Brevet FR2471094A1 — publié le 19810612

1474054- Lu présente invention concerne un circuit électronique d'interpolation sur un signal numérique formé d'une suite de combinaisons, ou IImots, d'uin nombre fixe d'éléments binaires (eb) et, plus particulière- ment, dans un système de commutation téléphonique numérique o un tel signal est couramment utilisé pour coder les amplitudes quantifiées d'un signal analogique de parole échantillonné à une fréquence déterminée, un interpolateur qui augmente le débit de mots du signal numérique et réduit le nombre d'eb par mot. Dans les systèmes modernes de télécommunications, on utilise des données numériques pour transmettre les signaux de parole aux divers abonnés du système par l'intermédiaire d'un réseau de connexion numérique. La transmission de données numériques est très efficace et permet l'utilisation des techniques d'intégration des circuits dans la conception des différents modules du système, techniques particulièrement appropriées à la fabrication des circuits numériques. Les signaux analogiques, ou signaulx de parole, reçus par un système téléphonique numérique sont convertis en signaux numériques appropriés au traitement et à la transmission dans un réseau de connexion numérique. A la sortie du système, ces signaux numériques sont reconvertis en signaux de parole afin de permettre les communications orales classiques entre les abonnés. Les circuits de lignes d'abonnés de ces systèmes numériques peuvent donc aussi être formés de composants numériques intégrés, notamment des composants à haut degré d'intégration qui sont caractérisés par un coût assez bas et un fonctionnement efficace et très faible. Les deux étapes de conversion de signaux précitées nécessitent l'emploi de convertisseurs numérique-analogique (NA) et analogique- numérique (AN). Bien que de nombreux convertisseurs intégrés actuellement commercialisés sont de technique appropriée, ils sont souvent trop coûteux pour être utilisés en grand nombre dans un système téléphonique pour lequel les problèmes de coût doivent être considérés avec autant d'attention que les problèmes de fiabilité. On sait que l'accroissement du débit de mots, ou fréquence d'échantillonnage, d'un signal numérique de télécommunication, accompagné d'une réduction du nombre d'eb par mot, autorise une conception plus simple et plus économique des convertisseurs NA et AN, donc une diminution des coûts du matériel. Cette économie est d'autant plus importante qu'elle s'applique à un joncteur de ligne téléphonique qu'il faut fournir en nombre égal à celui des abonnés. Le terme d'interpolation est utilisé couramment pour désigner la fonction précitée d'augmentation du débit de mots et le dispositif ou 2 2471094 circuit d'exécution de cette fonction est appelé interpolateur. Diverses structuies conunue:; pour remplir la fonction d'interpolation en COlflbiIuiaisol avee iune conIverbion NA sont décrites par exemple dans le brevet des E.U.A. nri 4 109 110. Ce brevet explique également les avantages de la technique d'interpolation. Il est évident que les opérations d'interpolation et de conversion du signal doivent être réalisées de manière fiable mais économique. On trouve dans l'art antérieur une forme d'interpolateur dit linéaire, ou a fenêtre triangulaire, qui a été combinée à différents types de convertisseurs NA. Cet interpolateur comporte une trop grande quantité de circuits et son temps de traitement est donc relativement long. Les délais de traitement trop importants sont à éviter car ils provoquent une distorsion des signaux. Un interpolateur doit aussi atténuer les fréquences extérieures à la bande passante spécifiée pour le signal analogique, de manière que le signal numérique ne comporte pas de composants parasites à de telles fréquences et permette la reconstitution précise du signal analogique initial. Il est préférable que l'interpolateur puisse traiter des signaux numériques de différentes longueurs de mots pour s'adapter à des techniques de codage numérique variées, avec un délai assez court. Les interpolateurs classiques comprennent des multiplicateurs binaires remplissant plusieurs fonctions, notamment la multiplication de la fréquence d'échantillonnage. Ce sont des composants numériques relative- ment complexes incorporant beaucoup de matériel et il est donc préférable de concevoir un interpolateur dépourvu de multiplicateur, ce qui est un objet de la présente invention. Un interpolateur conforme à l'invention fournit une atténuation extrêmement importante des fréquences parasites, s'adapte à des mots de différentes longueurs et n'introduit qu'un faible retard dû au temps de traitement. On verra qu'il est constitué par des circuits numériques. relativement peu coûteux, dont la structure est plus simple que celle des circuits constituant les interpolateurs connus. A côté d'autres caractéristiques intéressantes, il fournit notamment une réponse en fréquence très régulière dans la bande téléphonique. Plus précisément, un interpolateur réalisé selon la présente invention comporte des circuits d'interface qui reçoivent le signal numérique entrant, du type déjà mentionné, répètent chaque mot entrant un certain nombre de fois, en utilisant le débit de mots supérieur spécifié à la sortie de l'interpolateur, ce nombre étant choisi en fonction du débit supérieur, pour que r31 Rieurs intervalles de duiée égale à un multiple de la durée des mots soient laissés entre les mots répétés, et insèrent dans chacun de ces intervalles un nombre déterminé de mots à eb tous nuls, mais à nombre d'eb inchangé, de façon qu'une suite particulière de mots répétés alternant avec des mots nuls constitue un signal de sortie à débit de mots accru et à un nombre d'eb par mot inchangé par rapport au signal entrant. Une deuxième partie de l'inter- polateur est constituée par un filtre numérique récursif qui traite ladite suite particulière fournie par l'interface en fournissant des valeurs de mots variant régulièrement et en utilisant un nombre réduit d'eb par mots pour constituer le signal de sortie filtré de l'inter- polateur au débit de mots supérieur spécifié. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, faite à titre d'exemple non limitatif, en se reportant aux figures annexées qui représentent: - la figure 1, un schéma fonctionnel d'un système de commutation téléphonique limité à une seule connexion entre deux postes téléphoniques par l'intermédiaire d'un réseau de connexion numérique et aux composants principaux d'un seul joncteur de ligne associé à l'un de ces postes; - la figure 2, un schéma fonctionnel simplifié symbolisant les opérations fondamentales exécutées par un interpolateur; - les figures 3A à 3C, des courbes représentatives du spectre d'amplitude des signaux numériques produits respectivement aux points a, b et c de la figure 2; - la figure 4, un schéma fonctionnel de modélisation d'une structure d'interpolateur conforme à l'invention; - les figures 5A et 5B, des schémas symboliques qui matérialisent l'action de l'interface prévue à l'entrée d'un filtre récursif dans la structure conforme à la figure 1; - la figure 6, un schéma fonctionnel détaillé de ce filtre d'interpolateur, son interface étant symbolisée par un seul bloc; - la figure 7, un schéma de principe d'un diviseur du type utilisé dans le filtre de la figure 6 - la figure 8, un schéma fonctionnel d'une section de diviseur; - la figure 9, un schéma fonctionnel d'une variante de filtre récursif pour interpolateur conforme à l'invention; - la figure 10, un schéma fonctionnel d'une autre variante de filtre récursif, avec unité arithmétique et logique (UAL) multiplexée - la figure 11, des formes d'onde de signaux caractéristiques du multiplexage des fonctions de 1'UAL de la figure 10. La figure 1 représente plus particulièrement un joncteur numérique de ligne téléphonique d'abonné, incorporé dans un système de comimutation numérique de communications téléphoniques et équipé d'un interpolateur conforme à la présente invention. Pour l'essentiel, la figure 1 ne représente que la connexion d'un poste téléphonique 21 (poste de l'abonné A) à un autre poste téléphonique 22 (abonné