Brevet FR2455403A1 — publié le 19801121

La présente invention est du domaine des transmissions synchrones de données par un canal de transmission à largeur de bande limitée et concern l'élimination des distorsions qui sont à l'origine des erreurs commises en réception sur l'estimation des symboles émis et qui limitent le débit binaire. H. & quist a montré que la vitesse de transmission à travers un réseau passe-bas idéal ne pouvait dépasser deux impulsions d'information par hertz de bande passante et que cette linite théorique pouvait être approchée par un canal de transmission se comportant globalement pour les impulsions dtinfo mat ion comme un filtre passe bas à coupure progressive et à caractéristique de phase linéaire. CBest pourquoi on est conduit, lorsque lson veut réaliser une transmission de données à débit binaire élevé, d une part à réduire la vitesse de transmission en remplaçant7 pour la transmission, les données binaires par des symboles multivalents et autre part à rapprocher les caractéristiques de la liaison effectuée pour la transmission de celle d'un filtre passe-bas à coupure progressive et à caractéristique de phase linéaire au moyen d'un filtrage de mise en forme, d'une éventuelle modulation et d'une correction des distorsions apportées dans la bande utile par la liaisor établie pour la transmission. Lés possibilités de correction des distorsions apportées dans la bande utile par la liaison établie pour la transmission dépendent de l'utilisation éventuelle d'une modulation et de la manière dont est effectué le remplaceme des données binaires par les symboles multivalents. En l'absence de modulation cette correction s'effectue sur les symbole: multivalents. En présence d'une modulation elle peut s'effectuer soit avant démodulation sur le signal reçu du canal de transmission soit après dénodulr sur les symboles multivalents reçus. Le train des données binaires à transmettre est remplacé soit par une suite de symboles réels multivalents de débit moindre soit par une suite de couples de symboles réels multivalents de débit moindre transmis simultanément sur deux voies indépendantes en quadratureLe premier cas se rencontr notamment dans les systèmes de transmission en bande de base ou à l'aide d'une modulation d'amplitude à bande latérale unique ou résiduelle, le deuxi cas dans les transmissions de données employant une modulation d'amplitude à deux porteuses en quadrature su similaire telle qu'une transmission par sauts de phase à quatre ou huit états ou une modulation combinée de phase et d'amplitude. Lorsque la correction est effectuée sur les symbole reçus, elle se fait, selon le cas sur une voie ou sur deux voies parallèles transmises en quadrature.Etant donné l'utilisation des deux voies en quadra il est possible de ramener l'étude du deuxième cas au premier en considérant un couple de symboles réels comme les parties réelle et imaginaire d'un symbole complexe et en remplaçant dans les calculs valables pour le premier cas les grandeurs réelles par des grandeurs complexes. Les distorsions apportées dans la bande utile sont constituées d'une part par les distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe du canal de transmission dont les caractéristiques sont à variations lentes= et d'autre part par les bruits de phase dont les caractéristiques sont plutôt à variations rapides. La correction des distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe du canal de transmission consiste à disposer un filtre présentant, dans la bande utile, des caractéristiques de transmission inverses de celles du canal de transmission de manière à obtenir dans cette bande une réponse globale plate en amplitude et linéaire en phase. Il est connu pour cela d'utiliser des égaliseurs linéaires autoadaptatifs ayant pour structure de base un filtre transversal à domaine de temps de K.E. Kalmann avec des coefficients asservis de manière à rendre minimale l'erreur entre les symboles reçus et leur valeur exacte ou leur estimation.Ces égaliseurs s'ajustent automatiquement -aux caractéristiques du canal de transmission pendant une période d'apprentissage où le train de données est remplacé par une séquence de test.connue en réception puis continuent à s'adapter au cours de la transmission des données aux variations lentes des caractéristiques du canal de transmission. L'un des égaliseurs linéaires autoadaptatifs du genre précité utilisé pour le traitement d'une voie unique, après une éventuelle démodulation, comporte un filtre transversal à domaine de temps dont la ligne à retard à prises intermédiaires a pour intervalle de temps unitaire le délai séparant deux symboles à l'émission et dont les coefficients sont ajustés constamment par des boucles d'asservissement tendant à rendre minimale l'erreur quadratique moyenne par un algorithme du gradient défini par une équation linéaire aux différences du premier ordre entre grandeurs réelles. L'égaliseur linéaire autoadaptatif précité, prévu pour une seule voie, a une version complexe prévue pour deux voies en quadrature. Cette version complexe s'en déduit par la correspondance complexe réel mentionnée antérieurement et peut se décomposer en quatre filtres transversaux à domaine de temps qui sont disposés en treillis, qui présentent deux à deux les mêmes jeux de coefficients et dont les sorties sont reliées deux à deux dans un cas par un soustracteur et dans l'autre par un additionneur. Les boucles d'asservissement qui tendent à rendre minimale terreur quadratique moyenne mettent en oeuvre un algorithme du gradient défini par la même équation linéaire aux différences du premier ordre mais entre grandeurs complexes. Cette version complexe de ltégaliseur linéaire autoadaptatif précité est également utilisée pour le traitement d'une voie unique à la place de la version de base à un filtre transversal. Pour ce faire on associe à la voie unique une voie en quadrature à laquelle on applique le transformé de Hilbert du signal de la voie unique. Les bruits de phase ont une importance relative qui croit avec le débit de transmission. Ils se rencontre notamment sur le réseau téléphonique à un niveau qui n'est pas gênant pour les conversations ou les transmissions de données à faible débit (1.200 bit/s) mais qui devient problématique pour les transmissions de donnes à grand débit (9.600 bitos). Ils peuvent présente: diverses composantes : - une dérive en fréquence provenant par exemple d'une modulation et d'une démodulation dont les porteuses ne sont pas verrouillées, - un écart de phase constant, - un écart de phase périodique à la fréquence du secteur ou de ses harmoniques qui se rencontre notamment lors de l'utilisation de câbles à courants porteurs - et un écart de phase aléatoire et basse fréquence par rapport à la largeur de bande du canal. Les bruits de phase peuvent être considérés comme provenant de variation des caractéristiques du canal de transmission. Nais, à l'exception de leurs composantes continue ou très basse fréquence, ils ne peuvent pas être éliminés par les égaliseurs autoadaptatifs linéaires utilisés pour corriger les distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe du canal de transmissic car ceux-ci ont une vitesse de convergence trop lente. En effet la