Brevet FR2470483A1 — publié le 19810529

La présente invention concerne des amplificateurs à transistors à effet de champ symétriques complémentaires et, plus particulièrement, elle se rapporte à un moyen permettant de polari- ser les électrodes de grille d'un amplificateur symétrique complé- mentaire, afin de commander la valeur maximale du courant de croi- sement formé dans cet amplificateur. Un amplificateur symétrique complémentaire com- prend deux transistors à effet de champ de types de conductivité opposés, dont les canaux respectifs sont connectés en série aux bornes d'une source de potentiel de fonctionnement. Une borne d'entrée est connectée aux électrodes de grille des deux transis- tors. L'interconnexion des deux canaux des transistors est connec- tée à une borne de sortie. Un amplificateur d'inversion typique est connecté drain à drain, les électrodes de source étant connec- tées entre les bornes d'application du potentiel de fonctionnement. Les circuits symétriques complémentaires sont intéressants comme éléments logiques numériques du fait de leur seuil élevé vis-à-vis du bruit, de leur faible consommation d'énergie et de leur gain de puissance très élevé. Lorsque le signal d'entrée d'un amplificateur symétrique complémentaire a une valeur logique haute ou basse, l'un des deux transistors à effet de champ est dans- l'état conducteur et l'autre dans l'état non conducteur. Ainsi, pour un niveau d'entrée logique stationnaire appliqué à l'amplificateur, seul un petit courant circule, qui est égal au courant de fuite de celui des transistors qui est dans l'état non conducteur. Lorsque l'ampli- ficateur subit une commutation entre états, le courant de drain augmente à partir d'une faible valeur d'état stationnaire, s'élève jusqu'à une valeur de crête, puis rediminue jusqu'à une autre valeur d'état stationnaire. L'étendue de fonctionnement sur laquelle les deux transistors sont partiellement conducteurs est appelée la "région analogue", et le courant de crête relatif à la commutation qui est tel que la somme des résistances des deux canaux a une valeur minimale est appelé le "courant de croisement". Un amplificateur d'inversion symétrique complémen- taire tel que décrit ci-dessus peut fonctionner comme amplificateur linéaire de classe A ou quasi linéaire de classe AB tout en conservant un grand nombre des caractéristiques souhaitables qui sont associées à son emploi comme élément logique numérique, Pour ces applications analogiques, l'amplificateur est polarisé en un point de fonctionnement stationnaire de sa fonction de transfert, pour lequel les fonctions d'entrée et de sortie sont liées de façon approximativement linéaire. Un point de polarisation ordi- nairement utilisé est le point médian pour lequel la tension d'entrée de fonctionnement stationnaire est fixée àune valeur telle que la tension de sortie vaut la moitié du potentiel de polarisa- tion appliqué. Une telle polarisation à mi-hauteur amène un courant dit "de repos" dans les canaux des transistors à effet de champ qui correspond sensiblement au "courant de croisement" défini ci-dessus. La consommation électrique d'un amplificateur symétrique complémentaire est liée à l'amplitude du courant de croi- sement et à la durée relative que l'amplificateur passe dans la "région analogue". Pour les circuit numériques, on voit que la con- sommation électrique est liée à la fréquence de commutation. Puisque le courant de croisement est fortement fonction de la tension d'ali- mentation, la consommation électrique augmente pour les tensions d'alimentation plus élevées. De plus, des facteurs relatifs au milieu ambiant, tels que la température, exercent un effet sur l'amplitude du courant de croisement, lequel augmente généralement lorsque la température augmente. Les variations relatives aux processus de fabrication et aux matériaux utilisés qui affectent les paramètres des dispositifs exercent également un effet sur la valeur du courant de croisement. Dans certaines conditions, par exemple pour une tension d'alimentation électrique élevée ou une forte température, le courant de croisement peut atteindre une valeur excessive, entraînant ainsi une consommation électrique excessive. Il est donc souhaitable de pouvoir commander le courant de croisement de façon qu'il ait une valeur de crête sensiblement constante, indé- pendamment de la tension d'alimentation et des paramètres des tran- sistors à effet de champ. En ce qui concerne l'utilisation de l'amplificateur dans le domaine analogique, la commande du courant de croisement signifie que le point de fonctionnement stationnaire restera stable en présence de variations de la tension d'alimentation et de la température, ainsi que vis-à-vis des variations particulières des paramètres des transistors à effet de champ. Selon l'invention, on commande le courant de croi- sement dans un amplificateur à transistors à effet de champ symétrique complémentaire comprenant un premier et un deuxième transistor, en régulant le débit de courant dans les canaux de conduction d'un troisième èt d'un quatrième transistor, et en appliquant les tensions grille-source résultantes du troisième et du quatrième transistor à la polarisation des électrodes grille-source respectives du premier et du deuxième transistor. Selon un mode de réalisation, le troisième et le quatrième transistor sont autopolarisés à un point de fonction- nement de croisement prédéterminé par un moyen réactif reliant les électrodes respectives drain-grille. Selon un autre mode de réalisa- tion, le troisième et le quatrième transistor sont connectés en série avec un moyen qui établit un courant sensiblement constant dans leurs canaux de conduction. Le courant de croisement passant dans les pre- mier et deuxième transistors est commandé par l'application d'une tension résultant de l'addition des tensions source-grille des