B) par l'intermédiaire d'une matrice de commuta- tion ou réseau de connexion numérique 10. Un joncteur de ligne particulier 20, 20B est associé à chaque ligne d'abonné pour assurer toutes les fonctions d'interface entre les circuits analogiques et le réseau numérique et permettre ainsi les relations téléphoniques normales entre les deux abonnés. Il faut noter, d'une part, que l'utilisation de joncteurs de lignes tels que 20, 20B ne se limite pas au raccordement de deux postes d'abonnés 20, 22B, mais s'applique également à la connexion de circuits téléphoniques analogiques reliés à d'autres centraux ou concentrateurs. D'autre part, seul le joncteur de ligne 20 affecté à l'abonné A comporte des détails afin de simplifier la figure, mais il est bien entendu que la ligne de l'abonné B est. terminée par un joncteur de ligne identique comme toutes les autres lignes desservies par le central. On trouvera un exemple de réalisation d'un joncteur numérique de ligne téléphonique, utilisé de manière analogue dans un système de commutation numérique, en se reportant au brevet des E.U.A. nD 4 161 633. Le poste téléphonique 21 de l'abonné A est couplé par une ligne analogique classique à deux fils à un circuit de conversion 2 fils-4 fils, ou circuit hybride 16 dont la structure et la fonction sont bien connues. Deux des quatre fils de sortie du circuit 16 constituent une paire d'émission du signal vocal transmis par l'abonné A et les deux autres fils formant une paire de réception du signal transmis par un correspondant, tel que l'abonné B. Chacune de ces paires de conducteurs est représentée par une seule ligne. La description et l'analyse de circuits hybrides utilisables dans un joncteur de ligne sont faites, par exemple, dans l'ouvrage intitulé "Reference Data for Radio Engineers" sixième édition 1975, pages 35-16 à 35-20, par Howard W.Sams. Plus particulièrement, on se reportera à la demande de brevet des E.U.A., déposée le 8 mai 1978 sous le n0 903 458, qui concerne un circuit hybride de type numérique. 2471 094 La paire d'émission issue du circuit hybride 16 est connectée à l'entrée d'un filtre analogique 18. C'est en effet un signal analogique lui se propage sur cette paire depuis le circuit hybride 16 jusqu'à l'entrée d'un convertisseur analogique-numérique 19 (convertisseur AN) qui échantillonne le signal reçu et traduit chaque échantillon quantifié en un code numérique binaire, par exemple en utilisant la modulation par impulsions et codage (MIC). Le procédé MIC n'est bien sûr pas la seule technique disponible pour effectuer une telle conversion du signal de parole en signal numérique. Un signal binaire formé d'une 1I série de mots à plusieurs éléments binaires (eb) représentatifs de la série d'échantillons d'un signal numérique, par exemple un signal MIC, est donc fourni à la sortie du convertisseur AN 19 et constitue le signal d'entrée d'un circuit de filtrage 23. Ce dernier est un filtre numérique qui diminue le débit de mots du signal numérique entrant, c'est-à-dire divise la fréquence de répétition des mots ou fréquence d'échantillonnage du signal numérique. En ce qui concerne sa fonction de filtrage proprement dite, le circuit 23 atténue les fréquences extérieures à la bande vocale utile qui sont contenues dans l'information numérique comme produits des processus d'échantillonnage et de modulation, c'est-à-dire au-delà de la bande téléphonique de 0 à 4 kHz dans l'application considérée. Plus précisément, le circuit 23 est un filtre récursif du second ordre dont la réponse fréquentielle est celle d'un filtre passe-bas. Son signal de sortie est constitué de mots se succédant à une fréquence inférieure à celle des mots produits par le convertisseur AN 19 mais qui donnent les valeurs beaucoup plus précises des échantillons de signal en raison d'un accroissement important du nombre d'eb par mot. Une fréquence d'échantillonnage de 1024 kHz est utilisée, par exemple, dans le convertisseur AN 19 et les codes sont constitués par des mots de 3 eb. Il revient au même de dire que le convertisseur produit 1024 kilomots par seconde (kM.s) en un signal de débit binaire 3072 keb.g1. Dans ce cas, le circuit 23 fournit par exemple un signal numérique caractérisé par une fréquence d'échantillonnage de 32 kHz, donc n'ayant plus qu'un débit de 32 kM.s 1, mais en utilisant 13 eb ou plus par mot. (Normalement,-16 eb au maximum, pour un débit binaire de 512 keb.s). La fonction inverse du circuit 23 est assurée par un filtre interpolateur qui transforme le signal numérique composé de mots de 13 eb ou plus au débit de 32 kM.s en une séquence de mots de 3 eb à un 4(J débit de 1024 kM.s. Son signal de sortie est transmis à un circuit de 6 2471 094 commande de gain qui, de préférence, est conforme à la demande de brevet français déposée ce jour par la Société demanderesse pour: "Circuit et procédé de commande du gain pour signal numérique du type utilisé dans le; systèmes téléphoniques à commutation numérique et joncteur de ligne équipé d'un tel circuit". Un se reportera donc à cette demande de brevet pour des précisions sur la structure et le fonctionnement de ce circuit Par l'intermédiaire d'un filtre numérique de fréquences vocales 26, de type non-récursif, le signal de sortie du circuit de commande de gain 25 est couplé à une entrée d'un additionneur 30. La bande passante IU du filtre 26 est déterminée par la bande de transmission du signal téléphonique sur les mailles utilisées dans le réseau de connexion 10 pour établir le chemin de conversation entre les deux abonnés. Une autre entrée de l'additionneur 30 est alimentée par un filtre à réponse impulsionnelle finie (RIF) 31, qui coopère avec un corrélateur 32 pour constituer un suppresseur d'écho auto-adaptatif dans le joncteur de ligne. La conception et le fonctionnement d'un suppresseur d'écho de type approprié sont étudiés en détail dans la demande de brevet des E.U.A. n0 020 543. Le signal de sortie de l'additionneur 30 est aiguillé dans l'espace et dans le temps par le réseau de connexion numérique 10 sur une voie temporelle sortante ayant accès (démultiplexage) à l'entrée de réception I du joncteur de ligne 20B de l'abonné appelé B. En d'autres termes le réseau établit une connexion entre la sortie 0 du joncteur 20 et l'entrée I du joncteur 20B indépendamment du fait que cette connexion s'effectue par transfert temporel entre deux voies entrante et sortante du réseau qui sont multiplexées avec d'autres voies concernant d'autres appels. Le joncteur 20B est identique au joncteur 20 de l'abonné A et la description de son canal de réception se fera en utilisant le schéma fonctionnel détaillé du joncteur 20. Le réseau de connexion numérique 10 est constitué de commutateurs élémentaires dont on trouvera un exemple de réalisation dans la demande de brevet français n0 79 05850 déposée le 7 mars 1979 par la Société demanderesse pour: "Elément de commutation numérique à ports d'accès multiples". L'entrée I d'un joncteur de ligne est couplée à une paire de fils de réception à l'intérieur du joncteur. Ainsi, un signal numérique issu de la sortie émission (0) d'un joncteur d'abonné est appliqué à l'entrée d'un filtre de fréquences vocales 50 de l'autre joncteur. Le filtre 50 est de type numérique non récursif et sa bande passante est la même que celle du filtre d'émission 26. La sortie du filtre de réception 50U est reliée à l'entrée J un circuit e commande de 9ainri '1 identique au cilcuit 25 du côté émission. Le signal numérique à niveau réglé par le circuit 51 entre ensuite dans le circuit interpolateur 52 qui fait l'objet de la présente invention. Sa fonction se résume à S accroître le débit (le mots du signal numérique, ce qui peut s'exprimer, comme on l'a déjà expliqué, en tant que multiplication d'une fréquence d'échantillonnage, puisque ces mots sont des nombres binaires indiquant l'amplitude quantifiée d'échantillons de parole. Dans le canal d'émission, on a vu que la fonction inverse d'un interpolateur est effectuée par un filtre 23 qui réduit la fréquence d'échantillonnage d'un signal numérique de 1024 kHz à 32 kHz et augmente la longueur des mots de 3 eb à 13 eb ou plus. L'interpolateur