Brevet FR2255745A1 — publié le 19750718

L'invention concerne un dispositif de modulation de phase dans lequel deux ondes porteuses en quadrature sont modulées en amplitude, chacune au moyen d'un modulateur équilibré, par un signal de modulation analogique à bande limitée, et les produits de modulation obtenus sont ajoutés vectoriellement. Un modulateur de phase connu de ce type est décrit par la publication "Handbuch Fur Hochfrequenz und Elektrotechniker", Berlin, Tome I (1952), page 225 et Tome Il (1953), page 407. On sait aussi qu'il convient de limiter le signal de modulation par un filtre passe-bas. Ce montage connu est représenté par la figure 1 en annexe, qui sera décrite dans la suite. Tous les signaux modulés en phase, y compris ceux obtenus par le dispositif connu, présentent des spectres qui, en cas d'un signal de modulation périodique, par exemple un signal sinusoldal, sont caractérisés par des fonctions de Bessel. En théorie, ces spectres contiennent une infinité de fréquences. Cependant, selon l'indice de modulation, les amplitudes des composantes spectrales d'un ordre supérieur tombent, plus ou moins rapidement, au-dessous d'une valeur définie, par exemple 1% de l'amplitude de la porteuse non modulée.Pour la modulation de fréquence ayant un spectre symétrique, K.KüptmülIer prouve, dans son livre intitulé "Systemtheorie der Elektrischen Nachrichten#ertragung", Stuttgart (1952), au chapitre "Begrenzung des t3bertragungsfrequenzbereichs", pages 283 et suivantes, qu'une limitation à quelques composantes spectrales, par un filtre passe-bas supplémentaire, occasionne une forte distorsion, et qu'une largeur de bande de t A n + 2w m est nécessaire pour assurer une transmission satisfaisante. Dans cette expression, A Q = U représente l'excursion de fréquence lorsque n est ni l'indice de modulation, et w est la fréquence maximale du signal de modulation. La présente invention a pour objet de fournir un dispositif de modulation de phase supprimant les composantes spectrales d'un ordre supérieur à un nombre ordinal donné dans le signal modulé et réduisant par conséquent la largeur de bande correspondant à l'indice de modulation n et à la fréquence de modulation U . m Le dispositif conforme à l'invention permet la limitation de la largeur de bande à 2 pour un indice de modulation n ni il permet de recueillir des informations exemptes de distorsion. Le signal modulé a une grande stabilité de fréquencecentrale et d'amplitude. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la utuCìptiOsl qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif, en se reportant aux figures annexées qui représentent - la figure 1, déjà mentionnée, un schéma de principe d'un modulateur connu - la figure 2, un schéma de principe d'un premier-exemple d'exécution du modulateur de phase conforme à l'invention - la figure 3, un schéma de principe d'une variante de l'invention - les figures 4a et 4b, des spectres de modulation expliquant le fonctionnement, dans le premier cas du modulateur de phase connu et, dans le second cas, des modulateurs conformes à l'invention - la figure 5, un schéma de principe d'un exemple de réalisation numérique du modulateur de la figure 3. La figure 1 représente donc le modulateur de phase connu déjà mentionné dans lequel une onde porteuse cos Qt, fournie par un générateur G1, est appliquée directement à un premier modulateur d'amplitude équilibré Ml, tandis que cette onde porteuse, déphasée de 900, est appliquée à un deuxième modulateuréquilibréM2 du même type. L'entrée du modulateur M1 reçoit un signal correspondant à cos nf(t), tandis que le signal sin nf(t) est appliqué à l'entrée du modulateur M2. Les produits de modulation aux sorties des deux modulateurs M1 et M2 sont additionnés vectoriellement et forment le signal modulé en phase. Dans ce dispositif, la fréquence centrale du signal modulé en phase peut facilement être maintenue constante, en stabilisant la fréquence du générateur G1 par des cristaux de quartz. Cependant, ltexcursion de fréquence obtenue par ce dispositif est réduite, et doit presque toujours être amplifiée par multiplication de fréquence, La figure 2 représente un schéma de principe d'un premier exemple du modulateur de phase conforme a' l'invention.Le signal f(t), dont la largeur de bande a été réduite par le filtre passe-bas LPO, est appliqué aux convertisseurs W1 et W2, qui transforment ledit signal en a1(t) : cos (nOf(t)) et b1(t) = sin (nOf(t)) (1) Dans ces expressions, n est l'indice de modulation, qui est inférieur à o dans ce cas, f(t) doit