Brevet FR2246125A1 — publié le 19750425

La présente invention concerne les systemes de transmission de données et plus particulièrement, un système de transmission de données binaires codées en bi-fréquence dans lequel le signal transmis est prédistordu de façon à éliminer la nécessité d'une opération d'égalisation du côté réception. La distance sur laquelle un signal porteur d'information peut être transmis par une ligne de transmission est principalement limitée par deux facteurs: (1) le rapport signal/bruit de la transmission, et (23 la distor-' sion de phase introduite par la ligne de transmission. L'augmentation du rapport signal/bruit de la transmission est accomplie d'une manière relativement aisée. La distorsion de phase introduite par la ligne de transmission constitue un problème plus difficile étant donné que, même avec un bon rapport signal/bruit, la détection de l'information ne peut être possible qu'après une transformation complexe du signal reçu.Dans un systeme de transmission de données binaires codé en bifréquence, un oscillogramme du signal transmis révèle une configuration caractéristique de deux petits "yeux" répétitifs, chacun d'eux représentant une période de 1/2 bit. Le récepteur se conditionne sur le centre de ces "yeux" pour la détection du signal et sur les transitions de niveaux pour la synchronisation. La distorsion de phase qui est fonction de l'augmentation de la longueur de ligne provoque la fermeture ou la disparition de ces "yeux" rendant la détection du signal impossible. Afin d'éliminer les effets de la distorsion de phase sur des lignes longues, on installe un égaliseur ou filtre à l'extrémité de la ligne de transmission. Cet égaliseur a pour fonction d'introduire une distorsion inverse afin de compenser la distorsion de ligne de transmission. Mais étant donné que la distorsion de ligne est fonction de la longueur de la ligne, l'égaliseur doit être ajusté en fonction de cette longueur. Ceci signifie que toute modification de la longueur de la ligne exige effectivement une nouvelle conception de l'égaliseur ou un égaliseur automatique. En plus de leur rigidité, les égaliseurs présentent l'inconvénient supplémentaire d'être onéreux à fabriquer. Un objet de la présente invention est donc d'éliminer la nécessité d'effectuer l'opération d'égalisation du côté réception d'un système de transmission de données binaires. Un autre objet de la présente invention est de générer un signal de données binaires codé en bifréquence pouvant être facilement détecté à n'importe quelle distance jusqu'à un maximum donné sans modification des circuits d'émission ou de réception. Un autre objet de la présente invention est d'augmenter la distance sur laquelle des signaux de données binaires codés en bifréquence peuvent être transmis sans sacrifier la qualité de la transmission à couplage direct ou sur courte distance, qui est à la fois bon marché et facile à-réaliser. Selon la-présente invention, ces objets ainsi que d'autres sont obtenus par la réduction de la partie basse fréquence du signal transmis sur la ligne. Cette réduction est réalisée en abaissant l'amplitude de la deuxième moitié des impulsions longues à une valeur approximativement égale à 1/4 de la valeur de crête ou moins. Etant donné que chaque fréquence se propage à une vitesse différente et que chacune d'elle présente une atténuation différente par unité de longueur de la ligne de transmission, le rétrécissement résultant de la largeur de bande provoque la réduction de la distorsion dûe à l'erreur de déphasage. Ceci n'affecte pas d'une manière significative la détection du signal sur des lignes courtes et réduit d'une manière importante la distorsion du signal sur des lignes plus longues, simplifiant ainsi la conception du récepteur. La réalisation de la présente invention est tout à fait simple et bon marché en utilisant les techniques de la technologie moderne. Un circuit logique est utilisé pour détecter l'égalité de deux intervalles d'un demibits consécutifs. Deux intervalles d'un demi-bit égaux représentent une impulsion longue et la logique provoque l'abaissement du niveau d'excitation dans la deuxième moitié de l'impulsion longue. D'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront mieux de l'exposé qui suit, fait en référence aux dessins annexés à ce texte, qui représentent un mode de réalisation préféré de celle-ci. La figure 1 représente un signal bipolaire formé d'impulsions courtes et longues. La figure 2 représente une prédistorsion du signal bipolaire dans lequel la deuxième moitié de toutes les impulsions longues est transmise à un niveau réduit. Les figures 3 et 4 représentent des signaux bipolaires