troi- sième et quatrième transistors aux électrodes de grille respectives des premier et deuxième transistors. La description suivante, conçue à titre d'illustra- tion de l'invention, vis à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: - la figure 1 est une vue schématique montrant plusieurs amplificateurs symétriques complémentaires fonctionnant à partir d'un unique moyen de commande de courant de croisement, ce circuit constituant un mode de réalisation de l'invention; - la figure 2 est un graphe multiple utilisant les mêmes axes pour présenter deux points de fonctionnement respectivement différents d'un amplificateur symétrique complémentaire à commande de courant de croisement, qui illustre le fonctionnement de l'inven- tion; - les figures 3, 4 et 5 représentent chacune un schéma simplifié d'un amplificateur symétrique complémentaire à commande de courant de croisement constituant un mode de réalisation de l'invention; et - la figure 6 représente un moyen de polarisation dtun amplificateur symétrique complémentaire en fonctionnement linéaire. Sur la figure 1, est représenté un amplificateur symétrique complémentaire. Un transistor à effet de champ de type enrichissement à canal P, désigné par la référence P10, est connecté en série avec un transistor à effet de champ de type enrichissement à canal N-désigné par la référence 112. Leurs électrodes de drain sont connectées toutes deux à une borne de sortie 20. Leurs élec, trodes de source sont connectées respectivement à des bornes 24 et 22 recevant respectivement des tensions d'alimentation électrique V+ et V-. L'électrode de grille de chacun des transistors P1O et N12 est connectée à une borné d'entrée 18 par l'intermédiaire respectif de résistances Rt et R2. Si l'on suppose que la chute de tension aux bornes des résistances Rt et R2 est nulle, alors les transistors P10 et N12 fonctionnent en amplificateur d'inversion symétrique complémentaire classique, d'un type bien connu dans la technique. Les grilles respectives des transistors sont au même potentiel. Lorsque l'entrée 18 reçoit un signal de niveau bas (au potentiel V-), le transistor 112 est dans l'état complètement non conducteur et le transistor P10 est dans l'état pleinement conducteur. Alors, la sortie 20 est au niveau haut (au potentiel V+). Inversement, lorsque l'entrée 18 est au niveau haut, N12 est conducteur et P10 est non conducteur, si bien que la sortie est au niveau bas. Les transistorsPlO et N12 fonc- tionnent donc en inverseur numérique. Entre les deux extrêmes de potentiel d'entrée qui sont décrits ci-dessus, il existe une gamme de signaux d'entrée pour lesquels les transistors P10 et N12 sont tous deux partiellement conducteurs. Le courant de drain augmente de façon raide lorsque les deux transistors sont conducteurs jusqu'à une valeur de crête qui est déterminée par le potentiel de fonctionnement et la résistance des canaux de P10 et N12,. Le courant de croisement, qui est la valeur de crbte relative à la commutation, correspond à la situation o la somme des résistances des deux canaux est minimale. Selon l'invention, le courant de croisement est ajusté à une valeur prédéterminée sensiblement indépendante de la tension d'alimentation et des paramètres des transistors à effet de champ. Le principe général de l'invention est le suivant. On fait passer un courant donné dans les canaux d'un couple de transis- tors de référence (P14 et N16) dont les caractéristiques sont adaptées aux caractéristiques des transistors de l'amplificateur (PlO et N12) de manière à les suivre. On additionne ensemble les tensions grille-source des transistors de référence pour le courant de canal prescrit. On applique ensuite une tension, résultant de la somme des tensions grille-source, entre les grilles des transis- tors de l'amplificateur. Alors, au lieu que les grilles de ces tran- sistors se trouvent au même potentiel, elles sont séparées par une tension qui est proportionnelle au potentiel de fonctionnement moins la somme des tensions grille-source des transistors de réfé- rence. La figure 2 illustre graphiquement l'effet consé- cutif à l'insertion d'une tension de séparation entre les grilles de l'amplificateur. L'axe horizontal est l'axe des tensions grille- source, soit VGS; l'axe vertical est l'axe des courants drain-source, soit ID5* La courbe 28 représente la caractéristique tension de grille- courant de drain d'un transistor à effet de champ à canal P. La courbe 30, portée sur le même système de référence, représente la caractéristique tension de grille-courant de drain d'un transistor à canal N complémentaire. Dans l'amplificateur symétrique complémen- taire de la technique antérieure, les deux électrodes de grille sont connectées en commun. Ainsi, l'intersection des courbes 28 et 30 apparalt pour la valeur maximale du courant de croisement, soit A' On considère alors l'effet résultant de l'introduction d'une tension de décalage ou de séparation, en série avec l'électrode de grille de chaque transistor. La courbe 28 se déplace vers la gauche et est désignée par la courbe 28a. L'amplitude du décalage (Vp2-VPl) corres- pond à la chute de tension introduite entre la borne d'entrée 18 et l'électrode de grille du transistor à canal P. La courbe 30 se déplace vers la droite et devient la courbe 30a, qui est décalée d'une quantité (VN2-VNl) correspondant à la chute de tension intro- duite entre la borne d'entrée 18 et l'électrode de grille du transis- tor à canal N. Les courbes décalées 28a et 30a se coupent pour une- valeur inférieure du courant de croisement IB. La tension de sépara- tion grille-grille totale entre les électrodes de grille respectives des transistors à canal P et à canal N (pour le courant de drain IB) est égale à Vgl, ainsi que cela est indiqué sur la figure 2. On note que l'on obtient un courant de croisement IB de valeur généralement inférieure