Brevet FR2318542A1 — publié le 19770211

L'invention concerne un dispositif d'égalisation automatique d'un canal de transmission de données, comportant un filtre transversal connecté entre un échantillonneur du signal des données à la sortie du canal et un circuit de décision restituant les données, les coefficients du filtre transversal étant ajustés pour rendre minimale une fonction prédéterminée du signal d'erreur à l'aide d'un dispositif d'ajustage des coefficients faisant partie d'une boucle de régulation à laquelle est appliqué un signal d'erreur fourni par un circuit formateur de différence connecté aux bornes du circuit de décision. La fonction prédéterminée du signal d'erreur qui est généralement utilisée est l'erreur quadratique moyenne. Un tel dispositif rentre dans la classe des égaliseurs appelés autoadaptatifs dans lesquels l'égalisation, c'est-à-dire la compensation des distorsions d'amplitude et de temps de propagation produites par le canal de transmission, est effectuée automatiquement pendant la transmission des données. Cette égalisation est particulièrement indispensable pour la restitution correcte des données à la réception, lorsque les données sont émises avec une vitesse élevée et un nombre important de niveaux : par exemple 3200 bauds et 8 niveaux. Un égaliseur autoadaptatif du genre ci-dessus mentionné dans lequel l'élément ajustable est seulement un filtre transversal a été décrit par exemple dans un article de Niessen et Willim, intitulé "Adaptative Equalizer for Pulse Transmission" et paru dans la revue I E E E Transactions, Vol. Com 18, n" 4, Aot 1970, pages 377-394. On trouve également une description d'un tel égaliseur dans un article de Proakis et Miller, intitulé "An Adaptative Receiver for Digital stgnaling through Channels with Intersymbol Interference" et paru dans la revue I E E E Transactions, Vol. IT 15, ne 4, Juillet 1969. On contact un deuxième genre d'égaliseurs autoadaptif s comportant outre un filtre transversal ajustable, un filtre récursif également ajustable qui est bouclé sur l'organe de décision. Des essais comparatifs effectués par la demanderesse ont montré que selon le type prédominant des distorsions (amplitude ou temps de propagation), et selon les caractéristiques en fonction de la fréquence de ces distorsions, certains canaux de transmisacn pouvaient être corrigés convenablement par les deux genres d'égaliseur alors que de façon apparemment imprévisible d'autres canaux étaient mieux ou très mal corrigés, soit par l'un, soit par l'autre genre d'égaliseur.Les égaliseurs avec filtre récursif nécessitent en général un nombre moindre de coefficients, mais ils ont un inconvénient, à savoir que par suite de leur structure ils multipllent les erreurs, ce qui pratiquement nécessite avant la transmission des données 1 1émission d'une séquence d'apprentissage pseudo-aléatoire ; pour reconnattre cette séquence à la réception, il se pose alors des problèmes de synchronisation. Les égaliseurs à filtre transversal seulement n'ont pas cet inconvénient et peuvent fonctionner sans l'émission d'une séquence d'apprentissage si le taux d'erreur avant l'égalisation n'excède pas une valeur qui en général ntest pas gtnante (taux d'erreur de 20 %).Mais à moins d'utiliser un nombre exagéré de coefficients incompatible avec un cott réduit, les égaliseurs à filtre transversal ne permettent pas de corriger certains canaux. L'invention a pour but de fournir un nouveau type d'égaliseur auto-adaptatif à filtre transversal, ne nécessitant donc pas de séquence d'apprentissage et qui, tout en restant simple, procure une amélioration considérable de la qualité de l'égalisation par rapport aux égaliseurs à filtre transversal connus. L'idée de l'invention est d'utiliser un nouveau paramètre qui n' avait pas été pris en considération jusqu a présent pour ajuster automatiquement 1 'égaliseur. Conformément à l'invention, un égaliseur autoadaptatif à filtre transversal muni d'une première boucle de régulation pour ajuster les coefficients du filtre de façon à rendre minimale une fonction prédéterminée du signal d'erreur est caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour faire varier la phase des instants d'échantillonnage, cette phase étant ajustée pour rendre minimale ladite fonction prédéterminée du signal d'erreur à l'aide d'un dispositif d'ajustage de la phase faisant partie d'une deuxième boucle de régulation à laquelle est appliqué le signal d'erreur. Ainsi dans ltégaliseur de l'invention, on utilise à la fois les coefficients du filtre et la phase des instants d'échantillonnage pour minimiser ladite fonction prédéterminée du signal d'erreur, c'est-à-dire en pratique l'erreur quadratique moyenne, Grâce à cette mesure, on parvient sans accrottre le nombre de coefficients du filtre à corriger convenablement des canaux que les égaliseurs connus corrigeaient très mal. On peut également obtenir la meme qualité d'égalisation avec un nombre moindre de coeffî- cients du filtre transversal de ltégaliseur. On obtient en outre une plus grande rapidité de l'égalisation. Il existe différents moyens pour faire varier la phase des instants d'échantillonnage, ces moyens pouvant être directs (commande de la phase des impulsions de commande de l'échantillon- neur à l'entrée de I'égaliseur) ou indirects (calculs sur des échantillons de phase fixe fournis par l'échantillonneur d'entrée). A ces différents moyens correspondent plusieurs variantes de réalisation de l'égaliseur de l'invention. La description suivante, en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple non limitatif, fera bien comprendre comment l'invention peut Aetre réalisée. - La figure 1 représente le schéma d'un égaliseur confor me à l'invention utilisant un échantillonneur à phase variable. - La figure 2 représente l'allure de la réponse percus sionnelle d'un canal de transmission. - Les diagrammes de la figure 3 représentent respective ment une réponse percussionnelle particulière, avant échantillonnage, après échantillonnage, puis après échantillonnage et égalisation par un égaliseur connu et par l'égalîseur de l'invention. - La figure 4 est un autre schéma d'un égaliseur déduit de celui de la figure 1. - La figure 5 est le schéma d'un égaliseur utilisant un échantillonneur à phase fixe et un interpolateur li néaire avec un paramètre variable pour l'interpolation. - La figure 6 montre le schéma d'un interpolateur liné aire réalisé sous forme numérique. - La figure 7 est un autre énéma d'un égaliseur déduit de celui de la figure 5. - La figure 8 est un schéma d'un égaliseur utilisant un échantillonneur à phase fixe etdeuxfiltres transver saux à coefficients variables pour l'égalisation. - La figure 9 est un schéma dtun autre égaliseur déduit de la figure 8. - La figure 10 représente l'erreur quadratique moyenne en fonction du nombre de symboles émis, pendant l'éga- lisation d'une ligne par un égaliseur connu et par l'égaliseur de 1'invention. - La figure 11 représente la réponse percussionnelle d'une ligne particulière. - La figure 12 représente pour ia ligne de la figure 11 l'erreur quadratique moyenne en fonction du nombre de coefficients utilisés dans un égaliseur connu et dans l'égaliseur de l'invention. - La figure 13 représente un schéma d'un égaliseur utili sant un échantillonneur à phase fixe et quatre filtres transversaux à coefficients variables pour l'égalisa- tion. - La figure 14 représente un schéma d'un autre égaliseur déduit de celui de la figure 13. Sur'la figure 1, la référence 1 désigne la source placée côté émission qui fournit des données à la fréquence T La référence 2 désigne un ensemble d'éléments de la channe de transmission, comprenant les modulateurs et filtres d'émission, le canal de transmission et les démodulateurs et filtres de réception. A la sortie de cet ensemble 2 qui est équivalent à un filtre passe-bas (voir Zr exemple l'article de Niessen et Willim), on obtient en bande de base le signal des données reçues qui est affecté de distorsions d'amplitude et de phase variables dans le temps, qui sont produites notamment par le canal de transmission. Par la suite l'ensemble 2 sera appelé pour simplifier le canal de transmission. Un échantillonneur 3 échantillonne le signal à à la sortie du canal 2, à la fréquence fournie par le générateur d'impulsions d'horloge locale 4, qui est synchronisé par des moyens connus sur la fréquence des données dans l'émetteur. Le circuit de décision 5 a pour but de restituer les données, en choisissant parmi les niveaux auxquels les données sont émises, ceux qui sont les plus proches de l'amplitude des échantillons.Etant donné que les distorsions produites par le canal de transmission peuvent produire des interférences entre symboles conduisant à un taux d'erreur inacceptable dans les données restituées, on dispose entre l'échantillonneur 3 et l'organe de décision 