Brevet FR2344033A1 — publié le 19771007

La présente invention a trait aux ensembles et procédés de traitement de données sismiques, et en particulier à ceux concernant la sismologie par réflexion. Dans l'exploration sismique, on engendre un signal à onde acoustique à la surface de la terre ou à sa proximité. L'onde acoustique se propage vers le bas et est réfléchie par les couches souterraines, qui la renvoient à la surface de la terre. Les ondes sismiques réfléchies sont détectées par des capteurs sismiques sensibles répartis suivant une rangée sensiblement rectiligne à la surface de la terre ou à sa proximité. Conformément à la pratique qui était en usage jusqu'à présent, vingt-cinq à trente détecteurs sismiques, fréquemment dénommés capteurs, sont uniformément répartis le long d'un tronçon de câble unique dont la longueur peut être de 30 à 100 mètres. Les capteurs sont tous reliés électriquement entre eux pour former un canal de données allongé unique. Cinquante tronçons de câble de ce genre ou davantage, dont chacun constitue un canal de transmission de signaux, sont couplés ensemble pour former un ensemble de câble de 3000 mètres de long ou davantage. La sortie de chacun des cinquarte canaux ou davantage est connectée à un dispositif central de traitement de signaux situé à une extrémité de l'ensemble de câble. Chaque canal requiert une paire distincte de fils. I1 peut donc y avoir cinquante de ces paires ou plus. En raison du prix de revient et du poids d'un aussi grand nombre de fils, on a propose des agencements dans lesquels les signaux de sortie de chaque canal sont multiplexés par répartition dans le temps le long d'un canal de transmission de données unique. La présente invention sera décrite dans son application particulière à la prospection géophysique, mais elle peut être mise en oeuvre pour détecter des objets immergés tels que de gros poissons, des vaisseaux et similaires. En tant que documents illustrant l'état de la technique concoe- né par la présente invention, on peut citer les brevets des Etats Unis nO 3 851 302, 3 652 979, 3 748 638 et 3 873 961. Tous ces brevets décrivent la mise en oeuvre de systèmes télémétriques dans lesquels un module de traitement de signaux numérise les données sismiques fournies par un capteur sismique ou par un groupe de capteurs sismiques. Grâce à l'utilisation de diverses modalités de multiplexage, les données sont transmises à un dispositif enregistreur par un canal de télémesure. Comme on l'a indiqué plus haut, un groupe de capteurs sismiques forme une rangée de trente à cent mètres de long. Une onde acoustique dont le front d'onde est sensiblement parallèle au plan dans lequel sont disposés les capteurs sismiques parviendra à-peuprès simultanément à tous les capteurs, en donnant lieu ainsi à un renforcement du signal de sortie par sommation. Dans les conditions de prospection sismique effectives, cette situation idéale existe rarement, excepté dans le cas spécial où le front d'onde est réfléchi verticalement par une interface souterraine réfléchissante située directement au-dessous de la rangée de capteurs. Dans les cas les plus courants, le front d'onde balaye la rangée de capteurs sous un certain angle.En raison de cette inclinaison, le front d'onde atteint une extrémité de la rangée à un instant nettement antérieur à celui où il atteint l'autre extrémité de la rangée. Le temps de parcours du front d'onde d'un bout à l'autre de la rangée dépend de la vitesse de phase de l'onde sismique, de la longueur d'onde de l'onde acoustique, de la longueur de la rangée et de la profondeur de l'interface réfléchissante, entre autres facteurs. Si la longueur de la rangée de capteurs est grande comparativement à la longueur d'onde de l'onde acoustique, la rangée atténuera l'onde acoustique. Par conséquent, la longueur de la rangée de capteurs sismiques doit être inférieure à la longueur d'onde des ondes sismiques incidentes afin d'éviter de donner lieu à une atténuation, et, pour obtenir une bonne réponse, être de préférence inférieure au quart de cette longueur d'onde. Traditionnellement, on considérait comme intéressante l'énergie correspondant à la partie inférieure du spectre sismique, qui met en jeu des longueurs d'onde de plusieurs centaines de mètres. L'utilisation de rangées de capteurs relativement longues donnait satisfaction. Cependant, la tendance contemporaine est d'exiger une plus grande résolution dans la détermination des couches géologiques, c'est-à-dire dans l'établissement des relevés de structure souterraine. L'obtention d'une plus grande résolution nécessite l'utilisation, et donc la détection, d'ondes sismiques de fréquences plus élevées. Mais les longueurs d'onde de l'énergie correspondant à l'extrémité supérieure du spectre sismique sont comparables, et fréquemment très inferieures, à la longueur des rangées de capteurs sismiques classiques utilisées à l'heure actuelle. I1 serait par conséquent désirable de substituer de nombreuses rangées de capteurs sismiques plus courtes à une rangée de capteurs sismiques longue dans chaque tronçon de câble.Une telle solution du problème a été considérée comme impossible à mettre en oeuvre en raison de la complexité qu'elle introduirait dans le traitement des données et du grand nombre de conducteurs qu'elle nécessiterait, qui condui- raient à des ensembles de câble sismique coûteux ayant une taille et un encombrement prohibitifs. Par conséquent, on aurait actuelle ment besoin de pouvoir disposer d'ensembles de traitement de données sismiques qui, comparativement aux équipements connus jusqu'à présent, permettraient d'accroître la solution des systèmes sismiques à grande échelle sans accroître le poids ou l'encombrement de l'ensemble de câble sismique. Selon un aspect général de la présente invention, il est prévu un ensemble de traitement de données sismiques comprenant une plu ralité d'unités de détection sismique élémentaires associées à des unités électroniques d'émission-réception qui, en fonctionnement, transmettent par une liaison de transmission d'un câble sismique des signaux de données provenant des unités de détection à une station centrale commune en utilisant des techniques de multiplexage, l'ensemble de traitement de données comportant des moyens de multiplexage additionnels prévus dans chaque unité d'émission-réception en vue d'échantillonner successivement la sortie de chacune des unités de détection sismique élémentaires d'un jeu spécifique d'unir tés de détection associées et une circuiterie électronique prévue dans chaque unité d'émission-réception spécifique en vue d'appliquer les signaux de sortie de l'unité d'émission-réception spécifique à la liaison de transmission de façon qu'en fonctionnement, les signaux de sortie provenant de chacune des unités de détection sismique du jeu spécifique soient échantillonnés par un premier étage de multiplexage et que les signaux de sortie d'au moins certaines des unités d'émission-réception soient successivement appliqués à la liaison de transmission à destination de la station centrale par un second étage de multiplexage. On voit donc que selon son aspect général ci-dessus énoncé, l'invention peut être définie sommairement comme relative à un ensemble de traitement de données sismiques à multiplexage en deux stades. Comme on le verra plus en détail dans la suite, les dispositions générales ainsi définies permettent dé former des rangées de capteurs plus courtes, et par conséquent de conférer une puissance de résolution relativement élevée à l'ensemble tout en rendant celui-ci sensible aux signaux acoustiques de fréquence relati vement élevée. Tout ceci, de même que de nombreux autres aspects et caractéristiques du mode de réalisation de l'invention illustré et décrit dans le présent mémoire, contribue à la création d'un ensemble de prospection sismique qui est supérieur aux ensembles classiques à différents points de vue. Conformément aux dispositions générales énoncées ici et développées plus en détail dans la suite, l'ensemble de traitement de données sismiques selon l'invention est agencé en sorte qu'il permet de décentraliser les circuits électroniques de traitement de signaux, normalement montés dans un véhicule d'enregistrement central, par incorporation des circuits électroniques dans les tron çons de câble individuels formant l'ensemble de câble. Les signaux sismiques analogiques provenant des capteurs sismiques individuels sont numérisés et transmis à une station centrale commune par une liaison de transmission de données en faisant appel au mode de multiplexage à retard de propagation en deux stades mentionné plus haut. Selon un aspect important d'un mode de réalisation de 1 'inven- tion, un ensemble de câble sismique est constitué par une pluralité de tronçons de câble sismique identiques dont chacun comporte un certain nombre, par exemple égal à dix, d'unités de détection sismique élémentaires discrètes et courtes à la place d'une classique rangée de capteurs unique et de grande longueur. Etant donné que chaque unité de detection sismique élémentaire fonctionne en association avec un canal de signal séparé, le nombre de canaux exploités dans un ensemble de câble complet se trouve multiplié par un facteur au moins égal à dix.Par conséquent, dans un mode de réalisation préférentiel, l'ensemble de traitement de données échantillonne et multiplexe les signaux de sortie de 500 à 1000 canaux de données sur une liaison de transmission de données unique à destination de la station centrale, ceci dans l'étendue temporelle d'un intervalle d'échantillonnage désiré, valant par exemple 0,5 à 1,0 milliseconde, qui sera dénommé ci-après cycle-ou période de balayage. Dans un mode de réalisation de l'invention, l'ensemble de câble sismique comprend au moins dix tronçons de câble sensiblement identiques. A chaque tronçon de câble est incorporé un certain nombre d'unités de détection sismique élémentaires. A chaque tronçon de câble est associée une unité d'émission-rction respective, le terme "unité d'émission-réception" étant utilisé ici pour englober les circuits électroniques assemblés dans des modules de raccorde ment-faisant partie de l'ensemble de câble et comportant un circuit de sortie pour la transmission sur le câble de signaux sismiques numérisés, en plus de circuits électroniques communs destinés à amplifier et à numériser des informations d'entrée formées par des données sismiques analogiques et d'une circuiterie de commutation destinée à connecter successivement les unités de détection sismique élémentaires à la circuiterie électronique commune. Les tron çons de câble et les modules de raccordement à unité d'émissionréception sont mécaniquement et électriquement raccordés entre eux. Les signaux issus de chacune des unités d'émission-réception sont successivement appliqués au câble sismique, et par conséquent transmis à la station centrale, tandis que la circuiterie de commutation est connectée de façon à recevoir les signaux provenant des unités de détection sismique élémentaires associées. Dans ces conditions, les signaux numériques issus de toutes les unités de détection sont successivement appliqués à la station centrale. La longueur de chaque unité de détection sismique est une fraction prédéterminée de la longueur d'une ondelette sismique dont la fréquence correspond à la cadence d'application successive des signaux appliqués au câble, comme on le verra plus en détail dans la suite. Selon un autre aspect d'un mode de réalisation de l'invention, l'ensemble de câble sismique est composé d'un certain nombre de tronçons de câble actifs dont chacun contient une liaison sslinter- rogation, une liaison de transmission de données et un certain nombre d'unités de détection sismique élémentaires, chaque fois que les capteurs sont logés dans le câble. Les modules de raccordement renfermant les unités d'émission-réception connectent entre eux les tronçons de câble adjacents. Chaque unité d'émission-réception comporte une pluralité de canaux d'entrée, un circuit répéteur de données et un circuit d'interrogation. Le circuit d'interrogation de chaque unité d'émission-réception est connecté en série avec la voie d'interrogation.Les unités de détection sismique élémentaires des tronçons de câble intermédiaires sont couples à des canaux d'entrée correspondants de l'unité d'émission-réception spécifique associée située à une extrémité d'un tronçon de câble associé. Le circuit répéteur de données de chaque unité d'émission-réception est couplé à la liaison de transmission de données. Selon une autre caractéristique d'un mode de réalisation de l'invention, chaque unité d'émission-réception comporte un commutateur de multiplexage. Le commutateur de multiplexage est séquencé par un circuit de commande qui est connecté au circuit d'interrogation. En réponse aux impulsions d'interrogation qui proviennent de la station centrale et sont transmises sur la liaison d'interrogation, le circuit d'interrogation agit sur le circuit de commande de façon à lui faire séquencer le multiplexeur et numériser les données analogiques provenant des unités de détection sismique, et aussi à lui faire transmettre un mot de données numériques a autosynchronisation à la liaison de transmission par l'intermédiaire du circuit répéteur de données. Selon un autre aspect du mode de réalisation de l'invention présentement considéré, les filtres, le multiplexeur, les amplificateurs de conditionnement de gain, le convertisseur analogiquenumérique et les autres équipements électroniques qui, dans la technique antérieure, étaient montés dans un véhicule d'enregistrement associé à un ensemble de saisie de données sismiques classique ne font plus partie de l'ensemble central d'acquisition de données et sont logés dans des modules de raccordement miniaturisés identiques pour constituer les émetteurs-récepteurs, dont l'un est associé à chaque tronçon de câble. Les tronçons de la pluralité de tronçons de câble identiques sont mutuellement espacés et interconnectés par une pluralité correspondante de modules de raccordement identiques avec des émetteurs-récepteurs.Les signaux analogiques fournis par les unités des détection élémentaires faisant partie d'un tronçon de câble ont transmis par des lignes de données locales à l'unité d'émission-réception associée contenue dans le module de raccordement, où ils sont filtrés, multiplexés, échantillonnés, soumis à un conditionnement de gain et numérisés. Les seuls équipements subsistant dans le véhicule d'enregistrement sont ceux correspondant à la station centrale, qui comporte un récepteur enregistreur de signaux destiné à enregistrer des mots de données numériques reçus en provenance des émetteurs-récepteurs de données par la liaison de transmission de données, et des circuits logiques de commande destinés à transmettre des impulsions ou signaux de commande et d'interrogation aux émetteurs-récepteurs de données par la liaison d'interrogation. Avantageusement, la longueur d'une unité de détection sismique élémentaire, qui comprend trois capteurs ou davantage, est inférieure à 15 mètres, et de préférence à 6 mètres.Une longueur d'unité de détection de 3,8 mètres, par exemple, correspond à une demilongueur d'onde à 200 Hz, et à un quart de longueur d'onde à 100 Hz, pour une vitesse d'onde sismique de 1500 mètres par seconde. Les phénomènes sismiques de fréquence élevée se trouveront donc détectés par les unités de détection même dans le cas de réflexions à très faible profondeur en des points éloignés le long du câble. Par ailleurs, le rythme d'échantillonnage d'une milliseconde descircuits électroniques de traitement des signaux sismiques a une fréquence-limite de Nyquist de 500 Hz. Au cours du processus d'échantillonnage, les fréquences supérieures à la fréquence de Nyquist donnent naissance à des signaux parasites ou "signaux fantômes" à basse fréquence qui pourraient ne pas être discernables des signaux de données significatifs. Dans le présent exemple de traitement de données, l'atténuation introduite par les filtres passebas anti-fantômes à 1 milliseconde mis en oeuvre pour exclure les fréquences relevées sera d'au moins -60 dB (1000: 1) à 500Hz par rapport à la réponse maximum. Le point à -6 dB se situe à 250 Hz. Ainsi, la fréquence de coupure supérieure effective est égale à la moitié de la limite de Nyquist. Cette fréquence de coupure est bien entendu nettement supérieure aux fréquences sismiques intéressantes, et l'ensemble fournit dans ces conditions à l'enregistreur la bande -passante à haute fréquence désirée dans l'ensemble de traitement de données sismiques à haute résolution décrit. Selon une autre caractéristique d'un mode de réalisation de la présente invention, les unités d'émission-réception sont pourvues de sources d'alimentation courant constant, et un courant alternatif d'alimentation est délivré sous une fréquence sensiblement supérieure à la fréquence d'échantillonnage de signaux la plus élevée. Selon une autre caractéristique d'un mode de réalisation de la présente invention, chaque tronçon de l'ensemble de câble ou câble global comprend un câble-artère comprenant lui-même une liaison de transmission de données, une liaison d'interrogation ainsi que des liaisons auxiliaires d'alimentation et de commande. Le câble-artère raccorde entre elles en série les diverses unités d'émission-récep- tion et les connecte à la station centrale située dans un véhicule d'enregistrement. De préférence, chaque unité d'émission-réception contient une pluralité de préamplificateurs/filtres, dont chacun possède une entrée et une sortie. Les entrées sont couplées à une pluralité correspondante d'unités de détection sismique élémentaires qui, en particulier dans le cas de câbles sismiques marins; sont montées à l'intérieur du tronçon de câble associé. Les sorties des préam- plificateurs/filtres sont connectées à des entrées correspondantes du multiplexeur, dont la sortie unique est couplée à l'amplificateur de conditionnement de gain et au convertisseur analogiquenumérique communs, à une mémoire temporaire formant registre de sortie, à un convertisseur de code et au circuit répéteur. La sortie du circuit répéteur est elle-même connectée à la liaison de transmission de données.La liaison d'interrogation est couplée au multiplexeur et au registre de sortie par un circuit de commande. En réponse à un signal d'interrogation constitué par une impulsion transmise aux émetteurs-récepteurs par la liaison d'interrogation, le multiplexeur de chaque émetteur-récepteur est séquencé par le circuit de commande sur un canal détermine, c'est-à-dire sur son canal suivant, pour acquérir un échantillon de donné analogique. L'échantillon de donnée est conditionné en gain, numérisé pour former un mot de donnée numérique, et est transmis sous commande rythmée du registre de sortie convertisseur de code au circuit répéteur. Ainsi, lorsque l'impulsion d'interrogation parvient à chacune des unités d'émission-réception respectives, un mot de données à codage de phase auto-synchronisé correspondant est transmis à la station centrale par la liaison de transmission de données. Une seconde impulsion d'interrogation ou impulsion d'interrogation suivante place les multiplexeurs de chacune des des unités d'émissionréception sur un second canal, ou canal suivant, pour échantillonner et numériser le signal suivant, tout en transmettant un mot à codage de phase en provenance des premiers canaux, c'est-à-dire des canaux échantillonnés antérieurement, des unités d'émission-réception.Dans ces conditions, pendant la durée d'une période de balayage, tous les canaux d'entrée analogiques de tous les emetteurs- récepteurs se trouvent échantillonnés. On peut donc se rendre compte que l'invention peut être consi dérée comme définissant un système de multiplexage a repartion dans le temps en deux stades dans lequel des mots de données à codage de phase transmis par les émetteurs-récepteurs individuels associés à chaque tronçon de câble sont ordonnés d'après le temps ou délai de propagation du signal d'interrogation tel que transmis en succession par la station centrale aux différentes unités d'émissionréception. Les mots à codage de phase provenant des canaux correspondants des unités d'émission-réception sont ordonnés en fonction de la séquence de sélection des canaux au cours d'une période ou cycle de balayage.Grâce à ces dispositions, il s'effectuera donc au cours de chaque intervalle d'échantillonnage d'une milliseconde une numérisation des signaux analogiques issus de la totalité des 500 unités de détection sismique et une transmission par le câble des mots de données numériques. Ainsi, les signaux issus du canal n01 de chacun des cinquante tronçons de câble se trouveront transmis en succession, à la suite de quoi s'effectuera la transmission des signaux du canal n"2 de chaque tronçon de câble, et ainsi de suite. Selon une autre caractéristique d'un mode de réalisation de l'invention, les liaisons de données et d'interrogation comprennent trois lignes redondantes placées en parallèle. En chacune des unités d'émission-réception, un circuit à majorité admet un signal de deux quelconques des trois lignes. Un circuit de détection d'erreur couplé aux liaisons de données et d'interrogation en chacune des unités d'émission-réception détecte la rupture d'une ligne dans le tronçon de câble associé lorsque le circuit à majorité ne détecte pas trois signaux d'entrée identiques. La liaison de transmission peut être un canal de transmission à large bande dont la largeur de bande est au moins de 100 MHz. Selon une autre caractéristique d'un mode de réalisation de l'invention, chaque émetteur-récepteur comprend un répéteur de données qui comporte lui-même un dispositif de réception, de régénération et de transmission de signaux destiné à recevoir, à régénérer et à retransmettre les signaux provenant des émetteurs-récepteurs situés en aval de liaison aux émetteurs-récepteurs situés en amont. On peut prévoir dans le circuit d'interrogation une ligne à retard artificiel connectée en série avec la liaison d'interrogation dans chaque émetteur-récepteur de façon à retarder l'arrivée de l'impulsion d'interrogation aux émetteurs-récepteurs situés en aval de liaison et à séparer ainsi les uns des autres les mots de données lorsqu'ils sont transmis de l'un à l'autre des tronçons de câble adjacents. Selon une autre caractéristique d'un mode de réalisation de la présente invention, un signal d'étalonnage est transmis par la station centrale pour exciter chaque unité de détection sismique élé- mentaire. Le signal de sortie de chaque-unité de détection est comparé au signal d'entrée pour établir un facteur d'étalonnage des capteurs. Dans un mode de réalisation illustratif de la présente inven tion, l'ensemble de câble est un câble marin de traîne comportant un tronçon terminal. Le câble de traîne peut contenir des capteurs auxiliaires destinés à mesurer la pression d'eau ambiante et à détecter les fuites d'eau salée à l'intérieur du câble de traîne. Selon un autre aspect d'un mode de réalisation de l'invention, des moyens sont prévus pour mesurer l'allongement de la partie active de l'ensemble de câble. A cet effet, un tronçon élastique absorbant les chocs est inséré à l'extrémité amont de l'ensemble de câble par l'intermédiaire d'une jauge extensométrique, et un émetteur-récepteur de données est connecté à l'extrémité amont du tronçon élastique. Les signaux de sortie de la jauge extensométrique sont transmis à un canal d'entrée auxiliaire de l'emetteur- récepteur à l'extrémité amont du tronçon élastique. A titre de caractéristique additionnelle d'un mode de realisa- tion de l'invention, l'extrémité aval du câble de tête est connectée à l'unité d'émission-réception située à l'extrémité amont du tronçon élastique. L'extrémité amont du câble de tête est fixée à un véhicule de remorquage. Le câble de tête comprend un câble-artère et plusieurs canaux d'entrée auxiliaires locaux couplés aux entrées de l'unité d'émission-réception située entre le câble de tete et le tronçon élastique. Un certain nombre de capteurs auxiliaires, situés à proximité du véhicule de remorquage, sont connectés aux canaux d'entrée auxiliaires locaux. En vue d'exposer d'une façon générale un autre aspect général de la présente invention, il convient de rappeler les considérations suivantes. Dans un système de conversion analogique-numérique à canaux multiples classique, on fait appel à un multiplexeur comportant plusieurs bornes d'entrée et une ligne ou voie commune de sortie. Chaque borne d'entrée du multiplexeur est connectée de façon à recevoir le signal de sortie d'un canal analogique, et sa ligne de sortie est généralement connectée à un amplificateur. Fréquemment, en sismologie par exemple, on désire éliminer la composante continue du signal analogique reçu par chaque canal. A cet effet, un filtre passe-haut à résistance et capacité est généralement connecté entre chaque borne d'entrée du multiplexeur et le canal analogique. Un tel filtre comporte un condensateur en série et une résistance en parallèle, et nécessite que la ligne de sortie du multiplexeur attaque une charge à haute impédance. De ce fait, dans la technique antérieure, la ligne de sortie était connectée à un amplificateur à impédance d'entrée élevée. Les systèmes classiques de ce genre présentent différents inconvénients, parmi les principaux desquels figurent les suivants; La valeur de la capacité du condensateur de chaque filtre passehaut doit être relativement grande. De ce fait, le condensateur est -à la fois volumineux et coûteux. Etant donné que chaque condensateur nécessite une résistance séparée, le grand nombre de ces résistances contribue fortement à augmenter le coût et l'encombrement du système, et constitue également une sérieuse entrave pour les efforts de miniaturisation. La présence requise d'un amplificateur à haute impédance d'entrée connecté à la ligne de sortie du multiplexeur entrave sérieusement les choix de conception accessibles. L'ensemble de traitement de données sismiques selon l'invention nécessite la mise en oeuvre de filtres remédiant à ces inconvénients, et la présente invention propose à cet effet un système perfectionné où la capacité de chaque condensateur est considérablement réduite, où tous les condensateurs sont associés à une résistance commune connectée à la ligne de sortie du multiplexeur et où l'amplificateur à haute impédance d'entrée peut être remplacé par un amplificateur opérationnel à basse impédance d'entrée permettant de bénéficier d'une plus grande souplesse de conception. Un tel filtre est un filtre R-C passe-haut commuté destiné à être associé à un multiplexeur dans un système analogique à canaux multiples. Chaque-canal reçoit un signal analogique d'une source telle qu'un capteur sismique. Chaque canal contient un condensateur connecté en série avec un commutateur de multiplexeur normalement ferme qui est connecté à une ligne ou voie de sortie de multiplexeur. Une résistance commune est connectée à la ligne de sortie. Un contrôleur ferme les commutateurs en succession de façon que le condensateur dont le commutateur a été fermé se trouve connecté à la résistance commune pour former avec celle-ci un filtre R-C passe-haut. Dans un mode de réalisation préférentiel, la résistance commune est la résistance d'entrée d'un amplificateur opérationnel. La fréquence de coupure du filtre commuté peut être modifiée par modification des temps d'activité des commutateurs. Ainsi, selon-un aspect général de l'invention, il est prévu un filtre passe-haut commuté par multiplexeur, destiné en particulier à être associé à un ensemble de traitement de données sismiques, qui comprend une pluralité de bornes d'entrée analogique, une borne de sortie et un multiplexeur comportant une pluralite-de bornes d'en trée et une ligne ou voie de sortie commune, où l'un distinct des condensateurs d'une pluralité de condensateurs est connecté entre chaque borne d'entrée analogique du filtre et chaque borne d'entrée du multiplexeur, et où une résistance est connectée à la voie de sortie commune. En vue d'exposer globalement un autre aspect général de l'invention, il est opportun de rappeler les considérations suivantes. Conformément aux techniques classiques, l'exploration sismique s'effectue sur des étendues de terrain ou d'eau en injectant dans l'un et l'autre cas des signaux acoustiques sous terre et en détectant les signaux sismiques réfléchis au moyen d'un grand nombre de détecteurs sismiques ou capteurs disposés en rangées. Par exemple, lorsqu'on travaille sur mer, les rangées de capteurs sont logées dans un câble de traîne qui mesure généralement environ 3000 mètres de long et peut contenir cinquante de ces rangées. Chaque rangée forme un canal distinct. Chaque canal est couplé à un ensemble d'enregistrement sismique par une paire distincte de fils.Des rangées de capteurs différentes doivent être utilisées pour des formations géologiques différentes, pour le travail sous faible pénétration ou sous pénétration profonde et, d'une façon générale, on a besoin de disposer de rangées de capteurs différentes pour satisfaires aux différente-s exigences des géophysiciens. Pour la pénétration profonde, qui met en jeu des fréquences sismiques basses, les rangées de capteurs sont formées de 25 à 35 détecteurs répartis sur 60 à 90 mètres. Suivant les caractéristi- ques de réponse désirées, on peut réduire spatialement les capteurs dans les limites de la rangée ou bien affecter d'une pondération électrique les signaux de sortie des capteurs. Lorsqu'on explore des formations terrestres de faible profondeur, l'énergie correspondant aux fréquences sismiques relativement élevées est intéressante. Dans cette application, les rangées requises sont d'une longueur très faible, à savoir de 7,5 à 15 mètres ou même moins. De telles rangées peuvent comporter un nombre de capteurs aussi petit que dix. D'une façon générale, lorsque l'exploration sismique nécessite l'utilisation de rangées différentes en vue d'applications différentes, il est nécessaire de changer matériellement les câbles contenant les rangées différentes. I1 serait avantageux de disposer d'un câble unique contenant jusqu'à 500 sous-rangees courtes ou jeux de capteurs sismiques pouvant être redistribués électriquement de façon à former l'équivalent de n'importe quel type de rangée plus grande appropriée à des conditions géologiques particulières. Dans un système classique dont chaque sous-rangée constituerait un canal distinct, on aurait alors besoin de disposer de 500 paires de fils. Alors que le maniement d'un câble formé de 50 paires de fils est possible pour une équipe de sismologie, un câble formé par exemple de 500 paires de fils correspondant à 500 canaux serait quasi-impossible à mettre en place en campagne. Les limitations physiques tenant au poids du câble et à d'autres difficultés ont donc limité le nombre des canaux utilisés dans les installations sismologiques jusqu'à l'heure actuelle malgré les avantages qui pouvaient théoriquement découler de l'obten- tion d'information par un plus grand nombre de canaux. La transmission de signaux sismiques représentant 500 canaux à un point de traitement central présente de nombreuses autres difficultés. Par exemple, le coût du traitement de données nécessaire serait très élevé si l'on utilisait un équipement de traitement de données universel classique, en dépit des notables réductions de coût récemment intervenues en la matière. Comme noté plus haut, la transmission de 500 signaux à la station centrale ne pourrait pratiquement pas être effectuée en utilisant 500 paires de fils distinctes. Une autre possibilité serait de prévoir 500 stations de traitement de données sismiques distinctes et de multiplexer les données sur un nombre plus petit de canaux de façon à ne plus avoir besoin de 500 paires de fils. Cependant, la mise en oeuvre de 500 stations actives individuelles de traitement de données serait d'un court prohibitif. De plus, un multiplexage normal du type à porteuse nécessiterait une fréquence très élevée; des circuits accordés et une électronique associée qui présentent normalement une fragilité si grande et un entretien si exigeant que la possibilité d'y recourir se trouve pratiquement exclue dans le domaine sismologique.La transmission directe de signaux numériques soulève egalement de nombreuses difficultés, dues à- divers facteurs de dégradation des signaux. Sous ce rapport, on peut noter que les caractéristiques d'intégration électrique des câbles de grande longueur donnent lieu à une forte dégradation des signaux numériques classiques à deux niveaux. En raison du grand nombre des problèmes essentiels électriques, mécaniques, de traitement de données, de poids et de coût sommairement exposés ci-dessus, on a considéré jusqu'à ltheure actuelle qu'il était impossible ou impraticable de réaliser des installations sismologiques fonctionnelles et commercialisables dans lesquelles les signaux sismiques fournis par plusieurs centaines d'unités de détection sont séparément renvoyés à une station centrale et enregistrés. Conformément à un mode de réalisation illustratif centré sur ce problème, tel que surmonté par la présente invention, on rappellera que l'ensemble de traitement de données sismiques selon l'invention comporte un certain nombre d'unités d'émission-réception disposées à distance d'une station centrale. Les unités d'émissionréception sont connectées à la station centrale par la liaison de transmission de données à large bande et par une liaison d'interrogation. Chaque unité comporte plusieurs canaux d'entrée à chacun desquels est connectée une courte sous-rangée de capteurs sismiques, également dénommée unité de détection sismique élémentaire, laquelle comprend trois capteurs qui sont mutuellement distants d'environ 2 mètres.Un sélecteur de canal, qui est le multiplexeur mentionné plus haut, connecte séquentiellement les canaux d'entrée à un circuit commun de conditionnement de signaux et de numérisation comportant un canal de sortie. Le canal de sortie applique les signaux de données numériques provenant des unités de détection sismique élémentaires (sous-rangées sismiques) à la liaison de transmission de données en vue d'assurer leur transmission-en multiplex à la station centrale. Dans là station centrale, les mots de données numériques représentant des signaux sismiques en provenance des sous-rangées sont pondérés et composés par un dispositif de mise en forme en de nouveaux mots de données représentatifs d'un signal sismique qui aurait été obtenu comme désiré à partir d'une rangée de capteurs beaucoup plus grande. Selon un aspect important de cette caractéristique d'un mode de réalisation de l'invention, les signaux sismiques numérisés sont transcrits en un code impulsionnel à codage de phase, autosynchronisation et retour à zéro pour être transmis par la liaison de transmission à large bande, en vue de réduire la dégradation des signaux , comme on le verra plus en détail dans la suite. Aussi, la logique de traitement de données associée à chacun des différents émetteurs-récepteurs comprend de préférence une horloge locale. Les horloges locales sont asynchrones les unes par rapport aux autres, bien que de fréquences sensiblement identiques. Chaque unité d'émission-réception transmet des données locales sur la liaison de transmission à large bande ou bien reçoit des mots de données en provenance des unités d1émission-réception plus éloignées en aval de liaison. Les mots de données reçus des unités d'émission-réception situées en aval de liaison sont resynchronisés sur l'horloge locale, régénérés et retransmis à l'unité d'émission-réception située immédiatement en amont pour être finalement transmis à la station centrale. En vue de permettre de les identifier, les mots de données sont séparés par un court "espace mort" où ne figurent pas de données. Par ailleurs, l'identification du début d'un mot de données, consécutivement à un espace mort, est assurée dans un mode de réalisation préférentiel en caractérisant le premier bit de chaque mot de données par un front d'attaque ascendant. La fin d'un mot de données se trouve décelee lorsqu'aucune inversion de polarité d'impulsion ne se produit dans le laps de temps de deux intervalles de bit quelconques. Avantageusement, les mots de données à autosynchronisation sont transmis en mode à courant constant. Selon une caractéristique d'un mode de réalisation de la présente invention, la station centrale comporte uné mémoire à tores et des moyens sont prévus pour mémoriser les mots de données numériques reçus en provenance des unités de détection sismique élémen- taires, c'est-à-dire des sous-rangées, dans une matrice de mémoire par ordre de succession des canaux. La station centrale comporte également un dispositif de mise en forme. qui extrait de la mémoire des mots de données ayant pour origine des unités de détection sismique sélectionnées et combine ces signaux pour les transformer en de nouveaux mots de données composites représentatifs de rangées plus grandes désirées. La station centrale peut également comporter une mémoire morte de coefficients destinée à appliquer des coefficients de pondération désirés aux mots de données provenant dés sous-rangées individuelles préalablement à la combinaison de ceux-ci en un mot de données composite. Dans la station centrale sont prévus de préférence des moyens destinés à mesurer l'intervalle de temps s'écoulant entre l'application d'une impulsion d'interrogation sur la liaison d'interrogation et l'arrivée des mots de données respectifs en provenance des unités d'émission-réception. L'intervalle de temps est converti enun code d'adressage qui est mémorisé dans une mémoire d'adresses, ce qui permet d'identifier les mots de données arrivants quant à leur source par identification du numéro de l'unité d'émissionréception et du numéro du canal en chaque unité d'émissionréception. Dans la station centrale, un contrôleur transmet les impulsions d'interrogation aux unités d'émission-réception par la liaison d'in- terrogation. En réponse aux signaux ou impulsions d'interrogation, les circuits électroniques des unités d'émission-réception respectives échantillonnent le signal analogique présent sur un canal d'entrée, numérisent l'échantillon en le transformant en un mot de données numérique à codage de phase et à autosynchronisation et transmettent le mot de données numérique à la station centrale par la liaison de transmission à large bande.Lorsque le contrôleur détecte l'arrivée de mots de données en provenance d'un premier canal de chacune de toutes les unités d'émission-réception, il émet une seconde impulsion d'interrogation pour échantillonner un second canal en chacune des unités d'émission-réception, et ainsi de suite, comme décrit plus haut, jusqu'à ce que tous les canaux d'entrée de toutes les unités d'émission-réception aient été échantillonnés, l'intervalle compris entre les impulsions d'interrogation successives d'un même canal étant nominalement d'une demie à une milliseconde. Ainsi, selon ce dernier de ses aspects généraux, l'invention propose un ensemble de traitement de données sismiques qui comprend une pluralité d'unités d'émission-réception et une liaison de transmission de données à large bande connectant les unités d'émission-réception à une station centrale, et il est prévu une pluralité de jeux d'unités de détection sismique élémentaires espacées, chaque jeu étant connecté de façon à délivrer par des canaux d'entrée une pluralité de signaux sismiques analogiques à l'une distincte des unités d'émission-réception, chaque unité d'émission-récep- tion comportant des moyens de traitement de données destinés à convertir, lorsqu'il leur est appliqué, un signal analogique en un signal numérique, chaque unité d'émission-réception comportant en outre des moyens propres à appliquer à la liaison de transmission à large bande des mots numériques autosynchronisés représentant les signaux sismiques provenant de chacun des canaux d'entrée de toutes les unités d'émission-réception. En vue d'exposer d'une façon générale un autre aspect global de la présente invention, il convient de rappeler les considérations suivantes. Cet aspect de l'invention a trait aux problèmes afférents à l'obtention de rapports signal/bruit améliorés et à l'accroissement de la capacité de discrimination de formations ou de discontinuités géologiques extrêmement voisines et de petites anomalies r problèmes que l'on va considérer ci-après en détail. Dans la méthode bien connue d'établissement de relevés sismologiques par réflexion, une impulsion sismique, telle qu'une perturbation explosive ou tir est déclenchée, et on effectue un enregistrement d'impulsions reçues par des capteurs ou détecteurs situés en des emplacements espacés le long d'un câble sismique partant du point de tir. Les capteurs sismiques généralement utilisés sur terre ferme sont connus sous le nom de géophones, et ceux généralement utilisés dans les câbles sismiques marins sous le nom d'hydrophones. Les ondes sismiques créées par l'impulsion sismique sont rétro-réfléchies vers la surface par les surfaces de séparation ou interfaces entre les couches géologiques de propriétés ou caractéristiques différentes, et elles parviennent aux capteurs situés au-dessus de la zone étudiée.Les signaux réfléchis reçus au niveau des capteurs sont transmis à des équipements d'enregistrement et de traitement portés par un navire ou par un véhicule sismique. Au cours de l'exécution de relevés de ce type sur une zone géographique ou site de forme allongée, on couvre le site par un quadrillage de lignes de relevé, et on enregistre des profils sismiques le long de ces lignes de relevé. En travail marin, un câble sismique de traine est remorqué de façon continue dans l'eau le long de l'une des lignes de relevé, et des impulsions sismiques sont déclenchées depuis le navire à des intervalles réguliers, par exemple toutes les dix ou vingt secondes. Sur terre ferme, la forme du câble sismique est caractéristiquement celle du déploiement d'une serine de tronçons identiques étendus sur le sol et connectés entre eux par des connecteurs électriques du type à enfichage.La ligne de relevé traversant le site est explorée en effectuant un tir sismique, l'équipement d'enregistrement et de traitement de données étant situé dans un camion d'enregistrement relié-au câble Après exécution du tir et enregistrement des données sismiques, on déconnecte un ou plusieurs des tronçons de câble d'une extrémité du déploiement pour les transporter à l'autre-extrémité du déploiement dans le sens de la progression et les y reconnecter. On fait passer sur une nouvelle position un commutateur multiple du camion d'enre gistrement, en avançant ainsi la portion du câble qui se trouve connectée à l'équipement de traitement de données d'une ou plusieurs longueurs de tronçon le long de la ligne de relevé, et on effectue alors un nouveau cycle d'enregistrement. Dans la technique antérieure, un câble marin de traîne de 3000 mètres comportait en général à-peu-près 1500 capteurs. Dans un tel câble,ces capteurs sont électriquement interconnectés par groupes d'environ 30, de sorte que les signaux sismiques transmis par le câble sont fournis par un nombre de canaux généralement égal à 48. Ces signaux de réflexion sont enregistrés et affichés suivant des traces parallèles afin de représenter visuellement les particularités du sous-sol de la zone géologique étudiée. En l'absence de correction, les signaux de réflexion apparaissant sur les traces correspondant aux groupes d'hydrophones éloignés du point de tir seraient décalés par rapport à ceux des traces correspondant au voisinage