correction précédente nécessite des égaliseurs autoadaptatifs ayant une réponse impul sionnelle longue par rapport à celle du canal de transmission ce qui, comptetenu de la vitesse de transmission, impose de nombreux coefficients.Or la vitesse de convergence d'un égaliseur autoadaptatif linéaire est, pour des raisons de stabilité, d'autant plus lente que le nombre de coefficients est élevé, celle-ci étant, en première approximation, inversement proportion. nelle au nombre des coefficients. Pour cette raison, l'élimination des bruits de phase et plus généralement des distorsions pouvant être attribuées aux variations rapides du canal de transmission se fait à l'aide de circuits de correction complémentaires. Il est connu, par exemple, de disposer en réception entre un égaliseur autoadaptatif linéaire long et un circuit de décision fournissant une estimat: des symboles émis, un égaliseur autoadaptatif linéaire court, à un seul coefficient. Il est également connu de disposer en réception d'une transmission numérique de données par une modulation d'amplitude à deux porteuses en quadrature, après le démodulateur, un égaliseur linéaire autoadaptatif long suivi d'un déphaseur complexe autoadaptatif, son angle de déphasage étant ajusté de manière à rendre minimale l'erreur quadratique moyenne à sa sortie selon un algorithme défini comme celui de l'égaliseur par une équation linéaire aux différences du premier ordre entre grandeurs complexes. Le fonctionnement de ces deux montages n'est pas satisfaisant car l'on rencontre dans la pratique des dérives en fréquence que les circuits complementaires de correction sont ineapables de suivre. Aussi a-t'on déjà proposé de perfectionner ces montages, dans le premier cas en ajoutant des circuits permettant de multiplier les coefficients de l'égaliseur autoadaptatif linéaire long par le coefficient de l'égaliseur linéaire autoadaptatif court de manière à limiter l'amplitude des corrections demandées à ce dernier mais cela oblige à effectuer un nombre important de calculs, dans le deuxieme cas en disposant devant l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long un deuxième déphaseur complexe autoadaptatif, toujours muni d'une boucle d'asservissement de phase du 1er ordre, dont l'angle de déphasage est ajuste de manière à rendre minimale l'erreur quadratique moyenne en sortie de ltégaliseur mais l'amélioration apportée n'est pas suffisante en particulier dans le cas de dérive en fréquence importante. La présente invention a pour but un circuit de compensation de bruits de phase ayant des caractéristiques de poursuite en fréquence améliorées permettant d'augmenter la qualité ou le débit binaire d'une transmission synchrone de données dans un milieu bruité tel que le réseau téléphonique commuté tout en restant relativement simple. Elle a pour objet un circuit de compensation de bruits de phase pour un système de transmission synchrone de données ayant en réception un circuit de décision fournissant une estimation des symboles émis et un égaliseur linéaire autoadaptatif complexe long, placé sur le trajet du signal reçu devant le circuit de décision, assurant la correction des distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe dues au canal emprunté. Ce circuit de compensation de bruits de phase comporteointercalés entre l'égaliseur linéaire autoadaptatif complexe long et le circuit de décision,un déphaseur complexe autoadaptatif muni d'un asservissement de phase du deuxième ordre au moins et, de manière préférentielle, un égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court. Selon un mode de réalisation le déphaseur complexe est intercalé sur le trajet du signal reçu devant l'égaliseur linéaire autoadaptatif court. Selon un autre mode de réalisation avec un égaliseur linéaire autoadaptatif complexe court à un coefficient, le déphaseur complexe est intercalé à la sortie du circuit élaborant ce coefficient. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront des revendications jointes et de la description de deux modes de réalisatio donnés à titre d'exemples. Cette description sera faite en regard du dessi dans lequel - la figure 1 représente le schéma général d'un système de transmissi synchrone de données par une modulation d'amplitude à deux porteuse en quad ture, - La figure 2 montre un égaliseur autoadaptatif linéaire élémentaire, - la figure 3 représente le schéma général d'un égaliseur autoadaptat linéaire complexe, - la figure 4 montre un dispositif de correction de distorsion utilis dans le système de transmission représenté à la figure 2, - la figure 5 est un schéma détaillé d'un mode de réalisation du déph complexe autoadaptatif et de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court utilisés dans le dispositif de correction de distorsion représenté à la figure 4, - la figure 6 montre une variante du dispositif de correction de dist représenté à la figure 4 - et la figure 7 est un schéma détaillé d'un mode de réalisation du déphaseur complexe autoadaptatif et de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court utilisés dans le dispositif de correction de distorsion représenté à la figure 7. On va décrire ci-après deux modes de réalisation de l'invention dans le cadre d'un système de transmission synchrone de données utilisant une modulation d'amplitude de deux porteuses en quadrature (QAM). La figure 1 a pour but de situer l'invention dans un tel système. Elle représente le schéma général d'un système de transmission synchrone de données utilisant une modulation de type QAM. On distingue sur cette figure 1 une partie émission 1 reliée à une partie réception 2 par un canal de transmission 3. La partie émission comporte une source de données binaires 10 suivie d'un brouilleur 11, d'un codeur 12, d'un filtre de mise en forme 13 et d'un modulateur 14. La source 10 délivre les données binaires à transmettre. Le brouilleur 11 effectue la somme modulo 2 des données binaires de la source 10 avec une suite binaire pseudoaléatoire de même débit. Il pers comme cela est bien connu, d'uniformiser les amplitudes des raies du spectr de fréquence des données binaires ce qui, entre autres choses, facilite la récupération du rythme à la réception. Le codeur 12 transforme les données binaires en symboles complexes de moindre débit. Dans le cas d'une modulation PAM 16 un symbole complexe peut prendre quatre niveaux d'amplitude et quatre niveaux de phase distincts, et correspond à un mot binaire de quatre bits ce qui permet d'obtenir un débit de symboles ou une rapidité de modulation quatre fois inférieur au débit binaire. Le codeur 12 présente deux sorties sur lesquelles sont dispo nibles en parallèle les composantes en phase Si et en quadrature S des i q symboles. Le filtre de mise en forme 13 est en fait constitué par deux filtres parallèles traitant les composantes des symboles et limitant leur spectre de fréquence conformément aux critères de H. Nyquist. Ces filtres ont, par exemple une caractéristique en cosinus surélevé. Le modulateur 14 est un modulateur à deux porteuses en quadrature. Il reçoit les deux composantes filtrées S'. et S' et deux versions en quadrature d'une porteuse démission W Il délivre en sortie un signal e (t) formé par la somme des produits des