Brevet FR2460068A1 — publié le 19810116

i La présente invention se rapporte à des oscillateurs et plus particulièrement à des Oscillateurs d'une sorte pour produire un signal de sortie à fréquence variable, sensible à des changements d'une manifestation d'un signal reçu ou d'entrée. Le brevet U.S. NO 4 055 817 intitulé "Variable Frequency Oscillator", au nom de Watanabe, du 25 Octobre 1977, décrit un oscillateur comprenant un résonateur ayant une boucle primaire de contre-réaction pour forcer des oscillations à se produire à une fréquence souhaitée et une boucle secondaire de contreréaction pour provoquer des variations de cette fréquence en réponse à une manifes- tation d'un signal d'entrée. Dans l'oscillateur connu, la boucle primaire de contre-réaction comporte un résonateur pour déterminer la fréquence centrale de l'oscillateur, un amplificateur non-inverseur pour satisfaire auxcritères de Barkhausen pour l'oscillation et un circuit d'addition pour additionner un signal déphasé d'une boucle secondaire au signal principal dans la boucle primaire, afin de régler l'écart de fréquence de l'oscillateur selon le signal de la boucle secondaire de contre-réaction. La boucle secondaire de contre-réaction comprend un déphaseur dont l'entrée est reliée à un point arbitraire dans la boucle primaire et une sortie reliée au circuit d'addition par un multiplicateur à quatre quadrants, auquel une tension de réglage est appliquée pour régler l'amplitude et la phase des signaux déphasés dans la boucle secondaire de contre-réaction. Dans l'oscillateur à fréquence variable connu ci- dessus décrit, le déphaseur dans la boucle secondaire de contre-réaction comprend un réseau à retard de 900 et comme la polarité et l'amplitude de sa sortie sont toutes deux contrôlées par le multiplicateur à quatre quadrants, des signaux de réglage sont impartis au circuit d'addition, ayant un écart maximum de phase de + 900. Cette gamme très large de réglage de phase, s'approchant presque de 1800 à la sortie du circuit d'addition, est particulièrement avantageuse dans des applications o l'oscillateur doit être utilisé comme oscillateur réglé en tension (VCO) dans une boucle verrouillée en phase (PLL) o l'on souhaite une meilleure linéarité et une large déviation ou un grand écart par rapport à une fréquence centrale donnée. Un niveau élevé de stabilité de fréquence pourrait être obtenu dans l'oscillateur connu en employant un élément mécanique à facteur Q élevé (comme un cristal piézo-électrique, un transducteur à magnétostr ction, et autres) comme résonateur dans la boucle primaire de contre-réaction. Cependant, plusieurs problèmes se posent quand on tente cela. Par exemple, un cristal pièzo- électrique utilisé comme résonateur dans le circuit connu peut tenter d'osciller dans un mode trop poussé et non souhaité, forçant la boucle primaire de contre-réaction à osciller à un multiple imprévisible de la fréquence centrale souhaitée. Même si cela ne se produit pas, cependant, la-simple tendance vers une oscillation trop poussée présente des problèmes en termes de pureté spec- trale et de symétrie du signal à la sortie de l'oscillateur. La présente invention a pour but de répondre à la nécessité d'un oscillateur à fréquence variable ayant les caractéristiques souhaitables de bonne stabilité, large gamme de réglage de phase et forte linéarité tout en évitant les problèmes ci-dessus mentionnés associés aux résonateurs mécaniques à facteur Q élevé. Selon un aspect de l'invention, cela est accompli par une modification de la boucle primaire de contre- réaction afin d'y incorporer un certain nombre de réseaux à retard de phase, dont au moins un est partagé en commun avec la boucle secondaire de contre-réaction. Selon un autre aspect de l'invention, la boucle primaire de contre- réaction est modifiée pour y incorporer un moyen pour appliquer des signaux en opposition de phase aux deux côtés du résonateur. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma-bloc d'un oscillateur à fréquence variable selon l'invention; - la figure 2 donne un schéma-bloc illustrant un autre développement de la figure 1; et - la figure 3 est un schéma détaillé d'un oscillateur à fréquence variable mis en oeuvre à partir du schéma-bloc de la figure 2. L'oscillateur à fréquence variable de la figure 1 se compose d'une boucle primaire de contre-réaction et d'une boucle secondaire de contre-réaction. Trois éléments sont partagés en commun par les deux boucles. Ce sont un circuit d'addition 10 ayant une sortie reliée à l'entrée d'un résonateur mécanique 12 à Q élevé, dont la sortie est reliée à l'entrée d'un réseau de retard de phase 14 de 90 . La boucle primaire est fermée au moyen d'un second réseau de retard de phase de 900 16 dont l'entrée est reliée à la sortie du réseau 14 et dont la sortie est reliée à une première entrée du circuit d'addition de vecteurs10 par un amplificateur inverseur 