Brevet FR2431801A1 — publié le 19800215

I1 est connu d'utiliser, en particulier dans les récepteurs de télécommunications, des semi-conducteurs bipolaires. L'remploi de tels semi-conducteurs entrasse le plus souvent une grande complexité, un prix de revient élevé, et une fiabilité relative. Pour remédier à ces inconvénients et à la suite de recherches dans le domaine d'utilisation des opérateurs logiques du type MOS (semi-conducteur à oxydation métallique) en tant qu'éléments linéaires analogiques, plusieurs possibilités d'application en relation avecles télécommunications sont apparues. Les circuits logiques MOS sont composés, au stade technologique actuel, par deux familles : les C-MOS (semi-conducteur à oxydation métallique complémentaire), appelés aussi COS-MOS (appellation R.C.A.), et les LOC-MOS (semi-conducteur à oxydation métallique locale). Les possibilités techniques offertes par ces deux familles diffèrent entre elles en raison de leur constitution interne. Etant donné que l'utilisation de ces opérateurs en tant qu'élements analogiques implique l'exploitation de la courbe de transfert qui leur est propre, on notera les différences de profil qui ressortent des graphiques annexés, fig. i et 2. Le procédé connu consiste à placer ltopérateur dans la région de tension correspondant au centre de la courbe. Le résultat de cette polarisation permet la réalisation d'amplificateurs pour tensions alternatives caractérisés par un gain très élevé, une grande linéarité et un facteur de bruit très contenu pour une bande passante relativement vaste. On peut ainsi exploiter ces caractéristiques dans la réalisation de récepteurs de télécommunications. L'invention est essentiellement caractérisée par l'utilisation des opérateurs logiques MOS comme dénominateur commun travaillant en remplacement des semi-conducteurs bipolaires, en particulier dans les récepteurs de télécommunications. L'exemple suivant a pour objet la réalisation d'un récepteur de radiodiffusion pour la gamme grandes ondes en technologie C-MOS. Le fonctionnement de ce récepteur repose sur l'utilisation des opérateurs C-MOS comme amplificateurs apériodiques à très haute impédance d'entrée. Les caractéristiques autorisent d'une part l'attaque directe par un simple circuit accordé sans en amortir le coefficient de surtension et d'autre part une amplification sans conversion des signaux ainsi sélectionnés. Le très faible amortissement du circuit d'entrée assure une sélectivité égale aux systèmes super hétérodynes couramment employés dans les applications destinées au grand public. Le schéma de réalisation du récepteur de radiodiffusion pour la gamme grandes ondes en technologie C-MOS est constitué de la façon suivante : (fig. )) Les signaux H.F. (haute fréquence) compris dans la gamme 145 à 255 KHZ captés par l'antenne ferrite et sélectionnés par le circuit LC (circuit inductance-capacité) sont appliqués à une des deux entrées du nand (non et) Al, l'autre entrée étant utilisée pour la commande de C.A.G. (contrôle automatique de gain). La sortie de Ai est reliée à la fois à 11 entrée de A2 et de A3 ; la sortie de A2 attaque la détection B.F. (basse fréquence), tandis que celle de A3 pilote l'entrée de A4 ; la sortie de A4 commande la détection de C.A.G. Le nand Al est donc commun à la section réception et C.A.G. la mise en cascade de Ai et de A2 procure un gain de tension de 48 DB, alors que Al + A2 + A3 procurent un gain de 83 DB. Le facteur de bruit à la sortie de la section réception est de 15 mV c.à.c. (crète à crète) avec une antenne ferrite raccordée et placée dans une enceinte blindée (4 mV c.àtc. avec une entrée court-circuitéeX ce qui donne, pour un taux de 48 DB, une sensibilité de 120 c.à.c. pour un rapport s/B (signal/bruit) de 6 DB. La limite inférieure de sensibilité pour un rapport s/B = 1 est donc de 52 UV c.