composantes des symboles par les deux versions en quadrature de la porteuse d'émission. Un filtre passe-bande non représenté, est souvent intercalé entre le modulateur 14 et le canal de transmission pour limiter la bande du signal émis à celle du canal -de transmission 3. La partie réception 2 comporte un démodulateur 20 suivi d'un dispositif de correction de distorsion 21, d'un décodeur 22 et d'un débrouilleur 23. Elle comporte également un circuit de récupération de rythme 24 connecté en entrée aux sorties du démodulateur 20 et en sortie au dispositif de correctic de distorsion 21/ au décodeur 22 et au débrouilleur 23. Le démodulateur 20, souvent précédé d'un filtre limitant la bande du signal d'entrée de la partie réception, est un démodulateur à deux porteuses en quadrature. Il reçoit d'une part, le signal r (t) en provenance du canal de transmission et d'autre part deux versions en quadrature d'une porteuse de réception de même pulsation Lt, que la porteuse d'émission. La porteuse c de réception n'est pas verrouillée sur la porteuse d'émission et présente par rapport à cette dernière un écart de phase #D variable avec le temps. Le démodulateur 20 émet sur chacune de ses sorties deux signaux démodulés l'un x' (t) dit en phase et l'autre x" (t) dit en quadrature. Le circuit de récupération de rythme 24 récupère la cadence h1 (t) d'émission des symboles ou rapidité de modulation qui sert de signal d'horloge au dispositif de correction de distorsion 21. il engendre également par multiplication la cadence h2(t) des données binaires. Dans exemple considéré où le filtre de mise en forme d'émission 13 est en cosinus surelevé le circuit de récupération de rythme fonctionne à partir d'une raie à la demi-fréquence de la rapidité de modulation présente dans le signal démodulé Le dispositif de correction de distorsion 21 qui sera détaillé ultérieu- rement, élimine des signaux démodulés x'(t) et x"(t) d'une part les distorsion linéaires d'amplitude et de temps de propagation de groupe introduites par le canal de transmission et d'autre part les bruits de phase, notamment la dérive en fréquence et l'écart de phase dus au fait que les porteuses d'émission et de réception ne sont pas verrouillées entre elles. Le décodeur 22 traduit en binaire les symboles qui lui sont délivrés par le dispositif correcteur de distorsion 21. Il reçoit à cet effet deux signaux de cadencement l'un à la fréquence d'émission des symboles l'autre à la fréquence d'émission des données binaires. Le débrouilleur 23 permet de retrouver en réception les données binaires engendrées à l'émission par la source de données 10. A l'exception du dispositif de correction des distorsions, les différent circuits qui viennent d'être énumérés ne seront pas détaillés car ils ne font pas partie de l'invention et ont fait l'objet de nombreux articles. On pourra par exemple se reporter à leur sujet au livre intitule 'Prineiples of data communication" écrit par Lucky (R.W.), Salz (J.) et Selon (E.J.) et publié par Mc GRAW-HILL 1968. Le dispositif de correction (21 figure 1) met en oeuvre des égaliseurs linéaires autoadaptatifs complexes. Avant de le décrire il est utile de rappeler les principales propriétés de ces égaliseurs. L'égaliseur linéaire complexe est la version pour deux voies en quadratu de l'égaliseur linéaire élémentaire à une voie formé d'un filtre transversal à domaine de temps et à coefficients de pondération asservis. Ce dernier a fait l'objet de nombreux articles notamment ceux de Lucky (R.w.) intitulés "Automatic equalization for digital communication" et "Techniques for adaptive equalization of digital communication systems" paru dans le B.S.T.J. (Avril 65 44 n 4 pp 547-548 et (Février 1966) 45 n 2 pp 255-286.Il est représenté sur la figure 2 placé entre un échantillonneur 115 fonctionnant à la cadence 1/#T et délivrant des échantillons xkl, et un circuit de décision 116 formé d'un détecteur à seuils recevant les échantillons yk du signal égalisé et fournissant une estimation âk des symboles correspondants.Il comporte : - une ligne à retard 47 à prises intermédiaires et à intervalle de temps unitaire #T qui reçoit les échantillons xk l à égaliser, - des multiplicateurs 48 qui affectent des coefficients de pondération hk1,.., hko,.., hk-n les échantillons xk-1,..., xk,..., xk+n disponibles sur l'entrée, les prises intermédiaires et la sortie de la ligne à retard 47, - un sommateur 49 effectuant la somme des échantillons pondérés et fournissant les échantillons yk du signal égalisé - et des boucles d'asservissement non représentées déterminant les coefficients de pondération. Les échantillons yk du signal de sortie sont définis en fonction des échantillons xk-1,..., xk,... xk+n du signal d'entrée par la relation Cette dernière montre que la suite des coefficients h@J définit la réponse impulsionnelle discrète de l'égaliseur à l'instant k #T. Il est usuel de la mettre sous une forme vectorielle réduite en désignant par k la matrice uni colonne associée au vecteur dont les composantes sont les échantillons du signal d'entrée stockés dans la ligne à retard 47 à l'instant k #T, et dont la transposée Xkt est k Xkt = [xk-1,..., xk,..., xk+n] et par Hk la matrice uni colonne associée au vecteur dont les composants sont les coefficients de pondération au meme instant, et dont la transposée Hkt est :: La quantité scalaire k est : yk = Hkt # Xk (2) L'autoadaptation consiste à modifier au cours du temps les coefficients de pondération, c'est-à-dire les composantes du vecteur de manière à diminuer les différences entre le signal égalisé yk et sa valeur âk estimée par le circuit de décision ou sa valeur exacte ak lorsqu'elle est connue du récepteur. Pour ce faire on effectue une mise à jour du vecteur H à la cadence 1/ #T selon un algorithme défini par une équation linéaire aux différences du premier ordre. L'un des algorithme les plus utilisés, connu sous le nom d'algorithme du gradient, est défini par l'équation vectorielle Hk+1 = Hk - (yk - âk) Xk# (3) L'astèrisque indiquant, par convention, qu'il s'agit d'un terme complu conjugué. est une constante positive représentant un pas d'incrémentation et yk - âk une fonction d'erreur. Pour davantage de détails sur ces algorithmes on peut se reporter à l'article de Macchi (C.), Jouannaud (J.R.) et Macchi (0.) intitulé "Récept adaptatifs pour transmissions de données" et paru dans la revue Annales des télécommunications, 30, n 9-10, 1975 pp 311-330. L'égaliseur linéaire complexe réalise sur un signal complexe c'est à-dire sur deux signaux réels indépendants considérés comme les parties réelle et imaginaire d'un signal complexe le même traitement que l'égaliseur linéaire précédent sur un signal réel. Il a deux entrées et deux sorties parallèles. Il est représenté sur la figure 3 précédé d'un double échantillc neur 50 et suivi d'un double circuit de décision 51. Le double échantillonneur fonctionne à la cadence 1/ #T et délivre en parallèle des échantillons xk-1' et xk-1" 1 de deux signaux indépendants d'entrée. Le circuit de décision 51 délivre en parallèle des estimations atk et âk" des échantillons yk' et yk" délivrés par l'égaliseur linéaire complex sur ses deux sorties parallèles. L'égaliseur linéaire complexe est formé de quatre