Brevet FR2456391A1 — publié le 19801205

la présente invention concerne un circuit intégré comprenant un transistor, un dispositif de déphasage produisant un déphasage dont la valeur peut etre réglée par application d'un signal de commande à une entrée de réglage, ce dispositif étant incorporé à un trajet de signaux qui traverse le transistor, et un circuit générateur de signaux de commande dont la sortie est connectée à l'entrée de réglage et qui comprend un élément de circuit comportant des zones dopées qui correspondent respectivement aux zones de collecteur,de base et d'émetteur du transistor, cet élément étant incorporé au circuit générateur de signaux de commande d'une manière telle que la valeur du signal de sortie du circuit générateur dépende de la valeur d'une propriété électrique de cet élément. Un circuit de ce type est décrit dans le brevet anglais nd 1.337.991. Dans ce circuit connu, le dit élé- ment de circuit est un deuxième transistor connecte en diode dont le collecteur et la base rendus communs sont concoctés à un point de potentiel constant par l'intermédiaire d'une résistance variable et dont#l'émetteur est connecté à l'émetteur d'un troisième transistor in corporé au dispositif de déphasage. Le montage en série de la résistance variable et du deuxième transistor a pour fonction de régler le courant traversant le troisième transistor en fonction du réglage de la résistance variable, ce courant déterminant le déphasage produit par le dispositif de déphasage.Le deuxième transistor à pour fonction de suivre les variations de température et de stabiliser la polarisation. On sait que la fréquence de transition foe d'un transistor présente une relation avec la largeur de la région de base du transistor; la valeur de f est d'autant plus élevée que la largeur est plus faible. Lorsqu'un signal est transmis par un trajet qui traverse le transistor, il est soumis à un retard de phase dans le transistor par suite de la valeur finie de la fréquence de transition du transistor. Si la fréquence du signal est largement inférieure à la fréquence de transition, ce retard de phase est normalement négligeable. Cependant, si la fréquence du signal s'approche de la fréquence de transistion, il n'en est pas ainsi et il est possible que l'on doive tenir compte de ce retard de phase lors de la conception du circuit comprenant le transistor.Par exemple, si le transistor fait partie d'un montage de circuit girateur dont un port est chargé par une capacité de sorte que l'autre port est inductif, cet autre port étant connecté à une capacité pour former un circuit résonnant en parallèle ou en série, le facteur de qualité Q du circuit résonnant est amélioré si le retard de phase produit par le transistor dans des signaux qui le traversent est significatif, à moins que ce retard de phase ne soit compensé d'une certaine ma nièce. Dans un tel cas, si le circuit résonnant doit avoir le facteur de qualité requis, il faut que ses pa rame'treks de base soient choisis pour donner ce facteur de qualité et une compensation de phase doit être prévue, ou il faut que ses paramètres de base soient choisis pour donner un facteur de qualité qui soit inférieur au facteur requis d'une valeur correspondant exactement à celle qui donne le facteur de qualité requis après son amélioration sous l'effet du retard de phase. Les techniques de fabrication actuelles pour des circuits intégrés sont telles que les largeurs des régions de base et, par conséquent, les fréquences de transition des transistors faisant partie de ces circuits, peuvent varier dans une mesure considérable d'un lot à un autre. Cela étant, si le circuit résonnant précité, dans lequel l'élément inductif est formé par un girateur chargé par condensateur, est construit sous la forme d'un circuit intégré, les retards de phase se produisant dans les divers transistors du girateur sont largement imprévisibles, avec pour résultat que le facteur de qualité du circuit résonnant est aussi largement imprévisible si la fréquence de résonance du circuit est telle que ces retards de phase soient s#ignificatifs.Il en est ainsi même si une compensation de phase purement fixe, c'està-dire indépendante de la largeur de la base, est incorporée au circuit. Si le facteur de qualité requis doit être satisfait avec une tolérance admissible étroite, ceci peut entraîner un grand nombre de rebuts pendant une production en masse. L'invention a pour but de procurer des moyens permettant d'atténuer cet inconvénient. L'invention procure un circuit intégré comprenant un transistor, un dispositif de déphasage produisant un déphasage dont la valeur peut être réglée par un signal de commande appliqué à une entrée de réglage, ce dispositif étant monté dans un trajet de signal qui traverse le transistor, et un circuit générateur de signaux de commande dont la sortie est connectée à l'entrée de réglage, comprenant un élément de circuit comportant des zones dopées qui correspondent respectivement aux zones de collecteur, de base et d'émetteur du transistor, cet élément de circuit étant incorporé au circuit générateur de signaux de commande d'une manière telle que la valeur du signal de sortie du circuit générateur dépende de la valeur d'une propriété électrique