du point de tir, ce qui introduirait en apparence une variation de profondeur dans la représentation d'une interface de réflexion horizontale.Selon des techniques classiques, on applique une correction d'obliquité pour ajuster les traces adjacentes sur le dispositif d'affichage afin de garantir l'obtention d'une représentation fidèle des interfaces réfléchissantes. La valeur de la correction d'obliquité est fonction du temps écoulé à partir de l'instant du tir, de la vitesse moyenne de l'onde sismique souterraine et de la distance séparant le point de tir et les groupes de détecteurs. Comme on l'a noté plus haut, il est classique dans de tels systèmes sismiques du type à réflexion de la technique antérieure d'interconnecter électriquement environ 30 géophones ou hydrophones en un même groupe occupant géométriquement le long du câble une longueur allant d'environ 30 à 100 mètres, une longueur communément utilisée-étant d'environ 70 mètres. Dans ces conditions, et comme on l'a vu plus haut, on utilise au moins 48 paires de conducteurs pour transmettre les signaux issus des 48 groupes de capteurs à l'enregistreur, lequel est normalement situé dans le navire ou camion utilisé pour transporter l'équipement sismologique. Usuellement, la réponse en fréquence des systèmes classiques de ce genre se situe tout-a-fait à l'extrémité basses fréquence du spectre, c'est-à-dire entre environ 5 et 40 Hz, la réponse de poirte étant située au-dessous de 20 Hz. Entre autres facteurs, l'abaissement de la réponse aux fréquences élevées est attribuable aux dif férences de phase de signaux arrivant en des points mutuellement espacés le long des rangées de capteurs électriquement connectés, rangées qui s'étendent normalement sur une longueur d'environ 70 mètres, comme indiqué plus haut. Pour éviter que les signaux qui parviennent aux différents capteurs ne se composent destructivement, il serait préférable que la longueur des unités de détection à capteurs électriquement connectés ou rangées soit relativement faible comparativement à la longueur d'onde des signaux sismiques reçus. Pour poursuivre l'analyse sur une base plus quantitative, on va considérer le cas d'une rangée ou groupe de capteurs sismiques connectés électriquement et disposés à la surface du sol, la rangée ayant une longueur s. Si une onde sismique se déplaçant horizontalement le long de la rangée parvient a une extrémité de la rangée, le temps T nécessaire à l'onde pour balayer la rangée est T = s/v (A) où v est la vitesse acoustique dans le milieu de propagation adjacent à la rangée. Dans l'eau, la vitesse acoustique est d'environ 1500 mètres par seconde, et, pour une onde se déplaçant horizontalement avec une rangée de capteurs électriquement interconnectés de 70 mètres de long, le temps de transit T serait donc de 0,046 seconde.Pour obtenir une composition additive sur la longueur de la rangée ou unité de détection, la longueur de la rangée devrait être inférieure au quart de -la longueur d'onde environ. Le temps nécessaire à une telle onde sismique pour parcourir une longueur d'onde est de 0,046 x 4, c'est-à-dire environ 0,184 seconde, temps qui équivaut à la période d'une onde ayant une fréquence d'environ 6 Hz. Les ondes qui se propagent le long de la rangée et dont les fréquences sont sensiblement supérieures à la limite de coupure de 6 Hz tendent à être éliminées. Lorsque la longueur de la rangée est exactement égale à une demi-longueur d'onde, la réponse de la rangée est nulle, puisque l'onde est complètement annulée. Bien entendu, on sait que les ondes sismiques peuvent tomber sur une rangée de capteurs sous des angles d'incidence très variés. Par exemple, les ondes sismiques réfléchies par les formations géologiques profondes se propagent en direction de la rangée de capteurs dans une direction presque verticale. Les fronts d'onde sont détectés presque simultanément-par tous les capteurs d'une rangée. Par conséquent, en l'absence d'irrégularités quasi-superficielles telles que celles dues à la dégradation du sous-sol-par les agents atmosphériques ou aux différences de niveau, la fréquence de coupure supérieure est virtuellement infinie. Par contre, la direction de propagation des ondes sismiques réfléchies par des couches terrestres de très faible profondeur, sensiblement inférieure à la distance séparant le point de tir de la rangée de détecteurs, est proche de l'horizontale, de sorte que l'analyse précédente relative aux ondes à propagation horizontale est alors applicable. Considérons par exemple le cas de l'angle d'incidence relativement rasant d'une onde sismique réfléchie par une couche de 300 mètres de profondeur sur une rangée de capteurs située à 3000 mètres du point de tir. Généralement, les réflexions sismiques dues aux couches peu profondes sont relativement riches dans le domaine des fréquences élevées (100 à 500 Hz) qui sont avantageuses pour l'analyse à haute résolution de détails de particularités géologiques. Malheureusement, les équipements sismologiques utilisés jusqu'à présent, qui font appel à des rangées de capteurs de longueur allant de 30 à 100 mètres, sont sélectivement sensibles aux très basses fréquences, avec prédominance des fréquences inférieures à 20 Hz. Les ondes de fréquences élevées désirées provenant des couches terrestres peu profondes se trouvent donc éliminées lorsqu'on utilise des rangées de capteurs longues. Bien entendu, l'accentuation des fréquences basses dans les équipements de prospect-ion classiques de grande étendue limite la sensibilité et la puissance de ceux-ci pour détecter et pour distinguer des couches géologiques très rapprochées, des discontinuités mineures ou autres particularites significatives susceptibles d'être de faibles dimensions, en particulier dans la partie la plus superficielle d'une coupe géologique. Par ailleurs, à présent que la plupart des sites d'intéret primordial ont déjà fait l'objet d'une prospection globale, il devient d'autant plus essentiel de faire appel à des techniques de prospection géophysique à haute résolution pour les travaux de détail. Les rangées de capteurs de très grande longueur ont été utilisées de préférence dans l'exploration en sismique réflexion afin de séparer les signaux du bruit non désiré. On peut trouver la théorie générale expliquant la relation entre longueur de rangée et rapport signal/bruit dans l'article intitulé "The Moveout Filter" de SAVIT, BRUSTAD et SIDER, Geophysics, Janvier 1958. De temps à autre , des tentatives ont été faites pour améliorer la réponse aux fréquences élevées des rangées de capteurs sismiques en faisant appel à des rangées très courtes. Malheureusement, le résultat auquel elles ont conduit le plus communément a été une dégradation considérable de la qualité des données, en raison de la diminution inevitable du rapport signal/bruit. Quelques sismologistes d'exploration ont étudié à titre préli minairelapossibilité de ramener le rapport signal/bruit final à une valeur comparable à celle des rangées de capteurs communément utilisées en augmentant considérablement le nombre de rangées, ceci en conservant en fait le nombre usuel de capteurs individuels, mais en subdivisant ceux-ci en rangées beaucoup plus nombreuses mais beaucoup plus courtes. Cependant, cette solution a été rendue impraticable par la combinaison de deux facteurs principaux. Le premier tenait aux procédures de traitement. En vue de déterminer les corrections d'obliquité devant être effectuées pour assembler les données reçues, on doit effectuer des opérations de corrélation (ou des opérations équivalentes) entre groupes de traces sismiques individuelles (données provenant des rangées individuelles).Pour des données provenant de rangées courtes, les mauvais rapports signal/bruit obtenus réduisaient l'efficacité de cette opération. De plus, l'accroissement considérable du nombre des enregistrements de données individuels conduisait à une augmentation des coûts de réduction (traitement) des données à un point inacceptable pour les prospections commerciales. En outre, de nombreux autres problèmes et complications ont fait apparaître la réalisation d'un tel système comme un projet soulevant des difficultés insurmontables. Plus précisément, une autre difficulté découlant de l'utilisation de rangées de capteurs plus courtes est que, par exemple, si l'on veut employer un câble de 3200 mètres de longueur totale en laissant inchangé le nombre de capteurs par unité de longueur, le nombre de canaux de signal devant être connectés à l'enregistreur se trouve accru d'un ordre de grandeur lorsqu'on réduit la longueur des rangées. Ceci signifie que si l'on réduisait notablement la longueur des rangées, on devrait prévoir à-peu-près dix fois plus de paires de conducteurs. Bien entendu, ceci augmenterait considérablement le nombre de contacts requis dans les connecteurs à enfichage utilisés pour raccorder des tronçons de câble agencés confor mément aux techniques antérieurement proposées. Par ailleurs, le grand nombre des conducteurs accroîtrait fortement le poids et l'encombrement des câbles et réduirait leur souplesse à un point inacceptable. L'état de la technique concerné par l'aspect présentement considéré de l'invention est illustré par le brevet des Etats-Unis nO 3 133 262, délivré le 12 mai 1964, qui décrit deux nappes d'hydrophones en recouvrement dans un même câble marin, le brevet des Etats-Unis republié nO Re 25 204, le brevet des Etats-Unis n" 3 096 846, délivré le 9 juillet 1963, et qui décrit l'obtention d'une directivité par réduction progressive et pondération fixes des signaux sismiques issus de capteurs sismiques différents, le brevet des Etats-Unis n" 3 346 068, qui décrit des montages d'émission et de réception sismiques à sensibilité directionnelle, le brevet des Etats-Unis nO 3 689 873, qui décrit des circuits de retardement et de pondération pour signaux sismiques, et le brevet des Etats-Unis nO 3 613 071, qui décrit l'utilisation de deux rangées de géophones qui présentent des espacements différents et des rythmes d'échantillonnage différents. En vue de résoudre ces problèmes, la présente invention propose un ensemble sismique pour l'étude systématique de sites étendus qui est sensible à des fréquences notablement plus élevées que les ensembles de ce genre qui étaient utilisés jusqu'à présent. Plus précisément, l'invention propose la mise en oeuvre d'unités de détection à capteurs tels que des hydrophones relativement courtes sur toute la longueur d'un câble sismique de taille normale. Dans un mode de réalisation particulier illustratif du câble selon l'invention, chaque unité de détection élémentaire ne fait appel qu'à trois capteurs, et ceux-ci sont mutuellement espacés de 1,90 mètres pour conférer à une unité de détection élémentaire une longueur d'environ 3,80 mètres. Partant de l'équation (A), si l'on suppose que le milieu est de l'eau et si l'on prend pour critère que 3,80 mètres représentent le quart d'une longueur d'onde complète de 15 mètres, il s'ensuit que la période de l'onde est de 0,010 seconde, ce qui correspond à une fréquence limite de 100 Hz. En se plaçant dans le cas d'un angle d'incidence raisonnable d'environ 600 pour des réflexions à faible profondeur, la limite supérieure de fréquence est de 200 Hz. Le bruit à propagation horizontale de fréquence sensiblement supérieure à 100 Hz se trouve atténué, ce qui est avantageux pour améliorer les rapports signal/bruit. Ainsi, l'utilisation de rangées de détection élémentaires courtes permet de faire passer la fréquence de coupure supérieure de 6 à 100 Hz pour les ondes sismiques se propageant presque horizontale ment. Bien entendu, des unités de détection encore plus courtes permettraient d'obtenir une élévation encore plus grande des fréquences de réponse. Une longueur d'unité de détection de 2 mètres fait monter la réponse en propagation horizontale à environ 200 Hz. Pour une longueur d'unité de détection élémentaire un tant soit peu plus grande, de 7,5 mètres par exemple, la réponse serait ramenée à 50 Hz, ce qui constitue bien entendu encore une grande amélioration par rapport aux ensembles de prospection du commerce utilisés à l'heu-re actuelle. Selon l'invention, on a constaté que les plus grandes longueurs de rangée requises pour conferer des rapports signal/bruit élevés à chacune des très nombreuses traces individuelles constituant la coupe peuvent être obtenues par addition des signaux issus du nombre voulu d'unités de détection élémentaires avec introduction des retards requis pour faire en sorte que tous les signaux de réflexion qui doivent être combinés en une trace soient sommés sensible ment en phase, ces retards étant modifiés pendant le cours d'un tir pour gouverner la directivité des rangées fournissant les traces. En fait, les retards rendent le front d'onde incident parallèle à la rangée, de sorte que la vitesse de phase du signal le long de chaque rangée est pratiquement infinie. Etant donné que l'inclinaison des interfaces géologiques réfiécnissantes souterraines est généralement inconnue du sismologue antérieurement à l'exécution du relevé, il sera normalement nécessaire de supposer a priori que tous ces réflecteurs sont horizontaux et d'appliquer des retards propres à correspondre à ceux qui conviendraient au cas d'un réflecteur horizontal donnant naissance au signal reçu à chaque instant et à chaque distance du point de tir. Dans la mesure où de tels retards programmés ne correspondent pas aux retards de signal réels, les signaux se trouveront sommés avec décalage de phase. Toutefois, l'erreur de phase sera normalement bien inférieure à celle à laquelle donneraient lieu les sommations simples simultanées fournies par les rangées fixes de la technique antérieure.Par conséquent, la limite-supérieure de la réponse en fréquence sera notablement plus élevée. Comme on le verra plus en détail dans la suite, les enregistrements individuels de données provenant de jeux distincts de capteurs formant des rangées sont préservés, de sorte qu'après un traitement préliminaire comme décrit plus haut, les retards de formation de rangées peuvent être reprogrammés et réappliqués de façon à aligner plus précisément et plus efficacement le front d'onde parallèlement à l'horizontale (c'est-à-dire parallèlement à la rangée) et à réaliser ainsi une sommation plus exactement en phase, à laquelle correspondra une fréquence supérieure de coupure sensiblement plus élevée. La mise en oeuvre d'unités de détection de longueur plus courte dans un câble de pleine longueur, comme l'exige la prospection rapide, soulève la nécessité de résoudre le problème de transmettre à l'enregistreur les signaux résultants très nombreux sans devoir pour autant faire appel à un câble excessivement volumineux, lourd et onéreux. Cette difficulté est surmontée grâce au fait d'inclure dans le câble les circuits électroniques destinés à échantillonner et à multiplexer les signaux fournis par les unités de détection sismique élémentaires relativement courtes et à transmettre les signaux sur une liaison de transmission de données ou canal unique, ou bien sur un nombre considérablement réduit de tels canaux, à l'équipement d'enregistrement et de traitement situé à une extrémite du câble.De préférence, la fréquence de récurrence d'échantillonnage des signaux multiplexés sera plus de deux fois plus grande que la fréquence la plus élevée à transmettre. Par conséquent, dans un mode de réalisation de l'ensemble présentement considéré, on fait appel à une fréquence de récurrence d'échantillonnage de l'ordre d'au moins 500 échantillons par seconde, et de préférence de 1000 ou plus. Dans les ensembles sismiques tels que le présent ensemble sismique où sont mis en oeuvre, c'est-à-dire exploités, des signaux sismiques de fréquence élevée, il apparaît certains problèmes qui n'interviennent pas, ou du moins pas au même degré, aux fréquences plus basses. Plus précisément, par exemple, lorsqu'on rencontre dans une étude géophysique une formation géologique présentant un angle d'inclinaison relativement grand par rapport à l'horizontale, les signaux-de fréquences élevées de 100 ou 200 Hz peuvent se trouver fortement atténués par les rangées longues de la technique antérieure. Par ailleurs, il peut apparaitre une notable différence d'amplitude et de teneur en fréquences das les signaux reçus en provenance d'une couche presentant un angle d'inclinaison relativement grand, suivant la direction de déploiement des capteurs sismiques par rapport à la direction d'inclinaison, ou de l'orientation de la rangée de capteurs sismiques ou du câble par rapport au point de tir. L'invention propose de résoudre ce problème grâce à des dispositions permettant d'orienter de façon continue la directivité de chacune de plusieurs rangées établies tout le long d'un câble sismique dans la direction de provenance attendue dans laquelle se propagent des ondes sismiques réfléchies au cours d'intervalles de temps successifs. En particulier, l'énergie correspondant aux fréquences les plus élevées, qui est davantage accentuée par les petites discontinuités et formations géologiques, se trouve alors dé- tectée plus facilement par les rangées directives, ce qui permet au système de ne pas fournir de résultats disparates lorsque varie la direction de relevé le long d'une ligne de progression d'une prospection étendue. En considération des données de base ci-dessus, cet aspect d'un mode de réalisation de la présente invention met en oeuvre un procédé d'exploration geophysique dans lequel au moins deux rangées d'unités de détection (hydrophones ou géophones) sont établies dans un même câble sismique, un relevé géophysique étant effectué en faisant varier individuellement la directivité de chacune de ces rangées pour recevoir sélectivement des signaux engendrés par une perturbation sismique tels que réfléchis par les strates successives par ordre de profondeur croissante.Les signaux de sortie des rangées sont ultérieurement traités pour établir des coupes géo physiques Ainsi, l'invention propose un procédé d'exploration sismographique par réflexion qui comprend les opérations de déclenchement d'une perturbation sismique, d'établissement d'au moins deux rangées sismométriques à sensibilité directive dans un câble, et de formation d'un relevé géophysique en faisant varier individuellement la directivité de chacune des rangées pendant le cours des réflexions d'enregistrement de la perturbation sismique pour obtenir ainsi des signaux de rangées. Comme on l'a indiqué plus haut, le câble sismique selon l'invention est pourvu d'un grand nombre d'unités de détection sismique élémentaires réparties d'une façon globalement uniforme, et des signaux fournis par chacune de ces unités sont transmis par le câble à l'appareillage de traitement de données sismiques au lieu d'être électriquement combinés à l'intérieur du câble.Comme noté plus haut, dans les câbles marins classiques, dont la longueur est d'environ 3000 mètres, on fait appel à environ 1500 hydrophones et les signaux issus des groupes ou rangées d'environ -30 de ces hydro phones doivent être combinés pour former un canal unique, de sorte aue le câble doit transmettre des siqnaux sismiques oar 48 canaux. tire En contraste avec ces dispositions, la presente invention pourrait appel à-peu-pres au même nombre total de capteurs sismiques, mais en combinant les signaux de sortie de quelques capteurs seulement pour former un signal d'unité de détection élémentaire, et en transmettant les signaux sismiques représentant plusieurs centaines de ces unités élémentaires par le câble.Ces signaux sismiques sont combinés pour former un nombre moindre de signaux de rangée directionnels représentant des trajets adjacents de traversée de la structure géologique vers laquelle les rangées individuelles sont dirigées par modification continue de la direction momentanée. Ces signaux de rangée sont ultérieurement combinés pour fournir une représentation géophysique d'une coupe terrestre. Ainsi, il est prévu un ensemble de câble sismique qui comporte un grand nombre d'unités de détection élémentaires courtes et, comme exposé plus haut et comme on le verra plus en détail dans la suite, les signaux fournis par chaque unité de détection sont échantillonnés et multiplexés en un même canal de transmission de données connecté à un dispositif d'enregistrement et de mémorisation. Un formeur de rangees assemble les données mémorisées pour synthétiser la réponse d'une rangée ayant n'importe quelles caractéristiques désirées. La station centrale dont le formeur de rangées est un constituant comporte avantageusement un enregistreur à haute capacité du type enregistreur vidéo destiné à emmagasiner les signaux numériques représentant les signaux sismiques issus de la totalité des unités de détection élémentaires de chacun des nombreux jeux de telles unités contenus dans le câble sismique. Les signaux numériques enregistrés sont ensuite traités par un second formeur de rangées par synthèse d'une pluralité de signaux de rangée de détection à sensibilité directionnelle le long de la ligne de relevé, par formation d'une série de traces géophysiques en dirigeant individuellement les rangées vers des points de réflexion présumés, qui changent en fonction du temps de parcours de réflexion, après un tir.Cette technique rend possible d'enregistrer plus sélectivement l'énergie réfléchie sous des angles variables suivant des trajets adjacents traversant la structure géophysique étudiée pour parvenir aux rangées adjacentes respectives situées tout le long du câble. Ensuite, les traces formées à partir de rangées adjacentes sont combinées par des moyens bien connus en eux-mêmes pour obtenir une coupe géophysique complète. On a constaté qu'il était avantageux, lorsque c'est possible, que les signaux initiaux reçus par la ou les premières portions du câble sismique en partant du point de tir puissent être échantillcn- nes a une fréquence de récurrence élevée. A un stade plus avancé du cycle d'enregistrement afférent au même tir, lorsque les réf le- xions atteignent les parties les plus distantes du câble, la fréquence d'échantillonnage de chaque unité de détection élémentaire, sur toute la longueur du câble, est réduite.Plus précisément, pendant la période initiale au cours de laquelle les signaux sismiques réfléchis ne parviennent qu'aux capteurs situés dans la première moitié du câble, chacune des unités de détection de cette partie du câble peut être échantillonnée à une fréquence double de la normale, et les unités de détection de la seconde moitié du câble ne sont alors pas échantillonnées du tout.Grâce à ces dispositions, l'enregistreur enregistrera évidemment le même nombre total d'échantillons pendant l'ensemble du cycle d'enregistrement ou cycle de balayage, puisque, au cours de la -première partie du cycle, les unités de détection de la première moitié du câble seront échantillonnées deux fois pendant le cycle de balayage normal, également dénommé intervalle d'échantillonnage, alors que dans la der nière partie du cycle de balayage, toutes les unités seront échan tillonnées une fois au cours de l'intervalle d'échantillonnage .infaricur normal.Apres un intervalle de temps a celui nécessaire aux signaux réfléchis pour atteindre la seconde moitié du câble, le système passera dans le second mode, dans lequel toutes les unités de dé- tection seront échantillonnées à une fréquence un tant soit peu plus faible. A titre d'exemple spécifique, si lafréquence d'échantillonnage normal du câble tout entier est d'un échantillon par milliseconde, les unités de détection de la première moitié du câble pourraient alors, au cours de l'intervalle initial, être échan tillonnées au rythme de deux échantillons par milliseconde, cependant qu'il ne s'effectuerait pas d'échantillonnage de la seconde partie, plus éloignée, du câble sismique Pendant les deux parties du cycle, l'enregistreur recevra des échantillons à un rythme égal au produit de 1000 échantillons par seconde par le nombre total d'unités de détection du câble.On notera en passant que les signaux initiaux reçus par la partie proche du câble sismique comprendront des composantes de fréquences plus élevées en raison des trajets de propagation relativement courts traversés par les ondes sismiques, et que ces fréquences plus élevées peuvent être enregistrées fidlemert à la fréquence-d'échantillonnage plus élevée. Ainsi, pour des échan tillons provenant de la partie proche du câble prélevés à un rythme de 2000 échantillons par seconde, au lieu de 1000 échantillons par seconde, l'information maximum qui peut être transmise se rapproche de celle pouvant l'être à 1000 périodes par seconde au lieu de 500 périodes par seconde, valeur qui correspond à la moitié de la fréquence d'échantillonnage la plus basse.En conséquence, la fréquence d'échantillonnage plus élevée permet d'obtenir une définition ou résolution plus élevée pour des portions sélectionnées de la coupe géologique relevée. Selon une caractéristique particulière d'un mode de réalisation de l'invention, on fait appel à dix rangées ou jeux d'unités de détection ou davantage réparties le long d'un câble, chacun de ces jeux comportant une pluralité d'unités de détection elémentaires, et on combine les signaux provenant des unités de détection en affectant ainsi à chaque rangée des retards ou délais sélectionnés entre les signaux combinés, ces retards étant précisément suffisants pour orienter la directivité de la rangée vers des points souterrains adjacents de la zone étudiée, le retard entre unités étant différent pour des rangées de signaux différentes et étant également variable en fonction du temps , pour diriger ainsi les rangées de façon à leur- faire recevoir des signaux en provenance de couches successives de profondeur croissante.Les signaux de trace résultants peuvent alors être combinés, en employant la correction d'obliquité et les techniques d'affichage usuelles, pour obtenir la coupe sismique complète. Ces caractéristiques sont rendues exploitables d'un point de vue pratique grâce à la mise en oeuvre d'une circuiterie électronique de câble particulière, avec son alimentation électrique à courant alternatif fonctionnant à une fréquence élevée située audessus de la bande de signaux sismiques intéressante, de circuits spéciaux d'amplification, de numérisation et d'essai, et de circuits de traitement de données spéciaux pour formeur de rangées, comportant par exemple les montages à mémoire matricielle destinés à conserver une matrice à "fenêtre temporelle" d'échantillons de signaux sismiques, et des montages à grande vitesse destinés à former une combinaison pondérée d'échantillons sélectionnés pour former les signaux de trace sismique à partir desquels le relevé de coupe est préparé. A présent que de nombreuses caractéristiques individuelles d'un z un mode de réalisation spécifique de l'invention ont été notées, il est opportun de revenir à certains des aspects de conception fondamentaux de l'invention et indiquer comment les diverses caractéristiques contribuent à l'obtention du résultat final. Comme on l'a noté au départ, l'amélioration du rapport signal/bruitetl'accrois- sement de la sensibilité et de la discrimination des sondages sismiques de grande échelle figurent parmi les problèmes à résoudre. Ces buts sont atteints d'une façon générale par accroissement de la réponse du système sismique aux fréquences élevées. Les facteurs contribuant à l'amélioration de la réponse aux fréquences élevées comprennent 1) le faible espacement des unités de détection élémen- taires, 2) la génération et la transmission d'un grand nombre (de l'ordre de plusieurs centaines) de signaux sismiques sur un câble sismique de longueur donnée, 3) la combinaison de signaux d'unités de détection sismique élémentaires avec intervention de retards variables de façon continue pour fournir des signaux de rangée directionnels pointant constamment sur la profondeur dont les signaux réfléchis sont présumés provenir, et 4) l'incorporation de circuits électroniques dans le câble pour amplifier, numériser, multiplexer en deux stades, corriger, vérifier et traiter d'autres façons les signaux sismiques à haute fréquence et pour les extraire du câble. Il est à souligner que tous les facteurs ci-dessus, de même que de nombreux autres qui sont énumérés dans la présente introduction et dans la description qui va suivre, jouent un rôle et fournissent une contribution essentielle dans l'ensemble global décrit dans le présent mémoire. On estime que l'ensemble de traitement de données sismiques décrit permet de doubler à-peu-près la résolution des systèmes de prospection sismique à grande échelle grâce à l'augmentation de la limite supérieure de la bande passante du système sismique d'au moins une octave. Plus précisément, le point supérieur d'affaiblissement de 6 dB intervenant dans les systèmes sismiques de grande échelle était jusqu a présent d'environ 40 Hz, alors que celui que permettent d'atteindre l' ensemble de traitement et le procédé dé- crits dans le présent mémoire est d'au moins 80 Hz. Ainsi, conformément à un autre aspect général de l'invention, il est prévu un ensemble de traitement de données sismiques qui constitue une combinaison des éléments constitutifs- suivants: une station centrale, une pluralité d'unités d'émission-réception éloignées, une liaison de transmission à large bande connectant les unités d'émission-réception à la station centrale, une pluralité d'unités de détection sismique élémentaires espacées connectées de façon à délivrer une pluralité de signaux sismiques analogiques à chacune des unités d'émission-réception, des moyens de traitement de données faisant partie de chaque unité d'émission-réception et destinés à convertir chaque signal analogique en un signal numérique, et des moyens propres à combiner sélectivement des signaux numériques provenant de jeux d'unités de détection sismique élémen- taires pour former des jeux prédéterminés de signaux de rangée composites et à combiner sélectivement des signaux numériques provenant de jeux différents d'unités de détection sismique pour former des jeux différents de signaux de rangée, afin de permettre d'établir ainsi des configurations de rangées de capteurs desirées sans modifier physiquement le câble sismique ou autre dispositif d'acquisition sur le terrain. En vue d'examiner d'une façon générale un autre aspect global encore différent de l'invention, il est opportun de rappeler les considérations suivantes. Etant donné que l'invention a trait d'une façon générale aux systèmes d'acquisition de données à signaux analogiques dans lesquels les signaux de sortie d'une pluralité de- canaux de réception de signaux sont multiplexés, et où les amplitudes des signaux échantillonnés sont converties en mots numériques ou mots digitaux; on estime qu'il est utile de-rappeler que dans un système de conversion analogique-numérique à canaux multiples classique, on fait appel à un multiplexeur comportant une pluralité de bornes d'entrée et une ligne ou voie de sortie commune. Chaque borne d'entrée du multiplexeur est connectée de façon à recevoir le signal de sortie d'un dispositif analogique tel qu'un capteur sismique. Fréquemment, et c'est le cas dans les applications sismiques, on désire éliminer la composante continue des signaux analogiques reçus par chaque canal de multiplexeur. C'est pourquoi un condensateur d'arrêt de composante continue est ordinairement connecté entre chaque borne d'entrée du multiplexeur et le dispositif analogique. La voie de sortie. du multiplexeur est connectée à un circuit de traitement et d'amplification de signaux, circuit que l'on désignera ci-après sous la dénomination abrégée de "circuit SCAN". Ainsi, un circuit SCAN échantillonne les signaux et soumet les signaux échantillonnés à un conditionnement et à une amplification. Pour des raisons qui sont bien connues des spécialistes en la matière, il se développe des tensions parasites aux bornes de condensateurs d'arrêt de composante continue et du circuit SCAN. Les tensions parasites peuvent être attribuées à des effets thermoélectriques, à des effets Peltier, à des dérives dans les étages amplificateurs, à des commutateurs à transistors à effet de champ comportant des coMensateurs de liaison et des résistances de fuite entre leurs éléments de commande et de commutation, etc.Le pro blème des tensions parasites est particulièrement aigu dans le domaine sismique car les signaux analogiques d'entrée présentent une gamme dynamique extrêmement large, allant par exemple jusqu'à 120 dB (1:1000 000). Très fréquemment, la tension parasite est de grandeur comparable à celle des signaux sismiques détectés. Dans un système sismique-type à canaux multiples de la technique antérieure, chaque canal comporte un condensateur d'arrêt de composante continue connecté à une borne d'un commutateur de multiplexeur normalement ouvert, alors que l'autre borne du commutateur est connectée à la ligne de sortie du multiplexeur. La ligne de sortie est connectée au circuit de traitement et d'amplification de signaux (circuit SCAN), lequel comprend des moyens de commande destinés à fermer consécutivement les commutateurs de multiplexeur. Le condensateur dont le commutateur a été ferme tend à transmettre à travers le circuit SCAN la tension parasite existant à ses bornes à un dispositif d'exploitation, ordinairément constitué par un convertisseur analogique-numérique. Conformément à la caractéristique présentement considérée d'un mode de réalisation de l'invention, le condensateur d'arrêt de l'un des canaux d'entrée du multiplexeur est relié à la masse, ce qui fait de ce canal un canal d'essai. La tension parasite développée aux bornes du condensateur sur le canal d'essai sera sensiblement la même que chacune des tensions parasites -développées aux bornes des condensateurs associés aux canaux de réception de signal du multiplexeur, car tous les condensateurs et commutateurs sont sensiblement identiques. Un circuit échantillonneur-bloqueur, formé par un condensateur série et par un commutateur parallèle normalement non mis à la masse, est connecté entre la sortie du circuit SCAN et l'entrée du convertisseur analogique-numérique qui constitue le dispositif d'exploitation.Périodiquement, à savoir au cours de chaque cycle de balayage du multiplexeur, la charge contenue dans le condensateur d'arrêt du canal d'essai sera transmise au condensateur série du circuit échantillonneur-bloque, mais avec une polarité opposée, et de préférence avec une amplitude égale, à celles d'une tension d'échantillonnage. Chaque tension parasite de chaque canal de réception de signaux sera ajoutée successivement et algébriquement à la tension d'échantillonnage, et se trouvera par conséquent sensiblement neutralisée par la tension d'échantillonnage. Ainsi, selon un autre aspect général encore de la présente invention, il est prévu un ensemble d'acquisition de signaux analogique-numerique, et en particulier un ensemble de traitement de données sismiques, comprenant une pluralité de canaux d'entrée de réception de signaux dont l'un ne reçoit pas de signaux et est mis à la masse, un multiplexeur pourvu d'une pluralité d'entrées et d'une ligne ou voie commune de sortie, un condensateur étant connecté entre chacun des canaux d'entrée et l'une des entrées du multiplexeur, chaque condensateur donnant lieu en fonctionnement au développement d'une tension parasite à ses bornes, en combinaison avec des moyens à circuit comportant un amplificateur destiné a relier la ligne de sortie du multiplexeur à un dispositif d'exploitation et un circuit échantillonneur-bloqueur connecté entre les moyens à circuit et le dispositif d'exploitation, les moyens à circuit échantillonneur-bloqueur comprenant un commutateur parallèle et un condensateur série propre à développer à ses bornes une tension égale et de polarité opposée à la tension parasite chaque fois que le canal d'entrée mis à la masse est balayé par le multiplexeur et que le commutateur parallèle est fermé, de sorte qu'en service, la tension d'échantillonnage neutralise successivement les tensions parasites des canaux de réception de signaux à mesure que le multiplexeur balaye les canaux de réception de signaux. En vue d'exposer d'une façon générale un autre aspect global de l'invention, il est opportun de rappeler les considérations suivantes. L'invention vise également d'une façon générale les dispositifs amplificateurs à échelonnement de gain, et plus particulièrement les dispositifs amplificateurs à échelonnement de gain binaires tels que mis en oeuvre dans l'ensemble de traitement de données sismiques décrit dans le présent mémoire. Dans l'ensemble de traitement de données sismiques analogique/numerique à canaux multiples présentement décrit, les signaux sont d'abord multiplexés, c'est-à-dire échantillonnés, puis convertis en nombres numériques correspondant aux amplitudes des signaux échantillonnés. Lorsque ces amplitudes présentent une très large gamme dynamique, s'étendant par exemple entre 0 et 90 dB, il est souhaitable de faire d'abord traverser aux signaux analogiques échantillonnés un dispositif amplificateur à échelonnement de gain binaire préalablement à leur conversion en nombres numériques. Dans ces conditions, les signaux de sortie amplifiés tombent dans une gamme limitée, ce qui améliore le rapport signal/bruit. Un dispositif à échelonnement de gain binaire classique qui est largement utilisé comporte une pluralité d'amplificateurs à gains fixes dont les sorties peuvent être sélectivement connectées à une ligne commune par un contrôleur de dispositif. Un comparateur effectue une comparaison entre l'amplitude du signal de sortie de la ligne commune et une tension de référence unique. Si le signal de sortie est inférieur à la tension de référence, le comparateur fait alors introduire au contrôleur un amplificateur additionnel dans le système. Le processus se répète jusqu'à ce que le signal de sortie de la voie commune devienne supérieur à la tension de référence unique. Le gain d'un certain nombre d'amplificateurs en cascade peut être exprimé sous forme exponentielle dans une base quelconque, et en particulier en base 2.Par exemple, si le gain doit s'échelonner entre 20 et 215 par échelons élémentaires de gain de rapport 2:1, on doit opérer seize décisions de gain et disposer de quinze amplificateurs. Les inconvénients d'un tel dispositif à échelonnement de gain binaire découlent principalement du nombre relativement grand des amplificateurs à gains fixes requis. De plus, le comparateur doit être adapté à opérer seize décisions basées sur seize comparaisons, et le contrôleur doit être adapté à exécuter ces seize décisions. Dans un tel dispositif, le temps total requis pour sélectionner le gain approprié afin d'amplifier chaque signal analogique échantillonné, en tenant compte du temps requis par les amplificateurs pour se stabiliser dans leur état de régime permanent, est relativement long, de sorte que le dispositif introduit de grandes pertes d'un temps de traitement de données coûteux. De plus, le grand nombre des amplificateurs requis et le matériel associé exigent un volume plus grand que celui dont on dispose en général dans les dispositifs miniaturisés. De plus, les signaux d'amplitudes différentes devant traverser des nombres différents d'amplificateurs, les différences de caractéristiques d'amplification des divers amplificateurs affectent nuisiblement les signaux de sortie. En conséquence, il est désirable de réduire le nombre des amplificateurs requis et de réduire les dimensions des disposL ifs amplificateurs à échelonnement de gain classiques pour les besoins de la mise en oeuvre de la présente invention, laquelle résout ce problème en proposant également un dispositif à échelonnement de gain binaire nouveau et perfectionné qui est spécialement adapté à être utilisé en des emplacements à espace restreint, et par exemple à l'intérieur du câble sismique de traîne mis en oeuvre dans l'ensemble de traitement de données sismiques d'un mode de réalisation de l'invention, le câble présentant un diamètre extérieur de quelques centimètres seulement. Le dispositif amplificateur à échelonnement de gain développé pour les besoins de la présente invention comprend au moins deux, et de préférence quatre amplificateurs bi-gain connectés en cascade entre une borne d'entrée et une borne de sortie. Chaque amplificateur présente normalement un état à faible gain et peut passer dans un état à gain élevé sous la commande d'un contrôleur. Des moyens 9 tension de référence fournissent sélectivement une tension de référence discrète destinée a correspondre à chaque amplificateur. Un comparateur effectue une comparaison entre la tension de sortie du dispositif et la tension de référence sélectionnée. Si la comparaison'montre que la tension de référence est supérieure à la tension de sortie, le contrôleur fait passer le premier amplificateur dans son état à gain élevé.A la suite de ceci, le comparateur établit une deuxième comparaison entre la tension de sortie du dispositif et la tension de reférence correspondant au deuxième amplificateur. Ici encore, si la comparaison indique que la tension de référence est supérieure à la tension de sortie, le comparateur placera le deuxième amplificateur dans son état à gain élevé. Ce processus se répètera jusqu'à ce que la comparaison indique que la tension de sortie du dispositif est supérieure à la tension de référence correspondant à un amplificateur particulier au moins, ou jusqu'à ce que tous les amplificateurs aient été placés dans leur état à gain élevé. Ainsi, le gain global du dispositif est réglable par incréments discrets depuis une valeur inférieure, de préférence égale à l'unité, correspondant aux signaux incidents de forte amplitude, jusqu'à une valeur élevée correspondant aux signaux incidents de faible amplitude. Grâce à ces dispositions, aucun amplificateur ne risque d'être saturé. Selon une caractéristique d'un mode de réalisation de l'invention, des moyens sont prévus pour annuler automatiquement la composante continue ou les signaux de bruit à tres basse fréquence susceptibles d'être présents aux bornes d'entrée de chaque amplificateur par suite des caractéristiques individuelles des amplificateurs. Le circuit d'annulation de bruit comporte un condensateur et un commutateur connecté entre les circuits d'entrée et de sortie de chaque amplificateur en vue d'isoler périodiquement l'amplificateur et de charger le condensateur par le bruit auto-engendré de l'amplificateur. La charge aux bornes du condensateur présentera une amplitude égale et une polarité opposée à celles du bruit autoengendré, de sorte quelle annulera sensiblement les signaux de bruit à composante continue apparaissant aux bornes d'entrée de chaque amplificateur. Un avantage éminent du dispositif ci-dessus décrit découle du fait que les quatre amplificateurs se trouvent tous constamment con nectés dans le circuit. De ce fait, il existe aucun risque de distorsion différentielle pour des niveaux de signal différents comme c'était le cas dans la technique antérieure. Ainsi, selon un autre aspect général encore de l'invention, il est prévu un dispositif amplificateur à échelonnement de gain se prêtant en particulier à être mis en oeuvre en association avec l'ensemble de traitement de données sismiques décrit dans le présent mémoire, comprenant un certain nombre d'étages d'amplification en cascade dont chacun comporte une entre et une sortie et possède n états de gain, un dispositif de commutation étant prévu en vue de commander l'état de gain des etages d'amplification en réponse au signal de sortie du dispositif amplificateur, le choix des états