égaliseurs linéaire élémentaires 52, 53, 54 et 55 et de deux sommateurs 56 et 57. Les égaliseur élémentaires 52, 53, 54 et 55 ont des lignes à retard identiques. Ils ont deux à deux 52, 55 respectivement 53, 54 le même jeu de coefficients H' respectivement H". Les entrées des égaliseurs élémentaires 52 et 53 sont connectées en parallèle et reçoivent les échantillons x' k-l Il en est de même de celles des égaliseurs élémentaires 54, 55 qui reçoivent les échantil lons x"k l- Les sorties des égaliseurs élémentaires 53 et 55 sont reliées par le sommateur 57 qui additionne leurs signaux et fournit en sortie les échantillons yk". Le sommateur 56 relié par une entrée additive à l'égalise élémentaire 52 et par une entrée soustractive à l'égaliseur élémentaire 54 fournit en sortie les échantillons En reprenant les notations utilisées précédemment pour l'égaliseur linéaire élémentaire on peut exprimer les échantillons yk' et " des signas de sortie par les relations X' - H't X' - H"t X' Y k k Xk k H" k Xk" yk" = Hk't . Xk" + Hkt".Xk' étant par définition le vecteur dont les composantes sont xk-1',..., xk',..., xk+n' et Xk" le vecteur dont les composantes sont xk-1",..., xk",...,, Xk+n" En utilisant les notations complexes : yk = yk' + i yk" Hk = Hk' + i Hk" Xk = Xk' + i Xk" on obtient Yk Hk k Cette relation est la version complexe de la relation (2). L'analogie réel-complexe entre l'égaliseur linéaire élémentaire et l'égaliseur linéaire complexe se retrouve au niveau des algorithmes utilisés pour l'autoadaptation des coefficients. L'algorithme du gradient est défini par une équation linéaire aux différences du premier ordre de même forme que l'équation (3) mais entre grandeurs complexes. k+1 = Hk - (yk - âk) Xk* étant un terme complexe défini par âk = âk' + i âk" pouvant, comme dans le cas de l'égaliseur linéaire élémentaire, être remplacé par la valeur exacte ak, lorsqu'elle est connue du récepteur. Pour davantage de détails sur les égaliseurs linéaires autoadaptatifs complexes, leurs algorithmes d'autoadaptation et la justification de leur utilisation pour l'égalisation de deux voies indépendantes en quadrature obtenues soit par une modulation d'amplitude à deux porteuses en quadrature soit par le traitement simultané du signal réel et de son transformé de Hilbert il convient de se reporter à la littérature antérieure et notamment à l'article de Macchi (C.), Jouannaud (J.P.) et Macchi (0.) précédemment cité. Après ces rappels on revient au dispositif de correction des distorsions de la figure 7 dont un mode de réalisation est représenté à la figure 4 précédé d'un double échantillonneur 30 et suivi d'un double circuit de décision 34. On distingue sur cette figure entre le double échantillonneur 30 et le double circuit de décision 34 un égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 suivi d'un déphaseur complexe autoadaptatif 32 et d'un égalise linéaire complexe autoadaptatif court 33. L'échantillonneur numérique double 30 reçoit sur deux voies indépendante les signaux démodulés x'(t) et x"(t) provenant du démodulateur synchrone (20 figure 1) et délivre en sortie des couples d'échantillons xsk 1 et xk-1" à une cadence 1/ #T égale à la rapidité de modulations h1(t) fournie par le circuit de récupération de rythme (24 figure 1). L'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 corrige les distors: linéaires d'amplitude et de temps de propagation de groupe introduites par le canal de transmission et délivre en sortie des couples d'échantillons yk' et yk" de signaux égalisés qui, avec les notations complexes utilisées dans les rappels précédents sur les égaliseurs linéaires complexes, peuvent s'écrire : yk = Hkt .Xk Le déphaseur complexe autoadaptatif 32 corrige la dérive de fréquence et fait tourner d'un angle de phase 8 k le signal complexe gk qu'il reçoit de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31. Les couples d'éehan- tillons Z' et k t Z"k qu'il délivre peuvent s'écrire k + i zk" = (yk' + i yk") exp (i #k) = Hkt Xk exp (i #k) ou encore en adoptant la notation complexe zk = zk' + i zk" zk = yk exp(i #k) L'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 33 corrige les écarts de phase périodiques et aléatoires.Il a un unique coefficient complexe dont le module est très voisin de l'unité, ce qui permettra par la suite d'assimiler 1/gk à Les échantillons v'k et v" qu'il délivre peuvent s'écrire V'k + i V"k = gk (Z'k + i z"k) ou, en adoptant la notation complexe Vk = V'k + i ynk k vk = gk. zk = gk Hkt .Xk exp (i #k) Le circuit de décision 34 formé de deux circuits à seuils 41 et 42 fournit des composantes estimées âr et â@" du symbole complexe émis en réponse aux composantes v1 k et v k k du symbole complexe reti Dans toute la suite de cette description ces composantes estimées alk et â@" peuvent être remplacées par les composantes vraies ak' et ak" lorsqu'elles sont connues du récepteur comme cela se passe dans la réalité pendant la période d'apprentissage précédant la transmission effective des donnes L'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 est détaillé la figure 4 en un bloc 35 schématisant les quatre égaliseurs élémentaires qui le constituent et en un bloc 36 schématisant les circuits d'asserviserxit effectuant l'autoadaptation des coefficients des égaliseurs élémentaires. -La structure et les connexions d'entrée du bloc 36 sont déterminées par l'algorithme mis en oeuvre pour l'autoadaptation des coefficients. Dans le cas représenté l'autoadaptation des coefficients s'effectue â partir d'un signal d'erreur définit par les différences entre les symboles reçxs vk appliqués au circuit de décision et les symboles estimés âk fourais par ce même circuit.L'algorithme d'autoadaptation peut être un algorithme du gradient répondant à une équation linéaire aux différences de la forme = Hk+1 = Hk - (vk - âk) Xk*. (4) ou encore de la forme Hk+1 = Hk - (vk - âk) gk*.exp (- i #k) .Xk* (5) dans laquelle on a assimilé 1/gk à g; Dans ce dernier cas l'algorithme est plus compliqué à mettre en oeuvre et nécessite de connecter les entrées du bloc 36 non seulement aux entrée sortie du circuit de décision 34 mais encore aux sorties de l'oscillateur 38 et du circuit 40 fournissant le coefficient de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 33.Il permet, en contre-partie, en multipliant le signal d'erreur par le conjugué du coefficient de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 33 et en le déphasant d'un angle opposé à celui apporté par le déphaseur complexe autoadaptatif, de ne pas prendre en considé ration pour le réglage des coefficients de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31, les corrections de phase ultérieures apportées au signal par le déphaseur complexe 32 et par l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 33 et par conséquent de décorreler les fonctionnements des deux égaliseurs et du déphaseur. L'équation précédente peut aussi se mettre sous la forme qui conduit à une autre réalisation de bloc 36 et au remplacement à son entrée du signal vk par le signal La structure de cet égaliseur autoadaptatif long 31 qui corrige les distorsions linéaires d'amplitude et de temps de propagation de groupe du canal de transmission ne sera pas détaillée davantage car