de l'élément, capacité risé en ce que l'élément de circuit est une résistance et la propriété électrique est la valeur de la résistance, le transistor comprenant une première région d'un premier type de co.nductivité pourvue d'un contact électrique, une première région du type de conductivité opposé formée dans la première région du premier type de conductivité et pourvue d'un contact électrique, et une deuxième région du premier type de conductivité formée dans la premi ère région du type de conductivité opposé et pourvue d'un contact électrique, la résistance comprenant une troisième région du premier type de conductivité, une deu xième région du type de conductivité opposé formée dans la troisième région et pourvue de deux contacts électriques qui constituent les bornes de la résistance, et une qua trième région du premier type de conducti##ite' fartée dars la deuxième région du type de conductivité opposé, la première et la troisième région du premier type de conducti vité ayant été formées pendant la même opération de dopage, la première et la deuxième région du type de conduc tislte opposé ayant été formées pendant la même opération de dopage, et la deuxième et la quatrième région du premier type de canduEivite ayant été formées pendant la même opération de dopage de sorte que la résistance entre les contacts de la paire est d'autant plus élevée que la largeur de la base du transistor est plus petite, le couplage entre la sortie du circuit générateur de signaux de commande et l'entrée de réglage ayant un sens tel que des signaux transmis par le trajet de signaux soient soumis, dans le dispositif, à un déphasage qui est d1autant plus grand dans le sens de l'avance de phase ou plus petit dans le sens du retard de phase que la valeur de la dite largeur est plus grande et que par conséquent la valeur de la résistance est plus petite. On a maintenant découvert que la valeur d'une résistance dite "base sous émetteur" dans un circuit intégré peut déterminer une corrélation suffisamment bonne avec la largeur de la base dlun ou de plusieurs transistors également prévus dans le circuit intégré, pourvu que le ou les transistors et la résistance comprennent des zones dopées correspondantes formées pendant les mêmes opérations de dopage, afin de permettre â un signal de réglage dont la valeur dépend de la valeur de résistance à produire qui peut être utilisée pour régler le déphasage produit par un dispositif de déphasage incorporé â un trajet de signaux traversant le transistor ou chacun d'eux de manière à compenser en substance complètement les différences de déphasage produites dans le trajet de signaux par suite de variations de la largeur de base du transistor ou de chaque transistor d1un lot à un autre lorsque ces circuits in tégrés sont fabriqués en masse, diminuant ainsi le nom bre de rebuts résultant sinon du fait que les déphasages dans es trajets de signaux sont exte- rieurs aux limites de tolérances qui leur sont imposées. Pour obtenir des variations importantes de la valeur de la résistance en fonction de variations de la ou des largeurs des bases des transistors,on neut faire en sorte que la quatrième région parte d'une première partie de la troisième région vers une deuxieme partie de la t20i- sième région par un trajet qui passe entre les contacts de la paire. Une manière particulièrement simple de produire le signal de commande consiste à placer la résistance entre la sortie d'une source de courant constant et un point de potentiel fixe, et à coupler par courant continu un point de la connexion situé entre la source de courant constant et la résistance à la sortie du circuit générateur de signaux de commande. Une réalisation particulièrement simple du dispositif de déphasage peut être obtenue si elle comprend une ~ combinaison résistance-capacité dans laquelle la capacité est formée d'une jonction En qui est polarisée de manière inverse par le signal de sortie du circuit générateur de signaux de commande, en service.Si une des régions dopées définissant la jonction pn est moins fortement dopée que l'autre des régions dopées définissant cette jonction, le niveau de dopage de la première région dopée détermine largement la capacité offerte par la jonction pour des valeurs données de polarisation inverse qui y sont appliquées. Entant donné que ce niveau de dopage peut varier d'un lot à un autre lorsque ces circuits intégrés sont produits en masse, ces variations peuvent encore entraînez une compensation de phase incorrecte dans le trajet de signaux, à moins que des mesures ne soient prises pour la compenser, avec encore un grand nombre de rebuts pour résultat.On a constaté que cette compensation peut être obtenue, et que par conséquent le nombre de rebuts peut être réduit, si le circuit générateur de signaux de commande comprend un élément résistif qui comporte une autre région dopée pourvue d'une paire de contacts électriques, cette autre région dopée présentant le même type de conductivité que la dite première région dopée définissant la jonction et ayant été formée pendant la même opération de dopage que la dite première région dopée définissant la jonction, cet élément résistif étant incorporé au circuit générateur de signaux de commande d'une