Brevet FR2228321A1 — publié le 19741129

La présente invention concerne les circuits de commande automatique de gain, et se rapporte plus particulierement à un tel circuit destiné aux fréquences basses, ayant des temps de réponse et d'établissement rapides, pour la réception de signaux de tonalité téléphonioue. Dans le cas de la mise en pratique de circuits de commande automatique de gain pour leur fabrication circuits intégrés, une difficulté est souvent rencontrée quand il s'agit d'empêcher que la tension de commande n'alimente le trajet du signal. Cette difficulté est due en partie à la configuration du couplage direct ou continu des circuits et aux caractéristiques des structures à circuits intégrés, dans lesquelles on évite autant que possible l'emploi de condensateurs. Quand la gamme des fréquences de la bande de signal concernée est relativement élevée par rapport à la gamme des fréquences de la tension du signal, comme c'est généralement le cas pourlesampliffleateuzsdefHquence intermédiaire à commande automatique de gain (à fréquence intermédiaire typique de 455 kHz et à constante de temps pour la tension de commande de 50 ms), une légère difficulté est rencontrée quand il s'agit d'atténuer la tension de commande en vue d'éliminer efficacement cette dernière de la voie du signal.Toutefois, quand la gamme des fréquences de la tension de commande est proche de la bande de signal concernée, comme c'est le cas des circuits à commande automatique de gain à fréquences vocales oui sont utilisés dans des circuits téléphoniques récepteurs de tonalité (dont la tension de commande a normalement une constante de temps de 3 ms et la fréquence inférieure du signal est de 300 Hz), la séparation des tensions de commande et du signal s'avère difficile à obtenir sans affecter la stabilité du système. De façon à assurer la stabilisation dans un système conçu pour des fréquences basses ou vocales, deux dispositions sont généralement prises. L'une consiste en l'emploi d'un système non équilibré, dans lequel la phase de la réaction de la tension de commande va dans le sens négatif, tandis que l'autre est orientée vers un système parfaitement équilibré en vue de minimiser la réaction de la tension de commande. Pour la solution qui utilise un système non équilibré, la forte proportion de réaction généralement requise pour la tension de commande minimise la tendance à l'instabilité, mais accrort le temps d'établissement du système. Si, par contre, les systèmes équilibrés présentent l'avantage d'avoir un temps de réponse bref et une commande serrée du signal de sortie, en plus de la difficulté que l'on rencontre en pratique pour fabriquer un système bien équilibré, ils ont encore le défaut d'être potentiellement instables du fait de leur tendance à donner une réaction positive0 Il s'est avéré qu'un système à commande automatique de gain à fréquences basses peut être réalisé en lui donnant certaines caractéristiques désirables des systèmes équilibrés et non équilibrés en faisant essentiellement traverser la tension du signal dans un élément équilibré ou symétrique à gain variable, puis dans un circuit non équilibré ou dissymé trique,où un intervalle de tension continue est ajouté à la tension du signal0 Dans ce système composite, la tension de commande requise pour assurer la stabilité est beaucoup plus petite que la quantité requise généralement pour un système desymétrique, ce qui permet d'avoir des temps de réponse et d'établissement convenablement appropriés. Conformément à la présente invention, le circuit de commande automatique de gain à basses fréquences, ou circuit de commande automatique de gain, comprend un étage atténuateur symétrique ayant une borne pour l'entrée d'une tension de référence, une borne pour l'entrée de la tension de commande, une première et une seconde bornes d'entrée symétrique d'atténuateur prévues pour hêtre reliées à une source de signaux à fréquences basses, et des première et seconde bornes de sortie symétrique d'atténuateur.L'atténuation apportée par l'étage atténuateur symétrique à un signal basse fréquence qui le traverse est fonction de la différence de potentiel qui existe entre la tension de commande apparaissant à la borne d'entrée pour la tension correspondante et une tension de référence apparaissant a la borne d'entrée prévue pour cette dernière tension. Un étage amplificateur différentiel, ayant une première et une seconde bornes d'entrée symétrique et une seule borne de sortie fait -partie du circuit de commande automatique de gain à basse fréquence.Les première et seconde bornes d'entrée symétrique de l'amplificateur différentiel sont respectivement co > Lnectées aux première et seconde bornes de sortie symétrique de l'étage atténuateur symétrique Un stage de décalage de polarisation ayant une borne pour l'entrée d'une tension de référence, une borne pour l'entrée de la tension de commande, ainsi ù'une borne d'entrée de signal et une borne de sortie de signal est relié par sa borne d'entrée de signal à la borne de sortie dissymétrique de 1' étage amplificateur différentiel. Un décalage du niveau continu, oui est sensiblement une fonction linaire de la différence de potentiel entre la tension de référence aa- raissant à la borne d'entrée prévue pour r celte tension et la tension de commande à la borne d'entrée qui lui correspond, est ajouté aux signaux à fréquence basse apna-.-aissant à la borne d'entrée de signal de l'étage de décalage de polarisation. Un circuit détecteur de crête, ayant une borne d'entrée et une borne de sortie, la première étant reliée par des moyens capacitifs à la borne de sortie de signal de l'étage de décalage de polarisation, est connecté par sa borne de sortie à la borne d'entrée de tension de commande de l'étage atténuateur symétrique, ainsi qu'à la borne d'entrée de tension de commande de l'étage de décalage de polarisation. En réponse à un changement d'amplitude de la tension basse fréquence qui apparat aux première et seconde bornes d'entrée symétricue de l'étage atténuateur symétrique, la tension de commande apparaissant à la borne de sortie du circuit détecteur de crête varie d'une manière correspondante, changeant de ce fait l'atténuation apportée par l'étage atténuateur symétrique tout en faisant varier le niveau de tension continue apparaissant à la borne d'entrée de signal de l'étage de décalage de polarisation, de façon à maintenir la tension crête à crête du signal basse fréquence apparaissant à la borne d'entrée du circuit détecteur de crête à une valeur sensiblement constante. