Brevet FR2259473A1 — publié le 19750822

La présente invention concerne un dispositif convertisseur de tension continu-continu régulé auto-oscillant du type dit "à décou page, comportant notamment une source de tension de réference, un circuit comparateur de tension, un circuit oscillateur comprenant un transistor interrupteur disposé entre une source de tension con tinue non régulée et l-tenroulement primaire d'un transformateur mu ni d'au moins un enroulement secondaire auquel sont raccordés une diode de redressement à faible temps de recouvrement et un réseau de filtrage. Le dispositif précité est du genre convertisseur asymétrique auto-oscillant dans lequel lténergie emmagasinée dans le noyau ma magnétique du transformateur pendant le temps de conduction du tran sistor interrupteur est transférée à l'enroulement secondaire pendant le temps de blocage , de tels dispositifs sont connus dans la littérature technique anglo-saxonne sous les noms de "flyback converters" ou "ringing choke converters". La régulation de tension est assurée par la variation du temps de conduction du transistor interrupteur commandé à partir d'une comparaison effectuée entre la tension secondaire redressée e et fil trée et une tension de référence. Le rendement élevé et la bonne stabilité de ces convertisseurs font qu'ils sont largement utilises pour alimenter de nombreux dis positifs électroniques, tant à partir de batteries d'accumulateurs que du secteur redressé. I1 existe néanmoins des cas où des défauts inhérents à leur mo de de fonctionnement ne permettent pas de les utiliser, comme par exemple pour alimenter des dispositifs tels que les mémoires rapides dtordinateurs ; ceci est dû à ce que le temps de réponse de l'ali mentation à une variation de charge est trop élevé pour suivre le rythme de celles-ci et, de plus, lesdites variations de charge s'ac compagnent d'une pointe de tension parasite (dépassement) suscepti ble de perturber le fonctionnement de la mémoire. On a constate que ces défauts tenaient essentiellement à l'existence d'une énergie stockée résiduelle au moment où le tran sistor interrupteur redevient conducteur : en effet, dans les con vertisseurs connus, lténergie stockée dans le noyau magnétique du transformateur n'est entièrement transférée au circuit d'utilisa tion qu'au voisinage du débit minimal de l'alimentation ; en de hors de ce régime , l'ônergie résiduelle parasite , d'autant plus élevée que l'alimentation débite un courant important, est responsable des anomalies de fonctionnement en régime transitoire signalées plus haut. Un des buts de la présente invention est de réaliser un convie tisseur d'un rendement pratiquement équivalent à celui des dispositifs connus, mais possédant un temps de réponse très bref aux variations instantanées de débit, ainsi que de faibles pointes de tension parasite (dépassement) lors desdites variations de débit. Selon llinvention, le dispositif convertisseur de tension continu-continu régulé auto-oscillant du type dit à découpage" comportant notamment une source de tension de référence, un circuit comparateur de tension, un circuit oscillateur comprenant un transistor interrupteur disposé entre une source de tension continue non régulée et l'enroulement primaire d'un transformateur muni d'au moins un enroulement secondaire auquel est raccordés une diode de redressement à faible temps de recouvrement et un réseau de filtrage, est notamment remarquable en ce qu'il comporte une bascule monostable munie d'une première borne de déclen chement et dune rne/du et d'une seconde de r basculement, la première borne étant reliée à la sortie d'un circuit de mise en forme dont la borne d'entrée est couplée à un enroulement de déclenchement du transformateur, la seconde borne étant réunie à la sortie du circuit comparateur, et en ce que la sortie de la bascule monostable est reliée à la borne d'entrée d'un amplificateur d'impulsions dont la sortie est couplée au circuit oscillateur. Avantageusement, le circuit de mise en forme est une bascule de Schmitt et le couplage entre l'amplificateur d'impulsions et le circuit oscillateur est effectué au moyen d'un transformateur. Dans le convertisseur selon l'invention, la mise en conduction périodique du transistor interrupteur ne peut se produire que lorsque toute l'énergie stockée dans le noyau magnétique du transformateur a été transférée vers le circuit d'utilisation, tandis que l'instant de blocage dudit transistor est imposé par l'action de la boucle de régulation ; il en résulte que la lré- quence de