Brevet FR2281575A1 — publié le 19760305

La présente invention est relative a un appareil localisateur de sources radioélectriques. Elle a trait plus particulièrement à un radioeaniomètre portable simplifié, utilisable notamment en ondes décimétriques. Les appareils localisateurs de sources ou radiogoniomètres sont connus depuis longtemps et ont été réalisés sous diverses formes en utilisant les propriétés directrices de cadres ou de groupements de deux antennes parallèles (système ADCOCK). Dans ces appareils classioues la direction de la source correspondait à l'annulation du signal reçu ; toutefois, comme il existait une incertitude de 1800, on "levait le doute" en associant aux cadres ou aux antennes parallèles une antenne verticale omnidirectionnelle de façon à n'avoir plus qu'un seul zéro. Ces radiogoniomètres fonctionnant dans les bandes haute fréquence -donc d'un encombrement considérable- étaient installes dans des stations fixes. Plus récemment pour les besoins des systèmes de poursuite on a conçu les Radars dits "Monopulsés" utilisant les hyperfréquences qui, pour assurer leurs fonctions goniométriques, sont constitués d'un aknen de réception tournant à deux collecteurs d'ondes de haute directivité, donc très encombrants, avant des diagrammes de rayonnement divergents enchevêtrés. La direction de la cible correspond soit à l'égalisation des amplitudes des signaux A1 et A2 reçus par les deux collecteurs, soit à l'égalisation de leurs phases. La comparaison des deux signaux A1 et A2 ne s'effectue pas directement en hyperfréquence mais à la sortie de deux chaînes identiques de réception comportant des changeurs de fréquence, des amplificateurs et des organes de détection et l'inconvénient d'une telle disposition réside dans les variations des organes des deux chaînes notamment des amplificateurs dont le gain ou le déphasage peuvent changer au cours du temps ; aussi pour pallier cet inconvénient remplace-t-on souvent A1 et A2 par des fonctions équivalentes par exemple (A1 - A2) et A1 + A2) de telle façon que les variations des organes de la chaîne qui traite A1 ~ A2 n'aient aucune influence sur la définition de la direction de la cible. On constate donc que presque toujours ,dans les radiogoniomètres classiques comme dans les Radars "Monopulsés",la direction de la source ou de la cible correspond à l'annulation d'un signal à haute fréquence : on conçoit qu'un tel procédé conduise à limiter la portée et/ou la précision de l'appareil localisateur en raison du bruit des récepteurs. L'objet de l'invention est un appareil localisateur de sources peu encombrant, portable et cependant de bonne précision qui permet de comparer les amplitudes ou les phases des signaux reçus par deux collecteurs d'ondes à diagrammes de rayonnement enchevêtrés sans associer la recherche de la direction de la source à celle de l'annulation d'un signal haute fréquence. Un autre objet de l'invention est un système simnle de collecteurs d'ondes destiné à un appareil localisateur de sources en ondes décimétrinues. Selon une caractéristique de l'invention les signaux reçus et traités par deux groupes de collecteurs d'ondes à diagrammes de rayonnement enchevêtrés, qui peuvent d'ailleurs avoir des éléments communs,sont comparés à la sortie d'une seule chaine de réception comportant essentiellement en cascade des amplificateurs, des changeurs de fréquence et un détecteur, des premiers moyens de commutation permettant de commuter périodiquement I'entrée de la channe de réception sur l'une ou l'autre des sorties des deux groupes de collecteurs d'ondes, tandis qu'à l'aide de seconds moyens de commutation la sortie de ladite channe est commutée au même rythme sur l'une ou l'autre entrée d'un comparateur d'amplitude dont la sortie commande un indicateur qui se déclenche lorsque la différence desdites amplitudes est supérieure à une valeur donnée indiquant ainsi la direction de la source à localiser définie par rapport à des axes propres aux collecteurs d'ondes. On remarque donc que pour la direction cherchée, les signaux reçus par les collecteurs d'ondes peuvent être voisins d'une valeur maximale ce qui évite les inconvénients cités dans le préambule de la recherche d'un signal nul ; les amplitudes sont comparées dans les mêmes conditions puisque le gain complexe de la chaîne de détection ne peut pas varier pendant les intervalles très brefs entre commutations successives. Selon une autre caractéristique de l'invention les premiers moyens de commutation entre l'entrée de la channe de réception et chacune des sorties des deux groupes de collecteurs d'ondes sont constitués par deux premiers éléments unidirectionnels non inductifs présentant une petite ou une grande résistance selon la tension qui leur est appliouée par l'intermédiaire d'un générateur de signaux rectangulaires (tel qu'un multivibrateur de basse fréquence f (= T)). De meme les seconds moyens de commutation entre la sortie de la chaîne de réception et les entrées du comnarateur sont constitués par deux seconds éléments unidirectionnels présentant une petite ou