Brevet FR2361240A1 — publié le 19780310

La présente invention se rapporte à la commande des meurs à induction par commutation de phase,ct concerne plus particulièrement un dispositif de regulation de vitesse grâce auquel une commutation linéaire de phase d'un moteur inductif linéaire commande la vitesse d'un véhicule. Les moteurs à induction, du type linéaire et du type rotatif, étaient souvent commandés jusqu'à présent à un couple de sortie voulu, selon des procédés bien connues de commutation de phase. Ces procédés de commutation de phase sont généralement de caractère non linéaire, car es incréments de temps qui correspondent aux incréments d'angle de phase d'un signal alternatif sont génèralement des incréments uniformément distribues, et les incréments de couple ou de force propulsive correspond dants du moteur suivent une fonction sinusoïdale du signal commuté pour un signal de commande d'un couple donné. Par consé- quent, étant donné que des incréments linéaires de phase sont utilisés pour commuter le moteur, la force ou le couple résultant suit une courbe sinusoïdale et les incréments d'angle de phase se produisant près des passages de 11 onde sinusoidale par O ou 1800 correspondent à des couples inférieurs aux increments de commutation se présentant près du maximum de cette onde. Cette caractéristique particulière de commutation de phase a été partiellement adaptée dans certains systèmes linéaires en met- tant en forme appropriée le signal de référence en fonction duquel la commutation de phase est produite. Mais, dans les applications numériques antrieures, ceci ne peut normalement pas se faire car la commutation de phase est effectuée en fonction d'une horloge d'incréments fixes. Par ailleurs, les dispositifs de commande numérique présentent plusieurs caractéristiques avantageuses bien connues, qui ont été utilisées avec succès dans le passé et qui prédominent sur le caractère linéaire o les performances linéaires du dispositif de commande. Une application particulière de ces dispositifs de commande par commutation de phase est la commande automatique de vitesse d'un véhicule propulsé par un moteur linéaire à induction. Cette application de propulsion des véhicules, lùrsqu'clle est adapte à des parcs d'attraction pour le transport des spectateurs, présente d'autres variables suivant la charge des véhicules a des poids variables ou suivant que des trains de longueurs variables sont utilisés.Cette utilisation de véhicules chargés à des poids variables, entraînes le long d'une voie de guidage, introduit une variable qui doit être contrôlée, en synchronisme avec les autres trains, selon des procédés de réaction clas sicssues. Jusqu'à présent, la vitesse d'un véhicule était mesurée en mesurant la vitesse de rotation d'un arbre ou d'une roue. La vitesse mesurée est ensuite comparée avec une vitesse voulue et des corrections appropriées sont apportées par commutation sélective de phase du moteur. Les dispositifs antérieurs de ce genre présentent généralement une configuration selon laquelle une partie de la piste ou de la voie de guidage forme le secondaire ou la partie fixe du moteur linéaire à induction tandis que l'inducteur lui-même est disposé dans le véhicule. bien que cette configuration soit économique er ce qui concerne le nombre des inducteurs nécessaires, elle impose généralement un troisième rail mis sous tension et sur lequel l'énergie est prélevée continuellement par le véhicule ou le train. Etant donné que les voies de guidage sont souvent disposées en commun avec des chemins publics, ce troisième rail qui est constamment sous tension presente souvent des dangers pour les piétons. L'invention a donc pour objet essentiel de proposer un dispositif de commande de véhicule qui met sous tension sélecvivement des sections d'un inducteur d'un moteur linéaire, en fonction de la proximité de la section de moteur linéaire par rapport au véhicule. L'invention concerne également la commu- tation de phase de l'inducteur en fonction de l'écart de vitesse du véhicule par rapport à une vitesse prédterrninée. L'invention concerne aussi une commutation de phase qui produit des incré- menti linéaires de puissance en fonction de l'écart entre la vitesse du véhicule et la vitesse voulue.Un autre objet de l'invention consiste à utiliser des circuits logiques numériques classiques pour effectuer cette csmznutation de phase tout en utilisant en meme temps des générateurs de fréquence courants pour commander la commutation de phase et mesurer la différence de vitesse. Ces résultats, ainsi que d'autres, sont obtenus grâce à une voie ou un chemin de guidage dans lequel plusieurs sections d'inducteurs linéaires sont encastrées, des circuits de commu- tation étant associés avec chaque inducteur et étant commandés par des ai3positifs de signalisation correspondants de manière à exciter sélectivement ceux des sections d'inducteurs qui sont à oroximité. Chaque section dtinaucteur est porc intercalée entre des circuits de commutation voisins, chaque ircuit conprenant un. détecteur de proximité réalisé sous la forme d'un circuit magnétique qui, lorsqu'il est interrompu par le secondaire porté par le véhicule qui passe, produit un signal de commutation.Ce signal est ensuite utilisé pour déclencher le comptage d'un intervalle de temps a'une durée fixe pendant lequel toute activité de l'enroulement ou inducteur iromédiatement voisin est développée. La vitesse du véhicule par rapport à la voie est détectée par des paires ue capteurs photo-électriques disposés à des distances connues le long de la voie, en avant de chaque enroulement, ces capteurs photo-électriques étant déclenchés par un dispositif monté sur le véhicule, lorsqu'ils passent au-dessus-. Ainsi, près de chaque section d'inuucteur linéaire encastré dans la voie se trouve un capteur photo-électrique de vitesse qui mesure la vitesse locale d'un véhicule passant audessus, en déclenchant un circuit basculeur dynamique qui est également connecté à un circuit d'horloge afin de permettre le passage d'un train d'impulsions d'horloge jusqu'à ce que le circuit basculeur soit commuté par l'autre extrémité du cap taurt Le circuit d'horloge produit une série cùstinue d'impul- sions d'une fréquence prédéterminée qui sont elor3 transmises sélectivement vers un compteur par l'intermédiaire du circuit basculeur dynamique, afin d'être accumulées. Le nombre des impulsions transmises et comptées est converti en un code en parallèle, au moyen d'un compteur classique. Le comptage ainsi produit dans le compteur est ensuite cornpare avec un comptage prédéterminé, et la différence de comptage cst codée selon une fonction de pondération prédéterminée, pour être décalée à travers un registre à décalage commande par horloge, à une fréquence verrouillée en phase correspondant à des incréments fixes de phase du signal d'excitation de l'enroulement voisin. ta fonction de pondération et les incréments de phase fixes sont ainsi combinés de manière à produire des incréments fixes de commutation de phase dans l'enroulement pour des incréments fixes d'écart de vitesse. Etant donné que l'enroulement ne peut être commuté an phase qu'entre -180 et +180 , les limites correspondent aux limites générales do vitesse de rotation d'un serve-moteur, en reproduisant de ivette manière un système classique d'asservissement.Tout comptage d'écart supérieur à +180 ou -1800, c'est-à-dire à la puissance maximale d'un enroulement voisin, n'est pas transmis par le circuit logique ae codage et le registre à décalage, ce qui réduit ainsi la capacité nécessaire de comptage des circuits logiques de détection d'erreur, avec l'augmentation de précision qui en résulte. Un comptage grossier d'erreurs est effectué selon l'invention en comparant certains déterminée des bits de plus grand poids dans le compteur avec le comptage de référence les bits restants de moindre poids n'étant utilisés que si une égalité est obtenue sur les bits de plus grand poids. Si aucune éga- lité n'est obtenue sur les bits de plus grand poids, les bits de moindre poids sont inutilisés et ce sont les bits de plus grand poids qui commandent l'application ae toute la puisaance dans le sens direct ou dans le sens inverse, à l'enroulement voisin. En outre, ce n'est que lorsque le véhicule se trouve dans le voisinage d'un segment d'inducteur ou d'un enroulement que cet enroulement peut etre excité. A ce noment, le signal al- ternatif d'excitation est commuté en fonction des capteurs de vitesse voisins qui enregistrent la vitesse du véhicule lore- qu'il s'approche de l'enroulement, qui convertissent la vitesse en un comptage numérique et qui comparent ce comptage en fonction d'un comptage de référence qui peut être choisi ou programme sélectivement de toute manière classique.La comparaison des comptages produit alors un signal d'erreur qui est très supérieur ou très inférieur aux limites extrêmes de aommu- tation ou dans les limites de commande de puissance, et qui r4- duit par conséquent l'application d'énergie dans le sens direct ou dans le sens inverse à l'enroulement. DeB signaux d'erreur de moindre amplitude ou dea signaux d'erreur dans la plage de commande linéaire d'excitation de l'enroulement sont ensuite comparés avec une référence conventionnelle et sont décalés par un registre à décalage qui est commandé par horloge au moyen d'un circuit à blocage de phase, en fonction du signal alternatif d'excitation de l'enroulement.Ce circuit fonctionne sur une référence artificielle produite par un cristal, cette fréquence étant divisée jusqu'à une fréquence d'impulsions représentant approximativement des intervalles de phase de 10 de la tension sinusoidale de 360 excitant l'enroulement. Etant donné que la fréquence des impulsions produites de cette manibre artificielle est presque toujours imprécise, une technique de blocage de phase est mise en oeuvre selon laquelle, à la fin de chaque cycle, les compteurs qui se trouvent derrière le cristal sont ramenés à zéro.Les compteurs de division sont également utilisés pour produire différents niveaux d'încré- ment s d'impulsions pouvant être associés dans différentes com binaisons avec la fonction pondérée provenant du circuit détecteur d'erreurs, de manière à produire des incréments égaux de puissance à l'enroulement. Le même cristal utilisé pour produire la phase artificielle de 5600 sert également, par ltin- termédiaire d'une seconde chaîne de comptage, pour produire l'entrée de référence d'horloge du circuit basculeur dynamique qui produit le comptage d' erreurs . Un circuit diviseur séparé est établi pour cette fréquence d'horloge, car la mesure de vitesse est faite au moyen d'une relation géométrique fixe entre deux cellules photo-électriques, et elle est donc indépendante des conditions de blocage de phase nécessaires en commutati on. Tlans le but d'assurer la séparation entre les trains successifs, un circuit en chaîne est établi entre les circuits détecteurs de proximité associés avec chaque enroulement de manière que, par permutation et combinaison correcte, un nombre déterminé d'enroulements reste inopérant derrière un train, en déterminant ainsi une zone dans laquelle aucune augmentation de vitesse ne peut se produire. Cette séparation est réglable par une simple correction logique, et peut englober tout nombre voulu d'enroulements entre un seul et le ombre total de ces enroulements dans nul importe quelle voie de guidage. Une autre caractéristique de sécurité e3t introduite on utilisant des ensembles semi-conducteurs à couplage lumineux afin d'isoler le circuit des enroulements &num; grande puissance dee circuits de commutation. Ce résultat est obtenu en utilisant des diodes sslectrolumir escentes et des dispositifs semi conducteurs photosensibles qui remplissent la fonction de com- mutation pour chaque phase de l'enroulement. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un exemple de réalisation et en se référant aux dessines annexés sur lesquels La fig. 1 est un diagramme synoptique d'un dispositif de commande réalisé selon l'invention, La fig. 2 est un schéma idéalisé d'un circuit d'horloge selon l'invention, destiné au dispositif de commande de la fig. 1, La fig. 3 est un schéma idéalisé d'un circuit détecteur d'erreurs selon l'invention, destiné au dispositif ae commande de la fig. 1, La fig. 4 est un schéma d'un circuit de commutation destiné au dispositif de la fig. 1, La fig. 5 est un schéma illustrant une interconnexion logique de plusieurs dispositifs du type de la fig. 1, La fig. 6 est un schéma d'un autre mode de réalisation du dispositif de commande de la fig. 1, La fig. 7 est un schéma illustrar.