18. La boucle secondaire est fermée au moyen d'un multiplicateur à quatre quadrants , relié, par sa première entrée, à la sortie du réseau 14 et par sa sortie à une seconde entrée du circuit d'addition de vecteursl0. La seconde entrée du multiplicateur 20 est adaptée à recevoir une tension de réglage (Vc) qui, comme on l'expliquera, règle l'amplitude et la phase du signal de contre-réaction dans la boucle secondaire qui, quand il est additionné à un signal à une phase et une amplitude fixes dans la boucle primaire, règle la fréquence de l'oscillateur. On comprendra mieux le fonctionnement de l'oscilla- teur de la figure 1 en considérant d'abord la boucle primaire de contreréaction en supposant que la boucle secondaire est ouverte. Avec cette supposition, la sortie du circuit d'addition de vecteurs10 est simplement égale au signal appliqué à sa première connexion d'entrée, ainsi le circuit 10 peut être ignoré. Dans ces conditions, la boucle primaire oscille à une fréquence donnée déterminée par le résonateur mécanique 12 qui présente essentielle- ment un déphasage nul à la résonance. La combinaison des deux réseaux de retard de phase 14 et 16 introduit un déphasage de 1800 et impartit une caractéristique de transfert passe-bas à la boucle primaire. Un déphasage supplémentaire de 1800 est formé par l'amplificateur inverseur 18, produisant ainsi un déphasage total de 3600 autour de la boucle, et le gain nécessaire pour entretenir les oscillations. Un déphasage net de 3600 dans la boucle primaire est, en un sens, équivalent à un déphasage de 0 parce que les signaux à l'entrée et à la sortie du résonateur 12 sont en phase'. Dans l'art antérieur précédemment décrit, cette relation a été obtenue simplement en reliant l'entrée d'un amplificateur non inverseur à la sortie du résonateur et la sortie de l'amplificateur non inverseur à l'entrée du résonateur par un circuit d'addition. La - boucle primaire de contre-réaction plus complexe selon la présente invention présente un avantage parce que les deux réseaux de retard de phase 14 et 16 introduisent une caractéristique pasa-,bas dans la fonction de transfert de la boucle primaire qui supprime les harmoniques du résonateur mécanique 12, empêchant ainsi le résonateur à avoir tendance à opérer à un multiple non souhaité de sa fréquence fondamentale, et améliorant la pureté spectrale du signal à la sortie de l'oscillateur. L'incorporation du réseau à retardée phase 14 dans la boucle primaire et la boucle secondaire présente l'avantage que le nombre total de réseaux de retard de phase qui serait autrement requis pour construire l'oscil- lateur est réduit. Le réseau 14 en d'autres termes, remplit des doubles fonctions parce qu'il produit une partie du déphasage requis par les boucles primaire et secondaire de contre-réaction et il impartit de plus une caractéristique de transfert passe-bas aux deux boucles. En résumant à ce point, l'oscillateur à fréquence variable selon la présente invention comporte un circuit d'addition de vecteurs 10, un résonateur mécanique 12 et un réseau de déphasage de 90 14 reliés en cascade, dans cet ordre. L'oscillateur comprend un premier trajet de contre-réaction comprenant un second réseau de déphasage à 900 16 sensible au signal à la sortie du premier réseau 14 pour appliquer un premier signal vectoriel de référence d'une grandeur fixe A à une première entrée du circuit d'addition 10 et formant une boucle primaire d'oscillationsfermée ayant un retard net de phase de 2 q radians et une caractéristiques de transfert passe-bas. On suppose maintenant que la boucle secondaire de contre-réaction est fermée. Cette boucle comprend un second trajet de contre-réaction comportant le multiplica- teur à quatre quadrants 20 qui est sensible au signal à la sortie du réseau de retard de phase 14 pour appliquer un signal vectoriel en quadrature de grandeur variable, B, à la seconde entrée du circuit d'addition 10, formant ainsi une boucle secondaire fermée d'oscillation ayant une caractéristique de déphasage variable. Comme on l'expliquera maintenant, le multiplicateur à quatre quadrants 20 est sensible à une manifestation d'un signal de réglage (Vc) pour régler la grandeur et la phase du signal vectoriel en quadrature à grandeur variable dans la seconde boucle de contre-réaction par rapport au signal vectoriel à grandeur fixe dans la boucle primaire de contre-réaction, afin de produire un signal vectoriel composé C à la sortie du circuit d'addition 10, qui règle la fréquence centrale et l'écart de l'oscillateur. Plus particulièrement, le multiplicateur 20 dans la boucle secondaire de contre-réaction impartit un déphasage soit de 0 ou de 1800 au signal déphasé de 900 à la sortie du réseau 14, selon la polarité de la tension de réglage (Vy) appliquée à sa seconde borne. Il module également l'amplitude du signal à la sortie du réseau 14 selon la grandeur & la tension de réglage (V.). Ainsi, la sortie du multiplicateur à quatre quadrants 20 est un signal vectoidel B qui est soit en phase ou déphasé par rapport au signal à la sortie du réseau 14 selon la polarité de la tension de réglage (Vc) et dont l'amplitude est variable selon la tension de réglage (V.). Comme le déphasage net autour de la boucle primaire de contre-réacticn est de 3600 et que le réseau 14 introduit un déphasage de 900 dans la boucle secondaire, on peut voir que le vecteur de grandeur variable B différera, en phase, du vecteur A de + 900 selon la polarité de la tension réglée(VC). Ainsi, un signal vectoriel composé de sortie C est produit par le circuit d'addition 10, dont la phase peut être continuellement déphasée sur une gamme s'approchant de 1800. On suppose par exemple que la tension de réglage (Vc) est de zéro. Le vecteur composé C sera alors égal au vecteur A de grandeur fixe et l'oscillateur oscillera ainsi à une fréquence déterminée uniquement par la carac- téristique de la boucle primaire. Ch suppose maintenant que la tension de réglage (Vc) a une certaine valeur positive telle que la sortie du multiplicateur 20 soit en phase avec la sortie du réseau 14 et a une grandeur telle que la grandeur du vecteur B soit égale à celle du vecteur A. Dans ce cas, le vecteur composé C (qui est égal à la somme de A et B) aura une grandeur égale à la grandeur du vecteur A par la racine carrée de 2 et une phase par rapport au vecteur A de -45 . L'inversion de la polarité de la ten'sion de réglage (V.) inversera la phase du vecteur B, ainsi la phase du vecteur composé C sera égale à 450. Sur la figure 2, le résonateur mécanique précédem- ment mentionné 12 a été remplacé par un élément à cristal piézoélectrique 13, qui est supposé avoir une valeur donnée de capacité parasite (Cp). Pour surmonter les non-linéarités que cette capacité parasite peut introduire dans le signal de l'oscillateur, un circuit supplémentaire est prévu pour dériver un second signal composé U en opposition de phase avec le signal vectoriel C précédemment mentionné, et des moyens sont prévus pour appliquer les signaux vectoriels composés C et C aux plaques opposées de l'élément à cristal. Plus particulièrement, l'amplificateur inverseur 18 a été remplacé par un amplificateur différentiel de sortie 19 qui produit des signaux de sortie en opposition de phase de O (sans inversion) et de 1800 (inversion) par rapport au signal reçu appliqué à l'amplificateur. Le signal inversé de sortie (vecteur A) de l'amplificateur 19 est appliqué à la première entrée du circuit d'addition 10 et la sortie non-inversée (vecteur!)de l'amplificateur 19 est appliquée à une première entrée d'un circuit supplémen- taire d'addition de vecteurs 11. La sortie du circuit 11 est appliquée par un circuit de neutralisation 23 à la connexion entre le cristal 13 et l'entrée du réseau à retard 14. Le multiplicateur à quatre quadrants 20 a été remplacé par un multiplicateur à quatre quadrants 21 ayant des sorties différentielles reliées aux secondes bornes d'entrée respectives des circuits 10 et 11. On notera à ce point que la phase des connexions de sortie du multi- plicateur à quatre quadrants 21 ne détermine que la direc- tion du changement de fréquence de l'oscillateur pour un changement dans le sens donné de la tension de réglage (V.). Le seul effet de l'inversion des connexions des sorties du multiplicateur 21 est d'inverser le sens de l'écart de l'oscillateur mais non pas sa grandeur. Le circuit de neutralisation 23 comprend de préférence un condensateur ayant une capacité Cn égale à Cp et il peut également contenir une bobine d'inductance dont l'inductance est choisie pour résonner avec une capacité égale au double de la valeur Cn. Par ailleurs, sur la figure 2, le réseau 14 en tracé fantôme est construit au moyen d'un filtre passe- bas 22 connecté en cascade avec un réseau à retard variable 24. Les changements décrits ci-dessus donnent une meilleure linéarité à l'oscillateur en neutralisant l'effet de la capacité parasite du cristal 13, et représententun agencement avantageux pour ajuster la symétrie de la forme d'onde indépendamment de la fréquence centrale de l'oscil- lateur. La symétrie peut être contrôlée en faisant varier l'inductance dans le circuit de neutralisation 23 et la fréquence centrale peut être contrôlée en faisant varier une composante du réseau à retard variable 14 afin qu'à la fréquence souhaitée, la somme du déphasage introduit par le filtre passe-bas 22 et le réseau à retard variable 24 soit égale à 900. A part ces différences, le fonctionnement de l'oscillateur de la figure 2 est autrement sensiblement identique à celui précédemment décrit pour la figure 1. L'agencement de la figure 2 présente un autre avantage, en effet la façon dont on dérive le vecteur composé C assure une relation très précise de 1800 avec le vecteur composé C que l'on ne peut obtenir en appliquant simplement le