Brevet FR2449797A1 — publié le 19800919

La présente invention concerne les systèmes d'allumage électronique d'une manière générale et plus particulièrement un circuit perfectionné pour obtenir l'avance d'étincelles dans un système d'allumage électronique. Du fait que l'on dispose maintenant de meilleurs composants électroniques, en particulier des semi-conducteurs de puissance, les systèmes d'allumage électronique remplaçant les vieux systèmes mécaniques se sont largement répandus dans les systèmes d'allumage pour automobiles. Bien que le système connu "Kettering" qui a été utilisé pendant de nombreuses années fonctionne tout-a-fait bien, il nécessite des vis platinées d'allumage qui doivent couper des courants intenses. Par suite, au bout d'un certain temps, les vis platinées sont "brûlées". En outre, ces vis platinées sont actionnées par une came de distributeur et l'usure qui survient modifie l'intervalle d'étincelle au fur et à mesure que le temps passe. I1 devient nécessaire en conséquence, afin de maintenir le fonctionnement du moteur au rendement maximal et de minimiser l'émission de substances polluantes, de régler et'de remplacer périodiquement les vis platinées. Quelques-uns des systèmes d'allumage électronique récents utilisent encore des vis platinées, mais au lieu de co--- per les courants intenses utilisés! lesdites vis commandent des circuits à semi-conducteurs qui, eux, coupent les courants en question. Ceci résoud le problème de l'usure des vis platinées mais n'élimine pas celui de l'usure au niveau de la came. Par suite, ces vis platinées nécessitent encore des réglages périodiques. Les systèmes actuels d'allumage électronique éliminent totalement ces problèmes de vis platinées par l'emploi dans le distributeur d'éléments de connexion magnétiques, photoelectri- ques ou à effet Hall. Des dispositifs caractéristiques de ce type sont décrits par exemple dans les brevets US nO 3.749.974 et 3.923.030. D'autres systèmes utilisent des détecteurs sur le vilebrequin, nomme par exemple le système décrit dans les brevets US nO 3.587*552 et 3.882.835. Deux types fondamentaux de système d'allumage électronique sont utilisés actuellement ; le système à décharge inductive et le système à décharge capacitive. Le premier fonctionne pour ainsi dire comme le vieux système d'allumage du type "Kettering" en ce sens que le courant est coupé dans 'le primaire d'une bobine dont le secondaire fournit l'énergie à l'étincelle. La différence entre les systèmes d'allumage électronique et le vieux système "Kettering" réside dans le fait que la coupure, au lieu de se faire dans le primaire par l'intermédiaire des vis platinées, s'effectue par l'intermédiaire de semi-conducteurs. Dans le système à décharge capacitive, la tension de la batterie est convertie en une haute tension utilisée pour charger un condensateur qui est ensuite dechargé au moment de l'allumage. Les distributeurs connus comportent des mécanismes d'avance qui sont, soit des systèmes d'avance centrifuge, soit des systèmes d'avance à dépression, soit les deux combinés.De nombreux systèmes d'allumage électronique comportent dans le distributeur un mécanisme d'avance de type connu et utilisent simplement les circuits électroniques pour commander ou fournir l'énergie d'allumage aux électrodes des bougies. Bien que les mécanismes d'avance actuels dans les distributeurs soient bien développés, ils sont sujets à usure et à des défaillances mécaniques. Ce qui est plus important, c'est qu'ils sont limités à des types de courbes d'avance et que les modifications que l'on peut apporter à ces courbes d'avance sont restreintes. Aussi, on a essayé de perfectionner ces circuits d'avance électronique. Un de ces circuits perfectionné est décrit dans le brevet US nO 3 943 896. Dans ce circuit, la fréquence- d'entrée provenant du distributeur est convertie en une tension utilisée pour commander le minutage d'un multivibrateur monostable, lequel détermine l'instant d'allumage. I1 faut reconnaître qu'un tel circuit, dépendant comme il l'est d'un circuit de temps RC dans un multivibrateur monostable, est difficile à commander en ce qui concerne l'avance maximale. Par exemple, ce circuit est relié aux vis platinées pour établir l'avance maximale. Aussi, il est difficile d'obtenir des courbes non linéaires et de modifier les caractéristiques d'avance. Ainsi, à cause de ces divers problèmes, de nombreux constructeurs automobiles n'ont pas incorporé d'avance électronique-dans leurs systèmes d'allumage électronique. Une autre tentative de résoudre ce problème est proposée par le système décrit dans le brevet US nO 3.882.835. Dans ce système, les signaux de sortie d'un détecteur associe au vilebrequin alimentent un circuit monostable et un générateur de rampe. Le signal de-sortie du monostable constitue des signaux d'entrée envoyés à un convertisseur fréquence-tension et au générateur de rampe. Le convertisseur fréquence-tension génère une tension -qui décrolt proportionnellement avec la fréquence de l'impulsion d'entrée. Les sorties dudit convertisseur et dudit générateur de rampe sont comparées dans un comparateur en vue de déterminer l'avance du point d'allumage. Dans le générateur de rampe, un autre convertisseur fréquence-tension est utilisé pour commander la vitesse de charge du générateur de rampe afin d'essayer d'obtenir une rampe ayant un cycle opératoire et une amplitude les plus constants possibles Le convertisseur fréquence-tension agit en mettant en service une source de courant pendant la durée de l'impulsion du monostable. Quoiqu'en principe ce système fonctionne bien en éliminart certaines des déficiences des systèmes utilisant des multivibrateurs monostables, il présente néanmoins des inconvénients. En premier lieu, il nécessite un nombre relativement élevé de composants. Ce qui est plus important, c'est que l'em- ploi d'un convertisseur fréquence-tensionpour générer la rampe implique que le réglage approprié de ce convertisseur doit etre maintenu à tout moment. La façon dont le convertisseur fréquencetension fonctionne, en dépendance de la sortie du monostable pour mettre en service une source de courant, peut aussi entraî- ner des erreurs. En présence de ces difficultés, il est apparu nécessai --re de perfectionner les circuits d'allumage électronique. C'est ce que