-t ode pratique de réalisation du circuit idéalisé de la fig. 2, La fig. 8 est un schéma illustrant un mode pratique de réalisation du circuit idéalisé de la fig. 3, La fig. 9 est un schéma d'un mode pratique de réalisation du comparateur de la fig. 4, La fig. 10 est un schéma d'un mode pratique de réalisation des interconnexions des sections de circuits des fig. 1, 3 et 4, La fig. il est un diagramme de temps d'éléments déterminés des fig. 2 et 3, La fig. 12 est un diagramme de temps d'autres éléments des fig. 2 et 3, La fig. 13 est un autre diagramme de temps illustrant le fonctionnement des circuits des fig. 2 et 3, La fig. 14 est un diagramme de temps illustrant la fonction de blocage de phase du circuit de la fig. 3, La fig. 15 est un diagramme de commutation de phase produite par le circuit 55 de la fig. 1, et La fig. 16 est un schéma logique d'une fonction de codage remplie par le circuit de la fig. 10. Dans le but de simplifier, la description de l'invention sera faite initialement en regard d'une configuration comprenant des éléments de circuits idéalisés, que ces derniers soient ou non disponibles actuellement dans le commerce. La description sera ensuite consacrée à un ensemble coiportant des élements déterminés qui existent aans le commerce, à titre d'exemple, les conslexions étant établies en fonction des ind- tructions des fabricants. Dans ce dernier cas, des fonctions limitées seulement sont affectées aux connexions établies, étant bien entendu que si,ces éléments de circuits sont définis par les références du fabricant, le but de ces connexions apparaît immédiatement. Bien que la description ci-après soit faite en regard d'é- léments de circuits intégrés, soit de type idéal soit de type pratique, cette disposition est adoptée dans un but descriptif. Plus particulièrement, les circuits décrits ci-après compren- nent des éléments de circuits intégrés remplissant différentes fonctions et qui sont généralement du type à intégration réduite (SSI) ou à intégration moyenne (ldSI). Différents circuits d'intégration poussée (LSI) pourraient également être associés pour remplir les âes fonctions. La fig. 1 illustre le fonctionnement général du Gispositif, faisant intervenir par exemple une combinaison de véhicules accouplés à la manière d'un train et comprenant les véhicules 11, 12 et 13. Ces véhicules 11, 12 et 13 sont suspendus à chaque extrémité sur des boogies 16 qui sont guidés uar une voie de guidage 25. Un secondaire 15 est suspendu au-dessous de chaque véhicule. Les véhicules 11, 12 et 13 sont supportés et dirigés par la voie de guidage 25 de manière à aligner le secondaire 15 de façon qu'il soit accouplé par induction avec plusieurs segments ou enroulements 30 d'inducteurs de moteurs linéaires, encastrés dans la voie 25.Les enroulements 30 sont distribués le long de la voie 25 avec des densités de distribution variables, ou avec des intervalles de séparation variables, cette densité étant déterminée par la commande voulue qui doit être exercée sur la vitesse du véhicule dans cette région. Dans le but d'dconomiser de l'énergie et de réduire l'exposition des piétons au champ électromagnétique développé par les enroulements 30 lorsqu'ils sont excités, un dispositif est prévu en avant de chaque segment ou enroulemeìt 30, dans le but de déterminer la proximité d'un véhicule, et qui provoque l'excitation de l'enroulement 30 voisin lorsqu'il est déclen- ché par l'approche du train. Plus particulièrement, un capteur magnétique 35 de proximité, qui réagit au changement du circuit magnétique produit par lta?proche d'un secondaire 15, est dis- posé au voisinage et en avant de'chaque bobinage inducteur 30. La sortie du capteur de proximité 35 est reliée à un circuit 40 de détection d'erreur associé avec chaque enroulement 30 et à un circuit en chaîne 45. De même, tous les autres enroulements 30 sont combines avec des détecteurs de proximité connectés chacun au circuit en chaîne 45 et à des circuits 40 correspondants ae détection d'erreur. Comme cela sera expliqué plus en dltail par la suite, le circuit 40 de détection d'erreur produit des signaux sur trois dérivations, dont deux sont connectées a un circuit 5 de commutation de phase et dont la troisième, corprenant plusieurs conducteurs en parallèle, est connectée à un circuit de pondé- ration 50. Par conséquent, une boucle de commande comprenant le circuit 40 de détection d'erreur, le circuit de pondération 50 et le circuit 55 de commutation de phase est associée avec chaque enroulement inducteur 30 de manière à le commuter en fonction de l'écart de la vitesse au véhicule par rapport à un programme de vitesse prédéterminé. Au voisinage et en avant de chaque enroulement 0, la vitesse locale du véhicule est mesurée par un circuit 60 de dé- tection de vitesse qui comporte deux dispositifs photosensibles 58 et 59 de type courant, qui sont interrompus succeseivement par un élément D en saillie sur le véhicule. Le circuit 60 de détection de vitesse produit deux signaux L et T, séparés dans le temps et définissant un intervalle ae temps dont la durée correspond à la vitesse du véhicule. Jet intervalle de temps produit par le circuit 60 en avant de chaque enroulement 30 est transmis à l'entrée du circuit 40 de détection d'erreur qui reçoit simultanément un signal d'horloge C provenant d'un oscillateur à cristal ou circuit d'horloge 75.Le circuit 75 d'horloge à cristal produit également un signal P dé blocage de phase, dont la phase est rapportée à un signal déter- natif E à 50 Hz commuté par le circuit de commutation 55 de manière à exciter l'enroulement 30 associé, à un niveau d'exci tation qui correspond à l'erreur détectée par le circuit 4u. lie signal P est appliqué au circuit 55 de commutation Cie phase qui, en même temps, reçoit le signal de sortie du cir cuit de pondération 50, le circuit 55 de commutation de phase commutant le signal alternatif E qui excite l'enroulement 330 d'inducteur linéaire en fonction de l'erreur détectée par le circuit 40 de détection d'erreur. De cette manière, une boucle de commande est formée sur chaque enroulement jO, pour comman- der la force propulsive développée par cet enroulement, en fonc tion de l'erreur locale de la vitesse au train. lie signal de sortie du capteur de proximité 35 est combine logiquement, selon une disposition voulue de séparation des trains, par les connexions logiques du circuit en chaîne 45. Le signal produit par le capteur de proximité 35 est transmis et collecté avec les signaux des autres capteurs de proximité dans le circuit en channe 45. Dans le but de faciliter la re présentation, le signal du capteur 35 est Cie signé par X. Les autres capteurs sont désignés respectivement par 35a, 35b, j5e, etc. et produisent chacun un signal associé Xa, Xb et Xc. lies signaux X, Xat Xb et Xc sont combinés logiquement dans le cir cuit 45 de manière que le signal de sortie de ce dernier trans mis vers l'enroulement qui se trouve immédiatement derrière l'enroulement 30, choisi à titre d'exemple, soit un niveau bas ou un "0" quand le signal X est au niveau haut.De cette manière, un nombre voulu de signaux de capteurs de proximité voisins peuvent être bloqués pour obtenir la séparation voulue autre les véhicules. Le circuit 40 de détection d'erreur e3t un circuit de mesure d'intervalle de temps qui reçoit un signal C d'horloge à cris tal et qui produit des trains d'impulsions Cunt le nombre est proportionnel à la vitesse locale du véhicule. Ce nombre est comparé avec un nombre prédéterminé, et la différence est con vertie en des signaux de commutation de phase. Le circuit de pondération 50 code à nouveau le comptage d'erreur en un compta pondéré qui est utilisé dans le circuit de commutation 55 de manière à produire des incréments de commutation de puissances égales.Si la condition de commande maximale du circuit de coramutation est dépassée, le circuit 40 de détection d'erreur produit un signal direct ou inverse d'amplitude totale appliqué directement au circuit 55 de commutation de phase, indépendamment du comptage d'horloge au-dessus ou @u-dessous d'un niveau donné. De cette manière, le circuit de détection d'erreur et le circuit de commutation donnent une approximation de la vitesse de rotation courante d'un servomoteur utilisé en boucle fermée. Comme le montre la fig. 2, le circuit 75 d'horloge à cristal comporte un cristal de référence 176, produisant un signal électrique à une fréquence d'oscillations déterminée. lie signal de référence du cristal 176 est transmis d'ure rart à une chaîne de compteur représentée à titre d'exemple par un seul compteur 177 idéalisé qui divise la fréquence du cristal jusqu'à une fréquence de répétitions utilisable. Lans cet exemple, le compteur 177 est représenté sous la forme d'un compteur diviseur idéalisé dont l'un des bits de plus grand poids est connecté à un conducteur qui aélivre le signal C de comptage répétitif, et qui est également ramené à l'entrée de remise au repos du compteur.Sous cette forme, lé compteur 177 se comporte comme un compteur diviseur par N qui réduit la fréquence d'oscilla- tions du cristal 176 jusqu'à une fréquence utilisuble, dans un rapport If. Par ailleurs, le signal de sortie du cirstal 176 est amené à un second compteur 180 à fonctionnement permanent, similaire au compteur 177, par l'intermédiaire d'un oircuit basculeur 181 du type D, connecté en diviseur par 2 en ramenant sa sortie Q à son entrée D. La connexion entre la sortie Q et l'entrée D modifie le fonctionnement du circuit basculeur D de manière qu'il fonctionne comme un circuit basculeur T avec sa caractéristique inhérente de division par 2. Le compteur 180 est également repréBenté sous la forme d'un compteur diviseur idéalisé connecté à la sortie Q du circuit basculeur 181, et qui réduit la fréquence des impulsions à une valeur prédéterminée qui, dans le cas présent, est; ohoisie de manière &num; être voisine de la fréquence de répétitions d'intervalles de 10 d'un signal alternatif à 60 Hz. Dans le cadre de la présente descripticn, l'approximation de 10 est le plus petit incrément de commutation de l'enroulement 30; par conséquent, le compteur 180 et le circuit basculeur 181 fone- tionnent de de façon continue et n'imposent aucune synchronisation avec la fréquence du courant alternatif. Il faut cependant noter que la plupart des circuits à cristal disponibles dans le commerce fonctionnent à une fréquence fixe qui n'est pas exactement divisible pour obtenir 60 Hz. Pour cette raison, l'accumulation entière des impulsions de 10 décrites ci-dessus ne donne pas toujours une fréquence précise de 60 Hz après la division par 360. Par conséquent, selon l'invention, le circuit d'horloge 75 présente une caracté- ristique de blocage de phase en référence avec un signal alternatif normal de 60 Hz. Ce dernier provient d'une source S produisant un signal oscillatoire X, ce ;:ieie signal étant utilisé pour exciter l'enroulement 30.Le signal S est appliqué au circuit d'horloge 75 par l'intermédiaire d'un circuit 185 de détecteur de phase, à un circuit d'isolement 186 qui est donc synchrone et en phase avec les passages par zéro du signal E. Le circuit d'isolement 186 comporte également des éléments séparés, qui seront décrits par la suite, séparant les passages par éro positifs et négatifs en fonction de la phase, de manière à pro duire des signaux séparés de mise à "1" et à "o", désignés res pectivement par A et B. D'une manière courante, les signaux A et B commandent un circuit basculeur 187 qui, aans le cas pré- sent, remplit la fonction de filtrage des parasites et autres. La sortie 4 du circuit basculeur 187 attaque l'entrée d'horloge d'un circuit basculeur 188 du type D qui, à son tour, est placé à "1" par sa borne S, par la sortie Q d'un circuit basculeur 189 dont l'entrée d'horloge est connectée à la sortie Q du circuit basculeur 181, en synchronisme divisé par 2 avec le cristal -176. Les circuits basculeurs 183 et 189 synchronisent le passage par zéro négatif, ou signal B, avec la sortie Q du circuit basculeur 181. La sortie Q du circuit basculeur 169 est connectés à la borne de mise au repos d'un compteur 190 connecté en série avec le compteur 180. Le compteur 190 est connecté de manière à effectuer une division par 6 et une division par 360, et il est ramené périodiquement au repos en synchronisme avec le signal de sortie 4 du circuit basculeur 181 et la sortie Q du circuit basculeur 189. La sortie à 10 du compteur 180 et les sorties à 60 et 3600 du compteur 190 sont combinées de manière à former le signal P en référence de phase, constitué par les signaux sur