Brevet FR2331909A1 — publié le 19770610

La présente invention concerne un récepteur à modulation d'amplitude et à modulation de fréquence désigné couramment par récepteur AS-FM, du type superhétérodyne, dans lequel un condensateur de filtrage commun peut être utilisé pour fournir la polarisation, pour la fonction de réglage automatique de gain dans le mode de modulation dtamplitude, et pour le réglage automatique de fréquence dans le mode de modulation de fréquence. La polarisation B+ est appliquée par l'intermédiaire d'une source de courant contr#lable qui règle la polarisation en fonction du signal de sortie du détecteur. Dans le mode de modulation de fréquence ou mode FM, le réglage automatique de fréquence de l'oscillateur local est réalisé par un réglage de la polarisation.Dans le mode de modulation d'amplitude ou mode AM, le réglage automatique de gain de l'amplificateur à fréquence intermédiaire et de la section de modulation d'amplitude ou section AX du dispositif d'accord (ier) est réalisé par le réglage de la polarisation. Ltinvention s'applique notamment à la réalisation sous forme de circuits intégrés. L'invention convient particulièrement bien pour une réalisation sous forme de circuits intégrés de tels récepteurs, réalisation suivant laquelle la complexité sur la plaquette est augmentée alors que la complexité en dehors de la plaquette est diminuée. Des radio-récepteurs fonctionnant dans les modes AM et EX ont été réalisés pendant un certain temps en utilisant des éléments à composants solides. Avec l 'apparition des dispositifs à circuits intégrés, l'utilisation de transistors "discrets" a tendance à diminuer en faveur des dispositifs à circuits intégrés De façon générale, des dispositifs à circuits intégrés dans lesquels des composants actifs et passifs sont formés sur une plaquette semiconductrice monolithique, ont été proposés pour des composants fonctionnels individuels de radio-récepteurs, par exemple les amplificateurs de basse fréquence, les amplificateurs de fréquence intermédiaire, etc. Dans l'agencement décrit dans le brevet américain n0 3 665 507, la plupart des fonctions sont réalisées sur une seule plaquette.Dans cet agencement, des filtres distincts sont prévus pour le réglage automatique de fréquence, le réglage automatique de gain et les polarisations. Les formes de réalisation de la présente invention utilisent de nombreux principes communs au brevet mentionné ci-dessus, mais s'en écartent notamment dans le mode de conversion et de filtrage des fonc tions de commande et de polarisation. .Par conséquent, la présente invention se propose de réaliser un circuit radio-récepteur perfectionné pour un récepteur Le circuit radio-récepteur pour un récepteur de radio suivant l'invention est capable de fonctionner sélectivement dans le mode AM et le mode FM, ledit circuit comportant des moyens fournissant au moins la composante de signal continue soit de la sortie détectée en modulation d'amplitude, soit de la sortie détectée en modulation de fréquence, délivrée par le détecteur AM FM convertissant la fréquence intermédiaire en basse fréquence, du récepteur, ladite composante de signal continue étant appelée ciaprès signal continu dynamique, des moyens fournissant un signal de type contenu présentant une première amplitude lorsque le mode AM est sélectionné et une seconde amplitude différente lorsque le mode FM est sélectionné, le dernier signal étant appelé ci-après signal continu statique, et des moyens répondant à la fois aux signaux continus statique et dynamique pour délivrer un courant de sortie présentant#une composante continue principale dont l'amplitude est fonction des deux signaux, le courant de sortie étant disponible pour être appliqué à d'autres sections du circuit récepteur. La présente invention sera mieux comprise à l'aide de la description suivante d'une forme de réalisation particulière donnée à titre d'exemple et représentée au dessin annexé dans lequel La figure I est un schéma