Brevet FR2306591A1 — publié le 19761029

L'invention concerne un appareil destiné à reproduire quatre canaux séparés d'information, après enregistrement ou transmission sur un support ne comportant que deux pistes, et à les présenter sur quatre haut-parleurs de manière à donner à l'auditeur l'impression que le son provient d'un nombre égal de sources distinctes. La présente invention a, plus particulièrement pour but, de modifier les quatre signaux fournis par un décodeur matriciel quadriphonique, qui ne fait pas partie de l'invention, afin d'augmenter l'effet de directivité que contiennent lesdits signaux avant de les appliquer aux haut-parleurs. Dans le passé, des procédés permettant d'augmenter la directivité de tels signaux ont déjà été incorporés au décodeur natri- ciel, et ont été conçus et réalisés pour être utilisés avec un sys thème quadriphonique particulier, tel que par exemple, le système SQ de Colombia Broadcasting System, Inc., et le système QS de Sansui Electric Co.,Ltd. La présente invention diffère de ceux-ci en ce qu'elle reçoit les quatre signaux de sortie fournis par un décodeur matriciel utilisé dans n'importe lequel de ces systèmes et ne comporte pas par conséquent de décodeur matriciel 2-4 en tant que tel. Bien qu'il y ait des différences dans la formulation mathématique des différents systèmes il est possible d'utiliser efficacement le dispositif d'augmentation de directivité avec n'importe lequel d'em tre eux et de passer d'un système à un autre en ne faisant que des changements mineurs dans les circuits. Le dispositif d'augmentation de directivité fonctionne sur les mêmes principes quelque soit la matrice quadriphonique utilisée. Dans les décodeurs logiques ou dispositifs analogues utilisés précédemment, l'approche n'était que partielle, ce qui n1 apportait que de petites améliorations, ou bien encore,elle ne pouvait faire la séparation des signaux tout en assurant en même temps le maintien à un niveau constant de la puissance de sortie totale de la source à reproduire. Ceci est important parce que l'effet psychoacoustique dont dépendent ces dispositifs est sensible aux variations de la puissance totale. En adoptant une approche globale du problème on a pu formuler une base mathématique nouvelle pour le dispositif d'augmentation de directivité et le procédé ainsi conçu a été mis en oeuvre d'une manière originale. Dans le passé, les systèmes de ce type utilisaient des dis positifs tels que des amplificateurs à gain variable, des cellules photo-conductrices ou des transistors à effet de champs pour atteindre des objectifs limités. Dans certains cas, peu d'efforts étaient consacrés à la réduction des effets indésirables tels que la distortion harmonique. Une des caractéristiques de la présente invention est que, dans sa mise en oeuvre, la distortion harmonique peut être maintenue à un niveau très faible et qu'elle est, par conséquent, compatible avec les meilleurs dispositifs de reproduction du son à haute fidélité. L'invention met également en oeuvre des méthodes améliorées pour détecter la direction des signaux prédominants et pour imposer des caractéristiques de limitations et des caractéristiques d'attaque et de décroissance convenables aux signaux de commande ainsi obtenus. Bien que l'invention soit conçue tout d'abord pour être utilisée en quadriphonie, l'intérêt de cette invention déborde de ce cadre, car elle peut être utilisée pour augmenter la directivité de tous signaux qui contiennent une information de directivité. Les signaux corrigés peuvent être appliqués à un dispositif approprié autre qu'un haut-parleur. Par exemple, le procédé selon la présente invention peut être appliqué à un système de communication connu dans lequel cinq canaux de transmission séparés, sont utilisés pour transmettre dix messages simultanés, chacun des messages étant transmis sur une paire différente de canaux. En outre, le procédé selon l'invention,ntest pas limité à un nombre déterminé de canaux. Pour comprendre pleinement les principes de fonctionnement de l'invention, il est nécessaire de connaître les éléments de l'algèbre matriciel. Principes mathématiques du système Le codage et le décodage utilisés dans un dispositif matriciel quadriphonique 4-2-4 peut être représenté dans la notation de l'algèbre matriciel. Dans cette notation, les quatre signaux initiaux sont représentés par un vecteur - colonne s de quatre éléments sl, s2, s3,et 54 Les valeurs de ces éléments varient dans le temps comme les signaux des canaux correspondants. Pour les besoins de l'explication, le canal avant gauche sera le canal 5 le canal avant droit le canal 2, le canal arrière droit le canal 3 et le canal arrière gauche sera le canal 4. La paire de signaux codés est représentée également sous forme d'un vecteur colonne e comportant deux éléments el et e2 correspondant aux canaux gauche et droit, respectivement, du support d'enregistrement ou de transmission stéréo-phonique. Le codage est représenté par un tableau rectangulaire (ou matrice) de huit coefficients à doubles indices. Cette matrice E a pour coefficients e11, e12' e13, e14, et e21, e22' e23, e242 où le premier indice représente la ligne et le deuxième indice la colonne contenant l'élément.Le codage est représenté complètement par équation matriciel le e1 e11 e e13 eld S1 e2 e21 e22 e23 e24 s2 s3 s4 dans laquelle la juxtaposition des deux matrices sur le côté droit signifie que celles-ci doivent etre multipliées suivant la règle mathématique habituelle qui donne les équations suivantes pour el et e2 e1 = e11s1 + e12e2 + e13e3 + e14s4 + el3s3 + el4s4 . (2) e2 = e21s1 + e22s2 + e23s3 + e24s44 (3) En notation matricielle abrégée, cette opération est représentée par l'équation e=Es ... (4) Les quatre signaux décodés sont représentés par le vecteur-colonne d et le décodage par la matrice D qui comporte huit éléments dll à d42 disposés en quatre lignes et deux colonnes. L'équation de décodage est représentée par d=De . . (5) L'ensemble correspond à une transformation qui fait passer des signaux initiaux s aux signaux décodés d, qui peut être représentée par une matrice To à quatre lignes et quatre colonnes dans l'équa- tion d = Tos ...(6) La matrice T0 est le produit de D par E, c'est-à-dire To DE i .. (7) I1 est important de constater que, dans une équation de ce type, la matrice To a autant de lignes que D et autant de colonnes que E, et que, dans ce cas, elle représente quatre équations séparées comme (2) et (3). En outre, l'ordre de D et E est important. Pour augmenter la directivité des signaux décodés il faut les modifier par un traitement additionnel. Si on représente les signaux modifiés par le vecteur-colonne à quatre éléments m, et le traitement par la matrice M comportant quatre lignes et quatre colonnes, la modification peut être représentée par l'équation m=Md ...(8) =Ts .. (9 > où T est la matrice 4x4 de transformation des signaux initiaux en signaux décodés modifiés, et T = M To ...(10) Ceci montre que le traitement désiré se ramène à une multi tlication de matrice, ctest-à-dire que les signaux décodés, traités comte un groupe de quatre éléments, sont multipliés par les coefficients m11 & m44 de la matrice M de modification et additionnés pour donner les quatre signaux modifiés m. Les valeurs des coefficients de M varient avec la direction perçue de la source sonore prédominante et dépendent également des coefficients particuliers de TQ qui représentent le système matriciel quadriphonique. Dans un système quadriphonique idéal, chaque canal de sortie se ramène entièrement au canal d'entrée correspondant, de sorte que la transformation est représentée alors par la matrice unité I 1 0 0 0 0 T = I = 0 0 1 0 ...(11) O O 0 1 Dans ce cas, la matrice de modification est I également, et il est souvent commode du point de vue électrique de séparer la matrice de modification en deux composantes M=B+ I ...(12) où les éléments de B qui ne sont pas sur la diagonale principale, sont égaux aux éléments correspondants de M, mais où les éléments qui sont sur la diagonale principale, sont égaux aux éléments correspondants de M moins 1. Pour distinguer la direction fixée par M, celle-ci sera indiquée en indice, le centre avant étant à Oo et l'angle augmentant dans le sens des aiguilles d'une montre; la direction avant gauche étant ainsi à 3150. La matrice de modification correspondant à un signal avant gauche prédominant est ainsi notée M315. La matrice de transformation T doit répondre à deux conditions : le signal primaire doit être confiné au haut-parleur ou à la paire de haut-parleurs qui peuvent reproduire sa direction d'une manière précise et doit être éliminé de tous les autres, et ceci doit être fait sans changer la puissance totale de sortie du système appliquée soit sur le signal primaire, soit sur les autres signaux présents. Application au système SQ A titre d'exemple, les principes mathématiques précédents vont être appliqués au système SQ. La matrice de codage pour SQ est 1 0 0,707 -j0,707 et la matrice de décodage est 1 0 D = ...(14) 0J707 -j0,707 j0,707 -0,707 d'après l'équation (7) la transformation globale est représentée par 1 0 0,707 -j0,707 0 1 j0,707 -0,707 TO = ...