signal C à un amplificateur inverseur pour dériver C. Une telle tentative introduira nécessairement un déphasage supplémentaire du fait de la capacité parasite inévitable associée à l'amplificateur. Cependant, l'agence- ment de la figure 2 permet de surmonter le problème en utilisant un circuit supplémentaire d'addition de vecteurs 11, recevant des signaux qui sont en opposition de phase aux signaux d'entrée du circuit d'addition de vecteurs 10 et dérivés de façon que les signaux vectoriels C et E se déplacent par des trajets ayant une longueur sensiblement égale. La figure 3 illustre un circuit détaillé de l'oscillateur à fréquence variable de la figure 2 et comme on l'expliquera, elle montre d'autres caractéristiques avantageuses de l'invention. Parmi celles-ci, on peut citer des moyens, dans les circuits d'addition 10 et 11, pour supprimer les effets de Miller dans l'amplificateur 19 et le multiplicateur 21. Pour simplifier le dessin, les sources des trois tensions VI, V2 et V3 sont omises. La tension V3 est une tension d'alimentation et elle est positive par rapport à la masse. La tension V1 est une tension de référence ou de polarisation entre V3 et la masse. La tension V2 est une tension de référence ou de polarisation entre V1 et V. De préférence, les tensions de polarisation V1 et V2 sont dérivées de V3 afin qu'une variation de V3 produise une variation correspondante des autres tensions de polarisa- tion. Cela n'est cependant pas essentiel, et les tensions de polarisation peuvent également être obtenues de sources indépendantes appropriées. La désignation de la masse comme point de potentiel commun est arbitraire et si on le souhaite, toutes les connexions indiquées comme étant à la masse peuvent être reliées à une source appropriée de tension, un autre point étant désigné comme la masse. Le circuit d'addition de vecteurs 10 comprend un transistor d'entrée en base commune Q3 relié par son émetteur à la borne d'entrée 101, par son collecteur, au moyen d'une résistance de charge RI, à une source de tension d'alimentation V3 et par sa base à une source de tension de polarisation V2. Le collecteur de Q3 est relié à la base d'un transistor de sortie en émetteur-suiveur QI qui reçoit la tension d'alimentation V3 à son collecteur. L'émetteur de QI est relié à la borne de sortie 102 et à la masse par une résistance R3. La construction du circuit 11 est semblable à celle du circuit 10, le transistor Q4 servant d'amplificateur en base commune avec son entrée à la borne 103, la résistance R2 servant de charge et le transistor Q2 et la résistance R4 servant dtémetteur-suiveur avec une sortie à la borne 104. Pour les fonctions accomplies par les transistors Q3 et Q4, on observera d'abord que les signaux fournis à leurs émetteurs respectifs sont obtenus de sourcesà impédance relativement élevée. Le transistor Q3, par exemple, reçoit les courants de collecteur du transistor Q7 dans l'amplificateur 19 et des transistors Q9 et Q10 dans le multiplicateur 21. Le transistor Q4 reçoit de même les courants de collecteur des transistors Q6, Q8 et Qll. On peut par conséquent s'attendre à ce qu'il soit possible de supprimer les transistors Q3 et Q4 et d'accomplir l'addi- tion des courants de collecteur ci-dessus directement dans les résistances Rl et R2. Cela pourrait être fait et donner un circuit pouvant fonctionner. Cependant, cette addition directe des courants dans Rl et R2 pourrait présenter un problème parce que les tensions variables produites apparaîtraient également nécessairement aux collecteurs des transistors Q6-Qll et cela pourrait introduire un déphasage non souhaité dans l'amplificateur 19 et le multiplicateur 21, par effet de Miller. Le problème des effets de Millernon souhaités dans l'amplificateur 19 et le multiplicateur 21 est évité en utilisant les amplificateurs en base commune Q3 et Q4 dans les circuits d'addition 10 et 11. Ces transistors servent à régler le potentiel aux collecteurs de Q6 à Qll à une valeur constante déterminée par le potentiel V2 appliquéaix bases connectées en commun, En d'autres termes, les transistors amplificateurs enbase commune Q3 et Q4 dans les circuits d'addition 10 et 11 respectivement, servent d'amplificateurs d'isolement pour empêcher toute contre-réaction des signaux composés C et C produits dans les résistances de charge Rl et R2 vers les sorties du multiplicateur à quatre quadrants 21 et de l'amplificateur différentiel 19. Les transistors QI et Q2 montés en émetteur- suiveur servent principalement d'amplificateurs d'isolement pour empêcher que des variations des caractéristiques d'impédance d'entrée du cristal 13 et du réseau de neutralisation 23 n'affectent les tensions produites dans les résistances Rl et R2. Cela améliore la linéarité générale de l'oscillateur car le facteur Q du cristal 13 est bien supérieur à celui du réseau 23 et on peut par conséquent s'attendre à ce que la charge queces