Brevet FR2445068A1 — publié le 19800718

"Circuit comportant un amplificateur réglable" La présente invention concerne un circuit comportant un amplificateur réglable, en particulier un amplificateur de signal vidéo de moyenne fréquence dans un récepteur de télévision, dans lequel une grandeur de régulation pour l'amplificateur est dérivée de la valeur maximale du signal de sortie. Dans des circuits de ce genre, la tension de sortie de l'amplificateur est le plus souvent amenée, éventuellement par l'intermédiaire d'un dispositif à valeur de seuil, à une diode à l'autre électrode de laquelle est connecté un condensateur. Lorsque la tension de sortie dépasse la valeur de seuil, la diode devient conductrice et le condensateur est chargé à une valeur correspondant à la valeur maximale de la tension de sortie. L'amplification est réglée au moyen de cette valeur de tension. Abstraction faite d'une erreur du réglage nécessaire, l'ampli- fication est adaptée au signal d'entrée dans une mesure telle que le signal de sortie reste au moins à peu près constant. Un tel amplificateur réglable ne fournit pas toujours un signal qui est-suffisamment grand pour fournir au moyen d'un circuit à diodes simple la grandeur de régulation exigée soit sous forme de tension de régulation, soit sous forme d'intensité de régulation. En effet, on n'utilise en principe comme tension de régulation qu'une partie de la tension de sortie de l'amplificateur dépassant la valeur de seuil. C'est pourquoi il est souvent souhaitable d'amplifier spécialement, dans un amplificateur de signal de régulation, le signal présent entre la sortie de l'amplificateur réglable et la partie du circuit fournissant la grandeur de régulation, par exemple un redresseur de crête. Les tolérances des composants jouent alors un rôle, en particulier lorsqu'on utilise des circuits intégrés qui ne sont pas réglés par la suite.En particulier, des déviations d'une valeur de seuil peuvent mener à des déviations sensibles de la grandeur de l'amplitude de sortie réglée. L'invention a pour but de réaliser un tel circuit d'une manière telle que des tolérances inévitables aient aussi peu d'influence que possible et que l'erreur de régulation occasionnée par un crêpage imprécis reste minimale. Dans le circuit du type mentionné plus haut, on évite cette difficulté lorsque, conformément à l'invention, on convertit le signal de sortie en amplitude par un convertisseur au moins selon une puissance plus élevée et on l'amène à un redresseur de crête qui fournit la grandeur de régulation. Par la puissance plus élevée, les valeurs d'amplitude sont écartées davantage les unes des autres précisément dans le domaine des crêtes de signaux présentes. Meme lorsque, à la suite de tolérances des composants, le traitement ultérieur du signal de sortie de l'amplificateur de régulation aboutit à des valeurs d'amplitude différentes au dispositif à valeur de seuil, par exemple à une diode d'écrêtage, une variation d'amplitude nettement plus importante y est produite pour le redresseur à maximum par des variations d'amplitude faibles du signal à régler, de sorte que, meme dans le cas de déviations au niveau du seuil de régulation, un écrêtage se produit quand meme d'une manière assez précise pour la valeur souhaitée et que la régulation souhaitée est obtenue. L'amplitude peut suivre une fonction exponentielle croissante. Dans ce cas, un tube électronique à caractéristique exponentielle ou un circuit correspondant équipé de transistors peut servir d'élément convertisseur. Une amplitude croissante se présente aussi pour une forme parabolique, de préférence avec un exposant supérieur à 1,5. Une telle allure d'amplitude peut aussi être approchée par un amplificateur de signal de régulation en grande partie linéaire, étant entendu que les valeurs de départ, par exemple le domaine d'amplitude, sont supprimées en dessous d'un domaine de 10 à 50% et de préférence de 20 à 30% de la valeur exigée du signal de sortie. Un tel amplificateur de signal de régulation présente par conséquent une caractéristique qui, dans le domaine d'amplitude initiale en question, accuse la valeur zéro à la sortie et passe, à