découpage varie en fonction inverse du débit du convertisseur, tandis que le rapport cyclique temps de conduction-temps de blocage varie en fonction inverse des fluctuations de la source de tension non régulée. En dehors des performances en rendement et stabilité tout à fait comparables à celles des meilleurs convertisseurs à découpage connus, l'absence complète d'énergie stockée résiduelle assure au dispositif selon l'invention les performances élevées en régime transitoire nécessaires à l'alimentation de mémoires d'ordinateurs, ou de tout autre dispositif présentant de très rapides variations de charge. La description qui va suivre fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 représente le schéma synoptique du dispositif convertisseur selon l'invention appliqué à un générateur de courant continu alimenté par le secteur alternatif. La figure 2 représente le schéma de pincipe des fonctions redressement et oscillation du circuit de la figure 1, ainsi qu'une partie des fonctions de régulation. La figure 3 représente le schéma de principe des circuits complétant les fonctions de régulation du schéma de la figure 2. La figure 4 représente le schéma de principe d'un dispositif de sécurité de mise sous tension du convertisseur selon l'in- vention. Les figures 5a à 5f représentent les oscillogrammes en différents points du dispositif selon l'invention lors d'une variation de débit du convertisseur. Les figures 6a à 6f représentent les oscillogrammes aux mêmes points lors d'une variation de la tension redressée du secteur. Sur la figure 1, deux bornes 1 et 2 de raccordement au secteur alternatif sont reliées à un circuit redresseur 5 dont les condùcteurs de sortie positif et négatif sont respectivement connectés à un circuit 4 de commande de l'oscillateur et à l'émet- teur d'un transistor interrupteur 5 de type NPN. Le circuit 4 de commande de ltoscillateur est également connecté à une extrémité d'un enroulement primaire 6 d'un transformateur 7, l'autre extrémité dudit enroulement étant reliée au collecteur du transistor 5 dont la base est couplée au circuit 4 de commande de l'oscillateur. L'une des extrémités d'un enroulement secondaire 8 du transformateur 7 est reliée à l'anode d'une diode de redressement 9, l'autre extrémité dudit enroulement étant réunie par un conducteur 10 à une borne négative de sortie 11 et à une masse commune 12. La cathode de la diode 9 est reliée à l'entrée d'un réseau de filtrage en n constitué par une inductance à air 13 et deux condensateurs électrochimiques 14 et 15 dont les armatures-sont réunies au conducteur 10. La sortie du réseau de filtrage est reliée par un conducteur 16 à une borne positive de sortie 17, une résistance stabilisatrice 18 étant par ailleurs disposée entre les conducteurs 10 eut 16. L'une des extrémités d'un enroulement de déclenchement 19 du transformateur 7 est reliée à la masse 12, l'autre extrémité étant réunie à une borne d'entrée 20 d'une bascule de Schmitt 21 dont la sortie est reliée à une borne 22 de déclenchement d'une bascule monostable 23. Les deux entrées d'un circuit comparateur de tension 24 sont respectivement reliées au conducteur positif 16 et à une source 25 de tension de référence ajustable, la sortie du circuit comparateur précité étant réunie à une borne 26 d'entrée de réglage du temps de basculement de la bascule monostable 23. La sortie de la bascule 23 est reliée à une borne d'entrée 27 d'un amplificateur d'impulsions 28, les sorties de ce dernier étant couplées à un enroulement primaire 29 d'un transformateur 30, tandis que les extrémités d'un enroulement secondaire 31 sont par ailleurs reliées à deux bornes 32 et 33 d'entrée de signaux de blocage du circuit 4 de commande de l'oscillateur. Le dispositif convertisseur de la figure 1 selon l'invention fonctionne de la façon suivante -le transistor 5 étant rendu alternativement conducteur et bloqué par le circuit 4 de commande de l'oscillateur, l'énergie emmagasinée dans le circuit magnétique du transformateur 7 pendant les périodes de conduction est restituée pendant les périodes de blocage par l'enroulement secondaire 8 sous la forme d'une tension alternative qui est redressée par la diode 9 à faible temps de recouvrement et filtrée par la cellule en ir. Après une période de blocage du transistor 5, l'oscillation ne peut redémarrer que lorsque les tensions aux bornes des différents enroulements du transformateur 7 sont retombées à zéro à cet instant précis, la bascule monostable 23 est déclenchée sur la borne 22 par le flanc arrière de l'impulsion