distorsion estimée et le signal de gain. La figure 21 représente un autre mode de ré- alisation d'émetteur, constituant une variante par rap- port à celui de la figure 3, modifié de manière que le gain du canal en phase soit réglé plutôt que celui du canal en quadrature comme dans le mode de réalisation de la figure 3. Là encore, par raison de simplicité, les parties de la figure 21 qui correspondent à des parties analogues de la figure 3 portent des références identiques. L'émetteur du mode de réalisation de la figure 21 transmet un signal modulé composite ayant pratiquement la même forme que celui qui est transmis par l'émetteur de la figure 3. Ce signal modulé composite est créé d'une manière légèrement différente cependant. Alors que, dans les deux modes de réalisation des figures 3 et 21, le déphasage entre les composantes G et D du signal modulé composite varie par changement des gains relatifs des signaux de modulation I et Q, le circuitde la figure 21 obtient ce changement de gain relatif par mise en oeuvre d'un circuit multiplicateur 426 monté dans le canal I et non par mise en oeuvre d'un circuit diviseur 54 monté dans le canal Q comme dans le mode de réalisation de la figure 3. Ce circuit multiplicateur 426 est évidemment commandé par le signal de sortie d'un circuit 428 d'es- timation de distorsion. Les signaux I et Q. réglés en fonction du gain parviennent à un modulateur d'amplitude en quadrature 430 dont la sortie transmet un signal mo- dulé composite ayant ces composantes I et Q. (Le circuit modulateur d'amplitude 430 en quadrature représenté sur la figure 21 correspond aux composants 218 à 226 de l'émetteur à modulation d'amplitude-en quadrature de la figure 7B). Comme dans le mode de réalisation de la fi- gure 3, ce signal modulé composite contient une enveloppe qui, par rapport à la forme compatible, n'est pas déformée de plus d'une quantité prédéterminée. L'amplitude de ce signal d'enveloppe varie cependant avec le gain de la composante en phase. En conséquence, si le signal de sortie du modulateur 430 est directement transmis à l'émetteur, les récepteurs monophoniques restituentun signal dont la puissance varie d'un moment à l'autre. Un circuit diviseur supplémentaire 432 doit être incorporé afin qu'il élimine cette variation de puissance et il est aussi commandé par le signal de réglae de gain transmis à la sortie du circuit 428 d'es- timation de distorsion. Comme décrit précédemment, ce signal de gain - transmis par le circuit 428 d'estimation doit être trans- mis avec le signal modulé composite et il est de préfé- rence incorporé au canal en quadrature. A cet effet, un circuit générateur 434 de signal pilote est utilisé et peut avoir une forme analogue à celle des circuits générateur et modulateur de signaux pilotes représentés sur les figures 9 ou 10. Etant donné le réglage de gain du signal modulé composite assuré par le circuit diviseur 432, la contribution du signal pilote à ce signal modulé composite varie aussi. Comme il est souhaitable que le signal pilote ait un gain fixe, cependant, un circuit multiplicateur 436 doit être incorporé afin qu'il mul- tiplie le gain du signal pilote et qu'il compense sa division par le circuit diviseur 432, ce circuit multi- plicateur étant encore-commandé par le signal de réglage de gain transmis par la sortie du circuit 428 d'estima- tion de distorsion. Ce signal pilote à gain réglé est alors ajouté au canal en quadrature par un circuit ad- ditionneur 438. Le circuit 428 d'estimation de distorsion in- corporé au mode de réalisation de la figure 21 peut avoir une forme pratiquement identique à celle du circuit 56 de la figure 5A, mais un circuit diviseur supplémen- taire doit être ajouté afin qu'il divise le signal de sortie du générateur 84 d'enveloppe en fonction du si- gnal de réglage de gain transmis par le circuit 106 d'attaque et de libération. Le signal de sortie du cir- cuit diviseur correspond alors à l'enveloppe du signal à haute fréquence de faible niveau transmis à la sortie du circuit diviseur 232 et il peut être comparé au signal (1 + G + D) dans le circuit 86 de soustraction de la figure 5A. Le résultat donné par le mode de réalisation de la figure 21 est exactement le même que celui du mode de réalisation de la figure 3. Ainsi, comme la composante en phase est à la fois multipliée (dans le circuit 426) et divisée (dans le circuit 432) par le même signal, le gain de la composante I ne varie pas. De manière analo- gue, comme le signal pilote est multiplié (dans le cir- cuit 436) et divisé (à nouveau dans le circuit 432), le gain du signal pilote ne varie pas. En fait, comme dans le mode de réalisation de la figure 3, seule la compo- sante Q subit une variation résultante de gain dans le mode de réalisatbn de la figure 21. Le mode de réalisation de la figure 22 est très semblable à celui de la figure 21, mais la multi- plication assurée par le circuit 426 et la division assu- rée par le circuit 432 sont alors réalisées en des points différents du circuit émetteur.Dans le circuit de la fi- gure 22, l'émetteur 160 à modulation d'amplitude en quadrature de la figure 7B est représenté dans sa to- talité, les rectangles correspondants portant des réfé- rences identiques. Sur la figure 22, le circuit multipli- * cateur 426 est placé juste après le modulateur en phase 224 et il traite donc le signal à haute fréquence et,non un signal d'audiofréquencE comme dans le mode de réali- sation de la figure 21. En-outre, la division assurée par le circuit 432 est alors réalisée après le détecteur 230 d'enveloppe et traite alors un signal d'audiofré- quencE et non un signal à haute fréquence comme dans le mode de réalisation de la figure 21. La seule différence supplémentaire entre les modes de réalisation des figures 22 et 21 est que le circuit 428 d'estimation de distorsion doit comprendre un dispositif quelconque destiné à créer le signal d'en- veloppe qui est formé par ailleurs dans le générateur 84 d'enveloppe (figure 5A). Le circuit 428 d'estimation, lorsqu'il doit former ce signal d'enveloppe, comporte un circuit destiné à ajouter les signaux de sortie des circuits multiplicateurs 220 et 426, et un détecteur de l'enveloppe de la somme de ces signaux. En outre, un circuit diviseur doit évidemment assurer la compen- sation du gain du signal résultant d'enveloppe, pour la multiplication assurée dans le circuit 426. La figure 23 représente une variante quelque peu simplifiée du circuit de la figure 22. Dans le mode de réalisation de la figure 23, le circuit diviseur 432 est remplacé par un circuit d'adaptation de couplage al- ternatif tel que le circuit 354 de la figure 15. Ainsi, un amplificateur 360 à gain variable est destiné à régler le gain du signal d'enveloppe et il est commandé par le signal de sortie d'un circuit intégrateur 364. Comme indiqué précédemment, le rôle de ce circuit d'adaptation de couplage alternatif est de stabiliser le gain du si- gnal d'enveloppe, si bien qu'il remplit automatiquement la fonction du circuit diviseur 432 tout en donnant les avantages de l'éliminaticndes composantes à fréquences in- férieures aux fréquences acoustiques de la manière dé- crite précédemment.Le circuit 428 d'estimation de dis- torsion peut encore être simplifié de façon plus impor- tante par simple prélèvement du signal de sortie de l'amplificateur 360 à gain variable et transmission de ce signal au circuit 428 d'estimation sous forme du signal d'enveloppe. La figure 24 correspond à un autre type de variation de l'angle des composantes vectorielles G et D du signal modulé composite. Dans le mode de réalisation de la figure 24, cet angle est modifié non par changement direct du gain des signaux de modulation en phase ou en quadrature mais plutôt par mélange dynamique des signaux G et D à l'entrée du circuit matriciel d'audiofréquences. A cet effet, des résistances d'entrée 452 et 454 sont montées respectivement entre les sources de signaux 36 et 38 et le circuit matriciel 450 (qui est représenté plus en détail sur la figure 21). Une résistance photo- sensible 456 de shunt est montée entre les deux entrées du circuit matriciel 450 et assure le mélange des signaux gauche et droit, en quantité qui dépend de sa résistance. L'effet de ce mélange est une réduction de la différence entre les signaux G et D ou, en d'autres termes, une di- minution de l'amplitude de la composante (G - D). La photorésistance 456 est couplée optiquement à une diode photoémissive 458 qui règle ainsi sa valeur. Cette diode 458 est reliée à la sortie du circuic 56 d'estimation de distorsion par l'intermédiaire d'une résistance chutrice 460, si bien que l'intensité du cou- rant circulant dans la diode 458 dépend directement de la tension transmise à la sortie du circuit 56 d'estima- tion. Le cas.