se propose de faire la présente invention qui se rapporte à un circuit d'avance électronique utilisable dans un système d'allumage électronique à décharge inductive ou capacitive. Le circuit de l'invention comprend essentiellement des moyens pour générer une tension dépendant de paramètres du moteur, tels que la vitesse ou la dépression, une boucle d'accrochage de phase et un comparateur. Dans le cas le plus simple où l'on réalise uniquement une avance centrifuge, les moyens pour générer une tension sont constitués par. un convertisseur fréquence-tension. La boucle d'accrochage de phase et le convertisseur fréquence-tension sont alimentés par des impulsions d'entrée provenant d'un capteur, de préférence après mise en forme, et les sorties de la boucle et du convertisseur sont comparées dans le comparateur dont la sortie est une impulsion modifiée avancée du degré désiré. Cette impulsion est ensuite envoyée au reste du système d'allumage électronique et indique le point ou l'instant auquel l'allumage doit se produire. La boucle d'accrochage de phase qui comporte un comparateur de phase, un filtre et un oscillateur à commande par tension, génère un signal de sortie formé par une rampe dont le front de descente est synchronisé avec le front de descente de l'impulsion d'entrée. Le signal de sortie du convertisseur fréquence-tension qui est une tension négative est intégré à une tension de décalage positive et la tension résultante constitue le signal d'entrée du comparateur. Lorsque la tension de rampe atteint le niveau de la résultante du signal de sortie du convertisseur et de la tension de décalage, la sortie du circuit passe de zéro à un niveau positif et cette impulsion constitue alors l'impulsion d'allumage avancé. A cause de la tension de decalage, la tension de rampe de l'oscillateur ne rattrapera jamais aux basses vitesses ladite tension'résultante. Ceci est voulu puisqu'aux faibles vitesses aucune avance n'est nécessaire. Ainsi, l'impulsion d'entrée après mise en forme et la sortie du comparateur sont toutes les deux couplées par une porte logique OU. Par suite, aux faibles vitesses, l'allumage se produit au moment où survient le front descendant de l'impulsion d'entrée provenant du capteur. Cepen dant, la vitesse croissant ainsi que la tension de sortie du convertisseur, la tension de rampe et la tension résultante finissent'par se croiser et l'instant d'allumage est avancé en fonction de la vitesse. Un limiteur fixant une avance maximale est associé au convertisseur fréquence-tension. Si une avance par dépression est également souhaitée, la sortie d'un transducteur de dépression est ajoutée à la sortie du convertisseur en vue d'etablir une tension proportionnelle à l'avance désirée. Le circuit de base est réalisé en utilisant des micro-circuits à semi-conducteurs en technologie COS/MOS. En utilisant une boucled'accrochåge de phase, le cycle opératoire et l'amplitude de la rampe sont commandés directement. En d'autres mots, les paramètres sont établis soit par des compo--. sants passifs, soit par des portes COS/MOS à seuil pratiquement indépendant de la température. Un rapport proportionnel obtenu de manière capacitive établit le cycle opératoire avec les seuils des portes réalisant l'amplitude de la rampe. Ainsi s'obtient l'avantage de la synchronisation par boucle fermée sur le fonctionnement par boucle ouverte des circuits connus. Un convertisseur fréquence-tension utilisant une vraie "pompe de charge" est employé dans la présente invention. La quantité de charge est déterminée par des composants passifs plutôt que par une source de courant actif. L'utilisation de composants passifs et de dispositifs COS/MOS permet de maintenir la sortie du convertisseur et l'amplitude de rampe dans un rapport exact dans toute la plage des tensions d'alimentation, ce qui rend le minutage indépendant de la tension dans toute ladite plage. De plus, l'utilisation d'un étage de sortie COS/MOS assure une limitation stable dans l'établissement d'un angle d'avance maximal. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple uniquement et en regard des dessins annexés sur lesquels - la figure -la représente un bloc-diagramme du circuit d'avance selon l'invention utilisant uniquement une avance centrifuge ; --la figure lb représente de manière similaire un circuit d'avance utilisant à la fois une avance centrifuge et une avance par dépression - la figure 2 représente un diagramme des temps faci- litant la compréhension du fonctionnement du circuit des figures la et lb - la figure 3 représente le schéma détaillé du circuit de l'invention ; et - la figure 4 est un schéma simplifié du convertisseur fréquence-tension de la figure 3. La figure la illustre un premier mode de réalisation du circuit d'avance électronique selon l'invention, incorporé à un système d'allumage électronique. Le circuit d'avance électronique 9 reçoit ses signaux d'entrée d'un capteur 10 qui peut être un capteur de distributeur ou de vilebrequin. S'il s'agit d-'un capteur de distributeur, ce peut être l'un des nombreux capteurs de ce type bien connus. Ce pourrait, par exemple, être simplement un rupteur bien que l'utilisation d'un détecteur à effet Hali, magnétique ou photoélectrique fût préférable. Le signal de sortie du circuit d'avance électronique est appliqué à un système d'allumage électronique 12 qui, de manière classique, fournit des impulsions au distributeur 14, lequel envoie ces impulsions aux diverses bougies. Ainsi, en substance, le circuit d'avance électronique 9 de l'invention est un circuit interposé entre un capteur et un système d'allumage électronique conventionnel du type dont on obtenait auparavant l'avance nécessaire à partir de mécanis- mes dans le distributeur. Bien entendu,puisque le circuit d'avance électronique est prévu, le distributeur ne comportera pas de mécanismes d'avance et son arbre de sortie sera couplé directement à l'arbre à came du moteur. Le circuit d'avance électronique selon la présente invention comporte à son entrée un circuit 11 de mise en forme des impulsions qui affine les impulsions provenant du capteur. Une sortie non-inverseuse Q du circuit de mise en forme 11 est reliée à l'entrée d'un convertisseur fréquence-tension 15 qui convertit la fréquence d'entrée fin en une tension égale a afin, K étant une constante