reçoit donc un signal ainsi constitué par le filtre 23 du joncteur de ligne distant et il rétablit la fréquence d'échantillonnage supérieure de 1024 kHz et une longueur de mots réduite à 3 eb ou plus. I1 multiplie ainsi la fréquence d'échantillonnage par 32 mais, par exemple, en passant de mots de 16 eb à des mots de 4 eb, donc en ne multipliant le débit binaire du signal que par 8. Le signal ainsi traité par interpola- tion est ensuite appliqué à un convertisseur NA 53 qui reconstitue le signal analogique de parole et le transmet au circuit hybride 16 via un filtre analogique 54. Le traitement préalable du signal par interpolation simplifie beaucoup la conception du convertisseur NA 53 et permet un choix assez large dans la gamme des convertisseurs commercialisés. Les principes de base sur lesquels se fondent la conception et le fonctionnement d'un interpolateur conforme à l'invention vont maintenant être décrits en se reportant à la figure 2 qui en représente un schéma fonctionnel simplifié. Structurellement, un interpolateur est une connexion en série d'un suréchantillonneur et d'un filtre passe-bas, un suréchantillonneur étant défini comme un circuit d'insertion d'échantillons de valeur nulle entre les échantillons contenus dans le signal d'entrée. La figure 2 rappelle que ce signal d'entrée comporte 32 kM.s-1. Son spectre, représenté figure 3A, indique essentiellement la répartition fréquentielle de l'amplitude du spectre de signal numérique au point (a), c'est-à-dire à la sortie de l'ensemble de filtrage et de commande de gain (58 + 51). Cette réponse en fréquence est la partie réelle de la transformée de Fourier périodique dbsignal numérique, décrite dans son intervalle principal [ 1, 1]slon les principes connus de l'analyse spectrale des signaux numériques, la bande passante du signal 24,71094 correspondant à l'intervalle des fréquences positives 0-16 kHz et l'intervalle complet étant égal à la fréquence d'échantillonnage dje 32 kHz. A la sortie du surécharitillonneur (point b), le signal a un upectre d'amplitude plus étendu dont la figure 3B ne représente que la moitié positive de l'intervalle principal, soit 0-512 kHz pour la fréquence d'échantillonnage supérieure de 1024 kHz. On sait qu'un tel spectre comporte une succession de répliques de la bande de base du signal d'entrée, centrées sur des fréquences multiples de 32 kHz, c'est IU pourquoi la figure 3B ne représente que la dernière et les deux premières périodes de la fonction de Fourier dans l'intervalle des fréquences positives considéré. Le filtre passe-bas de l'interpolateur assure l'atténuation de toutes ces répliques en dehors de sa bande passante, c'est-à-dire qu'il diminue l'amplitude du spectre autour des harmoniques de 32 kHz sans modifier la bande de base de O à 4 kHz. On sait que cette dernière est la bande vocale utile pour la transmission téléphonique, étant donné que presque toute l'énergie d'un signal analogique de parole est répartie en fréquence dans cette bande. Le spectre du signal résultant à la sortie du filtre passe-bas, donc à la sortie (c) de l'interpolateur est représenté figure 3C. Les spécifications de l'interpolateur étant ainsi définies, on va maintenant aborder les moyens de le construire en utilisant des circuits numériques appropriés à la fréquence d'échantillonnage et au nombre d'eb par mots indiqués. La fonction de filtrage passe-bas peut être exécutée par un filtre numérique de conception adaptée à la bande passante précédemment indiquée. De tels filtres numériques sont des filtres récursifs dont plusieurs modes opératoires et de nombreux exemples de réalisation sont maintenant bien connus. On se reportera par exemple au brevet des E.U.A. n0 3 912 917 qui décrit aussi bien des réalisations récursives et non récursives de filtres numériques, les filtres non récursifs étant aussi appelés filtres transversaux. Que l'on réalise un filtre transversal ou un filtre récursif on sait que la réponse impulsionnelle recherchée exige toujours de nombreuses multiplications et que les circuits multiplicateurs disponibles sont des composants électroniques assez chers. Par conséquent, les circuits de filtrage numérique deviennent rapidement très complexes et d'un prix élevé, à moins que leur conception soit étudiée spécialement pour réduire le nombre des multiplicateurs 9 2471094 nécessaires. Un des objets du brevet dernièrement cité était justement la mise au point d'un système de filtrage utilisant un minimum d. niulti- plicateurs. Avant de décrire en d(t:. il le iimalériet utilisé dans le présent filtre passe-bas, on va se reporter au modèle d'interpolateur conforme l'invention que représente la figure 4, pour en approfondir les aspects théoriques et pratiques. Dans cette figure, une section d'entrée de l'interpolateur est appelée interface 60. Elle permet un fonctionnement efficace et fiable de l'interpolateur et correspond au circuit suréchantillonneur de la figure 2. Derrière cette interface, le filtre récursif représenté figure 4 remplit la fonction du filtre passe-bas de la figure 2. On se rappelle que le signal'd'entrée de l'interpolateur est fourni notamment par le filtre de bande vocale 50 (figure 1) à une fréquence d'échantillonnage de 32 kHz et à 13 eb ou plus par mot. I1 est nécessaire de remplir les intervalles existants entre les mots de ce signal d'entrée pour multiplier leur fréquence de répétition par 32 et ainsi atteindre la nouvelle fréquence d'échantillonnage spécifiée, 1024 kHz. Dans une opération classique d'interpolation, ces mots pourraient être répétés, par exemple en insérant plusieurs fois le mot correspondant à l'échantillon précédent dans chaque intervalle (maintien du premier ordre) ou le mot relatif à une amplitude nulle (maintien d'ordre zéro). De telles décisions devraient cependant être prises en tenant compte du spectre de fréquence obtenu et des moyens requis par le filtre récursif pour supprimer les harmoniques aux fréquences multiples de 32 kHz. En conséquence, l'interface 60 de l'interpolateur conforme à l'invention est conçue pour effectuer une séquence de remplissage particulière explicitée ci-après. Pour chaque mot entrant à la vitesse de (32) mots par milliseconde, l'interface 60 produit les 32 mots de sortie suivants: X,O,O,O,X,O,O,O,X,O,O,O,X,O,O,O,X,O,O,O,X,O,O,O,X,O,O,O,X,O,O,O avec un débit de mots de 210 (1024) mots par milliseconde. Comme on peut le constater, le mot X est répété tous les quatre mots et trois mots à eb tous nuls sont insérés dans les intervalles qui subsistent entre les mots X. Par ce procédé, l'interface réduit l'amplitude des répliques du spectre à une valeur quatre fois moindre. Ensuite, l'action du filtre récursif sur le signal ainsi défini conduira à une atténuation infinie des harmoniques à 32, 64 et 96 kHz. L'interface 60 peut être conçue comme une combinaison de différents circuits de maintien (mémoire temporaire), plus particulièrement, des liies - 2471094 circuits de malintien d'ordre un et d'ordre zéro montés en cascade, te (lui vxpliqtJue les symboles "a" et "'O" indiqués dans deux blocs ut(.tesi ' de slhèéima fonctionnel extrêmement simplifié. I es séqJuenIces de mots définies ci-dessus sont transmises de S l'interface 60 a l'additionneur d'entrée du filtre récursif, à un débit de 1024 kM.s'-1 déterminé par l'interface. Les figures 5A et 5B représentent les moyens utilisés pour constituer l'interface 60. Fondamentalement, comme l'indique la figure A, les 13 eb ou plus de chaque mot du signal entrant sont charges en parallèle dans un registre 62. Chaque eb X à Xn d'un mot X est ainsi inscrit et maintenu en mémoire pendant la durée d'un mot (31,25 ps pour un signal entrant à 32 kHz). Chaque sortie du registre 62 est isolée par une porte LT, telle que les deux seules portes représentées 63 et 64 aux sorties respectives des premier et dernier étages du registre. Un signal de synchronisation, ou signal de lecture du registre, composé d'impulsions périodiques dont la fréquence est quatre fois plus faible que celle des mots, soit 256 kHz, est appliqué à la deuxième entrée de chaque porte ET. L'impulsion de lecture (niveau 1 du signal de lecture) a une