Brevet FR2458967A1 — publié le 19810102

La présente invention se rapporte aux dispositifs d'alimen- tation à découpage régulés contre les variations de tension d'en- trée et de puissance de sortie et qui permettent d'obtenir par hachage d'une tension continue d'entrée une tension de sortie régulée en amplitude en dépit des variations séparées ou conjointes de cette tension d'entrée et de la puissance de sortie. La tech- nique du découpage permet de limiter les pertes à un strict minimum. On économise ainsi une énergie importante, ce qui est précieux dans des applications telles que, par exemple, l'ali- mentation des téléviseurs. De telles alimentations sont connues et ont été décrites notamment dans la demande de brevet français No 76.08 933 déposée par la demanderesse le 26 Mars 1976 sous le titre: "Alimentation à découpage avec régulation de tension". On a représenté sur la figure 1, le schéma très simplifié d'une telle alimentation. Entre les bornes + et - d'une source de tension continue, sont mises en série une inductance L et un transistor hacheur T. Un générateur de commande 101 connecté à la base du transistor T permet de bloquer ou de saturer celui-ci de manière cyclique. Lorsque le transistor T est saturé, le point commun à l'inductance L et au collecteur du transistor T est porté au potentiel négatif de la source d'alimentation et le courant traverse cette inductance L depuis le pôle + jusqu'au pôle - . Lorsque le transistor se bloque, la tension aux bornes de l'inductance L s'inverse et une diode D reliée par son anode au point commun entre l'inductance L et le transistor T permet de redresser la tension qui'apparaît alors aux bornes de l'in- ductance. Cette tension redressée sert à charger un condensateur de filtrage C connecté entre la cathode de la diode D et l'autre borne de l'inductance L. La tension ainsi redressée,présente aux bornes du condensateur C, permet d'alimenter une charge symbo- lisée sur la figure par une résistance R. Le générateur de com- mande 101 permet de commander la base du transistor T de telle manière que la tension aux bornes du condensateur C soit cons- tante en dépit des variations de la tension d'alimentation et des variations de la résistance R. On sait actuellement réaliser une telle alimentation pour la faire fonctionner de deux manières différentes: Pour un premier mode de fonctionnement, dit à décharge complète de l'inductance, on a représenté sur la figure 2 le courant I dans le collecteur du transistor, le courant I dans la diode D, et le courant I dans l'inductance L pendant une période complète de commande du transistor T par le géné- rateur 101. A l'instant t on sature le transistor T qui était préala- blement bloqué. Le courant IL dans l'inductance se met alors à croître linéairement en partant d'une valeur nulle et par con- séquent le courant I dans le collecteur du transistor fait de même, La diode D est alors bloquée. A l'instant t,1 on bloque le transistor, et par conséquent la tension aux bornes de l'inductance s'inverse. La diode D entre alors en conduction et le courant dans l'inductance décroît de manière linéaire jusqu'à s'annuler à un instant t Le courant qui traverse cette inductance est égal alors à celui qui traverse la diode D. A l'instant t2 le courant dans l'inductance et dans la diode D s'annule, et cette dernière se bloque. Le système reste alors en repos avec un courant dans l'inductance nul jusqu'à l'instant t correspondant 3 la période ultérieure o le tran- sistor est de nouveau saturé. Dans ce mode de fonctionnement toute l'énergie stockée dans l'inductance entre les instants t et t est transférée au circuit de sortie RC entre les instants t1 et t2 ce qui justifie l'appellation de mode en décharge complète de l'induc- tance. Pour une puissance de sortie déterminée et une tension minimale de la source de courant continue, la valeur de l'in- ductance ne peut être supérieure à une valeur maximale pour que la décharge soit complète. La régulation vis-à-vis du secteur et de la puissance demandée en sortie est assurée par une variation du