Brevet FR2305888A1 — publié le 19761022

La présente invention concerne les générateurs de signaux programmables en fréquence du type comportant un oscillateur verrouillé en phase sur une fréquence harmonique d'une fréquence égale au pas de fréquence désiré. I1 est connu que de tels générateurs qui procèdent, en fait, par multiplication de la fréquence égale au pas, possèdent une qualité spectrale d'autant moins bonne que le taux ae multiplication est important, le bruit de phase apparaissant au niveau de la référence et de la comparaison étant lui-même multiplié par le même taux. I1 est également connu que l'on peut diminuer le taux de multiplication en augmentant la valeur de la fréquence du pas et en faisant appel à plusieurs boucles de rétroaction, chacune utilisant des pas d'ordres de grandeur différents. Il est évident que la multiplication des boucles est une solution compliquée et onéreuse, surtout dans le cas de synthétiseurs fonctionnant en très hautes fréquences. La présente invention se propose d'obvier aux inconvénients des dispositifs à boucle unique en gardant un grand nombre de pas, ceci en conservant des taux de multiplication de faible valeur qui conduisent à une bonne pureté spectrale. Elle a pour objet un générateur de signaux programmables en fréquence comportant un oscillateur à verrouillage de phase, caractérisé par une boucle de rétroaction comprenant au moins deux mélangeurs du type à échantillonnage, le premier recevant, d'une part la fréquence de l'oscillateur et d'autre part, une fréquence multiple d'un pas déterminé, le second recevant un battement filtré issu du précédent et une fréquence égale au pas, et fournissant le signal d'asservissement de l'oscillateur. L'invention sera mieux comprise à la lumière de la description ci-après. Au dessin annexé La figure 1 représente un oscillateur à verrouillage de phase conforme à l'art antérieur La figure 2 représente un montage générateur de signaux programmables en fréquence conforme à a! premier modèle de réalisation de l'invention La figure 3 montre le spectre d'une fréquence mP et de ses harmoniques et sert à illustrer les inconvénients du montage de la figure 2 La figure 4 est le schéma d'un montage préféré, conforme à un second mode de réalisation. La figure 5 montre une fréquence 2mP ainsi que des formes d'onde issues de cette fréquence et correspondant à des spectres pairs ou impairs. La figure 6 est le schéma d'un montage conforme à un troisième mode de réalisation. La figure 7 montre un mode de réalisation préféré avec système d'approche numérique. La figure 8 représente un montage conforme au deuxième mode de réalisation, mais comportant deux étages en cascade. A la figure 1 on a représenté un oscillateur à verrouillage de phase dans lequel la fréquence de sortie F est multiple d'un pas P défini par une fréquence de référence appliquée par l'intermédiaire d'un formeur K à un comparateur de phase E ou mélangeur, du type échantillonnage. L'on a évidemment F = NP. Un système d'approche de fréquence A est nécessaire pour amener la fréquence F de l'oscillateur près de la valeur NP désirée. Pour mieux comprendre la nécessité d'améliorer les performances de l'oscillateur verrouillé en phase, il est souhaitable de considérer le problème de la qualité spectrale. Si l'on caractérise la qualité spectrale par la densité spectrale de puissance dans une bande de 1 Hz à une distance de 1 kHz de la porteuse, il est, avec les moyens technologiques actuels, difficile d'obtenir un rapport signal/bruit meilleur que 150 dB pour la référence de fréquence P et, pratiquement, ceci est vrai indépendamment de la valeur de cette fréquence. La valeur de N ne peut alors excéder 10 si une pureté spectrale de 130 dB est souhaitée pour la fréquence B. La figure 2 représente une boucle de rétroaction comportant, cette fois, deux mélangeurs à échantillonnage El et E2; E2 reçoit la fréquence P et El une fréquence multiple de rang m de P. En première approche, il est possible de décrire le fonctionnement de ce dispositif en considérant que le battement additif ou soustractif de la fréquence F et d'un harmonique de mP est filtré par un filtre passe-bas FL et que ce battement est luimême échantillonné dans le mélangeur