Brevet FR2457037A1 — publié le 19801212

La présente invention concerne un système de contrale ou de commande du couple d'un moteur à induction polyphasée. Par la suite, on utilisera indifféremment l'un des termes "contrôle" ou "commande". Dans un système de contrôle de position et dans un système de contrôle de vitesse où une réponse rapide est nécessaire, on utilise en général des moteurs shunt à courant continu. La raison en est que le couple moteur du moteur shunt est théoriquement proportionnel au courant d'induit, ce qui permet de réaliser un système de contrôle selon une théorie de contrôle automatique linéaire et d'obtenir un système de contrôle doté d'une caractéristique de réponse rapide envisagée par le dessinateur. S'il est possible d'utiliser un moteur à induction comme moteur à vitesse constante dans un tel système de contrôle, on obtient les avantages suivants par rapport à un moteur à courant continu. Plus particulièrement, du fait qu'il n'y a pas de collecteur, il est facile à entretenir et le moteur est robuste et à l'abri d'étincelles et de bruits électriques. En outre, le problème de commutation étant écarté, il est possible de faire fonctionner le moteur sous un courant élevé et à une vitesse élevée. A cela s'ajoute le fait que les moteurs à courant continu sont bien à l'abri de poussières et d'explosions et peuvent être fabriqués avec un encombrement minime pour un faible coût, Parmi des systèmes de contrôle classiques pour moteur à induction, on peut citer un système dit système de contrôle constant V/f dans lequel la tension V et la fréquence primaire f sont contrôlées pour être proportionnelles à la vitesse du moteur. Selon ce système, il est impossible de déterminer directement la tension V et la fréquence f aptes à produire un couple moteur d'une valeur imposée par le système de contrôle, d'où l'impossibilité de produire le couple moteur conformément à la théorie de contrôle automatique linéaire. En conséquence, un but de la présente invention est de réaliser un système de contrôle perfectionné susceptible de produire un couple moteur qui coïncide parfaitement à tout moment avec une instruction de couple, fournissant ainsi un système de contrôle de couple pour moteur à induction conformement à la théorie d'un contrôle automatique linéaire. La présente invention a pour objet un système de contrôle du couple d'un moteur à induction polyphasée comprenant des enroulements de stator polyphasés et un rotor doté de moyens pour produire une instruction de courant de stator pour la nième phase, laquelle est exprimée par l'équation suivante et qui est nécessaire pour produire un couple désiré Te dans laquelle P : nombre de phases n : 1, 2, 3 .... P (nombre entier) Lr : auto-inductance des enroulements du rotor M : inductance mutuelle entre les enroulements du stator et du rotor + : angle de flux du champ magnétique rotatif 0: intensité du champ magnétique rotatif, et KT : constante et des moyens sensibles à l'instruction du courant du stator pour contrôler le courant circulant dans le nième enroulement du stator. Une forme d'exécution de la présente invention est décrite ci-après à titre d'exemple, en référence aux dessins annexés dans lesquels La figure 1 est une vue schématique en coupe d'un moteur à induction à deux phases permettant d'expliquer le principe de la présente invention t La figure 2 est un schéma vectoriel représentant les flux produits dans le moteur représenté sur la figure 1 t Les figures 3a et 3b, une fois mises ensembles, constituent un schéma synoptique représentant un mode de réalisation du système de contrôle de couple d'un moteur à induction conformément à la présente invention , La figure 4 est un schéma des connexions des enroulements du stator d'un moteur à induction triphasée représentant le rapport entre les tensions et les courants de ceux-ci ;; La figure 5 est un schéma de connexion représentant un exemple des amplificateurs de puissance 15, 16 et 17 utilisés dans le système de contrôle représenté sur la figure 3 ; La figure 6 est un diagramme de synchronisation représentant la forme d'onde de la tension de sortie des amplificateurs de puissance- représentés sur la figure 5 ; et La figure 7 est un schéma synoptique représentant un autre exemple des amplificateurs de puissance 15, 16 et 17 représentés sur la figure 3. On va décrire d'abord le principe du système de contrôle de couple d'un moteur à induction conformément à la présente invention. Pour simplifier la description, on va décrire le principe appliqué à un moteur à induction biphasée. la figure 1 représente un moteur à induction