Brevet FR2293824A1 — publié le 19760702

La présente invention concerne des convertisseurs du type à modulation de durée d impulsion et des générateurs de dents de scie linéaires. Elle concerne plus particulièrerent un convertisseur du type à modulation de durée dtimpulsion destiné à convertir une tension d'entrée continue en une tension de sortie constante, ledit convertisseur comprenant un circuit de commande qui est prévu pour fournir ladite tension de sortie et pour en tirer une tension de commande, un circuit de coenensation de tension d'entrée qui est alimente par ladite tension d'entrée continue et qui est couplé audit circuit de cowxande, ledit circuit de compensation de tension d'entrée comprenant un générateur de dents de scie alimente par ladite tension d'entrée continue et capable d'engendrer une forme d'onde de tension en dents de scie, des moyens de synchronisation pour synchroniser ledit générateur de dents de scie et ainsi commander la période de ladite forme d'onde de tension en dents de scie, un circuit transformateur auquel sont appliquées ladite tension d'entrée continue, ladite forme d'onde de tension en dents de scie et ladite tension de commande et qui est prévu pour convertir ladite tension d'entrée continue en une force d'onde rectangulaire de tension ayant la meme période que ladite forme d'onde de tension en dents de scie et ayant une amplitude égale à ladite tension d'entrée continue, la valeur moyenne de ladite forte d'onde rectangulaire de tension étant une mesure de ladite tension d'entrée continue, ledit circuit transformateur pouvant également modifier la largeur de l'impulsion de ladite forme d'onde rectangulaire de tension en fonction de ladite tension de commande et de ladite tension d'entrée. Un tel convertisseur est connu et déjà à décrit dans la demande de brevet français n 73 13047, déposée le 11 Avril 1973, au nom de la Société Anonyme dite : LABORATOIRE CENTRAL DE TELECOMMUNICATIONS, pour "Perfectionnement aux dispositifs de conversion à modulation de durée d'impulsion". Un inconvénient de ce convertisseur connu tient au fait qu'il faut prévoir une source de synchronisation externe pour appliquer des impulsions de déclenchement, à la période mentionnée ci-dessus, audit générateur de dents de scie pour synchroniser les fores d'onde de tension en dents de scie avec les impulsions de déclenchement. Un objet de la présente invention consiste à prévoir un convertisseur du type ci-dessus qui ne nécessite pas une telle source de synchronisation externe. Le présent convertisseur du type à modulation de durée d'impulsion est caractérisé en ce que ledit circuit de coçpensation de tension d'entrée canprend de plus un second générateur alimenté avec ladite tension dentée continue et capable d'engendrer une tension fonction de ladite tension entrée continue, et en ce que lesdits moyens de synchronisation comprennent un comparateur qui est couplé audit second générateur et audit générateur de dents de scie et qui compare les valeurs des tensions engendrées par ledit générateur de dents de scie et ledit second générateur, ledit comparateur commandant ladite période desdites formes d'onde de tension en dents de scie quand les valeurs de tension comparées sont pratiquement les mimes. De cette marnière, aucune source de synchronisation externe n'est plus nécessaire. La présente invention concerne également un générateur de dents de scie capable d'engendrer une forme d'onde en dents de scie linéaire, caractérisé en ce qu'il comprend un comparateur qui peut comparer la valeur de la tension de la forme d'onde en dents de scie linéaire et une tension proportionnelle à la pente des dents de scie, et peut coitiander sa période quand les valeurs de tension comparées sont pratiquement les mimes, Le générateur de dents de scie mentionné ci-dessus peut, par exemple; comprendre un circuit résistance-capacité monté en série dont la constante de temps est beaucoup plus grande que lia période de la forme d'onde en dents de scie de manière~que le condensateur aux bornes duquel on recueille ladite onde de tension en dents de scie soit chargé linéairement pendant la période ci-dessus. Ce