de gain et la configuration du dispositif du commutation étant tels que le gain global des étages d'amplification en cascade puisse être rendu égal aux puissances consécutives de n depuis la puissance zéro jusqu'à la puissance 2m-1. En vue d'exposer d'une façon générale un autre aspect général encore de l'invention, il est opportun de rappeler les considérations suivantes. Cet aspect de l'invention vise un procédé et un équipement pour le déclenchement d'une séquence de commutation désirée dans l'une au moins de plusieurs unités d'acquisition de données, cons tituées pratiquement par les unités d'émission-réception mentionnées plus haut. Les unités d'acquisition sont placées dans une distribu tion désirée en des emplacements éloignés d'un processeur de signaux central situé dans la station centrale, qui comporte un émetteur de signaux de commande. Les unités d'acquisition sont répar- ties à espacement mutuel sensiblement égal le long d'une ou plusieurs liaisons de transmission, egalement dénommées canaux de transmission. Les unités d'acquisition sont connectées à l'émetteur de signaux de commande par deux liaisons de transmission de signaux. Dans la première de ces deux liaisons, la vitesse de propagation d'un signal est plus faible que dans l'autre. En fonctionnement, un premier signal est transmis par la première liaison à destination d'une pluralité d'unités d'acquisition de données. Un second signal est transmis par la seconde liaison après un délai présélectionné consécutif à la transmission du premier signal. Le signal se propageant sur la seconde liaison rejoint le signal se propageant sur la première liaison au niveau de l'unité d'acquisition de données spécifique qui se trouve ainsi sélectionnée en vue de telle ou telle action de commutation. Lorsque la présence simultanée des deux signaux est détectée au niveau de l'unité d'acquisition de données sélectionnée, la séquence de commutation désirée est déclenchée. Cet aspect de l'invention fournit également un procédé et un équipement pour l'initialisation d'une séquence de commutation désirée afférente à un cycle de balayage ou cycle d'exploration dans toutes les unités d'acquisition. Le premier signal peut être caractérisé par l'une d-'entre plusieurs propriétés ou états. Lorsque l'état du premier signal est identifié, une action de commutation désirée est déclenchée dans toutes les unités d'acquisition de données tour à tour, en réponse à l'état particulier du premier signal. Ainsi, cet aspect de l'invention participe de la réalisation d'un ensemble de transmission et de commande sélective de données sismiques sous-multiplexées sur une liaison de transmission de signaux à destination d'une station centrale commune incorporant le processeur de signaux. Une pluralité d'unités d'acquisition de données sont connectées au processeur de signaux central par la liaison de transmission de signaux. Les unités d'acquisition de données sont réparties à espacement mutuel uniforme suivant une rangée et à des distances progressivement croissantes de la station centrale et du processeur le long de la liaison de transmission. La liaison de transmission de signaux comprend le canal d'interrogation, le canal de commande et le canal de données.La vitesse de propagation des signaux le long du canal d'interrogation est différente de la vitesse de propagation le long du canal de commande. A chaque unité d'acquisition de données sont associés la plu ralité de canaux entrée de données analogiques, le multiplexeur propre à agir en sélecteur de canaux, le convertisseur analogiquenumérique et le registre de mémoire de signaux de sortie qui ont été mentionnés plus haut et seront décrits en détail dans la suite. Les signaux d'entrée provenant des canaux d'entrée sont multiplaes, convertis en signaux numériques et temporairement mémorisés dans le registre de mémoire de signaux de sortie. Le registre de mémoire de signaux de sortie de chaque unité d'acquisition de données, c'est-à-dire de chaque unité d'émissionréception, est connecté à un appareil enregistreur faisant partie du processeur central de la station centrale par le canal de données de la liaison de transmission de signaux. Les unités d'acquisition de données sont en outre pourvues d'un identificateur de propriétés de signal d'interrogation ainsi que d'un premier et d'un second détecteurs de coincidence de signaux. A des intervalles d'échantillonnage sélectionnés, le contrôleur transmet en succession un signal d'interrogation à chaque unité d'acquisition de données par le canal d'interrogation. Le signal d'interrogation est caractérisé par l'une d'entre plusieurs propriétés. Lorsque l'identificateur de propriétés de signal répond à un signal d'interrogation .présentant une première propriété, il réinitialise le multiplexeur. Lorsque l'identificateur de propriétés de signal détecte un signal présentant une seconde propriété, il fait progresser le multiplexeur et fait passer des données du registre de mémorisation de signaux de sortie au canal de données en vue de leur transmission à l'appareil d'enregistrement.De plus, chaque unité d'acquisition, c'est-à-dire d'émission-réception, reçoit, régnère et retransmet les données lui parvenant d'unités d'acquisition plus éloignées. A un instant présélectionné, différant de l'instant d'émission du signal d'interrogation, un signal de commande peut être émis sur la ligne de commande par le moyen de commande. L'écart temporel présélectionné correspondant est (n-1)R, où n est un entier représentant le rang de la n-ième unité d'acquisition de données et R la différence de temps de propagation du signal sur les canaux d'inter rogation et de commande entre deux unités d'acquisition de données quelconques. Le signal d'interrogation est de préférence une impulsion de durée ou largeur présélectionnée. La propriété ou état d'un signal d'interrogation qui est mise en oeuvre en tant que paramètre de commande dans le mode de réalisation présentement décrit est la largeur de l'impulsion. Une impulsion de largeur relativement grande définit une première propriété, tandis qu'une impulsion plus étroite définit une seconde propriété ou état. De préférence, la largeur d'une impulsion étroite est à-peu-près la moitié de celle d'une impulsion large. La largeur d'une impulsion large est de préférence inférieure à la moitié de l'intervalle d'échantillonnage présélectionné. Selon un important aspect de ce mode de réalisation de l'invention, une séquence de commutation désirée est amorcée en les membres d'un sous-groupe désiré d'unités d'acquisition de données consécutives, le sous-groupe étant sélectionné parmi la pluralité d'unités d'acquisition de données. Le sous-groupe comporte une première unité sélectionnée et uhe dernière unité sélectionnée. Une impulsion d'interrogation du premier état est transmise par le processeur central sur le canal d'interrogation. A l'issue d'un déla sélectionné, une impulsion de commande longue est transmise sur le canal de commande. Le flanc d'attaque de l'impulsion de commande longue rattrape et intercepte l'impulsion d'interrogation du premier état à la première unité sélectionnée.Le flanc arrière de l'impulsion de commande longue rattrape l'impulsion d'interrogation et se trouve ensuite en avance sur elle dans toutes les unités situées au-delà de la dernière unité sélectionnée. La longueur de l'impulsion de commande longue est égale à un premier multiple entier de la différence de temps de propagation des signaux sur les deux canaux entre deux unités d'acquisition de données quelconques. La séquence de commutation désirée ne se produira que dans les unités dans lesquelles les impulsions d'interrogation et de commande sont présentes sensiblement en même temps. Le premier multiple entier est égal au nombre de membres ou éléments, moins un, du sous-groupe. Le délai sélectionné est un second multiple entier de la différence de temps de parcours des signaux entre deux unités d'acquisition de données quelconques, le second multiple entier étant égal au nombre des unités s'intercalant entre la première unité sélectionnée et le processeur central. Selon une autre caractéristique de ce mode de réalisation de l'invention, il est prévu trois canaux de commande en parallèle. En chaque unité d'acquisition de données, un circuit à majorité est couplé aux trois canaux de commande. Une impulsion de commande longue retardée est transmise sur les trois canaux de commande en par8lèle. La réception simultanée en une unité d'acquisition de données d'une impulsion d'interrogation du premier état sur le canal d'interrogation et d'une impulsion de commande longue sur au moins deux quelconques des trois canaux de commande amorce 1' exé- cution d'une première séquence de commutation désirée. Selon une autre caractéristique de ce mode de réalisation de 1 t invention, une impulsion de commande courte retardée est transmise sur la première des trois lignes de commande. L'arrivée simultanée en-une unité d'acquisition de données sélectionnée d'une impulsion d'interrogation du premier état et d'une impulsion de commande courte retardée sur le premier canal de commande amorce l'exécution d'une seconde action de commutation désirée. Selon une autre caractéristique encore de ce mode de réalisation de l'invention, une troisième action de commutation que l'on désire opérer dans une unité d'acquisition de données sélectionnée est déclenchée par l'arrivée simultanée d'une impulsion d'interrogation du premier état sur le canal d'interrogation et d'une impulsion de commande courte retardée sur la deuxième des trois lignes de commande. De plus, une quatrième action de commutation désirée en une unité d'acquisition de données sélectionnée peut être déclenchée par l'arrivée simultanée d'une impulsion d'interrogation du premier état sur le canal d'interrogation et d'une impulsion de commande courte retardée sur la troisième des trois lignes de commande. Dans un autre mode de mise en oeuvre de cet aspect de 1 'inven- tion, des impulsions d'interrogation et de commande sont répétitivement transmises aux unités d'acquisition de données à de courts intervalles d'échantillonnage, lesquels peuvent-être d'une durée inférieure à une milliseconde. La largeur de l'impulsion de commande est réglée de façon à activer la séquence de commutation désirée en certaines au moins des unités d'acquisition de données. Par exemple, la moitié des unités qui est la plus voisine de la station centrale contenant l'ensemble de traitement peut être activée. Le nombre de transmissions d'impulsions peut être de l'ordre de 500 à 1000, ces transmissions s'étendant sur une période temporelle d'une demi-seconde à une seconde. A la suite de ceci, la largeur de llim- pulsion de commande est réglée de façon à activer la séquence de commutation désirée dans toutes les unités d'acquisition de données En même temps, l'intervalle de répétition des transmissions d'impulsions est porté à une ou deux millisecondes ou davantage. Les trans missions d'impulsions additionnelles peuvent alors compter de 1000 à 6000 de ces transmissions ou plus pour achever un cycle d'enre gîstrement Selon un autre mode de mise en oeuvre de cet aspect de l'invention, des impulsions d'interrogation et de commande sont transmises répétitivement aux unités d'acquisition de données à des intervalles d'échantillonnage présélectionnés après déclenchement d'un premier cycle d'enregistrement.L'instant de transmission et la largeur de l'impulsion de commande sont réglés de façon à activer une séquence de commutation désirée dans un premier sous-groupe d'unités d'acquisition de données contenant un nombre présélection- né d'éléments. Après achèvement du premier cycle d'enregistrement, un second cycle d'enregistrement est déclenché, et l'instant d'émission et ia largeur de l'impulsion de commande sont réglés de façon à activer une séquence de commutation désirée dans un second sous-groupe d'unités d'acquisition de données. Les opérations ci-dessus peuvent être réitérées un certain nombre de fois pour assurer l'activation d'une séquence de commutation désirée dans des sous-groupes successifs d'unités d'acquisition de données consécutives. Selon une autre caractéristique encore de cet aspect de l'invention, la largeur de l'impulsion de commande reste constante pour chaque cycle d'enregistrement. Pour chaque cycle d'enregistrement, l'instant d'émission de l'impulsion de commande est retardé par rapport à l'instant d'émission de l'impulsion d'interrogation d'un multiple entier différent du retard ou différence des temps de propagation des signaux entre deux unités quelconques. Par exemple, en accroissant le délai d'un multiple égal à l'unité après chaque cycle d'enregistrement, on obtient une activation successive de scus-groupes consécutifs d'unités d'acquisition de données, ce qui procure la capacité de progression désirée décrite plus haut. Grâce à l'utilisation d'une liaison de télémesure unique à double multiplexage à retard, il devient à présent économique et pratique de déployer initialement un nombre indéfini d'unités de détection sismique. La mise en oeuvre d'une liaison de télémesure unique réduit l'encombrement des câbles sismiques de sorte que l'objectif d'établir 500 à 1000 canaux de données distincts peut désormais être atteint. Ainsi, conformément à cet aspect général de l'invention, il est prévu un ensemble de traitement de données sismiques et un procédé de commande par signaux d'éléments d'un sous-groupe d'appareils d'acquisition de données sismiques sélectionnés parmi une pluralité d'appareils d'acquision de données sismiques disposés à distance, le sous-groupe comportant au moins un tel appareil, le procédé comprenant les opérations de transmission d'un premier signal aux appareils d'acquisition de données sismiques, la transmission d'un second signal à propagation plus rapide aux appareils d'acquisition de données sismiques1 et le retardement de la transmission du second signal par rapport au premier signal de façon que le premier et le second signaux parviennent sensiblement en même temps en un sous-groupe sélectionné d'appareils sismiques. Les caractéristiques et avantage-s de l'invention ressortiront d'ailleurs de la description détaillée d'un mode de réalisation de l'invention et de variantes de celui-ci qui est donnée ci-après à titre d'exemple en référence aux dessins annexés, sur lesquels: la figure 1 est une vue schématique globale d'un mode de réalisation illustratif d'un ensemble de traitement de données sismiques déployé dans l'eau et remorqué derrière un vaisseau; les figures 2a à 2d sont des vues en coupe d'un tronçon du câble sismique de la figure 1; les figures 3a à 3d sont des vues en coupe d1un module de raccordement à émetteur-récepteur faisant partie du câble sismique de la figure 1; la figure 4 est un schéma électrique des connexions d'alimentation des émetteurs-récepteurs; la figure 5 est un schéma électrique mixte d'une unité d' émission-réception;; la figure 6 est un schéma des circuits à majorité et de détection d'erreur; la figure 7a est une illustration schématique d'un transducteur de pression; la figure 7b représente les connexions électriques des canaux auxiliaires; la figure 8a est une vue en coupe transversale d'un tronçon terminal; la figure 8b est une représentation schématique des connexions électriques du tronçon terminal; la figure 9 est une vue en coupe transversale du tronçon de tête du câble; la figure 10 est un chronogramme représentant un type de code à autosynchronisation pour la transmission de mots de données; la figure 11 est un chronogramme d'un cycle de balayage; la figure 12 est un chronogramme représentant la séquence de transmission d'un signal d'interrogation et d'un signal de données afférentes à deux tronçons de câble;; la figure 13 est un chronogramme illustrant un procédé permettant d'activer trois unités d'émission-réception consécutives sans en activer d'autres; la figure 14 est un schéma-blocs représentant un circuit de filtrage-type pour ensemble de traitement de signaux analogiquesnumériques sismiques; la figure 15 est une représentation schématique d'un mode de réalisation d'un filtre passe-haut commuté selon l'invention; la figure 16 est une représentation schématique d'un dispositif de conversion analogique-numérique mettant en oeuvre le filtre commuté de la figure 15; la figure 17 est un schéma-blocs représentant l'ensemble de traitement de données sismiques selon l'invention; la figure 18 est une représentation schématique des circuits électroniques contenus dans une unité d'émission-réception; ; la figure 19 est une représentation schématique détaillée du circuit répéteur contenu dans l'unité d'émission-réception de la figure 18; la figure -20 représente des chronogrammes facilitant la compréhension du fonctionnement de l'ensemble de traitement de la figure 17; la figure 21 est une représentation schématique d'un formeur de rangees contenu dans la station centrale de l'ensemble selon l'invention; la figure.22 illustre des modifications de la forme de différents codes impulsionnels mis en oeuvre par les équipements de l'ensemble selon l'invention; la figure 23 est un schéma d'un ensemble d'exploration sismique marine utilisé pour décrire certains aspects concernés par la présente invention; ; les figures 24 et 25 sont des graphiques représentant la réponse d'une rangée de câble sismique non-dirigee à différentes fréquences en fonction de l'inclinaison des couches par lesquelles les signaux sont réfléchis; la figure 26 est un schéma indiquant la configuration d'une rangée de détection sismique classique-type non-dirigee; la figure 27 est un schéma illustrant une rangée à réponse en pointe du type utilisé dans la mise en oeuvre de certains aspects de la présente invention; la figure 28 est un graphique illustrant un exemple de variation de la vitesse quadratique moyenne d'ondes sismiques en fonction du temps de réflexion s'ecoulant entre le "tir" initial et l'arrivée de la réflexion sismique à un capteur;; la figure 29 est un diagramme simplifie employé dans le calcul du retard en des unités de détection adjacent instituant une rangée de détection sismique à unités multiples; la figure 30 représente la réponse d'une rangée de détection sismique orientable en directivité en fonction de l'angle d'inclinais on; la figure 31 est un schéma-blocs d'un mode de réalisation illustratif de l'ensemble de traitement de données sismiques à grande échelle selon la présente invention; la figure 32 est un schéma-blocs de l'électronique de câble et des unités de détection sismique qui sont mises en oeuvre dans un mode de réalisation illustratif de l'invention; a figure 33 est un schéma-blocs détaillé d'un formeur de rangées faisant partie du circuit de la figure 31;; la figure 34 est un schéma-blocs global de l'équipement de traitement de données spécialisé utilisé dans la mise en oeuvre du formeur de rangees à orientation de faisceau, conformément à un mode de réalisation de la présente invention; la figure 35 est un diagramme illustrant la formation de rangées dans le dispositif d'orientation de faisceau des figures 31 et 34; la figure 36 est un schéma-blocs représentant d'une façon simplifiée un dispositif-type de conversion analogique-numérique; la figure 37 est un schéma-blocs représentant de façon simplifiée un dispositif de ce genre tel que modifié pour les besoins de i'invention en réalisant une suppression de la composante continue; la figure 38 est un schéma d'un circuit modifié correspondant à celui de la figure 37, mais avec introduction substitutive du filtre de la figure 16 dans les canaux d'entrée;; la figure 39 est un schéma-blocs représentant un dispositif d'amplification à échelonnement de gain binaire utilisé dans le mode de réalisation illustré de l'invention; la figure 40 est un schéma d'un étage amplificateur du dispositif de la figure 39 associé à des moyens de suppression de bruit; les figures 41 et 42 sont des représentations schématiques du principe mis en oeuvre pour supprimer le bruit dans le circuit de la figure 40;; la figure 43 est une représentation schématique très simplifiée de l'ensemble de traitement de données sismiques à canaux multiples montrant les unités d'acquisition de données, constituées par les émetteurs-recepteurs, interconnectées par une liaison de télémesure à canaux multiples au processeur de signaux central, constitué par la station centrale, cette représentation étant utilisee pour décrire une modification spécifique du mode de réalisation illustré; la figure 44 est un schéma-blocs de la logique de traitement de signaux contenue dans chaque unité d'émission-réception; la figure 45 est un schéma de l'identificateur de propriétés de signal ainsi que du premier et du second détecteurs de coinci- dence de signaux d'une unité d'émission-réception;; la figure 46 illustre-un circuit destiné à retarder la transmission d'un signal de commande consécutivement à la transmission d'un signal d'interrogation et à soumettre à un décalage temporel ie signal de commande; la figure 47 est un prolongement de la représentation de la figure 43, qui montre sept unités d'acquisition de données dont trois consécutives sont a activer , ainsi qu'un chronogramme faisant apparaître les relations temporelles des impulsions de commande et d'interrogation vis-à-vis des unités d'émissionréception; et la figure 48 illustre une variante de réalisation des circuits de commande et d'interrogation de la figure 45. Comme visible en se reportant à la figure 1, un vaisseau 10 remorque un ensemble de câble à capteurs sismiques 12 à travers une masse d'eau 14. L'ensemble de câble à capteurs sismiques 12 est raccordé à un tronçon élastique absorbant les chocs 16 et à un tronçon de tète 17. L'extrémité aval de l'ensemble de câble 12 est raccordée à un tronçon terminal court 18. L'ensemble de câble 12 est divisé en tronçons de câble actifs individuels 20, dont chacun mesure normalement 60 mètres de long Un certain nombre de modules de raccordement 13, qui contiennent un bloc électronique, également dénommé unité d 'émission-réception dans le présent mémoire, raccordent chacun des tronçons de câble actifs 20 entre eux, électriquement et mécaniquement.Un ensemble de câble à capteurs sismiques 12 est typiquement formé de cinquante tronçons actifs 20 ou davantage, et peut avoir une longueur totale de 3000 mètres ou plus. Chaque tronçon de câble peut contenir dix unités de détection sismique élémentaires 21, dont chacune constitue un canal distinct. L'ensemble de câble 12 tout entier fournit donc les signaux de sortie de 500 canaux individuels. Les capteurs peuvent être des hydrophones, le câble sismique du mode de réalisation illustré étant un câble sismique marin. Les sorties de signaux des unités de détection élémentaires 21 sont couplées à l'une des unités d'émission-réception, laquelle transmet les signaux à une station centrale 2 située à bord du vaisseau 10. La station centrale comporte une circuiterie de commande 4 destinée à transmettre des signaux d'interrogation, de commande, d'alimentation en énergie et d'essai, ainsi qu'un appareil -6 propre à recevoir et à enregistrer des mots de données numériques fournis par une liaison de transmission de données incorporée dans le câble-. A intervalles, cependant que le vaisseau progresse en remorquant l'ensemble de câble 12 dans l'eau, une source sonore sismique 19 tellequ'un canon à atr ou qu'un générateur d'explosions à gaz engendre des ondes acoustiques dans l'eau. Les ondes acoustiques se propagent vers le bas à travers l'eau 14 le long du trajet de rayon 15, par exemple, en frappant le fond de l'eau 22, où elles se trouvent réfléchies le long du trajet 23 en raison de la différence des vitesses dans l'eau 14 et dans la formation terrestre 24. Pénétrant dans la terre, les ondes acoustiques poursuivent leur propagation le long du trajet de rayon réfracté 23 et se trouvent réfléchies par une couche souterraine 26. Les ondes acoustiques réf lé- chies reviennent le long du trajet de rayon 28 jusqu'au fond de l'eau 22, d'où elles poursuivent leur propagation vers le haut le long du trajet de-rayon 30. Les ondes réfléchies sont détectées par des unités de détection 21 qui convertissent les ondes acoustiques réfléchies en signaux électriques. Les ondes acoustiques empruntent également d'autres trajets, tels que le trajet 31 - 32 - 34 - 36, sur lesquels elles sont détectées par des unités de détection, telle l'unité 21', plus éloignées du vaisseau 10 que l'unité de détection 21. Bien que des trajets de rayons semblables puissent être tracés entre la source sonore 19 et chacune des 500 unités de détection sismique élémentaires de l'ensemble de câble sismique 12, on n'a représenté que deux de ces trajets dans un souci de simplification. La figure 2a est une représentation schématique en coupe longitudinale de l'extrémité amont d'un tronçon de câble sismique actif 20. Pour la commodité de la représentation, les dimensions longitudinales ont été fortement réduites. Le tronçon est formé d'une enveloppe externe en matiere plastique 40, de trois tirants en acier 42, 43 (le troisième tirant n'étant pas représenté), de plusieurs cloisons-étanches de soutien 44 et de deux cloisons étanches terminales 46 situées chacune à l'une des extrémités du tronçon. L'enveloppe en matière plastique 40 présente un diamètre intérieur de 7 centimètres et une épaisseur de paroi de 4,45 millimètres. Les cloisons étanches de soutien 44 sont placées à intervab les de 0,6 mètre à l'intérieur de l'enveloppe en matière plastique 40 en vue de la soutenir de l'intérieur.Dans chaque cloison étanche 44 sont ménagés trois trous 48, 48', 48" (figure 2b) pour le passage des tirants et un trou central 50 pour le passage d'un câble-artère à faisceau de conducteurs 52. L'enveloppe est fixée aux cloisons étanches terminales 46 par des bandes d'acier 54, 56. L'enveloppe est remplie toute entière d'un kérosène léger destiné -a la placer en équilibre hydrostatique dans l'eau. Une pluralité de capteurs 23, tels que des hydrophones, sont montés à intervalles de 2 mètres à l'intérieur du tronçon de câble 20. Chaque capteur est supporté entre une paire de cloisons étanches 44 très rapprochées par des attaches flexibles d'un type quelconque approprié. Chaque tronçon de câble contient de préférence au moins trente capteurs sismiques 23. Dans un agencement préférentiel, trois capteurs 23 sont connectés en parallèle de façon à se comporter comme un même instrument par des lignes de données locales 58, 60, et forment ainsi une unité de détection sismique élémentaire 21. Etant donné que les capteurs sont placés à 2 m les uns des autres, la longueur de l'unité de détection élémentaire est de 4 mètres, et l'écartement entre les centres des groupes ou unités élémentaires est de 6 mètres.Les lignes de données locales 58, 60 rejoignent le câble-artère 52 et transmettent les signaux des unités de détection à des broches appropriées d'un connecteur à enfichage à conducteurs multiples 62. Dans cet agencement, chaque unité de détection sismique élémentaire de trois capteurs fournit des signaux à un canal de données commun distinct. La connexion en parallèle donne lieu à une sommation algébrique des signaux de sortie des capteurs individuels 23. La sommation des signaux tend à renforcer les signaux réfléchis significatifs désirés et à éliminer les signaux de bruit erratiques non désirés, à condition que le front d'onde sismique soit sensiblement parallèle au plan de la rangée de capteurs. Dans cette circonstance idéale, tous les capteurs 23 des unités de dé- tection élémentaires 21 ou 21' (figure 1) "verront" le front d'onde et recevront les ondes sismiques en concordance de phase. L'angle augmente à mesure que l'on s'éloigne de la source. De plus l'angle des trajets de rayon dépend de la pente du fond marin 22, de celle de l'interface réfléchissante 26 et de nombreux autres facteurs. Par définition, un front d'onde, tel que le front d'onde 35, qui peut être une crête d'ondelette, se propage de telle façon que son profil reste perpendiculaire aux trajets de rayons 30, 36. Lorsque la crête d'ondelette 35 balaye l'étendue de l'ensemble de câble 12, elle est d'abord vue par l'unité de détection 21, puis, un tant soit peu plus tard, par l'unité de détection 21'. A l'instant où la crête d'ondelette 35 tombe sur l'unité de détection 21, il est possible que le minimum ou creux d'une ondelette précédente soit encore en cours de détection par une unité de détection 21'. SI tous les capteurs situés entre l'unité 21 et l'unité 21' étaient connectés en une longue rangée, les signaux de sortie des capteurs tendraient à se détruire mutuellement plutôt qu'à se renforcer. Il est par conséquent souhaitable que la longueur d'une unité de détec tion élémentaire individuelle soit faible par rapport a ia longueur d'onde du signal sismique intéressant de fréquence la plus élevée. La longueur d'onde d'une onde sismique vue par un groupe de capteurs sismiques électriquement connectés entre eux dépend de façon complexe de l'angle d'inclinaison et de la profondeur des couches souterraines, de la vitesse des ondes sismiques, de la distance séparant la source acoustique des capteurs, et de nombreux autres facteurs. On va considérer maintenant le cas d'un groupe de capteurs sismiques connectés électriquement et disposés à la surface d'une étendue d'eau ou à proximité de celle-ci, par exemple. Le groupe présente une longueur X. Si une ondelette se propageant horizontalement (angle d'incidence égal à 900) tombe à une extré mité du groupe, le temps T nécessaire r l'ondelette pour traverser le groupe est T = X/V, (B) expression dans laquelle V est la vitesse acoustique dans le milieu de propagation. En prenant une vitesse de propagation dans l'eau de 1500 mètres par seconde et en considérant la longueur de groupe de 70 mètres de la technique antérieure, on obtient pour le temps de transit de l'ondelette 0,046 seconde. Pour que l'on obtienne une réponse additive sur toute la longueur du groupe de capteurs, il est nécessaire que la longueur du groupe soit inférieure à un quart de longueur d'onde.Le temps nécessaire pour parcourir une longueur d'onde est par conséquent 0,046 x 4, c'est-à-dire environ 0,184 seconde. Cette période correspond à une fréquence limite d'environ 6 Hz. Les ondes dont l'incidence a lieu sur l'extrémité du groupe et dont les fréquences sont sensiblement supérieures à la limite de coupure de 6 Hz tendront à subir une forte atténuation. Dans l'ensemble selon l'invention choisi à titre illustratif, la longueur d'une unité de détection élémentaire est de 4 mètres. Le temps de parcours d'une ondelette sera donc de 0,0026 seconde. La fréquence correspondant à un quart de longueur d'onde sera f = 1/(0,0026 x 4) = 96,1 Hz. Ainsi, l'utilisation d'un groupe ou unité de détection sismique élémentaire court permet de relever considérablement la fréquence de coupure supérieure. Si l'on considère- le cas d'un angle d'incidence de 300 pour un signal de réflexion à faible profondeur à large ouverture angulaire reçu à proximité de l'extrémité de l'ensemble de câble, la fréquence de coupure supérieure se trouve portée à f = 96,1/sin 300 = 192,2 Hz. Comme visible en revenant à présent à la figure 2a, il est prévu en plus des capteurs sismiques 23 des capteurs auxiliaires tels qu'un transducteur de pression 64, des fils de détection de fuites 66, 68 et un détecteur d'onde directe 72, lesquels sont montés dans le tronçon de câble 20 à proximité de son extrémité amont. Les connexions électriques partant des capteurs auxiliaires rejoignent le câble-artere 52 et transmettent les signaux de sortie de ces capteurs à des broches appropriées du connecteur 62. Dans un tronçon-type 20, il peut être prévu dix canaux de données et trois canaux auxiliaires. La figure 2c est une vue en coupe transversale du tron câble prise suivant la ligne 2c-c, qui montre la configuration des capteurs sismiques et des capteurs auxiliaires à l'intérieur de l'enveloppe 40. Les repères numériques de la figure 2c correspondent à des repères semblables sur la figure 2a. La figure 2d est une coupe transversale de la cloison étanche 44 prise suivant la ligne 2d-d de la figure 2b, qui montre les trous de passage 48 pour les tirants 42 et l'ouverture de passage 50 pour le câble-artère 52. Deux tronçons de câble sont réunis comme représenté sur la figure 3a. Dans cet exemple illustratif, les extrémités des tron çons de câble adjacents sont symétriques, et l'on n'en décrira donc en détail qu'une seule. Les tirants 42 et 43 dépassent de la cloison étanche terminale 46 et sont terminés par des attaches à étrier du type normal pour aviation 45, 47. Le câble-artère 52, qui traverse un trou central de la cloison étanche terminale 46, est terminé par un connecteur à enfichage 62. Entre les tronçons 20 adjacents est prévu un module de raccordement 13. Chaque module de raccordement 13 contient une unité d 1émissionrréception dont la fonction est de recevoir les signaux analogiques provenant des unités de détection sismique et des capteurs auxiliaires, de numeriser les signaux et de transmettre les données numériques au vaisseau 10 par une liaison de transmission de données du câble-artère 52. A chacune de ses extrémités, le module de raccordement 13 comporte un connecteur de cloison étanche 76 propre à être conjugué à -un raccord de connecteur 62.Les élé- ments de connecteur conjugués permettent de coupler les unités de détection à unité d'émission-réception intérieure et assurent l'insertion des unités d'émission-réception en série avec la liaison de transmission, la liaison d'interrogation et avec les canaux d'alimentation et de signaux d'essai du câble-artère à faisceau de conducteurs 52. Des tirants courts 78, 80 (un troisième d'entre eux n'étant pas représenté), terminés par des attaches à étrier du type utilisé en aéronautique 82, 84 qui peuvent être accouplés aux attaches à étrier 45, 47, sont solidarisés au module de raccordement 13 par des pinces en acier 86, 88. Le boîtier 75 du module de raccordement 13 et les connecteurs de cloison 76 sont conçus de façon à résister à une pression ambiante allant jusqu'à 140 bars. sont Les dimensions extérieures/de 6,35 cm x 35,5 cm. Pour réunir deux tronçons de câble 20; 20', on fixe les attaches 45 et 47 des tirants 42, 43 aux attaches conjuguées 82, 84 des tirants courts 78, 80 par des goupilles 90, 92. On conjugue un raccord de connecteur 62 au connecteur de cloison 76 à chaque ex trémité du module de raccordement 13. On glisse par-dessus les cloisons étanches terminales 46 une enveloppe ou manche 94 présentant un diamètre intérieur légèrement plus grand que le diamètre extérieur de l'enveloppe 40. Pour les besoins de la compensation hydrostatique, l'intérieur de la manche 94 peut être rempli d'un kérosène léger.On peut obtenir de meilleures propriétés de flottaison en environnement marin en utilisant une mousse syntactique telle que celle fabriquée par Dow Chemical Corp. et commercialisée par Universal Urethanes Inc., Houston, Texas, U.S.A. Le module de raccordement 13 est représenté partiellement en coupe sur la figure 3b. Chaque extrémité du boîtier cylindrique 75 du module de raccordement 13 (figure 3b) est fermée par un connecteur de cloison étanche 76 qui s'emboîte dans une cavité 100 usinée dans l'extrémité du boîtier 75. Des joints toriques 102, 104 forment une jonction étanche aux fluides autour du connecteur. Le connecteur de cloison étanche 76 est maintenu en position par un circlip 106. Le module de raccordement 13 est représenté en coupe suivant la ligne 3c-c sur la figure 3c et suivant la ligne 3d-d sur la figure 3d. Les circuits électroniques d'unité d'émission-réception contenus dans le module de raccordement 13, qui seront décrits en détail dans la suite, sont montés sur trois plaquettes de circuit imprimé 108, 110, 112 (figures 3c et 3d). Les trois plaquettes, formant l'unité d'émission-réception 111, sont assemblées en forme de prisme triangulaire. Elles sont conçues pour s'introduire à l'intérieur du boitier 75. Préalablement à leur introduction, l'intérieur du boîtier 75 est revêtu d'une feuille mince de fibres de verre (non représentée) pour isoler les circuits électroniques de la paroi en acier.Après assemblage du module de raccordement 13, on remplit celui-ci d'une huile minérale de type classique quelconque qui est inoffensive pour les composants électroniques. Celle-ci procure une bonne conduction thermique et s'oppose aux infiltrations d'eau. En mer, par mauvais temps, le vaisseau de remorquage 0 (figure 1) est sujet à des accélérations imprévisibles par rapport à ses axes de tangage, de roulis et de lacet. Pour empêcher de telles accélérations d'être transmises à l'ensemble de câble à capteurs sismiques 12, il est prévu un ou plusieurs troncons de câble élastiques 16 insérés entre le tronçon de tête 17 et le câble 12. Les tronçons de cable élastiques sont d'un agencement semblable à celui d'un tronçon actif, à ceci près qu'ils ne contiennent pas de capteurs sismiques ou de capteurs auxiliaires. A la place des tirants en acier, on fait appel à des câbles en NYLON (marque déposée) ou en d'autres matériaux élastiques.Un câble à faisceau de conducteurs, équivalent au câble à faisceau de conducteurs 52 de la figure 2a, est enfilé dans les trous centraux 50 des cloisons étanches 44. On laisse au câble à faisceau de conducteurs 52 suffisamment de mou pour permettre au tronçon de subir un allongement allant jusqu'à 507O de sa longueur au repos. Dans un agencement préférentiel, on fait appel à deux de ces tronçons d'allongement. Un module de raccordement est intercalé entre l'extrémité amont du premier tronçon actif et l'extrémité aval du second tronçon élastique ou tronçon élastique aval. Un deuxième module de raccordement 13' est intercalé entre l'extrémité aval du tronçon de tête de câble 17 et l'extre- mité amont du tronçon d'allongement amont. Dans chaque tronçon de câble 20, le faisceau de conducteurs 52 contient deux groupes de conducteurs. Un groupe de conducteurs constituant des lignes de données locales telles que 58 et 60 transmet des signaux analogiques issus des unités de détection sismique élémentaires 21 et des capteurs auxiliaires contenus dans chaque tronçon de câble à l'unité d'emission-réception située à l'intérieur d'un module de raccordement 13 adjacent. Les conducteurs locaux sont de préférence des câbles coaxiaux tels que des câbles RG-l74. L'autre groupe de conducteurs est formé par des lignes de communication générale destinées à transmettre des signaux d'interrogation, de commande et de contrôle provenant du vaisseau 10 à l'emetteur- récepteur 111 de chacun des modules de raccordement 13 et à transmettre au vaisseau 10 des signaux de données en provenance de chaque unité d'émission-réception 111. Les lignes de communication générale ou artères comprennent une liaison de transmission de données, une liaison d'interrogation, deux liaisons de commande, deux lignes d'essai et une ligne d'alimentation. Grâce aux connexions établies par les connecteurs des modules de raccordement 13 décrits plus haut, les lignes- de communication générale s'étendent sur toute la longueur de l'ensemble de câble 12. Dans un mode de réalisation préférentiel, la liaison de transmission de donnees à large bande est formée par trois câbles coaxiaux RG-58/CU. Des câbles coaxiaux sont nécessaires pour tenir compte du débit de transmission de 20 mégabits par seconde (40 MHz, pour un mot qui n'est formé par par des "1", comme on le verra dans la suite). On fait appel à trois câbles plutôt qu'à un seul pour procurer de la redondance. Si un câble vient à se rompre, il en reste deux d'utilisables. La liaison d'interrogation est formée de trois lignes de transmission redondantes à paires de fils torsadés. L'utilisation de paires de fils torsadés est possible pour realiser cette liaison, de même que pour réaliser toutes les autres lignes de transmission de signaux restantes car la fréquence de transmission des impulsions d'interrogation est relativement basse, étant située en fait dans la gamme kilohertzienne. Les deux liaisons de commande à paires de fils torsadés transmettent les signaux de commande. Les lignes d'essai et de commande d'essai sont des paires de fils torsadés par lesquelles sont transmis un signal d'essai et une impulsion de commande d'essai. La ligne d'alimentation est formée de deux paires de fils torsadés d'environ 2 mm de diamètre connectées en parallèle. Cette ligne transmet une puissance d'alimentation à courant alternatif destinée à alimenter les circuits d'alimentation des unités d'émission-réception contenues dans chacun des modules de raccordement 13. Sur la figure 5 est représenté un schéma-blocs d'une unité d'émission-réception 111 montée sur des plaquettes de circuit imprimé 108, 110 et 112 (figure 3b) d'un module de raccordement 13. Ses constituants principaux sont un circuit répéteur 114, un circuit d'interrogation 116, un circuit de commandement 118, des préamplificateurs 120, un multiplexeur 122, des amplificateurs de conditionnement de gain 124, un convertisseur analogique-numérique ou numériseur 126, un ensemble à registre de sortie et convertisseur de code 128, un détecteur d'erreur 130, un circuit de commande 132, un circuit d'alimentation 134, un circuit de sortie d'essai 136 et un relais de commande d'essai 138. Les circuits élémentaires d'émission-réception seront décrits d'une façon plus détaillée dans la suite, et les fonctions de l'unité d'émission-réception 111 ne sont représentées sous forme de schéma fonctionnel sur la figure 5 que pour faciliter la compréhension du fonctionnement de celle-ci. Le circuit répéteur 114 transmet un mot de données local à codage de phase autosynchronisé à la station centrale 2 (figure 1) par la liaison de transmission de données D1, D2, D3 avant de recevoir, de régénérer et de retransmettre les mots de données à codage de phase autosynchronisés en provenance des unités d'émission réception situées en aval sur la liaison. Ces fonctions sont déclenchées en réponse à une premère impulsion d'interrogation, et elles sont accomplies avant l'arrivée d'une seconde impulsion d'interrogation. Sur ordre, ou en cas de panne d'alimentation dans une unité d'émission-réception, le récepteur de données peut être contourné, comme on le verra plus loin. Le circuit d'interrogation 116 reçoit, conserve temporairement et retransmet des impulsions d'interrogation sur la liaison d'interrogation triplement redondante IP1, IP2, IP3. Dans ce circuit, l'impulsion d'interrogation est identifiée par un circuit d'identification de largeur d'impulsions, quant à déterminer s'il s1agit d'une impulsion large S1 ou bien d'une impulsion etroite S2. Ltim- pulsion S1 présente une largeur de 1500 nanosecondes, et l'impulsion S2 une largeur de 600 nanosecondes, la nanoseconde désignant le milliardieme d'une seconde. Le circuit d'interrogation 116 comporte une ligne à retard artificiel en série avec la liaison d'interrogation.Le retard préférentiel est de 600 nanosecondes. La ligne à retard artificiel est pourvue de prises intermédiaires propres à permettre d'effectuer de petits ajustements pour compenser les petites différences de temps de propagation des signaux le long de la liaison d'interrogation. Le circuit de commandement 128 reçoit, conserve transitoirement et retransmet aux émtteurs-récepteurs situés en aval de liaison les deux signaux de commande DATEN (autorisation de données) et DATA BYPASS. L'arrivé simultanée d'une impulsion d'interrogation S1 et d'une impulsion DATA BYPASS en une unité d'émissionréception sélectionnée fait contourner aux mots à codage de phase le circuit répéteur correspondant 