lorsqu'on introduit une tension de séparation plus élevée entre les électrodes de grille. L'amaplitude de la tension de séparation, c'est-à- dire le décalage des courbes caractéristiques, est telle que l'on ajuste le courant de croisement sur ure valeur maximale prédéterminée. Comme cela est décrit en relation avec les modes de réalisation de l'invention, la tension de séparation introduite entre les grilles est obtenue à partir des tensions grille-source d'un couple de tran- sistors de référence adaptés fonctionnant sur un courant sensiblement constant. Ainsi, les courbes 28 et 30 se déplacent dans une direction telle qu'elles tendent à se couper à une valeur prédéterminée du courant de croisement, soit IB' Par exemple, on suppose que la ten- sion d'alimentation augmente. Les courbes 28 et 30 se transforment alors en de nouvelles courbes, qui sont plus raides que précédemment. Leur nouvelle intersection tend à se trouver à un niveau de courant plus élevé. Mais la séparation de tension entre les grilles augmente, si bien que les courbes caractéristiques tendent à se rapprocher l'une de l'autre d'une quantité qui tend à conserver le courant de croisement à la valeur prédéterminée 1B' On considère le mode de réalisation d'amplificateur symétrique die la figure 1. Une différence de potentiel de fonctionne- ment Vsest appliquée entre les bornes 24 et 22. Du fait de la symétrie du circuit, là borne 23 se trouve sensiblement à un potentiel situé à mi-chemin entre les potentiels d'alimentation V+ et V-. Lorsque V+ et V- ont des amplitudes égales, soit VS/2, mais des pola- rités opposées, la borne 23 se trouve sensiblement au potentiel de la terre, comme cela est indiqué sur la figure 1. Le courant de drain passant dans le transistor P14 est ajuste eur une valeur prescrite Il par un moyen de réaction. Le trajet de réaction va du trajet directeur QlO d'un moyen à courante en rapport géométrique Q1O, Qll, qui est en série avec le canal de conduction de P14, au trajet asservi Qll du moyen à courants en rap- port géométrique, via la résistance R5, le transistor Q3 et la résis- tance R3, qui applique le potentiel à la grille de P14. Pour comprendre le fonctionnement du mécanisme de régulation par réaction, on suppose que le moyen Q1O, Qll à courants en rapport géométrique a un gain de courant de moins 1. Ainsi, pour un courant Il passant dans le trajet directeur QlO connecté en diode, le trajet asservi Qll demande un courant I1' égal à Il. On peut obtenir un rapport égal A l'unité en faisant en sorte que q10 et Qll possèdent la même surface de jonction émetteur-base fabriquée sur un substrat commun. Le courant de drain est principalement déterminé par la tension émetteurbase polarisée en sens passant de Q3 et la valeur de la résistance R5. Pour le silicium, Vbe est d'environ 0,675 V. Le courant de drain I1 (ou I1') vaut alors Vbe/R5. Si Il tend à augmenter au-delà de la valeur Vbe/R5, I' augmente également. Puisque le courant allant à R5 vaut V Be/RS, ou Vbe est sensiblement indépendant du courant de base, toute augmentation de Il' est transmise via la jonction base-émetteur de Q3 et est amplifiée par un facteur égal au paramètre g de Q3. Ainsi, 12 tend à augmenter de façon abrupte, ce qui accroit la tension aux bornes de R3 appliquée A l'électrode de grille de P14. Le fait qu'une tension plus positive soit appliquée à l'électrode de grille de P14 réduit sa tension grille-source, ce qui tend à réduire le courant de drain 'Il Une analyse identique s'applique à la situation opposée, o 11 tend aà tomber en deçà de Vbe/R5. On voit qu'il s'agit d'une contre-réaction maintenant le cou- - rant de canal I1 à une valeur égale & Vbe/R5, plus le petit courant de base nécessaire pour attaquer le transistor Q3 (plus le petit courant de base de Q8 et Q8' dont il sera question ci-après). Le fonctionnement complémentaire du transistor N16 en coopération avec le moyen Q12, Q13 à courants en rapport géométrique, la résistance R6, le transistor Q5 et la résistance R4, est analogue à celui décrit pour P14, Ql0, Qll, R5, Q3 et R3. Puisque le circuit est symétrique, des courants Il, I1' et 12 correspondants qui viennent de la moitié supérieure des circuits de la figure 1 circulentégalement dans les trajets respectifs de la moitié inférieure du circuit. Ainsi, aucun courant ne passe par la borne 23 pour aller à la terre, de sorte que, en fait, cette connexion peut être éliminée sans que cela fasse varier le fonctionnement du circuit. Le courant de drain du transistor complémentaire N16 est aussi égal à Il. Ce qui est le plus important est que la tension aux bornes de R3 et R4, soit V82' produite par les courant égaux et opposés venant de Q3 et Q5, est égaleau potentiel de fonctionnement V moins la somme des tensions grille-source de P14 et N16 nécessaires pour produire un courant de drain égal à I. En d'autres termes, les transistors Q3 et Q5 font fonction de sources de courant complé- mentaires et produisent une tension Vg2 aux bornes des résistances R3 et R4, de telle manière que l'intensité des courants de drain de P14 et N16 soit égale à Il. Avant de considérer le fonctionnement de l'amplifi- cateur constitué de P10 et N12, on suppose que les transistors Q8 et Q9 sont adaptés à Q3 et Q5, et que les surfaces de jonction base- émetteur de Q8 et Q9 sont respectivement égales à celles de Q3 et Q5. De plus, on suppose que les résistances Ri, R2, R3 et R4 possèdent toutes la mênme valeur. On peut voir que le courant 13 passant par Q8 et Q9 est égal à I2. Ainsi, la tension aux bornes de RP et R2, indiquée par Vgl sur la figure 1, est égale à Vg2' Alors, on imagine que la tension d'entrée présente sur la borne 18 correspond à une- situation de courant de croisement. Puisque les caractéristiques de P10 et N12 sont respectivement adaptées à celles de P14 et N16, la tension totale aux bornes des électrodes