temps de conduction du transistor entre t et t o Dans un deuxieme mode de fonctionnement d'une telle alimen- tation, dit à décharge incomplète de l'inductance, on remet en conduction le transistor T avant que l'énergie stockée dans l'inductance soit complètement transférée dans le circuit d'uti- lisation. Les courants dans les éléments du dispositif sont représentés sur la figure 3 de manière corrélative à la figure 2. On remarque sur cette figure 3 qu'à l'instant de la remise en conduction, c'est-à-dire à l'instant t2, le courant I. dans l'inductance n'est plus nul et donc que les instants t2 et t3 sont confondus. Dans ce mode de fonctionnement, la régulation vis-à-vis des variations de tension de la source continue dont on part est essentiellement assurée par la variation de temps de con- duction du transistor entre les instants t0 et t1. La régulation par rapport à la puissance absorbée dans la charge R est elle assurée uniquement par une variation du courant résiduel IOn Pour une puissance de sortie déterminée, et pour une ten- sion de la source continue maximale, la valeur de l'inductance L doit être supérieure à une valeur minimale pour que sa décharge reste incomplète. Les circuits des générateurs de commande actuellement utilisés dans les alimentations connues ne permet- tent pas de passer du mode de fonctionnement en décharge complète au mode de fonctionnement en décharge incomplète selon les variations de tension de la source continue et les variations de puissance absorbées dans la charge. En effet, quand on cher- che à décrire une large plage de tension et de puissance, l'ali- mentation tend spontanément à passer du mode en décharge com- plète au mode en décharge incomplète, mais elle présente à ce moment des irrégularités de fonctionnement qui nuisent gravement à la stabilité de la tension régulée fournie et à la fiabilité du dispositif en raison de l'augmentation des pertes qui se traduit par un échauffement excessif. L'objet de l'invention est un dispositif d'alimentation à découpage régulé contre les variations de tension d'entrée et de puissance de sortie, du type comprenant une source de tension continue alimentant en série un primaire de transfor- mateur un transistor hacheur et une résistance de mesure, un circuit de commande permettant d'appliquer sur la base du tran- sistor hacheur des impulsions récurrentes de déblocage, un premier secondaire de transformateur permettant de délivrer une première tension destinée à mesurer la valeur de la tension de sortie de l'alimentation, des moyens permettant de délivrer une deuxième tension de valeur déterminée, des moyens permet- tant de comparer la première et la deuxième tension et de déli- vrer en fonction de cette comparaison une tension de référence, des moyens permettant de déterminer la différence entre cette tension de référence et une tension de mesure apparaissant aux bornes de la résistance de mesure pendant le déblocage du transistor et de délivrer un signal de blocage pour une valeur déterminée de cette différence,et un interrupteur permettant sous l'action de ce signal de blocage de court- circuiter la base du transistor hacheur pour le rebloquer, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens permettant de mesurer la durée de conduction du transistor hacheur et de modifier la tension de référence en fonction de cette mesure pour maintenir constante cette durée d'un cycle à l'autre pour chaque couple de valeurs déterminées de la tensiond'entrée et de la puissance de sortie; le dispositif pouvant ainsi passer du mode de fonctionnement en décharge complète du transformateur au mode de fonctionnement en décharge incomplète de celui-ci en conservant une fréquence fixe de fonctionnement. D'autres particularités et avantages de l'invention appa- raîtront clairement dans la description suivante présentée à titre d'exemple non limitatif et faite en regard des figures annexées suivantes - la figure 1,qui représente le schéma de principe d'une alimentation à découpage; - les figures 2 et 3, qui représentent les diagrammes des courants