Brevet FR2461427A1 — publié le 19810130

246142? La présente invention concerne les ballasts élec- troniques pour les lampes à décharge électrique. Il existe de très nombreux types de lampes à décharge électrique qui utilisent une vapeur métallique dans une atmosphère gazeuse dans un but d'éclairage. Parmi les diverses lampes de ce type figurent les lampes fluores- centes, les lampes luminescentes, les lampes à arc au mercu- re, les lampes à vapeur de sodium, les lampes au xénon, etc. Toutes ces lampes ont des caractéristiques de fonctionnement qui diffèrent sur certains points particuliers, mais leur fonctionnement est basé sur des principes similaires. Les types de ballasts disponibles dans le commerce et destinés à l'utilisation avec les lampes à décharge électrique ont été jusqu'à présent au nombre de deux. Le type de ballast le plus ancien utilise exclusivement le principe du transfert et de la régulation de l'énergie à l'aide de courants électromagnétiques. On peut utiliser le type de ballast le plus ancien pour faire fonctionner les différentes lampes à décharge électrique énumérées ci-dessus. Au contraire, les ballasts électroniques, développés plus récemment, ont présenté jusqu'à maintenant certains défauts fondamentaux et on n'a pu les adapter jusqu'à présent qu'aux lampes de faible consommation. En outre, les ballasts électroniques qui ont été développés jusqu'à présent ne fournissent que de l'énergie sous faible tension. Les ballasts qui sont actuellement disponibles dans le commerce présentent un rendement relativement faible pour le transfert d'énergie. L'un des buts de l'invention est donc d'obtenir une luminosité prédéterminée avec une consommation notablement réduite par rapport à celle des lampes à décharge électrique disponibles dans le commerce qui utilisent des ballasts classiques. L'invention offre un ballast qui fournit à la fois une tension d'amorçage élevée et une tension d'entretien ou de fonctionnement plus faible, qui conviennent à l'utilisation avec les lampes électriques à décharge. Un autre inconvénient des ballasts dont on a disposé jusqu'à présent consiste en ce qu'ils fonctionnent a de façon caractéristique à la fréquence à laquelle l'énergie est fournie par les réseaux de distribution d'énergie élec- trique, c'est-à-dire essentiellement 50 ou 60 Hz. Les lampes à décharge électrique qui sont utilisées dans ces conditions produisent du bruit et présentent un effet stroboscopique à des degrés divers. On trouve par exemple à l'heure actuelle dans le commerce des tubes fluorescents d'une longueur d'environ 2,5 m qui sont parmi les tubes qui fonctionnent de la façon la plus économique à partir d'une alimentation en courant alternatif à 110-120 V et 50 Hz. Cependant, ces tubes ne conviennent normalement pas à l'utilisation dans la plupart des bureaux, du fait du ronflement élevé qu'ils émettent. L'un des buts de l'invention est de réaliser un ballast permettant de faire fonctionner d'une manière prati- quement silencieuse des appareils fluorescents de ce type et d'autres types. L'invention a également pour but de réaliser un ballast électronique dont le poids ne soit qu'une fraction de celui des ballasts classiques. L'utilisation des ballasts classiques de transfert d'énergie nécessite un câblage et des circuits magnétiques en matière ferromagnétique d'un poids élevé, ce qui a nécessité d'équiper les plafonds des locaux avec des supports de faux plafond robustes, consti- tués par des barres à section en T, pour supporter le poids des appareils d'éclairage qui emploient les ballasts classi- ques. Cependant, l'invention offre un ballast électronique simple,à l'état solide,qui est capable d'utiliser des trans- formateurs légers. Ceci réduit les exigences mécaniques auxquelles doivent satisfaire les supports constitués par des barres en T, et permet de réaliser des économies considé- rables dans la construction de ces supports. Un autre avantage du ballast électronique de l'in- vention consiste en ce qu'il fonctionne avec un rendement beaucoup plus élevé que celui des ballasts classiques, et même notablement plus élevé que celui des ballasts électroni- ques les plus perfectionnés qui ont été réalisés jusqu'à présent. Plus précisément, le ballast de l'invention permet d'obtenir un nombre donné de lumens à partir des tubes fluo- rescents du commerce, en ne consommant que 60 % de l'énergie qui est nécessaire pour obtenir le même flux lumineux avec un ballast électromagnétique classique. Les ballasts élec- troniques les plus perfectionnés qu'on ait réalisés jusqu'à présent ne revendiquent qu'une économie d'énergie de 20 % et ils sont considérablement plus complexes et coûteux que le ballast de l'invention. Une autre caractéristique du ballast électronique de l'invention consiste en ce que le ballast lui-même ne dégage que très peu de chaleur, du fait de son rendement de fonctionnement élevé, et les lampes fluorescentes avec lesquelles le ballast de l'invention est utilisé fonction- nent de même avec un meilleur rendement du fait qu'elles peuvent être alimentées dans des conditions beaucoup plus proches des spécifications du fabricant pour les lampes du commerce, contrairement à ce qui se passe pour les disposi- tifs de l'art antérieur. De ce fait, les appareils fluorescents qui utili- sent le ballast électronique de l'invention dégagent beau- coup moins de chaleur gaspillée, et ils réduisent donc le niveau de refroidissement qui est nécessaire dans les locaux commerciaux climatisés qui emploient des appareils utilisant des ballasts correspondant à l'invention. Une caractéristique supplémentaire de l'invention consiste en ce que les lampes du commerce sont alimentées avec un niveau de courant, une tension de fonctionnement, une tension de démarrage, un courant de préchauffage et une tension de filament de cathode très proches des spécifi- cations du fabricant. De ce fait, l'utilisation des ballasts de l'invention augmente la durée de vie des lampes et les ballasts eux-mêmes ne présentent pas le taux de panne élevé qui est caractéristique des ballasts ayant un plus mauvais rendement, qui produisent une quantité considérable de cha- leur. Les ballasts électroniques employés jusqu'à présent utilisent des onduleurs ou des circuits oscillateurs pour appliquer à l'enroulement primaire d'un transformateur de puissance principal des impulsions qui ont alternativement un sens puis l'autre. Les ballasts électroniques qui ont été réalisés jusqu'à présent se sont de façon caractéristique avérés Incapables d'assurer un couplage approprié entre les circuits de l'onduleur et les lampes à éclairer, ce qui fait qu'ils sont incapables de se conformer aux spécifications techniques de ces lampes. L'une des caractéristiques essen- tielles des lampes fluorescentes, comme de toutes les lampes à décharge électrique, consiste en ce qu'elles demandent une tension de démarrage qui est considérablement plus élevée que la tension de fonctionnement. Les ballasts à onduleur à l'état solide du type disponible jusqu'à présent ont été incapables de se conformer aux exigences techniques en rédui- sant la chute de tension de fonctionnement nécessaire et recommandée, aux bornes de chacune des lampes, une fois que le démarrage des lampes a eu lieu. Plus précisément, le transformateur de sortie continue à fournir aux lampes une tension identique à celle qui est utilisée pour les faire démarrer et qui est plus élevée que la tension de fonctionne- ment. Ceci crée des difficultés importantes qui affectent le rendement du ballast. Tout d'abord, les lampes fonctionnent sous une tension qui est supérieure à la tension de