partir d'une limite déterminée, plus ou moins brusquement à des amplitudes supérieures. Une conversion particulièrement simple et cependant efficace se produit lorsque le signal de sortie est élevé au carré, d'une manière avantageuse à l'aide d'un étage multiplicateur aux deux entrées duquel le même signal de sortie est amené d'une manière telle qu'il soit multiplié par luimême. Pour une telle caractéristique, sans autre mesure, les amplitudes plus basses ne sont donc que faiblement transmises, tandis que les amplitudes plus élevées apparaissent plus amplifiées à la sortie. Une telle conversion vers une puissance plus élevée peut en principe s'effectuer dans chaque domaine de fréquence et, en particulier, dans le domaine de la moyenne fréquence, ou après démodulation, par exemple pour un signal de télévision dans le domaine de fréquence vidéo. Lorsque le signal est modulé sur une porteuse, par exemple lorsqu'il est amené comme signal de moyenne fréquence, l'ampli- ficateur doit présenter pour le signal de régulation une gamme de fréquences correspondante et une possibilité de pilotage pour les deux polarités. Pour l'obtention du signal de régulation, ce signal ne peut pas être utilisé complètement sans plus, par exemple par un simple redresseur. Il convient par conséquent d'effectuer la conversion à l'état démodulé, donc pas dans un domaine de fréquence d'onde porteuse.Ceci s'avère particulièrement simple pour la dite élévation au carré par multiplication: on obtient dans ce cas directement le signal démodulé converti en amplitude, par exemple conformément à un signal vidéo de télévision. Il est vrai qu'apparaissent des oscillations harmoniques de la fréquence d'onde porteuse, lesquelles ne sont cependant plus nécessaires ultérieurement, dont il ne faut pas tenir compte; elles peuvent être facilement éliminées par un filtre passe-bas de dimension correspondante. Une solution particulière simple est obtenue lorsque la partie de l'amplificateur de signaux de régulation suivant le convertisseur, est choisie par exemple par la fréquence limite des transistors utilisés, telle que les oscillations harmoniques en question soient notablement amorties.A cette fin conviennent surtout des étages à transistors pnp qui sont formés dans un circuit intégré prévu pour des transistors npn et qui peuvent présenter un comportement en fréquence limité adéquat. Dans des amplificateurs de régulation connus, on travaille souvent avec des transistors qui, en premier lieu, sont actifs comme amplificateurs de courant. Le redresseur de crête et éventuellement un dispositif à valeur de seuil étaient en rapport avec des valeurs de tension de sorte qu'une conversion en tension des courants amplifiés et éventuellement une comparaison avec une tension de valeur de seuil étaient nécessaires à cet effet. Des composants supplémentaires tels que des résistances de travail et des diviseurs de tensions sont de ce fait actifs, ce qui exerce une influence sur la grandeur du niveau réglé finalement obtenu du signal de sortie de l'amplificateur réglable. L'invention a par conséquent aussi pour but de mettre en oeuvre un dispositif convertisseur avec les amplificateurs de signaux de régulation associés d'une manière telle que de telles tolérances supplémentaires soient largement évitées. On atteint ce résultat, conformément à l'invention, par le fait que le dispositif convertisseur comporte en principe des étages amplificateurs de courant et que le courant converti et éventuellement amplifié fournit, par l'intermédiaire d'un circuit à valeur de crête de courant, la grandeur de régulation, par exemple sous la forme de courant qui est amené à un condensateur. A ce condensateur apparait une tension par laquelle l'amplificateur de régulation est influencé. Grâce au condensateur, on obtient un fonctionnement de régulation intégré. De plus, aucune conversion multiple éventuelle supplémentaire de courant en tension ou inversement n'est nécessaire. Suivant une autre forme d'exécution de l'invention, on obtient aussi le seuil sans utiliser une tension de référence par le fait que la valeur de courant de différence du signal de régulation qui dépasse un