durée égale à la période du signal numérique de 1024 kHz (-0,98 ys) et détermine donc le transfert à la sortie des portes ET des eb de valeur 1 du mot contenu dans le registre, puis l'intervalle entre impulsions (niveau 0) fixe la valeur de tous les eb à 0 pendant trois périodes de 0, 98 ps. La figure 5A représente deux impulsions successives des signaux de lecture des portes 63,64, soit Xll,X12 et XN1,XN2, respectivement. Le signal de sortie de la figure 5A est donc formé de mots de 13 eb ou plus répétés huit fois pendant chaque période de 31,25 lis et séparés par trois mots de remplissage à 13 eb tous nuls, d'o un débit de 32 mots par 31,25 ps, soit une fréquence de 1024 kHz. Le fil unique 65 qui représente la sortie du circuit de la figure 5A est barré d'un petit trait oblique surmonté de l'indication "13 eb", afin d'indiquer qu'il s'agit en réalité d'une sortie à treize fils par laquelle les mots de 13 eb peuvent être transférés en parallèle. La figure 5B indique une notation conventionnelle des fonctions J5 d'interface qui viennent d'être décrites au moyen d'une équivalence électromécanique. Plus précisément, le transfert en parallèle du mot précédemment chargé dans un registre 71 est symbolisé par le passage d'un balai rotatif 70 sur un secteur de contact de 90 . En l'absence de contact pendant le balayage du secteur complémentaire de 90 à 3f60, l'intervalle de trois périodes à mots nuls est ensuite créé. La vitesse -] 2471094 de rotation du balai en tours par secorde doit correspondre à la fréquence d'échantillonnage supérieure spécificiée de 1024 kHz divisée par 4, soit 256 kHz. Les mots entrants sont ainsi répétés à la fréquence de passage du balai sur son premier quadrant, soit 8 fois entre deux chargements successifs du registre 71 à la fréquence d('échantillonnage inférieure de 32 kHz. C'est en réalité le transfert d'uh seul eb qui est symbolisé figure 5B, l'indication 13+ au-dessus du fil de sortie du registre indiquant encore qu'il s'agit d'un groupe de 13 fils connectés à 13 contacts rotatifs. Les fonctions et les circuits d'interface de l'interpolateur étant maintenant connus, on va se reporter de nouveau à la figure 4 pour décrire les principes de conception du filtre récursif. Chaque bloc compris dans'le cadre en trait pointillé qui symbolise ce filtre comporte la spécification d'une fonction de transfert numérique à réaliser. On verrapar la suite que les coefficients A1 et A2 des signaux de rétroaction peuvent être réduits à des gainsunit4s et que les coefficients G et G2 du signal direct sont de la forme 2-k avec k entier. Une telle multiplication par 2-k évite le recours à des circuits multiplicateurs puisqu'elle est équivalente à une division par 2k dont on connaît la simplicité d'exécution sur des nombres binaires. Le réseau de filtrage numérique de la figure 4 est un filtre récursif passe-bas du second ordre, sélectionné pour atténuer les composantesde fréquence extérieures à la bande téléphonique dans le spectre du signal numérique. Plus précisément, on a conçu un filtre du second ordre dont la fonction de transfert est calculée à partir de la réponse souhaitée d'un filtre analogique de Butterworth en utilisant la transformation bilinéaire bien connue: S = (i-1) (î+l)- Pour une fréquence d'échantillonnage fs et une fréquence de coupure à -3 db du filtre numérique, fd' la coupure du filtre analogique équivalent devrait correspondre à une pulsationLA = tgfd.f, soit f-1 environ 2 radian par seconde dans le cas présent. La fonction de transfert numérique dérivée par la transforma- tion précédente s'écrit: H() = g(l+i)2[D(] -1 avec D() - 1- L2 - VIOWA + 2T2UW2- 2UW +..]i + [- 2{-A + 4 2 _ V2- 3 + 3i2 et g un coefficient constant qui détermine le gain en courant continu désiré. 12 2471094 CommeWA est de l'ordre de 2 5, les racines du dénominateur l)[i) ou.pâles de la fonction de transfert sont très proches du point = 1. La configuration récursive de la figure 4 est applicable et possède la fonction de transfert: VF( ) = G2/tl - (2-AG1)-1 + (1-AG1 + A2G1 2 Si G1 = 2-4 et G2 = 2-5, F() est la fonction de transfert d'un filtre passe-bas dont la fréquence de coupure supérieure à -3 db est d'environ 7,5 kHz. La fonction de transfert globale obtenue par lastructure de la figure 4 entre l'entrée de l'interface 60 et la sortie du filtre récursif est donc: H(Z) = F(*) 1 + -4 + î-8 + --12 + Z-16 + Z-20 + î-24 - Comme déjà mentionné, les fonctions G1 et G2 exécutées par les - 4 5 blocs R1 et R2 de la figure 4 sont donc des divisions par 2 et 2, respectivement. La division de nombres binaires par des puissances entières naturelles de 2 est une opération particulièrement simple. On peut toutefois se reporter au chapitre 5 intitulé "Binary Multiplication and Division" d'un ouvrage de R.K.Richards (Edit. D van Nostrand) paru en 1955: "Arithmetic Operations in Digital Computers'! Les divisions par 24 et 25 effectuées ici sont équivalentes aux multiplications par 2 4 et -5 nécessaires à la réalisation de la fonction de transfert F(ê) précédemment indiquée. On sait que les blocs portant les symboles i-1 et - 2 sont des circuits de retard d'un ou de deux mots, respectivement, à la fréquence d'échantillonnage de 1024 kHz. Les blocs portant les références Y1 et Y2 sont des accumulateurs et le bloc désigné globalement par F fournit deux signaux de rétroaction sur deux boucles dans lesquelles A1 et A2 sont des gains égaux à 1. En résumé, on peut dire que compte tenu de la séquence numérique particulière fournie par l'interface 60 de l'interpolateur, les coefficients du filtre peuvent être réduits à des puissances de 2 négatives et les multiplications par ces coefficients peuvent être remplacées par des divisions par les puissances de 2 positives opposées, mais que cela suppose des moyens de tenir compte du reste de ces divisions puisque 2 ou 2 ne sont pas en général des diviseurs des nombres binaires représentés par les mots entrants. Dans l'interpolateur conforme à l'invention, le reste de chacune des divisions est ramené à l'entrée du diviseur et ajouté au mot ou nombre binaire suivant à diviser. Il est mathématiquement prouvé que ce procédé fournit une approximation précise de la multiplication par 2K au moyen d'une division par 2K. 13 2471094 Les circuits utilisés pour constituer le filtre récursif de la figure 4 sort représentés figure 6, sous forme de blocs fonctionnels. Les t;t:s-elselbles Y1, R1, Y2' R2 et F de la figure 4 sont délimités sur la figure 6 par des traits pointillés et les circuits qu'ils comportent sont dessinés à l'intérieur de ces cadres. l eb barres obliques surmontées d'un nombre sui sont tracées sur chaque ligne de connexion entre blocs ou entre sous-ensembles du filtre servent à indiquer le nombre d'eb transférés en parallèle de l'un à l'autre de ces éléments, comme on l'a déjà vu pour les figures 5A et 58. Le nombre 1! de fils réel correspondant ne pourrait être représenté sans compliquer inutilement la figure. La figure 6 représente encore l'interface 60 avec le filtre de fréquences vocales, c'est-à-dire le circuit des figures 5A et 5B qui fournit un signal numérique de 1024 kHz dont chaque mot X est répété tous ]es quatre mots dans une séquence de 32 mots, avec des groupes de trois mots 0 (mots à eb tous nuls) dans les intervalles. Dans le module Y1 du filtre récursif, on trouve d'abord une unité arithmétique et logique (UAL) à 16 eb, notée 80. Cette unité est essentiellement un additionneur et des réalisations classiques appro- priées sont commercialisées sous forme de circuits intégrés. Des portes de transfert chargent un registre de sortie 81 avec le contenu de l'UAL au début de chaque période d'échantillonnage. Ce dernier registre est également classique, disponible dans cette version normalisée de 16 étages et d'un fonctionnement bien connu. L'UAL 80 et le registre 81 ont 16 lignes de sortie, une par élément binaire. Le signal provenant de l'interface 60 a été décrit comme comportant des mots de 13 eb ou plus, c'est pourquoi des registres de 16 eb conviennent parfaitement. Il faut comprendre que les mots du signal entrant ont une longueur limitée à 16 eb et que n'importe quelle