5, un dispositif d'égalisation qui doit réaliser automatiquement une fonction de transfert inverse de celle du filtre passe-bas équivalent au canal de transmission 2. Un dispositif d'égalisation connu à filtre transversal comporte un filtre transversal 6 dont la réponse impulsionnelle de durée nécessairement limitée doit autre réglée automatiquement pour corriger les distorsions produites par le canal de transmission. Le filtre transversal peut être d'un type analogique ou d'un type numérique. Dans ce dernier cas qui est celui illustré sur la figure 1, les nombres appliqués à l'entrée du filtre 6 résultent du codage des échantillons par le codeur d'impulsions 7. Par la suite, pour simplifier la terminologie, les nombres entrant et sortant du filtre sont appelés échantillons, étant entendu que ceux-ci sont couds si le filtre est du type numérique. Les échantillons à l'entrée du filtre transversal 6 sont appliqués à un montage en cascade de 2N cellules R introduisant chacune un retard T correspondant à la fréquence T des échantillons. Le retard total 2NT définit la durée totale de la réponse impulsionnelle utilisée pour le filtrage. Les bornes d'entrée et de sortie des cellules R sont connectées par 2N + 1 branches S à une entrée de 2N + 1 multiplieurs P dont l'autre entrée est connectée aux 2N + 1 éléments de mémoires m dans lesquels sont stockés les coefficients du filtre transversal. La sortie des multiplieurs P est connectée à l'entrée du circuit additionneur 8.Le filtre transversal est commandé pour fournir à la sortie du circuit 8, des échantillons à la fréquence Tss qui sont chacun la somme pondérée des 2N * 1 échantillons apparaissant aux branches S du montage en cascade des cellules R, les coefficients utilisés pour la pondération étant ceux stockés dans les mémoires m. Les valeurs de ces coefficients sont ajustées à l'aide d'un dispositif d'ajustage des coefficients 11 faisant partie d'une bouclede régulation 9 à laquelle est appliqué un signal d'erreur fourni par le circuit formateur de différence 10 qui est connecté aux bornes du circuit de décision 5.Le dispositif d'ajustage ll comporte 2N + 1 circuits C qui élaborent chacun un signal d'ajustage pour chacun des coefficients contenus dans les mémoires m, de façon à rendre minimale une fonction prédéterminée du signal d'erreur. Pour cette fonction on utilise généralement l'erreur quadratique moyenne. C'est dans ce cas que l'on-va maintenant décrire plus complètement le fonctionnement de ltégaliseur connu dont la constitution vient d'titre donnée. On appelle ei les symboles émis par la source de données 1 à des intervalles de temps T. Le signal émis peut s'écrire étant la distribution de Dirac. Le signal reçu x(t) appliqué à l'entrée de l'échantillonneur 3 peut s'écrire Les distorsions de ce signal reçu sont caractérisées par la réponse percussionnelle h(t) du filtre passe-bas équivalent au canal de transmission 2. Pour un symbole Fi émis, le signal reçu a la forme de la réponse percussionnelle h(t) qui a par exemple l'allure représentée sur la figure 2. Le signal x(t) est échantillonné dans l'échantillonneur 3 à des intervalles de temps T, avec une phase fixe qui en général est telle que l'instant de référence des instants d'échantillonnage coïncide avec le temps t = O où la réponse percussionnelle est maximale. On a représenté dans ce cas sur la figure 2, par des traits pleins les. échantillons de h(t) correspondant à un symbole & émis. En supposant que l'échantillon x(iT) correspondant à un symbole Fi soit disponible au milieu du montage des 2N cellules de retard R du filtre transversal 6, ltechantillon correspondant y(iT) à la sortie du filtre transversal s'écrit Dans cette expression, k prenant toutes les valeurs entières de -N à N, ak représente les 2N + 1 coefficients stockés dans les mémoires m ; x [(i - k)Td représente les 2N + 1 échantillons disponibles sur les branches S du filtre transversal. L'organe de décision 5 quantifie chaque échantillon y(iT) en choisissant parmi les symboles des données celui dont le niveau est le plus proche. Si le symbole fourni par l'organe de décision est différent du symbole désiré ei, il se produit une erreur de symbole. Cette erreur se produit si le signal d'erreur e(iT) est trop grand, e(iT) étant défini par la relation suivante: (2) e(iT) = y(iT) En général, dans les égaliseurs connus, les coefficients ak du filtre transversal sont ajustés à l'aide de la boucle de régulation i pour minimiser l'erreur quadratique moyenne f ; Dans cette formule > E signifie que l'on prend la valeur moyenne de la quantité entre accolades. En reportant l'expression (1) de y(iT) dans la formule (3), on obtient Iterreur quadratique moyenne en fonction des coefficients ak, soit Pour déterminer-les valeurs des coefficients ak permettant d'obtenir une valeur minimale f min de l'erreur quadratique moyenne, il faut résoudre un système de 2N + 1 équations à 2 N + 1 inconnues ak. (4) #f(ak) = 0 k entier, prenant toutes les va #ak leurs de -N à +N. Dans la pratique, l'ajustage des coefficients ak est effectué par récurrences successives en utilisant l'algDrithme du gradient, les coefficients obtenus de cette façon convergeant vers les solutions du système (4). On trouvera la description et la mise en oeuvre de cet algorithme dans les deux articles précités. L'algorithme du gradient est défini par la relation de récurrence k variant de -N à +N. Selon cette relation, les coefficients ak à la récurrence ;1, sont modifiés à la récurrence suivante i + 1. de la quantité calculée à la récurrence j, 0 En utilisant les formules 1, 2 et 3 et tous calculs effectués, l'algorithme du gradient (5) s'écrit Dans cette formule # = 2 s est un coefficient qui détermine le pas de l'algorithme. On a représenté schématiquement sur la figure 1 les circuits nécessaires à la mise en oeuvre de l'algorithme selon la relation (6), dans la boucle de régulation i. Le circuit formateur de différence 10 connecté aux bornes du circuit de décision 5, fournit le signal d'erreur e(iT) défini par la relation (2), à une récurrence j. Ce signal d'erreur est appliqué dans le dispositif d'ajustage 11 à 2N + 1 circuits C identiques qui commandent chacun l'ajustage d'un coefficient ak du filtre transversal. Dans chaque circuit d'ajustage, l'échantillon x[(i-k)T] pris dans la branche Sk du filtre transversal corres pondant au coefficient a k et le signal d'erreur e(iT) sont appliqués à un multiplieur 12 qui fournit le produit e(iT) . x (i-k)T0. Le circuit intégrateur 13 branché à la sortie du multiplieur 12 fournit la valeur moyenne de ce produit. Cette valeur moyenne est multipliée par le coefficient # dans le multiplieur 14, qui fournit ainsi vers la mémoire mk la quantité de l'expression (6) par laquelle sera modifié à la récurrence suivante ; + 1, le coefficient a k considéré. La période de récurrence peut être égale à la période T des données : les coefficients sont alors modifiés à chaque donnée reçue. La période dé récurrence peut aussi eAtre égale à un multiple de T : tT : Dans ce cas on intègre le résultat de t modifications à apporter aux coefficients, avant d'effectuer une nouvelle modification. Selon les caractéristiques des distorsions d'amplitude et de temps de propagation des canaux de transmission, c'est-à-dire selon la forme de leur réponse percussionnelle, les résultats obtenus avec un filtre transversal connu de cette manière sont très différents. Un grand nombre d'essais effectués par la demanderesse ont montré que par exemple certains canaux de transmission étaient mal égalisés. La figure 3a montre à titre d'exemple la réponse percussionnelle h(t) d'un canal de transmission de ce genre avec l'axe des temps gradué en périodes T des données émises. Cette réponse h(t) correspond au signal analogique reçu quand on émet une impulsion de Dirac à l'entrée de la ligne. Il est pratique de juger de la qualité de l'égalisation en déterminant l'erreur quadratique moyenne f définie par les relations (2) et (3) lorsqu'on émet à l'entrée de la ligne une suite d'impulsions de Dirac modulées par deux nivaaux aléatoires. La figure 3b montre la réponse h(t) de la figure 3a échantillonnée à la fréquence T par l'échantillonneur 3, avec uné phase d'échantillonnage nulle ce qui signifie que l'instant de référence des instants d'échantillonnage est pris au temps t = O où h(t) prend sa valeur maximale : On a deux échantillons, l'un de valeur 1 au temps t = O, l'autre de valeur - 0,9 au temps t = + T. I1 est clair qu'avec cette réponse, il se produit des interférences inacceptables au même instant d'échantillonnage à la réception, entre deux impulsions émises successivement. Si l'on n'utilisait pas d'dgaliseur, l'erreur quadratique moyenne serait de 0,81. La figure 3c montre la réponse égalisée appliquée à l'en- trée de l'organe de décision 5, quand on utilise un égaliseur connu à filtre