Brevet FR2372544A1 — publié le 19780623

La presente invention concerne un circuit équi- libreur de lourant pour un convertisseur de tension continued11ye symétrie (en anglais push-pull) dans lequelle primaire d tun transformateur est connecté au moyen d'au moins deux transistors-travaillant en alternance, à une source de tension continue, de telle sorte qu'une tension alternative apparaisse au secondaire, et;;un circuit de commande fait passer les transistors à l'état de conduction par impulsions et de manière alternante, un dispositif de mesure de courant étant en outre prévu en série avec le trajet principal du courant dans les transistors, dispositif auquel un circuit comparateur est connecté et fournit un signal correcteur au circuit de commande en cas d'inégalité du courant dans les trajets principaux afin d'éliminer cette inégalité. Un circuit d'alimentation de ce type peut être utilisé, par exemple, comme convertisseur pour appliquer du courant alternatif à un appareil si on ne dispose que d'une alimentation de courant continu ou, en redressant bilatéralement un signal de sortie du transformateur, comme convertisseur courant continu/courant continu pour alimenter un appareil en courant continu a ure tension qui est différente d'une tension d'alimentation et/ou qui est stabilisée par rapport à celle-ci. Dans des circuits connus de ce type, il est courant de stabiliser une tension de sortie qui en est drivée en comparant cette tension de sortie à une tension de référence, la comparaison donnant un signal d'écart.Ce signal d'écart est réintroduit dans la source de signaux de commutation et est utilisé pour régler la durée de la période de passage à l'ouverture de chaque transistor et ainsi la durée de chaque période de conduction des trajets de courant principaux de ces transistors d'une manière telle que le signal d'écart soit diminué. On sait que, dans un tel circuit, chaque déséqui- libre entre les périodes de conduction des deux transistors et/ou entre les tensions de saturation présentes sur leurs trajets principaux aboutit à la saturation du noyau du transformateur ce qui, à son tour, peut aboutir à la détérioration des transistors. Si le signal de sortie du circuit est stabilisé de la manière indiquée plus haut, un tel déséquilibre dans les périodes de conduction peut être provoqué par une variation rapide du courant de charge ou par.des perturbations captées ou encore par une instabilité dans la boucle de réaction.Cette dernière possibilité peut meme être utilisée silçci atet dbtype en en angis'8ingle-ended push-pull" dans lequel, dans des conditions de fonctionnement stable, aucune composante de courant continu ne peut être produite dans le transformateur à la suite de la présence du condensateur qui est prévu dans de tels circuits en série avec le primaire du transformateur. Le brevet anglais NO 1.421.797 correspondant au brevet des Etats-Unis d'Amérique NO 3.870.9'43 décrit un circuit du type précité dans lequel des mesures ont été prises pour corriger les écarts d'équilibre pouvant apparaitre dans les périodes de conduction des deux transistors. Dans ce circuit connu dont la tension de sortie est stabilisée comme décrit plus haut, un signal qui est proportionnel au courant dans le premier transistor et un signal de polarité inverse qui est proportionnel au courant dans l'autre transistor sont combines et intégrés pour obtenir un signal d'écart en réaction à un déséquilibre.Ce signal d'écart est utilisé pour modifier la durée relative des signaux de commande pour les deux transistors, d'une manière telle que le déséquilibre soit corrigé. Il s'avère qu'un tel circuit ne permet pas d'éviter la saturation du transformateur et que les transistors sont, de ce fait, détériorisés si le signal de fraction pour la stabilisation de la tension de sortie peut varier suffisamment rapidement pour qu'apparaissent de grandes différenees dans les durées de conduction des deux transistors avant que le système d'équilibrage ait eu le temps de rétablir ltéquilibre. L'invention a pour but de procurer un circuit qui n'offre pas cet inconvénient. Un circuit équilibreur du type précité est donc caractérisé en ce que: le circuit comparateur comporte un premier et un second circuit d'échantillonnage et de stockage, connectés chacun par une entrée de mesure au dispositif de mesure de courant, par une entrée de commande au circuit de commande et par une sortie de mesure à la première entrée d'un comparateur dont la sortie est connectée au circuit de commande et dont une autre entrée est connectée au dispositif de mesure du courant, de sorte que, pendant chaque impulsion du circuit de commande qui rend un des transistors conducteur, le premier circuit d'échantillonnage t de stockage mémorise la valeur du courant passant par le transistor conducteur, l'autre circuit d'échantillonnage et de stockage fournit au comparateur par sa sortie de mesure la valeur finale du courant tel qu'il a traversé l'autre transistor à la fin de l'impulsion prce'- dente du circuit de commande, le comparateur comparant cette valeur finale à ladite valeur du courant passant par le transistor conducteur et faisant cesser l'impulsion en cours lorsque la sortie du comparateur fournit un signal parce que ladite valeur du courant dépasse ladite valeur finale. On est maintenant arrivé à la conclusion que, lorsqu'on fait cesser l'activation de chaque transistor de commande à peu près au moment où le courant présent dans la voie principale de ce transistor atteint la valeur qui était celle du courant présent dans la voie principale de l'autre transistor de commande pendant la période de conduction immédiatement précédente, l'apparition d'un état de saturation dans le transformateur peut au moins être ret.;;rd-e . Si un circuit limiteur de courant est également