longueur inférieure peut être utilisée, le minimum de 13 eb ne correspondant ici qu'à une spécification particulière d'un système. On peut considérer que la séquence de filtrage récursif est Y1,I Ri, F, Y2, R2. Les nombres binaires sont représentés dans le système classique de complémentation à 2 et, par conséquent, les additions de deux nombres de longueur différente doivent être faites en décalant ]'eb de signe du plus petit mot de manière appropriée. Dans les blocs R1 et R2 le plus petit mot est l'erreur enregistrée pendant la période d'échantillonnage précédente et il est donc toujours positif. Des [ sont donc inscrits comme eb les plus significatifs pour obtenir la longueur de 16 eb correcte. Les cinq niveaux de la séquence de filtrage 14 2471094 Sornt bien entendu complétés par le filtre récursif avant l'arrivée du piro'hail nmot entrant. Ia figure 6 nrie représente pas la base de temps ou circuit d'horloge nécessaire pour effectuer le traitement dans l'ordre indiqué, L*ur sa conception et son fonctionnement sont bien connus dans l'art des filtres numériques et peuvent facilement être déduits d'un examen de la F-igure b. Le registre 80 du bloc Y1 est un accumulateur, c'est-à-dire qu'il additionne le nombre qu'il contient au nouveau nombre entrant et garde lu la mémoire du résultat. Le fonctionnement de ces registres est très bien connu et de nombreuses variantes sont décrites par l'ouvrage précédemment cité, pages 98, 101 à 113. UAL 80 a trois entrées notées +, - et + selon les convertions habituelles pour représenter respectivement l'addition ou la soustraction d'un mot entrant. Le signal reçu sur l'entrée - de 'UAL 80 provient du module de rétroaction F et on verra ultérieurement comment il modifie le contenu des registres 80 et 81. Le signal de sortie du registre 81 est appliqué à 'UAL 82 du bloc R1. Comme déjà indiqué, ce module effectue une division par 16 (24). Il peut se composer d'une chaîne de multivibrateurs bistables. Les quatre eb les moins significatifs (ems) sont ramenés à l'entrée du registre 81 et sont ajoutés au mot suivant pour fournir un signal d'erreur nécessaire à l'approximation d'une multiplication par 2-4 selon une technique qui sera précisée plus loin. Les douze eb les plus significatifs (eps) sont appliqués à une entrée d'une UAL 90 située dans la boucle de rétroaction F et à une entrée d'une UAL 83 de 16 eb qui fait partie du module Y2. Ce dernier comporte aussi un registre de sortie 84 de 16 eb et constitue un accumulateur, comme le module Y'1. Le module Y2 fournit le signal d'entrée du module R2 qui effectue une division par 32 (25) avec une structure analogue à celle de R1. Les cinq ens du mot de 16 eb fourni par l'UAL de ce module R2 sont ramenés à son entrée, via un registre 86 de eb, et ils sont ajoutés au prochain mot de 16 eb transféré sur l'autre entrée de 'UAL 85. Les onze eps constituent la sortie du module R2 et sont appliqués également à 'UAL 90 du module F comme signal d'erreur s'ajoutant au signal de douze eps provenant de R1. Les treize eps de la somme obtenue sont enregistrés dans le registre 91 de 13 eb et ils sont transférés à l'entrée de 'UAL 80 pour que cette somme soit retranchée du prochain mot à traiter par le filtre numérique. Le fonctionnement des 4(J filtres numériques est bien connu et la limitation de bande de fréquences qu'ils permettent d'obtenir par traitement des signaux numériques a été expliquée dans de nombreux textes, ainsi par exemple que le brevet des I-.LA. r 5 912 917 précédemment mentionné. Un va décrire maintenant le fonctionnement des modules R1 et R2 afin de bien faire comprendre les avantages obtenus par l'addition des eus de chaque mot au mot suivant. Dans la technique de manipulation des nombres binaires on sait depuis longtemps qu'une division par 2 implique un décalage vers la droite du nombre dans un registre. Un seul pas de décalage conduit au quotient de la division par 2 et N pas N 1U laissent dans le registre le quotient de la division par 2. Les UAL de 16 eb 82 et 85 sont par conséquent des registres à décalage dans lesquels chaque mot reçu sera décalé d'un nombre d'étages approprié vers la droite, soit quatre pour le registre 82 et cinq pour le registre 85. Etant donné que le traitement des nombres binaires est universel, on va expliquer la séquence exécutée sur 16 eb au moyen d'une séquence beaucoup plus courte, le diviseur utilisé gardant la même conception. On se reporte pour cela à la figure 7 qui représente un diviseur constitué par une UAL de 5 eb avec registre de sortie 100 et un registre de rétroaction 101. On utilise l'arithmétique du complément à 2 en raison de la simplicité de sa mise en oeuvre par des circuits logiques, le premier eps indiquant le signe du nombre par un 1 si le nombre est négatif et par un O s'il est positif. Toutefois, le fonctionnement du diviseur sera expliqué en notation binaire directe dans un souci de clarté. On suppose que le premier mot chargé dans I'UAL 100 est le nombre binaire 01010 (valeur décimale 10) et qu'il faut le diviser par 4, ce qui exige un décalage de deux eb vers la droite. En supposant aussi qu'il existait un dernier reste de 10 (2 en décimal), c'est la somme du mot entrant et du reste, soit 01100 (12), qui est décalée de deux eb vers la droite, d'o un signal de sortie de 3 eb égal à 011 (3). Ce résultat est erroné mais on trouve toujours des erreurs de ce type dans un traitement de signal binaire qui implique une réduction du nombre d'eb, et la même erreur se retrouverait pour une notation binaire en complément à 2. Le registre 101 se retrouve chargé par les 2 ems de la dernière somme effectuée 01100, soit 00. Si on suppose que le prochain mot appliqué à I'UAL 100 est encore le nombre 01010, son décalage de deux eb vers la droite dans le registre 100 fournira le signal de sortie 010 (2) et un nouveau reste de 10 s'inscrira dans le registre 101. Le même processus se répète pour chaque mot suivant et on peut en déduire que si les mots entrants conservent une valeur constante, il conduira aux résultats alternés de 011 (3) et 010 (2) dont la moyenne (2,5) est bien le quotient exact de 10 par 4. Alors que l'exemple précédent est extrêmement simple, on peut démontrer mathématiquement que l'addition des restes des divisions effectuées sur les mots entrants dans les modules R et R2 aux mots respectifs suivants, réduit substantiellement le bruit dans la bande, ce qui va être fait en se reportant à la figure 8. Cette figure représente une généralisation à la division par 2K dans un filtre numérique récursif du type représenté figure 6. Une division par 2K est équivalente à un décalage du dividende de K eb vers la droite (ou un décalage identique de la virgule binaire vers la gauche). Cependant, si l'on écarte les ems, cette division introduit un bruit d'arrondi considérable dans la bande sur le signal de sortie du filtre. Une amélioration du spectre de bruit est obtenue par une boucle de rétroaction dans laquelle les ems sont retardés d'une période de mot et ajoutés au mot suivant. Le schéma de la figure 8 est conforme à ce procédé et il est également supposé qu'une arithmétique binaire en complément à deux est utilisée. L'échantillon actuel U(n) qui est un mot de (B+1) eb est ajouté à l'erreur précédente e(n-l) comportant K eb pour fournir le signal S(n)* de (B+1) eb. Les (B+1-K) eb les plus significatifs de 5(n)* forment le signal de sortie d (n) et les K eb les moins significatifs sont gardés en mémoire pendant une période d'échantillonnage avant d'être ajoutés au mot suivant U(n±l). En supposant que U(n) est un entier écrit en notation binaire directe, on a: (n)* = 2 BbB+2 lbB -1 +2KbK+... +2 bo tJ(n) = 2BKbB+2B-K-lbB 1+ +2 b 8-1 o K La division par 2 implique un décalage de la virgule binaire de K places. En utilisant les (B+1-K) eps pour la sortie t(n) on fait une erreur e(n) donnée par: 2Ke(n) ='t(n)* - 2Ka(n) 2K-lbK + 2K-2bK 2+... +2ob Cette erreur est ajoutée au prochain échantillon U(n+l) pour donner t (n+l)* d'o l'on prélèvera la future sortie t1(n+l). En définissant le signal d'erreur à la sortie comme: 17 2471094 s(n) = 2 U(n) -&(n) il vierLt s(n) = le(n) - e(n-lj et si