Brevet FR2471090A1 — publié le 19810612

Procédé de modulation et de multiplexage de signaux en vue de leur transmission La présente invention a pour objet un procédé de modulation et de multiplexage de signaux en vue de leur transmission. Elle s'applique à la transmission de signaux de diverses natures, par exemple d'un ensemble de voies téléphoniques. S'il s'agit de signaux continus (appelés généralement "analogiquest7) des opérations préalables d'échantillonnage dans le temps et de codage numérique, selon des procédés d'usage courant, permettent de leur substituer une séquence de signaux binaires. On peut ainsi ramener le cas des signaux analogiques à celui des signaux numériques.L'invention porte également sur la réalisation d'un système de multiplexage de signaux provenant de sources distinctes, en vue de leur transmission simultanée sur un meme support, câble classique, câble optique, voie radioélectrique, etc. L'invention sera décrite en choisissant comme exemple non limitatif le cas des signaux véhiculés par une voie téléphonique, et en comparant le procédé selon l'invention au procédé bien connu appelé modulation par impulsions et codage ou, en abrégé (M.I.C.) (P.C.M. pour Pulse Code Modulation dans la littérature anglo-saxonne). Selon le procédé "M.I.C.", les signaux analogiques provenant d'une voie téléphonique sont échantillonnés dans le temps à une cadence au moins égale au double de la fréquence utile la plus élevée ; on choisit en pratique une fréquence d'échantillonnage de 8 kHz, ce qui définit un échantillon d'amplitude par intervalle de temps T = 125 microsecondes. On caractérise l'amplitude de l'échantillon par un code à 8 éléments binaires, selon une loi qui n'est pas linéaire en général : le caractère codé substitué à l'instant t et pour la durée T, à la valeur échantillonnée du signal peut ainsi représenter un niveau d'amplitude parmi 28 = 256 niveaux possibles.Selon le procédé "MIC", le caractère codé est représenté physiquement par une séquence de 8 impulsions d'amplitude nulle ou égale (par convention) à l'unité, impulsions qui sont appliquées aux organes de transmission, puis à la ligne elle-meme, après certaines transformations ; ces huit impulsions doivent être transmises successivement dans un temps au plus égal à T = 125 microsecondes. Le procédé MIC qui vient d'être décrit est bien adapté à la transmission d'un grand nombre de voies téléphoniques, par exemple 30 voies, mais il présente l'inconvénient de nécessiter des équipements de ligne relativement complexes, tels que dispositifs de récupération de rythme, circuits de seuil, de décision, et de régénération, et dispositifs d'égalisation des amplificateurs. La présente invention a pour but la réalisation d'un procédé de modulation et de multiplexage de signaux en vue de leur transmission, possédant les mêmes propriétés d'immunité aux bruits et aux perturbations que les systèmes MIC, mais permettant d'utiliser des équipements de ligne particulièrement simples. Le procédé selon l'invention permet de transformer l'information numérique codée obtenue à partir d'équipements classiques "MIC" en une onde continue, résultant de la superposition d'ondes sinusoSdales élémentaires qui sont émises avec une phase connue et constante pendant toute la durée de la trame A un ensemble de P signaux binaires répartis P. en paires ou "doublets", on associe p = 2 signaux sinusoidaux, la fréquence de chacun d'eux étant multiple m de la fréquence de trame 1/T et sa phase, pendant la durée de la trame, étant caractéristique de celle des quatre valeurs possibles (00, 01, 10, 11) prise par le doublet auquel il est affecté. La présente invention a donc notamment pour objet un procédé de modulation et de multiplexage de signaux en vue de leur transmission, selon lequel chacun des divers signaux a transmettre pendant une période de trame de durée T est d'abord mis sous la forme d'une séquence élémentaire de signaux numériques, puis ces diverses séquences élémentaires sont réunies pour former une séquence composite de durée T, comportant un nombre P de signaux binaires, caractérisé par le fait qu'on crée un signal "à émettre" susceptible d'etre obtenu par les opérations suivantes - on crée un ensemble de p signaux sinusoidaux dont les fréquences sont des multiples m/T d'une même fréquence "de trame" 1/T, m étant un entier prenant p valeurs distinctes, le nombre P de signaux binaires à transmettre étant égal au double 2 p du nombre de ces signaux sinusol- daux, ces signaux binaires formant un ensemble de p doublets constitués chacun par deux de ces signaux, - on affecte à chacun de ces signaux sinusoldaux, une phase constante pendant la durée de trame T, cette phase constante étant choisie parmi quatre valeurs angulaires prédéterminées de manière à être représentative d'un dit doublet, - et on superpose les p signaux sinusoidaux affectés desdites phases de manière à obtenir un signal continu résultant de cette superposition, ledit signal à émettre étant identique à ce signal continu. A l'aide des figures schématiques ci-jointes, on va décrire ci-après à titre non limitatif, comment llinvention peut être mise en oeuvre. Il doit être compris que les éléments décrits et représentés peuvent, sans sortir du cadre de l'invention, être remplacés par d'autres éléments assurant les memes fonctions techniques. Lorsqu'un même élément est représenté sur plusieurs figures il y est désigné par le même signe de référence. La figure 1 représente la variation d'un -ignal continu élaboré selon l'invention dans un cas simplifié et destiné à être émis, le temps étant représenté en