condensateur aux bornes duquel est monté un commutateur est court-circuité quand ce commutateur est actionné par ledit comparateur. La période de la forme d'onde en dents de scie linéaire ainsi obtenue reste constante car son amplitude reste proportionnelle à sa pente independamment de la valeur de celle-ci. Le générateur ci-dessus, capable d'engendrer une telle forme d'onde de tension en dents de scie ayant une période constante et donc une fréquence constante, peut avoir un intérêt particulier quand on l'utilise dans le convertisseur du type à modulation de dur4e d' impulsion de l'invention, particulièrement quand on l'utilise en relation avec d'autres circuits fonctionnant dans une bande de fréquences prédéterminée ne contenant pas fréquence de la forme d'onde en dents de scie, car il pourrait dans le cas contraire exister une influence mutuelle avec une fréquence de dents de scie variable.De plus, en utilisant des moyens simples, la pente mentionnée i-dessus et la tension proportionnelle à cette pente peuvent toutes deux être rendues proportionnelles à la tension d'entrée continue du convertisseur du type à modulation de durée d'impulsion, si bien que la période de la dent de scie reste donc constante quelle que soit la valeur de la tension d'entrée. Dans un exemple préféré de réalisation, le convertisseur comprend un genérateur de dents-de scie engendrant une tension en dents de scie linéaire dont la pente est proportionnelle à la tension d'entrée continue. La forme d'onde de tension en dents de scie est recueillie aux bornes d'un condensateur qui est chargé à travers une résistance montée en série. Le générateur de dents de scie comprend également un commutateur qui courtcircuite le condensateur quand il est actionne. Le convertisseur comprend encore deux comparateurs dont le premier coqare les valeurs de la tension en dents de scie linéaire mentionnez ci-dessus et d'une tension proportionnelle à la tension d'entrée continue et qui actionne ledit co commutateur quand les valeurs des tensions comparées sont pratiquement les mêmes.Le second compare les valeurs de la tension en dents de scie linéaire et d'une tension de commande qui est inférieure a la tension proportionnelle mentionnée ci-dessus et qui est dérivée de la tension de sortie, et actionne un second commutateur quand les valeurs des tensions comparées sont pratiquement les mêmes. Ce co-"tateur transforme la tension d'entrée continue en une forme d'onde rectangulaire dont la largeur d'i impulsion depend a la fois des valeurs de la tension de commande et de la tension d'entrée continue. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif, en se reportant aux figures annexées qui représentent - la figure 1, un schéma ma fonctionnel d'un convertisseur du type à modulation de durée d'impulsion, suivant l'invention ; - la figure 2, un diagreu e tension-teips relatif au fonctionnaient du convertisseur de la figure 1 ; - la figure 3, un exemple de réalisation du convertisseur représenté schématiquement à la figure 1. En se référant particulierement à la figure 1, le convertisseur du type à modulation de durée d'impulsion conforme à l'invention comprend un circuit de compensation de tension d'entrée CL, un filtre FI comportant une inductance de choc L et un condensateur C2, et un circuit à boucle de régulation CLC. Une résistance de charge RL est montée entre les bornes de sortie 00, 01 du convertisseur dont les bornes d'entrée sont notées en 10 et Il. La tension d'entrée continue Vi est appliquée aux bornes d'entrée, la borne I1 étant positive par rapport à la masse (IO). Dans la suite, le convertisseur du type à modulation de durée d'impulsion décrit sera simplement appelé convertisseur MDI. Le circuit de compensation de tension d'entrée CL comprend un premier comparateur Al actionnant des commutateurs de modulation de durée d'impulsion S2 et S3, un second comparateur A2 actionnnant un commutateur SI et, montés en série, entre les bornes d'entrée 10 et I1 du convertisseur HD1, un condensateur C1 et une source de courant Cs. La source de courant Cs délivre un courant proportionnel à la tension d'entrée Vi. Suivant que le contact 