114 en leur faisant emprunter un circuit de dérivation qui sera décrit plus loin. L'impulsion DATEN est une impulsion dont la largeur peut être ajustée par valeurs multiples du retard artificiel introduit dans le circuit dsinterro- gation 116.Les unités d'émission-réception d'un ou plusieurs tron çons de câble contigus sélectionnés ne sont activées que par la présence simultanée d'une impulsion DATEN et d'une impulsion d'in- terrogation S1, qui ont toutes deux le caractère d'impulsions de signalisation. Le circuit d'interrogation 116, lecircuit de commandement 118 et le circuit répéteur 114 sont pourvus de lignes de contournement de panne d'alimentation commandées par des relais, comme on le vera plus en détail dans la suite. En cas de panne d'alimentation, les relais sont désexcités afin de faire contourner l'émetteur-récepreur défaillant aux mots à codage de phase et aux impulsions d'interrogation et de commande arrivants. Les données analogiques provenant des unités de détection sismique élémentaires 21 par les câbles coaxiaux locaux 58, 60 sont transmises à travers des préamplificateurs 120 et des filtres aux entrées d'un multiplexeur 122. En réponse à une impulsion S1, lorsque celle-ci est reçue et détectée par le circuit d'interrogation 116, le circuit de commande 132 ramène le multiplexeur 122 sur le canal nOO. En réponse aux flancs amont d'une série d'impulsions S2, le multiplexeur parcourt en séquence un cycle normal de balaye ge pour échantillonner l'un après l'autre les canaux d'entrée. Dans le mode de réalisation préférentiel, il est prévu quatorze canaux d'entrée. Le canal nOO est un canal factice ou pseudo-canal.Les signaux de données sismiques analogiques sont pris en charge sur les canaux n01 à 10. Les signaux analogiques provenant des capteurs auxiliaires sont transmis sur les canaux n011 à 13. Lorsque le multiplexeur 122 est ramené sur le canal nOO, certaines fonctions dites d'aménagement et certaines fonctions d'essai sont réalisées: les amplificateurs de conditionnement de gain 124 sont régles au gain unité, tandis que le décalage de composante continue est automatiquement supprimé aux entrées du multiplexeur et des amplificateurs. A ce moment également, un circuit de détection d'erreur, -qui sera décrit plus loin, délivre un avertissement si l'une ou plusieurs des trois lignes de transmission de données redondantes est défectueuse. Lors de l'échantillonnage de chacun des canaux n01 à 13, le signal de données analogique échantillonné est soumis à un conditionnement de gain dans l'amplificateur de conditionnement de gain 124. I1 est bien connu que les signaux sismiques présentent une large gamme dynamique, atteignant 120 dB (1000000:1). Le conditionnement de gain des signaux comprend une opération de compression de la gamme dynamique des signaux sismiques, qui vise à maintenir la gamme à l'intérieur des limites du convertisseur analogiquenumérique. Le signal à gain conditionné est transformé par le convertisseur analogique-numérique 126 en un nombre binaire qui représente le signe et la mantisse d'un nombre à virgule flottante. Les états de gain de l'amplificateur de conditionnement de gain 124 sont codés sous forme de code à quatre bits. Le code à quatre bits est combine avec la mantisse dans le registre de sortie 128 pour former un nombre à virgule flottante de 10 à 16 bits de résolution. Le nombre à virgule flottante est représentatif du niveau d'amplitude du signal de données sismique à l'instant de Itéchantilîonna ge. Quatre bits supplémentaires, dont un bit de parité, peuvent être ajoutés au mot de données en tant que préambule afin de permettre une identification correcte du début des mots à codage de phase. Les vingt bits dont est formé le mot de données sont codés dans n'importe quel code à autosynchronisation convenable et sont transmis en mode à retour à zéro (RZ) sur une liaison de télémesure à large bande en mode de transmission directe de données numeriqv-es. Dans un mode de réalisation préférentiel, on fait appel à un code autosynchronisé tel qu'un code M bi-phase. Un exemple de mot de données codé est illustré sur la figure 10. Des codes autosynchro nisés tel que celui illustré ici sont décrits aux pages 4 à 18 de l'ouvrage "The Interface Handbook" de Kenneth M. TRUE, publié par Fairchild Instrument Co., 464 Ellis Street, Mountain View, California 94042, U.S.A. Des circuits mettant en oeuvre de tels codes sont considérés dans la même publication. L'absence de données est représentée par un niveau logique zéro. Cinquante nanosecondes avant le premier bit de données, le niveau logique tombe à -5V, en sorte que le premier bit de données doit être une impulsion ascendante. Chaque bit de données occupe un intervalle unitaire de 50 nanosecondes.Un "1" binaire est représenté par une inversion de polarité au milieu d'un intervalle unitaire de 50 nanosecondes, tandis qu'un "O" binaire est représenté par une absence d'inversion de polarité. Des zéros binaires consécutifs sont représentés par des inversions de polarité espacées de 50 nanosecondes aux limites des intervalles unitaires. Etant donné qu'il existe 20 bits de données, un mot à codage de phase occupe une fenêtre temporelle de 1000 nanosecondes, c'est-à-dire d'une microseconde (millionième de seconde). A la fin d'un mot à codage de phase, le niveau logique tombe à -5V pendant 75 nanosecondes,-et passe ensuite à zéro. La circuiterie logique contenue dans le circuit répéteur 114 recherche toujours une impulsion ascendante pendant la durée d'un intervalle formé de deux intervalles unitaires quelconques.Lorsqu'une telle impulsion n'est pas trouvée, la circuiterie logique détecte la fin d'un mot de données. La fréquence maximum de changement de phase des mots à codage de phase est de 40 MHz (pour une succession de "1")-. Cependant, en en raison du faible temps de montée du flanc d'attaque des impulsions, la bande passante de la liaison de transmission de données doit être d'au moins 100-MHz. Les entrées du multiplexeur 122 sont couplées en alternatif par des condensateurs 123. La sortie du multiplexeur est couplée à l'amplificateur de conditionnement de gain 124 à travers une résistance série 140 et un amplificateur-séparateur à gain unitaire 142. Les condensateurs 123 et la résistance série 140 forment en combinaison avec le commutateur de multiplexage 122 un filtre R-C passehaut commuté. La fréquence de coupure du filtre est f = ii/( 2s RC)(D/T) expression dans laquelle D est le temps d'activité des canaux et T le temps d'inactivité des canaux. Le filtre sera décrit plus loin en détail en conjonction avec les figures 15 et 16. Le fonctionnement de l'amplificateur de conditionnement de gain préférentiel 124, en combinaison avec le convertisseur analogique-numérique 126 et le registre de sortie 128, pour former un mot de données à virgule flottante sera décrit plus amplement plus loin en conjonction avec les figures 39 à 42. Dans un cycle de fonctionnement-type, les quatorze canaux analogiques de chaque émetteur-récepteur 111 sont tous échantillonnés au cours d'un cycle de balayage. Un nouveau cycle de balayage est amorce à un rythme d'échantillonnage désiré, par exemple une fois toutes les demi-millisecondes ou toutes les millisecondes. Ainsi, pour une récurrence d'échantillonnage d'une milliseconde, les quatorze canaux de chaque émetteur-récepteur se trouvent échan t:illonnés à intervalles de 71,4 microsecondes. L'accomplissement d'un cycle de balayage nécessite que les moyens d'interrogation du contrôleur 4 de la station centrale commune 2 située à bord du vaisseau 10 transmettent une impulsion S1 et treize impulsions S2 à chaque milliseconde. La figure 11 illustre la disposition temporelle des signaux d'interrogation, à savoir les impulsions S1 et S2, au sein d'un cycle de balayage d'une milliseconde. Au fur et à mesure qu'une impulsion d'interrogation S1 se propage le long de la liaison d'interrogation IP1, IP2, IP3 de l'ensemble de câble 12 vers les unités d'émission-reception 111 (figure 5), les multiplexeurs correspondants sont ramenés sur le canal nOO. Le passage d'un mot de données du registre de sortie et du convertisseur de code 128 à la liaison de transmission de données Di, D2, D3 à travers le circuit répéteur 114 est à son tour rythmé par le circuit contrôleur 132. Les mots à codage de phase sont multiplexés en échelonnement temporel sur la liaison de données en raison du temps ou délai de propagation intrinsèque de l'impulsion d'interrogation entre les unités d'émission-réception adjacentes et du délai artificiel introduit par le circuit d'interrogation. Après 71,4 microsecondes, la pre mière impulsion S2 est transmise. Les multiplexeurs des unités d'émission-réception 111 sont successivement avancés sur le canal n01 au moment où l'impulsion S2 atteint chaque unité d'émissionréception, et des mots à codage de phase sont de nouveau transmis rythmiquement en séquence de chaque unité d'émission-réception à la liaison de données. Des impulsions S2 additionnelles sont transmises jusqu'à ce que tous les canaux de toutes les unités d'émissionréception aient été échantillonnés. La séquence ci-dessus décrite est illustrée sur le chronogramme de la figure 12. Les impulsions d'interrogation (IP) se propagent vers l'aval de la liaison de la droite vers la gauche (l'axe des temps est orienté vers la droite), de la station centrale 2 aux unités d'émission-réception des cinquante modules de raccordement 13A, 13B, 13C, etc., dans cet ordre. Sur les trois graphiques supérieurs de la figure 12, l'axe des temps est donc orienté de la gauche vers la droite. Les temps y sont exprimés en microsecondes et rapportés à l'instant d'arrivée d'une impulsion d'interrogation au module de raccordement 13A. Ces trois graphiques sont respectivement afférents, en partant du haut, à l'arrivée d'une impulsion S2 au module de raccordement 13A, à sa sortie de celui-ci et à son arrivéeaumodule de raccordement 13B.Ainsi, une impulsion S2, par exemple, parvient au module de raccordement 13A pour faire passer le multiplexeur 122 de l'unité d'émission-réception sur le canal n"l. Après avoir traversé la ligne à retard artificiel, l'impulsion S2 quitte le module de raccordement 13A, 600 nanosecondes plus tard. La distance séparant l'unité d'emission-réception contenue dans le module de raccordement 13 de l'unité d'émission-réception contenue dans le module de raccordement 13B est de 60,0 mètres. Si l'on suppose que le temps de propagatipn est de 4,281 nanosecondes par mètre sur la liaison d'interrogation à paires torsadées IP1, IP2, IP3, l'impulsion S2 parviendra au module de raccordement 13D 256,8 nanosecondes plus tard. Le temps de propagation total entre les modules 13A et13B est par conséquent de 856,8 nanosecondes. Sur les trois graphiques du bas de la figure 1-2, l'axe des temps est orienté de droite à gauche, gradué en microsecondes, et son origine correspond à l'instant où les données quittent le module de raccordement 13A. Ces trois graphiquessont respectivement afférents, en partant du haut, au départ des données du module 13A, à leur départ du module 13B et à l'arrivée au module 13A des données issues du module 13B. Dès que le flanc d'attaque de l'impulsion S2 correspondant au canal n01 est reconnu par l'unité d'émission-réception du module de raccordement 13A, un mot à codage de phase passe sous déclenchement du registre 128 à la liaison de transmission de données D1, D2, D3. La propagation des données s 1effectue de la gauche vers la droite (l'axe des temps est orienté vers la gauche) vers l'amont de la liaison en direction de la station centrale. Lorsque l'impulsion S2 parvient au module de raccordement 13B, 856,8 nanosecondes plus tard, la délivrance du mot de données afférent au module 13B est déclenchée d'une façon similaire. Le temps ou délai de propagation des signaux sur le câble coaxial formant la liaison de transmission de données est de 5,059 nanosecondes par mètre. Par conséquent, le flanc d'attaque du mot à codage de phase émis par le module de raccordement 13B parviendra au circuit répéteur du module de raccodement 13A 1 160,3 nanosecondes après que le flanc d'attaque du mot à codage de phase émis par le module de raccordement 13A aura quitté le circuit répéteur 114.Une séparation de mots à codage de phase de 160,3 nanosecondes se trouve ainsi ménagée. Un système de multiplexage en deux stades, à succession de délais et succession de canaux, se trouve donc décrit ici. Les mots à codage de phase transmis successivement par chacune des cinquante unités d'émission-réception des modules de raccordement sont ordonnés d'après le temps ou délai de propagation de l'impulsion d'interrogation entre la station centrale et les unités d'émissionréception respectives. Les mots à codage de phase fournis par les quatorze canaux de chacune des unités d'émission-réception respectives sont ordonnés en concordance avec la séquence de sélection de canaux au cours d'un cycle de balayage. L'impulsion d'entrée DATEN provenant de la station centrale pour commander le circuit 118 de la figure 5 active le fonctionnement du système comme esquissé ci-dessus. Le choix de l'instant d'application d'une impulsion DATEN permet de mettre en service soit tous les tronçons de l'ensemble de câble sismique, soit seulement ceux d'une portion de celui-ci, la moitié amont des tronçons de câble par exemple. Comme indiqué plus haut, il peut etre désirable d'échantillonner les unités de détection sismique élémentaires dans la moitié proximale du câble à un certain rythme d'échantillonnage à la suite immédiate de la génération d'une impulsion sismique ou tir, et d'échantillonner ensuite les signaux du câble tout entier à un rythme différent. Pour accomplir ces fonctions, on peut utiliser des impulsions DATEN de longueur et de position temporelle appropriées.Dans la description ci-après, la position temporelle et la longueur voulues pour les impulsions DATEN seront considérées en se plaçant dans un cadre général correspondant à la possibilité de sensibiliser sélectivement un nombre quelconque des unités d'émission-réception. Avant de considérer les chronogrammes en détail, il est opportun d'examiner la modalité globale d'acquisition des données et le cadre temporel dans lequel les données issues de chacune des 500 unités de détection sismique élémentaires sont transmises par le câble. En premier lieu, il est à noter que chacun des cinquante tronçons de câble comporte dix unités de détection sismique élémen- taires disposées le long de celui-ci et une unité d'émission-- réception associée qui traite les données issues de ces dix unités de détection.Sur ordre de l'unité de commande de bord 4 située dans la station centrale 2 de la figure 1, par transmission d'une impulsion large S1, les mots à codage de phase issus du dernier canal de chacun des cinquante tronçons de câble sont émis en succession sur le câble par la liaison de données unique D1, D2, D3 fconstituée de trois câbles coaxiaux redondants). Ensuite, lors de la réception d'une impulsion étroite S2, l'unité d'émissionréception 111 associée à chacun des cinquante tronçons de câble transmet successivement l'information de canal nol de chaque tronçon de câble. Ensuite, consécutivement à la réception d'une autre impulsion S2, l'information de canal n02 est émise par chacun des cinquante tronçons de câble, et ainsi de suite. En ce qui concerne le positionnement temporel ou séquençage, chaque cycle d'échantillonnage du signal présent sur chacun des 500 canaux a lieu pendant une milliseconde, c'est-à-dire un millième de seconde. Ce cycle définit un cycle de balayage, et sa durée est celle comprise entre deux impulsions S1 successives, chaque impulsion S1 étant suivie par treize impulsions S2 avant génération de l'impulsion S1 suivante. La transmission d'un bit individuel de mot à codage de phase n'occupe que 50 nanosecondes Chaque mot à codage de phase étant représenté par vingt bits, sa transmission s'effectue en environ une microseconde.Bien entendu, il y a mille microsecondes dans chaque intervalle d'échantillonnage d'une milliseconde, de sorte qu'on a amplement le temps de transmettre par le câble les signaux de données issus des cinq cents canaux sismiques pendant chaque intervalle d'échantillonnage ou cycle de balayage, ce qui est effectuée d'une façon systématique qui sera décrite plus loin. L'activation d'une ou plusieurs des unités d'émission-réception nécessite la présence simultanée d'une impulsion S1 et d'une impulsion DATEN (autorisation données), comme on va le voir à présent en se reportant à la figure 13. Une pluralité de tronçons de câble sont disposés à distance par rapport à la station centrale. Aux extrémités amont de chaque tronçon sont- disposes des modules de raccordement 13A à 13G, dont chacun contient une unité d'émissionréception distincte. Supposons par exemple que l'on désire n'activer que les trois unités d'émission-réception consécutives des modules de raccordement 13C, 13D et 13E, à l'exclusion de toute autre.La circuiterie destinée à remplir cette fonction sera décrite plus loin en détail en liaison avec les figures 43 à 48, mas on va la décrire ici sommairement pour donner une meilleure compréhension de cet aspect du mode de réalisation de l'invention illustré. Une impulsion S1 est transmise depuis la station centrale 2 par la liaison d'interrogation à chaque module de raccordement 13 en succession. L'instant d'arrivée de l'impulsion S1 au module 13A est t = O, son instant d'arrivée au module 13B sera t = 856,8 nanosecondes, et son instant d'arrivée au module 13C sera t = 1713,6 nanosecondes, etc. Les six profils temporels de la figure 13, désignés par les repères IPA à-IPF, représentent les emplacements de la même impulsion S1 par rapport aux modules de raccordement 13A à 13F, contenant chacun un émetteur-récepteur distinct, à la fin de chacune des impulsions d'interrogation espacées de l'intervalle de transit de 856,8 nanosecondes. Un certain temps après la transmission d'une impulsion S1, une impulsion DATEN est transmise sur la liaison de commande (figure 5). Les vitesse-s de propagation des signaux le long des paires de fils torsadés constituant les liaisons d'interrogation et de commande sont les mêmes. Cependant, en raison de la présence en chacune des unités d'émission-réception de la ligne à retard de 600 nanosecondes qui est incorpore au circuit d'interrogation 116, la vitesse effective des impulsions S1 est inférieure à celle des impulsions de commande, puisqu'il n'est pas prévu de lignes à retard dans la liaison de commande.Dans ces conditions, une impulsion DATEN, retardée de 1200 nanosecondes par rapport à une impulsion IP correspondante, rattrapera l'impulsion S1 au niveau de la troisième unité d'émission-réception, contenue dans le module de raccordement 13C. Les six profils temporels designés par les repères DATEN-A à DATEN-F montrent la position d'une impulsion DATEN par rapport à I'impulgon S1 à la fin de chaque intervalle temporel de parcours de 856,8nano- secondes de l'impulsion d'interrogation. Comme visible en se reportant toujours à la figure 13, lorsqu'une impulsion S1 parvient à l'unité d'émission-réception du module de raccordement 13A, il ne s'ensuit aucun effet au niveau de ce dernier car l'impulsion DATEN est en retard de 1200 nanosecondes. Au niveau de l'unité d'émission-réception du module de raccordement 13B, l'impulsion DATEN présente un retard de 600 nanosecondes, de sorte qu'il ne s'ensuit aucun effet au niveau de ce module. L'impulsion DATEN rattrape l'impulsion S1 au niveau de l'unité d'émission-réception du module de raccordement 13C, de sorte que l'unité d'émission-réception du module de raccordement 13C se trouve activée.Au niveau du module 13D, le flanc d'attaque de l'impulsion DATEN est en avance sur l'impulsion S1 de 600 nanosecondes, mais, étant donnée la largeur de l'impulsion DATEN, cette dernière reste à même d'activer l'unité d'émission-réception du module 13D. Au niveau du module 13E, bien que le flanc d'attaque de l'impulsion DATEN soit en avance de 1200 nanosecondes sur l'impulsion S1, son flanc arrière n' a pas encore dépasse l'impulsion d'interrogation SI. L'unité d'émission-réception du module de raccordement 13E se trouve donc activée. Enfin, au moment où l'impulsion S1 parvient à l'unité d'émission-réception du module 13F, le flanc arrière de l'impulsion DATEN est nettement en avance sur l'impulsion S1.Par conséquent, ni l'unité d'émission-réception du module de raccordement 13F, ni aucune des unités d'émission-réception suivantes ne seront activées. Toutes les unités d'émission-réception qui sont activées par la colncidence des impulsions S1 et DATEN resteront actives pendant toute la durée d'un cycle de balayage, de sorte qu'elles répondront à toutes les impulsions S2 qui leur parviendront ensuite. La largeur W d'une impulsion DATEN est égale à W = {(L-1) x DLY} + dt expression dans laquelle L est le nombre d'unités d 'émission-recep- tion à activer, DLY le retard artificiel introduit par les lignes à retard, et dt un petit incrément temporel de longueur arbitraire destiné à tenir compte des petites différences de temps de propagation.Dans l'exemple de la figure 13, la largeur de l'impulsion DATEN est: {(3-1) x 600) + 300 = 1500 nanosecondes. Le retard ou délai initial ID devant être appliqué à l'impulsion DATEN est: ID = M x DLY, M étant le nombre d'unités d'émission-réception à sauter entre la station de commande centrale et la première unité d'émissionréception active. Comme l'a vu plus haut, une impulsion DATA BYPASS coïncidant avec une impulsion S1 est utilisée pour faire contourner une unité d'émission-réception défaillante aux données. Le retard BD devant être conféré à l'impulsion DATA BYPASS par rapport à une impulsion S1 asSociée est: BD = K x DLY, K étant le nombre d'unités d'émission-réception situées entre la station centrale et l'unité d'émission-réception défaillante. Comme visible en revenant à présent à la figure 5, les liaisons de données et d'interrogation faisant partie du faisceau de conducteurs de câble 52 sont formées chacune de trois lignes en parallèle. En cas de rupture de l'une des lignes, les deux autres restent utilisables. Deux lignes quelconques en bon état sont sélectionnées par vote majoritaire . Un circuit à vote majoritaire 131 est couplé aux lignes d'entrée du circuit répéteur 114, et un autre circuit semblable (non représenté) est associé au circuit d'interrogation 116. Le circuit 131 de la figure 5 est représenté en détail sur la figure 6 et est formé de portes ET 136, 138, 140 ainsi que d'une porte OU 142. La présence simultanée d'un "1" logique sur deux quelconques des trois lignes de données fera apparaître un "1" logique à la sortie de la porte OU 142. Le circuit de détection d' erreur 130 est couplé au circuit à majorité du circuit répéteur 114 et fournit un signal en cas de coupure de l'une au moins des lignes de données D1, D2 ou D3. Le circuit (figure 6) comprend une porteNoNi:T 144, une diode 146, un condensateur d'emmagasinage 148 et une résistance de polarisation 150. Une tension négative est appliquée à la ligne de détection d'erreur 152 pour la maintenir légèrement négative lorsque la sortie de la porte 144 est inactive. Si l'une quelconque des lignes D1, D2, D3 se trouve mise hors-service, la sortie de la porteNONET 144 s'ouvre.Au cours d'un cycle de balayage normal, les signaux à codage de phase traversent à une fréquence de récurrence de 40 MHz le circuit à majorité et parviennent à la porte NONET 144 connectée aux entrées du circuit répéteur 114. Tant que les lignes sont toutes les trois en bon état, la porte NONET 144 ne fournit pas de signal de sortie. Par contre, en cas de défectuosité de l'une des lignes, un signal à 40 MHz sera présent à la sortie de la porte NONET 144. Le signal est redressé par la diode 146. La tension redressée obtenue est emmagasinée dans le condensateur 148, ce qui crée une tension d'erreur positive sur la ligne de détection d'erreur 152.Pendant la période au cours de laquelle le multiplexeur 122 est ramené sur le canal nOO, le contact mobile d'inverseur 154 qui est situé entre l'amplificateur de conditionnement de gain 124 et le convertisseur analogique-numérique 126 (figure 5) passe du contact 156 au contact 160, en permettant ainsi au convertisseur analogique-numérique 126 d'échantillonner le niveau de tension existant sur la ligne de détection d'erreur 152. Dans un souci de simplicité, c'est un inverseur mécanique 154 qui est représenté sur la figure 5, mais il est à noter que c'est à un commutateur à effet de champ Schottky à grande vitesse que l'on fait appel en pratique. Les câbles marins de traîne du type décrit plus haut tendent à subir un allongement de valeur aussi grande que 1% lors de leur remorquage. Pour un câble de 3000 mètres, l'allongement total sera de l'ordre de 30 mètres. Danschaque tronçon de câble, les unités de détection sismique sont espacées de 6 mètres entre céntres de groupes. Pour un allongement de 30 mètres, les unités de détection de l'extrémité amont de ensemble de câble 12 subiront un déplacement de presque 5 intervalles entre groupes par rapport aux unités de détection de l'extrémité aval de l'ensemble de câble. Lors de la synthèse d'une rangée ou groupement de longueur plus grande à partir d'un certain nombre d'unités de détection élémentaires, il est nécessaire de connaître la valeur exacte de l'écartement des unités de détection. Si l'écartement n'est pas connu avec précision, l'efficacité de la rangée synthétisée se trouve fortement réduite. La relation entre allongement du câble et traction de remorquage est connue. I1 est donc avantageux de raccorder une jauge extensométrique Il (figure 1) de type classique quelconque aux tirants entre le tronçon de câble élastique aval 16 et le premier tronçon de câble actif 20. La sortie de la jauge extensométrique 11 est reliée à l'entrée d'un canal auxiliaire situé dans l'unité d'émission-réception du module de raccordement 13' situé à ltextre- mité amont du premier tronçon de câble élastique. Connaissant la traction de remorquage, on peut corriger les erreurs d'écartement entre unités de détection qui sont dues à l'allongement du câble. I1 est bien connu en sismologie que les hydrophones individuels ont rarement des sensibilités identiques. Une variation de + 25 n'est pas rare. I1 est par conséquent prévu des moyens pour étalonner les hydrophones. Lorsqu'on désire étalonner les hydrophones, un signal d'essai analogique d'amplitude connue est transmis au circuit d'attaque d'essai 136 par la ligne de signal d'essai 162 (figure 5). Une fréquence de signal d'essai préférentielle est de 15,625 Hz. Un signal de commande d'essai est transmis sur la ligne de commande d'essai 163 à destination du relais de commande d'essai 138, lequel fait passer un contact mobile de commutation 164 d'un contact 165 à un contact 166.Un-signal d'essai se trouve alors appliqué pour exciter chacune des unités de détection sismique élémentaires 21 à travers une résistance respective 168. Un cycle de balayage de multiplexeur normal est déclenché oour transmettre le signal de sortie de chaque unité de détection 21 à la station centrale 2 située sur le vaisseau 10. L'amplitude du signal de sortie de chaque unité de détection est comparée avec l'amplitude du signal d'essai pour établir un facteur d'étalonnage pour chaque unité de détection. L'étalonnage des unités de détection est effectué à n'importe quel moment où des données sismiques ne sont pas en cours d'enregistrement. Le signal d'essai est utilise pour effectuer une mesure precise des sensibilités de toutes les unités de détection de l'ensemble de câble à capteurs sismiques 12 tout entier, dont la longueur peut être aussi grande que 3200 mètres. Sur une telle distance, en raison des pertes résistives, le signal d'essai subirait une forte atténuation à l'extrémité aval du câble si les circuits d'attaque 136 de signal d'essai étaient connectés en parallèle sur la ligne de signal d'essai. En conséquence, une résistance 167 est connectée en série avec la ligne de signal d'essai 162 en chaque unité d'émission-réception. Les entrées du circuit d'attaque de signal -d'essai sont connectées aux bornes de la résistance série 167. Etant donné que toutes les résistances ont la même valeur, les circuits d'attaque de signal d'essai seront tous soumis à des tensions d'entrée identiques. Dans ces conditions, l'obtention d'un signal d'essai d'amplitude constante est garantie pour chaque unité d' émission-réception. Un circuit d'alimentation 134 est prévu dans chaque unité d'émission-réception 111. La puissance d'alimentation est transmise aux modules de raccordement 13 depuis le vaisseau 10 par une paire de fils torsadés 170, 172. Chaque circuit d'alimentation comporte un transformateur de courant et un régulateur en shunt. Les primaires de transformateur des unités d'émission-réception respectives situées dans les modules de raccordement 13 sont connectés en série. Le croisement des fils 170 et 172 dans chaque tronçon de câble 20 permet de connecter les transformateurs consécutifs d'un côté différent de la ligne d'alimentation, comme représenté sur la figure 4, ce qui assure l'équilibrage de charge de la ligne.Etant donné que les circuits d'alimentation sont connectés en série, la chute de tension le long de l'ensemble de câble 12 entre le vaisseau 10 et le tronçon terminal 18 dépend du nombre des modules de raccordement 13 qui sont connectés les uns aux autres. Pour un ensemble de câble à cinquante tronçons, la chute de tension est de l'ordre de 400 à 500 volts. La puissance d'alimentation est transmise sous 4 ampères à 2000 Hz. Cette fréquence est bien supérieure aux fréquences sismiques normales, et elle n'interfère donc pas avec ces dernières. Dans le circuit d'alimentation 134, le courant alternatif d'alimentation fourni par la ligne d'alimentation est redressé et converti en des tensions de +15V et de +5V destinées aux circuits logiques des unités d'émission-réception. En cas de défaut tel qu'une coupure de circuit dans une unité d'émission-réception, la tension aux bornes du primaire du transformateur d'alimentation est susceptible de monter à une valeur très élevée. Un circuit de protection à triac de type classique quelconque court-circuite le primaire si la tension croît au-delà d'une limite prédéterminée. En cas de coupure d'alimentation, les relais de dérivation de sécurité (non représenté) du circuit répéteur 114, du circuit d'interrogation 116 et du circuit de commandement 118 sont relâchés par défaut d'excitation, ce qui permet aux impulsions de commande et aux mots de données à codage de phase de contourner le module défectueux. Comme décrit plus haut, le multiplexeur 122 est pourvu de quatorze entrées ou canaux, dont les canaux n011 à 13 servent à transmettre les données en provenance des capteurs auxiliaires, que l'on va décrire à présent. Le transducteur ou capteur de pression 64, que l'on a considéré plus haut en liaison avec la figure 2a et que l'on va décrire à présent en détail, est d'un type bien connu en sismologie. On va décrire sommairement sa fonction pour mémoire. Le capteur de pression, qui est illustré sur la figure 7a, comporte une capsule à soufflet en sylphon 174. A l'extrémité mobile de la capsule 174 est fixée une pièce polaire en fer doux 176. La pièce polaire 176 se déplace longitudinalement à l'intérieur d'une bobine 178 qui est associée à l'extrémité fixe de la capsule 174 par un étrier de support 180. Un oscillateur, qui comporte un circuit oscillant inductance-capacité, est logé dans un boîtier 182. La bobine 178 constitue la partie inductive du circuit oscillant.Dans un fluide, une variation de la pression s'exerçant contre la capsule 174 provoque un déplacement de la pièce polaire 176 vers l'intérieur de la bobine 178, ce qui modifie l'inductance et par conséquent la fréquence de l'oscillateur. Le signal de sortie du capteur de pression 64 est par conséquent un signal modulé en fréquence dont fré- quence est fonction de la pression du fluide ambiant. Ce signal est transmis par un câble coaxial au canal n"ll du multiplexeur 122, comme indiqué sur la figure 7b. Comme visible en se reportant à la figure 7b, il est prévu un détecteur de fuites 186 destiné à détecter la présence d'eau salée à l'intérieur de l'enveloppe 40 d'un tronçon de câble 20. Le détecteur de fuites 186 est formé par deux fils 66 et 68 imparfaitement isolés par une matière plastique poreuse. Le revêtement poreux empêche l'établissement d'un contact physique entre les fils, tout en permettant à l'eau d'établir un contact par fluide. Les deux fils 66 et 68 s'étendent tout le long du tronçon de câble 20. L'un 66 des fils est connecté à a sortie 184 de l'oscillateur du capteur de pression 64. L'autre fil 68 est connecté au canal d'entrée auxiliaire n012 du multiplexeur 122. Tant qu'il n'y a pas d'eau à l'intérieur du tronçon de câble 20, aucun siqnal ne se trouve deau, applique au canai de detection de tuties. En cas de penetration/ l'intérieur du tronçon de câble, un trajet de conduction s'établit entre les deux fils 66 et 68. Un signal modulé en amplitude apparait alors sur le canal auxiliaire de détection de fuites. L'amplitude du signal est proportionnelle à la résistance du trajet de fuite. Un détecteur d'onde sismique directement transmise par l'eau ou detecteur d'onde directe 72 est connecté au canal d'entrée auxiliaire n013. Ce détecteur est un hydrophone spécial servant à détecter une onde acoustique parvenant directement de la source sonore en suivant un trajet de propagation voisin de la surface de l'eau. Bien que tous les tronçons de câble actifs soient identiques et interchangeables entre eux, il est nécessaire d'établir une charge terminale d'adaptation d'impédance pour charger les lignes de données, de commande et d'interrogation, c'est-à-dire les liaisons de transmission, au niveau du dernier tronçon pour éviter les réflexions indésirables. Par ailleurs, les paires de fils torsadés d'alimentation, d'essai et de commande d'essai connectées en série doivent etre pourvues d'un circuit de retour. A cet effet, un tronçon terminal 18 est connecté à l'extrémité aval du dernier tronçon de câble 20. L'agencement du tronçon terminal est repré senté sur la figure 8a. Sur la figure 8a, la cloison étanche terminale 46 du dernier tronçon de câble 20 est représentée. L'enveloppe 40 est fixée à la cloison par des bandes d'acier 54, 56. Le faisceau de conducteurs de câble 52 et le connecteur 186 s'étendent au-delà de la cloison étanche terminale 46, de même que les tirants 42, 43 et les attaches à étrier 45, 47. Un embout d'emerillon terminal 188 est prévu à l'extrémité aval du tronçon terminal 18. Une extrémité de trois tirants courts 190, 192 (dont le troisième n'est pas visible) est noyée dans la masse de l'embout 188. Des attaches à étrier 194, 196 propres à coopérer avec les attaches à étrier 45, 47 sont réunies à ces dernières par des goupilles 198, 200. Le module terminal -202 est fixé aux tirants 190, 192 par une bande en acier 204. Les conducteurs contenus dans ie faisceau 52 sont électriquement connectés au module terminal 202 par le connecteur 186 et par son embout conjugé 187. Une manche en matière plastique 206 est glissée par-dessus l'embout d'emerillon 188 et la cloison étanche terminale 46 du dernier tronçon actif 20. La manche est maintenue en position par des bandes d'acier 208, 210, 212, 214. L'espace intérieur à la manche 206 est rempli d'un kérosène léger pour en assurer la flottaison. Les connexions électriques établies à l'intérieur du module terminal 202 sont représentées sur la figure 8b. Les lignes coaxiales de transmission de données D1, D2 et D3 sont chargées à leur extrémité par des résistances 216 de 50 ohms de dissipation 1/4 watt. Les paires de fils torsadés des lignes IP1, IP2, IP3 de la liaison d'interrogation et les lignes de commande destinées à transmettre les signaux DATEN et DATA BYPASS sont chargées à leur extrémité par des résistances 218 de 130 ohms de dissipation 1/4 watt. Les lignes d'alimentation, de signal d'essai et de commande d'essai sont court-circuitées par des fils de réunion 220. Le tronçon de câble de tête 17 est couplé à l'extrémité amont du tronçon élastique 16 par une unité d'émission-réception située dans le module de raccordement 13'. L'autre extrémité du tronçon de tete 17 est attelée au vaisseau 10, en établissant ainsi des moyens de remorquage de l'ensemble de câble 12 tout en assurant le raccordement à la station centrale 2. Le tronçon de tête 17 est représenté en coupe transversale sur la figure 9. I1 comporte un élément central d'encaissement d'efforts 230, constitué de préférence par un câble en acier anti-torsion d'un centimètre de diamètre. L'élément central 230 est pourvu d'une gaine 232 en néoprène ou autre matière plastique. Les conducteurs qui constituent le faisceau de câble 52 dans les tronçons actifs sont enroulés en spirale autour de l'élément central gainé 230.Les conducteurs sont eux-mêmes confinés dans une gaine en matière plastique appropriée 234. Ces conducteurs sont identifiés sur la figure 9 sous la forme de lignes de- données coaxiales 236, de lignes d'alimentation à double paire de fils torsadés 238, de lignes de commande à paire de fils torsadés 240 et de lignes de données locales coaxiales 242. La longueur du tronçon de tête 17 pouvant aller jusqu'à 200 mètres, les lignes de données 236 sont des câbles coaxiaux RG/59U afin d'empêcher la dégradation des signaux. Les lignes de donnees locales 242 vont du vaisseau 10 au module de raccordement 13', où elles sont connectées aux entrées de celui-ci. Les lignes de données locales 242 peuvent etre utilisées pour introduire dans le système les signaux qui sont fournis par les capteurs spéciaux 222 (figure 1) à proximité du vaisseau 10. Afin de décrire à présent le filtre utilisé dans le mode de réalisation illustré de la présente invention, on se reportera à la figure 14, qui représente sous une forme simplifiée le dispositif de conversion analogique-numérique, dont le multiplexeur 122 a ses canaux d'entrée C1, C2, ..., Cn connectés à une pluralité de sources de signaux telles que des capteurs sismiques 21. Les canaux d'entrée sont tous connectés à une ligne commune de sortie de multiplexeur 312 à travers des condensateurs 123 d'arrêt de composante continue, des résistances 315 et des commutateurs 316. Chaque résistance 315, en association avec son condensateur 123, forme un filtre R-C passshaut pour son canal. Les commutateurs 316 sont des commutateurs à effet de champ à grande vitesse de type classique quelconque. La ligne de sortie 312 du multiplexeur est représentée connectée à l'entrée non-inverseuse d'un amplificateur-séparateur 320 à gain unitaire qui peut être un amplificateur opérationnel, tel que l'amplificateur 142 de la figure 5, à impédance d'entrée élevee. La sortie de l'amplificateur-separateur 320 est connectée à un circuit échantillonneur-bloqueur 322 comportant un condensateur 324 monté en parallèle et un commutateur 326 monté en série. La sortie du circuit 322 est couplée à un amplificateur à échelonnement de gain binaire 124 tel que celui représenté à la figure 5, qui sera décrit plus loin d'une façon plus détaillée en liaison avec les figures 39 à 42. Le contrôleur d'état, constitué par le circuit de commande 132, est relié aux commutateurs 316, 326 par une voie de commande 341 comprenant plusieurs lignes de commande. Le contrôleur 132 séquence le multiplexeur 122 pour lui faire connecter successivement les canaux d'entrée de signaux C1 à C n à la ligne de sortie 312 au cours d'un cycle de balayage de multiplexeur tel que décrit plus haut. Le contrôleur 132 régit également le fonctionnement du dispositif amplificateur à échelonnement de gain binaire 124 par l'intermédiaire des lignes de commande 350. Le dispositif amplificateur 124 est couplé au convertisseur analogique-numérique 126, qui convertit les signaux analogiques échantillonnés en des signaux numériques correspondants. Dans un souci de simplicité, d'autres circuits non directement en rapport avec la caractéristique de l'invention qui est présentement consi dérée ont etc omis à dessein sur les figures 14, 15 et 16. Dans le circuit de la figure 14, chaque filtre R-C passe-haut comprend un condensateur série 123 et une résistance parallèle 315 reliée à la masse. Pour les applications sismiques, chaque filtre passe-haut présente une fréquence de coupure inférieure f0 de l'ordre de 1 Hz, mais on pourrait bien entendu lui conférer d'autres fréquences de coupure La capacité C, la résistance R et la fréquence de coupure f0 sont liées par la relation: C = 1/(2Rf0). (C) Pour des raisons de conception pratique, R doit être relativement basse, à savoir de l'ordre de 10 000 ohms. Ainsi, pour fO = 1 Hz, on a C = 16 microfarads. D'aussi gros condensateurs sont relativement coûteux et volumineux.Ainsi, les filtres R-C passehaut de la figure 14, en plus du fait d'etre onéreux, font aussi obstacle à la subminiaturisation. La description des circuits de filtrage des figures 15 et 16 sera facilitée par la désignation des mêmes éléments par des reperes identiques, comme c'est le cas sur la figure 14, ou bien par des repères identiques suivis du signe prime (') pour indiquer l'existence d'une similitude quelconque. La figure 15 illustre la possibilité de faire appel à une résistance parallèle commune unique 315' sur la ligne de sortie du multiplexeur 122 au lieu d'utiliser une résistance parallèle distincte 315 pour chaque canal. A mesure que le multiplexeur décrit son cycle de sélection de canaux ou cycle de balayage, le condensateur 123' se trouve connecté en série avec chaque canal, tel que C1, C2, etc., sélectionné par le multiplexeur et forme alors en combinaison avec la résistance parallèle commune 315' le filtre R-C désiré pour ce canal. En procédant à des essais sur le circuit de la figure 15, on a découvert expérimentalement (puis démontré ensuite de façon théorique) que la capacité C est déterminée par la relation: -C = {1/(2wRfo)} (D/T), (D) dans laquelle D est le temps de travail ou temps pendant lequel chaque commutateur 316 est fermé et T le temps d'inactivité de canal, c'est-à-dire le temps pendant lequel chaque commutateur 316 reste ouvert. Le temps de travail D est fonction du nombre de canaux analogiques et du temps total requis pour balayer tous les canaux. Ainsi, pour un multiplexeur à seize canaux ayant une durée de balayage de 1000 microsecondes (1 milliseconde), le temps de travail maximum D serait de 62,5 microsecondes par canal et le temps d'inactivité de canal T serait de 937,5 microsecondes. Le temps de travail D peut' être modifié au moyen d'un circuit de réglage de temps de travail 360, représenté sur la figure 16. Le circuit 360 peut être un circuit monostable tel qu'un circuit du type DM 74121 de la firme National Semiconductor. Un circuit monostable est un circuit pouvant être utilisé pour modifier la durée d'une impulsion de commande par accroissement ou diminution de la largeur de l'impulsion, Le réglage de largeur d'impulsion est effectué au moyen d'un circuit à rétroaction résistance/capacité de type tres classique en électronique. I1 est à noter que pour n'importe quel cycle de balayage du multiplexeur, le temps de travail désiré reste réglé à la même valeur. L'équation (D) peut être écrite sous la forme: fO = t1/(2sRC)} {D/T} (E) Pour des valeurs constantes données de R, C et T, la fréquence de coupure du filtre peut être modifiée en modifiant le temps de travail. Dans l'exemple numérique ci-dessus, le temps de travail maximum pour une durée de balayage d'une milliseconde est de 52,5 microsecondes. La valeur minimum du temps