biphasée à cage d'écureuil et on y voit des sections 1 et 1' d'un enroulement de stator et des sections 2 et 2' de l'autre enroulement de stator, lequel est orthogonal par rapport au premier. Le sens d'interconnexion des sections 2 et 2' est désigné comme le sens de l'axe d tandis que le sens d'interconnexion des sections 1 et 1' est désigné comme le sens de l'axe q. On va représenter le courant circulant dans l'enroulement de stator 1-1' par ids' celui circulant dans l'enroulement de stator 2-2' par i et le sens de ces courants par des points et des qs croix. Lors de l'induction par voie magnétique des courants de stator ids et i , un courant circule dans 1'enroulement du rotor. Supposons que les enroulements du rotor comprennent un enroulement 3-3' le long de l'axe q et un autre enroulement 4-4' le long de l'axe d et que le courant du rotor comprenne une composante idr du courant circulant dans l'enroulement de rotor 3-3' et une composante iqr circulant dans l'enroulement de rotor 4-4' qui sont perpendiculaires l'une à l'autre. Les courants ids et i circulant dans les enroulements 1-1' et 3-3' produisent un flux magnétique ide à travers le rotor dans le sens de l'axe d, comme le montre la figure 2, Les flux dr et dans l'axe q créés par les courants i et i circulant dans qr qs qr les enroulements 2-2' et 4-4' respectivement sont donnés par les équations suivantes : #dr = M.ids + Lr.idr # ............. (1) #qr = M.iqs + Lr.iqr où M t inductance mutuelle entre l'enroulement de stator et l'enroulement de rotor, et Lr s auto-inductance de l'enroulement de-rotor. Lorsque le rotor tourne à une vitesse angulaire e (rad/sec) en sens inverse des aiguilles d'une montre, comme on le voit sur la figure 1, et lorsque les enroulements de rotor 3-3' et 4-4' sont court-circuités, les équations suivantes s'appliquent s d#dr - # #qr - = Rr#idr dt # .......... (2) # #qr # #dr - = Rr#iqr dt où Rr : résistance de l'enroulement de rotor. Lorsqu'un flux majnétique rotatif # présentant une valeur constante #o et une vitesse anqulaire # réunit l'enroulement de rotor, #@ |@ et ber sont donnés par l'équation suivante fi #dr = #o # cos # # ................ (3) #qr = #o # sin # A partir des équations (1), (2) et (3), on obtient l'équation suivante représentant les courants de stator ids et iqs : #o Lr ids = cos # - (# - #) #o # sin # M M#Rr #..... (4) #o Lr iqs = sin # - (# - #) #o # cos # M M#Rr où # = d#/dt. Puisqu'on peut dériver l'équation (3) des équations (4), (1) et (2) lorsque les courants ids et i s donnés par l'équation (4) qs traversent les enroulements de stator, il se produit les composantes de flux #dr et #qr d'une valeur constante #o de l'ax de l'axe q et données par l'équation (3). Par contre, le couple T devant être fourni par le moteur à e induction représenté sur la figure 1 est exprimé par l'équation suivante Te = KT (#qr # idr - #dr # iqr) ...... (5) où' s : une constante. A partir des équations (2), (3) et (5), on obtient Par substitution de l'équation (6) dans l'équation (4) on obtient ids = #o/M cos # - Lr/MKT#o . Te . sin # # iqs = #o/M sin # - Lr/MKT#o . Te . cos # # ....... (7) Par intégration des deux membres de l'équation (6), on obtient s Lorsqu'on obtient une instruction de couple désiré Te pour le moteur à induction en suivant le calcul décrit ci-dessus, on substitue cette instruction de couple désiré T dans les équations e (7) et (8) pour obtenir des courants de stator ids et iqs. Si on fait circuler ces courants dans les enroulements de stator, le moteur à induction produira un couple moteur proportionnel à la valeur désirée Te. Plus particulièrement, lorsque l'instruction de couple désiré T exprimée par les équations (7) et (8) varie instantanément, le e moteur produit instantanément un couple moteur coïncidant parfaitement avec cette variation. Ce rapport est valable pour n'importe quel nombre de tours e du moteur, permettant ainsi un contrôle de couple à réponse rapide d'un moteur à induction de la meme manière que pour un moteur à courant continu Lorsque l'instruction de couple T donnée par les équations e (7) et (8) est négative, le moteur produira un couple négatif. Lorsqu'on applique le principe décrit ci-dessus à un moteur à induction triphasée, les courants i la et ilc circulant dans le stator du moteur doivent satisfaire la relation suivante t la = M sin + e Te e cos #o Lr ilb = sin (# - 2/3 #) + # Te # cos (# - 2/3 #) # .... (9) MKT#o 4 Lr @@@ ilc = sin (# - 2/3 #) + # Te # cos (# -2/3 #)# MKT#o Après avoir décrit le principe du système de contrôle de couple d'un moteur a induction conformément à la présente invention, on