simplifié, principalement sous forme de schéma de blocs, d'un récepteur AM-FM suivant l'invention. La figure 2 est un schéma de la même forme de réalisation, ce sche#ma étant pratiquement complet mis à part le détecteur AM-FM et l'amplificateur basse fréquence. Un radio-récepteur suivant l'invention est représenté sous forme de schéma de blocs simplifié dans la figure 1. Le radiorécepteur se présente sous la forme générale d'un récepteur superhétérodyne et est destiné à fonctionner dans les modes AM-FM. Les caractéristiques particulièrement intéressantes sont celles qui concernent le filtrage pour le réglage automatique du gain et de la fréquence. La conversion des signaux pour obtenir deux fréquences intermédiaires fixes est réalisée dans les blocs 11, 12 et 13 constituant l'extrémité avant ou dispositif d'accord du récepteur. Le mélangeur FM possède une connexion d'entrée 14 à laquelle peuvent être appliqués des signaux FM, provenant en général d'une antenne fouet, tandis que le mélangeur AM ne comporte pas de connexion externe pour la réception de signaux AM. Normalement, le mélangeur AM dépend de la réception d'un élément de ferrite contenu dans l'unité. Le mélangeur FM Il reçoit des oscillations locales en provenance d'un oscillateur local FM 12, et délivre un signal de sortie présentant une fréquence intermédiaire fixe (10,7 MHz), la sélection des stations étant réalisée dans le filtre 15 relié à la sortie de ce mélangeur.Le mélangeur AM 13, qui contient également un oscillateur, délivre un signal de sortie à une fréquence intermédiaire fixe de 455 EHz. Le signal de sortie AM est appliqué au filtre 16 de fréquence intermédiaire. Le mélangeur AM comporte deux connexions de réglage automatique de gain, par l'intermédiaire des conducteurs 18 et 19, dont les fonctions seront décrites plus en détail ci-après. Le dispositif d'accord comporte des moyens, non représentés, pour fonctionner dans le mode AN ou FM en association avec d'autres éléments de sélection de mode du radio-récepteur. Le signal de sortie filtré de fréquence intermédiaire provenant du filtre FN 15 ou du filtre AN 16 est appliqué à l'entrée de l'amplificateur de fréquence intermédiaire dont on va maintenant décrire le branchement. L'amplificateur de fréquence intermédiaire est un amplificateur à plusieurs étages et comporte une contre-réaction continue importante. il comporte les paires de transistors Qi, Q2 ; Q5, Q6 ; et Q7, Q8 branchés de façon différentielle. Le signal d'entrée est appliqué à la base du transistor QI dont l'émetteur est couplé à la terre par 11 intermédiaire d'une résistance de charge 17, et dont le collecteur est couplé au conducteur 18 qui fournit la polarisation B+. Le conducteur 18, comme on le verra ci-après, est aussi utilisé pour le réglage automatique de gain des étages individuels de l'amplificateur de fréquence intermédiaire. Le signal de sortie du transistor QI, qui apparat sur son émetteur et aux bornes de la résistance de charge 17, est appliqué à l'émetteur du transistor Q2. La base du transistor Q2 est couplée à un second conducteur 19 utilisé pour appliquer une polarisation équilibrée aux étages différentiels et pour un réglage automatique secondaire du gain. Le conducteur 19 est mis à la terre par l'intermédiaire d'un condensateur de filtrage 31. Le collecteur du transistor Q2 est couplé, par l'intermédiaire d'une résistance de charge 20, au conducteur 18. Un autre étage d'amplification de fréquence intermédiaire étant normalement intercalé, le signal de sortie du collecteur du transistor Q2 est alors appliqué au transistor Q1 de 11étage suivant d'amplification de fréquence intermédiaire. Cet étage a la même configuration que le premier étage et est soumis également à un réglage automatique de gain.En particulier, le signal d'entrée est appliqué sur la base du transistor Q5, le collecteur est relié au conducteur 18 pour recevoir la polarisation B+ et pour le réglage automatique du gain, et les émetteurs des transistors Q5 et Q6 sont réunis et