grille-source de P10 et N12 se divise entre les deux dispositifs de façon que le courant de croisement soit égal à 12. Comme cela est indiqué ci-dessus, si les potentiels d'alimentation varient, ou si les facteurs dépendant des transistors, tels que la température, varient, ce qui tend à augmenter ou diminuer le courant passant dans les trajets de conduc- tion de P10 et N12, alors les transistors de référence fournissent les tensions grille-source ajustées qui sont nécessaires pour régler le courant de croisement sur la valeur prédéterminée égale à Il. En ce qui concerne le fonctionnement, la source de signaux e est connectée à la borne d'entrée 18. Pour un signal s d'entrée numérique, l'amplificateur symétrique complémentaire Pl0, N12 est encore un inverseur logique. La chute de tension aux bornes 24?0485 de Rl et R2 fait fonction de décalage de courant continu en série avec la connexion d'entrée de chaque grille. En d'autres termes, l'inverseur fonctionne de façon normale. Le courant de crête associé à la commutation, qui apparaît lorsque la tension d'entrée corres- pond à une tension de sortie située à mi-chemin entre V+ et V-, est toutefois limité à la valeur de Il, soit le courant constant pres- crit circulant dans les transistors de référence P14 et N16, ce qui a pour effet de réduire la consommation électrique de l'inver- seur. L'amplificateur symétrique complémentaire PlO, N12 peut également fonctionner comme amplificateur linéaire lorsqu'il est polarisé à mihauteur de sa gamme linéaire. Pour un tel point de fonctionnement,il circule un courant de repos qui est égal au courant de croisement décrit ci-dessus. On note que, puisque le cou- rant de croisement est égal à une valeur prédéterminée, le gain de l'amplificateur, qui est déte=miné par ce courant de croisement, est également ajusté à une valeur prédéterminée en présence de condim tions variables. Si l'on désire faire fonctionner plus d'un amplifi- cateur symétrique complémentaire avec le moyen de commande de courant de croisement, il n'est pas nécessaire de concevoir des circuits distincts de commande de courant de croisement. La figure 1 montre comment plusieurs amplificateurs peuvent être commandés à partir d'un seul circuit de commande de courant de croisement. Des lignes communes 32 et 34 transportent des signaux de tension de base de façon à com- mander d'autres sources de courant Q8' et Q9'. Chaque source Q8' et Q9' délivre ou absorbe respectivement un courant égal à I2 via les résistances Rt' et R2'. La tension de séparation qui résulte entre les grilles de Pl1' et N12' limite à la valeur de Il, comme précé- demment, la valeur de crête du courant associé à la commutation. La figure 3 présente un autre mode de réalisation utilisant un moyen quelque peu différent pour ajuster le courant de canal passant dans les transistors de référence. Dans ce mode de réalisation, le courant de canal drain-source passe directement dans la résistance R6. Comme précédemment, tout courant de canal supérieur au courant Il qui est égal à Vb /R6 passe dans Q5 et est multiplié par le paramètre D de ce transistor. Toutefois, la source de courant complémentaire Q3 est attaquée par un moyen à courants en rapport géométrique au lieu que ce soit par une combinaison résistance- transistor distincte comme c'était le cas précédemment. Le courant passant dans Q5 est dédoublé par l'intermédiaire d'un transistor adapté Q4. Le courant passant dans Q4 est inversé et dédoublé dans un amplificateur Ql, Q2, Q3 à courants en rapport géométrique et à gain égal à l'unité, puis est délivré à la résistance R3. Comme précédemment, la tension grille-grille V 2 est égale au potentiel de fonctionnement Vs moins la somme des tensions grille-source respectives de P14 et N16 qui sont nécessaires pour produire un courant de drain égal à Il plus le petit courant de base nécessaire pour Q5 (aussi bien que pour Q4 et Q9 sur la figure 3). Le transistor Q2 est un transistor de dérivation de courant de base produisant une attaque de courant de base pour QI, Q3 et Q8, ainsi que pour touteautre source de courant qui pourrait être ajoutée en vue de constituer d'autres amplificateurs symétriques complémentaires. On note qu'il est naturellement possible de modifier les circuits des figures 1 et 3 pour employer d'autres circuits à courants en rapport géométrique que ceux représentés. Un circuit à courants en rapport géométrique se définit comme un amplificateur de courant d'inversion linéaire comprenant: un moyen convertisseur courant-tension qui répond à un courant d'entrée en produisant une tension; un moyen convertisseur tension-courant qui répond à ladite tension produisant le signal de sortie de l'amplificateur; et o chaque moyen convertisseur a une caractéristique courant-tension qui peut être non linéaire, ces caractéristiques étant reliées par un facteur G indépendant de l'amplitude du courant appliqué et choisi de façon que les caractéristiques se suivent l'une l'autre en cas de variations de la température afin d'amener un gain global selon lequel le rapport de l'intensité du courant de sortie à celle du courant d'entrée est égal au facteur G pour sensiblement toutes les variations possibles de la température et de l'intensité du courant amplifié. Les circuits à courants en rapport géométrique peuvent être constitués au moyen de transistors bipolaires ou de transistors à effet de champ. 