une grande résistance selon la tension qui leur est appliouée par l'intermédiaire du meme générateur de signaux rectangulaires. Pratiouement on peut prendre comme premiers éléments unidirectionnels des diodes P.I.N -et comme seconds éléments unidirectionnels des transistors-. Selon une caractéristique d'un mode de réalisation de l'invention le choix de f dépendra de la nature de la source et de la rapidité des m mouvements imposes à l'appareil localisateur selon l'invention. Si par exemple la source est modulée par impulsions de fréquence de récurrence fr et que les déplacements de 11 appareil localisateur correspondent à une fréquence maximale f1 -ce qui est le cas notamment d'un équipement dont les collecteurs d'ondes tournent à la vitesse angulaire 2# f1- on choisira pour fm une valeur de l'ordre de Le dispositif de comparaison par commutation selon,l'invention décrit jusqu'à pressent peut etre utilisé en principe dans tout appareil localisateur comportant deux groupes de collecteurs d'ondes qui peuvent d'ailleurs avoir des éléments communs. D'une façon connue les deux signaux à radiofréquence sue l'on compose ant des amplitudes et des phases relatives qui dépendent de l'orientation de la source à localiser par rapport à des axes propres aux groupes de collecteurs d'ondes; on agence les collecteurs d'ondes de telle façon que l'un des signaux ait une amplitude inférieure à l'autre sauf dans une zone très étroite qui définit avec une précision angulaire ## la direction de la source radioélectrique. Les deux groupes de collecteurs comportent donc des aériens à diagrammes directifs d'autant plus directifs d'ailleurs que ## est plus petit. Selon une caractéristique d'une réalisation particulière conforme à l'invention et applicable à des appareils simples et portables les groupes de collecteurs d'ondes colportent sur un plan de masse - un premier aérien constitué par un dipôle quart-d'onde associé à un ou plusieurs brins parasites réflecteurs ; - un second aérien identique au premier et placé à une distance D de celui-ci ; - un troisième aérien constitué par un dipôle - rayonnement de préférence omnidirectionnel- et placé, par exemple, au milieu de la droite joignant les dipôles qnart-d'onde des premier et second aériens. Le premier collecteur d'ondes est l'association des premier et second aériens et de premiers moyens de combinaison propres à faire la source E des signaux qu'ils reçoivent séparément pour obtenir,après l'avoir atténué éventuellement,un premier signal utile dit encore signal "somme" ou signal "z" ; le second collecteur d'ondes est l'association des trois aériens et de seconds moyens de combinaison propres à faire la différence A des signaux que reçoivent séparément les deux premiers aériens,propres aussi à atténuer éventuellement A et, enfin, propres à y ajouter le signal A reçu par le troisième aérien pour obtenir un deuxième signal utile dit signal "a + A". La distance D est choisie de telle façon que l'appareil localise la source dans la direction normale à la droite joignant les premier et second aériens et opposée aux brins parasites réflecteurs. Les objets et caractéristiques de la présente invention apparaltront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins ci-annexés dans lesquels : la figure 1 représente la distosition des aériens dans un rode de réalisation particulier de l'invention pour une source à localiser fonctionnant à 2 GHz. la figure 2 donne des courbes représentatives des signaux "#" et "#" + A dans le cas de la disposition d'aérien selon la figure 1 la figure 3 est le schéma d'ensemble d'un appareil localisateur selon l'invention. La figure 1 donne un exemple de la disposition des aériens intervenant dans la constitution des deux groupes de collecteurs d'ondes pour un localisateur de sources à la fréquence F = 2 0Hz (# = 15 cm). Les dipôles de ces aériens sont normaux à un un plateau de masse 1. Le premier aérien est constitué par un dipôle actif quart-d'onde 2a associé à un brin parasite réflecteur 3a court-circuité au plateau de masse 1 et distant de #/4 de 2a. De même le second aérien est constitué par un dipôle actif quart-d'onde 2b associé à un brin parasite réflecteur 3b,court-circuité au plateau de masse 1 et distant de 4 de 3b. Les bases de 2a, 2b, 3b, 3a sont situées au sommet d'un rectangle de grand côté D et de petit côté #/4. La normale au centre du grand côté 2a - 2b, dans le sens indiqué par la flèche 4, M finit l'axe propre des collecteurs d'ondes et,en azimut, les angles @ de la position de la source sont mesurés à partir de cet axe. Le troisième aérien est constitué par un dipôle actif quart-d'onde 5 normal à 1 dont la base est située au milieu du grand côté défini par 2a et 2b. A travers le plateau de masse 1, les dipôles 2a, 2b et 5 viennent alimenter des circuits aui constituent les premier et second moyens de combinaison pour obtenir les signaux "z" et "A + A1t. On reviendra plus loin sur leur réalisation. On va maintenant examiner quantitativement comment se combinent les rayonnements des trois aériens pour produire