Brevet FR2465370A1 — publié le 19810320

L'invention concerne un circuit permettant de réali- ser la compensation automatique de la surmodulation, de la sousmodulation et du retard transitoires dans des systèmes utilisant des réseaux de filtres comportant des composants réactifs. Il est connu que les réseaux de filtres possédant des composants réactifs fournissent des phénomènes transi- toires de surmodulation ou de sous-modulation en réponse à des variations brusques du niveau d'un signal à courant continu, qui leur sont appliquées. A leur tour, ces phéno- mènes transitoires accroissent le-retard de la réponse du filtre. Même dans le cas de filtres amortis de façon criti- que, qui ne présentent pas de tels phénomènes transitoires de surmodulation ou de sous-modulation, il se produit un retard dans la réponse à des variations brusques du niveau d'un signal à courant continu, en raison du temps de réta- blissement nécessaire pour le réglage des éléments réactifs du filtre à un nouveau niveau du signal à courant continu. Les caractéristiques propres, indiquées ci-dessus, des réseaux de filtres réactifs sont particulièrement nuisi- bles dans des applications qui requièrent une réponse rapide, c'est-àdire un retard minimum dans le fonctionnement du filtre. Par exemple dans des circuits de contrôle automati- ques utilisant des boucles de servocommande ou d'asservisse- ment comportant des filtres possédant des composants réac- tifs, les variations du signal d'entrée doivent être suivies par la boucle, d'une façon précise et avec un retard mini- mum. Lorsqu'une variation brusque du niveau du signal d'en- trée,en formne de-saut ou échelon de tension à courant conti- nu, est appliquée à un tel-circuit, par exemple en vue de provoquer un décalage de position dans une boucle d'asser- vissement de positionnement, les composants réactifs se char- gent ou se déchargent au nouveau niveau à courant continu, ce qui provoque des oscillations amorties et un retard accru du filtre en raison de phénomènes transitoires de surmodula- tion ou de -sous-modulation. Les circuits d'asservissement connus dans l'art antérieur compensaient les effets indiqués ci-dessus par une réduction du gain de la boucle d'asservissement de manière à réduire les oscillations. Il en résulte un fonctionnement d'asservissement inférieur au gain de boucle optimum avec, par conséquent, une précision réduite. Dans certaines applications, comme par exemple dans le cas de l'enregistrement et de la lecture magnétique à haute densité, une réduction du gain de la boucle d'asser- vissement est peu pratique étant donné qu'elle diminue la précision de positionnement. Au contraire, dans les derniè- res applications, o à la fois la largeur de la piste d'enre- gistrement et l'intervalle entre pistes sont réduits, la précision du système d'asservissement de positionnement de la tête doit être encore amélioré et la termps de réponse de l'asservissezent doit être reduit au m nimui. A cet effet il est souhaitable d'accroître de façon supplémentaire le gain du système d'asservissement tout en obtenant un fonctionne- ment stable au voisinage immédiat de fréquences de résonance mécanique, par exemple en utilisant des réseaux de filtres réactifs. Cependant on sait que les filtres réactifs augmen- tent le temps de réponse de la boucle d'asservissement en raison de phénomènes transitoires de surmodulation ou de sous-modulation, provoqués en réponse à des sauts de signal à courant continu injectés dans la boucle. Un exemple d'un dispositif de l'art antérieur, com- portant un circuit de servocommande de positionnement est décrit dans le manuel d'instructions de fonctionnement et d'entretien, DM 940/DM 980 Disk Storage Drive, No.3306685- 01, publié en octobre 1977, par la Demanderesse. Plus parti- culièrement la figure 3-4 sise à la page 3-9 de ce manuel montre un schéma-bloc de principe du système de servocomman- de, incluant un circuit de servocommande de positionnement à mode de réglage fin. Ce circuit est utilisé pour maintenir le dispositif à transducteur de la. mémoire à disques dans une position désignée sur la piste jusqu'à ce qu'un mode ultérieur de positionnement à réglage grossier soit déclen- ché, comme cela est connu dans cette technique. Comme cela est représenté, par exemple dans le schéma-bloc détaillé No. A 04, feuille 1 de 3, et indiqué à la page 3-57, para- graphes 6 et 7, de ce manuel, lorsque la tête d'asservisse- ment se trouve dans une position désignée de la piste, un signal de décalage avant ou arrière peut être appliqué par le système électronique de commande au système de servo- commande. Les derniers signaux respectifs sont des échelons ou sauts négatifs ou positifs de tension à courant continu injectés dans la boucle d'asservissement et qui servent à déplacer légèrement la tête d'asservissement et par consé- quent l'ensemble du dispositif de la tête dans l'une ou l'autre des directions par rapport au centre de la piste d'asservissement, afin de rendre maximum le signal obtenu des pistes de données enregistrées, par rapport aux têtes de lecture. Dans les enregistreurs à disques magnétiques de l'art antérieur, indiqués ci-dessus, le gain de l'amplifica- teur d'asservissement a été choisi relativement faible pour réduire au minimium lesoscillations d'asservissement, la sur- modulation ou la sous-modulation en réponse au signal de décalage avant ou arrière à courant continu. Cependant, lorsqu'il devient nécessaire d'augmenter de façon importante, par exemple de doubler, la densité de la piste d'enregistrement par rapport à ces enregistreurs à disques magnétiques de l'art antérieur, le gain d'asservis- sement indiqué ci-dessus ne peut plus satisfaire à la condi- tion requise importante, qui est d'avoir une précision amé- liorée de positionnement, ainsi qu'un temps de réponse plus court et, par conséquent, un rendement accru du système de servocommande. Une forme de réalisation de la présente invention résout les inconvénients décrits cidessus des circuits de servocommande de positionnement de l'art antérieur, en four- nissant un circuit de filtre réactif qui permet d'accroître le gain et la largeur de bande de la boucle d'asservissement, en liaison avec un circuit permettant de compenser les phéno- mènes transitoires de surmodulation et de sous-modulation et le retard en réponse à des variations du niveau du signal à courant continu appliquées au circuit de filtre réactif, comme cela va être décrit de façon plus détaillée dans la description donnée ci-après. Des exemples d'autres dispositifs de l'art antérieur, dans lesquels une surmodulation, une sous-modulation et un retard, transitoires et indésirables, dans des circuits de filtre réactif apparaissant en réponse à des variations brusques du niveau du signal à courant continu, peuvent dé- passer les limites réglées pour un fonctionnement fiable, comprennent par exemple des circuits d'asservissement de cabestan d'entraînement de bande magnétique, des synthé- tiseurs de fréquence, des.circuits d'alimentation en énergie à régulation et de nombreuses autres applications. Comme cela ressortira à l'évidence de la description qui va suivre, différentes autres formes de réalisation selon la présente invention suppriment les inconvénients indiqués ci-dessus des dispositifs de l'art antérieur. On notera que, au cours de la description qui va sui- vre, on désigne sous les termes de "filtre réactif", "réseau de filtre réactif ", "circuit de filtre réactif" et termes analogues, un filtre passif ou actif comportant un ou plu- sieurs éléments réactifs, qui peuvent être combinés avec des éléments résistifs ou avec d'autres éléments de filtre,et possédant au moins un élément de filtre branché entre une en- trée, une sortie et une ligne de retour des signaux du filtre. Un objet de la présente invention est de fournir un circuit permettant la compensation automatique de phénomènes transitoires de surmodulation et de sous-modulation et du retard dans des systèmes utilisant des réseaux de filtres réactifs. Un autre objet de la présente invention est de four- nir un circuit supprimant les retards apparaissant dans les filtres réactifs en réponse à des échelons ou sauts de signal à courant continu dus à des phénomènes transitoires de surmodulation ou de sous-modulation et au temps de réta- blissement du filtre. Un autre objet de la présente invention est égale- ment d'assurer une compensation des phénomènes transitoires de surmodulation et de sous-modulation dans des filtres réactifs, sans prévoir un amortissement critique de ces filtres. Un but particulier de la présente invention est de fournir un circuit permettant de compenser les phénomènes transitoires de surmodulation et de sous-modulation dans des boucles d'asservissement comportant des filtres réactifs, sans réduire la largeur de bande ou le gain de la boucle d'asservissement. Un autre objet de la présente invention est de fournir une compensation des phénomènes transitoires de sur- modulation et de sous-modulation dans des circuits d'asser- vissement tout en conservant un fonctionnement stable pour ces circuits, au voisinage immédiat des fréquences de ré- sonance mécanique. Un autre objet de l'invention consiste à compenser une variation du niveau du signal à courant continu par rapport à des élérents de filtre réactifs-en réponse à un saut du signal d'entrée. Conformément à la présente invention, il est prévu un circuit permettant de compenser automatiquement les phéno- mènes transitoires de surmodulation et de sous-modulation et le retard de réponse à des sauts du signal à courant con- tinu appliqués à des circuits utilisani des filtres réactifs. Le circuit de compensation détecte un saut du signal d'en- trée appliqué au filtre réactif et délivre un saut de signal de compensation en l'appliquant à la ligne de retour du filtre, en même temps que le saut de signal d'entrée reçu par le filtre. Le signal de compensation possède essentiel- lement la même valeur et une polarité prédéterminée par rap- port au saut du signal d'entrée de manière à compenser une variation résultante du niveau du signal par rapport au filtre réactif. Les différents buts, caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de façon évidente de la descrip- tion donnée ci-après et des dessins annexés. La figure 1 représente un schéma-bloc montrant une forme de réalisation préférée de l'invention, utilisée dans un circuit d'asservissement de positionnement fin pour l'en- traînement de disques magnétiques. La figure 2 est un schéma-bloc montrant une autre forme de réalisation de l'invention utilisée dans un cir- cuit d'asservissement du cabestan d'entraînement d'une bande magnétique. La figure 3 est un schéma-bloc montrant une autre forme de réalisation de l'invention utilisée dans un circuit d'un synthétiseur de fréquence. La figure 4 est un schéma-bloc montrant encore une autre forme de réalisation de l'invention utilisée dans un circuit d'alimentation en énergie à commutation réglée. La forme de réalisation préférée de l'invention re- présentée sur la figure 1 est utilisée dans un circuit d'asservissement de position et de vitesse d'un système d'entraînement