abscisses. La figure 2 représente le signal de la figure 1 après échantillonnage dans le temps. Les figures 3a et 3b représente respectivement les parties réelle et imaginaire des composantes spectrales du même signal, les fréquences étant portées en abscisses. La figure 4 représente une trame du système de modulation connu MIC, les traits verticaux représentant les bornes d'intervalles temporels sur le trait horizontal supérieur, et des instants d'apparition d'impur sions sur le trait horizontal inférieur, le temps étant représenté en abscisses. La figure 5 représente une trame du système de modulation selon l'invention les traits verticaux représentant les bornes d'intervalles de fréquence sur le trait horizontal supérieur et les fréquences des composantes spectrales dtun signal à émettre sur le trait horizontal inférieur, ces fréquences s'échelonnant (par exemple cas de 30 voies) de 64 à 1.080 kHz, le temps étant représenté en abscisses. Les figures 6 et 7 représentent les schémas par blocs de circuits respectivement d'émission et de réception selon l'invention. La figure 8 représente le schéma par blocs d'un circuit de synchronisation du circuit de réception de la figure 7. Selon le procédé faisant objet de l'invention, désigné par abréviation sous le nom de "procédé M.C.S." (modulation par codage spectral) on fait correspondre à chaque échantillon du signal analogique, un caractère codé représentatif de l'amplitude de l'échantillon, comme dans le système MIC puis on représente physiquement le caractère codé de 8 éléments binaires, par un signal continu destiné à être émis pendant une durée égale à T. C'est ce signal à émettre qui est appliqué à la ligne de transmission. Selon l'invention, le caractère codé à transmettre est décomposé tout d'abord en quatre "doublets" de deux éléments binaires, chacun de ces doublets pouvant ainsi prendre quatre valeurs différentes 00, 01, 10, 11. Le signal continu émis en ligne, construit à partir de ces doublets, possède les caractéristiques suivantes - il est formé par superposition de quatre signaux sinusoidaux de durée T, dont les périodes sont des sous-multiples T/m de T, m étant un entier pouvant prendre par exemple les valeurs 1, 2, 3, 4. - chacune des composantes sinusoldales possède une phase déterminée, par exemple multiple impair de 450, qui caractérise celle des quatre valeurs binaires possibles qui est effectivement prise par le doublet auquel elle est affectée. Si on désigne par x(t) le signal émis en ligne, par 1(t), x2(t), x3(t), 4(t) ses composantes sinusoidales, par e = 2n/T la pulsation de l'onde de période T, on aura ainsi, par exemple Xk = x(tk) = x1 + x2 + x3 + x4 = cos (ê tk + h1) + cos (2 ê tk + + cos (3 ê tk + m3) + cos (4 ê tk + B4) expression où tk désigne un instant quelconque de l'intervalle T ; #1, #2, #3, #4, étant les phases qui sont affectées aux quatre composantes sinusoidales. Selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention, le signal continu à émettre x(t) est obtenu à partir d'échantillons d'amplitude tels que x(tk) = Xk, qui sont élaborés pendant l'intervalle de temps T. Pour simplifier lexposé on va d'abord se placer dans le cas simplifié où il s'agit de transmettre un seul caractère de 8 éléments binaires pendant l'intervalle de temps T. On peut alors choisir N - 10 échantillons régulièrement espacés pendant le temps T le nombre N étant égal au double du nombre des valeurs possibles de m augmenté de deux.On aura ainsi, en posant T = N # x(tk) = x1 (tk) + x2 (tk) + x3 (tk) + x4 (tk) #m (tk) = cos (m ê tk + m = 1, 2, 3, 4 tk = k # , k = 0, 1, 2, ... n-1 A la séquence des N = 10 échantillons xm (tk) de la composante sinusoldale de rang m, la transformation discrète de FOURIER associe la raie spectrale Xm et sa symétrique X-m, toutes les autres composantes spectrales étant nulles. On peut écrire, en séparant les parties réelles (Rm) et imaginaire (Sm) : Xm = Rm + i Sm = N/2 ei#m = N/2 (cos #m + i sin #m) X-m = Rm - i Sm = N/2 e-i#m = N/2 (cos #m - i sin #m) Ces expressions montrent que si #m prend une des valeurs 450, 1350, 2250, 3150, les parties réelle et imaginaire du spectre R @@ , @@@ , @@ , @@@ @@@ @@@@ @@@@@@ @@ @@@@@@@@@@ @ @@ @@@@@@@ @m et Sm prennent, au coefficient N/2#2 près, les valeur +1 ou -1. Il en est donc de même pour le spectre de la suite des N échantillons xlc = x (tk) dont les composantes, obtenues par superposition des Xm sont Xo = 0 X~m = (+ 1 ± i) N/2 X O +5 avec m = 1, 2, 3, 4 La correspondance entre les doublets que comporte le caractère codé à transmettre et les quatre composantes sinusoldales du signal continu est fournie par le tableau 1, en posant rm = Rmx 2 et 5m = Smx 2 #2/N Tableau 1 Nombre binaire r r s 5m m m 0 0 450 1 1 cos(m ê t + 450) 1 0 1350 -1 1 cos(m ê t + 1350) 1 1 2250 -1 -1 cos(m ê t + 2250) 0 1 3150 1 -1 cos(m ê t + 315 ) Le procédé selon l'invention est illustré, dans le cas simplifié ci-dessus, par les figures 1, 2 et 3. On a choisi, arbitrairement, le cas où les deux caractères de code qui doivent être transmis successivement ont pour valeurs respectives 1 0 1 1 0 0 1 0, 1 0 1 1 0 0 0 1. Sur la figure 1, on a représenté le signal continu émis en ligne pendant les deux intervalles de temps successifs de durée T chacun. A la réception l'échantillonnage dans le temps de ce signal, à la cadence t = T/N = T/70, fournit les échantillons d'amplitude de la figure 2.La transformation de FOURIER discrète associe aux échantillons relatifs à l'intervalle de temps T représenté sur la partie droite de la figure 2 (caractère codé 1 0 1 1 0 0 0 1), N = 10 raies spectrales (positives et négatives) dont