(15) 0,707 -j0,707 1 0 j0,707 -0,707 0 1 Dans cette représentation, l'élément de la troisième ligne et de la première colonne, par exemple, représente le niveau relatif du signal du troisième haut-parleur (arrière droit), dû à un signal sonore du premier canal (avant gauche), et de la lettre j représente la racine carrée de -1 et correspond à un angle de phase de 90 . La puissance relative appliquée à chacun des haut-parleurs peut être déterminée en élevant au carré la valeur absolue des éléments. Ainsi, les valeurs relatives des puissances appliquées aux premier, second, troisième et quatrième haut-parleurs, dues à un signal apparaissant sur le premier canal, sont les carrés des premier, second, troisième et quatrième éléments de la première colonne; dans ce contexte, seules les amplitudes de ces carrés sont significatives de sorte que les puissances appliquées aux quatre haut-parleurs sont 1,0, 0,5 et 0,5 respectivement, correspondant à une puissance totale de deux unités. Les mêmes opérations, faites sur les autres colonnes, donnent également un chiffre de deux unités pour la puissance totale relative fournie par les sources placées en avant à droite et en arrière à droite ou à gauche.Les puissances relatives dues à des sources à mi-chemin entre deux haut-parleurs peuvent être calculées en ajoutant les deux colonnes correspondant aux hautparleurs, en élevant au carré les amplitudes des quatre sommes ainsi obtenues, et en prenant la moitié du résultat; ainsi, un signal, correspondant à la position centre avant, fournit une puissance relative de 0,5 unité dans chacun des haut-parleurs, ce qui donne à nouveau un total de deux unités, et on obtient le même total pour les sources de centre gauche, de centre droit, et de centre arrière. La présence d'un zéro dans un élément indique que le hautpar leur correspondant à la ligne ne produit pas de signal de sortie lorsque le système reproduit une source sonore dont la position correspond à la colonne. I1 s'ensuit que les exigences imposées à la matrice de transformation consistent en ce que les éléments de la colonne, ou des colonnes, correspondant à la position de la source et de la ligne, ou les lignes, correspondant aux haut-parleurs nécessaires à la reproduction de la source sonore, doivent être non nuls et que les éléments, contenus dans la même colonne, ou les mêmes colonnes, et dans toutes les autres lignes, doivent être nuls. De plus, la somme des carrés des amplitudes des éléments de chacune des colonnes doit être égale à deux, et la puissance relative totale, correspondant aux sources à mi-chemin entre les haut-parleurs, comme défini ci-dessus, doit également être de deux. Ces exigences définissent partiellement les éléments de la matrice de modification, mais, la matrice de transformation T0 étant singulière (c'est-à-dire qu'elle ne peut pas avoir d'inverse mathématique), il existe une certaine liberté dans le choix de ces éléments. Pour déterminer la matrice de modification d'un signal avant gauche, M315 nous remarquons que les signaux présents dans les deux canaux arrière doivent être compensés en leur ajoutant une fraction convenable du signal du canal avant gauche avec une phase appropriée, et que le signal du canal avant gauche doit être augmenté pour compenser la réduction de la puissance totale qui en résulterait. De plus, on peut avoir besoin de modifier les gains des autres canaux en conséquence.Ainsi, la matrice de modification peut avoir la forme kl O O 0 M315 = O k2 O 0 .. (16) k3 O k4 O k5 O O k6 où les coefficients k1 å k6 doivent être déterminés.La matrice de transformation T315 définie par l'équation (10) est kl 0 0, 707kl -j0,707kl 0 k T315 = 2 j0,707k2 -0,707k2 .(17) k3+0,707k4 707k4 707k3+k4 j0,707k4 k 5 707k6 6 0,7O7k6 J 707k5 -j0,707k5+k6 avec les conditions k3+01 707k4 = 0 ...(18) k5+j0,707k6 = 0 ... (19) kl = 2 ...(20) qui correspondent à l'annulation du signal avant gauche dans les canaux arrière droit et arrière gauche, et à l'application d'une puissance totale de deux unités aux quatre haut-parleurs par la source avant gauche. En substituant ces conditions dans l'équation (17) on obtient la matrice simplifiée: 1,414 0 1 -j O k2 jO7707k2 -0t707k2 T315 = O -j t7 7k4 0w5k4 jOJ5k4 ... (21) O -0,707k6 -j075k6 ,5k6 a condition que la somme des carrés des amplitudes des éléments de chacune des colonnes soit égale à 2 donne l'équation k22 + 015k42 + 015k62 = 2 ... (22) et ceci remplit également les conditions imposées aux sources centrales de sorte qu'il reste deux choix arbitraires à effectuer. L'équation (15) montre que la puissance totale fournie dans chaque haut-parleur par des sources incohérentes d'unités placées dans chacun des coins est de 2 unités. L'équation (21) indique que la puissance totale appliquée au haut-parleur avant gauche par cette combinaison de sources, puissance obtenue en additionnant les carrés des amplitudes des éléments de la première ligne, est de quatre unités. Puisque la puissance totale fournie par les quatre haut parleurs, initialement de huit unités, ne doit pas changer, les quatre unités restantes doivent être partagées convenablement entre les trois autres haut-parleurs.C'est un choix arbitraire, mais, logiquement, il peut paraître convenable de distribuer également la puissance entre eux de sorte que 2k22 = k42 = k62 = 1,333 ...(23) ce qui donne les valeurs k2 = 0,817, k4 = k6 = 1,155, et la matrice de modification est par conséquent 1,414 0 O O M315 - 0 0,817 0 o ... (24) 817 0 1,155 0 -jO)817 0 0 1,155 La matrice de transformation correspondante est par conséquent 1,414 0 1 -j 0 0,817 j01577 0,577 T315 = ...(25) O 0 -j0,817 0,577 j0,577 0 -0,817 - j0,577 0,577 Le terme imaginaire -j0,817 de M315, qui est mal commode du point de vue électrique, peut être enlevé en remarquant que le signal arrière gauche est de -0,817 fois le signal avant droit initial de sorte qu'une autre forme de M315 est 17414 0 O o 0,817 O 0 M315= .. 1,155 0 (26) -0,817 0 1,155 0 0 -0,817 0 0 La matrice correspondante B315 est par conséquent 0,414 0 O O 0 -0,183 0 0 B315= .. (27) -0,817 0 155 0 O 0,817 0 -1 où B315 et M315 sont reliés par l'équation (12). Des raisonnements semblables conduisent aux matrices de modification relatives aux signaux correspondant aux trois autres coins 0,817 0 0 0 0 1,414 0 0 M = ...(28) M45= 0,817 0 0 0 0 01817 0 1,155 1.155 0 -0,817 0 M135= 0 O O -0,817 . . (29) O O 1,414 0 O O O 0,817 O O 0,817 0 0 1,155 0 0,817 M225 = .. (30) 0 O 0 0,817 0 o O 0 1,414 pour des sources prédominantes avant droit, arrière droit et arrière gauche respectivement.Les matrices B correspondantes sont -0,183 0 0 O 0 0 414 0 0 B45 = . . (31) 0,817 0 -1 0 O 0 0,817 0 0,155 0,155 0 -0,817 0 B135 = O -1 0 -0,817 .. (32) 0 O 0,414 0 O O 0 -O, 183 -1 0 0t817 0 B225 O 0 0,155 0 0,817 . . (33) 0 O -0,183 0 O O 0 0,414 Pour une source avant centre, les signaux transférés sur les canaux arrière sont en opposition de phase et peuvent, par conséquent, être annulés par addition. Cette procédure ne change pas les puissances de sortie des signaux transférés à partir des coins avant parce que ces signaux sont en quadrature. I1 serait aussi bien préférable de réduire, par conséquent, le gain des canaux arrière. Sur les canaux avant, le signal avant centre doit être augmenté pour compenser sa réduction à l'arrière, tandis que les coins avant doivent être augmentés quelque peu si les signaux transférés à l'arrière sont réduits. Une forme convenable de la matrice de modification doit être symétrique par rapport à la diagonale principale et être de la for me kl k2 O O M = k2 k1 0 0 ... (34) 0 0 k3 k3 O O k3 k3 et la matrice de transformation correspondante Tg, qui ne doit pas être confondue avec To définie dans 11 équation (15) est k1 k2 0,707k1+j0,707k2 -0,707 0,707k2-j0,707k1 o = ki 0,707k2+j0,707k1 0,707k2-j0,707k1 (35) 0,707k3(1+j) -0,707k3(1+j) 1r3 k3 0,707k3(1+j) -0,707k3(1+j) Les conditions de puissance totale constante conduisent à l'équa- tion k12 + k2 + 2k32 = 2 ...(36) et pour le signal centre avant (k1 + k2)2 = 2 ...(37) Le signal centre arrière n'apporte aucune information nouvelle, et, de gêne, les signaux des centres des côtés n'introduisent aucune équation nouvelle; il s'ensuit que toutes les valeurs de kl, k2 et k3 qui vérifient les équations précédentes entrainent la conservation des puissances totales dues aux sources placées dans ces conditions. Le choix arbitraire, dans ce cas, consiste a ne pas modifier les gains des canaux des coins avant, ce qui fait kl = 1, k2 = 0,414 et k3 = 0,644 .La matrice de modification deviens 1 0,414 0 0 0,414 1 0 0 (38) 0 0 0 0X644 0,644 O O 0,644 0,644 et la matrice B correspondante O 0 0,414 0 0 0, 414 0 0 O B0 = ... (39) O O 0 -0,356 0,644 O 0 0 0,644 -0,356 de même la matrice de modification correspondant aux signaux ar rière centre est 0,644 0,644 0 0 0,644 0,644 0 0 M180 = O 1 0,414 ... (40) 0 0 1 0,414 O 0 0.414 l et la matrice B correspondante est -OJ356 0,644 0 0 0,644 -Ot356 0 O B180 = (41) 0 0 0 0,414 0 0 0,414 0 Des arguments et raisonnements analogues, appliqués aux signaux centre gauche et centre droit codés en panpot et non en codage de position SQ, conduisent aux matrices de modification 0,707 0 0 0,707 0 O, 707 0,707 0 M90=M270- o 0,707 0,707 0 (42) 0,707 0 0 0,707 et aux matrices B correspondantes -0,293 0 0 0.707 B90=B270= O -O, 293 0t707 0 ... (43) 0 0,707 -0,293 0 0,707 O 0 -0,293 et pour les signaux centre gauche et centre droit, codés en position, les matrices de modification et les matrices B appropriées sont : ~924 0i383 -0,383 0,924 -0,383 0,924 0,924 0,924 0,383 Mgo=M270 = -0t383 0,924 0,924 0g383 .. (44) -0X383 0,924 0, 924 0,383 0,924 0,383 -0,383 0,924 -0,076 0,383 -O, 383 0,924 B'90=B'270 = -0,383 -0,076 0,924 0Z383 ...(45) -0,383 0,924 0,076 0,383 0,924 0,383 -0,383 -0,076 I1 est possible de déduire des matrices de modification qui ont, pour d'autres directions, des caractéristiques semblables aux matrices ci-dessus.On doit noter que tous les coefficients des matrices B ont une amplitudes inférieure ou égale à 1, avec, pour conséquence pratique,que la multiplication matricielle peut être faite aisément en électronique. En introduisant les signaux de commande cO, C45, cgO....C qui prennent une valeur 1 lorsque un signal survient de la direction correspondante et une valeur 0 lorsque le signal prédominant est issu d'une direction précédente, les coefficients de commande matricielle peuvent être écrits sous forme de combinaison linéaire des matrices B Dans cette équation B dépend du temps à travers les variations des paramètres de commande dans le temps liés aux changements des signaux prédominants. Ainsi la matrice de modification est donnée en fonction du temps par M (t) = B (t) + I .. (46-1) et la somme des coefficients de commande étant toujours égale à 1 il s'ensuit que En outre, si les paramètres de commande peuvent prendre des valeurs intermédiaires quand la source du signal prédominant est comprise entre deux directions auxquelles correspondent des paramètres de commande, la matrice de modification qui en résulte permet de supprimer d'une manière raisonnablement efficace les signaux transférés et de maintenir constante la puissance totale.Cela signifie qu'on peut utiliser, pour simplifier, un tout petit nombre de signaux de commande. I1 est possible également que, lorsque il existe des signaux de commande issus simultanément de deux directions différentes, la matrice de modification résultante puisse présenter des caractéristiques qui entraînent la suppression partielle des signaux transférés issus des deux sources sonores, bien que, dans ce cas, la puissance totale puisse varier quelque peu. Par exemple, si les signaux proviennent de l'avant gauche et de l'arrière gauche et si ces signaux prennent la valeur 0,5 lorsqu'un signal codé en position centre gauche se trouve présent la matrice B résultante est B270 = 0, 5B225 + 0,5B315 ..