de mémoire à disques, fabriqué par la Deman- deresse. Le schéma-bloc de la figure 1 comporte des compo- sants de base connus du circuit d'asservissement connus, du type représentés et décrits dans le manuel d'instructions indiqué précédemment, en combinaison avec le circuit de fil- tre réactif 28 et le circuit de compensation 10 conformément aux enseignements apportés par la présente invention. Par conséquent seules les parties du système d'asservissement de base, qui sont nécessaires pour la compréhension du fonction- nement et des avantages de la présente invention, seront re- présentées et décrites ci-après. Le circuit de la figure 1 comporte un amplificateur d'erreur 12 utilisé à la fois pour les modes de positionne- ment approché et de positionnement fin du circuit d'asser- vissement. Lors du mode de positionnement approché, l'ampli- ficateur d'erreur 12 reçoit, par l'intermédiaire du conduc- - teur 50, sur son entrée inverseuse (-), un courant de déca- lage avant ou arrière, qui est appliqué par une source de courant 33 par l'intermédiaire du conducteur 34 et d'un noeud de sommation 30. L'entrée de la source de courant 33 est accouplée à la borne 35, o elle reçoit un signal numé- rique provenant d'un compteur de différence (non représenté), indiquant le nombre des pistes du cylindre devant être fran- chies dans un sens ou dans l'autre pour obtenir la position désirée de l'ensemble de la tête 24 par rapport à la surface du disque. La polarité et le nombre des bits représentant le signal numérique sont déterminés par un calculateur de différence (non représenté), et dépendent de la position réelle de la tête d'asservissement sur la piste du cylinare ainsi que d'un emplacement désiré sur la piste du cylindre, auquel la tête doit être amenée. Le courant de décalage avant ou arrière provoque un accroissement ou une diminution du signal de sortie de l'amplificateur d'erreur 12. Un dé- tecteur de polarité 14 dont l'entrée est accouplée par l'in- termédiaire du conducteur 13 à la sortie de l'amplificateur d'erreur 12, nilote un amplificateur 16 du courant de décala- avant et 18 du courant de décalage arrière en fonction de la polarité des signaux. de sortie de l'amplificateur d'erreur 12. Le signal de sortie respectif provenant de l'amplifica- teur 16 du courant de décalage avant ou de l'amplificateur 18 de courant de décalage arrière est appliqué à un étage d'attaque de puissance 20 qui à son tour injecte le courant dans un sens ou dans l'autre dans une bobine mobile d'un moteur linéaire 22. Le moteur 22 déplace le chariot porte- tête (non représenté), auquel l'ensemble de la tête 24, y compris les têtes de données et la tête d'asservissement, sont fixées.La tête d'asservissement envoie, par l'intermé- diaire du conducteur 39 et de la borne 40, une information de réaction de position indiquant les franchissements de piste du cylindre au compteur de difierence(non représenté), ladite information mettant à jour, c'est-àdire faisant régresser le compteur de différence. Par conséquent le signal numérique appliqué à la borne d'entrée 35 est égale- ment réduit, jusqu'à ce que le décompte de la différence soit nul et qu'aucun courant ne soit appliqué par la source de courant 33 à l'amplificateur d'erreur 12, ce qui indique par conséquent que la tête d'asservissement a achevé son déplacement selon le mode de positionnement approché et que l'ensemble de la tête 24 a atteint la position désirée sur la piste du cylindre. Ultérieurement, lorsque la différence s'annule, le compteur de différence (non représenté) applique un signal de commande de blocage sur la borne 110 et par conséquent aux commutateurs respectifs Si et S3. Le commutateur Si raccorde la boucle d'asservissement de positionnement fin, incluant un amplificateur de position 26, le réseau de filtre réactif 28 et la résistance de sommation R84 entre-la sortie 32 de la tête d'asservissement et le noeud de sommation 30. Le commutateur S3 raccorde le conducteur de référence de tension 53 du filtre 28, désigné également sous le terme de conducteur de retour de tension ou de signal, à la sortie 58 du circuit de compensation 10, qui sera décrit ultérieurement. Dans le mode de positionnement fin, la posi- tion de l'ensemble de la tête 24 est maintenue sur la posi- tion désignée de la piste jusqu'à ce qu'un mode ultérieur de positionnement approché soit déclenché, comme cela est connu dans la technique. Au cours du fonctionnement selon le mode de position- nement fin, l'amplificateur de position 26 reçoit, par l'in- termédiaire du conducteur 32 à partir de la tête d'asservis- sement située dans l'ensemble de la tête 24, un signal de réaction de position sous la forme d'un signal variant de façon permanente et indiquant la grandeur et la polarité du décalage de la tête d'asservissement par rapport au centre de la piste d'asservissement. Le signal de réaction de posi- tion est amplifié par l'amplificateur de position 26. Dans le circuit de l'art antérieur connu d'après le manuel d'ins- tructions déjà cité plus haut, ce signal amplifié est appli- qué par l'intermédiaire d'un noeud de sommation à l'entrée de l'amplificateur d'erreur. L'amplificateur d'erreur 12 de la figure 1 compare un signal négatif ou positif de réaction de position présent sur son entrée inverseuse (-) 50 à la tension de référence 0 obtenue sur son entrée non inverseuse (+) 51, raccordée à la masse, et applique un signal résul- tant positif ou négatif de sortie par l'intermédiaire du con- ducteur 13 au détecteur de polarité 14 qui, en combinaison avec l'amplificateur 16 de courant de décalage avant ou l'am- plificateur 18 de courant de décalage arrière et l'étage d'attaque de puissance 20, provoque la commande du moteur linéaire 22 pour qu'il se déplace légèrement dans une direc- tion ou dans l'autre. A son tour, ceci a pour effet de dépla- cer la tête d'asservissement dans la direction opposée par rapport à la direction du décalage, jusqu'à ce que le déca- lage nul soit obtenu et que le signal de réaction de posi- tion soit nul, ce qui indique que la tête d'asservissement en 24 est alignée de façon précise avec le centre de la piste d'asservissement. Cependant dans la forme de réalisation préférée de la figure 1 et conformément à la présente invention, le signal de réaction de position provenant de l'amplificateur 26 est filtré par le réseau de filtre réactif 28, conçu con- formément à l'objet de la présente invention et décrit ci- après de façon plus détaillée. Le signal filtré est envoyé depuis le réseau de filtre 28 par l'intermédiaire de la sor- tie 33 de ce dernier, d'une résistance de sommation R84 et d'un commutateur Si au noeud de sommation 30 et, à partir de là, à l'entrée inverseuse (-) 50 de l'amplificateur d'erreur 12. Comme cela ressortira de façon plus nette de la descrip- tion donnée ci-après, la combinaison du réseau de filtre réactif 28 et du circuit de compensation 10 conformément aux enseignements de la présente invention est utilisée pour rendre maximum la'marge de phase, la largeur de bande et, par conséquent, le gain et la précision de positionnement de la boucle d'asservissement, et pour conserver la précision maxi- mum de position lorsqu'un signal de décalage avant ou ar- rière à courant continu est reçu par le circuit d'asservisse- ment, comme cela sera décrit ci-après de façon détaillée. Comme cela est représenté sur la figure 1, le filtre réactif 28 comporte un réseau de correction de phase 29 des- tiné à fournir la marge de phase dans la boucle d'asservisse- ment, et un réseau de filtre de réduction de gain 31 destiné à réduire le gain d'asservissement pour l'amener à un niveau sûr à des fréquences proches de la résonance mécanique, en créant une forte atténuation dans cette pone. Le réseau de correction de phase 29 comporte un am- plificateur opérationnel non inverseur 37 possédant une résis- tance de réaction R5 raccordée entre son entrée inverseuse (-) et sa sortie. Un montage de série formé d'un condensateur CI et d'une résistance Rlet branché en- parallèle sur la réêis- tance R2, est relié à l'entrée non inverseuse (+) de l'ampli- ficateur 37. La combinaison d'éléments indiquée ci-dessus constitue un circuit différentiateur, fournissant une avance de phase et un gain élevé aux hautes fréquences. Outre cela, un montage série formé de la résistance R3 et du condensa- teur C2 et branché entré l'entrée non-inve-rseuse (t) de l'am- plificateur opérationnel 37 et le conducteur de référence de tension 53 du filtre 28, forme, en liaison avec l'ampli- ficateur 37, un circuit intégrateur fournissant un retard de phase et un gain élevé aux basses fréquences. De plus, un montage série formé d'une résistance R4 et d'un condensateur C3 et branché entre l'entréé inverseuse (-) de l'amplificateur 37 et le conducteur de retour 53, forme un circuit supplémen- taire d'avance de phase, en liaison avec l'amplificateur 37. Les circuits d'avance de phase indiqués ci-dessus compensent un retard de phase résultant de l'inertie, qui est inhérente à la partie mécanique du système d'asservissement de posi- tionnement décrit plus haut, comme cela est bien connu dans la technique. Par conséquent le réseau de correction de pha- se 29 décrit ci-dessus fournit une marge de phase nécessaire pour obtenir la stabilité optimale d'asservissement et l'atténuation optimale pour la largeur de bande choisie du système d'asservissement, comme cela est déterminé par les exigences de conception. Comme cela est représenté dans la forme de réalisa- tion préférée de la figure 1, le filtre d'atténuation 31 est mis en oeuvre au moyen d'un montage parallèle d'une induc-- tance Ll et d'un condensateur C4, ledit montage étant en sé- rie avec une résistance R6. La combinaison d'éléments indi- quée ci-dessus est reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 37, utilisée dans le réseau de correction de phase 29. Le condensateur C5 est branché entre la borne de sortie de la résistance R6 et le conducteur de retour de tension 53 du circuit de filtre 28 de manière à fournir une atténuation du gain aux fréquences situées en dehors de la plage des fréquences du circuit d'asservissement. Le filtre d'atténuation 31, relié à la sortie de l'amplificateur opérationnel 37, fournit une perte minimale désirée de la marge de phase en fournissant une forte atté- nuation dans la zone des résonances mécaniques, ce qui ré- duit le gain d'asservissement à un niveau sûr dans cette zone de fréquences. Afin de ne pas réduire la marge de phase restante, l'atténuation est bloquée à un niveau approprié au moyen des condensateurs C4 et C5 agissant à la façon d'un diviseur de tension. Le niveau d'atténuation ci-dessus four- nit encore une suppression adéquate des pics de résonance subsistants. De la description donnée ci-dessus de la figure 1 il résulte qu'en utilisant le réseau de filtre 28, la marge de phase, la largeur de bande, le gain et la précision de position de la boucle d'asservissement sont rendus maximum, même lors du fonctionnement au voisinage immédiat des fré- quences de résonance mécanique. Outre le fonctionnement décrit ci-dessus, dans le mode de positionnement 1, un signal de décalage avant ou arrière est appliqué au circuit d'asservissement de base connu de la figure 1 de telle manière que les têtes de lec- ture des données reçoivent un niveau de signal maximum de la part des pistes de données enregistrées, comme cela a été mentionné précédemment. Plus particulièrement, si le niveau de signal maximum obtenu de la part des pistes de données enregistrées, lors de la lecture, ne correspond pas au cen- tre de la piste d'asservissement préenregistrée correspon- dante, un signal de décalage direct ou inverse, représenté par un saut de tension à courant continu d'une valeur et d'une polarité prédéterminées est appliqué à la borne d'en- trée 36 ou 38 au moyen d'une bascule bistable (non repré- sentée) de décalage avant ou arrière, comme cela est connu d'après le manuel d'instructions déjà mentionné précédemment.