Brevet FR2301020A1 — publié le 19760910

La presente invention concerne les appareils de traitement de signaux et en particulier les appareils de traitement d'échos de cibles mobiles qui sont adaptables aux caractéristiques spectrales des échos parasites dus au sol (produits par réflexion sur la surface du sol). Les appareils de traitement d'échos de cibles mobiles sont destinés à améliorer la détection de ces échos en présence d'échos dus au sol et de puissance nettement supérieure. L1a- mélioration de la détection des cibles mobiles est en général obtenue par des procédés de filtrage de fréquences basés sur la différence de la variation de fréquence due à l'effet Doppler ("fréquence Doppler") entre des cibles fixes et mobiles. On a utilisé dans la technique antérieure de nombreux types d'appareils de traitement d'échos de cibles mobiles. Un type connu d'appareil de traitement est caractérisé par la suppression classique des échos parasites par une ou deux lignes à retard (signaux réfléchis par les cibles fixes) et l'ensemble, en corrélation, à oscillateur cohérent décrit au chapitre 4.2 de ltouvrage "Introduction to Radar Systems" par M.I. Skolnik, publié par McGraw Hill Book Company, Inc. New York, Etats-Unis d'Anierique. Les types d'appareils de traitement des cibles mobiles susmentionnés comportent en général des lignes acoustiques à retard et subissent une dégradation de leurs performances provoquée par une variation des paramètres des composants due à l'environnement ou au vieillissement. De plus, la réponse en fréquence de ce type d'appareil n'est pas facilement adaptable à une programmation en fonction des caractéristiques spectrales des échos des cibles fixes reçus (échos parasites). Un second type général d'appareil de traitement des cibles mobiles comporte une mémoire analogique telle que la surface d'un'tube à mémoire associé à un groupe de filtres analogiques. Ce type d'appareil de traitement peut aussi subir une dégradation de ses performances due aux variations des paramètres des composants et par ailleurs sa dynamique (l'intervalle entre les amplitudes minimale et maximale des signaux pouvant être traités) est limitée par les caractéristiques physiques du support de mémoire. La présente invention concerne un appareil perfectionné de traitement des signaux qui peut être utilisé associé à un radar pulsé, par exemple, pour améliorer l'élimination des échos parasites avec une complication minimale de l'équi pement. L'appareil de traitement selon l'invention comprend un programmeur, un générateur de fonction de pondération, un convertisseur analogique numérique, un filtre numérique d'élimination des échos parasites, un intégrateur numérique de signaux d'image ou "vidéo" et un détecteur numérique de niveau moyen de seuil.Tous les ensembles mentionnés ci-dessus, sauf le convertisseur analogique-numérique, sont programmés de manière que leurs caractéristiques soient modifiables en accord avec les caractéristiques spectrales prévues des échos parasites dus au 501, ces caractéristiques étant déterminées par le programmeur. Les échos radar reçus sont pondérés en amplitude (le facteur d'échelle de traitement varie) dans le générateur de fonction de pondération, en fonction du spectre prévu des échos parasites. Les échos pondérés reçus sont ensuite échantillonnés et quantifiés en mots numériques à plusieurs bits dans le convertisseur analogique-numérique. La série d'échantillonnages est minutée de façon que les signaux reçus pour un intervalle donné de distances soient échantillonnés en synchronisme avec chaque période d'émission du radar. Le filtre numérique d'élimination des échos parasites superpose successivement, avec des signes alternants, N mots d'information correspondant à chacun des divers intervalles de distances pendant des cycles successifs d'un dispositif à mémoire, tel qu'un registre à décalage pour plusieurs mots.Le nombre N est programmé en fonction de la largeur prévue du spectre de fréquence des échos parasites et est maintenu au minimum compatible avec le niveau désiré d'éliination des échos parasites par une pondération en amplitude à l'entrée des échos radar reçus avant la conversion analogique-numérique. L'élimination des échos parasites résultant de la superposition des échos digitalisés (convertis en numérique) provenant de chaque intervalle de distances pour N périodes de transmissions successives est ainsi réduite à une simple opération arithmétique faisant intervenir uniquement des soustractions et comporte un seul dispositif numérique à retard avec une capacité de mémorisation numérique minimale d'un seul mot numérique par intervalle de distances. Le filtre numérique éliminant les échos parasites produit une série de mots d'information à la sortie (un mot d'information pour chaque intervalle de distances) pendant un intervalle sur N entre impulsions et les mots de sortie sont transmis à l'intégrateur numérique vidéo. L'intégrateur vidéo est programmé par le programmeur de façon a' intégrer le nombre approprié de signaux de sortie du filtre pour maximiser le rapport signal/bruit.Le signal de sortie de l'intégrateur vidéo est appliqué à un détecteur numérique de niveau moyen de seuil qui forme un niveau de seuil variable à partir de la moyenne des amplitudes des signaux compris dans N intervalles de distances placés symétriquement à proximité de l'intervalle donné de distances qu'il examine, ainsi qu'en fonction du nombre de signaux de sortigu filtre intégré. Lorsque le contenu de l'intervalle donné de distances dépasse le seuil,le détecteur de niveau moyen produit un signal de sortie représentatif d'une cible mobile détectée. L'appareil de traitement des cibles mobiles selon la présente invention assure une élimination pratiquement constante des échos parasites de largeur spectrale variable. Le filtre d'élimination des échos parasites selon l'invention procède par des opérations numériques simplifiées qui nécessitent simplement llaccumulation d'un nombre minimal de signaux réfléchis pondérés de façon optimale, utilisent une capacité de mémorisation minimale et assurent une fiabilité de fonctionnement accrue. L'appareil de traitement selon l'invention est en principe un appareil numérique et comme tel ,n' est pas suet à une dégradation des performances provoquée par des variations des paramètres des composants et,de plus,ne nécessite pas de nombreux réglages comme les ensembles de la technique antérieure.Par ailleurs, l'appareil de traitement des cibles mobiles selon l'invention ne souffre pas des limitations de dynamique inhérentes aux appareils de traitement analogique de la technique.antérieure comportant des tubes à mémoire et des groupes de filtres, étant dont vue - dans l'appareil de traitement selon l'invention - la précision des mots binaires peut être choisie librement pour obtenir la dynamique nécessaire. La présente invention a doDc pour objet un appareil adaptable de poursuite de cibles mobiles qui a des performances et une fiabilité améliorées et qui réalise une élimination pratiquement constante des échos parasites de spectres de largeur variable ; cet appareil procède par des opérations numériques simplifiées et nécessite un seul dispositif à retard numérique à capacité de mémorisation numérique minimale qui permet de le réaliser au prix minimal ; un dispositif de pondération adaptable des amplitudes des signaux assure une élimination pratiquement constante des échos parasites tout en nécessitant un nombre minimal de signaux échantillonnés ; un filtre numérique d'élimination des échos parasites et un intégrateur numérique vidéo (des signaux d'image) sont programmés en fonction des caractéristiques spectrales prévues des échos parasites de façon à réaliser une élimination pratiquement constante des échos parasites tout en maximisant le rapport signal/ bruit ; l'appareil peut être programmé en fonction des caractéristiques spectrales prévues des échos parasites de manière qu?il assure une élimination pratiquement constante de ceux-ci, un rapport signal/bruit maximal et un taux de fausse alarme sensiblement constant. L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs et sur lesquels : les figures 1 et 4 représentent schématiquement la puissance en fonction de la fréquence des échos radar reçus et traités par l'appareil de poursuite de cibles mobiles selon l'invention les figures 2 et 3 sont des profils dtavions en vol associés aux spectres d'échos représentés sur les figures 1 et 2 la figure 5 est un schéma bloc d'un appareil de traitement des échos des cibles mobiles conforme à l'invention et associé à un radar à impulsions ; la figure 6 est un schéma mixte du nouveau filtre d'élimination des échos parasites de l'appareil de traitement des échos des ciblons mobiles représenté sur la figure 5 ;; les figures 7 et 8 sont des schémas mixtes d'un programmeur de l'appareil de traitement des échos de cibles mobiles de la figure 5 la figure 9 est un schéma mixte d'un générateur de fonction de pondération qui peut être associé à l'appareil de la figure 5 ; la figure 10 représente schématiquement les tensions des signaux en fonction du temps, pour expliquer le fonctionnement du filtre d'élimination des échos parasites de la figure 6 la figure 11 est un schéma bloc d'un premier type d'intégrateur numérique utilisable avec l'appareil de la figure 5 la figure 12 est un schéma mixte d'un second type d'intégrateur numérique qui peut être utilisé dans l'appareil de la figure 5 ;; la figure 13 représente schématiquement des tensions de signaux en fonction du temps pour expliquer le fonctionnement de l'intégrateur numérique de la figure 12 la figure 14 est un schéma bloc d'un troisième type d'intégrateur numérique qui peut etre utilisé dans l'appareil de la figure 5 ; la figure 15 est un schéma bloc d'un détecteur numérique de niveau moyen de seuil qui peut être utilisé dans l'appareil de la figure 5 ; la figure 16 est un schéma bloc d'une seconde forme de réalisation d'appareil à deux canaux de traitement des échos de cibles mobiles selon l'invention, associé à un radar pulsé ; et la figure 17 est un schéma mixte d'un filtre d'élimination des échos parasites à deux canaux, conçu pour être incorporé à l'appareil de la figure 16. Les principes de la présente invention seront mieux compris en se référant tout d'abord à la figure 1, qui représente le spectre énergétique en fonction de la fréquence des signaux reçus en provenance d'un intervalle de distances donné pour un radar aéroporté qui éclaire à la fois des cibles fixes (par exemple le sol) et des cibles mobiles.Le spectre énergé- tique des échos parasites (énergie des échos dus au sol) peut être centré sur des fréquences qui sont des multiples de la fréquence f de récurrence des impulsions radar et il a une r de 2V largeur spectrale #f voisine de - B sin pour e o, formule dans laquelle : V est la vitesse de la plate-forme de l'avion sur laquelle le radar est monté, O est l'angle de l'axe du diagramme de l'antenne radar avec la trajectoire de vol (vecteur vitesse) de l'avion, B est la largeur à -3 dB du faisceau de l'antenne radar et # est la longueur d'onde utilisée. La figure 3 représente un avion 10 volant à la vitesse V sur une trajectoire 12. Une antenne 14 montée sur vion émet et reçoit des impulsions d'énergie selon un diagramme directionnel de rayonnement 16, en faisant un angle Oî par rapport à la trajectoire de vol 12. On admet que le spectre énergétique de la figure 1 représente l'énergie des échos re çus en provenance d'un intervalle de distances donné, contenant une cible mobile et des cibles fixes (échos parasites). Par conséquent, la largeur spectrale #f1 de l'écho parasite 2V (désigné par 18 sur la figure 1) est égale à B sin #1. Le # signal représentant un écho de cible est désigné par 20 sur la figure 1 et, comme le savent les spécialistes, la différence des emplacements dans le spectre de l'écho de la cible mobile et de l'écho de la cible fixe est la conséquence des variations de fréquence Doppler, résultant de la vitesse relative de la cible mobile par rapport aux cibles fixes. Toujours en référence 'a la figure 1, une des fonctions principales d'un appareil de traitement des cibles mobiles est la réduction de l'énergie des échos parasites de façon que l'écho d'une cible puisse être détecté de manière certaine par un filtre de fréquences à l'aide d'un appareil dont la réponse en fréquence serait théoriquement sensiblement l'inverse du spectre d'écho parasite représenté par la ligne 22 en pointillé de la figure 1. En référence aux figures 3 et 4, l'avion 10 est dans un état de vol identique à celui représenté sur la figure 2, sauf que le faisceau rayonné 16 fait un angle G2 par rapport à la trajectoire de vol 12. La figure 4 représente un spectre simplifié des signaux reçus pour l'intervalle de distances contenant la cible mobile. Ce spectre est identique à celui de la figure 1, sauf que la largeur du spectre des échos parasites 2V 2A s in O2 a augmenté.Il importe de noter que pour un A filtre d'élimination des échos parasites optimisé pour le spectre Qes échos parasites reçus, la réponse en fréquence du filtre d'élimination (22 et 22') devrait etre modifiée quand l'angle O ou la vitesse V sont modifiés. Comme on l'exprime ciaprès en détail, la réponse en fréquence du filtre numérique dépend du nombre d'échos superposés pour chaque intervalle de distance traité, ainsi que du facteur de pondération de l'amplitude relative appliqué à chaque écho.De plus, pour chaque intervalle de distances traité, plus le nombre d'échos nécessaires pour produire une seule série de signaux provenant du filtre d'élimination des échos parasites (un mot d'information à la sortie pour chaque intervalle de distances) est petit, plus le nombre de ces signaux de sortie du filtre disponibles pour un traitement par intégration ultérieure, pendant que la cible est dans le faisceau de l'antenne émettrice, est grand. Par conséquent, l'amélioration du rapport signal/bruit réalisable par intégration est d'autant plus importante que le nombre d'échos nécessaires au filtre d'élimination des échos parasites est petit. La présente invention est expliquée ci-après en ré férence principalement à la figure 5, qui représente l'appareil de traitement des échos de cibles mobiles selon l'invention sous forme de schéma-bloc, associé à un radar pulsé 24. Le radar 24 comprend un oscillateur local 26 qui engendre un signal haute fréquence qui est transmis à un mélangeur 28. Un oscillateur 30 à fréquence intermédiaire (IF) produit un signal IF qui est appliqué à une seconde borne d'entrée du mélangeur 28 dans lequel il bat avec le signal HF produit par l'oscillateur local 26. Le signal de sortie résultant, de fréquence égale à la somme des fréquences de l'oscillateur local et de l'oscil- lateur IF, est appliqué à une borne d'entrée d'une porte 32. Un générateur classique 34 de signaux d'horloge émet une série d'impulsions à une fréquence de récurrence é!evée, par exemple de 2,5 MHz La fréquence de ces impulsions d'horloge est ramenée par un circuit compteur-diviseur de type connu 36 à une valeur inférieure pour produire des impulsions Pt de synchronisation de l'émetteur, de fréquence égale, par exemple, à 2000 Hz. Le signal de sortie P t du circuit diviseur 36 est appliqué à un multivibrateur mono stable 38 couramment dénommé univibrateur, qui applique une impulsion de déclenchement d'émission à la porte 32 ; cette impulsion a une durée prédéterminée, par exemple de 400 ns.En réponse à cette impulsion de déclenchement, la porte 32 transmet un train de signaux haute fréquence provenant du mélangeur 28 à l'amplificateur de puissance 40 dans lequel le signal HF est amplifié puis transmis par le commutateur émission-réception, ou duplexeur, 42 à l'antenne 14 qui rayonne de l'énergie dans l'espace. Un dispositif 44 classique de commande de l'antenne est couplé mécaniquement à l'antenne 14 de manière que celleci se déplace en azimut dans un plan A de part et d'autre de la trajectoire de vol de l'avion 10 (figure 2). Le dispositif de commande de l'antenne produit aussi les signaux O, sin ol et cos O aux bornes de sortie 46, 48 et 50, respectivement, O étant l'angle, dans le plan A, avec le vecteur trajectoire de vol. La partie de l'énergie émise qui est réfléchie par des cibles fixes et mobiles à l'intérieur du faisceau émis est captée par l'antenne 14 et transmise par le duplexeur 42 à un mélangeur 52 dans lequel le signal reçu bat avec le signal de sortie de l'oscillateur local 26 pour former un signal à fréquence intermédiaire qui passe dans l'amplificateur IF 54 et appliqué ensuite à un mélangeur IF 56. Le signal de sortie du détecteur d'amplitude 56, dénommé "signal vidéo reçu" ,est traité par un générateur de fonction de pondération 70 et ensuite appliqué à un convertisseur analogique numérique 72 connu approprié. Le générateur 74ae fonction de pondération modifie le facteur d'échelle des signaux vidéo appliqués au convertisseur analogique numérique 72 au début de chaque intervalle entre impulsions du radar 24, dans un ordre programmé qui est réglé par le programmeur 74. Le générateur de fonction de pondération et le programmeur seront décrits plus loin en détail, vu que leur rôle dans l'appareil de traitement des échos de cibles mobiles sera mieux compris après description du filtre 78 d'élimination des échos parasites. Le convertisseur analogique numérique 72 échantillon ne les signaux vidéo reçus pendant chaque pérode d'horloge (pour chaque intervalle de distances) de façon à former successivement une série de mots binaires