(47) -0 293 0 0,408 0 O -0,014 0 01408 B"270 = ... (48) -0,408 0 -0,014 0 O -0,408 0 -0Z293 et la matrice de modification correspondante est 0,707 0 0,408 0 O 0,986 0 0,408 M"270 = 0,408 0 0Z986 O .. (49) O -0Z408 0 0,707 La matrice de transformation définie par l'équation (10) est 0,996 -j0,289 0,908 -j0,500 T" = jO,289 0,697 jO,697 -0,289 ... (50 0,289 -j0,697 0697 j01289 jO,500 -0,908 -jO,289 0,996 Si on fait la somme des carrés des éléments par colonne, on voit que la puissance totale due aux sources de coin tombe à 1,41 pour les coins gauche, et à 1,88 pour les coins droit, mais qu'un signal codé en position centre gauche a pour composantes de s équivalentes 0,924, 0,383, -0,383, 0,924, appliquées aux quatre entrées du codeur, et que le signal de sortie résultant de la multiplication des matrices est, par conséquent, 0,573(1-j), 0, 0, 0,573(1+j), Le signal centre gauche est ainsi complètement supprimé des canaux droit, bien que la puissance totale soit réduite d'environ 1,8 dB. I1 est clair également que si les signaux de commande ci-dessus avaient été produits par deux signaux, 1'un dans le canal avant gauche, l'autre dans le canal arrière gauche, la séparation de ces deux signaux aurait été accrue des trois dB initiaux jusqu'à 6 dB, puisque tll et 44 t pour valeur 0,996 et tl4 et t ont pour amplitude 0,5. t ont pour valeur O, 996 et t14 e 41 Les coefficients de la matrice B de l'équation (46) sont définis ci-dessous en fonction des coefficients de commande et les éléments des matrices B correspondantes à partir des équations (27), (31) à (33), (39), (41), (43) et (45). bli = 183c45-0,293c90-0,076c'90+0,1 155C135 -0,356c180-c225-0,293c270-0,076c'270+0,414c315 ... (46a) b12 = 0,414c0+0,383c'90+0,644c180+0,383'270 ... (46b) b13 =-0,383c'90-0,817c135+0,817c225-0,383c'270 ...(46c) b14 = 0,707c90+0,924c'90+0,707c270+0,924c'270 ... (46d) b21 = 0,414c0-0,383c'90+0,644c180-0,383c'270 ... (46e) b22 = 0,414c45-0,293c90-0,076c'90 -c135-0,356c180+0,155c225 0,293c270-Q076c2,70 -0,183c315... (46f) b23 = 0,707c90+0,924c'90+0,707c270+0,924c'270 ...(46g) b24 = 0,383c'90-0,817c135+0,817c225+0,383c'270 ...(46h) b31 = 0,817c45-0,383c'90 -0,383c'270 -0,817c315 ...(46i) b32 ' 0,707c90+0,924c'90+0,924c'270+0,707c270 ...(46j) b33 = -0,356c0-c45-0,293c90-0,076c'90+0,414c135-0,183c225 -0,293c270-0,076c'270+0,155c315 ... (46k) 270 b34 = 0,644c0+0,383c'90+0,414c180+0,383'270 ... (461) b41 = 0,707c90+0,924c'90+0,707c270+0,924c'270 . (46m) b42 = 0,817c45+0,383c'90+0,383c'270-0,817c315 ...(46n) b43 = 0,644c0-0,383c'90+0,414c180-0,383c'270 ...(460) b44 = 0,356c0+0,155c45-0,293c90-0,076c'90-0,183c135 +0,414c225-0,293c270-0,076c'270-c315 ...(46p) Pour un mode de réalisation simplifié, où on omet les commandes centre gauche et centre droit, ces relations se simplifient en b11 = -0,183c45+0,155c135-0,356c180-c225+0,414c315 . .. (46q) b12 = b21 = 0,414c0+0,644c180 . (46r) b13 = b24 = -0,817c135+0, 817c225 .(46s) b14 = b23 = b32 b41 = O ...(46t) b22 = 0,414c45-c135-0,356c180+0,155c225-0,183c315 ...(46u) b31 b42 = 0817C45- Z817C315 ... (46v) b33 = 0,356c0-c45+0,414c135-0,183c225+0,155c315 .. (46w) b34 = b43 = 0,644c0+0,4i4c180 ... (46x) b44 = -0,356c0+0,155c45-0,183c135+0,414c225-c315 ...(46y) Application au système QS Dans le système QS la transformation globale est représentée par la matrice 1 0,707 0 jO,707 0,707 1 -j0,707 0 T = (51) o O j0,707 1 0,707 -j0,707 0 0,707 1 Par un raisonnement analogue à celui qui a été adopté pour le système SQ on trouve que des matrices de modification relatives aux canaux correspondant aux coins sont 1,414 0 0 0 M315 = -0,817 1,155 0 0 ... (52) O 0 0,817 0 0 0 Q817 0 1,155 -0,817 0 0 M45 = 0 1,414 0 0 .. (53) 0 0 0 0,817 0 0 0 0,817 0,817 0 0 0 0,817 0 0 0 M135 = ...(54) 0 0 1,414 0 0 0 -0,817 1,155 0 0,817 0 0 M225 0 O 0,817 0 0 ...(55) 0 0 1,155 -0,817 0 0 0 1,414 De nouveau, par des raisonnements semblables à ceux qui ont été utilisés dans le cas SQ, on obtient les matrices de modification qui conviennent aux signaux avant centre et arrière centre sous la forme 0,765 0,317 0 0 0,317 0,765 0 0 M = ...(56) 0 0 O 0,533 0,533 0 0 0,533 0,533 0,533 0,533 0 0 0,533 0,533 0 0 M180 = ...(57) 0 0 0,765 0,317 0 0 0,317 0,765 Chacune des matrices ci-dessus dépend d'un choix arbitraire d'un certain paramètre de conception, comme dans le cas de SQ, et ces matrices sont conçues pour donner des performances essentiellement semblables dans les deux cas. En ce qui concerne les signaux de centre gauche et de centre droit, on peut montrer que les matrices de modification peuvent être différentes; des matrices possibles pour le centre droit et pour le centre gauche étant, respectivement: 0,707 0 0 -0,707 0 0,707 0,707 0 M90 = . (58) O 0,707 0,707 0 0,707 0 0 -0,707 0,707 0 0 0,707 0 -0,707 0,707 0 M270 = ...(59) 0 -0,707 0,707 0 0,707 0 0 0,707 Les matrices correspondantes B étant définies par l'équation (12). Ainsi les coefficients bij sont donnés en fonction des coefficients de commande par les équations (46aa à 46nn) ci-dessous b11 = -0,235c0+0,155c45-0,293c90-0,183c135-0,467c180-c225-0,293c270 +0,414c315 ... (46aa) b12 = 0,3l7c0-0,8l7c45+0,533c180+0,817c225 ...(46bb) b13 = b24 = b31 = b42 = 0 ...(46cc) b14 =-0, 707c90+0, 707c270 ... (46dd) b21 = 0,317c0+0,817c135+0,533c180-0,817c315 ...(46ee) b22 =-0,235c0+0,414c45-0,293c90-c135-0,467c180-0,183c225 -1,707c270+0,155c315 ...(46ff) b23 = b41 = 0,707c90+0,707c270 ...(46gg) b32 = 0,707c90-0,707c270 ... (46hh) b33 =-0,467c0-c45-0,293c90+0,414c135-0,235c180+0,155c225 -0,293c270-0,183c315 ...(46jj) b34 = 0,533c0+0,817c45+0,317c180-0,817c225 ...(46kk) b43 = 0,533c0-0,817c135+0,317c180+0,817c315 ...(46mm) b44 = O3467c0-O,l83c45-l, 707c 90+0 ,l55c135-O,235c180 +O,4i4c5-O, 293c270-c315 ...(46nn) D'une manière analogue, on peut déduire les matrices nécessaires pour modifier les signaux de sortie de tout autre matrice de phase quadriphonique telle que BMX.Egalement, comme il a été mentionné, on peut utiliser le système décrit en général, pour accroître les signaux de sortie issus d'un système matriciel à canaux multiples dans lequel l'information contenue dans un nombre donné de canaux a été ramenée sous forme matricielle à un plus petit nom- bre de canaux, et ramenée ensuite à nouveau sous la forme d'une matrice correspondant au nombre de canaux donné, de sorte que chaque canal de sortie de ce système contient, à la fois, le signal désiré et des composantes d'intermodulation, avec des relations de phase et d'amplitude définies, qui peuvent constituer une information relative à la direction. Des modes de réalisation de l'invention seront décrits ciaprès, A titre d'exemples non limitatifs, avec référence aux dessins annexés dans lesquels la Figure 1 est un schéma synoptique montrant un mode préféré de réalisation de la présente invention relatif à un dispositif quadriphonique; la Figure 2 montre en détail un détecteur convenable selon 1'invention destiné à l'utilisation dans un système quadriphonique SQ; la Figure 3 montre en détail un détecteur convenable selon la présente invention et destiné à un système quadriphonique QS; la Figure 4 montre les détails d'une modification du détecteur de la Figure 2; la Figure 5 montre les détails d'un mode préféré de réalisation de l'interface comprise entre la sortie d'un redresseur et un filtre typique du détecteur;; la Figure 6 présente la caractéristique de commande de gain dtun amplificateur; la Figure 7 montre un circuit comparateur typique utilisé dans le dispositif de traitement selon l'invention; la Figure 8 donne le détail des sections relatives à la gé nération des coefficients et à la multiplication des matrices selon l'invention; la Figure 9 donne en détail un exemple de générateur de coefficients selon l'invention utilisé dans le système à dix signaux de la Figure 2; la Figure 10 donne en détail un exemple de générateur de coefficients selon l'invention utilisé dans le système à six signaux de la Figure 4; la Figure 11 montre les détails d'un circuit de combinaison de signaux qui peut être utilisé dans la présente invention; et la Figure 12 présente les détails d'une configuration de circuits possible de l'un des blocs de multiplication de matrices de la Figure 8. Bien que l'invention soit applicable à nombre de système quadriphoniques matriciels, et, dans ce cas, à tout système matriciel où l'on extrait quatre signaux comportant une information de directivité d'une paire de sources contenant cette information, l'invention va être décrite principalement dans le contexte du système SQ de Columbia Broadcasting Sister (CBS); en outre, on présentera également une configuration du détecteur selon l'invention dans son utilisation avec un système QS de Sansui Electric Co., Ltd. La Figure 1 donne un schéma synoptique de 11 invention supposée utilisée dans un système quadriphonique. Ce système selon l'in- vention est contenu dans le rectangle 114 tracé en pointillés. L'ensemble des éléments de cette figure montre comment ce système est connecté à un système quadriphonique. Autrement dit, les éléments qui sont à l'extérieur du rectangle 114 tracé en pointillés représentent un système quadriphonique typique auquel 11 invention a été incorporée. Cone le montre la Figure 1, une paire de signaux d'entrée sont appliqués aux fils 100 et 101. Ces signaux, le signal gauche (L) et le signal droit (R), sont issus, par exemple, d'un enregistrement à deux pistes et contiennent une information relative & la direction. Les signaux L et R sont appliqués à un décodeur matriciel quadriphonique 102 de, par exemple, un système SQ de CBS. Les quatre signaux de sortie L'F (avant gauche), R'F (avant droit), R'B (arrière droit) et L'B (arrière gauche) sont fournis par le dé codeur 102. Ces quatre signaux sont traités par le circuit selon l'invention, contenu dans le rectangle 114, pour produire quatre signaux corrigés L"F (avant gauche), R"F (avant droite), R"B (arrière droit) et L"B (arrière gauche). Les quatre haut-parleurs 110, 111, 112 et 113 sont représentés à l'intérieur du rectangle en pointillés 115 qui représente, par exemple, une pièce où se trouve placé le dispositif quadriphonique. Ces haut-parleurs 110, 111, 112 et 113 sont respectivement les haut-parleurs avant gauche, avant droit, arrière gauche et arrière droit. Ainsi les signaux L"F son t appliqués, par un amplificateur 106, au haut-parleur 110, les signaux RF sont appliqués, par un amplificateur 107, au haut-parleur 111, les signaux L"B sont appliqués, par un amplificateur 109, au haut-parleur 112, et les signaux R"B sont appliqués, par un amplificateur 108, au hautparleur 113. La présente invention produit les signaux corrigés L"F, R"F > L"B et R"B grâce à un détecteur 103, un processeur 104 et un multiplieur 105 de matrices. Les signaux L'F, R'F > R'B et L'B, issus du décodeur 102, sont appliqués à la fois au détecteur 103 et au multiplieur 105 de matrices. En réponse à ces signaux, le détecteur 103 fournit, par des techniques convenables de comparaison d'amplitudes, plusieurs signaux de commande notés cg , chacun d'eux étant excité par la présence d'une source sonore prédominante dans la direction correspondante e. Ces signaux de commande sont appliqués comme signaux d'entrée au processeur 104.Le processeur 104, à l'aide de circuits de commande de charge et de décharge de condensateurs selon les signaux de commande présents, règle les caractéristiques d'attaque et de décroissance de ces signaux pour atteindre des résultats optima. Par le réglage des caractéristiques d'attaque et de décroissance le processeur 104 limite les signaux, et les combine dans des proportions variables, pour produire des signaux correspondant aux coefficients b1j de la matrice B de l'é- quation (46), en accord avec les équations (46a) à (46b), par exemple. Ces signaux de coefficients de matrices sont appliqués au multiplieur 105, comme le montre la Fig. 1, et les signaux L'F, R'F, R'B et L' sont également appliqués au multiplieur 105 de matrices. B Ce dernier fait la multiplication matricielle du vecteur b de signaux incidents, dont les composantes sont L'F, R'F, R'B et L'B, par la matrice M définie par les équations (12) et (46), pour produire les quatre signaux sonores L"F, R"F > R"B et L"B qui sont les composantes du vecteur n de l'équation (8). Ces signaux de sortie sont essentiellement identiques, du point de vue psychoacoustique, aux signaux initiaux appliqués au codeur matriciel utilisé pour enregistrer ou transmettre les signaux L et R qui sont appliqués ensuite au décodeur matriciel 102. En ce qui concerne le détecteur 103, celui-ci peut fournir le nombre de signaux de commande désiré; cependant, il fournit typiquement de cinq à dix de ces signaux. Les Fig. 2 et 4 montrent en détail deux modes de réalisation différents du détecteur 103, supposés appliqués au système SQ. Dans la Fig. 2 il existe dix signaux de commande et seulement six dans la Fig. 4. La Fig.3 montre en détail le détecteur 7, appliqué au cas du système QS. Dans le mode de réalisation du détecteur 103 de la Fig.2, les quatre signaux L'F, R'F, R'B et L'B sont appliqués aux quatre am- plificateurs à gain variable 116, 117, 118 et 119 respectivement. Ces amplificateurs à gain variable font partie d'un dispositif à commande automatique de gain. Les sorties de ces amplificateurs, notées L'Fo, R'Fo, R'Bo et L'Bo, sont essentiellement les mêmes que les signaux d'entrée L'F, R'F > R'B et L'B, si ce n'est qu'ils ont été ramenés à un niveau prédéterminé par les amplificateurs à gain variable 116, 117, 118 et 119. Les signaux de sortie des amplificateurs 116 à 119 sont appliqués aux atténuateurs 120, 121, 122 et 123, et aux dispositifs de combinaison de signaux 124, 125, 126, 127, 128 et 129 comme le montre la Fig.2.Par exemple, les signaux de sortie L'Fo, issus de l'amplificateur 116, sont appliqués à l'atténuateur 120 et aux dispositifs de combinaison 124 et 127, et les signaux R' Fo issus de l'amplificateur 117 sont appliqués à l'atténuateur 121 et aux dispositifs de combinaison 124, 125, 128 et 129. Les atténuateurs 120 à 123 atténuent ces signaux du facteur indiqué et les dispositifs de combinaison 124 à 129 combinent les signaux dans les proportions indiquées pour produire les dix signaux S45, S180, S315, S270' S225' So, S135, S90, S'270 et S'gO, chacun d'eux s'annulant lorsque le signal prédominant vient de la direction indiquée par l'indice.Les deux signaux S'270 et sont sont nuls pour les sources dont le codage en position est centre gauche et centre droit. Ces signaux atteignent également un niveau maximum pour quelqu'autre direction de la source et les at ténuations, et les combinaisons des atténuateurs et des dispositifs de combinaison sont telles que ces maxima ont tous le même niveau. Ces signaux sensibles à la direction S45 > Sol80 S315' S270 > S225, SOX S135s Sgg > S'270 et S'90 sont redressés par les redresseurs 130 à 139 respectivement. Les caractéristiques de transfert de chacun des redresseurs 130 à 139 sont indiquées schématiquement dans chacun des blocs représentant les redresseurs. I1 n'y a pas de constante de temps de filtrage sur les sorties des redresseurs, et les signaux non filtrés issus des redresseurs 130 à 139 sont appliqués aux résistances 140 à 149 respectivement. Toutes les résistances 140 à 149 sont connectées à l'entrée de l'amplificateur 150.Par conséquent, les résistances 140 à 149 combinent les signaux issus des redresseurs 130 à 139 à l'entrée de l'amplificateur 150. Si les résistances 143, 144, 145, 147, 148 et 149 ont une valeur R, les résistances 140, 141, 142 et 146 ont alors pour valeur 2R. Ces valeurs de résistance ajoutent des proportions égales de chacun des signaux de coin et des signaux centre avant et centre arrière, et les signaux moyens centre gauche et centre droit à l'entrée de l'amplificateur 150. La résistance 151 sert de résistance de contre-réaction et sa valeur est choisie pour donner un niveau de sortie continu égal à une fraction du niveau de sortie maximum atteint par l'une quelconque des sorties de redresseurs. Le condensateur 152 est un condensateur de filtrage.La sortie de l'amplificateur 150 est appliquée à l'inverseur 153 de gain unité qui donne à la sortie de l'amplificateur 150 la polarité correcte pour attaquer les entrées de commande de gain des amplificateurs S gain variable 116 à 119. Par conséquent, les signaux issus de l'inverseur 153 fournissent une tension de commande de gain aux amplificateurs à gain variable 116 à 119. Les amplificateurs 116 à 119 peuvent avoir typiquement une caractéristique de commande de gain semblable à celle que montre la figure 6. La courbe que montre la figure 6 présente une variation rapide et une gamme plutôt étroite de variation de la tension de commande. La commande est essentiellement logarithmique, de sorte que le gain de l'amplificateur tombe par exemple de ldB par mV audessus du coude de tension. La caractéristique logarithmique accroît la stabilité globale de la commande automatique de gain et sa variation rapide maintient les signaux normalisés au niveau prédéterminé pour une large gamme de niveaux d'entrée. En plus de la tension de commande appliquée aux amplificateurs 116 à 119, l'inverseur 153 fournit une tension de niveau de référence aux amplificateurs-comparateurs 164 à 173. Chacun de ces amplificateurs possède deux entrées; l'une des deux entrées de tous les comparateurs 164 à 173 est couplée à la sortie de l'inverseur 153; la deuxième entrée de chacun des comparateurs 164 à 173 est connectée respectivement à chacune des sorties des filtres 154 à 163 comme le montre la figure 2. Les filtres 154 à 163 sont connectés entre les redresseurs 130 à 139 et les comparateurs 164 à 173 de façon que le signal de sortie de chaque redresseur soit appliqué, après avoir été filtré par son filtre associé, au comparateur qui lui est associé, en tant que seconde entrée.Autrement dit, la sortie du redresseur 134 est filtrée par le filtre 154 et appliquée ensuite à la seconde entrée de l'amplificateur-comparateur 164, la sortie du redresseur 131 est filtrée par le filtre i55 et appliquée ensuite comme seconde entrée au comparateur 165 etc..La sortie de chacun des filtres 154 à 163 est comparée, par le comparateur 164 à 173 qui lui est associé, à la tension de niveau de référence fournie par l'inverseur 153. Le comparateur 164 à 173 ne fournit de signal de sortie que si l'entrée du filtre 154 à 163 qui lui est associé est inférieure au signal de référence issu de l'inverseur 153.Le niveau de référence est choisi de façon que seuls les signaux appliqués aux comparateurs 164 à 173 et qui tombent dans une gamme définie de la direction spécifiée tombent audessous du niveau de référence puisque chacun des signaux de direction appliqué aux comparateurs 164 à 173 peut-avoir des minima autres que ceux qui correspondent à la direction spécifiée. Les signaux de sortie issus des comparateurs 164 à 173 sont notés C45, C1809 C315, C270, C225, C0, C135, CgO, C'270 et C' 90. Ces signaux sont les signaux de commande de direction bruts qui sont appliqués au processeur 104. La Figure 5 montre une interface typique entre un filtre et le redresseur de la Figure 2 qui lui est associé et montre un filtre typique qui peut être utilisé en tant que filtre 154 & 163. La Figure 5 montre un filtre en échelle à deux étages formé des résistances 180 et 181 et des condensateurs 182 et 183. Le filtre est conçu pour donner une réponse, en transitoire, aussi rapide que possible, tout en assurant une atténuation satisfaisante des ondulations aux fréquences basses du signal. Puisque l'objectif est de détecter l'absence de signal au point de détection, on utilise un transistor PNP 184 pour ramener 1'entrée à zéro chaque fois que le signal appliqué à la base du transistor 184 par le redresseur associé, signal qui est normalement un signal sonore à deux alternances redressées de niveau moyen non nul, tombe à zéro. Le courant est fourni à l'émetteur du transistor 184 par la source de courant 185. La valeur de ce courant est telle,qu'une reproduction fidèle des pics positifs du signal d'entrée à l'émetteur est assurée.De cette façon la réponse correspondant à un arrêt soudain du signal est aussi rapide que possible. La figure 3 montre