les conducteurs P1, P2 et PJ, tannais que la sortie du compteur 177 produit le signal C.Les compteurs 177, 180 et 190 peuvent être réalisés de façon classique ae manière i ef- fectuer le comptage voulu qui, en combinaison avec la fonction de division par 2 de circuit basculeur 181, produit toute division appropriée, bloquée tous les 3600 sur le cycle alternatif par le circuit basculeur 187. Il faut noter quelles cornpteurs 177, 180 et 190 sont représentés sur la fig. 2 sous forme de compteurs généralisés et ne représentent pas des compteurs disponibles sur le marché.Bien que cette représentation semble suffisante, il y a lieu de se reporter aux autres figures qui représentent en détail des circuits d'éléments de circuits intégrés disponible-s dans le commerce qui sont choisis, de manière à être associés avec un cristal particulier, à savoir un cristal fonctionnant à 10 MHz, Par ailleurs, la représentation de la fig. 2 est très schématisée sous de nombreux autres aspects, et il y a également lieu de se reporter aux exemples spécifi- quels qui seront décrits par la suite, pour les détails particuliers qui sont inhérents à des circuits réellement fabriqués et qui imposent donc des connexions supplémentaires qui, bien quelles soient nécessaires pour assurer le bon fonctionnement des éléments choisis, ne sont pas nécessaires pour en comprendre le fonctionnement. Il ressort de la description faite ci-dessus du circuit d'horloge qu'un train d'impulsions continu est produit, sous la forme du signal C, et qui peut avoir toute fréquence voulue. Ce signal remplit la fonction de référence de comptage en fonction de laquelle les mesures d'erreur sont faites dans le circuit 40 de détection d'erreur. Comme le montre la fig. 3, lorsqu'un véhicule progresse le long de la voie 25 vers un enroulement particulier, le capteur de proximité 35 est déclenché par le changement de circuit magnétique qui comprend maintenant le secondaire, en produisant un signal transitoire sur un conducteur désigné par X, comme cela sera décrit plus en détail par la suite.Le déclenchement du capteur de proximité 35, ou le signal transitoire sur le conducteur X, place à ltét;t "1" les deux circuits basculeurs du type D désignés re3pectivt tnent par 141 et 142. lie circuit basculeur 141 est également connecté en circuit à déclenchement par une réaction entre Q et D, de sorte qu'il fonctionne en diviseur par 2. lie signal d'horloge du circuit basculeur 141 provient de la sortie 360b du signal P, désigné par P3, et la borne Q est également connectée à l'entrée du compteur 143 afin de remplir une fonction de filtrage basée sur un comptage fixe des cycles.De cette manière, les intervalles dans un train sont ignorés par le circuit détecteur de proximité. Plus particulièrement, le compteur 143 produit l'entrée d'horloge du circuit basculeur 142 dont la sortie P est utilisée comme signal Z de mise au repos qui ramène périodiquement au repos le circuit 40 de détection d'erreur. Immédiatement après le déclenchement du capteur de proximité j5, le capteur avant d'un circuit 60 de détection de vitesse est déclenché par le passage du véhicule, et produit un signal transito-ire sur un conducteur L suivi par le déclenchement du capteur arrière qui produit un signal transitoire sur le conducteur désigné par T. Les signaux li et T sont appli quels aux entrées "1" et "O" d' un circuit basculeur dynamique 150.Bien que ce circuit basculeur dynamique 150 soit représenté symboliquement comme un élément en représenttion symbolique classique,il est bien entendu que sa réalisation peut mettre en oeuvre différentes techniques de circuit qui seront décrites spécifiquement ci-après, à titre d'exemples Le circuit 150 est représenté dans le cas présent avec une ligne à retard 151 de type classique, formant un circuit de réaction adapté a-e manière à osciller à la fréquence du signal C provenant du circuit d'horloge 75.Il eniésulte que le signal C est transmis sous forme d'un train d'impulsions limité par le signaux transitoires sur les conducteurs "1" et "O",c'est-àdire entre les signaux transitoires sur les conducteurs L et o provenant du circuit de détection 60. lie train d'impulsions ainsi produit correspond à la vitesse du véhicule mesurée en fonction de la fréquence des impulsions au signal C, et il est par conséquent désigné par V ; ce signal tst appliqué à l'entrée de commande d'un compteur 155 qui convertit le train d'impulsions du si- gnal V en une forme en parallèle. Dans le cas présent, le compteur binaire 155 est également représenté sous la forme d'un compteur idéalisé connecté par son entrée à la sortie du circuit basculeur 150. Le compteur 155 accumule donc les impulsions du signal C transmises par le circuit basculeur 150, sous la forc alun comptage binaire en produisant une sortie parallèle dont des bits de plus grana poids déterminé sont appliqués a un comparateur 156.Le compteur 155 est en outre un compteur programmable qui reçoit, sur l'entrée de données des bornes de plus grand poids, un ensemble fixe de signaux d'entrée établi à un comptage déterminé, au moyen d'une matrice de codage classique représentée sous la forme de la matrice 158. Celle-ci règle donc le-comptage d'impulsions de vitesse du signal V à une valeur compatible avec le comparateur 156 qui est connecté de maigre à ne comparer que les bits de plus grand poids. En outre, le compteur 155 produit plusieurs bits de moindre poids qui ne sont pas directement appliqués au comparateur 155 qui, par ailleurs, reçoit plusieurs conducteurs de données provenant d'une matrice de répartition 157.Ces bits de moindre poids développent un comptage parallèle correspondant à la plage d'erreurs linéaires de l'écart de vitesse par rapport à la vitesse de référence établie dans la matrice 158. Etant donné que les bits de moindre poids forment des fractions des bits inférieurs de plus grand poids du compteur 155 appliqués au comparateur 156, le bit de moindre poids donne une duplication de la plage linéaire d'un servomoteur fonctionnant entre des limites de saturation définies par le bit inférieur et le bit supérieur des bits de plus grand poids. Ainsi, les bits de moindre poids produisent un comptage restant qui est une mesure directe du résidu du comptage ddve- loupe par le signal C transmis par le circuit basculeur 150. Il faut noter que le comptage développé par les bits de moindre poids est produit en incréments égaux dans le temps, ou en fonction d'un train d'impulsions de fréquence fixe produit sous la forme du signal C. Si elle ect corivertie directement en incréments de commutation, la fonction de commande résultante est nécessairement non linéaire puisque le signal - commuté est un signal sinusoTdal appliqué à l'excitation de l'enroulement primaire 130. Par conséquent, les bits de moindre poids sont appliqués à une matrice de pondération 50 qui, da la manière classique, convertit le comptage en un comptage pondéré affectant un incrément de commutation plus grand aux régions de la courbe sinusoïdale qui produit les incréments les plus bas de couple ou de puissance. Cette fonction de pondération est illustrée sous forme graphique sur la fig. 15. Le comparateur 156 est débloqué au moment où le comptage d'erreur est stabilisé dans le compteur 155. A cet effet, le circuit de la fig. 3 comporte un registre à décalage 144 connecté de manière à entre débloqué par le signal Z, et qui produit le décalage du nombre des cycles du signal P3. Une borne de sortie déterminée du registre 144 est connectée, pour transmettre un signal G, à l'entrée de déblocage du comparateur 156. Il faut également remarquer que le mode de réalisation de la fig. 3 comporte des composants idéaux et qu'il n'y a pas lieu nécesoairement de se référer à des limitations physiques qui pourraient apparaStre dans des éléments de logique numéri- que disponibles dans le commerce. Il est donc nécessaire de se reporter aux modes se réalisation qui seront décrits par la suite pour ce qui concerne la réalisation réelle. Le comparateur 156 produit, d'une manière classique, trois signaux de sortie désignés corne groupe de signaux IEG, comprenant les signaux A B, la convention A et B étant maintenue dans ce cas conformément aux conventions habitulles. Les signaux A A A > B sont combinés directement av*n le signal 33 dans des portes ET 163 et 164 de la fig. 4, dont les orties sont connectées aux électrodes de commande de deux redresseurs commandés au silicium 165 et 166, connectés en opposition au conducteur d'excitation qui transmet le signal E à l'enroulement 30. La commutation directe et inverse à ample tude totale est effectuée de cette manière. Il faut noter que cette commutation directe et inverse à amplitude totale est représentée sous la forme d'un circuit ex tremement idéalisé et, par conséquent, ce circuit n'est pas en correspondance directe avec les exemples qui vont suivre. En outre, bien que des circuits logiques de portes supplémentaires soient utilisés dans les exemples qui vont suivre pour augmenter la précision des signaux binaires de moindre poids, en prélevant la partie inférieure de la sortie du comparateur 156 et en lui additionnant un chiffre encore inférieur, l'invention peut s'expliquer en regard de la configuration simplifiée de la fig. 4 selon laquelle les signaux binaire de m@indre poilus sont appliqués directement à un registre 160. Les orties au registre 160 sont connectées à une matrice de codage 161 qui, dans ce cas, est constituée par une mémoire permanente. La matrice 161 est autorisée par le signal h = B et elle est commandde par le signal G.Les signaux de sortie sur les conducteurs de la renoire permanente ou matrice 161, converti par le codage qui y est mémorisé, sont appliqués à des conducteurs e positionnement d'un registre à décalage 162 qui émet le signal d'impulsion 10, P1, à la réception du signal transitoire de 60 ou P du groupe de signaux P. La sortie du registre à décalage 162 est reliée directement aux électroaes de commande des redresseurs commandés au silicium 165 et 156 qui commutent le signal X de @60 sur l'enroulement 0, en fonction de l'intervalle de temps spécifié par le registre à décalage 162. Il ressort clairement de la description faite ci-dessus que le dispositif peut etre considéré comme faisant partie cies dispositifs de commande à données échantillonnées.Les caractéristiques périodiques de la commande appliquée présentent également un comportement similaire à celui d'un connecteur ou d'un dispositif de commande par tout ou rien. Les caractéristiques de contacteur de ce dispositif sont cependant quelque peu permutées car une commande linéaire est obtenue grâce à la commutation linéaire produite quand le signal A=B est émis par le compara- teur 156.Par conséquent, le problème général des dispositifs à contacteur, c'est-à-dire la caractéristique de bande morte et le cycle limite associés, est éliminé, Dans un dispositif de commande purement à contacteur, les corrections ne sont pas é rises tant que l'erreur ne depasse pas la bande morte. En l'ab- sence de limitation supplémentaire, cê dispositif de commande tend à limiter le cycle à une fréquence généralement déterminée par le gain global de l'ensemble et la largeur de la bande mor- te. Une condition cyclique de ce genre n'est pas agréable pour les occupants du train, elle est moins précise dans les opéra- tions d'arrêt et impose plus fréquemment la pleine puissance, . ce dont il résulte une usure importante, avec les problèmes d'entretien associés. Tous ces problèmes sont éliminés grâce à la région linéaire décrite ci-dessus@@dans la boucle de commande. En outre, étant donné que la commutution de phase est linéaire, des caractristiques de réponse très prévisibles peuvent être obtenues grâce à l'utilisation de ce åispositif, ür le gain global pendant tout intervalle d'échantillonnage ne varie pas sensiblenent avec l'amplitude jusqu'à ce que la saturation soit atteinte. En outre, l'utilisation des enroulements 50 excités sélectivement par l'utilisation des capteurs de proximité autorise le choix de toute fréquence d'échantillonnage dans la rogion des vitesses' du train.Toute accumulation d'erreur due à la fréquence d'échantillonnage peut être choisie ue tanière à entrer dans la région d'autorisation cie commande, simplement en distribuant la densité des enroulements. son outre, la fonction de codage due la matrice 161 peut être modifiée de manière à choisi sir tout niveau de gain compatible avec la dynamique du mouvement du véhicule. Ainsi, le dispositif est réglable à la fois aen vitesse d'échantillonnage et en gain par échantillon, en tirant profit