lesdits signaux "#" et "# + #". On représente par Eejwt le champ rayonné de façon isotrope par l'une des trois antennes 2a, 2b ou 5 supposées isolées et convenablement adaptées. Le champ rayonné par l'aérien 2a - 3a (comme celui rayonne par l'aérien 2b - 3b) est assez bien représenté par la fonction F (m) F (#) = E (1-pej [# - #/2 cos #]) ejwt où p représente le rapport entre l'impédance propre de 2a et l'impédance de couplage entre 2a et 3a et où e représente un angle oui est fonction de la hauteur du brin parasite 3a. Dans un exemple type (# = 1/2 et # = - #/4 ) ; /F (#) / représente le diagramme de rayonnement en puissance prend la forme /F (+) /2 = E2 [1,25 + sin (#/2 cos # #/4) ] /F (#) / est maximal et vaut 2E pour # = 0 (gain : 3 dB) , 2# est minimal et vaut 0,25E pour # = # = ( 120 ) 3 Enfin pour # = # (# 180 ) /F (#) / vaut : = 0,5 E. On constate immédiatement qu'un aérien (2a - 3a) peut constituer en soi un radiogoniomètre rudimentaire puisqu'il permet de lever le doute. Le diagrane de rayonnement de chacun des premier et second aériens (2a - 3a) et (2b - 3b) est représenté sur la courbe a de la figure 2. En fait le diagramme de rayonnement de chacun de ces aériens est modifié par la présence du brin parasite réflecteur de l'autre ; toutefois si la distance D est assez grande, la perturbation est assez faible et l'allure des diagrammes n'est pas suffisamment affectée pour changer les conclusions de la présente analyse. On remarque que F (#) peut encore s'écrire F (#) = Eg (#) ejh(#) g et h étant des fonctions de t ; 20 log g (#) mesure en dB le gain de l'aérien 2a - 3a (ou 2b - 3b) dans la direction #. Un calcul simple montre que /tg h/ est au maximum égal ce qui pour p = 2 correspond à un angle h (+) = + 300. Il est possible maintenant d'examiner,à partir des signaux reçus par 2a - 3a, 2b - 3b et 5,quelssontle signal "#" et le signal "A + t" obtenus par les premiers et seconds moyens sans préciser actuellement la structure desdits moyens. Pour la constitution du signal "#" les signaux reçus par 2a - 3a et 2b - 3b sont additionnés en phase. Comme il est connu "#" est alors égal #D à F (#) multiplié par le fonction d'alignement : 2 cos ( sin #) soit : # = 2Eg (#) ejh(#) cos ( sin #) et en module : /#/ = 4E g cos ( sin #). # Pour la constitution du signal "différence" A les signaux reçus par 2a - 3a et 2b - 3b sont additionnés en opposition de phase et pour obtenir le deuxième signal utile "A + A" on y ajoute, avec une phase convenable u, le signal A = E k (+) ej (+) reçu par l'antenne 5. Dans le cas actuel k (+) = 1 et 9 = O puisque l'antenne 5 est omnidirectionnelle. L'introduction de k (+) et de 1 (+) permet d'une façon genérale de mieux comprendre le fonctionnement du dispositif. Un calcul simple montre que /A + #/ vaut #D #D /A + #/ = E [4g sin ( sin #) + 4gk sin ( sin #) sin (1-h-u) + k] #D qui lorsque A est nul s'écrit : /#/ = 4E g sin ( sin #). # Selon l'invention on compare /#/ et /A + #/ et la direction de la source est obtenue lorsque par exemple /#/ > /A + #/. Cela signifie qu'il ne doit pas y avoir d'ambiguite et aue cette condition doit être satisfaite une seule fois lorsnue # varie de - n à n et cela pour une bande étroite ## centrée sur # = 0. La différence /A + #/ - /#/ vaut : #D 2#D /A + #/ -/#/ = k + 4gk sin ( sin #) sin (1-h-u) - 4g cos ( sin #) # # On remarque immédiatement que si k = O, /A + #/ - /#/ est négatif 2#D dans plusieurs zones pour lesquelles cos ( sin #) est positif, cette # observation permet de comprendre dès l'abord l'utilité de l'antenne 5. On considère maintenant la fonction Y Y = x2 + 4X sin a sin ss - 4 cos 2 a. où : X = k(#) , g(#) a = X sin #, ss = 1(#) - h(#) - u ; la fonction Y doit demeurer positive sauf pour une petite bande angulaire ## centrée sur # = 0. De plus il est important que Y prenne des valeurs à peu près égales pour les angles + # et On suppose donc dès l'abord que ss = ## Y devient Y = X - 4 cos 2a = X - - 4 cos (2##) sin #) # Y reste constamment positif si X > 2. Il est donc nécessaire que X soit inférieur à 2 pour # = n. Y s'annule pour les angles # = + #/2 ce qui donne comme solution (relation 1) Comme k et g correspondent à des diagrammes de rayonnement relativement peu directifs, on peut considérer que : X(O) = X (##) (relation 2). 2 ## ## Pour les valeurs de # extérieures à l'intervalle - , + , 2 2 Y doit toujours être positif et l'on doit particulièrement s'attacher à satisfaire cette condition pour les valeurs #M de # (excluant # = n) telles que D/# sin #M = 0, # 1, # 2 pour lesquelles cos (2#D sur #M) = 1 ce qui implique que X (#M) soit supérieur à 2. Compte tenu de l'allure du gain g en fonction de #, cette condition doit etre satisfaite pour #1 = + arc sin D (relation 3). On remarque sur les relations (1) et (2) que X (O) ne change nas D lorsque @/# ## ## demeure constant. On a intérêt à avoir ## aussi petit que possible ce qui conduit à augmenter D ; mais on est limite dans cette voie car,d'après la relation (3),/#1/ diminue lorsque D augmente et il y a un risque de ne pas avoir X (#1D) > 2. A titre d'exemple, si 