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront plus clairement de la description qui va suivre, faite en référence au dessin annexé dans l'unique planche duquel est représenté un circuit de commande automatique de gain à basse fréquence conforme à l'invention. En référence à cette figure, il apparait que le circuit de commande automatique de gain à basse fréquence comprend un premier étage amplificateur différentiel 10, un étage atténuateur symétrique 12, un second étage amplificateur différentiel 14, un étage de décalage de polarisation 16, un étage amplificateur à sortie dissymétriqle et à couplage continu 18, un amplificateur inverseur 20, et un circuit détecteur de crête 22. Le premier étage amplifi-ateur différentiel 10 a une première borne d'entrée 24 et une seconde 26 destinées à être connectées à une source de signaux à fréquences basses (non représentée ), une première borne de sortie symétrique 28 et une seconde 90 prévues pour être connectées respectivement aux première 32 et seconde 34 bornes d'entrée symétrique de l'étage atténuateur symétrique 12. Ce dernier étage 12 a, en plus des première 32 et seconde 34 bornes d'entrée symétrique, une borne d'entrée pour la tension de commande 36, une borne d'entrée pour la tension de référence 38, ainsi que des première et seconde bornes de sortie symétrique 40 et 42 respectivement. Le second étage amplificateur différentiel 14 comporte une première 44 et une seconde 46 bornes d'entrée symétrique respectivement connectées aux première et seconde bornes de sortie symétrique 40 et 42 de l'étage atténuateur 12, et une seule borne de sortie 48 qui est connectée à une borne d'entrée de signal 50 de l'étage de décalage de polarisation 16. Cet étage 16 comporte également une borne de sortie de signal 52, une borne d'entrée de tension de référence 54, et une borne d'entrée 56 pour la tension de commande.La borne 56 de l'étage de décalage de polarisation 16 est connectée à la borne d'entrée de la tension de commande 36 de l'étage atténuateur 12, et la borne d'entrée pour la tension de référence 54 de l'étage de décalage de polarisation 16 est connectée à la borne d'entrée pour la tension de référence 38 de l'étage atténuateur 12. L'étage amplificateur à sortie dissymétrique et à couplage continu 18 comporte une borne d'entrée 58 qui est connectée à la borne de sortie de signal 52 de l'étage de décalage de polarisation 16, et une borne de sortie 60 qui est reliée par un premier condensateur C4 à la borne d'entrée 64 de l'ampli ficateu inverseur 20. La borne de sortie 66 de l'étage amplificateur 20 est reliée par un second condensateur C à la borne d'entrée 70 du circuit détecteur de crête 22. La tension de commande qui apparait à la borne de sortie 72 du circuit détecteur 22 est connectée, par l'intermédiaire d'un transistor Q29 à la borne d'entrée de tension de commande 36 de l'atténuateur symétrique 12 et à la borne d'entrée de tension de commande 56 de l'étage de décalage de polarisation 16. En plus des blocs principaux essentiels qui viennent d'être décrits, le système de commande automatique de gain à basse fréquence qui est représenté sur la figure unique du dessin comprend en outre une alimentation en tension de polarisation 74 et plusieurs sources de courant constant 76, 78, 80, 82, 84, 86, 88, 90, prévues pour alimenter les divers blocs 10, 12, 14, 16, 18, 20, 22 du circuit. Il est à noter que ce circuit est conçu pour être fabriqué en circuits intégrés et, de ce fait, des transistors sont utilisés à chaque fois que cela est possible et les valeurs des résistances rendues aussi basses que la pratique puisse permettre. En se tournant tout d'abord vers l'alimentation en tension de polarisation 74, des résistances R1 , R2, R3 et des diodes D1 et D2 sont montées en série pour constituer un diviseur de tension entre les bornes de tension d'alimentation 92, 94. Un premier transistor régulateur Q1 a son collecteur directement relié à la borne positive de tension d'alimentation 92, son émetteur à la borne négative de tension d'alimentation 94, (mise à la masse) par l'intermédiaire d'une résistance R4 et sa base au point commun des résistances R2 et R3. Une tension régulée est ainsi disponible à l'émetteur du transistor Q1, ensuite délivrée à divers éléments du circuit de commande automatique de gain comme cela sera décrit plus bas. L'alimentation en tension de polarisation 74 comprend en outre un second transistor régulateur Q2 et le montage série incluant des résistances R5, R6, R7, R8 et une diode Le collecteur de ce transistor Q2 est relié à la borne positive de l'alimentation en tension 92. son émetteur est connecté à la résistance R5 puis aux suivantes R6, R7, R8 et à la diode D3 pour venir en liaison avec la borne de masse 94, tandis que sa base est connectée à la jonction des résistances R1 et Les tensions de fonctionnement destinées aux éléments du circuit de commande automatique de gain sont obtenues aux jonctions des résistances R5 et R6, R6 et R7, R7 et R8, et à la jonction de la résistance R8 et de la diode D30 Compte tenu du caractère connu de l'alimentation 74, aucune autre explication ne paratt nécessaire. Les diverses sources de courant constant, 76, 78, 80, 82, 84, 86, 88, et 90 sont prévues pour polariser les éléments du circuit de commande automatique de gain qui utilisent des transistors Q3, Q4, Q5, Q6, Q7, Q8, Q9, at Q10 et des résistances R9, R10' Rîî, R12 R13, R14, R15 R16. Les bases des transistors Q3 et Q8 sont connectées au point commun des résistances R7 et R8, tandis que les bases des transistors Q4 - Q10 sont connectées au point commun à la résistance R8 et l'anode de la diode D3. Des résistances R9 - R16 relient respectivement les émetteurs destransistors Q3 I Q10 à la borne de masse 94, tandis que le collecteur de chacun desdits transistors est relié de manière à fournir le courant de fonctionnement aux divers blocs, comme cela sera décrit plus bas. Les divers blocs 10, 12, 14, 16, 18, 20 et 22 vont maintenant entre décrits en référence à la figure unique du dessin Le premier amplificateur différentiel 10 comprend un couple de transistors Q13, Q14 à émetteurs co^!muns. Le collecteur du transistor Q13 est connecté