une configuration possible du détecteur 103 correspondant à l'utilisation de l'invention dans un système QS. Comme dans le cas de la figure 2, les circuits de la figure 3 comprennent les quatre amplificateurs à gain variable 200 à 203, les atténuateurs 204 à 207 et les dispositifs de combinaison de signaux 208 à 211. Les atténuateurs 204 à 207 et les dispositifs de combinaison 208 à 211 sont connectés aux sorties des amplificateurs à gain variable 200 à 203 de la manière indiquée sur la figure 3. L'ensemble des circuits et des connexions de circuits est identique, en principe, aux circuits correspondants de la figure 2, sauf que le nombre des éléments individuels séparés est plus petit, puisque la figure 3 ne comporte que huit signaux de commande au lieu des dix signaux de commande associés aux circuits de la figure 2.Ainsi les circuits de la figure 3, en plus des atténuateurs, des dispositifs de combinaison et des amplificateurs à gain variable, comprend les huit redresseurs à double alternance 212 à 219, les huit filtres associés 233 à 240, les huit amplificateurscomparateurs associés 241 à 248, les huit résistances 220 à 227 des circuits de commande de gain, l'amplificateur de sommation 228, la résistance de contre-réaction 229, le condensateur de filtrage 230 et l'inverseur à gain unité 231. Les résistances 220 à 227, l'amplificateur de sommation 228 et 1'inverseur de gain unité 231 assurent naturellement la commande de gain et fournissent la ten sion de référence aux amplificateurs & gain variable 200 à 203, et aux comparateurs 241 à 248, respectivement.Contrairement aux résistances correspondantes de la figure 2, les résistances 220 à 227 de la figure 3 ont toutes la même valeur puisqu'il n'y a pas de signaux de centre droit ou de centre gauche possibles. Outre cette différence dans les résistances, les signaux correspondants issus de la plupart des atténuateurs et des dispositifs de combinaison de la figure 3 sont nuls pour des directions différentes, lorsqu'on les compare aux éléments analogues de la figure 2, puisque les é- quations de codage et de décodage sont différentes pour les systèmes QS et SQ.Les sorties des atténuateurs 204 à 207 et des dispositifs de combinaison 208 à 211 sont, en partant de l'atténuateur 204 etenz nt vers le bas sur la figure 3, 5135 S180' 5225' S270' S315, SO, S45, et S90, et les signaux de commande issus des amplificateurs-comparateurs 241 à 248 sont C135, C180, C225, C270' C315, C0, C45 et C90, respectivement. La figure 4 montre une mise en oeuvre simplifiée du détecteur lorsque l'invention est utilisée dans le système SQ. En d'autres termes, la figure 4 présente une version simplifiée de la figure 2. Sur la figure 2 existent dix signaux de commande tandis que la figure 4 n'en comporte que six, les signaux de commande relatifs au centre gauche et au centre droit étant omis. Ceci, naturellement, diminue le coût du détecteur et des circuits qui le suivent, mais peut s'accompagner d'une baisse de qualité des signaux transmis finalement aux haut-parleurs. Sauf pour ce qui est de la réduction du nombre des signaux de commande, les circuits de la figure 4 sont identiques à ceux de la figure 2. Une comparaison directe avec la figure 2 montre que les amplificateurs comparateurs, les filtres, les redresseurs et les dispositifs de combinaison qui fournissent les signaux C270, CgOX C 9O et C'270 (centre gauche et centre droit) et alternativementoentre gauche et centre droit) de la figure 2, et les résistances 140, 141, 142 et 146 de la figure 2, sont omis dans les circuits de la figure 4; par ailleurs, les circuits sont identiques et le fonctionnement des circuits identiques est le même. C'est pourquoi les chiffres utilisés dans la figure 4 sont identiques, pour repérer les éléments correspondants aux chiffres utilisés sur la figure 2. Une description détaillée des cir cuits de la figure 4 ne serait qu'une simple répétition de la description donnée à propos de la figure 2 et n'est donc pas nécessaire.Il faut noter cependant que, puisque les signaux de centre gauche et centre droit n'existent pas dans la figure 4, les résistances de la figure 2 qui sont éliminées de la figure 4 sont les résistances 140, 141, 142 et 146, dont la valeur est double de celle des autres résistances. Les circuits détaillés du détecteur 103, que montrent les figures 2, 3 et 4, sont donnés comme exemple de disposition de circuits préférée, cependant il est clair pour l'homme de l'art que l'on peut apporter des changements et modifications variés à ces circuits. Cependant, le fait que ces circuits fournissent une tension de référence, qui est essentiellement indépendante de la direction de la source, revêt une signification particulière et représente une amélioration par rapport aux systèmes qui ne définissent la tension de référence qutà partir des niveaux redressés des quatre signaux d'entree sans combiner ces signaux.Par exemple, le signal de référence obtenu avec un système de dix signaux de comman- de de direction de la figure 2 varie de moins de w % lorsque la direction de la source varie; par contre, dans les systèmes qui ne définissent la tension de référence qu'en utilisant les niveaux redressés de quatre signaux, la variation de la tension de référence peut atteindre 149E lorsque la direction de la source varie. De plus, la comparaison des signaux redressés et de la tension de référence, comme elle est faite sur les figures 2, 3 et 4, assure un rendement de détection virtuellement indépendant du niveau du signal.Il en résulte que l'accroissement de directivité des signaux reste effectif sur une gamme de variations du niveau des signaux d'entrée plus grande que celle qui est obtenue dans les autres systèmes. La figure 7 représente un circuit typique, qui peut être utilisé dans les amplificateurs-comparateurs des figures 2, 3 et 4, et des circuits typiques d'une partie du processeur 104. Ainsi, dans la figure 7, l'amplificateur comparateur montré en détail peut être l'amplificateur comparateur 164 des figures 2 et 4. Naturellement, les circuits de tous les autres amplificateurs-comparateurs des figures 2, 3 et 4 seraient identiques aux circuits que montre la figure 7. En outre, on pourrait utiliser d'autres circuits de comparateurs convenables pour réaliser les amplificateurs-compara teurs de ces figures. En se référant maintenant précisément à la figure 7, on voit que l'amplificateur-comparateur 164 comprend un premier transistor 300 et un deuxième transistor 302. L'émetteur du transistor 300 est couplé à ltémetteur du transistor 302 à travers une résistance 301. Les signaux d'entrée, issus du redresseur associé qui est, dans ce cas, le redresseur 154 de l'une ou l'autre des figures 2 ou 4 puisqu'on suppose que le comparateur examiné en détail est le comparateur 164, sont appliqués à la base du transistor 300. La tension de référence est appliquée à la base du transistor 302. Une source de courant 312 est couplée au point commun de l'émetteur du transistor 302 et de la résistance 301 et le collecteur du transistor 302 est connecté à la masse. L'ensemble des circuits de la figure 7 représente une part des circuits du processeur 104. Comme le montre la figure 7, ces circuits comprennent une paire de transistors 310 et 311, connectés en Darlington, une deuxième paire de transistors 306 et 307 connectés par la base et plusieurs transistors 315a à 315x. Le nombre des transistors 315 est inférieur d'une unité au nombre des amplificateurs comparateurs. Ainsi, dans le cas du système à dix signaux pris en exemple sur la figure 2, il faut neuf transistors 315 dans chaque étage. Pour dix signaux, il faut dix étages identiques aux circuits de la figure 7. Les trois diodes en série, 317, 318 et 319, sont connectées entre le collecteur du transistor 311 et la masse, et une source de courant 314 est couplée au collecteur du transistor 311. Tout signal de sortie présent sur le collecteur du transistor 311 est appliqué à un générateur de coefficients, comme on le verra plus loin. Tous les transistors 315 sont connectés en parallèle, et une diode 308 et une résistance 307 sont connectées en série entre la masse et les émetteurs des transistors 315. La base de chacun des transistors 315 est connectée à un point 313 pris sur chacun des autres étages. Par exemple, la base du transistor 315a pourrait être connectée au point 313 de l'étage du processeur 104 associé au comparateur 165 de la figure 2 et le transistor 315b pourrait être connecté au point 313 de l'étage du processeur 104 associé au comparateur 166. Les émetteurs des deux transistors 307 et 306 sont connectés à la masse, et les électrodes de leur base sont connectées directement entre elles et au point commun de connexion en série de la résistance 309 et de la diode 308. Le collecteur du transistor 307 est couplé à la base du transistor 310, monté en Darlington, et au point commun d'une résistance 303 et du transistor comparateur 300. La résistance 303 est connectée en série avec un c ondensateur 304, entre la masse et le collecteur du transistor comparateur 300. Une diode 305 est connectéeaux bornes du condensateur 304, et le collecteur du transistor 306 est connecté au point commun de la diode 305, du condensateur 304 et de la résistance 303. Comme il a été mentionné ci-dessus, et comme le montre la figure 7, les signaux issus des redresseurs associés sont appliqués à la base du transistor comparateur 300, et la tension de référence est appliquée à la base du transistor comparateur 302. Dans des conditions normales, le courant fourni par la source de courant 312 traverse le collecteur du transistor 307; cependant, si la tension du signal d'entrée appliquée à la base du transistor comparateur 300 tombe en-dessous de la tension de référence appliquée au transistor comparateur 302, une partie de ce courant traverse le collecteur du transistor comparateur 300. La valeur de la résistance 301 est choisie de façon à ce que tout le courant soit essentiellement transféré au transistor 67 avant que la sortie du redresseur associé n'atteigne zéro. Cette particularité facilite la détection de signaux prédominants en présence de signaux significatifs issus d'autres directions. Lorsque le courant de la source de courant 312 est dérivé sur le transistor 300, une tension est engendrée aux bornes de la