Brevet FR2454165A1 — publié le 19801107

La présente invention concerne, d'une manière générale, les transformateurs destinés à être utilisés dans des convertisseurs statiques. Les convertisseurs statiques sont des dispositifs qui permettent de convertir de l'énergie électrique sous forme de courant continu en énergie électrique sous forme de courant alternatif au moyen de dispositifs statiques. La présente invention s'applique aux types de convertisseurs dans lesquels la source continue délivre un courant à un ou deux dispositifs à semi-conducteurs reliés chacun en série à un enroulement primaire d'un transformateur de puissance, ce qui provoque la circulation d'un courant alternatif dans un enroulement secondaire du transformateur lorsque les dispositifs semi-conducteurs commutent. Les transformateurs décrits ici s'utilisent dans des convertisseurs à un ou deux transistors et ils comprennent des enroulements de commande branchés à une électrode d'entrée du dispositif à semi-conducteur de façon à réaliser une commutation efficace et sans surcharges. If est courant d'utiliser des convertisseurs statiques qui comprennent une source de courant continu, un ou deux dispositifs de commutation à semi-conducteurs et un trans for- mateur. Les convertisseurs statiques classiques peuvent exister sous forme asservie ou non-asservie. Sous ces deux formes, on peut utiliser les enroulements de réaction pour effectuer la commutation des dispositifs semi-conducteurs. Comme le décrivent les brevets des Etats-Unis d'Amérique nO 3 914 680 et 4 002 999, il a récemment été possible d'adapter les propriétés des transformateurs aux caractéristiques des semi-conducteurs utilisés dans les convertisseurs afin de rendre optimum l'efficacite de la commutation et d'éviter des surcharges inutiles aux dispositifs semi-conducteurs pro voquées par la saturation totale du noyau. Dans ces deux brevets, le noyau principal possède une ouverture (ou deux, dans le cas des convertisseurs à deux transistors). Ces ouvertures divisent le noyau en deux branches déterminées. Une branche est destinée à se saturer en premier et à réduire alors la réaction et la contre-réaction appliquée au transistor de façon à éviter la saturation totale du noyau.Les circuits brevetés ont permis une réduction du coût de tels convertisseurs et une amélioration sensible du rendement de commutation. La présente invention améliore encode Les dispositifs. On met en oeuvre la présente iztvention en réalisant un transformateur dont le noyau en matériau magnétique linéaire possede un circuit magnétique fermé et une paire d'ouvertures pratiquées en un emplacement déterminé. Une des ouvertures divise le circuit magnétique en une première et une deuxième branches et la deuxième ouverture divise le circuit magnétique en une troisième et une quatrième branches. Une cinquième branche se trouve formée entre les ouvertures. La première et quatrième branches forment une "première" paire diagonale de branches et la deuxième et la troisième branches forment une "deuxième" paire diagonale de branches.Les ouvertures sont disposées en série le long du circuit magnétique de façon à empêcher le flux principal de pénétrer dans la cinquième branche et de façon à ce que la cinquième branche soit orientée orthogonalement par rapport au flux principal. Un enroulement primaire entoure le circuit magnétique tout entier de façon à engendrer un flux principal dans le noyau lorsqu'il est parcouru par un courant. Un premier enroulement de commande entoure la cinquième branche de façon à engendrer un flux de circulation lorsqu'il est traversé par un courant et ce flux forme deux boucles tournant en sens contraire autour des ouvertures. Les flux des deux boucles s'ajoutent dans la cinquième branche de sorte que le flux qui traverse une boucle s'ajoute au flux principal dans l'une des paires diagonales de branches et se retranche de ce flux principal dans l'autre paire diagonale de branches. Un deuxième enroulement de commande entoure la cinquième branche. Le deuxième enroulement de commande délivre une quantité électrique dont le signe s'inverse en fonction de l'état magnétique du noyau. La configuration du circuit magnétique est telle que le produit des reluctances de la première paire diagonale de branches soit égal au produit des reluctances de la deuxième paire diagonale de branches. Cela permet de réduire la tendance du flux principal à se coupler au deuxième enroulement de commande. En outre, on peut choisir égales les reluctances de la première et de la deuxième branches, condition plus restrictive qui améliore encore la neutralité du flux principal dans le cas de ferrites non linéaires. En pratique, lorsque l'on cherche à obtenir trois niveaux de commande, on choisit les reluctances de la première et de la deuxième branches supérieures aux reluctances de la troisième et de la quatrième branches,ce qui prédispose la première branche à se saturer en premier et la quatrième branche à se saturer en second. On obtient normalement ce résultat en réalisant une ouverture plus grande que l'autre et en s'assurant que la reluctance de la cinquième branche soit inférieure à celle des autres branches. Cela permet d'éviter sa saturation avant la première et la quatrième branches. D'une façon recommandée, les premier et deuxième enroulements de commande comportent quelques spires et se trouvent étroitement couplés en l'absence de saturation sélective de façon à fonctionner en transformateur de courant. La configuration du circuit magnétique permet un couplage maximum par le noyau entre le premier et le deuxième enroulements de commande en l'absence de saturation, ce couplage diminuant lorsque chaque branche se sature. Un convertisseur comporte un dispositif qui délivre des courants alternatifs sensiblement synchrones à l'enroulement primaire du transformateur et au premier enroulement de commande de façon à ce que le flux principal et le flux de circulation s' ajoutent dans la première paire diagonale de branches et se retranchent dans la deuxième paire diagonale. Ce dispositif oblige la première paire diagonale de branches à se saturer en premier lorsque le courant fourni augmente. Lorsqu'une charge résistive'se trouve couplée au deuxième enroulement de commande, la saturation de la première paire diagonale de branches tend à faire circuler le flux principal dans la cinquième branche. Cela provoque un changement de sens du flux couplé au deuxième enroulement de com mande et un changement de polarité du signal de commande électrique couplé à la charge résistive. Lorsque la charge couplée au deuxième enroulement de commande est la jonction d'entrée d'un transistor de jonction, le processus de réduction et d'inversion du signal de commande de sortie implique l'augmentation successive de la réluctance du transformateur de courant que forment le premier et le deuxième enroulements de commande. Le transistor de jonction représente le dispositif de commutation classique qui permet de fournir un courant alternatif à l'enroulement primaire et au premier enroulement de commande et ce dispositif possède une charge stockée appréciable. Lorsque le deuxième enroulement se trouve relié à la jonction d'entrée du transistor, le fonctionnement en transformateur de courant du premier enroulement de commande tend à faire passer un courant de base qui favorise la conduction dans le transistor au début de la conduction. Le branchement de la jonction d'entrée aux bornes du deuxième enroulement de commande a pour propriété le maintien d'une chute de tension constante aux bornes du deuxième enroulement de commande tant que le transistor reste conducteur.Cette tension fixe impose à son tour un taux constant de variation du flux dans la région magnétique (en particulier la cinquième branche) à laquelle se trouve couplé le deuxième enroulement de commande. Par conséquent, lorsque l'une des branches (la première) se sature, ce qui suppose des ouvertures inégales, la reluctance qui lie le premier et le deuxième enroulements de commande augmente sensiblement et réduit le taux d'augmentation du courant de base appliqué. Lorsque la branche suivante (la quatrième) se sature, la reluctance augmente suffisamment pour que se produisent un changement de pente et une inversion com plète du courant. Cette inversion du signal de commande du courant se poursuit jusqu't ce que la charge stockée disparaisse du dispositif de commutation et que ce dernier ne conduise plus. On obtient un bon rendement de commutation pour le dispositif décrit ici en créant un fort signal de commande de réaction pendant l'intervalle de condition initial suivi par un passage optimum à l'état de coupure avec une inversion commandée du signal de commande de courant. On peut synchroniser et régler l'inversion de façon à éviter une saturation complète du noyau et la surcharge du transistor qui en résulte. Le dispositif s'applique aux convertisseurs qui utilisent un ou deux dispositifs de commutation. On peut utiliser deux paires d'ouvertures dans le cas de deux dispositifs de commutation. La description qui va suivre se réfère aux figures annexées qui représentent