Brevet FR2440645A1 — publié le 19800530

La présente invention concerne un générateur de puissance haute-fréquence comprenant un auto-oscillateur de type apériodique à transistors de commutation haute-tension. Elle concerne, plus particulièrement, un auto-oscillateur du type "push-pull" à deux transistors dont les collecteurs sont alimentés à travers la prise médiane d'un auto-transformateur couplé à un circuit de charge constitué par un circuit oscillant parallèle qui comprend un inducteur de chauffage par induction et un condensateur. Les transistors de commutation rapide à haute tension, utilisables dans un oscillateur suivant l'invention, présentent généralement une tension collecteur-émetteur maximale de l'ordre de plusieurs cents nets de volts, un dissipation de puissance admissible de l'ordre de la moitié de la puissance fournie (par exemple, Ptot = 250 watts pour une puissance fournie de 500 watts environ), un courant collecteur maximal de plusieurs dizaines d'ampères, ont été généralement employées jusqu'ici par esem- ple, dans des étages de sortie de balayage-ligne de récepteurs de télévision ou dans des alimentations à découpage, travaillant à des fréquences de 10 a' 100 kilohertz.Des transistors de puissance de ce type présentent de temps totaux d'établissement et de décroissance (respectivement appelés "turn-on" et "turn-off timè" en anglais) comparables à la durée d'une période d'oscillation de l'oscillateur, où le temps de décroissance incluant le temps de stockage des porteurs peut être supérieure à cette période. Lorsque l'on veut utIlise de tefr transistor pour des autooscillateurs à puissance qui doivent travailler en classe B ou C ou même D (avec saturation), il faut tenir compte de leurs propriétés inhérentes (retards) pour l'entretien des oscillations, et même leur démarrage et arrêt instantané présentent certains problèmes qui ont été résolus par la présente invention. Suivant l'invention, un générateur de puissance haute- fré- quence comprenant un circuit auto-oscillateur de type apériodique alimentant les bornes d'un circuit résonnant de charge composé d'un inducteur de chauffage et d'un condensateur d'accord connectés en parallèle et déterminant la fréquence des oscillations, est principalement caractérisé en ce qu'il comporte deux transistors de commutation haute-tension du type NPN dont les collecteurs sont respectivement reliés aux bornes d'un enroulement primaire d'un autotransformateur, muni d'une prise médiane reliée au pole positif d'une alimentation haute-tension dont le pôle négatif est réuni aux émetteurs de ces transistors, les deux bornes ou deux prises intermédiaires de l'enroulement primaire, situées symétriquement par rapport à la prise médiane étant respectivement couplées aux bornes du circuit résonnant parallèle, et en ce que les bases de ces transistors sont respectivement alimentés en courant alternatif et en opposition de phase de façon à travailler en "push-pull", à partir de deux enroulements secondaires par l'intermédiaire de deux réseaux déphaseurs à réactance en prédominance capacitive afin d'obtenir, en conjonction avec les sens respectifs des enroulements secondaires par rapport à l'enroulement primairerdes avances de phase compensant sensiblement le temps de retard à la croissance de ces transistors. Un générateur de puissance haute-fréquence suivant l'invention, comporte en outre un circuit de démarrage permettant de polariser les bases des transistors de l'auto-oscillateur pour qu'il travaille en classe A durant chaque période initiale de démarrage de plusieurs dizaines de microsecondes. Dans un autre mode de réalisation, un générateur de ce type comporte en outre un circuit de compensation de température des transistors de puissance en polarisant leurs bases à l'aide d'un circuit générateur de courant de polarisation équipé d'ur. transistor ampliìcateu: monté sur le même radiateur ou dans la même enceinte que ces transistors et dont le gain varie en fonction de la température de façon analogue à celui des transistors de l'oscillateur. Lorsqu'il est nécessaire de faire fonctionner l'oscillateur de façon intermittente ou de l'arrêter à des instants précis, le générateur suivant l'invention comporte en outre, un circuit de temporisation fournissant des signaux de commande rectangulaires aux bases de deux transistors de commutation supplémentaires qui sont bloqués pendant les intervalles de fonctionnement de l'oscillateur, dont les collecteurs sont respectivement réunis aux bases des transistors