fonctionnement qui est suggérée par le fabricant. Ceci entralne une détério- ration plus rapide des cathodes des lampes qui noircit les extrémités de ces dernières et réduit leur durée de vie. Secondement, le fait de faire fonctionner les lampes sous une tension inutilement élevée entraîne une augmentation de l'impédance qui est rapportée à l'enroulement primaire. On sait que dans un transformateur l'impédance rapportée à l'enroulement primaire est directement proportionnelle au carré du rapport des nombres de spires entre l'enroulement secondaire et l'enroulement primaire. C'est-à-dire qu'on a Z =Z (Ns2 2N2 en désignant par Zr l'impédance rapportée au primaire, par Z1 l'impédance de la charge, par Ns le nombre de spires de l'enroulement secondaire et par Np le nombre de spires de l'enroulement primaire. Dans un transformateur de puissance qui produit une tension de sortie relativement élevée, le nombre de spires nécessaire dans l'enroulement secondaire est relativement élevé, en comparaison de celui des transformateurs de sortie fournissant une plus faible tension. Du fait que l'impédance rapportée au primaire est une fonction quadratique du rapport de transformation, une tension inutilement élevée, même à un degré relativement faible, entraîne une diminution considérable du rendement de l'onduleur. Une autre difficulté importante des ballasts à onduleur à l'état solide disponibles jusqu'à présent consiste en ce que l'alimentation des filaments est soit supprimée, soit totalement inadaptée, même dans le meilleur des cas. L'absence d'alimentation des filaments pour les lampes à cathode chauffée signifie qu'on doit appliquer une tension excessivement élevée pour faire démarrer les lampes. Ceci aggrave toutes les difficultés indiquées précédemment qui sont associées au fonctionnement à haute tension des lampes à décharge électrique. Dans les ballasts électroniques de l'art antérieur, toute alimentation de filament est réalisée à partir d'enroulements du transformateur de sortie. Dans le circuit magnétique en ferrite-qui est utilisé dans le transformateur de sortie, la tension primaire qui est appli- quée au transformateur de puissance principal est toujours très supérieure à trois volts. De ce fait on n'utilise qu'une seule spire ou une fraction de spire dans les ballasts électroniques classiques pour réaliser les alimentations de filament sous une tension relativement faible, comme l'impo- sent les spécifications du fabricant. On sait cependant qu'il est nécessaire qu'il y ait au moins trois spires sur un transformateur pour obtenir un bon couplage magnétique. Malgré ceci, les systèmes classiques de ballast électronique n'utilisent qu'une seule spire secondaire, ou une fraction de spire, en association avec le transformateur de puissance principal, pour obtenir un courant destiné à alimenter les cathodes des lampes à décharge électrique. De ce fait, le courant qui est appliqué aulx éléments de cathode fluctue considérablement, à cause du mauvais couplage magnétique, et il s'écarte fréquemment d'une manière notable de la ten- sion nominale qui est recommandée par le fabricant pour le filament de cathode. Cette tension est comprise de façon caractéristique entre environ 3,6 volts et 7,5 volts. L'ali- mentation de cathode qui est réalisée dans les systèmes de ballast électronique de l'art antérieur est donc tout à fait inefficace. Au contraire, l'invention offre un système d'ali- mentation de cathode efficace pour des lampes à décharge électrique, grâce à l'emploi d'un transformateur auxiliaire qui est intercalé entre le transformateur de puissance prin- cipal et les éléments de cathode. Ceci assure un bon cou- plage magnétique, sans appliquer une tension excessive aux éléments de cathode. L'invention consiste en un ballast électronique qui fournit l'énergie nécessaire pour satisfaire aux carac- téristique-s électriques des lampes à décharge électrique, y compris les lampes fluorescentes, conformément aux spécifica- tions du fabricant. Une caractéristique essentielle de l'invention réside dans l'utilisation d'une configuration de circuit qui permet d'appliquer séquentiellement la tension élevée de l'enroulement secondaire du transformateur de puissance principal -à des lampes à décharge électrique qui sont branchées à cet enroulement, mais qui permet d'attaquer ensuite les lampes, par l'intermédiaire d'une connexion en série, à la tension de fonctionnement plus faible qui est nécessaire. En outre, le ballast électronique de l'invention offre un système d'alimentation de cathode efficace pour l'élément de cathode des lampes, par l'interposition d'un transformateur auxiliaire entre les éléments de cathode et le transformateur de puissance principal. Ceci permet d'obtenir un bon couplage magnétique, sans appliquer une ten- sion excessive aux éléments de cathode. Une autre caractéristique de l'invention réside dans l'utilisation d'un transformateur de réaction pour atta- quer l'onduleur. L'utilisation du transformateur de réaction correspondant à l'invention permet de faire fonctionner le 246142? ballast électronique à une fréquence élevée, ce qui supprime le bruit, réduit la consommation et permet une réduction de poids, par comparaison avec les ballasts dont le fonctionne- ment est basé sur un transfert électromagnétique de tension. La réduction de poids est presque des deux tiers, en compa- raison de ces ballasts classiques, et le transport, le stockage, la manipulation et l'installation des ballasts électroniques correspondant à l'invention sont beaucoup plus faciles. Un autre avantage de l'utilisation d'un transfor- mateur de réaction dans un ballast électronique consiste en ce qu'on peut faire fonctionner le transformateur de puissan- ce principal largement en-deçà de ses limites de saturation. En fait, il est préférable de faire fonctionner le transfor- mateur de puissance principal sur la moitié seulement de la plage de flux, pour obtenir le rendement maximal. Ceci permet de réduire les pannes des composants en supprimant les pointes de courant dans les transistors du circuit ondu- leur. Une autre caractéristique de l'invention consiste en ce que le ballast électronique original est d'une grande souplesse d'utilisation. En effet, on peut utiliser le mode de réalisation préféré de l'invention pour faire fonctionner tous les types de lampes fluorescentes qui sont actuellement fabriqués de façon commerciale, pour toutes les tensions commerciales existantes, parmi lesquelles 110-120 volts, 220 volts, et d'autres tensions, avec une fréquence de 50 ou hertz. En outre, le ballast électronique de l'invention peut commander l'intensité lumineuse d'un grand nombre de lampes, avec un circuit interne qui n'augmente ni la taille du ballast, ni le coût de son fonctionnement. D'autres caractéristiques et avantages de l'inven- tion seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de modes de réalisation, et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un schéma d'un mode de réalisation préféré de l'invention. La figure 2 repiésente le cycle d'hystérésis du 246142? transformateur de réaction du mode de réalisation de la figure 1. La figure 3 représente divers signaux utiles à l'explication du fonctionnement de l'invention. Les figures 4a-4d représentent plusieurs circuits équivalents utiles à l'explication du fonctionnement de l'invention. La figure 5 représente un autre mode de réalisation de l'invention dans lequel on utilise un circuit oscillateur excité de manière externe. La figure 6 est un schéma électrique qui représente un mode de réalisation de l'invention dans lequel on emploie un circuit de commutation