représentant l'amplitude des signaux vidéo reçus pendant chaque période d'horloge faisant partie d'un groupe. Dans la réalisation selon l'invention décrite présentement, des impulsions Pt de synchronisation de l'émission sont espacées d'un nombre entier d'impulsions d'hor- loge et ainsi les impulsions d'horloge sont synchronisées avec la période d'émission. Par conséquent, pour chaque période d'émission d'impulsions, un échantillon d'impulsions d'horloge donné correspond à un intervalle de distances particulier des signaux vidéo reçus.Par exemple, lorsque le circuit diviseur 36 divise par 1250, 1250 intervalles de -distances sont successivement quantifiés par le convertisseur 72 analogique-numérique. La précision des mots binaires, c' est-à-dire le nombre de bits en parallèle qui sont produits par le convertisseur 72 analo gique-numérique,dépend de la dynamique désirée de l'ensemble, une -valeur donnée à titre d'exemple correspondant à un mot de 8 bits comprenant le bit de signe. Le signal de sortie digitalisé provenant du convertisseur analogique-numérique 72 est transmis, par un conducteur multiple 80 (les mots à plusieurs bits sont associés à raison d'un conducteur par bit), à un circuit d'entrée 82 du filtre 78 d'élimination des échos parasites.Il convient de noter que les mots numériques sous la forme de plusieurs bits en parallèle, qui représentent l'amplitude des signaux vidéo reçus pendant la durée d'un intervalle donné de distances, sont appliqués au filtre d'élimination des échos parasites sous la forme d'une série qui est minutée de façon à se répéter pendant chaque période d'émission d'impulsion. Pour plus de clarté, dans tout le présent mémoire, les mots numériques (plusieurs bits) sont transmis par des conducteurs multiples représentés comme un conducteur unique. Toutefois, il est entendu que tous les mots numériques sont transmis en parallèle par plusieurs conducteurs uniques qui forment le conducteur multiple rep;résenté sur les dessins annexés. La figure 5 représente en détail le filtre 78 d'élimination des échos parasites. Les signaux vidéo digitalisés reçus provenant du circuit d'entrée 82 sont appliqués à un circuit d'entrée des nombres dont il faut soustraire un autre nombre ce circuit faisant partie d'un soustracteur 90 complet numérique classique. Le circuit de sortie des différences du soustracteur 90 est couplé par un conducteur multiple 92 à un circuit d'entrée d'un registre 94 à décalage, ou registre à décalage de mots à plusieurs bits, registre à plusieurs étages, dans lequel les impulsions d'horloge sont appliquées à son circuit d'entrée de commande du décalage.Dans ce cas, le registre 94 à décalage de mots peut consister en plusieurs registres fonctionnant en parallèle, par exemple huit registres décalant chacun les bits de signification différente des mots de 8 bits. Le registre 94, comme le savent les spécialistes, décale un mot binaire d'un étage à l'autre à chaque impulsion d'horloge, ce mot binaire progressant du circuit d'entrée au circuit de sortie. On rappelle que le conyertisseur 72 analogique-numérique échantillonne les signaux vidéo reçus une fois pour chaque intervalle de distances et produit un mot numérique en parallèle constitué par exemple par 8 bits, y compris le "bit de signe correspondant. Il faut rappeler aussi que le convertisseur analogique-numérique a une vitesse d'échantillonnage déterminée pour qu'il échantillonne pendant les périodes d'émission successives dtinformations, provenant du même intervalle de distances, avec un intervalle de temps fixe (l'intervalle entre impulsions du radar) entre elles.La grandeur de l'intervalle de distances, mesurée en temps, est en général choisie égale ou légèrement inférieure à la durée de l'impulsion de radar émise. Par exemple, avec des impulsions rada; de 0,5 Us (de durée déterminée par celle de l'impulsion de sortie de l'univibrateur 38, figure 1),un intervalle de distances est en général voisin de 400 ns ou 60 m. Etant donné que le convertisseur analogique-numérique effectue une conversion pour chaque intervalle de distances, le nombre maximal d'intervalles de distances dépend de la fréquence de répétition des impulsions et de la grandeur de ces intervalles de distances. Avec une fréquence de récurrence des impulsions de 2 000 Hz, par exemple, et un intervalle de distances de 400 ns, on peut créer environ 1250 intervalles de distances séparés. Par conséquent, le registre à décalage 94 peut comprendre par exemple 1250 étages, chaque étage étant destiné à contenir 8 bits d'information. Le soustracteur 90 peut être un montage connu, tel qu'un additionneur complet et un réseau de transformation du nombre à soustraire en son complément à 2 avant son introduction dans cet additionneur. Le signal de sortie du registre à décalage 94 (une succession de mots binaires) est transmis soit à l'additionneur complet 96, soit au circuit d'entrée dWsoustracteur 90, suivant l'état des circuits de sélection 98 et 100. Les circuits de sélection 98 et 100 comprennent chacun plusieurs portes séparées, par exemple des portes intersection qui réagissent respectivement aux signaux F1 ou F1, pour transmettre ou bloquer les bits du mot d'information numérique parallèle qui est extrait du registre à décalage 94. Les signaux F1 et F1 sont des signaux complémentaires engendrés par une bascule 102, si bien que les mots extraits du registre à décalage 94 sont appliqués exclusivement à l'additionneur 96 ou au soustracteur 90. On rappelle que, d'après des discussions antérieures, la réponse en fréquence du filtre d'élimination des échos parasites (représentés par les courbes 22 et 22' des figures 1 et 4) résulte de l? soustraction de N échos différents provenant du même intervalle de distances. Pour augmenter la lar geur du spectre des fréquences des échos parasites déterminée par la quantité IV sin ot , on augmente le nombre N ; cepen- dant, N est toujours maintenu au minimum compatible avec le niveau désiré d'élimination des échos parasites par une pondération optimale en amplitude dans le générateur de fonction de pondération 70 (figure 1) des signaux vidéo reçus.Par conséquent, les portes du circuit de sélection 100 sont normalement fermées et l'élimination des échos parasites est réalisée dans la boucle constituée par le soustracteur 90, le registre à décalage 94 et le circuit de sélection 100, par superposition de N retours successifs avec des signes alternants, provenant du même intervalle de distances. La valeur de N, c'est-à-dire le nombre d'échos provenant d'un même intervalle de distances qui sont traités par le filtre d'élimination des échos parasites pour produire un seul signal de sortie pour chaque intervalle de distances et les valeurs des an, c'est-à-dire les coefficients de pondération qui déterminent la valeur du facteur d'échelle utilisé dans le générateur de fonction de pondération pendant chaque intervalle entre impulsions, peuvent être déterminés en général par optimisation du gain de l'appareil de traitement des échos de cibles mobiles.Le gain G pour la cible mobile est le quotient du rapport des puissances des échos et des échos parasites à la sortie du filtre numérique d'élimination des échos parasites par le rapport des puissances des échos utiles et des échos parasites appliqués à l'entrée du filtre d'élimi nation des échos parasites, soit avec S(f) étant le spectre énergétique de l'écho de la cible mobile et f la fréquence ; C(f) étant le spectre énergétique d'un écho parasite provenant des cibles fixes ; étant la réponse énergétique en fréquence du filtre d'élimination des échos parasites toutes les limites des intégrales ci-dessus étant -# et +#. Etant donné que la réponse énergétique en fréquence d'un filtre numérique est formule dans laquelle a et a n sont les coefficients de pondé m ration et T représente l'intervalle entre impulsions, le gain de l'indicateur de cibles mobiles est ou, sous une forme plus condensée : En utilisant la méthode des multiplicateurs de Lagrange, le gain de l'indicateur de cible mobile est maximisé lorsque les coefficients de pondération a n satisfont à la relation: pour n = 0, 1, ... N-i. Cette relation ne peut être satisfaite que lorsque le déterminant (A - Bmn) est nul.Pour trouver les coefficients de pondération optimaux an, il faut trouver le multiplicateur Il de Lagrange qui annule ce déterminant ; ceci -obtenu, les coefficients a n sont facilement déterminés par l'équation (1). Le tableau I énumère les données de réalisation d'un filtre pour un ensemble caractéristique à largeur du faisceau d'antenne de 30, et pour un gain désiré de l'appareil de traitement des échos de cibles mobiles G de 40 dB. Etant donné que la largeur du spectre des echos parasites est fonction de V|sin o , les filtres d'élimination des échos parasites doivent être de préférence réalisés pour des intervalles séparés de V sin | ol TABLEAU Ligne Caractéristique du filtre 1 V|sin Q| 0-24 24,03-48 48,03-96 96,03-120 120,03-1320 (m/s) 2 Impulsions traitées dans le filtre N 3 4 6 9 16 3 Coefficient de pondération (an) a1 . 