de l'oscillateur et dont les émetteurs sont réunis à la masse ou aux émetteurs de ceux-ci. L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses caractéristiques et avantages apparaîtront de la description ci-après et du dessin annexé, donnés à titre d'exemple, dont la figure unique représente un schéma de principe d'un mode de réalisation du générateur de puissance suivant l'invention. Sur la figure, on a désigné par le repère 1 le circuit de charge de l'oscillateur 10, qui est constitué par un circuit résonnant parallèle composé d'un inducteur 2 de chauffage par induction et d'un condensateur d'accord 4 respectivement branchés entre les bornes 5 et 6 du circuit. Une résistance 4 en série avec l'inducteur 2 représente le terme résistif (réel) de la charge ramenée dans le circuit résonnant 1 par couplage inductif, qu'il s'agit de chauffer au moyen de l'énergie haute-fréquence fournie par l'oscillateur 10. Le circuit de l'oscillateur 10 comporte deux transistors de commutation haute-tension de type NPN 11 et 12 dont les collecteurs sont respectivement réunies au pôle positif d'une première alimentation de haute-tension éventuellement stabilisée 13, représentée ici par une batterie (et pouvant être constituée, par exemple, par un redresseur en pont muni d'un filtre comprenant une résistance et une capacité connectée en parallèle avec un diode de Zener), par l'intermédiaire de deux moitiés de l'enroulement primaire 101 d'un auto-transformateur 100, muni d'une prise médiane 102. Les émetteurs des transistors 11 et 12 sont réunis au pôle négatif de la première alimentation 13, qui est par ailleurs relié à la masse 8 commune. La base du premier transistor 11 est alimentée par un premier enroulement 103 de réaction inductivement couplé à l'enroulement primaire 101, par l'intermédiaire d'un premier réseau déphaseur 14, la base étant par ailleurs reliée à l'émetteur à travers un premier montage parallèle d'une résistance 15 et d'une capacité 16. De même, la base du second transistor 12 est alimentée à travers un second réseau déphaseur 17 par un second enroulement de réaction 104 et elle est reliée à l'émetteur par un second montage parallèle d'une résistance 18 et d'une capacité 19. Les réseaux déphaseurs 14 et 17 sont, de préférence, des réseaux passifs composés principalement d'un condensateur 140, 170 et d'une résistance 141, 171 en série, avec, de préférence, une bobine 142, 172 de faible inductance formant respectivement avec les condensateurs 16, 19 et les capacités des jonctions base-émetteur des transistors 11 et 12 en parallèle, des filtres passe-bas permettant d'éviter la production d'oscillations à des fréquences supérieures à la fréquence de résonance du circuit de charge 1.Les réseaux déphaseurs 14 et 17 présentent donc des réactances à prédominance capacitive permettant, en conjonction avec les sens respectifs des enroulements secondaires de réaction 103 et 104 par rapport à l'enroulement primaire 101, donner aux courants injectés dans les bases respectives des transistors 11 et 12, des avances de phase au moins approximativement égales au temps de retard à l'établissement de ses transistors 11, 12 (d'une microseconde ou plus) pour que leurs courants colleuteurs sont .espectivement en phase avec ceux de l'enroulement-primaire 101 de l'auto-transformateur 1, dont les bornes 105 et 106 sont respectivement réunies à celles 5 et 6 du circuit résonnant 1 ainsi qu'à ces collecteurs.Il est toutefois possible de connecter les bornes 5 et 6 du circuit 1 à des prises intermédiaires de l'enroulement 101 situées symétriquement par rapport à la prise médiane 102. Avec des transistors de commutation haute-tension couramment disponibles, tels que ceux du type BUX 21 à 24 de SESCOSEM, on dispose d'un pouvoir de coupure de pâtis de 200 volts avec des courants collectetrs crêtes de plusieurs dizaines d'ampères et une dissipation totale de puissance de 250 watts. Les temps totaux d'établissement des tels transistors sont de l'ordre de 1,3 microsecondes, les temps de stockage sont de l'ordre de 2 microsecondes et les temps de chute ou de décroissance sont de l'ordre de 0,5 microsecondes environ. L'expérience a montré qu'un oscillateur de ce type, dont le circuit 10 est sensiblement apériodique, peut osciller dans une bande de fréquences de 700 k Hz à 1,5 MHz environ, en fournissant une puissance de sortie de 500 watts environ. Les bases des transistors 11, 12 étant respectivement reliées à travers les résistances 15, 19 à leurs émetteurs, ils sont blo