Brevet FR2209111A1 — publié le 19740628

La présente invention concerne la mesure de distances, en particulier pour la topographie. On sait que la mesure de distances sur le terrain ne peut pas être faite directement à l'horizontale. Il faut donc connaitre les angles de mesure pour pouvoir effectuer la "réduction" des distances mesurées, et obtenir ainsi des distances ramenées au tian horizontal et des différences de niveau. Un appareil capable de ces fonctions est appelé un tachéomètre autoréducteur. Il est bien connu de mesurer des distances à l'aide du temps de propagation aller-retour d'une onde électromagnétique, modulée en amplitude, entre un émetteur-récepteur et un réflecteur. Dans le brevet français 1 485 532 du 16 Mai 1967, la Demanderesee a déjà donné un exemple de dispositif de mesure de distances au moyen d'une mesure de phase sur un signal modulant un rayonnement infrarouge. Dan6 les première et seconde additions à ce brevet français, qui ont respectivement les numéros 90 063 et 92 395, sont décrites des variantes perfectionnées de ce genre de dispositif. la présente invention concerne un dispositif de mesure de distances qui se rapproche de ceux définis dans ce brevet français et ses additions. C'est-à-dire que, pour obtenir la distance par le moyen du temps de propagation d'un rayonnement électromagnétique modulé, on mesure le déphasage produit sur le signal de modulation pendant un trajet allerretour du rayonnement. Des changements de fréquence sont effectués avec la même fréquence d'hétérodyne, d'une part pour le signal local de modulation, et d'autre part pour le signal de modulation extrait du rayonnement électromagnétique reçu après aller retour.La mesure du déphasage est réalisée sous la forme d'une mesure de décalage temporel entre deux périodes contemporaines de l'un et l'autre des signaux de basse fréquence obtenus après ces changements de fréquence resectifs. Pour réaliser un tachéomètre, le dispositif de mesure de distance doit être adapté à un théodolite ; il naut donc que ces dimensions soient extrêmement réduites. it Deman- deresse a recherché à obtenir la meilleure précision possible, sans exagérer l'encombrement de l'appareil, sa complexité, et pal conséquent son prix de revient. Un point essentiel à cet égard est la précision des sources de fréquence utilisées. L'invention permet d'obtenir dans le dispositif de mesure de distance une stabilité apparente meilleure de plusieurs ordres de grandeur que la stabilité nominale des sources de fréquence. Dans la suite de la présente demande de brevet, on désignera une source de fréquence par le mot oscillateur, étant admis qu'un oscillateur peut délivrer notamment des signaux carrés (ondes impulsions) à sa fréquence nominale. Selon une caractéristique de l'invention, un premier oscillateur fournit la fréquence de modulation, un second oscillateur fournit la fréquence d'hétérodyne, un troisième oscillateur fournit une fréquence d'horloge ; l'un choisi des second et troisième oscillateurs peut être commandé en fréquence ; un compteur numérique réagit à l'activation d'une entrée de commande en comptant à ladite fréquence d'horloge, un premier signal d'activation étant produit pendant ledit décalage temporel pour la mesure de déphasage.Un second signal d'activation, disjoint du premier signal d'activation dans le temps est produit pendant une période complète du signal local obtenu après changement de fréquence, et un circuit de correction sensible au comptage obtenu dans le compteur numérique pendant le second signal d'activation, commande en fréquence ledit oscillateur choisi dans un sens apte à corriger un écart entre ledit comptage obtenu et uu premier comptage préétabli, ce qui permet de diminuer la stabilité requise pour les oscillateurs. Très avantageusement, ledit oseillateur choisi est le second oscillateur, le premier comptage préétabli est le modulé du compteur numérique, et la mesure de phase est invalidée lorsque l'écart entre le comptage obtenu et le premier comptage préétabli, ou module du compteur numérique dépbasse 11nn amplitude prédéterminée. On appelle module d'un compteur numé risque le comptage correspondant à l'apparition d'une impulsion de remise à zéro générale. Autrement dit, le module est le nombre d'états différents que possède le compteur numérique. Selon une autre caractéristique de l'invention, une série de mesures de déphasage successives est effectuée en réponse à une série de premiers signaux d'activation ; le dispositif comporte alors des moyens de comparaison du contenu du compteur numérique pour çhaque premier signal d'activation, pour faire une comparaisbn au premier comptage préétabli, ainsi qu'à des second et troisième comptages préétablis égaux appro ximativement au tiers et aux deux tiers du premier comptage préétabli respectivement, un circuit à trois états