présent pour faire cesser l'activation des transistors de commande lorsque le courant présent dans les trajets de conduction principaux de ces transistors dépasse une valeur prédéterminée, ce retardement peut être suffisant pour permettre au circuit limiteur de courant de bien fonctionner dans tous les cas qui se présentent de telle sorte que l'on évite l'apparition d'une saturation dans le transformateur. Des capacités parasites peuvent procurer une crête de courant sensible lors de la mise en circuit des transistors. Pour éviter que ces crêtes n'influencent défavorablement le circuit équilibreur, il est souhaitable de rendre ce circuit actif après l'extinction du phénomène de mise en circuit. Une forme d'exécution est donc caractérisée en ce que chaque comparateur est pourvu d'une entrée de blocage qui est connectée à la sortie d'un circuit de retardement connecté par son entrée de déclenchement au circuit de commande pour bloquer le comparateur pendant le début de chaque impulsion de commande pour les transistors. En combinaison avec ceci, il est souvent nécessaire que l'entrée de commande du circuit d'échantillonnage et de stockage soit connectée à ladite sortie du circuit de retardement. Le circuit de commande pour les transistors et la boucle de réglage pour la stabilisation de la tension desortie du convertisseur peuvent etre dimensionnés d'une manière telle que, lors d'une interruption de la charge du convertisseur, les transistors ne reçoivent aucun signal de commande pendant quelques périodes, ce qui peut signifier que le circuit équilibreur conforme à l'invention ne reçoit pas non plus de signaux de commande et que les comparateurs produisent des décisions incorrectes. Une forme d'exécution conforme à l'invention permet d'éviter cet inconvénint et est caractérisée à cet effet en ce que l'entrée de commande du circuit d'échantillonnage et de stockage est connectée à la sortie d'une porte OU dont une première entrée est connectée à la sortie du circuit de retardement et dont une seconde entrée est connectée à un circuit générateur d'impulsions qui est pourvu d'une entrée de blocage connectée à ladite entrée de déclenchement et d'une entrée de démarrage connectée au générateur d'impulsions d'horloge afin de fournir une impulsion d'échantillonnage à ladite entrée de commande uniquement en cas d'absence de l'impulsion de commande pendant une impulsion de base, de sorte que le circuit de commande comporte donc un générateur d'impulsions d'horloge qui fournit les impulsions de base pour les impulsions de commande finales pour les transistors. Le circuit équilibreur peut donc traiter quand même l'information qui correspond à l'état sans courant dans le circuit primaire du convertisseur. Une autre forme d'exécution est caractérisée en ce que le premier e-t le second circuit d'échantillonnage et de stockage sont chacun formés d'un montage en série d'un conden sateur et d'un interrupteur connecté sur l'entrée de mesure, l'électrode de commande de l'interrupteur constituant l'entrée de commande correspondante et le point de jonction de l'interrupteur et du condensateur constituant la sortie de mesure correspondante, les entrées de mesure étant, en outre, connectées en parallèle l'une à l'autre et à un dispositif de mesure de courant commun, et un comparateur commun comporte un amplificateur différentiel et deux autres interrupteurs, la sortie de l'amplificateur étant connectée au circuit de commande et la première entrée ét-ant connectée à la première borne de chacun des deux interrupteurs tandis que l'autre borne des interrupteurs est connectée à ur.esortie de mesure précitée et l'électrode de commande de chacun d'eux est connectée à une entrée de blocage correspondante tandis que l'autre entrée de l'amplificateur est connectée au conducteur commun qui relie les entrées de mesure et sur lequel les premiers interrupteurs sont également connectés. On obtient ainsi avantageusement une forme très simple-avee un petit nombre d'éléments. Lorsquten outre, la tension présente sur les éléments de stockage est surveillée par un circuit de verrouillage, on peut également obtenir une surveillance de courant maximum pour les transistors dans le circuit convertisseur. A cet effet, une autre forme d'exécution de l'invention est caractérisée en ce que chaque sortie de mesure est connectée à une diode de blocage avec un potentiel de référence qui correspond à un courant maximum admissible dans les transistors. L'invention axera décrite ci-après avec plus de détails, à titre d'exemple avec référence aux dessins annexés dans lesquels la figure 1 est un schéma de câblage simplifié du circuit de l'invention; la figure 2 illustre une partie du circuit de la figure 1 sous une forme plus détaillée, et les figures 3 et 4 illustrent quelques formes de tension idéalisées qui apparaissent dans le circuit représenté sur les figures 1 et 2. Sur la figure 1, un circuit d'alimentation transistorisé comporte deux bornes d'entrée de courant continu 1 e-t 2, un transformateur 3 avec un noyau en matière magnétisable, et un premier et un second transistor de commande 4 et 5 pour ledit transformateur. Le trajet principal du courant (émetteurcollecteur) du transistor 4 forme un montage en série avec une moitié d'un primaire 6 à prise médiane du transformateur 3 par l'intermédiaire d'une impédance 7. D'une manière analogue, le trajet principal du courant du transistor 5 forme un montage en série avec l'autre moitié du primaire 6 par l'intermédiaire d'une impédance 8.Lesdits montages en série sont chacun placés dans un circuit qui se trouve entre la borne 1 et la borne 2 d'une manière telle que lorsque, par rapport à la borne 2, une tension positif est appliquée à la borne 1 et que le transistor4 passe. à l'etat ae conduction, une tension soit produite