à thyristors qui est commandé par un multivibrateur. La figure 1 représente un système de ballast élec- tronique à l'état solide, 11, qui est destiné à l'éclairage de lampes à décharge électrique 1A, 1B, 2A et 2B qui peuvent être des tubes fluorescents de 40 watts du commerce. Les lampes sont placées entre un certain nombre de bornes de lampes qui sont désignées par les références 60-63. Le système de ballast 11 emploie un transformateur de puissance principal T2 qui comporte un enroulement primaire 16, un premier enroulement secondaire 17 et un 'second enroulement secondaire 18. Le système de ballast 11 emploie également un onduleur électronique 20 qui comporte un circuit de démarrage employant un diac D6. Un condensateur de fonctionnement nor- mal C9 est branché à une extrémité de l'enroulement secondai- re 17 du transformateur de puissance principal. Les bornes -63 des tubes fluorescents sont branchées en série au con- densateur de fonctionnement normal C9 et à l'enroulement secondaire 17 du transformateur de puissance principal. Un condensateur à impédance élevée C8 est branché en parallèle sur l'une au moins des paires de bornes 60-63 des tubes fluorescents, mais pas sur toutes ces bornes. Plus précisé- ment, le condensateur C8 est branché en parallèle sur les lampes 1A et 1B. Un transformateur auxiliaire T3 comporte un enroulement primaire 44 qui est branché au second enroulement secondaire 18 du transformateur de puissance principal T2, cet enroulement secondaire étant un enroulement abaisseur par rapport à l'enroulement primaire du transformateur T2. Des enroulements secondaires 46-54,qui sont des enroulements abaisseurs par rapport à l'enroulement primaire 44 du trans- formateur auxiliaire T3,sont branchés aux bornes 60-63 des tubes fluorescents pour chauffer les éléments de cathode des lampes fluorescentes 1A, 1B, 2A et 2B. Le circuit onduleur 20 comporte un premier transis- tor Qi et un second transistor Q2, et l'émetteur 22 du pre- mier transistor est branché au collecteur 24 du second tran- sistor. Deux lignes d'alimentation en continu 26 et 28 sont respectivement connectées au collecteur du premier transistor Qi et à l'émetteur du second transistor Q2. Deux condensateurs de charge C5 et C6 sont branchés en série entre les lignes d'alimentation en continu 26 et 28. Chaque condensateur C5 et C6 est branché de façon à débloquer au moins partiellement un seul des transistors au début de chaque demi-cycle. Ainsi, on utilise le condensateur C5 pour débloquer partiellement le transistor QI et on utilise le condensateur C6 pour débloquer partiellement le transis- tor Q2. Un conducteur 34 connecte l'émetteur 22 du premier transistor Qi à l'enroulement primaire 16 du transformateur de puissance principal, et un-conducteur 36 est connecté à l'autre extrémité de l'enroulement primaire 16 ainsi qu'à l'enroulement secondaire 17 du transformateur de puissance principal T2. Le conducteur 36 est branché à une prise 42 qui est située entre les condensateurs de charge C5 et C6. Il existe des moyens qui permettent d'attaquer les transistors Qi et Q2 selon une séquence alternée. Cette fonction est remplie par le transformateur de réaction Tl et par un enroulement secondaire L4 sur le transformateur de puissance principal T2. Le transformateur de réaction Tl est intercalé entre l'onduleur 20 et le transformateur de puissan- ce principal T2 pour attaquer l'onduleur 20 afin qu'il appli- que des impulsions oscillantes à l'enroulement primaire 16 du transformateur de puissance principal T2. Le transforma- teur de réaction Tl comporte un enroulement primaire L3 et deux enroulements secondaires de sortie Ll et L2. L'enroule- 246 t42? ment primaire L3 est branché en boucle à un enroulement secondaire L4 du transformateur de puissance principal T2, avec interposition d'un condensateur C7. Si on le désire, on peut remplacer le condensateur C7 par un potentiomètre pour faire varier la fréquence du transfert d'énergie vers le transformateur de puissance principal T2, en faisant varier la durée de chaque cycle de réaction. De ce fait, on peut, si on le désire, faire varier de cette manière l'in- tensité lumineuse des lampes.lA, 1B, 2A et 2B. Dans le mode de réalisation de l'invention qui est représenté sur la figure 1, le transformateur de réac- tion Tl comporte deux enroulements secondaires de sortie Ll et L2, chacun d'eux étant respectivement branché entre l'émetteur et la base de l'un des transistors Qi et Q2. Une diode D7 et un condensateur C2 sont branchés en parallèle à la base 70 du transistor Qi et à un conducteur de l'enrou- lement secondaire Ll du transformateur de réaction Tl. De façon similaire, une diode D8 et un condensateur C3 sont branchés en parallèle à la base 72 du transistor Q2, à partir d'un conducteur qui provient de l'enroulement secon- daire L2 du transformateur de réaction Tl. De cette manière, l'enroulement secondaire Ll du transformateur de réaction est branché à la base 70 du transistor Q1 tandis que l'en- roulement secondaire L2 du transformateur de réaction est branché à la base 72 du transistor Q2. Un pont redresseur à double alternance 74 qui utilise des diodes D1-D4 et un condensateur de filtrage Cl sont branchés à des lignes d'alimentation en alternatif, 76 et 78, qui fournissent une tension de 120 volts, 50 Hz. Une ligne 80 est connectée au diac D6 par l'intermédiaire d'une diode D5 et d'une résistance R3. Le diac D6 constitue l'élé- ment actif d'un circuit de démarrage et il est branché entre la ligne 80 et la base 72 du transistor Q2. Un condensateur de seuil de diac C4 est branché entre le diac D6 et la ligne d'alimentation en alternatif 78. On expliquera le fonctionnement du mode de réali- sation de la figure 1 en se référant au cycle d'hystérésis de la figure 2, aux signaux de la figure 3 et aux schémas de circuits équivalents des figures 4a-4d. Dans l'explication du fonctionnement, les sens indiqués pour la circulation des électrons sont les sens dans lesquels les électrons circu- lent réellement dans le système, contrairement à la conven- tion classique de sens de courant, qui correspond exactement à l'opposé du sens des électrons. De plus, la position du point associé aux enroulements de transformateur indique une identité de polarité, en permanence, pour les extrémités des enroulements de transformateur. Dans le circuit de la figure 1, le circuit de démarrage est constitué par la résistance R3, le condensateur de charge C4 et le diac à déclenchement bilatéral D6. Le diac D6 permet un amorçage aisé du système de ballast il dans n'importe quelles conditions de température et de char- ge. Lorsque le système de ballast 11 est alimenté par l'in- termédiaire du redresseur à double alternance 74, le con- densateur C4 se charge. Lorsque le condensateur C4 a atteint la tension de retournement du diac de déclenchement D6, ce dernier devient conducteur et il produit une pointe de cou- rant qui est appliquée à la base 72 du transistor Q2. Ceci fait débuter l'oscillation, entretenue par réaction positive, du circuit onduleur 20. La pointe de courant qui provient du diac D6 débloque le transistor Q2 et le place dans un état de satu- ration. Le transistor Q2 reçoit initialement du courant par le redresseur en pont 74 et le filtre à condensateur CI. Il y a une circulation d'électrons depuis le collecteur 24 du transistor Q2 vers la ligne 34 qui mène à l'enroulement pri- maire 16 du transformateur de puissance principal T2. Les électrons circulent en empruntant l'enroulement primaire 16 du transformateur de puissance principal T2, de l'extrémité 9 vers l'extrémité 10, et la ligne 36 en