See(é) et SIss(A') sont les carrés des fonctions d'amplitude | e(n)| et ls(n)l, respectivement, on obtient: Sss(ï) = (1-i) (1-i1) See(Z) Cette équation indique clairement que le spectre d'énergie du signal d'erreur est nul pour Z = 1 (fréquence nulle) si bien que l'erreur ne peut avoir qu'une énergie assez faible dans la bande des fréquences téléphoniques. lU Ainsi, l'utilisation de ces types de diviseur dans les modules R1 et R2 de la figure 6 réduit le bruit du filtre récursif tout en éliminant l'emploi de multiplicateurs. La technique de rétroaction précédente donne en réalité une meilleure approximation que celle qui correspond à l'exemple de la figure 7, car elle s'applique à des mots d'au moins treize eb. On a également indiqué que le signal numérique à mots de 13 eb donne les valeurs quantifiées de l'amplitude d'un signal analogique à des instants d'échantillonnage successifs. Ce signal analogique étant dans la bande vocale, sa fonction d'autocorrélation tend à être très grande, ce qui améliore encore les approximations précédentes. On peut maintenant revenir au fonctionnement global du filtre récursif représenté figure 6, qui mérite quelques explications complémentaires utiles à la compréhension de l'invention. On a vu que son signal d'entrée est produit par l'interface 60 à une fréquence accrue de 1024 kHz, chaque mot X entrant dans l'interface étant transformé en une suite de mots dans laquelle le mot X est répété 8 fois et toujours suivi de 3 mots de valeur nulle, d'o une suite totale de 32 mots pour chacun des mots entrants à 32 kHz, soit une nouvelle fréquence de 1024 kHz. Le filtre représenté figure 6 sert à adoucir les écarts de valeur entre les mots ainsi reçus. Un mot X se retrouve à l'entrée des modules de division R1et R2 et leurs signaux de sortie respectifs additionnés par 'UAL alimentent le registre de rétroaction 91. Quand lUAL d'entrée 80 reçoit un mot de valeur nulle, son contenu est fixé par le registre 91 i5 à des intervalles adéquats selon une valeur pondérée en fonction du mot X précédent. Ainsi, une valeur de mot calculée par le filtre est produite dans chaque période d'entrée d'un mot nul, afin que le signal de sortie du registre 85 ne présente pas de brusques transitions niais, au contraire, une variation lente des valeurs numériques d'un mot à l'autre. Une telle sortie appliquée au convertisseur NA permettra à ce 18. 2471094 dernier de reproduire un signal analogique exempt de bruit conforme aux valeurs pondérées des échantillons du signal initial. Ifundamental îMIert, le filtre décrit modifie les vale-tii-s des mots X successifs dans les limites de sa bande passante, puis détermine les valeurs les plus appropriées pour les trois mots suivants initial- ment nuis. Sa réponse impulsionnelle couvre l'intervalle entier d'un mot complet dans la bande passante du filtre, un mot X étant répété par l'interface selon la séquence décrite en se reportant aux figures 4 et 5A, 5B. Son signal de sortie correspond essentiellement au mot X qui I0 aurait traversé un filtre idéal ayant une largeur de bande de 7,5 kHz. Plus précisément, sa réponse en fréquence est plate à -0,22 db près pour la bande de O à 3 kHz. Elle commence à décroître rapidement au delà de la fréquence de coupure de 4 kHz et l'atténuation est d'environ -40 db à 28 kHz, -80 db à 32,64 et 96 kHz, en restant supérieure à -40 db pour les autres fréquences du spectre allant jusqu'à 512 kHz. On constate que l'interpolateur formé de l'interface de suréchantillonnage 60 et du filtre numérique récursif de la figure 6 fournit une bien meilleure atténuation dans la bande coupée que l'interpolateur à fenêtre triangulaire de type connu. Sa caractéristique principale résulte du fait que la séquence de mots particulière créé par l'interface au cours du processus de suréchantillonnage permet d'utiliser des coefficients du filtre de la forme 2 K. Ainsi qu'on l'a expliqué plus haut, cela permet d'éviter l'emploi de multiplicateurs. La fonction du filtre récursif de l'inter- polateur reste, bien entendu, le calcul de valeurs pour les échantillons successifs du signal d'entrée par addition de produits algébriques des termes de sa réponse impulsionnelle avec la valeur actuelle et un certain nombre de valeurs passées du signal. Cette fonction théorique est obtenue sans effectuer de produits partiels mais desdivisions par les coefficients 3U inverses 2 K, en utilisant des diviseurs à rétroaction dans lesquels les restes de ces divisions sont utilisés comme signal d'erreur pour obtenir une bonne approximation des produits recherchés. On rappelle que les filtres récursifs classiques emploient des multiplicateurs qui sont des composants électroniques relativement coûteux et difficiles à concevoir. D'o l'intérêt des diviseurs beaucoup plus simples de la présente invention, à condition de réduire le bruit habituellement associé à la technique de division binaire. Le spectre de puissance (lu bruit est ici très réduit et rejeté hors de la bande téléphonique en raison des caractéristiques de l'interface qui répète l-s mots euntiants pour le réseau de filtrage récursif et de la structure 19 2471 0o4 propre à ce réseau. I e nombre d'eb par mot dans le signal de sortie du filtre de la figure 6 est 11. Des techniques numériques classiques peuvent bien sûr être utilisées pour réduire ce nombre d'eb à 3 ou 4 dans le signal de sortie de l'interpolateur. Par exemple, un étage supplémentaire 95 de type analogue aux modules R1 et R2 est prévu à la sortie du filtre pour fournir des mots de 3 ou 4 eb à la fréquence de 1024 kHz, les erreurs d'arrondi sur ces mots étant préalablement corrigées par une boucle de contrôle au moyen de laquelle les ems réagissent sur l'entrée de l'étage. On rappelle enfin que la structure du filtre de la figure 6 est celle d'un filtre récursif du second ordre dérivé du filtre analogique passe- bas à réponse de Butterworth appropriée,indépendemment du fait que chaque module Y1, R1, Y2, R2 -.et F est de conception spéciale. Une autre structure du filtrage récursif conforme à l'invention est représentée figure 9. Elle comprend des additionneurs binaires en parallèle tels que 100 à 105. Chaque additionneur peut faire la somme de deux mots de 16 eb. Deux registres Y1 et Y2 sont chargés en synchronisme avec l'horloge de 1024 kHz par les résultats successifs des additionneurs 101 et 104, respectivement. Les diviseurs R1 et R2 sont de la forme décrite précédemment et effectuent encore les divisions par 24 et 25, respectivement. Le registre d'entrée I, reçoit le signal de 1024 kHz préparé par l'interface 60 de l'interpolateur (figure 6) et enregistre chaque mot entrant de N eb. La vitesse du traitement est déterminée par la plus longue chaîne d'additionneurs, soit les trois circuits 100, 101 et 102, et cette longueur est compatible avec les circuits d'horloge utilisés. le nombre N d'eb correspond normalement à 16 et des O sont ajoutés aux mots plus courts, comme les mots à (N-4) eb à la sortie du registre 103, pour retrouver la longueur de N eb à l'entrée du registre suivant en conservant l'eb de signe. Cette technique est bien connue et peut être mise en oeuvre en répétant l'eb de signe du mot de longueur réduite. Les additionneurs 103 et 105 des modules de division R1 et R2 doivent agir sur deux mots d'entrée de N eb et des eps tous égaux à O (signe positif du reste de la division) sont placés avant les 4 ou 5 ems contenus dans le registre de rétroaction du module respectif pour former un signal de retour de longueur correcte à l'entrée de 103 ou 105. La structure des circuits de la figure 9 est particulièrement bien adaptée à la technologie des circuits intégrés complexes, notamment des circuits tlus à haut degré d'intégration. Une autre variante de réalisation d'un filtre récursif pour I'interpolatenir conforme à l'invention est donnée figure 10. Pour une fonction de transfert analogue à celle du filtre de la figure 9, cette variante utilise un circuit arithmétique et logique multiplexé 210. lous les nombres binaires sont donnés en complément à 2 et les mots entrants de N eb sont encore issus de l'interface 60 de la figure 6. La figure 11 représente