dans deux modes de fonctionnement distincts de l'ali- mentation représentêêen figure 1; - la figure 4, qui représente le schéma plus détaillé d'une alimentation à découpage; 2458967 - les figures 5 et 6, qui représentent des diagrammes de tension et de courant dans l'alimentation de la figure 4; - la figure 7, qui représente le schéma de la figure 4 modifié selon l'invention; - les figures 8 et 9, qui représentent des diagrammes de tension dans l'alimentation de la figure 7; - les figures 10 et 11, qui représentent deux modes de réalisation d'une alimentation à découpage selon l'invention; - la figure 12, qui représente le mode de réalisation de l'organe 46 des figures Il et 10; et - la figure 13, qui représente un diagramme des courants dans divers modes de fonctionnement d'une alimentation selon l'invention. Le schéma simplifié de la figure 1 ne donne pas de détails sur les organes de régulation. Dans le schéma plus détaillé de la figure 4, on retrouve en série entre les bornes + et - d'une source de tension continue un enroulement LP mis en série avec un transistor T. Un circuit de commande 41 connecté à la base du transistor T assure les fonctions suivantes - il fixe la fréquence de fonctionnement du dispositif d'alimentation; - il assure au début de chaque période la mise en satura- tion an transistor T; - il maintient ce transistor saturé pendant tout le temps o un interrupteur 45 connecté entre la base du transistor T et le pôle négatif de l'alimentation reste ouvert; - il cesse d'alimenter la base de T lorsque l'interrupteur se ferme. Une source de tension 44 est connectée en série entre l'interrupteur 45 et la base de T avec son pôle négatif relié à cette base; elle permet d'assurer un blocage franc du tran- sistor T lorsque l'interrupteur 45 se ferme et que le dispositif de commande 41 cesse d'alimenter la base. Une résistance R0 de valeur faible est connectée en série entre l'émetteur du transistor T et le pôle négatif de la source 6 2458967 d'alimentation. Elle permet de mesurer le courant qui traverse l'enroulement LP1 en délivrant à ses bornes une tension dont la valeur est égale au produit de R0 par ce courant. Un comparateur de tension 43 dont l'une des entrées est reliée au pôle négatif de la source de tension continue, et l'autre entrée à l'émetteur du transistor T par l'intermédiaire d'un circuit qui sera décrit plus loin et qui délivre une ten- sion de référence Vr, permet de comparer la tension développée aux bornes de la résistance R0 à cette tension de référence Vr 0 r i: l0 Lorsque le courant qui traverse le bobinage LP1 atteint une valeur I maximum fonction de Vr, la tension aux bornes de i R0 atteint une valeur ROIM; le comparateur 43 bascule alors et commande la fermeture de l'interrupteur 45. *' Dans une réalisation courante, on réalise le comparateur 43 de manière à ce que ce basculement se produise lorsque la tension ROIM est égale à la tension Vr. Dans ce cas, la valeur de IM est donnée par la relation: i v T _ r M R0: Lorsque l'interrupteur 45 se ferme, le transistor T se bloque et l'énergie stockée dans l'enroulement LP1 est trans- férée par une diode D à un circuit de sortie comprenant un condensateur C et une résistance de charge R. S S Ia régulation se fait en coutrôlant l'instant de fonc- tionnement de l'interrupteur 45 par l'intermédiaire de la valeur de la tension de référence VR et de la tension développée aux bornes de Ro Pour cela, l'enroulement LP1 n'est pas une inductance simple mais constitue le primaire d'un transformateur comportant un deuxième enroulement LP2. Celui-ci est bobiné dans'un sens tel que, l'une de ses extrémités étant reliée à l'émetteur du transis- tor T, l'autre extrémité alimente une diode D2 qui est conduc- trice en même temps que la diode Ds. Cette diode D2 charge un condensateur C2 relié à l'émetteur du transistor R et compor- tant en parallèle une résistance de charge R2. Ce circuit R2C2 est tel que l'énergie qui y est dissipée est négligeable devant celle dissipée dans le circuit de sortie Rs Cs. La tension V2 développée aux bornes de la