11. La résistance R6 (figure 3) peut être remplacée par une source de courant constant réglée de façon à absorber un courant I1 fixé par une polarisation extérieure. Alors tout courant de canal supérieur à 11 sera amené à passer dans la jonction base- émetteur de Q5, comme précédemment. De la même façon, sur la figure 1, des sources de courant peuvent remplacer R6 et R5 de façon à adapter respectivement les courants de source et de puits. Des sources de courant sont communément obtenues à partir des collecteurs de transistors à tensions de polarisation émetteur-base compensées en température. De nombreux autres circuits sont possibles. Par exemple, le mécanisme de couplage constitué de R6 et R5 pourrait être remplacé par des transistors à effet de champ fonctionnant en tension, et les résistances RI à R4 pourraient être des transistors à effet de champ connectés en diodes. Le circuit résultant, qui serait alors entièrement constitué de transistors à effet de champ, pourrait commodément être fabriqué par une technologie CMOS (oxyde métallique- semi-conducteurs complémentaires). Les circuits à courants en rapport géométrique définis ci-dessus ont donc un gain égal à l'unité et les résistances RI, R2, R3 et R4 sont supposées égales. On notera que le rapport entre RI et R3 (aussi bien qu'entre R2 et R4) peut être supérieur ou inférieur à l'unité et que les rapports des courants entre sources alimentant les résistances RI à R4 peuvent être différents de l'unité, une chute de tension aux bornes de Rl et R2 proportionnelle à celle existant aux bornes de R3 et R4 pouvant néanmoins être obtenue par ajustement des dimensions relatives des canaux de PIO et N12 vis- à-vis de ceux de P14 et N16 de sorte que le courant de croisement passant dans P10 et N12 puisse être réglé à une valeur proportion- nelle au courant prescrit Il associé à P14 et N16. On note cependant que chaque couple complémentaire de sources de courant (par exemple Q8 et Q9) doit de préférence fonctionner sur la base de courants d'intensités égales et de signes opposés à moins qu'une sorte de réaction directe ne soit établie entre la borne de sortie 20 et la borne d'entrée 18. D'autre part, il est utile dans certains cas d'agencer des bornes d'entrée pour circuits numériques qui se placent automatiquement dans un état logique préférentiel, par exemple V+ ou Y-, alors qu'aucune connexion n'est faite avec la borne d'entrée. Par exemple, on peut souhaiter qu'un état'logique préféré s'établisse lorsque l'entrée n'est pas connectée, puisqu'une moindre puissance d'attente est alors consommée par les circuits ultérieurs. On obtient un tel effet dans un circuit selon l'inven- tion en introduisant un petit déséquilibre, par exemple entre les intensités des courants délivrés par les collecteurs de Q8 et Q9. De plus, les valeurs des résistances R] et R2 (ou R3 et R4) peuvent ne pas être égales l'une à l'autre afin de déplacer la tension d'entrée pour laquelle circule le courant de croisement. Un autre mode de réalisation de l'invention est présenté sur la figure 4. Les transistors P14 et N16 sont des tran- sistors à effet de champ connectés chacun en diode (connectés drain- grille) en série avec une source de courant constant Il. L'ordre de la connexion en série des transistors P14 et N16 connectés en diode peut être inversé. La source de courant I est réglée par des moyens externes ou par des moyens de référence internes indépendants. Comme cela sera expliqué ci-après, le courant constant prescrit Il déter- minera la valeur d'ajustement du courant de croisement. La tension totale VT aux bornes de l'ensemble des deux transistors est la somme des tensions grille-source du transis- tor de type P, soit VGS-p. et du transistor de type N, soit VGS-Ns pour lesquels circule le courant de canal Il. Le reste du circuit est un moyen permettant d'appliquer une tension résultant de VT comme tension de séparation entre les grilles de PIO et N12. En vertu de la loi de Kirchhoff, la tension aux bornes de R7 doit être le potentiel de polarisation V moins VT et moins la chute de tension base-émetteur de sens passant aux bornes de Q12 et Q14. On suppose que ces chutes de tension base-émetteur sont égales; elles sont représentées sur la figure 4 par 2 Vb. Le transistor Q14 constitue le trajet directeur du moyen à courants en rapport géométrique Q14, Q15. De même, Q16 constitue le trajet directeur du moyen à courants en rapport géométrique Q16, Q17. On suppose alors que chacun de ces moyens à courants en rapport géométrique a un gain égal à l'unité, que la résistance de R7 est égale à la somme des résistances de R1 et R2,et que chacune des diodes Dl et.D2 a une chute de tension en sens passant égale à V - Le courant circulant dans R7 passe dans Q14 et,, avec une petite erreur de courant de base due à Q12, passe également dans Q16. Puisque les trajets asservis des moyens à courants en rap- port géométrique fournissent le même courant dans R] et R2, la tension aux bornes de RI et R2 est égale à la tension aux bornes de R7. Les diodes Dl et D2 ajoutent à cette tension la valeur de Wbe. Ainsi, une tension de séparation est introduite entre les électrodes de grille de P10 et N12 qui est égale au potentiel de fonctionnement Vs moins la somme des tensions grille-source néces- saires pour produire un courant de canal égal à 1. On note qu'il est également possible de placer les diodes Dl et D2 en série avec les électrodes de source de P10 et N12. Dans des applications moins cruciales, on peut remplacer Dl et D2 par des connexions respectives directes, ne présentant relativement pas d'impédance. Un autre mode de réalisation est présenté sur la figure 5. Les transistors de référence N26 et P24 sont connectés source à source en série avec la résistance R9 sur le potentiel de fonctionnement Vs. La boucle de réaction assurant la régulation du courant dans les transistors de référence est constituée du transis- tor Q20 et de la résistance R8. Le courant de canal ajusté est I égal à Vbe/R9, o Vbe est la chute de tension base-émetteur en sens passant de Q20. Le courant qui excède Vb /R9 passe dans la jonction base-émetteur de Q20 et est multiplié par le paramètre 5 de Q20 comme courant de collecteur de celui-ci, ce courant de collecteur passant dans R8. Ceci a pour effet de diminuer les tensions grille- source disponibles pour mettre N26 