- * Le saut de tension reçu est appliqué par l'intermédiaire de la résistance de sommation R10 ou Rll au noeud de sommation , o il est combiné au signal de réaction de position fine décrit précédemment et arrivant du filtre réactif 28 par l'intermédiaire de la résistance de sommation R84. L'ampli- ficateur d'erreur 12 fournit par conséquent un signal d'er- reur de position sur sa sortie 13, en rapport avec un nouveau niveau de tension à courant continu de référence répondant au signal de décalage avant ou arrière. De la description précédente de la boucle d'asservissement, il résulte que l'ensemble de la tête 24 sera déplacé par le moteur linéaire 22 pour être amené dans une position correspondante décalée vers l'avant ou vers l'arrière par rapport au centre de la piste d'asservissement et dans laquelle les données préle- vées par les têtes de lecture présenteront un niveau de signal maximum. Cette nouvelle position décalée sera maintenue par la boucle d'asservissement jusqu'à ce que le signal de décalage avant ou arrière présent sur l'entrée 36 ou 38 soit supprimé ou, sinon, soit remplacé par un signal de décalage de polarité opposée. Cependant le déplacement subit de la tête d'asser- vissement dans la nouvelle position décalée provoque une variation soudaine du niveau de tension à courant continu du signal de réaction de position provenant de l'amplifica- teur 26, ladite modification étant détectée sous la forme d'un saut de tension à courant continu par l'entrée 27 du circuit de filtre réactif 28. Etant donné que les éléments du filtre réactif ne peuvent pas se charger ou se décharger de façon instantanée au nouveau niveau à courant continu, en raison des propriétés bien connues inhérentes à ces éléments, il en résulterait une réponse retardée du filtre qui, à son tour, provoquerait l'apparition de phénomènes transitoires de surmodulation ou de sous-modulation à la sortie 33 du ré- seau de filtre 28, comme cela a déjà été indiqué précédem- ment. Ceci, à son tour, provoquerait une surmodulation ou une sous-modulation et par conséquent des oscillations asso- ciées de la position de la tête d'asservissement et un blo- cage retardé par rapport à la piste d'asservissement. De façon analogue un retour depuis une position décalée dans l'un ou l'autre sens en direction d'une position normTale présentant un décalage de tension de référence nul provoque- rait des effets nuisibles similaires dans le circuit d'asser- vissement. Des changements ultérieurs de position dans le système d'asservissement, provoquées par la réception de signaux respectifs de décalage possédant des polarités oppo- sées selon une succession rapide, provoqueraient une surmo- dulation ou une sous-modulation transitoire même plus pronon- cée dans la boucle d'asservissement et un retard nuisible consécutif de l'asservissement. L'emploi du circuit de compensation en combinaison avec le filtre réactif conformément à la présente invention supprime les inconvénients indiqués ci-dessus, comme cela ressortira ci-après de la poursuite de la description de la forme de réalisation préférée de la figure 1. Le circuit de compensation 10 comporte un amplifica- teur opérationnel inverseur 51, possédant une résistance de réaction RiS en parallèle avec le condensateur de réaction C15, et deux résistances d'entrée R16, R17. Chaque résistan- ce d'entrée R16, R17, possède une borne reliée à l'entrée inverseuse (-) de l'amplificateur 51. L'autre borne de la résistance d'entrée R16 est reliée par l'intermédiaire du conducteur 16 à la borne 36 décrite précédemment et destinée à recevoir le signal de décalage avant. L'autre borne de la résistance d'entrée R17 est reliée par l'intermédiaire du conducteur 17 à la borne d'entrée 38 précédemment décrite et destinée à recevoir le signal de décalage arrière. La sortie 58 de l'amplificateur 51 est reliée par l'intermédiaire du commutateur S3 au conducteur 53 de retour de tension du ré- seau de filtre réactif 28. La borne d'entrée non inverseuse (+) de l'amplificateur 51 est reliée à la masse. Lors du fonctionnement normal selon le mode de positionnement fin, lorsqu'aucun signal de décalage de position n'est reçu sur la borne 36 ou 38, le conducteur 53 de retour de tension du filtre 28 est maintenu au niveau de la masse par l'intermé- diaire du commutateur S3 et de l'amplificateur 51. Lorsqu'un signal de décalage avant ou de décalage arrière est reçu au niveau de la borne d'entrée 36 ou 38, il se trouve appliqué par l'intermédiaire de la résistance de sommation R10 ou RI1 et du noeud de sommation 30 à l'entrée inverseuse (-) de l'amplificateur d'erreur 12, comme cela a été décrit précédemment. Simultanément le même signal est appliqué par l'intermédiaire de la résistance d'entrée res- pective R16 ou R17 à l'entrée inverseuse (-) de l'amplifica- teur opérationnel 51 du circuit de compensation 10. L'ampli- ficateur 51 envoie une variation correspondante de niveau de tension à courant continu, désignée également sous le nom de saut ou échelon de tension, de polarité opposée par sa sortie 58, par l'intermédiaire du commutateur S3, au conduc- teur 53 de référence de tension du filtre 28. Dans la forme de réalisation préférée de la figure 1, le commutateur S3 est commandé par le signal de blocage décrit précédemment présent sur la borne 11O. Ce signal ferme le commutateur S3, en même temps que le commutateur Si, lorsque le mode de posi- tionnement fin est déclenché par le circuit d'asservissement, comme cela a été décrit précédemment. Les paramètres du cir- cuit de compensation 10 sont choisis de manière que le saut de tension sur la sortie 58, désigné sous le nom de saut ou échelon de tension de compensation, possède la même grandeur et la même polarité que le saut de tension d'entrée corres- pondant décrit précédemment et envoyé par l'amplificateur de positionnement 26 à l'entrée 27 du-filtre 28, pour compenser le fonctionnement de ce dernier. Le condensateur C15 agit à la façon d'un condensateur d'intégration aux bornes de l'am- plificateur 51 et ses paramètres sont choisis de manière à ce qu'il fournisse un retard à la fois dans la voie de transmission du signal de décalage avant et du signal de dé- calage arrière respectivement depuis la borne 36 ou 38 à la sortie 58 de l'amplificateur 51, de manière à adapter le retard résultant du passage alternatif du signal de décalage particulier dans une partie du circuit d'asservissement de positionnement fin décrit précédemment, incluant la résistan- ce de sommation R10 ou R11, l'amplificateur d'erreur 12, le détecteur de polarité 14, l'amplificateur 16 de courant de décalage avant ou l'amplificateur 18 de courant de décalage arrière, l'étage d'attaque de puissance 20, le moteur 22, la tête d'asservissement de l'ensemble 24 et l'amplificateur de position 26. Etant donné que le signal de décalage em.:run- tant la voie de transmission indiquée ci-dessus du signal est inversé par l'amplificateur d'erreur 12, des sauts res- pectifs de tension possédant la même polarité et la même grandeur sont appliqués simultanément au conducteur 53 de retour de tension et à l'entrée 27 du filtre 28. Il en ré- sulte que le conducteur 53 de retour de tension du filtre réactif 28 suit étroitement les variations du niveau de ten- sion à courant continu appliquées à l'entrée du filtre, ce qui assure une compensation efficace de ces variations par rapport au filtre réactif. Par conséquent un niveau de ten- sion à courant continu essentiellement constant est maintenu entre l'entrée et la ligne de retour des filtres, ce qui empêche les éléments de filtre réactifs de se charger et de se décharger et de saturer l'amplificateur du filtre en réponse au signal de décalage avant ou arrière. On notera que la combinaison décrite ci-dessus du circuit de compensation 10 et du réseau de filtre réactif 28, conformément à la forme de réalisation préférée de l'inven- tion représentée sur la figure 1, permet un asservissement de position fin continu, sans phénomènes transitoires nuisi- bles de surmodulation et de sous-modulation, ni retard dans la réponse aux signaux de décalage à courant continu reçus par le système d'asservissement. On notera en outre que l'utilisation du circuit de compensation 10 en combinaison avec le filtre 28, branché dans la boucle de réaction de position du circuit de la figure 1, permet d'accroître le gain global de la boucle d'asservissement lors du fonction- nement dans le mode de positionnement, par rapport aux sys- tèmes d'asservissement de l'art antérieur. Cette dernière caractéristique est obtenue grâce au choix des valeurs res- pectives de la résistance de sommation R84, reliée à l'en- trée inverseuse (-) de l'amplificateur d'erreur 12, et de la résistance de réaction R85 de l'amplificateur d'erreur 12 de manière à obtenir un gain optimum de la boucle d'asservisse- ment et par conséquent une précision de positionnement amé- liorée. A titre de comparaison, dans le circuit d'asservisse- ment de position et de vitesse de l'art antérieur, du type connu dans le manuel d'instructions précédemment cité, le gain de la boucle d'asservissement dans le mode de position- nement est réduit à une valeur inférieurzà l'optimum permet- tant d'obtenir la stabilité nécessaire d'asservissement. En se référant à la forme de la réalisation préférée de la figu- re 1, un avantage particulier de l'invention réside dans le fait que le gain global du système d'asservissement dans le mode de positionnement fin est approximativement doublé par rapport au circuit d'asservissement de l'art antérieur indi- qué précédemment. Par conséquent, lorsqu'on utilise le sys- tème d'asservissement conforme à la présente invention, in- cluant la combinaison du filtre réactif et du circuit de com- pensation comme cela a été indiqué ci-dessus, la densité des pistes d'enregistrement peut être doublée par rapport aux systèmes d'entraînement de mémoires à disques de l'art anté- rieur. Simultanément la mise en oeuvre de l'invention permet un doublement correspondant de la précision de positionne- ment par rapport aux pistes étroites résultantes. Les spécialistes comprendront que, dans certaines applications o il peut être nécessaire d'appliquer un plus grand nombre de sauts ou d'échelons de tension de décalage, pour obtenir plusieurs variations respectives échelonnées de positions de la part