prédistordus de façon que l'extrémité arrière de chaque impulsion soit abaissée, la différence dans la prédistorsion illustrée dans les deux figures résidant dans l'instant d'abaissement du niveau d'amplitude des impulsions. La figure 5 est -une représentation schématique et logique d'une réalisation de la présente invention permettant la prédistorsion d'un signal bipolaire. La figure 6 est un schéma de chronologie facilitant la compréhension du fonctionnement du circuit de la figure 5. Les figures 7[a) à 7(fil représentent des oscillogrammes d'un signal bipolaire sans prédistorsion sur des longueurs variables d'une ligne de transmission, et Les figures 8(a) à 81fol sont des représentations d'oscillogrammes d'un signal bipolaire prédistordu selon les enseignements de la présente invention à diverses longueurs d'une ligne de transmission. Dans un système de transmission de données binaires codées en bifréquence, la qualité d'un signal reçu est jugé sur deux aspects principaux: 1. Du côté réception, l'oeil du signal doit suffisamment s'ouvrir pour permettre la détermination sûre de la polarité du signal, étant donné que le signal est échantillonné à proximité du centre de l'oeil. 2. La fluctuation de la chronologie dépendant de la configuration dans le signal reçu doit être aussi petite que possible, c'est à-dire que les transitions au niveau zéro dans le signal reçu doivent apparaitre à lUhtérieur d'un court intervalle de temps à la fois pour les impulsions courtes et les impulsions longues. La figure 1 des dessins représente un signal bipolaire classique formé d'impulsions courtes et longues. Aux fins d'illustration, les impulsions longues sont considérées comme ayant une période 2T et les impulsions courtes comme ayant une période égale à T. La figure 1 représente deux attributions de code possibles. Ainsi par exemple, deux impulsions courtes peuvent représenter un "1" binaire et une impulsion longue peut représenter un "0" binaire. D'autre part, en ce qui concerne ce que l'on appelle couramment le code biphasé, un "1" binaire peut être représenté par la transition d'un niveau d'impulsion positif à un niveau d'impulsion négatif au milieu d'une période d'un bit, tandis qu'un "0" binaire peut être représente par la transition du niveau d'impulsion négatif au niveau positif au milieu d'une période d'un bit. L'attribution de code ne concerne cependant pas la présente invention étant donné que les signaux- présentent des caractéristiques identiques. En considérant le signal bipolaire de la figure 1, on voit qu'il peut être prédistordu avant transmission sur une ligne de transmission selon l'un des signaux représentés dans les figures 2, 3 ou 4. Dans le signal représenté dans la figure 2, la deuxième moitié de toutes les impulsions longues est transmise à un niveau réduit indiqué dans la figure par la chute en amplitude aux références 10. Dans les signaux représentés dans les figures 3 et 4, le bord arrière de chaque impulsion est abaissé. Dans le signal de la figure 3, la transition du niveau haut Il au niveau bas 12 se produit à chaque instant T/2 après une modification de polarité dans le signal original représenté à la figure 1. Dans le signal représenté dans la figure 4, la modification de niveau se produit à l'instant 3T/4. En général, les signaux des figures 2, 3 et 4 sont plus coûteux à mettre en oeuvre dans l'ordre décrit. La sélection de l'un quelconque de ces signaux dépend de l'application prévue. Le signal bipolaire représenté dans la figure 1 n'est approprié que pour des distances relativement courtes. Le signal de la figure 2 en double approximativement la portée; cependant, les deux signaux représentés aux figures 1 et 2 génèrent une fluctuation de chronologie dépendant de la configuration, à la plupart des distances. Ainsi, dans des applications eomportant des chaînes de répéteurs, les signaux illustrés aux figures 3 et 4 sont préférés étant donné qu'ils présentent une très faible fluctuation de chronologie à n'importe quelle distance jusqu'au maximum. L'impulsion à crête relativement étroite du signal représenté dans la figure 3 présente légèrement plus d'atténuation que des impulsions plus larges, mais le signal représenté dans la figure 4 est un peu plus complexe à mettre en oeuvre. Une fois qu'un signal a été sélectionné, les niveaux haut et bas optimum peuvent être déterminés à partir de la procédure suivante. L'amplitude de crête est choisie de façon qu'une séquence de toutes les impulsions courtes résulte en un signal facilement détectable à l'extrémité d'une ligne de transmission de longueur maximum. Etant donné que l'atténuation sur des lignes de transmission normales est