échéant, un convertisseur tension-courant, du type représenté sur la figure 17, peutêtre monté entre le circuit 58 d'estimation et la résistance chutrice 460. Le reste de l'émetteur de la figure 24 est pratiquement identique à celui de la figure 3, mais le circuit diviseur 56 est éliminé et le signald'enveloppe est renvoyé par le détecteur 230 d'enveloppe lui-même au lieu d'être synthé- tisé dans le circuit d'estimation de distorsion. Dans les modes de réalisation décrits jusqu'à présent, l'angle des composantes vectorielles G et D du signal modulé composite varie en fait sous la commande de la variation directe ou indirecte des gains relatifs des signaux de modulation en phase et en quadrature. Evidemment, le signal modulé composite peut aussi être formé par modulation directe de deux porteuses ayant des phases différentes par les composantes vectorielles G et D, et par variation dynamique du déphasage des deux por- teuses à haute fréquence ainsi modulées. Ce procédé est mis en oeuvre dans les circuits modulateurs et émetteurs des nouveaux modes de réalisation des figures 25 à 28. On se réfère d'abord à la figure 25 qui re- présente un circuit modulateur et émetteur dans lequel un oscillateur à haute fréquence 462 transmet un signal à haute fréquence dont l'amplitude et la fréquence sont constantes. Ce signal à haute fréquence subit des dépha- sages en sens opposés et des mêmes quantités dans deux modulateurs 464 et 466 de déphasage. Les signaux de por- teuse déphasés résultants sont modulés chacun par un signal d'une source correspondante dans un modulateur 468 ou 470. Les modulateurs de déphasage 464 et 466 sont commandés par un circuit 472 d'estimation de distorsion. Ce dernier peut encore avoir pratiquement la même forme que sur la figure 5A. La sortie + du circuit 472 d'es- timation correspond à la sortie du circuit 106 d'atta- que et de libération alors que la sortie - du circuit 472 est celle d'un amplificateur inverseur non repré- senté qui reçoit à l'entrée le signal de la sortie + du circuit 472 d'estimation. En conséquence, les deux signaux de sortie du circuit 472 d'estimation ont des amplitudes égales mais des polarités opposées si bien que les déphasages assurés par les modulateurs 464 et 466 ont la même amplitude mais des sens opposés. Le circuit 472 d'estimation de la figure 25 reçoit un signal d'enveloppe transmis par la sortie du détecteur 230 d'enveloppe. Ce circuit d'estimation de 247048 O distorsion compare ce signal d'enveloppe à un signal compatible (1 + G + D) formé par un circuit additionneur 474. - Lorsque les signaux déphasés des sorties des modulateurs 464, 466 sont modulés par les signaux G et D provenant des sources 36 et 38 de signaux (comprenant des composantes continues ajoutées par des circuits additionneurs 473, 475), puis sont ajoutés dans un cir- cuit additionneur 476, le signal modulé résultant a la la forme représentée par l'expression mathématique com- prise entre parenthèses dans l'équation (2) qui précède. Ce signal modulé, bien qu'il ait un déphasage qui varie dynamiquement avec la distorsion dans l'enveloppe, diffère quelque peu de la forme voulue puisque le gain de la composante en phase (1 + G + D) varie avec le co- sinus de l'angle de phase. En conséquence, l'obtention d'une composante en phase ayant une stabilité en fonction du gain nécessite la correction du gain du signal modulé transmis par l'additionneur 476 en fonction de la sécante de l'angle de phase e. La correction suivant la sécante peut être assurée de nombreuses manières. Dans le mode de réalisation de la figure 25, cette correction est introduite par un amplificateur 478 à gain variable qui modifie le gain du signal de sortie de l'additionneur 476 en fonction d'un signal de commande transmis par un intégrateur 480. Ce dernier et un amplificateur.478 à gain variable ont un fonctionnement pratiquement analogue à celui du cir- cuit d'adaptation de couplage alternatif représenté sur la figure 15, mais le signal d'entrée de l'intégrateur 480 correspond à la seule composante en phase du signal mo- dulé composite. Un détecteur 482 de produit rétablit cette composante en phase par multiplication du signal modulé composite de la sortie de l'amplificateur 478 à gain variable par un signal de porteuse à haute fréquence transmis par un oscillateur 462 à haute fréquence. Lors du fonctionnement, ce circuit de correction 69 - par la sécante règle dynamiquement le gain du signal modulé afin que la valeur continue de la composante en phase soit stabilisée. Comme cette valeur continue varie avec les changements.de gain introduits par les variations dynamiques d'angle de phase, le facteur résultant de correction de gain compense exactement la variation du gain de la composante en phase introduite par l'angle de phase variable. Le signal de sortie du circuit 477 de correction par la sécante a donc prati- quement la forme déterminée par l'expression mathématique de l'équation (2). Comme dans les modes de réalisation précédents, celui de la figure 25 comporte un dispositif destiné à créer un signal pilote et à ajouter celui-ci au signal modulé composite qui est transmis. Dans les modes de réalisation considérés précédemment, le signal de sortie du circuit 472 d'estimation de distorsion correspond évidemment au signal de réglage de gain et il peut donc être utilisé pour la modulation directe en fréquence ou la modulation directe en amplitude d'un signal pilote. Dans le mode de réalisation de la figure 25 cependant, le circuit d'estimation de distorsion est incorporé à une boucle fermée qui règle non le gain de la composante en quadrature mais plutôt le déphasage relatif des com- posantes vectorielles G et D. En conséquence, le signal de commande transmis par la sortie du circuit 472 d'es- timation représente alors le déphasage e. La création d'un signal pilote ayant la même forme que dans les autres modes de réalisation décrits précédemment, nécessite ainsi la transformation du signal de sortie du circuit 472 d'estimation d'une représentation de l'angle formé par les composantes vectorielles G et D à une représentation du gain de la composante en quadrature. Comme l'indique l'équation(3) qui précède, l'angle de phase varie comme la fonction arctangente de l'inverse du signal de gain. En conséquence, la retrans- formation du signal d'angle de phase en signal de gain nécessite l'utilisation de la cotangente du signal de phase. La figure 25 comprend donc un générateur 484 de fonction dont le signal de sortie correspond à la co- tangente du signal d'entrée. Ce générateur 484 peut être un simple amplificateur dont les caractéristiques de transfert sont modifiées de façon linéaire par morceaux afin qu'elles correspondent à la fonction cotangente. Le signal de sortie de ce générateur 484 est donc un signal g qui varie de façon inverse avec le gain de la composante en quadrature du signal modulé composite. Ce signal de gain commande un circuit générateur et mo- dulateur 434 de signal pilote qui crée ainsi un signal pilotemodulé en conséquence. L'introduction de ce signal pilote modulé dans le canal en quadrature est assurée par un modulateur 488 qui module un signal de porteuse à haute fréquence en quadrature (transmis par un circuit déphaseur 486) par le signal pilote modulé. La composante pilote résultante à haute fréquence est alors ajoutée au signal modulé composite à la sortie du circuit 477 de correction de sécante par un circuit additionneur 490. Comme dans les modes de réalisation qui précè- dent, le signal modulé composite doit être traité afin qu'il comprenne une fenêtre, dans le spectre de fréquences du canal (G - D), permettant l'introduction de ce signal pilote. L'opération est de préférenceréalisée, dans le mode de réalisation de la figure 25, par transmission des signaux gauche et droit non directement par les sources de signaux gauche et droit 36 et 38 mais par un circuit de filtrage tel que le circuit 154 de la figure 7A. La figure 26 représente la construction d'un mode de réalisation à boucle ouverte du circuit 477 de correctionpar la sécante de la figure 25. Sur cette dernière, un générateur 492 de fonction est commandé par le signal de phase transmis par le circuit 472 d'estimation de distorsion et il crée directement un signal qui varie comme la sécante du signal reçu. Le circuit 492 peut encore être un simple amplificateur ayant une caractéristique de transfert convenablement adaptée. Le signal modulé composite transmis à la sortie du cir- cuit additionneur 476 est alors modulé par le signal de sécante, dans un circuitmultiplicateur 494. Le signal modulé composite résultant a encore la forme représentée par l'expression mathématique de l'équation (2) précitée. La figure 27 représente un troisième mode de réalisation possible de la correction par la sécante, destiné à être utilisé dans un circuit du type représenté sur la figure 25. Dans le mode de réalisation de la figure 27, le circuit 477 de correction par la sécante est re- tiré du circuit. Ainsi, le signal de sortie de l'addition- neur 476 parvient directement à l'entrée du circuit addi- tionneur 490. Comme dans le mode de réalisation de la figure 25, le signal de sortie de ce dernier circuit 490 parvient à un circuit 230 détecteur d'enveloppe et un circuit limiteur 228 afin que le signal modulé composite soit séparé en une fonction d'enveloppe d'audiofréquences et un signal à haute fréquence ayant une phase qui varie avec celle du signal modulé composite. La correction par la sécante est assurée dans ce mode de réalisation par simple disposition d'un circuit d'adaptation de couplage alternatif tel que le circuit 354 représenté sur les figures 14 et 15. Ce circuit d'adaptation règle automa- tiquement le gain du signal d'enveloppe afin que sa composante continue ait une amplitude fixe, si bien que la correction nécessaire par la sécante est assurée. La mise en oeuvre de la figure 27 provoque aussi accessoirement la modulation de l'amplitude du signal pilote. Une mise en oeuvre légèrement différente qui éviterait cette caractéristique, comprendrait la transmission du signal d'enveloppe par le détecteur 230 à l'intégrateur 480 de la figure 25. Comme la variation du gain est assurée avant l'introduction du signal pilote, le gain de ce dernier signal n'est pas affecté. 