manière telle que le signal de sortie du circuit générateur dépende de la valeur de résistance de l'élément résistif de sorte que la polarisation inverse est d'autant moins élevée que la valeur de résistance est plus élevée. Si le dispositif de déphasage comprend une combinaison resistance-capacite > dans laquelle la capacité est constituée d'une jonction pn à polarisation inverse de la manière décrite plus haut, une construction particulièrement simple pour ce dispositif peut être obtenue si le composant de résistance de cette combinaison résistance-capacité est constitué par la résistance d'une région donnée des régions dopées définissant la jonction, cette région dopée donnée étant alors pourvue d'un premier et d'un second contact électrique.Une manière commode dincomporer un tel dispositif au trajet de signaux passant par le transistor consiste à munir la dite région dopée donnée d'un troisième contact électrique d'une manière telle que ce troisième contact soit électriquement équidistant du premier et du deuxième contact, à connecter le premier et le deuxième contact respectivement à l'émetteur du transistor et à l'émetteur d'un autre transistor et à connecter le troisième contact à la sortie d'une source de courant.On a constaté qu'un tel dispositif est particulièrement commode et est à même d'assurer une compensation satisfaisante lorsque le transistor mentionné en premier lieu fait partie d'un premier circuit de source de courant réglé par la ten sion dont la sortie est connectée à l'entrée d'un deu diène circuit de source réglé par la tension dont la sortie est connectée à l'entrée du premier circuit de source de courant réglé par la tension, un des circuits de source de courant étant à inversion et l'autre à non inversion de sorte que les circuits de source de courant forment ensemble un circuit girateur, un condensateur étant connecté à un port du circuit girateur. On sait que l'autre port d'un tel circuit girateur est un port inductif et un circuit résonnant peut être formé par connexion de cet autre port à un autre condensateur. Le fait de prévoir de la manière décrite plus haut des moyens pour compenser les variations de déphasage se produisant dans les parties de girateur de ces circuits résonnants, lorsqu'ils sont produits en masse, ramène le nombre inacceptable de rebuts dus au fait que les facteurs de qualité des divers circuits résonnants sont situés en dehors des limites permises, à une valeur acceptable. Des formes d'exécution de l'invention seront décrites ci-après, à titre d'exemple, avec référence aux dessins annexés dans lesquels: la Fig 1 est un schéma synoptique d'une forme d'exécution; la Fig. 2 est un schéma électrique d'une cor struction possible pour la forme d'exécution de la Fig.l; la Fig. 3 montre co-e- certains éléments de la construction représentée sur la Fig. 2 sont produits sous la forme d'un circuit intégré, et les Fig. WA et WW illustrent des variantes possibles pour un des blocs de la Fig. 1. la Fig. la,un circuit intégré comprend un circuit à transistors 1, par exemple un circuit amplificateur, à une entrée 2 duquel est connectee une borre 3 destinée à un signal d'entrée. Après a-;oir été traité dans le circuit 1, le signal d'entrée apparat à sa sortie 4 et est anone a l'entrée 5 d'un dispositif déphaseur 6. le dispositif 6 est construit de manière que la valeur du déphasage produit dépende ainsi de la valeur d'un signal de commande en courant continu appliqué à son entrée de réglage 7, le signal appliqué à son entrée 5 apparaissant -dès lors à sa sortie 8 avec un déphasage qui dépend de la valeur de ce signal de commande. le signal apparaissant à la sortie 8 est amené à une borne de sortie 9. L'entrée de réglage 7 est alimentée à partir de la sortie 10 d'un circuit générateur de signaux de commande 11. le circuit générateur ll comprend une résistance 12 comportant des zones dopées du circuit intégré qui correspondent respectivement aux zones de collecteur,de base et d'émetteur d'un ou de plusieurs tran sistors prévus dans le circuit 2 et qui ont chacune été formées pendant la même opération de dopage que celle qui a servi à former la ou les zones correspondantes du ou des transistors.Plus particulièrement, le transistor ou chacun d'eux comprend une première région d'un premier type de sonductivité pourvue d'un contact électri que une première région du type de conductivité opposé formée dans la première région du premier type de conductivité et pourvue d'un contact électrique, et une deuxième région du premier type de conductivité formée dans la première région du type de conductivité opposé et pourvue d'un contact électrique.De plus, la résistance 12 comprend une troisième région du premier type de conductivité, une deuxième région du type de conductivité opposé formée dans la troisième région et pourvue d'une paire de contacts électriques qui constituent les bornes de la résistance, et une quatrième région du premier type de conductivité formée dans la deuxième région du type de conductivité opposé.Pendant la fabrication de la résistance et du ou des transistors, la première et la troisième région du premier type de conductivité ont été formées pendant la même opération de dopage, la première et la deuxième région du