transversal à 6 coefficients ajustables, avec une phase d'échantillonnage nulle. Alors qu'on ne devrait obtenir qu'un échantillon de valeur 1 au temps t = 0, on obtient plusieurs échantillons de valeur non négligeable autour d'un échantillon de valeur inférieure à 1 au temps t = O. Cette égalisation d'assez mauvaise qualité est caractérisée par une erreur quadratique moyenne de 0,1. L'invention permet d'éviter des résultats de ce genre et d'une manière générale elle fournit un moyen simple d'améliorer de façon considérable la qualité de l'égalisation fournie par un égaliseur à filtre transversal sans augmentation du nombre de coefficients ajustables du filtre. Conformément à l'invention, un égaliseur à filtre transversal comporte des moyens pour faire varier la phase des instants d'échantillonnage ; Dans le mode de réalisation de la figure 1, ces moyens sont directs et consistent en un circuit déphaseur 15 connecté à la sortie du générateur d'impulsions 4 de fréquence T. T Selon le signal variable appliqué à la borne de commande 16 du cir- cuit déphaseur, la phase des instants d'échantillonnage dans l'échantillonneur 3 est rendue variable. Cette phase des instants d'échantillonnage est ajustée pour rendre minimale une fonction prédéterminée du signal d'erreur (erreur quadratique moyenne), à l'aide d'un dispositif d'ajustage de la phase 18 faisant partie d'une boucle de régulation 17 à laquelle est appliqué le signal d'erreur fourni par le circuit formateur de différence 10. Comme précédemment, on suppose que la deuxième boucle de régulation est conçue pour minimiser l'erreur quadratique moyenne. Avec ltégaliseur de ltinvention la phase d'échantillonnage est donc une variable supplémentaire qui est utilisée comme les coefficients a k du filtre transversal 6 pour minimiser l'erreur quadratique moyenne. Compte tenu de cette variable supplémentaire, on va d'abord réécrire les diverses relations fournies préeédemment, et l'on pourra en déduire la structure du dispositif d'ajustage 18 de la deuxième boucle de régulation 17. La phase variable d'échantillonnage est caractérisée comme le montre la figure 2 par l'intervalle de temps to ( T entre des échantillons de phase variable (représentés en traits pointillés) et des échantillons de phase fixe (représentés en traits pleins). Les valeurs des échantillons disponibles aux branches du filtre transversal 6 dépendent donc de to et notamment 1 'échantil- lon disponible sur la branche centrale s'écrit : x (to + iT). L'échantillon correspondant obtenu à la sortie du filtre transversal 6 s'écrit de façon comparable à la relation (1) L'erreur quadratique moyenne s'écrit En reportant dans (8) la valeur de Y(to + iT) donnée par la formule (7) > on obtient une valeur de f fonction des ak et de to, soit f(ak, to). Pour minimiser l'erreur quadratique moyenne, au lieu de déterminer les valeurs des a k et de to solutions du système d'équations k variant de -N à +N on utilise l'algorithme du gradient qui se traduit par deux relations de récurrence correspondant l'une à l'ajustage des coefficients a. et l'autre à l'ajustage de to. &alpha; désignant un coefficient constant. En utilisant les relations (7) et (8) et tous calculs faits, les relations (10) et (11) s'écrivent Dans ces relations A = @ 2&alpha;et x(t) est la dérivée de x(t) par rapport au temps. k entier varie de -N à N. La relation (12) indique les modifications à apporter à chaque récurrence aux coefficients a k du filtre transversal 6. Elle est tout à fait comparable à la relation (6) qui a permis de défi nir la structure des circuits C d'ajustage des coefficients, la seule différence étant que la valeur des échantillons disponibles sur les branches du filtre transversal 6 dépend maintenant de to. La première boucle de régulation 2 pour l'ajustage des coefficients a donc la meme structure et fonctionne de la même manière juron ï ra décrit ci-dessus pour un égaliseur connu. La relation (13) indique la modification à apporter à chaque récurrence à l'intervalle de temps to caractérisant la pha se des instants d'échantillonnage. Le dispositif ajustage 18 com porte les circuits nécessaires pour le calcul du terme modificateur de to qui apparatt dans la relation (13). I1 comporte un circuit d'ajustage 19 qui comprend les mêmes éléments qu'un circuit d' ajus- tage C utilisé pour l'ajustage d'un coefficient du filtre 6.Ce circuit 19 comporte d'abord un multiplieur 20 qui reçoit sur une entrée le signal d'erreur e(iT) fourni par le formeur de différen ce 10 et sur l'autre entrée les échantillons de sortie d'un filtre transversal 6' qui est identique au filtre 6, c'est-à-dire qu'il comporte également 2N cellules R' de retard T, 2N + 1 multiplieurs P' qui reçoivent des mémoires ni les mêmes coefficients ak et dont les sorties sont connectées au circuit additionneur 8'. A l'entrée du filtre transversal 6' sont appliqués des échantillons codés par le codeur 7' et fournis par l1échantillonneur 3' qui est commandé en synchronisme avec l'échantillonneur 3 par les impulsions de sor tie du déphaseur 15.Le signal analogique z (t) à l'entrée de l'échantillonneur 3' est fourni par le circuit dérivateur 23 auquel est appliqua le signal x(t) obtenu à la sortie du anal de transmission. On voit donc que le filtre 6' fournit des échantillons ré sultant chacun de la somme pondérée qui apparat dans la relation (13) et qu'à la sortie du multiplieur 20, on obtient le terme en tre accolades de cette relation. La valeur moyenne de ce terme est fournie par le circuit intégrateur 21 et le multiplieur 22 multi plie cette valeur moyenne par le coefficient d. On obtient donc à la sortie du multiplieur 22, le terme modificateur de to qui appa ratt dans la relation (13). La phase des impulsions de commande des échantillons 3 et 3' est ainsi modifiée par récurrence succes sives. Etant donné que l'échantillonneur 3' est synchrone de ltéchantillonneur 3 et que le filtre transversal 6t a la mAeme structure et utilise les mêmes coefficients que le filtre 6, il peut ?tre avantageux de n'utiliser qu'un seul échantillonneur et qu un seul filtre transversal en partageant les temps de travail de ces éléments entre l'ajustage des coefficients a k et l'ajustage de to. Etant donné que le filtre transversal 6' a la même structure et utilise les memes coefficients que le filtre 6, il peut être avantageux de n'utiliser qu'un seul filtre transversal qui, par partage des temps, sera utilisé alternativement comme le filtre 6 pour l'ajustage des coefficients a k et comme le filtre 6' pour l'ajustage de to. La figure 4 montre schématiquement un exemple de réalisation d'un tel égaliseur dans lequel à l'intérieur d'une période T, le temps est partagé en deux demi-périodes 2 utilisées respectivement pour l'ajustage des ak et de to. Les éléments déjà utilisés sur la figure 1 portent les mêmes références. L'échantillonneur 3 branché à l'entrée du filtre transversal 24 est commandé à la fréquence 2/T déduite du générateur d'impulsions d'horloge 4 par le doubleur de fréquence 25, avec une phase variable par le circuit déphaseur 15. A l'entrée de l'échantillonneur 3 est appliqué par l'intermédiaire du circuit de commutation 26 représenté sous la forme d'un contact inverseur à deux positions h1 et b1, soit le signal x(t) sortant du canal de transmission 2 et retardé de T/2 par le circuit de retard 27, soit le signal de sortie z (t) du circuit dérivateur 23. Le circuit commutateur 26 est commuté sur ses deux positions hl et bl à l'aide des deux sorties H et B du compteur modulo 2, 28 qui compte les impulsions de fréquence 2/T à la sortie du circuit déphaseur 15. Il reste donc établi sur chaque position pendant le temps T Le filtre transversal 24 comporte un montage en cascade de cellules R1 de retard T/2, que l'on prend en nombre égal à 4N pour faciliter la comparaison avec l'égaliseur de la figure 1. Ces cel-lules déterminent 2N + 1 branches Si séparées par deux cellules RI et connectées de la même manière que sur la figure 1 à des multiplieurs P et à des circuits C d'ajustage des coefficients contenus dans les mémoires m. La sortie des 2N + 1 multiplieurs P est connectée à l'additionneur 8 qui fournit à la sortie du filtre transversal des échantillons à la même fréquence 2/T que celle des échantillons d'entrée, ce que l'on a montré schématiquement en connectant la sortie du circuit déphaseur 15 è une borne de commande 45 de l'additionneur 8.Les cellules R1 déterminent également 2N brancs Sp séparées desbranches Si par une cellule de retard. Ces branches Sp non utilisées serviront seulement à l'explication du fonctionnement de ltégaliseur. A la sortie du filtre transversal 24 est connecté le circuit de commutation 29 représenté sous la forme d'un contact inverseur à deux positions h2 et b2 qui applique les échantillons de sortie du filtre transversal soit à l'organe de décision 5, soit à une entrée