à.c. En ce qui concerne la section C.A.G., son taux d'amplification très élevé est justifié par la nécessité de disposer d'une tension de quelques volts en opposition au point moyen de polarisation de Al sans avoir à recourir à un amplificateur courant continu. Par ce procédé, on contourne les problèmes de stabilité et d'offset propres auxdits amplificateurs, sans détriment de la dynamique de C.A.G. Afin de pallier les dispersions typiques entre différents circuits intégrés et d'optimiser ainsi la reproductibilité, il a été prévu un réglage du seuil d'attaque du C.A.G. La tension de commande négative est dépourvue de tout résidu de B.F. par l'intermédiaire d'un double découplage. La détection B.F. s'opère à très haute impédance par l'utilisation d'un transistor FET (transistor effet de champ) (T)) monté en source follower" (source suiveur). Le procédé assure une bonne linéarité tout en permettant la séparation et le filtrage nécessaires. En effet, la réactance des condensateurs de la cellule est suffisamment faible pour découpler la H.F. mais très importante vis à vis des fréquences élevées du spectre B.F. L'étage d'amplification B.F., étant classique, n'appelle aucun commentaire. Un soin particulier a été apporté au découplage en courant continu entre la source d'alimentation (piles) et le circuit H.F.; en effet, compte-tenu d'une part des appels de courant très importants sollicités par l'étage B.F. (environ 260 mA à 9 V) aux pleins régimes, et d'autre part, de l'insuffisante résistance in-terne des piles, un simple découplage R.C. (résistance capacité ntaurait su éviter la distorsion par intermodulation. Le procédé par régulation en tension a été écarté dans le souci d'économiser les quelques milliampères de courant de zener indispensables, au profit de la régulation en courant. Le r81e est accompli par le transistor TR1 qui voit sa base fortement découplée par 47 ru et 680 Kfl. Afin de charger ce condensateur dès la mise sous tension sans être gêné par la constante de temps relative, le transistor T2 a été ajouté. Celui-ci court-circuite la jonction B.C. (base collecteur) de T1 en chargeant le condensateur 47 pu pendant un instant correspondant à la charge du condensateur 10rF par l'intermédiaire de la jonction B.E. (base emetteur) de T2. Enfin, la diode D1 permet la décharge du condensateur 10 rF. L'ondulation résiduelle présente en aval de la régulation est ainsi réduite à quelques millivolts garantissant une très faible intermodulation B.F./H.F. et un transfert des transitoires ind4- pendamment de l'état d'usure des piles et du niveau sonore. Le courant global à repos (commande de volume à zéro) est d'environ 4 mA pour une tension d'alimentation de 9 V ; le rendement reste encore très acceptable même à 5 volts. Les caractéristiques techniques d'ensemble sont les suivantes - gamme couverte : 145 à 255 KHz - sélectivité à 10 KHz : - 17 DB après seuil d'attaque de C.A.G. ; - 34 DB avant seuil - sensibilité pour S/B de 6 DB : 120 P V c.à.c. - rapport S/B maxi après seuil C.A.G. : 24 DB - variation de gain entre 145 et 255 KHz : 2 DB avant seuil, O à 1 DB après seuil - taux amplification section réception : 48 DB - taux amplification section C.A.G. : 83 DB - bande passante B.F. après détection et séparation à -3 DB: 20 Hz à 4 Hz (10 KHz à - 9 DB) - taux moyen de distorsion B.F. après séparation : 2,5 % - puissance sortie B.F. : 1 W - tension nominale alimentation : 9 V (5 à 12 V) - consommation : 3,48 mA mini, 260 mA maxi. Avantages du procédé - prix de revient très inférieur par rapport- aux systèmes classiques. - coût de fabrication sensiblement diminué par suppression de réglages typiques aux postes à conversion de fréquence. - reproductibilité et facilité de mise en oeuvre déterminée par le choix du microcircuit H.F. permettant la diversification des sources d'approvisionnement auprès des principaux fabricants. - fiabilité accrue par l'absence de tout bobinage de fréquence intermédiaire et d'oscillateur local. - présence d'un seul circuit d'accord LC simplifiant les commutations et les calages des stations préréglées. - qualité d'écoute