0,5046 0,3553 0,1816 0,0906 0,0414 4 a2 1 1 0,6084 0,3157 0,1171 5 a3 0,5046 1 1 0,6242 0,2386 6 a4 0,3553 1 0,8933 0,4015 7 a5 0,6084 1 0,5885 8 a6 0,1816 0,8933 0,7716 9 a7 0,6242 0,9183 10 a8 0,3157 1 11 a9 0,906 1 12 a10 0,9183 13 a11 0,7716 14 a12 0,5885 15 a13 0,4015 16 a14 0,2386 17 a15 0,1171 18 a16 0,0414 TABLEAU (suite) Ligne Caractéristiques du filtre 19 Nombre de signaux de sortie du filtre à intégrer pour former un signal vidéo Np 22 17 11 7 4 20 Np/2 11 8 6 4 2 21 Th 1,65 1,8 2,1 2,9 4,8 En référence au tableau , la ligne 1 indique les intervalles séparés des valeurs pour lesquelles le filtre d'élimination des échos parasites du mode particulier d'exécution doit être réalisé.Toutefois, il est bien entendu qu'un nombre quelconque d'intervalles séparés pourratt être choisi, suivant les performances et la complication souhaitées de l'ensemble. La ligne 2 indique pour chaque intervalle de distances, le nombre minimal d'échantillons qui est nécessaire pour obtenir le niveau désiré d'élimination des échos parasites. Les lignes 3 à 18 indiquent sous forme de tableau les valeurs des coefficients a n des fonctions de pondération.Par exemple, en référence à la troisième colonne du tableau , lorsque la vitesse de l'avion et l'angle de l'axe de l'antenne sont tels que V sin 8 est compris entre 24,03 et 48 m/s, le registre à décalage 94 (figure 6) lit une série d'informations pour un in -tervalle de distances pendant une période d'émission sur quatre, c'est-à-dire N = 4. Le circuit de sélection 100 est mis en action pendant trois périodes d'émission consécutives et le circuit de sélection 98 est mis en action pendant une période d'émission, pendant chaque série de quatre impulsions émises. Par ailleurs, pendant chaque série de quatre impulsions émises, le signal reçu en provenance de la première impulsion émise de la série est multiplié par le coefficient 0,3553, ceux provenant des seconde et troisième périodes d'émission par le facteur d'échelle 1,00 et ceux provenant de la quatrième période, par le facteur d'échelle 0,3553, et à partir de cet instant, la série de facteurs d'échelle qui vient d'hêtre décrite est utilisée à nouveau pour les séries suivantes de quatre impulsions. Après avoir expliqué la signification de N, c'est-àdire le nombre minimal d'échos consécutifs provenant du meme intervalle de distances qui doit être traité pour atteindre le degré désiré d'élimination des échos parasites, on peut décrire les programmeurs 74 pour achever la description du filtre éliminateur d'échos parasites représenté sur la figure 6. En référence au programmeur 74, représenté sous forme de schéma bloc sur la figure 7, les quantités V et ;in Oi provenant du calculateur d'information ou concernant l'air et de l'appareil de commande de l'antenne 44,respectivement (figure 1),sont appli quées àun multiplicateur analogique 102 classique approprié. Le multiplicateur 102 forme le produit V tsin ol qui est appliqué au circuit d'entrée d'un circuit 104 d'échantillonnage et de maintien qui échantillonne les signaux appliqués à son entrée en réponse à une impulsion de sélection transmise par un dérivateur 106. Un signal F2, dont la production est décrite plus loin, est différencié dans le circuit 106 et une impul- sion qui coïncide avec le front arrière du signal F2 est produite à la sortie du dérivateur.Le front arrière du signal F 2 apparaît à la fin d'une série de signaux traités par l'ap- pareil de traitement des échos de cibles mobiles selon l'invention; à cet instante circuit d'échantillonnage et de maintien 104 échantillonne la valeur de la quantité Vision Ol pour déterminer les caractéristiques des échos parasitesAui règleront la série de traitements suivants. Le signal de sortie du circuit d'échantillon et de maintien 104 est transmis à cinq détecteurs 108 à 112 de fenêtre, en parallèle. Comme le savent les spécialistes, les détecteurs de fenêtre produisent un signal de sortie de grande amplitude, qui peut être considéré comme un "1" binaire, quand le signal d'entrée qui reste appliqué est compris entre deux valeurs prédétèrminées de la tension,et le détecteur de fenêtre produit un signal de sortie à faible niveau, qui peut être considéré comme un "O" binaire quand le signal d'entrée qui lui est appliqué n'est pas compris entre deux valeurs prédéterminées de la.tension. Les détecteurs de fenêtre sont bien connus des spécialistes et peuvent être constitués par un comparateur de signaux positifs et un comparateur de signaux négatifs, dont les bornes de sortie sont reliées au circuit d'entrée d'un circuit intersection.En référence au tableau , le signal de sortie du détecteur de fenêtre 108, qui est désigné par est au niveau "1" pour les valeurs de la quantité V |sin #| comprise entre 0 et 24 m/s. Le signal de sortie du détecteur 109 de fenêtre, désigné par W4 est à l'état "1" pour des valeurs de la quantité N isin #| comprises entre 24,03 et 48 m/s et les autres détecteurs de fenêtre fonctionnent de la même manière pour produire des signaux de sortie W6, Y9 et Y16 pour des valeurs de la quantité V|sin ol qui sont indiquées sur le tableau pour les valeurs de N = 6, 9 et 16, respectivement.Il est à noter que, pour les cas très rares où les valeurs de la quantité Vision oj sont comprises entre les gammes de travail du détecteur de fenêtre, par exemple égales à 24,015 m/s, une aL1- biguïté est créée pour le programmeur. Si l'on désire éliminer cette faible probabilité d'un appareil de traitement terminant par une séquence incorrecte, on peut ajouter des détecteurs de fenêtre additionnels pour couvrir les valeurs de V |sin #| entre les intervalles de travail des détecteurs.Par exemple, comme l'indique la figure 8, un détecteur de fenêtre 114 est réalisé pour des valeurs de V sin Ot comprises entre 24 et 24,03 m/s et le signal de sortie de celui-ci est combiné dans un circuit intersection 115 au signal de sortie du détecteur de fenêtre 108. Le signal de sortie changé de signe du détecteur de fenêtre 114 est l'objet d'une intersection logique avec le signal de sortie du détecteur de fenetre 109, si bien que l'un ou l'autre seulement des signaux W3 et W4 aura un niveau élevé ou sera à l'état "1", quand la valeur de la quantité V |sin #| sera entre les intervalles des détecteurs de fenetre 108 et 109. Comme l'indique la figure 5, le générateur 70 de fonction de pondération est commandé par les signaux de sortie d'un programmeur 74 qui lui est couplé par un conducteur complexe 116. Le générateur 70 de fonction de pondération sera décrit en se référant principalement aux figures 5 et 9. Le signal vidéo reçu provenant du détecteur 64 d'amplitude est transmis d'une borne d'entrée 120 (figure 9) à une borne de sortie 124 par une résistance 122. Le facteur d'échelle entre le signal vidéo reçu aux bornes 120 et 124 est déterminé par le facteur d'échelle des circuits 125 à 129. En référence au tableau , pour le cas où la quantité V |sin ot est comprise entre 0 et 24 m/s, M = 3 et les coefficients a n de la fonction de pondération sont 0,5046 , 1 et 0,5046.Le signal W3 en provenance du programmeur 74 est au niveau "1" et active ainsi une porte 130,et les portes 131 à 134 sont ouvertes. Par conséquent, le facteur d'échelle appliqué par le générateur de fonction de pondération pour l'exemple de N = 3 est déterminé par le quotient de la valeur ohmique de la résistance 122 par la somme des valeurs ohmiques des résistances 136 et 138. Les résistances 136 et 138 sont choisies de façon que, lorsqu'el- les sont toutes les deux dans le circuit, le facteur-d'échelle ait une valeur choisie qui peut être considérée comme égale à 1,0000 et que, quand la résistance 138 est court-circuitée, le facteur d'échelle réduit (ou relatif) soit de 0,5046.La résistance 138 peut être court-circuitée par une porte 140 qui est activée (permet le passage) par un circuit intersection 42 dont les bornes d'entrée sont reliées à la première et la troisième bornes de sortie d'un compteur en anneau classique 144. Le compteur en anneau 144 est du type à trois étages qui comporte un signal de sortie de niveau 1 uniquement sur une de ses trois bornes de sortie,et ce signal de niveau 1 progresse de manière continue de la borne 1 à la borne 2, puis à la borne 3 et revient à la borne 1 avec un passage au niveau 1 entre les bornes de sortie se produisant pour chaque impulsion d'entrée Pt. Par conséquent, au début de chaque période d'émission, l'impulsion Pt d'entrée est transmise au compteur en anneau 144 à partir du circuit de sortie de