247048.0 La figure 28 correspond à une mise en oeuvre très analogue, à de nombreux égards, à celle du mode de réalisation de la figure 25, mais les modulateurs à haute fréquence 468 et 470 de signaux de faible niveau sont remplacés par des modulateurs 496 et 498 de signaux de niveau élevé. Ainsi, le circuit de la figure 28 comprend aussi un oscillateur à haute fréquence 462, deux circuits déphaseurs variables 464 et 466 et un circuit 472 d'es- timation de distorsion. Les signaux transmis par ces deux modulateurs de niveau élevé, lorsqu'ils sont com- binés dans un circuit différentiel classique 500, forment un signal modulé à haute fréquence, de niveau élevé, ayant une puissance suffisante pour qu'ils puissent être directement émis, sans autre amplification. Ainsi, le canal de somme du circuit 500 est relié à l'antenne 502 alors que le canal de différence est transmis à une charge de rejet, représentée schématiquement par la référence 504 sur la figure 28. Dans ce mode de ré- alisation, la correction par la sécante est assurée d'une manière analogue à celle qu'on a décrite en ré- férence à la figure 26, car un circuit 492 à fonction sécante reçoit le signal de sortie du circuit 472 d'es- timation de distorsion et forme un signal qui varie comme la sécante du déphasage entre les composantes modulées G et D. Cependant, dans le mode de réalisation de la figure 28, ce signal de correction par la sécante est transmis aux entrées de réglage de gain qui existent de manière classique dans les modulateurs 496 et 498. Comme dans le mode de réalisation de la figure 25, le circuit de la figure 28 comprend un cir- cuit destiné à créer et à moduler un signal pilote en fonction du gain variable du canal en quadrature. Ce circuit comprend encore un générateur 484 de fonction cotangente et un circuit 434 générateur et modulateur de signal pilote, comme dans le circuit de la figure 25. Dans le circuit de la figure 29, la modulation d'un si- gnal de porteuse à haute fréquence par le signal pilote modulé puis l'addition de ce signal pilote à haute fré- quence au signal modulé composite ne sont pas commodes. Aussi, dans le mode de réalisation de la figure 28, le signal pilote est incorporé-au signal émis par addition au canal gauche et par soustraction du canal droit. Ainsi, dans le circuit de la figure 28, le circuit 508 d'addition forme la somme du signal du canal gauche avec une composante continue et du signal pilote afin qu'il forme le signal transmis à un modulateur 496 de niveau élevé alors qu'un circuit 510 additionne le si- gnal droit à sa composante continue et soustrait le signal pilote de la somme formée afin que le signal obtenu soit transmis au modulateur 498 de niveau élevé. Comme le signal pilote est ajouté au canal gauche G et est soustrait du canal droit D, le signal pilote s'an- nule pratiquement dans le canal de somme (en phase), si bien qu'il n'apparaît que dans le canal de différence (en quadrature). Les modulateurs de niveau élevé du cir- cuit de la figure 28 font varier le gain du signal pilote lors des variations de gain du reste des signaux du canal en quadrature. Cette caractéristique peut être évitée par montage d'un circuit 512 de multiplication du signal pilote par le facteur par lequel il est ensuite divisé dans les modulateurs 496 et 498 de niveau élevé. Le résultat est la stabilisation du gain du signal pilote dans le signal modulé composite émis finalement. La figure 29 représente un autre mode de ré- alisation qui est encore très analogue à celui de la figure 25. Cependant, dans le circuit de la figure 29, un circuit déphaseur modifié 514 remplace les modula- teurs 464 et 466 du mode de réalisation de la figure 25. Ce circuit 514 provoque le déphasage des signaux de porteuse à ses deux sorties de quantités égales et opposées par rapport au signal de porteuse à haute fréquence transmis par l'oscillateur 462, suivant la fonction arctangente du signal transmis à son entrée. L'équation (3) qui précède montre ainsi que le signal transmis à l'entrée varie comme l'inverse du gain du canal en quadrature (c'est-à-dire représente le signal de gain g). En outre, le circuit déphaseur modifié514 assure aussi accessoirement la modulation d'amplitude des porteuses déphasées suivant la sécante du déphasage e, si bien qu'un circuit sépxé de correction par la sé- cante n'est plus nécessaire à la sortie du circuit ad- ditionneur 476. Comme le circuit de correction par la sécante a été éliminé, le signal pilote peut alors être ajouté directement au signal Modulé composite dans l'addition- neur 476. A cet effet, le signal de sortie du circuit 428 d'estimation de distorsion (qui représente le gain g plutôt que le déphasage e) est directement transmis au circuit 434 générateur et modulateur de signaux pilotes. Ce circuit 434 transmet à sa sortie le signal pilote modulé qui doit être transmis avec le signal modulé composite. Le signal pilote est modulé sur une porteuse en quadrature par un modulateur 516 dont la porteuse en quadrature est transmise par un circuit 518 de déphasage de 900. Le signal de sortie du circuit multiplicateur 516 est ainsi un signal de porteuse à haute fréquence en quadrature sur lequel le signal pilote est modulé. Ce signal à haute fréquence est simplement ajouté au signal modulé composite dans l'additionneur 476. Dans le circuit de la figure 29, les signaux d'audiofréquencestransmis par les sources 36 et 38 de signaux gauche et droit ne subissent pas de décalage de niveau comme dans le mode de réalisation de la figure 25. En conséquence, les signaux de sortie des modulateurs 468 et 470 ne comprennent pas de composante à porteuse suppri- mée. Le circuit de la figure 29 forme la composante à porteuse suppriméeen phase par addition du signal de sor- tie de l'oscillateur 462 à haute fréquence au signal modulé composite, toujours à l'aide de l'additionneur 476. En outre, comme les deux signaux d'audiofréquencesn'ont v w pas de composante continue, le circuit additionneur 474 doit combiner la somme des signaux G et D à une composante continue transmise par un circuit 520 de manière que le signal compatible (1 + G + D) nécessaire au circuit 428 d'estimation de distorsion soit formé. La figure 30 représente un circuit qui peut constituer un exemple de circuit déphaseur modifié 514 du circuit de la figure 29. Le circuit déphaseur modi- fié 514 crée de façon générale le signal déphasé par combinaison linéaire du signal de sortie de l'oscilla- teur 462 à haute fréquence avec une porteuse en quadrature (transmise par un circuit 518 de déphasage de 900) ayant une amplitude variable. Ainsi, le signal de porteuse qui est déphasé dans le sens positif est formé par di- vision du signal de sortie du circuit 518 de déphasage par 90' par le facteur g, dans un circuit 522, la por- teuse en quadrature à gain modifié qui est formée étant alors ajoutée à la porteuse en phase dans un additionneur 524. Le signal de porteuse à haute fréquence résultant a, par rapport au signal à haute fréquence transmis par l'oscillateur 462, un angle de phase qui varie avec le signal variable g d'entrée et a aussi une amplitude variable. Un signal de porteuse déphasé dans le sens négatif est formé par soustraction du signal de sortie du circuit diviseur 522 de la porteuse en phase, dans un circuit 530 de soustraction. Le signal de sortie de ce circuit 530 est un signal de porteuse à haute fréquence déphasé de la même quantité que le signal de porteuse à haute fréquence transmis par l'additionneur 524, mais en sens opposé. Le fonctionnement du circuit déphaseur modifié 514 apparaît clairement en référence au diagramme vec- toriel de la figure 31. Sur celle-ci, le vecteur hori- zontal 532 représente le signal de porteuse à haute fré- quence transmis par l'oscillateur 462. Comme la contri- bution de ce signal de porteuse au signal de sortie de l'additionneur 524 est constante, on l'a représentée avec une amplitude égale à "1" par définition. La com- posante en quadrature est représentée par le vecteur 534 et, sur la figure 31, ce vecteur est placé à 90 par rapport au vecteur 532 puisque les signaux qu'il re- présente sont en quadrature. L'amplitude de ce vec- teur est représentée sur la fgure 31 par la valeur 1/g puisque la composante est atténuée suivant un facteur g dans le circuit diviseur 522. Le signal de porteuse à haute fréquence trans- mis par l'additionneur 524 est la somme vectorielle des vecteurs 532 et 534 et correspond donc au vecteur 536 de la figure 31. Ce vecteur fait un angle e avec le vecteur 532 et son amplitude est égale à la racine car- rée de la somme des carrés des amplitudes des vecteurs 532 et 534. Les, formules trigonométriques fondamentales montrent que ce déphasage e a une valeur égale à arc- tangente (1/g), l'amplitude ayant une valeur égale à sece. Ainsi, le circuit simple de la figure 30 non seu- lement fait varier convenablement les angles de phase des deux signaux à haute fréquence en fonction d'un signal qui varie dans le même sens que le gain du canal en quadrature, mais fait aussi varier l'amplitude de ces signaux de porteuse à haute fréquence exactement de la manière nécessaire à la compensation des variations de gain qui apparaîtraient dans le cas contraire dans le signal modulé composite. Dans les modes de réalisation décrits jusqu'à présent, le gain de la composante en quadrature varie de façon continue (entre des limites préréglées) afin que l'importance de la distorsion de l'enveloppe du signal composite émis soit limitée. Dans les modes de réalisation des figures 32 à 35 décrites dans la suite, le gain varie au contraire par pas élémentaires et saute d'une valeur déterminée à la suivante, de manière que la distorsion de l'enveloppe reste inférieure à une limite prédéterminée. Le mode de réalisation de la figure 32 est très semblable à celui de la figure 3 et, comme dans ceux qu'on a décrits précédemment, les parties du circuit de la figure 32 qui correspondent à des parties analo- gues du circuit de la figure 3 portent les mêmes réfé- rences. Ce mode de réalisation de la figure 32 diffère de celui de la figure 3 en ce que le circuit 54 de di- vision linéaire est remplacé par un atténuateur numérique 540, et en ce que le circuit 106 d'attaque et de libé- ration (figure 5A) du circuit 56 d'estimation de distor- sion est remplacé par un circuit numérique 542 d'atta- que et de libération. L'atténuateur numérique 540 peut être de tout type classique et il peut par exemple comprendre un am- plificateur opérationnel dont le gain est égal au rap- port de la valeur d'une résistance de réaction à celle d'une résistance d'entrée, cette dernière étant alors variable en fonction d'un signal numérique de commande. Cette résistance d'entrée