du circuit d'asservissement, le circuit de compensation de la figure 1 peut comporter plusieurs ré- sistances d'entrée, telles que R16, R17, chacune étant prévue pour recevoir un saut ou échelon de tension respectif. La figure 2 représente une autre forme de réalisation de l'invention utilisée dans un circuit d'asservissement de cabestan d'un système d'entraînement de bande magnétique, du type connu dans les enregistreurs d'instrumentation de la série PR-2200, fabriqués par la Demanderesse. Dans le circuit de la figure 2, un comparateur de phase 60 reçoit, sur une première entrée 62, un signal de fréquence de référence, par exemple un signal en onde carrée d'une fréquence de 100 kHz de la part d'un oscillateur pilo- té par quartz (non représenté), et un signal de réaction tachymétrique de la part du système d'entraînement de la bande au niveau d'une seconde entrée 64. Sinon, un signal hors-bande provenant d'un amplificateur de reproduction (non représenté) peut être reçu à l'entrée 64, indîquant la vitesse de la bande, comme cela est connu dans la technique. Le signal tachymétrique est obtenu à partir d'un système optique comportant un disque tachymétrique 73 tournant en synchronisme avec le moteur 72 et éclairé par une source de lumière 71, la vitesse de rotation du.disque étant détec- tée par un détecteur 75. Le détecteur 75 transforme la lumiè- re reçue en un signal électrique. Ce signal est aplifié par un amplificateur opérationnel 76 et est renvoyé ensuite à l'entrée 64 du comparateur 60. Le comparateur de phase 60 compare la fréquence et la phase de ses signaux d'entrée- respectifs arrivant en 62 et en 64 et fournit un signal d'erreur sous la forme d'un signal en onde carrée à taux d'impulsions variable sur la sortie 65. Le signal d'erreur provenant de la sortie 65 est appliqué par l'intermédiaire d'un réseau de filtre réactif 57, possédant un filtre de porteuse 66 et un réseau d'avance/de retard de phase 69, à l'amplificateur 70 du moteur. Le filtre de porteuse 66 comporte une inductance L8, un condensateur C8 et une résis- tance R7 dans un montage fournissant une intégration du si- gnal de sortie en onde carrée du comparateur 60, de manière à obtenir un signal d'erreur dénué de la fréquence porteuse. Le réseau d'avance/de retard de phase 69 comporte des résis- tances R8, R9, R12 et des condensateurs C6, C7 combinés de manière à fournir une avance de phase de façon à stabiliser la boucle d'asservissement particulière de la forme de réa- lisation préférée de la figure 2. La valeur et la polarité du signal de sortie de l'amplificateur 70 est sensible au signal d'erreur et commande la vitesse de rotation du moteur 72 de manière à compenser des variations de la vitesse du moteur par rapport à la fréquence des signaux de référence. Pour une description plus complète, on a représenté sur la figure 2 des exemples de schémas de circuits détaillés à la fois du comparateur de phase numérique 60 et du détecteur de synchronisme 67, du type connu d'après les enregistreurs de série PR-2200 de la technique antérieure, mentionnés précé- demment. Le comparateur de phase 60 possède trois étages à bascules bistables binaires U10, Ull, U12 raccordées en cas- cade et du type commercialisé par exemple sous la dénomina- tion MC 850 P par la Société Motorola Corporation. La sortie Q de l'étage binaire Ul1 constitue la sortie 65 du compara- teur de phase 60. La sortie 65 est reliée à l'entrée 61 du réseau de filtre 57. La sortie 65 du comparateur 60 est également raccor- dée à l'entrée 68 du détecteur de synchronisme 67. Le détec- teur de synchronisme 67 comporte une microplaquette U3 à multivibrateur monostable, du type commercialisé par exemple sous le No. 74123 par la Société Texas Instruments Corpora- tion et permettant la détection du synchronisme dans le dis- positif d'entraînement d'asservissement du cabestan. Lors- qu'un verrouillage de phase intervient, la sortie 65 du com- parateur de phase 60 fournit de façon idéale un taux d'impul- sions de 50 90, comme cela est connu dans la technique. Le détecteur de synchronisme 67 produit en réponse, en 80, un signal de sortie correspondant sous la forme d'une impulsion à niveau logique haut, comme cela est connu dans la techni- que. Cette impulsion est utilisée dans le circuit de la figure 2 en tant que signal d'entrée envoyé au circuit de compensation 10. Etant donné que le saut de tension à cou- rant continu intervenant au moment du verrouillage de phase et obtenu à la sortie 65 du détecteur de synchronisme 60, est combiné au signal d'erreur variable, le signal de sortie au point 80 du détecteur de synchronisme 67, représentant une impulsion simple, est mieux approprié pour être utilisé en tant que saut de signal d'entrée du circuit de compensa- tion 10, comme cela ressortira de la description donnée ci- après. Lors du fonctionnement, l'amplificateur 70 reçoit le signal d'erreur filtré de la part du réseau de filtre réactif 57 et, en réponse à ce signal, délivre un courant de commande d'entraînement possédant une valeur et une polarité correspondantes de manière à provoquer de façon correspon- dante l'accélération ou la décélération du moteur 72 d'en- trainement du cabestan, afin de réduire le signal d'erreur. Le signal de réaction provenant du détecteur 75 est appliqué par l'intermédiaire de l'amplificateur opérationnel 76 à l'entrée de réaction 64 du comparateur de phase 60, comme cela a été indiqué précédemment. La fréquence du signal de réaction sur l'entrée 64 augmente ou diminue progressivement jusqu'à ce que ledit signal de réaction possède la même fré- quence et la même polarité que le signal de référence pré- sent sur l'entrée 62 du comparateur de phase 60, c'est-à- dire soit égal à 100 kHz, dans le cas de l'exemple mentionné plus haut. Lorsque les signaux respectifs sur les bornes 62 et 64 possèdent la même fréquence tout en étant déphasés d'environ 900, il se produit un verrouillage de phase indi- quant que le système d'asservissement du cabestan a atteint la vitesse de synchronisme. Par conséquent le signal de sor- tie en 65 passe d'un taux d'impulsions à 100 % lors de l'ac- célération du moteur à un taux d'impulsions de 50 %. Cette variation représente un saut négatif de tension à courant continu relativement important, comme cela est connu dans la technique. Le saut de tension négatif est appliqué à l'en- trée 61 du réseau de filtre 57. Dans les dispositifs de l'art antérieur, le conducteur de retour 59 des filtres 66 et 69 est raccordé à la masse. Etant donné que les deux filtres comportent des composants réactifs, comme représenté sur la figure 2, il se produit un retard de fonctionnement du filtre, qui a son tour provoque une surmodulation ou une sous-modulation de la vitesse du moteur, jusqu'à ce que les composants de filtre réactifs se règlent sur le nouveau niveau de tension à courant continu, tel qu'il a été décrit précédemment de façon détaillée en référence à la forme de réalisation de la figure 1. Par conséquent il se produit un retard notable pour le verrouillage de phase, ledit retard pouvant dépasser la spécification relative au temps de démar- rage du circuit d'asservissement du cabestan. Dans certains cas, lorsque de tels dispositifs sont utilisés en télévision ou bien dans l'enregistrement et la lecture de signaux acous- tiques, la surmodulation ou la sous-modulation de vitesse peut être visible pour un observateur. Les dispositifs de l'art antérieur résolvaient le problème indiqué cidessus en réduisant le gain de la boucle d'asservissement du cabestan, ce qui provoquait une réduc- tion de l'efficacité et par conséquent une réduction indési- rable de la rigidité de l'asservissement. Afin d'éliminer les inconvénients décrits ci-dessus des circuits d'asservissement de cabestan de l'art antérieur, le circuit de la figure 2 comporte un circuit de compensa- tion automatique 10 possédant un amplificateur opérationnel inverseur 51, muni d'une résistance d'entrée R18 et d'une résistance de réaction R15 montée en parallèle avec le con- densateur de réaction C15. L'entrée inverseuse (-) de l'am- plificateur 51 est reliée par là résistance d'entrée R 18 et par un contact mobile 83 du potentiomètre 81, à la sortie 80 du détecteur de synchronisme 67. Les bornes respec- tives du potentiomètre 81 sont reliées respectivement à la sortie 80 du détecteur de synchronisme et à la masse. La sor- tie 58 de l'amplificateur inverseur 51 est reliée au conduc- teur 59 de référence de tension du réseau de filtre 57, d'une manière similaire à ce qui a été représenté et déjà décrit en référence à la figure 1. Comme on peut le voir sur la figure 2, le conducteur 59 de retour est maintenu au ni- veau de la masse par l'intermédiaire de l'entrée non inver- seuse (+) de l'amplificateur opérationnel 51, lorsqu'aucun -20 signal n'est reçu à l'entrée 82 du circuit 10. Lorsque le verrouillage de phase dans le circuit d'asservissement du cabestan est réalisé entre les signaux respectifs reçus aux entrées 62 et 64 du comparateur de pha- se 60, un saut de tension négatif à courant continu indi- quant la modification résultante aboutissant à une onde car- rée à taux d'impulsions de 50 % en 65 est détecté par le multivibrateur monostable U3 du détecteur de synchronisme 67 qui, à son tour, délivre une impulsion à niveau logique haut à sa sortie 80, comme cela a été décrit précédemment. Cette impulsion est envoyée à l'entrée 82 du circuit de com- pensation 10, par l'intermédiaire d'un potentiomètre 81, servant de diviseur de tension pour régler l'amplitude de l'impulsion d'entrée en 82. Sinon, le potentiomètre 81 peut être supprimé et la sortie 80 du détecteur de synchronisme 67 peut être raccordée directement à l'entrée 82 du circuit 10. Le condensateur d'intégration C15 est utilisé pour retar- der un saut de tension de compensation provenant de la sor- tie 58 du circuit 10 de manière à le faire coïncider avec le saut d'entrée associé à l'entrée 61 du filtre 57. Ce saut de tension à courant continu négatif-fourni par le comparateur de phase 65 est reçu par l'entrée 61 du filtre réactif, avec une vitesse inférieure de modification du niveau du signal par rapport au cas de l'envoi d'un saut de signal correspon- dant par le détecteur numérique de synchronisme. Par consé- quent un saut de tension inverse est fourni par le circuit à la sortie 58 et envoyé au conducteur 59 de retour de tension du réseau de filtre 66 en même temps que le saut de tension d'entrée reçu à l'entrée 61 du réseau de filtre 57, en provenance de la sortie 65 du comparateur de phase 60. Les paramètres respectifs du circuit de compensation 10 sont choisis de telle manière que le saut négatif de tension à courant continu appliqué depuis la sortie 58 au conducteur de retour 59 du filtre 57, possède la même polarité et la même valeur que le saut de tension à courant continu indiqué ci-dessus et appliqué simultanément à l'entrée 61 du filtre 57. Par conséquent, des modifications essentiellement identi- ques, de même grandeur et de même polarité, du niveau de tension à courant continu sont introduites simultanément à l'entrée 61 et dans le conducteur de retour 59 du réseau de filtre réactif 