respectivement Figure 1, le circuit électrique d'un convertisseur statique qui utilise un nouveau transformateur de puissance qui comporte des enroulements de commande, et qui, en réponse à un état magnétique du noyau, délivre des signaux de réaction successifs qui favorisent et qui interdisent la conduction Figure 2, un dessin qui montre la structure du nouveau transformateur qui comporte un noyau avec une seule paire d'ouvertures et les enroulements associés au noyau et aux paires d'ouvertures Figures 3A à 3D, des schémas explicatifs qui montrent l'état magnétique du noyau du transformateur au voisinage de la paire d'ouvertures et des étapes successives du cycle de commutation du transistor Figures 4A à 4C, des diagrammes schématiques qui illustrent l'analyse mathématique de la fonction de commande du transformateur Figure 5, des formes d'ondes idéales tirées de l'analyse précédente et représentatives du fonctionnement du dispositif, et Figure 6, un schéma électrique d'un convertisseur qui utilise deux transistors conduisant alternativement. La Figure 1 représente un convertisseur courant continu - courant alternatif et qui convertit l'énergie électrique fournie par la source 11 à courant continu sous 155 V à une charge sous 200 volts à environ 25 kilohertz. La charge à courant alternatif peut être une lampe à décharge dans les gaz à haut rendement 12. Le convertisseur comporte un transistor de puissance 13, le nouveau transformateur de puissance 14, divers éléments de circuit 33, 34, 35 associés au transistor 13 et un oscillateur de déclenchement 24, l'ensemble (moins 24) fonctionnant comme un convertisseur direct dans lequel l'énergie retourne à la source à courant continu 11 pendant l'état de repos du transistor de commutation. Le nouveau transformateur de puissance 14 représenté plus en détail à la Figure 2, possède un noyau 15 qui forme une boucle rectangulaire unique, un enroulement primaire 16, un enroulement de conversion directe 17 et un enroulement secondaire 18, tous couplés autour de la section entière du noyau. L'enroulement primaire à 126 spires 16 et l'enroulement 17 de conversion directe à 126 spires sont bifilaires et entourent la branche gauche du noyau pour se coupler étroitement comme le montre la Figure 2. En outre, 70 spires de l'enroulement secondaire à 215 spires entourent la branche gauche du noyau pour améliorer le couplage avec le primaire et les 145 spires restantes entourent la branche droite du noyau. Le transformateur de puissance possède également des enroulements de commande primaire 19 et secondaire 20 reliés au transistor de puissance 13.Ces enroulements de commande traversent une première ouverture double (36,37) qui, comme on va l'expliquer, réalise un couplage mutuel qui dépend des valeurs du flux dans le noyau. Une deuxième ouverture double (38, 39) à laquelle correspondent les enroulements 21 et 22 sert au fonctionnement de l'oscillateur de déclenchement 24. Le signal de sortie de l'oscillateur de déclenchement apparait sur un troisième enroulement de commande 23 enroulé à travers les deux premières ouvertures (36, 37) pour se coupler à l'entrée du transistor de puissance, comme on va l'expliquer plus en détail ci-après. Le convertisseur à transistor utilise le transformateur 14 et le transistor de commutation 13 selon un montage de convertisseur à déclenchement direct. Le transistor de commutation est déclenché par un oscillateur de déclenchement 24 synchronisé de façon à produire une impulsion à un taux de répétition de 25 kHz et les conditions magnétiques déterminent la forme de l'onde de conduction et la longueur de l'impulsion de conduction. Pour réaliser cette commande, les enroulements de commande fournissent d'abord un signal de commande de réac tion ou qui favorise la conduction puis un signal de commande de contre-réaction ou qui interdit la conduction et bloque le transistor. L'oscillateur de déclenchement 24 (qui ne fait pas partie de la présente invention) et qui utilise la structure magnétique du transformateur de puissance 14 comme mentionné précédemment, comporte le transistor 25, les résistances 26, 27, 28, les condensateurs 29, 30, la diode 31 et les enroulements de transformateur 21, 22 associés à la paire d'ouvertures 38, 39 et l'enroulement 23 associé à la paire d'ouvertures 36, 37. L'oscillateur de déclenchement 24 est un oscillateur de relaxation avec réaction couplée magnétiquement pour produire une impulsion de déclenchement de forte amplitude et de courte durée et il a une configuration polarisante qui rend le taux de répétition d'impulsion insensible aux variations de la tension d'alimentation continue et de la charge. L'oscillateur de déclenchement est un transistor NPN 25 dont le collecteur se trouve relié à la borne positive 32 de la source continue par l'enroulement de sortie de déclenchement 23 et dont la base se trouve reliée par une diode de protection 31 à un diviseur de tension formé par les résistances 26 et 27 branchées dans l'ordre cité entre la borne 32 B + et la masse. L'enroulement de réaction primaire 22 et la résistance 28 branchés en série relient l'émetteur du transistor 25 à la masse. Un condensateur 30 est branché entre la borne non mise à la masse de la résistance 28 et la borne B 32. Un condensateur 29 relie l'enroulement de contre-réaction secondaire 21 entre la diode 31 et la jonction d'entrée du transistor 25 branchées en série. La diode 31 et la jonction d'entrée du transistor sont branchées avec la même polarité. L'oscillateur de déclenchement fonctionne comme un oscillateur de relaxation et le condensateur 30 se charge de façon répétitive à travers la résistance 28 et se décharge de façon répétitive à travers le transistor 25. Dans le processus de charge-décharge, la tension de la borne inférieure du condensateur tombe lentement d'une valeur voisine de B+ à une valeur typiquement inférieure de 15 à 40 volts à B selon un taux de décharge qui dépend de la résistance 28, de la taille du condensateur et de la tension B+. Le transistor devient conducteur à la tension minimum voulue, ce qui arrête la décharge.La circulation du courant dans le transistor 25 se produit entre la borne supérieure du condensateur reliée à B et l'autre borne inférieure du condensateur, et la conduction du transistor porte la borne inférieure du condensateur à une tension légèrement inférieure (c'est- -dire 2 volts) à B+. Lorsque la décharge s'arrête et que la jonction d'entrée du transistor est fortement polarisée en inverse, la charge recommence à travers la résistance 28. La charge du condensateur s'arrête lorsque le transistor 25 devient conducteur sous une tension déterminée par le diviseur de tension relié à la base. L'émetteur relié à la borne inférieure du condensateur par l'enroulement à faible impédance 22 suit le potentiel de la borne inférieure du condensateur lorsqu'il chute. La base du transistor 25 reliée par la diode 31 au diviseur de tension 26, 27 branché aux bornes de la source à courant continu, se maintient cependant à une fraction arbitraire de la tension B+ (environ 15 à 40 volts en dessous de B+). Par conséquent, la jonction d'entrée du transistor passe d'une polarisation inverse importante (15 à 40 volts) qui interdit la conduction lorsque le condensateur commence à se charger à une polarisation directe qui rend le transistor à nouveau conducteur. La conduction du transistor arrête le processus de charge avec une décharge brusque du condensateur. La conduction du transistor commence lorsque la borne inférieure du condensateur 30 se trouve portée à une tension inférieure à la tension de la prise du diviseur de tension reliée à la base, d'une quantité approximativement égale à deux fois la chute de tension dans la diode. Le mécanisme de déblocage du transistor est sensible aux parasites du transistor et à l'effet de dérivation des enroulements de réaction à basse impédance. Pour un courant de base voisin de zéro, l'impédance de base est élevée et le gain en courant alternatif du transistor est faible à cause d'une courbe de pondération en courant continu p et d'une coupure haute fréquence très faible due à la capacité parasite qui court-circuite les bornes d'entrée et de sortie. Par conséquent, l'apparition initiale de la conduction du courant de base ne donne pas un gain de courant supérieur à l'unité. Lorsque le courant de base continue cependant à augmenter, l'impédance d'entrée de base chute et la coupure haute fréquence augmente, ce qui augmente le gain en courant alternatif. Lorsque le courant de sortie atteint une valeur telle que l'effet de dérivation des réactances faiblement inductives des enroulements de réaction primaires et secondaires provoque l'augmentation du gain du circuit au-dessus de l'unité, il se produit une réaction efficace. Lorsque les enroulements de réaction 21, 22 fournissent une réaction efficace, le transistor se met rapidement à conduire totalement. Le courant traverse l'enroulement 23, le transistor 25 et l'enroulement 22 selon un circuit fermé où le courant circule de la borne su supérieure à la borne inférieure du condensateur 30. Le courant qui circule dans l'enroulement