de travail est der- minée par le temps d'acquisition du circuit échantillonneur-bloqueur 322'. La valeur-type du temps d'acquisition est de 8 microsecondes. Le circuit de réglage de temps de travail 360 peut être programmé de façon à fournir des temps de travail pouvant être sélectionnés, par exemple, entre un temps de travail minimum de 8 microsecondes et un temps de travail maximum déterminé par le temps de balayage, qui est de 62,5 microsecondes dans l'exemple ci-dessus. Ainsi, on peut conférer à la fréquence de coupure du filtre n'importe quelle valeur désirée sur une plage correspondant à un rapport de variation voisin de 8:1. La façon dont est mis en oeuvre le filtre R-C perfectionné à commutation par multiplexage dans l'ensemble de traitement de données sismiques présentement.décrit est représentée sur la figure 16. Etant donné que les circuits des figures 14 et 16 sont semblables à beaucoup d'égards, la description de la figure 16 sera limitée aux différences entre ces deux circuits. La caractéristique la plus importante de la mise à profit du cycle de sélection de canaux du multiplexeur mis en oeuvre dans les ensembles de traitement de données sismiques à canaux multiples est sa combinaison à une résistance parallèle commune connectée à la sortie du multiplexeur. Ceci a pour résultat non seulement de réduire le nombre des résistances parallèle, mais aussi de réduire la taille des condensateurs 123' requis dans un rapport de 15:1 dans le cas de seize canaux d'entrée. De.plus, par modification du temps de travail, la fréquence de coupure peut être réglée dans un rapport de variation voisin de 8:1. La figure 16 montre qu'il est préférable de faire appel à un amplificateur opérationnel 320' à basse impédance. La résistance série 315" qui, comme on s'en rendra compte, correspond à la résis tance 140 de la figure 5, est la résistance entrée de l'entrée inverseuse de l'amplificateur 320'. L'entrée non-inverseuse de l'amplificateur 320' est connectée à la masse. Etant donné que les deux entrées doivent être au même potentiel, le point de jonction 333 se trouve virtuellement au potentiel de la masse. Par conséquent, le filtre de la figure 16 est équivalent au filtre de la figure 15. Ainsi, l'amplificateur opérationnel à basse impédance d'entrée 320' ayant pour résistance d'entrée la résistance commune 315" du filtre constitue le circuit de filtrage préférentiel. L'utilisation de l'amplificateur opérationnel 320' élimine les fortes restrictions constructives imposées par l'amplificateur 320 à impédance d'entrée relativement élevée de la figure 14, qui est moins avantageux. On a constaté que l'utilisation d'une résistance commune 315" (ou 140 sur la figure 5) qui se trouve successivement connectée par des commutateurs 316 aux condensateurs 123' introduit une économie importante quant au nombre de résistances nécessaires et au volume occupé par les résistances et les condensateurs. Ces avantages présentent une importance toute particulière dans les circuits miniaturisés que requiert la mise en oeuvre de l'invention. A ce stade de la description de l'ensemble de traitement de données sismiques selon l'invention, il est besoin de considérer certains aspects généraux, et on se reportera à cet effet à la figure 17, qui représente sous forme de schéma-blocs l'agencement global de l'ensemble sismique à canaux multiples, qui comprend la station centrale 2 et un certain nombre d'unités d'émissionréception îîîa à llln espacées les unes des autres à distance de la station centrale 2. Les unités d'émission-réception lîla à llln sont raccordées en série à la station centrale 2 par des liaisons de transmission de données à large bande 1014a à 1014n et par des liaisons d'interrogation 1016a à 1016n , qui représentent et constituent respectivement les canaux ou liaisons D1, D2, D3 et IP1, IP2, IP3 contenues dans un tronçon de câble sismique de traîne tel que décrit plus haut. Chaque unité d'émission-réception 111 est représentée comme comportant le circuit d'interrogation 116 et un répéteur 114. Chaque répéteur 114 comporte un certain nombre de canaux d'entrée 1022, 1022', 1022". Dans un souci de simplicité, on n'a représenté que trois de ces canaux sur la figure 17, mais on peut en utiliser quatorze ou plus en pratique, comme on s'en souvient d'après la description qui précède. Des Unités de détection sismique élémen- taires 21, 21', 21" sont couplées aux canaux d'entrée 1022, 1022', 1022", chaque tronçon de câble comportant un nombre de ces unités de détection allant jusqu'à dix ou plus, comme on 1'a indiqué plus haut, de sorte que cinquante ou plus de ces tronçons de câble rassemblent cinq cents de ces unités de détection sismique élémentai- res individuelles ou plus, chacune d'elles constituant un canal d'information distinct. Comme visible en se reportant à présent à la figure 18, sur laquelle est représentée une unité d'émission-réception d'une façon beaucoup plus détaillée, chaque canal analogique 1022 est connecté à un circuit distinct de préamplification et de filtrage de réponses "fantômes" 1036 qui est couplé à une borne d'entrée du multiplexeur 122 à travers un condensateur d'arrêt de composante continue 123. Le multiplexeur 122 comporte des bornes d'entrée C1, C2, C3, C4, C5 (on a représenté cinq canaux, mais on peut en utiliser quatorze ou plus), une pour chaque canal 1022. Le canal CO est le canal d'essai. Le canal CO comporte un condensateur 1043 relié à la masse. La sortie du multiplexeur est reliée à travers la résistance série commune 140 à l'amplificateur opérationnel 142.Les condensateurs 123, le multiplexeur 122 et la résistance série commune 140 forment pour chaque canal le filtre R-C passe-haut à commutation par multiplexeur qui a été décrit plus haut. La sortie de l'amplificateur 142 est reliée à l'entrée du circuit échantillonneur-bloqueur 1044, lequel comporte un commutateur série 1045 et un condensateur parallèle 1046, toutes ces dispositions étant semblables à celles de l'agencement décrit plus haut. La sortie du circuit échantillonneur-bloqueur 1044 est reliée à un autre circuit échantillonneur-bloqueur 1050 par l'intermédiaire d'un amplificateur-séparateur 1048. Ce dernier réalise une séparation électrique entre les deux circuits 1044 et 1050. Le circuit échantillonneur-bloqueur 1050 comporte un condensateur série 1051 et un commutateur parallèle 1052 relié à la masse. La sortie du circuit 1050 est couplée au dispositif amplificateur à échelonnement de gain binaire 124.Le canal d'essai 1041, c'est-à-dire le canal CO, forme en association avec le circuit échantillonneurbloqueur 1050 un circuit de suppression de composante continue qui sera décrit d'une façon plus détaillée dans la suite, en liaison avec la figure 37. L'amplificateur à échelonnement de gain binaire 124 comprend quatre étages amplificateurs bi-gain 124a, 124b, 124c et 124d montés en cascade. Chaque amplificateur présente normalement un état à faible gain, égal par exemple à l'unité. La contre-réaction peut être réglée de façon à établir un état distinct à gain élevé pour chaque amplificateur, et ceci peut être réalisé par des commutateurs 1055a, 1055b, 1055c et 1055d. l'amplificateur à échelonnement de gain binaire 124 est décrit plus loin d'une façon plus détaillée en liaison avec les figures 39 à 42. Le signal de sortie du dispositif amplificateur à échelonnement de gain binaire 124 est appliqué au convertisseur analogiquenumérique 126. Le convertisseur analogique-numérique 126 réception ne un échantillon de signal analogique à gain conditionné et le convertit en un nombre binaire exprime en code impulsionnel sans retour à zéro. Les signaux de sortie du convertisseur 126 sont transmis au circuit à registre de mémoire de sortie temporaire et à convertisseur de code 128. Le convertisseur de code du circuit 128 fait passer le nombre binaire du code impulsionnel sans retour- à zéro à un code impulsionnel à codage de phase autosynchronisé convenant à son application à la liaison de transmission 1014 par l'intermédiaire de la ligne 1057, du régénérateur 1060 et de l'émetteur 1066.On notera que la liaison de transmission de données 1014 représente schématiquement la liaison de données D1, D2, D3 décrite plus haut en liaison avec la figure 5. Les fonctions séquentielles des divers circuits de chaque unité d'émission-réception 111 sont régies par le contrôleur 132, déjà mentionné plus haut, lequel reçoit une impulsion d'interrogation en provenance du circuit d'interrogation 116 monté en série avec la liaison d'interrogation 1016 représentant schématiquement la liaison IP1, IP2, IP3 décrite plus haut. Un contrôleur pilote 1019 situé dans la station centrale 2 transmet sur la liaison 1016 l'impulsion large S1, suivie d'un certain nombre d'impulsions étroites S2, au cours de chaque cycle de balayage. Dans le cas illustré, où sont prévus treize'canaux d'entrée et un canal d'essai chaque cycle de balayage nécessite la transmission d'une impulsion S1 suivie de treize impulsions S2, comme on s'en souvient. Le circuit d'interrogation 116 comprend un détecteur de largeur d'impulsions 1031 et une ligne à retard 1029. Lorsque le détecteur de largeur d'impulsions 1031 détecte une impulsion large S1, il émet une impulsion de commande SYNC sur la ligne 1035 à destination du contrôleur 132 pour lui faire ramener le multiplexeur 122 sur le canal CO, en déclenchant ainsi la suppression de composante continue et la transmission d'un mot de données à codage de phase provenant du dernier canal du balayage précédent.Lorsque le détecteur d'impulsions 1031 détecte une impulsion étroite S2, il émet une impulsion sur la ligne 1033 pour faire passer le multiplexeur 122 sur le canal suivant sous la commande du contrôleur 132 ainsi que pour transmettre les données provenant du balayage pré cédent. Les impulsions SI et S2 se propagent en traversant la ligne à retard-1029 afin d'introduire un délai suffisant pour assurer une séparation entre la fin d'un mot de données local, par exemple en provenance de l'unité d'émission-réception villa, et le début du mot de données arrivant de l'unité d1émission-réception suivante vers l'aval de la liaison, telle que l'unité elle. Afin de permettre de les distinguer les uns des autres, il est désirable que les mots de données provenant d'unités d'émission-réception adjacentes soient séparés par un intervalle. Comme décrit plus haut, un mot de données à codage de phase présente une longueur de 1000 nanosecondes (milliardièmes de seconde). Les lignes 1016a et 1014a (figure 17) ont chacune une longueur de 61 mètres, et le temps de propagation le long de ces lignes est de 5,25 nanosecondes par mètre. Les lignes 1014a et 1016a introduisent par conséquent un'- temps de propagation d'impulsions de 122 m x 5,25 ns/m = 640 nanosecondes. L'intervalle ou'blanc" désiré entre les mots de données consécutifs est d' -peu-pres le quart de la longueur d'un mot, c'est-à-dire 250 nanosecondes. La ligne à retard 1029 (figure 18) est par conséquent réglée de façon à fournir un retard ou délai dont la valeur est donnée par l'expression D = L + S - T, (F) où L est la longueur du mot de donnees à codage de phase, S l'intervalle de séparation de mots désiré et T la somme des temps de propagation d'une impulsion le long des lignes 1014a et 1016a. A titre d'exemple numérique, on aura: D = (1000 + 250 - 640) = 610 nanosecondes. L'opération d'appel, c'est-à-dire d'interrogation, de chaque unité d'émission-réception 111 par la liaison d'interrogation 1016 sera décrite plus loin d'une façon plus détaillée en liaison avec les figures 43 à 48. Un mot de données est formé de vingt bits, dont les bits 1 à 3 constituent le préambule, le bit 4 un bit de parité, les bits 5 à 8 les exposants, le bit 9 le bit de signe, et les bits 10 à 20 la mantisse. A la sortie du convertisseur analogique-numerique 126, les données sont présentées en code binaire sans retour à zéro, plus brièvement dénommé code binaire NRZ. Ce code est illustré sur la figure 22 par le tracé 6a. Un intervalle de bit est de 50 nanosecondes. Etant donné qu'il y a vingt bits, la longueur d'un mot est de 1000 nanosecondes. Dans l'exemple représenté, on suppose que le bit9 est un "1" et que les bits restants sont des "0". Dans le convertisseur de code 128, les données sont présentées dans le code impulsionnel à codage de phase NRZ illustré sur le tracé 6b de la figure 22. Pour un bit ZERO, il existe une transition de niveau logique à chaque limite d'intervalle de bit. Pour un bit UN (tel que le bit 9), il existe une transition de niveau logique à mi-intervalle. En l'absence de données, comme c'est le cas par exemple entre mots de données, le niveau de signal reste à zéro. Le flanc d'attaque du premier bit d'un mot de données doit toujours être une impulsion ascendante. Les données à codage de phase NRZ (tracé 6c de la figure 22) sont converties en un code impulsionnel à codage de phase à retour à zéro (RZ) par l'émetteur 1066 en vue d'assurer une transmission à courant constant sur la ligne de données 1014. L'absence de données est représentée par un niveau logique zéro. Cinquante nanosecondes avant le début d'un mot de données, le niveau logique tombe à -5V pendant un intervalle de bit, ce qui garantit que le premier bit de données présente un flanc d'attaque ascendant. Dans le cas d'un bit ZERO, il doit se produire une transition de polarité, de -V à +V (ou de +V à -V) à chaque limite d'intervalle de bit. De plus, un bit UN nécessite une inversion de polarité à mi-intervalle (bit 9 par exemple). A la fin d'un mot de données, le niveau logique tombe à -V pendant 75 nanosecondes et passe ensuite à zéro. Au vu des tracés 6b et 6c de la figure 22, il est clair que dans le laps de temps de deux intervalles de bit, il doit y avoir au moins une impulsion ascendante. Pour une description plus complète de divers codes impulsionnels, on peut se reporter à l'ouvrage "The Interface Handbook" de Kenneth M. TRUE déjà cité plus haut. I1 est désirable de faire appel à un code impulsionnel à autosynchronisation, tel que celui que l'on vient de décrire, car les horloges 1108 prévues dans chaque unité d'émission-réception (figure 19), bien que fonctionnant à des fréquences sensiblement identiques, sont asynchrones les unes par rapport aux autres. En l'absence d'un code à auto-synchronisation, des impulsions de synchronisation séparées devraient nécessairement accompagner le mot de données, ce qui augmenterait la complexité du système. Les données parvenant à une unité d'émission-réception 111b (figure 17) en provenance d'une unité d'émission-réception Iln située en aval de liaison sont reçues par le récepteur de données 1068 faisant partie du répéteur 114 (figure 18). Le régénérateur 1060 reçoit soit un mot de données local en provenance du circuit à registre de mémoire et à convertisseur de code 128, soit un mot de données venant de l'aval en provenance durécepteur 1068. Le mot régénéré est appliqué par la ligne 1063 à l'émetteur de données 1066 en vue d'être transmis par la liaison de données 1014 à l'unité d'émission-réception villa située immédiatement en amont. On se reportera à présent à la figure 19, qui illustre d'une façon plus détaillée l'un quelconque des circuits répéteurs 114. Le récepteur 1068 est un amplificateur linéaire 1100 pourvu d'une réaction positive destinée à créer de l'hystérésis. L'amplificateur 1100 amplifie les données à codage de phase RZ incidentes reçues sur la liaison de données 1014 et, en raison de l'hystérêsis, il les convertit en des niveaux logiques à codage de phase NRZ appropriés. Le régénérateur 1060 comprend une porte OU 1102 qui émet sur la ligne 1103 des données en provenance du récepteur 1068 ou bien des données locales en provenance de la ligne 1057 connectée à la sortie du registre de mémoire 128 (figure 18). Un circuit détecteur de données 1104 détecte un passage par zéro, et plus précisément le passage par zéro par valeurs croissantes, aux limites du premier intervalle de bit pour activer un synchroniseur de données 1106. Le détecteur de données 1104 détecte aussi l'absence de données, comme par exemple celle correspondant à la séparation entre mots de données, lorsqu'il ne se produit pas d'inversion de polarité à la sortie de la porte OU 1102 pendant un intervalle de temps spécifié. Ainsi, la ligne 1101 ne reçoit que des mots de données venant de l'aval, tandis que la ligne 1103 reçoit des mots de données locaux ou des mots de données venant de 1 'aval. Chaque unité d'émission-réception 111 possède un oscillateur à cristal ou horloge précis de fréquence 80 MHz. Les horloges des différentes unités d'émission-réception fonctionnent de façon indépendante, et elles ne sont donc pas synchrones entre elles. En raison de la contamination par le bruit et de la dégradation des fréquences élevées le long de la liaison de transmission de données 1014, les mots de données à codage de phase peuvent subir des distorsions. Par ailleurs, les pertes de ligne donnent lieu à un gaffa? blissement des niveaux de signal.Il est par conséquent utile d'amplifier et de régénérer les impulsions de données en chaque unité d'émission-réception 111, mais la régénération des impulsions de données en chaque unité d'émission-réception nécessite la resynchronisation préalable de celles-ci sur l'horloge locale. L'horloge locale 1108 (figure 19) synchronise les mots de données à codage de phase NRZ dans le synchroniseur de données 1106. La ligne 1107 les données resynchronisées qui sont transmises à l'émetteur 1066 sous la commande d'une impulsion de commande provenant de la ligne 1112 au détecteur de données 1104. La ligne 1113 partant du détecteur de données 1104 émet également des impulsions de commande à destination du synchroniseur dedonnéesîiO6. Le circuit de régénération.et de synchronisation 1060 comporte des bascules bistables 1070, 1071, un compteur 1072, un oscillateur à cristal, qui constitue l'horloge 1106, et un module de division par deux 1074. Initialement, la bascule 1071 est remise à zéro, ce qui place sa sortie Q à ZERO et met de ce fait à ZERO la sortie Q de la bascule 1070. Le diviseur 1074 est également à zéro, de sorte qu'il n'est pas transmis d'impulsions d'horloge au compteur 1072 sur la ligne 1109. Lorsque le premier bit d'un mot de données est reçu sur la ligne 1103, la première impulsion de données reçue sur la ligne 1103 est une impulsion ascendante, qui passe de ZERO à UN .Cette impulsion ascendante déclenche le passage à UN de la sortie Q de la bascule 1071, ce qui libère, par l'intermédiaire de la ligne 1113, la bascule 1070 et le diviseur 1074. Le diviseur 1074 transmet alors une impulsion d'horloge à 40 MHz sur la ligne 1109. L'impulsion d'horloge qui est la plus sensiblement en phase avec l'impulsion de données ascendante de la ligne 1103 fait basculer la bascule 1070 pour transférer le UN logique de l'entrée D à la sortie Q pour former ainsi une impulsion de données régénérée et resynchronisee. Le compteur 1072 du détecteur de données 1104 est destiné à contrôler la présence d'un mot de données sur la ligne 1103. La première impulsion ascendante d'un mot de données sur la ligne 1103 remet le compteur 1072 à zéro. La ligne d'horloge 1109 transmet une impulsion d'horloge à récurrence de 40 MHz au compteur 1072. Le compteur compte trois impulsions d'horloge. Etant donné que les impulsions apparaissent toutes les 25 nanosecondes, les trois coups correspondants occupent 75 nanosecondes, c'est-à-dire 25 nanosecorr de plus qu'un intervalle de bit. Si le compteur 1072 n'est pas remis à zéro par une impulsion de donnée ascendante dans l'intervalle de 75 nanosecondes, il se bloque après trois impulsions. Lorsque le compteur 1072 se bloque, il émet une impulsion de réinitialisation sur la ligne 1114 pour réinitialiser la bascule 1071, ce qui fait passer à ZERO la ligne 1113 en provoquant ainsi la réinitialisation de la bascule 1070 et du diviseur 1074 ainsi que la désactivation de l'émetteur 1066 par l'intermédiaire de la ligne 1112. La figure 20 est un ensemble de chronogrammes illustratifs du fonctionnement du régénérateur 1060. Le premier chronogramme 1200 représente des données binaires présentées sous forme de mot de données NRZ à codage de phase. L'intervalle de bit est de 50 nanosecondes. Pour un bit ZERO, il n'y a pas d'inversion de polarité entre les limites des intervalles de bit, alors que pour un bit UN, la polarité change à mi-intervalle. Une inversion de polarité doit se produire à chaque limite d'intervalle de bit. Les limites d'intervalle de bit sont indiquées par des flèches portées audessus du chronogramme. La valeur des bits est indiquée entre les flèches. Un mot de données complet comprend vingt intervalles de bit, et sa durée est par conséquent de 1000 nanosecondes.Sur le chronogramme, on peut voir qu'il doit y avoir au moins une impulsion ascendante dans le laps de temps de deux intervalles de bit quelconques. C'est sur cette particularité qu'est basé le fonctionnement, décrit plus haut, du détecteur de données 1104 (figure 19). Le second chronogramme 1202 de la figure 20 représente un train d'impulsions d'horloge 1224 à 80 MHz. Le chronogramme 1204 représente le profil temporel d'un mot de données arrivant en code impulsionnel RZ à codage de phase après sa traduction par le réep- teur 1068 en code impulsionnel NRZ à codage de phase. En raison des effets de bruit et de distorsion, les impulsions de départ illus trées sur le chronogramme 1200 ont subi une détérioration. Les impulsions reçues sont déphasées et dissymétriques. Comme visible en se reportant à présent aux figures 19 et 20, la première transition ascendante 1220 (chronogramme 1204) du mot de données déclenche le passage à UN de la sortie Q de la bascule 1071. Le UN logique présent sur la ligne 1113 crée un signal de sensibilisation 1222 à destination du diviseur 1074 et de la bascule 1070 (profil temporel 1206). L'impulsion d'horloge à 80 MHz suivante 1224, qui est la plus sensiblement en phase avec le flanc de montée de bit 1220, va constituer la première impulsion d'horloge à 40 MHz 1226 (profil temporel 1208). L'impulsion d'horloge 1226 déclenche le passage du UN logique de l'entrée D à la sortie Q de la bascule 1070 sur la ligne 1107 pour former le flanc d'attaque 1228 du premier bit de données resynchronisé et régénéré.Tant qu'un UN logique est présent sur les lignes 1112 et 1113,un signal d'autorisation de transmission 1230 (profil temporel 1212) sensibilise l'émetteur de sortie 1066. Les bits de données à codage de phase NRZ présents sur la ligne 1107 peuvent ensuite être traduits en données à codage de phase RZ en vue de leur transmission à l'unité d'émission-réception située immédiatement en amont de liaison. Une fois que le premier flanc ascendant de bit a été resynchronisé, les impulsions d'horloge à 40 MHz resynchronisent et régénèrent les bits de données res-tants. Le profil temporel 1214 représente le signal de sortie fourni par le compteur 1072 sur la ligne 1114.Lorsqu'un mot de données reste à zéro pendant la durée de trois impulsions d'horloge à 40 MHz, le compteur 1072 émet une impulsion 1232 destinée à réinitialiser la bascule I071, à remettre'à zéro le compteur 1074 et à désactiver l'émetteur 1066. L'émetteur-1066 (figure 19) comporte un convertisseur de tension en courant bipolaire 1076 et un convertisseur de forme NRZ en forme RZ 1077. Pouracheminer fiablement des données sur une liaison de transmission telle qu'un câble coaxial, les signaux doivent être de forme alternative et être dépourvus de composantes à basse frequence. De préférence, on fait appel à un mode de transmission à courant constant pour éviter la nécessité d'utiliser des récepteurs 1068 à large gamme dynamique. Les chutes de tension par unité de longueur de la liaison de données 1014 donnent lieu à un fort affaiblissement des signaux.La transmission en mode à courant constant permet d'obtenir des niveaux de tension sensiblement constants aux bornes de la résistance de terminaison 1150 prevue à l'entrée du récepteur 1068, indépendamment des pertes ayant lieu sur la liaison de données 1014 entre les unités d'émissionréception 111 consécutives. Pour assurer une transmission en mode à courant constant, les mots de données à codage de phase sont soumis à une conversion de tension en courant constant par le convertisseur de courant 1076. La porte logique de tension 1075 est pourvue d'une sortie inverseuse 1075a ainsi que d'une sortie non-inverseuse 1075b. Des résistances 1073a, 1073b (qui présentent la même valeur R) et des transistors 1078a, 1078b transforment les niveaux de tension de la porte logique 1075 en des courants constants. Les bases des transistors 1078a et 1078b sont placées à une tension V1 égale aux tensions d'état logique ZERO des sorties 1075a et 1075b de la porte logique 1075. La valeur exacte de la tension de l'état ZERO dépend du type de logique choisi. Les tensions VR apparaissant aux bornes des résistances 1073a et 1073b seront respectivement les tensions d'état de sortie (Va - V1) et (Vb - V1). Par conséquent, le courant traversant les deux résistances sera respectivement: Ih = (VRr état UN - V1)/R, ou Ib = (VRr état ZERO - V1) /R = 0. Le courant de sortie sur la liaison de données 1014 sera par conséquent égal à la h - lb b' qui passera à Ibh + la b lors d'une inversion de polarité d'intervalle de bit (figure 22). Etant donné que la b et lb sont nuls, le courant traversant la b liaison de transmission de données 1014 sera Iah, et passera à Ibh lors d'une inversion de -olarité.de bit. Ces données sont en mode NRZ à courant bipolaire. A la fin d'un mot de données, une composante à basse fréquence pourrait apparaitre en raison des constantes de temps du transformateur 1079 et de la liaison de données coaxiale 1014. Pour éviter la présence de la composante à basse fréquence, le signal NRZ est converti en signal RZ sous l'action du circuit 1077. Lorsque l'émetteur est sensibilisé par une impulsion sur la ligne 1112, le commutateur 1077a est relié à la tension V1. Dans un souci de simplification, on a représenté le commutateur 1077a sous forme de commutateur mécanique. Cependant, il est cons titué en pratique par un commutateur à semiconducteur tel qu'un transistor ou un dispositif à effet de champ. Lorsque la fin d'un mot de données a été détectée par le détecteur de données 1104 (figure 19, une impulsion transmise par la ligne de commande 1112 connectée au détecteur de données 1104 provoque- le passage du commutateur 1077a sur la tension V2. La tension V2 est égale à celle de l'état UN des sorties 1075a et 1075b, et son application bloque donc les transistors 1078a et 1078b. Le courant traversant la liaison de transmission 1014 passe alors à zéro, et les signaux de sortie NRZ bipolaires du transformateur 1079 se trouvent ainsi convertis en code impulsionnel RZ bipolaires à codage de phase.Le rapport des nombres de spires des enroulements 1079a, 1079b et1079c du transformateur 1079 est de 1:1:1. Comme visible en se reportant à présent aux figures 17 et 21, la station centrale 2 comporte un récepteur de données 1028 qui reçoit les mots de données de télémesure à codage de phase RZ trarsmis par les unités d'émission-réception 111 sur la liaison de transmission de données 1014, laquelle, comme on s'en souvient, est constituée par la liaison coaxiale triplement redondante D1, D2, D3 de la figure 5. Le récepteur de données 1028 traduit les mots de données à codage de phase RZ en un code impulsionnel binaire NRZ pour former d'abord des nombres à virgule flottante qu'il retransforme ensuite en nombres à virgule fixe représentant des mots de données.Les mots de données à virgule fixe sont placés dans une matrice à succession de canaux faisant partie d'une mémoire de réar- rangement prévue dans le formeur de rangées 1030 comme on le verra plus loin. Chaque unité de détection sismique élémentaire 21 constitue une sous-rangée, puisqu'elle comprend trois détecteurs indi visuels dans le mode de réalisation décrit. Les signaux de sortie fournis par un certain nombre de ces sous-rangées sont combinés dans le formeur de rangées 1030 pour synthétiser un nouveau signal composite caractéristique d'une rangée beaucoup plus grande, c'està-dire beaucoup plus étendue.Le signal composite synthétisé est transféré à un dispositif de misè en forme 1032, puis à une unité à bande magnétique 1034 où les signaux sont enregistrés pour être ultérieurement exploités pour établir une coupe sismique de la terre. Au début d'une opération de sondage sismique, un mode de calibrage d'adresses est déclenché à la station centrale 2. Une impulsion d'interrogation est émise par le poste central de commande 1019 sur la liaison d'interrogation 1016 à destination des unités d'émis si-on-réception respectives 111. 'Lors de la détection de l'impulsion d'interrogation par chaque unité d'émission-réception, un mot de données est renvoyé au récepteur de données 1028 par la liaison de donnees 1014. Un convertisseur de temps 1015 mesure le temps s 'écai- lant entre la transmission de l'impulsion d'interrogation de calibrage et l'arrivée des mots de données résultants en provenance des unités d'émission-réception 111.Aux mots de données issus de chaque unité d'émission-réception est bien entendu associé un délai spécifique. Les délais sont codés sous forme de nombres binaires pour former un code d'adressage et sont transmis par la ligne 1027 pour être mémorisés dans la mémoire d'adresses 1017. En fonctionnement normal, le convertisseur de temps 1015 mesure l'intervalle temporel compris entre les impulsions d'interrogation respectives et les mots de données à codage de phase renvoyés. Les intervalles temporels sont comparés avec les codes d'adresse en mémoire. La mémoire d'adresses 1017 identifie alors chaque mot de données reçu quant à son unité d'émission-réception d'origine et fait placer au formeur de rangées 1030 le mot de données reçu à l'emplacement approprié de la matrice d'une mémoire à tores. La figure 21 montre une réprésentation schématique du formeur de rangées 1030. Le formeur de rangées 1030 comporte un contrôleur 1081, une mémoire de réarrangement 1083a, 1083b, un circuit de commande d'écriture de mémoire 1037, une mémoire de balayage de canaux de données 1047, un circuit de commande de lecture 1049, des multiplicateurs 1053a et 1053b, une mémoire morte de coefficients 1055, des additionneurs 1064a et 1064b, des registres accumulateurs 1065a et 1065b, une mémoire de sortie 1080 et une mémoire morte de commande 1067. Comme noté plus haut, le récepteur 1028 reçoit les mots de données à codage de phase provenant des émetteurs-récepteurs 111a à ilîn situés en aval de liaison et convertit les mots de données RZ à codage de phase en des nombres binaires NRZ à virgule flottante qui sont retransformés en nombres à virgule fixe. Simultanément, lors de la réception des mots de données, le convertisseur ou compteur de temps 1015 et la mémoire d'adresses-1017 identifient chacun d'eux quant à leur origine telle que définie par le numéro de l'unité d'émission-réception et par le numéro du canal de données.Les nombres à virgule fixe provenant du récepteur 1028 sont transmis au formeur de rangées 1030 et mémorisés dans la mémoire de réarrangement 1083 du formeur de rangées, où ils sont écrits par ordre successif de canal de données sous la commande du contrôleur 1081 et du circuit de commande d'écriture 1037, après identification des canaux de données par la mémoire d'adresses 1017. Les canaux de données sont numérotés de 1 à 500, en commençant par la première unité de détection sismique élémentaire associée à l'unité d'-émission-réception villa la plus proche en partant de l'amont de la liaison et en terminant par la dernière unité de détection sismique associée a l'unité d'émission-réception llln la plus éloignée en aval de liaison. Cependant, les mots de données à codage de phase ne sont pas reçus par ordre de succession numérique sur la liaison de transmission-de données 1014.Comme décrit plus haut, leur ordre d'arrivée est celui faisant se succéder le canal d'émission-réception n01 de toutes les unités d'émission-réception lîla à Plan, puis le canal d'émission-réception n02 de toutes les unités d'émission-réception lila à plan, et ainsi de suite.Dans la numérotation des canaux de données, le canal n01 de l'emetteur- récepteur lîla devient le canal n01 dans la mémoire matricielle de réarrangement 1083a, le canal n01 dexl'emetteur-reccpteur iîîb devient le canal de données n0 11, le canal n"l de l'émetteur-récep- teur 111c devient le canal de données n021 et le canal n"l de l'emetteur-recepteur llln devient le canal de données nO 1+lion. Dans le mode de réalisation décrit, les canaux d'émission-rcention nOO, noll, n012 et n013 sont des canaux auxiliaires. Ainsi, la fonction de la mémoire de réarrangement 1083a (figure 21) est d'assembler les données numériques a virgule fixe arrivantes fournies par le récepteur 1028 dans l'ordre de succession de canaux de données correct dans une matrice de mémoire et de séparer les canaux auxiliaires dans leur ordre de succession correct en un emplacement de mémoire de canaux auxiliaires 1083b. Lorsqu'un balayage de données sismiques et de données de canaux auxiliaires a été écrit dans la mémoire de réarrangement 1083a, 1083b, les signaux de canaux de données contenus dans la mémoire de réarrangemet 1083a sont écrits dans la mémoire de balayage de canaux de données 1047 et les données des canaux auxiliaires contenues dans la mémoire de réarrangement 1083b sont écrites dans la mémoire de sortie 1080. Comme indiqué plus haut, les nombres digitaux emmagasinés dans la mémoire de réarrangement 1083a représentent les signaux provenant des cinq cents unités de détection sismique élémentaires individui- les, dont chacune constitue une sous-rangée courte. La mémoire de commande 1067 et la mémoire de coefficients 1055 sont pré-program- mées pour combiner les signaux numériques provenant de sous-rangées sélectionnées afin de synthétiser un signal numérique composite qui est caractéristique d'une rangée beaucoup plus grande désirée. Le poids ou contribution que le signal~numerique d'une sous-rangée individuelle représente dans le signal numérique composite total est régi par la mémoire de coefficients 1055.Les procédés et techniques mis en oeuvre pour apnliquer des coefficients de pondération seront décrits plus en détail dans la suite. Les signaux des canaux de données sismiques qui sont enregistrés dans la mémoire de balayage de canaux de données 1047 sont lus par ordre de succession de-canaux, le canal de données n01 étant lu en premier et le canal de données n010n en dernier. Les signaux de canaux de données sont transmis par la ligne ou voie de données 1082 aux multiplicateurs 1053a et 1053b. Sous la commande du contrôleur 1080, et en fonction de la configuration de rangees pro grammée qui est mémorisée dans la mémoire de commande 1067, chaque signal de canal de données est multiplié par le coefficient de pon dération approprié qui est enregistré dans la mémoire de coefficients 1055. Si le signal d'un canal de données ne doit pas intervenir dans une rangée, son coefficient sera zéro, et le résultat de la multiplication sera donc nul.Les signaux de canaux de données pondérés sont ensuite additionnés algébriquement dans les additionneurs 1064a et 1064b aux signaux de sortie des registres 1065a et 1065b. Les résultats accumulés dans les registres 1065a et 1065b constitueront la somme des signaux de canaux de données pon ders. En réponse à la mémoire 1067, le contrôleur 1081 transfèrera le contenu des registres 1065a et 1065b dans le registre de sortie 1080 pour constituer ainsi un échantillon de données pour chaque rangée composite lorsque le nombre antérieurement programmé de signaux de canaux individuels de données formant chaque rangée composite aura été sommé.Le processus se poursuivra jusqu'S ce que tous les canaux de données de la mémoire de balayage de canaux de données 1047 aient été traités pour former des échantillons de signaux de rangée composites et que ceux-ci aient été transférés à la mémoire de sortie 1080. La mémoire de sortie 1080 contiendra donc une série ou "balayage" d'échantillons de signaux composites pour les rangées composites. Les données des canaux auxiliaires sont traitées d'une façon similaire sous la commande du contrôleur. 1081. A titre exemple, on a supposé que l'ensemble de câble sismique comporte cinq cents sous-rangées individuelles courtes. Les signaux de sortie de groupes consécutifs de vingt sous-rangées pourraient être combinés pour fournir des signaux composites représenstatifs de rangées vingt-cinq fois plus longues. Grâce à l'utilisation du multiplicateur double 1053a, 1053b, de l'additionneur double 1064a, 1064b et du registre double 1065a, 1065b, certains des signaux provenant de certaines des vingt sous-rangées constituant chacun des groupements consécutifs de rangées peuvent être combinés avec ceux de groupements adjacents pour créer des signaux compostes représentatifs de cinquante rangées plus longues en- chevauchement. Le contenu de la mémoire de sortie 1080 est séquentiellement transféré au circuit de mise en forme 1032, puis à l'enregistreur 1034. Lorsque ce cycle de traitement s1achève pour le premier balayage, la série de données nouvelles du balayage suivant est réarrangée dans la mémoire 1083a, 1083b. A l'achèvement du traitement du premier balayage, déterminé par le contrôleur 1081, les données nouvelles sont transférées dans la mémoire de balayage de canaux de données 1047, où commence le processus de formation d'un second balayage d'échantillons de signaux pour la rangée composite suivante. Le processus ci-dessus décrit se poursuit jusqu'à ce que le cycle d'enregistrement et de traitement soit achevé, comme déterminé par les commandes du contrôleur principal 1019. Le fonctionnement de l'ensemble décrit jusqu ici est le suivant: Un certain nombre d'unités d'émission-réception 111 sont disposées à intervalles réguliers à distance de la station centrale 2. Chaque unité d'émission-réception comporte quatorze canaux d'entrée auxquels sont connectées des sous-ranqées de capteurs sismiques, de même qu'un sélecteur de canaux, constitué par le multiplexeur 122, et une circuiterie électronique commune de conditionnement de signaux de l'unité d'émission-réception. Sur les quatorze canaux, dix sont des canaux de données. Les autres sont des canaux d'essai et des canaux auxiliaires. La sortie de la circuiterie électronique commune de conditionnement de signaux est connectée au circuit répéteur 114. A chacune des unités d'émission-réception est incorporé le circuit d'interrogation 116. Les circuits répéteurs 114 des unités d'émission-réception sont tous connectés en série entre eux et au récepteur de données 1028 de la station centrale 2 par la liaison de transmission à large bande 1014. Les circuits d'interrogation 116 sont tous connectés en série entre eux et au contrôleur principal 1019 de la station centrale 2 par la liaison d'interrogation 1016, formée comme on s'en souvient par la ligne triplement redondante IP1, IP2, IP3 de la figure 3. Periodiquement, au début de chaque intervalle de balayage, c'est-à-dire par exemple toutes les millisecondes, le contrôleur principal 1019 émet une impulsion large S1, qui est une impulsion d'interrogation, sur la liaison d'interrogation 1016. Lorsque le circuit d'interrogation 116 de chaque unité d'émission-réception 111 identifie l'impulsion S1, le sélecteur de canal est ramené sur le canal nOO. Le mot de données numérique provenant du dernier canal du balayage précédent est converti en un mot de données à codage de phase RZ autosynchronisé et est appliqué par l'émetteur 1066 du circuit répéteur 114 à la liaison de transmission 1014 pour être transmis au récepteur de données 1028 de la station centrale2 Une impulsion S2 est ensuite transmise depuis le contrôleur principal 1019, 71,4 microsecondes plus tard dans le cas présent.Lorsque chaque unité d'émission-réception reçoit et identifie l'impulsion S2, le sélecteur de canal, c'est-à-dire le multiplexeur 122, est avancé au canal n"l. Le signal sismique présent sur le canal n01 est échantillonné, conditionné et numérisé pour former un mot numérique NRZ à codage de phase constituant un mot de données local. Le mot de données local est transformé en un mot de données RZ à codage de phase et est appliqué à la liaison de transmission de données 1014. Chaque unité d'émission-réception transmet d'abord un mot de données local. Elle attend ensuite l'arrivée d'un mot de données allogène provenant de l'unité d'émission-récetion consécutive vers l'aval, puis l'arrivée d'un mot de données provenant de l'unité consécutive de la précédente vers l'aval, et ainsi de suite. Chaque mot de données allogène ainsi reçu est régénéré et retransmis vers l'amont de la liaison à destination du récepteur de données 1028 de la station centrale 2.Ainsi, l'unité d'émission-réception îîîa transmet son mot de données local pour recevoir, régénérer et retransmettre ensuite l'un après l'autre des mots de données allogènes provenant des quarante-neuf autres unités d'émission-réception, en supposant que les unités d'émission-réceptionsont au nombre de cinquante en tout. Bien entendu, la cinquantième et dernière unité d'émission-réception se borne à transmettre son propre mot de données local. En vue d'échantillonner tous les canaux de toutes les unités d'émission réception, une impulsion S1 et treize impulsions S2 sont ainsi transmises au cours d'un cycle de balayage. Ainsi, les mots de données sont transmis au récepteur de données 1028 suivant un cycle à double multiplexage, à séquence de temps et séquence de canaux. En d'autres termes, les mots de données issus des unités d'émission-réception respectives villa à filin sont séparés en concordance avec le temps de propagation des impulsions d'interrogation entre unités d'émission-réception consécutives. Comme on l'a indiqué plus haut, un retard artificiel est introduit dans chaque circuit d'interrogation 116 pour garantir la séparation.Les mots de données provenant des canaux respectifs dans chaque unité d'émission-réception sont séparés les uns des autres en concordance avec la séquence de sélection des canaux. Lorsque les mots de données arrivent au récepteur de données 1028, ils sont dirigés sur la mémoire de réarrangement 1083a, où ils sont ordonnés dans une matrice à succession de canaux. Le premier canal de données de la première unité d'émission-réception îîîa est le canal n01. Le dernier canal de données de la dernière unité d'émission-réception îlîn est le canal ne500. Ainsi, en réponse à la première impulsion d'interrogation, les mots de données reçus sont ceux provenant des canaux de données n01, ne11, n021, etc. En réponse à la deuxième impulsion d'interrogation, les mots de données reçus sont ceux provenant des canaux de données n02, n012, n022, etc., et ainsi de suite. Dans la station centrale 2, la mémoire de commande 1067 est pré-programmée pour extraire de la mémoire de réarrangement 1083a des échantillons de signaux issus de groupes sélectionnés de sousrangées sismiques. Les échantillons de signaux sélectionnés sont transférés dans la mémoire de balayage de canaux de données 1047. De la mémoire 1047, les échantillons -de signaux sont transmis aux multiplicateurs 1053a, 1053b, où ils sont multipliés par des coefficients de pondération sélectionnés sous la commande de la mémoire de coefficients 1055. Les échantillons pondérés sont ensuite compo sés dans les additionneurs 1064a, 1064b pour former un échantillon de signal composé unique qui est représentatif d'une rangée beaucoup plus grande ayant des propriétés présélectionnées. Les données composées