va décrire maintenant en se référant aux figures 3 à 7 un mode de réalisation préféré du système de contrôle de couple. Le système de contrôle de couple représenté sur les figures 3a et 3b comprend un générateur d'impulsions 6 relié à l'arbre d'un moteur à induction triphasée à deux pôles 5 pour produire une impulsion électrique 6a proportionnelle à la vitesse du moteur. Supposons maintenant que le générateur d'impulsions 6 produit 1024 impulsions pour chaque tour du moteur 5 et que le générateur d'impulsions 6 produit en outre un signal d'identifica- tion de direction 6b en réponse à la rotation en sens direct et en sens inverse du moteur. Des signaux 6 et 6 sont appliqués à a b un compteur réversible 7 constitué par un compteur binaire à 10 bits qui compte les impulsions 6 lorsque le moteur tourne en a sens direct et qui décompte lorsque le sens de la rotation est inversé.Indiquant un angle de rotation du moteur 5 inférieur à un tour complet par e (radians), le comptage du compteur réversible 7 qui peut être compris entre 0 et 2047 est exprimé par 10240/2 lorsque e est une quantité correspondant à celle de e dans l'équa- tion (8). Un générateur d'impulsions d'échantillonnage 8 est prévu pour produire une impulsion d'échantillonnage SP d'une période d'échantillonnage T = 1/1000 sec et cette impulsion SP est appliquée à un calculateur 10 pour exécuter un programme nécessaire au calcul des courants de stator ila, ilb et ilc exprimés par l'équation (9) à chaque seconde T. L'impulsion d'échantillonnage SP est appliquée en outre à la borne de contrôle 9 d'un registre tampon binaire a à 10 bits 9 pour transférer le contenu du compteur réversible 7 au registre tampon 9 en réponse à chaque impulsion SP. De la sorte, le contenu du registre tampon 9 est renouvelé d'une quantité 10249/21r correspondant à l'angle de rotation e du moteur a chaque seconde T. Les éléments enfermés par des traits constituent un calculateur numérique 10. Ces éléments sont des circuits de coefficient 101, 102, 103, 104 et 105, un registre d'accumulation 106, des additionneurs 107, 108 et 109, un générateur de fonctions trigonométriques 110, des dispositifs multiplicateurs 111 et 112 et an commutateur de transfert 113. En réalisé, ces éléments ne sont pas fournis individuellement mais font partie d'un matériel commun lorsqu'ils fonctionnent sur la base de partage de temps sous le contrôle d'une unité de commande de programme 100 du calculateur. I1 est à noter que lorsqu'on met en oeuvre l'invention à l'ide de matériels, divers éléments sont réalisés sous forme de circuits numériques et connectés comme le montre la figure 3. Au besoin, une partie ou la totalité de ces éléments peuvent gtre réalisés sous forme de circuits analogiques. L'impulsion d'échantillonnage SP est appliquée à la borne de déclenchement 50 d'une unité de commande de programme d'interruption 100 pour l'amener à exécuter séquentiellement les programmes des étapes 1 à 6. Ces étapes sont exécutées en moins de T = 1/1000 secondes de sorte que l'unité de commande de programme 100 interrompt le fonctionnement du calculateur ou exécute un autre programme n1 ayant aucun rapport avec la présente invention jusqu'à la génération de l'impulsion SP suivante. Pendant la production d'une impulsion SP et pendant que l'unité de commande de programme 100 exécute le programme de l'étape 1, une instruction de couple numérique T fournie par un e générateur d'instructions de couple 11 est appliquée au circuit de coefficient 101 par une porte d'entrée 51 et multipliée par un coefficient prédéterminé Rr.T/KT.#o2 pour produire un signal T .R T o2 e Ce signal ou cette donnée est ajouté au contenu e r X (t-T) du registre d'accumulation 106 pendant l'intervalle d'échantillonnage précédent pour produire un contenu x*(t) pendant lXin- tervalle d'échantillonnage actuel. Ainsi, le contenu du registre d'accumulation 106 est exprimé par ce qui correspond à l'intégrale du second menùbre de l1équation {8). Lorsque unité de commande de programme 100 exécute le programme de l'étape 2, le contenu du registre tampon 9 est appliqué à un circuit de coefficient 102 par une porte d'entrée 52 dans lequel le contenu est multiplié par un coefficient 2#/1024 pour obtenir une donnée correspondant à e dans l'équation 18), * Ce e et la valeur X (t) obtenue dans l'étape (1) sont addi tionnés par un additionneur 107 pour obtenir l'angle de flux # représenté dans l'équation (8). Ensuite, le programme de l'étape 3 est exécuté et le générateur de fonctions trigonométriques 110 calcule sin #, cos #, sin (# - 2/3 .#) et cos (# - 2/3 .