52 est ouvert ou fermé, le contact S3 est fermé ou ouvert.Les entres de référence el et e2 des premier et second comparateurs Al et A2 sont respectivement reliées au circuit a boucle de régulation CLC et à une source de tension (non montrée) délivrant une tension k2Vi proportionnelle à la tension d'entrée Vi. Les autres entrées el et e2 sont reliées au point commun à la source de courant Cs et au condensateur C1, sur lequel est monté en parallèle le contact S1. Le circuit à boucle de régulation CLC comprend un transistor TR1 dont l'émetteur est relié à la masse à travers une diode Zener Z. La base du transistor TR1 est reliée au point commun J des résistances R1 et R2 formant un circuit potentiométrique monté entre les bornes de sortie 00 et 01. La tension au point commun à la résistance R3 et au collecteur du transistor TR1 constitue la tension de régulation Von du circuit à boucle de régulation et constitue en meme temps la tension de référence pour entrée de référence e1l du comparateur Al. On va maintenant décrire le principe de fonctionnement du convertisseur MDI en se référant aux figures 1 et 2. Dans cette description, on ne tiendra pas compte des phénomènes transitoires qui surviennent au moment où on applique la tension d'entrée continue Vi. On va maintenant supposer qu'a ltétat permanent, on recueille entre les bornes de la résistance de charge R1 une tension de sortie continue VO quand on applique aux bornes d'entrée 10 et I1 une tension d'entrée continue Vi.La tension de sortie VO, qui peut varier suivant les variations de la tension d'entrée, par exemple, est maintenue constante parce que la tension de régulation Von est appliquée au circuit de compensation CL qui réagit pour stabiliser la tension de sortie comme on va le voir ci-dessous. La tension de régulation Von varie d'une manière inverse à la tension de sortie VO. En fait, le circuit potentiométrique R1, R2 est réglé de manière quele potentiel du point de jonction J reste supérieur à la tension Zener Vz de la diode Zener Z dans les limites de variation de la tension de sortie VO, et le courant de base du transistor TR1, qui croit ou décroît avec la tension de sortie VO, varie d'une manière inverse à la tension de régulation Von.Comme on le verra ci-dessous, une valeur particulière VO de tension de sortie correspond à une valeur particulière Von de tension de régulation qui, à son tour, est déterminée par le réglage correct du circuit potentiométrique R1, R2 pour une tension Zener donnée Vz. Dans le circuit de compensation CL, le condensateur C1 est chargé par un courant proportionnel à la tension d'entrée Vi qui est appliquée par la source de courant Cs comme on l'a mentionné ci-dessus. Tant que la chute de tension à travers le condensateur C1 est inférieure à la tension de régulation Von, les contacts S2 et S3 sont respectivement ouvert et fermé. Cependant, si la chute de tension ci-dessus atteint la valeur Von de la tension de régulation, le comparateur A1 actionne les contacts S2 et S3 qui sont alors respectivement fermé et ouvert.Si la chute de tension aux bornes de C1 atteint la valeur de k2Vi supérieure à Von, le cooparateur A2 actionne le contact S1 de manière à décharger rapidement le condensateur C1 et les comparateurs A1 et A2 reviennent à leurs états initiaux si bien que les contacts S1, S2 et S3 sont a nouveau respectivement ouverts et fermes. Le condensateur C1 est a nouveau chargé et la séquence décrite ci-dessus se répète. En conséquence la chute de tension aux bornes du condensateur C1 est, en fonction du temps, une dent de scie d' amplitude K2Vi et de période T qui est nécessairenent constante.En fait, si l'on suppose que la tension d'entrée varie lentement, on peut admettre que cette tension d'entrée ne varie pas pendant la période T ci-dessus si bien que le courant de charge est pratiquement constant pendant cette période. En combinant les formules suivantes IT = C1V I = KlVi V = k2Vi dans lesquelles I est le courant de charge pratiquement constant proportionnel k2 à Vi, et V est la chute de tension aux bormes de C1, on obtient : T = C1 . k1 Pendant l'intervalle de temps ton (figure 2) de la période T, le