sont emmagasinées dans la mémoire de sortie 1080 pour être ultérieurement transférées au circuit de mise en forme 1032 et être enfin enregistrées dans l'enregistreur 1034, qui peut être du type à bande magnétique. Ainsi, on peut se rendre compte que l'ensemble de traitement de données sismiques décrit permet de former au moyen d'un câble sismique unique n'importe quelle configuration de rangées de capteurs sismiques désirée à partir d'une pluralité de sous-rangées. Lorsqu'il s'agit de former des rangées différentes pour prendre en compte des modifications de conditions géologiques, il n'est pas nécessaire de modifier matériellement le câble sismique ou d'autres constituants de l'ensemble d'acquisition de données situés sur le terrain. On va procéder maintenant à la description d'un autre aspect spécifique du mode de réalisation décrit de la présente invention, et on se reportera à cet effet aux figures 23 à 35. On va se reporter en particulier à la figure 23 qui, de même que la figure 1, est une représentation schématique de dispositions de relevé sismique illustrant une forme de réalisation d'un ensemble d'exploration ou d'étude sismique. Comme représenté, un navire 10 pourvu d'un gros dévidoir de câble 2054 monté à sa poupe tire un long câble sismique marin 2056 qui est déroulé du dévidoir 2054. Le fond de l'océan est représenté par la ligne horizontale 2058, et diverses interfaces de couches géologiques sont représentées par les lignes horizontales 2060, 2062 et 2064. Le câble 2056 comporte un premier tronçon 2056' qui est situé le plus près du navire 10 et un tronçon éloigné 2056" qui est situé plus loin du navire. Comme usuel dans les câbles sismiques marins, un grand nombre de capteurs sismiques sont noyés dans le câble. Comme également indiqué plus haut, le câble peut avoir une longueur d'environ 3000 mètres et comporter cinq cents jeux d'unités de détection sismique élémentaires, chacun de ces jeux comportant trois capteurs sismiques interconnectés. Dans ces conditions, les capteurs consécutifs sont mutuellement espacés de 1,8 à 2,15 mètres, et de préférence de 1,9 mètres, et chaque unité de détection élé- mentaire, constituée de trois capteurs, s'étend sur à-peu-près 3,8 mètres, la distance de centre à centre des unités de détection adjacentes étant de 5,7 mètres, c'est-à-dire d'environ 6 tres. La représentation schématique de la figure 23 fait ressortir certains aspects d'une particularité spécifique du mode de réalisation illustré, que l'on va considérer à présent d'une façon plus détaillée. On va considérer en premier lieu l'unité de détection élémentaire située au point 2066. L'unité de détection située au point 2066 captera des réflexions successives après exécution d'un tir de détonation.en un point 2068 proche de la poupe du vaisseau et voisin de l'extrémité proximale du câble 2056. Consécutivement à l'impulsion initiale, dénommée "premier ébranlement", qui se propage d'ordinaire directement à travers la couche aquatique supérieure jusqu'à l'unité de détection 2066, la première onde sismique réfléchie est celle réfléchie par le fond océanique 2058.Ce signal réfléchi initial reçu par l'unité de détection 2066 suit le trajet de propagation relativement court 2070. On peut également noter que le rayon ou trajet 20in, étant donné qu'il tombe sur l'unité de détection au point 2066, forme un angle relativement faible e 1 par rapport à l'horizontale. Les réflexions ultérieures provenant des interfaces géologiques 2060 et 2062 suivent des trajets comprenant respectivement les lignes 2072 et 2074. Ces rayons forment des angles successivement croissants e2 et Q3 par rapport à l1horizon- tale.Par conséquent, on peut se rendre compte aisément que la direction des signaux tombant sur l'unité de détection 2066 varie au cours de l'enregistrement de réflexions sismiques et, plus précisé- ment, que l'angle des signaux reçus par rapport à l'horizontale croît en fonction du temps. Par ailleurs, les signaux réfléchis suivant les rayons 2070, 2072 et 2074 et reçus successivement par les unités de détection 2066 peuvent, d'un point de vue simplifié à l'extrême, être considérés comme représentant une trace de signaux réfléchis par des points situés le long de la ligne verticale 2075, parmi lesquels figurent les points 2070', 2072' et 2074'. Sur la figure 23, une unité de détection additionnelle 2076 située a l'extrémité distale ou extrémité éloignée du câble sismique est également représentée. La moitié intérieure du câble sismique marin est désignée par le reperde numérique 2056' et sa moitié extérieure par le repère numérique 2056", l'unité de détection 2076 étant située à l'extrémité extérieure de la moitié extérieure ou moitié éloignée 2056" du câble. A un instant plus tardif, l'unité de détection 2076 captera des signaux réfléchis par l'interface géologique 2062 suivant le trajet 2078. A un instant plus tardif encore, l'unité de détection 2076 recevra des. réflexions provenant de l'interface géologique profonde 2064 et se propageant le long du trajet 2080. On peut noter en particulier que les unités de détection 2066 et 2076 reçoivent des signaux provenant de n'importe quelle couche donnée sous des angles différents et à des instants différents. Comme dans d'autres formes d'analyse de la propagation des ondes, les ondes peuvent être approximativement représentées par la progression de fronts d'onde sphériques ou bien par des rayons faisant partie d'un tel front d'onde en progression. Par ailleurs, les formes en rayons 2072 et 2074 qui sont représentées par un tracé rectiligne sur la figure 1 seraient en fait réfractés aux interfaces 2058 et 2060 suivant des angles qui sont fonction des propriétés physiques des couches, d'une façon bien connue en soi, et comme représenté sur la figure 1. Bien entendu, les interfaces géologiques exactement horizontales, comme représenté par les interfaces horizontales 2058, 2060, 2062 et 2064 sur la figure 23, sont peu courantes et ne sont pas d'un grand intérêt pour le géoloque. Plus intéressantes sont les anomalies géologiques telles que les failles, dômes et autres interfaces géologiques inclinées, versantes ou ""plongeantes". Sur la figure 23 est représenté un plan incliné 2082 qui forme un angle d'inclinaison positif par rapport au plan horizontal 2064. La ligne en trait interrompu représentant le plan incliné 2082 est destinée à illustrer l'objet que vise la description des figures 24 et 25 qui va suivre. Est à remarquer sur la figure 23 le trajet sismique en trait interrompu 2083, qui rejoint le plan incliné 2082 au point 2083'. Dans le cas d'un plan descendant vers l'arrière par rapport à la direction d'avancement du navire, conformément à la géométrie de la figure 23, le signal sismique résultant détecte par l'unité de détection 2076 présentera une intensité réduite comparativement au signal produit par réflexion sur un plan qui est incliné dans le sens opposé. Ce point sera développé plus longuement en liaison avec les figures 24, 25 et 30. Cependant, d'un point de vue qualitatif, on notera que les rangées sismiques classiques sont plus sensibles aux signaux parvenant verticalement à la rangée et sont moins sensibles aux ondes arrivant sous des angles d'incidence relativement faibles. Par ailleurs, cet accroissement de sensibilité est plus prononcé pour les rangées sismiques classiques aux fréquences de signaux acoustiques les plus élevées.Comme indiqué sur la figure 23, le trajet sismique 2083 pointe vers l'unité de détection 2076 sous un angle d'incidence plus voisin de l'horizontale que le trajet 2080. Bien entendu, si le plan 2082 etait incliné dans le sens opposé, l'angle d'incidence sur l'unité de détection 2076 serait encore plus voisin de la verticale et l'intensité de la réponse serait corrélativement plus forte. Ce phénomène sera considéré plus loin sur une base plus quantitative en liaison avec la description des figures 24, 25 et 30. Mention est faite dans le présent mémoire de la différence des résultats de relevé sismique obtenus en exploration marine lorsque la progression s'effectuedans un sens et lorsqu'elle s'effectue dans le sens opposé. Comme développe plus haut, cette différence est due à la différence de direction de transmission de l'énergie sismique, énergie qui provient, en exploration marine, d'une impulsion sismique partant du navire. Bien entendu, lors des relevés systématiques effectués sur terre ferme, l'impulsion sismique pourrait partir de divers points, et en particulier de points situés à l'arrière ou à l'avant d'une rangée à câble rectiligne orienté le long du parcours de progression.Lorsqu'on applique la présente analyse aux relevés effectués sur terre, l'emplacement de la source d'impulsions sismiques par rapport au câble sismique est un facteur déterminant. La figure 24 est un graphique représentant la réponse relative aux signaux réfléchis d'une rangée de capteurs à sensibilité non dirigée présentant la configuration classique représentée sur la figure 26 et située à une distance de 300 mètres point de tir le long du câble 2056 de la figure 23 à diverses fréquences indiquées et à l'issue d'un intervalle de temps d'une seconde compté à partir du tir le long du trajet de réflexion aboutissant à la rangée de capteurs La réponse à 200 Hz est identifiée par des x, celle à 100 Hz par des +, celle à 50 Hz par des triangles, et celle à 20 Hz par des cercles. L'intervalle de temps d'une seconde, compte tenu de la vitesse, détermine la profondeur de pénétration des signaux réfléchis.Sur la figure 24, la vitesse est tirée du tracé de grande vitesse de la figure 28 et est donc égale à 1800 mètres par seconde, et la profondeur de pénétration est par conséquent d'environ 900 mètres. Sur la figure 24, l'axe horizontal représente l'angle d'inclinaison de couche, qui correspond à l'ange d'inclinaison compris entre la ligne en trait interrompu 2082 et la ligne horizontale 2064 de la figure 23. Pour un écartement d'environ 300 mètres par rapport au point de tir, on peut voir que la réponse maximum à toutes les fréquences intervient pour un angle d'inclinaison de couche d'environ -10 , auquel correspond la réflexion des ondes sismiques provenant du point de tir sous une orientation sensiblement verticale en direction de la rangée de capteurs.Cette situation de réponse maximum est indiquée par la ligne verticale 2084 de ia figure 24. La plupart des études de relevé sismique effectuées jusuqu'à ces derniers temps ont été accomplies à des fréquences relativement basses pour les raisons ressortant de la figure 24. A noter en particulier qu'au niveau de la seconde ligne verticale 2086 de la figure 24, qui correspond à un angle d'inclinaison positif de 100 dans la direction représentée sur la figure 23, et où la réflexion des signaux tend à s'effectuer vers les capteurs sismiques sous un angle d'incidence plus proche de l'horizontale, la rangée de capteurs ne recueille pratiquement pas d'énergie à 200 Hz. On notera par ailleurs que le long de la ligne verticale 2086, le niveau de l'énergie reçue à 100 Hz est d'environ -18 dB, ce qui manifeste donc une forte atténuation par rapport à l'amplitude maximum normale représentée par le niveau 0 dB du sommet du graphique de la figure 24. La figure 25 représente une situation plus extrême que celle illustrée sur la figure 24, pour une rangée à sensibilité nondirigée. Elle correspond à une distance d'environ 1200 mètres du point de tir au point de détection par capteurs, à une vitesse relativement basse dtenviron 1500 mètres par seconde, caractéristique de l'eau ou de matériaux voisins de la surface dans certaines parties du monde, et à un temps d'une seconde seulement, correspondant à de-s réflexions sur une couche géologique relativement peu profonde.Comme on peut le voir en considérant la ligne verticale 2088 de la figure 25, pour un angle d'inclinaison de +100, on voit disparaitre même les signaux sismiques de 50 Hz, et les seules fréquences détectées par les capteurs sont les fréquences très basses telles que les fréquences de 20 Hz représentées par-la courbe 2090. Accessoirement, certains lobes latéraux à 200 Hz sont visibles en 2092, 2094 et 2096, mais ceux-ci ne fournissent pas d'information significative car ils sont erratiques ou entachés par des distorsions de phase, et présentent encore d'autres anomalies. Les graphiques des figures 24 et 25 font ressortir d'une façon relativement détaillée les problèmes rencontrés dans la mise en oeuvre de rangées fixes à sensibilité non dirigée du type decrit dans certaines des publications mentionnées plus haut. Plus précisément, la figure 26 représente une rangée de vingtsix éléments à pondération uniforme des entrées des capteurs et à espacement variable. La longueur totale de la rangée est de 64 mètres, et l'espacement est donné par les valeurs numeriques suivantes: +0,91 m, +2,44 m, +4,27 m, +5,79 m, +7,62 m, +9,14 m, +11,58 m, +13,41 m, +15,85 m, +18,59 m, 121,64 m, +24,38 m, 132,0m, valeurs qui représentent la distance des vingt-six éléments par rapport au centre de la rangée. Sur la figure 26, la hauteur uniforme des lignes 2098 indique la pondération uniforme des capteurs et leurs emplacements sur l'horizontale indique l'espacement relatif des capteurs le long du câble sismique. La sensibilité résultante est symétrique par rapport à l'axe médian vertical, elle est relativement large et elle permet de rejeter les ondes à propagation horizontale. On a fait appel à la rangee de capteurs de la figure 26 pour établir les graphiques des figures 24 et 25. La rangée de la figure 27 est constituée de dix unités de détection élémentaires dont chacune comprend trois détecteurs. Dans la rangée à evasement de la figure 27, les unités de détection terminales 2102 et 2104 ont une pondération de "1", par rapport à la pondération croissante de 2, 3, 4 et 5 des unités de détection -sui- vantes en allant vers le centre de la rangée, les deux unités de détection 2106 et 2108 voisines du centre ayant des pondérations égales à 5. Les éléments de la rangée sont uniformément espacés et s'étendent sur une distance totale de 70 mètres du premier au dernier 'capteur. Cette rangée à évasement représentée sur la figure 27 présente une caractéristique de réponse à lobe principal défini d'une façon relativement marquée. Comme on le verra plus loin, la configuration à évasement de la figure 27 peut être mise en oeuvre conformément à l'aspect présentement considéré de l'invention. La figure 28 est un graphique représentant la vitesse (en mètres par seconde x 0,-3) en fonction du temps de réflexion (en secondes). Sur la figure 28, la courbe de faible vitesse 2110, également désignée par VL, apparaît sous forme de ligne horizontale indiquant une vitesse constante de 1500 mètres par seconde. C'est la vitesse des ondes sismiques dans l'eau ou à proximité de la surface de la terre, et elle est particulièrement significative pour une onde se propageant presque horizontalement dans l'eau.Par contre, la courbe de vitesse élevée 2112, également designée par VH, fait apparaître une croissance de vitesse avec la profondeur de terrain traversée (en contraste avec les conditions de propagation dans l'eau). Par conséquent, pour des temps de réflexion relativement longs, la vitesse quadratique moyenne en mètres par seconde présente une forte croissance jusqu'à une valeur maximum de 3300 mètres par seconde pour un temps de réflexion de 4 secondes. La courbe de vitesse élevée est représentative des conditions de vitesse effectives dans de nombreuses parties du monde.On notera au passage que l'analyse de la figure 24 est basée sur la caracté ristique à vitesse élevée VH de la figure 28, tandis que les figures 25 et 30, qui représentent des situations plus extrêmes, sont basées sur la courbe de faible vitesse VL de la figure 28. Selon un important aspect du mode de réalisation de l'invention présentement considéré, un grand nombre de rangées sont formées tout le long d'un câble sismique, et chacune de ces rangées est individuellement orientable en directivité de façon à être sensible à des réflexions sismiques provenant de profondeurs distinct et prédéterminées d'un terrain géophysique étudié. Ceci peut être réalisé en transmettant initialement un grand nombre de signaux sismiques à partir d'unités de détection élémentaires espacées le le long du câble. Ainsi, un grand nombre de rangées, par exemple de trente, cinquante ou plus, sont établies en des points espacés, au nombre de trente, cinquante ou plus, à partir des signaux captés par les unités de détection élémentaires.Ces rangées espacées le long du câble sont orientées en directivité de façon à détecter des signaux sismiques provenant de profondeurs sélectionnées le long de lignes verticales adjacentes de la zone géophysique étudiée. Cette directivité peut être obtenue en retardant de façon appropriée les signaux provenant d'unités de détection élémentaires adjacentes. Ultérieurement, les signaux sismiques afférents aux lignes verticales adjacentes sont combinés de façon à former une coupe ou relevé géophysique composite du terrain étudié. Pour introduire le retard ou délai approprié entre signaux provenant d'unités de détection élémentaires adjacentes formant une rangée, il est important de déterminer les différences entre les instants d'arrivée des signaux sismiques aux unités de détection élémentaires adjacentes. La figure 29 et l'étude mathématique qui va suivre indiquent la façon dont ce retard peut etre calculé. Sur la figure 29, une impulsion sismique partant du point de tir 2116 est réfléchie par la frontière géologique 2118 vers la rangée de capteurs 2120, les signaux sismiques se propageant le long des rayons de'parcours 2122 et 2124. Dans l'étude mathématique ci-après, les lettres "s", "x" et "d" renvoient aux distances et points'représentés sur la figure 29. Pour la commodité de l'analyse, le point 2116 est réfléchi en un point 2126 qui constitue l'image virtuelle du-point 2116 par rapport au plan 2118. En vue de l'étude mathématique ci-après, on se donnera les définitions suivantes: x est la distance de la rangée de capteurs par rapport au point de tir, v la vitesse de propagation de l'onde sismique, d la profondeur de la frontière réfléchissante, s la longueur du trajet du signal réfléchi, t le temps de transmission de l'onde sismique réfléchie le long du trajet, et t0 le temps de parcours de la distance 2d pour l'onde sismique verticale réfléchie. D'une façon générale, on a s = vt (G) Dans la géométrie de la figure 29, En élevant cette équation au carré, on voit que t et t0 sont liés par la relation suivante: v2t2 = x2 + V2t (J) ou v2to2 =v2t2 -x2 (K) Or, d'après l'équation (I), on a dont la dérivée est En portant à présent l'équation (K) dans l'équation (M), on obtient: Si l'on suppose que x = 1800 m, que v = 2100 m/s, que t = 1,000 s et que l'espacement dx entre unités de détection élémentaires est de 6 m, on trouve pour dt la valeur: : x 1800 dt = dx = . 6 = 2,45 millisecondes, (0) vt (7000) (1,000) qui représente le retard ou délai désiré entre unités de détection élémentaires mutuellement espacées de 6 mètres pour faire en sorte que les signaux sismiques à l'instant t parviennent simultanément en des unités adjacentes d'une rangée. A l'instant t = 1,000 s, l'angle e de la figure 23 vaut: -1 x -1 x -1 # = cos = cos = cos 6/7 = 31 (P) Bien entendu, a mesure que le temps t augmente, des réflexions arrivent en provenance de couches plus profondes, e augmente, et le délai requis entre les éléments de la rangée située au point 2120 (figure 29) doit décroître si l'on veut obtenir une réponse maximum et un rapport signal/bruit maximum. La figure 30 est une représentation graphique de la réponse en fonction de l'angle d'inclinaison qui peut être utilement comparée aux figures 24 et 25. Pour établir les résultats de la figure 30, les rangées individuelles à configuration hautement directive du type il lustré sur la figure 27 sont placées tout le long du câble sismique et sont dirigées de façon à recevoir de l'énergie réfléchie par un plan horizontal situé à la profondeur correspondant au temps écoulé entre l'instant de tir et l'instant de réception des réflexions sismiques. Ainsi, par exemple, si l'on se reporte à la figure 23, ceci équivaudrait à diriger la rangée située au point 2066 de façon à lui faire recevoir l'énergie maximum provenant du fond océanique 2058 en suivant le trajet 2070.A un instant légère- ment ultérieur, la directivité de la rangée 2066 serait orientée davantage vers le bas pour recevoir de l'énergie provenant de l'interface 2060 en suivant le trajet 2072. Ce changement d'orientation de directivité pourrait être effectué, à titre d'exemple spécifique, par modification du retard entre les différentes unités de détection sismique élémentaires constituant la rangée située à l'emplacement 2066 le long du câble. La figure 30 représente la repose d'une rangée à directivité orientable centrée en un point situé à 1200 mètres du point de tir, et "pointée" dans une direction correspondant à la valeur de 1,000 seconde pour le temps écoulé à l'arrivée des signaux sismiques réfléchis. Elle est basée sur la courbe à faible vitesse 2110 (VL) de la figure-28, et elle est donc tout-à-fait comparable à la figure 25. Sur la figure 30, de même que sur les figures 24 et 25, la réponse à 200 Hz est identifiée par des x, celle à 100 Hz par des +, celle à 50 Hz par des triangles et celle à 20 Hz par des cercles. A chaque instant, la directivité de la rangée est orientée de façon à faire recevoir à celle-ci de l'énergie provenant d'une frontière de couche géologique horizontale située à la profondeur adéquate pour faire apparaître des signaux réfléchis au niveau des unités de détection.Par conséquent, en dissemblance avec la disposition des figures 24 et 25, le graphique de la figure 30 manifeste une réponse maximum à toutes les fréquences pour un angle d'inclinaison de 0 , qui correspond à la ligne centrale 2128 sur la figure 30. On notera par ailleurs que la réponse à toutes-les fréquences, y compris à 200 Hz, fréquence la plus élevée correspondant à la courbe 2130, est sensiblement symétrique par rapport à la ligne 2128. Ainsi, la courbe de réponse à 200 Hz atteint le niveau -40 dB à environ 220 pour les angles négatifs, comme indiqué par le point 2132, et à environ 280 pour les angles d'inclinaison positifs, ccome indiqué par le point 2134.En outre, l'atténuation des signaux à 100 Hz pour des angles d'inclinaison de +15 est inférieure à 3 dB, et l'atténuation des signaux à 50 Hz est de l'ordre d'un à deux décibels. Ceci marque un contraste frappant avec les courbes de la figure 25, où l'on n 'obtient aucune information utile aux fréquences de 50, 100 ou 200 Hz à +150 d'inclinaison. On peut également noter que les agencements faisant appel à des rangées à directivité orientable de façon individuelle et continue disposées tout le long du câble sismique ont l'avantage additionnel d'être pratiquement insensibles à la direction de progression d'exploration. Plus précisément, si une exploration sismique etait faite en progressant d'est en ouest, par exemple, en utilisant un dispositif ayant la réponse des figures 24 et 25, on obtiendrait un résultat notablement different de celui obtenu par le même dispositif lorsqu'utilisé en progressant d'ouest en est. Par contre, lorsqu'on utilise un dispositif ayant les caractéristiques-de réponse de la figure 30, on n'observe pas de différences appréciables entre les résultats obtenus en progressant dans un sens et ceux obtenus en progressant dans le sens opposé. A présent que les idées de base de cette caractéristique du mode de réalisation illustré de l'invention ont été esquissées et que certains des avantages du procédé et de l'ensemble de traitement selon l'invention qui vont être décrits ont été considérés, on va considérer en détail un mode de réalisation illustratif de l'ensemble de traitement et du procédé selon l'invention. Sur la figure 31, qui est un schéma-blocs d'un tel mode de réalisation illustratif, le câble 2152, qui peut correspondre au câble 12 de la figure 1 et au câble 2056 de la figure 23, comprend un grand nombre de tronçons de câble 2156a, 2156b, 2156c, ..., 2156n. Ces tronçons de câble sont interconnectés par les modules de raccordement électroniques 2164a, 2164b, 2164c, ..., 2164n, qui correspondent aux modules de raccordement 13 de la figure 1 et contiennent par conséquent les émetteurs-récepteurs. L'ensemble de câble 2152 peut être placé dans l'eau lors d'une prospectionmarine, comme indiqué sur la figure 3, ou bien, dans le cas d'un câble terrestre, être étalé sur le terrain à étudier, les capteurs sismiques, qui sont alors des géophones, reposant sur la surface du sol. Le reste de l'ensemble représenté sur la figure 31 sous forme de schéma-blocs est situé dans la station centrale 2 se trouvant sur le navire 10 ou sur un camion, par exemple, certaines des opérations indiquées sur la figure 31 pouvant toutefois être effectuées dans certains cas en un poste de traitement central éloigné du site de prospection sismique.Comme représenté sur la figure 31, des mots de données fournis par le câble sont acheminés vers le récepteur de données et l'unité de commande d'ensemble 2172, qui correspond essentiellement au récepteur de données 1028 de la figure 17, et les données sismiques arrivant par le câble à l'unité 2172 peuvent être traitées de façon à obtenir à la fois: A) une coupe sismique de contrôle 2174 destinée à être examinée par l'équipe d'exploration, et B) une coupe finale à haute résolution 2176 des tinée à être étudiée par les géologues. Les données sismiques fournies par l'unité de commande 2172 sont transmises à un premier formeur de rangées 2178, correspondant au formeur de rangées 1030 de la figure 17, et à un traceur de coupes sismiques de contrôle clas -sique 2180.Les signaux de sorties du formeur de rangées 2178 peuvent également être enregistrés sur un enregistreur numérique classique à bande 2182. Les coupes sismiques' de contrôle fournies par le traceur 2180 sont globalement conformes à celles obtenues par les techniques actuelles en faisant appel à divers câbles sismiques différents. Divers types de relevés sismiqùes qui étaient effectués dans le passé en remplaçant un câble par un autre peuvent dorénavant être réalisés, grâce à la mise en oeuvre du câble selon l'invention ainsi qu'à celle de la circuiterie de commande 2072 et des circuits formeurs de rangées 2178 selon l'invention, sans nécessiter de modification physique du câble sismique de 3200 mètres de long. Les signaux de sortie de l'unité de commande 2172 sont également appliqués à un second formeur de rangées 2184, qui est également dénommé directeur de faisceau. Si on le désire, le directeur de faisceau 2184 peut être commandé directement à partir de l'unité de commande 2172. Cependant, on considère qu'il sera souvent souhaitable de se borner à enregistrer 1 l'information sismique provenantde l'unite de commande 2172 sur llenregistreur à grande vitesse et à haute densité 2186, et de l'appliquer ultérieurement au directeur de faisceau 2184 par utilisation de appareil d'enre gistrement à bande additionnel 2188. Les enregistreurs 2186 et 2188 peuvent par exemple être des enregistreurs vidéo du type RCA "Versabit".Les signaux de sortie du directeur de faisceau 2184 peuvent être appliqués a un enregistreur numérique classique a bande 2190et être appliqués a un processeur de données sismiques ordinaire 2192 pour obtenir la coupe finale a haute résolution 2176 a l'aide d'un traceur sismique classique 2194. La correction d'obliquité devant affecter les signaux de rangée peut être effectuée par le processeur 2192. La correction d'obliquité pourrait aussi être effectuée dans le directeur de faisceau 2184, comme on le verra plus loin. Comme décrit plus haut d'une façon détaillée, le câble 2152 de la figure 31 peut comporter, comme représenté sur la figure 32, une série d'unités d'émission-réception de données renfermées dans les modules de raccordement 2164b, 2164b, 2164c, ..., 2164n, la figure 32 correspondant ainsi essentiellement a la partie supérieure de la figure 17 et se trouvant reprise ici afin de faciliter la compréhension de l'aspect relatif au directeur de faisceau. L'unité de commande 2172 (figure 31) est connectée aux unités d'émission-réception par deux liaisons de transmission à large bande dont la première est la liaison de données 1014 et la seconde la liaison de commande et d'interrogation 1016, comme représenté sur la figure 32, qui fait également apparaître en chaque unité d'émission-réception la présence d'un circuit d'interrogation 116 et d'un circuit repeteur 114. Comme on l'a mentionné plus haut, les cinquante tronçons de câble 2056a, 2156b, 2156c, ..., 2156n de la figure 31 comportent une série de capteurs disposés uniformément le long de ceux-ci, ces capteurs étant tous interconnectés par groupes de trois pour former une unité de détection élémentaire. Trois des dix unités de détection sismique élémentaires 21 associées à chaque tronçon de câble sont représentées sur la figure 32. Les signaux sismiques analogiques issus de chacune des unités de détection sismique 21 sont multiplexés et transformés en signaux de forme numérique dans le circuit répéteur-convertisseur 114 de l'unité d'émission-réception et sont appliqués, ici encore, en une seconde opération de multiplexage, à la liaison de transmission à large bande 1014, comme on l'a explique plus haut.Le séquençage de la transmission des signaux multiplexés est régi par les signaux d'interrogation transmis sur la liaison de transmission 116 pour être appliqués au circuit d'interrogation 116, comme décrit plus haut d'une façon plus détaillée. La figure 33 montre une partie du schéma-blocs de la figure 31 d'une façon beaucoup plus détaillée, et elle correspond à certains égards à figure 21. Sur la figure 33, le formeur de rangées 2178 est entouré par le grand rectangle en trait interrompu qui porte le même repère, et il correspond au formeur de rangées 1030 de la figure 17. L'unité de commande d'ensemble 2172 de la figure 31 est constituée sur la figure 33 par les blocs 2212 et 2214. Les données provenant de la liaison de transmission 1014 du câble 2056 sont reçues dans le récepteur-processeur de données 2214, qui correspond au récepteur de données 1028 de la figure 17, lequel applique les mots de données au formeur de rangées 2178'sous la direction du contrôleur principal 2212, qui trouve son homologue dans le contrôleur principal 1019 de la figure 21.Le récepteur-processeur 2214 convertit les mots de données sismiques numériques transmis par le canal de données 1014 en nombres binaires et les retransforme en nombres binaires à virgule fixe se prêtant à être traités dans le formeur de rangées numérique 2178. Simultanément à la réception d'information de données par le récepteur 2214, un circuit d'adressage de mémoire et de synchronisation 2216, circuit 1017 de la figure 21, est mis en fonctionnement pour identifier l'emplacement et le numéro des unités de détection sismique d'origine, et pour y associer l'information sismique reçue.Les données sismiques fournies par le processeur 2214 sont appliquées à la mémoire de réarrangement (1083 sur la figure 21), où elles sont réarrangées et écrites par ordre de succession de canaux de données conformément à des instructions fournies par le circuit de commande d'écriture 2220 (1037 sur la figure 21). De la mémoire de réarrangement 2218, l'information sismique est transmise à la mémoire de balayage de canàux de données 2222, qui correspond à la mémoire 1047 de la figure 21. Les canaux de données sont numérotés de 1 à 500 en commençant par l'unité de détection sismique élémentaire 21a la plus proche de l'unité de commande d'ensemble et en terminant par l'unité de détection sismique 21n la plus éloignée (voir figure 32). Ce mode de numérotation des unités de détection est également représenté sur la figure 35. L'operation de réarrangement sert à adapter la séquence différente d'application des signaux de données sismiques à la liaison de données 1014, comme on l'a vu plus haut d'une façon plus détaillée. La commande interne détaillée du formeur de rangées 2178 est assurée par l'unité de commande 2224 (correspondant au controleur 1081 de la figure 21). Aucontrôleur 2224 est associée la mémoire morte 2226 de commande de rangées, qui correspond à la mémoire 1067 de la figure 21. L'information relative aux combinaisons en rangées désirées des signaux sismiques provenant des cinq cents unités de détection sismique élémentaires est introduite dans la mémoire morte de commande 2226.Cette information de rangées peut par exemple établir une rangée telle que celle représentée sur la figure 27. Celle-ci pourrait être une rangée de dix éléments à coefficients de pondération dégressifs, comme décrit plus haut. A noter au passage que les coefficients de pondération de rangées désirés sont introduits dans le formeur de rangées 2178, et plus précisément dans la mémoire morte 2228 (correspondant à la mémoire 1055 de la. figure 21). En ce qui concerne la formation des combinaisons de valeurs sismiques requises pour former les rangées pondérées, les données emmagasinées dans la mémoire 2222 sont pondérées dans les multiplicateurs 2230 et 2232 en concordance avec les coefficients mémorisés dans la mémoire morte 2228, et les éléments de chaque rangée sont ensuite additionnés dans les additionneurs 2234 et 2236, les constituants ci-dessus énumérés correspondant dans cet ordre à ceux désignés sur la figure 21 par les repères 1047, 1053a, 1053b, 1055, 1064a et 1064b. Bien entendu, il est prévu un circuit de commande de lecture 2238 (1049 sur la figure 21) en vue d'extraire aux instants appropriés. les données sismiques de la mémoire 2222. Les sommes des données sismiques correspondant à chaque rangée sont mémorisées temporairement dans les registres 2240 et 2242 (registres 1065a, 1065b sur la figure 21).On notera en passant que les canaux jumelés comprenant le multiplicateur 2230, l'additionneur 2234 et le registre 2240 d'une part, et le multiplicateur 2232, l'additionneur 2236 et le registre 2242 d'autre part servent à permettre de former des rangées en chevauchement comportant l'utilisation de données sismiques provenant d'une même unité de détection élémentaire dans deux rangées différentes, avec possibilité d'affecter l'information sismique provenant d'un même canal de pondérations différentes dans les rangées différentes où elle est utilisée. Les signaux de rangées quittant les registres de sortie 2240 et 2242 sont mémorisés dans la mémoire de sortie 2244 (1080 sur la figure 21), qu'ils quittent pour être appliqués au circuit de mise en forme 2246 et à l'enregistreur 2248 ( circuits 1032 et 1034 de la figure 21). Bien entendu, comme indiqué sur la figure 31, un traceur en temps réel 2180 peut être connecté à la sortie du circuit de mise en forme 2246. En variante, le traceur 2180 peut travailler à partir de bandes de donnees enregistrées dans l'enre- gistreur 2248. Comme visible en se reportant à la figure 31, le formeur de rangées de direction de faisceau 2184 est semblable à certains égards au formeur de rangées 2178 de la figure 33, mais il possède en plus la faculté additionnelle importante de sélectionner des éléments de signaux de rangées correspondant à différents instants d'arrivée aux diverses unités de détection. Le second formeur de rangées 2184 de la figure 31 est represente sur la figure 34 sous forme de bloc fonctionnel, et son fonctionnement sera plus amplement décrit plus loin en liaison avec le schéma de la figure 35. Sur la figure 34, l'enregistreur à haute densité et grande vitesse 2188 est représenté tout-à-fait à gauche de la figure, et la circuiterie de commande principale, représentée par le bloc 2252, régit toutes les fonctions intervenant dans le directeur de faisceau Dans le directeur de faisceau 2184, la grande capacité de la mémoire matricielle d'entrée 2254 constitue l'une des différences essentielle-s vis-à-vis du formeur de rangées 2178.Au lieu d'être une mémoire emmagasinant une valeur unique des données sismiques provenant de chacun des cinq cents canaux, la mémoire matricielle 2254 enregistre des mots de données représentant 128 valeurs d'information sismique provenant de chacun des cinq cents canaux. La mémoire 2254 peut par exempleXformee par une mémoire à tores. Le directeur de faisceau 2184 de la figure 34 comporte également'une mémoire morte de définition de rangées 2256, une mémoire d'enregistrement de coefficients de canaux 2258, un sélecteur de délais-processeur 2260 et une circuiterie de traitement spécial de données 2262. Le formeur de rangées comporte en outre des circuits-tampons d'entrée et de sortie 2264 et 2266. En fonctionnement, le formeur de rangées de la figure 34 combine sélectivement un grand nombre de si-gnaux d'entrée de données sismiques pour former des rangées dont la direction de réception maximum de signaux varie continuellement. Cette variation de direction vise à prendre en compte les variations de l'angle e considérées lors de la description de la figure 23, les signaux étant censés être réfléchis par les couches de profondeurs successives croissantes le long de la coupe sismique correspondant globalement à la ligne 2075 de la figure 23.Pour commander la directivité des rangées, il est nécessaire de modifier les- délais ou retards entre les canaux individuels d'information sismique combinés, les cycles complets successifs de formation de signaux de sortie de rangées s'accomplissant au cours dc périodes successives d'une milliseconde. Ceci est effectué par le sélecteur de délais 2260 (figure 34), qui fournit des informations d'adressage à la mémoire à grande capacité 2254 pour en extraire des données sismiques afférentes à chaque canal affectées d'un retard approprié par rapport aux données sismiques des canaux adjacents. On va considérer à présent la nature du fonctionnement du directeur de faisceau 2184 sous certains autres aspects pour faire ressortir plus clairement sont mode de fonctionnement. On se reportera à présent à la figure 35, qui illustre un exemple dans lequel un véhicule d'enregistrement 10 est représenté à droite de la figure et dans lequel le câble 2056 s'étend vers la gauche. Sur la figure 35, les cinq cents unités de détection sismique élémentaires (dont chacune comporte trois détecteurs espacés) situées tout le long du câble sont représentées par des points numérotés disposés le long du câble 2056. Sur la figure 35, les huit premières unités de détection incorporées au premier tronçon de câble s'étendent du point 2302 au point 2304. Les unités de détection nO 251 à 270 s'étendent du point 2306 au point 2308, et les unités de détection finales nO 491 à 500 s'étendent du point 2310-au point 2312.Chacun des points représentés sur la figure 35 dans la matrice 2254' représente un nombre binaire à digits multiples enregistré dans la mémoire à grande capacité 2254 de la figure 34. Dans la matrice 2254' de la figure 35, l'emplacement des données reçues desdifférents canaux est situé au-dessous de celui des unités de détection numérotées correspondantes, et les données reçues d'un canal donné à intervalles successifs d'une milliseconde sont situées le long d'une ligne verticale, les intervalles de temps étant indiqués dans la marge verticale de droite de la figure 35. Pendant chaque intervalle de temps d'une milliseconde, les cinq cents canaux correspondant aux cinq cents unités de détection sismique situees le long du câble sont tous échantillonnés, et les données sismiques obtenues sont enregistrées dans la mémoire 2254. Au fur et à mesure de la progression du cycle temporel, les données antérieures sont effacées de la mémoire 2254 et des données nouvelles de mise à jour y sont introduites. Cependant, un intervalle ou "fenêtre temporelle" de 128 millisecondes, correspondant à 128 échantillons de chacune des cinq cents unités de détection sismique, est mémorisé dans la mémoire 2254. Ceci permet de réaliser dans le formeur de rangées 2184 la combinaison de données sismiques issues d'unités de détection destinées à être associées en une rangée en disposant d'un décalage temporel admissible entre instants de réception des échantillons allant jusqu'à 128 millisecondes. Pour donner un exemple spécifique de la façon dont l'ensemble de la figure 34 fonctionne en pratique, le diagramme de la figure35 identifie l'emplacement de mémoire affecté à trois rangées de signaux en chevauchement par les lignes 2314, 2316 et 2318 qui s'étendent en diagonale sur la surface de représentation de mémoire désignée par le repère 2254' sur la figure 35. Chacune de ces rangées de signaux groupe les signaux provenant de huit unités de détection (comportant chacune trois capteurs), comme représenté sur la figure 27. Cet exemple est basé sur la distance x (voir figure 29) correspondant à la -251-lème unité de détection, qui est située à une distance de 1800 mètres du point de tir, normalement adjacent à une extrémité du câble. De plus, le temps t est supposé égal à une seconde, avec une vitesse sismique de 2100 mètres par seconde. Dans le présent exemple, l'espacement dx entre unités de détection est égal à 6 mètres. En introduisant ces valeurs dans la formule (O), on obtient pour dt la valeur de 2,45 millisecondes. Ceci représente le délai désiré entre les signaux sismiques provenant d'unités de détection sismique élémentaires adjacentes mutuellement espacées de 6 mètres destinées à être incorporées à la rangée.Dans sa mise en oeuvre, comme visible en se reportant à la ligne 2314 de la figure 35, le premier échantillon provenant de l'unité de détection n0251 est prélevé à l'instant t = 1,000 seconde. Le second signal de rangée est prélevé à l'unité de détection ne252 à l'instant t = 1,002 secondes. De même, le troisième échantillon, provenant de l'unité de détection n0253, est prélevé à l'instant t = 1,005 secondes. Sur les huit unités ainsi échantillonnées, les cinq unités restantes sont celles figurant au-dessus des points situés le long de la ligne 2314, c'est-à-dire celles allant jusqu'à la 258-ième unité, qui est échantillonnée à l'instant t = 1,017 secondes. Bien entendu, ces délais sélectionnés correspondent de façon approchée aux 2,45 millisecondes par canal désirées et donnent lieu à la sommation en concordance de phase des signaux sismiques réfléchis. Sur la figure 35, les lignes 2316 et 2318 représentent des rangées en chevauchement. Plus précisément, la rangée indiquée par la ligne 2316 comprend les unités de détection sismique éIémentai- res n0256 à 262 et la rangée représentée par la ligne 2318 comprend les unités de détection n0261 à 268. La rangée représentée par la ligne 2316 commence à une distance de 1830 mètres du point de tir. En utilisant la formule (O), les valeurs respectives de dt obtenues pour ces deux rangées sont de 2,49 et de 2,52 millisecondes, en supposant que le temps t est égal à 1,000 seconde. Le délai diffé- rentiel désiré de 2,49 millisecondes par canal pour la rangée correspondant à la ligne 2316 fournit la même distribution de delais relatifs pour la ligne 2316 que ourla rangée de la ligne 2314. Cependant, la rangée représentée par la ligne 2318 présente une différence de délais entre canaux suffisamment grande pour que le quatrième élement de la rangée soit sélectionné dans la tranche de mémoire correspondant à un temps t égal à 1,008 secondes, au lieu de 1,007 secondes comme c'est le cas pour les rangées correspondant aux lignes 2314 et 2316.D'une façon similaire, le sixième et le huitième échantillons sont prélevés à des instants respectifs de 1,013 et 1,018 secondes, au lieu de l'être respectivement à 1,012 et 