#) basés sur l'angle de flux # obtenu dans l'étape 2. Le programme de l'étape 4 permet d'obtenir une donnee Lr . T an multipliant le signal T obtenu du générateur d'ins e e tructions de couple 101 par un coefficient Lr fourni par un circuit de coefficient 103. MKT#o Ensuite, le programme de l'étape 5 est exécuté pour calculer l'équation (9). à l'aide d'un circuit de coefficients 104, d'un dispositif multiplicateur 111 et d'un additionneur 108. Ce signal ila est appliqué à un convertisseur numérique-analogique 12 à travers une porte de sortie 53 et à travers un commutateur de transfert 113 qui est mis sur le contact supérieur a lorsque le programme de l'étape 5 est an cours d'exécution pour être converti en une quantité analogique qui est appliquée à un circuit d'échantillonnage et de maintien 13 pour changer sa sortie ila en une valeur correspondant à la valeur de ila calculée en même temps, ce qui termine l'étape 5. Après quoi, la sortie ila du circuit d'échantillonnage et de maintien 13 est maintenue à cette valeur i la jusqu'à ce qu'une nouvelle valeur soit calculée dans l'étape 5 de l'intervalle d'échantillonnage suivant. Ensuite, le programme de l'étape 6 est exécuté pour calculer l'équation suivante (9)1 à l'aide d'un circuit de coefficients 105, d'un dispositif multiplicateur 112 et un additionneur 109. Ce signal ilb est appliqué au convertisseur numérique-analogique 12 à travers le commutateur de transfert 113 qui est mis sur le contact inférieur b pendant que le programme de l'étape 6 est en cours d'exécution pour être converti en une quantité analogique, I1 s'ensuit que la tension de sortie ilb du circuit d'échantillonnage et de maintien 14 est changée en une valeur correspondant à la valeur ilb qui vient d'être calculée, ce qui termine le programme de l'étape 6. Comme on vient de le décrire, à chaque intervalle d'échantillonnage d'une durée de T = 1/1000 sec., les sorties des circuits d'échantillonnage et de maintien sont changées en tensions analogiques correspondant aux courants de stator i la et ilb du moteur à induction qui sont nécessaires à l'obtention du couple imposé. Dans une application où le temps de réponse du système de contrôle de couple est suffisamment supérieur à la durée d'échantillonnage T = 1/1000 sec., il n'y a pas de risque que la réponse du contrôle de couple soit intiment retardée lorsque les courants i la et i lb sont calculés une fois pendant chaque intervalle d'échantillonnage. La tension de sortie i la du circuit d'échantillonnage et de maintien 13 sert de tension d'instruction de référence du courant I circulant dans l'enroulement de stator 5 de la phase a. Ce a a * courant de phase a est converti en une tension I correspondant a au courant I par un détecteur de courant 18. La différence entre la valeur a i la* et la quantité de réaction en retour de * I est amplifiée par un amplificateur de puissance 15 et sa sortie a Va est appliquée à l'enroulement de stator de phase a 5a du moteur. Du fait que l'amplificateur de puissance 15 contrôle sa * * tension de sortie V de façon que la différence entre i la et I soit toujours nulle, Ia = ila . @@ @@@@ @@ @@@@@@@ @@ @@@@@@ @ @@@@ @@@@@@@@@@@@@ @@ @@@@ De même, la tension de sortie Vb d'un amplificateur de puis- sance 16 est appliquée à l'enroulement de stator de phase b 5b du moteur pour effectuer un contrôle de réaction en retour de façon que la différence entre le courant d'instruction de référence * t ilb du courant de phase b et la tension de sortie 1b du détecteur de courant 19 du courant 1b de phase b soit toujours nulle. Comme on vient de le décrire, les courants de stator I et a 1b des phases a et b sont contrôles pour qu'ils aient des valeurs correspondant à l'instruction de couple T des équations (8) et e (9). La tension de sortie Vc d'un amplificateur de puissance 17 est appliquée à l'enroulement de stator 5 de la phase c permettant c ainsi le passage d'un courant I de la phase ce Toutefois, la c somme des courants circulant dans les trois enroulements de stator 5a, 5b et 5c est nulle de sorte que l'équation suivante est valable: Ia + Ib + Ic + = o De la sorte, tant que les courants de stator I et I sont a b contrôlés pour qu'ils soient égaux aux valeurs imposées i la et * ilb quelle que soit la valeur de vc' le courant lc satisrait automatiquement une relation T = - (T + T). c a b Du fait que, dans l'équation (9) ila + ilb + ilc = o cette valeur de Ic est égale à ilc de l'équation (9). Il est avantageux de contrôler la tension de sortie Vc de l'amplificateur de puissance 17 pour qu'elle satisfasse toujours une équation V + V + V = 0. a b c L'avantage de ce système de