être inférieur ou égal à 1. Pour cela, la fonction f(t) est alors normalisée, c'est-à-dire que l'amplitude maximale possible du signal est prise pour unité.Ces deux signaux a (t) et b1(t) sont alors échantillonnés par des dispositifs Si ou S2, par une séquence d'impulsions d'échantillonnage très fines q(t) à la fréquence de répétition Dans la condition limite, q(t) est une "impulsion unité" (Fonction de Dirac), qui est décrite d'une manière détaillée dans un livre de H.Kaden intitulé "Impulse und Schaltvorgänge in der Nachrichtentechnik", Munich 1957, pages 31 et suivantes. Cette séquence d'impulsions d'échantillonnage q(t-nT) est fournie par un générateur d'impulsions G2. Par cet échantillonnage, les signaux sont obtenus à partir des signaux al(t) et b1(t). Le signal a2(t) passe maintenant dans un premier filtre passe-bas LP1, et le signal b2(t) dans un second filtre passe-bas LP2. Les réponses en amplitude et en phase de ces deux filtres passe-bas, qui agissent comme intégrateurs et ont la frequence de coupure f , remplissent les conditions du premier critère de Nyquist, c'est-a-dire qu'ils ont un comportement idéal en régime transitoire. Comme le montre le livre de W#R.Bennett et J.R.Davey intituié "Data Transmission", Editions McGraw Hill, N.Y. 1965, pages 61 et suivantes, la réponse impulsionnelle normalisée r(t) d'un tel filtre passe-bas de Nyquist est r(t) = 1 si t = Les signaux suivants apparaissent donc aux sorties de ces deux filtres passe-bas LP1 et LP2 Ces deux signaux a3(t) et b3(t) sont maintenant appliqués aux modulateurs, Ml ou M2, du dispositif connu représenté par la figure 1, à-la sortie desquels est produit le signal modulé ayant une largeur de bande de c'est-à-dire une excursion de fréquence de A n = o à a'une fréquence de modula- tion maximale de #m. La figure 3 représente un deuxième exemple d'exécution du dispositif conforme à l'invention. Dans ce dispositif, le signal f(t) est d'abord échantillonné au moyen d'un dispositif S qui reçoit ses impulsions d'un générateur G2. Les échantillons sont ensuite convertis en signaux a2(t) et b2(t) a' l'aide de convertisseurs W1 et W2. Le fait que le signal ft soit 2 normalisé directement, ou que ses échantillons soient normalisés après le dispositif S n'a pas d'importance. Comme on le verra plus tard, le dispositif de la figure 3 est avantageux lorsqu'on doit utiliser des convertisseurs numériques. Les figures 4a et 4b représentent le mode de fonctionnement du dispositif connu, et celui des dispositifs conformes à l'invention, lorsqu'ils traitent un signal périodique dé modulation. On va considérer un signal modulé en phase s(t)- représenté par des fonctions de Bessel s(t) = Àcos (nt + ncos(wmt)) On peut remarquer que l'expression entre crochets précédant cosnt contient toutes les composantes spectrales d'ordre pair, y compris celles d'ordre zéro, alors que l'expression précédant sinGt contient les composantes spectrales d'ordre impair. On peut également remarquer, qu'avec les composantes spectrales d'ordres pair et impair, la polarité change avec le nombre ordinal si les signes indiqués dans les tables des fonctions de Bessel ne sont pas considérés.Lorsqu'on doit produire un signal purement modulé en phase au moyen du circuit de modulation de la figure 1, le signal de modulation des deux modulateurs ne doit pas être f(t) mais le signal de modulation de M1 doit correspondre à l'expression entre crochets précédant cosnt, et le signal de modulation de M2 à celle précédant sinnt. La.- figure 4a représente le spectre d'un signal modulé en phase pour le cas périodique, c'est-à-dire pour les termes cos(flcosa'mt) et sin(ncosx t) dans les porteuses cosinus ou sinus.Si ces spectres étaient limités, suivant un procédé donnu, à une largeur de bande de 2w par un filtre passe-bande, les composantes spectrales de deuxième, ni troisième et quatrième ordre, qui contiennent des éléments considérables de l'information, seraient éliminées, et le spectre transmis ne contiendrait que les composantes d'ordre zéro et un. Dans la figure 4a, cette partie est indiquée par des lignes en pointillé. Dans les modulateurs de phase conformes à l'invention, le signal de modulation du modulateur M1 n'est pas JO, et celui du modulateur M2 n'est pas J1, mais JO ou J1 , comme le montre la figure 4b. Les spectres partiels JOX. et Ji sont obtenus--par échantillonnage des signaux a1(t) et b1(t) à la fréquence 2f , ce qui décale plusieur fois les spectres connus représentés ni par la figure 4a et totalise les composantes spectrales superposées.Si A(U) est le spectre d'un signal a(t), on obtient les expressions suivantes Echantillonnage dans le domaine du temps Spectre associé Si w = O, on obtient dans la branche cosinus JOX = JO + 2(-J2 + J4 - ...