à la première borne de sortie symétrique 28 du premier étage amplificateur différentiel 10, tandis que le collecteur de l'autre transistor Q14 est relié à la seconde borne de sortie symétrique 30 de l'étage amplificateur 10.Les bases des transistors Q3 et Q4 sont respectivement reliées par les deux condensateurs C1 et C2 à la première 24 et seconde 26 bornes d'entrée du premier étage amplificateur différentiel 1û. En outre, les bases des transistors Q13 et Q14 sont respectivement connectées par l'intermédiaire des résistances R24 et R25 à 'émetteur du transistor Q1 de l'alimentation 74. Les émetteurs des transistors Q13 et Q sont quant à eux respectivement reliés par des résistances R17 et R18 au collecteur du transistor Q3 de la source de courant constant 76. L'étage atténuateur symétrique 12 se compose d'un premier couple de transistors Q15 , Q16 à émetteurs couplés et d'un second couple de transistors Q17 et Q18 à émetteurs également couplés. Les émetteurs du premier couple et ceux du second couple sont respectivement connectés à la première 32 et la seconde 34 bornes d'entrée symétrique de l'atténuateur. Le premier transistor Q16 du premier couple est relié à la première borne de sortie symétrique 40 de l'étage atténuateur symétrique 12 et, via la jonction émetteur-collecteur du transistor Q19, à la borne positive 92 de l'alimentation en tension.De même, le premier transistor Q1Tdu second couple Q17 , Q18 est relié à la seconde borne de sortie symétrique 42 de l'étage atténuateur symétrique 12 et, via la jonction collecteur-émetteur du transistor Q20, à la borne positive 92 de l'alimentation en tension. les bases des transistors Q19 et Q20 sont reliées entre elles. les collecteurs des seconds transistors Q15 et Q18 des premier et second couples de transistors ayant leurs émetteurs couplés sont connectés à la borne 92, tandis que les bases de ces seoonds transistors Q15 et Q18 sont interconnectées et reliées ensuite à la borne d'entrée de tension de commande 36 de l'étage atténuateur symétrique 12 et au collecteur du transistor Q4 de la source de courant constant 78. les bases des premiers transistors Q16' Q17 desdits couples de transistors sont interconnectées et ensuite reliées à la borne d'entrée de tension de référence 38 de l'étage atténuateur symétrique 12 et au collecteur du transistor Q5 de la source de courant constant 80. Le second étage amplificateur différentiel 14 comprendun premier couple de transistors Q21, Q22 à émetteurs interconnectés. La base du transistor Q22 est connectée à la première borne d'entrée symétrique 44 et au collecteur du transistor Q7 de la source de courant constant 84, tandis que la base de l'autre transistor Q21 est connectée à la seconde borne d'entrée symétrique 46 du second étage amplificateur différentiel, et au collecteur du transistor Q6 de la source de courant constant 82. Les émetteurs des transistors Q21 et 422 sont interconnectés et reliés ensuite au collecteur du transistor Q8 de la source de courant constant 86.Le collecteur du transistor Q22 est connecté à la borne de sortie dissymétrique 48 et, par l'intermédiaire de la résistance R19, à la borne positive de tension d'alimentation 92, tandis q'1o. le collecteur de l'autre transistor Q21 est directement relié à la borne positive 92. L'étage de décalage de polarisation 16 cbmprend un couple de transistors Q23' Q24 à émetteurs interconnectés, une diode D4, et un transistor Q25 monté en émetteur suiveur. Le transistor Q25 a sa base connectée à la borne d'entrée de signal 50 de l'étage de décalage de polarisation 16, son collecteur relié à la borne positive 92 de l'alimentation en-tension, et son émetteur relié par la diode D4 à la borne de sortie de signal 52 de l'étage 16. la base du transistor Q23 est connectée à la borne d'entrée de tension de comnande 56 et la base de l'autre transistor Q24 est connectée à la borne d'entrée de tension de référence 54 de l'étage de décalage de polarisation 16.Le collecteur du transistor Q23 est connecté à la borne positive 92 et le collecteur de l'autre transistor Q24 est connecté à la cathode de la diode D4 ou, ce qui revient au même, à la borne de sortie de signal 52. Les émetteurs des transistors Q23 et Q24 sont interconzectés et reliés en outre au collecteur du transistor Q9 faisant partie de la source de courant constant 88. L'étage amplificateur à sortie dissymétrique et à couplage continu 18 est constitué par un transistor Q26 monté en émetteur suiveur. La base de ce transistor Q26 est connectée à la borne d'entrée 58, le collecteur à la borne positive 92, et l'émetteur au collecteur du transistor Q10 de la source de courant constant 90 et laborne 60 de l'étage 18. te circuit détecteur de crête comprend deux transistors Q27 et Q28 montés en'Earlington", une résistance de charge R20, un condensateur C3, une résistance de décharge R21, et des résistances R22 et R23. la base du transistor Q27 est connectée à la borne d'entrée de détecteur 70 et à la résistance R22, celle-ci étant à son tour connectée à l'émetteur du transistor Q1 de l'alimentation en tension de polarisation 74. Les collecteurs des transistors Q27 et Q28 du montage darlington sont reliés par la résistance R23 à la borne positive 92 de l'alimentation en tension, tandis que l'émetteur du transistor Q28 est relié par la résistance de charge R20 à la jonction du condensateur C3, de la résistance de décharge R21, et de la borne de sortie de détecteur 72.Le condensateur C3 et la résistance de décharge R21 sont branchés en parallèle et relient la borne de sortie de détecteur 72 à la borne négative 94 de l'alimentation en tension. Le point commun à la résistance de charge R20 et à 11 émetteur du transistor Q28 est connecté à la cathode d'une diode D5,qui a son anode reliée à la jonction des résistances R5 et R6. En outre des éléments de circuit précités, un transistor Q29' monté en émetteur suiveur, relie la borne de sortie 72 du circuit détecteur de crête 22 à la borne d'entrée de tension de commande 36 de l'étage atténuateur symétrique 12,ainsi qu'à la borne d'entrée de tension de commande 56 de l'étage de décalage de polarisation 16, de façon à minimiser le courant de commande provenant du circuit détecteur de crête 22. Un transistor Q30, mont en émetteur suiveur, applique une tension de référence apparaissant % la jonction de résistances R6 et R7 e l'alimentation en