courant de valeur de seuil est renvoyée au redresseur de crête. Pour bien comprendre l'invention, on se réfèrera à la description d'une forme d'exécution, donnée ci-après, à titre d'exemple, avec référence au dessin annexé dans lequel: la Fig. 1 est un schéma synoptique illustrant le principe de l'invention; les Fig. 2a et 2b illustrent des signaux de télévision appliqués et convertis; la Fig. 3 illustre un dispositif convertisseur conforme à l'invention comportant un amplificateur de courant-signal de régulation, un dispositif à valeur de seuil et un redresseur de crête. Le signal d'entrée S1 qui varie fortement en amplitude, par exemple un signal de télévision couleur de moyenne fréquence, est amené à partir d'une borne d'entrée 1 à un amplificateur réglable 2 de préférence à plusieurs étages. La sortie de cet amplificateur, à laquelle apparaît le signal de sortie réglé en amplitude, est connectée à une borne de sortie 3; le signal de sortie S3 de ltamplificateur 2 3 apparaissant à cette borne 3 est en outre amené à un dispositif convertisseur 5 qui comporte éventuellement un démodulateur et qui fournit un signal de sortie S7 par l'intermédiaire d'un amplificateur de signaux de régulation 6 à une borne 7; ce signal est éventuellement amené à un redresseur de crête 9 par l'intermédiaire d'un dispositif à valeur de seuil 8. Ce redresseur fournit une grandeur de régulation à un condensateur C auquel apparaît, par exemple, une tension de régulation qui est amenée à l'entrée de tension de régulation de l'amplificateur 2. Suivant l'invention, le signal de sortie 53 de l'amplificateur 2 est converti au moins selon une puissance supérieure avant et après une démodulation dans le dispositif convertisseur 5. L'allure de l'amplitude à la borne 7 est alors telle que le signal de régulation S7 amené au redresseur de crête 9 augmente nettement davantage que d'une manière proportionnelle par rapport au signal S3 apparaissant à la sortie de l'amplificateur 2 et amené à l'entrée de l'étage convertisseur 5. Une caractéristique proportionnelle entre le signal S apparaissant à la borne 1 et le signal S3 apparaissant à la borne 3 est indiquée au-dessus de l'amplificateur 2.Le diagramme pour le signal de régulation converti S7 représenté au-dessus de la borne 7 indique une caractéristique convertie selon une puissance supérieure, le signal S7 variant, pour 7 le domaine d'amplitude du signal de sortie S3 stabilisé par la régulation, d'une manière nettement plus abrupte que ce qui correspondrait à une proportionnalité directe au signal S3. Un signal de télévision standard représenté en a sur la Fig. 2a, qui, modulé sur une onde porteuse de moyenne fréquence de par exemple 38,9 MHz, correspond au signal d'entrée S1, comporte, au-dessus d'une valeur zéro, des valeurs de luminosité comprises entre la valeur du blanc ws et la valeur du noir sw dans le domaine d'amplitude de 10 à 73% et des signaux de synchronisation avec des valeurs maximales sy comprises entre 73 et zoo%, qui dépassent donc 27%. Lorsqu'un tel signal est converti dans un dispositif convertisseur conforme à l'invention selon une variation d'amplitude quadratique, on obtient le signal représenté en b sur la Fig. 2, dans lequel le signal de luminosité est compris entre 1% (correspondant à la valeur du blanc) et 53% (correspondant à la valeur du noir), tandis que les impulsions de synchronisation comprennent le domaine d'amplitude de 53 à zoo%, soit 47%. Lors du redressement de crête et éventuellement pour un dispositif à valeur de seuil précédent, les flancs des impulsions de synchronisation sont donc davantage écartés l'un de l'autre dans le sens vertical et sont par conséquent plus abrupts.Des dispositifs qui influencent les impulsions de synchronisation sont par conséquent plus fortement pilotés de tdle sorte qu'ils commutent plus rapidement et que des déviations de tolérances éventuelles ont moins d'influence sur le résultat obtenu selon la valeur de temps ou d'amplitude. En particulier, les valeurs maximales du signal converti sont davantage espacées les unes des autres par rapport au signal initial de telle sorte que l'on obtient une production du signal de