Brevet FR2399670A1 — publié le 19790302

La présente invention concerne des circuits de mesure de l'amplitude des signaux récurrents courts, dans lesquels on charge, à l'aide de ces signaux, un condensateur dont on mesure la tension une fois qu'il a été chargé. Les moyens connus de mesure des tensions électriques sur des signaux récurrents sont nombreux, mais nécessitent de choisir entre la rapidité et la précision de la mesure. Ainsi, les voltmètres ont besoin d'un temps de saisie des informations d'autant plus long que la précision désirée de la mesure est grande.Or, il existe actuellement des phénomenes très rapides à observer tels que les performances de composants électroniques (transistors, diodes, diodes électroluminescentes, lasers, etc.) qui doivent être mesurées en mode dtimpulsions afin de pouvoir relever les caractéristiques sans que le composant observé ne subisse l'influence d'effets thermiques, ou simplement ne risque d'être détruite Malgré l'évolution des techniques, les voltmètres ne permettent pas directement d'étudier ces phénomènes sur les compossoyts les plus récents. on peut également utiliser pour l'étude de ces phénomènes des montages comprenant des oscilloscopes qui sont éventuellement très rapides, mais la mesure finale effectuee sur un écran demeure très imprécise. Par ailleurs, on a déjà prévu d'utiliser un condensateur chargé par des signaux récurrents pour mesurer l'amplitude de ceux-ci, mais les circuits utilisés jusqu'ici en combinaison avec le condensateur n'ont pas toujours des performances suffisantes. Un objet de la présente invention consiste à prévoir un circuit qui améliore notablement les possibilités des circuits à condensateur mentionnés ci-dessus. Suivant une caractéristique de la présente invention, il est prévu un circuit de mesure de l'amplitude de signaux récurrents comportant un condensateur d'accumulation de charges dont la première électrode est reliée à la première borne de la source de signaux récurrents à travers un commutateur, la seconde électrode du condensateur étant reliée à la masse ainsi que la seconde borne de la source de signaux récurrents, et un circuit de commande fermant le commutateur pendant une partie de chaque signal délivré par la source, la tension accumulée par le condensateur étant mesurée par un voltmètre. Suivant une caractéristique de l'invention, le commutateur est un transistor à effet de champ dont l'électrode de drain ou de source est reliée à ladite première borne, l'électrode de source ou de drain est reliée à ladite première électrode du condensateur et l'électrode de grille est reliée à la sortie dudit circuit de commande. Suivant une autre caractéristique, le circuit de polarisation de l'électrode de grille du transistor à effet de champ comprend un second transistor à effet de champ mQnté en drain commun, relié, en série, à un transistor bipolaire monté en injecteur de courant par l'intermédiaire d'une résistance, l'électrode de grille du premier transistor à effet de champ étant reliée au collecteur du transistor bipolaire, la grille du second transistor à effet de champ étant reliée à la première électrode du condensateur. Les caractéristiques de l'invention mentionnée ci-dessus, ainsi que d'autres, apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels: la Fig. 1 est le schéma d'un premier exemple de circuit de mesure, suivant l'invention, la Fig. 2 montre des formes d'onde de signaux permettant d'illustrer le fonctionnement du circuit de la Fig. 1, la Fig. 3 est le schéma d'un second exemple de circuit de mesure, suivant l'invention, la Fig0 4 montre des formes d'onde de signaux permettant d'illustrer le fonctionnement du circuit de la Fig. 3, et la Fig. 5 montre le schéma d'un troisième exemple de circuit de mesure, suivant l'invention. A la Fig. 1, la source de signaux G délivre entre ses bornes B1 et B2 un signal récurrent, tel que celui montré à la Fig. 2a sous òrme d'impulsions d'amplitude constante. La borne Bl est relié au drain D1 d'un transistor à effet de champ T1 tandis que la borne B2 est à la masse. La source S1 de T7 est reliée à une électrode d'un condensateur CI, dont l'autre électrode est à la masse.Le transistor à effet de champ TI et le condensateur constituent le circuit de mesure proprement dit CM, l'électrode de CI, reliée à SI, étant encore reliée à une borne de sortie B3 à laquelle on peut relier un voltmètre. La grille Gl de Ti est reliée à