résistance R2 pendant la conduction de la diode D2 est ainsi proportionnelle à la tension de sortie Vs, et l'on a: V2 = K1 Vs Un amplificateur différentiel 42 dont l'une des entrées est reliée à la cathode de la diode D2 et l'autre entrée à l'émetteur du transistor T par l'intermédiaire d'une diode Zener Z, permet de comparer cette tension V2 à une tension fixe V0 fournie par la diode Zener Z. Cet amplificateur différen tiel délivre sur sa-sortie la tension de référence Vr, laquelle est alors une fonction de V0 et de V2. En prenant pour origine des potentiels l'émetteur du transistor T, la tension à l'autre extrémité de la résistance RO décroît lorsque le courant croit dans cette résistance. Pour que le comparateur 43 bascule dans les conditions définies plus haut, la tension Vr doit être négative, et pour que la régulation agisse effectivement il faut avoir: Vr = V1 + K2 (V2 -V) Dans cette expression V1 est négatif et fonction unique- ment de V0 et K2 positif. En regardant uniquement les valeurs moyennes de ces ten- sions lorsque V2 = VVO,Vs prend une valeur Vsl pour laquelle: V O si - Ki Lorsque Vs tend à augmenter, on voit apparaître une tension d'erreur V2 - V0 qui est amplifiée par l'amplificateur 42 ce qui fait diminuer en valeur absolue la tension Vr- Sous l'effet de cette diminution, le temps de conduction t1 se raccourcit ce qui diminue IM et tend à ramener VS à sa valeur initiale Vsl. Un mécanisme de régulation analogue se pro- duit lorsque V tend à diminuer. S La valeur moyenne de V sera donc sensiblement égale à celle de Vsi avec une tension d'erreur V - Vs d'autant plus faible que K est plus grand. Cette analyse ne rend compte que de la stabilité à long terme de la tension de sortie et ne permet pas de prendre en compte les fluctuations de celle-ci au niveau de la périodicité du découpage. Les principaux courants et tensions nécessaires pour étudier cette régulation pendant la durée d'une période sont représentés sur la figure 5. On remarque notamment que la tension de sortie Vs n'est pas rigoureusement constante mais présente des fluctuations autour de la valeur moyenne V pendant la durée d'un cycle sm de l'alimentation. On peut pendant un tel cycle diviser cette tension V en 2 périodes: s - tout d'abord une période de charge, allant de l'instant t1 à l'instant t11, suivie d'un début de décharge entre les -* instants t11 et t2. Cette période de charge et de début de décharge correspond à la conduction de la diode de sortie D s et au passage d'un courant décroissant I dans le condensa- cs teur de sortie Gs. - une deuxième période de décharge entre les instants t2 et t1 + T. Cette période correspond au moment o la diode Ds est bloqute et o 1 condensateur Cs se décharge dans la résis- tance de sortie Rs. La décharge du condensateur C2 dans la s résistance R2 reprpduit à un facteur multiplicatif près cette décharge de Cs et le circuit de régulation reçoit ainsi une image de la décharge de Cs. s Ainsi le circuit de régulation reçoit une information sur l'évolution de la tension de sortie V tout au long d'une pé- s riode du découpage et le condensateur Cs reçoit l'énergie stockée dans le bobinage LP1 pendant la première partie du cycle de la période et en cède une certaine quantité pendant la deuxième partie de cette période. Dans cette optique, le mécanisme de régulation est le suivant: Selon la valeur de l 'énergie fournie par le condensateur C S à la charge Rs durant un cycle, le circuit de régulation modifie l'énergie accumulée dans le bobinage LP1 pendant le cycle suivant en modifiant l'instant d'ouverture du transistor T afin de com- penser la décharge du condensateur C et de maintenir la valeur moyenne de la tension Vs constante. Dans le cas de la figure 5, l'alimentation fonctionne dans un mode de décharge complète du bobinage LP1 à chaque cycle et le circuit de régulation peut ainsi fonctionner correctement. En effet, comme il y a une plage de repos, le système peut modi- fier le temps de conduction du transistor, et donc la valeur crête du courant dans le bobinage, c'est-à-dire en fait