de réaction primaire 22 induit un signal de commande de base de réaction dans l'enroulement de réaction secondaire 21 couplé magnétiquement au noyau à travers les ouvertures 38, 39.Cette réaction provoque une augmentation brusque du courant dans le transistor, ce qui permet une décharge rapide du condensateur. La décharge à travers l'enroulement de sortie 23 bobiné à travers la paire d'ouvertures 36, 37-induit une impulsion de 0,5 à 1 ampère, de durée environ 200 nano-secondes dans le deuxième enroulement de commande 20 du transistor de commutation principal 13, ce qui débloque celui-ci et démarre le cycle de conduction. Dans l'exemple donné, le taux de répétition des impulsions est de 25 kHz. Les deux ouvertures 38, 39 qui permettent le couplage inductif des enroulements de réaction 21 et 22 se trouvent placées dans le noyau de façon à être neutres par rapport au flux principal de la même façon que les deux ouvertures 36, 37 utilisées pour commander le transistor de commutation 13. L'oscillateur de déclenchement engendre une impulsion de déclenchement à un instant où le transistor de commutation 13 est au repos. Inversement, une fois le transistor de commutation conducteur, l'oscillateur de déclenchement est au repos. Ces deux facteurs réduisent le risque d'une intéraction défavorable. La configuration géométrique entre le flux principal et les enroulements de réaction de l'oscillateur de déclenchement 21 et 22 assure une isolation magnétique suffisante tout au long du cycle de commutation. L'oscillateur de déclenchement décrit possède un taux de répétition sensiblement indépendant des variations de la tension de source ou de la charge. Le convertisseur à déclenchement direct (qui ne fait pas partie de la présente invention) comprend le transistor de commutation 13, le transformateur de puissance 14 qui comporte les enroulements 16-20, 23, les diodes 33, 34 et la résistance 35. Ces composants sont branchés comme suit L'enroulement primaire d'alimentation 16 et l'enroulement primaire de commande 19 sont reliés en série entre la borne B+ 32 et le collecteur du transistor 13. L'émetteur du transistor 13 est relié à la masse. Un enroulement de commande secondaire 20 est relié entre la base et l'émetteur du transistor 13 et une résistance 35 se trouve montée en dérivation par rapport à la jonction d'entrée de façon à empêcher un fonctionnement nonasservi.Une diode de décommutation 33 se trouve branchée entre la jonction des enroulements 16 et 19 et la masse avec un sens de polarité qui réduit le stockage de charges dans le transistor 13 pendant l'inversion du courant. La borne non marquée d'un point de l'enroulement de conversion directe 17, étroitement couplé à l'enroulement primaire 16 est reliée à la borne B 32 et sa borne marquée d'un point est reliée par la diode 34 à la masse. La diode 34 est polarisée de façon à réinjecter l'énergie stockée dans le circuit magnétique dans le dispositif d'alimentation pendant le blocage du transistor. Cette caractéristique réduit également les surcharges du transistor. L'enroulement secondaire 18 dont 70 spires se trouvent étroitement couplées à l'enroulement primaire, commande la charge 12 et fournit une tension de crète de 200 V à une lampe à décharge dans les gaz à une fréquence d'environ 25 kHz. Les enroulements de commande 23, 19 et 20 délivrent l'impulsion initiale d'allumage au transistor de commutation et délivrent un signal de commande optimal aux électrodes d'entrée du transistor selon la présente invention. Le convertisseur direct fonctionne de la façon suivante. Le déblocage du transistor de commutation 13 se fait initialement par une impulsion de haute intensité et de courte durée couplée inductivement de l'enroulement de sortie 23 de l'oscillateur de déclenchement à l'enroulement 20, relié à la base du transistor 13. Cette impulsion provoque la conduction du transistor 13 de façon à ce que le courant du collecteur circule dans l'enroulement de réaction primaire 19. Après son départ, la forme d'onde du courant de collecteur croit selon une rampe linéaire positive. Cette rampe s'étend sur l'intervalle de conduction et sa pente est déterminée par l'inductance primaire du transformateur 14. Après l'instant de déclenchement, le courant de base induit dans l'enroulement 20 maintient d'abord le transistor en état de conduction, et puis arrête la conduction du transistor lorsqu'il s'inverse.La conduction intermittente du transistor de commutation 13 crée un courant alternatif dans l'enroulement primaire 16 du transformateur de puissance, ce qui induit dans l'enroulement secondaire 18 la tension alternative destinée à faire fonctionner la charge 12. La Figure 5 montre des formes d'ondes qui permettent de comprendre le fonctionnement du convertisseur direct. La tension de sortie du convertisseur (non représenté) est une onde sensiblement rectangulaire légèrement inférieure à 200 V en valeur de crète (sans charge) de taux de répétition 25 kHz. L'amplitude et la forme de l'onde dépendent fortement de la charge et normalement en charge, son amplitude est plus faible et sa forme est moins rectangulaire. La forme d'onde tout en bas de la Figure 5 représente l'onde du courant de collecteur. Comme on vient de l'indiquer, c 'est une rampe linéaire pendant l'intervalle de conduction, elle chute brusquement et reste égale à zéro jusqu'au prochain intervalle de conduction. La deuxième courbe à partir du bas de la Figure 5 représente la forme d'onde du courant de base avec la brusque augmentation initiale du courant, la partie moins abrupte suivie par le changement de pente, et l'inversion du signal de commande qui arrête la conduction du transistor. La courbe supérieure de la Figure 5 représente la tension base-émetteur. Durant toute la conduction du transistor, la tension base-émetteur (Vbe) se maintient à une valeur directe presque constante ( + 0,7 volt). Au moment de la chute du courant de collecteur (après disparition de la charge stockée), la tension de base devient très négative et puis revient à zéro jusqu'à la prochaine impulsion de déclenchement. L'onde de commande de base (nib) représentée à la Figure 5 à laquelle s'ajoute. la charge stockée de l'impulsion de déclenchement, maintient le transistor en état de conduction immédiatement après la fin de l'impulsion de déclenchement. Plus loin dans le cycle, la forme d'onde possède une caractéristique de réaction de courant particulièrement souhaitable lorsque l'on souhaite bloquer un transistor de puissance dans un circuit classique de convertisseur. Cette caractéristique permet de bloquer le transistor à la fin de chaque cycle de conduction avant la saturation complète du transformateur du convertisseur. Si la saturation se produit, l'impédance inductive de la charge du transistor chute brusquement, ce qui provoque l'application de la tension B+ aux bornes du transistor et le. soumet à de très fortes surintensités.Non seulement la commande de base évite les surcharges dues au blocage, mais elle doit être très réactive au début du cycle de façon à avoir un rendement de commutation maximum. Selon la présente invention, on obtient la commande de base décrite au moyen des enroulements de commande 19, 20 et 23 associés aux ouvertures 36 et 37 du noyau du transformateur. La Figure 2, qui montre le noyau en ferrite 15, la disposition des enroulements d'alimentation et des enroulements de commande donne aussi, à titre d'exemple, des dimensions du noyau. Comme on l'a vu précédemment, l'enroulement primaire 16, l'enroulement de conversion directe 17 et 70 spires de l'enroulement secondaire 18 entourent la branche gauche du noyau et le reste de l'enroulement secondaire 18 est bobiné autour de la branche droite. Les branches supérieure, inférieure, droite et gauche ont une section carree de 9,65 mm x 9,65 mm. Les dimen sions extérieures du noyau sont approximativement égales à 89 mm x 89 mm x 9,65 mm et il consiste en deux noyaux en "U" avec un entrefer de 0,5 mm aux jonctions.Les deux ouvertures 36, 37 auxquelles sont associés les enroulements de commande 19, 20 et 23 se trouvent dans une région située au coin gauche supérieur du noyau tandis que les deux ouvertures 38, 39 auxquelles sont associés les enroulements 21, 22 sont également disposées dans une région du coin gauche inférieur du noyau près de la bobine primaire. Dans chaque cas, l'ouverture la plus petite a un diamètre de 1,5 mmet se trouve sur l'axe central de la branche respective supérieure ou inférieure, ce qui laisse une marge de 4,06 mm au-dessus et au-dessous de l'ouverture. Dans chaque cas, l'ouverture la plus grande a un diamètre de 2,54 mm et se trouve le long d'une ligne diagonale qui joint les coins du noyau.La distance qui sépare la grande ouverture et le coin interne du noyau vaut 3,55 mm, elle est donc inférieure de 0,51 mm à la distance de 4,06 mm de paroi à paroi de la plus petite ouverture. La distance entre les ouvertures vaut 4,826 mm et on l'a choisie plus grande que les distances de 4,06 mm ou 3,55 mm. Les deux ouvertures 36, 37 dont on vient de donner les positions et les dimensions divisent le flux principal en cinq branches. Les Figures 