reliés à la terre par l'intermédiaire d'une résistance de charge 21. La transmis sion des signaux entre les transistors Q5 et Q6 est réalisée par cette interconnexion. La base du transistor Q6 est reliée au conducteur secondaire 19 de réglage automatique du gain, et le collecteur du transistor Q6 est relié, par l'intermédiaire d'une résistance de charge 22, au conducteur 18. L'amplificateur intermédiaire comporte une contreréaction pour réduire la dérive ; une résistance de contreréaction continue 25 est branchée entre le collecteur et la base du transistor Q6. La résistance de contre-réaction 23 est couplée au conducteur secondaire 19 de réglage automatique de gain, qui est relié à la base du second transistor (Q2) du premier étage de fréquence intermédiaire, ainsi qu'au second transistor de tous les étages intermédiaires.La connexion en continu a pour effet que le conducteur 19 présente une tension qui varie avec la tension continue existant sur le conducteur 18 de réglage du gain, et fournit un moyen commode pour réaliser un réglage automatique de gain supplémentaire dans le dispositif d'accord, dans le mode AM. Gr ce à ces connexions, des signaux de sortie amplifiés présentant l'une des deux fréquences intermédiaires apparaissent sur le collecteur du transistor Q6 et sont appliqués à un étage final d'amplification de fréquence intermédiaire. L'étage final de fréquence intermédiaire utilise des transistors Q7 et Q8. Ils sont branchés de façon différentielle, la base du transistor Q7 étant couplée au collecteur du transi sa tor Q6, et la base du transistor Q8 étant couplée au conducteur secondaire 19 de réglage automatique du gain. Les émetteurs des transistors Q7 et Q8 sont réunis et reliés à la terre par ltinter- médiaire d'une source de courant 24. Le signal de sortie apparais sant sur l'un des collecteurs des transistors Q7 et Q8, contenant soit des signaux FM, soit des signaux #4 à leur fréquence intermédiaire respective, est alors appliqué à un circuit accordé 25 convenant pour le filtrage final et la transmission des signaux au détecteur AM-FM 26. Le détecteur AM-FM 26 est conçu pour détecter soit le signal Ati, soit le signal FM, suivant le mode de fonctionnement, et délivre une tension de sortie contenant à la fois des composantes de fréquence intermédiaire non filtrées et des composantes basse fréquence. En particulier, dans le mode AN, il apparatt une tension de sortie continue qui est proportionnelle à la porteuse AN, tandis que dans le mode FM, il apparatt une tension de sortie qui est proportionnelle à l'erreur FN dans l'accord central. La tension de sortie du détecteur 26 est couplée en continu à l'amplificateur basse fréquence 27, après avoir été filtrée pour éliminer les composantes haute fréquence. L'amplificateur fournit alors un signal de sortie pour commander le hautparleur 28 couplé capacltivement. Le signal de sortie du détecteur 26 est combiné à un niveau continu pouvant être sélectionné, par des moyens internes au bloc 26, et la source de courant con trtlable 29 répond aux deux signaux. La source de courant 29 fournit alors un courant "réglable" au conducteur 18, en fonction des valeurs de sortie détectées.La sélection du niveau continu est liée au mode de sélection, ce niveau étant plus faible pour le mode AN (1,65 V) et plus élevé (2,4 V) pour le mode FN. Etant donné que le signal détecté est superposé à ces réglages, il apparat* deux gammes de tension sur le conducteur 18. Comme on le verra en détail ci-dessous, le réglage de tension AN est sélectionné de façon que les étages d'amplification de fréquence intermédiaire présentent une variation de gain importante.Le réglage de la gamme de tension FN fournit un gain de fréquence intermédiaire plus important, mais avec une certaine variation du gain qui est due à des variations continues qui sont proportionnelles à la tension de réglage automatique de fréquence. Etant donné que ces variations sont relativement faibles et apparaissent uniquement durant l'accrochage (ou le décrochage) de la boucle de réglage automatique de fréquence, cette variation ne présente pas d'inconvénient. Le réglage de tension pour le mode FN est par conséquent un réglage qui fournit la variation nécessaire de la tension B+ pour le réglage automatique de fréquence de l'oscilla- teur local FM. On va maintenant résumer l ensemble des fonctions de réglage dans les modes AN et W M Le conducteur 18 réalise les cinq fonctions consistant à fournir la polarisation B pour le mélangeur FM et l'oscillataur local, la Folarisation B+ pour les étages d'amplification de fréquence intermédiaire (Q1, Q2 ; Q5, Q6), le réglage automatique de fréquence.de l'oscillateur local FN, le réglage automatique de gain des étages de fréquence intermédiaire, et enfin le réglage automatique de gain du mélangeur AN. Le conducteur secondaire 19, bien qu'il soit principalement prévu pour assurer la stabilité en continu de liamplificateur de fréquence intermédiaire, sert aussi à un réglage automatique supplémentaire de gain pour le mélangeur AN. La consolidation des fonctions sur le conducteur 18 permet à un condensateur unique relié à ce conducteur 18 de réaliser plusieurs fonctions. Ce condensateur est constitué par le condensateur 30 (400 #F, 4 V). ta valeur du condensateur 30 est sélectionnée de façon à fournir la dérivation nécessaire de la tension Bi pour les étages de fréquence intermédiaire qui y sont reliés, et réalise un filtrage pour le réglage automatique de gain et de fréquence.Sa valeur est choisie de façon à fournir la constante de temps nécessaire pour le réglage automatique de gain pour le mode AN et la constante de temps nécessaire pour le réglage automatique de fréquence pour le mode FM. Les constantes de temps AN et FN sont normalement choisies de façon à avoir approximativement la mtme valeur, ces valeurs convenant pour le processus de sélection au moyen du -cadran, les constantes de temps habituelles étant de l'ordre d'une demi ou d'une seconde. Les constantes de temps sont ainsi adéquates pour le découplage de fréquence intermédiaire et pour le filtrage des ondulations. Une forme de réalisation pratique est représentée plus en détail dans la figure 2. L'agencement est prévu pour une fabrication sous forme de circuits intégrés. La disposition choisie place le dispositif d'accord AM-FM, et les filtres pour la séparation des signaux et pour les fonctions de réglage, en dehors des--plaquettes de circuits intégrés. Le circuit d'équilibrage ou de balance du récepteur, y compris le circuit de réglage du gain à la fréquence intermédiaire, le second détecteur, l'amplificateur basse fréquence, et la source de courant réglable, sont prévus sur la plaquette. Pour simplifier, les détails du filtre AM-FM 25, du détecteur AM-FM 26, et de ltamplificateur basse fréquence n'ont pas été représentés.Le détecteur AN-FM peut se présenter sous plusieurs formes. Une forme appropriée est celle qui est représentée dans le brevet américain n0 3 665 507 précédemment cité. En revenant à la figure 2, le mélangeur FM est représenté en base à gauche du dessin. Les signaux FM sont appliqués à la borne d'entrée 14 et transmis, par l'intermédiaire du circuit accordé d'entrée 40, à la base du transistor mélangeur Qîl. L'émetteur du transistor Q11 est mis à la terre, et le collecteur est couplé, par l'intermédiaire d'un circuit accordé de sortie 41,- à la base du transistor d'entrée de fréquence intermédiaire Q1. Les signaux apparaissant sur la base du mélangeur Q11 sont mélangés aux oscillations provenant de l'oscillateur local FM. L'oscillateur local FM comporte le transistor Q12, branché en émetteur commun, et son collecteur est relié à un circuit oscillant 42. Les oscillations provenant de l'oscillateur local sont transmises, par l'intermédiaire d'un condensateur 43, à la base du transistor Qîl. La sélection du mode FM est obtenue par l'intermédiaire des moyens de commutation 44. Dans le mode AN, les moyens 44 sup- priment la polarisation Bs, appliquée par le