proportionnelle à la racine carrée de la fréquence, les impulsions larges présentent une atténuation moindre en raison de leur spectre de fréquence plus faible. Ces impulsions plus larges sont affaiblies du côté émission par un abaissement suffisant de leur amplitude arrière de façon que l'amplitude des impulsions larges à l'extrémité de la ligne de longueur maximum n'excède pas l'amplitude des impulsions courtes d'une valeur approximative de 20 à 50%. flans de nombreux cas, on désire ajuster les amplitudes pour une fluctuation de chronologie minimum. Pour des signaux prédistordus, la transmission arrière d'une impulsion large précède d'autres transitions à des distances jusqu'à une certaine distance de croisement où les deux types de transition coïncident exactement. A des distances au-delà du point de croisement, la transition arrière d'une impulsion large suit les autres transitions. Un rapport d'amplitude de crête-amplitude faible plus-élevée du côté émission, augmentera l'avance de chronologie pour les courtes distances et diminuera le retard pour les distances maximum. Le rapport pourrait donc être considéré comme optimum si l'avance de chronologie maximum égale le retard de chronologie maximum. Un dispositif générant le signal représenté dans la figure 3, par exemple, est représenté dans la figure 5. Le signal bipolaire de la figure I qui peut être noté comme le code Q, est appliqué à la borne d'entrée 21 qui est connectée à l'entrée de mise au travail de la bascule 22 et également à la porte ET 23. Un signal de chronologie à la fréquence de 2 2F est appliqué à la borne 24 qui est connectée à l'entrée de déclenchement de la bascule 22. Pour amorcer l'opération, un signal d'effacement et de préconditionnement peut être appliqué à la borne 25 qui est connecté à l'entrée de restauration de la bascule 22. La sortie vraie de la bascule 22 référencée Q, est connectée à l'autre entrée de la porte ET 23.Une deuxième porte ET 26 est connectée pour recevoir la sortie négative de la bascule 22 référencée Q. La porte ET 26 reçoit également comme entrée le code Q appliqué à la borne 27. Les sorties négative ou inversée des portes ET 23 et 26 sont appliquées comme des entrées à une troisième porte ET 28 qui reçoit également le signal de chronologie comme entrée. En se reportant au schéma de chronologie de la figure 6, on voit que le signal de chronologie. à une fréquence 2Fo qui est appliqué à l'entrée de déclenchement de la bascule 22 et à une entrée de la porte ET 28. est représenté en haut de la figure. Le code Q qui est appliqué à la borne 21, à l'entrée de mise eu travail de la bascule 22 et à la porte ET 23 est représenté sous la forme du deuxième signal. L'opposé ou l'inverse du code Q référencé Q est représenté en dessous. Le fonctionnement de la bascule 22 est tel qu'il est mis en coincidence avec les impulsions de chronologie lorsque le code bipolaire Q est à un niveau haut ou sur le bord arrière du code bipolaire.La bascule 22 est restaurée en coincidence avec les impulsions de chronologie lorsque le code bipolaire est à un niveau bas ou sur le bord avant du code bipolaire. Cette opération est illustrée par les signaux référencés FFQ et FFq représentant les sorties vraies et non vraies de la bascule 22. Les sorties de la bascule 22 sont utilisées pour transférer le code et son inverse aux portes ET 23 et 26. Plus particulièrement, le code O et la sortie vraie de la bascule 22 produisent un signal de transfert négatif 29 à la sortie de la porte ET 23. On notera que ceci est l'inversion de la sortie vraie de la porte ET 23.D'une manière similaire, l'inversion du code Q, c'est-à-dire le code Q, et la sortie non vraie de la bascule 22, produisent les signaux de transfert de sortie 31 de la porte ET 26. On notera à nouveau que ceux-ci sont négatifs etconstituent les sorties non vraies de la porte ET 26. Les signaux négatifs 29 et 31 issus des portes ET 23 et 26, respectivement, peuvent être considérés comme des signaux d'interdiction qui commandent le passage du signal de chronologie dans la porte ET 28. Cet effet est représenté dans la figure 6 qui montre la sortie de la porte ET 28. La sortie de la porte ET 28 est connectée à un côté d'une résistance de collecteur R2. Les transistors T10 à T16 représentent une source de courant commutable. Ces sources de courant sont couramment* utilisées dans les circuits intégrés d'aujourd'hui. Le collecteur et la base du transistor T16 sont connectés en commun à la jonction de la porte ET 28 et de la résistance de collecteur R2. L'émetteur du transistor T16 est connecté à la masse par la résistance R16, tandis que les émetteurs des transistors T10 à T15 sont