3A à 3D montrent ces branches dans différents états magnétiques. Comme on le voit à la Figure 3A, on désigne par 40 la partie du noyau située au-dessus de la petite ouverture 36 tandis que l'on désigne par 41 la partie située en dessous de cette ouverture. On désigne par 43 la partie du noyau située entre l'extrémité extérieure du noyau et la grande ouverture 37 tandis que l'on désigne par 44 la partie située entre le coin interne du noyau et l'ouverture 37. On appelle 42 la partie du noyau située entre les ouvertures. On atteint l'ensemble des résultats voulus, à savoir l'obtention pour le signal de commande de base du transistor de commutation, d'une forme d'onde optimale qui favorise d'abord fortement la conduction et puis qui la bloque ensuite, en imposant certaines caractéristiques au circuit magnétique. La première est l'orthogonalité ou la neutralité obtenue par la disposition de la branche 42 située entre les ouvertures et du deuxième enroulement de commande correspondant par rapport au trajet du flux principal (m) dans le noyau. Si l'on suppose qu'aucun flux ne circule et que le seul flux existant est le flux de circulation (c) engendré par l'enroulement de réaction primaire 19, on remarque que la disposition indiquée permet un fonctionnement en trans for- mateur de courant avec fort couplage entre les enroulements de commande primaire et secondaire, respectivement 19 et 20. Lorsque le courant qui traverse l'enroulement de collecteur augmente, le courant qui traverse l'enroulement relié à la base augmente proportionnellement et si un dispositif de détection convenable est associé aux enroulements 19 et 20, il y a apparition d'un courant de base qui favorise la conduction et qui a tendance à être proportionnel au rapport du nombre de spires. Dans l'exemple donné ici, l'enroulement de collecteur possède une seule spire et l'enroulement relié à la base possède trois spires, ce qui tend à maintenir le courant de base audes sus du courant naturel déterminé bêta et donc à augmenter encore le signal de commande.On entend ici par "neutralité" le fait que si l'on suppose la circulation du courant seulement dans les enroulements principaux 16 et 17, ce qui crée un flux (m? suivant le trajet du flux principal, il n'existe aucun signal de commande dans l'enroulement de commande secondaire 20. On obtient la "neutralité" de l'enroulement de base vis-à-vis du flux principal, comme on vient de le voir, en orientant les deux ouvertures 36, 37 en aval l'une par rapport à l'autre dans le circuit du flux principal de telle fa çon qu'aucun flux ne puisse pénétrer dans la région 42 située entre les ouvertures. Si les deux ouvertures se trouvent dans une branche située loin des coins, la position "neutre" des deux ouvertures se trouve sur une ligne à peu près parallèle à l'axe central de la branche (et normalement sur l'axe central). En pratique, il est souhaitable de placer les ouvertures à proximité immédiate de l'enroulement principal d'alimentation pour réduire les retards dans le dispositif de commutation. En outre, il est préférable de réaliser l'ouverture la plus grande dans le coin de façon que sa présence ne réduise ni la section totale du noyau ni sa résistance mécanique. La configuration géométrique que l'on vient de décrire et, en partie, la nature de la charge appliquée au deuxième enroulement de commande 20, sont telles que cet enroulement réagit seulement au flux de circulation engendré par l'enroulement de commande 19 et ne réagit pas au flux principal (m) tant que le flux principal n'a pas atteint des valeurs très élevées. Plus particulièrement, dans le cas où la charge couplée à l'enroulement de commande est la jonction d'entrée d'un transistor qui possède une charge stockée assez grande, on a remarqué que toute dispersion du flux principal dans la branche 42 située entre les ouvertures se trouve empêchée jusqu'à ce que le transistor devienne nonconducteur.Dans le cas d'une charge résistive qui ne stocke pas d'énergie, la branche 42 située entre les ouvertures peut conserver une neutralité importante vis-à-vis du flux principal jusqu'à la saturation de l'une ou des deux branches 40, 44. La neutralité initiale vis-à-vis du flux principal sous les deux conditions de charge que l'on vient de décrire permet d'avoir un signal de commande qui favorise fortement la conduction au début grâce au simple fonctionnement en transformateur de courant des enroulements 19 et 20 qui n'interagissent pas avec le flux principal. Une deuxième caractéristique du circuit magnétique permet de réduire le signal de commande directe puis de l'inverser. Cette caractéristique consiste en un choix approprié des sections des cinq branches et donc de leurs reluctances comme on l'a vu précédemment. Comme on va le montrer, si la dimension d'une branche voisine de la plus grande ouverture (par exemple 44) est telle que cette branche se sature en premier, et si celle de la branche voisine de l'ouverture plus petite 36 (par exemple 40) est telle que cette branche se sature ensuite, et si l'on dimensionne la branche 42 située entre les ouvertures de façon à ce qu'elle ne se sature pas et si les produits diagonaux des reluctances sont égaux (R-43x R-41= R40 x R44), on obtient alors la réduction souhaitée du signal de commande et son inversion finale (comme on va l'expliquer ci-après). On peut obtenir 1 inversion voulue du signal de commande par un ou deux mécanismes qui dépendent de la charge reliée au deuxième enroulement de commande. Dans le cas où la charge principale de l'enroulement 20 se trouve être la jonction d'entrée du transistor de commutation 13 qui possède une charge stockée importante, on peut obtenir la diminution du signal de commande de base et son inversion en faisant varier la reluctance qui relie l'enroulement de commande primaire 19 et l'enroulement de commande secondaire 20 lorsque les branches 44 et 40 se saturent. Comme on va l'expliquer plus loin, la présence d'une charge stockée dans la jonction d'entrée tend à maintenir un taux de variation constant du flux () dans la branche située entre les ouvertures jusqu'à ce que cette charge disparaisse.Dans cette condition, on conserve une neutralité importante vis-à-vis du flux principal pendant tout le cycle de commande de base malgré une saturation locale. Dans le cas où la charge reliée à l'enroulement de commande 20 est une simple résistance, sans faculté de stockage d'énergie, le flux principal peut pénétrer dans la branche 42 située entre les ouvertures, circuler de la branche 43 à la branche 41 lorsque les branches 44 et 40 se saturent et provoquer l'inversion de la commande par un deuxième mécanimse de commande. La nouvelle circulation en diagonale du flux principal induit dans l'enroulement 20 un courant de sens inverse à celui engendré par l'enroulement primaire 19. On va expliquer ceci plus en détail en se référant aux Figures 3A à 3D. La Figure 3A représente une vue des conditions initiales du flux au voisinage de la double ouverture. Les flèches en trait plein représentent les conditions de flux à un instant du fonctionnement normal après l'impulsion de déclenchement, et les courants du transistor ont alors commencé à circuler dans les enroulements de commande 19 et 20. Le flux principal arrive de la partie inférieure du coin du noyau et sort à droite de ce coin en effectuant un mouvement dans le sens des aiguilles d'une montre autour du noyau au-dessus et en dessous de la paire d'ouvertures. Le courant qui traverse l'enroulement de commande 19 crée un flux de circulation (c) au voisinage et autour de chaque ouverture 36 et 37.Le meme courant traverse l'enroulement de commande 19 relié en série et l'en roulement primaire 16 qui engendre le flux principal m' , ce qui fixe le déphasage entre m et c D'une manière classique, le flux de circulation engendré par l'enroulement de commande 19 tourne dans le sens contraire des aiguilles d'une montre autour de l'ouverture 37 et dans le sens des aiguilles d'une montre autour de l'ouverture 36 lorsque le flux principal tourne dans le sens des aiguilles d'une montre autour du noyau principal. On peut considérer que la répartition du flux au voisinage des ouvertures 36, 37 est due à deux forces magnétomotrices qui engendrent le flux principal et le flux de circulation dans un cinquième circuit magnétique en dérivation. Si l'on examine une seule branche à la fois, le flux principal et le flux de circulation qui circulent dans la région 44 voisine de l'ouverture 37 sont de même sens et s'ajoutent donc, tandis que dans la branche 43, ils sont de sens contraires et se retranchent. Comme le flux qui traverse la branche 44 est plus important que celui qui traverse la branche 43, en supposant que les sections relatives et les longueurs des circuits magnétiques sont telles que les branches 43 et 44 ont même reluctance, on peut s'attendre à ce que la branche 44 se sature en premier si le courant qui traverse les enroulements principal et de commande primaire continue à augmenter.De la même façon si l'on examine les régions voisines de l'ouverture 36, le flux principal et le flux de circulation s'ajoutent dans la région 