résistance 303 et le condensateur 304 commence à se charger. A cet instant, la tension de l'émetteur du transistor 311 de la paire de Darlington atteint immédiatement une valeur maximum déterminée par les diodes 316, 317 et 318. La paire PNP de transistors Darlington 311 et 312 agit en tampon et décale le niveau. Si le signal appliqué à la base du transistor comparateur 300 est de courte durée, le condensateur 304 n1 emmagasine pas de charge significative, et la sortie de l'émetteur du transistor 311 chute rapidement.Par contre, si le signal appliqué à la base du transistor comparateur 300 est de longue durée, le condensateur 304 se charge jusqu'à un niveau qui est limité par la diode 305, et, lorsque le signal d'entrée appliqué au transistor comparateur 300 cesse, le condensateur 304 se décharge lentement, ce qui fait décroître lentement la tension de sortie de l'émetteur du transistor 311. Si, entre temps, un autre signal provenant d'une direction différente se présente, l'un des autres étages devient actif et la tension de sortie de cet étage est appliquée à la base du transistor 315 connecté au point 313 de cet étage, ce qui provoque le passage du courant à travers la résistance 309.Le passage du courant dans la résistance 309 provoque le passage d'un courant semblable dans les transistors 306 et 307, puisque le passage du courant dans la résistance 309 assure une polarisation directe des bases des transistors 306 et 307. Cette polarisation directe est limitée par laBo- de 308. Le passage du courant dans les diodes 306 et 307 provoque une chute immédiate de la tension de base du transistor 310 et fait se décharger le condensateur 304 d'une manière très rapide. Lorsque le signal cesse sur cet autre étage, le courant des transistors 306 et 307 cesse. Si le courant qui traverse les transistors 306 et 307 est d'une durée trop courte pour que le condensateur 304 puisse se décharger complètement, la tension de la base du transistor 310 croît de nouveau à la fin de cette courte période de passage de courant à travers les transistors 306 et 307.Cette caractéristique permet de contrôler temporairement la commande de direction par un bref signal issu d'une direction différente de celle du signal prédominant. La figure 8 montre une configuration typique du générateur de coefficients qui fournit les signaux de coefficients matriciels au multiplieur 105 de matrices, et une configuration typique de multiplieur 105 de matrices. Les signaux appliqués au générateur de coefficients sont fournis, naturellement, par la sortie du transistor 311 des étages analogues à celui qui est montré sur la figure 7. Sur la figure 7, les diodes 316, 317 et 318 font partie de l'interface du générateur de coefficients. La figure 8 ne montre que huit signaux de commande de direction. Par conséquent, le générateur de coefficients de la figure 8 pourrait être le générateur de coefficients associé au détecteur de la figure 3 ou, comme on le verra plus loin, ces huit signaux de commande de direction pourraient provenir du détecteur à dix signaux de la figure 2 avec combinaison des signaux de centre gauche et de centre droit. Le fait important, nui doit rester présent à l'esprit, en ce qui concerne la figure 8, est que la configuration montrée est une configuration typique utilisable avec huit signaux de commande de direction. Le générateur de coefficients représente figure 8 comprend les seize dispositifs de combinaison de signaux 400 à 415. Les signaux de commande de direction issus des comparateurs du détecteur 103 sont appliqués aux dispositifs de combinaison 400 à 415 du générateur de coefficients à travers leurs circuits associés semblables aux circuits que montre la figure 7. Les signaux de commde de direction peuvent être appliqués aux dispositifs de combinaison 400 à 415 de la manière que montre la figure 8. Cependant, comme on le verra plus loin, d'autres combinaisons de ces signaux de commande de direction peuvent être appliqués aux dispositifs 400 à 415.La combinaison de signaux particulière appliquée, à un dispositif de combinaison particulier du générateur de coefficients, dépend de la conception du dispositif de combinaison et du système dans lequel on utilise l'invention. En tout cas, la conception d'un dispositif donné parmi les dispositifs de combinaison 400 à 415, et les signaux de commande de direction qui lui sont appliqués doivent être tels que le générateur de coefficients fournisse les signaux de coefficients appropriés au multiplieur de matrices. Sur la figure 8 le multiplieur de matrices 105 est présenté comme constitué de quatre blocs de multiplication 416, 417, 418 et 419 ' es signaux de coefficients de matrices issus de quatre dispositifs de combinaison du générateur de coefficients sont appliqués à chacun des blocs de multiplication 416 à 419. Par exemple, les signaux de sortie issus des dispositifs de combinaison 400, 402, 401 et 403 sont appliqués au bloc de multiplication 416, et les signaux issus des dispositifs 412, 414, 413 et 415 sont appliqués au multiplieur 419.En plus des signaux de coefficients de matrices issus des quatre dispositifs de combinaisons associés, les signaux L'F' R'F' R'B, et L'B, issus du décodeur quadriphonioue matriciel 102 dc la figure 1, sont appliqués aux blocs de multiplication 416, 417, 418 et 419, respectivement. Chacun des multiplieurs 416 à 419 multiplient les signaux d'entrée qui lui sont appliqués décodés, par le décodeur quadriphonique matriciel 102, par chacun des quatre signaux de coefficients appliqués à ce multiplieur. Ainsi, le multiplieur 416 multiplie le signal L ' F p a r chacun des signaux de coefficients provenant des dispositifs de combinaison 400, 401, 402 et 404 et le multiplieur 417 multiplie les signaux R'F par chacun des signaux de coefficients fournis par les dispositifs de combinaisons 404 à 407, etc.. Ces multiplications fournissent quatre sorties pour chacun des multiplieurs 416 à 419, comme le montre la figure 8. En plus des blocs de multiplication 416 à 419, le multiplieur de matrices comprend les quatre amplificateurs de courant 420 à 423 et les convertisseurs courant-tension 424 à 427. Les signaux L'F, R'F, R' t L'B sont appliqués aux entrées des amplificateurs de courant 420 à 423, et les sorties des amplificateurs de courant 420 à 423 sont couplés aux entrées des convertisseurs courant-tension 424 à 427 respectivement. En plus de la sortie de courant associé, l'une des quatre sorties de chacun des blocs de multiplication 416 à 419 est appliquée à l'entrée de l'un des convertisseurs courant-tension 424 à 427.Par exemple, la sortie d'un amplifica teur 420, la sortie b1lL' du multiplieur 416, la sortie b12R' F du multiplieur 417, la sortie b13R' B du multiplieur 418, et la sortie b14L' B du multiplieur 419 sont toutes appliquées à i'entrée du convertisseur courant-tension 424. En réponse aux cinq signaux d'entrée appliqués à chacun des convertisseurs courant-tension 424 à 427, ces convertisseurs produisent les quatre signaux demandés (par l'équation (8) ). Sur la figure 8 sont montrés seize dispositifs de combinaisons. Pour l'application à un système particulier, le nombre réel peut être inférieur, les sorties étant appliquées à plus d'une entrée de coefficients du multiplieur de matrices. La figure 9 montre en détail un générateur de coefficients typique correspondant au détecteur à dix signaux de commande de direction de la figure 2. Comme dans le cas de la figure 8, le générateur de coefficients de la figure 9 comprend seize dispositifs de combinaison. A noter, cependant, que huit signaux seulement, au lieu de dix signaux de direction, sont appliqués aux dispositifs de combinaison 500 à 515. Les dix signaux de commande de direction ont été réduits à huit en combinant les paires de centre droit et de centre gauche. Les combinaisons particulières des signaux de commande de direction produites par les dispositifs 500 à 515 sont indiquées, pour chacun des dispositifs de combinaison, sur la figure 9.Les sorties des dispositifs 500 à 515 sont numérotées d'une ma nière identique à celles des sorties des dispositifs 400 à 415, le second chiffre de l'indice indiquant à quel multiplieur le signal est appliqué et le premier chiffre à quelle entrée de ce multiplieur. Ainsi, la sortie de coefficient bll est appliquée à la première entrée de multiplieur 416 de la figure 8, b21 est appliqué à la seconde entrée du multiplieur 416, etc.. La figure 10 montre en détail un générateur de coefficients typique destiné au système de la figure 4 à six signaux de commande de direction. Le système à six signaux de commande de direction ne demande que huit sorties distinctes au générateur de coefficients, et ces sorties sont fournies par les huit dispositifs de combinaison de signaux 600 à 607. Les sorties des dispositifs 600 à 607 sont encore désignées par la lettre "b", les indices indiquant le multiplieur et 11 entrée du multiplieur auxquels le signal est appliqué. Dans la disposition représentée figure 10, la sortie de chacun des dispositifs de combinaison 601, 602, 605 et 606 est connectée aux deux multiplieurs du multiplieur de matrices.Ceci correspond å un total de douze sorties de coefficients seulement, au lieu de seize sorties, correspondant aux seize entrées du multiplieur de matrices. Les quatre autres sorties, qui sont les si gnaux de sortie b14, b23, b32 et b41 sont identiquement nulles, 41, et, par conséquent, ces sorties peuvent être omises. Le fait que ces signaux sont nuls est indiqué sur la figure 10. Ainsi, on a tenu compte de l'ensemble des seize signaux. On pourrait aussi réduire le nombre de dispositifs de combinaison de la figure 9 si on fournit un signal de coefficients, produit par un dispositif de combinaison simple, à plus d'une entrée du multiplieur de matrices. Avec référence à la figure 9, on doit noter que les dispositifs de combinaisons 503, 506, 509 et 512 sont identiques et ont les mêmes entrées de signaux de commande de direction. Par conséquent, tous ces dispositifs de combinaison sauf un peuvent être éliminés, la sortie du dispositif restant étant connectée aux quatre entrées du multiplieur de matrices. Par exemple, si les dispositifs 506, 509 et 512 étaient éliminés, le dispositif de combinaison 503 fournirait des entrées b41, b32, b23 et b14 au multiplieur de matrices. Les