de proportionnalité, Le convertisseur 15 comporte un étage limiteur qui sera décrit ultérieure- ment. La sortie du convertisseur 15 est couplée à l'entrée inverseuse d'un comparateur 17. Le convertisseur 15 reçoit également en entrée une tension de décalage positive appliquée par le conducteur 19 e Cette tension est ajoutée à la tension afin pour obtenir in VO Vdécalage Kfin La sortie inverseuse Q du circuit de mise en forme 11 est reliée' à I'entrée d'une boucle d'accrochage de phase 20 constituée d'un comparateur de phase 21,- d'un filtre 23 et d'un oscillateur 25 à commande par tension agencé pour délivrer une tension de sortie en forme de rampe. D'une manière classique, une contre-réaction est réalisée à partir de l'oscillateur 25 vers le comparateur de phase 21 de façon que le signal de sortie de l'oscillateur 25 soit asservi en phase par rapport aux impulsions d'entrée. La sortie de l'oscillateur est couplée à l'entrée du comparateur 17.Le signal de sortie du comparateur 17 et la fréquence d'entrée fin provenant de la sortie Q du circuit de mise en forme 11 sont envoyés sur les deux entrées d'une porte OU 27 dont la sortie est reliée à un transistor 28, le collecteur duquel formant la borne de sortie du circuit La porte OU 27 comporte une entrée inverseurs à laquelle est appliqué le signal dtentrée fin. Le signal d'entrée provenant du circuit de mise en forme 11 et appliqué à la porte OU 27 est par suite inversé. La figure lb représente le circuit de la figure la modifié en vue de permettre de réaliser, également électroniquement, une avance par dépression. Un amplificateur de sommation 14, interposé entre le convertisseur 13 et un limiteur séparé 15a, reçoit comme seconde entrée le signal de sortie d'un transducteur de dépression 16 représentatif de la dépression dans le moteur. Dans ce circuit, le signal de sortie de décalage est sommé dans le comparateur 17 à l'aide d'une résistance.18. Ceci est simplement destine à représenter une variante pour réaliser l'intégration dans le convertisseur. La partie du circuit à l'intérieur des tiretés 22 et incluant le transducteur 16, le limiteur 15a, l'amplificateur 14 et la résistance de décalage 18, comporte des moyens pour établir une tension proportionnelle à l'avance désirée en fonction des paramètres fonctionnels du moteur. Le fonctionnement du circuit de la figure la sera mieux compris à l'aide de la figure 2. En haut de cette dernière sont représentées les impulsions d'entrée 29 provenant d'un générateur à effet Hall. Ces impulsions sont mises en forme dans le circuit 11 qui est un trigger de Schmitt comportant des points de commutation 30 et 32 de manière à obtenir les impulsions référencées 31 qui sont à une fréquence proportionnelle à la vitesse du moteur. Les impulsions suivantes représentées sur la figure 2 sont les signaux d'entrée du comparateur, c'est- -dire le signal de sortie 33 de l'oscillateur 25 et le signal de sortie 37 du convertisseur fréquence-tension 15. Comme représenté, le front descendant de la tension de rampe générée par l'oscillateur 25 est synchronisé avec le front descendant des impulsions d'entrée 31. Ceci provient du fait que les impulsions d'entrée inversées sont appliquées à la boucle'20. On souhaite que l'allumage soit déterminé par rapport au front descendant de l'impulsion d'entrée. La tension de décalage 35 est, comme illustré, une tension positive.Lorsqu'elle est intégrée avec la tension négative Rfin générée par le convertisseur, la résultante est un niveau de tension 37 (Vo) qui est appliqué en tant que seconde entrée au comparateur. La tension 37 est une tension proportionnelle à l'avance désirée en fonction des paramètres du moteur, par exemple le nombre de tours par minute du moteur. On peut constater que lorsque la rampe croit et dépasse le niveau de la tension 37, le signal de sortie du comparateur 17 change en vue de générer une impulsion 39.Le front de montée de cette impulsion est en avance par rapport au front descendant de l'impulsion 31 d'une quantité dépendant de la vitesse, c'està-dire que plus élevée sera la fréquence,plus forte sera la tension négative -Kf. et plus faible sera la tension 37, en in sorte que la rampe la croisera de plus en plus tot au fur et à mesure qu'augmente la vitesse (si l'avance par dépression était prise en compte, la tension 37 en tiendrait compte et l'avance, dans sa totalité, dépendrait à la fois de la vitesse et de la dépression). Les impulsions suivantes représentées sur la figure 2 sont les signaux de sortie 41 du circuit OU 27. Les fronts de montée de ces impulsions déterminent l'instant d'allumage. Le circuit OU reçoit comme entrée les impulsions de tension 31 inversées par l'entrée inverseuse ainsi que les impulsions 39 de sortie du comparateur. Chaque impulsion de sortie 41 est présente depuis le commencement du signal de sortie dû comparateur jusqu'au commencement du signal d'entrée 31. Ces impulsions 41 sont inversées par le transistor 28 pour donner les impulsions de sortie finales 42 dont les fronts descendants déterminent le point d'allumage. Aux basses vitesses, la tension 37 ne sera pas suffisamment basse pour rattraper la rampe 33. Par suite, l'instant d'allumage sera déterminé par le front descendant d'une impulsion 31 inversée par la porte OU 27. Le limiteur du -convertisseur 15 établit une avance maximale en limitant le signal de sortie du convertisseur fréquence-tension à un niveau 37a. Pendant les périodes de décélération rapide, le front descendant de la rampe 33 peut précéder les fronts descendants d'une impulsion 31. I1 pourrait en résulter une impulsion 39a comme représenté en tiretés sur la figure 2. Ceci provoquerait une fausse impulsion d'allumage 42a. Une compensation est prévue a cet effet qui sera décrite en se reportant a la figure 3. Cette dernière illustre un mode de réalisation particulier du circuit des figures la et -lb. Ce circuit utilise au maximum des circuits COS/MOS pour leur tolérance aux variations de température et de tension d'alimentation. Ceci permet d'obtenir une combinaison efficace de circuits fonctionnels élémen- taires à l'aide d'un petit nombre de circuits intégrés peu coûteux et évite les paramètres de semi-conducteurs dépendant de la température tels que les tensions de chute de diode ou les tensions base-émetteur dans des