réagissant à la comparaison associée à un premier signal d'activation initial, en ayant un premier état si ledit contenu est supérieur au premier comptage préétabli ou inférieur au second, un second état si ledit contenu est supérieur au second comptage préétabli et inférieur au troisième, et un troisième état si ledit contenu est supérieur au troisième comptage préétabli et inférieur au premier, et des moyens pour augmenter conditionnellement, en dépendance du circuit à trois états de la valeur du premier comptage préétabli, chaque nombre. extrait dudit compteur numérique, ladite condition consistant pour le premier état à augmenter tous les nombres sauf ceux supérieurs au troisième comptage préétabli et inférieurs au premier, pour le second état à n'augmenter aucun nombre et pour le troisième état à augmenter seulement les nombres inférieurs au second comptage préétabli ou supérieurs au premier. Selon une autre aractérI5tiQJe de de l'invention, le dispositif comporte deux compteurs numériques diviseurs de - fréquence ayant des modules de comptage respectifs voisins, co mutables respectivement en série sur les sorties des premier et second oscillateurs à auartz, lesdits modules étant choisis tels cue la différence entre les fréquences nominales de ces deux oscillateurs soit égale à la différence des fréquences nominales divisées susceptibles d'entre obtenues à la sortie des compteurs numériques, ce qui fournit des fréquences de mesure grossière pour lever l'ambiguité des fréquences de mesure fine. Dans cette disposition, le dispositif de correction de frécuen- ce selon l'invention fonctionne aussi bien pour les fréquences de mesure fine que pour les mesures de fréquence grossière, sans discontinuité et sans commutation spéciale. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre, faite el référence aux dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs, et sur lesquels - la figure 1 illustre le schéma de prirci?e général du tachéomètre autoréducteur de l'invention - la figure 2 illustre le schéma électricue détaillé des moyens de commande de la fréquence de l'oscil- lateur de la figure 1 - la figure 3 illustre le schéma électrique détaillé des circuits permettant d'éliminer l'ambiguïté des phases dont la valeur est voisine d'un tour de phase. Sur la figure 1, un modulateur émetteur de lumière 10 comporte une diode a l'arseniure -de gallium, excite pour émettre ae la lumière, de façon commandée en tout ou rien par des signaux rectangulaires fournis via un commutateur 12 par un oscillateur libre 13 ayant une fréquence nominale désignée par F. le commutateur 12 permet le passage soit directement, soit às travers un circuit compteur numérique 14 diviseur de fréquence par 100. Un réflecteur 15 est disposé à un point éloigné dont on désire mesurer la distance par rapport à 11 emplacement de l'émetteur de lumière, et agencé pour renvoyer le rayonnement électromagnétique lumineux en direction de ce dernier. Un récepteur 16 est disposé au voisinage immédiat de l'émetteur 10 et comporte une photodiode pour recevoir le rayonnement lumineux modulé en tout ou rien après aller retour, et fournir après amplification, démodulation et filtrages un signal sinusoïdal dont la phase est liée à celle de la composante à fréquence fondamentale du signal de modulation en tout'ou rien. Le signal local de modulation appliqué à l'entrée de l'émetteur modulateur 10, et le signal démodulé fourni par le récepteur 16 sont appliqués respectivement à des circuits de changement de fréquence 17 et 18. La fréquence d'hétérodyne, communie pour ces deux circuits, est fournie par un autre commutateur 19 à partir d'un oscillateur à quartz 20, du type à fréquence commandée par une tension (V C X 0), ayant une fréquence FI, soit directement, soit à travers un compteur 21 diviseur de fréquence par 98. t'homme de l'art comprendra que le circuit de changement de fréquence 17, qui ne fait intervenir que des signaux locaux, n'a pas nécessairement besoin de filtrage, tandis que le circuit de changement de fréquence 18 doit comporter des filtrages suffisants pour fournir un signal pratiquement pur. Les deux changements de fréquence 17 et 18 illustrés sont supposés comporter en sortie un écrétage, Si bien qu'ils fournissent sur leurs sorties, des signaux rectangulaires de basse fréquence que l'on appellera local et reçu respectivement à un circuit détecteur de passages à zéro 22. Comme on le verra ci-après, ce circuit a pour fonction d'élaborer un signal rectangulaire de commande de comptage pour un compteur numérique 23, recevant comme fréquence d'horloge à compter la sortie d'un oscillateur libre à quartz 24 ayant une fréquence nominale De façon connue en soi, le circuit de comptage 27 contient pour chaque mesure un comptage représentatif de écart temporel entre deux passages par zéro de deux périodes