de tous les avantages d'un dispositif-à contacteur, sans sacrifier aux erreurs qui lui sont associées.Toutes ces caractéristiques sont particulièrement adaptées à un système de transport public. A tire d'exemple, la fig. 5 montre l'interconnexion possible entre les enroulements 30 voisins, par aiguillage des signaux de sortie des capteurs de proximité désignés dans ce cas par Xa, Xb, Xc, les indices a, b et c spécifiant des capteurs de proximité voisins 35a, 35b et 35c Les signaux Xa, Xb et Xc sont reçus par une porte OU 250 et, lorsque l'un ou plusieurs d'entre eux indiquent la présence d'un véhicule sur le capteur de proximité désigné, la porte eDU 250 émet un "1", selon la fonction Boolean OU connue. Par ailleurs, la figure montre que le signal X provenant du capteur J5 est appliqué à l'entrée d'une porte NON ET 251 avec le signal de sortie de la porte OU 250. Le signal de sortie de la porte NON 0.'T 251 est ensuite combiné avec le signal X par une porte ET 252 qui transmet alors le signal X de sortie du capteur de proximité. Bien que cet exemple soit limité en ce qui concerne le nombre des combinaisons effectuées, d'autres combinaisons peuvent être adoptées en fonction de la séparation voulue et du chevauchement voulu entre des véhicules. Cette chaîne de connexions est répétée à chaque étage d'enroulement avec un plus ou moins grand nombre de signaux reçus suivant que des inter valles de séparation plus grands ou plus petits sont désirés. Au cours de la description faite ci-dessus, aucune mention particulière n'a été faite concernant être synchronisation e l'instant de commutation des inducteurs ou de leur commuta tion en fonction de la position du secondaire 15. Bien que dif- frentes techniques ae synchronisation soient possibles, il est commode dans le cadre de l'exemple présent Qe considérer un secondaire 15 surdimensionné far rapport aux dimensions de l'enroulement 30.Etant donné que le secondaire d'un moteur li faire est un dispositif passif, une Synchronisation très grossière suffit entre l'enroulement inducteur 30 et le secondaire. Oeci peut se faire commodément en positionnant le capteur de proximité j5 par rapport à l'enrouleiront 30 associé, à une distance entière mesurée en incréments du cycle d'alternances du signal E. Dans l'exemple ci-dessus, le circuit de la fig. J comporte un registre 144 commandé par le signal de phase produit artificiellement sur le conducteur P3 du groupe de signaux P.Le signal de sortie Q au circuit basculeur 141 est alors compté dans le registre 144 jusqu' un comptage entier qui convient pour produire le signal G. Ce dernier est donc le signal de synchronisation qui commande le compteur 1,5 et le compara- teur 156. De meme, le signal Pj est le signal cie mise au repos de la fig. 4 pour le registre 162, de manière que le signal de commutation pour l'enroulement jO apparaisse en phase avec le signal E et au moment ou le secondaire 15 surdimensionné se trouve au voisinage de cet enroulement. Il ressort de la description faite ci-dessus que la configuration décrite peut être obtenue de nombreuses manières. est particulièrement vrai par le fait que des éléments logiques classiques sont utilisés dans 'ensemble. Les réglages de gain, de synchronisation et de vitesse locale peuvent se faire extérieurement pur des connexions et par la géométrie du détecteur de vitesse, sans recours à une horloge commune ni a une conver- sion analogique-numérique des signaux locaux. En donné que la mesure de vitesse par incréments de temps peut être réglée pour correspondre à n'importe quelie fréquence d'hor- loge, simplement en réglant les dimensions du détecteur de vitesse, tout dispositif de calcul à intégration poussée comprenant une horloge intérieure peut convenir à cet effet. Un exemple particulier d'un dispositif de traitement qui convient est le microprocesseur produit par Intel norporatisn SOUS la référence n LCS-4. Il y a lieu de se reporter à la fig. 6'qui représente ce microprocesseur 4000 comprenant des éléments portant les mêmes références numérique que celles utilisées par son fabricant. Dans un orocesseur de ce genre, les données sont introduites et extraites par multiplexage temporel de quatre lignes omnibus de données, représentées sous la forme des lignes D. La synchronisation est effectuée intérieurement par une horloge de fréquence relativement élevée et le programme est synchronisé par un signal de synchronisation délivré par une unité centrale de traitement 4004.L'unité centrale de traitement 4004 comporte un additionneur à- quatre bits, un registre d'index et un compteur et pile de programme, le fonctionnement de ces éléments aéterminant la séquence d'entrée-sortie. Le compteur et pile de programme comporte un circuit d'incrémentation qui incrémente les adresses, la référence étant faite dans ce cas à une adresse d'une mémoire permanente d'entrée sortie désignée par 4001.Il faut noter que l'incrémentation est effectuée à partir d'une horloge relativement rapide, c'est à-dire une horloge avec des intervalles à la fréquence de 0,75 EHz, en combinaison de 3 ou 2 comptages suivant la fonction de commande remplie, de sorte qu'une incrémentation d'une adresse de la mémoire permanente se produit à une fréquence beaucoup plus élevée que celle nécessaire pour la fréquence de l'dr- dre de 20 kHz (environ 360 x 60 Hz = 10 d'incrément). sn-s ce cas, le circuit 60 de détection de vitesse est connecté à l'entrée par l'intermédiaire d'un circuit basculeur extérieur, à savoir un circuit basculeur équivalant au circuit 60 de la fig.3, qui aiguille la sortie Q vers plusieurs conducteurs d'entrée déterminés de la première mémoire permanente 4001. Il faut remarquer que la convention logique utilisée dans le processeur 4000 est une logique négative tandis que la logique au circuit 60 est positive. Un inverseur 61 est donc intercalé entre la sortie Q du circuit 60 et la mémoire permanente 4001 afin d'adapter les polarités. En outre, plusieurs inverseurs 61 peuvent être con nectés en parallèle s'il y a lieu pour adapter la charge des si gnaux. Dans l'exemple décrit ci-dessus, c'est-à-dire avec le microprocesseur 4000, chaque pastille de mémoire permanente désignée par 4001 contient des éléments formant une entréesortie à quatre bits. Lorsqu'elle fonctionne dans le mode d'entrée-sortie, la mémoire permanente 4001 reçoit des données reçues du circuit 60 selon des instructions de programme déterminées. L'aiguillage des données par les pastilles de mémoire permanente respectives permet d'effectuer un comptage arithmé- tique, simplement par incrémentation au moyen de l'horloge interne du microprocesseur.Ainsi, sur la base d'un cycle d'instructions particulières, le contenu de la section d'accumulateur peut être tel Qu'il comprend, à la fin de chaque intervalle de détection particulier, un comptage représentant la durée de déblocage du circuit 60. Le contenu de l'accumulateur peut ensuite être transféré dans les mémoires à accès direct dispo nibles, à savoir les mémoires 4002, pais être transféré ensuite par un signal de réception ultérieur à une autre mémoire permanente 4001 qui, dans ce cas, est connectée comme le circuit de pondération 50.Le contenu de la dernière mémoire 4001 est ensuite décalé vers une mémoire à accès direct 402, par l'ap plication d'une instruction de branchement, par l'intermédiaire du signal d'essai vers l'unité centrale de traitement 4004 et en autorisant un registre à décalage 4003.Le registre à décalage 4003 peut ensuite être utilisé d'une manière similaire pour commander la commutation appropriée du signal vers l'enroulement 0. Il faut noter que, dans ce cas, le signal d'essai est un signal extérieur qui peut entre synchronisé avec un signal rectangulaire à 60 Hz, par exemple le signal E mentionné cidessus et que, en outre, la fonction de couage aans la dernière mémoire permanente peut être adaptée de manière à correspondre à l'horloge interne ou à la synchroniser avec l'entrée à 60 Hz. Il ressort de l'exemple ci-dessus qu'une disposition est possible selon laquelle les fonctions décrites en regard d'é- léments intégrés de petite intégration sont reproduites dans un microprocesseur du commerce. Il faut noter que la seule restriction dans ce cas est que le microprocesseur est commandé par horloge ou qu'il fonctionne dans une bande passante contenant la fréquence d'incréments minimale de la commutation du signal E, ou à une fréquence d'horloge nettement supérieure à la fré quence de répétitions de 10 d'un signal à 60 Hz. L'unité centrale de traitement 4004 comporte une entrée extérieure de mise Fi zéro qui, lorsqu'elle est rfarquée, ramène l'ensemble du microprocesseur à l'état initial. Cette condi tion de mise à zéro peut être obtenue en prélevant le signal du capteur de proximité j5 par une porte NON ET pour l'inverser, dans ce cas la porte NON ET 1002.Il faut noter que, dans cet exemple, aucune mention particulière n'a été faite concernant la fonction de comparaison du comparateur i5, Ceci ressort de l'examen des feuilles de données au microprocesseur Intel MCS-4 qui contient les instructions voulues pour effectuer la comparaison nécessaire, les sauts conditionnels ainsi que d'autres fonctions nécessaires pour la comparai on. Par exemple, en codant dans les instructions de groupe d'accumulateurs l'entriée OPA sous forme de 0010, une accumulation incrémentale peut être-effectués, équivalant à la fonction du circuit basculeur dynamique 150 de la fig. 3. Par un codage 10, une séquence d'accumulation décrémentale peut être exécutée. L'exemple ci-dessus est donc classique à tous égards et il convient principalement à cause de la vitesse de l'horloge interne ou-de la vitesse d'cxécution des instructions du microprocesseur, par rapport à la vitesse de commutation nécessaire pour le con trôle. Les circuits représentés sur les fig. 1 à 5 seront mainte @ant @é@rits en détail. Il importe de noter que la description qui va suivre se rapporte uniquement à un mode particulier de réalisation et n'a pour but que de montrer la manière selon laquelle un ensemble pratique peut être réalisé. Plus particuliè- rement, la description détaillée qui va''suivre se rapporte aux schémas fonctionnels des fig. 2 à 5, qui seront mis en oeuvre en introduisant des pastilles intégrées actuellerlent disponi bles, avec les connexions appropriées. Comme le montre la fig. 7, le mode de réalisation fonc tionnel de la fig. 2 peut être ramené à un circuit pratique grâce aux connexions ci-après d'éléments disponibles. Le cris tal 176 a été choisi à une fr-i5uence de 10 JEz, par exemple le cristal produit par Mbnitor Products, Inc., sous la réfé- renge n 969. Dans cette configuration, lea broches 2, 3 et 10 sont connectées à la masse tandis que la broche 5 est connectée à une tension de référence b+ de 5 volts.La broche 1 de la pastille à cristal 176 est connectée à l'entrée d'horloge d'un circuit basculeur li de Texas Instrwnents n 7474 qui est un circuit basculeur logique TTL, représenté sua la fig. 2 sous la forme du circuit basculeur 181 et dont la sortie Q est connectée à la broche 2 d'un compteur synchrone à quatre bits de Texas Instruments, n SN74161 désigné par 58G. Il faut noter que, dans ce cas, le compteur 530 constitue un étage du compteur idéalisé 180 et il apparaîtra par la suite que bien que le compteur 180 soit représenté sous la forme d'un compteur asynchrone ou à progression, le mode pratique de réalisation comporte des compteurs synchrones à cet effet.Il est connu qu'un compteur de ce genre peut être positionné préalablement à toute position voulue par groupement approprié des entrées de données. Plus particulièrement, les brocnes , 4, 5 et 6 peuvent être groupées de toute manière habituelle de façon à oositionner des signaux de sortie aux broches 13, 14, 12 et 11. Selon cette configuration, les broches 4 et 5 sont connectées à la masse, avec le positionnement qui en résulte. La sortie de retenue du compteur 580 est connectée à un second compteur 581 en cascade qui est réalisé de la même manière que le compteur 580 et dont les broches 4, 5 et 6 sont reliées à la masse. En même, temps, le compteur 581 reçoit la sortie 4 du circuit basculeur 181 à son entrée d'horloge.De cette manière, la combinaison des compteurs 580 et 581 forment un compteur à huit bits qui peut être programmé préalablement par groupement approprié des broches d'entrée de données, sur tout niveau de comptage voulu. La sortie de retenue du compteur 581 est reliée à une porte NON ET 582 qui reçoit également le signal de sotie Q du circuit basculeur 181. La porte NON ET 582 est une porte n-b AN7410 de Texas Instruments