circuits fonctionnels critiques.Cela permet aussi de réduire les réglages de montage. Dans le mode de réalisation de la figure 3, le dispositif capteur est un détecteur 10 a effet Hall dans un distributeur. Il reçoit une tension d'entrée sur le conducteur 51 en provenance d'une borne de batterie 53 à travers une résistance 52 et délivre un signal de sortie sur le conducteur 49. La résistance 52, en parallèle avec le condensateur 62 et la résistance 64, forment un circuit d'excitation minimale pour le collecteur ouvert du circuit a effet Hall connecté au conducteur 49. La tension de batterie nominale de 12 volts présente sur la borne 53 est également appliquée a une résistance 55 et à une diode de Zener 57 pour établir une tension inférieure régu lée destinée au circuit d'avance afin d'éviter les problèmes qui pourraient survenir par suite des variations de la tension de la batterie. Par exemple, la diode de Zener 57 est une diode 8,2 volts pour mettre le conducteur 47 sous une tension positive de 8,2 volts. Le signal d'entrée sur le conducteur 49 est appliqué à un circuit d'entrée de filtrage comprenant une résistance 56 et un condensateur 58 a un premier inverseur CMOS 59 comprenant les transistors 61 et 63. Le signal de sortie de cet inyerseur est appliqué a un second inverseur CMOS 65 comprenant les transistors 67 et 69. Comme représenté, les inverseurs sont tous les deux connectés a la masse par le conducteur positif 47. Le signal de sortie disponible sur le conducteur 71 du second inverseur 65 est appliqué en contrewreaction à travers une résistance 73 et un condensateur d'accélération 74 à l'entrée du premier inverseur. Conjointement avec la résistance 57, cette contre-réaction fait en sorte que le circuit fonctionne comme un trigger de Schmitt. Avec une alimentation d'environ 8 volts, les seuils de déclenchement 30 et 32 représentés sur la figure 2 sont approximativement de 2,5 et 5,5 volts respectivement. Le signal desortie Q du premier inverseur 59, disponible sur le conducteur 72, c'est-à-dire les impulsions d'entrée inversées, est appliqué comme entrée à la boucle d'accrochage de phase 20. Cette boucle est constituée par un micro-circuit disponible sur le marché. Le signal d'entrée est appliqué à travers une résistance 75 de limitation de courant puisque, comme on le verra plus loin, la boucle d'accrochage de phase fonctionne avec une tension d'alinentation d'environ 5 volts Ledit microcircuit comprend un comparateur de phase 21 et l'oscillateur commandé par tension 25. Le signal de sortie du comparateur est filtré à l'aide d'un filtre avance-retard constitué des résistances 77 et 79 et du condensateur 81. Le signal de sortie de ce filtre constitue, comme représenté, le signal d'entrée de ltoscillateur 25. Ls signal de sortie de l'oscillateur est renvoyé par un conducteur 83 sur l'entrée du comparateur de phase 21. Un condensateur 91 est branché entre les bornes 86 et 87 et une résistance 88 permet d'alimenter en tension la borne 86 par un conducteur 102. Les bornes 86 et 87 à la sortie de l'oscilla teur sont alternativement chargées à la moitié de la tension d'alimentation (5 volts) disponible sur le conducteur 102 (obtenue d'une maniere explicitée ciwaprès) sous la détection d'un comparateur interne commandé par une source de courant programmée par la résistance 82, l'autre borne étant maintenue à la masse. Z1 se produit par suite à la sortie de l'oscillas teur 25 des fontes d'onde en dents de scie alternatives, sur les bornes 86 et 87.Un condensateur auxiliaire 93 est connecté entre la borne 87 et la masse. Ce condensateur est sélectionné de façon à obtenir un processus de charge asymétrique en sorte que, pour un fonctionnement avec un moteur à 8 cylindres, la durée de la rampe à la borne 86 corresponde approximativement à 16 des 45 degrés de la rotation du distributeur entre impul- sions dans une plage de 250 à 6000 tours/minute du distributeur. La boucle d'accrochage de phase délivre sur le conducteur 83, une impulsion de sortie dont les deux fronts sont déterminés par les fronts descendants des rampes aux bornes 86 et 87. Le front descendant de la rampe à la borne 86 est synchronisé avec le front de montée de 1 impulsion d'entrée sur le conducteur 72. Puisque cette dernière est inversée, la synchronisation avec le front descendant de l'impulsion 31 de la figure 2 est ainsi assurée. Normalement, sans le condensateur 93, les deux rampes sont symétriques et l'impulsion sur le conducteur 83 ainsi que chaque rampe durent la moitié de la période entre impulsions, c'est-à-dire 450/2 pour un moteur à huit cylindres. Si le condensateur 93 n'est pas utilisé,chaque rampe complète représente 220;5. Puisque l'avance maximale dans ce circuit particulier est 149, cela impliquerait un fonctionnement sur environ les 2/3 seulement de la rampe et la précision en souffrirait. En utilisant-le condensateur 93, la partie de la rampe non utilisée sur la borne 87, ce qui survient en premier dans le temps et détermine le front de montée de l'impulsion sur le conducteur 83, est allongée. Initialement, ceci tend à allonger l'impulsion sur le conducteur 83. Mais la boucle fermée agit de manière à resynchroniser en sorte que le front descendant de l'impulsion survient au moment du front de montée de l'impulsion d'entrée. Ainsi, les deux rampes deviennent symétriques et la rampe à la borne 86 par exemple, représente 160 tandis que celle de la borne 87 représente 290. De cette façon, presque toute la rampe est utilisée lorsque l'on fait varier l'avance de 0 à 14 degrés. Si une avance par dépression est également incluse, le réglage ou l'élimination du condensateur 93 est nécessaire afin d'avoir une avance maximale cohérente avec la somme des avances centrifuge et par dépression. Un diviseur de tension comprenant la résistance 96 et la diode 94 est branché entre le conducteur positif 47 et la masse. Des diodes 90 et 92 connectent respectivement les bornes 86 et 87 à la jonction entre la résistance 96 et la diode 94. Lorsque la tension d'une rampe en 86 ou 87 atteint la moitié de la tension d'alimentation (par exemple 2,5 V) un comparateur interne se déclenche et met à la masse la borne considérée. Normalement, le courant de décharge s'écoule dans le circuit intégré à travers les diodes. Cependant, la sensibilité à la température