l'ensemble compteur diviseur 36 de la figure 5. Le circuit 126 de facteur d'échelle est réalisé d'une manière semblable à celle décrite pour le circuit 125 de facteur d'échelle et dans le cas où la quantité V sin Ol est comprise entre 24,03 et 48 m/s, la porte 131 est activée par le signal W4 provenant du programmeur 74. Le circuit de facteur échelle 126 comprend un compteur en anneau 146 à quatre étages et les valeurs des coefficients de pondération an figurant dans la quatrième colonne du tableau sont obtenues par les résistances 148 et 150 associées au circuit de sélection 152, au circuit réunion 154 et au compteur en an neau 146. De même, les valeurs des coefficients an de la fonc n tion de pondération figurant sur le tableau , pour N = 6, 9 et 16 (références 141, 143 et 145),sont obtenues par les circuits de facteur d'échelle 127, 128 et 129 respectivement. Revenant à la description du filtre d'élimination des échos parasites de la figure 6, un compteur 160 compte le nombre d'impulsions P t de synchronisation de l'émetteur qui lui sont appliquées par un circuit diviseur 36 (figure 5). Plusieurs conducteurs 161 à 165 relient les bornes du compteur 160, qui sont au niveau 1 quand le compteur 160 contient les comptages de respectivement 3, 4, 6, 9 et 16, à plusieurs circuits intersection l70 à 174 commandés respectivement par les signaux W3, W4, W6, Y9 et W16; les bornes de sortie des circuits intersection 170 à 174 sont reliées aux bornes d'entrée d'un circuit réunion 176. Le compteur 160 est remis à zéro par le signal de sortie réunion 176 appliqué à une borne d'entrée de remise à zéro du compteur 160.Par conséquent, le compteur 160 fonctionne comme un compteur de 3, 4, 6, 9 ou 16 impulsions, suivant la valeur des signaux de sortie W en provenance du programmeur 74. Une borne de sortie du compteur 160 qui est au niveau "1" pendant que le compteur contient un comptage de 1 est reliée à une borne d'entrée de positionnement du basculeur 102 et ce basculeur est ramené au repos par application d'un signal en provenance de la borne de sortie du circuit réunion 176. Les courbes 180 et 182 de la figure 10 représentent les formes d'onde des signaux F1 et F1 quand la quantité V Jsin O r est comprise entre 24,03 et 48 m/s (N étant égal à 4). Comme l'indique la courbe 180, le signal F1 est à l'état "1" pendant la durée At1 de trois périodes consécutives d'émission d'impulsion et est à l'état "O" pendant une quatrième période At2 d'émission d'impulsion. La courbe 182 (signal F1) est représentée sous la forme du complément du signal F1. L'intervalle T entre impulsions est l'intervalle de temps compris entre les impulsions Pt représenté par la courbe 184 de la figure 10.Par conséquent, dans le cas de N = 4, le circuit 100 de sélection de la figure 6 applique les mots binaires en pa rallèle qui sont extraits du registre à décalage 94 au circuit d'entrée du nombre à soustraire du soustracteur 90 pendant la durée At1 de trois périodes consécutives d'émission d'impulsions au cours desquelles le signal F1 est au niveau "1". Le circuit de sélection 98 applique les mots extraits du registre à décalage 94 à un conducteur multiple 198 pendant la série de périodes d'émission dtimpulsions au cours de laquelle le signal F1 est au niveau "1". Les signaux de sortie des circuits 98 forment une série de mots numériques en parallèle dans laquelle chaque mot représente l'amplitude des échos de cibles mobiles et des'signaux parasites contenus dans un intervalle de distances particulier S les échos parasites ayant été pratiquement annulés par la boucle de réaction du registre à décalage du soustracteur. Revenant à la figure 5, le signal de sortie du filtre 78 d'élimination des échos parasites est appliqué par le conducteur multiple 198 à un intégrateur vidéo 200. Cet intégrateur vidéo a pour fonction d'améliorer le rapport signal/ bruit des échos des cibles mobiles et par conséquent d'augmenter la probabilité de détection de celles-ci. L'amélioration du rapport signal/bruit est d'autant plus importante que le nombre de signaux de sortie du filtre intégré est grand. Pour N impulsions émises rencontrant la cible, N (= N/N) signaux o p o de sortie du filtre peuvent être ainsi intégrés. N est fonc o tion de la vitesse de balayage de l'antenne et de la fréquence de récurrence des impulsions du radar.Par exemple, avec une fréquence de récurrence des impulsions de 2 000 Hz et une vitesse de balayage de l'antenne de 90"/s, et avec un faisceau d'antenne de 3 de largeur, N représenterait 67 impulsions o atteignant la cible. La valeur de N pour les différentes va p leurs de N choisies pour la description de la présente réalisation figure sur la ligne 19 du tableau. Il est à noter qu'en réduisant N par une pondération optimale d'amplitude conforme aux principes de la présente invention, Np est maximisé et par conséquent on réalise une amé lioration maximale du rapport signal/bruit par intégration vidéo. Un premier type d'intégrateur vidéo utilisable en conformité avec les principes de l'invention est représenté par le schéma-bloc de la figure 11. Les mots d'information numérique provenant du circuit de sortie du filtre éliminateur d'échos parasites 78 sont appliqués aux circuits d'entrée des additionneurs complets 202 et 204. Les mots d'in.ormation de sortie de lz additionneur 202 sont appliqués à un registre à décalage 206 dont le circuit de sortie est relié à un réseau de commutation comportant un commutateur multiple 208. Le registre 206 à décalage peut être du même type que le registre à décalage 94 de la figure 6. Les mots numériques sont transmis par le commutateur 208 à un conducteur de sortie multiple 210 ou à un second circuit d'entrée de l'additionneur 202.Le registre à décalage 212 et le commutateur 214 sont branchés de la même manière que le registre 206 et le commutateur 208. Les commutateurs mécaniques simples 208 et 214 représentent en fait, pour clarifier les explications, des commutateurs multiples 208 et 214 et il va de soi que les références 208 et 214 désignent en réalité des groupes de portes électroniques tels que les circuits de sélection 98 et 100 de la figure 6. L'intégrateur vidéo de la figure 11 fonctionne suivant le même principe que le filtre éliminateur d'échos parasites de la figure 7 du fait qu'il additionne simplement N signaux de sortie de fil p tre (chaque série de signaux de sortie contenant 1250 mots d'in- formation correspondant à 1250 intervalles de astances)-après quoi la mémoire vidéo est effacée. Pour réduire les pertes dues à la non-coTncidence des intervalles de traitement de l'inté -grateur vidéo et des intervalles de temps pendant lesquels la cible est dans le faisceau radar, deux intégrateurs vidéo en parallèle à intervalles dtintégration mutuellement décalés par manoeuvre des commutateurs 208 et 214 alternativement après chaque série de N/2 signaux de sortie de filtre sont prévus. r La fonction d'intégration réalisée par l'intégrateur vidéo de la figure 11 peut de préférence être accomplie par un seul in tégrateur vidéo additionnant N /2 signaux de sortie de filtre p et une mémoire conservant le signal de sortie précédent de l'intégrateur vidéo, dc manière que le courant et les signaux de sortie précédents de l'intégrateur vidéo puissent être additionnés toutes les Np/2 impulsions, comme indiqué par l'intégrateur vidéo de la figure 12 qui est l'équivalent fonctionnel de l'intégrateur vidéo représenté sur la figure 11. En référence à la figure 12, le signal digitalisé de sortie du filtre 78 d'élimination des échos parasites (figure 1) est appliqué sous forme dlune série de mots binaires en parallèle à l'additionneur 220 synchronisé de la figure 12. Le signal de sortie de l'additionneur 220 est traité par le registre à décalage 222 d'une manière semblable à celle décrite pour le registre à décalage 94 de la figure 6. Un signal de sortie du registre à décalage 222 est appliqué exclusivement au circuit d'entrée d'un registre à décalage 224 ou à un second circuit d'entrée d'un additionner 220 par les circuits de sélection 226 et 228. Les circuits de sélection 226 et 228 peuvent être identiques aux circuits de sélection 98 et 100 de la figure 6 et sont commandés par des signaux de commande F2 et F2.Le circuit de sélection 226 est activé et le circuit de sélection 228 est inhibé pendant la durée d'un signal de sortie du filtre après la durée d'une série de N /2 signaux de sor p tie de filtre. Les signaux F2 et F sont produits par une bascule 2 230 qui est ramenée à l'état initial par le signal de sortie d'n circuit réunion 232. Les signaux de sortie du circuit réunion 232 sont appliqués par le groupe de circuits 233 à 237. Les circuits intersection 233 à 237 sont associés à un compteur 240 de groupes d'impulsions d'importance variable, de la manière