40 et se retranchent dans la région 41 ce qui conduit à un flux plus important dans la branche 40 que dans la branche 41. Si le courant qui traverse les enroulements principal et de commande primaire continue à augmenter et si les deux régions ont des longueurs et des sections de circuit magnétique égales, on peut s'attendre à ce que la branche 40 se sature avant la branche 41. Si l'on considère les quatre branches (40, 41, 43, 44) ensemble en tenant compte de ce que la branche 44 a une section inférieure (0,355cm x 0,965 cm) à celle de la branche 40 (0,406 cm x 0,965 cm) et si l'on suppose égaux les flux totaux dans les deux branches1 on peut s'attendre à ce que la branche 44 se sature avant la branche 40. On a choisi les dimensions des ouvertures de façon à ce que les saturations se succèdent comme on vient de le voir. La Figure 3B représente le deuxième état avec la branche 44 saturée et représentée hachurée. On a représenté en pointillés la partie interne du flux principal à l'intérieur de la paire d'ouvertures de façon à symboliser le passage à travers une branche saturée équivalente à un entrefer. Le flux qui circule autour de l'ouverture 37 (représenté maintenant en pointillés) doit maintenant traverser une branche saturée également équivalente à un entrefer. Le couplage magnétique entre les enroulements de commande primaire et secondaire est sensiblement divisé par deux, étant donné que le tore magnétique gauche qui entoure les enroulements de commande 19, 20 lorsqu'ils passent en bas du noyau disparait et laisse seulement le tore magnétique droit qui entoure les enroulements de commande 19, 20 lorsqu'ils passent en haut du noyau.Les calculs montrent également que la reluctance du noyau qui relie l'en- roulement de commande primaire à l'enroulement de commande secondaire se trouve multipliée par un facteur d'environ deux. Ceci est important pour la décroissance initiale de la pente du courant de base ib représenté sur la Figure 5. La Figure 3C montre le troisième état et les hachures symbolisent la saturation de la deuxième branche 40. On a représenté en pointillés à la fois les circuits du flux principal au-dessus et au-dessous de la paire d'ouvertures, ce qui implique la traversée d'un entrefer. On a représenté en pointillés les flux qui circulent autour des deux ouvertures 37 et 36, étant donné que ces deux parties doivent maintenant traverser une branche saturée équivalente à un entrefer. Lorsque la branche 40 se sature, le tore magnétique droit qui entoure les enroulements de commande 19, 20 lorsqu'ils remontent à travers le noyau se trouve également annulé. Le couplage magnétique qui liait étroitement les enroulements primaire et secondaire 19, 20 disparaît donc presque entièrement.Tous les circuits magnétiques qui correspondent aux enroulements 19, 20 ont maintenant des reluctances élevées. C'est-à-dire qu'il existe deux circuits saturés, un autour de chaque ouverture, et il en existe un troisième plus long autour du noyau principal qui traverse les branches 41, 42 et 43, y compris les entrefers de 0,51 mm qui séparent les moitiés de noyau. Les calculs montrent que ces trois circuits ont une forte reluctance par rapport au tore double original, d'une manière typique deux fois plus importante. L'accroissement de reluctance joue un rôle dans l'inversion soudaine de la pente du courant de commande de base ib (Figure 5).La pente du signal de commande de base continue à descendre et s'inverse dans le sens du signal de commande de courant (ib), il extrait la charge stockée dans la jonction d'entrée du transistor et bloque complètement ce dernier. La tension de la jonction reste positive (+ 0,7 volt) jusqu'à l'élimination de 'la der nière charge stockée, puis devient fortement négative (comme indiqué sur la Figure 5) pour retourner pratiquement à zéro jusqu'à ce que l'impulsion de déclenchement suivante provoque le redémarrage de la conduction. Avant d'expliquer de façon plus analytique le mécanisme d inversion de commande précédent, on va décrire un deuxième mécanisme d'inversion de commande qui se produit avec une charge n'emmagasinant pas d'énergie et reliée à l'enroulement de commande 20. Sous ces conditions de charge, la branche 44 se sature en premier (comme auparavant) et le flux principal incrémentiel se trouve contraint de traverser la branche 43. A ce moment les incréments de flux principal peuvent continuer à traverser la branche 40 avec quelque dispersion dans la branche 42 située entre les ouvertures. A mesure que le flux de circulation et le flux principal continuent à croitre, la branche 40 où s'ajoutent le flux principal et le flux de circulation, se sature maintenant. La saturation des branches 40 et 44 arrête pratiquement le fonctionnement en transformateur de courant des enroulements 19 et 20 comme auparavant, ce qui réduit également toute augmentation incrémentielle du flux de circulation (0c) dans la branche 42 située entre les ouvertures pour la ramener à une valeur négligeable.Le flux principal incrémentiel que la saturation empêche maintenant de pénétrer dans les branches 44 et 40, augmente dans les branches 43 et 41 et traverse en grande partie la branche 42 située entre les ouvertures. Le sens du flux principal dans les branches 43, 42, 41 est opposé à celui du flux de circulation et comme le flux principal est plus important, une forte tension qui tend à interdire la conduction se trouve appliquée à l'enroulement de commande secondaire 20. Ce dernier mécanisme s' applique si une grande résistance se trouve en série avec la jonction d'entrée d'un transistor qui affaiblit la tension fixe Vbe et réduit les contraintes de stockage d'énergie. Avec l'une ou l'autre charge, la forme d'onde présente cependant un signal initial de commande important qui favorise la conduction, une réduction du signal de commande direct suivi par un signal qui tend fortement à interdire la conduction. On comprendra de façon plus précise le fonctionnement de la présente invention en faisant appel à l'analyse mathématique. La Figure 4A représente une réalisation à deux ouvertures semblable à celle de la Figure 2 mais différente en plusieurs points. On a représenté la paire d'ouvertures le long de la ligne médiane d'un circuit magnétique rectiligne, supposé faisant partie d'une boucle magnétique fermée. Le flux principal entre maintenant par la droite et sort à gauche. Les flux de circulation correspondant aux ouvertures tournent dans le sens des aiguilles d'une montre autour de la plus grande. ouverture et dans le sens contraire autour de la plus petite. On a placé des reluctances symboliques dans chacune des cinq branches 40 à 44 avec des indices pour désigner chaque branche. Sur la Figure 4R, on a relié les reluctances dans un circuit magnétique équivalent. On a défini trois boucles de flux (1 2' m) pour les besoins de l'analyse. La premièrebou- cle de flux (1) traverse R40, R42 le générateur Uh et R41. Uh est la force magnéto-motrice qui agit sur la branche 42 située entre les ouvertures et que délivrent l'enroulement de commande primaire 19 et l'enroulement de commande secondaire 20. La deuxième boucle de flux (2) traverse R40, R43, R44 et R41. La troisième boucle (m) traverse le générateur de flux principal m, R41 et R44.Le flux qui traverse la branche 42 située entre les ouvertures (maintenant 1) s'écrit On désigne par "#N" le coefficient multiplicatif du terme n m" du numérateur (R41 R43) -(R40 R44) (2) R40 + R41 + R43 + R44 On distingue le dénominateur par =.R42 + (R40 +R41) (R43 + R44) (3) R40 +R41 + R43 + R44 Si l'on suppose que les reluctances sont linéaires avant saturation et que les ouvertures sont disposées symétriquement de façon à ce que R41 R43 = R40 R44, le terme an du numérateur s'annule. Donc, avant saturation, 01 est indépendant du flux principal dans la mesure où an est voisin de zéro. La circulation du courant dans les enroulements de commande 19 et 20 agit comme un générateur virtuel qui engendre une force magnéto-motrice Uh : Uh =Nc i ~ i (4) c bb L'expression 4 est une conséquence des lois d'Ampère et de Lenz. Cette dernière loi implique qu'un courant induit qui traverse l'enroulement secondaire Nb (enroulement 20) crée une force magnéto-motrice qui s'oppose au courant primaire qui traverse l'enroulement primaire N (enroulement 19). c Pour continuer l'analyse, on a présenté sur la Figure 4C le circuit électrique simplifié qui comprend l'enroulement primaire Nc (enroulement 19) et l'enroulement secondaire Nb (enroulement 20). On a représenté sur cette figure un transistor dont le collecteur est relié à une source appropriée de tension B+ et dont la base est reliée à l'émetteur par une résistance externe Rb. L'émetteur se trouve alors relié à la terre par ltenroulement primaire Nc. Une flèche, qui représente le courant de base (ib) traverse l'enroulement N b et la résistance Rb pour aller-vers la base. Le courant de collec teur i traverse l'enroulement Nc pour aller à la terre. c Contre les électrodes de base et d'émetteur existe une tension Vbe. On suppose que cette quantité Vbe est constante dans le transistor dans le sens de polarisation directe et reste