de ces diodes ne peut être facilement compensée. Ainsi, les diodes 90 et 92 sont utilisées pour constituer ùn trajet de décharge. La polarisation de compensation de température est réalisée par une diode identique 94. Par suite, le potentiel de référence pour la décharge du condensateur 91 est sensiblement la masse et indépendant de la température. En utilisant la rampe de la boucle d'accrochage de phase, cette rampe occupe toujours une fraction déterminée de la période. Ainsi, même lorsque la rampe se raccourcit avec l'augmentation de la vitesse, elle conserve encore la même amplitude et sa largeur correspond encore au même nombre de degrés de rotation. I1 s'ensuit qu'une tension de rampe quelconque donnée correspond toujours au même angle d'avance. La boucle d'accrochage de phase demeure synchronisée sur toute l'étendue d'une plage d'entrée du distributeur comprise entre 250-300 tr/mn et environ 6000 tr/mn. Comme on le verra plus loin, l'affichage de l'avance se produit à environ 500 tr/mn. Le.générateur de rampe est presque totalement indépen- dant de la température'en ce qui concerne l'amplitude de pic pour un micro-circuit donne. Les variations entre circuits sont approximatlvement de + 10 % de l'amplitude de pic. Une compensation qui sera décrite ci-après est prévue à cet effet. La tension de rampe ainsi générée, c'est-à-dire la rampe 33 de la figure 2, est appliquée à l'entrée positive d'un amplificateur opérationnel à haute impédance 95. L'amplitude critique de la rampe est une fraction stable de la tension d'alimentation (par exemple la moitie). La tension d'alimentation de la boucle d'accrochage de phase est appliquée sur le conducteur 102 et provient d'une alimentation séparée comprenant un diviseur de tension constitué des résistances 119 et 121 et un transistor 103 à émetteur asservi. Le rapport entre les valeurs des résistances 119 et 121 est choisi de manière à avoir une tension d'environ 5 volts. Un condensateur de shuntage 106 connecte l'émetteur du transistor 103 à la masse. Les paramètres de la conversion de la fréquence en tension doivent également être calculés pour la même tension d'alimentation. Si ceci est réalisé, le minutage représente sur la figure 2 devisent indépendant de la tension d'alimentation sur toute l'étendue de la plage de fonctionnement. Afin d'avoir cela, le convertisseur fréquence-tension est un convertisseur du type à "pompe de charge", une fraction de la tension d'alimentation étant utilisée comme référence. Le signal de sortie de l'inverseur 65 est appliqué aux électrodes de commande de deux transistors complémentaires 97 et 99 incorporés avec les inverseurs 59 et 65 dans un circuit intégré commun 68. Ces transistors sont connectés de manière à fonctionner comme un commutateur 110 à double-direction unipolaire actionné par l'impulsion d'entrée La source du transistor 97 est reliée par l'intermédiaire d'une- résistance 100 et d'un potentiomètre 101 à la tension d'alimentation réduite disponible sur le conducteur 102. Le drain du transistor 99 est relié au drain du transistor 97 à travers une résis- tance 104. Un condensateur 105 (C1) est branché en parallèle avec le transistor 97.La source du transistor 99 est reliée à l'entrée négative d'un amplificateur opérationnel 107, Ce dernier comporte un condensateur 109 (C2) en parallèle avec une résistance lui dans son circuit de réactionnégative (R1,1). L'entrée positive de l'amplificateur 107 est reliée à un diviseur de tension constitué des résistances 113 (R113) et 114 (R1l4). Une résistance de sortie 115 (R115) et une résistance 117 (R117) sont branchées entre la sortie et entrée positive. Une résistance 116 (R116) relie l'entrée négative de l'amplificateur à la masse. Les références entre parenthèses correspondent à celles utilisées dans les équations ci-après. La figure 4 est un schéma simplifié du convertisseur fréquence-tension. Lors d'un signal d'entrée bas en provenance de l'inverseur 65, la position du commutateur 110 est oppose à celle représentée sur la figure et correspond à l'état con ducteur du transistor 97, Le condensateur 105 est décharge et maintenu dans cet état. Lorsque le signal de sortie de l'inverseur 65 croit, le transistor 99 devient conducteur et le tran- sistor 97 se-bloque. Le condensateur 105 référencé C1 dans l'équation ci-après se charge à travers la résistance 104 à la tension de référence V2 aux bornes de la résistance 114. Ceci provient de la nature de l'amplificateur opérationnel qui est conçu de manière à maintenir ses bornes a'entrée au même potentiel. A la fin de chaque impulsion d'entrée, le commutateur change d'état ou de position en déchargeant le condensateur 105, A chaque front de montée du signal d'entrée le commutateur revient dans la position représentée sur la figure et le condensateur 105 se charge à nouveau, provoquant le transfert de la charge C V vers le condensateur 109 (C2) dans la boucle de réaction de l'amplificateur 107. La réaction négative sur ce dernier maintient ses deux entres au même potentiel ; le courant de charge du condensa- teur 105 s'écoulant également à travers le condensateur 1Q9 en pompant une charge egale à destination de ce condensateur 109, Le taux de pompage doit être égal au taux de décharge établi par la résistance 111. Pour une fréquence d'entrée donnée, l'état d'équilibre s'établit comme suit : finC1V2 = Y1C2/RIII. Puisque les bornes d'entrée de l'ampliîcateur 107 sont au même potentiel à cause de la contre-réaction négative, la soro tie Vo sera égale : à vo = vl [a(l-b)+b)- #V2(l-b > fin. équation dans laquelle V1 = tension aux bornes de la résistance 113 (R113) V2 = tension aux bornes de la résistance 114 (R1l4) a = (R116 + Rlll)/R116 b = R115/(R111+R115) T R C 111 2 et R117 R113 Dans les équations ci-dessus, V1 est la tension de décalage et V2 dépend de la fréquence. C'est précisément ce que l'on cherche puisque V1 et V2 sont une fraction de la tension d'alimentation sur le conducteur 102. Bien que les circuits MOS 97 et 99 aient une résistance "en service1, finie, les constantes de temps de charge et de décharge sont rapides en comparaison avec les intervalles de temps définis par l'in- pulsion d'entrée. Ainsi, dans cet étage, on réalise à la fois la conversion fréquence-tension et le décalage.Le potentiomètre 101 permet le réglage de la