l'éner- gie stockée, sans que le mode de fonctionnement de ce système change. Ceci se déroule tout aussi bien en fonction des modi- fications de la tension d'entrée qu'en fonction des modifications de la puissance dissipée en sortie. Lorsque, par suite du fonctionnement de cette régulation, on en arrive à ce que le temps de repos entre deux périodes successives soit nul, le fonctionnement tel que décrit plus haut change lorsque l'on passe dans le mode de décharge incomplète. En effet, la remise en conduction du transistor s'effectue pré- maturément avant que le bobinage LP1 soit entièrement déchargé dans le circuit de sortie et de ce fait le fonctionnement devient irrégulier d'un cycle à l'autre. En se référant au diagramme des principaux courants qui est représenté sur la figure 6, à l'instant to le transistor T est rendu conducteur par le circuit de commande alors que le courant ILP1 dans le bobinage LP1 est nul. Ce courant croît donc linéai- rement depuis cette valeur nulle jusque une première valeur IM qui est fixée par le circuit de régulation pour maintenir i la tension de sortie constante. Cette valeur IM est atteinte à l'instant t1. A cet instant t. le transistor se bloque sous la commande du circuit de régulation et la diode de sortie Ds se met à conduire. A partir de cet instant, le bobinage LP1 se décharge mais le temps nécessaire pour le décharger complè- tement est trop long par rapport à l'instant o le transistor est remis en conduction par le circuit de commande. Le transistor 2458-967 T se resature donc à l'instant t0 + T alors que le courant ILP a à ce moment une valeur I non nulle. Comme le transistor se o sature, la tension aux bornes de la diode Ds change de sens et i celle-ci se bloque; en même temps, le courant ILp recommence à croître linéairement, mais à partir d'une valeur de départ non nulle. Le circuit de régulation bloque de nouveau le tran- sistor T à l'instant t1,1 pour une valeur du courant dans le bobinage ILP1 égale à IM; IM étant très peu différente de IXi Le transistor T se bloque alors de nouveau et la diode Ds se r10 met à conduire. Comme la durée t (t + T)est plus petite ,1 o que la durée t1 - to, cette fois-ci le bobinage LP1 a le temps de se décharger complètement dans le circuit de sortie avant ". que le circuit de commande ne remette le transistor T en satura- tion. Le courant ILp revient à une valeur nulle et le système ! 15 reste au repos pendaAt un court intervalle de temps entre les moments t1 et t + 2T ce qui lui permet de repartir lors du cycle suivant à partir du même état qu'en to *j] La période de récurrence du système est donc 2 fois plus longue que dans le mode de décharge complète. Ceci revient à dire que la fréquence de fonctionnement du système est deux fois plus faible; de ce fait, le bobinage, qui fonctionne à une fré- quence inférieure de moitié à celle pour laquelle il est conçu, présente des pertes bien plus importantes d'o des risques d'é- chauffement et même de destruction. À Pour pouvoir fonctionner en décharge incomplète à la même fréquence qu'en déc4arge complète, on modifie le schéma de la figure 4 pour obtenir le schéma de la figure 7. Dans le schéma ainsi modifié, un enroulement supplémentaire LP3 est couplé magnétiquement à l'enroulement LP1. Il est réuni par une extré- mité à l'émetteur du transistor T et délivre ainsi sur son autre extrémité une tension VLP qui représente l'image de la tension aux bornes de LP1. Cette pension aux bornes de LP dépend elle- l' 1 même de la tension collecteur-émetteur du transistor T. Cette tension VLp est représentée sur la figure 8 par rapport au courant dans le traAsistor T, et on remarque que comme ce transistor T fonctionne entre les états saturés et bloqués la 11. 