qui consiste en une porte NON ET classique TTL prélevant un courant à ces trois bornes. Cette porte se comporte donc comme une porte NON ET à trois entrées. Le bit de plus grand poids du compteur 581 est appliqué en commun aux trois entrées d'une porte NON ET 583 qui est configurée d'une manière identique à celle de la porte NON ET 582. La sortie de la porte NON ET 583 délivre donc en permanence le comptage d'in créments à 19 du signal P, à savoir le signal P1. D'une manière similaire, le signal d'horloge de référence C est produit à partir de la sortie du cristal 176 par un compteur à N bits constitué par des compteurs 584 et 585. Ces comp te-s sont également du type SN74161 de Texas Instruments et sont connectés sous la forme d'un compteur à N bits de la même manière que les compteurs 580 et 581. Les bornes des données des compteurs 584 et 535 sont groupées comme pour des compteurs classiques à quatre bits ou diviseurs par 16, la sortie de retenue du compteur 534 débloquant le compteur 585. La combinaison de ces deux compteurs divise par 256 le signal à 10 tE" provenant du cristal 176.La sortie de retenue du compteur 585 est connectée à une entrée de la porte NON ET 586 dont l'autre entrée reçoit le signal de sortie inversé du cristal 176. Plus particulièrement, le signal de sortie du cristal est également inversé par une porte NON ET 58. Les portes NON BU 586 et 587 sont des portes NON ET classiques diffusées par Texas Instruments sous la référence SN7400. La sortie de la porte NON ET 586 est appliquée à l'entrée d'un compteur diviseur 590. Le compteur 590 sera maintenant décrit en détail et sa description est liée à celle des compteurs qui se trouvent derrière les compteurs 580 et 581. Plus particulièrement, le compteur 590 a été choisi sous la forme d'un compteur modulo varia ble, n de série 9305 de Fairchild Semiconductor Inc., connecté intérieurement de manière à constituer un compteur diviseur. Les compteurs de ce genre peuvent être configurés sélectivement à toute valeur de comptage désirée, par réaction ou regroupement du niveau de comptage particulier sur les bornes de mise au repos et de positionnement. Ainsi, deux manipulations simples sont possibles et, dans ce cas en regroupant la broche 9 avec les broches j et 4 et e-n sortant la broche 5, il est possible d'obtenir une fréquence de 153,6 Hz à la sortie. Cette fré-quence est donc celle du signal C utilisé pour commander par horloge la vitesse dans le circuit 60 de détection de vitesse. De même, le signal de sortie de la porte NON ET 582 est ap pliqué-à l'entrée d'un compteur diviseur 591 similaire au compteur 590. Le compteur 591 est en outre synchronisé ou ramené périodiquement au repos au passage par zéro du signal E. Cette caractéristique sera décrite plus en détail ci-après. La sortie du compteur 591, connectée aans ce cas en diviseur par 6, produit un train d'impulsions à 60 dans le groupe de signaux P, c'est-à-dire le signal P2. En même tenps, une broche particulière du compteur 591 est connectée à une porte NON ET 59j en combinaison avec un diviseur par 6 et la sortie de retenue du compteur. La porte NON ET 593 est également une porte NON ET de Texas Instruments, SN7420, c'est-à-dire une porte NON ET à quatre émetteurs.La sortie de la porte NON ET 593 est connectée avec la sortie Q du circuit basculeur 181 à l'entrée de la porte OU 592. Cette dernière est également une unité de Texas Instruments, SN7432. La sortie de la porte OU 592 est connec- tée à l'entrée d'horloge d'un autre compteur diviseur 595 qui est lui aussi ramené cycliquement au repos par le signal rec- tangulaire donnant l'approximation des passages par zéro du signal E. lie compteur 595 émet un signal par un conducteur de sortie déterminé vers une porte NON ET 596, également une porte SN7400 de Texas Instruments, dont l'autre entrée reçoit la sortie inversée de la porte NON ET 592. Plus particulièrement, la sortie de la porte NON ET 593 est inversée par la porte NON et 594 du type SN7400. La sortie de la porte NON ET 596 est connectée, avec la sortie Q du circuit basculeur 1$ 1, à une porte OU 597 connectée elle-meme à un compteur diviseur 598, égÜ- lement du modèle 9305 de Pairchild Semîconductor. Une sortie déterminée du compteur 598 est appliquée à l'entrée d'un circuit basculeur JK 599, du type SN74107 de Texas Instruments, afin de produire les passages par zéro artificiels, déterminés par le comptage. Il faut noter que, dans ce cas, un signal artificiel triphasé est produit par une division par 60, ou par un comptage de 60 qui, par l'intermédiaire d'un second circuit basculeur 579, peut être compté ou étendu jusqu'à des intervalles de 1200 nécessaires pour un signal alternatif à 60 Hz triphasé. Comme cela a été mentionné ci-dessus, les compteurs 591, 595 et 598 sont ramenés périodiquement au repos en synchronisnie avec des passages par zéro du signal E réel à 60 Hz. Plus particulièrement, ce résultat est obtenu par le circuit de détection de phase, désigné ci-après par 185, et qui, par couplage optique, produit un signal par le circuit d'isolement 186, à savoir les signaux A et B vers le circuit basculeur 187. Ce circuit basculeur 187 est également un circuit bascu leur du type qui reçoit les signaux A et B à ses bornes de positionnement et de mise à zéro et dont la sortie Q est con nectée à l'entrée d'horloge du circuit basculeur 188. La sortie Q du circuit basculeur 188 e-st à son tour connectée à l'entrée D d'un circuit basculeur 189 dont ltentrée d'horloge reçoit la sortie 4 du circuit basculeur 181. La sortie Q du circuit bas culeur 189 produit les signaux périodiques de positionnement et de mise à zéro du compteur précité.Les circuits basculeurs 187, 188 et 189 sont des modèles SN7474 de Texas Instruments en outre, les bornes de charges des compteurs 580 et 581 sont connectées à la sortie Q d'un circuit basculeur 570, également un modèle SN7474, qui reçoit à sa borne de positionnement le signal de sortie d'une porte NON ET 582 et à sa borne de mise a coro la sortie de la porte NON ET 571. nette dernière reçoit en outre le signal Q des circuits basculeurs 181 et 570 ainsi que la sortie de la porte NON ET 582.La combinaison de la porte MON ET 571 et du circuit basculeur 570 forme uonc un circuit classique de retenue pour le fonctionnement continu des compteurs 530 et 581. A titre d'exemple, les signaux A et B provenant du cir cuit a'isolement 186 sont produits de la manière suivante. Le signal E est reçu dans le circuit 185 de détection de phase, la borne positive étant connectée à la cathode d'une diode 540 et à la résistance 545 connecte elle-même à l'anode d'une dio de électroluminescente 550 et à la cathode u'une diode électro- luminescente 560. I.a borne négative du signal B est à son tour connectée par un condensateur 541, à l'anode de la diode 540 et, de là, par une résistance 542, à la cathode de la diode 543 dont l'anode est. connectée à la borne de retour du signal E et à une extrémité de la résistance 544. Cette dernière reçoit la tension b+ de 5 volts établissant la polarisation continue directe pour le contrôle de phase. L'anode de le diode 543 est en outre connectée à la jonction anode-cathode entre les dio- des 550 et 560. Ces diodes 550 et 560 font partie de disposi- tifs de couplage optique, tels que des dispositifs MOC-10VO de Motorola, dont l'autre extrémité contient des transistors pho tosensibles 551 et 561. Le transistors 551 et 561 sont con nectés en émetteur commun, avec la tension b+ connectée à des résistances de collecteur 552 et 562, et ils sont débloqués par l'émission lumineuse des diodes 550 et 360.Les signaux de collecteur des transistors 551 et 552 constituent respectivement les signaux A et B pour le circuit basculeur 137. Dans le cadre de la présente description, ce circuit a été précédemment désigné par circuit d'îsolenient 136. Il ressort de la description faite ci-dessus que, dans ce mode de réalisation, deux signaux discrets sont produits, l'un produisant un train d'impulsions permanent sous la forne du signal C tandis que l'autre produit deux trains d'impulsions, l'un ramené périodiquement au repos et l'autre apparaissant de façon permanente, sous la forme des signaux P1 et ' du groupe de signaux P. En même temps, un signal de phase artificielle est produit par une combinaison des signaux P1 et P2, c'est-àdire le signal de phase 360 appelé ci-après le signal P3. Le circuit 40 de détection d'erreur sera décrit maintenant plus particulièrement en regard de la fig. 8 qui représente un mode pratique de réalisation comprenant des pastilles de circuits intégrés disponibles dans le commerce. Plus particulièrement, les signaux développés par un photocapteur de bord avant et de bord arrière, désignés par 58 et 59, sont appliqués aux bornes TL et TT. Le signal TL est appliqué à la résistance inférieure 401 d'un diviseur de tension dont la branche sup6- rieure contient la résistance 402 connecte à la tension b+. Une diode 403 est placée en parallèle aux bornes de la résistance 401 et en série avec une diode 404 aux bornes de la résistance 402.La jonction cathode-anode entre les diodes 403 et 404 est connectée à la borne D d'un circuit basculeur 405 du type D dont l'entrée d'horloge reçoit le signal C. De même, le pnotocapteur 5'9 de bord arrière est connecté à une résistance inférieure 411 qui, avec une résistance supérieure 412, constitue un diviseur de tension avec des diodes 413 et 414 en parallèle. Le point de jonction entre les diodes 413 et 414 est également connecté à l'entrée D d'un circuit basculeur 415 dont l'entrée d'horloge reçoit aussi le signal C. Les circuits basculeurs 405 et 415 sont des types SN7474 de Texas Instrumenta. La sortie vraie ou Q du circuit basculeur 405 est connectée à l'entrée D d'un circuit basculeur 406 et à la borne de mise à zéro d'un circuit basculeur 407, ces derniers étant identiques au circuit basculeur 405. L'entrée d'horloge du circuit basculeur 406 re çoit la sortie Q du circuit basculeur 415 tandis que l'entrée d'horloge du circuit basculeur 407 reçoit le signal produit par le circuit de signaux de temps 75 de la fig. 1.Selon cette configuration, le circuit basculeur 405 est synchronisé par le signal C, par les transitoires positive ou négative. Par conséquent, la sortie Q du circuit basculeur synchronise la borne de mise à zéro avec le signal C, prévalant ainsi sur tout retard du système ou du circuit. lia sortie Q du circuit basculeur 407 est en outre synchronisée avec le signal C ae sorte que le circuit basculeur 406 est périodiquement ramené à zéro, égalerient en synchronisme. Le circuit qui suit le circuit basculeur 415 est utilisé d'une manière similaire par des interconnexions appropriées entre les bornes de mise à zéro, Q et Q des circuits basculeurs 416 et 417. La sortie Q du circuit basculeur 415 est connectée à l'entrée D du circuit basculeur 416 dont la sortie Q est connectée à l'entrée D du circuit basculeur 417. La sortie 4 du circuit basculeur 417 ramène à zéro le circuit basculeur 416 dont la sortie Q produit le signal de chargement du compteur d'erreur qui sera décrit ci-après . De circuit basculeur 415 est déclenché par le signal C, de même que le circuit basculeur 417. Jais le circuit basculeur 416 est déclenché par la sortie 4 du circuit basculeur 405 afin d'être synchronisée avec lui. Les sorties Q des circuits basculeurs 405 et 415 sont connectées respectivement à l'entrée D et à l'entrée d'horloge d'un circuit basculeur 425 dont la sortie Q est connectée à l'entrée D du circuit basculeur 426. Ce dernier est également déclenché par le signal C et sa borne de mise zéro est connectée à l'entrée D du circuit basculeur 425. La sortie Q du circuit basculeur 426 est ramenée à l'entrée de mise à zéro du circuit basculeur 425. Les circuits basculeurs 400, 407, 416, 417, 425 et 426 sont donc connectés dans des circuits identiques, désignés respectivement ci-dessus par 400, 410 et 420. Les circuits 400, 410 et 420 combinent les trois modes de sortie des circuits basculeurs 405 et 415. Cette configuration est géneralement appelée une configuration asservie, établie de manière à transmettre des impulsions de sortie unique d'une durée fixée. La durée des impulsions est identique à la durée des impul- sions du signal C. La sortie Q du circuit basculeur 426 est utilisée pour produire une impulsion de chargement de vites qui est utilisée de la manière décrite ci-après. En même temps, la sortie Q du circuit basculeur 425 est appliquée ( une entrée d'une porte MON ET 428 qui reçoit également à son autre entrée un signal C inversé.La sortie ae la porte NON ET 428 est connectée à la