direction de la prise 42 qui se trouve entre les condensateurs C5 et C6. A partir de là, les électrons circulent du condensateur C6 vers la ligne 28 et ensuite vers l'émetteur 32 du transistor Q2. Il y a également une circulation d'électrons de l'émet- teur 32 du transistor Q2, en passant par la diode D8, et de l'extrémité 6 vers l'extrémité 5 de l'enroulement secondaire L2 du transformateur de réaction Tl. Simultanément, il y a une circulation d'électrons de la ligne 34 et de l'extrémité 2 vers l'extrémité 1 du transformateur de réaction Tl, ce qui polarise en sens inverse le transistor Ql. Lia tension sur le collecteur 24 du transistor Q2 se présente sous la forme d'une impulsion carrée, comme le montre la ligne b de la figure 3. Le courant qui circule à partir du collecteur 24 du transistor Q2 est déphasé de 1800 par rapport à la tension de collecteur, comme le montre la ligne c de la figure 3. Le courant qui circule à partir du collecteur 24 du transistor Q2 est maintenu pendant la par- tie restante du premier demi-cycle, par la tension positive qui est induite dans l'enroulement secondaire L2 du transfor- mateur de réaction Tl, du fait de la saturation de ce trans- formateur, comme le montre la ligne a de la figure 3. Une tension de polarité opposée est induite dans l'enroulement secondaire L1 du transformateur de réaction Tl pendant la durée de conduction du transistor Q2, comme le montre la ligne e de la figure 3. La tension présente dans l'enroule- ment secondaire Ll maintient le transistor Qi bloqué pendant la durée de conduction du transistor Q2. Pendant la durée de conduction du transistor Q2, la tension qui est appliquée -àl'enroulement-primaire 16 du transformateur de puissance principal T2 est presque égale à la moitié de la tension de la source d'alimentation, à cause du diviseur de tension capacitif que forment les con- densateurs C5 et C6. La tension présente sur l'enroulement primaire 16 du transformateur de puissance principal T2 alimente les bornes 60-63 des lampes par l'intermédiaire du premier enroulement secondaire 17 du transformateur de puissance principal T2. La tension qui est induite dans l'enroulement secondaire L2 du transformateur de réaction Tl applique une puissance suffisante sur la base 72 du tran- sistor Q2 pour maintenir ce transistor conducteur et en saturation, à un niveau de courant qui est égal à la somme des courants secondaires dans la charge, c'est-à-dire les lampes, ramenée à l'enroulement primaire L3 du transforma- teur de réaction Tl. Comme le montrent les points qui sont I portés sur les enroulements secondaires Ll et L2 du transfor- mateur de réaction Tl, si le transistor Q2 est conducteur et en saturation, avec l'extrémité 6 de l'enroulement L2 posi- tive par rapport à l'extrémité 5, un courant peut circuler par la diode D8, si bien que la base 72 du transistor Q2 est polarisée en sens direct pour maintenir le transistor Q2 conducteur. Simultanément, l'extrémité 2 de l'enroulement secondaire Ll du transformateur de réaction Tl est toujours positive par rapport à l'extrémité 1, si bien qu'aucun cou- rant ne circule dans la diode D7, aussi longtemps que le transistor Q2 est conducteur. De ce fait, pendant que le transistor Q2 conduit, le transistor Ql est maintenu au blocage. L'inverse est également vrai. Le transistor Q2 demeure conducteur aussi longtemps qu'une tension est induite dans l'enroulement secondaire L2 du transformateur de réaction Tl, du fait du couplage avec l'enroulement primaire L3 du transformateur de réaction Tl. La durée de conduction du transistor Q2 est fixée par le transformateur Tl et par la tension de réaction qui provient de l'enroulement secondaire L4 du transformateur de puissance principal T2. Cette durée est déterminée conformément à la relation magnétique fondamentale VL3=NL3. A0(dB/dt), dans laquelle VL3 est la tension primaire instantanée du transfor- mateur de réaction Tl, en volts, NL3 est le nombre de spires primaires du transformateur de réaction Tl, Ac est l'aire de section droite du circuit magnétique du transformateur de réaction, en centimètres carrés, et dB/dt est la vitesse instantanée de variation de l'induction magnétique, en gauss par seconde. Tant que le transistor Q2 est en saturation, une tension constante est présente aux bornes de l'enroulement L3 et la relation magnétique fondamentale impose une valeur constante pour dB/dt. La figure 2 illustre les variations d'induction magnétique dans le transformateur de réaction Tl. Ainsi, si le circuit magnétique du transformateur part par exemple du point B sur la figure 2, qui correspond à -BMax sur le cycle d'hystérésis, l'induction crot de façon linéai- re le long du chemin BCD Pair la figure 2, avec une vitesse qui est donnée par: dB/dt = VL3/NL3- Ac La ligne d de la figure 3 qui est un tracé de l'induction dans le circuit magnétique montre les variations de l'induc- tion magnétique en fonction du temps. Lorsque l'induction atteint +Bmax, ce qui se produit au point E sur la figure 2, la quantité dB/dt tombe à zéro. A ce moment, il ne peut pas y avoir de tension aux bornes de l'enroulement primaire L3 du transformateur de réaction Tl. Il ne peut donc pas y avoir de tension aux bornes des enroulements secondaires Ll et L2 du transformateur de réaction Tl. En d'autres termes, au point +Bmax, la pente du cycle d'hystérésis ou la perméabilité du circuit magnétique, et donc l'impédance pri- maire du transformateur Tl, sont tombées à zéro. Lorsque la tension aux bornes de l'enroulement primaire L3 du transformateur de réaction Tl tombe à zéro, la tension aux bornes de l'enroulement secondaire L2 de ce transformateur de réaction en fait de même. Ceci fait dispa- raitre la tension de polarisation qui est appliquée à la base 72 du transistor Q2, si bien que ce transistor se bloque. La -tension sur le collecteur 24 du transistor Q2 monte obliga- toirement sous l'action de la tension d'alimentation. La ligne a de la figure 3 montre'la tension de base du transis- tor Q2, tandis que la ligne b de la figure 3 montre la ten- sion collecteur-émetteur de ce transistor. La ligne c de la figure 3 montre le courant de collecteur du transistor Q2 et la ligne d de la figure 3 montre les variations de l'in- duction magnétique pendant la durée au cours de laquelle le transistor Q2 est conducteur, tout ceci concernant la pre- mière moitié de chaque cycle de fonctionnement de l'onduleur 20. Dans le premier demi-cycle de fonctionnement, le condensateur C6 perd sa charge. Lorsque la tension aux bor- nes du transformateur de réaction Tl disparait, il existe un déséquilibre de charge entre les condensateurs C5 et C6. En effet, le condensateur C5 a une charge supérieure. La charge du condensateur CS débloque alors partiellement le transistor Qi. Du fait du sens de bobinage de l'enroulement secondaire 246142? Ll du transformateur de réaction Tl, ceci représente une force coercitive négative. Le point de fonctionnement du cir- cuit magnétique, sur le cycle d'hystérésis de la figure 2, se déplace le long du cycle d'hystérésis en suivant le chemin FGH. Lorsqu'un courant est induit, il croit dans le sens de * la force coercitive négative. Le circuit magnétique du trans- formateur de réaction Tl se trouve à nouveau dans une région de perméabilité élevée et une tension peut être maintenue aux bornes de l'enroulement LI, avec l'extrémité 2 négative par rapport à l'extrémité 1. Du fait de la présence d'une impédance élevée dans le circuit du collecteur 30 du transistor Qi, le potentiel du collecteur 30 commence à diminuer lorsque le courant qui circule vers l'émetteur 22 augmente. Ceci fait apparaître une