contemporaines du signal local de basse fréquence fourni à la sortie du circuit de changement de fréquence 17, et du signal reçu démodulé, après passage dans le circuit de changement de fréquence 18, respectivement. On sait que la distance D du réflecteur à l'émetteur-récenteur est donnée par 19 relation suivante Dans cette relation, c désigne la vitesse de la lumière, le facteur 2 est dû à l'aller retour, et m est égal au comptage du compteur 23, en tant que fraction de tour de phase, plus éventuellement un certain nombre de tours de phase s'il y a ambigulté. En outre, le premier rapport de cette relation est caractéristique de la propagation de l'onde électromagnétioue modulée à la fréquence FE, alors que le second rapport de la relation est caractéristiaue des moyens employés pour mesurer la phase du signal de modulation. Dans la suite de la présente description de détail, on supposera que le premier facteur est égal à vingt mètres (20 m), tandis que le second est égal à un dix-millième (10-4) A titre d'exemple, les valeurs de fréquence peuvent être PE = 7,5 MHz, FI = 7,501545 MFIz et FH = 15,45 1Hz. Il faut garder aussi à l'esprit le fait qu'un appareil du type décrit ici comporte des mesures périodiques dites de calibration, à l'aide d'un trajet optique connu réalisé dans l'appareil pour compenser l'influence de la dérive en phase des circuits. En référence aux figures 1 et 2, on va maintenant décrire plus en détail le dispositif de mesure de phase, et les moyens de l'invention. Sur la figure 2, le circuit de détection des passages par zéro 22. comporte dtune part, de façon connue en soi, des circuits 221 et 222 produisant respectivement des impulsions à chaque passage par zéro dans un sens déterminé (croissant par exemple) du signal local fourni après changement de fréquence par le circuit de changement de fréquence 17, et du signal reçu fourni après changement de fréquence par le circuit de changement de fréquence 18. Les sorties des circuits 221 et 222 sont appliquées aux entrées S et Rd' une bascule bistable du type R-S respectivement. ta sortie Q de la bascule 223 est à l'état UN seulement entre un passage par zéro dans le sens croissant du signal local, et un passage par zéro dans le même sens du signal reçu. la durée pendant laquelle cette sortie-Q se trouve à ltétat 1 est donc égale au décalage temporel entre deux périodes contemporaines des signaux d'entrées respectifs des circuits 221 et 222. Une porte ET 224 combine cétte sortie Q de la porte 223 à un signal de commande de mesure de phase, désigné par MES. A travers une porte OU 22, la sortie de la porte ET 224 est appliquée à l'entrée du circuit de comptage 23 de la figure, c'est-à-dire sur la figure 2 à une porte ET 231 à deux entrées, dont l'autre entrée reçoit le signal d'horloge à la fréquence t fourni par le troisième oscillateur 24. la sortie de la porte ET 231 est appliquée à un compteur en décimal codé binaire 232, désigné en abrégé par l'expres- sion compteur BCD 232. En réponse au front de montée du signal de commande de mesure MES, le compteur BCD 232 est remis à zéro. Selon l'ir.vention 2 le circuit 22 comporte aussi un circuit pour élaborer un signal de type logique dont la durée au niveau UN est égale à une période du signal local. Sur la figure 2, ce circuit porte la référence 226, et est constitué d'un diviseur de fréquence par 2, comportant par exemple une bascule J-K, agencée à cet effet de façon connue en soi. La sortie du diviseur de fréquence par 2 est appliquée à une porte ET 227, où elle est combinée avec un signal de commande automatique de fréquence, désigné par la référence. AFC ; la sortie de la porte ET 227 constitue l'autre entrée de la porte OU 225. Dans un mode de réalisation particulier, le compteur 232 à un module décimal égal à 10 000, et il reçoit le signal AFC pour être remis au comptage 0002 en réponse au front de montée de ce signal. Bien entendu, il est essentiel que les signaux MES et AFC ne soient pas présents en meme temps. Donc, après avoir été remis au comptage initial 0002, le compteur BCD 232 mesure, d'après la fréquence d'horloge F11 de l'oscillateur 24, la durée d'une Période du signal local, donnée par le signal de sortie du circuit 226. Une impulsion de report apparaît pour remettre à zéro de façon générale le compteur BCD 232, au moment où celui-ci atteint le comptage 10 000. Cette impulsion ae report est combinee avec le signal AFC dans une porte ET 251, pour être appliquée à l'entrée S d'une bascule bistable du type R-S, dont l'entrée R reçoit le signal hFC. 