décrite pour le compteur 160 de ligure 6. Le compteur 240 compte les périodes de sortie des signaux du filtre 78 d'élimination des échos parasites représentées par les impulsions d'entrée appliquées à ce compteur en provenance d'un dérivateur 242 des signaux F de commande d'extraction du filtre éliminateur des échos parasites (figure 6).Un signal S2 provenant premier étage du compteur 240 est au niveau "1 n quand ce compteur contient le comptage de 1 et le signal S2 est appliqué à la borne d'entrée de positionnement du basculeur 230 Le basculeur 230 et le compteur 240 sont ramenés à l'état initial par le signal de sortie du circuit réunion 232 après chaque série de N /2 périodes de sortie de signaux du filtre 78 d'é p limination des échos parasites.Les circuits intersection 233 à 237 sont associés au circuit réunion 232 de telle manière que ce circuit 232 émette une impulsion de remise à l'état initial après chaque série de N /2 périodes d'émission, en répon- p se aux signaux Y en provenance du programmeur 74. Les valeurs de la quantité Np/2 pour les valeurs correspondantes de N de la présente réalisation figurent sur la ligne 20 du tableau. Les mots binaires qui sont extraits du registre à décalage 224 passent dans un additionneur complet 244 et le -signal de sortie de celui-ci est transmis à un circuit numérique 248 détecteur de niveau moyen de seuil (figure 5). L'additionneur 244 additionne les signaux en cours d'extraction des circuits de sélection 226 au signal extrait antérieurement et qui est mémorisé dans un registre à décalage 224 après chaque série de N /2 intervalles de temps, de manière à réduire les p pertes dues à la noncoincidence des périodes d'intégration et des intervalles de temps pendant lesquels la cible est dans le faisceau du radar. Les mots d'information binaire mémorisés dans le registre à décalage 224 avancent d'un étage à la fois, en réponse à un signal de décalage appliqué provenant du circuit intersection 223.Les signaux C, F1 et F2 sont appliqués aux bornes d'entrée du circuit intersection 223 de façon que le registre à décalage 224 ne décale chaque impulsion d'horloge que pendant la période de transmission de cette information par les circuits de sélection 226. Par conséquent, le registre à décalage 224 mémorise les mots binaires représentant la cible mobile et les signaux parasites pour chacun des intervalles de distances du groupe correspondant à la période précédente de transmission par les circuits de sélection 226. Les courbes 250 et 252 de la figure 13 représentent respectivement la tension en fonction du temps pour les si gnaux F2 et F2. Dans le cas où N = 4 et N /2 = 8, une courbe 2 p 254 représente le signal F1 à une échelle des temps contractée, cette courbe servant de référence de temps pour comprendre les courbes 250 et 252. On rappelle que, pendant les périodes où le signal F1 est au niveau 1, les mots d'information correspondant aux caractéristiques des signaux et des parasites du groupe d'intervalles de distances sont extraits successivement du filtre 78 d'élimination des échos parasites.Dans le cas où N = 4, le circuit 228 de sélection est fermé pendant sept périodes dlextraction du filtre d'élimination des échos parasites et l'additionneur 220, le registre à décalage 22Wet les circuits de sélection 228 fonctionnent comme un intégrateur numérique. Pendant une période d'extraction du filtre d'élimination des échos parasites de chaque groupe de huit, les circuits de sélection 226 sont fermés et les circuits de sélection 228 sont o-1verts en réponse, respectivement, aux signaux F2 et r pendant cette période, les mots d'information intégrés sont appliqués au registre à décalage 224* Un troisième type d'intégrateur vidéo utilisable dans l'ensemble de la présente invention est représenté sur la figure 14.Les mots d'information de sortie du filtre d'élimination des échos parasites sont appliqués par un conducteur multiple 198 à un additionneur 260 dont la sortie est raccordée au circuit d'entrée d'un registre à décalage 262 synchronisé. Les mots d'information de sortie du registre à décalage 262 sont appliqués au conducteur de sortie multiple 246 et à un multiplicateur 264 à réaction. Ce multiplicateur multiplie les mots d'information entrée qu'il reçoit par un coefficient de réaction K qui est sensiblement égal à (N - 1)N ,et le produit p p ainsi formé est appliqué à la seconde borne d'entrée de l2ad- additionneur 260. Un mot en parallèle sous forme numérique correspondant au facteur de réaction K correct est appliqué au multiplicateur 264 par un conducteur multiple 266 partant de plusieurs circuits de sélection 268 à 272 qui sont commandés par les signaux W produits par le programmeur 74. Plusieurs registres 274 à 278 uniquement d'extraction, dont chacun peut être constitué par un circuit de commutation pour chaque bit, sont programmés de façon à contenir la valeur numérique correcte de K pour les diverses valeurs de N énumérées sur le p tableau . Chaque registre est relié au circuit de sélection approprié (268 à 272) qui est commandé par le signal Y correspondant por la valeur de N pour laquelle le registre a été pré p programme. Les mots binaires représentant des échos de la cible mobile et des échos parasites pour chaque groupe d'intervalles de distances sont transmis successivement de l'intégrateur vidéo 200, par le conducteur multiple 246,à un détecteur 248 numérique de niveau moyen de seuil, qui est représenté plus en détail sur la figure 15. Etant donné que l'amplitude des échos parasites varie en fonction du nombre de périodes intégrées à la sortie du filtre éliminateur d'échos parasites, le seuil du détecteur est adapté en fonction de ce nombre.Par ailleurs, comme cela est bien connu des spécialistes, 11 niveau de seuil des parasites varie du fait des nombreux paramètres du radar et des variations de l'altitude de vol de 11a- vion, de sorte que le seuil du détecteur est aussi conçu de façon à varier en fonction du niveau mayen des signaux parasites que contiennent M intervalles de distances adjacents, de façon à compenser les variations de la puissance de bruit ou des échos parasites à l'entrée.Dans le détecteur de niveau moyen de seuil (figure 15), la somme en cours des signaux de sortie l'intégrateur 200 pour M intervalles de distances adjacents est formée en ajoutant coatinment les signaux de sortie d'un intervalle de distances en cours de traitement, tout en retranchant le signal de sortie associé avec l'intervalle de distances précédent de rang M. En somme, le détecteur numérique de niveau moyen de seuil est constitué par un registre à décalage à M mots et un sommateur ou additionneur associé à un registre à décalage à un mot. Un seuil est formé en multipliant le niveau moyen obtenu par une constante qui est fonction du nombre de signaux de sortIe du filtre d'élimination des échos parasites intégrés.Le mot d'information numérique que contient 11 étage central du registre à décalage à M étages est prélevé par une prise partant du centre du registre à décalage et comparé au seuil calculé. La valeur numérique attribuée à M, ctest-à-dire le le nombre d'intervalles de distances utilisés pour former la valeur moyenne du seuil,est déterminée par le degré de précision et de complication de l'ensemble choisi. Par exemple, M peut être égal v 32. En référence à la figure 15, les mots d'information binaires qui représentent les échos des cibles nobiles et les parasites contenus dans chaque intervalle de distances d'un groupe sont extraits successivement de l'intégrateur vidéo 200 et transmis par le conducteur multiple 246 au détecteur numérique 248 de seuil. Les mots d'information transmis par le conducteur multiple 246 sont appliqués en parallèle à un registre à décalage 280 à M étages synchronisés et à l'entrée des signaux à retrancher d'un soust-acteur 282. Les mots d?infor- mation qui sont extraits du registre à décalage 280 sont appliqués à entrée du soustracteur 282 destinée aux signaux dont on doit retrancher un autre signal.Les signaux de différence produits par le soustracteur sont appliqués à une entrée d'un additionneur numérique 284 qui comporte un circuit sommateur couplé au circuit d'entrée d'un registre à décalage 286 à un étage. Les mots d'information de sortie du registre à décalage 286 sont appliqués en parallèle à un second circuit d'entrée de 11 additionneur 284 et à un multiplicateur numérique 288, lequel multiplie les mots dlinformation de sortie provenant du registre à décalage 286 par un facteur Th, appliqué par un conducteur multiple 290 partant d'un groupe de circuits de sé .lection 292 à 296.Plusieurs registres uniquement d'extraction 298 à 302 sont couplés aux circuits de sélection 292 à 296 et ces circuits de sélection sont commandés par les signaux W de naniCre identique