tension de polarisation 74 aux bornes respectives d'entrée de tension de référence 54 et 38 de l'étage de décalage de polarisation 16 et de l'étage atténuateursymétrique 12. le transistor partir de la borne positive 92, en chargeant au minimum le diviseur de tension associé au transistor Q2. En fonctionnement normal du circuit de commande automatiqué de gain basses fréquences, une source de signaux à fréquence basse (non représentée) est connectée aux première et seconde bornes d'entrée du premier amplificateur différentiel 10. Ce signal à basse fréquence issu de cette source peut être soit un signal symétrique, soit dissymétrique, selon que le premier étage am)li,::icateur différentiel 10 servira à rejeter toute tension de mode commun apparaissant avec le signal à fréquence basse. la conduction des transistors Q13 et Q14 variera en fonction du signal basse fréquence appliqué, et ainsi des courants correspondants circuleront dans les circuits de collecteur des transistors Q13 et Q14 du premier étage amplificateur différentiel 10 et des circuits d'émetteur des premier et second couples de transistors à émetteurs interconnectés de l'étage atténuateur symétrique 12.Les fractions du courant de collecteur du transistor Q13 qui traversent les transistors Q15 et Q16 dépendront de la conduction relative des transistors Q15 et Q16, selon la valeur de la tension de commande apparaissant à la base du transistor Q15 et la valeur de la tension de référence apparaissant à la base du transistor Q16. De mimez la fraction du courant de collecteur du transistor Q14 aui traverse les transistors Q17 et Q18 dépendra de la conduction relative des transistors Q17 et Q18 selon la valeur de la tension de commande apparaissant à la base du transistor Q18 et la valeur de la tension de référence apparaissant à la base du transistor 417. Si la tension de commande augmente relativement à la tension de référence, les transistors Q15 et Q18 ont un facteur de conduction plus élevé que celui des transistors Q16 et Q17, ce qui se traduit par la diminution de la valeur du signal à fréquence basse apparaissant à la première et à la seconde bornes de sortie symétrique 40 et 42 respectivement. hu contraire, quand les transistors Q16 et Q17 conduisent mieux que les transistors Q15 et Q18, l'atténuation apportée par l'étage atténuateur symétrique 12 est faible et les signaux à bassefréquence qui apparaissent aux première et seconde bornes 40 et 42 de sortie symétriaLue de l''tage atténuateur 12 auront des amplitudes plus élevées. L'atténuation apportée par l'étage atténuateur symétrique est sensiblement une fonction exponentielle de la différence des tensions apparaissant aux bornes d'entrée pour la tension de commande et pour la tension de référence ae l'étage atténuateur 12. La tension du signal à basse fréquence qui apparat aux première et seconde bornes 40 et 42 de sortie symétrique d'atténuateur est fournie au second étage amplificateur différentiel 14, à la sortie dissymétYiRue duquel la tension est prélevée à la résistance R19 du circuit de collecteur du transistor Q220 Da.ns l'étage de décalage de polarisation 16, les transistors Q23 et Q24 commandent l'intensité du courant continu qui traverse le transistor Q25 et la diode D4.Si la tension de référence appliouée à la base du transistor Q24 est plus grande que la tension de commande apoliluée à la base du transistor Q23, la conduction du transistor Q24 augmentera et produira en conséquence une augmentation de l'intensité du courant continu qui traverse la diode D4 et le transistor Q25.Bien que l'intensité du courant de collecteur du transistor 424 soit sensiblement une fonction exponentielle de la différence des tensions de référence et de commande apparaissant aux bases des transistors Q23 et @24, la caractéristique courant-tension de la diode D4 et celle de la jonction diode d'émetteur du transistor Q23 sont telles que la tension apparaissant entre la cathode de la diode D4 et la borne positive 92 de l'alimentation de tension est sensiblement une fonction linéaire de la différence des tensions de référence et de commande apparaissant aux bases des transistors Q23 et Q24.L'étage de décalage de polarisation 16 introduit donc un décalage réglable du niveau continu entre la tension continue apparaissant à la borne d'entrée de signal 50 et la borne de sortie de signal 52 de l'étage de décalage de polarisation 16. Le transistor Q25 sert d'émetteur suiveur pour minimiser la charge de la résistance R19 tout en apportant sa jonction diode d'émetteur au circuit de collecteur du transistor Q24 comme cela a été décrit précédemment. Une variante de réalisation de l'étage de décalage de polarisation 16 qui n'est pas illustrée mais qui peut être conçue conformément à l'invention peut être formée en supprimant le transistor Q25 et la diode D4 et en effectuant une connexion directe entre la borne d'entrée de signal 50 et la borne de sortie de signal 52. En outre, une résistance de valeur convenable peut être insérée dans le circuit d'émetteur du transistor Q23 et dans le circuit d'émetteur du transistor Q24.Ce circuit modifié fonctionnera de la même manière que l'étage 16 précédemment décrit, lorsque la présence des résistances dans le circuit d'émetteur des transistors Q23 et Q24 rendra linéaire la variation de l'intensité du courant traversant la résistance R19 par rapport aux différences des tensions entre la tension de commande appliquée à la borne d'entrée de tension de commande 56 et la tension de référence appliquée à la borne d'entrée de tension de référence 34 de l'étage de décalage de polarisation0 La tension du signal à basse fréquence apparaissant à la borne d'entrée du signal 50 de l'étage de décalage de polarisation 16 apparait à la borne de sortie de signal 52 de cet étage sans aucune variation sensible dans son amplitude crête à crête, mais toutefois le niveau continu de ladite tension à basse fréquence est décalé par la traversée de 11 étage 16, comme cela a été décrit précédemment. Le transistor Q26, qui est monté également en émetteur suiveur, agit pour transférer la tension du signal à basse fréquence et son niveau continu de polarisation qui apparaissent à la borne de sortie de signal 52 de l'étage t6 à l'amplificateur inverseur 2p. Dans le cas où l'on suppose que le signal à basse fréquence apparaissant aux bornes d'entrée 24 et 26 du premier