tension d'entrée du convertisseur pour compenser les variations survenant dans la boucle d'accrochage de phase mentionnées plus haut. L'amplificateur 107 et ses circuits associés accomplissent également la fonction de limitation. L'amplificateur 107 est de préférence du type à étage de sortie COS/DIOS. La sortie de cet étage est telle qu'elle limite son signal de sortie à la tension d'alimentation a d'en- triée. Les valeurs des composants sont choisies de manière que la sortie soit limitée à la masse à un nombre de tours par minute du distributeur prédéterminé. Le diviseur de tension comprenant les résistances 115, 117 et 113 établit un niveau de limitation effectif à une certaine tension positive appropriée à l'angle d'avance maximale désiré. Puisque les tensions aux bornes des résistances 114 et 113 (voir fig, 3) sont dérivées du même diviseur de tension, l'avance maximale est obtenue à une vitesse déterminée uniquement par des composants passifs (par exemple les résistances 113, 114, 111 et 116 et le condensateur 105). Différentes combinaisons de résistances 116 et lll définissent différentes valeurs d'affichages et pentes d'avance. L'angle actuel d'avance maximale est détermine par la durée de la rampe comme une fraction de la période totale [donnée par C 3/(C12+C13)1 et par le diviseur comprenant les ré-- s stances 115 et 117. Différentes valeurs de la résistance 115 programment l'avance maximale. Le tableau ci-dessous donne l'avance maximale et le nombre de tours par minute à l'affichage pour diverses valeurs de composants. Courbe Distrib. Tr/mn Avance départ pic Deg. R116 R111 R115 # 50 # 100 # 1/2 i 50 '100 1 550 900 12 357k 698k 54,9k 2 550 1400 12 357k 267k 54,9k 3 550 2000 12 309k 174k 54,9k 4 550 1400 14 357k 267k 31,6k 5 550 900 14 357k 698k 31,6k 6 550 2000 14 309k 174k 31,6k I1 faut noter qu'à faible vitesse la boucle d'accrochage de phase n'effectue pas de synchronisation Cependant, la synchronisation se produit pour une vitesse de rotation-de distributeur aux alentours de 250 à 300 tr/mn, bien en dessous des 550 tr/mn à partir desquels l'avance se met en marche. Ainsi, il y a absence de synchronisa- tion uniquement lorsque l'allumage est encore commandé directement par les impulsions d'entrée 31 de la figure 2. Une fois que la sortie de l'amplificateur 107 se sature à la masse, l'angle d'avance doit alors demeurer constant aux vitesses élevées. Cependant, en pratique, la constante de temps du filtre d'entrée constitué par la resistance 56 et le condensateur 58 introduit un léger retard (approximativement 10 pour 5000 tr/mn du distributeur). La résistance 88 procure une compensation approchée de ce retard. La courant dans la résistance 88 constitue un courant additionnel fixe qui s'ajoute au courant de charge du condensateur C13 pour le condensateur 91 durant le demi-cycle produisant la rampe à la borne 86. Un courant de charge additionnel fixe raccourcit la rampe d'une quantité fonction de la vitesse. Aux vitesses élevées, le courant de coupure constitue une petite contribution ayant un petit effet sur la durée de la rampe.Aux vitesses inférieures, le courant de coupure raccourcit davantage la rampe. En effet, la résistance 88 introduit un retard additionnel aux basses vitesses compensant le retard du filtre aux vitesses élevées. Le signal de sortie à travers la résistance 115 est appliqué comme entrée négative à l'amplificateur 95, lequel reçoit comme entrée positive, comme mentionné plus haut, le signal de sortie à la borne 86 de l'oscillateur à commande par tension Cet amplificateur sert à la fois de comparateur et de porte OU. La borne 130 de l'amplificateur donne accès à l'étage pilote. Comme représenté, la borne 130 est reliée a travers une diode 135 à la sortie de l'étage inverseur 65. Le signal d'entrée à la borne 130 agit comme signal inverseur, c' est-à-dire que lorsqu'une faible tension est présente, un signal de sortie positif ou haut est présent sur la borne. 132. Si la faible tension à la sortie de l'inverseur 65 (sur le conducteur 71) apparaît sur la borne 130 sans présence de signal à la sortie du comparateur, l'étage de sortie de l'amplificateur 95 passe en sortie haute, ce qui réalise la fonction logique OU. Le signal de sortie à la borne 132 est le signal 41 de la figure 2. Comme représenté, la borne 132 est reliée au transistor 28 par l'intermédiaire d'une résistance 133 insérée dans le circuit de base du transistor en vue d'obtenir -les impulsions 42 de la figure 2. L'étage de sortie CMOS de l'amplificateur-comparateur 95 est un circuit court d'une stabilité constante permettant à la sortie d'alimenter le transistor 28 directement avec les 8 ma environ disponibles. Aux basses vitesses, où aucune avance n'est nEces- saire, la tension 37 (fig. 2) provenant de l'amplificateur 107 est plus positive que la tension de pic 33 de la rampe provenant de la borne 86. Les circuits internes du comparateur 95 maintiennent une tension positive à l'étage de sortie couplé au point 130. Dans ce cas, la transition négative d'une impulsion 31 (fig. 2) à travers la diode 135 abaisse la tension du point 130 à la masse pour donner une impulsion de sortie 41 (fig. 2). Aux vitesses élevées, les circuits internes font la même chose à l'aide d'une impulsion 39 survenant avant que le front de l'impulsion 31 ne devienne négatif. Comme mentionné ci-dessus, pendant les périodes de décélération rapide du moteur, la phase de la transition négative de la rampe (impulsion 33) précède légèrement la phase des transitions negatives par effet Hall (impulsion 31). Aux vitesses nécessitant une avance, cela signifie que les signaux d'entrée sur le circuit logique OU ne sont pas contigus. Cet "intervalle logique" serait de nature à engendrer une impulsion de déclenchement de sortie 42 parasite.Un condensateur de ralentissement 124 entre la borne 130 et la masse agit principalement sur la transition positive de la tension à la borne 130, durant laquelle les circuits internes de l'amplificateur 95 produisent moins de courant. Llintervalle logique ne dure pas assez longtemps pour permettre au point 130 d'atteindre la tension nécessaire pour provoquer une transition à la sortie 132, ce qui évite ladite impulsion de déclenchement parasite. Le retard dans la transition positive provoqué par le condensateur 124 nécessite que le