à celle décrite pour les circuits semblables de la figure 14. La valeur de Th mémorisée dans chacun des registres, pour les différentes valeurs de N, figure sur la ligne 21 du tableau , et cette valeur peut être en général calculée par la méthode décrite et représentée par une courbe 35 du compte-rendu "A Statistical Method of Radar Detection", RM-0753 par Marcum, Rand Corporation. Le produit effectué par le multiplicateur 288 est appliqué à un comparateur numérique 304 en tant que niveau de référence pour celui-ci.Les mots d'information provenant dune prise M/2 partant du milieu du registre à décalage 280 sont comparés, dans le comparateur 304, au niveau de référence appliqué à celui-ci. Quand les valeurs numériques des mots d'information dépassent les valeurs de référence Th, une impulsion de grande amplitude est produite par le comparateur 304, et cette impulsion indique que l'intervalle de distance en cours de mémorisation dans l'étage M/2 du registre à décalage 280 contient une cible mobile. Le signalas sortie du circuit de seuil 248 est appliqué à un circuit d'entrée 312 de luminosité d'un dispositif d'affichage 310. Ce dispositif d'affichage, comme le savent les spécialistes, peut être synchronisé par les impulsions Pt de synchronisation d'émission et-le signal O d'angle azimutal de façon à afficher le signal représentant la cible mobile (signal de sortie du comparateur 304) en fonction de la distance de cette cible et de son azimut. L'appareil de traitement des cibles mobiles selon l'invention comprend un générateur 70 de fonction de pondération, un seul filtre 78' numérique d'élimination des échos parasites, un intégrateur numérique vidéo 200 et un détecteur 248 numérique de niveau moyen de seuil, tous ces appareils étant adaptables de façon à changer leurs caractéristiques en fonction de la largeur du spectre des échos parasites reçus. La largeur du spectre des échos parasites est prévue par un programmeur 74 en partant de la quantité V sin G|* et ce programmeur produit des signaux de commande Y qui programment la réponse souhaitée des unités adaptables décrites ci-dessus de l'appareil de traitement des cibles mobiles, en accord avec les principes de l'invention. L'élimination des échos parasites est réalisée dans le filtre 78' d'élimination des échos parasites par superposi tion avec les signes alternés de N signaux réfléchis ultérieurs provenant du meme intervalle de distances (figure 6).Le nombre N de périodes de répétition des impulsions est réduit au minimum par une pondération optimale des signaux, réfléchis dans l'intervalle de distances considéré, dans les générateurs de fonction de pondération 70 et 73. La sommation réalisée dans le filtre d'élimination des échos parasites est réalisée par un circuit numérique de totalisation constitué en principe par une ligne à retard numérique (registre à décalage) à circuit de réaction de gain égal à -1.Cette totalisation est réalisée une fois pour chaque groupe de N périodes d'émission, si bien que le filtre 78' d'élimination des échos parasites ne produit une série de signaux de sortie qu'une fois pendant N périodes d'émission. Il est à noter que le filtre d'élimination des échos parasites nécessite une seule ligne à retard numérique par canal, la mémorisation numérique à réaliser étant ainsi réduite à un mot par intervalle de distances et par canal. Il est à noter aussi quten réduisant N pour un taux désiré d'élimination des échos parasites, on peut intégrer un nombre plus grand de séries de signaux de sortie du filtre éliminateur d'échos parasites à l'aide de l'intégrateur numérique vidéo 200 pendant un temps donné pour une cible et par conséquent le rapport signal/bruit est maximisé. Trois types d'intégrateurs vidéo ont été décrits et, N impulsions atteignant une cible, N = N/N, les signaux de o p o sortie du filtre peuvent ainsi être soumis à une intégration vidéo. Une minimisation de N (nombre de signaux réfléchis traités par le filtre) produit une maximisation de N et par con p séquent une maximisation du rapport puissance de signal/puissance de bruit par intégration vidéo. Comme l'indique la figure 11, pour minimiser les pertes dues à la non-coincidence des intervalles de traitements par l'intégrateur vidéo et des intervalles de temps pendant lesquels la cible est dans le faisceau du radar, deux intégrateurs vidéo en parallèle avec des périodes d'intégration décalées sont prévus. La figure 12 représente une réalisation plus pratique de la fonction accomplie par l'intégrateur de la figure 11, laquelle comprend un seul intégrateur vidéo additionnant N /2 signaux de sortie du filtre et une mémoire qui p conserve le signal de sortie précédent de l'intégrateur vidéo, de sorte que les signaux de sortie en cours et antérieurs de l'intégrateur vidéo peuvent être sommés une fois par groupe de N /2 impulsions.La figure 13 représente un troisième type p d'intégrateur vidéo qui comprend un circuit de réaction qui est tenu à jour à chaque signal de sortie du filtre et qui est caractérisé par un coefficient de réaction variable avec K = (N - 1)/N p Le circuit 248 détecteur de niveau moyen de seuil (figure 16) échantillor.ae la valeur moyenne de la puissance des échos parasites plus les parasites que contiennent M intervalles de distances adjacents à l'intervalle de distances en cours d'analyse et forme un niveau de seuil en fonction de ce qui précède et du nombre d'impulsions intégrées par llinté- grateur vidéo 200.Ce seuil est utilisé par un circuit compa rateur de la valeur numérique des signaux que contient I'inter- valle de distances à analyser à la valeur numérique du seuil, ce circuit engendrant un signal de sortie quand la valeur du seuil pour l'intervalle de distances échantillonné est dépas sée. Le signal de sortie de ce comparateur représente une probabilité choisie que les mots d'information numériques contiennent un écho de cible mobile ainsi que des parasites. Les impulsions produites par le circuit de seuil 248 sont appliquées à un dispositif d'affichage 310 qui les présente à l'endroit approprié correspondant à la distance et l'azimut. Selon une seconde réalisation de la présente invention représentée sur la figure 16, deux canaux de signaux sont incorporés de façon à procéder à un traitement améliorant le rapport signal/bruit. Comne l'indique la figure 16, un circuit 58 de compensation du mouvement, bien connu des spécialistes, produit un signal fd dont la fréquence est proportionnelle à 2V |cos #| / # . Le signal V est proportionnel à la vitesse de l'avion 10 (figure 2) et est appliqué à l'appareil de compensation du mouvement 58, en provenance du calculateur 60 d'in formation concernant l'air. Le signal échos O| oj , en provenance de l'appareil 44 de commande de l'antenne,est appliqué à l'appareil de compensation du mouvement 58.Le signal à la fréquence d provenant de la borne de sortie de l'appareil de compensation du mouvement interfère dans le mélangeur IF 56 avec le signal de sortie de l'amplificateur IF 54 et le signal de sortie provenant du mélangeur 56, égal à la différence des fréquences des signaux d'entrée qlTi lui sont appliqués et transmis à deux discriminateurs de phase synchrones 62 et 64 en parallèle. Le signal de sortie de l'oscillateur IF 30 est appliqué à titre de référence au discriminateur de phase 64 et le signal de sortie de l'oscillateur IB est appliqué au discriminateur de phase 62 à titre de référence, après avoir été déphasé de 900 dans un déphaseur classique 66. Le signal de sortie du discriminateur de phase 64, dénoncé "signal vidéo en phase, est traité par un générateur 70 de fonction de pondération et ensuite appliqué à un convertisseur 72 analogique-numérique connu approprié. Le générateur de fonction de pondération 70 change le facteur échelle du signal vidéo en phase appliqué au convertisseur analogiquenumérique 72 au début de chaque période d'émission d'impulsions du radar 24, selon un ordre programmé qui est réglé par le programmeur 74. Le générateur de fonction de pondération et le programmeur ont été décrits ci-dessus à propos de la réalisation de la figure 5. Le convertisseur 72 analogique-numérique échantillonne le signal vidéo en phase à chaque période d'horloge (pour chaque intervalle de distances) pour former, dans l'ordre, une série de mots binaires représentant l'amplitude de ce signal vidéo en phase pendant chaque période d'horloge d'un groupe. Comme indiqué ci-dessus, les impulsions Pt de synchronisation de ltémission sont obtenues par démultiplication des impulsions d'horloge qui sont ainsi synchronisées avec la période d'émission. Par conséquent, pour chaque période d'émission dtimpul- sions, un échantillon donné d'impulsions d'horloge correspond à un intervalle de distances particulier pour les signaux vidéo reçus. Par