circuits il présentent aux bornes102 et 104 soit différente et ait des caractéristiques différentes dépendant de la-fréquence. En d'autres termes, chaque amplificateur d'isolement assure que les signaux vectoriels composés C et C seront relati- vement non affectés par les caractéristiques d'impédance du circuit 23 et du cristal 13. Le circuit de neutralisation 23 comprend un condensateur Cl relié entre une borne d'entrée 231 et une borne de sortie 232 et une inductance variable Ll reliée entre la borne de sortie 232 et la source de tension de polarisation V1. Le condensateur Cl, qui applique le signal vectoriel composé C en opposition de phase à la seconde plaque du cristal 13, a de préférence une valeur de capacité égale à la capacité parasite du cristal 13. L'inductance Ll et ajustée pour résonner avec une valeur de capacité égale au double de la valeur du condensateur de couplage Cl pour neutraliser la capacité parasite au noeud du fait de la capacité parasite du cristal 13 et du condensateur de neutralisation Cl pour obtenir une résonance à la fréquence de résonance en série du cristal et pour produire un ajustement de la symétrie de déviation (linéarité) qui est essentiellement indépendant de l'ajustement de la fréquence centrale. Le filtre passe-bas 22 se compose d'une-résistance R5 reliée entre une borne d'entrée 222 et une borne de sortie 223 et d'un condensateur C2 relié entre la borne 223 et la source de potentiel de polarisation V1. Les valeurs de R5 et C2 sont de préférence choisies pour atténuer les signaux au-dessus de la fréquence souhaitée de fonctionne- ment de l'oscillateur. Comme on l'a mentionné précédemment, ce filtre passe-bas atténue les harmoniques du cristal13 à la fois dans la boucle primaire de contre-réaction et dans la boucle secondaire de contreréaction. En effet, il impartit une caractéristique passe-bas aux fonctions de transfert des deux boucles. Le réseau à retard variable 24 comprend une inductance variable L2 reliée en série avec le condensateur C3 dans cet ordre, entre la borne 223 et le point de potentiel de polarisation V1. Une borne de sortie 241 est reliée au point commun de L2 et C3. L'inductance L2 règle la fréquence centrale de l'oscillateur et est ajustée pour produire un déphasagergénéral pour le filtre passe-bas 22 et le réseau 24 de 9Q0. Pour augmenter la linéarité de l'oscillateur, le réseau à retard variable 24 a un faible facteur Q pour assurer la déphasage relativement constant sur toute la gamme des fréquences de l'oscillateur. Une caractéristique de facteur Q faible est obtenue par l'effet de charge de la résistance R6 dans le réseau 16. Le réseau 24 impartit également une caractéristique passe-bas aux deux boucles primaire et secondaire et en principe, un signal de sortie de l'oscillateur pourrait être dérivé de la borne 241. Cependant, comme on l'expli- quera subséquemment, il est préférable de dériver un signal de sortie d'un point dans la boucle primaire pour obtenir des signaux ayant une forte pureté spectrale. Le réseau de retard 16 comprend une inductance L3 reliée entre la sortie 241 du réseau 24 et une borne de sortie 161, qui, à son tour, est reliée par une résistance R6 et un condensateur C4 en parallèle, au point de potentiel de référence V1. L'inductance L3 et le condensa- teur C4 sont choisis pour produire un déphasage de 900 à la fréquence centrale souhaitée. La résistance R6 est incorporée à la sortie du réseau de retard de phase 16 pour charger les deux réseaux de retard ce qui a tendance à diminuer le facteur Q des réseaux. La raison pour laquelle des réseaux à facteur Q faible sont souhaitables, est d'empêcher tout changement sensible de la phase dans les réseaux de retard de phase tandis que la fréquence de l'oscillateur varie afin que le déphasage soit sensiblement contrôlé par le processus d'addition de vecteurs qui a lieu dans les circuits d'addition 10 et 11. En d'autres termes, les réseaux 14 et 16 sont de préférence des- réseaux à facteur Q faible, ayant une réponse d'amplitude et de phase sensiblement constante sur la gamme souhaitée de déviation de fréquence de l'oscillateur. L'amplificateur différentiel 19 comprend quatre transistors, Q5, Q6, Q7 et Q15, deux résistances R7 et R10 et une source de courant constant Il. Le transistor Q5 et la résistance R7 sont reliés en émetteur-suiveur pour régler le potentiel à la base du transistor Q6 à un potentiel de décalage d'une chute de tension base-émetteur Vbe en-dessous du potentiel de référence V1. Ce décalage compense un décalage semblable qui se produit dans la jonction base-émetteur de l'émetteur-suiveur comprenant le transistor 15 et la résistance R10. Ce dernier émetteur- suiveur a pour but de produire un point de sortie à faible impédance 191 pour appliquer le signal à la sortie de l'oscillateur à un certain moyen d'utilisation (non représenté) tout en isolant en même temps la sortie 161 du réseau 