type de conducti vité opposé ont été formées pendant la même opération de dopage et la deuxième et la quatrième région du premier type de conductivité ont été formées pendant la même opération de dopage. La résistance 12 présente par conséquent une valeur qui est d'autant plus élevée que la région de base du transistor ou de chacun d'eux est plus petite, cette valeur de résistance étant celle de la zone de la résistance 12 qui correspond à la région de base du transistor ou de chacun d'eux.La résistance 12 est incorporée au circuit 11 d'une manière telle que la valeur du signal de sortie du circuit 11 dépend de la valeur de la résistance et par conséquent de la largeur ou de chacune d'elles. La sortie 10 est connectée à l'entrée de réglage 7 dans un sens tel que des signaux parcourant le trajet allant de la borne d'entrée 3 à la borne de sortie 9 soient soumis, dans le dispositif 6, à un déphasage qui est d'autant plus grand dans le sens de l'avance de phase ou plus petit dans le sens du retard de phase que la largeur de la base du transistor ou de chaque transistor prévu dans le circuit 1 est plus grande, c'est-à-dire que le retard de phase produit par le ou les transistors est plus important.Dans la plupart des cas, il est souhaitable de choisir les divers paramètres du circuit d'une manière telle que le déphasage (éventuel) total qui se produit entre les bornes 3 et 9 soit en substance indépendant de la largeur de la base du transistor ou de chaque transistor prévu dans le circuit 1. On comprendra qu'en variante, le circuit 1 peut être incorporé au trajet de signaux allant de la sortie 8 à la borne de sortie 9 ou que,si lé circuit 1 occupe la p# sition représentée, un autre circuit à transistors pro duisant un déphasage dépendant de la largeur de la base, qui doit aussi être compensé par le dispositif 11,6, peut être présent entre la sortie 8 et la borne de sortie 9. La Fig. 2 illustre le schéma d'une construction possible pour le circuit intégré de -la Fig.l, les compo- sants équivalents portant, autant que possible, les mêmes chiffres de référence que leur contrepartie sur la Fig. 1. Le circuit de la Fig. 2 comprend un filtre de passage prévu entre la borne d'entrée 3 et la borne de sortie 9, l'élément capacitif de ce filtre de passage étant un condensateur 13 et son élément inductif, connecté en parallèle avec le condensateur 13, étant un port 14 d'un circuit girateur dont l'autre port 15 est chargé par un condensateur 16. D'une manière classique, le circuit girateur comprend un circuit de source de courant réglée par tension et à non inversion qui connecte le port 14 au port 16 et un circuit de source de courant réglée par tension et à inversion qui connecte le port 16 au port 14.Le circuit de source à non inversion comprend deux transistors 17 et 18 dont les émetteurs sont connectés à la masse respectivement par la résistance 19A et la résistance 19B de même valeur et une source de courant 20 qui est commune aux deux transistors. Les collecteurs de ces transistors sont alimentés à partir de la ligne d'alimentation positive par les sources de courant 21 et 22.respectivement. La base du transistor 17 constitue l'entrée de ce circuit de source et est connectée au condensateur 13 et le point commun du collecteur du transistor 18 et de la source de courant 22 constitue la sortie de ce circuit de source et est connecté au condensateur 16. La base du transistor 18 est connectée à la masse. Le circuit de source à inversion comprend un transistor 23 dont l'émetteur est connecté à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 24A et d'une source de courant 25 et dont le collecteur est connecté à la ligne d'alimentation positive par l'intermédiaire d'une source de courant 26. La base du transistor 23 constitue l'entrée de ce circuit de source et est connectée au condensateur 16 et le point commun du collecteur du transistor 23 et de la source de courant 26 constitue la sortie de ce circuit de source et est connecté au condensateur 13.La borne d'entrez 3 est connectée au montage en parallèle du port 14 et du condensateur 13 par l'intermédiaire d'un transistor 27 dont le collecteur est connecté à la ligne d'alimenta- tion positive et dont l'émetteur est connecté au point commun de la résistance 24A et de la source de courant 25 par l'intermédiaire d'une résistance 243 dont la valeur est la même que celle de la résistance 24A. La borne 3 est connectée à la base du transistor 27. Le montage en parallèle du port 14 et du condensateur 13 est connecté à la borne de sortie 9 par l'interzédiaire du transistor 17, la borne de sortie 9 étant connectée au point commun du collecteur de ce transistor et de la source de courant 21. Les résistances 24A et 243 sont constituées par une zone de type p peu profonde à prise centrale dans un îlot de type n dans la puce semi-conductrice dans laquelle le circuit intégré est formé, comme décrit plus en détail plus loin, la jonction entre cette zone et l'îlot étant polarisée de manière inverse. Le dit îlot est représen- té sçhématiquement en 28. (En fait, les résistances 19A et 19B sont constituées d'une manière analogue). Cette structure forme le dispositif de déphasage 6 de la Fig#l. Le circuit de la Fig. 2 comprend aussi un