borne de mise à zéro d'un circuit basculeur 429 du type D dont la borne de positionnement reçoit la sortie 4 du circuit basculeur 416. le circuit basculeur 429 fonctionne donc en dispositif asynchrone, dont l'état de la sortie Q dépend de la combinaison d'entrée particulière de la porte NON ET 428 et de la sortie Q du circuit basculeur 416. La sortie Q du circuit basculeur 429 est connectée à une entrée d'une porte NON ET 430 dont la seconae entrée reçoit également le signal C. Etant donné que la porte NON ET 430 dépend de la différence avant-arrière ae détection de vitesse, elle remplit la fonction du circuit basculeur dynamique décrit dans le circuit 150.La sortie de la porte NON LT 430 délivre le signal V, ou le train d'impulsion d'horloge indiquant la durée de passage du train sur le détecteur de vitesse, c'est-à-dire qu'il en indique la vitesse locale. Ce signal d'im- pulsions d'horloge produit par la porte NON ET 430 est appliqué en parallèle aux entrées d'horloge de trois compteurs à quatre bits désignés par 451, 452 et 453.Les bornes de chargement des compteurs 451, 452 et 453 sont connectées à la mise à zéro du circuit basculeur 429 et, en même tes, à la sortie Q du circuit basculeur 416. Les coapteurs 451, 452 et 453 sont des compteurs binaires synchrones, tels que des compteurs SN74161 de Texas Instruments, tous les circuits basculeurs désignés par D étant des circuits N7474 également de Texas Instrwnents. Les portes NON ET mentionnées dans cette partie de la description sont des portes SN7400, également de Texas Instruments. Les compteurs 451, 452 et 453 sont interconnectés en cascade de manière à former un cotuteur à N bits qui peut être programmé sur tout comptage voulu. Plus particulièrement, les entrées de données du compteur 451 sont connectées à une matrice de codage 455, oui peut être une m trice à diode ou tout panneau d'interconnexion par lequel des connexions extérieures peuvent être établies afin d'effectuer toute entrée de données voulue dans le compteur 451. De même, les bornes de données des com.pteurst,52 et 453 sont connectées à une matrice de codage 45o pour la mise en place appropriée de données, les matrices 455 et 456 étant coirbinées de manière à former la matrice idéalisée 158 mentionnée pcé- demment. Les sorties des compteurs 451, 452 et 453 sont synchroni suées avec l'impulsion de bord arrière produite par le circuit 410, par l'intermédiaire d'une autre combinaison encore en parallèle de compteurs désignés par 45d, 459 et 460.Ces compteurs sont identiques à tous égards aux compteurs 451, 452 et 453 à l'exception près qu'ils ne forment pas d'interconnexions en cas casde, et se comportent donc comme des tampons classiques iui reçoivent les données d'entrée correspondant aux sorties des compteurs 451 à 453. La fonction de tampon est synchrone avec le signal de chargement de vitesse du circuit basculeur 426, par la connexion en parallèle de l'impulsion développée avec les bornes d'horloge correspondantes. En même temps, les compteurs 453, 459 et 460 sont connectés, par leurs bornes de mise à zéro et de chargement, au signal Z développé par le circuit détecteur de proximité, c'est-à-dire à la borne 4 du circuit basculeur 142.De cette manière, les compteurs sont répé titivement ramenés à zéro à la fin du passage de chaque train, l'expiration du comptage développé dans le circuit à retard, ou circuit multivibrateur monostable derrière le détecteur de proximité. Les signaux de sortie des compteurs 458, 459 et 460 produisent en parallèle le comptage correspondant à l'intervalle de temps dans le détecteur de vitesse du train. Les bornes de sortie des compteurs 45r, 459 et 460 produit sent donc, de la gauche vers la droite, une sortie binaire codée du bit de, moindre poids au bit de plus grand poids correspondant au train d'impulsions accumulé pendant la durée de la détection. Comme le montre la fig. 3, les compteurs 451, 452 et 453 en combinaison avec les compteurs 458, 459 et 460 forment le compteur idéalisé 155. Pour des raisons de commodité d'identification, le compteur de la fig. @ est considéré comme produisant un groupe de signaux en parallèle contenant les its de plus grand poids et un autre groupe de signaux en parallèle contenant les bits de moindre poids.Les matrices de codage 455 et 456 correspondent à leur tour à la matrice idéa lisée 158 de la fig. 3. Conre cela a été indique prévédemment, le signal de bit de plus -granu poids détermine les limite d'autorisation de commande ou de saturation plus et moins dans lesquels la commande linéaire du véhicule est assurée. La commente commutée,ou linéaire est exercée en fonction du comptage développé sur les bits de moindre poids. La correspondance dans ce cas est établie de manière que les sorties des compteurs 459 et 460 correspondent aux bits de plus grand poids et que celles du compteur 458 correspondent aux bits de moindre poids. Les compteurs 458, 459 et 460 fonctionnent essentiellement comme des tampons en fonction du signal d'état provenant du circuit basculeur 426. Les sorties de données de ces compteurs délivrent donc une sortie qui correspond ou qui coïncide avec la sortie d'impulsions du circuit 420, Ce dernier est choisi à son tour de manière à réagir à une combinaison appropriée des sorties Q des circuits basculeurs 405 et 415, ces derniers enregistrant respectivement les signaux transitoires des capteurs de bord avant et de bord arrière 53 et 59 de détection de vitesse. tant donné que le circuit basculeur 425 du circuit 420 est placé à "1" par le photocapteur de bord avant 53 qui complémente la sortie w du circuit basculeur 405, et qu'il est déclenché par le complément de bord arrière du circuit basculeur 415, les circuits basculeurs 405 et 415 étant synchronisés avec le signal d'horloge C, la sortie de ce circuit, qui se trouve être la sortie du circuit basculeur 426, détermine la durée d'impulsions émises par lc circuit t20 correspondant à la durée d'une impulsion d'horloge autour ou à la transitoire de commutation aux bornes de la résistance 411. Ce n'est donc qu'après que le véhicule a franchi le détecteur de vitesse que les compteurs 458, 459 et 460 sont autorisés. Les compteurs 458, 459 et 460 sont donc ramenés périodiquement au repos ou à l'intérieur d'un intervalle binaire développé par le compteur 143. Plus particulièrement, le compteur 143 est déclenché par la sortie Q du circuit basculeur 141 qui, comme cela a été dé- crit ci-dessus, est un diviseur par 2 déclenché par le signal P de 360 du groupe de signaux P. La borne de positionnement du circuit basculeur 141 est connectée à un circuit détecteur de proximité comprenant des résistances 431 et 432 en paral lèle avec des diodes 433 et 434 et qui est connectée aux borures du capteur de proximité 35.De même que dans les circuits à diodes décrits ci-dessus, le signal développé entre les diodes 433 et 434 est le signal X du détecteur de proximité précédemment décrit. Le signal X positionne un circuit basculeur 142 qui délivre à sa sortie Q le signal Z inversé par la porte NON ET 435 vers les bornes de mise au repos des compteurs 451, 452, 453 et 458, 459, 460. Comme le montrent les fig. 9 et 10, les signaux de bits de moindre poids et de plus grand poids sont décodés de la ma- nière suivante. A titre d'exemple, seloii la fig. 9, les sorties de plus grand poids des compteurs 459 et 460 sont reliées respectivement à des additionneurs 469 et 470 à quatre bits. Ces additionneurs soit des additionneurs binaires à quatre bits tels que l'additionneur n SN7483 produit par Texas Instruments. Selon cette configuration, les premières bornes d'entre des additionneurs 469 et 470 sont connectées aux sorties Qe données de plus grand poids. Les secondes bornes sont connectées à la masse. Les deux additionneurs sont connectés de la manière habituelle comme un additionneur, du type N en interconnant la sortie de retenue, et les sorties données de ces additionneurs sontramenées en parallèle aux entrées de données de deux compa- rateurs 471 et 472. Ces derniers sont des comparateurs courants, tels que celui n 9324 produit par Fairchild Semiconductor. L'entrée b ou seconde entrée du comparateur 471 est connectée à une matrice de complexion 473 qui permet le elle ae la ré- référence grossière de vitesse dans la régio@ wu détecteur de vitesse. Le broche b du comparateur 472 est connectée à la masse, et ce comparateur effectue essentieller*1ent une comparaison avec un "0". La borne A > B du comparateur 472 est à nouveau inversée par la porte NON ET 476 connectée à la borne de mise à zéro du circuit basculeur 475.La sortie Q du circuit basculeur 4"5 est ramenée à l'entrée de l'additionneur 469 afin de l'incrémenter d'un bit de poids inférieur si les entrées a des comparateurs connectée en série sont supérieures aux entrées b ou aux entréés ae la matrice de connexion 473. La combinaison du comparateur 472 et du circuit basculeur 475 forme un registre qui conserve l'état "Q ou Q, à moins que la sortie A > B passe à la sortie A NON tif 477 et 47 dont les autres en triées reçoivent également le signal A b provenant uu comparateur 472. Les signaux de sortie des portes NON ET 478 et 477 sont reçues respectivement avec les signaux de sortie des por- tes NON ET 476 et 474 par des portes NON ET 480 et 479. Ces dernières sont les portes NON ET de discrimination qui établissent si le bit de moindre poids ou le comptage binaire de moindre poids du compteur 458 est positif ou négatif, c'est-à- dire s'il s'agit d'un comptage en avant ou en arrière.De cette manière, la précision ou l'échelle des sorties de moindre poids est augmentée dans un rapport de deux oar la sélection appropriée des polarités. Les comparateurs 471 et 472 sont débloqués par une fonction du signal G de la fig. 3 provenant du circuit de compteur de proximité. Afin de mettre en phase appropriée le signal G, un inverseur est intercalé ensérie, sous la forme d'unc porte NON ET 485. Les bits de moindre poids provenant du compteur 458 sont appliqués au circuit de la fig. 10. lus particulièrement, le circuit de la fig. 10 correspond au circuit de pondération 50 de la fig. 3 représenté sur la fig. 4 sous la forme d'éléments idéalisés. Dans ce cas, des pastillez ridelles sont incorporées, dans les circuits ci-dessus. Plus particulièrement, la dériva- tion des signaux de moindre poids est connectée à l'entrée d'un multiplexeur 301 dont l'entrée d'échantillonnage est connectée au circuit détecteur da proximité, c'est-à-dire au signal z et dont la borne de sélection reçoit le signal A=B provenait du comparateur 472.Le multiplexeur 301 est une pastille dc multiplexeur de type courant, par exemple celle produite par Texas Instruments sous la référence SN74157 qui effectue alternati net une sélection entre ceux groupes de données, en fonction du signal d'entrée d'échantillonnage. Les autres entrées du multiplexeur 301 sont des niveau hauts fixes provenant de la tension b+, de sorte que le multiplexeur 301 reçoit tous les niveaux hauts ou la combinaison des signaux de mo-indre poids du compteur 458. La sortie du multiplexeur 301 est connectée à un codeur 302 qui peut être un codeur de type connu, une moire permanente ayant été choisie aans le cas présent.Dane le cadre de la présente descruption, les mémoires permanentes sont considérées comme des mémoires dont l'état est fixe selon des procédés appropriés, par exemple par masquage métallique, et l'échantillonnage alternatif du multiplexeur jOl provoque l'incrémentation d'adresse. La mémoire permanente sélectionne donc une sortie correspondant à une adresse particulière ap pliquée à son entrée et, dans ce sens, elle fonctionne corroie un codeur classique. Il y a lieu, dans le cas présent,de con vertir une information binaire à quatre bits en une précision binaire à huit bits. Ceci peut se faire par un développement approprié de l'entrée à quatre bits, par des portes logiques classiques, dans tnute combinaison voulue.Comme cela sera dé- crit en regard de la fig. 15, il existe scize intervalles dis crets de commutation dans un intervalle de phase de 1300, de . duré@s inégales et symétriques autour du centre à 900. Par conséquent, un passage de 16 à 64 suffit pour établir le co dague, puisque des fonctions de complémentation peuvent être utilisées au-dessus de 900. Une mémoire permanente produite par Texas Instruments sous la référence SN74138 a été choisie dans le cas present puisque ses sorties de données se présentent sous la forme binaire à huit bits,- donnant ainsi une plage de 128. La plage peut être étendue par la connexion de demi puissance à la mémoire permanente, désignée par signal