'la bascule bistable 252 est remise à l'état FAUX en réponse au front de montée du signal AFC, tandis qu'este passe à l'état VRAI lorsau'apparalt une impulsion de report en même temps que le signal AFC est à l'état VRAI. La bascule est donc à l'état VRAI seulement en présence du signal AFC, et lorsque le comptage du compteur BCD 232 atteint 10 000. La sortie Q de la bascule bistable 252 est appliquée à une entrée d'une porte liON-OU 253 ; l'autre entrée de la porte NON-OU 253 reçoit la sortie d'une porte ET 254, qui combine la sortie Q de la bascule bistable 252 avec la sortie de poids 4 de la décade 100 du compteur BCD 232. Par conséquent, la sortie de la porte 1X,05-05 est au niveau UN seulement lorsque le comptage du compteur BCD 232 est compris entre 10 000 et 1C OC4. Ce signal est utilisé comme validation de la mesure de phase, comme on le verra ci-après. Par ailleurs, la sortie Q de la bascule bistable 252 est combinée dans une porte ET 255 avec la sortie de poids 2 de la décade 100 du compteur 232, la sortie de la porte ET 255 étant appliquée à l'entrée S de mise à l'état VRAI d'une bascule bistable 256 du type R-S. L'entrée R de cette bascule bistable 256 reçoit le signal AFC pour la remise à zéro initiale de la bascule. La bascule bistable 256 est donc respectivement à l'état VRAI ou à l'état FAUX suivant que le comptage du compteur 232 est supérieur ou inférieur à 10 002, en présence d'un signal AFC. Un circuit 250 reçoit le signal AFC pour produire en réponse au front de descente du signal AFC un créneau de tension de largeur et hauteur calibrée. Ce créneau est appliqué aux entrées de signal analogique respectives. de deux portes analogiques 257 et 258, qui reçoivent comme signal de commande respectivement les sorties Q et Q de la bascule bistable 256. Un intégrateur différentiel 250, réalisé de façon connue en soi à l'aide d'un amplificateur différentiel et d'un condensateur a son entrée - et son entrée + respectivement reliées aux sorties des portes analogiques 257 et 258. La sortie de l'intégrateur 259 fournit une tension de commande appliquée au second oscillateur 20, pour sa commande de fréquence. Cet oscillateur 20, l'intégrateur 259, et le générateur de créneau calibré 250 sont agencés or oue l'application d'un créneau calibré à l'intégrateur 259 commande une variation de fréquence de l'oscillateur 20 susceptIble de produire une variation d'une unité pour le comptage de la période du signal local de sortie du circuit 226, ce nouveau comptage étant évidemment effectué dans le compteur 232 en présence du signal ASC suivant. Dans ces conditions, le circuit de correction 25 agit pour maintenir une durée égale à 10 0002 0002 dans le compteur 232, c'est-à-dire 1C 000.On remarquera que ce comptage est la durée d'une période de la fréquence, FI - FE, mesurée à la fréquence EX Le comptage ainsi obtenu est donc représentatif de la valeur du second facteur de la formule donnée plus haut. L'amplitude de la correction donnée par un créneau calibré est égal à une unité de ce comptage donc le comptage oscille normalement autour de la position médiane 10 002, à plus ou moins une unité près. En outre, lorsque le comptage s'écarte ae la position 10 002 de deux unités, la sortie de la porte lsON-OU 253 passe au niveau zéro, ce qui produit le signal b'invalidation déjà mentionné. De préférence, toute mesure de phase effectuée dans le compteur 232 en réponse au signal de mesure IfES est suivie d'une opération de contrôle automatiaue de fréquence, étant entendu que la mesure peut concerner soit le trajet interne connu, soit un trajet externe à mesurer. Les moyens destinés à engendrer les signaux de commande MES et AFC n1 ont pas été représentés, car ils dépendent du fonctionnement général de l'appareil. On remarquera qu'il est avantageux d'engendrer ces signaux à partir du signal local tel qu'il est disponible en sortie du circuit 226, et avec un certain décalage par rapport au front de montée de ce signal. Si l'on considère maintenant seulement la figure 1, on voit que le signal local disponible à la sortie des circuits de changement de fréquence 17 et 18 peut provenir soit d'une différence entre les fréquences des signaux émanant directement des oscillateurs 13 et 20, soit de-la différence entre les frequences disponibles aux sorties des compteurs diviseurs 14 et 21, la'différence étant la meme dans les 2 cas, d'après l'utilisation selon l'invention de ces compteurs diviseurs de fréquence. On a exposé plus haut que l'égalité suivante est vérifiée : et que la distance est fournie, pour la mesure fine, par la relation Pour la mesure grossière il faut remplacer FI FI FE par et FE par , mais le second facteur de la formule 98 100 ne change pas,.Il apparat donc,que les moyens due commande de fréquence decrits fonctionnent aussi bien pour la mesure grossière que pour la mesure fine. En référence à la figure 3, on va maintenant décrire en détail le circuit 26 de la figure t. 1'appareil selon l'invention est destlné à faire un grand nombre de mesures successives, par exemple 1 000 mesurés fines et à faire ensuite la moyenne de ces mesures. Il s'agit de mesures de phase qui sont