constante jusqutà la disparition de toute charge stockée. Selon la loi de Faraday, la tension induite dans l'enroulement secondaire doit être égale à la chute de tension dans le circuit de base externe Nb #1 = ib Rb + Vbe (5) La quantité R b est normalement très faible et vaut zéro dans le circuit pratique présent. Pour simplifier encore l'analyse, on suppose que le flux principal (0m) et le courant de collecteur (ic) sont des fonctions linéaires du temps où L est l'inductance de l'enroulement primaire et N le nom p p bre de spires de cet enroulement. Ces hypothèses se justifient si l'on considère les formes d'ondes du courant de collecteur. Si l'on combine les équations précédentes, on peut écrire une équation différentielle qui exprime le flux (ss1) dans la branche située entre les ouvertures La résolution de cette expression par la transformation de Laplace donne l'expression suivante Relation (8) En tirant i b des équations (1) et (4) On utilise l'expression (6) pour éliminer Si l'on suppose d'après (6) que ic (t) = - t ctest-à-dire p que i (t) est une fonction linéaire du temps pendant toute la c période de conduction, on peut éliminer ic :: En substituant B1 dans l'expression (8) et en simplifiant on obti Si l'on suppose que la constante de temps de base vaut plusieurs fois la constante de temps nécessaire pour saturer la ferrite et bloquer le transistor, on peut encore simplifier l'expression Les termes de l'expression (14) ont plusieurs conséquences. La quantité entre crochets est multipliée par t, ce qui montre que i dépend du temps. Le premier terme dans le i? crochet correspond au transformateur. de courant et 20, de la tension B+ et de l'inductance de l'enroulement primaire principal à ib.Le deuxième terme de l'expression 14 contient le terme #N en numérateur qui vaut initialement zéro, si l'on suppose une symétrie géométrique et une non-saturation. Le dernier terme est un terme de générateur de courant virtuel qui traduit la présence de la jonction de transistor. Le deuxième terme prend des valeurs différentes de zéro lorsque les branches 40, 44 se saturent et permet d'inverser le si gnal de commande de base puisque la quantité N peut prendre des valeurs fortement négatives. Les équations mathématiques montrent que l'on obtient une disposition de flux neutre en plaçant l'ouverture la plus grande 37 et la plus petite ouverture 36 le long de l'axe central de la branche de façon à ce que les reluctances des branches situées au-dessus et en dessous de chaque ouverture soient égales, tandis que les reluctances correspondant à la plus grande ouverture sont supérieures aux reluctances correspondant à la plus petite ouverture. Les équations traduisent l'idée plus générale que les produits diagonaux des reluctances doivent être égaux (R41 x R43 = R40 X R44). Cela implique qu'il n'y a pas de perte immédiate d'isolation si les ouvertures sont décalées par rapport à l'axe central tant que les centres des ouvertures restent sur une ligne parallèle à cet axe central.Le matériau du noyau cependant n'est pas parfaitement linéaire et tend à créer un déséquilibre dans les relations. à mesure que ce décalage augmente. La reluctance aux coins des circuits externe et interne se trouve modifiée, en partie parce que le circuit externe a une longueur plus grande que le circuit interne. Le flux a tendance à ne pas pénétrer dans le coin externe et chaque ligne de flux tourne avec un rayon important. L'effet composé neutralise légèrement l'ouverture du coin si l'on suppose les coins interne et externe rectangulaires. D'une manière générale, lorsque l'on recherche des matériaux de poids et des coûts minimum, il est souhaitable de placer les ouvertures de façon à ce que les reluctances soient à peu près égales au niveau de chaque ouverture. La distance entre ouvertures doit normalement être supérieure à celle qui sépare les branches latérales de façon à éviter la saturation dans la région centrale qui tend également à rendre inefficace le matériau du noyau; Dans l'application prati que décrite ici, on évite normalement la saturation au centre en prenant une section plus grande (par exemple 4,82 mm par rapport à 4,06 mm et par rapport à 3,55 mm). La distance entre ouvertures doit être normalement inférieure à deux fois la largeur du noyau (9,65 mm dans le cas présent) étant donné que cela permet d'avoir deux tores complets de reluctance minimum autour de chaque ouverture. Des distances plus grandes entre les ouvertures peuvent affecter la neutralité de l'enroulement de commande par rapport aux valeurs du flux principal. Bien que l'on ait utilisé la configuration à double ouverture dans le cas d'un convertisseur à transistor unique, on peut également l'utiliser dans un convertisseur qui comprend deux transistors qui conduisent alternativement comme sur la Figure 6. Sur la Figure 6, les transistors 51 et 52 sont les transistors de commutation principaux et le transistor 53 est un transistor de démarrage. Le transformateur de puissance 54 possède un enroulement primaire à prise centrale et un enroulement secondaire principal relié à la charge représentée sous la forme d'une lampe à décharge dans les gaz 55. Le noyau du transformateur 54 est court-circuité comme le montre la Figure, et possède deux paires d'ouvertures doubles, une paire sur le côté droit supérieur du noyau et l'autre paire sur le côté droit inférieur du noyau si l'on utilise les orientations de la Figure 2. Le transformateur possède une paire d'enroulements de contre-réaction de tension 57 et 58 reliés chacun en série avec une petite résistance aux bornes des jonctions d'entrée des transistors de commutation.Des paires d'enroulements de réaction de courant 59, 60 et 61, 62 sont associés à la double ouverture. Les enroulements primaires des enroulements de réaction de courant sont reliés en série avec les moitiés respectives du primaire du transformateur à prise centrale et les émetteurs des transistors de puissance correspondants. Ce branchement oblige le courant primaire à traverser les enroulements de réaction primaires 59 et 61. Les deuxièmes enroulements de réaction de courant 60 et 62 couplés inductivement respectivement aux enroulements de commande 59 et 61 sont branchés chacun à une résistance en série entre les émetteurs et les bases des transistors de commutation respectifs.Une fois l'oscillation établie, la réaction de tension et de courant crée une séquence de commutation alternative et le signal de commande de courant appliqué à chaque transistor de commutation favorise d'abord la conduction puis interdit cette conduction comme précédemment. Le circuit de la Figure 6 commence à osciller sous l'action d'une impulsion de démarrage engendrée par un circuit qui comprend un transistor 53, les résistances et les condensateurs correspondants, et les enroulements 63 et 64 associés à une paire d'ouvertures. L'impulsion de démarrage apparaît dans l'enroulement 64 et se trouve couplée à l'enroulement de réaction de courant dans la même paire d'ouvertures. I1 en résulte que les transistors de commutation appropriés (51 ou 52) commencent à conduire. La saturation sélective des domaines magnétiques (comme on l'a expliqué précédemment) détermine la longueur de l'intervalle de conduction. Le blocage induit un courant de même intensité mais de sens contraire dans l'autre moitié du primaire.Ce courant circule partiellement dans les diodes de retour reliées chacune entre une borne primaire externe et le collecteur de l'un des transistors de commutation. Les courants de sens contraire restants servent à injecter des charges dans la base et provoquent une conduction de sens contraire de la base vers le collecteur. Le potentiel de base tombe rapidement en dessous de celui du collecteur et le transistor conduit normalement, ce qui établit les conditions pour des conductions alternées et répétées. Pendant chaque période de conduction, le courant de base dû à la réaction de courant assure la saturation du transistor. Dans le cas de certaines charges, (charges résistives), les conditions de commutation sont assurées sans l'utilisation de diodes de retour. Le courant réactif destiné à ces charges peut traverser sans dommage les jonctions collecteur-base. La réaction de tension délivrée par les enroulements 57 et 58 assure le fonctionnement du convertisseur en l'absence de charge. I1 est possible d'obtenir un fonctionnement sans charge par d'autres moyens tels qu'en utilisant un courant magnétisant de forte intensité mais il est préférable d'utiliser la réaction de tension car elle permet d'avoir un courant minimum dans le transistor. Le circuit représenté peut s'utiliser avec un certain nombre de charges y = compris les lampes fluorescentes. Si on l'utilise avec une source de lumière à décharge dans les gaz, on doit réaliser un dispositif capable de fournir une haute tension de démarrage. Les circuits d'alimentation de convertisseurs à un ou à deux transistors que l'on vient de décrire ont tous les deux d'excellents rendements.Les convertisseurs connus fonctionnent avec des pertes de 6 à 8 %. L'utilisation de noyaux à deux ouvertures dans lesquels la commande est