contact S3 étant fermé, la tension d'entrée Vi est appliquée sur le contact ouvert S2, tandis que pendant l'intervalle de temps restant T'on de la période T, le contact S2 est ferme et le contact S3 ouvert si bien qu'une forme d'onde de tension rectangulaire de période T et d'amplitude Vi est appliquée au filtre FI pendant l'intervalle de temps ton. Le filtre FI délivre la valeur moyenne de cette forme d'onde rectangulaire dont les composantes alternatives sont arrêtées par l'inductance L dont la valeur est grande. Si l'on néglige les pertes dans le circuit, cette valeur moyenne constitue la tension de sortie VO apparaissant aux bornes de la résistance de charge RL. Il apparat facilement qu'à une tension de sortie VO correspond une valeur particulière de Von et que la tension de sortie VO est indépendante de la tension d'entrée Vi. En fait, la valeur moyenne Vo de la tension est dérivée de la tension VO. T = Vi. ton (2) D'après la figure 2, on peut en déduire que k2Vi T = (3) Von ton En combinant les équations ci-dessus (2) et (3) Von = k2V0 (4) La tension de sortie VO est indépendante de la tension d'entrée Vi et de ses variations car Von n'est déterminé que par l'état de fonctionnement du transistor TR1 du circuit à boucle de régulation CLC'. Ces conditions de fonctionnement ne dépendent que de la tension de sortie VO et des valeurs des paramètres des composants du circuit à boucle de régulation CLC'. Comme on l'a mentionné ci-dessus, la tension de régulation Von varie d'une manière inverse à la tension de sortie VO qui peut varier suivant les variations de la tension d'entrée. D'après la figure 2, représentant la courbe de charge linéaire du condensateur C1 en fonction du temps sur une période T, on peut en déduire que si la tension d'entrée augmente en passant de Vi à V'i, la tension de régulation et le temps ton décroissent de Von à V'on et de ton à t'on si bien que la tension de sortie décrolt de nouveau. Il est clair qu'une réduction de la tension d'entrée aurait un effet inverse si bien que l'on obtient une stabilisation de la tension de sortie. Si l'on se réfère maintenant à la figure 3, l'exemple de réalisation qu'elle représente comprend les parties suivantes correspondant au schéma de la figure 1. - Les commutateurs de modulation de durée d'impulsion S2 et S3 comprenant respectivement la diode D7 et le transistor T6. Le transistor T6 est commandé par un transistor T5 qui, quand il est saturé, porte T6 a son état de blocage par le circuit RC comprenant les résistances R11, R12, et le condensateur C7. * Le comparateur Al comprenant les transistors T3, T4, les diodes D5, D6, et les résistances RS, Rl4. - Le comparateur A2 comprenant les transistors T1, T2, et les diodes D2, D3, D4, et les résistances R6, R7. - La source de courant comprenant le condensateur C3 et une résistance R9 de grande valeur. La résistance R9 limite le courant de charge à une valeur pratiquement constante et proportionnelle à Vi au moins pendant l'intervalle de temps T comme on l'a explique ci-dessus. - Le filtre FI comprenant l'inductance de choc L2 reliée à un circuit oscillateur IV comprenant un transformateur Tri pourvu des enroulements W1, W2, W3, W4, W5, W6, les transistors T7, T8, les diodes D10, D11, les condensateurs C4, C5 et les résistances R15, R16, R17, R18. - Le circuit à boucle de régulation CLC comprenant le circuit redresseur formé du condensateur C6 et des diodes D12 et D13 couplées à ltenroulement W5 du transformateur Tri, le transistor T9 dont la base est reliée au point commun J' des résistances R19, R20 formant un circuit potentiométrique monté entre les bornes de sortie 0'0, 0'1, la diode Zener Z1 reliant l'émetteur de tu à la masse, et une diode émettrice de lumière Dl4 dans le circuit collecteur de T9 formant partie d'un isolateur optique dont le phototransistor T14 est monté en parallèle sur le circuit baseémetteur du transistor T4. Une tension d'entrée continue Vi ou tension de batterie est appliquée aux bornes d'entrée I'0, I1, la borne I'1 étant négative par rapport à la nasse (borne I'0). La tension de sortie VO est obtenue sur les bornes de sortie 0'0, 0'1 entre lesquelles une