'D/# = 1 et ## = 10 , on trouve : X (0) = 3,4 et #1 = + 900 Pour #1 = + 900, il est nécessaire que X (900) > 4 4 Si l'on suppose l'antenne 5 omnidirectionnelle : (k = 1 et 1 = O) 1 on a : g (0) = 3,4 g (90) 4 Cela signifie qu'il convient de réduire très nettement le gain g d'un facteur constant pour toutes les valeurs de #. Selon les moyens de l'invention si l'on se réfère aux expressions de /#/ et /#/ il suffira d'introduire à la sortie du premier collecteur d'ondes un premier atténuateur faisant partie des premiers moyens de combinaison qui raménera g à la valeur convenable et vers la sortie du second collecteur d'ondes,mais en amont du point d'injection du signal reçu par le troisième aérien,un deuxième atténuateur de meme valeur d'atténuation que le premier, soit en l'occurence 3,4 x 1,96 = 6,7 (8,3 dB). Toujours selon les moyens de l'invention les deux atténuateurs de meme atténuation pourraient etre placés à la base des dipôles 2a et 2b. On remarquera immédiatement en considérant l'expression de /#/ que la sensibilité du récepteur est diminuée par l'utilisation du dispositif selon l'invention et qu'en définitive le gain du premier collecteur d'ondes qui produit le signal "somme" est, pour + = O, égal à 3,4 (0,2 dB). il convient de remarouer ici que l'on peut conserver tout le gain d'antenne du premier collecteur d'ondes qui produit le signal "E" en hyperfréquence en plaçant l'atténuation convenable a la sortie de la chalne unique de réception sur la voie de détection de l'amplitude du signal "z". il est possible, en accroissant ## d'augmenter ce gain jusqu'à 2 (3 dB) par exemple, soit g (0) = 1 soit ## # 20 . 2 g(90) On doit avoir en outre g(0) g(90) puisque, si l'on se réfère à la courbe a de la figure 2 : = 0,36. g(@) On a suppose jusqu'ici que : 1 (#) - h (#) - u = pN Pans le cas considéré 1 (#) = 0 il reste donc : - (h(#) + u) = p#. Cette condition est impossible à satisfaire rigoureusement pour toute valeur de #. Si elle est satisfaite pour # = 0, la fonction Y reste ## ## pratiquement symétrique dans la zone utile - à + . Pour les autres 2 2 valeurs de #, il y a une légère dissymétrie, Y ne prenant pas la même valeur pour + # et - f ; toutefois compte tenu des faibles variations de h (m) ##, ## la condition Y > 2 reste satisfaite hors de l'intervalle - , si le 2 2 gain g est suffisamment directif. Dans une mesure assez précise, le fait que ## ruisse atteindre 200 n'est pas gênant ; il suffit de repérer sur un appareil de mesure un angle #1 pour lequel /#/ - /A+ #/ passe d'une valeur négative à une valeur positive , puis un angle #2 pour lequel /#/ - /A + #/ revient à une #1 + #2 valeur négative. La direction de la source correspond à #1 # 2 , elle peut etre définie avec une précision de l'ordre du degré. Pour mieux illustrer l'exposé qui précède on a représenté à la figure 2 /#/ sur la courbe b : = 4 g cos (# sin #) en fonction de # E avec g (0) = 1/2, ce qui signifie que l'atténuation &alpha; du signal # initial doit etre égale à 4 (6 dB). sur la courbe c : /A + #/ = 4 g sin (# sin #) + 1 ce qui signifie que E l'on suppose la phase ss égale à un multiple de k# et indépendante de #. La différence des abcisses de b et c n'est positive que dans une zone étroite (zone hachurée). La figure 3 représente un dispositif selon l'invention destiné à la localisation de sources fonctionnant aux environs de 2 0Hz et qui produisent soit des ondes entretenues soit des ondes modulées en amplitude (par impulsions par exemple). Le dispositif comporte quatre sous-ensembles principaux notés I, II, III, IV. Le sous-ensemble I est destiné au traitement des signaux en provenance de la source : on l'appellera dans la suite "bloc hyperfréquence". Le sous-ensemble II dit "boite noire" comporte des circuits complexes changeurs de fréquence, amplificateurs, filtres de bande, etc... et se termine par un amplificateur à moyenne fréquence (quelques Mégahertz). Cette "boite noire" transforme les signaux issus du "bloc hyperfréquence" en signaux à moyenne fréquence oui sont traites par le sous-ensemble III. Le sous-ensemble III groupe les organes de la détection ou de la démodulation des signaux issus du sous-ensemble II et aussi ceux de la comparaison des amplitudes des signaux recueillis par les deux groupes de collecteurs d'ondes. On l'appellera dans la suite "bloc de comparaison". On remarquera que selon l'idée principale de l'invention le bloc hyperfréquence et le bloc de comparaison comportent chacun deux voies correspondant aux deux groupes de collecteurs d'ondes mais que la "boite noire" ne comporte qu'une seule voie. Le sous-ensemble IV ou "bloc de commutation" est un simple multivibrateur créateur de signaux rectangulaires à fréquence relativement basse f = T m T muni de deux sorties Q et Q où apparaissent deux tensions complémentaires. Ces sorties sont connectées en des points convenables au bloc hyperfréquence et au bloc de comparaison ; les tensions complémentaires assurent la commutation d'une voie à l'autre. Le bloc hyperfréquence I : Ses circuits sont constitués par des lignes de transmission