(-l)nJ(2n) = a (t) et dans la branche sinus J1X = 2(-Jl + J3 - ...(-1)nJ(2n+1) Jlx cosu t = b (t). (5) m 3 La figure 4h montre la différence fondamentale entre le fonctionnement du modulateur de phase connu, muni d'un filtre passe-bande pour limiter la gamme de transmission, et le fonctionnement des modulateurs de phase conformes à l'invention. Dans les dispositifs connus, le signal modulé est limité a' la bande Q + wm w de ce fait, l'information de toutes les composantes spectrales à 11 exception de cellesd'ordre zéro et d'ordre un est perdue et le signal restitué par démodulation présente des distorsions importantes. Dans les modulateurs de phase conformes à l'invention, la transposition dans la gamme haute fréquence est précédée par une conversion du signal de modulation, afin que le signal haute fréquence ne contienne pas de composantes spectrales d'un ordre supérieur à n = 1 ; néanmoins, l'infoFmation correspondant à ces composantes spectrales est incluse dans le signal modulé. Dans les dispositifs des figures 2 et 3, on a supposé que le facteur de modulation est n0 m fréquence de coupure des filtres passe-bas LP1 et LP2 est k.f .Dans les ni modulateurs de phase connus, une augmentation de l'indice de modulation devait mètre réalisée par multiplication de fréquence, ce qui exigeait des étages multiplicateurs avec filtres. Les modulateurs de phase conformes à l'invention permettent de multiplier l'indice de modulation par le facteur k sans entraîner de dépense supplémentaire. Si l'indice de modulation est augmenté par le facteur k, la largeur de bande nécessaire est également augmentée par ce facteur, comme c'est le cas pour les dispositifs connus. On va maintenant décrire des réalisations des convertisseurs W1 et W2. Dans le premier exemple d'exécution du modulateur de phase (figure 2), le signal analogique f(t) est appliqué aux entrées des convertisseurs W1 et W2, si bien que ces derniers sont de préférence des circuits analogiques. Comme convertisseurs analogiques, on utilise des circuits à résistances dépendant de la tension, par exemple des diodes, qui permettent l'approximation des fonctions sinus et cosinus. Dans la variante du modulateur de phase représenté par la figure 3, les échantillons fournis par le dispositif S sont appliqués aux entrées des convertisseurs W3 et W4. La figure 5 représente un exemple de ces convertisseurs numériques, réalisés au moyen de mémoires mortes. Dans un étage N, le signal de modulation f(t) est converti en kn0f(t) et normalisé, puis il est échantillonné par le dispositif S à la fréquence de 2kf . Les échantillons ni sont convertis, par un convertisseur analogique-numérique UO, en valeurs numériques qui servent d'adresse aux deux mémoires mortes F1 et F2. La valeur cosinus se présente à la sortie de la mémoire morte Fl, et la valeur sinus à la sortie de F2, en forme numérique.Ces valeurs sont ensuite converties, par des convertisseurs numériques-analogiques U1 et U2, en valeurs analogiques a2(t) et b2(t). La fréquence d'échantillonnage 2kf , fournie par le générateur G2, sert de fréquence d'horloge pour tous les organes. Au lieu des mémoires mortes F1 et F2 utilisées dans l'exemple de la figure 5,on peut utiliser, lorsqu'on en dispose, un calculateur numérique. Dans ce cas, les valeurs sinus et consinus respectives se présentent à sa sortie sous la forme numérique, et sont traitées de manière appropriée. Lorsqu'un signal modulé en phase au moyen d'un modulateur conforme à l'invention est démodulé par un démodulateur de phase de type connu et ensuite intégré, on obtient un signal basse fréquence déformé, comme c'est le cas lorsqu'il s'agit de dispositifs classiques. Cependant, si le signal démodulé est en outre échantillonné en synchronisme avec ltopération d'échantillonnage effectuée côté émission,~et si les échantillons servent à stimuler un filtre passe-bas de fréquence de coupure f , on obtient un signal sans distorsion. En outre, il est possible de constater un rapport signal/bruit plus important. La fréquence de base exigée par un tel échantillonnage, c'est-à-dire une fréquence de base synchronisée avec la fréquence d'échantillonnage côté émission, est obtenue par une boucle d'asservissement commandée par des échantillons de l'enveloppe du-signal porteur. Pour obtenir le même résultat, on peut en outre transmettre, coté émission, une