du multiplieur 20 faisant partie du circuit d'ajustage de la phase 19. Le circuit commutateur 29 est commandé en synchronisme avec le circuit commutateur 26 par les sorties H et B de compteur modulo 2, 28. Le signal dterreur à la sortie du circuit formateur de différence 10 est appliqué dans la première boucle de régulation 2 au dispositif d'ajustage des coefficients 11. Ce dernier comporte des circuits C d'ajustage des coefficients qui sont connectés aux mémoires m correspondantes par l'intermédiaire de circuits r de retard prédéterminé compris entre T et T.Par ailleurs, le signal d'erreur est également appliqué dans la deuxième boucle de régulation 17 à la deuxième entrée du multiplieur 20 faisant partie du circuit d'ajustage de la phase 19, par l'intermédiaire du circuit 46 de retard T 2 Le fonctionnement de l'égaliseur de la figure 4 est le suivant : Les circuits de commutation 26 et 29 sont pendant les demi-périodes T/2 que l'on appelle impaires sur les positions h1 et 2 h1 h2 et pendant les demi-périodes paires sur les positions bl et b2. On voit que par le circuit 26 I'échantillonneur 3 fournit alternativement à entrée du filtre transversal pendant les demi-périodes impaires et paires des échantillons de x(t) et des échantillons de x(t). Grâce au circuit 27 de retard T/2, deux échantillons consécutifs de x(t) et x(t) qui sont séparés par l'intervalle de temps T/2, correspondent en réalité à un même instant d'échantillonnage. Pendant les demi-périodes impaires par exemple les échantillons de x(t) qui sont séparés par l'intervalle de temps T apparaissent sur les 2N + 1 branches utiles Si du filtre transversal, tandis que les échantillons de z (t) apparaissent sur les branches Sp inutilisées.Pendant les demi-périodes paires, ce sont les échantillons de x(t) qui apparaissent sur les branches utiles Si et les échantillons de x(t) qui apparaissent sur les branches Sp. Pendant les demi-périodes impaires, les échantillons de sortie du filtre transversal 24 résultent chacun de la somme pondérée d'échantillons de x(t) et sont fournis à la fréquence T Par la position h2 du circuit de commutation 29, ces échantillons sont appliqués au circuit de décision 5 et le signal d'erreur élaboré par le circuit formateur de différence 10 est appliqué dans la boucle de régulation 9 au dispositif d'ajustage il des coefficients. Les signaux d'ajustage des coefficients élaborés par les circuits d'ajustage C à une certaine demi-période impaire ne sont pas appliqués immédiatement aux mémoires m des coefficients, mais sont stockés dans les circuits de retard r pendant un cartain temps compris entre T/2 et T, pour que les coefficients contenus dans les # mémoires m ne soient modifiés que dans la demi-période paire suivante après que la modification de to ait été effectuée. Pendant les demi-périodes paires, les échantillons de sortie du filtre transversal résultent chacun de la somme pondérée d'échantillons de z (t) et sont fournis avec la période T. A une certaine demi-période paire, les coefficients de pondération utilisés sont, grtce aux circuits de retard r, les mêmes que ceux utilisés à la demi-période impaire précédente pour l'élaboration du signal d'ajustage des coefficients. Par la position b2 du circuit de commutation 29, ces échantillons sont appliqués à une entrée du multiplieur 20 dans le circuit 19 d'ajustage de la phase.A l'autre entrée de ce multiplieur est appliqué le signal d'erreur à la sor T tie du circuit formateur de différence 10 > retardé de 2 par le cir- cuit de retard 46, ce signal d'erreur étant ainsi celui utilisé à la demi-période impaire précédente pour l'élaboration du signal d'ajustage des coefficients. De la même manière qu'on l'a expliqué sur la figure 1, le circuit 19 élabore le signal d'ajustage de la phase qui est fourni à la borne de commande 16 du circuit déphaseur 15. A ce moment le signal d'ajustage des coefficients est fourni aux mémoires m par les circuits de retard r de sorte qu'au total pendant une période T il s'est produit la modification des coefficients ak et de la phase conformément à l'algorithme du gradient défini par les relations (12) et -(13). Tous les essais effectués par la demanderesse ont montré qu'en utilisant ainsi la phase dléchantillonnage pour l'égalisaticn automatique d'un canal de transmission, on obtient une amélioration très importante de la qualité de l'égalisation. Par exemple, en utilisant un égaliseur du type des figures 1 ou 4 avec 6 coeffi cients ajustables et avec la phase d'échantillonnage ajustable, pour égaliser le canal de transmission dont la réponse impulsionnel le est représentée sur la figure 3a, on a obtenu à entrée de ltor- gane de décision 5 la réponse égalisée représentée sur la figure 3d. Cette réponse égalisée, à comparer à la réponse de la figure 3c ob tenue avec un égaliseur connu utilisant également 6 coefficients, ne comporte en dehors de Iréchantillon de valeur maximale pratique ment égale à 1 que des échantillons adjacents à peine perceptibles à l'échelle de la figure et de valeur presque nulle. L'erreur qua dratique moyenne correspondante est de 3.10 et la phase de l'échantillonnage qui était égale à zéro avant égalisation s'est asservie sur une valeur de to égale à 0,17 T. Cet exemple montre de façon très significative l'importance du paramètre de la phase d'échantillonnage pour la qualité de l'égalisation. Dans la première variante de l'invention décrite jusqu'à présent sur les figures 1 ou 4, on agit directement sur la phase des impulsions de commande de l'échantillonneur 3, pour obtenir à l'entrée du filtre transversal des échantillons x [to + iT] et donc aux différentes branches du filtre des échantillons x [to + (i-k)T]. La phase de ces échantillons caractérisée par l'intervalle de temps to constitue l'une des variables qui avec les coefficients sont ajustées pour minimiser l'erreur quadratique moyenne. Ce système direct de réglage de la phase des échantillons utilisés dans le fil tre transversal n'est pas le seul qui puisse être utilisé et n'est pas toujours le plus avantageux. Ce système nécessite un déphaseur d'impulsions précis et sensible qui peut autre difficile à réaliser. On a constaté par ail leurs que pour certaines réponses percussionnelles de lignes de transmission, qui après échantillonnage donnent lieu à des échantil lons de valeur très sensible au paramètre to, il est difficile de choisir le coefficient A due la formule (13) qui définit le pas de modification de 'te. Si d est trop grand il peut y avoir convergen ce de l'algorithme pendant un certain nombre de récurrences, puis ensuite divergence. Si # est choisi trop petite temps de conver gence augmente et la rapidité de l'égalisation est diminuée. Enfin, on a constaté dans certains cas que selon les valeurs initiales données aux coefficients ak et au paramètre to, ltégaliseur peut s'asservir sur plusieurs états correspondant à des valeurs diffé rentes de l'erreur quadratique moyenne. Certains états correspon dent à des faut minimums de l'erreur quadratique moyenne. Un seul état qui est celui recherché correspond au "minimum minimorum" de cette erreur. Dans plusieurs variantes de l'invention que l'on va maintenant décrire, on utilise à la sortie du canal de transmission un échantillonneur à phase fixe et fournissant donc des échantillons de la forme x(iT), et sur ces échantillons on effectue des calculs utilisant un ou plusieurs paramètres variables liés au temps to caractérisant la phase d'échantillonnage. En faisant varier ce ou ces paramètres, on simule un échantillonneur à phase variable. Dans la variante de l'égaliseur de l'invention àont le schéma est montré sur la figure 5, on calcule des échantillons de phase variable à l'entrée du filtre transversal en effectuant une interpolation linéaire entre les échantillons de phase fixe du signal x(t) à la sortie du canal de transmission et d'autres échantillons de phase fixe d'un signal d'interpolation déduit de x(t), en utilisant pour le calcul des échantillons interpolés un paramètre lié à te. Les éléments déjà utilisés sur la figure 1 ont la même référence dans 1'égaliseur de la figure 5. Dans cet égaliseur, le signal analogique x(t) à la sortie du canal de transmission 2 est appliqué à deux branches de circuit 30 et 31. La branche Jg compor te l'échantillonneur 3 3 à phase fixe qui est commandé directement par les impulsions à la fréquence T du générateur 4 et dont la sortie est connectée à une entrée de l'additionneur 32.La branche 31 comporte un circuit 33 qui peut autre dans un mode de réalisation de l'égaliseur un circuit dérivateur ou dans un autre mode de réa T lisation un circuit de retard (par exemple retard de 2) Le signal analogique à la sortie du circuit 33,appelé signal d'interpolation, est échantillonné dans I'échantillonneur à phase fixe 3' qui est commandé en synchronisme avec 1'échantillonneur 3.Les