un circuit de polarisation CPI qui comprend un transistor à effet de champ T2, monté en drain commun ou en source suiveuse, dont le drain D2 est relié à une tension positive et la source S2 est reliée à la première borne d'unerésistance Ri dont la seconde borne est reliée au collecteur d'un transistor bipolaire T3, monté en base commune, dont l'émetteur est relié à une tension négative par une résistance R2. La base du transistor T3 est reliée au curseur d'un potentiomètre PI monté entre la masse et ladite tension négative. La seconde borne de la résistance R7 est encore reliée à la grille du transistor à effet de champ Tî par une résistance R3. Par ailleurs, des impulsions de commande sont appliquées à la borne d'entrée B4 reliée, par un condensateur C2, à la grille de T1. Les impulsions appliquées à B4 sont montrées à la Fig. 2b. Elles sont plus étroites que les signaux de la Fig. 2a appliqués en B1 et contenues entièrement à l'intérieur de ces signaux. Le fonctionnement général du circuit de mesure CM est le suivant. Par les impulsions appliquées en 34, le transistor à effet de champ Ti est rendu passant pendant une partie de la durée de chaque signal à mesurer appliqué en 310 Chaque fois que le transistor TI est conducteur, le condensateur reçoit une charge.Au bout d'un certain nombre d'impulsions appliquées en 34, le condensateur C1 a accumulé une charge qui amène son potentiel à une valeur très proche de l'amplitude des signaux à mesurer. Ouand cette condition est réalisée, les potentiels sur le drain D1 et la source S1 de T1 sont pratiquement égaux pendant chaque temps od le transistor T1 est rendu passant, ce qui veut dire que le courant dans le canal du transistor à effet de champ T1 est nul. Tout se passe comme si, à partir de cet instant, le circuit de mesure CH avait une impédance infinie.La mesure de l'amplitude de la tension des signaux délivrés par G est alors ramenée à la mesure de la tension continue aux bornes du condensateur d'accumulation C1. Cette dernière mesure peut être effectuée en branchant sur la borne B3 un voltmètre à haute impédance. La précision de la mesure dépend évidemment du nombre d'impulsions de commande que l'on utilise avant de lire le voltmetre, de la durée de ces impulsions de commande, qui définit la durée pendant laquelle le transistor est passant, de l'impédance de sortie de la source G, de l'impédance du canal du transistor à effet de champ T1 et de la capacité du condensateur CI. En pratique, on peut supposer que la tension de blocage de T1-à appliquer à la grille G1 est de - 4V par rapport au potentiel de source S1, ce qui assure le pincement du canal. Les impulsions de commande, Fig. 2b, auront une amplitude de +4 V pour débloquer TI. Comme le montre la Fig. 2c, au fur et à mesure que le condensateur Cî se charge, la tension de source S1 augmente par paliers en tendant vers l'amplitude des signaux à mesurer indiquée par l'horizontale R. il faut pour commander convenablement T1 que la polarisation de la grille G1 suive, comme l'indique la courbe 2d, une évolution strictement parallele à celle de S1, Fig. 2c. Le potentiel de G1 a alors, après addition des impulsions de commande, l'allure de la courbe 2e. On notera que les impulsions de la Fig. 2a présentent en 1, 2 et 3 de petites dépressions de même largeur que les impulsions de la Fig. 2b. Ces dépressions représentent la chute de tension pendant chaque charge élémentaire du condensateur C1. La profondeur des dépressions diminue au fur et à mesure que le condensateur se charge, comme l'indique la Fig. 2a, pour devenir nulle quand le condensateur est complètement chargé. Dans le circuit de polarisation Cpi le transistor à effet de champ T2, monté en drain commun, ne perturbe pas la tension accumulée dans le condensateur C1 étant donné sa très grande impédance d'entrée. Le courant de source du transistor T2 est constant car il est déterminé par le transistor T3 monté en injecteur de courant. Le potentiel de la source S2 de T2 suit le potentiel de grille G2 et la résistance R1, traversée par un courant constant, provoque la chute de tension de 4 V, indiquée plus haut, pour assurer le pincement du canal ou blocage du transistor T1 entre deux impulsions de commande appliquées à B4. Le courant constant est, en pratique, ajustable en réglant la position du curseur du potentiomètre P1 pour pallier la dispersion des caractéristiques des transistors appelés à remplir la