peut comprendre par exemple le montage en série de résistances disposées en parallèle, chacune des résistances ayant un commutateur à semi- conducteur monté en série avec elle, chaque commutateur étant sous la commande d'un bit correspondant d'un mot numérique de commande. La résistance totale de ce circuit est égale à la combinaison en parallèle des résistances dont les commutateurs sont fermés à un moment donné. En conséquence, la variation du mot numérique qui commande ces commutateurs à semi-conducteur permet la variation de la résistance d'entrée, donc du gain de l'amplifica- teur. En outre, lorsque les résistances montées en pa- rallèle ont des valeurs qui suivent une progression binaire, un mot numérique à codage binaire peut être utilisé pour la commande de ces commutateurs. Les variations de la valeur de la résistance d'entrée ont un effet sur le gain de l'atténuateur sui- vant une relation inverse, c'est-à-dire que plus la ré- sistance d'entrée est élevée et plus le gain de l'atté- nuateur est faible. En conséquence, l'atténuateur numé- rique 540 joue lerôle d'un circuit diviseur, l'importance de la division dépendant du mot numérique de commande qu'il reçoit. Le circuit numérique 542 d'attaque et de li- * bération qui commande l'atténuateur 540 est lui-même commandé par le signal de sortie du circuit 544 d'es- timation de distorsion. Ce dernier peut être pratiquement identique à celui de la figure 5A, mais le signal de sortie provient alors du comparateur 104 et non du circuit 106 d'attaque et de libération. Il faut se rappeler que le signal de sortie du comparateur 104 (et aussi celui du circuit 544 d'estimation de la figure 32) reste à un faible niveau logique jusqu'à ce que l'enveloppe du signal modulé composite dépasse une limite prédéterminée. Le signal de sortie du cir- cuit 544 d'estimation de distorsion passe à un niveau logique élevé lorsque cette limite est dépassée. Le circuit numérique 542 d'attaque et de li- bération représenté sur la figure 32 comprend un comp- teur 546 dont le nombre accumulé est transmis à l'at- ténuateur 540 qui est ainsi commandé. Ainsi, ce nombre accumulé correspond au signal de gain g. Un convertis- seur numérique-analogique 548 transforme ce signal nu-, mérique de gain en un signal analogique et le transmet à un circuit 60 générateur et modulateurde signal pilote. Le signal de gain g est modulé sur un signal pilote et il est ajouté au canal en quadrature par l'additionneur 62. Le nombre contenu dans le compteur 546 pro- gresse ou régresse en fonction du signal de commande transmis par le circuit 544 d'estimation. La progression et la régression réelles du nombre du compteur 546 sont commandées par des impulions d'un circuit d'horloge 540, transmises aux entrées de comptage et de décomptage du compteur 546 par l'intermédiaire de portes intersection 552 et 554. Ces portes intersection sont préparées ou inhibées sous la commande du signal logique transmis par le circuit 544 d'estimation. Ainsi, le signal de sor- tie de ce circuit 544 parvient directement à une première entrée de la porte intersection 552 et, par l'intermé- diaire d'un circuit556 d'inversion, à la porte intersection 554. Lorsque l'importance de la distorsion de l'en- veloppe du signal modulé composite dépasse la limite pré- déterminée, le signal de sortie du circuit 544 d'estima- tion de distorsion passe à un niveau logique élevé. De cette manière, la porte 552 peut transmettre les impul- sions d'horloge provenant du circuit 550. En conséquence, tant que la distorsion dépasse la limite prédéterminai, les impulsions d'horloge provenant du circuit 550 sont transmises à l'entrée de comptage du compteur 556 si bien que le signal de gain est accru par paliers, et le gain de la composante (G - D) diminue. Simultanément, la porte 554 ne peutpas s'ouvrir puisque le signal de sortie du circuit 556 d'inversion est à un faible niveau logique. Lorsque le signal de sortie du circuit 554 d'e-timation passe à nouveau à un faible niveau logique, indiquant que la distorsion de l'enveloppe du signal modulé composite se trouve alors entre des limites ac- ceptables, la porte 552 est inhibée. Le signal de niveau logique élevé apparaissant alors à la sortie du circuit 556 d'inversion prépare cependant l'ouverture de la porte 554. En conséquence, dans ces conditions, les impulsions provenant du circuit d'horloge 550 sont transmises par la porte 554 à l'entrée de décomptage du compteur 546 et provoquent la régression du nombre contenu dans ce comp- teur. Le cas échéant, le circuit 550 d'horloge peut transmettre des signaux d'horloge ayant des fréquences différentes aux portes 552 et 554 afin que les temps d'attaque et de décroissance soient différents. Ainsi, la fréquence des signaux d'horloge transmis à la porte 552 peut être 10 fois plus élevée que celle des signaux d'horloge transmis à la porte 554 si bien que l'attaque 4- 247048 Q du signal de gain est 10 fois plus rapide que sa dé- croissance. Comme indiqué précédemment,le gain du canal (G - D) doit être limité à l'intérieur d'une plage prédéterminée (correspondant à des angles de phase compris entre 30 et 90 ). A cet effet, les portes intersection 552 et 554 comportent chacune une troi- sième entrée, commandée par les sorties de débordement par le haut et par le bas du compteur 546. Ces sorties transmettent normalement des signaux de niveau élevé si bien que le fonctionnement du circuit numérique 542 d'attaque et de libération est celui qu'on a décrit précédemment. Lorsque le nombre que contient le comp- teur 546 atteint le nombremaximal permis cependant, la sortie 558 de débordement du compteur 548 passe à un faible niveau logique et empêche ainsi la trans- mission d'impulsions supplémentaires d'horloge à l'entrée de comptage du compteur 546, par le circuit 550. De manière analogue, lorsque le nombre placé dans le comp- teur 546 atteint la valeur la plus faible permise, la sortie 560 de débordement par le bas transmet un signal de faible niveau logique et empêche la transmission d'impulsions d'horloge supplémentaires à l'entrée de décomptage du compteur 546 par le circuit 550. Lors du fonctionnement, le circuit de décalage du gain par pas élémentaires de la figure 32 est réglé par la boucle de réaction si bien que le gain a la valeur nécessaire au maintien de la distorsion de l'enveloppe du signal modulé composite en-deçà d'une limite pré- déterminée fixée dans le circuit 544 d'estimation de distorsion. La figure 33 représente un mode de réalisation d'émetteur selon l'invention fonctionnant en boucle ou- verte et assurant encore un décalage du gain par pas élémentaires et non par variation continue comme dans le mode de réalisation de la figure 3. Dans le circuit de la figure 33, le signal (G - D) d'entrée du circuit 562 d'estimation de distorsion provient de la sortie du circuit 450 et non de celle de l'atténuateur numé- rique 540. En conséquence, l'estimation de distorsion transmise à la sortie du circuit diviseur 90 (figure 5A) correspond à une mesure de l'amplitude de la distorsion qui doit être présente dans un signal modulé exactement en quadrature, lors de la mise en oeuvre des composantes en phase et en quadrature transmises par les sorties du circuit 450. Comme le signal de gain nécessaire à la ré- duction de cette distorsion à une limite prédéterminée inférieure est directement relié à cette mesure de dis- torsion, le signal de sortie du circuit diviseur 92 peut être utilisé directement pour la commande de l'atténuateur numérique 540. En conséquence, le circuit 562 d'estimation de distorsion (qui peut être du type représenté sur la figure 20) transmet à sa sortie un signal qui correspond au signal de sortie du condensateur 418 de la figure 20 ou du circuit diviseur 92 de la figure 5A. Un convertisseur analogiquenumérique 564 transforme cette mesure analogique de la distorsion en un mot numérique correspondant puis transmet ce mot à un circuit décodeur 566. Ce dernier qui peut être un arrangement logique programmé, une mémoire passive, etc., transforme le signal numérique présent à la sortie du convertisseur analogique-numérique 64 en un signal numérique de gain nécessaire à la réduction de la dis- torsion en-deçà de limites prédéterminées. Le signal de sortie du décodeur 566 est transmis à l'atténuateur nu- mérique 540 afin que l'importance de l'atténuation de la composante (G-D) soit réglée. Comme décrit précédemment, ce signal de gain est aussi transmis au circuit 60 géné- rateur et modulateur de signal pilote afin qu'un signal pilote soit transmis avec le signal modulé composite. Dans les circuits des figures 34 et 35, la réalisation est d'un type encore plus totalement numérique. Ainsi, dans le mode de réalisation de la figure 34, un microcalculateurest utilisé pour le calcul du signal de gain destiné au circuit déphaseur 540 et il est aussi utilisé pour la synthèse du signal pilote qui est émis avec le-signal modulé composite. Dans le mode de ré- alisation de la figure 35, la totalité du traitement des signaux d'audiofréquencE est assurée par le microcalcu- lateur. Dans le circuit de la figure 34, un ensemble 568 à microcalculateur comprend un microprocesseur de type classique 570 ainsi que des mémoires associées à semi-conducteur 572 et 574 de type passif et à accès direct repectivement. Le microprocesseur est connecté aux mémoires 572 et 574 ainsi qu'à d'autres éléments périphériques par l'intermédiaire d'une ligne commune 576 comprenant une ligne commune de données, une ligne commune d'adresse et une ligne commune de commande. Les instructions de programme destinées à la commande du microprocesseur 570 sont conservées en permanence dans une mémoire passive 572 alors que la mémoire à accès direct 574 est utilisé pour une mémorisation de travail au cours du fonctionnement de l'ensemble. Les signaux (1+G+D) et (G-D) dont le gain est réglé sont chargés dans le microcalculateur 568 par l'intermédiaire d' un