rendue optimale permet de réduire encore les pertes du système de 1 à 3 %. Comme les pertes du transistor représentent environ un tiers des pertes nettes du système1 la réduction des pertes du transistor peut dépasser 50 %, ce qui réduit considérablement les dissipations internes. Le mécanisme de commande de transistor du nouveau transformateur selon la présente invention permet une dissipation totale du circuit inférieure à celle que l'on a dans certains des circuits sensibles aux états magnétiques déjà cités. Lorsqu'une jonction d'entrée de transistor devient la charge de l'enroulement de commande dans la présente réalisation à double ouverture, on peut relier directement la jonction d'entrée à l'enroulement de commande sans ajouter de résistance chutrice en série pour protéger la jonction d'entrée pendant le blocage et établir l'intensité du courant inverse. Dans les circuits reliés au transformateur selon la présente invention il n'est pas nécessaire, pour protéger la jonction, de monter une résistance source de pertes. Dans les modes de'fonctionne- ment qui favorisent ou qui interdisent la conduction, et jusqu'au blocage du transistor, le générateur électrique virtuel qui agit à travers le deuxième enroulement de commande 20 (Fig.l) reste une source de courant incapable de délivrer une pointe de tension inverse à la jonction d'entrée du transistor. Une fois la première branche (44) saturée, ce qui réduit le signal de commande directe, le deuxième enroulement de commande continue à fonctionner en transformateur de courant. Dans cet état, le couplage entre l'enroulement de commande 20 et l'enroulement de commande primaire persiste même réduit et le couplage entre l'enroulement de commande et le flux principal se trouve influencé par l'existence de deux circuits alternés pour le flux principal. I1 n'y a pas de couplage important entre un des circuits du flux 40 et le deuxième enroulement de commande alors qu'il existe un couplage important entre un autre circuit 42 et ce deuxième enroulement. Le circuit non couplé 40 court-circuite le circuit 42 et crée un autre circuit à faible reluctance de sorte que le flux principal n'est pas obligé de pénétrer dans la branche 42.On évite ainsi le fonctionnement en transformateur avec la "pointe" de tension tel que mentionné précédemment. En outre, le flux qui traverse la branche 42 reste sensible à la charge et se trouve affecté par la présence de la jonction d'entrée qui fonctionne en générateur et maintient le taux de variation existant du flux dans la branche et interdit la pénétration du flux principal inversé. Comme la ferrite de la branche 40 possède une pente résiduelle dans sa caractéristique B/H, l'impédance de charge reste importante à la jonction d'entrée par rapport à la faible résistance interne de cette jonction.Par conséquent, l'autre circuit de flux que fournit la branche 40 reste disponible pour le flux principal (qui tend même à l'emprunter) et le transformateur continue à fonctionner en source de courant jusqu'à ce que le signal de commande négatif ait élimine toute charge stockée dans la jonction d'entrée du transistor et que le transistor se bloque. Lorsque le transistor est bloqué, le flux principal peut alors pénétrer dans la branche 42. Le flux principal engendre alors une tension inverse avec un courant négligeable aux bornes de la jonction d'entrée.Si le "générateur électrique virtuel" était devenu une source de tension avant le blocage du transistor, il aurait alors fallu, pour protéger le transistor pendant le blocage, monter une résistance en série qui représente une chute de tension de plusieurs volts et qui multiplie la dissipation du circuit par un certain coefficient par rapport aux pertes réelles de la jonction de base. Ce circuit permet donc d'économiser encore plus de puissance que ne le permet le fonctionnement efficace du commutateur à transistor seul. Bien que la présente invention puisse s'appliquer à divers matériaux en ferrite, les matériaux désignés par "ferrites douces" se révèlent plus satisfaisants. Le matériau Stack pole 24 B est un matériau de cette classe qui peut convenir. Ce matériau possède une pente plus forte et une courbure importante pour des valeurs plus faibles de "B", mais à mesure que B augmente, il conserve à la fois une courbure ainsi qu'une pente absolue, bien que réduite. Cette caractéristique facilite la propriété de la jonction d'entrée du transistor de maintenir le fonctionnement en générateur de courant et évite un fonctionnement prématuré en générateur de tension. Lorsque la deuxième branche 40 se sature sous l'action du flux principal croissant, ce qui signifie une diminution continue de la pente de la caractéristique B/H, les deux termes dépendantsde la reluctance de l'expression (14) (qui définit le signal de commande de courant de base) deviennent fortement négatifs. Cela laisse entendre que le signal de commande de base s'annule en un certain point de la partie en pente de la caractéristique B/H et qu'au delà de ce point, le signal de commande de base devient négatif conformément à ce que l'on observe. Pour obtenir une réaction initiale efficace, on suppose que dans l'expression (14) la courbe B/H possède une certaine pente.Pour la contre-réaction finale, la pente doit varier suffisamment pour que les deux termes dépendants de la reluctance augmentent jusqu'à ce que l'expression entière devienne négative, ce qui correspond à une inversion du signal de commande. Ce changement voulu du signal de commande de réaction en contre-réaction peut donc s'effectuer quelle que soit la façon dont la courbe B/H passe d'une pente plus forte à une pente plus faible. Cependant, comme on l'a vu précédemment, le fonctionnement souhaité en transformateur de courant se trouve facilité si l'on suppose que la courbe B/H conserve une pente appréciable et ne présente pas une charge nulle à la jonction d'entrée du transistor pendant la période où elle est ellemême source d'énergie.L'observation de la constante de la tension Veb montre que les ferrites douces possèdent les ca ractéristiques B/H nécessaires à un blocage sùr et efficace des transistors de puissance classiques de type à jonction. On utilise habituellement dans les circuits à hautes performances une résistance d'amortissement (35, Fig.1) qui amortit toute oscillation qui peut se produire pendant la commutation et qui évite tout redéclenchement accidentel du transistor. La résistance qui est reliée en dérivation à la jonction de base empêche l'énergie haute fréquence couplée à la base par la capacité collecteur-base de provoquer un phénomène d'injection. On peut choisir la résistance de façon à ce que la dissipation qu'elle crée soit faible par rapport à la dissipation de la jonction de base et n'altère pas le rendement du circuit. Les circuits de transformateur à transistor du type précédemment décrit présentent une meilleure stabilité de la puissance par rapport à la température. Cela est exact à la fois dans la configuration à déclenchement et dans la configuration à auto-oscillation. Le transistor de jonction et la ferrite du noyau sont chacun exposés aux mêmes températures dans le cas de conditionnements classiques. Cette proximité provient du désir d'avoir un ensemble de dimension totale minimum et dans une certaine mesure de la nécessité de réduire les interférences électromagnétiques qui augmentent lorsque la longueur des fils et la distance entre les composants augmentent. Lorsque la température augmente, le "B max" de la ferrite diminue, ce qui réduit le domaine volt-temps de chaque période de conduction. Par conséquent, dans le cas d'une température croissante et d'une tension d'alimentation fixe, l'action de la ferrite tend à réduire chaque période de conduction. La tension sous laquelle l'enroulement de commande fonctionne, est celle d'une jonction de diode qui diminue avec la température, ce qui tend à augmenter chaque période de conduction. Ces deux effets sont à peu près dans le rapport de 3 à 2 avec un effet prépondérant de la ferrite et améliorent la stabilité de puissance dans le rapport 3 à 1. Bien que l'on ait décrit ce transformateur dans le cas d'une utilisation avec deux types de convertisseurs statiques, il s'utilise également avec des oscillateurs de blocage et d'autres types de convertisseurs statiques. REVENDICATIONS 1. Transformateur caractérisé en ce qu'il comprend en combinaison : (1) un noyau en matériau magnétique (15)- sensiblement linéaire comportant un circuit magnétique fermé, deux ouvertures (36, 37) réalisées en un emplacement prédéterminé du noyau, l'une d'elles suivant l'autre le long du circuit magnétique, une ouverture divisant le circuit magnétique en une première et une deuxième branches (40, 41), et la deuxième ouverture divisant le circuit magnétique en une troisième et une quatrième branches (43, 44), une cinquième branche (42) étant formée entre les ouvertures, la première et la quatrième branches formant une première paire diagonale de branches et la deuxième et la troisième branches formant une deuxième paire diagonale de branches (2) un enroulement primaire (16) qui entoure le circuit magnétique de façon à engendrer un flux principal dans le noyau lorsqu'il est traversé par un courant ;; (3) un premier enroulement de commande (19) qui entoure la cinquième branche de façon à engendrer un flux de circulation lorsqu'il est parcouru par un courant, ce flux formant deux boucles qui tournent en sens contraire autour des ouvertures, les flux de ces deux boucles s'ajoutant dans la cinquième branche, le flux de l'une des boucles s'ajoutant au flux principal dans l'une des paires diagonales de branches et se retranchant à ce flux principal dans l'autre paire diagonale agonale de branches, ce qui prédispose une branche de la première paire diagonale à se saturer en premier lorsque le courant fourni augmente , et (4) un deuxième enroulement de commande (20) qui entoure la cinquième branche de façon à délivrer une quantité électrique dont le signe s'inverse en fonction de l'état ma gnétique du noyau. 2. Transformateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les ouvertures sont disposées en série le long du circuit magnétique de façon à ce que la cinquième branche soit orthogonale par rapport au flux principal afin de réduire la tendance du flux principal à pénétrer dans la cinquième branche et à se coupler au deuxième enroulement de commande. 3. Transformateur selon. la revendication 1, caractérisé en ce que le produit des reluctances de la première paire diagonale de branches est égal au produit des reluctances de la deuxième paire diagonale de branches afin de réduire la tendance du flux principal à se coupler au deuxième enroulement de commande. 4. Transformateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les reluctances des première et deuxième branches sont égales et que les reluctances des troisième et quatrième branches sont égales. 5. Transformateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que les reluctances des première et deuxième branches sont supérieures aux reluctances des troisième et quatrième branches, ce qui prédispose la première branche à se saturer en premier et la quatrième branche à se saturer en second. 6. Transformateur selon la revendication 5, caractérise en ce que la première ouverture possède un plus grand diamètre que la deuxième ouverture. 7. Transformateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que la reluctance de la cinquième branche est inférieure à celles des autres branches pour interdire sa saturation avant celle de la première et de la quatrième branches. 8. Transformateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier et le deuxième enroulements de commande possèdent quelques spires et se trouvent fortement couplés en l'absence de saturation sélective afin de réaliser un fonctionnement en transformateur de courant. 9. Transformateur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le premier enroulement de commande est couplé au maximum par le noyau au deuxième enroulement de commande en l'absence de saturation, ce couplage diminuant à mesure que chaque branche se sature. 10. Dispositif en combinaison avec le transformateur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il délivre des courants alternatifs synchrones à l'enroulement primaire et au premier enroulement de commande de façon à ce que le flux principal et le flux de circulation s'ajoutent dans la première paire diagonale de branches et se retranchent dans la deuxième paire diagonale de branches, ce qui oblige la première paire diagonale de branches à se saturer en premier lorsque le courant fourni augmente. 11. Combinaison selon la revendication 10, caractérisée en ce qu'elle comprend en outre une charge résistive reliée au deuxième enroulement de commande, et en ce que la saturation de la première paire diagonale de branches tend à obliger le flux principal à pénétrer dans la cinquième région et à inverser lapolarité de la quantité électrique couplée à la charge résistive. 12. Combinaison selon la revendication 10, caractérisée en ce qu'elle comprend un dispositif de commutation à transistor à jonction destiné à fournir un courant alternatif à l'enroulement primaire et au premier enroulement de commande, ce dispositif possédant une charge stockée importante et un dispositif destiné à relier le deuxième enroulement de commande à la jonction d'entrée du transistor de façon à fournir un courant au dispositif de commutation de sens tel qu'il favorise la conduction normale en l'absence de saturation et interdit la conduction du transistor lorsque la saturation se produit. 13. Combinaison selon la revendication 12, caractérisée en ce que le matériau du noyau de transformateur possède un B max qui diminue lorsque la température augmente, ce qui tend à réduire la surface volt-temps de chaque période de conduction tandis que la tension de la jonction d'entrée du transistor à laquelle se trouve relié l'enroulement de commande du transformateur diminue lorsque la température augmente de façon à augmenter chaque période de conduction, cette connexion réduisant llinfluence de la température sur la puissance de sortie. 14. Combinaison selon la revendication 12, caractérisée en ce que le dispositif de couplage relie le deuxième enroulement de commande directement à la jonction d'entrée de façon à former un circuit en série de faible résistance qui réduit les dissipations du circuit1 ce deuxième enroulement de commande ne fonctionnant pas en source de tension jusqu'à ce que le transistor devienne non-conducteur. 15. Combinaison selon la revendication 14, caractérisée en ce que les reluctances des première et deuxième branches sont sensiblement égales et en ce que les reluctances des troisième et quatrième branches sont égales, en ce que la jonction d'entrée maintient une chute de tension constante aux bornes du deuxième enroulement de commande et un taux de variation constant du flux dans la cinquième branche tant que le transistor conduit, la saturation de la première paire de branches augmentant la reluctance qui relie le deuxième enroulement de commande au premier enroulement de commande et provoque une inversion de polarité du courant fourni jusqu'à ce que la charge soit éliminée du dispositif de commutation et que la conduction soit arrêtée. 16. Combinaison selon la revendication 15, caractérisée en ce que les reluctances des première et deuxième branches sont supérieures aux reluctances des troisième et qua trième branches, ce qui prédispose la première branche à se saturer en premier et la quatrième branche à se saturer en second, la saturation de la première branche augmentant la reluctance qui couple le deuxième enroulement de commande au premier enroulement de commande et réduit le taux d'augmentation du courant appliqué, la saturation de cette quatrième branche provoquant une inversion dans la pente du courant appliqué et une inversion du courant, ces inversions persistant jusqu'à ce que la charge stockée soit éliminée du dispositif de commutation et que la conduction soit terminée. 17. Transformateur caractérisé en ce qu'il comprend (1) un noyau en matériau magnétique (15) sensiblement linéaire formant un circuit magnétique fermé, ce noyau comportant une première paire d'ouvertures (36, 37) en une région prédéterminée, et une deuxième paire d'ouvertures (38, 39) en une deuxième région prédéterminée, une ouverture de chaque paire divisant le circuit magnétique en une première et une deuxième branches (40, 41) et l'autre ouverture de la paire divisant la paire magnétique en une troisième et une quatrième branches(43, 44), une cinquième branche (42) étant formée entre les ouvertures, la première et la quatrième branches formant une première paire diagonale de branches et la deuxième et la troisième branches formant une deuxième paire diagonale de branches, de façon à former un ensemble de cinq branches dans chaque région ;; (2) une paire d'enroulements primaires (16, 17) qui entourent le circuit magnétique pour engendrer un flux principal dans le noyau lorsqu'il sont parcourus par un courant (3) une paire de premiers enroulements de commande (19, 21) qui entourent chacun la cinquième branche de chaque région pour engendrer, lorsqu'ils sont alimentés, un flux de circulation qui forme deux boucles tournant en sens contraire autour des ouvertures, les flux des deux boucles s'ajoutant dans la cinquième branche, le flux de la première boucle s'ajoutant au flux principal dans la première paire diagonale de branches et se retranchant dans l'autre paire diagonale de branches, ce qui prédispose une branche de la paire diagonale à se saturer en premier lorsque le courant augmente (4) une paire de deuxième enroulements de commande (20, 22) qui entourent chacun la cinquième branche de cette région de façon à engendrer une quantité électrique dont le signe s'inverse en fonction de l'état magnétique du noyau. 18. Transformateur selon la revendication 17, carac térisé en ce que les ouvertures de chaque paire sont disposées en série le long du circuit magnétique de façon à ce que la cinquième branche soit orthogonale au flux principal, ce qui réduit la tendance du flux principal à pénétrer dans la cinquième branche et à se coupler au deuxième enroulement de commande.