régulation plus sensible par redressement de crête. La Fig. 3 illustre un schéma plus détaillé du dispositif convertisseur 5 avec l'amplificateur de signaux de régulation 6, du dispositif à valeur de seuil 8 et du redresseur de crête 9, qui sont représentés entre des lignes pointillées et qui peuvent être réalisés ai moyen de la technique des semiconducteurs intégrés et sont connectés au condensateur C. Entre une source d'alimentation +Ug de 12 Volts et la masse se trouve le montage en série d'une résistance 21 de 10 kOhms et d'un.transistor npn 22 connecté comme unediode, ainsi que d'une résistance 23 de 390 Ohms disposée dans son trajet d'émetteur. La tension apparaissant à la base du transistor 22 à la suite du courant imposé par la source d'alimentation +UB pilote les bases des autres transistors 24, 25, 26, 27, 28 et 29 dont les émetteurs sont connectés à la masse par l'intermédiaire de résistances 34, 35, 36, 37 de 330 Ohms, 38 de 680 Ohms et 39 de 6.800 Ohms. Ces derniers transistors 24 à 29 inclus fonctionnent comme source de courant à la suite de cette commande à leurs collecteurs. Les collecteurs des transistors 24 et 25 formant source de courant sont connectés aux émetteurs de deux transistors pnp 42 et 43 dont les collecteurs sont connectés chacun à l'émetteur d'un transistor pfip 44, 45. Les collecteurs et les bases des transistors pnp 44 et 45 sont connectés encommun par l'intermédiaire d'une résistance 46 de 1,5 kOhm à la source de tension +UB. Les émetteurs des transistors 42 et 43 sont reliés par l'intermédiaire d'une résistance 47 de 150 Ohms et les bases des transistors 42 et43 sont connectées aux bornes d'entrée 3a et 3b auxquelles est amené un signal en opposition de phase par rapport à une valeur de symétrie, lequel signal correspond au signal de sortie S3 de l'amplificateur 2 représenté sur la Fig. 1, apparaissant à la borne 3. Par l'intermédiaire des transistors formant source de courant 26 et 27, un circuit est formé à l'aide des transistors 52 et 53 et de la résistance 57 et correspond au circuit formé par les transistors 42 et 43, la résistance 47 et les transistors formant source de courant 24 et 25. Les collecteurs des transistors 52 et 53 sont, dans ce cas-ci, connectés aux émetteurs interconnectés des transistors 58 et 59 ou 60 et 61, de sorte que les bases des transistors 59 et 60 ou 58 et 61 sont reliées aux collecteurs des transistors 42 et 43. Les collecteurs interconnectés des transistors 58 et 6o ou 59 et 61 sont connectés aux points 7a et 7b du circuit auxquels le signal converti S7 apparaît symétriquement. Les transistors pnp 44 et 45 connectés comme des diodes provoquent, en tant qu'impédances dépendant du courant, chacun une chute de tension qui pilote les courants des amplificateurs de différence 58, 59 et 60, 61 proportionnellement aux courants des amplificateurs de différence 42, 43. La résistance 46 est exempte d'intensité et de tension de courant alternatif. Le circuit décrit jusqu'à présent présente d'une manière connue un étage mélangeur linéaire dans lequel des signaux d'entrée amenés entre les bases des transistors 42 et 43 ou entre les bases des transistors 52 et 53 sont multipliés l'un avec l'autre. Dans le circuit représenté, les bases des transistors 42 et 52 sont connectées en commun à la borne 3a et les bases des transistors 43 et 53 sont cormeetées en commun à la borne 3b. Dans étage mélangeur représenté au dessin, le signal présent entre les bornes 3a et 3b, dont l'amplitude ne doit atteindre qu'environ 100 millivolts, est multiplié par lui-même et apparaît au carré et amplifié aux points 7a et 7b du circuit qui sont connectés, par l'intermédiaire des impédances 66, 67, à la source de tension UBg A titre d'impédances de travail, on utilise ici des circuits formant miroirs de courant 66 et 67 qui fournissent des courants à la masse par des conducteurs 68 et 69 qui, d'une manière connue, sont en rapport avec les courants des collecteurs des transistors 58 et 60 ou 59 et 61 apparaissant sur les points 7a et 7b du circuit.Le conducteur 68 est connecté au collecteur d'un transistor npn 70 connecté comme une diode et le conducteur 69 est connecté aucollecteur