échantillons sortant de 3t sont multipliés par le paramètre variable 0 dans le multiplieur 34 dont la sortie est connectée à l'autre entrée de l'additionneur 32. I1 est entendu que les échantillons à la sortie des échantillonneurs 3 et 3' sont codés par des codeurs d'impulsion non représentés si le traitement ultérieur des échantillons est numérique. La sortie de l'additionneur 32 est connectée au filtre transversal 6 qui comporte les mimes éléments que sur la figure 1 et dont les coefficients sont ajustés de la même manière à partir du signal d'erreur qui est fourni par le formeur de différence 10 et qui est appliqué à la boucle de regulation 9, cette boucle comportant le dispositif 11 d'ajustage des coefficients. Le signal d'erreur est aussi appliqué à la boucle de régulation 17 comportant un dispositif d'ajustage 18 muni du circuit 19 qui ajuste le para mètre variable 0 appliqué à une des entrées du multiplieur 34. o Comme on va maintenant l'expliquer, ensemble des deux branches de circuit 30 et 71 connectées à l'additionneur 32 permet de simuler le fonctionnement d'un échantillonneur à phase variable, comme si les échantillons à la sortie de l'additionneur 32 avaient la forme z(to + iT), les variations de l'intervalle de temps to étant obtenues en faisant varier le paramètre # appliqué à une entrée du multiplieur 34. Le mode de réalisation où le circuit 33 est un circuit dérivateur correspond à la mise en oeuvre d'une interpolation linéaire définie par la relation (14) x(to + iT) &num; x(iT) + %0 . z(iT) Dans cette formule x(iT) représente les échantillons aux temps iT du signal analogique x(t) à la sortie du canal de transmission ; x(iT) représente les échantillons aux temps iT du signal d'interpolation z (t) obtenu par dérivation de x(t) ;# est un paramètre variable. Cette formule signifie que l'on peut obtenir des échantillons x(to + iT) de phase to variable par interpolation linéaire entre les échantillons x(iT) et les échantillons x(iT) en faisant varier le paramètre # dans la formule d'interpolation. On voit sur la figure 5, que l'échantillonneur 3 fournit les échantillons x(iT) du signal x(t) à la sortie du canal de transmission 2. L'échantillonneur 3' fournit les échantillons x(iT) du signal z (t) fourni par le circuit 33 considéré comme un dérivateur. Le multiplieur 34 fournit des échantillons t0 . x(iT) et à la sortie du circuit additionneur 32 on obtient des échantillons x(iT) + . #(iT) représentant le résultat de l'interpolation correspondant selon la relation (14) à des échantillons x(to + iT). Le mode de réalisation où le circuit de retard 33 est un circuit de retard correspond à la mise en oeuvre d'une interpolation linéaire définie par la relation (15) x(to + iT) &num; x(iT) + . xD(iT) Dans cette formule xD(iT) représente des échantillons aux temps iT d'un signal xD(t) obtenu par une translation dans le temps c'est-à-dire en retardant # par exemple #/2 le signal analogique x(t) à la sortie du canal de transmission. Avec le circuit 33 considéré maintenant comme un circuit de retard (par exemple T il est clair que l'ensemble des deux branches de circuit 30 et 31 connecté au circuit additionneur 32 met en oeuvre l'interpolation linéaire décrite par la formule (15) et l'on obtient à la sortie de l'additionneur 32 des échantillons x(to + iT) de phase variable to en faisant variable le paramètre #o appliqué à une entrée du multiplieur 34. On peut obtenir le même résultat par des moyens purement numériques évitant d'utiliser un circuit de retard analogique 33 du signal x(t). Par exemple pour un retard de T/2, on peut utiliser le dispositif d'interpolation montré sur la figure 6. Ce dispositif comporte un échantillonneur 3 qui échantillonne le signal x(t) à la 2 sortie du canal de transmission à la fréquence T double de celle des données et déduite de la fréquence T du générateur d'impulsions 4 à l'aide du doubleur de fréquence 36.La suite des échantillons de fréquence 2/T est décomposée en 2 suites entrelacées par le démultiplexeur 37 représenté sous la forme d'un contact inverseur commandé sur deux positions par les deux sorties du compteur modulo 2, 47 qui compte les impulsions de fréquence 2 à la sortie du doubleur T de fréquence 36. Le démultiplexeur 37 fournit sur les deux branches 30 et 31 deux suites d'échantillons de fréquence @/T, décalés entre eux de T/2.On peut considérer que dans la branche 30, on a les échantillons de la forme x(iT) et dans la branche 2 les échantillons retardés de la orme x(iT - T/2) Ces derniers échantillons dans la branche 51 sont multipliés par #o à l'aide du multiplieur 34 tandis que les échantillons x(iT) dans la branche 50 sont retardés de T par le circuit de retard 38 pour coincider dans le temps avec ceux de la branche 31. On obtient ainsi à la sortie du circuit additionneur 32 des échantillons à la fréquence - résultant chacun T de l'interpolation définie par la formule (15). Par l'un quelconque des dispositifs d'interpolation décrits on obtient donc à l'entrée du filtre transversal 6, des échantillons x(to + iT) de phase variable to au moyen du paramètre to- Pour obtenir l'égalisation, on minimise par exemple l'er- reur quadratique moyenne f en ajustant toujours les valeurs des 2N + 1 coefficients a k du filtre 6, mais en ajustant maintenant la phase des échantillons dans ce filtre au moyen du paramètre t0. Pour montrer les calculs à effectuer, il faut maintenant exprimer l'erreur quadratique moyenne en fonction des coefficients ak du filtre transversal 6 et du paramètre t0. Si lton utilise par exemple un dispositif d'interpolation avec circuit de retard, la correspondance entre les échantillons sur les branches du filtre transversal 6 exprimés en fonction de to et ceux exprimés en fonction de tn se déduit de la formule (15): Les échantil y(to + iT) à la sortie du filtre transversal 6 sont exprimés en fonction de #o et des ak par la formule : On obtient l'erreur quadratique moyenne f en fonction de a k et #o en reportant la valeur de y(to + iT) définie par la formule (17), dans la formule (8). Au lieu de résoudre le système d'équations k prenant toutes les valeurs en tières de -N à N On utilise comme précédemment l'algorithme du gradient défini par les relations de récurrence : - Tous calculs effectués, les relations (19) et (20) stécri- vent: (21) ,j+l = .E E (iT) . [x(i-k)T + t j. XD(i-k)Ti} k k o (22) jUl= tJ - t A.E eS (iT) S ak 5 ak x Tous les termes de ces relations ont été déjà définis. La relation de récurrence (21) à utiliser pour l'ajustage des coefficients a k du filtre transversal 6 est en fait exactement la même que la relation (12) utilisée pour l'ajustage des coeffi cients du filtre 6 sur la figure 1 : On peut s en rendre compte par la formule (16). Par conséquent, sur la figure 5 la boucle de régulation 9 qui élabore à chaque récurrence les termes modieicateurs des coefficients a k est branchée de la même façon, comporte les mê- mes éléments et fonctionne de la mme manière que sur la figure 1. La relation de récurrence (22) à utiliser pour l'ajustage du paramètre #@ appliqué à une des entrées du multiplieur 34 peut être comparée à la relation de récurrence (13) utilisée pour l'ajustage du déphasage to des instants d'échantillonnage dans l'égaliseur de la figure 1. Ces relations ne diffèrent que par l'expression des échantillons figurant dans la sommation Par conséquent, sur la figure 5, la boucle de régulation 17 qui élabore à chaque récurrence le terme modificateur du paramètre #o a une constitution identique à celle de l'egaliseur de la figure 1. Nais le filtre transversal 6' qui a les mêmes coefficients que ceux du filtre 6, reçoit maintenant les échantillons xD(iT) à la sortie de l'échantillonneur 3'. A la sortie du circuit 19 à l'entrée duquel est appliqué le signal d'erreur x(iT) et les échantillons sortant du filtre 6', on obtient le terme modificateur du paramètre 90, qui est appliqué au multiplieur 34. Dans le cas où l'on utilise un dispositif d'interpolation avec circuit 33 dérivateur, c'est la sormule d'interpolation (14) qui fournit l'expression en fonction de t0 des échantillons à l'entrée-du filtre transversal 6 et il est aisé de voir que le schéma de l'égaliseur est exactement le même et fonctionne de la même manière. On a supposé jusqu'à présent que l'interpolation linéaire entait effectuée entre les échantillons du signal x(t) lui-meme et d'un signal d'interpolation XD(t) ou x(t) déduit de x(t). Dans ce cas, le domaine des variations de phase de l'échantillon interpolé correspond à un domaine de variations de to allant de O à une cer T taine valeur, par exemple . On peut également effectuer une inter- polation linéaire entre deux signaux d'interpolation déduits de x(t) et tous deux différents de x(t), par exemple XD1(t) = x(t et XD2(t) = x(t - 2)- Dans ce cas, on doit insérer Sur les deux branches 30 et 31 des circuits de retard, l'un de T/4 et l'autre de T.Le domaine des variations de to ira de T à T Cela peut être 2 avantageux si l'on peut prévoir que la valeur finale de to est à l'intérieur de ce domaine. Un autre mode de réalisation de l'dgaliseur utilisant aussi les 2N + 1 coefficients ak et le paramètre t0 pour minimiser l'erreur quadratique moyenne est montré sur la figure 7. La structure de l'égaliseur de la figure 7, peut être obtenue én exprimant les échantillons y(to + iT) à l'entrée de ltorgane de décision sous la forme suivante qui se déduit aisément de la formule (17) Conformément à cette expression, les échantillons à l'en- trée de l'organe de décision 5 sur la figure 7, sont obtenus à la sortie d'un circuit additionneur 40 à deux entrées ; Sur une entrée sont appliqués des échantillons résultant de la première sommation de la formule (23).Ces échantillons sont obtenus à la sortie du filtre transversal 6 à 2N + 1 coefficients variables a k et à l'en- trée duquel sont appliqués les échantillons x(iT) du signal x(t) fournis par l?