le choix du nomt de coefficients et 1E détermination des circuits d'asservissement à partit des équations vectorielles précédentes fait partie de la technique courent L'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif à un coefficient 33 uti] pour corriger les écarts de phases périodiques et aléatoires se réduit à un multiplicateur complexe 39 et à un circuit d'asservissement 40 engendx son coefficient complexe gk par la mise en oeuvre d'un algorithme du grade défini par une équation linéaire aux différences du premier ordre de la forme k+l = gk ^ h (Vk - âk) Zk le signal d'entrée z d'un égaliseur linéaire à un coefficient étant l'un: composante du vecteur Xk de la formule générale (relation 4) e t étant un pas d'incrémentation positif supérieur à celui utilise dans les as sements de coefficients de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif lo: : Pour mettre en oeuvre cet algorithme l'entrée du circuit d'asservissement est connectée aux entrée et sortie du circuit de décision 34 où sont disp les signaux vk et âk ainsi qu"à l'entrée du multiplicateur complexe 39 où est disponible ie signal Zk Le déphaseur complexe autoadaptatif 32 utilisé pour corriger la dér en fréquence se compose d'un multiplicateur complexe 3Y et d'un oscillate asservi en phase présentant deux sorties en quadrature. L'estimation de l'erreur entre l'écart de phase - #k affectant le signal complexe yk délivré par l'égaliseur linéaire complexe autoadaptat long -31 et la correction de phase k apportée par le déphaseur complexe 32 se fait par l'intermédiaire de la quantité I m (zk âk*) = zk" âk' - zk' âk" (8) En effet le sinus(#k - #k)a pour expression sin (#k - #k) = Im [exp (- i #k) exp (i #k)] L'erreur de phase affectant le signal complexe yk à la sortie de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 étant par hypothèse - #k on a k = âk exp (- i # ce qui permet de faire apparaitre le signal yk dans l'expression du sinus En remarquant que le signal complexe Zk délivré par le déphaseur complexe 32 est égal à Zk = Yk exp (i #k) on obtient zk sin(#k - #k) = Im ( ) â k ou encore ce qui montre que le @nus de l'erreur de phase #k - #k est fonction de la quantité (8). Du point de vue de l'asservissement de phase de l'oscillateur 38 l'erreur de phase due à la dérive en fréquence peut etre considérée comme une erreur de vitesse c'est pourquoi on utilise pour l'annuler un asservissement de classe supérieure ou égale à 2 répondant à une équation linéaire aux différences du second ordre de la forme j= -# (&gamma;1 et &gamma;2 étant des constantes positives) forme qui est avantageuse car elle ne fait apparaître que l'erreur de phase dans l'asservissement de l'oscillateur 38. Ce type d'asservissement, lorsqu'il fonctionne correctement, annule l'écart de phase constant et la dérive en fréquence. Son erreur de phase résiduelle est suffisamment petite pour pouvoir être assimilée à son sinus car elle ne provient plus que des écarts de phase périodiques et aléatoires qui, dans la pratique, sont de faible amplitude. On peut donc utiliser pour l'asservissement de phase Les termes 1/@a@2 ont des variations beaucoup plus rapides que celles des termes Im (zj âj* ). Etant donné le brouillage utilisé à l'émission ils ont, sur un intervalle de temps court par rapport à la vitesse de variati des termes Im (zj âj*) une valeur moyenne constante de sorte qu'ils peuvent être remplacés dans l'équation (10) par leur valeur moyenne qui est alors prise en compte dans les coefficients &gamma;1 et &gamma;2 qui deviennent &gamma;1' et &gamma;2'. j= - # 1 et &gamma;2' étant des constantes positives Les coefficients de l'algorithme précédent sont déterminés de manière classique par une étude de la transformee en z pour que l'asservissement en phase de l'oscillateur 38 soit réellement de classe 2 et ait > de préférence, une bande passante en boucle ouverte limitée à environ trois fois la valeur de la dérive maximale à rattraper. La figure 5 détaille un -exemple de réalisation du déphaseur complexe 32 et de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 33 représentés à la figure 4. Pour une meilleure compréhension on a représenté sur cette figure 5 les circuits à seuils 41 et 42 du-circuit de décision (34 figure 4) et on a entouré les principaux éléments du déphaseur complexe par un rectang; en pointillés indexé par le nombre 32 et ceux de l'égaliseur linéaire complet autoadaptatif court par un rectangle en pointillés 33. Le déphaseur complexe 32 comporte un multiplicateur complexe à deux. entrées complexes formé de quatre multiplicateurs élémentaires 100, 101, 102 et 103, et de deux sommateurs à deux entrées 104 et 105 dont l'un 104 présente une entrée soustractive. Ce multiplicateur complexe reçoit sur une entrée le signal complexe yk' + i yfl provenant de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long (31 figure 4) et sur l'autre entrée le signal complexe cos #k + i sin #k et délivre en sortie le signal complexe zk' + i zk" = (yk' + i yk") (cos #k + i sin #k) Les signaux sin e et cos e sont délivrés en parallèle par un oscilla k k teur 106 muni d'une entrée d'incrémentation 107 sur laquelle il reçoit une valeur de correction de phase f (#k - #k).Cet oscillateur 106 comporte un générateur de fonctions trigonométriques 140 commandé par l'intermédiaire d'une boucle d'intégration numérique comportant, de manière classique, un circuit à retard introduisant un délai #T et un sommateur, et mettant en oeuvre la relation A A #k+1 = #k + f (#k - # La valeur de correction de phase f ( # k - 6 k) est délivrée par un filtre numérique 108 ayant deux branches parallèles réunies en sortie par un sommateur 109, l'une des branches comportant un amplificateur inverseur 110 affectant le signal qui le traverse d'un coefficient de pondération - &gamma;;1' et l'autre branche comportant un intégrateur numérique suivi d'un amplificateur inverseur 111 affectant le signal qui le traverse d'un coefficient de pondération - &gamma;2'. Ce filtre numérique 108 reçoit en entrée la grandeur Im (Zk ak) et délivre en sortie un signal f ( ( # k - # k) défini par la relation : f t &commat; k = e - Y 1 Im âk) 2 J: j - lm (Zj â L'angle #k k des signaux en phase et en quadrature de l'oscillateur t06 est alors défini par l'équation (11). Le signal d'entrée du filtre numérique 108 est fourni par deux multiplicateurs 112, 113 dont les sorties sont reliées par un sommateur 114. Le multiplicateur 112 a deux entrées, l'une connectée à la sortie du circuit à seuils 41 du circuit de décision 34 où est disponible la composante a'k du symbole estimé, et l'autre connectée à la sortie du sommateur 105 du déphaseur complexe 32 où est disponible le signal Z''k Le multiplicateur a deux entrées, l'une connectée à la sortie du circuit à seuils 42 du circ de décision 34 où est disponible la composante â" du symbole estimé, et l'autre connectée à la sortie du sommateur 104 du déphaseur complexe 32 où est disponible le signal Z'k Le multiplicateur 112 est reliée à une entrée additive du sommateur 114 tandis que le multiplicateur 113 est relit à une entrée soustractive de ce sommateur 114. Le signal en sortie de ce dernier est égal à zk" âk' - zk' âk" = Im (zk âk*) L'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif à un coefficient 33 compo: un multiplicateur complexe à deux entrées complexes formé de quatre multip: cateurs élémentaires 120, 121, 122 et 123 et de deux sommateurs 124 et 125.Ce multiplicateur complexe reçoit sur une entrée le signal complexe zk' + i zk" en provenance du déphaseur complexe 32 et sur l'autre entrée un coefficient de pondération complexe g'k + i gk" et délivre en sortie le signal complexe v' + i v" = (zk' + + i z Z"k > k + i La partie réelle g'k du coefficient de pondération complexe est déliv par un circuit d'asservissement 58.Celui-ci comporte en entrée deux multi plicateurs 126, 127 reliés en sortie par un sommateur 128 à un amplificate inverseur 129 affectant le signal de sortie du sommateur 128 d'un coeffici de pondération - # et menant à une boucle d'intégration numérique délivra le signal Le multiplicateur 126 a deux entrées, l'une reliée à la sortie du sommateur 105 du déphaseur complexe 32 où est disponible le signal zk", l'autre reliée à la sortie d'un sommateur 130 à deux entrées l'une additiv connectée à l'entrée du circuit à seuils 42 où est disponible le signal v" l'autre soustractive, connectée à la sortie de ce même circuit à seuils 42 où est disponible la composante âk" du symbole estimé.Il délivre un signa égal à (vk" - âk") zk" Le multiplicateur 127 a deux entrées, l'une reliée à la sortie du sommateur 104 du déphaseur complexe 32 où est disponible le signal Z'k' l'autre reliée à la sortie d'un sommateur 131 à deux entrées l'une additive connectée à l'entrée du circuit à seuils 41 où est disponible le signal vk' l'autre soustractive connectée à la sortie de ce même circuit à seuils 41 où est disponible la composante a' du symbole estimé.Il délivre un signal k égal à (vk' - âk') zk' L'amplificateur inverseur 129 donne en sortie un signal égal à - #[(vk' - ak') zk' + (vk" - ak") zk"] La boucle d'intégration numérique qui le suit, réalisée de manière classique à l'aide d'un sommateur et d'un circuit à retard introduisant un délai 6 T, fournit un signal g'k répondant à l'équation linéaire aux différences du premier ordre gk+1' = gk' - #[(vk' - âk') zk' + (vk" - âk") zk"] (12) La partie imaginaire gk" du coefficient de pondération complexe est délivrée par un circuit d'asservissement 59 de structure très semblable à celle du circuit d'asservissement précédent 58.Ce circuit d'asservissement comporte en entrée deux multiplicateurs 132, 133 reliés en sortie par un sommateur 134 à l'entrée d'un amplificateur inverseur 135 affectant le signal de sortie du sommateur 134 d'un coefficient de pondération jet menant à une boucle d'intégration numérique délivrant le signal gk". Le multiplicateur 132 a deux entrées, l'une reliée à la sortie du sommateur 104 du déphaseur complexe 32 où est disponible le signal Z'k' l'autre reliée à la sortie du sommateur 130 où est disponible le signal vk" - âk". Il délivre le signal (vk" - âk") zk' Le multiplicateur 133 a deux entrées, l'une reliée à la sortie du sommateur 105 du déphaseur complexe 32 où est disponible le signal l'autre reliée à la sortie du sommateur 131 où est disponible le signal k - âk' k Il délivre le signal (vk' - ak') zk" Le sommateur 134 présente une entrée additive reliée à la sortie du multiplicateur 132 et une entrée soustractive reliée à la sortie du multiplicateur 133 de sorte que l'amplificateur inverseur 135 délivre en sortie un signal égal à - # [(vk" - âk") zk' - (vk' - ak') zk"] La boucle d'intégration numérique suivant cet amplificateur inverseur 135 délivre un signal gk" défini par l'équation linéaire aux différences gk+1" = gk" - # [(vk" - âk") zk' - (vk' - ak') zk"] (13) On remarque que les équations linéaires aux différences du premier ordre (12) et (13) entre grandeurs réelles, qui définissent les parties réelle g'k et imaginaire g"k du coefficient de 1 'égaliseur linéaire complex autoadaptatif court 33 peuvent être réunies en une seule équation entre grandeurs complexes gk+1 = gk - #(vk - âk) zk* qui définit comme on l'a indiqué précédemment (équation 7) l'algorithme du gradient appliqué à l'égaliseur linéaire complexe à un coefficient(33 figure 5). On peut apporter diverses modifications au dispositif de correction de bruits de phase représenté à la figure 4. On peut notamment, comme on l'a déjà indiqué remplacer le signal vk par le signal yk à entrée du bloc 36 fournissant les coefficients de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 et adopter pour la détermination de ces coefficients un algorithme du gradient défini par l'équation (6).On peut également utiliser pour l'asservissement de phase du déphaseur complexe 32 le signal d'entrée vk du circuit de décision 34 en lieu et place du signal de sortie du déphaseur complexe, l'asservissement de phase de ce dernier étant alors défini par une équation linéaire aux différences du second ordre de la forme j= -# On peut, en adoptant le signal vk à la place du signal zk pour l'asservissement de phase du déphaseur complexe 32, éviter de prendre en compte la correction de phase ultérieure apportée par l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 33 en remplaçant la quantité Im (vk ak*) par la quantitée lin (vk ak1 gk*) > dans l'équation de définition de l'asservissement de phase qui devient :: j= - # On peut également intervertir l'égaliseur linéaire autoadaptatif court 33 et le déphaseur complexe 32. L'asservissement de phase de ce dernier sera alors défini par l'équation (14). L'algorithme de définition du coeffioient de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 33 qui aura dans ce cas le signal yk comme signal d'entrée sera défini par l'équation gk+1 = gk - #(vk - âk) yk* ou gk+1 = gk - # (Vk - âk) ?k exp (- i ou encore gk+1 = gk - # [wk - âk exp ( - i #k)] yk* Wk étant le signal complexe de sortie de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 33 dans la variante envisagée. Les deux dernières formes permettent de ne pas prendre en considération les effets du déphaseur. La figure 6 montre un autre mode de réalisation du dispositif de correction de distorsion (21 figure 1) qui se différencie de celui représenté à la figure 4 essentiellement par le fait que le déphaseur complexe n'agit plus sur le signal délivré par l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long mais sur le coefficient de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court. On a repris sur cette figure 6 les indications de la figure 4 pour les éléments-invariants entre ces deux figures e'est-à-dire l'échantillonneur numérique double 30, l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31, le circuit de décision 34, leurs éléments internes et leurs signaux d'entrée sortie. L'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court est indexé par 63, son multiplicateur complexe par 69 et le circuit engendrant son coefficient complexe par 70. Il est directement intercalé entre l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 et le circuit de décision 34. Le déphaseur complexe autoadaptatif est indexé par 62, son multiplicateur complexe par 6 et son oscillateur asservi en phase par 68. Il est intercalé entre le multiplicateur complexe 69 de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 63 et le circuit 70 engendrant le coefficient de ce