2458967 tension à ses bornes est rectangulaire. Les flancs des transi- tions entre les parties négatives et positives de la tension VLp permettent ainsi de définir avec précision les temps de conduc- 3 tion et de bloquage du transistor. A partir de cette tension VLp un circuit de correction 46 élabore une tension de correction V3 qui peut avoir une forme en dents de scie telle que représentée sur la figure 8, et dont la valeur maximale augmente si le temps de conduction du transistor diminue. Ainsi dans le cas o l'alimentation passe en mode de décharge incomplète sans correction, on constate que d'une période à la suivante la valeur crête de la tension V3 présente une variation A V. Cette variation caractérise la différence de temps de conduction entre ces deux périodes successives. En ajoutant cette tension V3 dans une proportion définie à la tension de référence V décrite plus haut et fournie par le r circuit de régulation, on peut ainsi contrôler en permanence le temps de conduction du transistor T. Si ce temps de conduction tend à augmenter, la tension V croît ce qui décale ainsi la tension de référence V r, et par un mécanisme de contre-réaction tend à limiter le temps de condction du transistor et donc le temps de charge du bobinage LP1. De manière inverse, si la durée de conduction du transistor tend à diminuer, V3 diminue et la tension de référence Vr tend à augmenter la durée de con- duction du transistor. Pour cela, on procède à une addition des tensions Vr et V3 dans un circuit 47 qui délivre la tension corrigée résultante au comparateur 43. Dans ces conditions, lorsque l'on passe du mode à décharge complète dans le mode à décharge incomplète, la fréquence de fonctionnement ne varie pas et le courant de repos I0 dans le bobinage LP1 prend une valeur non nulle constante ainsi que représentée sur la figure 9. On a représenté sur les figures 10 et 11, deux exemples concrets de réalisation d'alimentation à découpage selon l'in- vention. Le schéma de la figure 10 dérive de celui d'une alimen- tation décrite dans la demande de brevet français N 76.03 933 déposée le 26 Mars 1976 par la demanderesse sous le titre: "Alimentation à découpage avec régulation de tension". Le schéma de la figure Il dérive du schéma d'une alimenta- tion à découpage décrite dans la demande de brevet français N 79.01 642 déposée par la demanderesse le 23 Janvier 1979 sous le titre: "Alimentation à découpage régulée". Dans ces deux schémas, un bobinage primaire LP1 mis en série avec un transistor de découpage T et une résistance de mesure R0 est alimenté par une source de tension continue prise entre ses sorties + et -. Entre le collecteur du transis- tor T1 et le bobinage LP1 on trouve en série une cellule de protection composée d'une diode D1 en parallèle avec une résis- tance R1. Le circuit d'utilisation est séparé du bobinage primaire LP1 et comporte un bobinage secondaire LPs alimentant une diode D qui permet de charger un condensateur Cs sur lequel se trouve la charge R en parallèle. s Un deuxième circuit de protection comprenant un condensa- teur C1 en série avec une cellule parallèle composée d'une diode D5 et d'une résistance R est connecté entre le collecteur 5 et l'émetteur du transistor T Un oscillateur 41 connectéà la base du transistor T permet d'initialiser la mi3e en oriduction de celui-ci. Un troisième bobinage LP couplé au bobinage LP permet de délivrer une tension de réaction qui est appliquée à la base du transistor T1 et qui continue la mise en conduction initialisée par l'oscillateur 41. Un thyristor TH connecté entre la base du transistor T et le pôle négatif de la source de tension continue permet de court- circuiter cette base de manière 9bloquer le transistor T1 à l'instant désiré pour obtenir la régulation de la tension de sortie. Dans le schéma de la figure 10, le bobinage LP est relié à la base du transistor T1 par une diode D4 en série avec une résistance R4 et un générateur de tension continue 44 dont le pôle négatif est relié à cette base. L'anode du thyristor TH est reliée à la base du transistor T1 par l'intermédiaire de ce même générateur de tension 44. Dans le schéma de la figure Il par contre, le bobinage LP3 est relié à la base du transistor T1 par l'intermédiaire d'un interrupteur I en série avec un dipôle Z. L'anode du thyristor TH est reliée à la base du transistor T1 par l'inter- médiaire d'un générateur de tension continue 44 dont