dans le secondaire 9 du transformateur 3, tension dont la polarité est opposée à celle de la tenson aui y est produite lorsque le'tran- sistr 5 est anené à ltétat de conduction (parce que le primaire 6 est connecté effectivement d'une manière opposée aux deux transistors).Le secondaire 9 à prise médiane alimente les bornes de sortie 14 et 15 par l'intermédiaire d'un redresseur classique bilatéral et d'un circuit de filtrage comportant des diodes 10 et 11, une bobine de self 12 et un condensateur de filtrage 13. Les électrodes de commande (base) des transistors 4 et 5 sont alimentées à partir des bornes de sortie 16 et 17 d'une source de signaux de commutation 18 qui fournit alternativement des impulsions de commande auxdites électrodes de commande. Les impulsions de courant de commande ont une fré- quence à peu près fixe et le rapport des impulsions est réglé. par la tension qui, en fonctionnement, apparaît sur les bornes de sortie 14 et 15, tension qui est comparée à une tension de référence dans le circuit 19. Chaque déviation de la tension sur les bornes 14 et 15 de la valeur soùhaitée produit un s- gnal d'écart qui apparait sur la sortie 20 d'un circuit 19, signal d'écart qui est appliqué à une entrée de réglage 21 de la source 18 pour régler le rapport.des impulsions d'une manière telle que l'écart diminue. A cet effet, la source 18 comporte un générateur de tension en triangle 22 ayant la forme d'un générateur d'ondes carrées 42 qui alimente un intégrateur 43, le signal de sortie de l'intégrateur 43 étant appliqué à des dispositifs à seuil 23 et 24.Le dispositif à seuil 23 fournit un signal de sortie si et uniquement si la valeur momentanée du signal en triangle qui y est appliqué se trouve au-dessus d'une première valeur de seuil, et le dispositif à seuil 24 fournit un signal de sortie si et uniquement si la valeur momentanée du signal en triangle qui y est appliqué est inférieure à une seconde valeur de seuil, lesdites valeurs de seuil étant symétriques par rapport à la valeur moyenne du signal en triangle.-La frontière entre les deux valeurs de seuil est réglée par le signal de courant qui est appliqué à la borne 21; si la tension sur les bornes 14 et 15 est trop élevée, la distance augmente à la suite de quoi le rapport des impulsions de sortie qui sont fournies par les dispositifs 23 et 24 est diminué et inversement.Les impulsions de sortie des dispositifs 23 et 24 sont appliquées par l'intermédiaire de portes passantes normales 25 et 26 aux entrées d'amplificateurs 27 et 28 respectivement dont les sorties alimentent les bornes 16 et 17 et ainsi les électrodes de base des transistors 4 et 5 respectivement. Le circuit comporte également un circuit d'échantillonnage et de comparaison 29 servant à échantillonner et à stocker la valeur du courant qui augmente régulièrement (sIil est présent) dans le trajet metteur-collecteur de chaque transistor 4 et 5 pendant chaque période de conduction du transistor en question au moment où l'activation de ce transistor cesse et où la valeur stockée est comparée au courant qui augmente régulièrement (stil est présent) dans le trajet émetteur-collecteur de l'autre transistor pendant la période de conduction suivante de cet autre transistor.Le circuit 29 qui, avec la source 18, forment un circuit de commande 82 pour les transistors 4 et 5 avec le transformateur 3, comportent deux circuits d'échantillonnage et de stockage 30 et 31 servant à échantillonner les tensions sur les impédances 7 et 8 res pectivement, et un circuit comparateur comportant deux étages de comparaison connectés 32 et 33.L'entrée 34 pour le signal d'échantillonnage du circuit 30 est alimentée à partir de la sortie 35 du dispositif à seuil 23 (et donc en fait par le signal de sortie de la porte 25) par l'intermédiaire d'une porte OU 36 et de la combinaison d'une porte ET 37, d'un élément de retardement 38, d'un multivibrateur monostable 78 et d'une porte OU 79, l'élément 38 ayant un temps de retard T qui est égal à la durée de la crête d'enclenchement du courant de collecteur du transistor 4 (et du transistor 5) lorsque le transistor correspondant est amené sur conduction (cette crete étant le résultat de la charge de la capacité parasite dans son circuit de collecteur) et le multivibrateur monostable 78 étant construit de manière que la durée de son état déclenché soit nettement plus courte que la durée de ladite crête d'enclenehe- ment.Une impulsion de signal d'échantillonnage est donc appliquée à l'entrée 34 du circuit 30 chaque fois qu'une impulsion de sortie est fournie par le dispositif à seuil 23. Si la durée de cette impulsion de sortie est supérieure à T plus la durée de l'état déclenché du multivibrateur monostable 78, le flanc avant de cette impulsion de signal d'échantillonnage apparaîtra un laps de temps T après le flanc avant de l'impulsion qui est fournie par le dispositif 23 et transmise par la porte 25, et le flanc arrière de cette impulsion de signal d'échantillonnage correspondra au flanc arrière de l'impulsion qui a traversé la porte 25, c'est-à-dire au moment où l'activation du transistor 4 cesse Si la durée de l'impulsion de sortie de la porte 25 est plus courte que T plus la durée de l'état déclenché du multivibrateur monostable 78, une impulsion de signal d'échantillonnage sera encore appliquée à l'entrée 34 du circuit 30. Quoique le flanc avant de l'impulsion apparaitra encore pendant un temps T après le flanc avant de l'impulsion fournie par le dispositif 23, sa durée sera maintenant égale à la durée (courte) de l'état déclenché du multivibrateur monostable 78.D'une manière analogue, l'entrée de signal d'échantillonnage 40 du circuit 31 est alimentée à partir de la sortie 39 du dispositif à seuil 24 (en fait à partir de la sortie de la porte 26) par l'intermédiaire d'une porte OU 