fournie par la bascule de Schmitt 21, la durée de ce declenchement étant déterminée par la tension appliquée sur la borne 26 et résultant de la comparaison entre la tension de référence 25 et la tension de sortie du convertisseur. Lorsque la durée convenable de basculement est atteinte, le retour à l'état de repos de la bascule 23 produit une impulsion qui, amplifiée par l'amplificateur 28, provoque le blocage du transistor 5 ; lténergie magnétique accumulée pendant la conduction -est alors transférée à l'enroulement d'utilisation 8, et le proces sus se répète. Un accroissement de débit entre les bornes Il et 17 se traduit donc par une augmentation des durées respectives de conduction et de blocage du transistor 5, et inversement, ce qui fait que la fré- quence de fonctionnement varie de façon importante en fonction de la charge ; par contre, à charge constante, le rapport cyclique conduction-blocage varie en fonction des fluctuations de la tension du secteur afin de maintenir constant le transfert d'énergie vers l'utilisation. L'isolement galvanique des circuits de régulation et d'utili sation par rapport au secteur est assuré par la présence du trans formateur 30. Sur la figure 2, dont les références sont communes avec celles de la figure 1, le circuit redresseur 3 comporte deux groupes de deux diodes 35, 36 et 37, 38 montées en pont de redressement, les cathodes et anodes réunies des deux groupes de diodes précités étant reliées -respectivement aux bornes I et 2 du secteur alterna tif. Aux cathodes réunies des diodes 35 et 37 est connecte un con ducteur 39 de polarité positive, tandis qutaux anodes réunies des diodes 36 et 38 est connecté un conducteur 40 de polarité négati- ve, un condensateur électrochimique de filtrage 41 étant par ail leurs disposé entre les conducteurs 39 et 40. Le circuit 4 de commande de ltoscillateur comporte sur le transformateur 7 un enroulement d'entretien 42 dont une extrémité est reliée au conducteur négatif 40, l'autre extrémité étant réuni nie à l'anode dtune diode 43 et à l'armature positive d'un conden sateur électrochimique 44 , la cathode et 1 t armature négative des diode et condensateur précités étant couplées a' la base du transis tor 5 par deux résistances 45 et 46 montées en série. Au point commun aux résistances 45 et 46 est connecté tout à la fois une borne 47 d'entrée de sécurité de mise sous tension, et la cathode d'une diode 48 dont 'anode est reliée au conducteur négatif 40. Le transformateur 7 comporte un enroulement de blocage 49 dont une extrémité est reliée au conducteur négatif 40, l'autre extrémité étant connectée par une résistance 50 à la base d'un transistor 51, de type NPN, dont l'émetteur est relié au conducteur négatif 40, une diode 52 étant par ailleurs disposée entre la base et ledit conducteur négative, cathode côté base. Le collecteur du transistor 51 est relié tout à la fois au conducteur positif 39 par une résistance 53, et à la base d'un transistor 54, de type NPN, par une diode 55, cathode côt base. La base du transistor 54 est reliée par une résistance 56 au conducteur négatif 40, et à la cathode d'une diode 57 elle-meme montée en série avec une autre diode 58 dont l'anode est connectée par une résistance 59 au point commun à l'extrémité de l'enrou- lement 49 et de la résistance 50. L'émetteur du transistor 54 est réuni au conducteur négatif 40, tandis que le collecteur est relié tout à la fois au conducteur positif 39 par une résistance 60, et à l'anode d'une diode 61 dont la cathode est réunie à la base d'un transistor 62, de type NPN, dont le collecteur est directement relié à la base du transistor interrupteur 5 et l'émetteur au conducteur négatif 40, l'émetteur du transistor 5 étant par ailleurs réuni à l'anode d'une diode 63 dont la cathode est connectée au conducteur négatif 40. Les bornes 32 et 33 d'entrée de signaux de blocage du circuit 4 de commande de l'oscillateur sont reliées, l'une au conducteur négatif 40, et l'autre aux extrémités de deux résistances 64 et 65 ; l'autre extrémité de la résistance 64 est réunie à l'anode d'une diode 66 dont la cathode est reliée à la base du transistor 62, tandis que l'autre extrémité de la résistance 65 est connectée à la cathode d'une diode 67 montée en série avec deux autres diodes 68 et 69, l'anode de cette dernière étant réunie à la base du transistor 5. L'extrémité de l'enroulement 6 couplée au collecteur du tran sistor 5 est reliée à la base dudit transistor par une résistance 70, et à l'anode d'une diode 71 dont la cathode est réunie à une