faites à un tour de phase près. Or, pour effectuer le calcul ce la moyenne il faut ramener toutes les valeurs de phase mesurées à des valeurs ayant même origine, en y ajoutant un nombre convenable de tours de phase. La Demanderesse a trouvé un automatisme particulièrement simple et intéressant pour réaliser cette opération : au cours de chaque mesure de phase, est faite une détection de passage à un tiers de tour de phase (environ), deux tiers de tour de phase (environ), ainsi que le retour à l'origine, qui correspond à un tour de phase. Si la phase mesurée (et validée) se trouve dans le premier tiers, un tour de phase est ajouté à toutes les phases mesurées, y compris la premier, qui se trouvent inférieures à deux tiers de tour de phase (modulo un tour de phase bien entendu). Si la première =se mesurée (et validée) est comprise entre un tiers et deux tiers de tour de phase, aucune des phases mesurées de la série dont on désire faire la moyenne n'est modifiée. %enfin, si la première phase Esures (et valide) est comprise entre deux tiers de tour de phase et Uli tour de phase, un tour de phase est ajouté à toutes les phases mesurées suivantes cui sont inférieures à un tiers de tour de phase, modulo un tour de phase. Comme on l'-a indiqué ci-cessus, la précision requise pour les bornes un tiers de tour de phase et deux tiers de tour de phase n'est pas très grande. tomme le module du compteur BCD 132 est égale à 10 030 et représente un tour de phase, la demanderesse a choisi les comptages 3 000 et 7 000 pour désigner un tiers de tour de phase et deux tiers de tour de phase respectivement. Pour simplifier la suite de l'exposé, on distinguera trois intervalles de comptage h, B et C,respectivement de 0000 à 3000, de 3000 à 7000 et de 7000 à 10000. A cet effet, le circuit 26 de la figure 3 comporte une porte ET 261 et une porte ET 262, qui combinent respectivement les sorties 1 et 2, et les sorties t, 2 et 4 de la décade 103 du compteur BCD 232. La sortie report de cette décade (comptage 10000) et les sorties des portes ET 261 et 262 sont combinées dans une porte OU 263, dont la sortie est appliauée à une porte ET 265, où elle est combinée avec le signal de commande de mesure MES. Ceci permet de ne faire fonctionner le test maintenant décrit que pendant les mesures de phase proprement dites et non pendant la commande automatique de fréquence (signal AFC, disjoint du signal MES). Le circuit 26 comporte aussi deux compteurs à 9 qui portent respectivement les références 266 et 2 606. Ces compteurs à 3 ont pour module trois, c'est-à-dire ils possèdent seulement trois états différents. Ils sont constitués chacun de deux bascules bistables, dont seules les sorties a et Q sont représentées pour simplifier. Dans chaque cas, la bascule située du côté de l'entrée est supposée avoir le plus petit poids de numération dans le compteur.Pour illustrer que les compteurs 266 et 2 606 ont tous deux le me me module égal à trois les sorties Q des deux bascules de chacun de ces compteurs sont combinées dans des portes ET 267 et 2 6=7 respectivement, dont les sorties sont acrliouées par l'intermédiaire de port OU respectives 268 et 2 608 à la remise à zéro générale de chaque compteur respectivement. La porte OU 268 reçoit aussi le signal de début de commande de mesure D PETS, pcur fournir sa sortie à l'entrée de remise à zéro RAZ du compteur 266, à chaque front initial du signal de commande de mesure ES, et aussi chaque fois que ce compteur arrive à trois. La même chose est vraie pour le compteur 2606, sauf que le signal de début de mesure D RES est en outre combiné dans une porte ET 2 609 avec un signal INIT, qui apparaît pendant chaque signal de commande de mesure MES, jusqu'à ce qu'il y en ait un qui soit validé. De la même manière, l'entrée du compteur 2 606 reçoit la sortie de la porte E~ 265 par ltintermédiaire d'une autre porte ET 2 600 qui reçoit aussi le signal INIT, tandis que le compteur 266 reçoit directement la sortie de cette porte ET 265. Si l'on considère que les impulsions fournies par la porte OU 263 apparaissent cycliquement, et dans l'or- dre, avec les chiffres 3, 7 et 10 de la dernière décade du compteur BCD 272, il apparaît que chacun des compteurs présente un comptage 00, 01 et 10 suivant que la phase mesurée se trouve comprise dans l'intervalle A (0000 à 3000), l'irter- valle B (3000 à 7000) et l'intervalle C (7000 à 10000), respec tivement. 'les sorties Q des deux étages du compteur 2 606 sont réunies dans une porte ET 2 601 pour fournir un signal désigné par Ao, et représentatif du fait que la première mesure en cours est comprise entre 0000 et 3000 (intervalle A). 