41 et du montage combiné d'une porte ET 47, d'un élément de retardement 48, d'un multivibrateur monostable 80 et d'une porte OU 81, l'élément 48 ayant donc le même temps de retard T que l'élément 38 et l'état déclenché du multivibrateur monostable 80 ayant une durée égale à celui du multivibrateur monostable 78. Une impulsion de signal d'échantillonnage est donc appliquée à l'entrée 40 du circuit 31 chaque fois qu'une impulsion de sortie est fournie par le dispositif à seuil 24. Si la durée de cette impulsion de-sortie est supérieure à T plus la durée de l'état déclenché du multivibrateur monostable 80, le flanc avant de cette impulsion de signal d'échantillonnage apparaît un temps T après le flanc avant de l'impulsion qui est fournie par le dispositif 24 et qui est transmise par l'intermédiaire de la porte 26, et le flanc arrière de cette impulsion d'échantillonnage correspondra au flanc arrière de lrimpulsion qui est transmise par la porte 26, c'est-à-dire au moment où l'activation du transistor 5 cesse.Si la durée de l'impulsion de sortie de la porte 26 est inférieure à T plus la durée de l'état déclenché du multivibrateur monostable 80, une impulsion de signal d'échantillonnage est toutefois appliquée à l'entrée 40 du circuit 31. Malgré que le flanc avant de cette impulsion apparaisse encore pendant un temps T après le flanc avant de l'impulsion qui est fournie par le dispositif 24, sa durée sera maintenant égale à la durée (courte) de l'état déclenché du multivibrateur monostable 80. La porte OU 36 est également alimentée à partir de la sortie du générateur 42 par ltintermédiaire d'un étage inverseur 44 d'un multivibrateur monostable 49 et d'une autre porte 45 dont une entrée d'interdiction 46 est couplée à la sortie de la porte 25 par l'intermédiaire d'un multivibrateur monostable 51. Les flancs avant et arrière du signal de sortie en ondes carrées du générateur 42 correspondent avec le début des variations devenant positives et devenant négatives du signal de sortie de l'intégrateur 43, c'est-à-dire avec le milieu des impulsions de sortie (si présentes) des dispositifs à seuil 24 et 23.Le multivibrateur monostable 49 est donc déclenché au milieu de chaque impulsion de sortie du dispositif à seuil 23 ainsi qu'aulx moments qui y correspondent, même si le dispositif 23 ne fournit en fait aucune impulsion (ce qui est le cas si le couplage par réaction à partir du circuit 19 provos ue une augmentation de la valeur de seuil du dispositif 23 telle qu'une ou plusieurs impulsions de 23 est ou sont totalement absentes). Le multivibrateur monostable 49 est construit d'une manière telle que la durée de son état déclenché soit une petite fraction (par exemple entre un centième. et un dixième) de la période du signal de sortie du générateur 42 et le multivibrateur monostable 51 est construit de manière que la durée de son état déclenché soit juste légèrement supérieure à la moitié de la durée maximum possible d'une impulsion de sortie du circuit 23 additionnée de la durée de l'état déclenché du multivibrateur monos table 49. La porte 45 fournit à cet effet une impulsion de signal d'échantillonnage à l'entrée 34 du circuit 30 par l'intermédiaire de la porte 36, à des moments qui correspondent à ceux situes au milieu des impulsions de sortie du circuit 23, si et uniquement si l'impulsion de sortie correspondante du dispositif 23 est entièrement manquante. La durée de cette impulsion de signal d'échantillonnage est déterminée par la durée de l'état déclenché du multivibrateur monostable 49 et cette impulsion est produite d'une manière telle que le circuit d'échantillonnage et de stockage 30 doive fournir un signal de sortie (égal à O) même si une impulsion de sortie du dispositif 23 est entièrement manquante. Les éléments 50, 52 et 53 qui correspondent aux éléments 49, 51 et 45 respectivement sont également prévus pour coupler, d'une manière analogue, les sorties du générateur 42 et la porte 26 à l'entrée des signaux d'échantillonnage du circuit 31 par l'intermédiaire de la porte OU 41, d'une manière telle que le circuit 31 reçoie une impulsion de signal d'échantillonnage de la porte 53 à des moments qui correspondent aux milieux des impulsions de sortie du dispositif 24, si et uniquement si l'impulsion de sortie correspondante du dispositif 24 est entièrement manquante.L'entrée du multivibrateur monostable 50 est, dans ce cas, directement couplée à la sortie du générateur 42 parce que le multivibrateur monostable 50 doit être déclenché par les flancs avant du signal de sortie du générateur 42 en lieu et place des flancs arrière qui déclenchent le multivibrateur monostable 49. Il est clair que le circuit 30 échantillonne la valeur de la tension qui apparaît sur l'impédance 7, c'est-àdire la valeur du courant de collecteur du transistor 4, et stocke à chaque instant le fait que l'activation du transistor 4 est interrompue, pourvu que le transistor 4 soit activé pendant des périodes qui sont plus longues que la durée des cretes d'enclenchement de son courant de collecteur. Si l'activation est plus courte que ces crêtes, l'échantillonnage et le stockage de la valeur de la tension (si présente) sur l'impédance 7 ont lieu juste après la fin des crêtes d'enclenchement. De plus, le circuit 30. assure également l'échantillonnage et le stockage de la valeur "O" (zéro) de la tension qui apparaît sur l'impédanee 7 aux moments qui correspondent aux milieux des impulsions de commande qui sont appliquées au transistor 4, si de telles impulsions de commande dexaienb en fait être manquantes. Le circuit d'échantillonnage et de stockage 31 fonctionne d'une manière analogue à ltégard de l'impédance 8 et du transistor 5. Les signaux de sortie des circuits d'échantillonnage et de stockage 30 et 31 sont appliqués aux secondes entrées de signaux de