circuit générateur de signaux de commande 11 dont la sortie 10 est connectée à l'entrée de réglage 7 du dispositif de déphasage 6, c'est-à-dire à l'îlot de type n précité. Le circuit 11 comprend un transistor 29 dont la base et le collecteur sont connectés l'un à l'autre ainsi qu'à la masse par l'intermédiaire d'une source de courant 30 et dont l'émetteur est connecté à la ligne d'alimentation positive par l'intermédiaire d'une résistance 40, et un transistor 31 dont émetteur est connecté à la ligne d'alimentation positive par l'intermédiaire du montage en série des résistances 32 et 33 dont la base est connectée au point commun de la source de courant 30 et de la base et du collecteur du transistor 29, et dont le collecteur est connecté à la masse par l'intermédiaire du montage en série des résistan ces 34 et 35. Le point commun du collecteur du transistor 31 et de la résistance 34 est connecté à la sortie 10, aux fins d'adapter les impédances, par l'intermédiaire d'un circuit à émetteur suiveur du type Darlington, ce circuit à émetteur suiveur comprenant des transistors 36 et 37 dont les collecteurs sont connectés à la ligne d'alimentation positive. La base du transistor 36 est connectée au point commun du collecteur du transistor 31 et de la résistance 34, l'émetteur du transistor 36 est connecté à la base du transistor 37 et à l'émetteur du transistor 37 par l'intermédiaire d'une résistance 38 et l'émetteur du transistor 37 est connecté à la borne de sortie 10 et à la masse par l'intermédiaite d'une résistance 39.Les composants 29 à 33 et 40 forment un circuit "miroir de courant", un courant se trouvant dans un rapport spécifique avec le courant produit par la source 30 étant transporté par le collecteur du transistor 31. Ainsi, si on néglige le courant de base du transistor 36, un courant constant Srédéter- miné passe par les résistances 34 et 35 et, par conséquent,une tension continue proportionnellenà leurs valeurs est établie dans ces résistances et est ame- née à la borne de sortie 10 par l'intermédiaire du circuit suiveur d'émetteur 36-39. La résistance 34 a la forme d'une résistance dite "base sous émetteur" comme décrit plus en détail plus loin et elle constitue la résistance 12 de la Fig.l. Elle comprend des zones dopées qui correspondent aux zones de collecteur, de base et d'émetteur, des transistors 17, 18, 23 et 27 respectivement et qui ont chacune été formées au cours de la même opération de dopage que les zones correspondantes des transistors. Comme cela ressortira clairement ci-après, la valeur de la résistance 34 présente par conséquent une relation avec les largeurs des bases des transistors; la valeur de la résistance 34 et, par conséquent, celle de la tension à la borne de sortie 10 sont d'autant plus élevées que ces largeurs sont plus faibles.Bien entendu, le potentiel à la borne 10 régit la polarisation inverse entre l'îlot de type n 28 et la zone de type p constituant les résistances 24A et 243; à mesure que le potentiel à la sortie 10 augmente, cette polarisation inverse augmente également et, par conséquent, la capacité entre la zone de type p formant les résistances 24A et 24B et ltîlot de type n est plus faible.Etant donné que cet îlot est effectivement au potentiel de masse, pour autant qu'il s'agisse de signaux en courant alternatif et étant donné que 1' émetteur du transistor 27 présente une faible impédance à ltextrémité de la résistance qui y est connectée, l'émetteur du transistor 23 est en fait connecté à la masse par l'intermédiaire du montage en parallèle de la résistance 24 et de la capacité.La présence de ce montage en parallèle a par conséquent pour effet que des signaux transmis par le transistor 23 à partir du port 15 vers le port 14 sont avancés en phase par rapport à la phase qui sinon serait la leur, l'avance de phase augmentant avec la valeur de la capacité, c'est-à-dire avec les largeurs des bases des transistors 17, 18, 23 et 27. Les fréquences de transition de ces transistors diminuent et, par conséquent, le retard de phase créé par ces transistors augmente d'autant plus que les largeurs des bases de ces transistors sont plus grandes. Le retard de phase total créé par les transistors 17, 18 et 23 est le facteur important dans le circuit de la Fig. 2 (ces transistors étant ceux qui sont incorporés au circuit girateur) et le circuit générateur de signaux de commande 11 est construit de manière que ce retard total soit en substance exactement compensé par l'avan- ce de phase produite dans le montage en parallèle préci té. (Le but de la présence de la résistance 35, qui dilue l'effet des variations de la valeur de la résistance 34, est de contribuer à atteindre ce résultat). La capacité réelle se présentant entre la zone de type p constituant la résistance 24A, 243 et l'îlot de type n 28 pour des valeurs spécifiques de la tension de commande positive appliquée à l'îlot 28 dépend, d'une manière connue, du degré de dopage de l'îlot de type n (la concentration en agent dopant dans cet îlot est in férieure à celle de la #one de type p). Par conséquent si l'on ne prenait pas des mesures pour contrecarrer son effet, les variations du degré de dopage de l'îlot 28, qui peuvent se présenter d'un lot à un autre lorsque des