cycle opératoire de sortie basse du détecteur à effet Hall soit inferieur à 50 %, sinon le signal de sortie du collecteur du transistor 28 pourrait être trop court pour déclencher de maniere sure un allumage à décharge capacitive. Si les tensions de batterie faiblissent, la diode de Zener 57 ne maintient plus la tension de fonctionnement générale à la valeur nominale de 8,2 volts. Ceci n'affecte pas immédiatement le minutage puisque toutes les tensions du circuit convertisseur fréquence-tension et l'amplitude de la rampe var--ent en fonction de la tension d'alimentacion commune Lors d'une erreur quelconque de minutage (approximativement 1 à 20), le circuit fonctionne avec-une tension d'alimentation réduite entre 6 et 7 volts. En dessous de cette tension, le transistor 99 ne peut plus être commandé et le pompage de charge cesse. Par suite, le signal de sortie de 11 amplificateur 95 revient à sa valeur de décalage, déconnectant l'avance si le circuit fonctionnait en régime d'avance. Un signal de sortie d'avance en provenance du transistor 28 est disponible jusqutà une tension d'alimentation dé 5 volts (par exemple pour un démarrage à la manivelle à froid). Comme noté ci-dessus, la diode de Zener 57 établit une alimentation positive d'environ 8 volts. En outre, elle protège le circuit des surtensions transitoires. Les valeurs des composants des autres parties du circuit de la figure (non données dans le tableau mentionné plus haut) sont les suivantes pour un moteur à huit cylindres Résistances ' Ohms 55 33 52 100 64 470 56 75 57 6,8K 73 18K 88 1,62M 119,104 4,7K 121 12K 101 500 114 274 113 1,13K 100 274 96 3,3K 117 100K 74 10K 77 182K 79 47,5K 82 33,2K 133 1K Condensateurs 11f 58,60,109,81 0,22 62 0,1 74 0,0015 104,118,91 0,01 105 0,047 93 0,0033 120,126 56 pf 124 0,0047 Boucle d'accrochage de phase - RCA CD4646AF circuit 68 CMOS - RCA CD4007AF Amplificateurs 95,109 - RCA CA3130 Transistor 28 - MPS--A06 Les condensateurs 120 et 122 associés aux amplificateurs 107 et 95 empêchent les oscillations haute fréquence.Le condensateur 118 agit comme filtre pour le conducteur positif 47. On trouvera ci-après d'autres éléments facilitant le fonctionnement correct du circuit : a) Pour obtenir des constantes de temps RC d'une durée adéquate sans surdimensionnement des condensateurs, la boucle 20 et l'amplificateur 107 présente des impédances dans la plage de 100 KnclMs, Les fuites sur les surfaces des circuits imprimés doivent être maintenues faibles dans les cas de températures extrêmes en utilisant un revêtement d'enrobage ayant une résistivité volumique de l'ordre de 1014Q-cm et non affecté par des températures entre -500C et +1250C et par un degré d'humidité pouvant atteindre 100%. On peut utiliser pour un tel enrobage une résine époxy-possédant ces caractéristiques et convenablement durcie. b) A la place de la boucle d'accrochage de phase RCA et du circuit 68 également de chez RCA, proposes ci-dessus, on peut utiliser des circuits similaires fabriqués par d'autres constructeurs. Pour le circuit 68, le paramètre critique est le seuil de déclenchement pour commander les transistors à effet de champ utilisés comme commutateurs de pompage de charge. Les seuils des autres circuits essayés étaient trop élevés. Quelques autres circuits de boucle d'accrochage de phase CMOS de série B, soumis à l'essai avaient une conductance de transfert dans le circuit de programmation de tension de l'oscillateur superieure à celle proposée. Ceci modifie le gain, l'amortissement et la fréquence minimale a'accrochage de la boucle. Eventuellement, les dispositifs d'autres constructeurs pourraient être utilisés pour réaliser cette boucle en modifiant en conséquence les valeurs des résistances 82, 79, 77 et du condensateur 81. On réalise de cette manière un circuit de commande d'avance à l'allumage électronique perfectionne. Bien que l'on ait décrit ici un mode de Yéalisation particulier d'un tel circuit, il est évident que l'invention concerne également toutes les variantes de réalisation qui pourraient être apportees à ce circuit dans le cadre défini par les revendications ci-annexées. REVENDICATIONS 1. Circuit de commande d'avance électronique destiné à un système d'allumage électronique pour véhicule automobile comportant des moyens de réception d'un signal de sortie impulsionnel de minutage généré dans un moteur à combustion interne en vue de produire des impulsions de déclenchement d'allumage à destination des bougies du moteur, caractérisé en ce qu'il comprend :: a) des moyens pour engendrer une tension fonction d'une amplitude désirée ; b) une boucle d'accrochage de phase dont une entrée est agencée pour etre reliée à une source d'impul sions d'entrée provenant de moyens de, génération d'impulsions de minutage, ladite boucle générant à sa sortie une tension en forme de rampe en phase avec le signal d'entrée , c) un comparateur dont l'entrée est reliée respective ment à la sortie desdits moyens a) et à ladite boucle et délivrant à sa sortie des impulsions en avance par rapport auxdites impulsions d'entrée en fonction de ladite tension proportionnelle, la sortie étant agencée pour être reliée en tant qurentree impulsionnelle de minutage, aux moyens de génération d'énergie à haute tension. 2. Circuit selon raz la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens degénration de tension comportent un convertisseur fréquence-tension dont l'entrée est reliée à ladite source d'impulsions d'entrée en vue de, générer une tension de sortie proportionnelle au taux d'impulsions d'entrée. 3. Circuit suivant la revendication 1 ou 2, caractérisée en ce qu'il comporte en outre une porte logique OU dont une première entrée est reliée à la sortie dudit comparateur et dont une seconde entre est reliée à la sortie délivrant lesdites impulsions de minutage, la sortie de cette porte OU étant connectée aux moyens générant l'énergie à haute tension, en sorte qu'un signal reçu sur la première entrée donnera un signal de sortie permettant le fonctionnement du moteur sur lequel est installé le circuit malgré une défaillance du reste du circuit pour une raison quelconque. 