résistance 72, une diode zéner 73 et un condensateur 74 disposés en parallèle entre ladite cathode et le conducteur positif 39. Une diode 75 et une résistance Y6 montées en parallèle sont disposées entre le conducteur positif 39 et l'une des armatures d'un condensateur 77 dont l'autre armature est reliée au collecteur du transistor 5. La source de tension de référence 25 est alimentée par un conducteur positif 80 et un conducteur négatif.81 respectivement reliés à deux bornes 82 et 83 d'une source de tension Vb, la borne négative 83 étant par ailleurs reliée à la masse 12 ; la source 25 comporte une résistance 84 dont une extrémité est réunie au conducteur positif 80, l'autre extrémité étant reliée à la cathode d'une diode zéner 85 dont l'anode est reliée au conducteur négatif 81, un pot3ntiomètre 86 en série avec une résistance 87 étant disposés en parallèle sur la diode zéner 85. Le circuit comparateur 24 comporte un premier transistor 88, de type NPN, dont la base est reliée au curseur du potentiomètre 86 et le collecteur au conducteur positif 80 par une résistance 89, l'émetteur étant connecté au conducteur négatif 81 par une résistance 90. La base d'un deuxième transistor 91, de type NPN, est reliée par une résistance 92 au conducteur positif 16 de tension régulée, et par une résistance.93 au conducteur négatif 81, émetteur étant directement relié à l'émetteur du transistor 88 ; le collecteur du transistor 91 est relié au conducteur positif 80 par deux résistances 94 et 95 montées en série, le point commun de ces dernières étant réuni à la base d'un troisième transistor 96, de type PNP, dont l'émetteur est directement connecté au conducteur positif 80. Le collecteur du transistor 96 est relié au point commun d'une résistance ajustable 97 et d'une résistance 98 disposées entre le conducteur 80 et la borne 26 de sortie de réglage du temps de basculement de la bascule monostable 23. Pour des raisons pratiques, l'extrémité de l'enroulement 19 du transformateur 7 opposée à celle reliée à la borne 20, est réunie au conducteur positif 80, et non à la masse 12 comme il est figuré sur le schéma synoptique de la figure 1. Sur la figure 3, dont les références sont communes avec celles des figures 1 et 2, la bascule de Schmitt 21 comporte un premier transistor 100, de type PNP, dont la base est reliée au point commun de deux résistances 101 et 102 disposées en série entre le conducteur positif 80 et la borne 20 d'entrée de signaux de déclenchement ; la base du transistor îoe- est également reliée à la cathode d'une diode 103 shuntant la résistance 101, et par une résistance 104 au conducteur négatif 81 ; la base dtun second transistor 105, de type PNP, est reliée tout à la fois au collecteur du transistor 100 et au conducteur négatif 81 par une résistance 106.Les émetteurs réunis des transistors 100 et 105 sont reliés à la cathode dtune diode 107 dont l'anode est réunie au conducteur positif 80. , Le collecteur du transistor 105 est relié à la borne 22 de déclenchement de la bascule monostable 23, et également au conducteur négatif 81 par une résistance 108. La bascule monos table 23 comporte un premier transistor 109 de type PNP, dont la base est reliée à la cathode d'une diode 110 d'une part, l'anode de cette dernière étant Couplée par un condensateur 111 à la borne 22 et réunie àla cathode d'une diode 112 dont l'anode est connectée au conducteur positif 80 d'autre part, la diode 112 étant par ailleurs shuntée par une résistance 113. La base du transistor 109 est également connectée au point commun à deux résistances 114 et 115 disposées entre le conducteur positif 80 et le collecteur d'un deuxième transistor llq, de type NPN, dont l'émetteur est directement réuni au conducteur négatif 81. L'émetteur du transistor 109 est directement connecté au conducteur positif 80, le collecteur étant par ailleurs réuni tout à la fois au conducteur négatif 81 par une résistance 117, et aux bases réunies d'un troisième et d'un quatrième transistors 118 et 119, respectivement de type NPN et PNP. Les collecteurs des transistors 118 et 119 sont respectivement reliés aux conducteurs positif 80 et négatif 81, les émetteurs réunis étant connectés à la borne 27 d'entrée de l'amplificateur d'impulsions 28. La borne d'entrée 26 de réglage du temps de-basculement est reliée à l'anode d'une diode 120 dont la cathode est réunie à la base du transistor 116 d'une part, et aux émetteurs réunis des transistors 118 et 119 par un condensateur 121 et une résistance 122 montés en série d'autre part. La base du