E2. L'asservissement de l'oscillateur F est obtenu lorsque la fréquence dans FL est exactement multiple de P, le battement zéro constituant le signal d'erreur de l'oscillateur asservi. Si q est le rang d'harmonique engendrant le battement dans El et r le rang d'harmonique donnant le battement zéro dans E2, la fréquence de sortie est F = +(qmP + rP) En pratique, seules des fréquences F = qmP + rP seront sélectionnées, le montage ne présentant pas d'intérêt pour les fréquences de la forme F = rP + qmP. il est clair que le dispositif de la figure 2 ne peut couvrir d'une manière continue (de pas P en pas P) le spectre des fréquences qmP + rP. En effet, lorsque F prend une valeur voisine de la fréquence médiane entre deux harmoniques successifs de mP, le filtre FI reçoit deux fréquences très voisines résultant des battements avec ces deux harmoniques successifs ; l'asservissse- ment est alors impossible. Dans certains synthétiseurs destinés à piloter des émetteurs de télévision, cette discontinuité des spectres couverts ne présente pas d'inconvénients. Le montage préféré décrit aux figures 4 et 6 comporte des moyens permettant, pour la majorité des synthétiseurs où cela est nécessaire, de couvrir un large spectre de fréquence sans solution de continuité. La figure 3 montre une portion du spectre de la fréquence mP. La lettre q désigne le rang d'harmonique de mP et, en trait renforcé, sont figurées les raies spectrales correspondant à des harmoniques pairs. Autour de chacune des raie paires et impaires, la partie hachurée représente la plage de fréquences qui, lorsque F est située dedans, donne naissance à un battement facilement filtrable, les autres battements étant nettement plus grands et facilement éliminés par un filtre passe-bas adéquat. En dehors de ces zones hachurées, les deux battements produits entre la fréquence F et les fréquences spectrales issues de mP situées de part et d'autre ne sont pas filtrables. Pour supprimer cet inconvénient, il est nécessaire d'agir sur la qualité du spectre de fréquence attaquant le mélangeur El en supprimant les raies spectrales donnant naissance à des battements indésirables. Deux méthodes, différentes quant au mode de réalisation, mais conformes à la même idée de supprimer les raies spectrales gênantes sont proposées. La première méthode, dont le principe sera compris d'a près la figure 4, revient à appliquer sur le mélangeur El, soit une fréquence 2mP n'engendrant alors que les raies spectrales paires représentées en trait fort sur la figure 3. Le filtrage est alors possible et le filtre passe-bas peut être deux fois plus large, la fréquence indésirable étant deux fois plus distante. Pour les valeurs de F tombant dans les plages hachurées entourant les harmoniques impairs de mP, il faut évidemment conserver ces derniers. Le schéma de la figure 4 représente la boucle complète comprenant - un oscillateur de fréquence F - un échantillonneur El - un inverseur il donnant toutes les raies ou seulement les raies paires - des filtres passe-bas FL1 et FL2, FL2 ayant une fréquence de coupure deux fois plus élevée que FL1 - un inverseur I2 couplé à il et commutant les filtres - un échantillonneur E2 à battement nul. Pour mettre en oeuvre le dispositif, il est nécessaire d'établir un programme permettant de choisir le mode de fonctionnement selon la fréquence désirée. C'est le rôle de l'organe C qui commande les commutations nécessaires de il et I2. Lorsque F est compris dans une plage hachurée de la figure 3 entourant un harmonique impair de mP, Il et 12 seront commutés dans la position représentée à la figure 4. il faudra par contre les commuter dans la position qui met en service la fréquence 2 mP et le filtre FL2 lorsque la valeur désirée de F sera comprise dans les autres plages. En pratique, la programmation sera assurée par un circuit logique donnant, pour chaque fréquence, les codes à appliquer sur l'organe C. Celui-ci assurera, de façon connue en soi, la commande électronique de la commutation de I1 et de I2 et, en même temps, la commande du taux de division d'un diviseur D, qui reçoit une fréquence étalon 2mP et la divise par 1 ou 2 suivant le code de commande. A titre d'exemple, pour couvrir, par pas de 4 MHz, la gamme allant de 300 à 