tension aux bornes de l'enroulement primaire 16 du transformateur de puissance principal T2, et fait circuler des électrons de l'extrémité 10 vers l'extrémité 9 de cet enroulement. Ceci produit une réaction, par l'intermédiaire du transformateur de réaction Tl, de façon à appliquer à la base du transistor Qi un courant d'attaque plus élevé que celui qui est fourni par l'intermédiaire de la diode D7. De ce fait, le potentiel du collecteur 30 du transistor Qi évolue encore plus rapidement en sens négatif. Ce processus se poursuit avec une réaction positive, si bien que le collecteur 30 du transistor QI est amené en saturation. Ensuite, l'induction dans le circuit magnétique du transfor- mateur de réaction Tl descend en suivant le cycle d'hystéré- sis de la figure 2,et au point -B max le courant d'attaque qui est appliqué à la base 70 du transistor Qi disparaît au moment o le circuit magnétique du transformateur Tl se satu- re dans le sens négatif. A ce moment, le transistor Q2 est partiellement débloqué par le déséquilibre qui existe entre les charges présentes sur les condensateurs C5 et C6. Il y a ensuite un déblocage complet du transistor Q2, par réaction positive, jusqu'à ce que ce transistor se sature à nouveau. Ainsi, l'état du circuit magnétique évolue en suivant à nou- veau le chemin BCD sur le cycle d'hystérésis de la figure 2. La ligne e de la figure 3 montre la tension de base du transistor Qi. La ligne f de la figure 3 montre la tension collecteur-émetteur du transistor Q1, tandis que la ligne g de cette figure montre le courant de collecteur du transistor Ql. La ligne h de la figure 3 montre les variations de l'induction magnétique pendant la durée de conduction du transistor Qi. La ligne i de la figure 3 montre les varia- tions de l'induction magnétique pendant le cycle complet. Le processus d'oscillation de l'onduleur 20 fait circuler un courant alternatif dans l'enroulement primaire 16 du transformateur de puissance principal T2 et le trans- formateur de réaction Tl parcourt de façon cyclique la tota- lité de son cycle d'hystérésis, de -Bmax à +Bmax pendant un demi-cycle, puis de +Bmax à -Bmax pendant le demi-cycle sui- vant. L'examen des lignes c à g de la figure 3 fait ressortir un avantage important de la structure à plusieurs transformateurs du mode de réalisation de l'invention qui est représenté sur la.figure 1. On doit envisager ces signaux de courant de collecteur en considérant une caractéristique désavantageuse des systèmes de ballast électronique classi- ques qui n'ont qu'un seul transformateur. Dans ces systèmes de ballast classiques, une caractéristique de conception fon- damentale permet au circuit magnétique du transformateur de se saturer momentanément à la fin de chaque demi-cycle de conduction. Ceci fixe la fin de chaque demi-cycle. A l'ins- tant de la saturation, l'impédance primaire du transforma- teur tombe brutalement à zéro, ce qui provoque une augmenta- tion abrupte du courant de collecteur. Bien que la satura- tion du circuit magnétique réduise notablement le couplage par les enroulements entre le collecteur et la base et fasse disparaître le signal d'attaque de base, le collecteur à l'état conducteur demeure partiellement dans cet état jusqu'à ce que la charge de base emmagasinée soit entière- ment évacuée. Il existe donc un chemin direct à basse impé- dance, faisant intervenir l'enroulement primaire saturé, entre le redresseur en pont ou la source d'alimentation en continu et le collecteur du transistor bloqué qui passe len- tement à l'état de blocage. La pointe de courant de collecteur à la fin de chaque demi-cycle de conduction peut avoir une valeur plu- sieurs fois supérieure à la valeur du courant juste avant la saturation du circuit magnétique, dans les systèmes de ballast classiques à un seul transformateur. Bien que la pointe de courant de collecteur apparaisse essentiellement sous la tension de saturation collecteur-émetteur, de valeur faible, elle se prolonge pendant la croissance lente de la tension de collecteur à la fin de la durée de stockage. Ceci entraIne une pointe de la dissipation de puissance du tran- sistor qui peut être une fraction importante de la dissipa- tion de puissance totale. Pour des durées de stockage et des durées de blocage suffisamment longues, et un rapport cyclique élevé résultant d'une fréquence de fonctionnement élevée, cette pointe de courant de collecteur peut entral- ner une panne du transistor. Au contraire, dans le système à plusieurs transformateurs avec un oscillateur produisant un signal carré, comme celui qui est représenté sur la figu- re 1, il n'apparalt qu'une faible pointe de courant de collecteur, comme on le voit aux lignes c et g de la figure 3. Une fois que le système de ballast il1est mis en fonctionnement, les éléments de cathode des lampes 1A, 1B, 2A et 2B sont tout d'abord chauffés au moyen du transforma- teur auxiliaire T3, pour faciliter le démarrage des lampes en réduisant la tension de démarrage nécessaire. Dans le transformateur de puissance principal T2, la tension appli- quée à l'enroulement primaire 16 est doublée dans l'enroule- ment secondaire 17. Au moment de la mise en marche initiale du système de ballast 11, le transformateur de puissance principal amorce les lampes lA, 1B et 2A, 2B, deux par deux. Une fois que les lampes ont été amorcées, elles fonctionnent en série. Le condensateur à impédance élevée C8 est branché en parallèle sur les lampes lA et 1B, comme le montre la figure 1, ainsi que le circuit équivalent de la figure 4a. Cette connexion contribue à l'amorçage des lampes 2A et 2B. La figure 4a représente le circuit d'attaque pour les lampes IA, 1B, 2A et 2B, sous une forme simplifiée, sans représenter les circuits d'alimentation de cathode. Comme on le voit sur cette figure, la quasitotalité de la tension secondaire du transformateur de puissance principal T2 est appliquée momen- tanément 'aux bornes des lampes 2a et 2b au moment de la mise en marche initiale du système. Avant que les lampes 2A et 2B démarrent, le circuit équivalent est celui qui est représen- té sur la figure 4b, et il existe un circuit ouvert aux bor- nes des lampes lA et 1B branchées en série ainsi qu'aux bornes des lampes 2A et 2E branchées en série. Du fait que le condensateur C8 établit effective- ment un circuit de dérivation pour les lampes lA et 1B au moment de la mise en marche initiale du circuit, le pleine tension de l'enroulement secondaire 17 du transformateur de puissance principal T2 est employée pour amorcer les lampes 2A et 2B, comme le montre la figure 4c. Du fait des caracté- ristiques de résistance négative des lampes à décharge élec- trique, la chute de tension aux bornes des lampes 2A et 28 devient très faible, immédiatement après le démarrage de ces lampes. De ce fait, la quasi-totalité de la tension de l'enroulement secondaire 17 du transformateur de puissance principal T2 se trouve alors disponible pour faire démarrer les lampes 1A et IB. A ce moment, le circỉt équivalent pour les lampes est celui qui est représenté sur la figure 4d, après le démarrage des lampes 2A et 2B, mais avant le démarrage des lampes lA et lB. Du fait de l'impédance élevée du condensateur C8, ce condensateur est effectivement mis hors circuit si bien que la quasi-totalité de la tension qui apparalt aux bornes de l'enroulement secondaire 17 est dis- ponible pour faire démarrer les lampes lA et 1B. Une fois qu'on a fait démarrer les quatre lampes, elles sont connectées en série et le condensateur C8 est en fait hors circuit, à cause de son impédance élevée. Le cou- rant qui traverse les lampes lA, 1B, 2A et 2B augmente