les parties réelles et imaginaires sont celles de la figure 3. On vérifie immédiatement que ces raies spectrales sont conformes à la correspondance fournie par le tableau 1 : leurs parties réelles et imaginaires prennent la valeur +1 ou la valeur -1 selon la nature du doublet qui leur est associé. L'opération consiste donc bien en un codage binaire (vZloUrss + 1) de raies spectrales, alors que le procédé connu MIC (PCM) consiste en un codage binaire (O ou 1) des impulsions émises en ligne. D'une façon pratique, la procédure utilisée à l'émission est inverse : partant du caractère codé à transmettre, on élabore les raies spectrales, d'où l'on déduit par transformation de FOURIER inverse le signal échantillonné de la figure 2, et ce dernier enfin, par une opération d'intégration (filtrage) donne naissance au signal continu émis en ligne. Avant de décrire le dispositif proprement dît, il convient de préciser que le procédé peut être appliqué à un système de multiplexage des voies téléphoniques ; on peut en particulier établir une correspondance entre le multiplex "MIC" normalisé par le Comité consultatif international télégraphique et téléphonique, (au sein de l'Union Internationale des Télécommunications à Genève, Suisse) et un multiplex "MCS" de même capacité. On sait en effet que le multiplex "MIC" normalisé comporte une trame de 256 impulsions successives émises pendant l'intervalle de temps T = 125 microsecondes ; cette trame est constituée par L = 32 intervalles de temps (désignés par IT0, IT1, . ..1T31) de 8 impulsions chacun ; les intervalles de temps ITo, et IT16 sont réservés à la synchronisation (reconnaissance de la trame) et à la signalisation, les autres intervalles aux caractères de code des 30 voies téléphoniques à transmettre (figure 4). Les mêmes fonctions sont assurées par un système MCS caractérisé par une trame de raies spectrales conformément à la figure 5. Cette trame fréquentielle est divisée en L = 32 intervalles de fréquence désignés par IFo, IF1, ... IF31, dont l'affectation peut être exactement semblables à celle des intervalles de temps du système MIC. Chaque intervalle de fréquence comporte 4 raies spectrales (positives), ce qui signifie que le caractère qu'il véhicule a pour représentation un signal continu obtenu par superposition de quatre composantés sinusoTdales possédant chacune la phase requise ; le signal multiplex lui-même est formé par la superposition de 4 L = 4 x 32 = 128 sinusoides différentes, remise à jour au bout d'un temps T. Le choix des fréquences des raies spectrales n'est pas arbitraire elles sont nécessairement des multiples de la fréquence fondamentale 8 kHz. D'autre part il est connu que la transmission en ligne d'une large bande de fréquences est facilitée par l'élimination des fréquences les-plus basses : à titre d'exemple, on a choisi 8 x 8 kHz = 64 kHz comme raie spectrale inférieure, ce qui porte à 1080 = 135 x 8 kHz la valeur de la raie spectrale la plus haute (figure 5). Pour des raisons qui seront exposées plus loin, on considérera la bande de fréquences réellement transmise comme comprise entre 64 et 1088 kHz, frontières comprises, la fréquence la plus haute (136 x 8 = 1088 kHz) ayant une amplitude constamment nulle Selon un mode de réalisation privilégié de l'invention, les organes d'émission et de réception sont constitués d'organes essentiellement numériques qui ont été représentés de façon schematique sur les figures 6 et 7. Des modes de réalisation des fonctions arithmétiques telles que des additions et des multiplications, ou des fonctions de codage et de décodage, ou encore des transformations de Fourier discrètes, sont bien connues de l'homme de l'art (avec de très nombreuses variantes possibles) et par conséquent ne seront pas décrites. A l'émission, les signaux provenant des lignes téléphoniques sont transformés en caractères codés à l'aide des équipements ordinaires (200) des terminaux MIC. On dispose ainsi de la trame temporelle de 8 L = 256 impulsions sortant d'un terminal MIC toutes les 125 microsecondes (débit binaire 2048 k bit/s).Cette suite d'impulsions est mémorisée trame par trame dans une mémoire (202) et est appliquée au moyen d'un système de portes (204) à l'entrée d'un organe (206) qui réalise la transformation inverse de Fourier ; son rôle est de substituer aux 128 doublets associés eux-mêmes aux raies spectrales Xm par la correspondance du tableau 1, une suite de valeurs numériques xk représentatives des échantillons du signal qui va être émis en ligne, selon les relations Dans le cas décrit ci-dessus d'un multiplex à 30 voies (L = 32) dont la trame fréquentielle est conforme à la figure 5s on a choisi N = 272, avec N = 2 n = 2(4 L + 8) , m varie de -n à +n -136 à =136), et l'angle O vaut 3600/N = 1800/n = 1800/136. L'expression de xk peut s'écrire Les coefficients rm et sm ont une valeur égale à +1 ou à -1, conformément au tableau n 1. La transformation inverse de FOURIER peut donc être réalisée de la façon suivante : on dispose dans une mémoire permanente les cos km# sin km# valeurs des coefficients Am = , Bm = qui 2 2 au signe près, se réduisent d'ailleurs à n = 136 valeurs distinctes Ao = 1/#2 Bo = 0 cos 180 /136 sin 180 /136 A1 = B1 = #2 #2 cos 2 x 180 /136 sin 2 x 180 /136 A2 = B2 #2 #2 ........ cos 67 x 180 /136 sin 67 x 180 /136 A67 = B67 #2 #2 #A 68 = Bo = 0, B68 = 1/#2 = Ao # Les signes (rm et sm) résultent de la valeur du doublet affecté à la raie d'ordre m, et les échantillons xk s'obtiennent en effectuant les sommes en faisant successivement k = 0, k = 1, ... k = N-l = 271. L'organe de transformation inverse de Fourier (206) comporte donc un registre de stockage (216) du caractère codé à traiter, une mémoire permanente en ROM (220) et une unité arithmétique (218) effec- tuant en un peu moins de 125 microsecondes les 272 sommes de 2 x 128 termes conduisant aux échantillons xk. On obtient ainsi à la sortie de cet organe N = 272 échantillons xk toutes les 125 microsecondes, claque échantillon pouvant etre caractérisé lui-meme par 8 chiffres binaires, émis soit sous forme parallèle, soit sous forme série vers l'organe de conversion (212) au moyen d'un système de portes de sortie (208) suivi éventuellement d'un circuit (210) qui effectue la mise en série des signaux numériques avant codage des impulsions. Dans le cas d'un codage parallèle (non représenté) le circuit 210 est placé après le décodeur 212 et agit comme une ligne à retards analogiques à entrée (d'impulsions) parallèle et sortie série. La cadence en sortie du transformateur de Fourier est donc 8N = 8 x 272 = 2176 kbit/s si la sortie est "parallèle" et 8 x 2176 = 17403 kb/s si la sortie est du type "série1,. Les échantillons xk obtenus de cette façon sont décodés dans un organe de conversion "digital-analogique1,, 212 semblable, à la cadence près, à celui d'un décodeur d'un système MIC à réponse linéaire. Cet organe fournit une série de N = 272 impulsions modulées en amplitude toutes les 125 microsecondes et ces dernières, intégrées dans un filtre passe-bas 210 dont la fréquence de coupure est de tordre de 1,2 à 1,5 MHz, engendrent le signal analogique émis en ligne. Une horloge 230 fournit les impulsions de synchronisation Ho nécessaires aux équipements 200 correspondants au système MIC et à un circuit 232 fournissant les impulsions de trame t. La fréquence de cette horloge permet de découper une trame de 125 microsecondes en 32 voies de 8 éléments binaires. Sa fréquence est 32 x 8/125.10-6 = 2 048 kHz. Elle pilote par ailleurs une horloge 234 fournissant des impulsions de synchronisation H pour les organes traitant les impulsions résultant de la transformation de Fourier à une fréquence 272/125.10 = ~ 2 176 kHz Les impulsions Ho et H peuvent en fait être engendrées en divisant par 17 et par 16 la fréquence d'un générateur à 34 816 kHz. Une disposition analogue est bien entendu utilisée à la réception, sans qu'il soit nécessaire de la décrire à nouveau. Le dispositif de réception, dont le principe est donné par la figure 7, est réciproque du dispositif d'émission, car il réalise les opérations inverses. Le signal continu provenant de la ligne, convenablement amplifié, subit d'abord une correction de temps de groupe au moyen d'un circuit 300 avant d'être échantillonné en 302 à la fréquence de 2176 kHz (N = 272 échantillons toutes les 125 microsecondes). Les échantillons sont codés (signal numérique comportant 8 éléments binaires). La séquence numérique ainsi obtenue est appliquée d'une part directement à un dispositif d'identification et de verrouillage de trame 316 analysé plus loin (figure 8), et d'autre part à un organe de transformation de Fourier 308 après mémorisation des échantillons d'une trame de durée T dans un circuit 304, et contrôle d'entrée par un circuit 306 synchrone avec un circuit de sortie 318. La transformation directe de Fourier réalise les opérations arithmétiques définies par la relation Plus précisément, par séparation des parties réelle et imaginaire, l'organe calcule les sommes Dans ces expressions, les coefficients cos k m Q, sin kmQ sont les mêmes (à un facteur arbitraire près) que ceux du dispositif d'émis sion ; ils sont inscrits dans une mémoire permanente 314.L'organe de transformation de FOURIER comporte donc, outre cette mémoire, un registre 310 de stockage de la séquence de 8N = 2176 éléments binaires relatifs aux N échantillons et une unité arithmétique 312 calculant les grandeurs Rm et Sm. Pendant l'intervalle de temps T = 125 microsecondes, cet organe effectue 128 sommations R et 128 sommations m Sm, chacune comportant N = 272 produits xk cos k m Q ; l'emploi du principe de la transformée de FOURIER rapide permet une réduction importante du nombre de multiplications. Des grandeurs Rm, S obtenues sous forme parallèle à travers m une porte de sortie 318, on ne retient que le signe dans un détecteur 320 ; c'est donc le seul élément binaire de signe des 2 x 128 coefficients Rmî Sm qui est transféré en parallèle dans un registre 322 à 256 positions La lecture en série de ce registre, à la cadence de 2048 kb/s restitue la trame temporelle du multiplex MIC dont on était parti à l'émission : la restitution des signaux de voies est opérée-dès lors par un terminal MIC de réception ordinaire. Les organes caractéristiques d'un système MCS peuvent donc être considérés comme des organes convertisseurs, transformant une émission MIC en émission MCS à l'émis- sion, et réalisant la transformation inverse à la réception.Ces organes de conversion sont comparables aux organes de modulationdémodulation (modems) employés couramment pour la transmission des données numériques, mais présentent sur ces derniers des avantages qui seront exposés plus loin. Les organes généraux de réception du système MCS comportent en outre un dispositif particulier de verrouillage de trame et de synchronisation dont le principe va être décrit maintenant. Le fonctionnement du convertisseur MCS/MIC employé à la réception n1 est correct que si les 272 échantillons (dont chacun est défini par 8 éléments binaires) qui vont être stockés dans le registre d'entrée du dispositif de transformation de FOURIER appartiennent au même intervalle de temps, de durée T, qui correspond à la