57. Par conséquent un niveau de tension à cou- rant continu essentiellement constant est maintenu par rap- port aux éléments de filtre réactif. Il en résulte que les composants réactifs utilisés dans le filtre sont protégés efficacement de tout chargement et de tout déchargement à un nouveau niveau de tension à courant continu en réponse à un verrouillage de phase; et, par conséquent, une surmodula- tion et une sous-modulation de la vitesse du moteur du cabes- tan et du retard résultant de blocage se trouvent empêchées. On notera que le circuit décrit ci-dessus de la figure 2, conforme à la présente invention, permet de compen- ser des variations brusques du niveau à courant continu inter- venant dans le circuit d'asservissement, tout en permettant un fonctionnement ininterrompu du circuit d'asservissement du cabestan par rapport au signal d'erreur variable de façon continue. Bien que l'on ait donné, dans la description précé- dente, des exemples de schémas de circuits particuliers met- tant en oeuvre le filtre de porteuse 66 et le réseau d'avan- ce/de retard de phase 69, toute combinaison appropriée d'élé- ments incluant Des éléments réactifs, peut être utilisée pour obtenir le fonctionnement désiré décrit ci-dessus du filtre, comme cela est connu dans la technique. La figure 3 montre une autre forme de réalisation de l'invention, utilisée en liaison avec un circuit de synthé- tiseur de fréquence. Comme cela est connu dans la technique, le synthétiseur de fréquence comporte un comparateur de phase numérique 90 qui reçoit, sur sa première entrée 88, un signal d'entrée à fréquence de référence à partir d'une sour- ce de référence, par exemple un oscillateur à quartz (non re- présenté). Sur une seconde entrée 89, le comparateur de pha- se 90 reçoit un signal de réaction par l'intermédiaire du conducteur 87. Le signal de réaction est fourni par un oscil- lateur commandé par variation de tension 92, dont l'entrée reçoit un signal d'erreur envoyé par la sortie 95 du compara- teur de phase 90 par l'intermédiaire d'un circuit de filtre réactif 96, comme cela est connu dans la technique. Un divi- seur de fréquence 94 règle la fréquence nominale du signal de sortie de l'oscillateur 92 sur la fréquence du signal de référence reçue à l'entrée 88 du comparateur de phase 90. Le comparateur de phase numérique 90 détecte les déphasages du signal de réaction reçu en 89 par rapport au signal de réfé- rence reçu en 88 et délivre sur la sortie 95 le signal d'erreur mentionné précédemment et qui est présent sous la forme d'un signal de commutation en onde carrée, comme cela est bien connu dans la technique. Le filtre réactif 96 est utilisé dans le synthétiseur de fréquence pour faire la moyenne du signal en onde carrée de commutation présent sur la sortie 95, de manière à fournir un signal analogique ap- proprié pour la commande de la.fréquence du signal de sortie de l'oscillateur 92 commandé par la tension, d'une manière bien connue. Dans les dispositifs de l'art antérieur, le con- ducteur de retour de tension du filtre réactif 96 était mis à la masse. Dans la forme de réalisation préférée de la figure 3, le réseau de filtre réactif 96 comporte une induc- tance série L9 et un condensateur en parallèle C9, branchés entre la sortie 95 du comparateur de phase 90 et l'entrée 85 de l'oscillateur 92 commandé par la tension. Le conducteur de retour de tension du filtre 96 est constitué par une borne du condensateur C9, qui est opposée à la borne reliée à l'inductance L9. Le comparateur de phase numérique 90 peut être mis en oeuvre de la même manière que cela a été décrit précédemment en référence au comparateur de phase numérique de la figure 2. Dans ce dernier cas, le signal de sortie apparaissant en 95 et provenant du comparateur de phase 90 est présent sous la forme d'un signal en onde carrée à taux d'impulsions variable, comme cela est décrit en référence à la figure 2. D'une manière analogue à la forme de réalisa- tion précédemment décrite de la figure 2, on utilise, dans la forme de réalisation de la figure 3, un détecteur de synchronisme 97 qui peut être mis en oeuvre de façon simi- laire à ce qui a été décrit précédemment en référence au détecteur de synchronisme 67 de la figure 2. Lorsque le verrouillage de phase intervient, c'est- à-dire lorsque les signaux d'entrée respectifs en 88 et 89 du comparateur de phase 90 possèdent la même fréquence et un déphasage d'environ 90C, un décalage de tension à courant continu relativement important est produit sur la sortie 95 du comparateur de phase 90, comme cela a été décrit précé- * demment en référence à la forme de réalisation de la figure 2. Le décalage de tension à courant continu est envoyé à l'entrée 91 du filtre réactif 96. Dans les circuits synthéti- seurs de fréquence de l'art antérieur, o le conducteur de retour de tension du filtre réactif est raccordé à la masse, on obtiendrait un retard consécutif de fonctionnement du fil- tre et par conséquent une surmodulation ou une sous-modula- tion de la fréquence désirée de i'oscillateur commandé par la tension, en raison des caractéristiques inhérentes des composants du filtre réactif, comme cela a été indiqué précé- demment en référence à la figure 2. Dans l'autre forme de réalisation de la figure 3, les inconvénients indiqués ci- dessus sont supprimés comme on l'indique ci-après. Sur la figure 3, on a représenté un circuit 10 per- mettant la compensation d'une surmodulation, d'une sous-modu- lation et d'un retard, conforme à l'invention et qui est mis en oeuvre de façon similaire à ce qui a déjà été décrit et représenté en référence à la figure 2. Pour permettre une meilleure comparaison, les éléments correspondants du cir- cuit 10 sont désignés à la fois sur les figures 2 et 3 par des chiffres de référence identiques et l'on ne décrira pas ici des parties similaires des deux circuits, afin d'éviter une répétition. Le détecteur de synchronisme 97 est de préfé- rence d'un type similaire au détecteur 67 précédemment décrit de la figure 2. L'entrée du détecteur de.synchronisme 97 est reliée à la sortie 95 du comparateur de phase 90. Le détec- teur de synchronisme 97 fournit un saut de tension à courant continu à sa sortie 99, lorsque le verrouillage de phase s'effectue en 95, comme cela a été précédemment décrit en référence au détecteur 67. Un diviseur de tension réalisé sous la forme d'un potentiomètre 86 est branché entre la sor- tie 99 du détecteur de synchronisme 97 et l'entrée 82 du cir- cuit de compensation 10, pour permettre le réglage de la tension d'entrée du circuit 10, de la même façon que cela a été décrit précédemment en référence au potentiomètre 81 de la figure 2. La sortie 58 du circuit de compensation 10 est reliée au conducteur 100 de retour de tension du filtre réactif 96. Sinon, le filtre réactif 96 peut être mis en oeu- vre au moyen de toute combinaison appropriée d'éléments com- prenant des éléments réactifs, de manière à réaliser la moyenne désirée du signal en onde carrée délivré à la sortie 95 du comparateur de phase 90, comme cela est bien connu dans la technique. - De la description précédente il ressort que le fonc- tionnement de la forme de réalisation préférée de la figure 3, en ce qui concerne le comparateur de phase 90, le filtre 96, le détecteur de synchronisme 97, le potentiomètre 86 et circuit de compensation 10 en combinaison avec d'autres élé- ments de circuit, est analogue au fonctionnement précédem- ment décrit des éléments de circuit correspondants 60, 66, 67, 81 et 10 utilisés sur la figure 2. Par conséquent lors- qu'un saut de tension à courant continu à l'instant du verrouillage de phase est envoyé à l'entrée 91 du filtre 93, à partir de la sortie 95 du comparateur de phase 90, un saut de tension à courant continu correspondant possédant la même valeur et la même polarité est envoyé simultanément au con- ducteur de retour 100 du filtre 96 à partir de la sortie 58 du circuit de compensation 10. - Par conséquent les éléments utilisés dans le filtre 96 ne détectent pas les variations du niveau de tension à courant continu appliquées à leurs bornes respectives, étant donné que des sauts de tension à courant continu essentiel- lement identiques sont appliqués simultanément à l'entrée du filtre et au conducteur de retour de tension. Ainsi, un retard de fonctionnement du filtre et des phénomènes transi- toires subséquents de surmodulation et de sous-modulation, dus à un chargement ou à un déchargement des composants du filtre réactif, sont compensés de façon efficace dans le synthétiseur de fréquence de la figure 3. Les spécialistes de la technique comprendront que, bien que l'on utilise à titre d'exemple un comparateur de phase numérique dans les formes de réalisation préférées des figures 2 et 3, il est possible, sinon, d'utiliser un comparateur de phase analogique étant donné qu'il est bien connu dans la technique qu'un tel comparateur de phase ana- logique fournit également un saut de tension négatif lorsque le verrouillage de phase est réalisé, de façon simi- laire au dispositif numérique décrit ci-dessus. Une autre variante de réalisation de l'invention est représentée sur le schéma-bloc de la figure 4 qui montre un circuit d'alimentation en énergie asservi ou réglé. Un sys- tème d'alimentation en énergie asservi 120, du type bien connu dans la technique, maintient une tension de sortie constante entre des limites prédéterminées. Il est raccor- dé par l'intermédiaire de conducteurs d'alimentation en énergie 122, 123, dont l'un 123 est raccordé à la masse, de manière à alimenter une ou plusieurs charges 124. Il est connu que les circuits d'alimentation en énergie asservis ou réglés de l'art an-érieur utilisent des condensateurs de fil- trage de sortie raccordés entre le conducteur 122 d'alimenta- tion en éneraie et le conducteur de référence de masse 123. La source d'alimentation en énergie réglée 120 peut être mise en oeuvre par exemple sous la forme d'une source d'ali- mentation en énergie de commutation fournissant une tension de sortie essentiellement constante présente sous la forme d'une séquence d'impulsions. Dans ce cas, il est connu de raccorder un filtre réactif approprié aux conducteurs d'ali- mentation en énergie de l'art antérieur, à la sortie de la source d'alimentation en énergie de commutation, de manière à faire la moyenne des impulsions de tension fournies par la source d'alimentation en énergie, afin d'obtenir une tension analogique essentiellement constante, correspondante, appro- priée pour alimenter les charges, comme cela est bien connu dans la technique. Lorsqu'une ou plusieurs charges sont simultanément raccordées ou alternativement débranchées à un tel circuit d'alimentation en énergie de l'art antérieur, une variation brusque du niveau de tension à courant continu se produit dans les conducteurs d'alimentation en énergie. La variation de tension, qui se produit sous la forme d'un saut négatif ou positif de tension à courant continu, provo- que le chargement ou le déchargement des composants du fil- tre réactif, ce qui provoque un retard dans l'obtention d'une tension constante désirée. Par conséquent il se pro- duit une surmodulation