rapi- dement Jusqu'à ce qu'il atteigne un régime permanent. Le courant du régime permanent est fonction de la réaction capacitive qui est établie par le condensateur de fonctionne- ment normal C9. Avec les transformateurs de la figure 1, les lam- pes IA, lB, 2A et 2B fonctionnent sous la tension nominale pour laquelle elles ont été conçues, une fois qu'on les a fait démarrer. Ceci assure une durée de vie normale des lampes. Une autre caractéristique de l'invention consiste en ce que du fait que le démarrage des lampes est réalisé en séquences séparées, le nombre de spires de l'enroulement secondaire 17 du transformateur de puissance principal T2 peut être réduit au minimum, si bien que l'onduleur 20 voit la plus faible impédance possible rapportée à l'enroulement primaire. Ceci réduit la perte de rendement selon une loi quadratique, comme on l'a expliqué précédemment. Les valeurs des composants qui sont associés à la sortie du transformateur T2 sont les suivantes: C8 = 120 pF, X: c 36 841 ohms; C9 = 6 600 pF, XC9 = 670 ohms; fréquen- ce = 36 kHz. La tension de sortie de l'enroulement secondaire 17 du transformateur T2 est une tension alternative de 520 volts. La figure 1 représente la configuration d'alimen- tation de cathode. Comme on l'a indiqué précédemment, dans les systèmes classiques l'alimentation de cathode s'effectue à partir du transformateur de puissance principal, et le rapport de transformation ne permet pas de fournir la ten- sion exacte que nécessite la lampe pour présenter les per- formances normales. Poursupprimer ce défaut, un transforma- teur auxiliaire T3 est intercalé entre les éléments de cathode des lampes lA, lB, 2A et 2B et l'enroulement secon- daire 18 du transformateur de puissance principal T2. Le transformateur auxiliaire T3 est un petit transformateur qui, au moyen d'un enroulement auxiliaire 18 du transformateur de puissance principal T2,prélève seulement une fraction de la tension de ce transformateur pour l'appliquer à son enroulement primaire 44. L'enroulement 44 du transformateur auxiliaire T3 constitue l'enroulement primaire de ce trans- formateur. On peut obtenir dans l'enroulement primaire 44 une tension réduite selon un rapport d'un volt par spire, ou moins. La tension exacte d'alimentation de cathode est obte- nue par le choix du nombre de spires de chacun des enroule- ments secondaires 46, 48, 50, 52 et 54. Il est essentiel d'obtenir la tension nécessaire aux bornes de ces enroule- ments pour maintenir à la température nécessaire les cathodes -des lampes lA, lB, 2A et 2B pendant le fonctionnement des lampes, pour leur assurer une durée de vie normale. On notera que l'invention peut faire l'objet de plusieurs modifications, dont certaines sont représentées sur les figures 5 à 7, les composants correspondants portant les mêmes références que sur la figure 1. Par exemple, on pourrait supprimer l'ensemble du redresseur en pont à double alternance et alimenter directement le système à partir d'une alimentation en tension continue. Une telle modifica- tion est représentée sur la figure 2 de la demande de brevet U.S. 55 239 déposée le 6 juillet 1979. Le circuit de la-figure 1 présente plusieurs avan- tages importants par rapport aux autres structures de ballast. Plus précisément, le transformateur de réaction Tl est un petit transformateur qui comporte un circuit magnéti- que à cycle d'hystérésis rectangulaire et qui peut se satu- rer et déterminer la demi-période de l'onduleur 20. Du fait que le transformateur de puissance principal T2 ne se sature pas, dans le mode de réalisation de la figure 1, il n'y a pas de pointe de courant à la-fin de chaque demi-cycle de conduction. Ceci améliore le rendement et supprime l'appli- cation aux transistors de puissance de contraintes qui risquent de les détruire. En outre, dans le mode de réalisa- tion de la figure 1, l'excursion totale d'induction dans le transformateur de puissance principal T2 peut être réduite à une valeur considérablement inférieure à l'induction magné- tique de saturation, et de préférence à environ la moitié de cette valeur, contrairement aux autres systèmes de ballast. Du fait que les pertes dans le circuit magnétique varient approximativement d'une manière proportionnelle à B1'6, le fait de faire fonctionner le transformateur T2 avec max une induction magnétique de crête égale à la moitié de sa valeur de saturation réduit dans un rapport de trois environ les pertes dans le circuit magnétique. Le circuit magnétique du transformateur de réaction Tl est beaucoup plus petit que celui du transformateur de puissance principal T2. Du fait qu'il ne doit fournir que des courants beaucoup plus faibles aux bases des transistors Qi et Q2, ses pertes sont insigni- fiantes. Un autre avantage d'un circuit qui emploie un transformateur de réaction Tl consiste en ce qu'on peut remplacer par un potentiomètre le condensateur C7 qui est branché à l'enroulement secondaire L4. La possibilité de régler la valeur de ce potentiomètre offre un moyen simple pour faire varier la fréquence de fonctionnement, et donc pour régler l'intensité lumineuse des lampes 1A, 1B, 2A et 2B. Un avantage supplémentaire du mode de réalisation de la figure 1 par rapport aux autres ballasts électroniques consiste en ce que la tension qui est appliquée aux bornes des transistors Qi et Q2 de l'onduleur est réduite d'une valeur double de celle de la tension d'alimentation à une valeur égale à cette tension. Ceci résulte du fait que dans les autres ballasts électroniques, les transistors Qi et Q2 sont branchés en montage symétrique, tandis qu'il sont bran- chés en série sur la figure 1. Le circuit de la figure 5 fonctionne d'une manière similaire à celui de la figuré 1, la différence essentielle résidant en ce qu'un oscillateur en circuit intégré Cl rem- place la commande par réaction des transistors Qi et Q2. On emploie un redresseur à double alternance séparé 90 pour le multivibrateur C1 et ce redresseur est branché aux lignes d'alimentation en continu 76 et 78 par l'intermédiaire d'un transformateur abaisseur T4. Le redresseur à double alter- nance 90 utilise des diodes D9-Dl2 et un condensateur de filtrage ClO. Le redresseur 90 fait fonction d'onduleur d'attaque et le transformateur T4 fonctionne dans sa région linéaire. Ceci réduit considérablement les pertes par hysté- résis et le problème des pointes de courant élevées qui apparaissent dans les dispositifs de l'art antérieur. L'oscillateur en circuit intégré Ci est branché aux conducteurs de sortie de tension continue 92 et 94 du redresseur 90 par l'intermédiaire de condensateurs Cll et 246 1427 C12 et de résistances R9 et R10, de la manière qui est repré- sentée. Les signaux de sortie sont appliqués aux bases des transistors Qi et Q2 par des résistances respectives Ri et R2. L'oscillateur ou multivibrateur Cl fait ainsi-disparal- tre le problème des pointes de courant de collecteur en fai- sant en sorte que les signaux d'attaque des bases 70 et 72 des transistors Qi et Q2 soient indépendants de tout signal d'attaque résiduel provenant des condensateurs C2 et C3 qui sont représentés sur la figure 1. Ces condensateurs sont supprimés du fait que la polarisation en sens direct des transistors QI et Q2 est assurée indépendamment de tout signal d'attaque résiduel provenant des condensateurs C2 et C3 qui sont représentés sur la figure 1. Ces condensateurs sont supprimés du fait que la polarisation en sens direct des transistors Qi et Q2 est entièrement assurée par le multivibrateur ou oscillateur Cl. La configuration de la figure 6 est destinée aux types de lampes qui fonctionnent selon le principe du "démarrage instantané.'