étage amplificateur différentiel augmente en amplitude crête à crête, le signal basse fréquence correspondant qui traverse l'étage atténuateur symétrique 12, le second étage amplificateur différentiel 14, l'étage de décalage de polarisation 16, étage amplificateur à sortie dissymétrique et à couplage direct 18, et l'amplificateur inverseur 20, augmente en consêouence. Si la tension crête à crête du signal à basse fréquence qui apparaît à la borne de sortie 66 de l'amplificateur inverseur 20, lorsqu'ajoutée à la tension continue de polarisation apparaissant à la borne d'entrée de détecteur 70, dopasse la tension de polarisation à émetteur du transistor Q27 du montage darlington Q27, -28 ces deux derniers transistors conduisent de façon à augmenter la charge du condensateur C3. Concurremment à l'augmentation de charge du condensateur C3, la tension de commande appliquée à l'étage atténuateur symétrique 12 et à l'étage de décalage de polarisation 16 augmente de façon à accroître l'atténuation apportée par l'atténuateur symétrioue 12 et à accroître la conduction du transistor Q23 de l'étage de décalage de polarisation 16.l'accroissement de la conduction du transistor Q23 relativement à celle du transistor Q24 réduit la conduction de diode D4 au courant continu, augmentant de ce fait (rendant plus positive) la tension de polarisation appliquée à la base du transistor Q26. En conséquence, le niveau de tension continue à l'émetteur du transistor Q26 oui est connecté à la source de courant constant 90 augmente. Ce niveau de tension continue augmentant, amplifié et inversé par l'étage inverseur 20, implique un décalage temporaire dans le sens négatif du niveauoentinu du signal à basse fréquance appliaué à la base des transistors Q27 et Q28.Ce décalage temporaire sert à diminuer momentanément la tension de polarisation appliquée à la base du transistor Q27, évitant ainsi la surcharge du condensateur C3 et stabilisant le système à une nouvelle valeur de gain total plus basse Par contre, si le signal à basse fréquence apparaissant aux bornes d'entrée 24 et 26 du premier étage amplificateur différentiel diminue en amplitude crête à crête, la tension de commande décroît quand la résistance R21 se décharge dans le condensateur C3, entraînant l'affaiblissement de l'atténuation introduite par l'étage atténuateur symétrique 12 et l'augmentation de la conduction du transistor Q24 de l'étage de décalage de polarisation 16.Avec la conduction accrue du transistor Q24, le niveau continu de la tension du signal à basse fréquence est décalé dans le sens négatif (rendu moins positif) par l'étage de décalage de polarisation 16. La conduction plus élevée du transistor Q24 relativement à celle .du transistor Q23 implique que la tension de référence apparaissant à la base du transistor Q24 est maintenant plus positive que la tension de commande apparaissant à la base du transistor Q23.Il résulte de ce décalage dans le sens négatif de la tension de polarisation par l'étage de décalage de polarisation 16 que la tension du signal à basse fréquence apparaissant à la borne d'entrée 64 de l'amplificateur inverseur 20 tentera un décalage temporaire négatif ou dans le sens négatif du niveau. Il est à noter que les condensateurs C4 et C5 ne permettent qu'un transfert momentané du décalage du niveau continu à la traversée de l'amplificateur inverseur 20. Cet amplificateur amplifie la tension du signal et le décalage de niveau continu qui lui parviennent et applique un décalage de niveau continu correspondant mais inversé (positif dans ce cas) au signal apparaissant à la borne d'entrée 70 du circuit détecteur de crête 22. Ce décalage de niveau continu va dans le sens d'une contre-réaction, renforçant de ce fait la stabilité du système. Lors que la base du transistor Q27 est polarisée par l'intermédiaire de la résistance R22 à une tension moins positive que celle à l'émetteur du transistor Q28' les transsistors Q27 et A28 ne conduiront que lorsque la tension apparaissant à la borne d'entrée de détecteur 70 est suffisamment positive. tant donné que, conformément à notre hypothèse définie précédemnent, la tension apparaissant à la bbrne de sortie 66 de l'amplificateur inverseur 20 subit un décalage positif en continu, les transistors Q27 et Q28 conduisent de façon à augmenter la charge du condensateur C3 et, par là, la tension de commande apparaissant à la borne de sortie 72 du circuit détecteur de crête 22. lorsque la tension de commande augmente, l'atténuation apportée par L'étage atténuateur symétrique 12 augmente également. En conséquence, l'atténuation appliquée à une tension de signal basse fréquence apparaissant aux bornes d'entrée 24 et 26 du premier étage amplificateur différentiel 10 avec une amplitude crête à crête rduite, diminuera jusqu'à ce qu'un niveau désiré de sortie de signal apparaisse à 1. borne de sortie 66 de l'amplificateur inverseur 20.Cet affaiblissement de l'atténuation est équilibré à l'encontr@ de l'atténuation accrue résultant du décalage positif du courant continu apparaissant o borne de sortie 66 de l'amplificateur inverseur 20, qui stabilise le système à une nouvelle valeur de gain total plus élevée. Il apparat qu'une réponse de régulation rapide est obtenue par l'introduction au signal à basse fréquence d'un décalage de polarisation continue qui est sensiblement une fonction linéaire de la différence des tensions de commande et de référsnce. Il est à noter que les premier et second condensateurs C4 et C5 permettent seulement une représentation impuisionnelle du décalage de tension de polarisation introduit par l'J-tage de décalage de polarisation 16 pour traverser l'amplificateur inverseur 20. la diode D5 agit pour précharger partiellement le condensateur C3,de façon à -viter aue la charge du coi-densateur C3 prenne trop de temps si au circuit de commande automatique de gain à basse fréquence parvient brusquement une salve de tonalité après une période de temps de repos. la durée d'attaque du système est partiellement déterminée par la résistance de charge R20, le Condensateur de charge 03, et de la durée requise pour modifier la charge dans les premier et second condensateurs C4 et C5 par le décalage de tension continue se produisant lors d'une réaction de la tension de commande la durée de rétablissement du système est commandée par la résistance R21. Selon les exigences de conception