connectés à la masse par les résistances R10 à R15, respectivement. Si un courant I s'écoule dans le transistor connecté par diode T16, des courants approximativement égaux I s'écoulent dans chacun des six autres transistors, tous ayant une base commune avec le transistor T16. Ainsi, la jonction de collecteur commune 32 des transistors T10 à T15 écoulera un courant approximativement six fois supérieur au courant du transistor T16. La quantité de courant s'écoulant dans T16 est déterminée par la valeur de la résistance R2, et ce courant est commuté par la sortie de la porte ET 28. Le fonctionnement de la porte ET 28 est tel que lorsque la sortie est à un niveau bas, elle dévie essentiellement tout le courant de R2 à la masse en shuntant le transistor T16. La source de courant comprenant les transistors T10 à T16 commande un excitateur de ligne symétrique. Le courant délivré par les transistors T10 à T16 est le courant de crête comme cela apparaîtra clairement lors de la description du fonctionnement de l'excitateur. Outre la source de courant de crête, on trouve une source de courant permanent parallèle représentée par les transistors T5, T6 et T7. La base du transistor T5 est connectée en commun avec son collecteur par la résistance R1 à une source de potentiel positif. L'émetteur du transistor T5 est connecté par la résistance R3 à la masse tandis que les émetteurs des transistors T6 et T7 sont connectés par la résistance R4 à la masse. Les collecteurs des transistors T6 et T7 sont connectés en commun à la, jonction commune 32.Comme dans la source de courant de crête, les bases des transistors T6 et T7 sont communes avec la base du transistor T5. La jonction commune 32 est connectée aux émetteurs des transistors T1 et T2 qui sont des transistors d'orientation de courant. Les collecteurs des transistors T1 et T2 sont connectés aux extrémités opposées d'un enroulement primaire à prise centrale d'un transformateur 33. La prise centrale de l'enroulement primaire du transformateur 33 est connectée à une source de tension positive et par une capacité de découplage C2, à la masse. Si la tension de base sur le transistor T2, par exemple, est suffisamment plus élevée que celle de la base du transistor TI, tout le courant, à la fois le courant de crête et le courant permanent, s'écoulera dans le transistor T2 et dans la section gauche de l'enroulement primaire du transformateur, générant une tension plus positive à la borne de sortie 34 lorsque l'on considère la borne de sortie 35 de l'enroulement secondaire du transformateur 33. Le transistor T1 étant conducteur et le transistor T2 non conducteur, la polarité de sortie aux bornes de sortie 34 et 35 est inversée. Le signal de code bivaleur Q et Q est connecté au circuit qui excite les bases des transistors T1 et T2. Plus particulièrement, le code Q appliqué à la borne d'entrée 21 est connecté aux émetteurs des transistors T9 et Tri8, et l'inverse du code Q est appliqué aux émetteurs des transistors T8 et Tri7. Chacun des transistors T8, T9, T17 et T18 était connecté par diode, c'est-à-dire que leurs jonctions base et collecteur étaient connectées en commun.Le collecteur du transistor T9 est connecté à la base du transistor T4 et par une résistance de collecteur R6, à une jonction commune 34. D'une manière similaire, le collecteur du transistor T8 est connecté à la base du transistor T3 et par une résistance de collecteur R7, à la jonction commune 34. Le collecteur du transistor T18 est connecté en commun à la base du transistor T2 et à l'émetteur du transistor T4 tandis que le collecteur du transistor T17 est connecté en commun à la base du transistor T1 et à l'émetteur du transistor T3. Les collecteurs des transistors T3 et T4 sont tous deux connectés à une source de potentiel positif.La jonction commune 34 est également connectée à une source de potentiel positif par l'intermédiaire de la résistance connectée en série R5 et des transistors connectés par diodes T19 et T20. Les transistors connectés par diodes T19 et T20 et la résistance R5 sont utilisés pour limiter l'oscillation positive maximum à la base des transistors T1 et T2 afin d'éviter la saturation. Les transistors T3 et T4 sont des suiveurs émetteurs et délivrent le courant d'excitation de base considérable nécessaire aux transistors d'orientation de courant T1 et T2. Les transistors T8 et T9 en connexion par diodes, déconnectent les suiveurs émetteurs dans la sortie de la source de code, de l'excitateur. Ceci peut être nécessaire lorsque le niveau haut de la source de code n'est pas bien commandé et peut monter trop haut. Les transistors T17 et T18 assurent une baisse de tension suffisante pour éviter