'la sortie Q du premier étage et la sortie Q du second étage du compteur 2 606 sont réunies dans une porte ET 2 603 pour fournir un signal Co représentatif du fait que la phase mesurée est comprise entre 7000 et 10000 (intervalle C). On voit que pour une série de mesures de phase dont on veut faire la moyenne, le compteur 2 606 fonctionne tant que le signal Ii-IT est présent, ctest-à-dire jusqu'à ce que l'une de ces mesures soit validée, après quoi le signal INIT disparaît et le compteur conserve l'état obtenu tour cette mesure validée. Au contraire, le compteur 266 fonctionne tour chaque mesure de phase de la série, en réponse à chaque signal de mesure MES. La sortie Q du second étage du compteur 266 est représentative du fait que la phase mesure est comprise entre 0000 et 7000 (intervalle A ou intervalle B). Cette sortie est combinée avec la sortie Ao de la porte ET 2 601 dans une autre porte ET 2 661, tour fournir un niveau UN lorsque le compteur 2 606 de mesure initiale de phase indioue cue cette mesure est comprise entre 0000 et 30000, alors que cet+e mesure ou une -suivante est comprise entre 0000 et 7000 ce qui représente la condition Ao. (E + B).Dans une autre porte ET 2 663, les sorties # des deux étages du compteur 266 (condition A) sont combinées avec la sortie Co de la porte ET 2 603, pour fournir un signal au niveau UN lorsque la mesure de phase initiale est comprise entre 7000 et 10000, et une mesure de phase suivante est comprise.entre 0000 et 3000 ce qui représente la conditIon Co.A. 'les sorties des portes ET 2 661 et 2 663 sont combinées dans une portez 269, pour donner la condition Ao.(A+B) + Co.A. Sur la figure 3 est également représenté un registre 27, décimal codé binaire à accès d'entrée parallèle. Dans l'état de repos ce registre comporte quatre décades dont les entrées parallèles sont reliées aux sorties parallèles des décades correspondantes du compteur BCD 232. De cette façon, à la fin de chaque signal de,connde de mesure ES, le contenu du compteur BCD 232 est transféré en parallèle dans les décades correspondantes du registre 27, tandis qu'une autre décade, de poids supérieur, reçoit ls sortie de la porte OU 269 sur son entrée de poids binaire 1. Si l'on considère maintenant aue le contenu du registre à décalage 27 est pris en considération seulement si le contrôle de frésuence effectué aussitôt après dans le compteur BCD 232 donne un signal de validation, il açparait alors oue le circuit 26 réalise la mise en oeuvre.du processus auto matiqùe décrit plus haut. Be registre 27 est appelé registre sérialisateur, car il reçoit en parallèle le contenu du compteur 23, avec éventuellement la modification d'un tour de phase par le circuit 26, et il fonctionne ensuite en temps que registre à décalage pour fournir à des moyens de calcul la même information en série, dans l'ordre des poids croissants de numéraction décimale (et binaire pour chaque décade). Sur la figure 1, ces moyens de calcul comprennent un additionneur-soustracteur 30, avec son aiguilleur d'entrée 31. 'ledit aiguilleur d'entrée reçoit les sorties série du registre sérialisateur 27, et d'autres registres à décalage 32 à 34. Les registres à décalage 33 et 34 ont aussi une sortie série de rang appliquée à l'aiguilleur d'entrée 31. Des parties correspondantes de leurs contenus peuvent être comparées numériquement dans un comparateur 35. L'aiguilleur d'entrée 31 reçoit aussi la sortie d'un circuit générateur d'incréments 36. Enfin, la sortie de l'additionneur soustracteur 30 peut être appliquée par l'intermédiaire d'un commutateur 37 à l'un des registres à décalage 32, 33 et 34. Pour effectuer la moyenne de mille mesures fines de distance, le registre à décalage 72 est initialisé à 1000. Son contenu est diminué de 1 unité après chaque mesure fine de phase qui a été validée. Pendant ce temps, les mesures fines. qui ont été validées, sont ajoutées de façon cumulée par l'additionneur-soustracteur 30 dans le registre à décalage 34, qui est bien entendu remis à zéro au préalable. Comme il y a mille mesures, et que le registre àdécalage 34 est du type décimal codé binaire, la réalisation de la moyenne arithmétique consiste simplement en un déplacement de virgule. il est évident que cette opération n'a pas besoin d'être matérialisée, puisque dans un registre à décalage utilisé en virgule fixe, la position de la virgule est conventionnelle. Pour clarifier la suite de la description les unités de mesure données ci-après sont valables après ce déplacement de virgule. Pour effectuer 500 mesures grossières, le registre 32 est également initialisé à 10vu, le registre à décalage 33 est initialisé à 10 mètres, et chaque mesure grossière (validée) est ajoutée 2 fois au contenu précédent du registre 33. On obtient alors avec 500 mesures, 1000 additions, et la moyenne est encore obtenue par un déplacement de virgule. On a exposé ci-dessus que le registre à décalage 33 est initialisé à 10 mètres. Ceci signifie 10 mètres de décalage par excès sur la moyenne. Pour effectuer l'opération consistant à lever