1,017 secondes, comme c'est le cas pour les rangées correspondant aux lignes 2314 et 2316. On peut évidemment s'attendre à cet accroissement du délai requis entre les échantillons qui sont combinés pour réaliser une sommation en concordance de phase dans le cas de rangées plus éloignées du point de tir et d'un accroissement de l'obliquité des ondes sismiques incidentes. D'une façon plus générale, pour chaque rangée situee le long du câble, les échantillons sismiques mémorisés peuvent être sélectionnés confor mément à la formule (0). Bien entendu, en considérant toujours la figure 35 , les rangées faisant intervenir les toutes premières unités les plus proches du point de tir recevront des signaux se propageant suivant des trajets dont l'orientation est presque exactement perpendiculaire au câble, et elles ne nécessiteront donc pas l'application d'un délai important entre les canaux combinés. Par contre, pour la rangée finale située à l'extrémité du câble, les réflexions incidentes parviendront sous une inclinaison plus grande que celles reçues au centre du câble, et elles nécessiteront donc des délais notablement plus importants entre canaux adjacents lors de la combinaison des informations de signaux.De plus, les délais requis entre canaux varieront en fonction du temps, de façon décroissante, à mesure que les réflexions reçues parviendront d'interfaces géologiques progressivement plus profondes en arrivant aux rangées sous une incidence plus proche de la verticale. D'un point de vue mathématique, les rangées peuvent être représentées par des équations de la forme suivante:: YtJ =C iJ . yK (t+mz) (Q) YJ1,000 = C1,J .Y251 1,00 + C2,J . y252 1,002 +... + C8,J . y2581,017 (R) 1,000 1,J 1,00 2,J 1,002 8,J 1,017 - (R) dans lesquelles YtJ est un échantillon de rangée provenant de la J-ième sortie de rangée à l'instant t, yK est un échantillon (t+mz) provenant du K-ième canal d'entrée à l'instant t, t subissant un accroissement égal au produit du coefficient angulaire z par le numéro d'échantillon m, et C iJ est le i-ième coefficient appliqué à un canal d'entrée pour la J-ième sortie de rangée.L'équation (Q) ci-dessus est limitée aux rangées courtes telles que les rangées à huit éléments indiquées par les lignes 2314, 2316 et 2318 sur la figure 35, car l'équation (Q) suppose que le coefficient angulaire z est constant, cette hypothèse n'étant valide que pour les rangées courtes. Dans l'exemple de la mise en oeuvre par calculateur des équations (Q), (R), il est à noter que les signaux de sortie de rangée successifs sont une combinaison des signaux de huit unités de détection adjacentes prélevés à des intervalles d'échantillonnage discrets différents qui sont choisis de façon à correspondre de façon approchée au coefficient de variation en fonction de la distance du délai ou retard de l'onde sismique arrivante. Dans le cas présent, ce coefficient angulaire correspondait à un délai de 2,45 millisecondes pour l'espacement de 6 mètres entre unités de détection. En conséquence, les échantillons sélectionnés étaient mutuellement espacés de deux ou-de trois millisecondes. On peut également noter que pour la rangée à dix unités de détection de la figure 27, les dix coefficients de pondération seraient de 1, 2, 3, 4, 5, 5, 4, 3, 2, 1. Ainsi1 par exemple, pour le huitième des dix échantillons à incorporer dans une rangée telle que celle représentée sur la figure 27, on aurait C8J - 3. En variante, et pour d'autres études sismiques, on pourrait appliquer une pondération uniforme à tous les échantillons. De plus, on peut évidemment former les signaux.de rangée en faisant appel à un nombre plus ou moins grand de canaux. Cependant, on envisage selon l'invention d'incorporer normalement à chaque rangée huit à trente-deux unités de détection sismique élémentaires. La présente invention procure la possibilité supplémentaire de traiter les données en utilisant des rangées à directivité orientée dans la direction attendue d'arrivée des signaux sismiques, puis de retrai- ter les données pour orienter la directivité des rangées dans des directions modifiées modulées en fonction des conditions géologiques particulières pour obtenir un meilleur "regard" sur le terrain étudié, sans necessiter de travaux supplémentaires sur place. En ce qui concerne les systèmes marins, on a noté plus haut que l'impulsion sismique est normalement déclenchée sur le navire, cependant que le câble est remorqué derrière celui-ci. Dans ces conditions, le directeur de faisceau forme les rangées de façon que leur direction de réception maximum soit orientée vers le navire et vers le bas, et qu'elle pointe progressivement de plus en plus bas à mesure que les réflexions sismiques sont renvoyées par des discontinuités géologiques plus profondes. D'une façon similaire, en ce qui concerne les relevés sismiques sur terre ferme, où les impulsions sismiques peuvent etre créées aux deux extrémités du câble sismique ou à proximité de son milieu, les rangées sont ici encore orientées initialement en direction des points de réflexion attendus de l'impulsion sismique sur des discontinuités géologiques horizontales.On peut également noter, en ce qui concerne la correction d'obliquité, que celle-ci peut être effectuée si on le désire dans le directeur de faisceau 2184 au lieu de l'être dans le processeur 2192. Ceci s'effectue, en se reportant aux figures 34 et 35, en extrayant sélectivement de la mémoire 2254 des échantillons de rangée sismique qui sont décalés temporellement en bloc par rapport aux échantillons des rangées adjacentes. Qualitativement, ceci équivaudrait sur la figure 25 à déplacer vers le bas, c'est-àdire à retarder, la ligne 2316 sur la plage 2254' en soumettant ainsi la rangée correspondante à une translation temporelle telle que les signaux de rangée issus des rangées représentées par les lignes 2314 et 2316 représentent tous deux à chaque instant des réflexions à la même profondeur Bien entendu, on pourrait accroître la capacité de la mémoire 2254 pour prendre en compte les longs délais exigés. De cette façon, la correction d'obliquité, en plus de la formation des rangées, peut être effectuez dans le directeur de faisceau 2184. En poursuivant la description~de l'ensemble de données sismiques selon l'invention, on va considérer à présent une caractéris tique du mode de réalisation illustré qui est mise en oeuvre au niveau de la détection de signaux analogiques par les unités de détection sismique elementaires. Pour faciliter la compréhension de la caractéristique que l'on va exposer à présent, on fera référence à la figure 36 qui, à certains égards, fait appel à une représentation schématique- simpli- fiée des dispositions illustrées sur la figure 14. Ainsi, la figure 14 montre le multiplexeur 122 connecté à une pluralité de canaux de réception C1, C2-, ..., C , tous connectés à la ligne ou voie com n mune 312 du multiplexeur à travers des condensateurs d'arrêt de composante continue 123, des résistances 315 et des commutateurs 316. Les canaux de réception de signaux sont couplés aux capteurs sismiques 21. Chaque résistance 315 forme en association avec son condensateur 123 un filtre R-C passe-haut pour son canal. Le filtre élimine les composantes continues des signaux analogiques d'entrée. Avantageusement, les commutateurs 316 sont des commutateurs à effet de champ à grande vitesse de type classique quelconque. La voie de sortie 312 du multiplexeur 122 est représentée connectée à un circuit de conditionnement et d'amplification de signaux (circuit SCAN) 3011 qui représente schématiquement la circuiterie représentée en détail sur la figure 16 et comprend donc par exemple un amplificateur 320' et un circuit échantillonneurbloqueur 322'. Ce circuit traite et amplifie convenablement les signaux analogiques échantillonnés avant de les appliquer à un dispositif d'exploitation 3033.Le circuit 3011 peut comprendre un amplificateur-séparateur à gain fixe, un circuit échantillonneurbloqueur et d'autres circuits propres à préconditionner un échantillon de signal préalablement à sa transmission au dispositif d'exploitation 3033, ce dispositif d'exploitation étant en pratique formé par l'amplificateur à échelonnement de gain 124 et par le convertisseur analogique-numérique 126 de la description qui précède. Des signaux de bruit parasites engendrés à 11 intérieur du multiplexeur 122 tendent à apparaître aux bornes de chaque condensateur 123 sous la forme d'une tension parasite V1 qui peut être de polarité quelconque par rapport à la masse, et la tension de bruit parasite V2 à génération interne développée aux bornes du circuit 3011 tend à apparaître à sa sortie et à s'ajouter algébriquement à la tension V1.Lorsque les amplitudes de tension des signaux d'entrée désirés deviennent comparables aux tensions parasites V1 + V2, le rapport bruit/signal devient excessif. Dans le domaine sismique, une trace trop fortement affectée par le bruit doit fréquemment être éliminée, ce qui fait perdre de précieuses informations sIsmiques. Les tensions parasites V1 + V2 ont de nombreuses origines, parmi lesquelles: les effets thermo-électriques, les effets Peltier, les dérives des étages amplificateurs dans le circuit 3011, etc. Chacun des commutateurs à effet de champ 316 utilisés dans le multiplexeur 122 induit la tension de bruit V1 aux bornes d'un condensateur 123. I1 est bien connu que les commutateurs à effet de champ, du fait que ce sont des dispositifs à semiconducteur, comportent des condensateurs de liaison et des résistances de fuite entre leurs éléments de commande et de commutation (non représentés). De-plus, chaque élément de commande de chaque commutateur à effet de champ est activé par une impulsion de commande relativement forte fournie par le circuit 3011 à une ligne de commande 3021.Cette impulsion de commande parvient à chaque condensateur d'arrêt de composante continue 123 en traversant le condensateur de liaison et la résistance de fuite de son comme au teur à effet de champ 316 associé. Les condensateurs 123 sont identiques et les condensateurs de liaison et les résistances de fuite des commutateurs à effet de champ sont sensiblement identiques entre eux. Les tensions parasites aux bornes des condensateurs 123 sont par conséquent uniformes. Conformément aux dispositions perfectionnées il lustrées sur la figure 37, l'un des canaux d'entrée du multiplexeur 122 est mis à la masse. Ce canal, dénommé plus haut canal C0 ou canal d' "essai", est à tous égards semblable aux canaux d'entrée de réception de signaux C1 à C 1 du multiplexeur, n étant le nombre de canaux, à ceci près que la borne d'entrée du canal C0 est connectée à la masse, de sorte que le canal d'essai C0 ne peut recevoir aucun signal extérieur. Le canal d'essai comporte un condensateur 123' dont la capacité est la même que celle des condensateurs 123. Au condensateur 123' est associé un commutateur de multiplexeur 3023. Entre le circuit 3011 et le dispositif d'exploitation 3033 est connecté le circuit échantillonneur-bloqueur 1050 (figure 18), qui comprend le condensateur série 1051 et le commutateur parallèle à effet de champ 1052, normalement ouvert, qui est connecté à la masse comme indiqué plus haut lors de la description de la figure 18. La voie de sortie 312 du multiplexeur 122 est connectée au circuit 3011, qui comprend normalement l'amplificateur à gain unité 142 (figure 18), dont la sortie est connectée au circuit échantil lonneurw loqueur de -signaux 1044 (figure 18), non représenté sur la figure 37. Le contrôleur d'état 132 commande tous les circuits actifs de la circuiterie de la figure 37 par des lignes de commande3021. Par exemple, le contrôleur 132 séquence l'exploration des canaux de multiplexeur C0 à Cn~l au cours d'un cycle de balayage de multiplexeur et commande le dispositif d'exploitation de signaux 3033 qui, comme décrit plus haut, comprend l'amplificateur à échelonnement de gain binaire 124 couplé au convertisseur analogiquenumérique 126. Le convertisseur 126 transforme les signaux analogiques multiplexés issus des canaux C1 à C n-1 en des nombres à représentation discrète ou nombres numériques correspondants. Dans un souci de clarté, la représentation d'autres circuits non directement concernés par la caractéristique présentement considérée a été omise à dessein sur la figure 37. Lors du fonctionnement de l'ensemble représenté sur la figure 37, le multiplexeur 122 est ramené sur le canal d'essai C0 lors du déclenchement d'un cycle de balayage de multiplexeur. A cet constant, -le commutateur 3023 et un commutateur additionnel 3026 se ferment. La tension parasite V1 développée aux bornes du condensateur 123' vient s'ajouter algébriquement à la tension parasite V2 développée aux bornes du circuit 301-1. La tension combinée V1 + V2 ainsi obtenue se trouve transmise à un condensateur 3025 pour développer à ses bornes une tension-échantillon V' qui, lorsque le commutateur 3026 est ouvert, est de polarité opposée à la tension V1 + V2. Ainsi, chaque fois que le multiplexeur est ramene sur le canal d'essai C0, le circuit échantillonneur-bloqueur 3024 admet les tensions parasites provenant du canal d'essai C0 et du circuit 3011. A la suite de ceci, les commutateurs 3023 et 3026 resteront ouverts, cependant que le multiplexeur 122 balayera successivement les canaux actifs de réception de signaux C1, C2, . Con 1 Si les condensateurs 123 et 123' ont des capacités égales et si le gain global du circuit 3011 reste constant, on a alors V' = V1 + V2.Par conséquent, lorsque le-multiplexeur 122 balayera les canaux C1 à C , on trouvera pour chaque canal à la sortie du circuit 3011 une tension de signal Vcn ainsi que la tension de bruit parasite V1 + V2, qui seront additionnées algébriquement en succession à la tension-echantillon V' conservée dans le condensateur 3025 conformément à l'équation suivante: Vcn + V1 + V2 + (-V') = Vcn de sorte que la tension parasite V1 + V2 de chaque canal de ré cep- tion de signal sera sensiblement annulée par la tension-échantillon V'. La figure 38 illustre les dispositions de base mises en oeuvre pour annuler les tensions parasites appliquées au circuit de la figure 16. A cet effet, la résistance unique 316" est utilisée à la place des résistances individuelles 315 de la figure 37. En outre, pour les raisons énoncées plus haut, les condensateurs 123 et 123' sont de capacité notablement inférieure à celle des condensateurs correspondants de la figure 37. Dans ces conditions, un courant de fuite donné provenant d'un commutateur 316, par exemple, est susceptible de développer une tension plus élevée aux bornes des condensateurs 123 ou 123' de la figure 38 qu'aux bornes des condensateurs correspondants de capacité plus forte de la figure 37. Sur la figure 38, d'autres éléments de circuit qui ne sont pas identiques à ceux de la figure 37 mais correspondent à des éléments de circuit de la figure 18 comprennent l'amplificateur-separateur de multiplexeur 142, le condensateur d'échantillonnage et de blocage de signaux 1046 et Ilamplificateur-séparateur 1048. Ces différences secondaires mises à part, la description ci-dessus des dispositions de la figure 37 -est entièrement applicable à la figure 38, et la tension de compensation est développée aux bornes du condensateur 1051 (qui n'est lui aussi représenté que dans le circuit plus détaillé de la figure 18) en vue de compenser les tensions parasites apparaissant sur les condensateurs 123. Pour poursuivre la description de l'ensemble de traitement de données sismiques selon l'invention, on va décrire a présent d'une façon plus détaillée le dispositif d'amplification à échelonnement de gain en se reportant aux figures 39 à 42. Sur la figure 39, la partie de gauche illustre le dispositif d'acquisition analogique-numérique comprenant le multiplexeur 122 à canaux d'entrée de signaux C1, C2, ..., Cnî la voie de sortie 312 du multiplexeur étant connectée à l'entrée non-inverseuse d'un amplificateur-séparateur à gain unitaire 320, pouvant être par exemple un amplificateur opérationnel du type LF 356 fabriqué par la firme NATIONAL SEMICONDUCTOR, Inc., dont la sortie est connectée au circuit échantillonneur-bloqueur 322, ces composants de circuit ayant été déjà décrits plus haut en détail, en particulier en référence à la figure 14. Le dispositif amplificateur à échelonnement de gain 124 comporte une borne d'entrée 3130 et une borne de sortie 3132 et est fondamentalement formé d'au moins deux et de préférence de quatre amplificateurs bi-gain, à savoir les étages amplificateurs A1, A2, ..., A montés en cascade Chaque étage amplificateur peut normalement comprendre une paire de bornes d'entrée 3133, 3134 et une borne de sortie 3135 (figure 40). L'entrée non-inverseuse 3133 du premier étage amplificateur A1 est couplée à la borne d'entrée 3130, laquelle reçoit le signal de sortie du circuit échantillonneurbloqueur 322.La tension de sortie disponible à la borne de sortie 3132 du dernier étage amplificateur A est appliquée à un disposi m tif d'exploitation de signaux, constitué dans le cas présent par le convertisseur analogique-numérique 126, ainsi qu'à un comparateur à fenêtre 3138. Chaque étage amplificateur peut être placé dans l'un ou l'autre de deux états de gain, à savoir dans un état à faible gain, de préférence égal à l'unite, ou dans un état à gain eleve Gi, G. désignant un gain élevé de valeur discrète assigné au i-ième étage amplificateur (i = 1, 2, ..., m). Le contrôleur d'état 132, mentionné plus haut en référence à la figure 14, est interconnecté avec les commutateurs 316 et 326 par la voie de commande 341, qui comporte une pluralité de lignes de commande. Comme décrit plus haut, le contrôleur 132 séquence le balayage des canaux d'entrée de signaux C1 à C n au cours d'un cycle de balayage de multiplexeur. Au contrôleur d'état 132 sont associés un décodeur à référence variable 3144 et le comparateur à fenêtre 3138. Les lignes de commande de gain 3150 et les lignes de commande de suppression de bruit 3160 relient le contrôleur d'état 132 à chacun des étages amplificateurs A1 à A . Dans un souci de simplicité, on n'a repré m senté qu'une seule ligne de commande de gain 3150 et qu'une seule ligne de commande de suppression de bruit 3160 sur la figure 39, mais il doit être bien entendu que de telles lignes de commande devront être prévues en nombre égal à celui des étages amplificateurs. Dans un mode de réalisation préférentiel, le contrôleur d'état 132 est un compteur programmable synchrone tel qu'un circuit intégré du type 74S161 fabriqué par la firme TEXAS INSTRUMENTS. Le décodeur à référence variable 3144 est un convertisseur numérique analogique, par exemple du type MC 1408L fabriqué par la firme MOTOROLA. Le comparateur 3138 peut etre un comparateur de tensions du type LM 311, et chacun des amplificateurs A1 à Am est un amplificateur opérationnel à haute impédance d'entrée, par exemple du type LF 156, ces deux dispositifs étant fabriqués par la firme NATIONAL SEMICONDUCTORS, Inc. Chacun des amplificateurs A1 à Am comporte un circuit de commande de gain et un circuit de suppression de bruit, tous deux représentes en détail sur la figure 40. Le circuit de commande comporte un circuit diviseur de tension formé par des résistances 3170 et 3172, des commutateurs à effet de champ 3174 et 3176, et une ligne de commande de gain spécifique 3150. En ce qui concerne l'opération de réglage de gain, lorsque le commutateur 3176 est fermé et que le commutateur 3174 est ouvert, le signal de sortie de l'amplificateur est renvoyé de la sortie 3135 à l'entrée inverseuse 3134, ce qui place l'amplificateur dans son état à faible gain, égal à l'unité.Lorsque le commutateur 3174 est fermé et que le commutateur 3176 est ouvert, l'amplificateur se trouve placé dans son état à gain élevé, tel que le gain G1 pour l'amplificateur A1, la résistance 3170 se trouvant alors insérée dans la boucle de contr-réaction de l'amplificateur. L'état de gain désiré est éta- bli en réponse à un signal de commande provenant du contrôleur 132 par celle des lignes de commande 3150 qui est associée à l'étage amplificateur correspondant, tel par exemple que l'étage A1 sur la figure 40. Le circuit de suppression de bruit comprend des commutateurs à effet de champ 3182, 3184 et 3-186, un condensateur 3188 et une ligne de commande de suppression de bruit 3160. Lorsque le commutateur 3182 se ferme, les commutateurs 3184 et 3186 s'ouvrent. Dans le mode de suppression de bruit ou de dérive grâce auquel sont corrigées-les caractéristiques de chaque amplificateur, le contrôleur 132 émet un signal sur la ligne de commande 3150 à l'effet de fermer le commutateur 3176 et d'ouvrir le commutateur 3174, ce qui provoque le passage de chaque amplificateur dans son état de gain unitaire. Simultanément, le contrôleur 132 déconnecte la borne d'entrée 3130 du dispositif d'amplification 124 en ouvrant le commutateur 3182 et établit une connexion, par fermeture du commutateur 3184 (figures 40 et 41), entre la jonction 3190 et la borne de sortie 3135 de l'amplificateur. La borne d'entrée 3133 de l'amplificateur est mise à la masse par fermeture du commutateur 3186. Les commutateurs 3182, 3184 et 3186 sont actionnés par un signal arrivant sur la ligne de commande 3160. Tout bruit de composante continue éventuel (tension de "dérive" ou d'écart) apparaîtra alors sur la borne de sortie 3135 de l'amplificateur. Pour une tension d'écart +V apparaissant à la borne d'entrée 3133, un condensateur 3188, connecté comme représenté, se chargera dans le sens correspondant aux polarités indiquées sur ses armatures 3188a et 3188b sur la figure 42. Après achèvement du fonctionnement en mode de suppression d'écart, le contrôleur 132 ferme le commutateur 3182 et ouvre les commutateurs 3184 et 3186 par émission d'un second signal sur la ligne de commande 3160, en rétablissant ainsi la liaison entre la borne d'entrée 3130 et le dispositif amplificateur 124 et en ramenant les amplificateurs dans leur mode de fonctionnement normal. La tension de charge +V aux bornes du condensateur 3188 vient dorénavant s'ajouter algébriquement au signal reçu Vin, en annulant de façon sensiblement complète le signal d'écart intrinsèque +V de l'amplificateur, comme le montre la figure 42. Le signal de sortie de l'amplificateur devient par conséquent exempt de bruit de composante composante continue, quel que soit le gain auquel l'amplificateur a été réglé. Les facteurs qui déterminent la fréquence à laquelle il est nécessaire de passer dans le mode de suppression d'écart dépendent de l'allure de variation du bruit de dérive et de la valeur de l'impédance d'entrée de l'amplificateur. Lors de l'opération d'échelonnement de gain, le cycle de détermination de gain pour chaque canal (tel que le canal C1) commence avec le réglage à l'unité du gain de tous les amplificateurs. Le contrôleur d'état 132 fournit une séquence de codes numéques représentant une séquence correspondante d'échelons de tension de référence variables. Les codes numériques sont convertis en des tensions de référence discrètes correspondantes V R par le décodeur de référence 3144.Les tensions de référence peuvent être échelonnées suivant la séquence: VR1 = VB/G1' VR2 = VB/G2t - Rm B m VB/Gm où G1, G2, ..., Gm sont les valeurs respectives du gain le plus élevé des amplificateurs At, A2, t Am7 et où V B est une tension de base égale à une fraction prédéterminée de la tension de conversion maximum du convertisseur analogique-numérique 126. Les gains G17 G21 etc., sont proportionnels à une puissance présélectionnée d'un certain nombre de base, le nombre 2 par exemple.A chaque amplificateur est associée une puissance prédéterminée spécifique Les échelons de tension de référence variables VRi sont inversement proportionnels aux valeurs respectives du gain spécifique des amplificateurs correspondants. On peut noter au passage que le contrôleur 132 prend en compte le réglage des étages d'amplificateur à leur état de gain unitaire en tant qu'opération commune au mode de suppression d'écart et au mode d'échelonnement dc gain. Cette opéracommune simplifie la réalisation de ces fonctions. Dans un mode de réalisation préférentiel, G. = 2 exp 2(m-i) Pour un dispositif amplificateur 124 comprenant quatre amplificateurs (m = 4), les valeurs respectives du gain le plus élevé des amplificateurs seront alors: G1 = 256, G2 = 16, G3 = 4, G4 = 2. Pour quatre régalages de gain élevé seulement, on peut échelonner le gain global du dispositif amplificateur binaire 124 entre la valeur minimum de 20 (c'est-à-dire l'unité) et la valeur maximum de 215 (c'est-à-dire 32 768 ) par échelons multiplicatifs égaux à des puissances de 2. Pour obtenir ce résultat, quatre décisions de gain sont suffisantes. Les comparaisons de gain doivent être effectuées en commençant par l'amplificateur ayant le réglage de gain le plus élevé, et en effectuant ensuite les comparaisons par ordre décroissant de gain des amplificateurs, indépendamment de la position électrique de l'amplificateur considéré dans la cascade. On va décrire à présent l'opération d'échelonnement de gain d'une façon plus détaillée. Les amplificateurs étant placés tous les quatre au gain unitaire, la valeur absolue de la tension de sortie du dispositif |V0| apparaissant à la borne de sortie 3132 est comparée à la première tension de référence VR1 = VB/256 par le comparateur 3138. Le comparateur 3138 redresse la tension V0 et compare sa valeur absolue à la tension de référence VRî La décision prise sur la base de cette comparaison est appliquée au contrôleur 132. Si |V0| a IVOI VRî le contrôleur 132 fait rester la valeur du gain de l'amplificateur A1 à l'unité. Si |V0| En somme, le comparateur 3138 compare la tension de sortie V0 présente à la borne 3132 avec la tension de référence VR1 correspondant à l'amplificateur A1. Lorsque la comparaison est négative, c'est-à-dire lorsque la valeur absolue de Vg est inférieure à V le comparateur 3138 donne l'ordre au contrôleur 132 d'ouvrir le commutateur 3176 normalement fermé et de fermer le commutateur 3174 normalement ouvert (figure 40). L'amplificateur A1 est à présent dans son état de gain élevé. Le signal échantillonné conservé par le circuit échantillonneur-bloqueur 322 est de nouveau amplifié par le dispositif à échelonnement de gain binaire 124, l'amplificateur A1 étant placé dans son état de gain élevé tandis que les autres amplificateurs A2 à A4 demeurent dans leur état de gain unitaire.Si la nouvelle valeur |V0| est inférieure à VR2, c'est-à- dire si le résultat de la deuxième comParaison est encore négatif, le comparateur 3138 donne l'ordre au contrôleur 132 de placer l'amplificateur A2 dans son état de gain élevé. Le signal échantil lonné est alors de nouveau amplifié par le dispositif à échelonne- ment binaire 124, où les amplificateurs A1 et A2 sont dans leur état de gain élevé, et les amplificateurs A3 et A4 dans leur état de gain unitaire. Si la nouvelle valeur tv0I est inférieure à VR3, c > est-à-dire si le résultat de la troisième comparaison est encore négatif,.le contrôleur 132 fait passer l'amplificateur A3 (non représenté) dans son état de gain élevé.Si après la quatrième comparaison la tension |V0| est inférieure à VR4r le contrôleur 132 fait passer l'amplificateur A4 (qui peut être l'amplificateur A dans son état de gain élevé, alors que si 1v0 est supérieur ou égal à VR4, le contrôleur 132 maintient l'amplificateur dans son état de gain unitaire. Après accomplissement de la quatrième comparaison, le comparateur 3138 donne au contrôleur 132 l'ordre de faire admettre au convertisseur analogique-numérique 126 la tension V0 qui apparaît alors à la borne de sortie 3132 et de la lui faire convertir en un nombre digital. Après exécution de chaque séquence de sélection de gain, le gain global de la cascade des quatre amplificateurs est codé par le contrôleur 132 sous la forme d'un mot de codage de gain digital qui comprendra autant de bits qu'il y a d'étages, c'ea-dire d'amplificateurs, dans le dispositif amplificateur 124. Chaque bit du mot de codage de gain représente l'état du commutateur 3176. Le code de gain prend la valeur UN si le commutateur 3176 est ouvert, et la valeur ZERO- si le commutateur est fermé. Ainsi, dans le cas de quatre amplificateurs, si tous les amplificateurs sont réglés au gain unitaire, le code de gain sera 0000. Si le gain global est de 64, le code de gain sera 0110. Ainsi, avec quatre amplificateurs, qui ne nécessitent que quatre décisions, le dispositif d'amplification à échelonnement de gain binaire 124 décrit permet d'obtenir 215 valeurs discrètes de gain. Pour obtenir ce résultat, les dispositifs de la technique intérieure requéraient quinze amplificateurs et seize décisions et exécutions distinctes. I1 s'ensuit que le dispositif d'amplification à échelonnement de gain binaire 124, associé à a circuiterie de commande que l'on vient de décrire, peut exécuter la tâche de sélectionner un gain approprié en une fraction du temps requis dans le passé par les dispositifs classiques, tout en n'occupant qu'une fraction du volume exigé dans le passé pour loger un dispositif amplificateur à échelonnement de gain binaire classique. Au cours de la description du diagramme de la figure 13, on a exposé l'idée de base d'utiliser la rencontre ou interception entre un signal d'interrogation à propagation relativement lente et un signal de commande à propagation relativement rapide, à savoir le signal DATEN. En se référant aux figures 43 à 48, on va à présent développer plus amplement i'exposition de cette caractéristique, étant donné qu'elle est mise en oeuvre d'une façon générale à l'effet de déclencher une action de commutation. La figure 43 est une représentation globale schématique et simplifiée de l'ensemble de traitement de données sis.iis s décrit jusqu'ici, en tant qu'elle rassemble le processeur de données central et commun, c'est-à-dire la station centrale 2, et la pluralité d'unités d'acquisition de données à canaux multiples identiques et espacées, c'est-à-dire les unités d'émission-réception villa, îlîb, îîîc, elle, reliées entre elles en série d'une part et reliées à la station centrale 2 d'autre part par des lignes de transmission décrites plus haut et représentées de façon simplifiée sur la figure 43 sous la forme d'une liaison de transmission de signaux à trois canaux 4016.La distance de séparation entre les unités d'acquisition ou unités d'émission-réception est de préférence constante, et normalement de l'ordre de 60 à 90 mètres. La station centrale 2 comporte une unité de commande 4018 et une unité d'enregistrement 4020 qui sont des représentations schématiques des circuits correspondants décrits plus haut. Ainsi, il doit être bien entendu que la représentation simplifiée des unités 4018 et 4020 vise à schématiser l'unité de commande d'ensemble et le récepteur de données représentés par le bloc fonctionnel 2172 sur la figure 31, un schéma-blocs plus détaillé de la station centrale 2 ayant été décrit plus haut en référence à la figure 21. L'unité d'enregistrement 4020 peut être un enregistreur à bande magnétique de n'importe quel type classique, comme décrit plus haut. L'unité de commande 4018 comprend un moyen de transmission de signaux tel qu'un circuit d'horloge de type classique quelconque destiné à transmettre les signaux d'interrogation à états multiples IP, c'est-à-dire les impulsions S1 et S2, à des intervalles d'échantillonnage présélectionnés et/ou un signal de commande, respectivement par les canaux 4090 et 4091 de la liaison de transmission de signaux à trois canaux 4016, comme on s'en souvient d'après la description qui précède. Apres que chaque unité d'émission-réception villa, îîîb a achevé la transmission de ses données locales, elle reçoit, régénère et retransmet à la station centrale 2 des données provenant d'unités d'émission-réception ou d'acquisition de données plus éloignées. Ainsi, l'unité d'acquisition de données villa, la plus proche de la station 2, transmet ses données locales en premier, et elle reçoit et retransmet ensuite des données en provenance des 99 unités restantes situées en aval de liaison, à supposer que l'ensemble comprenne cent de ces unités. La dernière unite d'acquisition de -données ne transmet bien entendu que ses données locales. Comme on l'a également indiqué plus haut, un signal d'interrogation peut posséder l'un d'entre plusieurs états ou propriétés. Les signaux d'interrogation et de commande préférentiels sont des impulsions rectangulaires, mais on pourrait également faire appel à des signaux d'une autre forme. La vitesse de propagation d'une impulsion sur le canal d'interrogation 4090 est différente de la vitesse de propagation d'une impulsion sur le canal de commande 4041, le canal d'interrogation 4090 représentant schématiquement les lignes de transmission IP1, IP2, -IP3, tandis que le canal de commande 4091 représente les lignes DATEN et DATA BYPASS des figures 5 et 8b. Dans l'agencement présentement considéré, la vitesse de propagation est plus grande sur le canal de commande 4091 que sur le canal d'interrogation 4090. Si et lorsqu'une unité d'acquisition de données, telle par exemple que l'unité d' émission-réception- Illb, tombe en panne, il est nécessaire qu'elle soit contournée afin que les données transmises en provenance d'une unité plus éloignée, telle par exemple que l'unité Illc, ne soient pas affectées. Une impulsion de commande est émise par l'unité de commande 4018 sur le canal de commande 4091. En une unité d'émission-réception sélectionnée, telle par exemple que l'unité elle, l'impulsion de commande rejoint l1impul- sion d'interrogation, en colncidant ainsi avec elle, en raison des vitesses de propagation différentes sur les canaux 4090 et 4091. La coïncidence des deux impulsions au niveau de l'unité 11lob provoque le contournement de cette unité. Comme visible en se reportant à présent aux figures 43 et 44, les unités identiques d'acquisition ou d'émission-réception villa, îîîb, îîîc, Illd sont pourvues d'une pluralité de canaux d'entrée, chaque canal d'entrée étant connecté à une unité de détection sismique élémentaire 21, comme décrit plus haut. Chacune de ces unités contient la logique de conditionnement de signaux comprenant le multiplexeur 122, le circuit échantillonneur-bloqueur 3024, les amplificateurs de conditionnement de gain 124, le convertisseur analogique-numerique 126 et le registre de mémoire de signaux de sortie 128. Ces constituants de circuit relient au canal de données 4092' les capteurs sismiques 21 associés aux canaux d'entrée de signaux.Ils peuvent être de types classiques bien connus en sismologiez Avantageusement, l'amplificateur de conditionnement de gain 124 est l'amplificateur à échelonnement de gain binaire à virgule flottante instantanée décrit plus haut en référence aux figures 39 à 42, qui fournit un code de gain à quatre bits pour indiquer le réglage de gain afférent à chaque échantillon de données. Le convertisseur analogique-numérique 126 peut par exemple être un convertisseur à douze bits du type Micronetics MN 5212, mais on pourrait faire appel à un convertisseur de résolution plus grande ou plus faible. Le registre de mémoire de signaux de sortie 128 peut être un registre à décalage classique de seize à vingt bits à entrée en série et à sortie en série.Dans un mode de réalisation préférentiel, le registre 128 possède une capacité au moins suffisante pour recevoir douze bits de données en provenance du convertisseur analogique-numérique et quatre bits de code de gain en provenance de l'amplificateur de conditionnement de gain. Comme également décrit plus haut, et conformément aux dispositions illustrées sur la figure 44, il est prévu un contrôleur 132 qui est activé par les signaux S1 ou SZ respectivement transmis par les lignes S1 et S2. Les signaux S1 (impulsions d'interrogation d'intervalle de balayage) ou S2 (impulsions d'interrogation sousmultiples) sont engendrés en réponse a des impulsions d'interrogation présentant un premier ou un second états, respectivement. Les impulsions d'interrogation correspondantes, qui sont désignées d'une façon générale par les lettre "IP" et qui sont transmises sur le canal 4090, c'est-à-dire sur les liaisons IP1, IP2, IP3 de la figure 5, sont également désignées par S1 et par S2, S1 correspondant à un état (c'est-à-dire à une certaine largeur) et S2 à un autre état (c'est-à-dire à une autre largeur). En réponse à un signal S1, le contrôleur 132 ramène le multiplexeur 122 sur le canal C0, constituant le canal d'essai ou canal factice.En réponse à un signal S2, consécutif à un signal S1, le contrôleur 132 fait passer le multiplexeur 122 sur le premier canal d'entrée en séquence, pour permettre au circuit échantillonneur-bloqueur 3024 d'échantillonner un signal d'entrée provenant du premier canal. I1 doit être entendu que l'impulsion S1 agit sur le contrôleur 132 de façon à lui faire autoriser la sortie de données en réponse aux impulsions S2 pendant la durée d'un cycle de balayage, ce cycle de balayage correspondant comme on s'en souvient à l'échantillonnage par le multiplexeur de la totalité de ses quatorze canaux d'entrée. Lorsque l'échantillon de signal est amplifié par le dispositif de conditionnement de gain 124 et est présenté au convertisseur analogique-numérique 126, le facteur d'amplification est avantageusement exprimé sous forme de code de gain à quatre bits, comme indiqué plus haut. Lorsque le signal S2 suivant est reçu, le con trôleur 132 fait passer le multiplexeur 122 sur le canal suivant, et il fait en même temps convertir au convertisseur analogiquenumérique 126 l'échantillon à gain conditionné provenant du premier canal en un nombre digital. Au début du cycle de conversion, le code de gain à quatre bits est transmis en configuration série du dispositif de conditionnement de gain 124 au registre de sortie 128 par la ligne 3036.A mesure que se poursuit la conversion analogiquenumérique, les douze bits représentant le nombre numérique sont envoyés en série au registre de sortie 128 par le convertisseur analogique-numérique 126. Dans le registre 128, les douze bits de données sont combinés aux quatre bits de code de gain pour former un mot de données numérique de seize bits correspondant à l'échantil- lon provenant du premier canal. Quatre bits de préambule. peuvent être ajoutés pour former un mot de vingt bits. Lorsque commence le cycle de conversion pour un canal quelconque, tel par exemple que le canal K, le- contrôleur 132 transfère au canal de données 4092' le mot de données numérique afférent au canal K-l, anterieurement mémorisé dans le registre de sortie 128. Un compteur-décodeur 3037 compte les bits sortant én série du registre 128 et donne au contrôleur 132 l'ordre de mettre fin au transfert des bits de données lorsque le compte est complet. Le canal de données 4092' de chaque unité d'émission-réception 111 est normalement connecté à la liaison de transmission de données 4092, comme on peut le voir sur la figure 45, que l'on va maintenant décrire. La liaison 4092 des figures 43 et 45 correspond à la liaison D1, D2, D3 dont il a été question plus haut. La figure 45 montre d'autres détails de l'une des unités d'acquisition ou unités d'émission-réception villa, îîîb, etc., dont en particulier un identificateur de propriété de signal 4038 ainsi qu'un premier et qu'un second détecteurs de colncidence de signaux 4040 et 4042, représentés dans des cadres en trait interrompu. En série avec le canal d'interrogation 4090 sont connectés des commutateurs de contournement de panne d'alimentation 4044 et 4046, un récepteur de ligne 4048, un commutateur de désensibilisation aux signaux d'interrogation 4050 et un circuit d'attaque de ligne 4052. Le canal de commande 4091 est pourvu d'un récepteur de ligne 4054 et d'un circuit d'attaque de ligne 4056. Le canal de données 4092 est pourvu d'un récepteur de ligne 4058 et d'un circuit d'attaque de ligne à porte OU 4062. Les deux entrées du circuit d'attaque de ligne 4062 sont l'entrée 4092 en provenance des unités d'acquisition ou unités d'émission--réception de données situées en aval de ligne et l'entrée 4092' en provenance du registre de sortie de données locales 128 (voir figure 44). Lorsqu'ils sont désactivés, les commutateurs 4064 et 4068 provoquent le détournement des données transmises en leur faisant emprunter la ligne de dérivation 4068. A noter que sur les figures 44 et 45, la direction de circulation des données est inversée par rapport à celle des figures 43 et 46. L'identificateur de propriété de signal 4038, qui comprend la ligne à retard à prises intermédiaires 4072, la porte ET 4074 et l'inverseur 4076, identifie l'état, c'est-à-dire la propriété, d'un signal d'interrogation d'une façon que l'on -va décrire à présent. Le signal d'interrogation est essentiellement un signal à profil rectangulaire de largeur spécifiée. L'état, également dénommé plus haut "propriété", d'une impulsion, est représenté ici par sa largeur, mais la mise en oeuvre d'une circuiterie appropriée permettrait d'utiliser n'importe quelle autre propriété, la hauteur de l'impulsion par exemple, en tant que paramètre de discrimination. Une impulsion large est une impulsion d'interrogation dans le premier état. La largeur d'une impulsion large doit être supérieure au délai ou retard introduit par la ligne à retard 4072, mais inférieure à la moitié de l'intervalle d'échantillonnage présélection- né. Une impulsion d'interrogation dans le second état doit pouvoir être distinguée nettement d'une impulsion d'interrogation dans le premier état, et sa largeur est de préférence inférieure à la moitié de celle d'une impulsion large. Dans le mode de réalisation décrit, le délai de la ligne à retard 4072 est de 1000 nanosecondes (ns), la longueur d'une impulsion large est de 1200 ns et celle d'une impulsion étroite de 400 ns.Des largeurs d'impulsion additionnelles pourraient être utilisées pour disposer d'impulsions à proprets multiples, à condition d'apporter des modifications appropriées a la logique d'identification de propriétés de signaux. Dans la description ci-après de schémas de circuits logiques, on se réfèrera aux deux états qui interviennent normalement dans tous les circuits logiques de-ce genre. Ces deux états peuvent être considérés comme représentant des nombres binaires, et on les désigne souvent par "UN logique" et par "ZERO logique".Par ailleurs, les états de tension bas et haut sont quelquefois dénommés, respectivement "ZERO binaire" et "UN binaire", ou encore signaux ou états "faux" et "vrai". Dans le cas d'une porte ET, par exemple, si les deux entrées sont élevées à un niveau de tension prédéterminé (que l'on peut dénommer "vrai"), la sortie passe de même à ce niveau de tension (dénommé "vrai"), alors que si l'une ou l'autre des entrées demeure à un niveau de tension différent, éventuellement plus bas (dénommé "faux"), la sortie de la porte ET demeure au niveau bas (c'est-à-dire dansl'état "faux"). D'une façon similaire, dans la description qui va suivre, les deux états d'un circuit logique seront fréquemment dénommés états "vrai" et "faux". Lorsque le contrôleur 132 (figure 44) transmet une impulsion d'interrogation dans le premierétat, l'impulsion se propage, comme représenté sur la figure 45, en traversant successivement le canal d'interrogation 4090 et le commutateur 4044 pour parvenir au récepteur de ligne 4043, puis le commutateur 4050 pour parvenir au circuit d'attaque de ligne 4052, puis le commutateur4046 pour parvenir à l'unité d'émission-réception suivante. L'impulsion traverse également la ligne à retard 4072. Au bout de 1000 ns, le flanc d'attaque de cette impulsion apparaît à- la sortie de la ligne à retard, mais, à cet instant, le flanc arriere de