. Les lampes à "démarrage instantané" démarrent sans que leurs cathodes soient préchauffées, en utilisant une tension initiale élevée. Les signaux de sortie de cette configuration sont destinés aux lampes se présen- tant sous la forme de tubes étroits, et ils ne comportent pas de chauffage de cathode du fait que ces lampes travail- lent avec des cathodes froides. Ces lampes fonctionnent donc ainsi sans nécessiter de connexions au transformateur auxi- liaire T3. Bien que ces connexions demeurent en place de façon à permettre l'utilisation du système de ballast pour d'autres types de lampes, les courants qui proviennent des enroulements secondaires 46, 48, 50, 52 et 54 du transforma- teur auxiliaire T3 sont virtuellement ignorés. La figure 6 montre un onduleur qui comporte des thyristors 92 et 94, comme des thyristors au silicium. Les deux thyristors 92 et 94 sont connectés au transformateur de puissance principal T2'. Ces thyristors sont alternativement amorcés, ce qui les fait passer à l'état conducteur, au moyen d'une source d'impulsions de déclenchement qui est constituée par le multivibiateur 98, formé par les transis- tors Ql et Q2 et le réseau de polarisation, comprenant les résistances R5 et R6, ainsi que le réseau de temporisation, comprenant les résistances Rl, R2 et les condensateurs C2 et C4. Ce circuit fait circuler le courant alternatif dans le transformateur de puissance principal T2'. Les thyristors 92 et 94 sont commutés par le condensateur C5' qui est connecté entre les anodes de ces thyristors. On peut suivre facile- ment la circulation des électrons dans le circuit si on suppose que dans les conditions initiales le thyristor 92 est conducteur et le thyristor 94 est bloqué. La connexion commune entre les cathodes des thyristors 92 et 94 constitue le point de référence qui correspond à la ligne d'alimenta- tion 110 fournissant une tension continue négative. Dans ces conditions, la tension sur l'anode du thyristor 94 est égale au double de la tension de la source d'alimentation, c'est-à- dire la tension que fournit le pont redresseur 74. Les élec- trons circulent à partir du pont redresseur 74, en passant par le thyristor 92, la ligne 100, une moitié de l'enroule- ment primaire du transformateur T2 qui est désignée par la référence 16", e.t en revenant à la ligne d'alimentation'106 qui fournit la tension continue positive. Lorsqu'un courant de déclenchement est appliqué sur la gâchette du thyristor 94, sur la ligne 114, ce thyristor est-amorcé et il conduit. Pendant, la durée de conduction du thyristor 94, le condensateur C5' commence à se décharger par les thyristors 92 et 94. Les électrons qui correspondent au courant de décharge traversant le thyristor 92 circulent en sens inverse et une fois que les porteurs ont été évacués et recombinés le thyristor 92 cesse de conduire et passe à l'état bloqué. A ce moment, la tension qui existe aux bornes du condensateur C5' est approximativement égale au double de la tension du pont 74, mais elle a alors une polarité opposée et elle appa- rait sous la forme d'une tension inversée aux bornes du thyristor 92. Cette tension se prolonge pendant une durée suffisante pour permettre le blocage du thyristor 92. Simul- tanément, pendant cette durée, le thyristor 94 est dans un état conducteur et il établit un autre circuit de décharge qui fait intervenir le condensateur C5', la moitié 16' de l'enroulement primaire du transformateur T2' et l'inductance 107. L'inductance 107 a pour fonction de définir la vitesse de décharge du condensateur C5', afin qu'il y ait un temps suffisant pour bloquer le thyristor qui est conducteur. Une fois que la tension aux bornes du condensa- teur C5' a été réduite d'une valeur double de la tension du redresseur 74 à une tension égale à celle du redresseur 74, avec une polarité inversée, le condensateur C5' commence à se charger en sens opposé, jusqu'au double de la tension de la source. Lorsque ceci a eu lieu, le flux dans l'inductance 107 présente une valeur maximale, du fait de l'inversion de phase entre la tension et le courant. Lorsque le courant de déclenchement est appliqué à la gâchette du thyristor 92, ce dernier devient conducteur-et répète le processus décrit ci-dessus. Chaque fois que les thyristors 92 et 94 sont commutés à l'état bloqué pour interrompre l'inversion du courant, une certaine quantité d'énergie demeure dans le champ magnétique de l'inductance 107. Cette énergie est éga- lement emmagasinée dans la capacité répartie de l'inductance 107, qui est relativement faible, et elle produit ainsi une tension transitoire élevée. Cette tension transitoire peut dépasser les limites du système, ce qui produit des contrain- tes indésirables et augmente les pertes de commutation. La présence de la diode de suppression D7 évite l'apparition de cette tension transitoire. L'enroulement secondaire 38 du transformateur de puissance principal T2' est branché en série avec la charge qui est constituée par les lampes et avec le condensateur de fonctionnement normal C9, et ce transformateur fonctionne de la même manière que le transformateur de puissance prin- cipal T2 de la figure 1. Il est important de noter que, conformément à l'invention, il n'est pas nécessaire de brancher un composant inductif en série avec l'enroulement primaire ou secondaire du transformateur de puissance principal pour alimenter la charge constituée par les lampes. Ceci réduit la puissance nécessaire et réduit de m8êne l'impédance-qui est réfléchie dans l'onduleur. De plus, l'onduleur de l'invention ne com- porte aucun élément résistif dans le circuit du courant principal, si bien qu'il n'y a aucune dissipation ohmique. En effet, lorsqu'on considère le mode de réalisation de la figure 1, les électrons circulent initialement dans le cir- cuit de l'onduleur en passant par l'enroulement primaire 16 du transformateur de puissance principal, la prise 26, le condensateur 16, la ligne 28 et le transistor Q2 vers la ligne 34. De façon similaire, pendant les autres demi-cycles, le courant circule en sens opposé en passant par l'enroule- ment primaire 16 du transformateur de puissance principal T2, le transistor QI vers la ligne 26 et le condensateur C5 vers la ligne 36. Il n'existe aucune charge inductive ou capaci- tive branchée en série dans ce circuit. La charge qui est présentée au circuit de l'onduleur est donc réduite au mini- mum, de même que la puissance consommée dans l'ensemble du système de ballast 11. De plus, les transistors Qi et Q2 du mode de réalisation préféré de l'invention qui est représen- té sur la figure 1 sont branchés en série. Contrairement à un branchement des émetteurs commun, le branchement en série des transistors réduit la tension qui est appliquée aux bornes des transistors Qi et Q2 de l'onduleur pour la faire passer d'une valeur double de celle de la tension d'alimen- tation à une valeur égale à celle de la tension d'alimenta- tion. On peut donc utiliser des transistors moins coûteux. Bien entendu diverses modifications peuvent etre apportées par l'homme de l'art aux dispositifs et aux pro- cédés décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'in- vention. REVENDICATIONS 1. Ballast électronique destiné à l'éclairage de lampes électriques, caractérisé en ce qu'il comprend: un transformateur de puissance principal (T2) qui comporte un enroulement primaire (16) et au moins un premier enroulement secondaire (17) et un second enroulement secondaire (18) un onduleur électronique (20) qui est branché de façon à faire circuler séquentiellement des courants dans des directions alternées dans l'enroulement