conducteur 18, à la fois du transistor mélangeur Q11 et du transistor Q12 de l'oscil- lateur local. Dans le mode FM, la tension de 2, 4 V existant sur le conducteur 18 (durant le mode FM) est appliquée au collecteur du transistor mélangeur Qîl, par l'intermédiaire du primaire du circuit accordé de sortie 41, et au collecteur du transistor Q12 de l'oscillateur local, par l'intermédiaire du circuit oscillant 42.Ceci fournit une polarisation de base appropriée pour les deux transistors Q11 et Q12. La configuration de l'ensemble détecteuroscillateur local est sensiblement classique, excepté que la fréquence du circuit peut rester dépendante de la polarisation B+, et qu'aucun effort n'a été fait pour supprimer cette dépendance. Les valeurs indiquées sur la figure pour les différents éléments permettent d'obtenir un réglage automatique de gain de sensibilité appropriée satisfaisant aux exigences des récepteurs domestiques classiques. Le détecteur AN est représenté dans la partie gauche su périeure du dessin. il comporte un multiplicateur à quatre quadrants, comprenant des paires de transistors branchés de façon différentielle Q139 Q14 ; Q15, Q16 dans le rang supérieur et Q17, Q18 dans le rang inférieur. Le signal AN provenant du circuit accordé d'entrée est appliqué à la base de l'un des transistors Q17 du rang inférieur. L'autre base de l'autre transistor du rang inférieur est reliée au conducteur secondaire 19 de réglage automatique de gain et est mise à la terre par un condensateur 31. Les émetteurs couplés des transistors Q17, Q18 sont reliés à la terre par l'intermédiaire d'une source de courant CS, avec un réglage automatique retardé du gain.La source contrôlée de courant CS comporte le transistor Q19, la diode D1, et des résistances 47 et 48. L'émetteur du transistor Q19 est relié à la terre, sa base est couplée, par l'intermédiaire de la diode D1 et de la résistance 48, à la borne FM du commutateur 32. Dans le mode AN, le commutateur couple la résistance 48 au conducteur 18 de réglage automatique de gain.Le collecteur du transistor Q19 est couplé, par 1'intermédiaire de la résistance 47, à 1'émetteur des transistors Q171 Q186 La source contrôlée de courant CS fournit ainsi une mesure du réglage automatique de gain supplémentaire pour le mélangeur AN, une fois que le retard dt à la chute de tension dans la diode DI est dépassé. Dans le rang supérieur du mélangeur AN, les paires de transistors Q13, Q14 et Q15, Q16 reçoivent des signaux AN, au niveau de leurs émetteurs couplés, en provenance de la paire de transistors Q17, Q18 du rang inférieur, et reçoivent des signaux en provenance de l'oscillateur local sur leurs bases. L'oscillateur local comporte une paire de transistors Q20, Q21 branchés de façon différentielle, dont les émetteurs sont reliés à la terre, par l'intermédiaire de la source de courant Q22, et dont les collecteurs sont reliés à la tension Bi de 6 v, par l'intermédiaire de résistances de faible valeur (100 ohms).Les transistors Q20, Q21 sont réunis suivant un montage croisé, c'est-à-dire que le collecteur de l'un est relié à la base de l'autre et inversement, et un collecteur (du transistor Q203 est relié au circuit oscillant 49. Le signal de sortie de l'oscillateur, provenant du transistor Q20, est transmis à la base des transistors Q14 et Q15 de la rangée supérieure où est effectué le mélange. Le signal de sortie du mélangeur est prélevé à partir du collecteur du transistor Q16, et est appliqué, par l'intermédiaire du circuit accordé 50, à la base du transistor QI (le circuit contenant le circuit accordé FN 41). Le commutateur de mode 32 commande la section AH du dispositif d'accord. Le commutateur 32 est un commutateur à deux positions dont un contact est mis à la terre et dont l'autre est relié au conducteur 18. Le contact mobile est relié, par llinter- médiaire de la résistance 48, à la diode DI. Dans la position où il est relié à la terre, le commutateur 32 polarise en inverse la diode D1 et bloque toute injection