comparaison des étages comparateurs 33 ou 32 dont les premières entrées de signaux de comparaison sont connectées aux impédances 8 et 7 respectivement. Chaque étage comparateur est conçu pour fournir un signal de sortie si la valeur d'un signal à sa seconde entrée dépasse juste la valeur du signal présent à sa première entrée pourvu que l'étage comparateur soit enclenché. L'entrée de commande 54 de l'étage comparateur 33 est couplée à la sortie de la porte 81 et lten- trée de commande .55 de l'étage comparateur 32 est couplée à la sortie de la porte 79.L'étage comparateur 32 est, par conséquent, en fonctionnement depuis un moment T après que chaque impulsion de commande ait été appliquée au transistor 4 jusqu'à un moment où l'impulsion de commande correspondante est inter rompue ou bien où le multivibrateur monostable 78- est ramené dans son état initial, en fonction de ce qui se passe en dernier lieu, et étage comparateur 33 est actif d'une manière analogue à partir d'un moment T après que chaque impulsion de commande ait été appliquée au transistor 5 jusqu'au moment où l'impulsions correspondante est coupée ou bien où le mult-ivibrateur monostable 80 est ramené dans son état initial, selon ce qui se passe en dernier lieu.Chaque fois que le transistor 4 est conducteur, étage comparateur 32 compare donc les va leurs (dérivées de l'impédance 7) de son courant de collecteur qui apparaissent après la crête dtenelenchement, c'est-à-dire lorsque le courant de collecteur augmente régulièrement, à la valeur qui était celle du courant de collecteur du transistor 5 (si présent) augmentant régulièrement au moment où l'activation du transistor 5 a été interrompue pendant la période de conduction précédente du transistor 5, cette valeur étant stockée dans le circuit 31.Si le courant de collecteur du transistor 4 qui augmente régulièrement devient juste supérieur à la valeur stockée dans le circuit 31, étage comparateur 32 fournit un signal de sortie qui est appliquée à l'entrée de signal de commande 56 de la porte 25, ce qui a pour effet de bloquer cette porte et donc d'interrompre l'activation du transistor 4 (si encore présent).Chaque fois que le transistor 5 est conducteur, l'étage comparateur 33 compare d'une manière analogue les valeurs (dérivées de l'impédance 8) de son courant de collecteur qui apparaissent après la crête d'enclenchement, c'est-à-dire lorsque le courant de collecteur augmente- régu- lièrement, à la valeur qui était celle du courant de collecteur augmentant régulièrement du transistor 4 (si présent) au moment où l'activation du transistor 4 a été interrompue pendant la période de conduction précédente de ce même transistor 4, cette valeur étant stockée dans le circuit 30. Si le courant de collecteur du transistor 5 qui augmente régulièrement devient juste supérieur à la valeur stockée dans le circuit 30, 11 étage comparateur 33 fournit -un signal de sortie qui est appliqué à l'entrée de commande 57 de la porte 26 ce qui a pour effet de bloquer cette porte et de faire cesser l'activation du transistor 5 (si encore présent).L'activation de chaque transistor est ainsi terminée si le courant de collecteur augmentant régulièrement de ce transistor est supérieur dans une mesure plus que faible à la valeur qui était celle du courant de collecteur augmentant régulièrement de l'autre transistor (si présent) au moment où son activation a cessé pendant la période de conduction immédiatement précédente, ce qui garantit que le tranformateur 3 soit activé en sens opposés par des signaux d'à peu près la même valeur pendant les périodes de conduction consécutives des transistors 4 et 5. Les portes 25 et 26 sont construites d'une manière telle que, dès qu'elles sont bloquées, elles restent dans cet état jusqu'à ce que le flanc avant de l'impulsion de sortie suivante soit reçu par le circuit à seuil correspondant 23 ou 24.Elles peuvent être formées d'une manière connue au moyen de deux portes logiques couplées en croix. Il est clair que les signaux de commande pour les étages comparateurs 32 et 33 peuvent éventuellement être dérivés des signaux d'entrée prévus pour les portes 25 et 26 en lieu et place de leurs signaux de sortie. Il est à noter que chaque étage comparateur 32 et 33 doit être conçu'pour fournir un signal de sortie lorsque et uniquement lorsque le signal présent à sa première entrée est supérieur (bien que dans une mesure faible) à celui présent à une seconde entrée; si étage comparateur devait fournir un signal de sortie lorsque les deux signaux sont égaux, les périodes de conduction des deux transistors ne pourraient pas être allongées en vue, par exemple de pouvoir compenser une demande croissante aux bornes de sortie 14 et 15 parce que l'activation effective appliquée au transformateur 3 pendant chaque période de conduction deviendrait alors exactement pareille à l'activation effective qui se produit pendant la période de conduction précédente.C'est pourquoi, il faut noter que, à moins que d'autres mesures ne soient prises pendant le fonctionnement continu , la composante symétrique du courant de magnétisation dans le transformateur 3 peut être accrue sans limite, et, en particulier si on utilise un petit transformateur 3, que ceci peut encore aboutir à une saturation du noyau du transformateur.Cela étant, un circuit limiteur de courant est de préférence également prévu (ce circuit pouvant être conventionnel) et supprime l'activation des transistors 4 et 5 si le courant de collecteur d'un des deux transistors ou la composante de ce courant qui correspond à la magnétisation du transformateur 3 venait à dépasser une valeur prédéterminée; le circuit équilibreur représenté peut augmenter le temps disponible pour un tel circuit limiteur de courant d'une manière telle que ce circuit devienne actif avant que la