16 du moyen d'utilisation. L'isolement est avanta- geux afin que tout changement des caractéristiques de charge du moyen d'utilisation ne puisse affecter la tension dans la résistance R6. Cette résistance, comme on l'a précédemment mentionné, est choisie pour régler le facteur Q des réseaux 16 et 24. En l'isolant de la charge, le facteur Q restera sensiblement constant et l'oscillateur ne sera pas affecté par des changements de l'impédance du moyen d'utilisation. Dans le cas o ces caractéristiques d'isolement ou de faible impédance ne sont pas requises, les transistors Q5 et Q15 et les résistances R7 et R10 peuvent être omis. Que l'on utilise ou pas un étage d'entrée en émetteur-suiveur dans l'amplificateur différentiel 19, il est néanmoins avantageux de dériver la sortie de l'oscilla- teur par un certain moyen à la sortie du réseau à retard fixe 16 dans la boucle primaire de contre-réaction. Comme on l'a précédemment mentionné, les deux boucles de contre- réaction ont une caractéristique de transfert passe-bas, car elles contiennent toutes deux le réseau à retard variable 24 et le filtre passebas 22. Cependant, la boucle primaire comporte de plus le réseau à retard 16 qui a une caractéristique supplémentaire de transfert passe-bas, ainsi on peut obtenir, à la sortie, des signaux ayant une plus grande pureté spectrale. Dans l'amplificateur 19, les transistors Q6 et Q7 sont reliés en configuration différentielle, leurs émetteurs joints étant reliés à la masse par la source de courant Il. Le signal au collecteur de Q7 (borne 193) correspond au vecteur A de grandeur fixe qui, en termes de tension, est en phase avec le signal à la sortie du cristal 13. Comme les transistors Q6 et Q7 ont leurs émetteurs couplés, le signal au collecteur du transistor Q6 (borne 194) est par conséquent déphasé par rapport à la sortie du cristal 13 et correspond au signal vectoriel de grandeur fixe A On notera bien entendu qu'il ne se produit en réalité aucune variation de tension auxcollecteursde Q6 et Q7du fait de la régulation produite par les transistors amplificateurs en base commune Q3 et Q4. Comme on l'a précédemment mentionné, ces transistors suppriment l'effet de Miller dans l'amplificateur 19, ce qui améliore les réponses en phase et en fréquence. Le multiplicateur 21 à quatre quadrants est un mélangeur traditionnel à six transistors doublement équilibré, mais il comporte des entrées en émetteur-suiveur pour les transistors de rang supérieur Q8-Q11 et une source de courant à réseau en %Y (plutôt qu'une réseau en T tradi- tionnel) pour les transistors de rang inférieur Q13 et Q14. Bien que cela nécessite deux sources de courant, cette dernière caractéristique permet l'ajustement du gain du multiplicateur 21 (et ainsi le rapport 4 f/AVC de l'oscillateur réglé en tension) au moyen d'une seule résistance variable. La source de courant à réseau en ie( pour le multiplicateur 21 se compose de deux sources de courant I2 et I3, chacune étant référencée à la masse, et ayant des sorties reliées ensemble par une seule résistance variable R9 d'ajustement de déviation de fréquence. La sortie de la source de courant I2 est reliée, par le trajet de conduction du premier, Q13, des transistors du premier rang (Q13, Q14) aux émetteurs reliés en commun d'une première paire, Q8 et Q9, des transistors du second rang (Q8-Qll) qui sont reliés, par leurscollecteurs,respective- ment, aux bornes de sortie 212 et 211 o les signaux vectoriels en quadrature de grandeur variable et en opposition de phase f et B respectivement, sont produits. La sortie de la source de courant I est reliée par le trajet de conduction du second (Q14) des transistors du premier rang auxémetteurs reliés en commun d'une seconde paire, Q10 et Qll, des transistors du second rang, dont les collecteurs sont reliés, respectivement, aux bornes de sortie 211 et 212. La tension de réglage V c du multiplicateur 21 est appliquée entre les bornes d'entrée 214 et 215 qui sont reliées aux bases des transistors du premier rang Q13 et Q14, respectivement. Le signal de sortie à la borne 241 du réseau à retard de phase variable 24 est appliqué à l'entrée 216 du multiplicateur 21 et est appliqué à la base du transistor Q16 en émetteur-suiveur, qui est relié par son collecteur, pour recevoir la tension d'alimentation V3 et par son émetteur, à la masse, par la résitance R11. L'émetteur de Q16 est également relié à la base des premiers transistors Q8 et Q1 O de chaque paire de transis- tors du second rang. L'émetteur-suiveur comprenant Q12 et R8 est agencé de façon identique à celui comprenant Q16 et Rll à l'exception que la base de Q12 est reliée à la tension d'alimentation V1 et que son émetteur est relié aux bases des seconds transistors, Q9 et Q11, de chaque paire de transistors du second rang. Le second émetteur-suiveur Q12, R8 a pour but d'appliquer une tension de référence aux bases de Q9 et Qll, qui est décalée