couramment utilisés aux environs de 2 GHz : lignes coaxiales, lignes tri-plaques, lignes "sandwich", etc... avec des transitions convenablement adaptées. Chacune des deux voies de transmission est sur la figure 1 représentée par un seul conducteur. On retrouve sur la figure 3 avec une représentation différente de celle de la figure 1 le plan de masse 1, les dipôles actifs 2a et 2b, les brins réflecteurs 3a et 3b,le dipôle actif 5. Les dipôles 2a et 2b sont couplés et adaptés aux deux bras d'entrée d'un anneau hybride 6 placé sous 1. Les bras de sortie 7a et 7b de 6 portent respectivement les signaux Z et b. Le dipôle 5 est couplé à une ligne de transmission 8 ; sur la ligne 8 on trouve successivement un déphaseur hyperfréquence 9 ajustable -destiné à donner à (l-h-u) la valeur convenable- et un coupleur directif 10. Le bras 7b de 6 aboutit sur l'entrée latérale de 10, de telle sorte qu'è la sortie de 10 on trouve le signal hyperfréquence : A + ah, a étant l'atténuation apportée par 10 et nécessaire à la mise en oeuvre du dispositif selon l'invention. Le bras 7a de 6 aboutit sur l'entrée d'un atténuateur ajustable 11 qu'on peut amener à la valeur d'atténuation en puissance &alpha; de telle sorte qu'à la sortie de 11 on trouve le signal hyperfréquence E. Il convient de noter dès maintenant que selon le principe de l'invention, l'atténuateur 11 peut être supprimé, l'atténuation a du signal Z étant alors effectuée dans le bloc de comparaison III sur le signal à moyenne fréquence issu de la Moite noire" II ; cette dernière solution est préférable car l'on conserve jusqu'à la détection de Z le bénéfice du gain important de l'ensemble des aériens 2a - 3a et 2b - 3b.(sources "alignées"). A la sortie de 11 la voie 12a porte le signal &alpha;# ou Z selon la solution adoptée ; à la sortie de 10, la voie 12b porte le signal A + at. Les voies 12a et 12b se poursuivent vers la droite par des organes de disposition symétrique décrits ci-dessous, puis se réunissent à l'entrée de la "boite noire" II dont l'impédance est supposée égale à l'impédance caractéristique des lignes de transmission constituant les voies 12a et 12b. Les organes de commutation entre les deux voies sont représentés par des diodes PIN 13a et 13b qui offrent une très grande ou une très faible résistance selon la tension qui leur est appliquée. 13a et 13b sont respectivement alimentées à travers des inductances de choc 14a et 14b par les sorties Q et Q du bloc de commutation IV. Des condensateurs de découplage 15a - 16a et 15b - 16b isolent, en basse fréquence, les voies 12a et 12b du bloc IV. Les diodes 13a et 13b sont placées en parallèle sur les voies 12a et 12b à une distance de l'entrée de la "boite noire" II égale à un auart de longueur d'onde ; dans ces conditions pendant l'alternance de la tension de commande issue de IV qui donne à 13a une distance très grande, la résistance de 13b est très petite ; la voie 12a est transparente et le signal Z (ou &alpha;# selon le cas) est intégralement transmis à l'entrée de II puisque, compte tenu des propriétés des lignes quart d'onde, l'impédance ramenée à l'entrée de II par la diode 13b est très élevée et qu'ainsi une fraction très faible de l'énergie issue de la voie 12a est transmise sur la voie 12b. Pendant l'autre alternance de la tension de commande, la situation est inversée. On remarque que lorsqu'une des diodes 13a ou 13b offre une résistance très faible, il risque de se produire un désiquilibre de l'anneau hybride 6 qui normalement doit avoir des sorties correctement adaptées. Pour pallier cet inconvénient on place en parallèle sur chacune des voies 12a et 12b des circuits composés d'une diode PIN 17a (17b) et d'une résistance 18a (18b) en série. Ces circuits sont implantés à des distances d'un quart de longueur d'onde en amont de 13a et 13b et les diodes 17a et 17b sont respectivement alimentées dans les mêmes conditions que 13a et 13b. Toujours en raison des propriétés des lignes ouart-d'onde, si 13a par exemple, offre une résistance très faible, l'impédance ramenée un quart de longueur d'onde en amont est très élevée ; 17a correspond également à une résistance très faible qui ajoutée à la résistance de 18a doit être égale à l'impédance caractéristique de la voie 12a. Simultanément, les diodes 13b et 17b offrent des résistances très élevées et la voie 12b laisse passer sans réflexion le signal A + aA. En conclusion on voit apparaître à l'entrée de la "boite noire" II, au T rythme 2 de la tension fournie par le bloc IV soit le signal Z (ou &alpha;#) soit le signal A + &alpha;#. La "boite noire" Il traite donc alternativement les signaux hyperfréquence appliqués à son entrée ; à la sortie de TT on trouve un signal à moyenne fréquence dont l'amplitude est proportionnelle soit à Z (ou &alpha;#) soit à A + ad. La sortie de II est connectée à deux entrées du bloc de comparaison III par deux voies 19a et 19b. Le bloc de comparaison III : Les voies 19a et 19b à travers des résistances 20a et 20b aboutissent respectivement aux collecteurs des deux transistors 22a et 22b -du type