qués et, en l'absence de courants collecteurs, il n'est pas possible d'établir des oscillations. A cette fin, on a prévu un circuit de démarrage des oscillations, qui permet de polariser les bases des transistors Il, 12 positivement par rapport aux émetteurs en leur injectant des courants de polarisation constants pendant des périodes initiales de démarrage à chaque mise ou remise en route de l'oscillateur 10. La durée de la période de démarrage est choisie, par exemple, supérieure à 100 microsecondes, une durée de 200 microsecondes ayant été trouvée comme une valeur optimale pour obtenir des démarrages fiables des oscillations. Le circuit de démarrage 200 de l'oscillateur fait partie d'un circuit électronique de commande 20 et il comporte un premier basculeur monostable 201 déclenché à chaque mise en route de l'oscillateur 10 à l'aide d'un interrupteur 21 réunissant son entrée de décler.chement par un état bas à la masse. La sortie du basculeur monostable 2Q1 fournissant une impulsion positive d'amplitude sensiblement égale à la tension d'alimentation fournie par une seconde alimentation basse-tension 22, est reliée à l'entrée d'un étage inverseur logique 202, alimenté également par cette alimentation 22. Cet inverseur 202, qui est représenté ici par une porte ET - NON (NAND) aux entrées réunies en parallèle, est, par exemple, constitué par un circuit intégré avec sortie à collecteur ouvert. La sortie de l'inverseur 202 est reliée à l'une des bornes de deux di J isers da tension potentiomètreques 203 et 204 dcnt l'autres borne est reliée au pôle positif 23 de la seconde alimentation 22. La jonction des résistances 205, 206 formant le premier diviseur 203 est réunie à la base d'un troisième transistor 209 du type PNP dont l'émetteur est réuni au pôle positif de la seconde alimentation 22 et dont le collecteur est réuni, par l'intermédiaire d'une résistance 24 faisant partie d'un premier réseau additionneur, à la base du transistor 12. De meme, la jonction des résistances 207, 208 du second diviseur 204 est reliée à la base d'un quatrième transistor 210 du type PNP dont l'émetteur est réuni au pôle positif 23 de la seconde alimentation 22 et dont le collecteur est relié à travers une résistance 25 faisant partie d'un second réseau additionneur, à la base du transistor 11.Lorsque le basculeur monostable 201 est dans son état stable fournissant un état "bas" à l'entrée de l'inverseur 202, celui-ci fournit sur sa sortie un état "haut" qui signifie de mettre les deux bornes de chacun des diviseurs 203, 204 au même potentiel du pôle positif 23 de l'alimentation 22 ou, lorsqu'il s'agit d'un circuit intégré avec sortie à collecteur ouvert, d'isoler galvaniquement les bornes des résistances 206 et 208 reliées à cette sortie. Les bases des transistors 209 et 210 étant alors au même potentiel que leurs émetteurs, ils resteront bloqués et aucun courant ne viendra polariser les bases respectives des transistors de commutation 11, 12 du circuit oscilateur 10. Lorsque le basculeur monostable 201 est déclenché par la connection de son entrée de déclenchement la masse 8 (ou bien par des impulsions récurrentes provenant d'une horloge ou d'un contact actionné par une came tournante), il fournit à l'entrée de lin- verseur 202 un état "haut" pendant la période de démarrage. de 200 micro-secondes. Celui-ci réunit alors sa sortie et, par conséquent, les bornes des résistances 206, 208 des diviseurs 203 et 204 à la masse 8, polarisant ainsi les bases des troisième et quatrième transistors 209, 210 à une tension négative par rapport à leurs émetteurs.Ces transistors 209, 210 sont alors débloqués pendant la période de démarrage et deviennent des générateurs de courant constant qui circule respectivement à travers les résistances 24 et 18 et 23 et 15 entre le pose positif 23 et le pôle négatif réuni à la masse 8 de l'alimentation 22 en fournissant des courants de polarisation (de l'ordre de 100 milliampères) indépendants aux bases des transistors 12 et ll de façon à les faire fonctionner en classe A (avec courant collecteur de repos) qui permet l'établissement des oscillations. Ces oscillations peuvent être initiées soit par le bruit dans les transistors 11, 12, soit par le plt petit déséquilibre instantané des courants dans les deux moitiés de l'enroulement primaire 101, qui sont ramenés par les enroulements secondaires 103 et 104 à travers les réseaux déphaseurs 14, 17 aux bases respectifs des transistors 11, 12 afin d'y être amplifiés. L'amplitude des oscillations croissant, les