circuits intégrés tels que décrits sont fabriqués en masse, seraient à même d'entraîner une compensation incomplète ou excessive des retards de phase produits par les transistors 17, 18 et 23 obtenus.Pour atténuer cet effet, on construit la résistance 33 comme un îlot isolé du circuit intégré, le dopage de cet îlot étant effectué pendant la même opération de dopage que celle de l'îlot 28. La capacité entre cet îlot et la zone constituant la résistance 24S, 243 est d'autant moins élevée que le degré de dopage de l'îlot 28 est plus faible et inversement. Etant donné que l'îlot formant la résistance 33 est formé pendant la même opération de dopage que l'îlot 28, le degré de dopage de l'îlot formant la résistance 33 est d'autant plus faible et, par conséquent, la valeur de la résistance 33 est d'autant plus élevée que le degré de dopage de l'îlot 28 est plus faible. Le courant transporté par le collecteur du transistor 31 est d'autant plus faible et, par conséquent, la tension dans les résistances 34 et 35 et dès lors à la sortie 10 est d'autant plus basse que la valeur de la résistance 33 est plus élevée, ce qui a pour effet d'augmenter la capacité entre la zone formant la résistance 24A et l'îlot 28, compensant ainsi la réduction de capacité due au fait que le niveau de dopage de l'îlot 28 est trop faible. Le circuit fonctionne évidemment de la manière inverse si ce niveau de dopage est trop élevé. Le circuit générateur de signaux de commande 11 est construit d'une manière telle que la dépendance de la tension à sa sortie 10 de la valeur de la résistance 33 soit telle que des variations du niveau de dopage de l'îlot 28 soient en substance exactement compensées de cette façon. La résistance 32, qui dilue l'effet de la variation de valeur de la résistance 33 est prévue pour contribuer à la réalisation de cet effet. En pratique, la base de chaque transistor 17, 18 et 23 peut être alimentée par l'intermédiaire d'un émetteur suiveur individuel (non représenté) comportant une résistance de charge d'émetteur dont la valeur est de l'ordre, par exemple, de 10 kohms. Ces émetteurs sui veurs peuvent produire des décalages de niveaux en courant continu, lorsqu'il le#faut, grâce aux couplages en courant continu utilisés.Les valeurs de chacune des résistances à prise médiane 19 et 24 peuvent être, par exemple, de 1'ordre de 1 kohn. Les diverses sources de courant ("constantes") peuvent être constituées, par exemple, par des résistances de haute valeur ou par des transistors convenablement polarisés dans un mode à émetteur commun (transistors pnp pour les sources 21, 22 et 26 et transistors npn pour les sources 20 et 30) les valeurs des résistances 32, 34 et 39 peuvent êt#re, par exemple, de llordre de 1 kohm, celles des résistances 35 et 38 de l'ordre de 10 kohmset celles de la résistance 33 de l'ordre de 100 ohms.Lès valeurs de la résistance 40 et du courant de sortie de la source de courant 30 peuvent être choisies d'une manière telle que le courant de collecteur Su transistor 31 soit d'environ 500 /uA, ce qui donne approximativement +5 volts à la sortie 10. La barre d'alimentation positive peut porter 12 volts par rapport à la masse. La Fig. 3 montre cotent le transistor 17, la résistance 34, la résistance â prise 24 et la résistance 33 de la Fig. 2 peuvent être construits sous la forme d'un circuit intégré. (Les transistors 18, 23 et 27 de la Fig. 2 peuvent être construits chacun de la manière représentée pour le transistor 17 et les résistances 32 et 35 de la Fig. 2 peuvent être construites chacune de la manière représentée pour la résistance 24, la prise étant toutefois omise).La Fig. 3 est une vue en perspective (non à l'échelle) des composants significatifs des parties de la puce semi-conductrice sur laquelle le circuit de la Fig. 2 a été fabriqué qui comprennent le transistor 17, la résistance- 34, la résistance à prise 24 et la résistance 33, ces parties ayant elles-mêmes été sectionnées suivant leurs axes de symétrie dans un plan perpendiculaire au plan de la puce, de sorte que la surface 41 est devenue exposée. La puce a la forme d'un substrat de type p 42 sur lequel a été formée une couche épitaxiale de type n 43. la couche 43 est divisée électriquement en un premier, un deuxième, un trolsième et un quatrième îlot 44, 45, 46 et 47 respectivement, par une diffusion d'isolation p+ 48.L'îlot 44 forme le collecteur du transistor 17 et est pourvu d'un contact en aluminium 49, le contact 49 étant en contact avec l'îlot 44 par l'intermédiaire d'une zone de diffusion n+ peu profonde 75 formée dans l'îlot 44. La zone de base 50 du transistor 17 est formée par une diffusion de type p peu profonde dans l'îlot 44 et est pourvue d'un contact d'aluminium 51. La zone d'émetteur 52 du transistor 17 est formée par une diffusion de type n peu profonde dans la zone de base 50 et est pourvue d'un contact en aluminium 53. La résistance 34 de la Fig. 2 est formée dans l'îlot 45 et comprend une zone diffusée de type p peu profonde 54 pourvue de contacts en aluminium 55 et 56. Une zone de diffusion de type n peu profonde 57 recouvre la partie de la zone 54 qui s'étend entre les contacts 55 et 56, chaque extrémité de la zone 57 (seule l'extrémité 58 étant représentée) s'étendant dans la