résistance de charge (non montrée) est montée. Le collecteur du transistor T6 est, d'une part, relie à l'oscillateur IV à travers l'inductance de choc L2 et, d'autre part, à l'anode de la diode D7 dont la cathode est à la nasse. Le collecteur du transistor T5 est relié à la base du transistor T6 par le circuit RC mentionné ci-dessus (RIl, R12, C7), d'une part, et au collecteur du transistor T4 par la résistance R10, d'autre part. Le collecteur du transistor T4 est également relié a un circuit redresseur comprenant le condensateur C8 et les diodes D8, D9 qui sont reliées à l'enroulement W6 du transformateur Trl. Les émetteurs des transistors T5 et T6 ainsi qu'une borne de la résistance R13 sont reliés à la tension négative de batterie par une inductance de choc L1 d'un filtre d'entrée qui comprend également un condensateur C2.La base du transistor T5 est reliée à l'autre borne de la résistance R13 et au collecteur du transistor T3. Les é émetteurs des transistors T3 et T4 sont mis à la nasse par l'intermédiaire de la résistance R8. L'émetteur du phototransistor T14 est relié, d'une part, à la base du transistor T4 par la diode D6 et, d'autre part, au circuit redresseur (C8, D8, D9) par la résistance R14. La base du transistor T3 est reliée à la borne commune au condensateur C3 et à la résistance Rg par l'intermédiaire de la diode D5. Le circuit série C3-R9 est monte en parallèle sur les bornes du condensateur d'entrée C2, comme le montre la figure 3. La borne co-ufle à C3 et R9 est également reliée à l'émetteur du transistor T2 par la diode D4 tandis que le collecteur de ce transistor T2 est mis à la nasse, d'une part, par les diodes D2 et D3 montées en série et, d'autre part, par les résistances R6 et R7 également montées en série. Ces résistances R6 et R7 montées en série forment un circuit potentiométrique utilisé pour régler le potentiel de la base du transistor T1 dont l'émetteur est à la masse.Le collecteur du transistor T1 est relié au point commun aux résistances R4 et R5, à la base du transistor T2 et à l'anode de la diode D1 dont la cathode est reliée au collecteur du transistor T6. Les résistances R4 et R5 forment un circuit potentiométrique monté en parallèle sur les bornes du condensateur d'entrée C2. Le circuit oscillateur IV comprend deux oscillateurs à blocage monostables du type décrit dans le brevet belge n 784 950. Brièvement 1' oscillateur IV fonctionne de la manière suivante. Quand un des deux transistors devient conducteur, l'-autre est bloqué étant donné que les enroulements W1, W2 et W3, W4 sont bobinés en sens contraire, comme le montre la figure 3. Pendant la période de conduction des transistors conducteurs, le courant magnétisant augmente dans le transformateur jusqu'à utiliser tout le courant disponible appliqué à l'oscillateur. A ce moment, une inversion de potentiel a lieu sur les enroulements du transforwateur Trl si bien que le transistor conducteur se bloque tandis que le transistor bloqué devient conducteur.Le réseau résistance-capacité (R17-C4 ou R18-C5) aide les transistors conducteurs à se bloquer plus rapidement alors que les diodes (D10, D11) protègent le circuit base-emetteur de ces transistors. Il faut noter qu'en utilisant un tel oscillateur IV, on peut obtenir plusieurs tensions de sortie stabilisées en prévoyant sur le transformateur de sortie Trl un certain nombre d'enroulements de sortie semblables à W5. Il est évident que seul un de ces enroulements de sortie peut comporter un circuit à boucle de régulation. Le fonctionnement du convertisseur MDI est le suivant. Au départ, quand la tension de batterie est appliquée aux bornes d'entrée I'0, I'1, le circuit oscillateur IV recevant du courant à travers le transistor conducteur T6 et l'inductance de choc L2 commence à osciller. Le transistor T6 est conducteur car son courant de base est obtenu à travers la résistance R8, le transistor T4 conducteur, la résistance R10 et la résistance R11. Une fois que 1 1oscillateur IV a commencé à osciller, le courant de base du transistor T6 est obtenu par le circuit redresseur D8, D9, C8, relié à l'enroulement W6 du transformateur Tri. La chute de tension apparaissant