convertisseur analogiquenumérique 578 qui assure un multiplexage. Les signaux analogiques d'entrée du convertisseur 578 sont transmis à un con- vertisseur analogique-numérique par un multiplexeur si bien que l'un des deux signaux d'entrée peut être mis sous forme numérique à un moment donné quelconque sous la commande du microprocesseur 578 et par l'inter- médiaire de la ligne commune 576 de l'ensemble. Lors du fonctionnement nqrmal, le microprocesseur 570 lit de façon alternée les canaux en phase et en quadrature dont le gain a été modifié par l'intermédiaire du con- vertisseur de multiplexage 578, et il utilise les si- gnaux numérisés résultants pour la détermination du mot convenable de commande qui doit parvenir à l'atté- nuateur numérique 540. Ce mot de commande est conservé dans une bascule 580, chargée par la ligne commune 576 de l'ensemble. Le mot de commande conservé dans cette bascule 580 est périodiquement remis à jour, suivant le contenu des deux signaux chargés dans le microprocesseur par l'intermédiaire du convertisseur 578. L'ensemble à microcalculateur 568 assure aussi la synthèse d'un signal numérique dont la valeur varie avec les variations voulues du signal pilote modulé, en amplitude ou en fréquence. Ces mots numériques sont mis sous forme analogique par un convertisseur numérique- analogique 582. Le signal analogique résultant qui corres- pond au signal pilote modulé, est alors transmis à une première entrée du circuit additionneur 62 afin qu'il soit incorporé à la composante en quadrature du signal modulé composite. L'ensemble à microcalculateur 568 peut évidem- ment comprendre d'autres dispositifs périphériques (re- pérés schématiquement par la référence 584) destinésà remplir des fonctions de rythme ou de synchronisation ou de "réduction de nombre", en vue de la transmission d'informations techniques, d'informations d'état, etc. L'ensemble à microcalculateur 568 peut évidem- ment être programmé afin qu'il exécute les opérations nécessaires, de nombreuses manières différentes. Par exemple, le microcalculateur 568 peut être programmé afin qu'il exécute les pas suivants. Pas Description 001 introduire les valeurs lues de (1+G+D) et (G-D) par l'intermédiaire du convertisseur 578. 002 calculer la valeur instantanée de la tension Ve d'après les valeurs lues au pas 001 003 soustraire un nombre fixe de la valeur Ve cal- culée au pas 002 afin que sa composante continue soit éliminée 004 remettre à jour une valeur efficace mémorisée de l'enveloppe, tirée du signal d'enveloppe Ve formé au pas 003 247048Q soustraire (1+G+D) du signal instantané d'en- veloppe V calculé au pas 002 afin qu'un signal e de distorsion soit formé 006 assurer le filtrage numérique (pondération) du signal de distorsion formé au pas 005. 007 remettre à jour la valeur efficace mémorisée du signal de distorsion d'après la valeur déterminée au pas 006 008 multiplier la valeur efficace déterminée au pas 007 par une constante (mise en oeuvre de la même fonction d'échelle que celle du potentio- mètre 102 de la figure 5B). 009 lorsque le résultat donné au pas 008 est supérieur au résultat donné au pas 004 et lorsque le résul- - tat donné au pas 004 est supérieur à une limite préréglée (par exemple correspondant à une modu- lation d'environ 5 %), faire progresser une valeur mémorisée du signal g et passer au pas 010 dans le cas contraire, faire régresser la valeur mémorisée du signal g, mais sans qu'elle descende au-dessous de la valeur 1 011 charger la valeur du signal g réglée au pas 009 ou 010 dans la bascule 580 Les pas décrits précédemment assurent la remise à jour de la valeur du signal de gain g chargée dans la bascule 580 en fonction des nouveaux signaux d'audiofré- quencesintroduits dans le microcalculateur 568 par lec- ture assurée par l'intermédiaire du convertisseur 578. Au cours des pas suivants, le microcalculateur assure la synthèse du signal pilote modulé, d'après cette nou- velle valeur du signal g. Ce programme assure ainsi essentiellement la synthèse d'un signal ayant la forme t signal pilote = cos/W t + E (g(t)-1) 7 (12) t=o Cette équation définit un signal pilote qui a une fré- quence centrale wp mais qui est modulé en fréquence par le signal de gain g. Lors de la synthèse de ce signal, le microcalculateur 568 peut exécuter les pas suivants. Pas Description 012 soustraire une valeur égale à 1 de la nouvelle valeur du signal g 013 ajouter le résultat du pas 012 à l'ancienne somme 014 soustraire 2w lorsque le résultat du pas 013 est supérieur à 2w lire le temps T (dans une minuterie qui n'est pas représentée séparément sur la figure 34 et qui déborde à chaque fraction 2w/w p 016 multiplier le temps T ainsi déterminé par w p. 017 *ajouter le résultat obtenu au pas 016 à celui donné par le pas 014 018 soustraire 2w lorsque le résultat du pas 016 dépasse 2w 019 évaluer le cosinus de la valeur obtenueau pas charger le convertisseur numérique-analogique 582 à l'aide du résultat du pas 019 afin qu'un signal analogique de sortie correspondant au signal pilote soit transmis 021 retourner au pas 001 Lorsque le microcalculateur 568 a un fonction- nement suffisamment rapide, il peut être utilisé pour la mise en oeuvre d'un nombre encore plus grand des fonc- tions nécessaires dans le circuit de la figure 34. Ainsi, l'atténuateur numérique 540, l'additionneur 62, le circuit matriciel 450 et l'émetteur 50 par modulation d'amplitude en quadrature peuvent être soit éliminés soit notablement simplifié par programmation du microcalculateur 568 qui remplit ces fonctions à leur place. Dans le mode de réalisation de la figure 35, les sources des signaux G et D 36 et 38 transmettent leurs signaux d'audiofréquencesdirectement au convertisseur analogique-numérique 578 de multiplexage afin que les signaux numériques qui doivent être introduits dans le microcalculateur 568 par lecture soient transformés. Le microcalculateur 568 lit cycliquement les valeurs des signaux gauche et droit et, à chaque cycle, il calcule à partir d'elles une valeur qui correspond à l'amplitude instantanée et à la phase instantanée du signal modulé composite voulu (comprenant à la fois une composante à phase en quadrature et à gain variable et un signal pilote). Les valeurs numériques instantanées de modulation d'amplitude et de modulation de phase sont chargées l'une après l'autre dans un convertisseur numérique- analogique 582 qui transforme chacune en une valeur analogique correspondante. Les circuits 584 et 586 d'échantillonnage et de maintien sont commandés par le microcalculateur 568 afin qu'ils reçoiventde façon alternée les signaux analogiques apparaissant à la sor- tie du convertisseur numérique-analogique 582, et chacun d'eux transmet alors à sa sortie une valeur correspondante modulée en amplitude et modulée en phase, provenant du microcalculateur 568. Les valeurs analogiques modulées en amplitude, chargées dans le circuit 584 d'échantillonnage et de main- tien, lorsqu'elles ont subi un traitement dans un filtre non représenté, correspondent à l'enveloppe voulue du signal modulé composite qui doit être transmis. De manière analogue, le signal analogique transmis à la sortie du circuit 586 d'échantillonnage et de maintien varie avec les variations de phase voulues du signal modulé composite résultant. Un circuit 588 assure la mo- dulation de phase d'un signal à haute fréquence transmis par un oscillateur 590 afin qu'il forme un signal à haute fréquence dont la phase varie suivant le signal de phase transmis à la sortie du circuit 586 d'échantil- lonnage et de maintien. Un émetteur classique 592 par modulation d'amplitude peut alors être utilisé pour l'amplification du signal à haute fréquence provenant du modulateur 588, pour la modulation d'amplitude de ce signal par le signal de modulation d'amplitude transmis par le circuit 584 d'échantillonnage et de maintien, et pour son émission. Les figures restantes 36 à 43 représentent certains modes de réalisation de récepteur utilisés pour la réception des signaux modulés créés par les émetteurs qui ont été décrits jusqu'à présent Il faut noter de façon générale que, pour chacun des émetteurs décrits précédemment, un récepteur peut être réalisé suivant des principes analogues. La figure 36 représente un récepteur très simplifié destiné à recevoir le signal modulé composite, selon l'invention. Ce récepteur correspond de façon géné- rale à celui qui est représenté sur la figure 4 mais il ne comprend pas, dans le canal en quadrature, de circuit destiné à faire varier dynamiquement le gain en fonction d'un signal pilote. Au contraire, la composante en qua- drature est divisée par une valeur constante réglée par un potentiomètre 594. Ce récepteur peut être considéré comme un récepteur à "angle fixe" en ce que les signaux transmis à la sortie du circuit matriciel 76 et 78 pré- sentent une diaphonie minimale (séparation maximale) uniquement lorsque l'angle de phase entre l-es compo- santes vectorielles modulées G et D du signal reçu ont une valeur correspondant à l'atténuation du canal Q fixéepar un potentiomètre 594. La variation du réglage de ce dernier permet la variation de l'angle de phase pour lequel le récepteur est optimisé. La commande du potentiomètre 594 est de préférence disposée afin qu'elle soit facilement accessible à l'opérateur qui peut ainsi la régler à volonté. La figure 37 représente un récepteur dont la réalisation correspond à celle de l'émetteur de la figure 25. Ainsi, dans le récepteur de la figure 37, le signal reçu est démodulé par variation du déphasage des signaux de porteuse utilisés pour la démodulation des signaux G et D directement à partir du signal émis. Le signal reçu est d'abord transposé à une fréquence inter- médiaire par un circuit 596 et son gain est ensuite réglé dans un amplificateur 598 à gain variable commandé d'une manière décrite dans la suite. Le signal à haute fréquence dont le gain a été modifié, présent à la sor- tie de