d'un transistor npn 71. Les bases des transistors 70 et 71 sont interconnectées; leurs émetteurs sont éventuellement mis à la masse par des résistances 72, 73. Le rapport des miroirs de courant et éventuellement le domaine de pilotage peuvent être réglés sur une valeur souhaitée au moyen de résistances d'émetteurs égales ou différentes 72 et 73. Un réglage correspondant est aussi possible au moyen des résistances présentes dans les conducteurs d'émetteurs des circuits formants miroirs de courant 66 et 67 ou par omission de ces résistances. On part ci-après du fait que les rapports des miroirs de courant 66, 67 et 70, 71 sont égaux à un et ce d'une manière telle que les courants soient maintenus égaux dans les deux branches lors d'un pilotage normal. Un signal S3 amené aux bornes 3a et 3b, par exemple un signal de télévision de moyenne fréquence provenant de la sortie de l'amplificateur de régulation 2, est multiplié par lui-morne par l'étage multiplicateur 5. Le signal démodulé S7 apparaît ainsi entre les points 7a et 7b du circuit d'une manière telle que la modulation dans le domaine de fréquence vidéo apparaisse avec des valeurs d'amplitude élevées au carré, et il est accompagné d'un signal de courant alternatif dont la fréquence correspond à la moyenne fréquence double.Lorsque la moyenne fréquence de son est aussi présente avec une fréquence d'onde porteuse de 33,4 Mnz dans le signal S3, appa raît en outre, en dehors d'une oscillation à la double fréquence moyenne d'onde porteuse de son, un signal à la fréquence de différence d'onde porteuse intermédiaire de, par exemple, 5,5 MHz. Les composante8 à la double fréquence moyenne peuvent être facilement éliminées par des filtres passe-bas; ainsi, par exemple, des transistors pnp prévus dans les circuits formant miroirs de courant 66 et 67 ont souvent une fréquence limite basse correspondante, de sorte que la suppression souhaitée est obtenue sans mesure supplémentaire. Lorsque le signal S7 entre les bornes 3a et 3b est égal à zéro, les courants de pilotage amenés aux circuits formant miroirs de courant 66 et 67 sont égaux et des courants de pilotage égaux sont amenés par l'intermédiaire du conducteur 68 aux miroirs de courants 70, 71. Des courants égaux sont aussi respectivement amenai et évacue de part et d'autre du conducteur 69 par l'intermédiaire du miroir de courant 67 et du miroir de courant 70, 71; la tension au conducteur 69 peut alors prendre toute valeur entre environ +1 Volt et +11 Volts. Au conducteur 69 est connectée une diode redresseuse de crête 80 dont l'autre électrode est connectée à un point 81 du circuit. Ce point est connecté au condensateur C qui est d'autre part à la masse, le transistor pnp 82 étant pour l'instant négligé. Le transistor formant source de courant 29 comportant la résistance d'émetteur 39 commande un circuit formant miroir de courant 88 connecté à la source de courant, dont la sortie est connectée au condensateur C, et ce d'une manière telle qu'un courant de charge indépendant de sa propre tension soit amené à ce condensateur à partir de la source d'alimentation UB. Lorsqu'aucune décharge ne se produit, la tension du condensateur augmente; ceci provoque de cette manière, comme sur la Fig. 1, une régulation de l'amplificateur 2. Dans la situation décrite d'un- signal d'entrée absent, le conducteur 69 ne peut pas recevoir un courant supplémentaire allant vers le transistor 71; le conducteur 69 reçoit donc environ la tension du condensateur C et la diode 80 reste bloquante. La tension présente sur le condensateur C atteint finalement une valeur maximale, de sorte que les circuits 66 et 67 ne fonctionnent plus de manière normale. Un signal éventuellement entrant est alors amplifié au maximum par l'amplificateur 2. Lorsqu'un signal de crête, par exemple un signal de synchronisation du signal de télévision apparaît entre les bornes 3a et 3b, le courant présent au point 7a du circuit est augmenté par le signal démodulé et élevé au carré. Etant donné que les points 7a et 7b du circuit présentent une sortie pushpull des transistors 58, 59, 60 et 61 couplés en croix, le courant revient au point 7b du circuit avec une