contrôle est le suivante Dans le cas où les enroulements de stator 5a, 5b et 5c sont montés en étoile, comme le montre la figure 4, représentons l'impédance de chaque enroulement par Z et supposons que le courant de rotor est nul. Les courants de stator respectifs sont alors donnés par les équations suivantes dans lesquelles VN représente la tension du point neutre V - VN = ZI a a Vb - VN = ZIb # ................... (10) Vc - VN = ZIc Lorsqu'une condition selon laquelle Va + Vb + Vc = o et Ia + Ib + Ic = o est substituée dans l'équation (10), la tension neutre VN = O de sorte que s Ia = Va/Z . Ainsi,le courant 1a devient une fonction de la seule tension Va et n'a aucun rapport à Vb et à Vc. Par conséquent, le courant I@ amplifié par l'amplificateur de puissance 15 peut eAtre contrôlé de manière stable par la boucle de réaction en retour de courant sans perturbation par les tensions Vb et Vc Lorsqu'il n'y a pas de condition où V + V + V = O, le a b c contrôle du courant I. devient instable en raison des perturbations provoquées par les tensions V et V e @@@@@ @@@ @@@ @@@@@@@@ @@ @@ @@ Pour assurer un contrôle de sorte que Vc = - (Va + Vb), les tensions V et V sont appliquées à deux entrées d'addition d'un a b amplificateur opérationnel 20, représenté sur la figure 3, de sorte que sa tension de sortie V est représenté par c V = - (V a + Vb). Cette tension de sortie V~* est comparée avec la tension de c sortie V de l'amplificateur de puissance 17 et la différence est c amplifiée par un amplificateur de puissance 19 qui est contrôlé par réaction en retour de façon que V devienne égal à V w Il ressort clairement de ce qui précède que le moteur pent produire immédiatement un couple qui coîncide avec l'instruction de couple dans n'importe quelle condition. La figure 5 représente des amplificateurs de puissance de type PWM comme un exemple des amplificateurs de puissance 15, 16 et 17 représentés sur la figure 3 qui fournissent respectivement les courants de stator la' lb et Sur la figure 5, le courant de stator réel Ia est converti par le détecteur de courant 18 en une tension 1a qui est envoyée en arrière pour être comparée à la tension d'instruction de référence de courant ila . La tension de différence est amplifiée par l'amplificateur de puissance 21 pour produire une tension de sortie ea qui est comparée par un comparateur 23 avec une tension triangulaire et produite par un générateur d'ondes triangulaires 33 et présentant une valeur maximale + em, comme le montre la figure 6. Si ea > et, un transistor de puissance 26 est débloqué tandis qu'un transistor de puissance 27 est bloqué. Au contraire, Si ea De la mAeme façon, une tension d'instruction de référence de * * courant ilb est comparée avec la tension de sortie Ib du détecteur de courant 19, laquelle correspond au courant réel lb du stator. * La différence entre ilb et Ib est amplifiée par un amplificateur de puissance 22 pour produire une tension de sortie eb qui est comparée avec la tension triangulaire et. Si eb > et, le transistor de puissance 28 est débloqué et le transistor de puissance 29 est bloqué, tandis que lorsque eb a b amplificateur opérationnel 32 pour que sa tension de sortie e c soit égale à -(e a + e ). Lorsque ec > et, la sortie du comparateur 25 débloque le transistor de puissance 30 et bloque le transistor de puissance 31.Inversement, lorsque e (et le transistor de puissance 30 est bloqué tandis que le transistor de puissance 31 est débloqué. Les électrodes collectrices des transistors de puissance 26, 28 et 30 sont connectées à la borne positive E d'une source de courant continu 34, tandis que les électrodes émettrices des transistors de puissance 27, 29 et 31 sont connectées à la borne négative -E de la source de courant continu 34. L'électrode émettrice du transistor 26 et l'électrode collectrice du transistor 27 sont connectées en commun pour produire une tension Vat sur la sortie de l'amplificateur de puissance 15. Cette tension de sortie fait passer le courant de stator I à a l'enroulement de stator 5 de phase a par l'intermédiaire du a détecteur de courant 18. Comme on l'a décrit ci-dessus, l'amplificateur de puissance à réaction 15 constitué par l'amplificateur 21, le comparateur 23 et les transistors de puissance 26 et 27 contrôle le courant de stator I pour qu'il devienne égal à la tension d'instruction de a * référence de courant ila . De la même manière, l'émetteur du transistor 28 et le collecteur du transistor 29 sont connectés en commun pour produire une tension Vbt sur la sortie de l'amplificateur de puissance 16 qui fait passer le courant de stator