transistor 116 est reliée à la cathode d'une diode 123 dont l'anode est réunie par une résistance 124 aux émetteurs des transistors 118 et 119, l'ensemble diode-résistance précité étant shunté par un condensateur 125. L'amplificateur d'impulsions 28 comporte un transistor 126, de type NPN, dont la base est reliée à la cathode d'une diode 127 dont l'anode est couplée à la borne 27 par un condensateur 128 et une résistance 129 montés en série d'une part, et réunie au conducteur négatif 81 par une résistance 130 d'autre part, cette dernière étant shuntée par une diode 131 dont l'anode est connectée au conducteur négatif 81. ta cathode d'une autre diode 132 dont l'anode est réunie au conducteur négatif 81 est reliée à la base du transistor 126, la diode précitée étant par ailleurs shuntée par une résistance 133. L'une des extrémités d'un enroulement 134 du transformateur 30 est reliée au conducteur négatif 81, l'autre extrémité étant couplée à la base du transistor 126 par un condensateur électrochimique 135 en série avec une résistance 136. L'émetteur du transistor 126 est relié à l'anode d'une diode 137 dont la cathode est réunie au conducteur négatif 81, le collecteur étant par ailleurs relié tout à la fois à une extrémité de l'enroulement 29 du transformateur 30 et à l'anode d'une diode 138 dont la cathode est réunie par une résistance 139 au conducteur positif 80, l'autre extrémité de 1'enroulement 29 étant également reliée au conducteur 80. Sur la figure 4, dont les référenees sont communes avec celles des figures 1, 2 et 3, le dispositif de sécurité de mise sous tension comporte une résistance 140 dont une extrémité est réunie au conducteur positif 80, l'autre extrémité étant reliée à la cathode d'une diode zéner 141 dont l'anode est reliée au conducteur négatif 81, deux résistances 142 et 143 montées en série étant disposées en parallèle sur la diode zéner 141. La base d'un premier transistor 144, de type NPN, est reliée au point commun des résistances 142 et 143, l'émetteur étant réuni au conducteur négatif 81 par une résistance 145, et le collecteur étant directement relié au conducteur positif 80. La base d'un deuxième transistor 146, de type NPN, est reliée au point commun de deux résistances 147 et 148 disposées entre les conducteurs positif 80 et négatif 81 ; le collecteur du transistor 146 est réuni au conducteur positif 80 par une résistance 149, tandis que l'émetteur est directement relié à celui du tranc. sistor 144. La base du transistor 146 est égaiement reliée, d'une part à l'anode d'une diode 150 dont la cathode est réunie au conducteur positif 84 et, d'autre part à l'armature positive d'un condensateur 151 dont l'armature négative est connectée au conducteur négatif 81. La cathode d'une diode zéner 152 est reliée au conducteur positif 80, l'anode étant réunie d'une part au conducteursnéga- tif 81 par une résistance 155 et d'autre part à la cathode d'une diode 154 dont l'anode est connectée à la base du transistor 146. La base d'un transistor 155 > de type PNPJ est connectée au collecteur du transistor 146, tandis que l'émetteur est directement réuni au conducteur positif 80 ; le collecteur du transistor 155 est relié au conducteur négatif 81 par un relais électro-magnétique 156 à contacts repos shunté par une diode de protection 157 > cathode côté collecteur ; la base du transistor 146 et le collecteur du transistor 155 sont par ailleurs réunis par une résistance 158. Le circuit 4 de commande de l'oscillateur de la figure 2 présente les particularités suivantes -l'entretien des oscillations est assuré par l'enroulement 42 du transformateur 7, un autre enroulement 49 étant destiné à permettre le fonctionnement en court-circuit du convertisseur la résistance 70 assure le redémarrage de l'oscillation lorsque la tension aux bornes de l'enroulement 6 est tombée à zéro. Si le convertisseur peut théoriquement fonctionner en courtcircuit, en pratique, dans ce cas, la tension inverse fournie par l'enroulement 42 est trop faible et le transistor 5 travaille pratiquement base en l'air, ce qui entrante rapidement sa destruction. En liaison avec l'enroulement 49, la protection contre les courts-circuits est assurée au moyen des transistors 51, 54 et 62 de la façon suivante -au moment du court-circuit, l'enroulement 49 fournit encore une tension de tordre du demi-volt suffisante pour entraîner la conduction du transistor 51 à faible seuil de conduction (transistor au germanium) ; la conduction du transistor 51 en train le blocage du transistor 54 et la saturation du