le pôle négatif est relié à cette base. Le système de régulation de tension est commun aux l0 deux schémas. Il comprend un transistor T2 jouant le rôle d'amplificateur différentiel. Le collecteur de ce transistor T2 est alimenté en courant continu par l'intermédiaire d'une résis--- tance R9 et d'une résistance R7 mises en série à partir d'un condensateur C3 chargé par une diode D3 alimentée par le bobi- nage LP3. Un quatrième enroulement LP2 couplé à LPs permet de mesurer la tension de sortie Vs. Pour cela il charge un condensateur C2 par une diode D2. La tension aux bornes de C2 est appliquée par l'intermédiaire d'un diviseur résistif formé par les résis- tances R et R sur la base du transistor T2. La tension V R 2 T2 V0 est obtenue par une diode Zener D6 alimentée à partir de l'émet- teur du transistor T1 par une résistance R6 et connectée de l'autre côté au point commun à la diode D2 et au condensateur C2. Cette diode D6 délivre la tension V0 qui est appliquée à l'émet- teur du transistor T2. Ainsi la tension sur le collecteur du transistor T2 sera une fonction de la différence entre la ten- sion V0 obtenue par la diode Zener D6 et une fraction de la tension Vs fournie par le pont R2-R3. La gâchette du thyristor TH est reliée d'une part au point milieu des résistances R7R9 et d'autre part à une résistance R8 elle-même connectée à l'émetteur du transistor TI. Ainsi le thyristor TH reçoit par l'intermédiaire de R8 entre sa gâchette et sa cathode la tension développée dans la résistance R0 par le courant qui passe dans le primaire LP1, et cette tension est comparée à la tension qui se développe au point commun entre les résistances R7 et R9 sous l'action du circuit de régulation. Le thyristor joue donc le rôle de comparateur entre la tension 141 2458967 de mesure du courant maximum et la tension de référence. Lors- que la différence de tension entre la cathode et la gâchette du thyristor dépasse la tension de déclenchement de celui-ci, il se déclenche et courtcircuite la base du transistor T ce qui bloque ce dernier. Ce thyristor joue donc à la fois le r5le du comparateur 43 et de l'interrupteur 45 des figures 4 et 7. Comme on le remarque, l'enroulement LP nécessaire pour mettre en oeuvre l'invention existe déjà dans un tel schéma et O10 c'est celui qui permet d'assurer la saturation du transistor après le déclenchement par l'oscillateur 41. pour obtenir la tension de correction V et l'ajouter à la tension de référence V on connecte un circuit de mise en forme 46 à l'extrémité r du bobinage LP3 connecté à la cathode de la diode D3. La ten- 3 3' * sion V obtenue par ce circuit 46 est ramenée sur le collecteur du transistor T2 ce qui réalise le mélange de V et de Vr. 2 3r yak Un exemple de réalisation du circuit'de mise en forme 46 est représenté sur la figure 12. La tension provenant de LP3 est intégrée dans une cellule d'intégration composée de la résistance RO et du condensateur C4. Comme la tension VLp est formée de signaux rectangulaires, cette intégration donne des signaux ayant sensiblement la forme de dents de scie comme représenté sur la figure 8. Cette tension est ensuite appliquée au collecteur du transistor T2 par l'intermédiaire d'une résis- tance R1 et d'un condensateur C5 La résistance Rl1 permet / ' en liaison avec la résistance R7, de régler les valeurs rela- tives de la tension V3 et de la tension Vr. Le condensateur C5 supprime la composante continue, ce qui permet de ne pas modifier le point de repos du transistor T2. Dans une réalisation concrète, on a pris pour valeur de RIO, 680 ohms; pour valeur de CI22 nanofarads; pour valeur de R11, 470 ohms.; et pour valeur de C5,0,1 microfarad. c., Une telle alimentation permettra de fournir à une charge variable une tension continue constante en dépit de larges variations de la tension de la source continue dont on part et de la puissance consommée dans la charge. Le courant dans le : /; bobinage primaire LP1 a été représenté sur la figure 13 pendant un peu plus d'une période pour un certain nombre de valeurs typiques de la tension de départ et de