dispositifs de combinaisons des figures 8, 9 et 10 pourraient être réalisés à l'aide d'amplificateurs opérationnels, ou encore en utilisant un circuit simple tel que le circuit de la figure 11. Selon la figure 11, dans le circuit qui réalise l'interface avec le circuit de la figure 7, les signaux d'entrées issus de deux ou de plus de deux sorties de commande de direction, sont appliqués aux bases des transistors 700 et 701 et aux bases d'autant de transistors additionnels semblables aux transistors 700 et 701 qu'il est nécessaire. Le nombre de transistors, semblables aux transistors 700 et 701, nécessaires pour réaliser un dispositif de combinaison donné, dépend naturellement du nombre de combinaisons différentes qui doivent être faites dans ce dispositif. Les collecteurs des transistors 700 et 701 sont connectés à une source de tension V1 et les émetteurs des transistors 700 et 701 sont connectés aux résistances d'entrée 702 et 703, respectivement. La résistance 703 est couplée au collecteur et & la base du transistor 704, qui est connecté en diode à la base du transistor 705, dont la base est connectée à la base du transistor 704 et à la base du transistor 706. Les émetteurs de chacun des transistors 704, 705 et 706 sont connectés à un point commun. Une source de courant 717, de valeur 21, est couplée au collecteur du transistor 705 et la source de courant 718 de valeur I est couplée au collecteur du transistor 706. Le transistor 708 connecté en diode, sa base étant réunie à son collecteur, est couplé au collecteur du transistor 706 et la base du transistor 709 est également couplée au collecteur du transistor 706. Il existe un second ensemble de transistors 710 à 714 associés à la résistance d'entrée 702. Les transistors 710 à 714 correspondent directement aux transistors 709, 708, 706, 705 et 704 respectivement, et sont interconnectés de la même façon que les transistors 704 à 709, si ce n'est que, naturellement, la résistance 702 est associée aux transistors 710 à 714, alors que la résistance d'entrée 703 est associée aux transistors 704 à 709. De plus, les sources de courant 719 à 720 sont associées aux transistors 710 & 714 de la même manière que les sources de courant 717 et 718 sont associées aux transistors 704 à 709. Par conséquent, le circuit de la figure l1 comprend en fait deux circuits de structure identique dont les éléments sont interconnectés de façon identique.Si des entrées additionnelles, comme, par exemple, les entrées sur les bases des transistors 700 et 701, sont nécessai res, on peut introduire alors les transistors et des résistances additionnels, comme le transistor 721 et la résistance 722. En plus des circuits décrits jusqu'ici, le circuit de la figure 11 comprend les transistors 715 et 716. Les émetteurs des transistors 715 et 716 sont tous les deux connectés à une source de tension +V2. Les transistors 715 et 716 sont tous les deux connectés en diode puisque la base de chacun des transistors est connectée à son collecteur. Le collecteur du transistor 709 est couplé à la connexion base-collecteur du transistor 715, et la sortie de cette partie du circuit est prise en ce point. De même, le collecteur du transistor 710 est couplé à la connexion base-collecteur du transistor 716 et la sortie de cette partie du circuit est prise en ce point. Les sorties des coefficients sont prélevées sous forme différentielle pour permettre l'emploi d'un multiplieur de matrices différentiel.La sortie associée au transistor 715, notée +, et la sortie associée au transistor 716, notée -, forment une telle paire différentielle. La désignation des signaux se réfère au sens de variation de ces deux sorties. La valeur de la résistance 703 est choisie de façon que le courant qui traverse le transistor 705 soit égal à bljI ou blss est la valeur appropriée du coefficient cherché correspondant au signal de direction donné, et I est le courant fourni par la source de courant 718. Les courants des collecteurs des transistors 705 et 706 sont égaux s'ils sont appariés et, par conséquent, le courant net qui traverse le transistor 708, connecté en diode, est (I bij)I, et un courant symétrique traverse le collecteur du transistor 709. De mêle, la valeur de la résistance 702 est choisie de façon que le courant qui traverse le transistor 713 soit bij où bij' est la valeur de bij pour cette direction de source et I le courant fourni par la source de courant 719. Les courants qui traversent les transistors 712 et 713 sont égaux, si ceux-ci sont appariés et, par conséquent, le courant net qui traverse le transistor 711, connecté en diode, est (I-bijr)I et un courant symétrique traverse le transistor 710. Dans ces conditions le courant net qui traverse le transistor 715 est 2I-bijI-(l-bij,)I=(1-bij+bij)I et le courant qui traverse le transistor 716 est (l-bij.+bij)I. Le courant total qui traverse les deux transistors 715 et 716 est toujours 21.Les tensions engendrées à travers les transistors 715 et 716 sont propor tionnelles au logarithme des courants et conviennent pour commander l'élément du multiplieur de matrices montré sur la figure 12. La figure 12 montre en détail une configuration de circuit qui peut être utilisée pour chacun des blocs de multiplication composite 416 à 419 de la figure 8. Ce circuit comprend un premier ensemble 821 de huit transistors appariés (transistors 800 à 807) et un second ensemble 822 de huit transistors appariés eransistors 808 à 815). Chacune des bases des transistors 800 à 807 est connectée à une des huit entrées bll+, b21+, b31+ et b41+, et la base de chacun-des transistors 808 à 815 est connectée également à une entrée différente de ces huit entrées. Les émetteurs des transistors 800 à 807 sont tous connectés au collecteur du transistor 816, et les émetteurs des transistors 808 à 815 sont tous connectés au collecteur du transistor 819.L'émetteur du transistor 816 est couplé à une source de courant 820 à travers une résistance 817, et l'émetteur du transistor 819 est couplé à la source de courant 820 à travers une résistance 818. La valeur du courant de la source 820 est de 16I. Les signaux positifs L'F, issus du décodeur quadriphonique matriciel 102 de la figure 1, sont appliqués à la base du transistor 819, et les signaux L'F négatifs, issus du décodeur quadriphonique matriciel 102, sont appliqués à la base du transistor 816. Le circuit de la figure 12 fournit huit sorties +L"Fl, tR"F1 > +Rllnl et + L"B1. Le collecteur de chacun des transistors 800 à 807 est connecté à une sortie différente, et le collecteur de chacun des transistors 808 à 815 est également connecté à une sortie différente.Par exemple, les collecteurs des transistors 800 à 814 sont connectés à la sortie positive L"F1, les collecteurs des transistors 801 et 815 sont connectés à la sortie négative L''F1, et les collecteurs des transistors 803 et 812 sont connectés à la sortie +R''F1. Ainsi le collecteur de l'un des transistors de l'ensemble 821 et le collecteur de l'un des transistors de l'ensemble 822 sont l'un et l'autre connectés à la même sortie. Il faut noter cependant que la base de chacune de ces paires de transistors est connectée à une polarité différente de l'entrée.Par exemple, les collecteurs des transistors 800 et 814 sont connectés à la sortie +L"F1 > mais la base du transistor 800 est connectée à l'entrée +b11, et la base du transistor 814 est connectée à l'entrée -b11. Le courant 16I issu de la source de courant 820 se partage également entre les transistors 816 et 819 et les deux autres ensembles 821 et 822 de transistors appariés. Dans les ensembles 821 et 822, chaque paire de transistors transmet toujours un courant total de 21. Une paire de transistors dans chacun de ces ensembles est définie comme étant formée des deux transistors connectés aux bornes positive et négative de la même entrée. Par exemple, les transistors 800 et 801, qui sont connectés à +bol1 et à -bl1, forment une paire et les transistors 814 et 815 une autre paire. Deux transistors de chacun des ensembles 821 et 822 sont connectés à une paire de transistors telle que, par exemple, la paire 715 et 716 de la figure 11. Par exemple, supposons que la sortie bij de la figure ll soit +bol1, la base du transistor 800 et la base du transistor 815 sont alors connectées à la sortie positive de la figure 11, et la base du transistor 801 et la base du transistor 814 sont connectées à la sortie négative de la figure 11. De même, les paires de transistors restants des ensembles 821 et 822 sont alors connectées à des paires de transistors telles que la paire 715 et 716 de la figure 11. Chaque paire de transistors, telle que la paire 715 et 716, définit un coefficient de la matrice B.Le courant de chaque paire de transistors de la figure 12 reste égal à 2I au total mais se répartit proportionnellement aux courants qui traversent les transistors tels que les transistors 715 et 716 auxquels la paire est connectée. Non seulement le courant continu se répartit de cette façon, mais il en est encore de même des composantes alternatives qui se superposent au courant continu lorsqu'un signal est appliqué aux bases des transistors 816 et 819, et ceci avec un haut degré de précision. Ces signaux alternatifs sont en opposition de phase; ainsi lorsque les entrées + correspondant à une certaine entrée sont égales, le signal atteignant la sortie associée grâce aux transistors de l'ensemble correspondant 821, est compensé d'une manière précise par le signal qui atteint cette sortie à travers le transistor de l'ensemble 822 correspondant.Cependant, si les tensions ne sont pas équilibrées, le courant atteignant la sortie associée à travers un transistor de l'ensemble 821 diffère du courant atteignant cette sortie à travers le transistor correspondant de l'ensemble 822, mais le courant total prélevé par une paires comme définie plus haut, est encore de 21, de sorte qutaucun des autres courants n'est affec té. Le fonctionnement des circuits de la figure 12 peut être rendu encore plus clair si on considère en particulier une entrée donnée, par exemple, l'entrée bll. Si les tensions appliquées sur +bll et -bll sont égales, le courant du signal atteignant la sortie L''F1+ à travers le transistor 800 est compensé d'une manière précise par le courant de signal en opposition de phase qui atteint