et de fabrication, le système de commande automatique de gain à basse fréquence qui vient d'être décrit peut être construit sans le premier étage amplificateur différentiel 10 si le signal à basse fréquence appliqué est symétrique et a un gain suffisant ; et/ou sans 11 étage amplificateur à sortie dissymétrique et à couplage direct 18 si le gain du système est suffisant et la charge de la borne de sortie du signal 52 de l'étage de décalage de polarisation peut être toléré ; et/ou sans l'amplificateur inverseur 20 Si le gain est suffisant et l'inversion peut être introduite ntimporte où dans le circuit. Suivant une version de construction du circuit illustré par la figure unique, la tension sur la base du transistor Q26 varie de 120 mV environ par décade du courant qui traverse le transistor Q24 en raison de la variation de la chute de tension que ce courant produit aux bornes du transistor Q25 et la diode D4. Cette variation logarithmique de la polarisation avec le courant traversant la diode D4 (à noter que le courant qui traverse la diode D4 est une fonction exponentielle de la différence des tensions de commande et de référence) implique un décalage de polarisation plus affaibli dans toute la gamme de gain du circuit de commande automatique de gain que s'il avait été réalisé~avec une variation linéaire de la polarisation en fonction du courant traversant la diode D4.Du fait que la variation du courant traversant le transistor Q24' qui est exponentielle comme on l'a vu, traverse des éléments non linéaires (transistor Q25 et diode D4), la variation de la tension continue mesurée entre la cathode de la diode D4 et la borne positive 92 est sensiblement une fonction linéaire d'une variation entre tensions de commande et de référence. La portée dynamique du circuit de commande automatique de gain qui vient d'être décrit est commandée par le gain de l'amplificateur inverseur 20. Le gain d'un circuit type de commande automatiaue de gain, auand il est établi au maximum, peut être affaibli d'approximativement 46 db quand des niveaux appropriés de tension de commande sont appliqués à la borne d'entrée de tension de commande 36 de l'étage atténuateur symétrique 12. En pratique, un total d'une variation de 140 mV dans la tension de commande est requis pour une gamme dynamique de 40 db. Quand cette variation de 14C mV de la tension du signal à basse fréquence, qui apparaît à la borne de sortie 66 de l'amplificateur inverseur 20 pour une variation d'entrée de 40 db, est très petite, une action très vive de la commande du gain automatique est indiquée. Ainsi, il apparaît que des variations erratiques dans la réaction de la tension de commande, qui seront faibles compte tenu des étages équilibrés, seront éliminées ou contrecarrées par une forte contre-réaction introduite par 11 étage de décalage de polarisation 16 du système de commande automatique de gain décrit. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée au mode de réalisation décrit et ceux cités, qui n'ont été donnés qutà titre d'exemples, mais elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniaues des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons, si celles-ci sont exécutées selon l'esprit de l'invention et mises en oeuvre dans le cadre des revendications qui suivent. REVENDICATIONS 1. - Circuit de commande automatique de gain à basse fréquence, du type comprenant un étage atténuateur symétrique ayant une borne d'entrée pour une tension de référence, une borne d'entrée pour une tension de commande, une première et une seconde bornes d'entrée-symétrique d'atténuateur prévues pour être connectées à une source de signaux à basse fréquence, et une première et une seconde bornes de sortie symétrique d'atténuateur, ledit étage apportant une atténuation fonction de la différence desdites tensions de référence et de commande présentes auxdites bornes d'entréecorrespondantes de l'étage atténuateur symétrique; un étage amplificateur différentiel ayant une première et une seconde bornes d'entrée symétrique et une borne de sortiedssymétrique , les bornes d'entrée étant respectivement connectées auxdites première et seconde bornes de sortie symétrique de l'étage atténuateur symétrique ; un circuit détecteur de crête ayant une borne d'entrée de détection et une borne de sortie de détection, cette dernière étant connectée à ladite borne d'entrée pour la tension de commande dudit étage atténuateur;ledit cftuitde coinmande étant caractérisé en ce qu'il comprend en outre un étage de décalage de polarisation ayant une borne d'entrée de tension de référence et une borne d'entrée de tension de commande,ainsi qu'une borne d'entrée de signal et une borne de sortie de signal, la borne d'entrée de signal étant connectée à la borne de sortie dissymétrique dudit étage amplificateur différentiel, la borne de sortie de signal étant reliée par des moyens capacitifs à la borne d'entrée de détection dudit circuit détecteur de crête, la borne d'entrée de tension de commande étant connectée à la borne de sortie de détection du circuit détecteur de crête, et la borne d'entrée de tension de référence dudit étage de décalage de polarisation étant connectée à la borne d'entrée de tension de référence dudit étage atténuateur symétrique ; ledit étage de décalage de polarisation apportant un décalage de niveau continu aux signaux à basse fréquence apparaissant à la borne d'entrée de signal dudit étage de décalage de polarisation, ce décalage étant sensiblement une fonction linéaire de la différence des tensions de référence et de coinande apparaissant respectivement auxdites bornes d'entrée correspondantes dudit étage de décalage de polarisation X de sorte que, en réponse à une variation d'amplitude de la tension basse fréquence apparaissant aux première et seconde bornes d'entrce symétrique dudit étage atténuateur symétri.ue, la tension de commande apparaissant à la borne de sortie de détection du circuit détecteur de crête varie de façon correspondante, changeant ainsi l'atténuation apportée par l'étage atténuateur symétrique tout en changeant le niveau continu de latension apparaissant à la borne de sortie de signal dudit étage de décalage de polarisation, de façon à maintenir à une valeur sensiblement constante la tension crête-à-crête du signal basse fréquence apparaissant à la borne d'entrée de détection dudit circuit détecteur de crête. 2. - Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un amplificateur inverseur monté en série entre l'étage de décalage de polarisation précité et le circuit détecteur de crête précité, ledit amplificateur inverseur ayant une borne d'entrée et une borne de sortie, la borne d'entrée étant reliée par les moyens capacitifs précités à la borne de sortie dudit étage de décalage de polarisation, et la borne de sortie dudit amplificateur inverseur étant connectée à la borne d'entrée de détection dudit circuit détecteur de crête. 3. - Circuit de commande automatique de gain à basse fréquence pour circuit récepteur téléphonique de tonalité, du type comprenant un premier étage amplificateur différentiel ayant des première et seconde bornes d'entrée prévues pour être connectes a une source de signaux à basse fréquence et des première et seconde bornes de sortie symétrique ; un étage atténuateur symétrique ayant une orne d'entrée de tension de référence et une borne d1entrée de tension de commande, une première et une seconde bornes d'entrée symétrique d'atténuateur et une première et une seconde bornes de sortie symétri- oue d'atténuateur, l'auténuation apportée par ledit étage atténuateur symétrique étant sensiblement une fonction exponentielle de la différence des tensions de commande et de référence apparaissant respectivement auxdites bornes d'entrée de tension de commande et de tension de référence de l'étage atténuateur symétrique, les première et seconde bornes d'entrée symétrique d'attduuateur étant respectivement connectées aux première et seconde bornes de sortie symétrique du premier étage amplificateur différentiel ; un second étage amplificateur différentiel ayant une première et une seconde bornes d'entrée symétrique et une borne de sortie dissymétrique, les bornes d'entrée étant respectivement connectées à la première et la seconde bornes de sortie symétrique dudit étage atténuateur symétrique ; un circuit détecteur de crête ayant une borne d'entrée de détection et une borne de sortie de détection, cette dernière étant connectée à la borne d'entrée de tension de commande dudit étage atténuateur symétrique ledit circuit de commande automatique de gain étant caractlrisé en ce qu'il comprend en outre un étage de décalage de polarisation ayant une borne d'entrée de tension de référence et une borne d'entrée de tension de commande, ainsi qu'une borne d'entrée de signal et une borne de sortie de signal, la borne d'entrée de tension de commande étant connectée à la borne de sortie de détection dudit circuit détecteur de crête, la borne d'entrée de-signal étant connectée à la borne de sortie dissymétrique dudit second étage amplificateur différentiel, ledit étage de décalage de polarisation apportant un décalage de niveau continu aux signaux à basse fréquence assparaissnt a sa borne d'entre de signal, ce décalage taist sensiblement une fonction linéaire de la diff"5rence des tensions de commande et de rference qui apparaissent respectivement auxdites bornes d'entrée de tensions de commande et de référence dudit étage de décalage de polarisation ; et un amplificateur inverseur ayant une borne d'entrée et une borne de sortie, la borne d'entrée étant reliée par un premier moyen capacitif à la borne de sortie de signal dudit stage de décalage de polarisation, la borne de sortie étant connectée à la borne d'entrée de détection du circuit détecteur de crête ; de sorte que, en réponse à une variation d'amplitude de la tension à basse fréquence apparaissant aux bornes d'entrée du premier étage amplificateur différentiel, la tension de commande apparaissant à la borne de sortie de détection du circuit détecteur de crête varie de façon correspondante, changeant ainsi l'atténuation apportée par l'étage atténuateur symétrique tout en changeant le niveau continudeXtension apparaissant à la borne de sortie de signal de l'étage de décalage de polarisation, de façon à maintenir à une valeur sensiblement constante la tension crête à-crête du signal à basse fréquence apparaissant à la borne de sortie de l'amplificateur inverseur. 4. - Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un étage amplificateur à sortie dissymétrique et à couplage oenthn, monté en série entre l'étage de décalage de polarisation précité et l'amplificateur inverseur précité et ayant une borne d'entrée et une borne de sortie, la borne d'entre étant coulée en continu à la borne de sortie de signal de l'étage de décalage de polarisation et la borne de sortie étant reliée par ledit premier moyen capacitif à la borne d'entrée de l'amplificateur inverseur. 5. - Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le circuit détecteur de crête précité comprend un moyen redresseur monté en cascade avec un filtre passe-bas, et ayant sa borne d'entrée de détection connectée audit moyen redresseur et sa borne de sortie de détection connectée audit filtre pssse-bas, ledit circuit étant caractérisé en ce que l'étage de décalage de polarisation précité comprend un couple de transistors à émetteursinterconnectés, la base de l'un étant connectée à la borne d'entrée de tension de commande de l'étage de décalage de polarisation et la base de l'autre étant connectée à la borne d'entrée de tension de référence de ce même étage de décalage de polarisation, le collecteur dudit autre transistor étant connecté d'une part à la borne de sortie du signal de l'étage de décalage de polarisation et d'autre part, par l'intermédiaire de moyens formant diode, à la borne d'entrée de signal de l'étage de décalage de polarisation. 6. - Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel l'étage atténuateur symétrique comprend un premier couple de transistors à émetteurs interconnectés et un second couple de transistors à émetteurs interconnectés, les émetteurs dudit premier couple étant connectés à la première borne d'entrée symétrique de l'étage atténuateur et les émetteurs du second couple étant connectés à la seconde borne d'entrée symétrique de l'étage atténuateur, le collecteur d'un premier transistor du premier couple étant connecté à la première borne de sortie symétrique de l'étage atténuateur et le collecteur d'un premier transistor du second couple étant connecté à la seconde borne de sortie symétrique de l'étage atténuateur, la base du premier transistor du premier couple étant connectée à la base du premier transistor du second couple ainsi qu'à la borne d'entrée de tension de référence de l'étage atténuateur symétrique, tandis que la base du second transistor du premier couple est connectée à la base du second transistordusecond couple ainsi qu'à la borne d'entrée de tension de commande de l'étage atténuateur symétrique, ledit circuit de commande automatique de gain étant caractérisé en ce que l'étage de décalage de polarisation précité comprend un couple de transistors à émetteurs interconnectés, la base de l'un étant connectée à la borne d'entrée de tension de commande de l'étage de décalage de polarisation et la base de l'autre étant connectée à la borne d'entrée de tension de référence de l'étage de décalage de polarisation, le collecteur dudit autre transistor étant connecté d'une part à la borne de sortie de signal de l'étage de décalage de polarisation et d'autre part, par l'intermédiaire de moyens formant diode, à la borne d'entréede signal de l'étage de décalage de polarisation. 7. - Circuit selon ltune quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel l'étage atténuateur symétrique précité comprend un premier couple de transistors à émetteurs interconnectés et un second couple de transistors à émetteurs interconnectés, les émetteurs du premier couple de transistors étant connectées à la première borne d'entrée symétrique de l'étage atténuateur et les émetteure du second couple de transistors tant connectés à la seconde borne d'entrée symétrique de l'étage atténuateur, le collecteur d'un premier transistor du premier couple étant connecté à la première borne de sortie symétrique de étage atténuateur-et le collecteur d'un premier transistor du second couple étant connecté à la seconde borne de sortie symétrique de l'étage atténuateur, la base du premier transistor du premier couple étant connectée à la base du premier transistor du second couple, ainsi qu'à la borne d'entrée de tension de référence de l'étage atténuateur, tandis que la base du second transistor du premier couple est connectée e la base du second transistor du second coule ainsi qu'à la borne d'entrée de tension de commande de l'étage atténuateur symétrique ; dans lequelcircuitle circuit détecteur de crête précité comprend un moyen redresseur monté en cascade avec u@ filtre passe-bas, la borne d'entre de detection du circuit détecteur de crête étant connectée audES noyersredresseurset la borne de sortie de détection étant coxi-lectêe audit filtre passe-bas ; ledit circuit de commande automatique de gain étant caractérisé en ce que l'étage de décalage de polarisation précité comprend un couple de transistors à metteurs interconnectés, la base de l'un étant connectée à la borne d'entrée de tension de commande de l'étage de décalage de polarisation et la base de l'autre étant connec tée à la borne d'entrée de tension de référence de ce même étage de décalage de polarisation, le collecteur dudit autre transistor étant connecté d'une part à la borne de sortie de signal dudit étage de décalage de polarisation et d'autre part, par l'intermédiaire de moyens formant diode, à la borne d'entrée de signal de l'étage de décalage de polarisation. 8. - Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le premier tage amplificateur différentiel cité comprend un couple de transistors à émetteurs interconnectés, la base de l'un étant connectée à la première borne d'entrée du premier étage amplificateur différentiel et la base de l'autre étant connectée à la seconde borne d'entrée de ce premier étage amplificateur différentiel, tandis. que les collecteurs de l'un et l'autre des transistors sont respectivement connectés à la première et la seconde bornes de sortie symétrique du premier étage amplificateur différentiel dans lequel l'étage atténuateur symétrique précité comprend un premier couplé de transistors à émetteurs interconnectés et un second coule de transistors à émetteurs interconnectés, les émetteurs du premier couple de transistors étant connectés à la première orne d'entrée symétrique de l'étage atténuateur et les metteurs du second couple de transistors étant connectés à la seconde borne d'entrée symétrique de l'étage atténuateur, le collecteur d'un premier transistor du premier couple étantcuzecté àlapoemière borne de sortie symétrique de l'étage atténuateur et le collecteur d'un premier transistor du second couple étant connecté à la seconde borne de sortie symétrique de l'étage atténuateur, la base du premier transistor du premier couple étant connectée à la base du premier transistor du second couple ainsi qu'à la borne d'entrée de tension de référence de l'étage atténuateur symétrique, tandis que la base du second transistor du premier couple est connectée à la base du second transistor du second couple ainsi qu'à la borne d'entrée de tension de commande de l'étage atténuateur symétrique ; dans lequel le second étage amplificateur différentiel comprend un couple de transistors à émetteurs interconnectés, la base de l'un de ces deux transistors étant connectée à la première borne d'entrée symétrique de ce second étage amplificateur différentiel et la base de l'autre transistor étant connectée à la seconde borne d'entrée symétrique de ce second étage amplificateur différentiel, tandis que le collecteur du premier transistor est connecté à la borne de sortie desymétrique du second étage amplificateur différentiel ; dans lequel le circuit détecteur de crête précité comprend un moyen redresseur monté en cascade avec un filtre passe-bas, ce circuit ayant sa borne d'entrée de détection connectée audit moyensredresseum et sa borne de sortie de détection connectée audit filtre passe-bas ; ledit circuit de commande automatique de gain à basse fréquence étant carac têrisé en ce que l'étage de décalage de polarisation grécité comprend un couple de transistors à émetteurs interconnectés, la base de l'un de ces deux transistors étant connectée à la borne d'entrée de tension de co mande de cet etage de décalage de polarisation et la base de l'autre transistor étant connectee à la borne d'entrée de tension de référence de l'étage de do calage de polarisation, le collecteur dudit autre transistor étant connecté d'une part à la borne de sortie de signal dudit otage de décalage de polarisation et d'autre part, par l'intermédiaire de moyens formant diode, à la borne d'entrée de signal de l'étage de décalage de polarisation.