fonction de T2. Par ailleurs, la différence de tension de 4 V, précédemment mentionnée, n'est donnée qu a titre d'illustra- tion et dépend en fait de la tension de pincement du transistor TI. En pratique, si les impulsions de commande appliquées en B4 et transmises à G1 par le condensateur C2 sont larges par rapport à leur période, les potentiels ainsi appliqués à G1 seront inférieurs aux valeurs indiquées à la Fig. 2b. En effet, le condensateur C2 ne transmet pas la composante continue. Toutefois, le montage simple de la Fig. 1 convient pour de nombreuses applications7 en particulier quand la largeur des impulsions de commande est faible devant leur période. Le montage de la Fig. 3 permet d'éviter la non transmission de la composante continue du montage de la Fig. 1. A la Fig. 3, on retrouve la source G, le circuit de mesure CM, mais le circuit de polarisation CP1 est remplacé par un nouveau circuit CP2, qui comprend encore le transistor à effet de champ T2, la résistance RI et le transistor bipolaire T3 monté en émetteur commun. Dans CP2, le circuit de polarisation de la base de T3 comprend deux parties. Dans la première partie, il comporte une résistance R4 reliée, d'une part, à la base et, d'autre part, au curseur d'un potentiomètre P2. Dans la seconde partie, il comprend, reliée à la borne 34, la base d'un transistor bipolaire T4 dont l'émetteur est relié à une tension négative et le collecteur au curseur d'un potentiomètre P3 monté entre le potentiel négatif et la masse par l'intermédiaire d'une résistance R5.Par ailleurs, le collecteur de T4 est encore relié à la base de T3 par une résistance R6 et une diode DI polarisée pour laisser le courant passer de T4 à T3, et bloquer le courant en sens inverse. L'ensemble de cette seconde partie constitue un circuit auxiliaire de polarisation CP3. A l'application d'une impulsion positive de commande sur la borne B4, le transistor T4 devient saturé en ramenant pratiquement le potentiel négatif sur l'anode de la diode DI qui se bloque. Le courant de base du transistor T3 n'est alors déterminé que par la résistance R4 et le réglage du potentiomètre P2. Ce courant de base définit le courant passant dans la résistance R1, qui, à son tour, définit le potentiel appliqué à la grille G1 de Ti. Ledit courant de base est ajusté, à l'aide de P2, de manière qu'au moment où apparatt le signal de commande, la différence de potentiel entre la grille et la source de T1 soit nulle. Le transistor T1 est alors passant. Entre deux impulsions de commande, le transistor T4 est bloqué. Au courant initial de base de T3 provenant de P2 et R4, s'ajoute alors un courant traversant P3 R5, R6 et la diode DI. Ce courant, qui provoque une chute de tension suppl & mentaire dans R1, est ajusté, à l'aide de P37 afin qu'entre deux impulsions de commande, le potentiel appliqué à la grille de T7 par rapport à celui qui existe en Si permette de pincer le canal de T1. Les courbes 4a et 4b sont analogues aux courbes 2a et 2b. La courbe 4c représente la tension appliquée à l'anode de la diode DI. il apparat que dans le montage de la Fig. 3 il y a transmission de la composante continue à partir de la borne B4. A noter que la résistance R3 de la Fig. 1 devient inutile dans le montage de la Fig. 3. Le montage de la Fig. 5 est une variante du montage de la Fig. 3. On y retrouve la source G, le circuit de mesure CM, mais on y prévoit deux circuits de polarisation CP4 et CP5. Le circuit de polarisation CP4 comprend encore le transistor à effet de champ T2, la résistance R7 et le transistor T3 monté en injecteur de courant, la base de T3 étant reliée au curseur du potentiomètre PI, comme à la Fig. 1. Le circuit de polarisation CP5 comprend un transistor bipolaire T5 monté également en injecteur de courant avec son collecteur relié à la grille G1 du transistor à effet de champ T1, son émetteur relié à une source de potentiel négatif par une résistance ajustable R7, et sa base reliée à la borne 34 à laquelle sont appliquées les impulsions de commande. Le collecteur du transistor T3 est également directement relié à la grille de Ti. Les signaux de commande appliqués à B4, Fig. 5, sont de la forme de ceux de la Fig. 4c. Pendant une telle impulsion de commande, le transistor T5 est bloqué. Le courant traversant T2 et R1 est définit uniquement par celui qui traverse T3, lequel est ajusté, à l'aide de Pt, pour créer en G1 un potentiel égal à celui qui s'est établi en