de courant en provenance de la source de courant Q19, bloquant ainsi tout courant en direction du mélangeur AN. Dans l'autre position, le commutateur 32 permet la circulation d'un courant dans la source de courant Q19 et commande la section AH du dispositif d'accord. Les commutateurs de mode 32 et 44 fonctionnent en synchronisme. L'amplificateur de fréquence intermédiaire a été décrit en détail ci-dessus, sauf pour l'addiction d'un étage d'amplification. La source commandée de courant 29 est représentée dans la partie inférieure droite de la figure 2. Elle comporte des transistors Q23 à Q27, ainsi que des composants résistifs et capacitif 51 à 58. Elle comporte un circuit de référence réglable pour le courant, et une source de courant commandée par ce circuit de référence. On va tout d'abord décrire le circuit de référence. Le circuit de référence réglable comporte une diode reliée à un transistor Q23 dont l'émetteur est relié au conducteur B+ (+ 6 v) par l'intermédiaire de la résistance 51. Le circuit de courant à travers le transistor Q23 est complété jusqu'à la terre par l'intermédiaire de deux trajets. Un trajet passe par le transistor Q24, dont le courant est à son tour commandé par le transistor Q25. L'émetteur du transistor Q24 est relié à la terre par l'intermédiaire d'une résistance 52, et sa base est maintenue à une valeur constante de + 1,2 V, en étant reliée à une source de polarisation par l'intermédiaire d'un atténuateur fixe 53. L'atténuateur fixe 53 comporte également un condensateur de filtrage présentant une capacité importante (160 yF) pour réduire le ronflement et découpler les signaux, associé à l'amplificateur basse fréquence. Comme on lla vu, la circulation du courant dans le transistor Q24 est réglée par le transistor Q25 en réponse au signal de sortie du détecteur. Le signal de sortie du détecteur AH-FN est appliqué à la -base du transistor Q25 dont l'émetteur est re lié, par l'intermédIaire d'une résistance 55 de 600 ohms, à la résistance de charge d'émetteur du transistor Q24. La base du transistor Q25 est reliée, par T'intermédiaire d'une résistance 56, à la tension de + 1,2 V existant au niveau de l'atténuation 53. Le collecteur du transistor Q25 est relié, par Itintermédiaire d'une -résistance de charge 57, à la source de polarisation positive. Le signal détecté par le détecteur 26 est ainsi transmis à la base du transistor Q25 et, grâce au couplage des émetteurs communs, une variation apparait dans le courant d'émetteur du transistor Q24, et une variation correspondante apparat dans le courant de référence circulant dans le transistor Q23.Ce mécanisme fonctionne à la fois dans les modes de réglage AN et FM pour faire apparattre une variation dans le courant circulant dans le transistor de référence de courant 023. La présence de la résistanc#e 55 dans le trajet d'émetteur du transistor Q25 a tendance à faire circuler un courant initialement plus élevé dans le transistor Q24, en réduisant la tension emetteur-base Veb dans le transistor Q25 par rapport au transistor Q24. Ceci augmente le courant de référence minimal. Le réglage de la commutation de mode du transistor Q23 entre un réglage à faible gain pour le mode AH et un réglage à fort gain pour le mode FN est réalisé par le transistor Q26. Le collecteur du transistor Q26 est couplé au circuit base-collecteur du transistor Q23, et sa base est renvoyée à la tension de polarisation + 1,2 V au niveau de l'atténuateur 53. L'émetteur du transistor Q26 est relié, par l'intermédiaire de la résistance 58, au contact mobile du commutateur de mode FM 32. La mise à la terre du commutateur de mode pour le mode FM rend le transistor Q26 conducteur et augmente le courant circulant dans le transistor Q23 jusqu'à un nouveau plateau, augmentant ainsi la tension sur le conducteur ie d'environ trois-quarts de volt.La commutation du contact mobile 32 sur la position AH bloque le transistor Q26, et réduit le courant jusqu'à la valeur antérieure. Dans l'une ou l'autre des