de 1Vbe en-dessous de la tension de polarisation V1. Cela compense le décalage semblable apparaissant à la jonction base-émetteur de Q16. Le transistor Q16 et la résistance Rll forment un émetteur- suiveur qui empêche la charge de la borne de sortie 241 du réseau de retard 24 par l'entrée du multiplicateur 21. Cela améliore encore la linéarité de l'oscillateur. Cependant, si on le souhaite, les transistors Q16 et Q12 en émetteursuiveur et les résistances de charge associées R11 et R8 peuvent être omis. Les sources de courant I2 et I3 dans le réseau en-ty précédemment décrit peuvent comprendre des résistances ou des transistors polarisés de façon appropriée. De préférence, elles sont étudiées pour être conductrices de courants sensiblement égaux entre les émetteurs des transistors Q13 et Q14 et la masse. En tenant compte de cette supposi- tion, on décrira maintenant le fonctionnement du multi- plicateur 21. On suppose d'abord que la tension de réglage Vc est de O volt. Cela rend les tensions d'émetteur de Q13 et Q14 égales, aucun courant ne s'écoule dans aucune direction à travers R9 et le courant appliqué aux émetteurs de Q8 et Q9 est égal 'à celui appliqué aux émetteurs de Q10 et Qll. En conséquence, la transconductance de l'amplifica- teur différentiel formé de Q8 et Q9 est égale à celle de l'amplificateur différentiel formé de Q10 et Qll. Comme ces amplificateurs différentiels ont des sorties en couplage croisé, des entrées reliées en commun et des transconductances égales, tout signal appliqué à la borne 216 sera annulé quelle que soit sa polarité ou sa grandeur. Par exemple, si la tension à la borne 216 est positive par rapport à V1, l'augmentation résultante du courant conduit par Q8 est annulée par une diminution correspon- dante du courant conduit par le transistor QlI. Inversement, si la tension à la borne 216 est négative par rapport à VI, la conduction diminuée dans Q8 sera annulée ou compensée par une conduction accrue dans Q11. Ainsi, tant que Vc est égaleà O volt, aucun signal n'est produit aux sorties 211 et 212 (à part un courant permanent constant), quelle que soit la grandeur ou la polarité du signal à la borne 216. En appliquant une tension de réglage Vc telle que la borne 214 soit positive par rapport à la borne 215, cela force le courant de collecteur de Q13 à dépasser celui du Q14 et ainsi la transconductance des transistors Q8 et Q9 dépassera celle de Q10 et Q11. En conséquence, il n'y a plus d'annulation totale des signaux et une composante de tension de sortie sera produite dans Rl, en phase avec la tension à la borne 216 et d'une grandeur directement proportionnelle à Vc. Une inversion de la polarité Vc force la phase de la composante de tension de sortie dans Rl à s'inverser de 1800, car la transconduc- tance de l'amplificateur différentiel formé de Q10 et Q11 dépassera alors celle de l'amplificateur différentiel formé de Q8 et Q9. Le signal de réglage et les tensions de référence peuvent être appliqués différemment au multiplicateur 21. On pourrait, par exemple, appliquer une tension de réglage asymétrique (plutôt que différentielle) à l'une des bornes 214 et 215 en appliquant un potentiel approprié de référence à l'autre. Alternativement, la tension de réglage pourrait être appliquée soit sous forme d'un signal asymétrique ou d'un signal différentiel au second rang de transistors plutôt qu'au premier rang de transistors, le signal d'entrée étant alors appliqué au premier rang de transistors. De telles variations mineures sont bien dans la compétence d'un technicien des multiplicateurs à quatre quadrants. Il n'est pas non plus nécessaire d'employer la classe particulière du multiplicateur illustré (c'est-à- dire le type à transconductance variable). D'autres classes de multiplicateurs peuvent être utilisées, comme le type largeur d'impulsionhauteur d'impulsion, à condition que l'on puisse obtenir un fonctionnement dans les quatre quadrants. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et représentés qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans le cadre de la protection comme revendiquée. R E V E N D I C A T I O N S 1.- Oscillateur du type comprenant un résonateur ayant une boucle primaire de contre-réaction pour forcer des oscillations du signal de sortie à se produire à une fréquence souhaitée et une boucle secondaire de contreréaction comportant un multiplicateur pour provoquer des variations de ladite fréquence souhaitée en réponse à une manifestation d'un signal de réglage, caractérisé par un moyen pour améliorer la pureté spectrale du signal de sortie et pour supprimer des tendances vers une oecillation trop poussée, caractérisé par: une connexion en cascade d'un certain nombre de réseaux de retard de phase de 900 (14,16) dans ladite boucle primaire pour produire une caractéristique de transfert passe-bas d'au moins " dernier desdits réseaux de ladite connexion en cascade. 2.