trame du système MIC dont on est parti.Or si N échantillons xO, X1, sn-1 appartiennent à la meme trame temporelle, ils satisfont aux relations suivantes x0 + x1 + x2 +... + xN-1 = 0 x0 - x1 + x2 - x3 + ... - xN-1 = 0 La première de ces relations indique que le signal de durée T provenant de la ligne n'a pas de composante continue ; en effet ce signal est formé par addition de 4 L = 128 sinusoïdes possédant un nombre entier de périodes pendant le temps T, en l'absence de tout changement de phase de chacune d'elles pendant ce temps.Il est équivalent de dire que la composante spectrale continue X0 de la suite des échantillons est nulle De la meme façon, la deuxième relation traduit le fait que la composante extrême Xn #n = N/2 = 136# est nulle ; elle correspond à la composante de fréquence extreme de la bande utile (1088 kHz) qui, comme on l'a vu plus haut, garde une amplitude nulle en permanence. On déduit des relations qui précédent que les sommes arithmétiques des composantes de rang pair d'une part, des composantes de rang impair d'autre part, sont nulles, lorsque les N échantillons apparti- ennent à la même trame xO +x2 + ... + xN-2 = 0 x1 + x3 + ... + xN-1 = 0 Cette propriété caractérise l'appartenance à une même trame si un seul des échantillons (par exemple le premier ou le dernier) n'appartient pas à la trame, une des deux sommes (d'ordre pair ou impair) n'est pas nulle. Le dispositif de reconnaissance de la trame et de synchronisation, représenté de façon schématique sur la figure 8 repose sur ce principe il permet en outre de synchroniser l'échantillonnage du signal continu avec une précision égale à T avec une précision égale à , g étant l'intervalle de temps N séparant deux échantillons successifs ; on peut ainsi éviter une erreur de discrimination de la phase d'une composante spectrale. Les échantillons successifs sont séparés en séquences d'ordre pair x21 , X2i+2 , ... et d'ordre impair : x2i+1 , x2i+3,... grâce à des impulsions d'horloge H1 et H2 = H1, obtenues en divisant par deux la fréquence des impulsions H de l'horloge (100). Les échantillons sont dirigés respectivement vers deux chaines analogues appelées "paire" et "impaire" au moyen de deux portes "ET" (104 et 106). Le premier élément de chacune de ces chaines est un registre 108 (ou 110). N Chacun de ces registres comporte n = @/2 cellules et est actionné par les impulsions H1 (ou H2) qui ont permis d'effectuer la sélection des échantillons à son entrée. On effectue parallèlement, dans deux additionneurs, pair et impair 116 et 118, la somme arithmétique des termes de chaque séquence X2i+2 + x2i+4 + x2i+6 + ... + x2i+N = Z1 en 116 X2i+3 + X2i+5 + X2i+7 + ... + X2î+N+1 = Z2 en 118 en ajoutant au contenu de ceux-ci, à chaque instant de l'horloge du registre correspondant, la différence X2i+N x2i calculée en 112 ou x2i+N+1 -x2i+1 calculée en 114 entre le nouvel échantillon introduit dans ce registre et le plus ancien échantillon, évacué simultanément. Théoriquement la grandeur significative est l'apparition d'une valeur zéro dans l'additionneur 116 (ou 118) ; en pratique, pour tenir compte de la distorsion subie par les signaux au cours de leur transmission, on assigne, après les essais sur des signaux types, une valeur de seuil pour la décision, par exemple : 1 , 3 , 7 (à comparer à un maximum qui peut dépasser 100), codable par les éléments binaires b1 et b2 de plus faibles poids au sein des additionneurs 116 et 118. Pour détecter les évènements significatifs m1 (ou m2) c'està-dire les instants auxquels la somme Z1 (ou Z2) est inférieure au seuil il suffira donc de vérifier, par exemple, que les éléments binaires des poids les plus élevés sont simultanément nuls, sans tenir compte des éléments b1 (ou b2) précités, ceci à l'aide d'un circuit "NOR" 120 (ou 122) l'élément binaire de signe n'étant pas testé. Dans le cas où des seuils de valeurs différentes seraient préférables les circuits "NOR" seraient à remplacer par deux comparateurs arithmétiques recevant dtune part la valeur de seuil et d'autre part le résultat du comptage (éléments binaires b1 et b2 compris) non affecté du signe. Sur chacune des chaînes (paire et impaire) l'apparition du signal m1 (ou m2) caractérisant la valeur "zéro" de l'additionneur déclenche un compteur de temporisation 128 (ou 130) qui revient de lui-meme à sa position zero après un temps Te obtenu par le comptage de n impulsions d'horloge H1 (ou H2), position à partir de laquelle ce compteur est de nouveau prêt à être initialisé par un nouvel évènement m1 (ou m2). Le déclenchement de ce compteur de temporisation ne peut stef- fectuer par l'intermédiaire d'un circuit de départ 429 (ou 431) qu'aux instants pour lesquels les signaux m1 et Z1 (ou m2 et Z2) sont en coincîdence à l'état "présent" et créent, en sortie d'un circuit i'ET" 124 (ou 126) une impulsion de départ al = 1 (ou a2 = 1), le signal z1 (ou Z2) étant représentatif du fait que le compteur 128 (ou 130) est à zéro et étant fourni par un contrôleur de zéro 428 (ou 430). Au cours du comptage de temporisation l'étant du compteur n'est pas modifié par l'apparition intempestive d'un signal m1 ou m2 non synchrone. Chaque retour du compteur de temporisation à zéro (z1 = 1 ou z2 = 1) ou chaque déclenchement a1 = 1 (ou a2 = 1), détermine l'introduction de l'impulsion a1 (ou a2) dans un registre correspondants 144 (ou 146) à trois cellules Ce registre à décalage est actionné par une impulsion C1 (ou C2) obtenue après mise en forme des fronts avant (passage de 0 à 1) des signaux a1 et z1 (ou a2 et z2) par les circuits 132 et 134 (ou 136 et 138) suivis d'un circuit "OU" 140 (ou 142). Le signal 32 est retardé en 133 avant la porte 142 pour tenir compte du décalage temporel entre les échantillons pairs et impairs. Ces dispositions ont pour but de permettre d'enregistrer l'apparition de 3 sommes Z1 (ou Z2) inférieures au seuil choisi et se succédant sans interruption à l'intervalle de temps T. Une telle succession constitue un évènement significatif représenté par un signal a (ou b) issu d'un circuit "ET" 148 (ou 150) alimenté par les trois étages du registre 144 (ou 146) dont les états correspondent aux temps KT, (K+1) T et (K+2) T (ou KT+ # , (K+1) T + # et .