la puissance consommée. Dans les diagrammes de gauche, la tension de la source continue dont on part, c'est-à-dire en fait le plus souvent la tension du secteur redressé, est forte. En prenant une série de puis- sances consommées P1 à P4 croissantes on constate que dans ces conditions, la durée de conduction croît et que le courant I0 reste toujours nul. Dans la série de diagrammes de droite par contre, pour les mêmes valeurs P1 à P de la puissance consom- mée mais avec une tension de source faible on constate que la durée de conduction croît et que le courant I0 est tout d'abord nul puis se met à prendre une valeur de plus en plus importante à partir de la puissance P2. REVENDICATIONS 1. Dispositif d'alimentation à découpage régulé contre les variations de tension d'entrée et de puissance de sortie, du type comprenant une source de tension continue alimentant en série un primaire de transformateur un transistor hacheur et une résis- tance de mesure, un circuit de commande permettant d'appliquer sur la base du transistor hacheur des impulsions récurrentes de déblocage, un premier secondaire de transformateur permettant de délivrer une première tension destinée à mesurer la valeur de la tension de sortie de l'alimentation, des moyens permettant de délivrer une deuxième tension de valeur déterminée, des moyens-permettaht4d-e -comparer -la première et la deuxième tension et de délivrer en fonction de cette compa- raison une tension de référence, des moyens permettant de déter- miner la différence entre cette tension de référence et une tension de mesure apparaissant aux bornes de la résistance de mesure pendant le déblocage du transistor et de délivrer un -signal de blocage pour une valeur déterminée de cette différence, et un interrupteur permettant sous l'action de ce signal de blo- cage de court-circuiter la base du transistor hacheur pour le rebloquer, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens permettant de mesurer la durée de conduction du transistor hacheur et de modifier la tension de référence en fonction de cette mesure pour maintenir constante cette durée d'un cycle à l'autre pour chaque couple de valeurs déterminées de la tension d'entrée et de la puissance de sortie; le dispositif pouvant ainsi passer du mode de fonctionnement en décharge complète du transformateur au mode de fonctionnement en décharge incomplète de celui-ci en conservant une fréquence fixe de fonctionnement. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'interrupteur est un thyristor permettant également de comparer par son circuit gâchette-cathode la tension de référence et la tension de mesure. dûs. 3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que les moyens de mesure de la durée de conduction du transistor hacheur comprennent un deuxième secon- daire du transformateur permettant de délivrer une tension formée de créneaux rectangulaires dont la durée est égale à la durée de conduction du transistor hacheur. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le deuxième secondaire transformateur permet également de délivrer à la base du transistor hacheur après chaque impul- sion de déblocage une tension de réaction destinée à prolonger l'action de l'impulsion de déblocage. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 et 4, caractérisé en ce que les moyens de mesure de la durée de conduction du transistor hacheur comprennent en outre une cellule d'intégration permettant d'intégrer les créneaux rectangulaires formant la tension délivrée par le deuxième secondaire; la tension de crête de ces signaux intégrés mesurant la durée de conduction du transistor hacheur. 6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que la cellule d'intégration est suivie d'une résistance permettant de régler la contribution du signal intégré à la tension de référence et d'un condensateur permettant de supprimer la composante continue comprise dans le signal intégré. 7. Récepteur de télévision, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif d'alimentation selon l'une quelconque des revendica- tions 1 à 6.