dernier. Les égaliseurs et le déphaseur ont des rôles inchangés par rapport au circuit de la figure 4, l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long corrigeant les distorsions linéaires d'amplitude et de temps de propane tion de groupe du canal de transmission, le déphaseur complexe corrigeant l'écart de phase constant et la dérive en fréquence, et l'égaliseur linéai complexe autoadaptatif court corrigeant les écarts de phase périodiques et aléatoires.Comme dans le circuit de la figure 4 l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 délivre un signal complexe échantillonné yk de de la forme yk = Hk@. X Ce signal est appliqué à l'égaliseur linéaire autoadaptatif court 63 qui le multiplie par le coefficient complexe gk délivré par le circuit 70 et déphasé au préalable de l'angle #k par le déphaseur complexe 62 et qui fournit un signal complexe échantillonné vk = yk.gk exp (i #k) = Hkt. Xk gk exp (i appliqué à l'entrée du circuit de décision 34. Le bloc 36 engendrant les coefficients de l'égaliseur linéaire comple: autoadaptatif long 31 est connecté en entrée, comme dans la figure 4, aux entrée et sortie du circuit de décision 34 et met en oeuvre les mêmes algo rithmes pour la mise à jour des coefficients Hk" = Hk - A (Vk âk) Xk ou, en connectant en outre son entrée aux sorties du circuit 70 délivrant le coefficient complexe gk et de l'oscillateur asservi 68 délivrant l'angl de déphasage # k Hk+1 = Hk - (vk - âk) gk* exp ( - i #k) . Xk* ou selon une variante déjà mentionnée pour laquelle le signal vk est remplacé par le signal yk de sortie de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31. L'oscillateur asservi en phase 68 du déphaseur complexe 62 est connecté en entrée aux entrée et sortie du circuit de décision 34. Il utilise, comme signal d'erreur, pour sa boucle d'asservissement de phase, la quantité Im (Vk ak*) ou encore la quantité Im (vk a g; ). Dans ce dernier cas il est également connecté en entrée à la sortie du bloc 70.Il délivre les sinus et cosinus de l'angle # k obtenu grâce à son asservissement de phase par la mise en oeuvre des équations linéaires aux différences du second ordre déjà mentionnées (équations 14, 15) : Le bloc 70 délivrant le coefficient complexe gk de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 63 est connecté en entrée aux entrée et sortie du circuit de décision 34 ainsi qu'à la sortie de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31.Il met en oeuvre un algorithme du gradient défini par une équation linéaire aux différences du premier ordre de la forme gk+1 = gk - #(vk - âk) yk* (16) le signal d'entrée yk de l'égaliseur linéaire complexe à un coefficient 63 étant l'unique coefficient de son vecteur Xk de la formule générale (équation 4), ou encore de la forme gk+1 = gk - #(vk - âk) exp (- i k) yk* L'utilisation de ce dernier algorithme pour la détermination du coefficient de pondération de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 63 en combinaison avec celle de la quantité Im (vk ak g;; ) comme signal d'erre pour la boucle d'asservissement de phase de l'oscillateur 68 permet de décorreler le fonctionnement du bloc 70 engendrant le coefficient gk du fonctionnement de l'oscillateur 68. Le bloc 70 et l'oscillateur 68 peuvent être interchangés. Dans ce cas le déphaseur complexe autoadaptatif est disposé entre l'égaliseur linéa: complexe long 31 et le circuit de décision 34 tandis que ltégaliseur linéaire complexe autoadaptatif court est intercalé entre ltoscillateur et le multiplicateur du déphaseur complexe autoadaptatif. Les différents algorithmes de fonctionnement restent inchangés. La figure 7 détaille un exemple de réalisation du déphaseur complexe autoadaptatif 62 et de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 63 de la figure 6. Les principaux éléments du déphaseur complexe autoadaptatif ont été entourés par un rectangle en pointillés 62. On distingue parmi eux un multi plicateur complexe à deux entrées complexes formé de quatre multiplieateurs élémentaires 200, 201, 202 et 203 et de deux sommateurs à deux entrées 204 et 205 dont l'un 204 présente une entrée soustractive.Ce multiplicateur complexe reçoit sur une entrée le signal complexe g'k + i gk" provenant des circuits d'asservissement 78 et 79 de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 63 et sur sa deuxième entrée le signal complexe cos k + i sin 8 k Il délivre en sortie le signal : (gk' + i gk") (cos #k + i sin #k) Les signaux sin #k et cos #k sont fournis en parallèle par un oscill; teur 206 qui est muni d'une entrée de commande 207 et qui est identique à celui 106 de la figure 5. Cet oscillateur 206 comporte un générateur de fonctions trigonométriques commandé par l'intermédiaire d'une boucle d'intégration numérique. La valeur de l'angle e k est définie en fonction d'une valeur de correction de phase f" ( # #k - t k) appliquée sur l'entrée de commande 207 par la relation #. . = #. + f" ( # - La valeur de correction de phase provient d'un filtre numérique 208 identique à celui 108 de la figure 5 qui reçoit en entrée la grandeur Im (vk âk*) au lieu de la grandeur Im (zk âk#) et qui délivre par conséquent un signal de sortie f" ( # k - 9 k) défini par la relation J= La définition de l'angle # k répond alors à l'équation (14). Le signal d'entrée du filtre numérique 208 est délivré par deux multiple cateurs 212, 213 dont les sorties sont reliées par un sommateur 214. Le multiplicateur 212 a deux entrées l'une connectée à la sortie du circuit à seuils 41 du circuit de décision (34 figure 6) où est disponible la composante a k du symbole estimé et l'autre connectée à 1 1entrée du circuit à seuils 42 du circuit de décision (34 figure 6) où est disponible le signal vk". Le multiplicateur 213 a deux entrées l'une connectée à la sortie du circuit à seuils 42 où est disponible la composante âk" du symbole estimé et l'autre connectée à l'entrée du circuit à seuils 41 où est disponible le signal vk'.Le multiplicateur 212 est relié à une entrée additive du sommateur 214 tandis que le multiplicateur 213 est relié à une entrée soustractive de ce sommateur 214. Le signal en sortie de ce dernier est égal à : - âk - vk' ânk = Im (Vkâk#) L'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif à un coefficient 63 comporte un multiplicateur complexe à deux entrées formé de quatre multiplicateurs élémentaires 220, 221, 222 et 223 et de deux sommateurs 224 et 225.Ce multiplicateur complexe reçoit sur une entrée le signal complexe yk' + i en provenance de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long (31 figure 6) et sur l'autre entrée un coefficient de pondération complexe g'k + i gk" déphasé au préalable par le déphaseur complexe 62 de l'angle #k@. Il délivre en sortie le signal complexe vk' + i vk" = (yk' + i yk") (gk' + i gk") (cos #k + i sin # k) ou plus simplement :: Vk = Yk gk exp (i # k > La partie réelle g'k du coefficient de pondération complexe est délivrée par un circuit d'asservissement 78 qui a la même structure et les mêmes signaux d'entrée, à l'exception du signal Zk remplacé par le signal yk, que le circuit d'asservissement 58 de la figure 5 et qui, de ce fait, met en oeuvre une équation linéaire aux différences du premier ordre se déduisa de l'équation 12 