(K+2) T + #). Lorsque les deux évènements significatifs a sur la chaine paire et b sur la chaine impaire sont simultanément réalisés la synchronisation est correcte entre le passage à zéro des compteurs 128.et 130 et le début de chaque nouvelle trame du signal codé. Les échantillons stockés dans les registres à décalage 108 et 110 sont donc respectivement x0, x2 , x4 ,.... , xN-2 en 108 x1 , x3, x5 , ... , xN-1 en 110 Un signal de trame peut alors être émis à partir de la mise en coincidence du front de z1 avec le front de z2 retardé d'une période T-T par comptage de N-1 impulsion d'horloge H par exemple, ou par un circuit monostable dont la durée de maintien est préalablement réglée avec une précision supérieure à t/10. Cette fonction est assurée par une cellule de retard 133 et un circuit "ET" 152 qui élabore un signal h sous forme d'une impulsion présente en début de séquence et pouvant constituer un signal de synchronisation de trame si rien ne perturbe la détection des "zéros" des additionneurs 116 et 118. En cas de parasites ou de légers décalages de l'horloge H le synchronisme des compteurs 128 et 130 peut être momentanément défaillant, soit par retard relatif entre m1 et m2, soit par absence de l'un de ces deux signaux, de sorte que le signal h n'est alors plus délivré. Pour pallier cet inconvénient, un compteur cyclique 154 engendre un train d'impulsions t de période de récurrence T (N comptages de l'horloge H) à partir de chaque impulsion h qui effectue automati- quement sa remise à zéro et, donc, son calage. La sortie du compteur 154 (signal t fourni par un contrôleur de zéro 155) constitue le signal de trame substitué à h. Lorsqu'un seul des avènements a ou b est présent, la synchronisation est imparfaite et nécessite un recalage de l'horloge 100 délivrant les impulsions H. Un ordure d'avance (ou de retard) s est donc envoyé à celle= ci dans le but de décaler de #/4 l'instant d'apparition des signaux d'échantillonnage ; après 3 décalages au plus la synchronisation doit etre acquise et les événements a et b présents simultanément. Cet ordre est préparé à 1 aide d'un circuit "OU-exclusif" (156) qui ne lance 1e recalage qu'à condition que les états a et b soient différents. Il est confirmé tan'c que le verrouillage de la trame n'est pas obtenu, ceci à l'aide d'un circuit "ET" (160) recevant d'une part l'ordre préparé, et d'autre part le complément v d'un signal v de verrouillage de trame. L'ordre confirmé est mis en forme en 168 à chaque impulsion t de synchronisation de trame pour agir convenablement sur la phase de l'horloge 100 qui peut ainsi ecre décalé plusieurs fois successivement, à chaque nouvelle impulsion, de synchronisation de trame, par rapport à sa référence initiale. La trame est normalement verrouillée : on ne procède à un déverrouillage, c'est-à-dire à une nouvelle recherche de synchroni sation, après disparition Fugitive de a ou b par suite d'une pertur bation, que lorsque cet incident est confirmé trois fois de suite, par exemple, à l'aide de circuits 158, 162 et 164 qui fournissent le signal v de verrouillage Le circuit "ET" 158 note la présence simultanée des évènements a et b en délivrant un signal qui est introduit dans un registre à décalage 162 à trois étages aux instants définis en début de trame par le signal t. Le circuit "OU" 164 est alimenté par les trois étages du regis- tre 162 et constate (ou non) qu'il existe au moins un des trois instants examinés antérieurement pour lequel il y a eu présence simultanée de a = 1 et b = 1. En conséquence il délivre (ou non) le signal v = 1. Le signal de verrouillage de la trame est utilisé d'autre part pour valider le décodage opéré par le transformateur de Fourier de l'équipement terminal de réception Les circuits d'exécution de l'ordre constitué par le signal de verrouillage de la trame et les dispositifs d'alarme en cas de perte de synchronisation peuvent être réalisés par lihomme de l'art de manière analogue à ceux en usage dans le système MIC. Le procédé faisant obJet de 11 invention a l'intérêt de cumuler certains avantages bien connus des systemes numériques MIC, et ceux des systèmes dits analogiques en ce qui concerne les organes de ligne. En effet les systèmes MIC permettent d'assurer la transmission des signaux téléphoniques de bonne qualité en dépit de fortes perturbations (bruit par diaphonie) des lignes de transmission, grâce à leur immunité vis-à-vis de ces perturbations ; cette propriété résulte du fait que l'information est transmise sous forme codée : il suffit de reconnaitre l'absence ou la présence d'une impulsion de code pour que la transmission ne soit pas altérée. De la même façon, le système M.C.S. est un système codé ; il suffit de reconnaître, dans le terminal de réception1 le seul signe ( et non l'amplitude) des composantes spectrales pour que la transmission reste inaltérée ; il en résulte que l'amplitude des composantes sinusoidales du signal émis en ligne, donc de ce signal lui-même, peut subir a' importantes variations sans que