H.Etant donné que l'entrée de la mémoire permanente peut au mieux dé finir seize nombres entiers discrets, la sortie est nécessairea ment sous une forme plus précise, car la précision de la soit mutation dépend de la petitesse de l'incrément minimal de la mémoire permanente. La fig. 10 montre que les huit conducteurs de sortie com binés pour former un comptage 128 et provenant du codeur 302 sont ramenés aux bornes de positi-onnement de deux compteurs à quatre bits 303 et 304 connectés en série qui sont également des compteurs synchrones SN74161 de Texas Instruments. Les compteurs 303 et 304 sont connectés en compteurs à N bits, la retenue du compteur 303 passant au compteur 304. La borne de retenue du compteur 304 est connectée à une porte NON ET 305 qui reçoit également le signal P1 de 10. Simultanément, ce si gnal P1 de 10 est appliqué aux bornes d'horloge du compteur 303 et 304.Les compteurs j'J et 304 produisent une retenue pour la porte 305 à un comptage prédéterminé qui est établi IJar les entrées de uonnées provenant du codeur 302 à mémoire perma ente. La sortie de la porte jO-5 est reliée en parallèle aux entrées d'horloge de deux circuits basculeurs 306 et 307 du type D. Lu sortie Q du circuit basculeur 306 est connectée à la borne de mise à zéro des compteurs 303 et 304. Mais le circuit bas- culeur 307 est positionné par le signal P1 et il est dcnc synchronisé avec la transitoire de bord avant. La sortie Q du circuit basculeur 307 est connectée aux bornes a mise à zéro de plusieurs compteurs diviseurs connectés en cascade, à savoir les compteurs 303, 309 et 310. Ces derniers sont également des compteurs modulo variables du riodèle 9305 de Fairchilf Semiconductor.L'entrée d'horloge du prenier étage du compteur 303 reçoit le signal P1 et le compteur 310 est réglé à lu broche modulo correcte de manière à omettre un signal de sortie tous les 360 du signal alternatif. Ce signal est reçu avec le signal P3 par une porte OU 311 qui est connectée aux portes ET 163 et 164 recevant également les signaux de sortie des portes NON ET 479 et 480 pour déclencher les redresseurs commandés au silicium 165 et 166 de la fig. 4. Dans ce cas, la porte 305 est un modèle SN7400 de Texas Instruments, les circuits basculeurs 306 et 307 sont des circuits basculeurs SN7474 de Texas Ins t,ruments tandis que la porte OU 311 est une porte SN7402 du même constructeur. Le fonctionnement du dispositif selon l'invention sera maintenant décrit en regard des fig. 1 à 10 et particulièrement en regard des diagrammes de tenps cies fig. 11 à 15. Comme le montre la fig. 11, la mesure de vitesse est -produite par le signal d'horloge C qui est représenté sous la forme d'une série continue d'impulsions de durées égales. Immédiatement au-deesous est représenté un signal désigné par Z qui est le complément du signal Z produit par le circuit basculeur 142 de la fig. 8. Les signaux transitoires des deux photocapteurs 58 et 59 sont représentés sous la forme des signaux TL et UT qui sont ensuite synchronisés par les circuits basculeurs 405 et 415 avec le signal C de manière à former les signaux TOL et TOP représentés immédiatement au-dessous. Les deux signaux suivants sont les signaux FCL et FCT correspondant aux sorties Q des circuits basculeurs 416 et 417. Les deux signaux suivants sont les signaux correspondant aux sorties w des circuits basculeurs 425 et 426 et sont désignés par Q425 et Q426 La sortie e la porte NON ET 423 est représentée sous la forme d'un signal d'horloge zC qui ramène le circuit basculeur 429 à l'état Q. lie circuit basculeur 429 est placé à l'état Q par la sortie Q du circuit basculeur 416, qui est également le flanc arrière du signal FCL. La sortie Q-du circuit basculeur 429 est représentée sous la forme du signal de commande d'horloge CC qui permet le passage du train d'impulsions par le circuit bascu- -leur dynamique 150 de la fig. 3, ou qui permet le passage du train d'impulsions par la porte NON ET 430 de la fig. 8. Ce signal de train d'impulsions, désigné précédemment par V sur la fig. 3,est transmis en parallèle aux entrée3 d'horloge des compteurs à quatre bits 451, 452 et 453.La série d'impulsions accumulée dans les compteurs à quatre bits 451, 452 et 453 est ensuite transférée aux compteurs 458, 459 et 460 à la réception de l'impulsion Q 426 et elle est maintenue sous forme'd'un comptage de sortie en parallèle produisant les signaux de moindre poids et de plus grand poids pendant la durée ou l'intervalle entre la fin du signal SC et celle du signal Z. Ainsi, par l'inverseur 435, le signal Z effectue une riise au repos périodique des compteurs 458, 459 et 460. Les signaux Q425 et Q426 synchronisent la fin du comptage d'impulsions avec la polarité d'impulsions du signal C, effectuant ainsi une opération d'arrondi correspondant à un comptage entier d'impulsions. La succession des opérations du circuit de la fig. 7 sera maintenant décrite en regard de la fig. 13. La fig. 7 montre que la sortie Q du circuit basculeur 181 livre un signal O qui est convcrti en un signal 1/2 O au premier niveau binaire du compteur à quatre bits 580. Les signaux représentés au dessous du signal 1/2 O sont les oignaux 1/4, 1s'3 et 1,/10 O du même compteur. La retenue du compteur 580 est appliquée au compteur 581, de sorte que les quatre courbes inférieures du diagramme de temps représentent respectivement les signaux 1É16, 1/32, 1/64 et 1/128 O.De cette manière,une division par 128 est effectuée par les compteurs 580 et 581. La retenue du compteur 581 est appliquée à la porte NON ET 582 avec la sortie Q du circuit basculeur 181, ce qui constitue une boucle de division à retenue par le circuit basculeur 570 et la porte 571, ajoutant un court comptage dc chargement ou un signal de comptage unitaire OS afin d'obtenir une meilleure approximation ae l'incrément de temps do 1 , c'est-à-dire d'une période de 46,2 microsecondes. Le signal 1/128 O est donc une approximation des incréments de phase de 10 du signal E, appelé ci-dessus signal P1.Il faut noter que le signal OS correspondant au ré- glage d'impulsions par le circuit de division à retenue est nécessaire pour adapter la division entière des deux compteurs à quatre bits. Il n'est dbnc nécessaire qu'en raison du choix particulier d'un cristal à 10 MHz et pourrait ne jas être nécessaire avec un autre choix de fréquence au cristal et ae durée de comptage. lia fig. 12 montre que le signal P1 d'impulsions à 10 est divisé par 2, pour donner un signal 1/2 P produit dans le segment diviseur par 2 du compteur 591. Les signaux représentés au-dessous sont les résultats de la division par 2 et de la division par 4, étagés de manière à former un comptage de division par 6 correspondant au signal P2 de 60.Les signaux éta gés de division par 2 et de division par 4 sont désignés res- pectivement par 1/2 X et 1/2 P, correspondant aux sorties choisi sies du compteur diviseur 591,et qui sont convertis, par une division par 5, représentée par les signaux Q1 et Q2, en un signal d'incrément de phase de 300, divisé ensuite par 2 uans le compteur 595 sous forme d'un signal d'incrément de phase de 60 . Les signaux d'incréments de phase de 300 et 600 sont combinés sous forme du signal pour former un signal d'incré- ment ae phase de 180 .Ce dernier cst converti ous forme du signal Q4, en un signal de 360 définissant les passages par zéro d'un signal artificiel à 60 Hz équivalant au signal E. Ces signaux sont produits respectivement dans les compteurs 595 et 598. En outre, et comme le montre 3 a fig. 14, les compteurs 591, 595 et 598 sont synchronisés avec les pasaages par zéro du signal E au moyen dos circuits basculeurs 187, 188 et 189. La sortie Q du circuit basculeur 189 ramène répétitivement au repos les compteurs 591, 595 et 598, comme le montre la seconde courbe de la fig 14 sous la forme du signal CL. Ce dernier est également mis en synchronisation de phase pour le fonction segment du registre décalage décrit ci-dessus. Plus particu lièrement, les sorties de moindre poids sont converties par la mémoire permanente 302 de la fig. 10 pour attaquer les ompteurs 303, 309 et j10 sous forme d'un registre à décalage qui, lorsqu'un comptage particulier est développé par la mé- noire permanente 302, émet les signaux de commande appropriés vers les redresseurs commandés au silicium 165 et 166 de la fig. 4. A titre d'exemple, la fig. 15 montre que des niveaux discrets de comptage développés par les trains d'impulsions V sont convertis en des incréments de puissance approximativement égaux pendant la la commutation du signal alternatif' sur l'enroulement s3. Les coordonnées de la fig. 15 indiquent 100 % en ordonnée et 0 à 1800 en abscisses. et une alternance d'une fonction sinusoïdale est tracée,à savoir la forme d'onde W. Cette forme d'onde est divisée en 16 intervalles discrets t1 à t16 entre O et 180 ou entre 90 et 130. Il faut noter que cette façon d'effectuer la coinutation est facilitée par la borne de demi-puissance de la mémoire permanente 302. De cette manière, deux niveaux de gain distincts, un facteur de gain unitaire et un facteur de gain moitié peuvent être introduits dans l'en- semble, ce qui dorme une certaine sélectivité à la réponse dynamique. Cette section de gain permet de réduire ou d'aug- menter le gain lorsque les erreurs de vitesse sont plus- ou moins critiques.Il faut noter que, au cours des opérations d'arrêt pendant lesquelles la vitesse du train est voisine de zéro, des erreurs d'état perraanent inférieures sont possibles et un gain plus bas peut donc être tolore. La description du dispositif selon l'invention a été faite ci-dessus en regard d'une mémoire permanente particulière, codée de manière à définir la fonction de la fig. 15. bien qu'il existe différentes manières de coder une mémoire telle que la mémoire permanente -32, la fonction de cette dernière sera mieux expliquée en regard de la fig. 16. La fi. 16 reprVaente un épanouissement logique entre l'entrée à quatre bits de moindre poids multiplexeur 301,con vertie en une sortie de précision à huit bits par la mémoire permanente. De cette manière, même si les sorties du multiplexeur 301 sont essentiellement des sorties de sollicitation d'adresse, le fonctionnement est pratiquement le nême à l'entrés codeur classique réalisé par des nortes courantes. Dans le Ca- dre de la présente description, il existe 16 états distincts à l'entrée qui correspondent à 16 états distincts à la sortie. Ces états sont développés par un d'codeur 600 à 4-16, tel qu'un décodeur SN74154 de Texas Instruments, combiné avec les entrées des portes NON ET 601 à 608 de manière à produire le format codé ci-après Entrée Sortie Portes 601 à 608 1) 0000 01001100 2) 0001 01101010 3) 0010 01110111 4) 0011 10000001 5) 0100 10001010 6) 0101 10010010 7) 0110 10011010 8) 0111 10100010 9) 1000 10101010 10) 1001 10110010 11) 1010 10111010 12) 1011 11000010 13) 1100 11001011 14) 1101 11010101 15) 1110 11100010 16) 1111 111t1110 Il ressort clairement de la description faite ci-dessus que l'invention permet do réaliser un dispositif données è- chantillonnées, fonctionnant entre des limites et qui peut reproduire toutes les caractéristiques d'un asservissement linéaire. En outre, le dispositif réalisé compense l'absence habituelle da linéarité d'un dispositif à commutation en affectant des incréments de commutation plus grands au passage par 00 et 1800, tout en réduisant les intervalles de commutation au voisinage de 900. Ces résultats sont obtenus avec des pastilles standard de circuits intégrés et en utilisant des circuits classiques. Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art au dispositif décrit et illustré sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1 - Dispositif de propulsion de véhicule, caractérisé en ce qu'il comporte une voie ce guidage, une source d'excitation produisant un signal électrique alternatif, un véhicule disposé de manière à rouler le long de ladite voie ue guidage, un secondaire monte sur la face inférieure audit véhicule, plusieurs segments d'enroulement primaire disposés dans ladite voie de guidage, un dispositif oe détection ae vitesse destiné à déterminer la vitesse dudit véhicule et à produire un signal numérique de vitesse, un dispositif de comparaison destiné à comparer ledit signal de vitesse avec un signal de référence et à déterminer l'écart entre la vitesse duait véhicule et une vitesse prédéterminée, plusieurs dispositifs de commande disposés chacun en association avec ltun correspondant (lesdits serments d'enroulement, et connectés e manière à commuter leait signal électrique alternatif sur lesdits segments d'enroulement par incréments de commutation de puissance proportionnels audit Bcart de la vitesse dudit véhicule par rapport à la vitesse prédéterminée, et plusieurs dispositifs de proximité associés avec certains correspondants desdits dispositifs de commande, et destinés à compléter la connexion entre ceux correspondants desdits segments d'enroulement et aesdits uispositiis de commande ledit véhicule se trouve sur ladite voie de guidage, en relation inductive entre ledit secondaire et ledit segment dlenroutement, et à bloquer simultanément d'autres déterminés desdits dispositifs ae commande. 