transistors 11, 12 vont travailler ensuite en classe AB, c'est-à-dire que les demi-périodes négatives des oscillations amèneront les tensions base-émetteur jusqu'à leurs valeurs de coupure et à la fin de la période démarrage, en l'absence de toute autre de polarisation, les transistors 11, 12 travailleront en classe C et même, éventuellement, en classe D (avec coupure et saturation), le courant collecteur présentant alors une forme d'onde sensiblement rectangulaire, avec un rendement optimal. L'expérience a montré que le gain des transistors de puissance 11, 12 varie (à polarisation constante de la base) en fonction de la température, notamment de façon à croltre avec la température jusqu a une température relativement élevée où il y a inversion et le gain commence à décroltre et la dissipation croître jusqu'à un emballement. Il s'est donc avéré nécessaire, dans un générateur de puissance, d'adjoindre aux circuits oscillateur 10 et de démarrage 200, un circuit de compensation de température 28 ayant pour but d'injecter à la base un courant de polarisation supplémentaire permettant de stabiliser sensiblement le gain transistors 11, 12 durant leur fonctionnement. Ce circuitWde compensation de température 28 comporte un cinquième transistor du type NPN 280 dont le boîtier est monté soit sur le même radiateur, soit dans une même enceinte à l'intérieur thermiquement isolé, que les deux transistors de puissance 11, 12, et disposé, par exemple proximité et entre zeux-ci, afin que leurs boîtiers soient sensiblement à la même température.Le collecteur de ce transistor 280 est réuni à travers une résistance de charge 281 au pôle positif 23 de la seconde alimentation et son émetteur à la masse, tandis que sa base est polarisé positivement afin qu'il soit conducteur en permanence,à l'aide d'un troisième diviseur de tension composé de deux résistances 282 et 283 connectés en série entre les pôles positif 23 et négatif 8 de cette alimentation 22, la jonction de ces résistances 282, 283 étant réunie à cette base par une autre résistance 284 de forte valeur pour limiter le courant de base et pour former avec un condensateur de filtrage 285 un filtre passe-bas éliminant les variations rapides du courant de polarisation. Le collecteur du transistor de compensation de température 280 est, par ailleurs, relié aux entrées "non-inverseurses" (+) de deux amplificateurs opérationnels 286 et 287 à contre-réaction totale par des liaisons directes respectives entre leurs sorties et leurs entrées "inverseuses" (-). Les sorties des amplificateurs opérationnels 286 et 287, qui se comportent alors comme des générateurs de courant, sont également respectivement reliées par deux résistances 26 et 27, faisant partie des additionneurs précités, aux bases des transistors de commutation 12 et 11. Lorsque au démarrage la température des transistors de puissance 11, 12 et du transistor de compensation 280 est faible, le courant collecteur de ce dernier est également à une valeur inférieure provoquant aux bornes de la résistance 281 une chute de tension relativement faible. Ceci résulte en une tension collecteur appliquée auw entrées des amplificateur opérationnels 286, 287 relativement élevée qui engendre alors des courants de sortie des amplificateurs 286, 287 également élevés qui s'ajoutent aux courants de polarisation fournis par le circuit de démarrage 200 respectiment à travers les deux réseaux additionneurs 24, 26 et 25, 27. Les courants de compensation de température fournis par les amplificateurs opérationnels 286, 287 persistent après la disparition des courants de démarrage et diminuent avec l'augmentation du gain et donc de la chute de tension aux bornes de la résistance 281, en fonction de la température du transistor 280 Xli est chauffée, d'une part, par les transistors de puissance 11, 12 voisins et, d'autre part, par ses propres courants collecteur, base et émetteur. Par conséquent, on choisit expérimentalement sa polarisation au repos (point de fonctionnement), pour que les variations de son gain suivent sensiblement celles des transistors de puissance Il, 12.Les courants de compensation polarisant respectivement les bases des transistors 11, 12, vont d'abord décroître à partir de la mise en route de l'oscillateur 10 avec l'accroissement de leur température, pour ensuite éventuellement croître de nouveau lorsque se produit l'inversion de la variation du gain avec la température afin de ramener le fonctionnement des transistors 11, 12 de la classe C (ou D) vers la