situation ne soit irrévocable, ce qui augmente son efficacité. Un circuit limiteur de courant qui peut être utilisé à cet effet est 4 > r* dans la demande de brevet @@@@@ n 7712051 déposé e 2/4/77 @@@m de la Demand@@@@@@@ qui est citée ci-après à t@t@@@e référence.Ce circuit eSt représenté schématiquement sur la figure 1 par un bloc 58 dont les entrées de mesure de courant de collecteur sont connectées aux impédances 7 et 8 et dont une sortie est couplée à une entrée de blocage 59 d'un générateur d'ondes triangulaires 22. Si aucune séparation de courant continu n'est nécessaire entre le primaire et le secondaire du transformateur 3, les impédances 7 et 8 peuvent être formées par des résistances de valeur faible, les tensions présentes dans ces résistances étant appliquées aux composants 30, 32 et 58 et aux composants 31, 33 et 58 respectivement ou bien ces rosis- tances peuvent même être combinées en variante en une seule résistance de faible valeur en série avec la borne de connexion 1 ou la borne de connexion 2, la tension présente sur la résistance étant appliquée aux deux groupes de composants.Cependant, si une telle séparation de courant continu est nécessaire, les impédances 7 et 8 peuvent être formées par des transformateurs de courant dont le primaire est chaque fois connecté en série avec le collecteur du transistor correspondant et dont le secondaire est chaque fois connecté à une charge de résistance, la tension présente sur cette charge étant appliquée au groupe de composants correspondant. Dans ce dernier cas, les amplificateurs 27 et 28 servent naturellement à alimenter les électrodes de base des transistors 4 et 5 par l'intermédiaire de transformateurs de séparation ou d'isolement. Il n'est pas nécessaire que les circuits d'échantillonnage et de stockage 30 et 31 échantillonnent et stockent la valeur qui est celle du courant de collecteur correspondant augmentant régulièrement exactement au moment où l'activation du transistor correspondant cosse, mais il suffit que la valeur du courant de collecteur augmentant régulièrement puisse être prévue audit moment Bien que, dans le dessin, les transistors 4 et 5 soient connectés au transformateur 3, selon une configuration d'équilibrage double classique, il est clair qu'ils peuvent également être connectés selon une conf-iguration d'équilibrage simple, c'est-à-dire une configuration selon laquelle la prise médiane du primaire du transformateur 3 est supprimée, de sorte qu'une extrémité du primaire du transformateur est connectée au point commun de deux condensateurs qui sont connectés série aux bornes 1 et 2, le trajet collecteur-émetteur des transistors 4 et 5 étant également connecté en série aux bornes 1 et 2, tandis que l'autre extrémité du primaire du transformateur est connectée au point commun de ltéietteur du premier transistor et du collecteur de l'autre transistor. Dans un tel cas, les impédances 7 et 8 doivent être connectées directement en série aux électrodes de collecteur des transistors correspondantes. Bien que les transistors 4 et 5 soient représentés comme étant des transistors bipolaires, il est clair qu'ils peuvent également être formés aussi par des transistors de puissance à effet de champ. Comme les étages comparateurs 32 et 33 fonctionnent en alternance, ils peuvent être remplacés par un seul circuit comparateur qui est commuté par le signal de sortie de deux portes 79 et 81. Dans ce cas, la première entrée de comparaison de l'étage comparateur simple doit être alimentée à partir des sorties des deux impédances 7 et 8 (ou par le signal de sortie d'une impédance unique qui est connectée dans l'ali- mentation commune des collecteurs des transistors 4 et 5 s'ils remplacent les impédances 7 et 8) et la seconde entrée de comparaison de l'étage comparateur simple doit etre alimentée à partir des sorties des circuits 30 et 31 par l'intermédiaire de commutateurs distincts qui sont commutés d'une manière telle que le comparateur présent dans la sortie du circuit 30 s-oit bloqué si une impulsion de sortie apparaît sur la borne 16, et que le commutateur présent dans la sortie du circuit 31 soit bloqué lorsqu'une impulsion de sortie apparaît sur la borne 17. A cet effet, les entrées des deux commutateurs peuvent être couplées aux sorties des portes 41 ou 36. La figure 2 représente une autre possibilité pour les composants 30 à 33 inclus sur la figure 1, dans laquelle les deux étages comparateurs 32 et 33 sont remplacés par un étage comparateur simple 65 qui est branché dans le circuit 590. Le circuit d'échantillonnage et de stockage 30 de la figure 1 est formé par le montage en série d'un condensateur de stockage 60 et d'un interrupteur 61 qui est connecté par l'intermédiaire d'une résistance 62 et le circuit d'échantillonnage et de stockage 31 de la figure 1 est formé par le montage en série d'un condensateur de stockage 63 et d'un interrupteur 64 qui est connecté par l'intermédiaire de la résistance 62. L'étage comparateur 65 a la forme d'un amplificateur opérationnel dans lequel deux interrupteurs 66 et 67 connectent son entrée invsevlsr au point de jonction du condensateur 60 et de l'interrupteur 61 ou au point de jonction du condensateur 63 et de l'interrupteur 64. L'entrée noii in verse de l'amplificateur 65 est connectée au conducteur à O volt, dans ce cas-ci, le bas de la résistance 62. L'entrée inversaus de l'amplificateur 65 est. également connectée à un potentiel négatif peu élevé, par exemple de -0,5 volt par l'intermédiaire d'une résistance 68 de valeur élevée. Les impédances 7 et 8 de la figure 1 sont formées par des transformateurs de courant dont les primaires sont connectés dans les circuits de collecteur des transistors 4 ou 5 dont les deux secondaires sont connectés- à la résistance 62 par l'intermédiaire de la diode 69 ou 