lb dans l'enroulement de stator 5b de phase b par l'intermédiaire du détecteur de courant 19. Ainsi, l'amplificateur de puissance à réaction 16 constitué par l'amplificateur 22, le comparateur 24 et les transistors de puissance 28 et 29 contrôle le courant de stator lb pour qu'il devienne * égal à la tension d'instruction de référence de courant ilb e L'émetteur du transistor 30 et le collecteur du transistor 31 sont connectés en commun pour produire une tension Vct sur la sortie de l'amplificateur de puissance 17 constitué par le comparateur 25 et les transistors de puissance 30 et 31 pour fournir un courant I à 11 enroulement de stator 5 de phase Ce c c Lorsqu'on fait en sorte que les tensions ea, eb et ec varient comme des tensions triphasées équilibrées, comme le montre la figure 6a, la tension de sortie Vat de l'amplificateur de puissance 15 représenté sur la figure 5 devient une onde rectangulaire dont la durée d'impulsion a été modulée par la sortie du générateur d'cndes triangulaires 33, laquelle varie entre +E et -E. De la même façon, les tensions de sortie Vbt et Vct des amplificateurs de puissance 16 et 17 varient comme le montrent les figures 6c et 6d. Lorsque ces tensions à ondes rectangulaires VatS V et Vct sont appliquées à des enroulements de phase respectifs 5a, 5b et 5c du moteur à induction 5, par les inductances des enroulements du stator et du rotor du moteur, les courants Ia, 1b et I subissent un lissage qui élimine les composantes des c harmoniques supérieures de la sortie du générateur d'ondes triangulaires 33. Ainsi, les courants de stator Ia, lb et Ic sont équivalents à ceux produits par les tensions moyennes V , Vb et V des tensions c rectangulaires Vat, Vbt et Vct qui ont subi une modulation de la durée d'impulsion et dans lesquelles les composantes des harmoniques supérieures de la sortie du générateur d'ondes triangulaires 33 ont été éliminées.Comme on le voit sur les figures 6a à 6d, les valeurs moyennes Va, b et V c des tensions rectangulaires Vat, Vbt et Vct sont E/em fois celles des tensions ea' eb et ec respectivement Du fait aue l'amplificateur opérationnel 32 contrôle la tension e de façon à satisfaire une relation e + e + e = 0, @@@@@@@@@@@@ @c @@@ @@@@@@ @@ @@@@@@@@@@@@@@@ @@@ @a@@@@@@b@@@@@ @c une relation Va + Vb + Vc = o peut être satisfait. Comme le montrent les figures 6a à 6d, qui représentent les sorties Vat, Vbt et Vct des amplificateurs de puissance à un temps tl' la tension e présente une valeur positive maximale (+em) tandis que la valeur moyenne V de la tension Vat présente, elle a at aussi, une valeur positive maximale +E. Supposons maintenant que, au temps tl' la tension e a dépassé +em, avec le montage représenté sur la figure 5, du fait que l'amplificateur de puissance 15 n'est pas en mesure de produire une tension moyenne V supérieure à +E, a ce circuit ne peut contrôler une tension e supérieure à +e . a m En ce qui concerne les autres phases, toutefois, à l'instant tl' du fait que eb = ec 2 - 12 em, leurs valeurs moyennes V et V sont seulement de - 2 E. En d'autres termes, à l'instant t1, les 2 amplificateurs de puissance 16 et 17 peuvent produire des sorties supérieures à la valeur négative maximale -E. Ainsi, parmi les trois amplificateurs de puissance 15, 16 et 17, les deux derniers fonctionnent au-dessous de leur plein rendement. La raison en est que le circuit représenté sur la figure 5 est conçu pour contrôler la tension V de facon à satisfaire la relation c V + V + V = 0. a b c La figure 7 représente des amplificateurs de puissance modifiés propres à contrôler une tension e supérieure à eme ce qui permet d'utiliser le plein rendement des amplificateurs de puissance. Le circuit représenté sur la figure 7 est analogue à celui représenté sur la figure 5 à la différence que l'on prévoit en plus un circuit comprenant des circuits à bande insensible 35, 36 et 37 et des diodes 41, 42, 43, 44, 45 et 46 pour établir une tension en à partir des tensions ea, eb et ec, et des soustracteurs 38, 39 et 40, ceux-ci soustrayant la tension e des tensions e n a eb et ec respectivement pour obtenir des tensions ea - en, eb - en et ec - en. L'amplificateur opérationnel 32 représenté sur la figure 7 contrôle la tension ec de façon à satisfaire la relation : e +e +e =0 a b c Les tensions de sortie ea - en, eb - en et ec - en des soustracteurs respectifs 38, 39 et 40 sont appliquées à des comparateurs 23, 24 et 25 de sorte que les valeurs moyennes Va, Vb et Vc des tensions de sortie Vat, Vbt et Vct des amplificateurs de puissance 15, 16 et 17 sont exprimées par les équations suivantes, dans