400 KHz, l'on pourra prendre m = 10. La fréquence 300 MHz est obtenue par battement soustractif du-4ème harmonique de 2 mP avec F et par comparaison de ce battement au cinquième harmonique de P, tandis que la fréquence de 400 bEz est obtenue par battement soustractif du ?sème harmonique de mP avec F. Dans ce cas, F étant exactement multiple de mP, le filtre commuté sort un battement zéro, c'est-à-dire une composante continue, qui sera échantillonnée dans E2 et constituera la tension d'erreur de la boucle de phase. Il faut noter que les battements dans El sont additifs ou soustractifs et l'échantillonneur E2 rectifie automatiquement le sens du signal de correction par rotation de 1800 de la phase de l'oscillateur à fréquence F. Lorsque, comme dans l'exemple ci-dessus, le rapport entre P et mP est de 10, il est facile de montrer que la gamme de fréquence couverte pour une même valeur de P peut être, par rapport au montage de la figure 1, décuplée sans que des taux de multiplication élevés ne remettent en cause les qualités spectrales. La deuxième méthode permettant de couvrir d'une manière continue une large gamme de fréquence consiste à agir sur la forme des signaux appliqués au mélangeur El, de telle sorte que seules les raies paires ou seules les raies impaires soient présentes. La figure 5 montre une onde sinusoidale à fréquence 2 mP et, dérivées de cette onde de la manière qui sera décrite ciaprès, des impulsions positives et négatives alternées, correspondent à un premier mode de fonctionnement, ne comportant dans le domaine fréquence que les raies spectrales paires représentées en gras sur la figure 3, et des impulsions de même sens correspondant au deuxième mode de fonctionnement et ne comportant que les raies impaires en trait fin sur la figure 3. La figure 6 montre un mode de réalisation conforme à ce principe où le mélangeur El reçoit un signal issu d'un dispositif comportant, dans un mode d'exécution préféré mais non limitatif, un diviseur D par 2 et deux transistors S1 et 52. Dans le mode de fonctionnement correspondant aux impulsions alternées et au spectre impair, les sorties Q et Q du diviseur commandant les bases des transistors de telle sorte que les impulsions à la fréquence mP, mises en forme par le formeur K, attaquent alternativement les deux extrémités du transformateur d'impulsions T. Le deuxième mode de fonctionnement est obtenu en bloquant le diviseur D au moyen de la commande repérée "mode", ce qui a pour effet de rendre toujours conducteur un seul des deux transistors, les impulsions arrivant alors toujours sur la même extrémité du transformateur. étant donné que les raies spectrales indésirables sont éliminées, il n'est plus nécessaire, comme dans la première méthode, de prévoir une commutation des filtres après le mélangeur El. Dans le mode d'exécution préféré illustré par la figure 7 et conforme à la première méthode, l'approche de fréquence de l'oscillateur s'effectue au moyen d'une boucle numérique utilisant un compteur à taux variable N/1 et un comparateur phase/ fréquence E3. Eventuellement, un diviseur fixe 1/L peut être ajouté dans la boucle numérique pour faciliter la réalisation du diviseur à taux variable. Dans ce cas, si le taux de division de ce diviseur est L, la fréquence de référence appliquée au comparateur E3 devient P/L. L'organe C n'a pas été représenté à la figure 7, pour simplifier. Le dispositif d'approche de fréquence qui y figure fait l'objet du brevet français 1.585.829 déposé par le Demandeur le 22.12.69 pour : "Générateur de signaux programmable en fréquence comportant un oscillateur à verrouillage de phase". L'invention s'applique en particulier à la génération des pas les plus grands d'un synthétiseur dont la fréquence de sortie résulte du battement soustractif entre deux fréquences, la première contenant les pas les plus grands et étant engendrée par un dispositif conforme aux figures 4 ou 5 et la seconde, engendrée par un dispositif de structure classique, contenant les autres pas. Il va de soi que des modifications pourraient être apportées aux montages décrits et représentés sans s'écarter de l'est prit de l'invention. Il peut être envisagé, en particulier, d'intercaler, entre les mélangeurs El et E2, un montage