sur la résistance R8 détermine la tension de référence du comparateur A1. Le transistor T3 ntest pas encore conducteur car on suppose que la chute de tension sur le condensateur C3 n'a pas encore atteint la tension de référence mentionnée ci-dessus. Après un intervalle de temps ton quand la chute de tension sur le condensateur C3 a atteint la chute de tension sur la résistance R8, moins les tensions de déblocage du transistor T3 et de la diode D5, le transistor T3 devient conducteur. I1 en résulte que le transistor T5 devient conducteur et donc bloque le transistor T6. Ce processus est accéléré par le réseau résistance-capacité R11, R12, C7. L'énergie accumulée dans l'inductance de choc L2 est alors dissipée à travers la diode D7, et le circuit oscillateur IV continue à osciller. Le transistor T6 reste bloqué tant que le transistor T5 est conducteur, csest-à-dire tant que la chute de tension sur le condensateur C3 reste au-dessous de la tension de référence et des tensions de déblocage mentionnées ci-dessus. Si maintenant la chute de tension sur le condensateur C3 atteint la chute de tension sur la résistance R4 du circuit potentiométrique R4, R5 moins les tensions de déblocage du transistor T2 et de la diode D4, le transistor T2 devient conducteur. I1 en résulte que le transistor T1 devient également conducteur en bloquant le transistor T2 par lequel le condensateur C3 est déchargé rapidement.En conséquence, les transistors T3 et T5 sont bloqués si bien que le transistor T6 redevient conducteur et que le transistor T2 est débloqué par la diode Dl. Le condensateur C3 se recharge et le cycle décrit ci-dessus se répète. On peut obtenir une stabilisation de la tension de sortie CO étant donné l'action de l'opto-isolateur comprenant la diode émettrice de lumière D14 et le phototransistor T14. Par exemple, une augmentation de la tension de sortie cause un flux de Irrmière émis accru qui entraîne une augmentation de courant du phototransistor. Cette augmentation de courant entraine à son tour une réduction de la valeur absolue de la tension de référence du comparateur A1 qui entraîne une réduction de la tension de sortie. Les diodes D4, D5 et D6 1 > 5 sont des diodes qui protègent le circuit émetteur tandis que les diodes D2 et D3 fournissent les chutes de tension nécessaires pour amener le transistor T1 a etre conducteur et limiter son courant de base. Il est bien évident que la description qui précède n'a été donnée qu'à titre d'exemple non limitatif et que de nombreuses variantes peuvent etre envisagées sans sortir pour autant du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Convertisseur du type à modulation de durée d'impulsion destiné à convertir une tension d'entrée continue en une tension de sortie constante, ledit convertisseur comprenant un circuit de commande qui est prévu pour fournir ladite tension de sortie et pour en tirer une tension de commande, un circuit de compensation de tension d'entrée qui est alimenté par ladite tension d'entrée continue et qui est couplé audit circuit de commande, ledit circuit de compensation de tension d'entrée comprenant un générateur de dents de scie alimenté par ladite tension d'entrée et capable d'engendrer une forme d'onde de tension en dents de scie, des moyens de synchronisation pour synchroniser ledit générateur de dents de scie et ainsi commander la période de ladite forme d'onde de tension en dents de scie, un circuit transformateur auquel sont appliquées ladite tension d'entrée continue, ladite forme d'onde de tension en dents de scie et ladite tension de commande et qui est prévu pour convertir ladite tension d'entrée continue en une forme d'onde rectangulaire de tension ayant la même période que ladite forme d'onde de tension en dents de scie et ayant une amplitude égale à ladite tension d'entrée continue, la valeur moyenne de ladite forme d'onde rectangulaire de tension étant une mesure de ladite tension d'entrée continue, ledit circuit transformateur pouvant également modifier la largeur de l'impulsion de ladite forme d'onde rectangulaire de tension en fonction de ladite tension de commande et de ladite tension d'entrée, caractérisé