et P24 dans l'état conducteur. Le résultat global obtenu est que le courant de canal passant dans N26 et P24 tend à se stabiliser sur la valeur 11 égale à V be/R9 plus le petit courant de base nécessaire pour Q20, Q22 et Q24. En vertu de la loi de Kirchhoff, le potentiel aux bornes de R8 est égal au potentiel de fonctionnement V moins la somme des deux tensions grille-source, soit VGSP +VGSNJ des transistors de référence. Les sources de courant Q22 et Q24 ont pour fonction, en conjonction avec le moyen à courants en rapport géométrique, d'appliquer aux électrodes de grille de P20 et N22 une tension résul- tant de la tension aux bornes de R8. D'abord, le courant passant dans R8 (le mime courant que dans Q20) s'inverse et se dédouble dans le transistor Q22 et de nouveau dans le transistor adapté Q24. Le courant passant dans le transistor Q22 est fourni au trajet direc- teur Q26 du moyen Q26, Q28 à courantsen rapport géométrique à gain S égal A l'unité. Le trajet directeur Q28 fournit dans Rl et R2 un courant d'intensité égaleet de sens opposé au courant demandé par Q24. Si l'on suppose que la résistance de Ri plus R2 est égale à la résistance de R8, la tension de séparation de grille V 1 est égale à la tension aux bornes de R8. Ainsi, le courant de croisement passant dans PIO et N12 est limité à la valeur du courant de canal passant dans les transistors de référence. Comme cela a précédemment été mentionné, il est possible de modifier les rapports des circuits à courants en rapport géométrique et les rapports des résistances de façon à produire un courant de croisement qui est proportionnel au courant passant dans le transistor de référence. Comme exemple de moyen de polarisation permettant de conditionner l'un quelconque des circuits amplificateurs présentés sur les figures 1, 3, 4 et 5 en fonctionnement linéaire, la figure 6 présente une résistance de réaction Rf qui est connectée entre la borne de sortie 20 et la borne d'entrée 18 de ce circuit amplifica- teur A. Lorsque ce moyen de polarisation réactif est utilisé dans le circuit de la figure 4 par exemple, il tend à annuler tout désé- -qliilibre entre les sources de courant Q15 et Q17. Les amplificateurs symétriques complémentaires de l'invention se révèlent particulière- ment utiles dans des applications analogiques employant une réaction de linéarisation du fait que la commande du courant de croisement tend à stabiliser le gain en boucle ouverte de l'amplificateur. Par exemple, les techniques de commande de courant de croisement qui ont été discutées cidessus peuvent être utilisées pour produire une tension de séparation entre les électrodes de grille d'un étage d'attaque push-pull, ou symétrique, à transistor à effet de champ symétriques complémentaires du type décrit dans le brevet des Etats- Unis d'Amérique n0 4 159 450. Parmi les variantes qu'il est possible d'envisager sur le principe de base de l'invention, on note par exemple qu'il est possible de-modifier la figure 4 en remplaçant les diodes Dl et D2 - 15 par des connexion directes dans le cas o l'on souhaite démultiplier la transconductance de P10 en insérant entre sa source et la ligne d'alimentation V+ le circuit d'entrée d'un amplificateur à courants en rapport géométrique à transistors PNP de façon à relier sa connexion de sortie à la borne de sortie 20 et o on souhaite démultiplier la transconductance de N12 en insérant entre sa source et la ligne d'alimentation V- le circuit d'entrée d'un amplifica- teur à courants en rapport géométrique à transistors NPN dont la connexion de sortie est également reliée à la borne de sortie 20. Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir des dispositifs dont la description vient d'être donnée à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses autres variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'inven- tion. ÀR E V E N D I C A T I 0 N S 1 - Amplificateur symétrique complémentaire comprenant un premier, un deuxième, un troisième et un quatrième transistor à effet de champ, qui possèdent chacun des électrodes de source et de drain définissant les extrémités de leur canal de con- duction ainsi qu'une électrode de grille, le premier transistor (PlO) et le troisième (P14) étant du type à canal P et le deuxième transistor (N12) et le quatrième (N16) étant du type à canal N, l'amplificateur étant caractérisé en ce qu'il comprend un moyen permettant d'appliquer un potentiel de fonctionnement (V+, V-) entre les électrodes de source du premier transistor (PlO) et du deuxième transistor (N12); des bornes d'entrée (18) et de sortie (20); des moyens connectant respectivement les électrodes de drain des premier et deuxième transistors à la borne de sortie (20); un premier moyen de connexion (Rl) connectant l'électrode de grille du premier transis- tor à la borne d'entrée; un deuxième moyen de connexion (R2) connec- tant l'électrode de grille du deuxième transistor a la borne d'entrée; un moyen de régulation (R3, R4, R5, R6, Q3, Q5, QlO, Qll, Q12) permettant d'ajuster la valeur du courant passant dans les canaux de conduction du troisième et du quatrième transistor à une valeur prescrite; et un moyen (Q8, Q9, Rl, R2) répondant aux tensions grille-source résul- tantes des troisième et quatrième transistors en appliquant des potentiels respectifs proportionnels auxdites tensions grille-source résultantes comme tensions grille-source respective des premier et deuxième transistors. 2 - Amplificateur selon la revendication 1, carac- térisé en ce que le moyen qui répond aux tensions grille-source résul- tantes des troisième et quatrième transistors en appliquant des' potentiels respectifs proportionnels aux tensions grille-source résul- tantes entre les électrodes grille-source respectives des premier et deuxième transistors comprend: un moyen (R3, R4, RS, R6, Q3, Q5, QlO, Qll, Q12) permettant de soustraire dudit potentiel de fonction- nement (V+, V-) les tensions grille-source résultantes des troisième et quatrième transistors de façon à obtenir une tension de différence;. et un moyen (Q8, Q9, Rl, R2) répondant à ladite tension de différence en appliquant un potentiel proportionnel à ladite tension de diffé- rence entre les électrodes de grille des premier et deuxième tran- sistors. 