transistor 62, ce qui porte la base du transistor 5 au potentiel du conducteur négatif 40, le blocage complet de ce dernier étant assuré par le seuil de la diode d'émetteur 63. En fonctionnement normal, la tension fournie par l'enroule- ment 49 est supérieure à la tension de seuil des deux diodes en série 57 et 58 et le transistor 54 est rendu conducteur en même temps que le transistor 51, entraenant ainsi le blocage du transistor 62. Le fonctionnement correct du convertisseur exige que le cir -cuit magnétique du transformateur 7 possède un entrefer, ceci afin d'éviter toute saturation dudit circuit ; la présence de cet entrefer augmente l'inductance de fuite, ce qui provoque des surtensions parasites susceptibles d'entrainer le claquage des jonctions du transistor 5 ; cette éventualité est évitée par la présence d'un circuit écrêter constitué par la diode zéner 73, le circuit RC 72-74 et la diode rapide 71. La présence du condensateur 77 empeche le produit -VCE x IC du transistor 5 de dépasser la valeur limite instantanée admissible en accroissant légèrement le temps de montée de la tension VCE lors du régime transitoire de passage en blocage ; pendant cette diode, la résistance 76 est court-circuitée par la diode rapide 75 ; par contre, cette dernière étant bloquée lors de la conduction du transistor 5, le courant de décharge du condensateur 77 est limité par la présence de ladite résistance. Le circuit comparateur 24 fonctionne comme un amplificateur différentiel travaillant en classe A ; le transistor 96 agit par la borne 26 sur le temps de basculement de la bascule mono stable 23 (fig. 3), tandis que la résistance ajustable 97 contre le temps maximal de basculement, et partant le courant maximal débite par le convertisseur. La source de tension de référence 25 est constituée par la diode zéner 85 shuntée par un pont comprenant le potentiomètre 86 qui permet d'ajuster-la tension de sortie du convertisseur. La bascule de Schmitt 21 (fiv. 3) est du type à deux transistors couplés par les émetteurs, la diode 107 déterminant le seuil de basculement tandis que la diode 103 protège la base du transistor 100 des surtensions parasites. La bascule met en forme les impulsions délivrées par l'enroulement 19 du transformateur 7 (fig. 2) appliquées à la borne 20, le signal mis en forme étant prélevé sur le collecteur du transistor 105. Les trois transistors 109, 116 et 118 de la bascule monostable 23 sont conducteurs à l'état de repos ; le circuit de réaction constitué de la diode 123 et de la résistance 124, permet de maintenir conducteurs le transistor 116 et par suite le transistor 109, ceci quelle que soit la valeur du courant provenant du comparateur 24 par la borne 26. La bascule est déclenchée par une impulsion positive (Fig. 5c et 6c) provenant de la borne 22 par l'intermédiaire du condensateur 111 et de ia diode 110 qui transmet le front positif de l'impulsion sur la base du transistor 109 qui se bloque. Le condensateur 121 se décharge alors linéairement par la borne 26 à travers le transistor 96 du comparateur 24 (fig. 2) qui constitue un générateur de courant, le temps de basculement du monostable étant alors directement déterminé par la valeur dudit courant. L'amplificateur d'impulsions 28 est un oscillateur à blocage (blocking) déclenché par les impulsions issues de la bascule monostable 23 par la borne 27 (fig. 5d et 6d), à travers un circuit de commande constitué des résistances 129-130, du condensateur 128, de la diode 131 et de la diode 127 qui transmet l'impulsion positive de mise en conduction du transistor 126 ; la réaction positive est assurée par l'enroulement 134 couplé à la base du transistor.On recueille ainsi entre les bornes 32 et 33, cette dernière étant reliée à la masse (fig. 2), des impulsions négatives rectangulaires d'une durée de l'ordre de 5 ps (fig. 5e et 6e), suiviesd 'une pointe de tension positive dont la durée de décroissance peut être ajustée par la valeur de la résistance 139 en série avec la diode 138 d'écrêtage des surtensions. Le blocage total du transistor 126 est par ailleurs assuré par la présence de la diode d'émetteur 137. Les impulsions de blocage issues de la borne 32 sont appliquées à un double réseau (fig. 2) comprenant, l'un la résistance 65 et les trois diodes 67 > 68 et 69, et l'autre la résistance 64 en série avec la diode 66. Le premier réseau permet d'appliquer les impulsions négatives de blocage à la base du transistor 5, la tension de seuil des trois diodes en série étant supérieure à la tension entre base et masse du transistor 