70. Le circuit de la figure 1 modifié conformément à la figure 2 fonctionne de la manière suivante: les diverses formes de tension qui peuvent y apparaitre sont indiquées aux figures 3 et 4. Sur les figures 3 et 4, les diverses formes d'onde sont indiquées par les memes références que les points des figures 1 et 2 où elles peuvent apparaître. En connectant les transformateurs de courant 7 et 8 à la résistance 62 par l'intermédiaire des diodes 69 et 70, on obtient la forme d'onde de tension de la figure 3 sur le point 71 de la figure 2, cette forme d'onde de tension étant la somme des courant de collecteur des transistors 4 et 5 lorsque la forme d'onde de tension 16 ou 17 de la figure 3 est appliquée à leur électrode de base. La première et la troisième impulsion de la forme d'onde 71 correspondent à l'état conducteur du transistor 4 et la deuxième ainsi que la quatrième impulsion correspondent à l'état conducteur du transistor 5. il est clair que chaque impulsion accuse une crête d'enclenchement (à la suite de la charge des capacités parasites dans le conducteur de collecteur du transistor correspondant), suivie d'une partie qui accuse une pente positive (correspondant au courant de magnétisation du transformateur 3) superposée à une partie de base (correspondant au courant provenant des bornes de sortie 14 et 15). Au moment t2, e'est-à-dire après l'apparition de la cite d'enclenchement de la première impulsion de la forme d'onde 71, l'interrupteur 61 est enclenché par le signal de sortie de la porte 37 (formes d'onde 34 et 55) l'électrode inférieure du condensateur 60 étant connectée à la ligne de O volt comme indiqué dans la forme d'onde 72 de la figure 3. La constante de temps formée par le condensateur 60, la résistance 62 et la résistance de l'interrupteur 61 dans l'état enclenché est rendu faible (par exemple 0,1 microseconde) de sorte que le condensateur 60 est chargé rapidement jusqu la tension présente sur la résistance 62- (forme d'onde 71).L'interrupteur 61 est maintenu fermé par la forme d'onde 34, 55 jusqu'au moment t3 qui correspond au flanc arrière de la première impulsion de la forme d'onde 16, etest-à-dire au moment où l'activation du transistor 4 cesse, l'interrupteur 61 étant alors ouvert. Comme à ce moment, l'interrupteur 66 est également ouvert (sous la commande de la forme d'onde 40, 54) le condensateur 60 reste chargé jusqu'à la valeur qui était celle de la forme d'onde 71 au moment t3, de sorte que la forme d'onde 72 suit la forme d'onde 71.Au moment t7 (qui correspond au moment t2 mais pendant l'impulsion suivante de la forme d'onde 71 correspondant à l'état de conduction du transistor 5), l'interrupteur 66 est fermé par le signal de sortie de la porte 47 (formes d'onde 40, 54), à la suite de quoi la forme d'onde 74 appliquée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur 65 devient égale à la forme d'onde 72. Au moment t7, l'amplitude de la forme d'onde 71 est cependant inférieure à celle existant au moment t3, ce qui fait que les formes d'onde 72 et 74 ont une valeur négative.A ce moment, le transistor d'entree dé l'amplificateur 65 n'est pas conducteur et ceci, en combinaison avec le fait que la résistance 68 a une valeur élevée (par exemple 10 Mfl) et prélève de ce fait un courant négligeable, signifie que les formes d'onde 72 et 74 continuent à suivre la forme d'onde 71. Lorsque l'amplitude de la forme d'onde 71 s'élève à la meme valeur que celle qui était la sienne pendant le moment t3, l'amplitude des formes d'onde 72 et 74 monte cependant à O volt et va devenir positive. Ceci détermine le moment t8. L'amplificateur 65 a un gain élevé et une impédance d'entrée élevée également de sorte que, aussitôt que la forme d'onde 74 est devenue positive de quelques millivolts seulement, sa sortie 56, 57 devient brutalement négative (formes d'onde étirées 56, 57 de la figure 4), à la suite de quoi la porte 26 est bloquée pendant un court laps de temps tg (ce qui est déterminé par tous les retards dans le circuit) et l'activation du transistor 5 (forme.dtonde 17) est donc terminée et l'interrupteur 64, qui a été fermé au moment t7 par le signal de sortie de la porte 47 (formes d'onde 40, 54) s'ouvre.Le laps de temps qui s'écoule entre t8 et tg ne représente aucune fraction d'une microseconde de sorte que t8 et t9 colncident à peu près et le transistor 5 n'est donc plus activé aussitôt que son courant de collecteur a une valeur à peu près égale à celle du courant de collecteur du transistor 4 au moment t3. Comme mentionné plus haut, un temps de retardement déterminé t8 - t9 est nécessaire pour permettre au courant des transistors d'augmenter afin de pouvoir satisfaire à une demande accrue aux bornes de sortie 14 et 15. Après le moment t9, l'information stockée dans le condensateur 60 n'est plus nécessaire et le cycle recommence aussitôt que l'interrupteur 61 est à nouveau fermé au moment t12. Le fonctionnement du condensateur 63 et des interrupteurs 64 et 67 est identique à celui du condensateur 60 et des interrupteurs 61 et 66, étant entendu que, lorsque le condensateur 63 est chargé, le condensateur 60 est connecté à l'amplificateur 65 et inversement. La forme d'onde au point 73 est ainsi égale à celle présente au point 72 mais est décalée d'une demi-période comme indiqué sur la figure 3. Les diodes 75 et 76 peuvent éventuellement être connectées dans le circuit de la figure 2 comme indiqué, leurs anodes étant connectées à un point 77 à potentiel négatif. De telles diodes peuvent protéger les interrupteurs contre des tensions négatives trop élevées au moment où la valeur momentanée de la forme -d'onde 71 est égale à zéro et limitent les tensions effectives sur les condensateurs 60 et 63 à toute valeur souhaitée (déterminée par le potentiel sur le point 77). Une telle limitation de la tension