3 - Amplificateur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le premier moyen de connexion comprend une première résistance (Rl) connectée entre l'électrode de grille du premier transistor et la borne d'entrée; le deuxième moyen de connexion comprend une deuxième résistance (R2) connectée entre l'électrode de grille du deuxième transistor et la borne d'entrée; ledit moyen qui répond aux tensions grille-source résultantes des troisième et quatrième transistors en appliquant des potentiels respectifs proportionnels auxdites tensions grille-source respectives comme tensions grille-source respectives des premier et deuxième transistors comprend un premier moyen d'alimentation en courant (Q8; Q15; Q28) connecté à l'électrode de grille du premier transistor afin de conduire un premier courant à la première résistance (R1), le premier moyen d'alimentation en courant comportant une électrode de commande (base de Q8) qui reçoit un premier signal de commande déterminant l'intensité dudit premier courant, un deuxième moyen d'alimentation en courant (Q9; Q17; Q24) connecté à l'électrode de grille du deuxième transistor afin de conduire un deuxième courant venant de la deuxième résistance (R2), le deuxième moyen d'alimenta- tion en courant comportant une électrode de commande (base de Q9) qui reçoit un deuxième signal de commande détem inant l'intensité dudit deuxième courant, et un moyen (R3, R4, R5, R6, Q3, Q5, Q10, Qll, Q12) appliquant respectivement le premier et le deuxième signal de commande à l'électrode de commande (base de Q8) du premier moyen d'alimentation en courant et à l'électrode de commande (base de Q9) du deuxième moyen d'alimentation en courant, à des valeurs permettant de conditionner le premier courant de façon qu'il soit sensiblement de même intensité que le deuxième courant. 4 - Amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le premier et le deuxième moyen d'alimentation en courant produisent des intensités de courant de valeurs propres à produire une chute de tension aux bornes des première et deuxième résistances appliquée entre les grilles respectives des premier et 2 47/0 4 8 3 deuxième transistors de façon à conditionner chacun des premier et deuxième transistors à conduire un courant de croisement maximal proportionnel à ladite valeur prescrite du courant de canal des troisième et quatrième transistors. 5 - Amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen de régulation comprend: une troisième résistance (RU et une quatrième résistance (R4> connectées en série entre les électrodes de grille des troisième et quatrième transis- tors; un moyen connectant les électrodes de drain des troisième et quatrième transistors à l'interconnexion des troisième et quatrième résistances; une cinquième résistance (R6) connectée par une de ses extrémités à l'électrode de source du quatrième transistor; un moyen qui applique ledit potentiel de fonctionnement entre l'électrode de source du troisième transistor et l'autre extrémité de la cinquième résistance; un cinquième transistor (Q5) possédant une première et une deuxième électrode qui définissent les extrémités de son trajet principal de conduction de courant ainsi qu'une troisième électrode, la tension app tquée entre la troisième et la première électrode commandant la conduction de son trajet principal de conduction de courant, le cinquième transistor étant connecté par sa deuxième électrode à l'électrode de grille du quatrième transistor, le cin- quième transistor étant connecté par sa troisième électrode à la première extrémité de la cinquième résistance, le cinquième transis- tor étant connecté par sa première électrode à l'autre extrémité de la cinquième résistance, si bien que la tension de commande de la troisième électrode fournit ledit deuxième signal de commande destiné au deuxième moyen d'alimentation en courant (Q9; Q17; Q24); et un moyen répondant à ladite tension de commande de la troisième électrode du cinquième transistor en produisant un courant qui passe dans la troisième et la quatrième résistance et est sensible- ment égal au courant passant dans le trajet principal de conduc- tion de courant du cinquième transistor, ledit moyen produisant en outre ledit premier signal de commande du premier moyen d'alimenta- tion en courant (Q8; Q15; Q28);si bien que le courant prescrit pas- 33 sant dans les canaux de conduction des troisième et quatrième tran- sistors est sensiblement égal au rapport de la tension de commande de la troisième électrode du cinquième transistor à la valeur de la cinquième résistance. 6 - Amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen de régulation comprend une troisième résistance (R3) et une quatrième résistance (R4) connectées en série entre les électrodes de grille des troisième et quatrième transis- tors; un moyen qui applique ledit potentiel de fonctionnement entre les électrodes de source des troisième et quatrième transistors; un moyen connectant les électrodes de drain des troisième et quatrième transistors à l'interconnexion des troisième 'et quatrième résis- tances, ce moyen comportant un premier et un deuxième amplificateur à courants en rapport géométrique (Q10, Qll) (Q12, Q13) possédant chacun une borne d'entrée, une borne de sortie et une borne commune, le premier et le deuxième amplificateur à courantsen rapport géomé- trique ayant des rapports de gain de courant sensiblement identiques entre leurs bornes respectives d'entrée et de sortie, la borne d'entrée du premier