équivalente à celle obtenue par les procédés classiques. Gn second exemple d'application a pour objet la réalisation d'un récepteur de radiodiffusion pour la gamme grandes ondes et petites ondes en technologie Loe-MOS. Le fonctionnement de ce récepteur repose sur l'utilisation des opérateurs LOC-MOS comme amplificateurs apériodiques à large bande passante et gain très élevé. Il faut remarquer que ces circuits, contrairement aux C-MOS > nécessitent quelques précautions essentielles dans leur utilisation, afin d'éviter des phénomènes d'auto-oscillation. Il est indispensable, notamment, d'attaquer les entrées par des sources à très faible impédance, et de charger la sortie capacitivement. Compte-tenu du taux d'amplification lié à la pente et à la raideur de la courbe de transfert, les niveaux injectés ne doivent pas dépasser quelques millivolts, afin de ne pas atteindre les ré gions supérieures et inférieures de saturation. Etant donné que la pente est indépendante de la tension d'alimentation, la polarisation reste quasi optimale dans une large plage de valeurs V.DD (tensions d'alimentation). Les principaux paramètres liés à la tension d'alimentation sont les suivants - excursion maximale de sortie - amplitude maximale d'entrée - taux d'amplification - facteur de bruit - fréquence maximale de travail. Les relevés des tableaux ci-dessous démontrent les relations existant entre ces différents facteurs Selon fig. 4, V.al. = 10 V. F.(facteur) bruit avec entrée à 5OAsans signal = 150 mV c.à.c. Tension d'entrée = 5 mV c.à.c. Fréquence Gain Rapport S/N (signal/bruit) 350 KHz 65 DB 35 DB 750 KHZ 65 DB 35 DB 1,6 MHz 62 DB 32 DB 3,6 MHZ 57 DB 22 DB 8 MHZ 48 DB 18 DB 13 MHZ 42 DB 12 DB 18 MHz 35 DB 5 DB 25 MHz 29 DB O DB Selon fig. 5, V.al. = 10 V. F. bruit avec entrée à 50 A sans signal = 90 mV c.à.c. Tension d'entrée = 5 mV c.à.c. Fréquence Gain Rapport S/N 350 KHZ 63 DB 38 DB 750 KHz 62 DB 37 DB 1,6 MHZ 61 DB 36 DB 3,6 MHz 57 DB 32 DB 8 MHz 48 DB 23 DB 13 MHz 41 DB 16 DB 18 MHZ 35 DB 10 DB 25 MHz 29 DB 4 DB Selon fig. 6, V.al. = 5 V. F. bruit avec entrée à 50Jt sans signal = 120 mV c.à.c.Tension d'entrée : variable suivant fréquence pour éviter saturation V.in.c.a.c. Fréquence Gain Rapport S/N 2 mV 150 KHZ 59 DB 23 DB 2 mV 350 KHz 63 DB 27 DB 2 mV 750 KHZ 67 DB 51 DB -2 mV 1,6 MHZ 67 DB 31 DB 5 mV 3,6 MHz 51 DB 23 DB 5 mV 8 MHz 35 DB 7 DB (V.in. : tension d'entrée.) Le schéma de réalisation du récepteur de radiodiffusion pour la gamme grandes ondes et petites ondes en technologie LOC-MOS est constitué de la façon suivante : (fig. 7) Les signaux compris dans la gamme choisie, captés par l'antenne ferrite et sélectionnés par le circuit LC, sont appliqués au gate (grille) du transistor FET T1.L'utilisation de ce composant est justifiée par les motifs suivants : comme il vient d'etre dit, les opérateurs de la famille LOC-MOS nécessitent des très faibles impédances d'attaque ; il serait donc inconcevable de relier directement le circuit accordé à l'entrée de l'orateur en raison de l'amortissement résultant et de la désadaptation d'impédance. En fait, le rôle de T1 est double : il agit à la fois en interface d'impédance antenne/amplificateur, et comme amplificateur à gain variable commandé en tension, par l'application du C.A.G. filtré et découplé. La tension inverse gate-source (grille-source) modifie la résistance interne du canal drain-source (collecteursource) et par conséquence la charge d'émetteur du transistor T2. Dans ces conditions, c'est le gain global qui est ainsi autorégulé. Le seuil dtintervention et la dynamique du C.A.G. sont tributaires des paramètres suivants - seuil et courbe de conduction des diodes de détection - tension de pincement du transistor Ti - gain global en boucle ouverte. Le choix de T1 a été fait en considérant notamment Vp (tension de pincement), Fb (facteur de bruit), Cr (capacité de réaction). Etant donné qu'on utilise la tension négative de C.A.G. pour polariser et commander le gain de T1, il