la trame de multiplexage de 1'UAL 200 et les signaux de synchronisation respectifs nécessaires aux transferts lU des mots entrants dans le registre d'entrée Il(figure 10), puis de ce registre à l'UAL 200 via le bus d'entrée A, et aux transferts des résultats sur le bus de sortie C et des signaux de rétroaction sur le bus B. La trame de multiplexage de la figure 11 indique que la période d'échantillonnnage de 0,98)s.environ est divisée en six intervalles de temps TS0 à TS5. Les modules de la figure 10 portent les mêmes références que ceux des figures 6 et 9 et correspondent à des fonctions analogues. L'ordre de traitement est encore donné par la séquence Y1, R1, Y2, R2 et F. Les modules Yl' Y2 et F sont des registres. Les fonctions RI et R2 sont réparties dans le temps, d'o la division en deux parties respectives R1A, R1B et R2A,R2B des modules R1 et R2, mais ces derniers sont en réalité de simples registres qui effectuent alternativement les deux opérations indiquées sous le contrôle de la logique multiplexée. Le fonctionnement d'une UAL multiplexée telle que 200 est bien connu et on se limitera à une description simple des principales opérations qu'elle exécute. Le circuit de la figure 10 fonctionne sur la base d'une opération par intervalle de temps TSO à TS5 (figure 11). Le contenu des registres appropriés est transféré aux bus A et B dans un intervalle de temps donné, l'ensemble des registres Il, Y1, R1 et R2 étant connecté au bus d'entrée A et les registres Y1, Y2, F, R1 et R2 comportant une connexion au bus de rétroaction B. L'opération est exécutée par l'UAL 200 selon la commande appropriée (+ ou -). A la fin de l'intervalle de temps, le résultat de l'opération correspondante est appliqué au bus de sortie * C et chargé dans le registre approprié. Le registre d'entrée I: reçoit le signal de sortie de l'inter- face 60 et garde en mémoire chaque mot de N eb. Les registres Y1, Y2 et F sont aussi de 16 eb et peuvent donc être utilisés pour les mots de 13 à 16 eb les plus généralement rencontrés, comme on l'a vu précédemment. Les registres R1 et R2 fonctionnent alternativement comme des registres 21 2471094 respectifs R1A de N-4 eb, R1B de 4 eb, R2A de N-5 eb et R2B de 5 eb. Commne précédemment, toutes les opérations arithmétiques sont effectuées en complément à 2 et les manipulations de l'eb de signe ou remp[.li;sage par des eb 0 sont effectuées de façon classique pour traiter tous les mots en un format unique de N eb. Les opérations exécutées par lUAL 200 dans les intervalles de temps notés ITO à IT5 sont regroupées dans le tableau suivant, o le chargement d'un registre X par un bus Y est noté X- A> Y et vice-versa pour le transfert du contenu de X sur le bus Y (X -i Y) . La troisième colonne indique l'instruction exécutée par 'UAL 200. IT0 I --A y1--a C: A + B C =+ C ---> y1 I'[1 IT1 Y1 -A F ->B C = A - B C IT2 Y A 112 Y1 -A R1B --B C: A + B C --(RiA)+(R18) IT3 R1A --A R2B- B C= A + B C --F IT4 R1A --A Y2-B C: A B C *Y2 IT5 R2B --'A y2__>B C = A + B C ---0(R2A)+(R2B) Cette séquence représente la totalité des opérations requises pour la section de filtrage récursif ainsi réalisée par I'UAL multiplexée avec la base de temps de la figure 11. I1 est bien évident que la description qui précède n'a été donnée qu'à titre d'exemple non limitatif et que de nombreuses variantes peuvent être envisagées sans sortir pour autant du cadre de l'invention. 22 2471094 REVE ND)ICATIONS 1. Interpolateur augmentant le débit de mots d'un signal composé d'une suite de combinaisons d'un nombre fixe d'éléments binaires (eb), ou mots numériques, et qui, à l'entrée de l'interpoiateur, a un nombre d'eb par mot et un débit de mots également déterminés,caractérisé par le fait qu'il comprend des circuits d'interface qui reçoivent le signal numérique entrant, répètent chacun des mots entrants un certain nombre de fois avec une durée de mots correspondant au débit supérieur spécifié à la sortie de l'interpolateur et avec une fréquence de répétition telle que des intervalles définis soient laissés entre les mots répétés, et insèrent dans chacun desdits intervalles un nombre déterminé de mots comportant le même nombre d'eb que les mots entrants mais uniquement composés de 0, et des moyens de filtrage numérique récursif à caractéris- tique passe-bas qui reçoivent le signal de sortie des circuits d'interface et le transforment en un signal de sortie filtré présentant le débit de mots supérieur déjà fourni par les circuits d'interface mais comportant des mots à nombre d'eb réduit et à valeurs numériques variant progressivement entre les valeurs successives prises par les mots entrants. 2. Interpolateur conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que le signal de sortie des circuits d'interface se compose de lasérie de mots suivante pour chaque mot entrant de valeur X: X,o1o02...ONp XOlO2,...ON....,,X,01OX'02...-ON dans laquelle ON est le dernier mot de chaque série de N mots nuls (mots uniquement composés de l'eb 0). 3. Interpolateur conforme à la revendication 2, caractérisé par le fait que le mot ON est le troisième mot nul, c'est-à-dire que le signal de sortie des circuits d'interface entre le mot entrant X et le prochain mot entrant a la structure périodique suivante: X,O,O,O,X,O,O,O,...X,O,O,O. 4. Interpolateur conforme à la revendication 3, caractérisé par le fait que ladite structure périodique de mots numériques a une longueur de 32 mots. 5. Interpolateur conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que lesdits moyens de filtrage numérique récursif à caractéristique passebas comprennent un filtre numérique récursif du second ordre dont la réponse est modelée sur celle d'un filtre analogique à réponse de Butterworth. 6. Interpolateur conforme à la revendication 1, caractérisé 23 2471094 par le fait que ledit filtre numérique récursif passe-bas a la fonction de transfert:G G1G2 F(i): 1 -2 1-(2-G1) 1+(l-G1+G2)- 2 -4 -5 dans laquelle G1 = 2-4 et G2 = 2-5. 7. Interpolateur conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que son signal d'entrée numérique a un débit de 32 kilomots par seconde (ou fréquence de répétition de 32 kHz) et comprend des mots d'au moins 13 eb. 8. Interpolateur conforme à la revendication 7, caractérisé O10 par le fait que le débit de mots supérieur spécifié à la sortie de- l'interpolateur est de 1024 kilomots par seconde (1024 kHz) et que son nombre d'eb par mot est inférieur à 13. 9. Interpolateur conforme à la revendication 6, caractérisé par le fait que les multiplications par les constantes G et G2 sont effectuées par le filtre comme des divisions par 24 et 2, respectivement. 10. Interpolateur conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit filtre récursif a une fonction de transfert G1G2 F ( ) = -1 22 1_(2_A1G)i+(l_A1Gi+A2G1G2)z2 dans lequelle G1 et G2 sont de la forme 2 K et A1 et A2 sont des constantes particulières. 11. Interpolateur conforme à la revendication 10, caractérisé par le fait que G1 = 2-4; G2 = 2 5 et A = A = 1. 2 1 2 12. Interpolateur conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que les circuits d'interface comprennent un registre dont le nombre d'étages est égal au nombre d'eb par mots du signal d'entrée numérique, le moyen de conversion série-parallèle fourni par le registre étant utilisé pour enregistrer chaque mot entrant dans le registre et pour lire simultanément l'ensemble des eb de chaque mot complet à une fréquence égale au débit de mots du signal d'entrée, et des moyens d'insertion de plusieurs eb "0" après chaque eb lu sur toutes les sorties du registre, de manière à produire ladite série de mots répétés et séparés par des mots nuls, sous une forme parallèle. 13. Interpolateur conforme à la revendication 12, caractérisé par le fait que le nombre d'eb "0" est égal à 3. 14. Interpolateur conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il comprend encore des moyens de conversion numérique- analogique qui reçoivent ledit signal filtré fourni par les moyens de filtrage numérique récursif et le transforment en un signal analogique 24 ?471 094 correspondant. 