en ce que ledit circuit de compensation de tension d'entrée comprend encore des seconds moyens générateurs alimentés par ladite tension d'entrée continue et capables d'engendrer une tension fonction de ladite tension d'entrée continue, et en ce que lesdits moyens de synchronisation comprennent un comparateur qui est relié auxdits seconds moyens générateurs et audit générateur de dents de scie et qui est capable de comparer les valeurs desdites tensions engendrées par ledit générateur de dents de scie et lesdits seconds moyens générateurs, ledit comparateur commandant ladite période de ladite forme d'onde en dents de scie quand lesdites valeurs de tension comparées sont pratiquement égales. 2. Convertisseur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que ledit générateur de dents de scie engendre une forme d'onde de tension en dents de scie linéaire dont la pente est proportionnelle à ladite tension d'entrée continue, ledit circuit transformateur pouvant modifier la durée d'impulsion de ladite forme d'onde de tension rectangulaire en fonction de ladite pente, et en ce que ladite tension engendrée par lesdits moyens générateurs est proportionnelle d ladite tension d'entrée continue. 3. Convertisseur suivant la revendication 2, caractérisé en ce que ladite période de ladite. forme d'onde de tension en dents de scie linéaire est constante. 4. Convertisseur suivant la rewendication 1, caractérisé en ce que ledit générateur de dents de scie comprend un condensateur et un contact monté aux bornes dudit condensateur, aux bornes duquel apparat la forme d'onde de tension en dents de scie, et en ce que pour contrôler la période de ladite forme d'onde en dents de scie, ledit comparateur actionne le contact pour qu'il court-circuite le condensateur. 5. Convertisseur suivant les revendications 2 et 4, caractérisé en ce que lesdits seconds moyens générateurs sont constitués par un circuit potentiométrique monté en parallèle sur les bornes d'entrée recevant ladite tension d'entrée continue, le point commun un du circuit potentiométrique délivrant ladite tension proportionnelle, en ce que ledit comparateur comprend un premier transistor, dont le circuit base-émetteur relie le point intermédiaire du circuit potentiométrique au point cota an à une résistance, et un condensateur connectés en série et montés en parallèle sur les bornes d'entrée, et en ce que ledit contact comprend le circuit collecteur-emetteur dudit premier transistor et un second transistor dont le collecteur et la base sont couples à la base et au collecteur du premier transistor, les deux transistors se maintenant l'un l'autre à l'étant conducteur une fois que le second transistor est rendu conducteur pour décharger le condensateur quand les valeurs des tensions au point internédiaiaire du circuit potentiooétrique et au point commun mentionne ci-dessus deviennent pratiquement égales. 6. Convertisseur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit de commande est relié audit circuit de compensation par un opto-isolateur, et en ce que ladite tension de commande est engendrée par le phototransistor dudit opto-isolateur, dont la diode émettrice de lumière est reliée à la sortie dudit circuit de conande. 7. Convertisseur suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un filtre et un oscillateur, ce dernier étant un transformateur couplé audit circuit de commande, le filtre étant monté entre ledit circuit de compensation de tension d'entrée et ledit oscillateur qui est alimente par ladite valeur moyenne filtrée à partir de la forme d'onde d'impulsion de tension rectangulaire par ledit filtre. 8. Générateur de dents de scie capable d'engendrer une forme d'onde en dents de scie linéaire, caractérisé en ce qu'il comprend un comparateur capable de comparer la valeur de la tension de ladite dent de scie et une tension proportionnelle à la pente de la dent de scie pour coiiander la période de celle-ci quand les valeurs des tensions comparées sont pratiquement égales. 9. Générateur de dents de scie suivant la revendication 8, caractérisé en ce que la période de la forme d'onde de tension en dents de scie linéaire est constante.