l'apparition de courants de dérivation depuis les transistors T3 et T4 dans les sorties de source de code au niveau bas.Les résistances R6 et R9 connectées à l'enroulement secondaire et à l'enroulement primaire, respectivement, sont en correspondance avec la ligne de transmission extérieure. La capacité C1 connectée à l'enroulement primaire est utilisée pour régulariser le signal et réduire la radiation possible. En Tonctionnement, le code et son inverse Q et Q commandent les transistors TI et T2. La sortie de la porte ET 28 commande la source de courant de crete comprenant les transistors T10 à T16 lorsque le code Q est à un niveau haut, le transistor T2 conduisant un courant de crête pour la durée d'une impulsion de chronologie. La source de courant permanent comprenant les transistors TS à T7 assure la constante de faible niveau pour la durée du signal de sortie.Lorsque l'inverse du code Q est à un niveau haut, le transistor TI sera conducteur d'un courant de crête pour la période d'une impulsion de chronologie, puis la source de courant permanent délivre la constante faible pour la durée du signal de sortie. Cette opération est illustrée par le signal représenté au bas de la figure 6. Les figures 7(a) à 7(f) représentent la sortie ds l'excitateur de ligne sans prédistorsion d'un signal de 1,39 Mbit/sec. sur des longueurs variables d'une ligne de transmission double torsadée de calibre 24. On notera qu'à l'extrémité d'uneligne de transmission de 1220m telle que représenté dans la figure 7Ce), l'un des deux petits yeux a disparu pour le signal non égalisé régulier. En comparaison, les figures 8(a) à 8(f) représentent le signal sur les lignes de transmission, soumis à une prédistorsion selon les enseignements de la présente invention. A toutes les longueurs de la ligne de transmission, le signal prédistordu représenté dans les figures 8(a) à 8(f) n'exige aucune autre égalisation.Un fil plus lourd tel que le fil courant norme AWG 22 utilisé dans les centraux téléphoniques permettra naturellement la transmission sur des distances plus longues. Il est évident que la réalisation présentée ici ntest donnée qu'à titre d'exemple et que diverses modifications, tant qu'en ce qui concerne la réalisation que l'agencement, peuvent être faites dans le cadre de la présente invention telles que définies par les revendications ci-jointes. Par exemple, bien que le circuit représenté dans la figure 5 soit destiné à générer le signal représenté dans la figure 3, l'homme de l'art reconnaltra que des circuits logiques simples pourraient être mis en oeuvre pour générer le signal représenté dans les figures 2 et 4 ou, pour la même raison toute modification pourrait être apportée au dispositif suivant l'application désirée. REVENDICATIONS 1.- Procédé pour transmettre sur une ligne une onde comportant des composantes de fréquences différentes et pour réduire la distorsion de phase introduite par la ligne, caractérisé en ce que l'onde est pré-distordue de manière à réduire fortement la ou les composantes ayant les fréquences les plus basses. 2.- Procédé pour transmettre sur une ligne un signal formé d'impulsions de diverses longueurs, caractérisé en ce que l'amplitude des impulsions les plus longues au moins, est réduite au moins sur une partie de leur longueur. 3.- Procédé selon la revendication 2, caractérisé en outre en ce que l'amplitude des impulsions est réduite à partir de l'instant où il s'est écoulé un temps déterminé depuis le début de cette impulsion. 4.- Procédé selon la revendication 3, dans lequel les impulsions sont constituées par des alternances de polarité pouvant avoir deux longueurs T et 2T, caractérisé en ce que l'amplitude d'une alternance est réduite à partir de l'instant où il s'est écoulé un temps déterminé t depuis le changement de polarité, t étant compris entre T/2 et T. 5.- Appareillage'pour prédistordre un signal oscillatoire composé d'alternances sucessives de longueurs différentes caractérisé par la combinaison des éléments suivants: une source de signaux de chronométrie fournissant des signaux dont la période de répétition est inférieure à la durée des alternances les plus courtes; un dispositif bistable actionné par les changements de polarité du signal oscillatoire et par les signaux de chronométrie de manière à être mis à l'état de travail par la coincidence d'un changement de polarité et d'un signal de chronométrie, et à être restauré par le signal de chronométrie suivant; une source de courant placée sous la commande du dispositif bistable de manière à engendrer un courant d'un certain niveau lorsque ce dispositif est au travail, et un courant d'un autre niveau lorsqu'il est restauré.