15. Interpolateur conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que le signal numérique d'entrée provient du canal de réception d'un circuit de ligne téléphonique et contient des mots représentatifs de la valeur pondérée d'échantillons d'un signal analogique de parole occupant approximativement la bande des fréquences de 0 à 4 kHz. 16. Interpolateur conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que les moyens de filtrage numérique récursif passe-bas comprennent un premier registre accumulateur qui reçoit le signal de sortie des circuits d'interface sur une première entrée et peut recevoir un signal de rétroaction sur une seconde entrée de manière à fournir un premier signal de sortie numérique représentatif de la somme desdits signaux d'entrée, un premier circuit diviseur couplé à la sortie du premier accumulateur pour diviser son signal de sortie par 2, avec K entier, et fournir un premier quotient constitué par un mot à nombre d'eb inférieur obtenu en éliminant le nombre nécessaire d'eb les moins sinnificatifs, un second registre accumulateur ramenant le nombre d'eb du premier quotient au nombre initial utilisé par le premier accumula- teur, un second circuit diviseur couplé à la sortie du second accumula- teur pour diviser son signal de sortie par une autre puissance entière de 2, supérieure à K, de manière à fournir un second quotient dont le nombre d'eb est inférieur à celui du premier quotient, un registre accumulateur de rétroaction recevant les deux quotients précédents et fournissant un signal de rétroaction représentatif de la somme desdits quotients, et des moyens d'appliquer ledit signal de rétroaction sur la seconde entrée du premier accumulateur afin que les mots successifs du signal fourni par les circuits d'interface soient modifiés dans ledit premier accumulateur par ledit signal de rétroaction. 17. Interpolateur conforme à la revendication 16, caractérisé par le fait que les moyens de filtrage numérique comportent encore un registre couplé audit premier circuit diviseur pour stocker les eb les moins significatifs écartés par ce circuit et les ramener à son entrée en même temps que le prochain mot du signal de sortie du premier accumulateur, afin de modifier ce mot en fonction de la valeur des eb les moins significatifs résultant de la division du mot précédent. 18. Interpolateur conforme à la revendication 17, caractérisé par le fait que les moyens de filtrage comportent un autre registre couplé audit second circuit diviseur pour stocker les eb les moins significatifs écartés par ce circuit et les ramener à son entrée en 2471094 même temps que le prochain mot du signal de sortie du second accumulateur, afin de.ji-idifier ce mot en fonction de la valeur des eb les moins significatift résultant de la division du mot précédent. 19. Interpolateur conforme à la revendication 16, caractérisé par le fait que le premier circuit diviseur divise le signal de sortie du premier accumulateur par 24 et que le second circuit diviseur divise le signal de sortie du second accumulateur par 2 20. Interpolateur augmentant le débit de mots d'un signal numérique d'entrée qui présente un débit de mots déterminé et un nombre d'eb par mot également déterminé, caractérisé par le fait qu'il comprend une interface qui reçoit les mots numériques du signal d'entrée et produit pour chacun d'eux une séquence de L trames de N mots présentant le débit de mot accru spécifié et dans chacune desquelles le premier mot est identique au mot entrant qui vient d'être reçu et les (N-l) autres sont des mots à eb tous nuls en nombre égal à ceux des mots entrants, le signal de sortie de ladite interface étant constitué par la transmission en série de telles séquences; et un filtre numérique récursif passe-bas qui reçoit ledit signal de sortie de l'interface et le transforme en un signal filtré constituant la sortie à débit de mots augmenté de l'interpolateur et comportant des mots à nombre d'eb réduits et à valeurs numériques variant progressivement entre les valeurs successives desdits mots numériques du signal d'entrée. 21. Interpolateur conforme à la revendication 20, caractérisé par le fait que N = 4 et qu'un mot entrant X est donc répété L fois dans la séquence suivante - X(l) 00, X(2) D.... X ( L) 000 22. Interpolateur conforme à la combinaison des revendications et 21, caractérisé par le fait que L = 8, des séquences de 32 mots étant alors fournies par l'interface pour chaque mot du signal d'entrée dont le débit de mots est alors augmenté 32 fois. 23. Joncteur de ligne téléphonique d'abonné assurant le couplage de la ligne avec un système de commutation numérique, caractérisé par le fait qu'il comprend un convertisseur deux fils-quatre fils à des trajets séparés d'émission et de réception; un convertisseur analogique- numérique inséré dans le trajet d'émission pour fournir un signal numérique composé d'une pluralité de mots d'un nombre égal d'éléments binaires, qui représentent chacun la valeur quantifiée d'un échantillon du signal analogique provenant de la ligne; des moyens de couplage dudit signal numérique à une voie de transmission numérique dudit système (le commutation; des moyens de réception d'un signal numérique 26 2471094 arial oque achemirîin depuis Unriet extrémité éloignée du système et commuté à l'entrée de reception dudit joncteur; un interpolateur auquel ledit :;i iFnul iufiéitl ique reçu estL appliqué pour qu'il le transforme en un :e'onid signal numérique dont le nombre d'éléments binaires par irmot b est inférieur à celui du signal reçu et le débit de mots supérieur a celui de ce dernier, ledit interpolateur comprenant une interface qui rèpéte plusieurs fois chaque mot du signal reçu en utilisant ledit d(bit de mots supérieur et une fréquence de répétition telle que des intervalles séparent les mots répétés, ces intervalles étant remplis I] de mots formés d'éléments binaires tous nuls en nombre égal au nombre d'éléments binaires par mot du signal reçu, cette configuration particulière de mots répétés et de mots nuls constituant le signal de sortie de l'interface, ainsi qu'un filtre numérique récursif de type passe-bas qui transforme ledit signal de sortie de l'interface lb ren un second signal numérique filtré, ou signal de sortie de l'inter- polateur, comprenant des mots à nombre d'éléments binaires inférieur et à valeurs numériques variant progressivement entre les valeurs successives dudit signal reçu par l'interpolateur; un convertisseur numériqueanalogique couplé à la sortie dudit filtre récursif pour VO reproduire le signal analogique émis à ladite extrémité éloignée du système et des moyens de couplage dudit signal analogique reproduit audit convertisseur deux fils-quatre fils pour que ce dernier le transmette sur ladite ligne d'abonné. 24. Joncteur de ligne téléphonique conforme à la revendication 23, caractérisé par le fait que ledit signal numérique reçu par l'inter- polateur et provenant d'une extrémité distante ou autre joncteur du système de commutation comporte des mots d'au moins 13 éléments binaires fournis à un débit de 32 kilomots par seconde (signal de 32 kHz) et que ledit second signal numérique à la sortie de l'interpolateur a un débit accru à 1024 kilomots par seconde (signal de 1024 kHz) et se compose de mots dont le nombre d'éléments binaires est au moins égal à 3 et toujours inférieur à 13. 25. Joncteur de ligne téléphonique conforme à'la revendicat.oun 23, caractérisé par le fait que lesdits signaux analogiques sont des signaux de parole à bande réduite dans l'intervalle de fréquences IJ - 4 kHz. 26. Joncteur de ligne téléphonique conforme à la revendicatoun , caractérisé par le fait qu'il comprend aussi un circuit de filtrage couplé à la sortie cdu convertisseur analogique-numérique dans le trajet 4U ( d'émission pour réduire le débit de mots du signal numérique tourni - ar 27 2471094 ce convertisseur avant qu'il soit transmis sur une liaison de trarnmisision nu.mérique du système de commutation par lesdits moyens de cutplage. 27. Joricteur de ligne téléphonique conforme à la revendication 26, caractérisé par' le fait que le signal de sortie dudit circuit de filtrage du trajet d'émission a un débit de 32 kilomots par seconde (signal de 32 kHz).