l'amplificateur 598, parvient alors à deux dé- tecteurs 600 et 602 de produit qui reçoivent aussi des porteuses dont les angles de phase sont tels que les signaux de sortie qu'ils transmettent correspondent di- rectement aux signaux G et D. Plus précisément, un oscillateur 604 commandé en tension transmet à sa sortie un signal à fréquence intermédiaire qui est en quadrature par rapport à la porteuse du signal modulé composite à fréquence intermédiaire dela sortie du circuit 596. Ce signal à fréquence intermédiaire en quadrature subit une modulation de phase dans deux modulateurs 606 et 608. Ces derniers déplacent la phase du signal à fréquence intermédiaire transmis par l'oscillateur 604 de quantités égales mais en sens opposés, et les signaux déphasés résultants à fréquence intermédiaire parviennent aux détecteurs 600 et 602 de produit. Tant que l'angle de modulation utilisé par les modulateurs 606 et 608 correspond aux angles formés par les composantes modulées G et D du signal modulé compo- site et par le signal de porteuse, les signaux de sor- tie des deux détecteurs 600 et 602 correspondent aux composantes vectorielles G et D elles-mêmes (avec des composantes supplémentaires à fréquence plus élevée qui peuvent être facilement supprimées par filtrage). Dans le récepteur de la figure 37, les modu- lateurs 606 et 608 de phase sont réglés afin qu'ils suivent la phase du signal reçu à l'aide d'un circuit 610 détecteur et démodulateur de signal pilote. Evidem- ment le signal transmis à la sortie de ce circuit dé- tecteur et démodulateur correspond au signal de gain g plutôt qu'à l'angle de phase e qui doit être utilisé pour le réglage des modulateurs 606 et 608. En consé- quence, un dispositif doit transformer le signal de gain g en un signal d'angle de phase e. Onpeut conclure de l'équation (3) considérée précédemment que l'angle de phase e est égal à arctg g. Le récepteur de la figure 37 comprend un circuit générateur 612 dont la fonction de transfert correspond à la fonction arccontangente. De la même manière que les autres générateurs de fonc- tion, le générateur 612 peut être simplement un amplifi- cateur non linéaire dont la fonction de transfert est une approximation linéaire par morceaux de la fonction arc- cotangente. Le signal transmis à la sortie du circuit générateur 612 correspond au signal d'angle de phase e et il peut parvenir directement au modulateur 606 pour le réglage de l'angle de phase du signal qui lui est transmis par l'oscillateur 604. Le même signal est transmis au modulateur 608 par l'intermédiaire d'un amplificateur inverseur 614. Ainsi, le modulateur 608 modifie la phase du signal de porteuse à haute fré- quence d'une quantité qui a la même amplitude que le déphasage assuré par le modulateur 606 mais dont la polarité est opposée. Les signaux d'audiofréquencEsrétablis par les détecteurs 600 et 602 de produit sont combinés dans le circuit matriciel 616 afin que les composantes en phase (1+G+D) et en quadrature (G-D) soient à nouveau synthé- tisées. La composante en quadrature est transmise au circuit 610 de détection et de démodulation de signal pilote qui assure le filtrage de ce signal et sa dé- modulation de la manière décrite de façon générale en référence-aux figures 11 à 13, avant transmission à un filtre passe-bas 618. Le signal de sortie du filtre passe-bas 618 commande l'oscillateur 604 si bien que la boucle verrouillée en phase est complétée. Lors du fonctionnement, cette boucle assure automatiquement le verrouillage du signal transmis par l'oscillateur 604 en quadrature par rapport au signal à fréquence inter- médiaire transmis à la sortie de l'amplificateur 698 à gain variable. Il faut se rappeler d'après l'équation (2) con- sidérée précédemment, que les composantes vectorielles G et D du signal modulé composite sont modulées par un facteur qui correspond à la sécante de l'angle de phase e. En conséquence, les signaux G et D détectés par les détecteurs 600 et 602 ont un gain qui varie avec la sécante de l'angle e formé par les deux composantes vectorielles.Cette variation de gain peut être éliminée par transmission du signal de sortie (1+G+D) du circuit matriciel 616 à un intégrateur 620 dont le signal de sortie parvient à l'entrée de commande de l'amplifi- cateur 598 à gain variable. L'intégrateur 620 et l'am- plificateur 698 représentent une boucle à réglage au- tomatique de gain analogue aux boucles de réglage de gain décrites précédemment en référence aux figures et 25. Lors du fonctionnement, l'effet de la boucle est le réglage du gain de l'amplificateur 598 de ma- nière que la composante continue (c'est-à-dire représentée par "1" dans l'expression mathématique (1+G+D) du signal somme) a une valeur constante assurant ainsi nécessaire- ment la stabilisation du gain des composantes G et D. Dans le circuit de la figure 37, les signaux de sortie des détecteurs 600 et 602 comportent une com- posante à basse fréquence qui correspond au signal pilote inclus. En conséquence, un dispositif doit assurer la suppression de cette composante du signal avant la reproduction par le dispositif utilisateur, indiquée sur la figure 37 par de's hauts-parleurs 622 et 624. Dans le circuit de la figure 37, le signal pilote est annulé par couplage des canaux G et D à l'aide d'une self 629 qui est elle-même isolée par rapport aux sorties des détecteurs 600 et 602 par des résistances 626 et 628. Comme la composante de signal pilote a la même amplitude mais une polarité opposée dans les signaux G et D, elle s'annule lorsque les deux signaux sont ajoutés l'un à l'autre. L'effet des résistances 626 et 628 et de la self 629 est essentiellement l'addition des signaux G et D à basse fréquence avec maintien d'une séparation importante entre eux aux fréquences plus élevées. En conséquence, le signal pilote est annulé. Les figures 38A et 38B illustrent la mise en oeuvre de deux autres procédés d'élimination du signal pilote. Il faut se rappeler d'après la description de la figure 13, que le circuit détecteur et démodulateur du signal pilote rétablit en fait un signal qui correspond au signal pilote modulé. Ce signal pilote, lorsqu'il est convenablement traité, peut être ajouté aux signaux G et D afin que les composantes qu'il introduit dans ces signaux soient annulées. Dans le mode de réalisation de la figure 38A, le signal pilote transmis par le circuit détecteur et démodulateur 610 est modulé dans un circuit multiplica- teur 630 par le signal de gain g qui est lui aussi ré- tabli par le circuit de détection et de démodulation de signal pilote. Cette opération est nécessaire car la correction de gain assurée par l'intégrateur 620 et l'amplificateur 598 à gain variable module l'amplitude du signal pilote avec les amplitudes des signaux G et D. Le signal pilote à gain modifié qui est formé est alors directement ajouté au signal G par un additionneur 632 et soustrait du signal D d'abord par inversion dans un circuit 634 puis par addition au signal D dans un addi- - tionneur 636. Les signaux G et D résultants, apparaissant aux sorties des additionneurs 632 et 636, ne contiennent pas une composante du signal pilote et peuvent être di- rectement transmis au dispositif utilisateur. Dans le mode de réalisation de la figure 38B, le signal Q du circuit matriciel 616 subit un filtrage dans un filtre passe-haut 638 destiné à éliminer le si- gnal pilote. Un circuit matriciel 640 ajoute alors et soustrait le signal de sortie I du circuit matriciel 616 et le signal de sortie du filtre passe-haut 638 afin que les signaux G et D dont le signal pilote a été éliminé soient rétablis. La figure 39 représente un récepteur mettant en oeuvre une commande par microcalculateur pour l'exé- cution des fonctions remplies par des circuits analogiques spécialisés dans les modes de réalisation considérés jusqu'à préseit. Le récepteur de la figure 39 correspond ainsi à la réalisation de l'émetteur de la figure 35. Dans le mode de réalisation de la figure 39, le signal de sortie du récepteur 66 par modulation d'amplitude en quadrature parvient à un convertisseur analogique- numérique 640'de multiplexage qui transmet lui-même les signaux numérisés à un microcalculateur 642. Celui- ci traite les signaux numériques I et Q provenant du convertisseur 640'et assure les fonctions nécessaires de décalage de gain et d'annulation de signal pilote par manipulation de ces valeurs numér4ues. Les valeurs numériques I et Q résultantes après traitement sont alors ajoutées et soustraites afin qu'elles forment les versions numériques des signaux G et D. Ces signaux sont alors transmis de façon cyclique et alternée à un convertis- seur numérique-analogique 644 qui transmet lui-même les signaux analogiques correspondants à une ligne 646 de sortie. Deux circuits 648 et 650 d'échantillonnage et de maintien sont commandés par le microcalculateur 642 afin qu'ils assurent chacun l'échantillonnage du signal de sortie du convertisseur 644 lorsque ce signal repré- sente le signal associé G ou D. Les signaux analogiques résultants G et D peuvent être filtrés et transmis à un dispositif utilisateur de toute manière connue. Evi- demment, dans un mode de réalisation du type représenté sur la figure 39, le microcalculateur 642 peut aussi remplir d'autres fonctions, par exemple la commande d'un synthétiseur de fréquence dans le récepteur 66, un traitement supplémentaire des signaux G et D (ré- glage de tonalité, balance, etc.) avant transmission aux deux circuits 648 et 650 d'échantillonnage et de maintien, et la transmission d'informations convenables lues à l'utilisateur. Bien qu'on ait représenté les signaux I et Q transmis au microcalculateur sur la figure 39, des récepteurs analogues peuvent aussi être réalisés afin qu'ils traitent d'autres signaux d'entrée. Ainsi, le circuit 66 peut transmettre,à la place,des signaux d'enveloppe et de phase au microcalculateur ou même des signaux d'enveloppe et de fréquence. Le