échantillonneur 3. Sur l'autre entrée sont appliqués des échantillons correspondant au deuxième terme de la formule (23). Ces échantillons sont obtenus à la sortie du multiplieur 41 qui multiplie par le paramètre variable t0 les échantillons de sortie du filtre transversal 6'. Ce filtre 6' a la Meme structure et utilise les mimes coefficients a k que le filtre transversal 6. A son entrée sont appliqués les échantillons xD(iT) fournis par l'échantillonneur 3' du signal xD(t) à la sortie du circuit de retard 33. En comparant les schémas des figures 5 et 7, on voit que sur la figure 5 la pondération avec paramètre g variable est effectuée à partir des échantillons z(iT) et xD(iT) fournis par les échantillonneurs 3 et 3' alors que sur la figure 7, la pondération avec paramètre > 0o variable est effectuée à partir des échantillons de sortie des deux filtres transversaux 6 et 6'. La valeur des échantillons à l'entrée de l'organe de décision 5 est la même dans les deux cas. On utilise également dans la figure 7, les 2N + I coefficients ak et le paramètre de pondération #o pour minimiser l'erreur quadratique moyenne. L'algorithme du gradient est également défini par les relations de récurrence (21) et (22). La boucle de régulation 9 qui permet l'ajustage des 2N + 1 coefficients ak des filtres transversaux 6 et 6' a la même structure et est branchée de la même manière que sur la figure 5.La boucle de régulation 17 qui permet l'ajustage du paramètre #o a la mtme structure que sur la figu re 5 ; elle comporte le circuit d'ajustage 19 qui reçoit le signal d'erreur et les échantillons de sortie du filtre transversal 6' ; le signal d'ajustage du paramètre 0 est appliqué à un multiplieur 41 connecté dans le cas de la figure 7 à la sortie du filtre transversal 6X. Les égaliseurs des figures 5 et 7 ont une structure différente, mais en fait ils sont tout à fait équivalents du point de vue de leur fonctionnement et de leurs caractéristiques. Dans les deux cas, l'égalisation est obtenue par ajustage des 2N + 1 coefficients a k du filtre 6 et par ajustage d'un paramètre d'interpolation variable t0. I1 est important de noter que dans ces solutions on assujettit les coefficients du filtre transversal 6' à rester égaux aux coefficients de même rang du filtre transversal 6. On dispose en fait dans les deux cas de (2N + 1) + 1 = 2N + 2 variables pour minimiser l'erreur quadratique moyenne.- Par rapport aux égaliseurs des figures 1 et 4, on a évité la difficulté de réalisation d'un circuit déphaseur des impulsions de commande dtun dchantillonneur. On a constaté également que l'on pouvait obtenir l'égalisation avec une plus grande rapidité. Mais il subsiste la difficnlté que pour certaines lignes et selon les valeurs initiales des variables ak et 0, lXétat de 1'égaliseur atteint après convergenoe peut correspondre à de faux minimums de terreur quadratique moyenne. Une autre variante de l'invention que l'on va maintenant décrire permet d'obtenir à coup sur après convergence le "minimum minimorum" de l'erreur quadratique moyenne. L'idée dans cette variante consiste à augmenter le nombre des variables à ajuster pour minimiser l'erreur quadratique moyenne, en n'utilisant plus un seul paramètre t0 en plus des coefficients a k du filtre transversal 6 comme dans les égaliseurs précédents, mais en utilisant à la place de ce paramètre t0 tous les coefficients du filtre transversal 6t. Dans cette variante, les coefficients du filtre 6' deviennent indépendants de ceux du filtre 6 et peuvent mebme eAtre en nombre différent. La figure 8 montre le schéma d'un égaliseur conforme à cette variante et déduit de l'égaliseur de la figure 7 conformément à l'idée indiquée ci-dessus. L'égaliseur de la figure 8 comporte une partie A traitant les échantillons x(iT) du signal analogique x(t) à la sortie du canal de transmission et une partie B traitant les échantillons ou x(iT) du signal d'interpolation à la sortie du circuit 33. Pour fixer les idées on supoose par la suite qu'il s'agit d'échantillons xD(iT). Ces deux parties ont une structure analogue, au nombre leurs éléments près. Les éléments de ces deux parties ont les mimes références que celles utilisées jusqu a présent, affectées toutefois respectivement des indices A et B. Sur la partie A, branché après l'échantillonneur à phase fixe 3A, on trouve le filtre transversal 6A à 2N + 1 coefficients ak. Sur la partie B, branché après l'échantillonneur à phase fixe 3B, on trouve le filtre transversal 6B à 2 + 1 coefficients Les sorties des deux filtres transversaux sont connectées directement aux deux entrées de l'additionneur 40 dont la sortie fournit à l'entrée de l'organe de décision 5, les échantillons que l'on appellera comme précédemment y(to + iT). La valeur de ces échantillons dépend maintenant des coefficients ak du filtre 6A et des coefficients b# du filtre 6B, selon la formule (24) L'interpolation avec pondération variable entre les échan tillons de sortie du filtre 6 et les échantillons de sortie du fil A tre 6B est effectué maintenant au moyen des 2M + 1 coefficients variables du filtre 6B. En reportant l'expression de y(to + iT) donnée par la formule (24) dans l'expression de l'erreur quadratique moyenne on obtient une valeur de f fonction des 2N + 1 variables ak et des 2M + 1 variables b#:soit rtak, D) L'algorithme du gradient à utiliser comme précédemment pour fournir les valeurs des variables minimisant l'erreur quadratique moyenne, est défini maintenant par les deux relations de ré récurrence k variant de -N à +N ss variant de -M à ÇM. Tous calculs faits, les relations de récurrence (25) et (26) deviennent k variant de -N à +N. Avariant de -M à +M. La mise en oeuvre de la relation de récurrence (27) pour ajuster les 2N + 1 coefficients a k du filtre 6A, est effectuée sur la figure 8 à l'aide de la boucle de régulation 9A qui est branchée de la meme manière, comporte les mêmes éléments et fonctionne de la même façon que la boucle de régulation utilisée dans les égaliseurs précédents pour ajuster les coefficents du filtre transversal 6. La mise en oeuvre de la relation de récurrence (28) pour ajuster les 2M + 1 coefficients b du filtre 6B est effectuée à l'aide de la boucle de régulation 9BX qui vis-à-vis du filtre 6B est branchée de manière analogue et fonctionne de façon analogue à la boucle de régulation 9A Bien entendu le dispositif d'ajustage 11B de cette boucle comporte 2M + 1 circuits CB pour ajuster séparément les coefficients b. On peut montrer mathématiquement et l'on a varifié expérimentalement que quelles que soient les valeurs initiales des coefficients a k et b#, on obtient toujours le "minimum minimorum" de l'erreur quadratique moyenne. On peut remarquer que ltégaliseur de de la figure 8 englobe lsségaliseur à filtre transversal connu, puisqu'il suffit pour obtenir ce dernier de ne pas faire fonctionner l'échantillonneur 3B. I1 englobe également l'égaliseur précédemment décrit utilisant un interpolateur linéaire avec un paramètre # variable puisqu'il suffit pour obtenir ce dernier d'assuJettir les coefficients du filtre 6B à être proportionnels au coefficient du filtre 6A, avec un coefficient de proportionnalité égal à # 0. L'égaliseur de la figu- re 8 ne peut donc donner que de meilleurs résultats que chacun des deux égaliseurs qu'il englobe. Dans l'égaliseur de la figure 8, il est évident que les additionneurs 8Ass 8B et 40 peuvent filtre combinés pour former un seul additionneur dont 2N + 1 entrées sont connectées aux multiplieurs A de la partie A, dont 2M + 1 entrées sont connectées aux multiplieurs PB de la partie B et dont la sortie est connectée à l'entrée de l'organe de décision 5. L'égaliseur de la figure 8 peut eAtre réalisée sous des formes différentes, mais équivalentes du point de vue du fonction nement et des caractéristiques, notamment quand le circuit 33 