positions du commutateur de mode 32, le courant circulant dans le transistor Q23 est commandé par le signal de sortie détecté, mais dans une gamme de courant différente. L'élément final de la source réglable de courant 29 est la source de courant elle-##me. Elle est constituée par le transistor Q27 dont l'émetteur est relié, par l'intermédiaire de la résistance 57, à la#source de polarisation positive, dont la base est reliée au circuit base-collecteur du transistor Q23, et dont le collecteur est relié au conducteur 18. La jonction d'entrée du transistor Q27 est ainsi branchée en parallèle avec la jonction d'entrée du transistor Q23, les valeurs des résistances 57 et 51 étant choisies de façon à faire apparattre des chutes de tension égales et des potentiels de jonction égaux.Dans le cas où le réglage automatique de gain doit être important, le transistor C25 sert à réduire encore le courant circulant dans le transistor Q27, et augmente la fonction de réglage. Sauf pour le courant prélevé par le transistor Q25, qui augmente la chute aux bornes de la résistance 57, les rapports des courants entre les transistors Q23 et Q27 dépendent de leurs surfaces relatives. La géométrie du transistor Q27 est choisie de façon à être 8 fois celle du transistor Q23. Comme on peut le voir dans la figure 2, les valeurs des résistances respectives.27 et 51 sont de 100 ohms et de 820 ohms, c'est-à-dire dans un rapport sensiblement inverse (lia) aux surfaces et capacités de transport de courant des transistors. Par conséquent, le courant circulant dans le transistor Q27 est environ 8 fois celui circulant dans le transistor de référence Q23. Que ce soit dans le mode AH ou FM, le courant disponible pour le conducteur 18 passe dans le transistor Q27, et est rendu dépendant du signal de sortie détecté et du réglage de mode. Comme on l'a vu ci-dessus, la polarisation normale B sur le conducteur 18 pour le fonctionnement dans le mode AH est d'environ 1,65 V, tandis que celle pour le mode FM est de 2,4 Y. Bien que la présente invention puisse être mise en oeuvre suivant différentes formes de réalisation, celle qui a été donnée ci-dessus est particulièrement économique en ce qui concerne les composants non situés sur la plaquette, et par conséquent du point de vue du coût global. En supposant des mêmes exigences de fonctionnement, le coût d'un radio-récepteur complet AM-FM réalisé en utilisant une seule plaquette, avec la répartition indiquée, est très inférieur au coût d'une réalisation non intégrée. REVENDI CÂT IONS 1. Circuit récepteur pour un radio-récepteur capable de fonctionner sélectivement dans le mode AH (modulation d'amplitude) et dans le mode FN (modulation de fréquence), caractérisé par le fait qu'il comporte des moyens fournissant au moins une composante de signal continue de l'un des signaux de sortie détectés en AH ou FN fournis par le détecteur AM-FM du récepteur, convertissant la fréquence intermédiaire en basse fréquence, ladite composante de signal continue étant appelée ci-après signal continu dynamique, des moyens fournissant un signal de type continu possédant une première amplitude lorsque le mode AN est sélectionné, et une seconde amplitude différente lorsque le mode FM est sélectionné, ce dernier signal étant appelé ci-après signal continu statique, ainsi que des moyens répondant à la fois aux signaux continus statique et dynamique pour délivrer un courant de sortie possédant une composante continue principale dont l'amplitude est fonction des deux dits signaux, le courant de sortie étant disponible pour ttre appliqué à d'autres sections du circuit récepteur. 2. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que le courant de sortie possède une composante continue statique qui est fonction du signal statique, et une composante continue dynamique qui est fonction du signal dynamique. 