l'impulsion est encore "visible", c' est-à-dire présent, à l'entrée de la ligne à retard. Par conséquent, les deux entrées de la porte ET 4074 passent dans l'état "vrai", c' est-à-dire à des niveaux hauts actifs pour activer la porte ET 4074, en engendrant ainsi sur la ligne S1 un signal de 200 ns à flanc d'attaque ascendant. Comme décrit plus haut, lorsque le contrôleur 132 (figure 44) détecte un signal sur la ligne S1, il réinitialise le multiplexeur 122. Le front arrière de l'impulsion d'interrogation large fait apparaître un niveau logique ascendant sur la ligne S2, qui est la sortie de l'inverseur 4076, 200 ns après le passage de S1 dans l'état "vrai". On supposera à présent que plus tard, une impulsion d'interrogation dans le second état (impulsion étroite) se propage sur le canal 4090 à destination de la ligne retard 4072 et de l'inverseur 4076. Etant donné que l'impulsion est trop étroite pour être vue simultanement à l'entrée et à la sortie de la ligne à retard 4072, aucun signal ne sera engendré sur la ligne S1. Cependant, le flanc arrière de l'impulsion étroite apparaîtra à la sortie de l'inverseur 4076 sous la forme d'un signal ascendant sur la ligne S2. Lorsque le contrôleur 132 détecte un signal S2 ascendant, comme indiqué plus haut, il fait passer le multiplexeur 122 sur le canal d'entrée suivant de la séquence, il déclenche un cycle de conversion et fait sortir un signal de données sur la ligne 4092' à desnation du canal 4092 et donc de l'unité d'enregistrement 4020. Comme décrit plus haut, chaque unite d'émission-réception peut comporter quatorze canaux d'entrée analogique. Par conséquent, pour échantillonner chaque canal-d'entrée en succession, une impulsion d'interrogation dans le premier état est d'abord transmise par l'unité de commande 4018. A mesure que l'impulsion d'interrogation large S1 se. propage le long du canal d'interrogation 4090 et qu'elle parvient successivement à chacune des unités d'émission-réception villa, îîîb, etc., elle réinitialise le multiplexeur 122 contenu dans chaque unité. A la suite de ceci, il est transmis une série de treize impulsions d'interrogation S2 dans le second état.Chaque impulsion dans le second état fait progresser le multiplexeur 122 pour lui faire échantillonner tour à tour chacun des canaux d'entrée provenant des unités de détection sismique élémentaires 21 et transmettre les signaux de donnees correspondants provenant des unités d'émission-réception 111 à l'unité d'enregistrement 4020 par le canal de données 4092. On se souvient que dans le mode de réalisation décrit, les quatorze canaux sont échantillonnés en une milliseconde (millième d'une seconde). Par conséquent, l'intervalle entre les impulsions S2 sera de 71,4 microsecondes (millionièmes d'une seconde). Le temps ou délai de propagation des impulsions dans les deux sens le long de la liaison de transmission 4016 entre deux unités d'émission-réception quelconques établit une fenêtre temporelle pendant laquelle les signaux de données peuvent être transmis par les unités d'émission-réception 111 sans interférence mutuelle. Les commutateurs de dérivation 4044, 4046 et 4064, 4066 sont commandés par relais par des moyens classiques quelconques et sont représentés sur la figure 45 dans la position d'application de l'alimentation. En cas de panne d'alimentation dans une unité d'émission-réception particulière, les deux jeux de commutateurs changent de position pour insérer respectivement les lignes de dérivation 4068 et 4070 sur les canaux 4092 et 4090. Les impulsions d'interrogation et mots de données à destination et en provenance d'autres unités d'émission-réception.plus éloignées traversent alors librement l'unité défectueuse par les lignes de dérivation 4070 et 4068, respectivement. I1 peut se produire qu'une unité d'émission-réception, telle l'unité îîîb, vienne à tomber en panne et qu'il soit alors nécessaire de la contourner, ou qu'il devienne désirable de faire cesser la transmission d'une impulsion d'interrogation en une unité spécifiée. Ces fonctions spéciales sont rendues opérantes par un signal de commande d'une façon que lion va décrire dans ce qui suit. Le temps de parcours total de l'impulsion d'interrogation jusqu'à une unité d'émission-réception éloignée dépend du temps ou délai de propagation le long du canal d'interrogation jusqu'à cette unité. Le temps de parcours jusqu'à l'unité n est la somme des délais de propagation entre toutes les unités d'acquisition de données précédentes. D'une façon similaire, le délai de propagation d'une impulsion de commande sur le canal de commande jusqu'à l'unité n est la somme des délais intervenant sur le canal de commande entre toutes les unités précédentes plus proches de l'unité de commande 4018 que l'unité n.Etant donné que les vitesses de propagation sur les deux canaux sont différentes, une impulsion se propageant sur le canal plus rapide parviendra à la n-ième unité d'acquisition de données avec une avance temporelle (n-1)R par rapport à l'impulsion se propageant sur- le canal plus lent, n-l étant le nombre d'espaces entre les n premières unités d'émissionréception et R la différence des temps de parcours sur les deux canaux entre unités consécutives. De préférence, le tronçon de tête 17 du câble (voir plus haut) situé entre la station centrale et la première unité d'émission-réception est agencé de telle façon que les délais de propagation des deux signaux, à savoir du signal de commande et du signal d'interrogation, sur les canaux 4090 et4091 soient égaux.Dans ces conditions, tous les délais différentiels sont convenablement engendrés sur les lignes prévues entre les unités d' émission-réception successives. On suppose que la vitesse de propagation des impulsions est plus grande sur le canal de commande 4091 que sur le canal d'interrogation 4090. Par conséquent, si apres avoir émis une impulsion d'interrogation, l'unité de commande 4018 (figure 43) émet une impulsion de commande (n-1)R plus tard, l'impulsion de commande rejoindra et interceptera l'impulsion d'interrogation au niveau de l'unité n. I1 est à noter que les liaisons d'interrogation et de commande pourraient être caractérisées toutes deux par des vitesses de propagation identiques. Des lignes à retard peuvent être insérées sur l'un des deux canaux en chaque unité d'émission-réception afin de créer une différence effective de vitesse de propagation. Par exemple, une ligne à retard 4078, représentée par un rectange en trait interrompu sur la figure 45, peut être insérée sur le canal d'in- terrogation 4090 entre le récepteur de ligne 4048 et le commutateur de désensibilisation 4050. De plus, la ligne à retard 4078 pourrait servir de substitut à la ligne à retard 4072. Le premier détecteur de colncidence de signaux ou impulsions 4040 comporte une bascule bistable 4080 du type D et un relais 4082 associé aux commutateurs 4064 et 4066. Les commutateurs sont représentés dans la position d'excitation du relais. La bascule D 4080 peut être une moitié d'un circuit à bascules jumelées à déclenchement par front raide positif tel que celui du type 74S74 fabriqué par la firme TEXAS INSTRUMENTS Co.. Une bascule du type D est un circuit mémoire bsitable comportant une entrée D unique et des sorties Q et Q. Le niveau logique présent à l'entrée D est transmis à la sortie Q lorsque le front impulsionnel convenable (transition d'un niveau logique à l'autre) apparaît à l'entrée CK (entrée d'horloge). La bascule demeure dans cet état jusqu'à ce qu'elle soit réinitialisée. La bascule 4080 répond au front de montée (transition négatif-positif) d'une impulsion. La sortie Q est toujours à un niveau logique opposé au niveau logique de la sortie Q. La bascule peut être réinitialisée par application d'une impulsion à l'entrée CL (entrée de libération). Lorsque la bascule est réinitialisée, le niveau logique de la sortie Q est un ZERO logique et celui de la sortie Q est un UN logique. En reponse à la présence simultanée d'une impulsion de commande et d'une impulsion d'interrogation d'un état quelconque, le premier détecteur de coïncidence 4040 devient actif. Le flanc d'attaque d'une impulsion d'interrogation met à UN, c'est-à-dire active, l'entrée D de la bascule D 4080. La sortie Q de la bascule 4080 est normalement à ZERO, assurant ainsi l'excitation du relais 4082 de façon à lui faire maintenir fermés les commutateurs 4064 et 4066, comme illustré sur la figure 45. Si une impulsion de commande parvient à l'entrée CK par la liaison 4091 pendant que l'entrée D est à UN, la bascule 4080 subit un changement d'état donnant lieu au passage à UN de la sortie Q.Lorsque Q passe à UN, le relais 4082 se trouve desexcité, ce qui fait établir aux commutateurs 4064 et 4066 un contact avec la ligne de dérivation 4068, puisque le niveau de tension du UN logique est le même que +V. Si l'on se reporte à présent à la figure 46, le contrôleur 132 (figure 44) émet une impulsion d'interrogation sur le canal d'inter -rogation 4090, qui est supposé avoir la vitesse de propagation la plus basse. Le canal de commande 4091 est relié au contrôleur 132 à travers une ligne à retard 4132 pourvue de prises intermédiaires propres à fournir des multiples entiers, tels que O, R, 2R, 3R, (n-1)R, du retard ou délai grâce à un sélecteur de prises 4100. Pour donner lieu au contournement de l'émetteur-récepteur n, une impulsion d'interrogation est d'abord émise par l'unité de commande 4018 (figures 43 et 46), et elle est suivie d'une impulsion de commande émise (n-1)R plus tard. L'impulsion de commande rejoindra, en venant alors colncider avec elle, l'impulsion d'in- terrogation au niveau de l'emetteur-recepteur n, pour désexciter le relais 4082 (figure 45), en faisant ainsi mettre en circuit la ligne de dérivation 4068 aux commutateurs 4064 et 4066.Ceci peut être exprimé plus simplement en disant que l'impulsion de commande est retardée par rapport à l'impulsion d'interrogation d'un multiple entier du retard ou délai R, ce multiple entier étant égal au nombre d'unités d'émission-réception connectées entre l'unité d'émission-réception n et la station centrale2. I1 peut devenir désirable d'empêcher une impulsion d'interrogation de poursuivre son parcours jusqu'aux unités d'émissionréception situées au-delà de l'unité n. A l'effet de remplir cette fonction, l'impulsion de commande est temporellement décalée de façon à être en retard de (n-1)R + d sur une impulsion d'interrogation, d étant le décalage temporel. Cette fonction est remplie par un second détecteur de coïncidence Jimpulsions 4042. Comme visible en se reportant encore à la figure 45, l'entrée D de la bascule 4084 du second détecteur de coïncidence d'impulsions 4042-est connectée à une prise intermédiaire 4085 de la ligne à retard à prises 4072. Le délai entre l'entrée du flanc d'attaque de l'impulsion à la prise 4085 est égal ou légèrement plus long que la largeur de l'impulsion, le délai d d'arrivée à la prise 4085 étant de 600 ns dans le mode de réalisation décrit. Lorsque l'im- pulsion d'interrogation arrive, elle active d'abord la bascule 4080 du détecteur de coïncidence d'impulsions 4040. Au bout d'un temps d (600 ns plus tard, par exemple), le flanc d'attaque de l'impulsion apparaît à la prise 4085 de la ligne à retard 4072.L'impulsion de commande temporellement décalée vient trop tard pour faire changer d'état l'entrée CK de la bascule 4080, et le détecteur de colnci- dence d'impulsions 4040 ne réagit donc pas. Cependant, l'entree D de la bascule 4084 va à présent être activée par l'impulsion d'interrogation retardée. Par conséquent, une impulsion de commande temporellement décalée parvenant à l'entrée CK de la bascule 4084 va faire basculer celle-ci, en provoquant le passage à ZERO de l'état logique de la sortie Q, qui est normalement à UN. Le passage à ZERO de la sortie Q de la bascule 4084 provoque l'excitation d'un relais 4086, lequel ouvre le commutateur de désensibilisation 4050 en mettant ainsi fin à la possibilité pour l'impulsion d'interrogation de parvenir jusqu'aux unités situées au-delà de l'unité d'émissionréception n. Comme visible en se reportant à présent à la figure 46, le décalage temporel d est conféré à l'impulsion de commande par une ligne à retard fixe 4102 lorsque le sélecteur 4104 est dans la position représentée. Le retard d introduit par la traversée de la ligne à retard 4102 est le même que le retard correspondant à la prise 4085 de la ligne à retard 4072, c'est-à-dire de 600 ns dans le mode de réalisation illustré. Si l'une ou l'autre des bascules 4080 et 4084 est activée par la présence simultanée d'une impulsion d'interrogation et d'une impulsion de commande, elle restera dans l'état activé jusqu'à ce qu'elle soit réinitialisée. Les bascules 4080 et 4084 ne seront réinitialisees qu'en réponse à une impulsion d'interrogation dans le premier état, c'est-à-dire à une impulsion S1, mais ceci, en l'absence d'une impulsion de commande colncidante, lorsque la sortie de la porte ET 4074 passe à UN. Dans un mode de réalisation spécifique de l'invention, on desire également, en plus des possibilités fonctionnelles décrites plus haut, disposer de la possibilité d'activer certaines séquences de commutation et d'extraire des données d'un sous-groupe d'unités d'émission réception consécutives choisies parmi la totalité des unités . Ces fonctions sont également accomplies par la mise en oeuvre de deux liaisons de transmission ayant des délais de propagation différents. Le sous-groupe sélectionné peut se réduire à une seule ou s'étendre à la totalité des unités d'émission-réception déployées, comme décrit plus haut. Si le sous-groupe sélectionné comprend plus d'une unité, on peut distinguer une première et une dernière unités sélectionnées, la première étant celle qui est située le plus près de la station centrale 2. Sur la figure 47, qui rappelle à certains égards la figure 13, sept unités d'émission lîla à lllg sont représentées connectées à la station centrale 2 par la liaison de transmission 4016 formée des trois canaux d'interrogation 4090, de commande 4091 et de données 4092. A noter que l'orientation de la rangée de la figure 47 est inversée par rapport à celle de la rangée de la figure 43 et que, dans un souci de simplicité, les canaux d'entrée 21 ne sont pas représentés. De plus, dans l'exemple illustratif de la figure 47, les doubles flèches portées sur le canal de commande 4091 indiquent que la vitesse de propagation des signaux est plus grande sur ce canal que la vitesse de propagation des signaux sur le canal d'interrogation 4090. Dans l'exemple que vise à illustrer la figure 47, on désire activer et déclencher un cycle de balayage ou autre séquence de commutation dans les multiplexeurs 122 qui font partie du sousgroupe d'unités d'émission-réception lllc à ville et dans ceux-ci seulement, afin de n'autoriser la sortie de données que sur les canaux d'entrée respectifs de ce sous-groupe d'unités. Ainsi, les unités villa, îîîb et elle, lllg sont censées rester inactives. La circuiterie destinée à activer, c'est-à-dire à sensibiliser, le sous-groupe voulu d'unités est représentée sur la figure 48. Sur la figure 48, le circuit de dérivation ou détournement des données est sensiblement le même que celui de la figure 45. Toutefois, l'agencement de l'identificateur de propriét de signaux 4038 de la figure 48 a pour base la ligne à retard facultative 4078 de la figure 45. Les détecteurs de coïncidence d'impulsions 4040 et -4042 de la figure 45 sont agencés différemment dans les dispositions de la figure 48 pour fournir une plus grande souplesse de fonctionnement. Sur la figure 47, le canal d'interrogation 4090 est représenté sous la forme d'un canal physiquement unique. Le canal de commande 4091 est également représenté par une ligne unique sur la figure 47, mais on se souvient qu'il est constitue en fait par trois lignes redondantes. Comme décrit plus haut d'une façon plus détaillée, dans le mode de réalisation illustré, les canaux d'interrogation et de commande peuvent être des paires de fils torsadés. La vitesse de propagation des impulsions sur les lignes à fils torsadés formant les canaux d'interrogation et de commande peut donc avoir la même valeur. Cependant, une ligne à retard 4078 prévue en chaque unité d'emission-réception est connectée en série avec le canal d'interrogation.Dans les dispositions Illustrées, la vitesse effective est donc plus faible sur le canal d'interrogation 4090 que sur le canal de commande 4091. Ainsi, la ligne à retard 4078 retarde la propagation d'une impulsion d'interrogation d'un intervalle de temps fixe a chaque unité d'émission-réception. La ligne à retard 4078 fournit un retard maximum de 1000 ns et est pourvue de prises propres à fournir des retards plus courts et à permettre de compenser les petites differences de longueur des lignes torsadées constituant le canal d'interrogation. Le retard ou délai préférentiel est de 600 ns. Dans les dispositions de la figure 48, une impulsion d'interrogation émise par le contrôleur 132 se propage le long de la ligne 4090, parvient au récepteur de ligne ou amplificateur-séparateur 4048 en traversant le commutateur de dérivation de panne d'alimentation 4044, pour arriver à la ligne à retard 4078. Six cents nanosecondes plus tard, l'impulsion franchit la prise 4101 pour arriver au circuit d'attaque de ligne 4052 et poursuivre son parcours vers l'unité d'émission-réception suivante sur la ligne, c'est-à-dire l'unité d'émission-réception suivante vers l'aval. Une porte ET 4103 détecte la présence d'une impulsion large S1, de ia façon décrite pour ce qui concerne la porte ET 4074 de la figure 45. Etant donné que la largeur de l'impulsion S1 est de 1200 ns et que le délai maximum de la ligne à retard 4078 est de 1000 ns, l'état logique de la ligne de sortie 4105 de la porte ET 4103 passera à UN, comme exposé plus haut, en déclenchant l'entrée CK (entrée d'horloge) de la bascule de type D 4106. Si un UN logique est présent à l'entrée D de la bascule 4106 (sous l'effet d'une impulsion de commande, comme on va le voir ci-après), la sortie Q passera elle aussi à UN et y restera, en faisant ainsi passer à UN l'état de sortie de la porte ET 4108.Le flanc arrière de l'impulsion S1 donnera donc également naissance à une impulsion S2 pour faire déclencher au contrôleur 132 (figure 44) un cycle de conversion. Tant que l'entrée D de la bascule 4106 reste à UN, la porte ET 4108 reste activée. Pendant le restant d'un cycle de balayage, des impulsions 52 arrivant ultérieurement apparaîtront à la sortie S2, c'est-à-dire sur la ligne 4110. Inversement, si l'entrée D de~ la bascule 4106 est-au niveau logique ZERO, la délivrance d'impulsions S2 à travers la porte ET 4108 sera inhibée et la circuiterie de la figure 44 ne sera pas activée. Des impulsions de commande, qui correspondent aux impulsions DATEN décrites plus haut (autorisation de données), sont transmises en parallèle sur un canal de commande triplement redondant 4091. Les impulsions DATEN sont reçues par les récepteurs de ligne 4112, 4112', 4112" et sont transmises à un circuit à majorité 4114 leur faisant suite. Le circuit 4114 comprend des portes ET 4116, 4116', 4116" et une porte OU 418. Une impulsion DATEN présente sur 'Uux quelconques des trois lignes CON 1, CON 2 et CON 3, schématiquement représentées par la liaison DATEN de la figure 5, fera passer à UN le niveau logique de sortie de la porte OU 4112, en plaçant ainsi au niveau logique UN l'entrée D de la bascule 4106 pour activer ainsi la porte ET 4108. Ainsi la présence simultanée d'une impulsion S1 en provenance de la porte ET 4103 et d'une impulsion DATEN sur deux quelconque des trois lignes CON 1, CON 2 et CON 3 donnera lieu à la génération d'un signal unique pour autoriser la délivrance de données par le registre de sortie 132 (figure 44) en réponse à des impulsions S2 ultérieures reçues pendant le reste du cycle de balayage. Le système restera active tant qu'une impulsion DATEN sera présente chaque fois qu'une impulsion S1 est reçue. Les impulsions DATEN quittent n'importe quelle unité d'émission-réception spécifique pour se propager vers les unités plus éloignées en traversant les circuits d'attaque de ligne 4126, 4126' et 4126". Le déclenchement d'une action de commutation désirée en une unité d'émission-réception sélectionnée peut être effectué en émettant une impulsion de commande DATEN sur l'une-seule des lignes de commande, la ligne CON 1 par exemple. Lorsqu'une impulsion DATEN apparaît sur une seule ligne, telle que la ligne CON 1, l'état logique de sortie du circuit à majorité 4114 est un ZERO. L'état de sortie de l'inverseur 4120 passe par conséquent à UN, sensibilisant la porte ET 4122. Lorsqu'une impulsion S1 est reçue en même temps qu'une impulsion DATEN sur la seule ligne CON 1, l'état de sortie de la porte ET 4122 passe à UN, ce qui active l'entrée CK de la bascule 4124.Etant donné que l'entrée D de la bascule 4124 est également à UN, en raison de la présence dc l'impulsion DATEN sur la ligne CON 1, sa sortie Q passe à UN en engendrant une impulsion C1. Une impulsion de commande C1 peut par exemple être utilisée pour désexciter le relais de dérivation de données 4082'. Le relais de dérivation 4082' est normalement maintenu dans la position représentée, à moins qu'une impulsion C1 ou qu'une panne d'alimentation provoque la désexcitation du relais, par l'intermédiaire de la porte NI 4142, en faisant ainsi contourner l'unité d'émissionréception considérée aux données en provenance d'une unité d'acquisition de données plus éloignée.D'une façon similaire, le relais 4140 sert à établir par commutation des conditions de dérivation ou contournement en cas de panne d'alimentation, comme on peut le voir facilement en considérant le circuit de la figure 48. Les impulsions DATEN émises sur les lignes individuelles CON 2 ou CON 3 engendreront d'une façon similaire des signaux de commande C2, C3 destinés à remplir d'autres fonctions sélectionnées. La largeur d'une impulsion DATEN utilisée pour activer une action de commutation désirée dans une unité sélectionnée sera la moitié de la largeur d'une impulsion d'interrogation S1, c'est-à-dire environ 5!)f; -s. On se reportera à présent à la figure 47, qui correspond à divers égards à la figure 13 et illustre un effet spécifique base sur le fait que l'activation d'une ou plusieurs unités d'émissionréception nécessite la présence simultanée d'une impulsion S1 et d'une impulsion DATEN en chacune des unités. Sur la figure 47, une pluralité d'unités d'acquisition de données ou unités d'émissionréception lîla à lîlg sont disposées à distance de l'unité ou station centrale 2. On supposera que l'on ne désire activer, c'està-dire sensibiliser, que les trois unités consécutives elle, llld et elle, et aucune autre. A partir de la station centrale 2, une impulsion S1 est transmise sur le canal d'interrogation à chaque unité 111 en succession. Soit ta = 0 l'instant d'arrivée de S1 à l'unité villa. L'instant d'arrivée de S1 à l'unité îîîb sera alors t b = 856,8 nanosecondes. Le temps de propagation de l'impulsion entre les unités îîîa et iiib est constitué par le délai du câble et par le délai de 600 ns de la ligne à retard 4078 (figure 48). La longueur du câble entre les deux unités est de 60,00 mètres; la vitesse de propagation de l'impulsion est de 0,398 m/ns. Par conséquent, le délai introduit par le câble étant donc de 256,8 ns et le délai de la ligne à retard de 600 ns, le délai total est de 856,8 ns. L'instant d'arri vée de l'impulsion S1 à l'unité lllc sera donc t = 1713,6 nano c secondes, etc., comme indiqué sur la figure 47.Les six profils temporels qui sont désignés par IPA à IPF sur la figure 47 représentent la position de la même impulsion d'interrogation S1 par rapport à chacune des unités d'émission lîla à 111f à la fin de chaque intervalle de temps de transit de 856,8 nanosecondes de l'impulsion d' interrogation. Un certain temps après la transmission d'une impulsion S1 sur le canal d'interrogation 4090, une impulsion DATEN est transmise sur le canal de commande 4091. Les vitesses de propagation des signaux sur les paires de fils torsadés des canaux d'interrogation -et de commande 4090 et 4091 sont les mêmes. Toutefois, étant donné la présence de la ligne à retard 4078 de 600 nanosecondes en chaque unité d'émission-réception, la vitesse effective de l'impulsion S1 est inférieure à la vitesse de l'impulsion de commande, puisqu'il n'est pas prévu de lignes retard correspondantes sur le canal de commande. Bien entendu, dans une variante de réalisation, les vitesses afférentes aux deux canaux du câble peuvent être choisies telles que les délais voulus se trouvent intrinsèquement introduits par les canaux eux-mêmes.Les prises intermédiaires de la ligne à retard 4078 ne serviraient alors qu'à compenser l'effet des petites différences de longueur du câble. Comme visible en se reportant encore à la figure 47, une impulsion DATEN émise 1200 nanosecondes après l'émission d'une impulsion S1 correspondante rejoindra l'impulsion S1 à la troisième unité, c'est-à-dire à l'emetteur-recepteur lllc. Les six profils temporels DATEN A à DATEN F représentent la position d'une impulsion DATEN par rapport à l'impulsion S1 à la fin de chaque intervalle de temps de transit de 856,8 nanosecondes de l'impulsion d'interrogation. Lorsqu'une impulsion Sl-arrive à l'unité villa, aucun effet ne s'ensuit sur celle-ci puisque l'impulsion DATEN est en retard de 1200 nanosecondes sur l'impulsion Si.Au niveau de l'unité elle, l'impulsion DATEN est en retard de 600 nanosecondes sur l'impulsion S1, de sorte qu'ici encore, aucune action ne se produit en elle. L'impulsion DATEN rejoint l'impulsion S1 au niveau de l'unité bloc, de sorte que la circuiterie de traitement de données de l'unité lllc se trouve sensibilisée.Au niveau de l'unité elle, le flanc d'attaque de l'impulsion DATEN est en avance de 600 nanosecondes sur l'impulsion S1, mais, vu la largeur de l'impulsion DATEN, on obtient encore un signal de commande pour sensibiliser l'unité elle. Au niveau de l'unité il le, et bien que le flanc d'attaque de l'impulsion DATEN soit en avance de 1200 nanosecondes sur l'impulsion S1, son flanc arrière n'a pas encore dé- passé l'impulsion S1; de ce fait, l'unité ville se trouve également sensibilisee. Enfin, au moment où l'impulsion S1 parvient à l'unité elle, le flanc arrière de l'impulsion DATEN est nettement en avance sur l'impulsion S1.Par conséquent, ni l'unité d'émissionréception elle, ni aucune des unités situées en aval de celle-ci, ne se trouveront sensibilisées. Toutes les unités sensibilisées par la coïncidence des impulsions S1 et DATEN resteront actives pendant la totalité d'un cycle de balayage. Ainsi, elles répondront donc à toutes les impulsions S2 leur parvenant ultérieurement pendant le reste du cycle de balayage. Les délais désirés sont appliqués au moyen de la ligne à retard à prises intermédiaires 4132 (figures 46 et 47). La largeur W d'une impulsion DATEN est donnée par l'expression W = (L-1) x DLY + dt dans laquelle L est le nombre d'unités d'émission-réception à sensibiliser, DLY est le délai artificiel de ligne à retard (ligne à retard 4078), et dt un petit incrément temporel de durée arbitraire destiné à tenir compte des petites différences de temps de propagation. Dans l'exemple de la figure 47, la largeur W de l'impulsion DATEN est: W = (3-1) x 600 + 300 = 1500 nanosecondes. La largeur de l'impulsion de commande peut être modifiée au moyen du circuit de réglage de largeur d'impulsions 4130 (figure 47), qui est connecté au contrôleur 4018 dans la station centrale 2. Le circuit de réglage de largeur d'impulsions peut être un multivibrateur monostable tel qu'un dispositif du type National Semiconductor DM 74121. Un multivibrateur monostable est un circuit la durée ou dispositit qui peut etre utilise pour modifier/d'une impulsion de commande en elargissant ou en raccourcissant la largeur de l'impulsion. Le réglage de largeur d'impulsion est opéré en modifiant la constante de temps d'un circuit de rétroaction à résistance capacité classique qui est connecté aux entrées de commande du circuit monostable. Le délai ou retard initial ID devant être appliqué à l'impulsion DATEN par la ligne en retard 4132 est ID = M x DLY, M étant le nombre d'unités d'émission-réception intermédiaires devant être sautées entre la station centrale 2 et la première unité d'émission-réception active (voir figure 47). Comme on l'a vu plus haut, une impulsion CON 1, lorsqu'elle coincide avec une impulsion S1, sert à faire contourner aux données une unité d'émission-réception sélectionnée. Le délai ou retard BD devant être appliqué à l'impulsion CON 1 par la ligne à retard 4132, par rapport à une impulsion S1 associée, est BD = K x DLY, K étant le nombre d'unités d'émission-réception intermédiaires situées entre la station centrale et l'unité d'émission-réception sélectionnée. On notera qu'en vue de simplifier les dessins, les lignes de commande triplement redondantes 4091 de la figure 48 sont représentées sous forme de lignes uniques sur les figures 43 à 47, ainsi que sur les figures 5 et 8b, où elles sont désignées par la mention DATEN. D'après la description et les formules qui précèdent, on peut se rendre compte aisément qu'un choix approprié de la largeur des impulsions de commande et du retard des impulsions de commande par rapport à une impulsion S1 permet de sensibiliser n'importe quel sous-groupe d'unités d'émission-réception consécutives. A titre d'exemple, on peut sensibiliser lors d'un premier balayage les trois unités il la, lllb et lllc. Lors du deuxième balayage, on peut sensibiliser les unités lllb, lllc et llld et, lors du troisième balayage, faire intervenir les unités lllc, llld et elle, et ainsi de suite. Lors de la mise en oeuvre de cette technique, dite à progression par roulement, la largeur de l'impulsion de commande sera de (3-1) x 600 + 300 = 1500 ns pour le premier balayage considéré cidessus. Le délai initial sera nul, puisqu'il n'y a pas d'unité d'émission-réception intermédiaire entre l'unité Illa et la station centrale 2. Pour le balayage suivant, la largeur de- l'impulsion de commande restera la même, mais le délai initial sera de 600 ns, puisqu'il y a une unité, à savoir l'unité villa, entre la première unité sélectionnée lllb et la station centrale 2, et ainsi de suite. Bien entendu, lorsqu'on effectue un relevé sismique, on engendre une onde acoustique et on reçoit des données de réflexion sismique pendant un cycle d'enregistrement qui dure de nombreuses secondes. Par conséquent, on efectuera de nombreux balayages successifs, en utilisant le même sous-groupe d'unités d'acquisition de données. Pour un enregistrement de six secondes, en utilisant un intervalle d'échantillonnage d'une milliseconde, il y aura 6000 balayages. Après le premier cycle d'enregistrement, on fait'progresser par roulement" le système en passant au sous-groupe suivant d'unités d'acquisition de données par modification du délai, et on commence un nouveau cycle d'enregistrement de 6000 balayages. Comme indiqué plus haut, une impulsion S1 est transmise aux unités d'acquisition de données depuis la station centrale toutes les millisecondes (millièmes de seconde), ce qui définit un intervalle d'échantillonnage d'une milliseconde. Ensuite, s'il est prévu quatorze canaux d'entrée Cg à C13 associés à des unités de détection sismique élémentaires 21, il est transmis une série de treize impulsions S2, les impulsions étant engendrées à intervalles de71,4 microsecondes. Comme exposé plus haut, la fréquence des impulsions d'interrogation transmises est fonction de la fréquence des signaux sismiques réfléchis. Pour des signaux de fréquences élevées de l'ordre de 200 Hz, l'intervalle d'échantillonnage devra être d'une demie à une milliseconde (2000 à 1000 échantillons par seconde). Pour des signaux sismiques correspondant à l'extrémité inférieure du spectre, c'est-à-dire d'à-peu-près 20 à 30 Hz, l'intervalle d'échantillonnage peut être de 2 ou même de 4 millisecondes (500 Hz ou 250 Hz). I1 est bien connu en sismologie que pendant la première partie du cycle d'enregistrement sismique, allant à-peu-près de la première demi-seconde à la première seconde, on reçoit des signaux de fréquence élevée provenant de couches géologiques souterraines peu profondes. Par ailleurs, ces signaux sont reçus par les unités de détection les plus voisines du point de tir, les signaux réfléchis n'ayant pas eu le temps d'atteindre les unités de détection situées en des régions du câble plus éloignées. Lors d'une phase plus tardive du cycle d'enregistrement, les signaux sismiques réfléchis par des couches géologiques plus profondes sont caractérisés par des fréquences de signal beaucoup plus basses. Au début d'un cycle d'enregistrement, pendant la première seconde par exemple, il peut être désirable d'échantillonner les données sismiques à un intervalle d'échantillonnage d'une demimilliseconde, en n'utilisant que les unités d'émission-réception et capteurs sismiques associés situés à proximité de la station centrale 2, telles que les unités villa à iiid. Dans ces conditions, une impulsion Si et une impulsion de commande DATEN sont transmises depuis la station centrale 2. Pour les quatre unités villa à Illd, la largeur de l'impulsion DATEN aura pour valeur: (4-1) x 600 + 300 = 2100 ns. Le délai initial de l'impulsion DATEN sera nul, puisqu'il n'y a pas d'unités intermédiaires entre la station centrale 2 et la première unité d'émission-réception villa. A l'issue du 2000-ième balayage (une seconde) et pendant le reste du cycle d'enregistrement, les données sismiques fournies par les unités de détection sismique 21 sur les canaux d'entrée de la figure 43 peuvent être échantillonnées à intervalles moins rappro chés, et par exemple à intervalles de deux millisecondes, et toutes les unités d'émission-réception seront alors sensibilisées. Ainsi, pour le 2001-ième balayage, une nouvelle impulsion de commande de largeur plus grande sera transmise en association avec l'impulsion SI. La largeur de cette nouvelle impulsion de commande sera (7-1) x 600 + 300 = 3900 ns pour assurer la sensibilisation des sept unités d'émission-réception villa à long. Le délai initial sera nul, comme précédemment. Par contre, si l'on désire sensibiliser toutes les unités d'émissionréception, l'impulsion DATEN peut être "active" pendant toute la durée du cycle d'enregistrement, c'est-à-dire être de longueur "infinie". Bien que la présente invention ait été décrite en en considérant un mode de réalisation particulier et des variantes, elle ne saurait s'y limiter. Par exemple, les canaux d'interrogation et de commande peuvent être combinés en un canal de transmission physique par l'une quelconque de diverses modalités de multiplexage classiques, et par exemple par modulation de code. Par exemple, les signaux d'interrogation et les signaux de commande peuvent être codés différemment et être décodés en chaque unité d'émissionréception, ce après quoi des délais différents sont appliqués aux deux signaux préalablement à leur transmission à l'unité d'émission réception suivante. Même si les lignes de transmission physiques sont confondues, on peut considérer, dans la terminologie des télécommunications, qu'il existe deux canaux distincts.De plus, bien que la présente invention ait été décrite en considérant les unités d'émission-réception comme équidistantes, il est possible d'appliquer les mêmes dispositions à des unités placées à espacements inégaux en réalisant les prises successives de la ligne à retard de la figure 46 de façon à les faire correspondre successivement aux différences effectives entre les retards intervenant sur les canaux de transmission de signaux et de commande. En outre, les etats de gain des étages d'amplification A1 à Am pourraient être basés sur une base numérique ternaire, octale ou décimale au lieu d'une base binaire. L'ensemble de câble selon l'invention a été décrit en en considérant une application marine dans laquelle le véhicule de remorquage est un navire. Toutefois, un tel câble est aisément adaptable aux utilisations sur terre ferme par des modifications évidentes pour le spécialiste en sismologie. Par exemple, il n'est alors pas nécessaire de prévoir des capteurs pour la mesure de paramètres tels que la pression d'eau ambiante, les fuites d'eau et l'arrivée de l'onde sismique directement transmise par l'eau. Le câble marin de traîne à compensation hydrostatique peut être remplacé par un câble terrestre classique. Les hydrophones seront alors remplacés par des géophones, etc. On peut également noter que l'ensemble de traitement de données sismiques selon l'invention peut être mis en oeuvre en association avec des-sources d'impulsions sismiques quelconques, telles qu'explosifs, canons à air ou vibrateurs balayage de fréquence, entre autres exemples. Bien entendu, dans le cas de signaux reçus d'une source à vibrateur à balayage de fréquence, préalablement au traitement dans le directeur de faisceau, constitué par le formeur de rangées 2184, les signaux reçus devront alors être corrélés et mis sous forme de réponse impulsionnelle, ceci pour chacun des cinq cents emplacements d'unités' de détection ou canaux. D'une façon générale, la description qui précède représente le mode de réalisation préférentiel de l'invention, et diverses variantes de circuits ou de structures peuvent y être introduites ou substituées pour ce qui concerne certains des circuits et structures individuels décrits dans le présent mémoire sans sortir pour autant du cadre de l'invention. Ainsi, par exemple, on peut faire appel à d'autres techniques de multiplexage des signaux provenant des unités d'émission-réception individuelles. D'une façon similaire, on peut faire appel à divers autres circuits spéciaux pour realiser les dispositifs de direction de faisceau et de formation de rangées décrits plus haut. Somme toute, on peut se rendre compte que des caractéristiques secondaires de l'invention, telles que celles afférentes à l'amplificateur à échelonnement de gain, au filtre passe-haut à commutation par multiplexeur et à divers autres aspects de l'invention, peuvent être avantageusement mises en oeuvre en association avec des équipements autres que ceux décrits et illustrés dans le présent mémoire. 1. Ensemble de traitement de données sismiques comprenant une pluralité de bornes d'entrée analogique, une borne de sortie et un multiplexeur pourvu d'une pluralité de bornes d'entrée et d'une voie de sortie commune, caractérisé en ce qu'il comprend un filtre passe-haut commuté par multiplexeur, l'un distinct d'entre plusieurs condensateurs étant connecté entre chaque borne d'entrée analogique du filtre et chaque borne d'entrée du multiplexeur, et une résistance étant connectée à la voie de sortie commune. 2. Ensemble selon la revendication 1, caractérisé par des moyens de commande connectés au multiplexeur en vue de connecter sé- quentiellement chacun des condensateurs à la résistance. 3. Ensemble selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qu'une unité de détection sismique élémentaire spécifique est- connectée à chacune des bornes d'entrée. 4. Ensemble selon la revendication 3, caractérisé par des moyens propres à faire varier le rapport entre le temps de travail et le temps d'inactivité de canal du multiplexeur pour faire varier la fréquence de coupure, le temps de travail étant le temps pendant lequel l'une des unités de détection sismique est connectée à la résistance, et le temps d'inactivité de canal étant le reste du temps requis pour accomplir un cycle de balayage de multiplexeur. 5. Ensemble selon la revendication 4, caractérisé en ce que la fréquence de coupure f F { (1/(2uRC) }{D/T} est inférieure à 3 Hz, o. R étant la valeur de la résistance, C la capacité de chaque condensateur, D le temps de travail et T le temps d'inactivité de canal. 6. Ensemble selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé par une pluralité de canaux analogiques faisant partie d'un ensemble d'acquisition de données de signaux sismiques à partage de temps et à canaux multiples, chaque canal étant respectivement connecté à l'une des bornes d'entrée du multiplexeur, le filtre comprenant un circuit échantillonneur-bloqueur, des moyens de couplage connectant la voie de sortie au circuit échantillonneurbloqueur, et un contrôleur couplé au multiplexeur de façon à connecter séquentiellement chaque canal analogique au circuit échantillonneur-bloqueur, une résistance commune étant connectée à la voie de sortie commune du multiplexeur de façon que les condensateurs forment successivement un filtre passe-haut commuté par multiplexeur avec la résistance. 7. Ensemble selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens de couplage comprennent un amplificateur opérationnel ayant pour résistance d'entrée la résistance commune. 8. Ensemble selon l'une quelconque des revendications 6 et 7, caractérisé par des moyens de -réglage du temps de travail du multiplexeur destines à faire varier la fréquence de coupure du filtre passe-haut commuté par multiplexeur. 9. Ensemble de traitement de données sismiques comprenant une pluralité de canaux d'entrée de réception de signaux dont l'un ne reçoit pas de signaux et est mis à la masse et un multiplexeur pourvu d'une pluralité d'entrées et d'une voie commune de sortie, caractérisé par un condensateur connecté entre chacun des canaux d'entrée et l'une des entrées du multiplexeur, chaque condensateur ayant en fonctionnement une tension parasite développée à ses bornes, en combinaison avec des moyens à circuit comportant un amplificateur destiné à relier la voie de sortie du multiplexeur à un dispositif d'exploitation et un circuit échantillonneur-bloqueur connecté entre les moyens à circuit et le dispositif d'exploitation, le circuit échantillonneur-bloqueur comprenant un commutateur parallèle et un condensateur série montés de façon à développer aux bornes du condensateur série une tension-échantillon egale et de polarité opposée à la tension parasite chaque fois que le canal à entrée à la masse est balayé par le multiplexeur et que le commutateur parallèle est fermé, de sorte qu'en fonctionnement, la tension-échantillon vienne ainsi annuler successivement les tensions parasites provenant des canaux de réception de signaux au fur et à mesure du balayage des canaux de réception de signaux par le multiplexeur. 10. Ensemble selon la revendication 9,- caractérisé en ce que le condensateur du canal d'entrée à la masse et les condensateurs des autres canaux d'entrée ont la même capacité. 11. Ensemble selon l'une quelconque des revendications 9 et 10, caractérisé en ce que le circuit d'exploitation est un amplificateur à échelonnement de gain binaire. 12. Ensemble selon l'une quelconque des revendications 9 à 11, caractérisé en ce que les moyens à circuit comprennent un amplificateur-séparateur. 13. Ensemble selon l'une quelconque des revendications 9 à 11, caractérisé en ce que le moyen à circuit est un circuit de conditionnement et d'amplification de signaux. 14. Ensemble selon l'une quelconque des revendications 9 à 13, caractérisé en ce que des moyens d'application de signaux analogiques à large gamme dynamique sont connectés à tous les canaux d'entrée excepté au canal d'entrée mis à la masse et ne recevant pas de signaux. 15. Ensemble selon l'une quelconque des revendications 9 à 14, caractérisé par des capteurs sismiques connectés à tous les canaux d'entrée excepté au canal d'entrée mis à la masse et ne recevant pas de signaux. 16. Ensemble selon l'une quelconque des revendications 9 à 15, caractérisé par un moyen à circuit contrôleur propre à assurer concurremment la connexion au multiplexeur du canal