est un circuit de retard. La figure 9 montrepar exemple une forme de réalisation équivalente à I'égaliseur de la figure 8 muni d'un circuit 33 de retard 2 et utilisant le meme nombre 2N + 1 de coefficients ak et 2 bt dans.ses parties A et B. L'égaliseur de la figure 9 comporte un échantillonneur 3 qui échantillonne le signal x(t) à la sortie du canal de transmis 2 sion avec une phase fixe et une fréquence T déduite de la fréquen- ce T du générateur d'impulsions d'horloge 4 par le doubleur de fréquence 50. Les échantillons à cette fréquence sont appliqués dans le filtre transversal 51 à un montage en cascade de 4N + 1 cellules R1 de retard T/2. Ce nombre de cellules de retard est choisi seulement pour montrer commodément l'équivalence des égaliseurs des figures 8 et 9. En réalité, ce nombre n'a pas besoin d'tore multiple de 4 plus 1 et peut gtre quelconque.Les échantillons disponibles sur les 4N + 2 branches de ce filtre sont appliqués à des multiplieurs pour y astre multipliés par des coefficients, la sortie des multiplieurs étant connectée aux entrées du circuit additionneur 52. I1 est aisé de voir que sur 2N+ 1 branches SA séparées par deux cellules R1 sont disponibles des échantillons x(iT) du signal x(t) et l'on peut alors considérer que sur les-2N + 1 branches 53 séparées des branches S par une cellule R1 sont disponibles des échantillons x(iT - T/2).AOn peut donc supposer quelle filtre 51 est divisé en deux parties : une partie A comporte les éléments connectés sur les branches SA, traite les échantillons xiT) et est équivalente au filtre 6A de la figure 8 ; une partie B comporte les éléments connectés sur les branches Sg, traite les échantillons x(iT - 2T) et est équivalente au filtre 6B. De plus, il est nécessaire pour qu'il y ait équivalence entre le filtre 51 et l'ensem- ble des deux filtres 6A et 6B que les échantillons à la sortie du filtre 51 soient fournis à la fréquence T. Sur la figure 9, les impulsions de fréquence T du générateur 4 sont appliquées à une borne de commande 53 de l'additionneur 52, pour montrer schématiquement qu'à la sortie de l'additionneur 52, on obtient bien des échantillons de fréquence T En réalité, dans le filtre 51, les éléments des deux parties A et B, ne se distinguent pas et sont connectés de la mEme manière. Notamment les coefficients ak et b stockés dans les mémoi res sont ajustés en même temps pour minimiser l'erreur quadratique moyenne à l'aide d'une boucle de régulation 54 qui comporte un dispositif d'ajustage 55 muni de circuits de commande qui ajustent chacun un coefficient du filtre 51. On peut considérer que la boucle 54 englobe les deux boucles 9A et 9B de 1 'égaliseur de la figure 8. On peut remarquer que sous la forme représentée sur la figure 9, l'égaliseur de l'invention a une structure qui parait à premiere vue analogue à celle d'un égaliseur connu utilisant les coefficients du filtre transversal pour minimiser l'erreur quadratique moyenne. En réalité la différence est très importante et réside dans la fréquence de l'échantillonnage opéré par l'échantillonneur 3 et le retard des cellules R1. Dans un égaliseur connu, la fréquence d'échantillonnage serait 1/T au lieu de 2/T et le retard des cellules R1 serait T au lieur de T/2. On va d'ailleurs fournir des résultats typiques d'expérimentation qui montrent l'amélioration importante obtenue par ltégaliseur de l'invention, notamment un égaliseur conforme à la figure 9. Tout d'abord, si pour égaliser un canal dont la réponse percussionnelle est montrée sur la figure 3a, -on utilise un égaliseur conforme à la figure 9 et comportant äu total 6 coefficients, égaliseur équivalent à celui de la figure 8 qui comporterait 3 coefficients dans sa partie A et 3 coefficients dans sa partie B, on trouve que, en l'absence de bruit introduit par la ligne et pour des données à 2 niveaux, l'erreur quadratique moyenne après égalisation est inférieure à 10-T. On rappelle qu'avec un égaliseur classique comportant aussi 6 coefficients on avait obtenu f = 0,1 et avec un égaliseur du type de la figure 1, on avait obtenu f= 3.10-5. Sur la figure 10, on a représenté l'erreur quadratique moyenne f en fonction du nombre q de symboles émis > toujours pour le canal ayant la réponse percussionnelle de la figure 3a et pour des données à 2 niveaux, mais en présence de bruit correspondant à un rapport signal/bruit de 27 dB. Sur cette figure la droite horizontale B correspond au niveau du bruit. La courbe en pointillé représente f en fonction de q pour un égaliseur connu avec filtre transversal à 9 coefficients ; la valeur minimale de f pour q suffisamment grand est 8.10-2. La courbe en traits pleins correspond à un égaliseur conforme à la figure 8 avec circuit 33 de retard T/2, comportant également en tout 9 coefficients, 4 coefficients pour la partie A et 5 coefficients pour la partie B ; la valeur minimale de f est 2, 9 10-3.La figure -10 montre que l'égaliseur de 1 'inven- tion permet d'obtenir par rapport à l'égaliseur connu une bien meilleure égalisation et d'atteindre le niveau du bruit. Elle montre en outre que le temps de convergence est bien plus faible. La figure 11 montre la réponse percussionnelle d'une ligne de transmission à égaliser, l'axe des temps étant gradué en période T des données émises. Sur la figure 12, on a représenté l'erreur quadratique f min obtenue à la fin de l'égalisation en fonction du nombre N de coefficients, pour des données à 8 niveaux et en présence d'un bruit correspondant à un rapport signal/bruit de 23 dB. Le niveau du bruit est représenté par la droite horizontale B'. La courbe en pointillé correspond à un égaliseur connu à filtre transversal comportant N coefficients et à l'entrée duquel on applique des échantillons à la fréquence T du signal de sortie de la ligne.La courbe en traits pleins correspond à un égaliseur conforme au schéma de la figure 9 comportant en tout N coefficients (NS dans chacune des parties A et B) et à l'entrée duquel on applique des échantil 2 lons à la fréquence T L'avantage du filtre de l'invention est évi- dent : Avec un nombre de coefficients égal à 30 on est très loin d'atteindre le niveau du bruit avec l'égaliseùr connu, alors que ce résultat est atteint avec 17 coefficients avec le filtre de llin- vention. L'égaliseur de la figure 8 comporte 2 filtres transversaux 6A et 6B à l'entrée desquels sont appliqués respectivement les échantillons x(iT) et des échantillons qui, dans l'exemple où le T T circuit 33 est un circuit de retard 2 sont x(iT - 2) On peut augmenter encore le nombre de filtres en appliquant à leur entrée des échantillons de signaux d'interpolation différents déduits du signal x(t) à la sortie du canal de transmission. Au prix d'llne plus grande complexité, on augmente encore le nombre de variables utilisées pour minimiser l'erreur quadratique moyenne, ce qui dans certains cas peut permettre d'améliorer encore la qualité de l'égalisation. La figure 13 montre par exemple un égaliseur à quatre filtres transversaux déduit de l'égaliseur de la figure 8. Sur le filtre 6A on applique les échantillons x(iT) du signal x(t), four nis par l'échantillonneur 3A. Sur le filtre 6B on applique les échantillons x(iT - T/@) fournis par l'échantillonneur 3B connecté au circuit 33B de retard T Sur le filtre 6C on applique les échantillons x(iT - T/2) fournis par l'échantillonneur 3C connecté à la sortie du montage en cascade des circuits 33B et 33C de retard T Sur le filtre 6D on applique les échantillons x(iT - 3T/4) fournis par l'échantillonneur 3D connecté à la sortie du montage en cascade des circuits 33B, 33C, 33D de retard T/4.Les quatre échantillonneurs 3A, 3B, 3C, 3D fonctionnent en synchroism à la fréquence l/T. Des quatre filtres transversaux 6A, 6B, 6C, 6D on n'a représenté que les additionneurs de sortie 8, 8Ba 8c, 8D qui sont connectés aux entrées de l'additionneur 56. Les coefficients de ces quatre filtres sont ajustés de façon indépendante à l'aide des dispositifs d'ajustage llA, 11B, llC, llD, qui font partie des boucles de régulation 9A, 9B, 9C, 9D, connectées au formeur de différence 10. Une forme équivalente de l'égaliseur de la figure 13 est montrée sur la figure 14. L'échantillonneur 3 du signal x(t) est 4 commandé à la fréquence T fournie par le circuit 57 qui multiplie par 4 la fréquence T des impulsions du générateur'dXhorloge 4. Les échantillons à la sortie de 3 sont appliqués dans le filtre transversal 58, à un montage en cascade de circuits R2 de retard T/4.Sur ce montage on peut considérer que sur les branches sA séparées entre elles par quatre cellules R2 sont disponibles des échantillons x(iT), sur les branches sB séparées par une cellule R2 des branches SA sont disponibles des échantillons x(iT - ), sur les branches sC séparées par une cellule R2 des branches sB sont disponibles des échantillons x(iT - T/2), enfin sur les branches sD séparées des