ou une sous-modulation de la tension réglée dans les conducteurs d'alimentation en énergie, jusqu'à ce que le circuit d'alimentation en énergie se règle sur le niveau de tension à courant continu initial correspon- dant à la tension de sortie réglée désirée dudit circuit d'alimentation en énergie. Au cours du temps de retard indi- qué ci-dessus, la tension de la modification dans les conduc- teurs fournit une alimentation en énergie irrégulière aux charges, ce qui, à son tour, peut provoquer un fonctionne- ment défectueux des dispositifs constituant les charges. Les inconvénients indiqués ci-dessus des circuits d'alimentation en énergie réglés de l'art antérieur sont sup- primés grâce au circuit conforme à la présente invention, comme cela va résulter de la description donnée ci-dessous en référence à la forme de réalisation préférée de la figure 4. Sur la figure 4 on a représenté un réseau de filtre réac- tif 127 relié à la sortie de la source d'alimentation en énergie de commutation 120. Le réseau de filtre réactif 127 peut être mis en oeuvre au moyen de toute combinaison appro- priée d'éléments de circuit passifs et/ou actifs, incluant des éléments réactifs, en fournissant une moyenne des impul- sions de sortie fournie par la source d'alimentation en énergie 120, comme cela est bien connu dans la technique. A titre d'exemple, le réseau de filtre 127 comporte une induc- tance série L10 et un condensateur en parallèle C10 raccor- dés à la sortie de la source d'alimentation en énergie 120, comme cela est représenté sur la figure 4. Le réseau de fil- tre 127 possède une entrée 129, une sortie 119 et un conduc- teur 128 de référence de tension, désigné également sous le nom de conducteur de retour de tension et constitué par une borne du condensateur Clo située à l'opposé de la borne rac- cordée à l'inductance L10 et au conducteur 122 d'alimenta- tion en énergie. Cependant, à l'opposé des circuits de l'art antérieur, dans la forme de réalisation préférée de l'inven- tion, le conducteur 128 de retour de tension du filtre 127 n'est pas raccordé au conducteur 123 d'alimentation en éner- gie mis à la masse. Au lieu de cela, le conducteur 128 de retour de tension est relié à une masse virtuelle par l'in- termédiaire d'un circuit 10 de compensation de surmodula- tions, de sous-modulations et de retards de fonctionnement, prévus conformément à la présente invention et similaire à celui décrit précédemment en référence aux formes de réali- sation des figures 1 à 3. Pour une meilleure comparaison, des éléments similaires du circuit 10 des figures 3 et 4 sont désignés par les mêmes chiffres de référence. Par con- séquent seules les parties du circuit de la figure 4, qui sont différentes de celui de la figure 3, seront décrites ci-dessous afin d'éviter toute répétition. Dans la forme de réalisation préférée de la figure 4, l'amplificateur opérationnel 51 est mis en oeuvre sous la forme d'un amplificateur de puissance étant donné que, dans cette application particulière, le circuit de compensation doit fonctionner également en tant que source de courant ou en tant que puits de courant, lors de la compensation de pointes de tension possédant l'une ou l'autre des polarités et apparaissant dans le conducteur d'alimentation en énergie 122, par rapport à la masse, en réponse au branchement ou au débranchement de charges, à partir du circuit, comme cela ressortira de la description donnée ci-après. Sur la figure 4, l'entrée 82 du circuit 10 est re- liée à un diviseur de tension capacitive 125, comportant un montage en série de condensateurs C20, C30, et possédant une borne reliée à la masse. L'autre borne du diviseur de ten- sion 125 est reliée, par l'intermédiaire d'un conducteur 126 de détection de saut de tension, au conducteur 122 d'ali- mentation en énergie, de préférence en un point proche de la liaison entre le condensateur C10 et le conducteur 122, de manière à éviter tout retard dans la détection du saut de tension en référence au filtre 127, pour des raisons qui ressortiront de la description donnée ci-après. Sinon le diviseur de tension 125 peut être mis en oeuvre en utilisant des résistances série ou un potentiomètre (non représenté), dont une borne est raccordée au conducteur 126 de détection et dont l'autre borne est reliée à la masse, tandis que sa sortie est constituée par un contact mobile (non représenté). Une sortie du diviseur de tension 125 est reliée à l'entrée 82 du circuit de compensation 10. Le conducteur 128 de re- tour de tension du filtre 127 est relié à une masse virtuel- le par l'intermédiaire de la sortie 58 et de l'entrée non inverseuse (+) de l'amplificateur opérationnel 51. En référence à la description ci-dessus, on notera que, si l'on utilise plus d'un circuit de filtre séparé, com- portant des composants réactifs et branchés entre la source d'alimentation en énergie 120 et les charges 124, aucun des conducteurs de retour respectifs de ces -filtres n'est raccor- dé au conducteur 123 d'alimentation en énergie, raccordé à la masse; au lieu de cela, les conducteurs de retour sont reliés à la sortie 58 du circuit 10, comme cela a été décrit ci-dessus en référence au conducteur de retour 128 du filtre 127. On comprendra, en référence à la description donnée pré- cédemment, que cette dernière remarque peut s'appliquer aux circuits de filtre respectifs de toutes les formes de réalisa- tion précédemment décrites des figures 1 à 4. - Le fonctionnement de la forme de réalisation préférée de l'invention, représentée sur la figure 4, est le suivant. Lors du fonctionnement normal, lorsqu'aucune variation im- portante dans les charges produisant des sauts de tension à courant continu n'intervient, la source d'alimentation en énergie de commutation 120 délivre un signal de sortie pré- sent sous la forme d'une séquence d'impulsions à taux d'im- pulsions commandé, qui est intérieurement filtrée par le - filtre réactif 127. Ce dernier délivre un signal de tension moyen qui est maintenu à une valeur essentiellement constan- te entre des limites prédéterminées par la source d'alimenta- tion en énergie 120. Cette tension moyenne provenant de la sortie 119 du filtre 127 est envoyée par l'intermédiaire des conducteurs 122, 123 d'alimentation en énergie et des bornes de sortie 130 à 135, aux charges 124. Lorsqu'une ou plusieurs charges 124 sont raccordées aux conducteurs 122 et 123, par exemple aux bornes de sortie 136, 137, une variation brusque du niveau de tension à cou- rant continu sous la forme d'un saut négatif de tension à courant continu se produit dans le conducteur 122 par rap- port à la masse, en raison d'une consommation accrue de cou- rant par les charges supplémentaires. Dans les circuits de l'art antérieur utilisant un filtre réactif comportant un condensateur branché entre les conducteurs 122 et 123 d'ali- mentation en énergie, le condensateur se décharge en réponse à un saut négatif de tension de manière à fournir un courant supplémentaire aux charges. Par conséquent dans les circuits de l'art antérieur, la tension dans les conducteurs d'ali- mentation en énergie continue à chuter en raison de la dé- charge du condensateur et le temps nécessaire au circuit d'alimentation en énergie de l'art antérieur pour se régler sur le niveau de tension de sortie originelle est prolongé d'une durée requise pour la charge du condensateur C10 en retour au niveau initial de tension. Dans le circuit de la figure 4 conformément à la pré- sente invention, les inconvénients décrits ci-dessus des cir- cuits d'alimentation en énergie de l'art antérieur sont sup- primés comme suit. Le conducteur de détection 126 raccordé à la sortie 119 du filtre 127 détecte un saut de tension néga- tif ou positif mentionné ci-dessus dans le conducteur 122, provoqué par le branchement ou le débranchement d'une charge 124 par rapport au circuit. Ce saut de tension est envoyé par l'intermédiaire du diviseur de tension 125 à l'entrée 82 du circuit de compensation 10 et par conséquent par l'in- termédiaire de la résistance d'entrée R18, à l'entrée inver- seuse (-) de l'amplificateur de puissance opérationnel 51 et à la sortie 58. Les paramètres des condensateurs C20, C30 du diviseur de tension 125 sont choisis de manière à envoyer un saut de tension d'entrée possédant une valeur désirée à l'entrée 82 du circuit 10. Les valeurs des résistances R18 et R15 règlent le gain de l'amplificateur 51 et sont choi- sies de manière à fournir une valeur désirée du saut de ten- sion de sortie de compensation en 58, nécessaire pour com- penser la valeur du saut de tension d'entrée intervenant dans le conducteur 122 en réponse au branchement ou au dé- branchement d'une charge comme cela a été mentionné précé- demment. Par conséquent, lorsqu'une charge supplémentaire 124 est raccordée au circuit, un saut négatif de tension dans le conducteur 122 est détecté par le conducteur 126. L'amplificateur de puissance inverseur 51 envoie, en répon- se, à partir de sa sortie 58 un saut de tension positif réglé de manière à posséder la même valeur que la valeur du saut de tension négatif mentionné ci-dessus, dans le conduc- teur 128 de retour de tension, c'est-à-dire à la borne du condensateur Cdo située à l'opposé de celle reliée au conducteur 122. Etant donné que les sauts respectifs de ten- sion sont reçus essentiellement simultanément par les bornes opposées du condensateur C10 et possèdent une même valeur et-des polarités opposées, ils se compensent réciproquement. Cependant, en même temps que le saut positif de tension dans le conducteur 58, l'amplificateur de puissance envoie un saut de courant positif par l'intermédiaire du condensateur C10 aux charges 124 de manière à compenser la consommation accrue de courant provoquée par les charges supplémentaires, ce qui a provoqué le saut négatif de tension indiqué ci- dessus dans le conducteur 122 en premier lieu. Plus le régla- ge du gain de l'amplificateur 51 est élevé, meilleure est la compensation et plus faible est le saut de tension résultant dans le conducteur 122. De la description donnée ci-dessus il résulte que le circuit de compensation 10 compense à la fois un saut négatif de tension et un saut négatif de cou- rant provoqués par une consommation accrue de puissance due au raccordement de charges supplémentaires au circuit d'ali- mentation en énergie. Par conséquent, le saut de puissance résultant appliqué par l'amplificateur de puissance 51 au conducteur 128 de retour de tension du filtre réactif 127 compense de façon efficace la variation brusque du niveau de tension ainsi que la variation brusque de consommation du courant par suite de la présence des charges. On comprendra que, de façon analogue, si une ou plusieurs charges 124 sont débranchées simultanément des con- ducteurs 122, 123 d'alimentation en énergie, une brusque va- riation du niveau de tension à courant continu sous la forme d'un saut de tension positif à courant continu est provoquée entre ces conducteurs. Dans ce cas le fonctionnement du cir- cuit de la figure 4 est analogue à l'exemple décrit précédem- ment, le circuit 10 délivrant simultanément à sa sortie 58 un saut négatif de tension de compensation