NPN par exemple- dont les émetteurs sont réunis à la masse. Les bases de 22a et 22b sont réunies respectivement aux sorties Q et Q du bloc de commutation IV. Dans ces conditions si la tension appliquée sur la base de 22a est très petite, l'espace collecteur-émetteur de 22a représente une impédance très faible et la voie 19a en aval du collecteur est pratiquement court-circuitee à la masse.Pendant ce temps la tension appliquée sur la base de 22b étant suffisamment négative, l'espace collecteur-émetteur de 22b représente une impédance très élevée ; autrement dit toute la tension apparaissant à la sortie de la "boite noire" II se retrouve pratiquement en aval du collecteur de 22b. Les commutations des diodes 13a et 13b étant contemporaines de celles des transistors 22a et 22b, on constate qu'à chaque demi-période de la tension produite par IV c'est soit le signal à moyenne fréquence d'amplitude proportionnelle à &alpha;# qui apparaît en aval du collecteur de 22a, soit le signal à moyenne fréquence d'amplitude proportionnelle à (A + &alpha;#) qui apparat en aval du collecteur de 22b. A la sortie de la "boite noire" Il la résistance de charge est à peu près égale tantôt à celle de 20a tantôt à celle de 20b. Le rôle principal de 20a et 20b est d'assurer une charge correcte à la sortie de Il. On a supposé jusqu'à présent les deux voies de III bien symétriques, ce qui implique que l'atténuation du signal Z soit assurée par l'atténuateur 11 du bloc I. En fait comme on l'a déjà signalé il peut être préférable de supprimer l'atténuateur 11 et de réaliser l'atténuation a à la sortie de II sur la voie 19a. A cet effet entre le collecteur de 22a et la masse on insère une résistance ajustable 21 et en régle expérimentalement la valeur de manière que le potentiomètre constitué par 20a et 21 introduise l'atténuation a désirée. La détection des crêtes de &alpha;#, d'une part, et de (A +&alpha;#) de l'autre, est assurée par des diodes 23a et 23b qui chargent respectivement des condensateurs 24a et 24b mis en parallèle sur les deux entrées a et b d'un amplificateur comparateur 25. A la sortie de 25 un indicateur 26 -voyant lumineux par exemple- donne une information chaque fois que la tension détectée appliquée à l'entrée a de 25 dépasse celle appliquée à l'entrée b. L'amplificateur 25 a en principe une résistance d'entrée infinie ; si les condensateurs 24a et 24b n'ont pas la possibilité de se décharper à travers des résistances de valeurs finies chacun conserve en mémoire une tension égale à la tension maximale atteinte à la sortie de la "boite noire" II. I1 est donc nécessaire de mettre en parallèle sur 24a et 24b des résistances de décharge ; elles sont constituées ici par l'espace emetteur-collecteur de deux transistors 27a et 27b -du type NP-, les valeurs des résistances équivalentes étant M terminées par les tensions appliquées sur les bases respectives. On peut supposer que 22a - 27a, d'une part, et 22b - 27b, d'autre part, sont commandée simultanément par leurs tensions de base ; autrement dit 22a et 27a offrent en meme temps une résistance élevée tandis que 22b et 27b offrent une résistance très faible pendant un temps T/2, les situations étant inversées pendant le temps T/@ suivant. 2 S'il en est ainsi les tensions apparaissant alternativement aux entrées a et b de 25 sont de forme quasi-rectangulaire et de période T, chacune correspondant aux tensions maximales sur les voies 19a et 19b pendant chacune des-demi-périodes successives de durée T/@. 2 Pour éviter d'obtenir sur les entrées a et b de 25, des tensions de période T, il convient de mettre en mémoire dans chacun des condensateurs 24a et 24b pendant un temps T/2 la tension de crête enregistrée durant le temps T/2 précédent : autrement dit, chacun des transistors 27a et 27b doit présenter une résistance très élevée pendant un temps T -et non un temps 2 - et pendant un court instant une résistance très faible pour permettre la décharge rapide à la fin de ce temps T du condensateur 24a ou 24b. Dans ces conditions, les tensions en a et b de 25 seront quasi continues, la continuité étant seulement rompue par des trous de très brève durée qui passent inaperçus de l'indicateur 26 dont on suppose la constante de temps suffisamment élevée. Cette opération de mise en mémoire est assurée par les couples condensateur-resistance en série 28a - 29a et 28b - 29b qui jouent le rôle d'opérateurs de dérivation. Si l'on considère 28a - 29a, la borne commune à ces deux éléments est réunie à la base de 27a et l'autre borne de 28a est connectée à la sortie du bloc de commutation IV -O en l'occurence- complémentaire de celle -soit ici Q- qui est reliée à la base du transistor 22a. La même description symétrique peut etre faite pour 28b - 29b. Avant de passer à la description du fonctionnement du bloc III, on rappellera que les transistors 22a, 22b, 27a et 27b étant du type NPN, leur espace émetteur-collecteur présente une très grande résistance pour une tension de base négative ou nulle puis une résistance qui décroît rapidement pour devenir quasi nulle lorsque