branches sC par une cellule R2 sont disponibles des échantillons x(iT - 3 T/4). Les échantillons de toutes ces branches SA, SB, SC, SD sont'appliqués à des multiplieurs (non représentés) par des coefficients fournis par des mémoires (non représentées) et la sortie des multiplieurs est connectée au circuit additionneur 59. L'additionneur comporte une borne de commande 60 connectée à la sortie du générateur d'impulsions 4 à la fréquence 1/m, de sorte qu'à la sortie du filtre transversal 58, on obtienne. des échantillons à la fréquence 1/m L'ajustage des coefficients du filtre est effectué à l'aide du dispositif d'ajustage 61 qui fait partie de la boucle de régulation 62 connectée au formeur de différence 10. REVEN3ICATIONS 1. Dispositif d'égalisation automatique d'un canal de transmission de données, comportant un premier filtre transversal connecté entre un premier échantillonneur du signal des données à la sortie du canal et un circuit de décision restituant les données, les coefficients du premier filtre transversal étant ajustés pour rendre minimale une fonction prédéterminée du signal d'erreur à l'aide d'un dispositif d'ajustage des coefficients faisant partie d'une boucle de régulation à laquelle est appliqué un signal d'erreur fourni par un circuit formateur de différence connecté aux bornes du circuit de décision, ce dispositif d'égalisation étant caractérisé en ce qulil comporte des moyens pour faire varier la phase des instants d'échantillonnage, cette phase étant ajustée pour rendre minimale ladite fonction prédéterminée du signal d'erreur à l'aide d'un dispositif d'ajustage de la phase, faisant partie d'une deuxième boucle de régulation à laquelle est appliqué. ledit signal d'erreur. 2. Dispositif d'égalisation selon la revendication 1, caractérisé en ce que à la sortie du canal de transmission sont connectés en cascade un circuit dérivateur et un deuxième échantillonne commandé en synchronisme avec le premier échantillonneur par les impulsions d'un générateur d'horloge local ayant la fréquence T des données et une phase rendue variable par un circuit déphaseur, les échantillons du deuxième échantillonneur étant appliqués dans le dispositif d'ajustage de la phase à un deuxième filtre transversal auquel sont fournis les mimes coefficients que le premier filtre transversal, la sortie du deuxième filtre transversal et la soe- tie du circuit formateur de différence étant connectées à l'entrée d'un circuit fournissant à la borne de commande du circuit déphaseur le signal d'ajustage de la phase. 3. Dispositif d'égalisation selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte en cascade un échantillonneur et un filtre transversal qui sont agencés pour fonctionner alternativement par partage des temps à l'intérieur d'une période T des données comme le premier échantillonneur et comme le premier filtre transversal, puis comme le deuxième échantillonneur et comme le deuxième filtre transversal à l'aide d'un dispositif de commutatioz qui est commandé par des signaux déduits du générateur d'horloge local, dispositif de commutation qui pendant le temps dtélaboratbn du signal d'ajustage des coefficients connecte entrée de l'échan tillonneur à la sortie du canal de transmission et la sortie du filtre transversal à l'entrée de l'organe de décision et qui pendant le temps d'élaboration du signal d'ajustage ce la phase connecte l'entrée de l'échantillonneur à la sortie du circuit dérivateur et la sortie du filtre transversal à une entrée du circuit d'ajustage de la phase. 4. Dispositif d'égalisation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les échantillons à l'entrée du premier filtre transversal sont fournis par un interpolateur linéaire comportant un additionneur à deux entrées raccordées respectivement à deux branches de circuit recevant les échantillons dtun premier et d'un deuxième signal d'interpolation déduits du signal des données re çues, les échantillons dans la deuxième branche étant pondérés à l'aidé d'un multiplieur par un coefficient, les échantillons dans les deux branches étant produits avec une phase-fixe et à la fréquence 1T des données déduite d'un générateur d'horloge local, les échantillons du deuxième signal d'interpolation étant appliqués dans le dispositif d'ajustage de la phase à un deuxième filtre transversal auquel sont fournis les mêmes coefficients que le premier filtre transversal, la sortie du deuxième filtre transversal et la sortie du circuit formateur de différence étant connectées à l'entrée d'un circuit fournissant audit multiplieur le signal d'aåu; tage dudit coefficient. 5. Dispositif d'égalisation selon la revendication 1, caractérisé en ce que les échantillons à l'entrée de l'organe de décision sont obtenus par sommation des échantillons fournis par deux branches de circuit, la première branche comportant le premier filtre transversal recevant les échantillons d'un premier signal d'interpolation déduit du signal des données reçues, la deuxième branche comportant un deuxième filtre transversal auquel sont fournis les mimes coefficients que le premier filtre transversal et recevant les échantillons d'un deuxième signal d'interpolation déduit du signal des données reçues, les échantillons de sortie du deuxième filtre transversal étant pondérés à l'aide d'un multiplieur par un coefficient, les échantillons dans les deux branches étant produits avec une phase fixe et à la fréquence T des données déduite d'un générateur d'horloge local, la sortie du deuxième filtre transversal et la sortie du circuit formateur de différence étant connectées à l'entrée d'un circuit fournissant audit multiplieur le sigral d'ajustage dudit coefficient. 6. Dispositif d'égalisation selon la revendication 4 ou 5 caractérisé en ce que le signal d'interpolation dans la première branche est le signal des données reçues. 7. Dispositif d'égalisation selon la revendication 6 caractérisé en ce que le signal d'interpolation dans la deuxième branche est déduit du signal des données reçues par un circuit de retard. 8. Dispositif d'égalisation selon la revendication 6 caractérisé en ce que le signal d'interpolation dans la deuxième branche est déduit du signal des données reçues par un circuit dérivateur. 9. Dispositif d'égalisation selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que les signaux d'interpolation dans les deux branches sont déduits du signal des données reçues par des circuits produisant un retard différent dans chaque branche. 10. Dispositif d'égalisation selon la revendication l, earactérisé en ce que les échantillons à l'entrée de l'organe de décision sont obtenus par sommation dans un additionneur des échantillons fournis par au moins deux branches de circuit, chaque branche comportant un filtre transversal auquel sont appliqués les échantillons d'un signal d'interpolation déduit du signal des données re çues et différent dans chaque branche, les échantillons dans toutes les branches étant produits avec une phase fixe et à la fréquence T des données déduite d'un générateur d'horloge local, les coefficients des filtres transversaux étant ajustés séparément dans chaque branche à l'aide d'un dispositif d'ajustage des coefficients faisant partie d'une boucle de régulation à laquelle est appliqué le signal d'erreur. 11. Dispositif d'égalisation selon la revendication 10 caractérisé en ce que le signal d'interpolation dans une branche est le signal des données reçues. 12. Dispositif d'égalisation selon la revendication ll caractérisé en ce que les signaux d'interpolation dans les autres branches sont déduits du signal des données reçues par des circuits de retard. Dispositif d'égalisation selon la revendication ll caractérisé en ce que les signaux d'interpolation dans les autres branches sont déduits du signal des données reçues par des circuits dérivateurs. 14. Dispositif d'égalisation selon la revendication 10 caractérisé en ce que les signaux d'interpolation dans les différentes branches sont déduits du signal des données reçues par des circuits de retard. 15. Dispositif d'égalisation selon l'une des revendications 12 ou 14, dans lequel les retards des échantillons dans chaque branche sont multiples d'une valeur T/n, 1/T étant la fréquence des données, n étant un nombre entier, ce dispositif étant caractérisé en ce que les filtres transversaux des différentes branches sont groupés en série pour former un seul filtre transversal à entrée auquel est appliqué le signal des données reçues échantillonné avec une phase fixe et à la fréquence n/T déduite d'un générateur dthorlo- ge local, ce filtre transversal étant commandé pour fournir à lor- gane de décision des échantillons à la fréquence 1/m, les coefoicient de ce filtre transversal étant ajustés à l'aide d'un dispositif d'ajustage des coefficients faisant partie d'une boucle de regula- tion à laquelle est appliqué le signal d'erreur.