valeur correspondante. La premiere valeur des bornes 7a pilote, par ltintermédiaire du miroir de courant 669 le transistor de commande 70 des miroirs de courant 70, 71; de cette façon, la conduction du transistor 71 est aussi accrue. D'autre part, à partir du point 7b du circuit, le miroir de courant 67 est piloté vers un état de moindre conduction. Lorsque le transistor 71 est ouvert pour un courant supérieur à celui que le transistor du circuit formant miroir de courant 67 reçoit du conducteur 69, la tension de collecteur-émetteur du transistor 71 se déplace et avec elle le potentiel du conducteur de connexion 69 en direction du potentid de masse; la diode 80 est ouverte et fournit, pour les crêtes de signaux, au conducteur 69, un courant qui correspond à la différence entre le courant de collecteur du transistor 71 et le courant fourni par le circuit formant miroir de courant 67. La charge du condensateur C est ainsi diminuée ou provoque une décharge entraînant une régulation en retour de l'amplifica- teur 2 et ainsi une diminution de la valeur maximale fournie. Pour une amplitude déterminée du signal amené aux bornes 3a et 3b, on obtient aussi un état d'équilibre, et ce d'une manière telle que la charge évacuée pendant que la valeur du condensateur C est maximale soit égale à la charge amenée au condensateur C par le circuit formant miroir de courant 88 pendant toute la période. Pour que les circuits formant miroirs de courant ne soient pas chargéSGBT tout le courant de déchargement du condensateur, l'anode de la diode 80 est connectée à la base d'un transistor pnp 82 fonctionnant comme amplificateur, dont ltémetteur est connecté au condensatur C et dont le collecteur est mis à la masse. Les circuits formant miroirs de courant ne doivent donc fournir par l'intermédiaire de la diode 80 que celle des composantes de courant servant à décharger le condensateur C, qui, conformément au facteur d'amplification du transistor 82, est plus faible. Pour que l'amplificateur 2 soit réglé sur une valeur d'amplification moyenne, il faut introduire une valeur de seuil dans le circuit décrit, et ce dtune manière telle qu'une augmentation de la tension au condensateur C et ainsi un réglas en retour de l'amplification ne se produisent que lorsque le signal de sortie de l'amplificateur 2 a atteint la valeur d'amplitude souhaitée. A cet effet, selon une autre forme d'exécution de l'invention, le point 7b du circuit est connecté au générateur de courant 28, 38, et ce d'une manière telle qu'un courant à valeur de seuil i soit continuellement ajouté en s supplément au miroir de courant 67.Aussi longtemps que la valeur maximale du signal, qui détermine le courant du conducteur 68 et ainsi du miroir de courant 70, 71, est inférieure à ce courant de valeur de seuil i , le transistor de droite du miroir de courant 67 présentant la chute de tension de collecteurémetteur plus faible se trouve pour ainsi dire dans l'état saturé et le conducteur 69 a approximativement le potentiel de la source de tension +UB La diode 80 reste alors bloquée, le condensateur C est toujours chargé davantage et l'amplification de l'étage 2 est ainsi accrue.Lorsque la valeur maximale du signal a alors atteint la valeur limite donnée par i5, le courant du miroir de courant 66 dépasse celui du miroir de courant 67, la tension sur le conducteur 69 se déplace en direction du potentiel de masse, de sorte que la diode 80 s'ouvre, et l'état d'équilibre est atteint dans lequel la somme des courants du miroir de courant 67 et de la diode 80, pendant les crêtes de signaux, est égale au courant du miroir de courant 66 passant par le conducteur 68. Par ltécrê- tage effectué au moyen du courant is, les composantes de signal d'image peuvent être écrêtées et être maintenues à distance. Etant donné que la charge du condensateur C par l'intermédiaire du miroir de courant 88 s'effectue de manière continue, tandis que la décharge ne s'effectue par l'intermédiaire de la diode 80 que pendant les valeurs de crête pour des impulsions de synchronisation, donc pendant 10% du temps total, le courant de charge ib doit être adapté de manière correspondante au courant de diode prévu