effective sur les condensateurs 60 et 63 impose une limite supérieure au courant des collecteurs des transistors 4 et 5, ce qui peut s'avérer avantageux. Lorsque, par exemple, un courant de collecteur de 1 ampère détermine une chute de tension de 1 volt sur la résistance 6@, si le potentiel sur le point 77 est de -5 volts, et lorsque la chute de tension au passage des diodes 75 et 76 dans le sens passant est de 0,5 volt, l'activation du transistor 4 ou 5 cesse automatiquement aussitôt que son courant de collecteur atteint une valeur de 5,5 ampères. De telles diodes peuvent remplacer le circuit limiteur de courant 58 de la figure 1. Dans un circuit pratique, la résistance 62 a une valeur de 50 ohms, les condensateurs 60 et 63 ont tous deux une valeur de 1000 picofarads, les interrupteurs analogiques 61, 64, 66 et 67 sont formés ensemble par un interrupteur analogique quad-D-MOS vendu par la Société Signetics sous le numéro SD5000 et l'amplificateur 65 est un amplificateur Philips du type TCA 520B. REVENDICATIONS: 1. Circuit équilibreur de courant pour un convertisseur de tension continue du type push-pull dans lequel le primaire d'un transdormateur est connecté au moyen- d'au moins deux transistors travaillant en alternance, à une source de tension continue, de telle sorte qu'une tension alternative apparaisse au secondaire, et un circuit de commande fait passer les tansi.ton à l'état de conduction par impulsions et de manière alternante, un dispositif mesure de courant étant en outre prévu en série avec le trajet principal du courant dans les transistors, dispositif auquel un circuit comparateur est connecté et fournit un signal correcteur au circuit de commande en cas d'inégalité du courant dans les trajets principaux afin d'éliminer cette inégalité, caractérisé en ce que le circuit comparateur comporte un premier et un second circuit d'échantillonnage et de stockage connectés chacun par une entrée de mesure au dispositif de mesure de courant, par une entrée de commande au circuit de commande et par une sortie de mesure à la première entrée d'un comparateur dont la sortie est connectée au circuit de commande et dont une autre entrée est connectée au dispositif de mesure du courant, de sorte que, pendant-chaque impulsion du circuit de commande qui rend un des transistors conducteur, le premier circuit d'échantillonnage et de stockage mémorise la valeur du courant passant par le transistor conducteur, l'autre circuit d'échantillonnage et de stockage fournit au comparateur par sa sortie de mesure la valeur finale du courant tel qutil a traversé l'autre transistor à la fin de l'impulsion précédente du circuit de commande, le comparateur comparant cette valeur finale à ladite valeur du courant passant par le transistor conducteur et faisant cesser l'impulsion en cours lorsque la sortie du comparateur fournit un signal dû au fait que ladite valeur du courant dépasse ladite valeur finale. 2. Circuit équilibreur de courant suivant la revendication 1, caractérisé en ce que chaque comparateur est pourvu d'une entrée de blockage qui est connectée à la sortie d'un circuit de retardement connecté par son entrée de déclenchement au circuit de commande pour bloquer le comparateur pendant le début de chaque impulsion de commande pour les transistors. 3. Circuit équilibreur de courant suivant la revendication 2, caractérisé en ce que l'entrée de commande du circuit d'échantillonnage et de stockage est connectée à ladite sortie du circuit de retardement. 4. Circuit équilibreur de courant suivant la revendication 2, dans lequel le circuit de commande comporte un gén- rateur dtimpulsions dthorloge, qui fournit des impulsions de base dont les impulsions de commande pour les transistors sont dérivées, caractérisé en ce que l'entrée de commande du circuit d'échantillonnage et de stockage est connectée à la sortie d'une porte OU dont une première entrée est connectée à la sortie du circuit de retardement et dont une seconde entrée es-t connectée à un circuit générateur d'impulsions qui est pourvu d'une entrée de blocage connectée à ladite entrée de déclenchement et d'une entrée de démarrage connectée au générateur d'impulsions d'hor- loge afin de fournir une impulsion d'échantillonnage à ladite entrée de commande uniquement en cas d'absence de l'impulsion de commande pendant une impulsion de base. 5. Circuit équilibreur de courant suivant les revendications 2, 3 ou 4, caractérisé en ce que le premier et le second circuit d'échantillonnage et de stockage sont chacun formés d'une montage, on série d'un condensateur et d'un interrupteur connectés sur l'entrée de mesure, l'électrode de commande de l'interrupteur constituant l'entrée de commande correspondante et le point de jonction de l'interrupteur et du condensateur constituant la sortie de mesure correspondante, les entrées de mesure étant, en outre, connectées on parallèle l'une à l'autre et à un dispositif de mesure de courant commun, et un comparateur commun comporte un amplificateur différentiel et deux autres interrupteurs, la sortie de l'amplificateur étant connectée au circuit de commande et la première entrée étant connectée à la première borne de chacun des deux interrupteurs tandis que l'autre borne des interrupteurs est connectée à une sortie de mesure précitée et l'électrode de commande de chacun d'eux est connectée à une entré-e de blocage correspondante tandis que l'autre entrée de l'amplificateur est connectée au conducteur commun qui relie les entrées de mesure et sur lequel les premiers interrupteurs sont également connectés. 6. Circuit équilibreur de courant suivant la re vendication 5, caractérisé en ce que chaque sortie de mesure est connectée à une diode de blocage à potentiel de référence qui correspond à un courant maximum pouvant être admis dans les transistors.