5 lorsque ce dernier est conducteur, ce qui assure l'isolement du circuit de blocage lors de cette phase de fonctionnement. Le second réseau permet de prolonger le temps de blocage du transistor 5 au delà de la durée des impulsions négatives de blocage appliques à sa base ; en effet, en fonctionnement à vide ou à très faible débit, le temps de conduction du transistor est très bref eu égard à la faible énergie à transférer ; comme par ailleurs les impulsions de blocage sont également très brèves, il en résulterait dans ces conditions une fréquence élevée de fonctionnement dépassant les possibilités du transistor 5. Afin de pallier ce défaut, le transistor 62 est rendu conducteur, dès la fin de l'impulsion négative de blocage, par la pointe de tension positive qui la suit immédiatement ; dans ces conditions, le transistor 5 est maintenu bloqué par la conduction du transistor 62 pendant un laps de temps qui peut être ajusté par la valeur de la résistance 139 (fig. 3), comme indiqué plus haut ; il en résulte une diminution de la fréquence limite de fonctionnement compatible avec les caractéristiques de fréquence de coupure du transistor 5. Le dispositif de sécurité de mise sous tension de la figure 4 empêche le démarrage du convertisseur tant que la source Vb dlali- mentation des circuits annexes n'est pas établie à sa valeur normale et assure également l'arrêt immédiat dès que ladite source subit une chute accidentelle de tension de 10 %. I1 comporte un amplificateur différentiel (transistors 144 et 146) qui compare la tension de la source Vb, appliquée par un pont de résistances 147-148 à la base du transistor 146 , à la tension de référence fournie par la diode zéner 141 , la temporisation étant assurée par le temps de charge du condensateur 151 à travers la résistance 147. En cas de baisse accidentelle de la tension Vb, la décharge rapide du condensateur 151 s1 effectue tout à la fois par la diode 150 et la diode 154 en série avec la résistance 153 , la diode zéner 152 étant bloquée à ce moment. Le transistor 146 commande le transistor 155 qui assure l1ali- mentation de la bobine du relais 156 protégé par la diode 157. Le transistor 155 forme avec le transistor 146 une bascule de Schmitt à faible hystérésis définie par la valeur de la résistance de réz tro-couplage 158. Tant que la valeur de la tension de la source Vb est inférieure à la valeur du seuil fixés que ce soit à la mise sous tension ou lors d'une baisse accidentelle, les bornes 33 et 47 sont court-circuitées , ce qui met la base du transistor 5 (fig. 2) au potentiel de la masse, empêchant ainsi tout démarrage du convertisseur. Le relais 156, nécessaire pour assurer l'isolement galvanique du circuit de protection par rapport au secteur, peut être remplacé par exemple par un dispositif à photo-couplage. Les oscillogrammes 5a et 6a montrent la tension Vce du transistor 5, les oscillogrammes 5b et 6b le courant Ic du même transistor, les oscillogrammes 5c et 6c la tension de base du transistor lO9, les oscillogrammes 5d et 6d la tension d'émetteur des transistors 118 et ll9, les oscillogrammes 5e et 6e la tension de la borne 32 et les oscillogrammes 5f et 6f le courant de la diode 9. Les oscillogrammes de la figure 5 montrent l'effet d'une diminution de débit du convertisseur se produisant à l'instant matérialisé par une ligne verticale en traits interrompus. A gauche de la ligne verticale, le transistor 5 (fig. 5a) est bloqué pendant le temps tl et conducteur pendant le temps t2, le rapport cyclique étant dans cet exemple égal à l'unité ; par suite de la diminution du débit, les temps de blocage et de conduction deviennent respectivement t3 et t4, pour un rapport toujours égal à l'unité, et la fréquence de récurrence s'accro2t, A cet instant, la diminution de débit s'observe par la décroissance des courants de crêtes et moyens du collecteur du transistor 5 (fig. 5b), et de la diode de redressement 9 (fig. 5f). Les oscillogrammes de la figure 6 montrent effet, à débit constant, d'un accroissement de la tension fournie par le redresseur 3 se produisant à l'instant matérialisé par une ligne verticale en traits interrompus. A gauche de la ligne verticale, de même que sur la figure 5, le transistor 5 est bloqué pendant le temps tl et conducteur pendant le temps t2, le rapport cyclique étant égal à l'unité ; à droite de la ligne verticale, le temps de blocage tl n'a pas varié, mais parcontre le temps de conduction t5 a diminué de façon à 5 transférer une même quantité d'énergie vers l'utilisation, et le rapport