cette tension de base devient positive. Si à la sortie Q du bloc IV, la tension passe rapidement d'une valeur positive à une valeur nulle ou négative, l'interrupteur Drésenté par le transistor 22a s'ouvre (autrement dit la résistance de 22a passe rapidement d'une valeur très faible à une valeur élevée). A la sortie Q du bloc IV, pendant ce temps la tension passe rapidement d'une valeur négative ou nulle à une valeur positive. Le condensateur 28a associé à la résistance 29a constituant un opérateur de dérivation, une pointe de tension positive apparat sur la base de 27a celui-ci offrant alors une résistance très faible le condensateur 2a s'y décharge. En un temps très court dépendant de la constante de temps du couple 28a - 29a, la tension de base redevient nulle et 27a correspondent à une résistance élevée le condensateur 2a peut se charger à la tension crete du signal /Z/ transposé en moyenne fréquence et circulant sur la voie 19a. Au bout d'un temps T il y a inversion des tensions entre les sorties Q et Q du bloc IV. L'interrupteur représenté par le transistor 22a se ferme. Il se forme sur la base de 27a une pointe de tension négative ce qui ne modifie pas l'état du transistor 27a qui offre ainsi une résistance très très élevée jusqu'au temps T où, après une nouvelle inversion des tensions entre les sorties Q et Q du bloc IV, la séquence des états décrits ci-dessus se reproduit. On observe donc, comme annoncé, l'enregistrement pendant un temps T/2 aux bornes de 24a de la tension de crete du signal Z lorsque le transistor 22a correspond à un interrupteur ouvert, suivi d'une mise en mémoire pendant le temps T/2 consécutif où 22a est fermé. Si l'on exemine les états successifs des éléments d'indice b qui détectent la tension crête du signal /A + &alpha;#/ transposé en moyenne fréquence et circulant sur la voie 19b, on remaroue qu ils correspondent aux états des T éléments d'indice a mais avec un retard de 2. Les choix de T = - dépend de la nature de la modulation de la source f m à localiser et de la vitesse angulaire maximale des déplacements de l'appareil localisateur. Si par exemple la source est modulée par impulsions de fréquence de récurrence fr et si la vitesse angulaire maximale est 2# fi, on choisit de préférence pour fm une valeur de l'ordre de soit 300 Hz lorsque f r = 104 Hz et f1 = 10 Hz. Bien que les principes de la présente invention aient étd décrits ci-dessus en relation avec des exemples particuliers de réalisation, on comprendra clairement que ladite description est faite seulement a titre d'exemples et ne limite pas la portée de l'invention. REVENDICATIONS 1) Appareil localisateur de source radioélectrique comportant deux groupes de collecteurs d'ondes à diagrammes de rayonnement sélectifs enchevêtrés caractérisé en ce que les signaux émanant de la source à localiser reçus et traités par les deux groupes de collecteurs d'ondes sont colsparés à la sortie d'une chacune unique de réception, des premiers moyens de commutation permettant de commuter périodiquement et pendant des temps égaux l'entrée de la channe unique de réception sur l'une ou l'autre des sorties des deux groupes de collecteurs d'ondes, tandis qu'a l'aide de seconds moyens de cosmutation, la sortie de ladite channe unique de réception est commutée au meme rythme sur l'une ou l'autre entrée d'un comparateur d'amplitudes dont la sortie commande un indicateur qui se déclenche lorsque la dift'erence desdites amplitudes est supérieure à une valeur donnée en indiquant ainsi la direction azimutale de la source à localiser définie par rapport à un axe propre à l'appareil localisateur. 2) Appareil localisateur de source radioélectrique selon la revendication 1), caractérisé en ce que l'ensemble des deux groupes de collecteurs d'ondes comporte - un premier et second aériens identiques et directifs présentant un gain maximum dans la direction azimutale définie par l'axe propre de l'appareil lo- calisateur et séparés par une distance D, ainsi qu'un troisième aérien à rayonnement omnidirectionnel en azimut - le premier groupe de collecteurs d'ondes est l'association des premier et second aériens et de premiers moyens de combinaison propres à faire la somme Z des signaux qu'ils reçoivent séparément de la source à localiser, pour obtenir un premier signal utile "E" - le second groupe de collecteurs d'ondes est l'association des trois aériens et de seconds moyens de combinaison propres à faire la différence A des signaux que reçoivent séparément les deux premiers ariens et à y ajouter le signal A reçu par le troisième sérien pour obtenir un deuxième signal utile "A + #" ;; - la distance D est choisie de telle façon que les amplitudes de Z et A soient respectivement maximale et nulle dans la direction définie par l'axe propre. 