classe B de façon à maintenir sensiblement constante l'amplitude crête des impulsions de courant collecteur qui servent à l'entretien des oscillations, jusqu'à ce que la température des trois transistors 11, 12 et 280 se soit stabilisée. Lorsque l'oscillateur 10 doit fonctionner pendant des intervalles de temps prédéterminés pour exécuter des opérations de chauffage par induction à la fin desquelles la charge résistive à chauffer disparaît ou n'est plus couplée à l'inducteur 2, comme lorsque l'objet à chauffer est amené dans le champ de celuici et en est retiré à l'aide d'un convoyeur, par exemple, il est nécessaire d'arrêter instantanément le fonctionnement de ltoscil- lateur 10. A cette fin, le générateur suivant l'invention comporte un circuit de temporisation 29 déterminant la durée du train d'oscillations qu'il fournit. Ce circuit de temporisation 29 comporte un second basculeur monostable 290 déclenché simultanément avec le premier 201 par l'interrupteur 21 ou par une horloge s'il s'agit d'opérations de chauffe récurrentes, fournissant sur sa sortie un signal rectangulaire positif de durée préalablement réglée en fonction de la nature de l'opération (soudage, trempe, scellement d'opercules en composés plastique-métal, amorçage d'une charge d'explosifs à l'aide d'un détonateur métallique amené à la température de fusion, par exemple), par exemple à 100 millisecondes ou plus. La sortie du second basculeur monostable 290 alimente en parallèle les premières entrées de deux portes "NON-ET" 291 et 292 dont les autres entrées peuvent être alimentées par différents organes de sécurité pouvant protéger, d'une part, les transistors 11, 12 du circuit oscillateur 10 et, d'autre part, l'objet à chauffer, par exemple. Lorsque les organes de sécurité, dont un sera décrit plus loin, autorisent la mise en route de l'oscillateur 10, ils fournissent à ces autres entrées des tensions positives dont la valeur correspond à un état logique "haut" de façon à provoquer, lors de l'application du signal de temporisation du basculeur monastable 290 aux premières entrées des deux portes 291, 292, l'apparition d'un état "bas" sur leurs sorties respectives. Les sorties des portes "NON-ET" 291, 291 sont respectivement couplées aux bases d'un sixième 295 et d'un septième 296 transistor de commutation du type NPN,par l'intermédiaire de deux circuits de couplage 293, 294 comportant des résistances et des condensateurs. Les émetteurs des sixième et septième transistors 293, 294 sont respectivement reliés à ceux des premier et second transistors de puissance 11, 12 et donc à la masse 8 et leurs collecteurs sont respectivement reliés aux bases de ces derniers. Les sixième et septième transistors 293, 294 constituent ici des interrupteurs réunissant les bases respectives des transistors de puissance 11, 12 à leurs émetteurs de façon à les faire bloquer lorsque les portes NON-ET 291, 292 fournissent sur leurs sorties des états "hauts" indiquant qu'au moins l'une de leurs entrées reçoit un état "bas". Lorsque, au début des impulsions de temporisation, les sorties des portes 291, 292 fournissent simultanément des états "bas", les transistors 295 et 296 se bloquent (l'interrupteur s'ouvre) de façon à permettre au circuit de démarrage 200 de polariser les bases des transistors de puissance 11, 12 en classe A de la manière décrite précédemment. A la fin de l'impulsion de temporisation, lorsque le second basculeur monostable 290 bascule de son état quasi-stable à son état stable, cette transition fait apparaître un état "haut" aux sorties de porte 291, 292 qui provoque la saturation simultanée des transistors 295, 296 et, par consé- quent, l'arrêt des oscillations.Un effet analogue est produit par les organes de sécurité, lorsque l'un d'eux fournit un état "bas" au cours du fonctionnement de l'oscillateur. De cette fa çon on peut assurer la sécurité de température des transistors ou de l'objet chauffé, en montant en contact intime avec leurs supports, des interrupteurs sensibles à la température du type "bilame" Une autre façon de protéger les transistors de puissance 11, 12 contre des courants excessifs en l'absence de circuit oscillant 1 ou de l'interruption de l'inducteur 2, est de contrôler en permanence la continuité de celui-ci.Comme il est relié aux bornes 105, 106 de l'enroulement primaire 101 de l'auto-transformateur 100, relié par sa prise médiane 102 au pôle positif de la première alimentation 13, la haute-tension alimentant l'oscillateur 10 est présente à, ses bornes lorsque