cyclique tl/t5 devient différent de l'unité. On observe alors un accroissement du courant de crête du collecteur du transistor 5 (fig. 6b), parallèlement à une diminution du courant de crête de la diode 6 (fig. 6f), de façon à maintenir un courant moyen Im de même valeur à droite et à gauche de la ligne verticale. L'exemple de réalisation du convertisseur selon l'invention décrit ci-desus se rapporte à une alimentation d'un rendement global de 75 % fournissant un débit de 2,5 A sous 48 V ; le taux de régulation entre la marche à vide et la pleine charge, ainsi que pour une variation de tension du secteur de - 10 , est de 10 Le temps de réponse, tant à un accroissement qu a une diminution de débit, est de lfordre de 150 vues, et les pointes de surtension (dépassement) sont inférieures à 0,5 % de la tension de sortie. La fréquence de récurrence varie de 60 KHz avide, 20 KHz à pleine charge et 1 KHz pour le fonctionnement en court-circuit. De façon connue, il est possible d'obtenir avec le dispositif convertisseur selon l'invention plusieurs tensions de grandeurs et de signes différents en disposant plusieurs enroulements secondaires, munis chacun d'une diode de redressement et d'un circuit de filtrage, sur le noyau magnétique du transformateur 7 ; dans ce cas, les performances de régulation indiquées ne peuvent être assurées que pour la tension sur laquelle est connectée la boucle de régulation, les autres tensions ne bénéficiant alors que d'un taux de régulation de Tordre de îo2. --REVENDICATIONS 1.- Dispositif convertisseur de tension continu-continu régulé auto-oscillant du type dit "à découpage", comportant notamment une source de tension de référence, un circuit comparateur de tension, un circuit oscillateur comprenant un transistor interrupteur disposé entre une source de tension continue non régulée et l'enroulement primaire d'un transformateur muni d'au moins un enroulement secondaire auquel sont raccordés une diode de redressement à faible temps de recouvrement et un réseau de filtrage, caractérisé en ce qu'il comporte une bascule-monostable munie d'une première borne de déclenchement et d'une seconde borne de réglage du temps de basculement, la première borne étant reliée à la sortie d'un circuit de mise en forme dont la borne d'entrée est couplée à un enroulement de déclenchement du transformateur, la seconde borne étant réunie à la sortie du circuit comparateur > et en ce que la sortie de la bascule monostable est reliée à la borne d'entrée d'un amplificateur d'impulsions dont la sortie est couplée au circuit oscillateur. 2.- Dispositif convertisseur de tension selon la revendica tion'l, caractérisé en ce que le circuit de mise en forme est un montage connu sous le nom de "bascule de Schmitt". 3.- Dispositif convertisseur de ténsion sélon l'ensemble des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que l'amplificateur d'impulsions est un oscillateur à blocage (blocking). 4.- Dispositif convertisseur de tension selon l'ensemble des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le couplage entre l'amplificateur d'impulsions et l'oscillateur est réalisé au moyen d'un transformateur. 5.- Dispositif convertisseur de tension selon l'ensemble des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le transformateur comporte un enroulement de blocage couplé à la base du transistor interrupteur par une channe de trois transistors montés en cascade. 6.- Dispositif convertisseur de tension selon l'ensemble des revendications 1 à-5, caractérisé encre que l'enroulement secondaire du transformateur d'impulsions est couplé par des diodes à types de conductibilité opposés respectivement à la base du transistor interrupteur et à la base du dernier transistor de la channe spécifiée dans la revendication 5. 7.- Dispositif convertisseur de tension selon l'ensemble des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de sécurité de mise sous tension comportant une source de tension stabilisée et une bascule de Schmitt connectée à une source dtali mentation auxiliaire du dispositif selon l'invention. 8.- Dispositif convertisseur de tension selon ltensemble des revendications I à 7 caractérisé en ce que le circuit de sécurité de mise sous tension est couplé à la base du transistor interrupteur par l'intermédiaire d'un relais électro-magnétique. 9.- Dispositif convertisseur de tension selon l'ensemble des revendications I à 7, caractérisé en ce que le circuit de sécurité de mise sous tension est couplé à la base du transistor interrupteur par un dispositif à photo-couplage.