matière de type n de l'îlot 45 de sorte qu'une résistance dite "base sous émetteur" est formée.La résistance 24A, 24B de la Fig. 2 est constituée par une zone de type p peu prof onde 59 formée par diffusion dans l'îlot 46, cette zone étant pourvue d'un contact en aluminium 60 qui constitue la prise médiane de la résistance et de contacts en aluminium 61 et 62 qui constituent les deux extrémités de la résistance.l'îlot 46 correspond à l'îlot 28 de la Fig. 2 et est pourvu d'un contact en aluminium#63, le contact 63 étant connecté à + l'îlot 46 par l'intermédiaire d'une zone de diffusion n peu profonde 76 formée dans l'îlot 46.La résistance 33 de la Fig. 2 est constituée par la matière de l'îlot 47, qui est pourvue de contacts en aluminium 64 et 65, ces contacts étant en contact avec l'îlot 47 par l'intermédiaire de zones de diffusion n+ peu profondes 77 et 78 respectivement formées dans l'îlot 47. Pendant la fabrication du circuit intégré, les îlots 44, 45, 46 et 47 sont tous formés pendant la même opération de dopage (la formation de la couche épitaxiale 43), les zones 50, 54 et 59 sont toutes formées pendant la même opération de dopage et les zones 52 et 57 sont toutes formées pendant la même opération de dopage, avec pour résultat que la valeur de la résistance 54, 55, 56, 57, Sa est en corrélation avec la largeur de la base (distance de collecteur à émetteur) du transistor 44, W9, 50, 51, 52, 53 et que la valeur de la résistance 47, 64, 65 est en cor rélation avec le niveau de dopage dans l'îlot 46, comme il le faut. I1 est évident qu'il ntest pas essentiel que chaque extrémité de la zone 57 de la Fig. 3 s'étende dns la matière de type n de l'lot 45; l'une ou les deux extremités peuvent se terminer dans la zone 54. Cependant, dans ce cas, une fraction du courant passant entre les contacts 55 et 56, en service, contourne la zone 57 au lieu de passer en dessous de celle-ci de sorte que la résistance entre les contacts 55 et 56 diminue en fonction de l'espacement entre la face inférieure de la zone 57 et la partie adjacente de l'îlot 45 et par conséquent de la largeur de la base du transistor 17 (l'espacement entre la zone 52 et l'îlot 44). Les Fig.4A et 4B illustrent des variantes de coEtna- tion possibles pour le dispositif de déphasage 6 de la Fig. 1. Sur la Fig. iA, le dispositif de déphasage 6 comprend un transistor 66 au collecteur duquel la borne d'entrée 5 est connectée par l'intermédiaire d'une résistance 67 et à la base duquel la borne de commande 7 est connectée par l'intermédiaire d'une résistance 68. L'émetteur du transistor 66 est connecté à la masse et son collecteur est connecté à sa base par l'intermédiaire d'un condensateur 69, ainsi qu'à la borne de sortie 8.La borne 7 est effectivement au potentiel de masse du moins en ce qui concerne le signal en courant alternatif trans mis- de la borne 5 à la borne 8 et le courant dans le condensateur 69 est soumis à un effet de miroir par le courant de collecteur du transistor 66, de sorte que 1 'extrémité de la résistance 67 qui est éloignée de la borne 5 "voit" une capacité parallèle dont la valeur effective est égale à la valeur du condensateur 69 augmentée d'un facteur proportionnel au gain du transistor 66. Le gain du transistor 66 augmente à mesure que la tension (positive) appliquée à la borne 7 augmente, c'est-à-dire que le dispositif 6 produit un retard de phase dont la valeur augmente avec la tension présente sur la borne 7.Grâce à cette construction du dispositif de déphasage 6, le circuit générateur 11 de la Fig.l doit être construit de manière à appliquer une tension positive à la borne 7 de telle sorte que cette tension soit d'autant moins élevée que la largeur de la base d'au moins un transistor dans le circuit 1 est plus grande. le circuit représenté sur la Fig. 2 pour le générateur 11 peut par conséquent être utilisé pour alimenter la borne 7 de la Fig. kA. Sur la Fig. 43', le dispositif 6 comprend une résistance 70 connectant la borne d'entrée 5 à la borne de sortie 8 et une diode à capacité variable 71 entre la borne de commande 7 et la borne de sortie 8. Le dispositif produit par conséquent, à la borne de sortie 8 et par rapport à la borne d'entrée 5, un retard-de phase dont la valeur va en augmentant à mesure que la valeur de la capacité de la diode 71 augmente. Avec cette construction du dispositif 6, le circuit générateur li de la Fig. 1 doit donc être construit pour appliquer une tension de commande (négative) à la borne 7 d'une manière telle que la valeur de cette tension négative soit d'autant plus élevée que la largeur de la base dgau moins un transistor du circuit 1 est plus grande. R E V E N D I C A T I O N S. 1 - Circuit intégré comprenant un transistor, un dispositif de déphasage produisant un déphasage dont la valeur peut être réglée par application d'un signal de commande à une entrée de réglage, ce dispositif étant incorporé à un trajet de signaux qui traverse le transistor, et un circuit générateur de signaux de commande dont la sortie est connectée à l'entree de réglage et qui comprend un élément de circuit comprenant des zones dopées qui correspondent aux zones de collecteur, de base et d'émetteur respectivement du transistor, cet élément étant incorporé au circuit