2 - Lispo@itif selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits dispositifs de commande comprennent un détecteur de vitesse agencé de manière à détecter la durée du passage dudit véhicule sur une fraction déterminée de ladite voie de gui dague, une source de référence de signal oscillatoire d'une fré- quence pré@éterminée, un circuit à portes connecté audit détecteur et à ladite source ce référence et destiné à laisser passer un train dudit signal oscillatoire simultanément avec la dure du passage dudit véhicule sur ledit détecteur de vitesse, un dispositif de comptage connecté de manière à recevoir le signal de sortie dudit circuit à portes et à produire un signal de sortie indiquant le nombre des oscillations transmises par ledit circuit à portes, un dispositif de comparaison connecté audit dispositif de comptage et destiné à compare le signal de sortie (le ce dispositif rie comptage avec un comptage pre déterminé, et à produire un signal d'erreur indiquant La aifférence entre eux, ct un dispositif de commutation connecté de manière à recevoir Ledit signal d'erreur et à compléter pério diquement, en synchronisme avec ledit signal alternatif, un circuit conducteur entre ledit signal alternatif et ledit segment d'enroulement. 3 - Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif ment enroulement, de manière à commander la ci urée de fermeture dudit circuit conducteur et à établir une relation de propor tionnalité entre ledit signal d'erreur et la puissance ce propulsion développée par ledit segment d'enroulement. 4 - Dispositif de propulsion à moteur à induction linéalre, caractériqé en ce qu'il comporte une voie de guidage, un véhicule disposé de manière à rouler le long de ladite voie de guidage un secondaire monté sur la face intérieure dudit véhicule, plusieurs segments d'enroulements primaires disposés dans ladite voie de guidage, une source de courant électrique alternative, un dispositif de détection de vitesse disposé le long de ladite voie de guidage, et destiné à détecter la vitesse de propagation dudit véhicule, au voisinage desdits segments d'enroulement et à produire un signal de vitesse qui lui correspond, un dispositif de détection d'erreur connecté de manière à recevoir ledit signal @@ vitesse et comprenant un dispositif qui mémorise un signal déterminé correspondant à une vitesse prédéterminée, ledit dispositif de détection d'erreur comparant ledit signal de vitesse avec ledit signal de vitesse prédéterminée de manière à produire un signal d'erreur qui correspond à la différence entre ce signaux, et un dispositif de commutation connecté entre ledit segment d'enroulement primaire et ladite source de courant alternatif, et agencé de manière à recevoir ledit signal d'erreur de manière à connecter sélectivement la dite source audit segment d'enroulement en appliquant des incréments d'excitation de propulsion audit segment d'enroulement liés proportionnellement audit signal d'erreur. 5 - Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un dispositif de détection de proximité disposé près desdits segments d'enroulement primaire et destiné à produire un signal de proximité lorsque audit secondaire se trouve à proximité, et un aispositif c'autorisation intercalé entre ledit 'dispositif de commutation et ledit signal d'erreur et connecté de manière à recevoir le signal de sortie dudit dispositif de détection de proximité de manière à connecter ledit dispositif de commutation audit signal d'erreur lorsque ledit véhicule se trouve à proximité desdits segments d'enrou lement. 6 - Appareil selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un uisposit-if ae temporisation compre nant une source de signal électrique oscillatoire d' une fré quence déterminée, un dispositif diviseur connecté de manière à a recevoir ledit signal oscillatoire et à produire un premier signal de temps dans un rapport prédéterminé avec ledit signal oscillatoire et un second signal de temps dans un second rap port prédéterminé avec ledit signal oscillatoire, un dispositif de comptage connecté de manière à recevoir ledit second signal de temps et leait signal provenant de la source de courant al- ternatif, de manière à accumuler un comptage prédéterminé d'os cillation dudit second signal de tempos, aans chaque cycle dudit courant électrique alternatif, et un dispositif d'autorisation connecté entre ledit dispositif de détection d'erreur et ledit dispositif de commutation et agencé ae manière à recevoir le dit comptage prédéterminé afin ae fermer le circuit entre ledit signal d'erreur et ledit dispositif de commutation à la fin du dit comptage. 7 - appareil selon la revendication @, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit en chatne connecté de manière à recevoir certains déterminés des signaux de sortie desdits dispositif certains autres desdits dispositifs de détection de proximité de manière 8 les dénloquer lorsque ceux déterminés desdits dispositifs de détection de proximité produisent un signal oe sortie. 8 , Dispositif de commande de vitesse destiné à corriger l'écart de vitesse d'un véhicule circulant le long d'une voie de guidage, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de propulsion comprenant plusieurs segments d'enroulements primaires montés dans ladite voie de guidage et destinés à appliquer des amplitudes sélectives de force propulsive audit vé- hicule, une source de signal électrique d'excitation connectée sélectivement à des segments d'enroulements déterminés dudit dispositif de propulsion, un dispositif de détection de vitesse disposé le long de ladite voie de guidage et destiné à détecter la vitesse de Dropagation audit véhicule le long de cette voie et à produire un signal de vitesse qui lui correspond, un dis- positif de détection d'erreur connecté de manière à recevoir ledit signal de vitesse et comprenant un dispositif qui mémorise un signal déterminé correspondant à une vitesse prédéterminée, ledit dipositif de détection d'erreur comparant ledit signal de vitesse audit signal de vitesse prédéterminée de manière à produire un signal d'erreur qui correspond à la différence entre eux, et un dispositif de commutation connecté entre ledit dispositif do propulsion et ledit signal d'excitation, connecté avec ledit dispositif de détection d'erreur de manière à recevoir le signal d'erreur afin de connecter sélectivement ledit dispositif de propulsion audit signal d'excitation pour appliquer des incréments de force propulsive audit véhicule proportionnellement audit signal d'erreur. 9 - Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit dispositif de détection d'erreur comporte un dispoitif de mesure d'intervalle de temps qui réagit à la propagation dudit véhicule en produisant ledit signal d'erreur sous La forme d'un train d'impulsions converti en plusieurs sigllaux en parallèle dont l'état correspond à la durée dudit train d'im- pulsions. lu - Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que ledit signal d'excitation est un signal électrique alternatif d'une fréquence fixée, ledit dispositif de commutation comprenant un disnositif ae blocage de phase agencé de manière synchroniser l'application oesuits incréments de force pro pulsive avec ledit orignal daltennatif. Il - Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit dispositif de propulsion comporte également plusieurs segments d'inducteurs d'un moteur à induction linéaire, ledit véhicule portant un secondaire agencé de manière à réagir par induction avec lesdits segments. 12 - Dispositif de propulsion d'un véhicule le long d'une voie de guidage, à une vitesse prédéterminée, dispositif caractérisé on ce qu'il comporte plusieurs segments d'inducteurs linéaires disposés le long de ladite voie de guidage, un secondaire monté dans ledit véhicule de manière à réagir magnétiquement avec lesdits segments, plusieurs dispositifs d'excitation sélective comprenant un dispositif de mémorisation de signal qui mémorise un signal préuéterminé correspondant à une vitesse prédéterminée de propagation dudit véhicule au-dessus dudit segment, un dispositif de détection de vitesse disposé près dudit segment et destiné à détecter la vitesse de propagation dudit véhicule, on dispositif de détection d'erreur connecté de manière à recevoir ledit signal de vitesse et ledit signal mémorisé, de manière à comparer ledit signal de vitesse t le- dit signal mémorisé en produisant un signal d'erreur proporportionnel à la différence entre eux, et un dispositif de commutation connecté audit signal d'erreur et destiné a exciter ledit segment pour produire un incrément de force do propulsion proportionnel audit signal d'erreur, ledit dispositif comportant en outre un nombre correspondant de dispositifs de détec- tion disposés chacun le long de ladite voie de guidage au voiminage de certains correspondant desdits segments de manière k détecter la proximité dudit véhicule et à connecter sélective- ment ceux corresnondant desdits dispositifs d'excitation sélec- tive auxdits segments quan@ ledit véhicul@ se trouve en relation inductive avec eux. 13 - Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit en chatne connecté audit dispositif ce détection de proximité et destiné à bloquer sélectivement certains autres déterminés desdits dispositifs d1 excitation. 14 - Dispositif ae commande de vitesse, caractérisé en ce qu'il comporte un véhicule sur roues destiné à rouler en réponse à des incréments de force qui lui sont appliqués, plusieurs segments d'inducteurs linéaires disposés dans un trajet de manière à appliquer des incréments de force audit véhicule, un nombre correspondant de @ispositifs d'excitation sélective agencés de manière à exciter l'un correspondant desdits segments, plusicurs dispositifs de détection de vitesse disposés chacun au voisinage de l'un correspondant desdits segments et destinés à produire un signal d'erreur correspondant à la différence entre la vitesse dudit véhicule approchant dudit seront et une vitesse prédéterminée, et un dispositif de commutation connecté cte manitre à recevoir ledit signal d'erreur et intercalé entre cela tains correspondants desdits dispositifs d'excitation et lesdits segments de manière à exciter lesdits segments pour produire un incrément ce force proportionnelle audit signal d'erreur. 15 - dispositif se commande de vitesse, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de détection ciisposé de manière à détecter l'intervalle de temps de propagation d'un véhicule le long d'un incrément de trajet, de manière à produire un signal de commande aont la durée est égale audit intervalle de temps, une source de signal électrique alternatif, un générateur de train d'impulsions connecté de manière à recevoir ledit signal alternatif et à produire un premier signal de fréquence dtimS pulsions et un second signal de fréquence d'impulsions, ledit second signal de fréquence d'impulsions étant synchronisé prio- diquement avec- ledit signal alternatif, un circuit à portes connecte de manière à recevoir ledit signal de commande et ledit premier signal de train d'impulsions de manière à laisser passer des trains déterminés dudit premier signal de fréquence d'impul- sions apparaissant simultanément avec laprésence dudit signal de commande, un dispositif de détection d'erreur connecté de manière à recevoir lesdits trains provenant dudit circuit à portes, et à comparer le nombre des impulsions desdits trains avec un nombre prédéterminé de manière à produire un signal d'er reur représentant la @ifférence entre eux, un dispositif de commutation connecté de manière à recevoir ledit signal d'erreur et leit second signal de fréquence d'impulsions et à commuter la conduction dudit signal alternatif par incréments synchronisés avec ledit second signal de fréquence d'impulsions avec une rolation de proportionnalité entre la puissance et ledit signal d'erreur et un dispositif de propulsion connecté de manière à. recevoir. ledit signal ..alternatif commuté et à produire des incréments de force de propulsion qui lui correspondent.