microcal- culateur 642 peut dans tous les cas être programmé afin qu'il assure la manipulation des signaux nécessaire au rétablissement des signaux G et D. Le récepteur de la figure 40 est analogue a de nombreux égards à celui de la figure 4, mais le ré- glage de gain est assuré dans le canal en phase et non dans le canal en quadrature. Un circuit 652 divise le signal en phase transmis à la sortie du récepteur 66 par le signal de gain g qui provient d'un circuit de détection et de démodulation de signal pilote. Dans ce mode de réalisation, le circuit d'addition 654 assure la fonction d'annulation de signal pilote du circuit d'addition 348 représenté sur la figure 13. Bien que le gain du signal, à la sortie du circuit diviseur 652, soit pratiquement égal au gain du signal présent dans le canal en quadrature, le gain des deux signaux varie en fonction du signal de gain g si bien qu'il apparaît des variations de puis- sance apparente dans les signaux G et D qui sont ré- tablis ultérieurement. Ce phénomène peut être supprimé par un circuit de réglage automatique de gain qui com- * prend deux amplificateurs 656 et 658 à gain variable, commandés tous deux à l'unisson par le signal de sortie d'un circuit intégrateur 660. Dans le mode de réalisa- tion de la figure 40, l'intégrateur 660 et les ampli- ficateurs 656 et 658 ont encore pratiquement la même fonction que l'intégrateur 620 et l'amplificateur 598 de la figure 37. Ainsi, l'intégrateur 660 règle automa- tiquement le gain des amplificateurs 656 et 658 à gain variable afin que la composante continue du canal I dont le gain est réglé soit pratiquement constante. Le résultat de cette opération est la stabilisation du gain des signaux d'audiofréquencesdans les canaux I et Q. Comme dans le mode de réalisation de la figure 4, les signaux résultants parviennent alors à un circuit matriciel 76 qui les ajoute et les soustrait et rétablit ainsi les signaux d'audiofréquencesG et D. La figure 41 représente un autre mode de ré- alisation de récepteur analogue de façon générale à celui qui est représenté sur les figures 7A et 7B,mais mettant en oeuvre une variante de circuit déphaseur destin6eà supprimer la nécessité de la correction de gain de la transformation du signal de gain g en un signal d'angle de phase e. Comme dans le mode de réalisation de la figure 37, le circuit de la figure 41 comprend un étage 596 à fréquence intermédiaire, deux détecteurs 600 et 602 de produit, un circuit 610 de détection et de démodulation de signal pilote, un filtre passe-bas 618, un oscillateur 604 com- mandé en tension et un circuit d'annulation de signal pilote qui comprend des résistances 626 et 628 et une self 629. Cependant, contrairement au mode de réalisation de la figure 37, une variante de circuit déphaseur 662 remplace les modulateurs de phase 606 et 608. Les signaux à haute fréquence dont la phase a été modifiée, transmis par le circuit déphaseur 662, subissent une modulation d'amplitude qui assure la com- pensation du gain variable des signaux G et D. De cette manière, l'amplificateur à gain variable 598 et l'inté- grateur 620 du circuit de la figure 37 ne sont plus né- cessaires, et un simple circuit 664 de soustraction peut remplacer le circuit matriciel 616 du circuit de la fi- gure 37. En outre, le circuit déphaseur 662 modifie la phase du signal de porteuse à haute fréquence de la quantité convenable, directement sous la commande du signal de réglage de gain g transmis à la sortie du circuit 610 de détection et de démodulation du signal pilote si bien que le générateur 612 de fonction arc- cotangente et l'amplificateur inverseur 614 ne sont plus nécessaires. La figure 42 représente un exemple de réalisa- tion de cette variante de circuit déphaseur 662. Ce circuit de la figure 42 crée de façon générale le signal de porteuse à haute fréquence convenablement déphasépar modification des gains relatifs des deux porteuses en quadrature, et par combinaison des composantes vectorielles résultantes. A cet égard, il est analogue dans une certaine mesure au circuit déphaseur modifié de la figure 29. Plus précisément, le circuit déphaseur modifié 662 de la figure 42 comprend un circuit multiplicateur 666 destiné à moduler le gain du signal à haute fréquence transmis par l'oscillateur 604 commandé en tension en fonction du signal de gain g. Le signal de porteuse ré- sultant dont le gain est réglé est alois combiné à deux signaux déphasés de porteuse dans des circuits d'addition 668 et 670. Les signaux déphasés de porteuse sont formés par un circuit 672 qui modifie la phase du signal de porteuse transmis par l'oscillateur 604 de 90 , le si- gnal déphasé étant transmis par des lionnes de sortie à deux additionneurs 668 et 670. Le fonctionnement du circuit déphaseur 662 apparaît clairement en référence au diagramme vectoriel de la figure 43. Sur celle-ci, le vecteur 674 représente la porteuse supprimée alors que les vecteurs 676 et 678 représentent respectivement les composantes vec- torielles modulées gauche et droite, déphasées de part et d'autre de la porteuse représentée par le vecteur 674 d'angle +8 et -e. La boucle à verrouillage de phase comprenant le circuit d'addition 664, le filtre passe- bas 618 et l'oscillateur 604 de la figure 41 assure le verrouillage de la porteuse à haute fréquence de la sortie de l'oscillateur 604 en quadrature par rapport à la porteuse représentée par le vecteur 674, contenue dans le signal entrant. Sur la figure 43, le vecteur 680 représente ce signal à haute fréquence en quadrature transmis par l'oscillateur 604. Etant donné la multiplie cation de gain assurée par le circuit multiplicateur 666, le vecteur 680 a une amplitude égale à g. Le circuit additionneur 668 combine le signal à haute fréquence représenté par le vecteur 680 avec le signal à haute fréquence déphasé de 90 , représenté par le vecteur 682 sur la figure 43. Ce vecteur est représenté sur cette figure avec une valeur égale à 1 puisque son gain n'a pas été modifié. Le vecteur 684 de la figure 43 repré- sente le signal de sortie de l'additionneur 668 et il forme la somme vectorielle des deux vecteurs 680 et 682. L'amplitude de ce vecteur est donc égale à VHF = \1 +g (13) L'équation (2) précitée indique que le gain g est égal à cotangente e si bien que l'équation (13) peut être ré- écrite sous la forme: 2 = V + /cotg e/ (14) = cosec G (15) Les relations trigonométriques fondamentales montrent que le déphasage entre les vecteurs 680 et 684 est égal à cet angle de phase G. En conséquence, le vecteur 684 est en quadrature par rapport au vecteur 678. Ce circuit 662 de déphasage crée un signal à haute fréquence déphasé de l'angle 0 de l'autre côté du vecteur 680 (et en conséquence en quadrature avec le vecteur 676) par. soustraction du signal déphasé de 900 du signal dont le gain est réglé, dans le circuit 670 de soustraction. Lorsque le signal à haute fréquence représenté par le vecteur 684 de la figure 43 est multiplié par le signal entrant dans le détecteur 600 de produit, le gain du signal résultant est égal à l'amplitude du vecteur 684 multipliée par la projection duvecteur 676 sur le vecteur 684. Plus précisément, on a la relation: VO = (cosec e) G sec O/cos(900 - 2e)/ (16) La formule de développement du cosinus de la différence de deux angles permet la réécriture de l'équation (16) sous la forme = G sec e cosec 0/2sin O cos G/ (17) = 2G (18) Ainsi, le signal transmis à la sortie du circuit multi- plicateur 600 est égal au double du signal gauche G. Une analyse théorique analogue permet de conclure que le signal transmis à la sortie du détecteur 602 de produit est égal à 2D. Il est bien entendu que l'invention n'a été décrite et représentée qu'à titre d'exemple préférentiel et qu'on pourra apporter toute équivalence technique dans ses éléments constitutifs sans pour autant sortir de son cadre. Ainsi, dans les modes de réalisation décrits de modulateur, on a utilisé un certain nombre de règles et de procédés différents de variation de l'angle de pha- se. On anotamment utilisé des boucles ouvertes et fermées et une estimation de distorsion continue et par pas élé- mentaires. Le circuit qui choisit l'angle de phase (ou le gain du canal Q) peut cependant avoir d'autres configura- tions. Ainsi, l'enveloppe du signal (G-D) peut être détec- tée et utilisée comme signal de réglage de gain. Des perfectionnements de ce mode de réalisation comprennent la pondération en fréquence du signal (G-D) avant détec- tion d'enveloppe et/ou la normalisation du signal de ré- glage de gain par division par l'enveloppe du signal (G+D). D'autres procédés peuvent être utilisés, assurant par exemple l'examen des amplitudes relatives et/ou des distributions en fréquence des signaux G et D, avec sélection d'un signal de réglage de gain qui correspond. Tous ces procédés entrent dans le cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Démodulateur de signaux stéréophoniques modulés en amplitude, caractérisé en ce qu'il comprend un disposi- tif (66> de réception d'au moins deux composantes de por- teuse déphasées et modulées en amplitude, l'amplitude de chaque composante étant modulée suivant un premier ou un second signal correspondant, le déphasage des composantes modulées en amplitude variant avec les caractéristiques du premier et du second signal, et un dispositif (68, 76) de restitution du premier et du second signal à partir des composantes de porteuse modulées en amplitude, d'après le déphasage variable. 2. Démodulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif de restitution du premier et du se- cond signal comprend un premier dispositif de démodulation d'une première composante de phase stable de la somme vec- torielle des composantes de porteuse modulées en amplitude afin qu'un signal démodulé soit restitué, un dispositif de démodulation d'une seconde composante de phase stable de la somme vectorielle afin qu'un autre signal démodulé soit res- titué, la première et la seconde composante de phase stabile étant en quadrature l'une par rapport à l'autre, un dispo- sitif (72) de réglage des gains de l'un au moins des deux signaux démodulés d'après le déphasage variable, et un dis- positif (76) de traitement matriciel des deux signaux dé- modulés dont le gain est réglé afin que le premier et le second signal soient restitués. 3. Démodulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier dispositif comporte un dispositif (254) de démodulation de la composante de la somme vectorielle des composantes de porteuse modulées en amplitude qui est en phase avec une troisième composante de porteuse afin qu'un signal de modulation en phase soit restitué, le second dis- positif comporte un dispositif (250) de démodulation de la composante de la somme vectorielle qui est en quadrature avec la troisième composante de porteuse afin qu'un signal de modulation en quadrature soit restitué, le dispositif 247048D de réglage de gain comporte un dispositif destiné à régler les gains de l'un au moins des signaux de modulation en phase et en quadrature d'après le déphasage variable, et le dispositif de traitement matriciel (260) comprend un dispositif qui traite les signaux de modulation en phase et en quadrature dont le gain a été réglé afin que le premier et le second signal soient restitués. 4. Démodulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif (72) de réglage de gain comporte un dispositif destiné à recevoir un signal pilote modulé en fonction du déphasage variable, un dispositif de démodulation du signal pilote afin qu'un signal représentatif de déphasage -soit restitué et varie avec le déphasage variable, et un dis- positif de réglage de gain de l'un au moins des deux si- gnaux démodulés en fonction du signal représentatif du dé- phasage. 5. Démodulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif de réception (66) comprend un dis- positif destiné à recevoir un signal modulé composite qui comprend les deux composantes de porteuse modulées en ampli- tude et déphasées, le signal modulé composite ayantune com- posante en phasedont l'amplitude varie avec le somme du premier et du second signal et une composante en quadrature dont l'amplitude varie avec la différence entre le premier et le second signal, le gain de la composante en quadrature variant avec le signal pilote reçu aussi par le dispositif de réception, et le dispositif de restitution (68, 76) comporte un démodulateur de modulation d'amplitude en qua- drature (70) destiné à démoduler le signal modulé composite et à restituer des signaux de modulation en phase et en quadrature à gain variable, un dispositif (72) de réglage du gain du signal restitué de modulation en quadrature à gain variable en fonction des variations du signal pilote afin qu'un signal de modulation en quadrature à gain stable soit formé, et un dispositif matriciel (76) de traitement des signaux de modulation en quadrature à gain stable et en phase afin que le premier et le second signal, soient formés. 6. Démodulateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le premier et le second signal du signal modulé composite reçu par le dispositif (66) de réception correspon- dent à un troisième et à un quatrième signal qui ont été déphasés de 90 l'un par rapport à l'autre à toutes les fréquences du troisième et du quatrième signal, et le dé- modulateur comporte en outre des dispositifs complémentaires (662) de déphasage du premier et du second signal restitué de 90 l'un par rapport à l'autre à toutes les fréquences du troisième et du quatrième signal afin que le déphasage original soit rétabli entre eux. 7. Démodulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif de restitution (68, 76) comporte un dispositif destiné à transmettre un premier et un second signal de référence de phase, ayant chacun une phase qui varie de manière qu'elle reste pratiquement en quadrature par rapport à une composante correspondante des deux com- posantes de porteuse déphasées et modulées en amplitude, et un premier et un second démodulateur recevant chacun les deux composantes de porteuse modulées en amplitude et dé- phasées et destinés chacun à démoduler de façon synchrone les composantes en fonction d'un signal de référence de phase correspondant, si bien que le premier et le second signal sont restitués à partir des composantes de porteuse modulées en amplitude. 8. Démodulateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que le gain du premier et du second signal modulant les composantes de porteuse déphasées et modulées en ampli- tude varie avec le déphasage, et le démodulateur comprend en outre un dispositif (68) de réglage du gain du premier et du second signal restitué afin que les variations du gain soient compensées. 9. Démodulateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que le dispositif (68) de réglage de gain comporte un amplificateur à gain variable destiné à recevoir les compo- santes de porteuse modulées en amplitude reçues et destiné à régler leur gain en fonction d'un signal de réglage de gain afin qu'il forme des composantes de porteuse modulées en amplitude à gain corrigé, transmises au premier et au se- cond démodulateur, et un dispositif de réglage qui reçoit le premier et le second signal restitué et qui forme le si- gnal de réglage de gain. 10. Démodulateur selon la revendication 9, caractérisé en ce que le dispositif de réglage (68) comprend un dispo- sitif destiné à ajouter le premier et le second signal res- titué l'un à l'autre en formant un signal somme ayant un niveau continu qui varie avec le gain du premier et du se- cond signal restitué,. et un dispositif destiné à former le sgnal de réglage de gain d'après ce niveau continu. 11. Démodulateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que le dispositif de réception comprend un dispositif destiné à recevoir une composante pilote modulée en fonction d'un signal.pilote dont la valeur varie avec le déphasage, et le démodulateur comprend en outre un dispositif destiné à restituer le signal pilote à partir de la composante pilote et un dispositif destiné à régler les phases des signaux de référence de phase en fonction de la valeur du signal pilote restitué. 12. Démodulateur selon la revendication 11, caractérisé en ce que le dispositif (66) de réception reçoit un signal modulé composite contenant la composante pilote et les deux composantes de porteuse modulées en amplitude et déphasées ainsi qu'une porteuse dont la phase est intermédiaire de celle des deux composantes déphasées et modulées en ampli- tude, et le dispositif de réglage des phases des signaux de référence de phase comprend un dispositif destiné à for- mer un signal restitué de porteuse en quadrature avec la porteuse intermédiaire du signal modulé composite, un pre- mier et un second déphaseur (662) recevant la porteuse res- tituée et la valeur du signal pilote restitué et destiné à former le premier et le second signal de référence de pha- se, déphasés de quantités égales de part et d'autre de la porteuse restituée, les déphaseurs déphasant les signaux de référence de phase par rapport à la porteuse restituée en fonction de la valeur du signal pilote. 13. Démodulateur selon la revendication 12, caractérisé en ce que le premier et le second déphaseur (62) déphasent les signaux de référence de phase par rapport à la porteuse restituée d'angles égaux et opposés qui varient chacun comme la fonction arccotangente de la valeur du signal pilote. 14. Démodulateur selon la revendication 13, caractérisé en ce que le premier et le second déphaseur (662) modulent aussi les amplitudes des signaux de référence de phase en fonction de la cosécante du déphasage des signaux de réfé- rence de phase et de la porteuse restituée. 15. Démodulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif de réception comprend un dispositif (66) destiné à recevoir un signal de modulation en amplitude en quadrature ayant une composante en quadrature dont le gain varie avec les variations d'un signal pilote lui aussi reçu par le même dispositif, un démodulateur de modulation en amplitude en quadrature (70) destiné à démoduler le signal modulé en amplitude en quadrature afin qu'il restitue à partir de ce signal des signaux de modulation en phase et en quadrature, un dispositif de réglage du gain du signal restitué de modulation en phase en fonction des variations du signal pilote afin que le signal restitué de modulation en phase ait un gain qui varie pratiquement la même manière que celui de la composante en quadrature à gain variable, si bien que le rapport des gains des signaux de modulation res- titués en phaseet en quadrature reste pratiquement cons- tant, et un dispositif (76) destiné à former le premier et le second signal à partir des signaux restitués de modulation en phase dont le gain est réglé et en quadrature. 16. Démodulateur selon la revendication 15, caractérisé en ce que le signal restitué de modulation en phase a une composante continue telle que le signal de modulation en phase dont le gain est réglé comprend aussi une composante continue dont le niveau varie cependant avec le réglage de gain assuré par le dispositif de réglage de gain, et le dis- positif destiné à former le premier et le second signal com- prend un premier et un second amplificateur (656, 658) à gain variable, recevant chacun un signal de réglage de gain et un signal restitué correspondant de modulation en phase à gain réglé ou en quadrature, chaque amplificateur ampli- fiant le signal correspondant d'une quantité qui varie avec le signal de réglage de gain, un dispositif (660) recevant la composante continue à variation de niveau et destiné-à faire varier le signal de réglage de gain en fonction de cette composante, et un dispositif (76) de traitement ma- triciel des signaux transmis par le premier et le second amplificateur à gain variable et destiné à former le pre- mier et le second signal.