fréquence pilote. Pour des facteurs k > 1, par exemple k = 5, on peut aussi effectuer un échantillonnage synchrone supplémentaire, car, dans ce cas, les facteurs de distorsion sont moindres que lorsqu'on réalise la modulation par des dispositifs classiques. Pour un indice de modulation maximal de n = kn, la largeur de bande n'est alors que de 2kf ni Il est bien évident que la description qui précède n'a été donnée qutà titre d'exemple non limitatif et que de nombreuses variantes peuvent etre envisagées sans sortir pour autant du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Modulateur de phase dans lequel deux ondes porteuses en quadrature sont modulées en amplitude avec les fonctions cosinus et sinus d'un signal de modulation analogique à bande limitée, chacune au moyen d'un modulateur équilibré, et les produits de modulation obtenus sont ajoutés vectoriellement, caractérisé par le fait que deux signaux sont obtenus à partir dudit signal de modulation, l'un desdits signaux étant la fonction cosinus échantillonnée dudit signal de modulation, et l'autre signal étant la fonction sinus échantillonnée dudit signal de modulation ; et que, à partir desdits deux signaux, on obtient, au moyen d'un filtre passe-bas pour chaque signal, deux spectres partiels contenant la totalité de l'information du signal de modulation, chacun desdits spectres partiels étant appliqué à un des deux modulateurs équilibrés. 2. Modulateur de phase conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que lesdits signaux sont produits respectivement à partir des fonctions cosinus et sinus du signal de modulation analogique à bande limitée, par échantillonnage desdites fonctions cosinus et sinus, chacune dans un dispositif d'échantillonnage associé. 3. Modulateur de phase conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que lesdits signaux sont produits par échantillonnage du signal de modulation et par conversion des valeurs d'échantillonnage en fonctions cosinus et sinus, au moyen d'un convertisseur approprié pour chaque fonction. 4. Modulateur de phase conforme à la revendication 1, caractérisé par le fait que la fréquence de coupure des filtres passe-bas est égale à la moitié de la fréquence d'échantillonnage, et que lesdits filtres passe-bas ont une réponse de Nyquist. 5. Modulateur de phase conforme à la revendication 2 ou 3, caractérisé par le fait que la fréquence d'échantillonnage est égale ou supérieure au double de la plus haute fréquence de modulation. 6. Modulateur de phase conforme à la revendication 2 ou 3, caractérisé par le fait que la fréquence d'échantillonnage est un multiple entier d'une fréquence égale ou un peu supérieure au double de la plus haute fréquence de modulation. 7. Modulateur de phase conforme à la revendication 2 ou 3, caractérisé par le fait que des convertisseurs sont des générateurs de fonctions analogiques. 8. Modulateur de phase conforme à la revendication 3, caractérisé par le fait que les valeurs d'échantillonnage sont converties en valeurs numériques par un convertisseur analogique-numérique ; que les fonctions sinus et cosinus sont obtenues, à partir desdites valeurs numériques, chacune par une mémoire morte, et sont reconverties sous forme analogique par un convertisseur numérique-analogique. 9. Modulateur de phase conforme à la revendication 3, caractérisé par le fait que les valeurs d'échantillonnage sont converties en valeur numérique par un convertisseur analogique-numérique ; que les fonctions sinus et cosinus sont obtenues desdites valeurs numériques par un calculateur et sont reconverties sous forme analogique, chacune par un convertisseur numériqueanalogique. 10. Système équipé d'un démodulateur de phase classique et destiné à démoduler un signal modulé en phase conformément à la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit signal démodulé est en outre échantillonné en synchronisme avec l'opération d'échantillonnage du signal de modulation ou de ses fonctions sinus et cosinus dans ledit modulateur, et que lesdites valeurs d'échantillonnage stimulent un filtre passe-bas ayant une fréquence de coupure égale à la moitié de la fréquence d'échantillonnage. 11. Système conforme à la revendication 10, caractérisé par le fait que la fréquence d'échantillonnage lui est fournie par une boucle d'asservissement commandée par les échantillons de l'enveloppe du signal porteur. 12. Système conforme à la revendication 10, caractérisé par le fait que la fréquence d'échantillonnage lui est indiquée par une fréquence pilote transmise par le modulateur.