s'avère superflu d'insérer sur ltélectrode de source le classique circuit RC. De même, le circuit de gate se trouve débarrassé de la résistance de polarisation et du condensateur de blocage D.C. (courant continu). La liaison en continu entre la détection et le gate simplifie le circuit par l'emploi d'un simple condensateur agissant à la fois de bypass (mise à la masse) H.F. et de filtrage de la composante B.F. Les valeurs choisies pour le filtre passe bas optimisent le découplage B.F. sans détriment de la constante de temps de C.A.G. Celle-ci est variable en fonction du niveau du signal accordé et avoisine en moyenne quelques millisecondes. Le transistor T2 travaille en étage "cascode" avec basenà la masse" ; son rôle est de séparer l'électrode de drain vis à vis de la charge. En effet, l'absence de T2 entrainerait pour les fréquences supérieures à 700 KHz, l'effet MILLER caractérisé par Cr de.Tî ; dans ce cas, l'ensemble présenterait des instabilités de fonctionnement. Le transistor T1 est alimenté par la jonction conductrice BfE. de T2, donc T2 voit sa tension de polarisation B.E. modifiée en fonction de la résistance du canal S.D. (source collecteur) de T1, à son tour tributaire de la tension de C.A.G. Ceci explique l'absence du classique partiteur résistif sur la base de T2. La base peut ainsi être reliée directement au + V. al, tout en étant au potentiel de masse au point de vue H.F. En ce qui concerne l'amplificateur Al, celui-ci a été choisi dans la gamme LOC-MOS de R.T.C.-Philips. Son gain en tension (boucle ouverte) dans la plage 150 KHZ - 1,6 MHz varie entre 63 et 61 DB pour un rapport S/N allant de 38 à 36 DB respectivement. La sortie de Al est chargée capacitivement par 47 pF (picofarad) afin d'éviter les autooscillations, tandis que les entrées des trois opérateurs inutilisés sont reliées à VSS (tension de source). La détection s'opère à très haute impédance par les diodes D1 - D2 qui débitent au point de vue DC sur la résistance 470 K servant aussi à refermer le circuit de polarisation de Ti. Le transistor T3 monté en "source follower" travaille en séparateur - adaptateur d'impédance pour la sortie B.F. Les transistors T4 et T5 assurent le découplage DC du circuit H.F. vis à vis des ondulations à composante B.F. présentes sur la ligne d'alimentation. Seule la valeur de RX (résistance inconnue) a été modifiée, compte-tenu du léger incrément de la consommation par rapport à la précédente version C-MOS. A signaler enfin que le circuit se prêterait à couvrir des fréquences plusetevées si le problème du Q (coefficient de surtension) d'entrée n'intervenait pas en dégradant la sélectivité. Les avantages du procédé sont les suivants Ce qui ressort clairement à l'examen du schéma électrique est son extrême simplicité, ainsi que le peu de moyens mis en oeuvre, comparativement à ceux employés par les méthodes technologiques actuellement connues. Les caractéristiques d'ensemble, telles que sensibilité, sé sélectivité, rapport S/N, taux de distorsion, dépassent, dans des nombreux cas, cèlles mesurées sur certains appareils de réalisation commerciale. REVEND I C A T IONS 1 - Procédé d'utilisation des opérateurs logiques de la famille MOS dans la réalisation, en particulier, des récepteurs de télécommunications, caractérisé par le fait qu'on utilise les opérateurs logiques du type MOS comme dénominateur commun travaillant en remplacement des semi-conducteurs bipolaires communément employés. 2 - Procédé d'utilisation des opérateurs logiques de la famille MOS dans la réalisation, en particulier, des récepteurs de télécommunications, selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les opérateurs logiques utilisés sont du type C-MOS > appelés aussi COS-MOS. 3 - Procédé d'utilisation des opérateurs logiques de la famille MOS dans la réalisation, en particulier, des récepteurs de télécommunications, selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les opérateurs logiques utilisés sont du type LOC-MOS.