les transistors 11, 12 sont bloqués Ceci permet donc de contrôler la continuité de l'inducteur de chauffage 2 si l'on insère entre la borne 105 de l'enroulement 101 et la borne 5 du circuit résonnant de charge 1, un condensateur de liaison 30 de capacité élevée afin de les isoler l'une de 11 autre du point de vue du courant continue. La tension continue de l'alimentation 22 sera donc appliquée au circuit oscillant uniquement par la liaison entre les bornes 106 et 6.En branchant un quatrième diviseur de tension résistif 31, 32 entre la jonction du condensateur 30 avec la borne 5 et le pôle négatif de la première alimentation 13, qui est à la masse 8, on obtient un courant continu du pôle positif de l'alimentation 13,à travers la moitié de l'enroulement 101 entre la prise 102 et la borne 106, l'inducteur 2 et les résistances 31 et 32 du quatrième diviseur, à la masse. Les valeurs des résistances 31 et 32 sont choisies de façon à ne consommer qu'un courant relativement faible et à obtenir aux bornes de la résistance 32 une chute de tension correspondant à un état haut.Du fait que durant les oscillations de l'oscillateur 10 la tension à la borne 106 varie sinusoidalement au plus entre zéro et le double de la haute tension d'alimentation, un condensateur 33 est connecté en parallèle avec la résistance 32 pO11:- former une cellule EIC ~cent la constante de temps est supérieu- re à trois périodes d'oscillation, par exemple. On peut également limiter la chute de tension aux bornes de la résistance 32 au moyen d'une diode de Zener 34 branchée en parallèle. La jonction des résistances 31 et 32 peut alors être directement reliée aux autres entrées des portes NON-ET 291, 292. Les circuits de réaction avec avance de phase, de démarrage, de compensation de température, et de temporisation suivant l'invention, peuvent également être appliqués à un auto-oscillateur apériodique équipe d'un seul transistor dé commutation hautetension avec toutefois une puissance réduite de moitié et une plus grande difficulté au démarrage des oscillations,facilité dans un montage du type "push-pull" par le déséquilibre entre les deux transistors. REVENDICATIONS 1. Générateur de puissance haute-fréquence comprenant un circuit auto-oscillateur de type apériodique (10) alimentant les bornes d'un circuit résonnant de charge (1) composé d'un inducteur de chauffage (2) et d'un condensateur d'accord (3) connectés en parallèle et déterminant la fréquence des oscillations, caractérisé en ce qu'il comporte deux transistors de commutation haute-tension du type NPN (11, 12) dont les collecteurs sont respectivement reliés aux bornes (105, 106), d'un enroulement primaire (101) d'un autotransformateur (100), muni d'une prise médiane (102) reliée au pôle positif d'une alimentation haute-tension (13) dont le pale négatif est réuni aux émetteurs de ces transistors (11, 12), les deux bornes (-105, 106) ou deux prises intermédiaires de l'enroulement primaire (101), situées svmétriquement par rapport à la prise médiane (102) étant respectivement couplées aux bornes (5, 6) du circuit résonnant parallèle (1), et en ce que les bases de ces transistors (11, 12) sont respectivement alimentés en courant alternatif et en opposition de phase de façon à travailler en "push-pull", à partir de deux enroulements secondaires (103, 104) de l'auto-transformateur (100) par l'intermédiaire de deux réseaux déphaseurs (14, 17) à réactance à prédominance capacitive afin d'obtenir, en conjonction avec les sens respectifs des enroulements secondaires (103, 104) par rapport à l'enroulement primaire (101), des avances de phase compensant sensiblement le temps de retard à la croissance de ces transistors (11, 12). 2. Générateur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que chacun des réseaux déphaseurs (14, 17) comportent, en dehors d'un condensateur série (140, 170) assurant le déphasage et l'isolement de la base, un filtre passe-bas comprenant une résistance (141, 171) et, éventuellement, une inductance (142, 172) insérées en série entre le condensateur (140, 170) et la base du transistor (11, 12) qu'ils alimentent, ainsi qu'un autre condensateur (16, 19) connecté entre la base et l'émetteur de celui-ci. 3. Générateur suivant l'une des revendications précédentes, du type dans lequel les bases des transistors de commutation (11, 12) sont, en outre, réunies à leurs émetteurs par des résistances (15, 18) de façon à les polariser, après l'établissement des oscillations, en classe C ou D, caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, un circuit de démarrage (200) injectant des courants de polarisation dans chaque base pour les faire travailler en classe A ou AB dura des périodes de démarrage brèves, consécutives à chaque mise en route de l'oscillateur. 