4. Circuit suivant l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un transducteur de dépression dont entrée est reliée au collecteur sous dépression d'un moteur à combustion interne en vue de générer une tension de sortie proportionnelle à la dépression à son entrée et des moyens pour sommer le signal de sortie du transducteur et le signal de sortie du convertisseur fréquence-tension en vue de générer ladite tension proportionnelle à l'avance d'amplitude désirée. 5. Circuit suivant la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte en outre a) un circuit de mise en forme dont l'entrée est reliée auxdites impulsions d'entrée et dont la sortie est reliée à l'entrée du convertisseur fréquence-tension et à ladite boucle d'accrochage de phase ; et b) une porte logique OU dont une première entrée est reliée à la sortie dudit comparateur et dont-une seconde entrée est reliée à la sortie dudit cir cuit de mise en forme, la sortie de ladite porte délivrant lesdites impulsions de minutage et étant reliée aux moyens de génération d'énergie à haute tension. 6. Circuit suivant l'une des revendications 2 ou 5 caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens de limitation du signal de sortie du convertisseur fréquence-tension en vue d'établir la plage de fonctionnement du circuit. 7. Circuit suivant l'une des revendications 2, 5 ou 6, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens pour additionner une tension de décalage au signal de sortie du convertisseur fréquence-tension, ladite tension de décalage établissant une tension à partir de laquelle commence à fonctionner ledit comparateur. 8. Circuit suivant l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que ladite boucle d'accrochage de phase est un micro-circuit CMOS gracie auquel le circuit est moins sensible aux variations de tension et de température. 9. Circuit suivant l'une des revendications 2 à 8i caractérisé en ce que ledit convertisseur fréquence-tension comprend a) un amplificateur opérationnel comportant un condensateur et une résistance en parallèle dans sa boucle de réaction négative b) une alimentation en tension de référence ; c) un commutateur unipolaire double direction comportant deux bornes de commutation susceptibles d'être reliées sélectivement à une borne commune, le com mutateur étant relié à la sortie des moyens de mise en forme des impulsions, la première borne de commutation-,étant reliée à l'entree-inverseuse dudit amplificateur et la seconde borne ladite alimentation en tension de référence ;; d) un condensateur dont une borne est reliée à ladite tension d'alimentation de référence et dont l'autre borne est reliée à la borne commune dudit commuta teur ; e) une première résistance branchée entre la tension d'alimentation de référence et 11 entrée non-inver seuse dudit amplificateur ; et f) des moyens de couplage de l'entrée non-inverseuse de l'amplificateur à la masse. 10. Circuit suivant la revendication 9, caractérisé en ce que ledit commutateur comporte une paire de transistors MOS complémentaires et ledit amplificateur est un circuit CMOS 11. Circuit suivant la revendication 10, caractérisé en ce qu'au moins l'un desdits transistors est choisi de manière à ne pas avoir un potentiel de commande en dessous d'une tension d'alimentation prédéterminée de manière à déconnecter le circuit d'avance lors d'un affaiblissement de la tension de la batterie susceptible d'entraîner des erreurs notables 12.Circuit suivant l'une des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que ladite boucle d'accrochage de phase comporte un comparateur de phase, un circuit de filtrage et un oscillateur commandé par une variation de tension, le comparateur de phase recevant en entrée ledit signal de sortie impulsionnel de minutage et le signal de sortie dudit oscillateur cependant que la sortie du comparateur est reliée à travers le filtre à l'entrée de l'oscillateur, ladite boucle agissant de manière a régler le signal de sortie de l'oscillateur jusqu'd ce que sa fréquence corresponde à la fréquence dudit signal de sortie impulsionnel de minutage, cette boucle générant à sa sortie une tension en forme de rampe en phase avec le signal d'entrée. 13. Procédé de commande d'avance à l'allumage en fonction de la vitesse dans un système d'allumage électronique pour véhicule automobile agencé pour recevoir des impulsions de minutage provenant d'un capteur associé au moteur et comportant des moyens de génération à partir de ces impulsions de minutage d'impulsions d'allumage à haute énergie destinées aux bougies d'allumage, ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il consiste a) à générer une tension proportionnelle à l'amplitude de l'avance désirée , b) à générer une tension en forme de rampe dont le front descendant est asservi en phase avec le front de montée des impulsions de minutage ; et c) à comparer la tension de rampe avec la tension proportionnelle et à délivrer un signal de sortie d'allumage destine auxdits moyens de génération a chaque fois que la tension de rampe est supérieure à ladite tension proportionnelle. 14. Procédé suivant la revendication 13, caractérisé en ce qu'il consiste en outre a) à comparer dans un comparateur de phase une impul sion correspondant à ladite tension de rampe avec lesdites impulsions de minutage ; et b) à relier la sortie du comparateur de phase, par l'intermédiaire d'un filtre, à un oscillateur à commande par variation de tension générant à sa sortie ladite tension de rampe et les impulsions synchronisées avec elle en vue d'alimenter par un circuit de réaction le comparateur de phase, grâce à quoi la tension de rampe est asservie en phase, par l'intermédiaire d'une boucle d'accrochage de phase, avec lesdites impulsions de minutage. 15. Procédé suivant la revendication 13 ou 14, caractérisé en ce que la phase de génération d'une tension proportionnelle comprend la génération d'une tension proportionnelle à la fréquence des impulsions de minutage. 16. Procédé suivant la revendication 15, caractérisé en ce qu'il comporte en outre la phase de mise en forme des impulsions de minutage avant leur conversion en une fréquence 17. Procédé suivant la revendication 16, caractérisé en ce qu'il consiste en outre à générer comme signal de sortie d'allumage à destination desdits moyens de, génération d'impulsions d'allumage à haute énergie, le premier front d'impulsion de minutage mise en forme en provenance du moteur et l'impulsion de sortie générée au cours de ladite phase de comparaison.