l'ambiguité, c'est-à-dire à combiner les moyennes contenues dans les registres 33 et 34, on fait alors décroître par incrément le contenu du registre à décalage 33, au moyen de l'additionneur-soustracteur 30. L'incrément est inférieur ou égal à 1 mètre. Le comparateur 35 détecte l'égalité du chiffre (digit) des mètres, et la même parité du chiffre (digit) des dizaines de mètres pour les moyennes contenues dans les registres 33 et 34. Ensuite, les chiffres les plus significatifs contenus dans le registre 33 sont injectés dans le registre 34 qui contient alors la mesure complète, dépourvue d'ambiguité. On va maintenant exposer le processus de calcul de ia distance -orizontale X et de la différence de niveau verticale Y, à partir de la distance D ainsi déterminée et de l'angle A du segment mesuré avec le plan horizontal. Cet angle A est donné par 11 inclinaison du faisceau électromagnétique émis par rapport à l'horizontale. Théoriouement, ces grandeurs satisfont les relations suivantes : X = D.cos A Y = D.sin À Pour déterminer X et Y, le dispositif de l'invention fait usage une solution nouvelle mettant en oeuvre les moyens de calculs (registres à décalage 32, 33 et 34), circuit d'incréments 36 additionneur soustracteur 3C et son aiguièur 31, et commutateur 37) en utilisant un algorithme itératif qui s'exprime par les relation suivantes Yi = Yi-1 + Xi-1 . #A Xi = Xi-1 - Yi . #A Dans ces égalités, les conditions initiales sont Xo = D, Yo = O, et l'incrément d'angle #A est constant. Selon la présente invention, l'incrément d'angle #A est choisi égal 10-u, u étant un nombre entier fixe com- pris entre 3 et 7. A ce nombre entier u, corresDondent les sorties serie de rang u précitées des registres à décalage 33 et 34. Le nombre i d'itérations requises pour obtenir les valeurs recherchées de X et Y, est égal à #A . A Pour désigner clairement les contenus des registres à décalage 32, 33 et 34, on fera précéder ces références numériques de la lettre R, en mettant le tout entre parenthèses. Dans ce qui suit, l'incrément #A = 10-u est fourni par le circuit d'incréments 36. 'les conditions initiales étant (R33) = 0, (R34) = D et (R32) = A, le processus de calcul est réalisé de la manière suivante a) Au contenu (R33) est ajouté (R34) décalé u = 5 chiffres décimaux vers les poids les moins significatifs, le résidu étant ignoré par l'additionneur soustracteur 30. (On dit alors que le contenu (R34) est tronqué au rang u). b) Au contenu (R34) est soustrait le contenu (R33) tronqué au rang u. c) Au contenu (R32) est soustrait l'incrément d'angle A A. Les trois opérations a, b, c, sont répétées jusqutà ce que le contenu (R32) du registre à décalage 32 passe à des valeurs inférieures à zéro (test sur la retenue du chiffre de plus fort poids). L'angle introduit dans le registre à décalage 32 peut autre exprimé soit en grades soit en degrés sexagésimaux, l'incrément ijA étant alors respectivement en fraction de grade ou en fraction de secondes. L'additionneur soustracteur 30 travaille directement sans conversion en radian ; pour les dizaines de secondes et de minutes, il comporte un circuit fonctionnant en base 6. Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits. En particulier, les moyens de calcul peuvent fournir de la même façon une conversion en pieds, ou des multiplications simples. RRvEN1)ICTTOtS 1. Dispositif électronique destiné à la mesure du déphasage produit sur un signal de-modulation d'un rayon nement électromagnétique pendant un trajet aller retour de ce rayonnement, comportant des changements de fréquence, à l'aide d'une même fréquence d'hétérodyne, respectivement pour le signal local de modulation et pour le signal de modulation extrait du rayonnement électromagnétique reçu après aller retour, et une mesure dudit déphasage sous forme du décalage temporel entre deux périodes contempo raines de l'un local et l'autre reçu des signaux de basse fréauence obtenus après ces changements de fréquences respectifs, caractérisé en ce cul l comporte un premier oscillateur, fournissant la fréquence de modulation, un second oscillateur fournissant la fréquence d'rlétérodyne, un troisième oscillateur fournissant une fréquence dthor- loge, l'fun choisi des second et troisième oscillateurs pouvant etre commandé en fréquence, un compteur numérique réagissant à l'activation d'une entrée de commande-ell comptant à ladite fréquence d'horloge, un premier signal d'activation étant produit pendant ledit décalage temporel -pour la mesure de déphasage ; des moyens pour produire un second signal d'activation, disjoint du premier signal d'activation dans le temps, pendant une période complète du signal local obtenu après changement de fréquence, et un circuit de correction sensible au comptage obtenu dans le compteur numérique pendant le second signal d'activation, pour commander en fréquence ledit oscillateur choisi des un sens apte à corriger un écart entre ledit comptage obtenu et un premier comptage Préétabli, ce qui permet de diminuer la stabilité requise pour les oscillateurs 2. Disyzitif -lectronique selon la revendication 1, caractérisé en ce aue le premier comptage préétabli est le module du compteur numérique. 