de même grandeur, qui compense ainsi le saut positif de tension. Simultanément la sortie 58 de l'amplificateur de puissance 51 envoie un saut négatif de courant de compensation,en agissant ainsi à la manière d'un puits de courant et absorbe l'excès de courant présent dans le conducteur d'alimentation en énergie 122 et produit par le débranchement des charges. Par conséquent le saut positif de puissance d'entrée produit par le débranche- ment de charges du circuit d'alimentation en énergie est compensé de façon efficace par le circuit conforme à l'inven- tion, par suite de l'application d'un saut négatif de puis- sance de compensation possédant la même valeur au conducteur de retour du filtre réactif 127. On notera que dans le circuit de compensation 10 de la figure 4, un condensateur de réaction tel que C15 précé- demment décrit et représenté en référence aux figures 1 à 3 n'est pas utilisé étant donné qu'il n'est pas nécessaire de retarder le signal de sortie au point 58 du circuit 10 pour qu'il coïncide avec le saut de tension d'entrée du filtre 127 reçu à sa sortie 119. Au contraire il est préférable de choisir les paramètres des circuits respectifs 125 et 10 de manière à avoir un retard minimum du signal de façon à obte- nir une compensation efficace. Il résulte de la description ci-dessus rapportée à la forme de réalisation préférée de la figure 4, que l'utili- sation du filtre réactif et du circuit de compensation en combinaison avec le circuit d'alimentation en énergie confor- me à la présente inventioncompense une surmodulation transi- toire, une sous-modulation transitoire et un retard de frac- tionnement du filtre en réponse à des sauts ou échelons de signaux appliqués au filtre réactif. Ainsi, on a décrit un circuit de compensation permet- tant de compenser une surmodulation, une sous-modulation et un retard de fonctionnement dus à des variations brusques du niveau à courant continu en réponse à des sauts de signaux intervenant dans des systèmes comportant des filtres réac- tifs. Un saut de signal d'entrée appliqué au filtre réactif est détecté par le circuit de compensation. Le circuit de compensation fournit, en réponse, un saut de signal à courant continu de compensation possédant essentiellement la même valeur et une polarité prédéterminée par rapport au saut de signal d'entrée. Le saut de signal de compensation est en- voyé au conducteur de retour de signal du filtre réactif de manière à coïncider avec le saut de signal d'entrée reçu par le filtre. Bien que la présente invention ait été représentée et décrite notamment en référence à certaines formes de réa- lisation, on comprendra que l'on peut y apporter toute va- riante ou modification dans le cadre de la présente inven- tion. REVE:iDICATIONS 1. Appareil pour compenser une surmodulation, une sous-modulation et un retard de fonctionnement en réponse à des sauts de signal dans des systèmes possédant des filtres réactifs, caractérisé par le fait qu'il comporte en combi- naison: a) un filtre réactif (28) possédant une entrée, une sortie et un conducteur (53) de retour des signaux et possédant un élément de filtre accouplés entre eux, ladite entrée ou ladite sortie étant raccordées de manière à rece- voir un saut de signal d'entrée, et b) un circuit de compensation (10) possédant une entrée branchée de manière à détecter ledit saut de signal d'entrée, et possédant une sortie (58) reliée audit conduc- teur (53) de retour des signaux du filtre réactif, ledit cir- cuit de cc.m.persazi^n (10) fournissant une référence de masse pour le filtre (23) et étant branché de manière à fournir un saut de signal de compensation en réponse audit signal d'en- trée détecté et à envoyer ce signal audit conducteur (53) de retour de signaux, en même temps que ledit saut de signal d'entrée reçu par le filtre, tandis que le saut de signal de compensation possède essentiellement la même grandeur et une polarité prédéterminée par rapport audit saut de signal d'en- trée de manière à compenser une variation brusque du niveau du signal en rapport avec ledit filtre réactif, en réponse au saut de signal d'entrée. 2. Appareil selon la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit circuit de compensation (10) comporte un amplificateur opérationnel (51) possédant une première entrée et une seconde entrée, au moins une résistance d'en- trée (R16, R17) dont la première borne est reliée à ladite première entrée de l'amplificateur et dont la seconde borne constitue l'entrée du circuit de compensation, une résis- tance de réaction (R15) branchée entre ladite première en- trée et la sortie de l'amplificateur, dont la seconde entrée est reliée à la masse de référence, tandis que sa sortie constitue la sortie du circuit de compensation (10). 3. Appareil selon la revendication 2, caractérisé par le fait que ladite première entrée de l'amplificateur opérationnel (51) est branchée de manière à détecter ledit saut de signal d'entrée avant que ce dernier ne soit reçu par l'entrée dudit filtre réactif (28), et que l'amplifica- teur opérationnel (51) comporte en outre un condensateur de réaction (C15) branché en parallèle sur ladite résistance de réaction (C15) afin de retarder ledit saut de signal de com- pensation de manière à ce qu'il coïncide avec ledit saut de signal d'entrée reçu par l'entrée du filtre réactif (28). 4. Appareil selon la revendication 2, caractérisé * par le fait que la sortie du filtre réactif (28) est bran- chée de manière à recevoir ledit saut de signal d'entrée et que l'amplificateur opérationnel (51) est un amplificateur inverseur branché de manière à fournir ledit saut de signal de compensation de polarité opposée par rapport audit saut de signal d'entrée reçu par la sortie du filtre réactif. 5. Appareil selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé par le fait que ledit amplificateur opération- nel (51) est branché de manière à fournir le saut de signal de compensation de même polarité que le saut de signal d'en- trée reçu par ladite entrée du filtre. 6. Appareil selon l'une des revendications 2, 3, ou 4, caractérisé par le fait qu'il comporte en supplément un diviseur de tension (86) dont une borne est branchée de ma- nière à détecter ledit saut de signal d'entrée et dont la seconde borne est reliée à la masse de référence, tandis que sa sortie est reliée à ladite entrée (82) du circuit de com- pensation (10). 7. Appareil selon la revendication 4, caractérisé par le fait que ledit circuit comporte en outre un diviseur de tension capacitif (125) dont une borne est reliée à la sortie dudit filtre réactif (28), et dont la seconde borne est raccordée à la masse de référence, tandis qu'une borne de sortie est reliée à ladite entrée (82> dudit circuit de compensation (10). 8. Système d'asservissement de positionnement du type produisant des variations de position échelonnées dans une boucle d'asservissement de positionnement en répon- se à des sauts de signal de décalage de grandeur et de pola- rité connues, qui sont appliqués à ladite boucle d'asser- vissement, caractérisé par le fait qu'il comporte a) un filtre réactif (28) branché dans la boucle d'asservissement de positionnement et possédant une entrée, une sortie et un conducteur de retour de signal (53) , entre lesquels est branché un élément de filtre, l'entrée du fil- tre étant branchée de manière à recevoir des sauts de signal d'entrée en réponse audit saut de signal de décalage, et b) un circuit de compensation (10) permettant de compenser une surmodulation, une sous-modulation et un re- tard de fonctionnement du filtre et possédant des entrées séparées dont chacune est branchée de manière à recevoir un saut de signal de décalage respectifle circuit (IC)possédant une sortie reliée au conducteur (53) de retour du signal dudit filtre réactif (28), et fournissant une référence de masse pour ledit filtre réactif ainsi qu'un saut de signal de compensation en réponse à un saut de signal de décalage et envoyant ce signal audit conducteur (53) de retour de si- gnal en même temps que chaque saut de signal d'entrée respec- tif reçu par le filtre réactif (28), ledit saut de signal de compensation possédant essentiellement la même valeur et la même polarité que ledit saut de signal d'entrée. 9. Système d'asservissement selon la revendication 8, caractérisé par le fait que le circuit de compensation (10) comporte un amplificateur opérationnel (51) dont une première entrée est reliée à une première et à une seconde résistances d'entrée (R16, R17), que la première résistance d'entrée est branchée de manière à recevoir un saut de si- gnal de décalage d'avance possédant une polarité connue, que la seconde résistance d'entrée est branchée de manière à recevoir un saut de signal de décalage arrière possédant une polarité opposée, que l'amplificateur opérationnel pos- sède une seconde entrée raccordée à la masse de référence, et que le circuit de compensation (10) comporte en supplé- ment un montage parallèle d'une résistance de réaction (R4) et d'un condensateur de réaction (C4) branchés entre la pre- mière entrée de l'amplificateur et la sortie de ce dernier, qui est reliée audit conducteur de retour de signal dudit filtre. 10. Système d'asservissement de positionnement utilisé dans un dispositif d'enregistrement à disques magné- tiques, du type comportant un moteur linéaire (22) pour déplacer radialement par rapport à une surface tournante de disque une armature mobile portant un ensemble à transduc- teur (24) incluant au moins une tête de transmission de données et une tête d'asservissement, un amplificateur de position (26) permettant d'amplifier un signal de réaction de position fine délivré par ladite tête d'asservissement, un amplificateur d'erreur (12) permettant de délivrer un signal d'erreur représentant une différence entre un signal de position de référence et un signal amplifié de réaction de position fine de manière à commander la position de ladi- te tête d'asservissement par rapport au centre de la piste d'asservissement, un dispositif permettant d'appliquer un - 15 saut de signal de décalage avant et un saut de signal de décalage arrière possédant des grandeurs prédéterminées et des polarités opposées l'une par rapport à l'autre, à une entrée dudit amplificateur d'erreur (12) de manière à obte- nir une position décalée désirée de la tête d'asservissement par rapport au centre de la piste d'asservissement, et dans lequel un signal correspondant de réaction de boucle d'asser- vissement de position décalée est envoyé par l'amplificateur de position(26) sous la forme d'un saut de tension d'entrée correspondant, caractérisé par le fait qu'il comporte: a) un filtre réactif de correction de phase (29) permettant de fournir une marge de phase dans la boucle d'asservissement et possédant une entrée, une sortie et un conducteur (53) de retour de tension ainsi qu'un élément de filtre branché entre ces éléments, ladite entrée étant reliée à une sortie de l'amplificateur de positionnement (26), b) un filtre réactif d'atténuation (31) destiné à fournir une atténuation à des fréquences de résonance mécani- que et possédant une entrée reliée à la sortie dudit filtre de correction de phase, une sortie reliée à l'entrée dudit amplificateur d'erreur (12) et un conducteur (53) de retour de tension commun avec ledit conducteur de retour de tension du filtre de correction de phase (29), et possédant un élé- ment de filtre branché entre son entrée, sa sortie et le con- ducteur (53) de retour de tension, et - 21!65370 c) un dispositif de compensation (10) possédant une première entrée branchée de manière à recevoir ledit saut de signal de décalage avant, une seconde entrée branchée de manière à recevoir ledit saut de signal de décalage arrière mais une sortie reliée audit conducteur (53) de retour de tension commun desdits filtres, ce dispositif de compensation (10) fournissant une masse de référence à la fois pour le filtre de réactif de correction de phase (29) et le filtre réactif d'atténuation (31) et fournissant en retour un saut de tension de compensation et l'appliquant audit conducteur (53) de retour de tension commun en même temps que ledit saut de tension d'entrée correspondant fourni par l'amplifi- cateur de position (26) et reçu par l'entrée du filtre réac- tif de correction de phase (29) en réponse à l'un desdits sauts de signal de décalage avant et de décalage arrière, le saut de tension de compensation délivré par le dispositif de compensation (10) possédant essentiellement la même valeur et la même polarité que le saut de tension d'entrée corres- pondant. 