4. Générateur suivant la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de démarrage (200) comporte : un premier basculeur monostable (201) déclenché par un signal de mise en route et fournissant un premier signal rectangulaire dont la durée est égale à celle des périodes de démarrage, deux transistors du type PNP (209, 210) dont les émetteurs sont réunis au pôle positif (23) d'une alimentation basse-tension (22) dont le pôle négatif est réuni aux émetteurs des transistors de commutation (11, 12) et à la masse (8), les collecteurs des transistors PNP (209, 210) sont respectivement reliés au bases des transistors de commutation (12, 11) par des résistances (24, 25), et un interrupteur électronique (202) commandé par le premier signal rectangulaire de façon à polariser les bases des transistors PNP (209, 210) pour qu'ils engendrent des courants de polarisation constants respectivement injectés dans les bases des transistors de commutation pendant les périodes de démarrage. 5. Générateur suivant l'une des revendications précédentes, du type dans lequel les bases des transistors de commutation (11, 12) sont respectivement réunies à leurs émetteurs par des résistances (15, 18) afin de les polariser, après l'établissement des oscillations, en classe C ou D, caractérisé en ce qu'il comporte en outre, un circuit de compensation de température (28) destiné à compenser les variations des gains des transistors de commutation (11, 12) avec la température, le circuit de compensation (28) comportant un transistor de compensation du type NPN (280) dont le gain varie avec la température de façon semblable à celui des transistors de commutation (11, 12) et qui est monté sur le même radiateur ou dans la même enceinte que ceux-ci, et deux générateurs de courant (286, 287) fournissant respectivement aux bases des transistors de commutation (12, 11) variation de leurs gains afin de ramener leur mode de fonctionnement de la classe C ou D vers la classe B lorsque le gain diminue et d'obtenir ainsi une régulation de l'amplitude des impulsions de courant alimentant le circuit résonnant (1). 6. Générateur suivant la revendication 5, caractérisé en ce que le transistor de compensation (280) est connecté en émetteur commun et polarisé sur sa base par une tension fixe à travers une résistance en série (284), son collecteur alimentant en parallèle deux amplificateurs opérationnels à contre-réaction totale (286, 287) dont les sorties sont respectivement réunies aux bases des transistors de commutation (12, 11) par des résistances (26, 27). 7. Générateur suivant l'une des revendications précédentes, du type dans lequel l'arrêt des oscillations doit être assuré à un instant déterminé, caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, un circuit de temporisation (29) commandant la mise en route et l'arrêt de l'oscillateur (10) et comprenant un second basculeur monostable (290) déclenché par un signal de mise en route et fournissant respectivement sur ses sorties complémentaires des seconds signaux rectangulaires de durée égale à celle du fonctionnement choisie de 1'oscillateur,et deux transistors de commutation supplémentaires (295, 296) dont les collecteurs sont respectivement reliés aux bases des transistors de commutation (11, 12) et dont les émetteurs sont reliés aux émetteurs de ceux-ci, les bases des transistors supplémentaires (295, 296) étant commandées par l'un des seconds signaux rectangulaires de façon à être bloqués pendant la durée de ces signaux et saturés pendant le restant du temps. 8. Générateur suivant la revendication 7, caractérisé par le fait que le circuit de temporisation (29) comporte,en outre,deux portes logiques d'inhibition (291, 292) dont les sorties alimentent respectivement les bases des transistors supplémentaires (295, 296) et dont les premières entrées reçoivent l'un des seconds signaux rectangulaires et dont les autres entrées reçoivent respectivement des tensions fournies par des organes de sécurité afin d'autoriser ou d'inhiber la mise en route de l'oscillateur à l'aide du second signal rectangulaire, selon l'état des éléments contrôlés par ces organes de sécurité. 9. Appareil de chauffage par induction comportant un générateur -de puissance suivant l'une des revendications précédentes.