primaire du trans- formateur principal; un circuit de démarrage destiné à attaquer initialement l'onduleur électronique; un condensa- teur de fonctionnement normal (C9) qui est connecté au pre- mier enroulement secondaire du transformateur de puissance principal; au moins des premières et secondes bornes de lampe (60-63) qui sont destinées à recevoir des lampes à décharge électrique (1A, 1B, 2A, 2B) qui contiennent des éléments de cathode, ces bornes de lampe étant branchées en série au condensateur de fonctionnement normal ainsi qu'au premier enroulement secondaire du transformateur de puissance principal; un condensateur à impédance élevée (C8) qui est branché en parallèle sur au moins une paire de bornes de lampes, mais pas sur la totalité de ces bornes et un transformateur auxiliaire (T3) qui comporte un enrou- lement primaire (44) qui est branché au second enroulement secondaire du transformateur de puissance principal, ce dernier étant un enroulement abaisseur par rapport à l'en- roulement primaire, et qui comporte des enroulements secon- daires (46, 48, 50, 52, 54) qui sont des enroulements abaisseurs par rapport à l'enroulement primaire du trans- formateur auxiliaire et qui sont branchés aux bornes de lampe de façon à chauffer les éléments de cathode qui se trouvent dans les lampes qui sont placées entre les bornes. - 2. Ballast électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'onduleur électronique comporte des premier et second transistors (Q1, Q2), avec l'émetteur du premier transistor branché au collecteur du second transis- tor; en ce qu'il comprend en outre deux lignes d'alimenta- tion en continu (26, 28), dont l'une est branchée au collec- teur du premier transistor tandis que l'autre est branchée à l'émetteur du second transistor, deux condensateurs de charge (C5, C6) qui sont branchés en série entre les lignes d'ali- mentation en continu, chacun d'eux étant branchés de façon à débloquer au moins partiellement un seul des transistors, un conducteur (34) qui connecte l'émetteur du premier transistor à l'enroulement primaire du transformateur de puissance prin- cipal, et un conducteur (36) qui connecte l'enroulement pri- maire du transformateur de puissance principal à une prise qui est située entre les condensateurs de charge, et des moyens qui attaquent les transistors selon une séquence alternée; et en ce que le circuit de démarrage attaque initialement l'un des transistors. 3. Ballast électronique selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens qui attaquent les transis- tors selon une séquence alternée comprennent un troisième enroulement secondaire (L4) du transformateur de puissance principal qui est branché de façon à attaquer alternative- ment les bases des premier et second transistors. 4. Ballast électronique selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un transformateur de réaction (Tl) qui comporte un enroulement primaire (L3) qui est branché au troisième enroulement secondaire du transformateur de puissance principal et qui comporte deux enroulements secondaires de réaction (Ll, L2), chacun d'eux étant respectivement branché entre l'émetteur et la base d'un transistor respectif. 5. Ballast électronique selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un potentiomètre qui est branché en série avec l'enroulement primaire du transformateur de réaction et le troisième enroulement secon- daire du transformateur de puissance principal. 6. Ballast électronique selon la revendication 3, caractérisé en ce que le troisième enroulement secondaire comporte des enroulements séparés, chacun d'eux ayant l'une de leurs extrémités reliée à l'extrémité correspondante de l'autre enroulement ainsi qu'à l'une des lignes d'alimenta- tion en continu, tandis que les extrémités opposées de chaque enroulement sont respectivement reliées à une base d'un transistor respectif, chacun de ces transistors étant asso- cié à un réseau de charge R-C distinct. 7. Ballast électronique selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens qui attaquent les transis- tors selon une séquence alternée et le circuit de démarrage sont constitués par un oscillateur en circuit intégré (Cl) qui comporte des conducteurs de sortie séparés qui sont branchés aux bases de chacun des transistors. 8. Ballast électronique selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un pont redresseur à deux alternances (74) dont les lignes d'entrée (76, 78) sont branchées à des lignes d'alimentation en alternatif, et dont les lignes de sortie sont constituées par lesdites lignes d'alimentation en continu (26, 28). 9. Ballast électronique selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de démarrage comporte un diac (D6) qui est branché à l'unedes lignes d'alimentation en continu et à la base de l'un des transistors. 10. Ballast électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce que tous les enroulements primaire et secondaires du transformateur auxiliaire comportent au moins trois spires de fil. 11. Ballast électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens qui commandent le transformateur de puissance principal de façon qu'il fonctionne en-deçà de sa limite de saturation. 12. Ballast électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'onduleur comprend un oscillateur à déphasage qui comporte des conducteurs de sortie qui sont connectés à l'enroulement primaire du transformateur de puissance principal et à un multivibrateur (98) qui fournit des signaux de sortie de polarités opposées et réversibles, et des thyristors séparés (92, 94) dont les gâchettes sont branchées à chacune des sorties du multivibrateur, ces thyristors étant branchés aux conducteurs de sortie de l'oscillateur à déphasage. 13. Ballast électronique destiné à l'éclairage de lampes à décharge électrique, caractérisé en ce qu'il com- prend un transformateur de puissance principal (T2) qui comporte un enroulement primaire (16), un premier enroule- ment secondaire (17) et un enroulement secondaire de réac- tion (L4); un onduleur électronique (20) qui est branché de façon à faire circuler séquentiellement des courants de sens alternés dans l'enroulement primaire du transformateur de puissance principal; un circuit de démarrage destiné à attaquer initialement l'onduleur électronique; un condensa- teur de fonctionnement normal (C9) qui est branché à l'en- roulement secondaire du transformateur de puissance princi- pal; au moins des premières et secondes bornes de lampes qui sont destinées à recevoir des lampes à décharge électri- que, ces bornes de lampe étant branchées en série au conden- sateur de fonctionnement normal ainsi qu'au premier enroule- ment secondaire du transformateur de puissance principal; un condensateur à impédance élevée (C8) qui est branché en parallèle sur au moins une paire de bornes de lampes, mais pas sur toutes ces bornes; et un transformateur de réaction (Tl) qui est plus petit que le transformateur de puissance principal et qui comporte un enroulement primaire (L3) qui est branché à l'enroulement secondaire de réaction du trans- formateur de puissance principal, et des enroulements secon- daires (LI, L2) qui sont branchés de façon à faire fonc- tionner l'onduleur électronique. 14. Ballast électronique selon la revendication 13, caractérisé en ce que le transformateur de réaction est saturé pour un flux inférieur à celui du transformateur de puissance principal, et chaque fois que le transformateur de réaction est saturé, il actionne l'onduleur électronique de façon à inverser le sens du courant dans le transformateur de puissance principal, sans saturer ce dernier.