supplémentaire comportant (figure 8) un mélangeur à échantillonnage Ell recevant alternativement deux fréquences M1P et 2 K1P, suivant le mode de fonctionnement choisi, et des filtres FL11 et FL2î. Un dispositif C1 commande simultanément la commutation des filtres (inverseurs I21) et celle des fréquences (diviseur D1 par 1 ou par 2 et inverseur I11). Par commande indépendante de C et C1, on obtient ainsi quatre modes de fonctionnement qui seront utilisés successivement suivant la fréquence désirée. A titre d'exemple, pour couvrir la gamme allant de 300 à 400 MHz avec P = 1 kHz, le montage de la figure 4 ne conviendrait pas, car il faudrait, pour éviter de donner à q une valeur supérieure à quelques unités, prendre une valeur de m par exemple égale à 100, ce qui conduiraient à des valeurs inacceptables de r pour certaines fréquences. Avec le montage de la figure 6, en prenant m = 100, la valeur de q (rang d'harmonique dans El) ne dépassera pas 4, et le battement atteindra une fréquence maximale de 50 MHz dans le filtre nl (en réalité, on le limitera à 33,33 MHz, pour des raisons pratiques faciles à concevoir) et de 100 MHz ( en réalité, on limitera à 66,66 MHz) dans le filtre FL2. En prenant Ml = 10, le rang d'harmonique q1 dans Ell ne dépassera pas 3 ou 7 suivant le mode de fonctionnement choisi, et le battement issu de ElI, une fois filtré, atteindra une fréquence maximale de 3,33 MHz ou 6,66 MHz suivant celui des deux filtres Firli et F121 qui est en service. Le rang r d'harmonique dans E2 ne dépassera donc pas 7. Le montage de la figure 6 permet donc d'accrottre considérablement le nombre de pas, tout en conservant des taux de multiplication acceptables dans les échantillonneurs. REVENDICATIONS 1. Générateur de signaux programmable comportant un oscillateur à verrouillage de phase, caractérisé par une boucle de rétroaction comprenant au moins deux mélangeurs du type à échantillonnage, le premier recevant dlune part la fréquence de l'oscillateur et d'autre part, une fréquence multiple d'un pas déterminé, le second recevant un battement filtré issu du précédent et une fréquence égale au pas, et fournissant le signal d'asservissement de l'oscillateur. 2. Générateur selon la revendication 1, caractérisé par des moyens de supprimer les harmoniques impairs de ladite fréquence appliquée au premier mélangeur, chaque fois que la fréquence de sortie désirée diffère de celle de l'un desdits harmoniques impairs d'une valeur supérieure à un seuil de filtrage prédéterminé. 3. Générateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens effectuent l'application, au premier mélangeur, d'une fréquence double de ladite fréquence multiple du pas, et la commutation de la sortie du premier mélangeur sur l'un ou l'autre de deux filtres passe-bas dont l'un a une fréquence de coupure double de l'autre. 4. Générateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens effectuent l'application au premier mélangeur d'un spectre de fréquence issu de ladite fréquence multiple du pas et ne comportant que les harmoniques de rang pair ou les harmoniques de rang impair, suivant la fréquence désirée. 5. Générateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit spectre de fréquence pair ou impair est obtenu à partir de la fréquence multiple du pas par mise en forme d'impulsions brèves, appliquées au moyen d'un aiguillage électronique, lequel est commandé par un diviseur par deux recevant ladite fréquence multiple du pas pour inverser les impulsions une fois sur deux et obtenir le spectre impair, ledit diviseur par deux comprenant des moyens d'inhibition pour le fonctionnement avec le spectre pair. 6. Générateur selon l'une quelconque des revendications 3, 4 et 5, caractérisé par un mélangeur supplémentaire intercalé entre la sortie filtrée du premier mélangeur et une entrée du second, ce mélangeur supplémentaire étant arrangé de la même manière que le premier mélangeur, mais recevant une fréquence multiple du pas sensiblement inférieure. 7. Générateur selon l'une quelconque des revendications précé dentes, caractérisé en ce qu'une boucle numérique supplémentaire comprenant un diviseur à taux variable et un comparateur de phase assure l'approche dudit oscillateur sur la fréquence désirée.