en remplaçant Zk par gk' - # [(vk' - âk') yk' + (vk" - âk") yk"] La partie imaginaire gk" du coefficient de pondération complexe est délivrée par un circuit d'asservissement 79 qui a la même structure et les mêmes signaux d'entrée, à llexception du signal Zk remplacé par le signal yk, que le circuit d'asservissement 59 de la figure 5 et qui, de ce fait, met en oeuvre une équation linéaire aux différences du premier ordre se déduisant de l'équation 13 en remplaçant Zk par gk+1" = gk" - # [(vk" - âk") yk' - (v' - âk') yk"] Les deux équations précédentes peuvent être réunies en une seule équat complexe de la forme gk+1 = gk - # (vk - âk) vi qui définit, comme on l'a indiqué précédemment (équation 16) l'algorithme du gradient appliqué à l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court 6 (figure 6). Les différents exemples de circuits de compensation de bruits de phase décrits relativement aux figures l'ont été dans le cadre d'une transmissio de données employant deux voies indépendantes en quadrature. Leurs équation de fonctionnement demeurent valables dans le cadre d'une transmission de données employant une seule voie à condition d'une part d'engendrer le transformé de Hilbert du signal de la voie unique, de le considérer comme le signal d'une voie en quadrature, puis, en fin de traitement de prendre le transformé de Hilbert de la voie en quadrature et de le soustraire à celui de la voie unique, et d'autre part d'annuler dans les diverses équat: la partie imaginaire âk du symbole estimé délivré par le circuit de décisi@ REVENDICATIONS 1/ Circuit de compensation de bruits de phase pour un système de transmission synchrone de données ayant en réception un circuit de décision (34) fournissant une estimation des symboles émis et un égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long (31), placé sur le trajet du signal reçu devant le circuit de décision (34), assurant la correction des distorsions linéaires d'amplitude et de temps de propagation de groupe dues au canal emprunté par la transmission caractérisé en ce qu'il comporte un déphaseur complexe autoadaptatif (32) muni d'un asservissement de phase du deuxième ordre au moins. 2/ Circuit de compensation selon la revendication 1, comportant en outre un égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court (33) disposé sur le trajet du signal reçu à la suite de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long (31) caractérisé en ce que le déphaseur complexe autoadaptatif (32) est intercalé entre les deux égaliseurs (31 et 33). 3/ Circuit de compensation selon la revendication 1 comportant en outre un égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court (33) disposé sur le trajet du signal reçu à la suite de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long (31) caractérisé en ce que le déphaseur complexe autoadaptatif (32) est intercalé entre l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court (33) et le circuit de décision (34 > 4/ Circuit de compensation selon la revendication 1, comportant en outre un égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court (63) à un coefficient disposé sur le trajet du signal reçu à la suite de l'égaliseur linéaire autoadaptatif long (31) caractérisé en ce que le déphaseur complexe autoadaptatif (62) est intercalé dans l'égaliseur linéaire autoadaptatif court (62) à la suite du circuit élaborant le coefficient de ce derier. 5/ Circuit de compensation selon la revendication 1, comportant en outre un égaliseur linéaire autoadaptatif court caractérisé en ce que le déphaseur complexe autoadaptatif formé d'un multiplicateur complexe et d'un oscillateur asservi en phase est disposé entre l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long (31) et le c'-ruit de décision (34) et en ce que légaliseur linéaire autoadaptatif court est intercalé dans le déphaseur complexe autoadaptatif entre le multiplicateur complexe et l'oscillateur asservi en phase de ce dernier. 6/ Circuit de compensation selon l'une des revendications 2, 4 ou 5, avec un égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court à un coefficient caractérisé en ce que l'asservissement de phase du déphaseur complexe autoadaptatif s'effectue à partir d'un signal d'erreur tiré de la différence de phase existant entre les signaux de sortie de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court et du circuit de décision (34), ledit signal d'erreur étant multiplié au préalable par le conjugué du coefficient de ltégaliseur linéair complexe autoadaptatif court. 7/ Circuit de compensation selon l'une des revendications 3, 4 ou 5, caractérisé en ce que l'autoadaptation des coefficients de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court s'effectue à partir d'un signal d'erreur tiré des différences existant entre les signaux de sortie du déphaseur complexe autoadaptatif et du circuit de décision, ledit signal d'erreur étant déphasé au préalable d'un angle opposé à celui apporté au signal reçu par le déphase complexe autoadaptatif. 8/ Circuit de compensation selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'autoadaptation des coefficients de ltégaliseur linéaire complexe autoadaptatif long (31) effectue à partir d'un signal d'erreur tiré des différences existant entre les signaux d'entrée et de sortie du circuit de décision (34), ledit signal d'erreur étant déphasé au préalable d'un angle opposé à celui engendré par le déphaseur complexe autoadaptatif (32) 9/ Circuit de compensation selon la revendication 1 comportant en outre un égaliseur linéaire autoadaptatif court (33) à un coefficient disposé sur le -trajet du signal reçu entre l'égaliseur linéaire autoadaptatif long ( et le circuit de décision (34) caractérisé par le fait que l'autoadaptation de coefficients de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long (31) s'effectue à partir d'un signal d'erreur tiré des différences existant entre les signaux d'entrée et de sortie du circuit de décision, ledit signal d'erreur étant au préalable déphasé d'un angle opposé à celui apporte par le déphaseur complexe autoadaptatif (32) et multiplié par le conjugué du coefficient de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif court (33). 10/ Circuit de compensation selon la revendication 7 pour une transmission de données employant une cadence de modulation 1/ b T caractérisé en ce que l'asservissement de phase du déphaseur complexe autoadaptatif 32 répond à l'équation linéaire aux différences du deuxième ordre suivante j= b dans laquelle #k est la valeur de l'angle de correction de phase apporté par le déphase@ complexe autoadaptatif (32) à l'instant K #T où le circuit de décision (3 délivre une estimation âk d'un symbole émis, #k+1 est la valeur de l'angle de correction de phase apporté par le déphaseur complexe autoadaptatif (32) à l'instant suivant (K+1) T où le circuit de décision (34) délivre une estimation âk+1 du symbole suivant, (#k - #k) l'erreur de phase estimée à l'instant K #T sur le signal reçu disponible en sortie du déphaseur complexe autoadaptatif (32) ( #j - #j) l'erreur de phase estimée à l'instant j. #T sur le signal reçu disponible en sortie du déphaseur complexe autoadaptatif (32). et et &gamma;,2 sont des constantes positives.