3. Circuit suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que la composante statique du courant de sortie possède une amplitude plus importante lors de la sélection du mode FM que lors de la sélection du mode AH. 4. Circuit suivant l'une quelconque des revendications I à 3, caractérisé par le fait que le signal dynamique se présente sous la forme d'un courant dont la composante continue possède une amplitude qui est fonction de l'amplitude du signal de fréquence intermédiaire dans le cas de la sélection du mode AN, et de l'amplitude de ltécart par rapport à la fréquence intermédiaire centrale dans le cas de la sélection du mode FM. 5. Circuit suivant l'une quelconque des revendications I ? à 4, caractérisé par le fait que le signal-statique se présente sous la forme dlun potentiel présentant une première amplitude dans le cas de la sélection du mode FM, et une seconde amplitude différente dans le cas de la sélection du mode SI. 6. Circuit suivant L'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que les moyens délivrant le courant de sortie comportent plusieurs étages amplificateurs interconnectés et couplés en courant continu, un étage d'entrée recevant le signal continu dynamique, et un signal de sortie délivrant le courant de sortie, l'amplificateur étant commandé par le signal continu statique de façon à présenter un gain qui est plus élevé dans le mode FN que dans le mode AN. 7. Circuit suivant l'une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé par le fait que l'amplificateur et le circuit qui lui est associé comportent plusieurs étages à transistors, comprenant un étage d'entrée auquel est appliqué le signal dynamique, et un étage d'entrée distinct dont une électrode d'entrée est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance, aixmoyens délivrant le signal statique. 8. Circuit suivant les revendications 5 et 7 prises dans leur ensemble, caractérisé par le fait que le potentiel du signal statique possède une amplitude qui, dans le cas du mode AH, bloque l'étage d'entrée distinct et qui, dans le cas du mode FM, rend cet étage d'entrée distinct conducteur, et par le fait qu'en réponse à cet état conducteur le signal de sortie fournit un courant de sortie présentant une amplitude plus importante que dans le cas du mode AH. 9. Circuit suivant la revendication 8, caractérisé par le fait qu'il comporte cinq transistors, le premier fournissant le courant de sortie, le second recevant le signal dynamique en tant que signal d'entrée, les troisième et quatrième étant branchés en série et étant interconnectés avec les trois autres transistors de façon à commander le courant qui les traverse, et un cinquième transistor constituant l'étage d'entrée distinct. 10. Circuit suivant la revendication 9, caractérisé par le fait aucune première résistance est branchée pour servir à la fois de résistance d'émetteur pour le premier transistor et de résistance de collecteur pour le second transistor, que la base du premier transistor, le collecteur du cinquième transistor, le collecteur du quatrième transistor, et le collecteur ainsi que la base du troisième transistor sont directement réunis de manière que le troisieme transistor fonctionne comme une diode, qu'une seconde résistance est branchée de façon à servir de résistance d'émetteur pour le troisième transistor, que l'émetteur du quatrième transistor est relié, par l'intermédiaire d'une troisième résistance, à l'émetteur du second transistor, et est également relié, par l1intermédiaire d'une quatrième résistance, à un point d'application d'un potentiel de référence, que les bases des quatrième et cinquième transistors sont reliées directement à un point dlapplication d'un potentiel de polarisation, que la base du second transistor est reliée à ce point d'application du potentiel de polarisation par l'intermédiaire d'une résistance, que l'émetteur du cinquième transistor est relié, par l'intermédiaire d'une résistance, aux moyens fournissant le signal statique, et que le signal d'entrée dynamique est appliqué à la base du second transistor, le courant de sortie étant disponible sur le collecteur du premier transistor.