- Oscillateur selon la revendication 1 du type o le résonateur précité se compose d'un cristal pièzo- électrique ayant des première et seconde plaques, o les signaux dans les boucles de contre-réaction précitées sont combinés vectoriellement au moyen d'un circuit d'addition de vecteurs ayant une première entrée reliée à une sortie du dernier desdits réseaux pour recevoir un signal vectoriel de grandeur fixe, et ayant une seconde entrée reliée à une sortie du multiplicateur précité pour recevoir un signal vectoriel de grandeur variable, et ayant une sortie reliée à ladite première plaque dudit cristal piézo-électrique pour lui appliquer un signal vectoriel composé, caractérisé par: un premier circuit (11) pour produire, à une sortie, un second signal vectoriel composé en relation d'opposition de phase avec ledit premier signal vectoriel composé; et un circuit de neutralisation (23) pour appliquer ledit second signal composé à la seconde plaque dudit cristal. 3.- Oscillateur selon la revendication 2, du type o le cristal piézo-électrique précité présente une capacité parasite Cp d'une valeur donnée, le circuit de neutralisation précité étant caractérisé par: un condensateur (Cl) relié entre la sortie du premier circuit précité et la seconde plaque dudit cristal, ledit condensateur ayant une valeur Cn; et une inductance (Ll) reliée entre la seconde plaque dudit cristal et un point de potentiel de référence, ladite inductance ayant une valeur L. 4.Osciîlateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'inductance précitée est une inductance variable pour ajuster la symétrie de déviation dudit oscillateur. 5.- Oscillateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que Cn est sensiblement égaleà Cp; et L est choisiepour être en résonance avec 2Cn à la fréquence d'oscillation. 6.- Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier des réseaux précités comprend un filtre passe-bas à résistance-capacité (R5, C2) en connexion en cascade avec un filtre passe-bas à inductance- capacité (L2, C3), un élément d'au moins l'un desdits filtres étant un élément réglable pour ajuster le déphasage du premier desdits réseaux à 900 à une fréquence prédéter- minée, ladite fréquence prédéterminée étant la fréquence centrale souhaitée dudit oscillateur. 7.- Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier circuit (11) précité p comprend un second circuit d'addition de vecteurs ayant une première entrée reliée pour recevoir un signal vectoriel d'une grandeur fixe, dont la grandeur est égale et qui est en opposition de phase par rapport au premier signal vectoriel de grandeur fixe mentionné, et ayant une seconde entrée reliée pour recevoir un sigeal vectoriel de grandeur variable dont la grandeur est égale et dont la phase est opposée par rapport au premier signal vectoriel de grandeur variable, et une sortie à laquelle est produit le second signal vectoriel composé. 8.- Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les réseaux de retard de phase de 90 (14, 16) se composent de deux réseaux produisant un déphasage total de Or radians et avec de plus un amplificateur inverseur (18) reliant la sortie du dernier réseau à la première entrée du circuit d'addition de- vecteurs précité pour produire un déphasage total dans la première boucle de contre-réaction précitée de 2 jr radians. 9.- Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les première et seconde entrées du circuit d'addition de vecteurs ( 10) précité forment un seul noeud-de circuit, ledit noeud étant relié à une entrée d'un amplificateur monté en base commune (Q3), dont le circuit de sortie comporte une charge (Rl) pour produire le signal vectoriel composé précité. 10.- Oscillateur selon la revendication 9, caractérisé en ce que le circuit d'addition de vecteurs (10) précité comprend de plus un amplificateur d'isolement (QI) pour appliquer le signal vectoriel composé produit par la charge précitée à la première plaque du cristal précité. 11.- Oscillateur selon la revendication 2, caractérisé par un moyen formant charge (R6) dans la connexion en cascade précitée pour réduire le facteur Q des réseaux de retardée phase de 900 précités à une valeur telle que lesdits réseaux présentent une réponse en phase et en amplitude sensiblement constante sur une gamme donnée de fréquences centrée sur une fréquence centrale donnée. 12.- Oscillateur selon la revendication 2 du type o le multiplicateur précité est un multiplicateur à quatre quadrants ayant une source de courant pour fournir un courant de fonctionnement à deux transistors, caractérisé en ce que ladite source de courant comprend: un réseau en IST comprenant une résistance (R9) reliée aux sorties de deux sources de courant constant (I2 * I3), les extrémités de ladite résistance étant reliées aux électrodes respectives desdits transistors (Q13, Q14), ladite résistance étant variable pour ajuster le gain dudit multiplicateur.