ou à sa valeur amplifiée par le transistor 82. Dans le circuit représenté, seuls des étages pilotés par le courant sont présents derrière les entrées. Une conversion par l'intermédiaire de résistances de travail en des tensions et leur pilotage au moyen d'autres transistors re metpas exigés. Par conséquent, les tolérances de ces résistances et des différences de tension base-émetteur des transistors sont éliminées. Le condensateur C est suivi d'un. pilotage de courant. On obtient ainsi une meilleure indépendance des tolérances dans la valeur de seuil et dans le redresseur de crête, de sorte qu'on peut simultanément utiliser une structure de circuit plus simple. Lorsqu'à l'entrée du circuit représenté sur la Fig. 3, le signal de son est amené en plus du signal d'image, la valeur maximale obtenue pour les crêtes d'impulsions de synchronisation dépend aussi du signal de son; le plus souvent, le signal de son ne comporte qu'un faible pourcentage de l'amplitude de l'onde porteuse d'image pendant les impulsions de synchronisation, et son amplitude est, par rapport à l'amplitude de l'onde porteuse d'image, extrêmement constante, de sorte que la régulation souhaitée pour le signal vidéo de moyenne fréquence n'en est pas défavorablement influencée. La moyenne fréquence de son pour le dispositif convertisseur, sur la Fig. 3 pour l'étage multiplicateur, peut éventuellement subir un amortissement supplémentaire. REVENDICATIONS. 1. Circuit comportant un amplificateur réglable, en particulier un amplificateur de signal vidéo de moyenne fréquence dans un récepteur de télévision, dans lequel une grandeur de régulation pour l'amplificateur est dérivée de la valeur maximale du signal de sortie, caractérisé encre que l'allure de l'amplitude du signal de sortie est convertie par un convertisseur (5) selon au moins une puissance plus élevée et est amenée à un redresseur de crête (9) qui fournit la grandeur de régulation. 2. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'allure de l'amplitude est convertie selon une fonction exponentielle croissante. 3. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé ence que l'allure de l'amplitude est convertie selon une parabole, de préférence avec un exposant supérieur à 1,5. 4. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que allure de l'amplitude est convertie selon une caractéristique présentant des valeurs initiales supprimées. 5. Circuit suivant la revendication 4, caractérisé en ce que le domaine d'amplitude du signal de régulation est supprimé ou au moins nettement diminué jusqu'en dessous de 10 à 50%, de préférence de 20 à 30% de la valeur apparaissant pour une régulation normale. 6. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de sortie est élevé au carré. 7. Circuit suivant la revendication 6, caractérisé en ce que I'éléva'tion au carré du signal de sortie s'effectue au moyen d'un étage multiplicateur (5) aux deux entrées (3a, 3b) duquel est amené le signal de sortie. 8. Circuit, en particulier suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dispositif convertisseur (5) comporte en principe des étages amplificateurs de courant et le courant éventuellement converti et amplifié fournit la grandeur de régulation par l'intermédiaire d'un redresseur de crête de courant (9). 9. Circuit suivant la revendication 8, caractérisé en ce que le dispositif convertisseur comporte en principe des étages amplificateurs de courant et le courant converti et éventuellement amplifié est amené par l'intermédiaire d'un redresseur de crête de courant à un condensateur (C) qui fournit une tension en tant que grandeur de régulation. 10. Circuit suivant la revendication 9, caractérisé en ce qu'un courant de décharge constant (ib) est amené à un condensateur. 11. Circuit suivant la revendication 8, 9 ou 10, caractérisé en ce que la valeur de courant de différence du signal de régulation qui dépasse un courant de valeur de seuil (i ) est amenée au redresseur de crête. 12. Circuit suivant la revendication 11, caractérisé en ce que la valeur de courant de différence est amenée à un amplificateur (82) qui prélève un courant de décharge opposé amplifié sur le condensateur (C).