l'information transmise soit altérée. On peut montrer que le système M,C.S. et le système M.I.C., qui mettent en jeu la même bande de fréquences pour la meme capacite de transmission, possèdent sensiblement le même degré d'immunité aux perturbations et peuvent donc etre employés sur des supports de même qualité avec la même efficacité. En revanche, si les équipements terminaux des systèmes M.C.S. sont plus coûteux que ceux des systèmes M.I.C., puisqu'ils comportent des convertisseurs relativement complexes, les équipements de ligne des systèmes M.C.S. sont beaucoup plus simples que ceux des systèmes M.I.C. ; ils ne comportent en effet ni dispositif de récupération de rythme, ni circuit de seuil, ni circuit de décision, ni organe de régénération. Les répéteurs des systèmes M.C.S. sont des amplificateurs linéaires classiques, pourvus comme les répéteurs M.I.C. d'égaliseurs simples ; on n'impose pas aux amplificateurs M.C.S., à l'inverse des amplificateurs de ligne des systèmes à courants porteurs, de conditions strictes de linéarité, de diaphonie, d'égalisation d'amplitude. Les convertisseurs M.C.S., on lea vu, peuvent être comparés à des "modems" de transmission de données (c'est-à-dire équipements de modulation démodulation) en système MIC (PCM) ; il y a toutefois une différence importante entre ces types d'équipement, à l'avantage des convertisseurs M.C.S.Le modem de transmission de données du type quadriphasé associe une onde modulée en phase à chacun des doublets d'une séquence numérique ; il y a donc un saut de phase dans les 2T intervalles de temps égaux à = T/@ ; au contraire le convertisseur n de type M.C.S. ne fait intervenir de saut de phase qu'après un temps égal à T. Ainsi le modem classique qui serait associe à un système M.I.C. ferait usage d'une fréquence porteuse de 1024 kHz, dont l'état de phase change à chaque période, alors qu'un convertisseur M.C.S. met en Jeu 128 fréquences, comprises entre 64 kHz et 1080 kHz, dont l'état de phase change toutes les 125 microsecondes, c'est-à-dire après un nombre de période égal à 8 pour la fréquence la plus basse et égal à 135 pour la fréquence la plus élevée. Le système M.C.S. fonctionne en régime "quasi-stationnaires1, c'est-à-dire avec une durée du signal de modulation grande devant la période de l'onde porteuse, ce qui n' est pas le cas du modem ordinaire ; la fréquence la plus élevée ne s'en trouve pas augmentée pour autant. C'est un avantage considérable, car la perturbation apportée par le changement de phase a une durée courte devant celle qui correspond au régime permanent ; il en résulte une réduction de la distorsion subie par les signaux, pour une meme largeur de bande totale. On peut dire sous une autre forme que l'analyse de la phase des diverses composantes est réalisée pendant le temps T dans le système M.C.S. et seulement pendant le temps T/n dans le cas d'un modem ordinaire.Le système M.C.S. tire donc entièrement parti de la bande de fréquences disponible entre l'origine et la fréquence maximale utilisée en ligne, en conservant un "rendement" de 1,6 à 1,9 bit/s/Hz identique à celui d'un système MIC. Le procédé décrit ci-dessus se place dans un domaine technique différent de celui de procédés connus, pour les télétypes par exemple. On sait en effet que l'on a antérieurement proposé un système de télétype qui est adapté à la transmission d'un débit d'information beaucoup plus faible, par exemple 6 caractères de 5 éléments binaires par seconde, et selon lequel un doublet de deux éléments binaires est codé sous la forme de la présence ou de l'absence de deux signaux sinusoldaux de même fréquence déphasés de 900, un autre doublet étant codé de la même manière sur une autre fréquence, ces deux fréquences étant des multiples entiers petits (le multiplicateur valant par exemple 1 et 2) d'une même fréquence de base, qui est l'inverse de la période pendant laquelle on transmet un signal, celui-ci résultant de la superposition de ces divers signaux sinusoidaux. Un tel système est décrit dans l'article de H.F.HARMUTH "On the transmission of information by orthogonal time functions" Transact. Amer. Inst. Elect. Engrs. Part I : Commun. and Electronics 79 (1960) Nr 49 juillet 1960, p. 248-255. Cet article mentionne en synopsis que les signaux orthogonaux peuvent être multipliés par + 1 ou - 1 selon l'information à transmettre. Ils n'apparaissait pas aux yeux des spécialistes qu'un tel système soit pratiquement transposable au cas ou il fallait transmettre un ensemble de divers signaux multiplexés du type MIC ou analogue. Dans le système HARMUTH l'information est traitée bit par bit la même fréquence peut de ce fait être affectée, avec des phases différentes, à des digits appartenant à 2 caractères différents. Dans le système MCS, on opère par doublets et on fait durer des ondes sinusôldales pendant toute la durée de la trame. La détection repose également, dans le système MCS, sur l'identification de la polarité des raies spectrales et non sur la polarité de la sinusoide élémentaire. Mais d'un point de vue pratique, le système MCS est presqutentièrement numérique (transformation de FOURIER discrète) et le système HARMUTH analogique. Le dispositif de synchronisation est également différent. Le procédé HARMUTH permet de transmettre un bit par porteuse et par durée de trame, en employant une modulation par tout ou rien ou éventuellement biphase (multiplication par + 1), alors que le procédé MCS transmet deux bits par porteuse en modulation quadriphase. Il est enfin clair que le procédé HARMUTH est un procédé de transmission, mais non de multiplexage. REVENDICATIONS 