3) Appareil localisateur de source radioélectrique selon la revendication 2, caractérisé en ce que - les seconds moyens de combinaison comportent un atténuateur d'atténuation en puissance &alpha; qui agit sur la différence # pour produire un signal &alpha;# qui s'ajoute au signal fi convenablement déphasé par rapport à # par un déphaseur approprié pour donner à la sortie du second froue de collecteurs d'ondes un deuxième signal utile modifié :: A + aA - les premiers moyens de combinaison comportent un autre atténuateur d'atténuation en puissance &alpha; qui agit sur la somme # pour donner à la sortie du premier groupe de collecteurs d'ondes un premier signal utile modifié - a est choisie de telle manière que la différence /&alpha;#/ - /# + ##/ soit positive seulement dans un angle étroit ## centré sur l'axe Dropre de l'appareil localisateur. 4) Appareil localisateur de source radioélectrinue selon la revendication 3), caractérisé en ce que l'autre atténuateur est supprime et remplacé par un 2 troisième atténuateur d'atténuation en puissance a place à l'entrée du comparateur d'amplitude qui reçoit les signaux d'amplitude proportionnelle à /#/ l'autre entrée de ce comparateur recevant les signaux d'amplitude proportionnelle à /A + aA/ et le coefficient de proportionnalité introduit par la chaîne unique de réception restant le même. 5) Appareil localisateur de source radioélectrique selon les revendications 1) ou 2) ou 3) ou 4) dans lequel les premier et second groupes de collecteurs d'ondes sont adaptes respectivement à deux éléments de lignes de transmission identiques placés en parallèle sur l'entrée de la chaîne de réception, ledit appareil localisateur étant caractérisé en ce que - l'impédance d'entrée de la chaîne de réception, ainsi que l'impédance des deux groupes de collecteurs d'ondes vue de l'entre des deux éléments de lignes de transmission associés sont égales à l'impédance caractéristique desdites lignes - chacun des éléments de lignes de transmission est muni d'une première diode PIN constituant un des premiers moyens de commutation, placée en parallèle à une distance d'un quart de longueur d'onde de l'entrée de la chaîne unique de réception, chacune desdites diodes offrant une très grande résistance ou une très faible résistance selon la tension de polarisation qui lui est appliauée ; - il comporte une source basse fréquence de signaux rectangulaires de période T munie de deux sorties de tensions complémentaires, chacune des sorties à travers des moyens de de couplage appropries étant connectée à l'une des deux premières diodes PIN de telle façon qu'apparaît intégralement et T uniquement pendant un temps 2 sur l'entrée de la chaîne de réception le signal issu du premier groupe de collecteurs d'ondes et pendant le temps T/2 suivant le signal issu du deuxième groupe de collecteurs d'ondes. 2 6) Appareil localisateur de source radioélectrinue selon la revendication 5) caractérisé en ce aue les deux éléments de lignes de transmission sont munis de circuits~complémentaires qui permettent de rendre à peu près constante l'impédance offerte à chacun des deux groupes de collecteurs d'ondes quel que soit l'état des premières diodes PIN, lesdits circuits complémentaires étant constitués chacun par une deuxième diode PIN mise en série avec une résistance de valeur à peu près égale à l'impédance caractéristique desdites lignes, l'ensemble étant mis en parallèle à une distance égale à un quart de longueur d'onde en amont de la première diode PIN et polarisé dans les mêmes conditions que ladite première diode. 7) Appareil localisateur de source radioélectrique selon les revendications 5) ou 6) dans lequel la chaîne unique de réception constituée d'organes variés tels que changeurs de fréquences, filtres, amplificateurs qui produisent finalement une tension à moyenne fréquence dont l'amplitude est proportionnelle alternativement à /&alpha;;#/ et à /A + aA/ est munie à sa sortie d'un dispositif de coinutation placé en parallèle caractérisé ea ce qu'il comporte un premier et un deuxième transistors de commutation dont les bases sont respectivement réunies aux sorties de tensions complémentaires de la source de tensions rectangulaires, les collecteurs desdits transistors étant respectivement connectés a un premier et à un deuxième détecteurs d'amplitudes de telle façon qu'au rythme T/2 c'est tantôt le premier détecteur qui fournit un signal détecté proportionnel à /&alpha;#/ tantôt le second qui fournit un signal détecté proportionnel à /A + &alpha;;#/ lesdits signaux détonnés étant appliqués aux deux entrées d'un amplificateur-cotparateur dont la sortie est couplée à un indicateur. 8) Appareil localisateur de source radioélectrique selon la revendication 7), caractérisé en ce que les premier et second détecteurs chargent un premier et un second condensateurs mis en parallèle sur les entrées de l'amplificateur-coaparateur, chacun desdits condensateurs se déchargeant à la fin de chaque période T respectivement dans un troisième et un quatrième transistor de commutation dont les bases sont commandées, à travers des circuits opérant des dérivations, par la source de signaux rectangulaires, cette disposition permettant sur chacune des entrees de l'amplificateur-cosparateur de mettre en mémoire pendant un temps T le signal T détecté par le détecteur correspondant durant le temps 2 oui précède.