lesquelles on suppose que ea - en, eb - en et ec - en se situent dans un intervalle de # em. E V = - (e - e ) a e a n m V = e (e - en) m E Vc = (ec - en) em Du fait que le circuit représenté sur la figure 7 remplit les conditions de ea + eb + ec = o I + I + I + = o a lb ' C en substituant ces conditions dans l'équation (10) et (11), on obtient I = E , e a em#z a E Ib = # eb em#z Malgré la valeur de la tension e représentée par l'équation n (11), la boucle de réaction de l'amplificateur de puissance 15 représenté sur la figure 7, qui contrôle le courant Ia, devient indépendante des tensions % et ec, ce qui permet d'obtenir un contrôle stable à l'abri de toute perturbation provoquée par les tensions eb et ec.En outre, la boucle de réaction contrôlant le courant Ib est à l'abri des perturbations provoquées par les tensions e et e , assurant ainsi un contrôle stable. a c Dans le circuit représenté sur la figure 7, la tension en de l'équation (11) est contrôlée pour que les tensions e - e a n eb - en et ec - en appliquées respectivement à des comparateurs 23, 24 et 25 soient contrôlées de façon à se situer dans un intervalle étroit de + e (la valeur maximale de la tension de sortie du m générateur d'ondes triangulaires 33). Plus particulièrement, les circuits à bande insensible 35, 36 et 37 représentés sur la figure 7 sont connectés pour recevoir respectivement les tensions ea, eb et ec et sont conçus pour produire des tensions de sortie correspondnat aux différences entre les tensions d'entrée et # em. Les diodes 41 à 46 ont pour fonction, lorsque la sortie de l'un quelconque des circuits à bande insensible produit une sortie, de convertir la sortie en une tension e e Cette n tension en est soustraite des tensions ea, eb et ec par des soustracteurs respectifs 38, 39 et 40 pour obtenir ea - en, eb - en, et ec - en.Supposons maintenant que les tensions eb et ec se situent dans l'intervalle de # em et que la tension ea devient supérieure à +em, le circuit à bande insensible 35 produira une tension e - e En réponse à cette sortie, la diode 41 convertit cette tension en en ea - em. Ainsi, la sortie du soustracteur 38 est exprimée par e a en =e n m Cela signifie que même lorsque ea devient supérieure à +em la tension V est maintenue à une valeur constante de +E. a Lorsque en devient supérieur à e de sorte que la tension e - n - m - n augmente, les tensions de sortie eb - en et ec - en des soustracteurs 39 et 40 varient vers la négative. Toutefis, à moins que les sorties e b e en et e - e atteignent -e , il est possible n c n m. de contrôler les courants Ia, Ib et Ic sans qu'ils soient influencés par la saturation de tension des amplificateurs de puissance. Toutefois, si l'un ou l'autre de eb - e et e - e atteint n c n -em, l'un ou l'autre des amplificateurs de puissance 16 et 17 représentés sur la figure 7 devient saturé. Dans le circuit représenté sur la figure 7, tant que les tensions ea, eb et ec sont maintenues dans l'intervalle de + em' la tension e est nulle exactement comme pour le circuit représenté n sur la figure 5. Toutefois, si l'une ou l'autre de e , eb et e a b c dépasse +em, les valeurs moyennes Va, Vb et V des tensions de c phase qui ont dépassé +e sont fixées à la valeur saturée de +E, m alors que la tension d'une autre phase non saturée sert à compenser les tensions des phases saturées, ce qui permet d'utiliser pleinement les sorties des amplificateurs de puissance. Avec le système de contrôle représenté sur la figure 5 qui satisfait une relation V + V + V = O, une saturation de tension a b c de l'amplificateur de puissance 15 se produit a' l'instant tl, comme le montre la figure 6, de sorte que la tension entre phases du moteur dépasserait 1,5 E, valeur au-delà de laquelle il se produit une saturation. Par contre, avec le circuit représenté sur la figure 7, la tension maximale entre phases est de 2E, de sorte que, si l'on utilise pour les montages des figures S et 7 des transistors de puissance 26 à 31 présentant la meme tension de claquage, le circuit représente sur la figure 7 permet d'augmenter la tension de sortie nominale de 2 : 1,5 par rapport au circuit représenté sur la figure 5. R E V E N D I C A T I O N S 1.- Système de commande du couple d'un moteur 2 induction polyphasée comprennent des enroulements de stator polyphasés et un rotor, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour produire une instruction de courant de stator ns pour la nième phase laquelle est exprimée par l'équation suivante et qui est nécessaire pour produire un couple désiré Te : dans laquelle P : nombre de phases, n : 1, 2, 3, ....P (nombre entier), Lr s auto-inductance des enroulements de rotor, : : inductance mutuelle entre les enroulements du stator et du rotor, # : angle de flux du champ magnétique rotatif, 0: intensité du champ magnétique rotatif, et 1% : constante, et des moyens sensibles à l'instruction de courant de stator pour commander le courant circulant dans le nième enroulement de stator 2.