11. Sy'stème d'asservissement selon la revendication , caractérisé par le fait que l'entrée dudit filtre réac- tif de correction de phase (21) est branchée de manière à recevoir ledit saut de tension d'entrée correspondant et possédant une polarité opposée à celle du signal de décala- ge avant ou arrière respectivement reçu par ladite première ou seconde entrée du dispositif de compensation (10), que ce dispositif de compensation (10) comporte un amplificateur opérationnel (37) possédant une première entrée inverseuse, une seconde entrée non inverseuse et une sortie, une premiè- re et une seconde résistances d'entrée (R16, R17) permettant de recevoir l'un desdits signaux de décalage avant et de décalage arrière et reliée à ladite première entrée de l'am- plificateur, ladite secon2e entrée de l'amplificateur étant reliée à la masse de référence, et que le dispositif de com- pensation (10) comporte en outre un montage parallèle formé d'une résistance de réaction (R15) et d'un condensateur de réaction (C15)et branché entre ladite première entrée de l'amplificateur et la sortie de ce dernier, qui est reliée audit conducteur (53) de retour de tension commun desdits filtres réactifs (29, 31). 12. Système d'asservissement selon l'une des revendi- cations 10 ou 11, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un premier commutateur (S3) branché entre ladite sortie du dispositif de compensation (10) et ledit conducteur (53) de retour de tension commun desdits filtres réactifs (29,31), et un second commutateur (Si) branché entre la sortie dudit filtre réactif d'atténuation (31) et une entrée de l'amplifi- cateur d'erreur (12), ces deux commutateurs étant commandés à l'état fermé par un signal de commande fourni par ledit système et indiquant que l'ensemble à transducteur (24) est situé en un emplacement de piste désiré'à la surface du dis- que en rotation. 13. Système de commande à boucle fermée, du type com- portant un appareil permettant de délivrer un signal commandé, un comparateur de phase (60) faisant une première entrée (62) destinée à recevoir un signal de référence, une seconde entrée (64) destinée à recevoir un signal de réaction, et une sortie permettant de fournir en retour un signal d'erreur variable et dont la sortie (65) délivre un saut de signal d'entrée en réponse à un verrouillage de fréquence de phase intervenant entre ledit signal de référence et le signal de réaction, ledit système comportant en outre un détecteur de synchronisme (67) dont une entrée est branchée de manière à recevoir ledit saut de signal d'entrée fourni par le compara- teur de phase (60), ce détecteur de synchronisme (67) possé- dant une sortie destinée à délivrer en retour un saut de signal correspondant possédant une valeur et une polarité connues, caractérisé par le fait qu'il comporte: a) un filtre réactif (57) possédant une entrée, une sortie et un conducteur de retour du signal ainsi qu'un élément de filtre branché entre cette entrée, cette sortie et ce conducteur, l'entrée étant reliée à la sortie (65) du comparateur de phase et la sortie du filtre réactif (57) étant raccordée à une entrée dudit appareil de manière à dé- livrer ledit signal commandé, et b) un dispositif de compensation (10) possédant une entrée reliée à ladite sortie du détecteur de synchronis- me (67) pour la réception dudit saut de signal correspondant et possédant une sortie reliée audit conducteur (59) de re- tour du signal du filtre réactif (57), ledit dispositif de compensation (10) étant branché de manière à fournir une masse de référence pour le filtre réactif (57) et fournissant un saut de signal de compensation en réponse audit saut de signal correspondant et l'envoyant au conducteur (59) de retour de signal en même temps que ledit saut de signal d'en- trée reçu par ladite entrée du filtre, le saut de signal de compensation possédant essentiellement la même valeur et la même polarité que ledit saut de signal d'entrée reçu par ledit filtre. w 14. Système selon la revendication 13, caractérisé par le fait que ledit dispositif de compensation (10) com- porte un amplificateur opérationnel (51) possédant une pre- mière entrée, une seconde entrée et une sortie, une résis- tance d'entrée (R18) possédant une première borne reliée à la première entrée de l'amplificateur et une seconde borne constituant l'entrée du dispositif de compensation (10), une résistance de réaction (R15) branchée entre la première en- trée et la sortie de l'amplificateur, dont la seconde entrée est reliée à une masse de référence, tandis que la sortie de l'amplificateur constitue la sortie du dispositif de compen- sation (10). 15. Système selon la revendication 14, caractérisé par le fait qu'à la fois le comparateur de phase (90) et le détecteur de synchronisme (97) sont des dispositifs numé- riques, que la seconde borne de ladite résistance d'entrée est branchée de manière à recevoir ledit saut de signal correspondant de la part dudit détecteur de synchronisme (97) avant de recevoir ledit saut de signal d'entrée prove- nant du comparateur de phase (90) par ladite entrée du filtre réactif, et que l'amplificateur opérationnel (51) comporte en outre un condensateur de réaction (C15) branché en parallèle avec ladite résistance de réaction (Ri5) afin de retarder ledit saut de signal de compensation de manière qu'il coïncide avec le saut de signal d'entrée reçu par la- dite entrée du filtre réactif. 16. Système selon l'une des revendications 14 ou 15, caractérisé par le fait qu'il comporte en supplément un diviseur de tension (86) possédant des bornes opposées res- pectives reliées à la sortie-dudit détecteur de synchronisme (97) et à la masse de référence et possédant une sortie mo- bile raccordée à une seconde borne de la résistance d'entrée (R18), en vue du réglage de la grandeur dudit saut de signal correspondant reçu par le dispositif de compensation (10). 17. Circuit d'alimentation en énergie régulé du type comportant un dispositif d'alimentation en énergie (120) destiné à fournir une tension de sortie constante dans des limites prédéterminées, un premier et un second conducteurs d'alimentation en énergie (122, 123) reliés audit dispositif d'alimentation en énergie en vue de transmettre ladite ten- sion de sortie à une ou plusieurs charges (124) reliées auxdits conducteurs, le second conducteur d'alimentationzen énergie étant raccordé à la masse de référence, caractérisé par le fait qu'il comporte: a) un filtre réactif (127) possédant une entrée, une sortie et un conducteur (128) de retour de tension, entre lesquels est branché un élément de filtre, le premier conducteur d'alimentation en énergie reliant l'entrée du fil- tre à une sortie du dispositif d'alimentation en-énergie et la sortie du filtre auxdites charges (124), et b) un dispositif de compensation possédant une entrée raccordée à la sortie (129) du filtre réactif en vue de recevoir un saut de signal d'alimentation en énergie d'en- trée possédant une polarité négative ou positive en réponse au branchement d'une charge (124) ou au débranchement d'une charge (124) dudit circuit, et possédant une sortie reliée audit conducteur (128) de retour de tension du filtre réac- tif (127), ledit dispositif de compensation (10) fournissant en retour un saut de signal d'alimentation en énergie de com- pensation et l'envoyant audit conducteur de retour de ten- sion en même temps que le saut de signal d'alimentation en énergie d'entrée reçu par la sortie du filtre, ledit saut de signal d'alimentation en énergie de compensation possédant essentiellement la même valeur et la-polarité opposée par rapport au saut de signal d'alimentation en énergie d'entrée de manière à compenser une variation du niveau de la tension de sortie, produite par ledit dispositif d'alimentation en énergie, ainsi qu'une consommation de courant provoquée par le branchement ou le débranchement de ladite charge par rap- port au circuit d'alimentation en énergie asservi. 18. Circuit selon la revendication 17, caractérisé par le fait que ledit filtre réactif (127) comporte un con- densateur (C10) dont une première borne est reliée à la sor- tie du dispositif d'alimentation en énergie (120), et que ledit conducteur (128) de retour de tension du filtre est formé par une seconde borne dudit condensateur. 19. Circuit selon la revendication 18, caractérisé par le fait que ledit filtre réactif (127) comporte en sup- plément une inductance (L10) branchée entre la sortie du dispositif d'alimentation en énergie et la première borne dudit condensateur (ClO). 20. Circuit selon l'une des revendications 18 ou 19, caractérisé par le fait que ledit dispositif de compensation (10) comporte en supplément un amplificateur opérationnel inverseur de puissance (51) possédant une entrée inverseuse reliée à une borne d'une résistance d'entrée (R18), dont l'autre borne constitue l'entrée du dispositif de compensa- tion, et que ledit amplificateur comporte en outre une en- trée non inverseuse reliée à la masse de référence et une résistance de réaction branchée entre son entrée inverseuse et sa sortie, qui constitue la sortie du dispositif de com- pensation (10). 21. Circuit selon la revendication 20, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un diviseur de tension (125) possédant des bornes opposées respectives reliées à ladite sortie (129) du filtre réactif et à la masse respec- tivement, et possédant une borne de sortie reliée à ladite autre borne de la résistance d'entrée en vue du réglage de la grandeur du saut de signal d'alimentation en énergie d'en- trée reçu par ledit dispositif de compensation (10). 22. Circuit selon la revendication 21, caractérisé par le fait que ledit diviseur de tension est constitué par un montage série de condensateurs.