S1. A ce moment, le transistor T1 est passant. Entre deux impulsions de commande, le transistor T5 est passant et le courant qui le traverse, ainsi que R1 et T2, est ajusté à l'aide de la résistance variable R7, de manière à provoquer la chute de tension nécessaire pour le blocage de T1. Il apparaît que le montage de la Fig. 5 peut être très intéressant car il est rapide en hautes fréquences. Il faut noter que, dans une variante du montage de la Fig. 1, on peut prévoir, au lieu de la résistance R17 un potentiomètre dont le curseur, une fois positionné correctement1 permet d'obtenir la tension à mesurer sous faible impédance, ce qui peut présenter de l'intérêt dans certains cas. Il faut noter que cette possibilité est également valable dans les variantes des Figs. 3 et 5. il faut noter qu'au lieu d'utiliser le circuit de polarisation CP1 pour assurer une différence de potentiel constante, en l'absence d'impulsions de commande, entre S1 et G1, dans le montage de la Fig. 1, on peut également prévoir une pile de f.e.m. égale à cette différence, cette pile n'ayant aucun point commun avec la masse. Dans la description qui précède, on n'a fait aucune hypothèse sur la manière dont les impulsions de commande sont engendrées. il est possible de prévoir de piloter le générateur d'impulsions de commande par la base de temps des signaux récurrents à mesurer ou par leur horloge. On peut aussi dériver une partie minime des signaux à mesurer, mais au détriment de la précision, car la dérivation entrasse des impédances parasites. Dans une application importante des circuits de l'invention, qui concerne la mesure des caractéristiques de composants électroniques, c'est à dire la mesure de la réponse de ces composants à un signal d'essai, on dispose évidemment de ce signal d'essai pour piloter le générateur des impulsions de commande. A noter encore que les circuits suivant ltinvention conviennent parfaitement pour la mesure de signaux de grande amplitude par rapport à 0,7 V. Par ailleurs, ils ne présentent pas de faux zéros et ne sont pas affectés de dérives thermiques. REVENDICATIONS 1) Circuit de mesure de l'amplitude de signaux récurrents comportant un condensateur d'accumulation de charges dont la première électrode est reniée à la première borne de la source de signaux récurrents à travers un commutateur, la seconde électrode du condensateur étant reliée à la masse ainsi que la seconde borne de la source de signaux récurrents, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de commande fermant le commutateur pendant une partie de chaque signal delivré par la source et l'ouvrant le reste du temps7 la tension accumulée par le condensateur d'accumulation étant mesurée par un voltmètre. 2) Circuit suivant la revendication 1, caractérisé en ce que ledit commutateur est un premier transistor à effet de champ dont l'électrode de drain ou de source est reliée à ladite première borne, l'électrode de source ou de drain est reliée à ladite première électrode du condensateur d' accumu- lation, et l'électrode de grille est reliée à la sortie dudit circuit de corsnande. 3) Circuit suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de polarisation de l'électrode de grille du premier transistor à effet de champ comprend un second transistor à effet de champ monté en drain commun relié, en série, à un premier transistor bipolaire monté en injecteur de courant, par l'intermédiaire d'une première résistance, l'électrode de grille du premier transistor à effet de champ étant relié au point commun à la première résistance et au collecteur du premier transistor bipolaire, la grille du second transistor à effet de champ étant reliée à la première électrode du condensateur. 4) Circuit suivant la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de polarisation de la base du premier transistor bipolaire comprend deux branches définissant chacune un courant différent dans ladite première résistance, une des branches étant mise en service par un commutateur déclanché par le circuit de commande, la grille du premier transistor à effet de champ n'étant plus reliée à la sortie dudit circuit de commande. 5) Circuit suivant la revendication 4, caractérisé en ce que la première desdites branches détermine la polarisation de la grille dudit premier transistor à effet de champ entre deux signaux de commande tandis que la seconde branche détermine ladite polarisation pendant les signaux de commande.