- Système de commande du couple d'un moteur à induction triphasée comprenant : des moyens pour détecter un angle de rotation e d'un arbre dudit moteur, angle exprimé sous forme d'une quantité numérique ; des moyens pour produire une impulsion d'échantillonnage à une période déterminée :: des moyens destinés à produire une instruction de couple Te ; des moyens de traitement de données numériques comprenant des moyens d'accumulation sensibles à l'impulsion d'échantillonnage pour accumuler séouentiellement un produit de l'instruction de couple et une première constante t un premier additionneur destiné à additionner une sortie des moyens d'accumulation et ledit angle de rotation # pour produire un angle de flux magnétique # ; des moyens destinés à additionner, d'une part, une première composante de direction d'une première phase (#o/M.sin#) d'un premier vecteur d'une grandeur déterminée (#o/M) et d'une direction comprise dans ledit angle de flux magnétique # et, d'autre part, une première composante de direction de première phase (T.Lr/MKT#o.cos#) d'un second vecteur qui est orthogonal audit premier vecteur et qui est d'une grandeur égale à un produit de l'instruction de couple et d'une seconde constante (Lr/MKT#o) pour produire une instruction de courant de première phase (ixia) ;; un second additionneur destiné à additionner une composante de direction de seconde phase (#o/M.sin(# - 2 )) du premier vecteur et une composante de direction de seconde phase (Te.Lr/(MKT#o).cos(# - 2/3 . # )) du second vecteur pour produire une instruction de courant de seconde phase (ilb);; un convertisseur numérique-analogique destiné à convertir les instructions de courant i la et ilb produites par lesdits moyens de traitement d'informations numériques en des instructions * * de courant analogiques i la et ilb respectivement , des premiers moyens d'amplification de puissance destines à amplifier une différence entre ladite instruction de courant ana * * logique i la et une premiere tension I correspondant au courant a circulant dans un enroulement de stator de première phase dudit moteur pour appliquer une tension de sortie V audit enroulement a de stator de première phase, les premiers moyens d'amplification de puissance comprenant des moyens destinés à renvoyer leur courant de sortie à leur entrée t des seconds moyens d'amplification de puissance destinés à amplifier une différence entre ladite instruction de courant analogique ilb * et une tension Ib * correspondnat à un courant circulant dans un enroulement de stator de seconde phase dudit moteur pour appliquer une tension de sortie V audit enroulement de stator de seconde phase, les seconds moyens d'amplification de puissance comprenant des moyens pour renvoyer leur courant de sortie à leur entrée t et des troisièmes moyens d'amplification de puissance destinés à produire une tension de sortie Vc qui est égale à -(V + V ) a b et qui est appliquée à un enroulement de stator de troisième phase dudit moteur. 3.- Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que les premiers moyens d'amplification de puissance comprennent en outre des moyens propres à produire ladite tension de sortie Va en réponse à une différence entre, d'une part, une tension e a correspondant à la différence entre l'instruction de courant analogique la et ladite tension i et, d'autre part, une tension a e dérivée de ladite tension ea, en ce oue les seconds moyens n d'amplification de puissance comprennent en outre des moyens destinés à produire ladite tension de sortie Vb en réponse à une différence entre, d'une part, une tension e b correspondant à la différence entre ladite instruction de courant analogique i lb et ladite tension I, et, d'autre part, ladite tension dérivée en, et en ce que les troisièmes moyens d'amplification comprennent des moyens destinés à produire une tension e qui est égale à c -(e a + e) et des moyens destinés à produire ladite tension de sortie V qui est proportionnelle à une difference entre la tension c ec et la tension dérivée en, commandant ainsi ladite tension dérivée e n de sorte que chacune des tensions de sortie V , Vb et V ne dépasse pas une tension de sortie maximale prédéterminée c de chacun des moyens d'amplification de puissance.