amplificateur à courantAen rapport géométrique (QlO, Qll) étant connectée à l'électrode de drain du troisième transistor, la borne d'entrée du deuxième amplificateur à courant en rapport géométrique (Q12, Q13) étant connectée à l'électrode de drain du quatrième transistor, les bornes d'entrée communes res- pectives étant connectées à l'interconnexion de la troisième et de la quatrième résistance; une cinquième résistance (R5) et une sixième résistance (R6) de valeurs sensiblement égales connectées chacune par une de leurs extrémités à la borne de sortie respective des premier et deuxième amplificateurs à courants en rapport géo- métrique; un moyen qui applique un potentiel d'excitation (V+, V-) entre l'autre extrémité de la cinquième résistance (R5) et l'autre extrémité de la sixième résistance (R6); et un cinquième transistor (Q3) et un sixième transistor (Q5), de types de conductivité complé- mentaires, possédant chacun une première et une deuxième électrode définissant les extrémités de leur trajet principal de conduction de courant ainsi qu'une troisième électrode, la tension entre la troi- sième.et la première électrode commandant la conduction du trajet principal de conduction de courant, les cinquième et sixième transis- tors ayant des caractéristiques sensiblement adaptées identiques de 247048e tension de troisième électrode-courant de trajet principal de conduc- tion, si-bien que la cinquième résistance (RS) est connectée entre la troisième et la première électrode du cinquième transistor (Q3), la deuxième électrode du cinquième transistor étant connectée à l'élec- trode de grille du troisième transistor, si bien que la sixième résistance (R6) est connectée entre la troisième et la première électrode du sixième transistor (Q5), la deuxième électrode du sixième transistor étant connectée à l'électrode de grille du quatrième transistor; de sorte que les cinquième et sixième transistors four- nissent des courants de trajet principal de conduction respectifs sensiblement adaptés dans les troisième et quatrième résistances afin de conditionner respectivement les troisième et quatrième transistors à conduire ledit courant prescrit, et de sorte que les tensions de commande respectives de la troisième électrode des cinquième et sixième transistors fournissent respectivement les premier et deuxième signaux de commande aux premier et deugième moyens d'alimentation en courant. 7 - Amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen de régulation comprend une connexion directe sensiblement dépourvue d'impédance entre les électrodes de source des troisième et quatrième transistors; une troisième résistance (R9) connectée entre les électrodes de grille et de drain du quatrième transistor (P24); une quatrième résistance (R8) connectée entre les électrodes de grille et de drain du troisième transistor (N26); un moyen qui applique ledit potentiel de fonctionnement (V+, V-) entre l'électrode de drain du troisième transistor et l'électrode de grille du quatrième transistor; un cinquième transistor (Q20) possé- dant une première et une seconde électrode qui définissent les extrémités de son trajet principal de conduction de courant ainsi qu'une troisième électrode, la tension entre la troisième et la première électrode commandant la conduction de son trajet principal de conduction de courant, le cinquième transistor (Q20) étant connecté par sa deuxième électrode à l'électrode de grille du troisième tran- sistor, le cinquième transistor (Q20) étant connecté par sa troisième électrode à l'électrode de drain du quatrième transistor, le cinquième transistor (Q20) étant par sa première électrode à l'électrode de grille du quatrième transistor; de sorte que le courant prescrit passant dans les canaux de conduction des troisième et quatrième transistors est sensiblement égal au rapport de la tension de com- mande de la troisième électrode du cinquième transistor (Q20) à la valeur de la troisième résistance (R9); de sorte que la tension de commande de la troisième électrode du cinquième transistor (Q20) fournit ledit deuxième signal de commande au deuxième moyen d'ali- mentation en courant; un moyen répondant au deuxième signal de commande en produisant ledit premier signal de commande, ce moyen comportant un troisième moyen d'alimentation en courant (Q22, Q26, Q28) répondant au deuxième signal de commande en produisant un troisième courant proportionnel à celui venant du deuxième moyen d'alimentation; et un moyen (Q26) convertisseur de courant en tension qui répond au troisième courant en produisant ledit premier signal de commandeur destination du premier moyen d'alimentation en courant. 8 - Procédé utilisant avantageusement l'ampli- ficateur de la revendication 1 pour ajuster le courant de croisement sur une valeur prédéterminée, caractérisé en ce qu'il consiste à ajuster sur une valeur prescrite le courant qui passe dans le troisième transistor (Pl4)et le quatrième transistor (N16); et à appliquer respectivement aux électrodes grille-source du premier transistor (PlO) et du deuxième transistor (N12) un potentiel pro- portionnel aux tensions grille-source résultantes des troisième et quatrième transistors, de sorte que la valeur prédéterminée du courant de croisement passant dans l'amplificateur symétrique complémentaire est proportionnelle au courant prescrit passant dans le premier et le deuxième transistor. 9 - Procédé selon la revendication 8, caracté risé en ce que l'opération consistant à appliquer ledit potentiel comporte en outre les opérations consistant à soustraire dudit poten- tiel de fonctionnement (V+, V-) ladite tension grille-source résul- tante des troisième et quatrième transistors afin de produire un potentiel de différence; et à appliquer entre les électrodes de grille des premier et deuxième transistors un potentiel proportionnel audit potentiel de différence.