cette sortie en passant à travers le transistor 814, et le courant dans chacun des transistors 131 et 132 est égal à I, ce qui correspond à un courant total de 21 pour cette paire.Par contre, si les tensions ne sont pas équilibrées et diffèrent d'une quantité correspondant au coefficient bij, le courant qui atteint la sortie L"F1+ à travers le transistor 800 est supérieur au courant qui traverse le transistor 814 de la quantité qui est précisément fixée par cette valeur et, de même, le courant en opposition de phase en L"F1- prend la bonne valeur. Le courant total qui traverse les transistors 800 et 801 est encore de 21 de sorte que, comme il a été mentionné ci-dessus, aucun des- autres courants n'est affecté. Ainsi, chacune des quatre paires de tension appliquées aux bases des ensembles 820 et 821 répartit correctement le courant 21 et les composantes des signaux correspondants entre ces transistors, indémendamment des autres, et fournit le courant de sortie correct aux lignes de sortie associées.Le gain est déterminé par les valeurs des résistances 817 et 818. Pour diminuer la distorsion, obtenir une haute impédance et augmenter la capacité de traitement des signaux, il peut être nécessaire de remplacer les transistors 816 et 819 par des dispositifs complexes. Cependant, les transistors 816 et 819 seuls assurent un fonctionnement satisfaisant dans la plupart des cas. La figure 12 montre un ensemble de circuits convenables pour les blocs de multiplication 416 à 419 de la figure 8. Cependant, d'autres circuits peuvent être également utilisés; par exemple, le multiplieur de matrices peut être réalisé en utilisant 16 multiplieurs analogiques disponibles commercialement, tels que les dispositifs MC1495 de Motorola, avec des amplificateurs additionnels pour assurer des liaisons directes entrée-sortie qui correspondent à la matrice unité I de l'équation 12. De ce qui précède, il résulte clairement que la présente in vention, en examinant les relations mathématiques qui existent entre les signaux issus d'un décodeur matriciel quadriphonique et en définissant des matrices de multiplication convenables, fournit un procédé qui permet de compenser efficacement les signaux transférés, et ceci sans affecter la puissance de sortie totale des haut-parleurs lorsque la source sonore prédominante varie d'un instant à l'autre en direction.Ce procédé, qui a pour but d'augmenter le contenu d'information relatif à la direction, est mis en oeuvre en pratique à l'aide de circuits d'une certaine complexité. -Ces circuits relativement complexes peuvent être construits cependant en utilisant des composants disponibles commercialement, ou peuvent encore être fabriqués en utilisant des circuits intégrés monolithiques conçus à cet effet. Les relations mathématiques diffèrent d'un système quadriphonique à l'autre, et le détail des circuits de la présente invention doit donc varier d'un système à l'autre. Cependant, il est clair, d'après la description précédente de l'invention et qui inclut les principes mathématiques mis en oeuvre, qu'il est parfaitement possible de passer d'un système quadriphonique à l'autre sans difficulté.En outre, bien que l'invention ait été décrite en détail en prenant pour exemple des systèmes quadriphoniques, il est évident que cette invention peut être utilisée pour traiter n'importe quel type de signaux comportant une information relative à l'information. En d'autres termes, les quatre signaux issus du décodeur matriciel 102 pourraient provenir d'un dispositif autre qu'un enregistreur de son et la présente invention accroîtrait la directivité de tels signaux. Ainsi, la présente invention apporte en général des moyens qui permettent de détecter et de traiter l'information relative à la direction contenue dans des signaux qui comportent une telle information, de façon à accroître cette information relative à la direction avant de l'appliquer à un dispositif terminal ou à des dispositifs terminaux.Dans un système quadriphonique, ces dispositifs terminaux sont naturellement des haut-parleurs. Bien que l'on ait décrit un mode spécifique de réalisation de la présente invention, et des modes de réalisation spécifiques des circuits qui peuvent être utilisés pour mettre en oeuvre l'invention, il doit être clair pour l'Homme de l'Art que des changements et des modifications variés peuvent être apportés à l'invention, telle qu'elle est décrite, sans toutefois s'écarter de l'esprit et sortir du domaine de l'invention telle qu'elle est définie dans les revendications. Par exemple, les circuits spécifiques, montrés sur les figures 2, 3 et 4, relatifs au détecteur 103 de la figure 1 sont des circuits de détection d'amplitude; cependant, lorsque les signaux issus du décodeur 102 de la figure 1 présentent des relations de phase, le détecteur 103 peut être un détecteur de phase. Le détecteur de phase fournit alors les signaux de commande de direction au processeur 104. Par conséquent, le détecteur 103 peut inclure une détection de phase ou une détection d'amplitude ou comprendre une combinaison des deux, si l'invention est utilisée dans des systèmes où les signaux présentent une relation de phase. On n'a pas montré de circuits spécifiques correspondant à un détecteur de phase puisque les comparateurs de phase qui peuvent être utilisés dans des détecteurs de ce type sont bien connus. REVENDICATIONS 1.-Système destiné à accroître le contenu d'information relatif à la direction d'un ensemble de signaux d'entrée contenant une information relative à la direction de manière à produire un ensemble de signaux de sortie au moyen d'une multiplication matricielle, caractérisé en ce qu'il comprend a) des moyens de détection destinés à fournir un ensemble de signaux de commande de direction en réponse audit ensemble de si gnaux contenant l'information relative à la direction;; b) des moyens de traitementvdestinés à recevoir ledit ensemble de signaux de commande de direction et à fournir, en réponse à la réception dudit ensemble de signaux de commande de direction, un ensemble de signaux de coefficients, la valeur de chacun des dits signaux de coefficients étant à tout instant déterminée par les valeurs audit ensemble de signaux de commande de direction;; et c) des moyens de multiplication matricielle destinés à multi plier ledit ensemble de signaux d'entrée contenant l'information relative à la direction par ledit ensemble de signaux de coeffi cients, en accord avec la règle mathématique de multiplication d'un vecteur par une matrice, de façon à produire ledit ensemble de signaux de sortie, les valeurs dudit ensemble de coefficients étant telles que lorsque ledit ensemble de signaux d'entrée est multiplié par ledit ensemble de signaux de coefficients pour pro duire ledit ensemble de signaux de sortie, l'information relative à la direction prédominante contenue dans ledit ensemble de si gnaux d'entrée est essentiellement retirée de tous les signaux de sortie autres que ceux dans lesquels ladite information rela tive à la direction prédominante doit apparaître tandis que la puissance totale effective des signaux de sortie due à chaque composante de l'information de direction présente dans les si gnaux d'entrée est en même temps maintenue inchangée. 2.- En combinaison avec un système sonore qui reproduit sur quatre baut-parleurs séparés quatre signaux d'information sonore contenus dans des premier, second, troisième et quatrième signaux composites extraits de deux autres signaux composites, chacun desdits premier, second, troisième et quatrième signaux composites comprenant une combinaison de trois au moins desdits quatre signaux sonores d'information avec des relations de phase et d'amplitude prédéfinies, système destiné à accroître le contenu d1informa- tion relative à la direction desdits premier, second, troisième et quatrième signaux composites de façon à produire un premier, second, troisième et quatrième signal de sortie au moyen d'une multiplication matricielle, caractérisé en ce qu'il comprend a) des moyens de détection destinés à produire un ensemble de signaux de commande de direction en réponse auxdits premier, se cond, troisième et quatrième signaux composites; b) des moyens de traitement comportant un ensemble d'entrées en nombre égal audit ensemble de signaux de commande de direc tion, destinés à produire, en réponse audit ensemble de signaux de commande de direction, un ensemble de signaux de coefficients de matrices, les valeurs de chacun desdits signaux de coeffi cients étant à tout instant déterminées par les valeurs dudit ensemble de signaux de commande de direction; et c) des moyens de multiplication matricielle destinés à multi plier lesdits premier, second, troisième et quatrième signaux composites par ledit ensemble de signaux de coefficients, en accord avec la règle mathématique de multiplication d'un vecteur par une matrice, de manière à produire lesdits premier, second, troisième et quatrième signaux de sortie, les valeurs dudit en semble de signaux de coefficients étant telles que, lorsque les dits premier, second, troisième et quatrième signaux composites sont multipliés par ledit ensemble de signaux de coefficients pour produire lesdits premier, second, troisième et quatrième signaux de sortie, 1'information relative à l'information pré8o- minante contenue dans lesdits premier, second, troisième et qua trième signaux composites est essentiellement retirée de tous les signaux de sortie autres que ceux dans lesquels ladite in formation de direction prédominante doit apparaître, tandis que la puissance totale effective des signaux de sortie due à cha que composante de l'information de direction présente dans les dits premier, second, troisième et quatrième signaux composites est en même temps maintenue inchangée. 3.- Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit détecteur comprend des circuits de commande de gain destinés à fournir une tension de commande de gain et une tension de référence. 4.-Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit détecteur comprend un ensemble de détecteurs d'amplitude. 5,-Système d'accroissement de directivité selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits signaux de coefficients représentent les coefficients d'une matrice de dimensions quatre par quatre comme il est défini en mathématique.