générateur de signaux de coetr.2nde d'une maniere telle que la valeur du signal de sortie du circuit géné rateur dépende de la valeur d 'une propriété électrique de l'élément 7 caractérisé en ce que l'élément de circuit est une résistance et la propriété électrique est la valeur de -la résistance, le transistor comprenant une première région dtua premier type de conductivité pourvue d'un premier contact, une première région du type de conductivité opposé formée dans la première région du premier type de conductivité et pourrie dlun contact électrique, et une deuxième région du prenier type de conduc- tivité formée dans la première région du type de conduc- tivité opposé et pourvue d'un contact électriques la résistance comprenant une troisième région du premier type de conductivité, une deuxième région du type de conductivité opposé formée dans la troisième région et pourvue de deux contacts électriques qui constituent les bornes de la résistance, et une quatrième région da premier type de conductivité fouée dans la deuxième région du type de conductivité opposée, la première et la trois#eme région du premier type de conductivité ayant été formées pendant la même opération de dopage, la première et la deuxième région ou type de conductivité opposé ayant été formées pendant la même opération de dopage et la deuxième et la quatrième région du premier type de con ductivité ayant été formées pendant la même opération de dopage de sorte que la résistance entre les contacts de la paire est d'autant plus élevée que la largeur de la base du transistor est plus petit, le couplage allant de la sortie du circuit générateur de signaux de commande à l'entrée de réglage ayant un sens tel que les signaux transmis par le trajet de signaux sont soumis dans le dispositif, à un déphasage qui est d'autant plus grand dans le sens de l'avance de phase ou d'autant plus petit dans le sens du retard de phase que la valeur de la largeur est plus grande et que par conséquent la valeur de la résistance est plus petite. 2 - Circuit suivant la revendication 1, caracté- risé en ce que la quatrième région va dlune première par~ tie de la troisième région à une deuxième partie de la troisième région en suivant une route qui passe entre les contacts de la paire. 3 - Circuit suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que la résistance est placee entre la sortie d'une source de courant constant et un point de potentiel fixe, un point sur la connexion entre la source de courant constant et la résistance étant couplé en courant continu à la sortie du circuit générateur de signaux de commande. 4 - Circuit intégré suivant la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que le dispositif de déphasage comprend un montage ou une combinaison resistance-capacite dans lequel la capacité est constituée par une jonction Dn qui est polarisée en sens inverse par le signal de sortie du circuit générateur de signaux de commande, en service. 5 - Circuit intégré suivant la revendication 4, caractérisé en ce qu'une des régions dopées définissant la jonction est moins fortement dopée que l'autre des régions dopées définissant cette jonction et le circuit générateur de signaux de commande comprend un élément résistif comportant une autre région dopée pourvue d'une paire de contacts électriques, cette autre région dopée présentant le même type de conductivi'é que la première des régions dopées définissant la jonction et étant formée pendant la même opération de dopage que la dite première région dopée définissant la jonction, l'élément résistif étant incorporé au circuit générateur de signaux de commande d'une manière telle que le signal de sortie du circuit générateur dépende de la valeur de l'élément résistif de sorte que la polarité inverse est d'autant moins élevée que la valeur de la résistance augmente 6 - Circuit intégré suivant la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que la résistance du montage résistance-capacité est constituée par la résistance d'un région donnée des renions dopées détinissant la jonction, cette région dopée donnée étant pourvue d'un premier et d'un second contact électrique. 7 - Circuit intégré suivant la revendication 6, caractérisé en ce que la dite région dopée donnée est pourvue d'un troisième contact électrique de sorte que ce troisième contact est électriquenent équi- -distant du premier et du deuxième contact, le premier et le deuxième contact sont connectés à l'émetteur du transistor et à l'émetteur d'un autre transistor respec vivement et le troisième contact est connecté à la sortie d'une source de courant. 8 - Circuit intégré suivant la revendication 7, caractérisé en ce que le transistor de la revendication 1 fait partie d'un premier circuit de source de courant réglée par la tension dont la sortie est connectée à l'entrée d'un deuxième circuit de source de courant ré ée par la tension dont la sortie est connectée à l'en trée du premier circuit de source de courant réglée par la tension, un des circuits de source de courant étant un circuit avec inversion et l'autre étant un circuit sans inversion de sorte que les circuits de source de courant forent ensemble un circuit girateur, un co.-e- sateur étant connecté a un port du circuit girateur.