1/ Procédé de modulation et de multiplexage de signaux en vue de leur transmission, selon lequel chacun des divers signaux à transmettre pendant une période de trame de durée T est d'abord mis sous la forme d'une séquence élémentaire de signaux numériques, puis ces diverses séquences élémentaires sont réunies pour former une séquence composite de durée T comportant un nombre P de signaux binaires, caractérisé par le fait qu'on crée un signal "à émettre" susceptible d'être obtenu par les opérations suivantes - on crée un ensemble de p signaux sinusoidaux dont les fréquences sont des multiples m/T d'une même fréquence de trame" 1/T, m étant un entier-prenant p valeurs distinctes, le nombre P de signaux binaires à transmettre étant égal au double 2 p du nombre de ces signaux sinusol daux, ces signaux binaires formant un ensemble de p doublets constituées chacun par deux de ces signaux, - on affecte à chacun de ces signaux sinusoidaux, une phase constante pendant la durée de trame T, cette phase constante étant choisie parmi quatre valeurs angulaires prédéterminées de manière à être représentative d'un dit doublet, - et on superpose les p signaux sinusoidaux affectés desdites phases de manière à obtenir un signal continu résultant de cette superposition, ledit signal à émettre étant identique à ce signal continu. 2/ Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les quatres dites valeurs angulaires de phase prédéterminées sont les quatre multiples impairs de 450 3/ Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le signal à émettre est obtenu par les opérations suivantes - on introduit lesdites séquences numériques dans un calculateur pour transformation de Fourier inverse discrète travaillant, en entrée, sur les fréquences desdits p signaux sinusoidaux, ce calculateur étant apte à fournir en sortie à cadence régulière un nombre N au moins égal à P, d'échantillons résultant de cette transformation pendant une durée de trame T, cette introduction se faisant en appliquant des signaux représentatifs des chiffres binaires de ces séquences aux bornes de ce calculateur destinées à recevoir les parties réelles et imaginaires de l'amplitude des composantes spectrales du signal numérique que doit fournir le calculateur, - on introduit les échantillons numériques fourni par ce calculateur dans un décodeur digital-analogique de manière à obtenir une suite d'échantillons analogiques - et on filtre le signal constitué par cette suite d'échantillons de manière à obtenir un signal continu dont les composantes spectrales sont constituées seulement par lesdits p signaux sinusoidaux, ce signal continu constituant le signal à émettre. 4/ Procédé de réception et de décodage d'un signal constitué par la superposition d'un nombre p de signaux sinusoldaux dont les fréquences sont des multiples m/T d'une même fréquence de trame 1/T, m étant un nombre entier prenant p valeurs distincte, et dont les phases sont constantes pendant une durée de trame T, ces phases constantes pouvant présenter quatre valeurs angulaires prédéterminées distinctes et représentant une information portée par le signal reçu, le procédé étant caractérisé par le fait qu'on réalise les opérations suivantes - on échantillonne le signal reçu à une cadence régulière suffisante pour obtenir pendant chaque durée de trame T des échantillons analogiques en nombre N au moins égal au nombre P = 2 p, - on code ces échantillons pour obtenir des échantillons numériques du signal reçu, - on introduit ces échantillons numériques du signal reçu dans un calculateur pour transformation de Fourier directe discrète travaillant en entrée sur ledit nombre N d'échantillons et, en sortie sur les fréquences desdits p signaux sinusoidaux, ce calculateur étant apteà faire cette transformation pendant une durée de trame T et à fournir ainsi en sortie une succession de doublets d'échantillons numériques, les deux échantillons de chaque doublet étant respectivement représentatifs des parties réelle et imaginaire de l'amplitude d'une même composante spectrale du signal reçu, - et on synchronise le travail de ce calculateur et l'échantillonnage du signal reçu de manière que chaque transformation de Fourier soit faite sur des échantillons correspondant à une durée de trame T au cours de -laquelle les phases desdits p signaux sinusoldaux sont restées constantes, avec une relation temporelle prédéterminée entre les instants d'échantillonnage du signal reçu et le début de cette durée de trame, desdites successions de doublets constituant alors des séquences numériques représentatives de l'information portée par le signal reçu. 5/ Procédé selon la revendication 4, caractérisé par le fait que le nombre N des échantillons est égal à 2p+2, le nombre m définissant les fréquences m/T desdits p signaux sinus ci daux prenant p valeurs successives. 6/ Procédé selon la revendication 5, caractérisé par le fait qu'on synchronise le travail du calculateur et l'échantillonnage du signal reçu en faisant les opérations suivantes - au cours de chaque durée de trame T on fait la somme des échantillons de rang pair, et la somme des échantillons de rang impair, - on compare chacune de ces deux sommes à des- seuils prédéterminés et on élabore un signal de synchronisme tant que ces deux sommes sont inférieures à ces seuils prédéterminés au début de chacune des périodes de travail successives de durée T du calculateur à transformation de Fourier, - on décale progressivement la synchronisation tant que ce signal de synchronisme est absent, - et on verrouille la synchronisation quand ce signal de synchronisme est fourni.