exemple, lorsque le circuit démultiplicateur 36 démultiplie dans le rapport de 1250, 1250 intervalles de distances sont successivement quantifiés par le convertisseur analogique-numérique 72.La précision des mots binaires, c'est-à- dire le nombre de bits en parallèle qui sont produits par le convertisseur analogique-numérique 721dépend de la dynamique désirée de l'ensemble, une valeur tne étant un mot de huit bits y compris le bit de signe. Le signal de sortie digitalisé provenant du convertisseur 72 analogique-numérique est transmis par un conducteur multiple 80 (les mots à plusieurs bits ayant un seul conducteur associé par bit) à un circuit dten- trée 82 du filtre 78' d'élimination des échos parasites. Le signal vidéo en quadrature provenant du discriminateur de phase 62 est traité par un générateur 73 de fonction de pondération et par un convertisseur an & ogique-numéri que 76 de manière identique à celle décrite ci-dessus pour le signal vidéo en phase. La série de mots binaires représentant l'amplitude du signal vidéo en quadrature pendant chacune des périodes d'échantillonnage d'intervalle de distances faisant partie d'un groupe est appliquée par un câble (à plusieurs conducteurs séparés) 84 à un circuit d'entrée 86 du filtre 78' d'élimination des échos parasites. Le filtre 78' d'élimination des échos parasites de la figure 16 est représenté sur la figure 17 plus en détail. Comme l'indique cette dernière figure, le signal vidéo eriLua- drature est traité par les éléments 180, 182, 184 et 186 de la même manière que les éléments correspondants du canal unique de la figure 6, qui sont décrits ci-dessus. Sur la figure 17, le circuit de sélection 98 applique les mots de sortie du registre à décalage 94 à un premier circuit d'entrée de l'additionneur 96 pendant la période d'émission d'impulsions chaque fois que le signal r est au niveau tll 1t. Le signal F est produit par la bascule 102 de la figure 6. Le signal vidéo en quadrature digitalisé est appliqué sous forme de mots numériques en parallèle à un second circuit d'entrée de l'additionneur 96.Celui-ci peut être un additionneur complet numérique synchronisé, qui forme une somme des valeurs absolues de deux signaux numériques qui sont appliqués à chaque période d'horloge ge. Le signal de sortie de l'additionneur 96 est constitué par une succession de mots numériques en parallèle, dont chacun représente l'amplitude des échos de la cible mobile et des échos parasites que contient un intervalle de distances particulier ; les échos parasites sont pratiquement annulés par la boucle de réaction du registre à décalage du soustracteur. La réalisation du filtre d'élimination des échos parasites de la figure 17 présuppose que l'appareil 58 de compensation du mouvement de la figure 16 centre le spectre des échos parasites reçus sur la fréquence zéro.Lorsque, par exemple, l'appareil de compensation du mouvement centre les échos parasites sur la moitié de la fréquence de récurrence, le facteur de réaction est égal à +1 et le soustracteur 90 est à remplacer par un additionneur complet. Les autres opérations du filtre éliminateur 78 sont identiques à celles décrites ci-dessus à propos de la figure 6. On a donc écrit ci-dessus un appareil de traitement des échos de cibles mobiles nouveau et unique en son genre qui utilise des techniques simples de traitement numérique pour obtenir le degré désiré d'élimination des échos parasites en maximisant le rapport signal/bruit. Il est évident que, bien que deux réalisations seulement aient été décrites, de nombreuses réalisations et séquences de minutage peuvent être utilisées et qu'on pourrait incorporer des circuits logiques de sélection négatifs et non positifs. Par ailleurs, dans une réalisation avantageuse décrite ci-dessus, c'est-à-dire dans le dispositif à retard incorporé au filtre 78 d'élimination des échos parasites, l'intégrateur vidéo 200 et le circuit 248 de seuil ont été réalisés sous la forme de registres à décalage numérique ; toutefois,il est évident pour lthomme de l'art que le nouvel appareil de traitement numérique selon l'invention peut être réalisé avec des mémoires numériques programmées pour accomplir des fonctions équivalentes. Il va de soi que la présente invention n'a été décrite qulà titre indicatif mais nullement limitatif et qu'elle est susceptible de diverses variantes sans sortir de son cadre. REVENDICATIONS 1. Appareil de traitement adaptable, destiné à établir une distinction entre les cibles fixes et mobiles en ré ponse aux signaux reçus qui lui sont transmis par le récepteur d'un radar à impulsions, ledit appareil étant caractérisé en ce qu'il comprend un programmeur destiné à produire des signaux de commande représentant la largeur spectrale (largeur de bande) des signaux recus correspondant aux cibles fixes, un générateur de fonction de pondération étant destiné à traiter des signaux qu > il reçoit au moyen d'un dispositif àgainvaria- ble programmé en réponse à un signal de commande, ledit générateur comportant un circuit d'entrée couplé audit récepteur de radar, un circuit d'entrée de commande du générateur de pondération relié audit programmeur et un circuit de sortie des signaux pondérés, un filtre adaptable d'élimination des échos parasites étant destiné à filtrer les signaux pondérés reçus, ledit filtre ayant une réponse en fréquence variable qui est programmable en fonction du signal de commande, un circuit d'entrée couplé audit circuit de sortie des signaux pondérés, un circuit d'entrée de réglage du filtre relié audit programmeur et un circuit de sortie. 2. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit filtre adaptable d'élimination des échos parasites comprend des circuits à retard destinés à superposer N signaux pondérés successifs provenant du meme intervalle de distances pour chaque intervalle d'un groupe d'intervalles de distances, la valeur du nombre N étant réglée en réponse aux signaux de commande transmis par ledit programmeur. 3. Appareil selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce qutil comprend un intégrateur des signaux filtrés provenant dudit filtre adaptable d'élimination des échos parasites, ledit intégrateur ayant une durée d'intégration qui varie en fonction du signal de commande et un circuit d'entrée des signaux relié au circuit de sortie dudit filtre d'élimination des échos parasites adaptable, un circuit d'en- trée de réglage de llintégration étant relié audit programmeur et comportant un circuit de sortie. 4. Appareil de traitement selon la revendication 3, caractérisé en ce qutil comprend un circuit discriminateur destiné à comparer les signaux vidéo intégrés produits par ledit intégrateur à un niveau de seuil des signaux, ledit circuit discriminateur comportant des éléments destinés à faire varier le niveau de seuil des signaux en fonction du signal de commande. 5. Appareil selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que Xcsdits signaux reçus proviennent d'un ensemble comportant une antenne rayonnant de l'énergie suivant un diagramme déterminé et en ce que ledit programmeur comprend des organes pour produire le signal de commande sous la forme d'une fonction (V !sirli O! ) de la fréquence Doppler et de l'orientation du diagramme d'antenne. 6. Appareil selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ledit récepteur de radar produit des signaux en phase et en quadrature, ledit générateur de fonction de pondération est adapté pour traiter les signaux reçus en phase et en quadrature, avec 'In gain variable programmé mable en fonction du signal de commande,et ledit filtre adaptable d'élimination des échos parasites est réglé de façon à filtrer les signaux pondérés en phase et en quadrature reçus en faisant varier la réponse en fréquence qui est programmable par ledit signal de commande. 7. Appareil selon la revendication 6, caractérisé en ce que ledit filtre adaptable d'élimination des échos para sites comprend un premier circuit à retard destiné à superposer N signaux successifs en phase provenant d'un même intervalle de distances pour chaque groupe d'intervalles de distances, la valeur du nombre N étant commandée par les signaux de commande provenant dudit programmeur, ledit circuit à retard comportant un circuit de sortie, un second circuit à retard étant destiné à superposer N signaux pondérés successifs en quadrature provenant d'un même intervalle de distances pour chaque groupe d'intervalles de distances, la valeur de ce nombre N étant commandée par des signaux de commande provenant dudit programmeur, ledit circuit à retard ayant un circuit de sortie et un circuit de sommation reliés aux sorties desdits premier et second circuits à retard pour produire un signal d'amplitude proportionnelle à la valeur absolue de la somme des signauk qui lui sont appliqués.