3. Dispositif électronique selon l'une des reven dications 1 et 2, caractérisé en ce que ledit oscillateur choisi est le second oscillateur. 4. Dispositif électronique selon l'une des revendi cations 1 à 3, caractérisé en ce au'il comporte des moyens pour fournir un signal de validation tant que ledit écart de comptage n'atteint pas une valeur prédéterminée. 5. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le circuit de correction comporte un générateur d'un signal en créneau calibré, un intégrateur différentiel, des moyens sensibles audit comptage obtenu pendant le second signal d'activation pour appliquer ledit créneau calibré à l'une ou l'autre entrée de l'intégrateur différentiel, et en ce qae ledit oscillateur choisi est du type commandé en tension par la sortie dudit intégrateur différentiel. 6. Dispositif électronique selon l'une des reven dications 1 à 5, conçu pour effectuer une série de mesures de déphasage successives en réponse à une série de premiers signaux d'activation, caractérisé en-ce qu'il comporte des moyens de comparaieon du contenu du compteur numérique pour chaque premier signal d'activation, pour faire une compa- raison au premier comptage préétabli, ainsi qu'à des second et troisième comptages préétablis égaux epnroximativement au tiers et aux deux tiers du premier comptage préétabli respectivement, un circuit à trois états réagissant à la comparaison associée à un premier signal a'activation initial, en ayant un premier état si ledit contenu est supérieur au remier comptage préétabli ou inférieur au second, un second état Si ledit contenu est supérieur au second comptage préétabli et inférieur au troisième, et un troisième état si ledit contenu est supérieur au troi sième comptage préétabli et inférieur au premier, et des moyens pour augmenter conditionnellement, de façon comman dée par le circuit à trois états, de la valeur du premier comptage préétabli, chaque nombre extrait dudit compteur numérique, ladite condition consistant pour le premier état à augmenter tous les nombres sauf ceux supérieurs au troisième comptage préétabli et inférieurs au premier, pour le second état à n1 augmenter aucun nombre et pour le troisième état à augmenter seulement les nombres inférieurs au second comptage préétabli ou supérieurs au premier. 7. Dispositif électronique selon la revendication 6, dans lequel le premier comptage préétabli est égal à 10 fois une puissance entière d'un nombre entier, carac térisé en ce que les second et troisième comptages pré établis sont égaux respectivement à 3 fois et 7 fois cette puissance entière. 8. Dispositif électronique selon l'une des reven dications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comporte deux compteurs numériques diviseurs de fréquence ayant des modules de comptage respectifs voisins, commutables respectivement en série sur les sorties des premier et second oscillateurs à quartz, lesdits modules étant choisis tels que la différence entre les fréquences nominales de ces deux oscillateurs soit égale à la différence des fréquences nominales divisées susceptibles d'être obtenues à la sortie des compteurs numériques, ce qui fournit des fréquences de mesure grossière pour lever l'amciguité des fréquences de mesure fine. 9. Dispositif selon la revendication 8, dans lequel l'ambiguité des mesures fines a une valeur préétablie, caractérisé en ce qu'il comporte un premier registre monté pour recevoir le comptage des mesures fines, un second registre monté pour recevoir le comptage des mesures approchées, des moyens pour modifier, avec un signe donné, le contenu du second registre de la moitié de ladite valeur préétablie, un circuit comparateur de parties correspondantes respectives des contenus des premier et sécond registres module ladite valeur préétablie, et des moyens pour modifier répétitivement d'un incrément, avec le signe contraire audit signe donné, le contenu du second registre, jusqu'à obtention d'une égalité dans le circuit comparateur, ce qui rend compatibles'les contenus des premier et second registres; en tant qu'information moins ambigtie. 10. Dispositif selon l'une des revendications précé dentes, comprenant des moyens pour lever l'ambiguïté, et fournir une distance D et recevant un signal d'angle A, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de calcul de la distance horizontale X et de la différence verticale Y de façon itérative selon un indice i de ces grandeurs et avec un incrément d'angle prédéterminé b , selon les relations r Y i = Y i-I + Xi- b Xi - Xi~1 Yi i