Brevet FR2197180A1 — publié le 19740322

La résolution en azimut d'un radar aéroporté utilisé pour des applications de cadrage au sol a tendance à être limitée par les dimensions physiques ou l'ouverture de l'antenne. Bien que des antennes de plus grandes dimensions physiques émettent des faisceaux plus étroits améliorant la résolution, il est évident que leurs dimensions sont limitées dans les applications de radars aéroportés par les limitations de forme géométrique et de poids qui sont imposées par ur avion porteur Dans une technique permettant de supprimer ces limites de résolutionet d'ouverture imposées par les dimensions physiques d'une antenne aéroportée, la trajectoire de vol, sans déviations, de la plate-forme en mouvement supportant le radar est associée à un radar à visée latérale (c1 est-à-dire dont l'antenne effectue une visée latéralement au vecteur de la trajectoire de vol) et dans laquelle chaque position de la plate-forme mobile du radar correspond,à chacune des impulsions successives émises par le radar, à celle d'un élément rayonnant d'antenne dans un réseau d'antenne synthétique . Un tel réseau est disposé le long de la trajectoire du vol, il vise latéralement à celle-ci et sa longueur est égale à plusieurs fois celle de l'antenne physique qui est utilisée.Un traitement approprié des échos de retour d'un nombre choisi d'impul- sions émises successivément donne des données de cadrage radar au sol de résolution améliorée en azimut La technique de traitement par groupes d'impulsions dans laquelle on utilise les données relevées pendant plusieurs intervalles de récurrence des impulsions d'un radar aéroporté à visée latérale, afin de produire une cuverture synthétique de dimension accrue par rapport à celle de l'antenne physique et d'améliorer la résolution en azimuts (dans une application de cadrage au sol), est bien connue et elle est décrite par exemple dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique NO 3 178 711 et NO 3 271 765.L'utilisation effectivede ces données pour une application de cadrage au sol nécessite leur focalisation pour chaque distance intéressée de la zone de surveillance du radar. Une telle focalisationimpli- que la détermination de la correspondance entre un élément de donnée considéré à l'intérieur de la largeur de faisceau physique de l'antenne et pour une durée correspondant à la distance choisie (dans un intervalle de récurrence donné des impulsions) et l'élément de donnée correspondant qui se manifeste dens un intervalle de récurrence suivant et à la même distance.Une telle technique de focalisation est essentiellement une technique de traitement par effet doppler permettant de faire la distinction entre l'élé et ment donné à ladite distance/d'autres éléments de donnée (dans d'autres directions) à la même distance,par la différence entre les variations de fréquence doppler qui leur sont associées. Au cours d'intervalles de récurrence successifs des impulsions, l'été ment de donnée choisi considéré apparat dans des parties différentes (c'est-à-dire dans des directions différentes) de la largeur du faisceau de ''antenne par suite du vecteur de vitesse de la plate-forme aéroportée du radar. En conséquence, une variation de fréquence doppler différente est associée à un élément de donnée considéré pour chacun des intervalles de récurrence successifs pendant lesquels il reste sous la surveillance du radar.En conséquence, une technique utilisant une variation de fréquence doppler commandée par la distance pour obtenir une exploitation des données d'intervalles de récurrence d'impulsions successifs pour un élément de donnée choisi du terrain est une technique de traitement appelée une focalisation de fréquence ou un alignement en azimuts. Une telle technique de focalisation en fréquence implique une compensation pour les variations du décalage de fréquence doppler d'un élément donné du terrain qui doit être cadré et tel qu'observé d'un radar aéroporté (en mouvement) du fait du mouvement de la plate-forme du radar et des variations de l'angle de visée de la cible. Bien qu'un récepteur cohérent puisse être souhaitable pour une telle technique de cadrage, son utilisation avec un appareil de traitement à effet doppler nécessite une compensation des variations de vitesse (va) et de l'angle de visée (e) conformément à la fonction V cos e. Un procédé utilisé pour produire une telle a compensation consiste à introduire un décalage de fréquence dans le signal d'un oscillateur local dans I'un-des mélangeurs de récepteurs .Un autre procédé de compensation,décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique NO 3 223 997,consiste en la production d'un déphasage de compensation qui correspond au déphasage que le signal radar reçu a subi du fait du mouvement relatif de la cible,la vitesse de variation (radians/seconde) de ce déphasage de compensation (radians) étant appelé dans ce brevet un vacillement de fréquence ( = (dt ). Cependant, le dispositif décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique précité n? assure une compensation que pour une seule cible dans un mode de diversité de fréquences d'un ensemble radar à impulsions cohérentes à effet doppler.En d'autres termes, la mise en oeuvre d'une telle technique remplace un dispositif de suppression des parasites dans un ensemble cohérent d'élimination des signaux parasites mais n'assure pas de compensation pour des retours de cible multiples représentant plusieurs éléments de données dans un compartiment ou "bin" de distances ni une résolution en azimut d'une matrice de données de "bit", par exemple dans un mode de cadrage au sol. On peut trouver une description analytique d'un aspect d'une technique de focalisation destinée à des réseaux synthétiques dans un article "Synthetic Aperture Mapping Radar" par Jean A. Develet, Jr., pages 173-199 de IEEE Transaction on Aerospace and Navigation Electronics, Septembre 1964. Une technique de filtres/adaptésfpermettant une telle focal i- sation est décrite dans le brevet des Etats-Unis d' Amérique NO 3 271 765 précité. Cependant, une telle technique nécessite une quantité importante d'éléments filtrants adaptés dont la réalisation pratique est coûteuse et volumineuse. En d'autres termes, les techniques antérieures de filtres adaptés commandés par la distance ont nécessité/equipement important pour obtenir une focalisation en fréquence dans un réseau synthétique d'un ensemble radar cohérent destiné à des cadrages au sol. La présente invention permet d'éviter les inconvénients de la technique antérieure et elle concerne un dispositif permettant de focaliser convenablement les données sur toutes les gammes considérées dans un ensemble radar du type à antenne synthétique Dans un mode de réalisation préféré de l'invention, un radar cohérent à visée latérale est destiné à être utilisé sur un avion dans une application comportant une antenne synthétique. Un tel ensemble radar comprend une source de moyenne fréquence stable et un étage récepteur à moyenne fréquence basé sur le niveau ces parasites. Il comprend,de plus,un dispositif de focalisation des données du type doppler comprenant un détecteur sensible à la phase comportant une première entrée reliée à une sortie de l'étage récepteur à moyenne fréquence et une seconde entrée de référence.Un circuit de déphasage de compensation couple une sortie de la source de référence et l'entrée de référence du détecteur sensible à la phase, ce dernier étant sensible à la vitesse de la plate-forme, à l'angle de visée et à la fréquence de récurrence des impulsions du radar qui modulent son- entrée de référence. Pendant le fonctionnement normal de l'appareil décrit cidessus, la modulation en phase de l'entrée de référence du détecteur de phase à une distance donnée est avancée à chaque intervalle de récurrence successif à7vite se (dX !) qui correspond à la différence de la variation de fréquence doppler dans la donnée pour ladite distancie, de manière à obtenir une focalisation par effet doppler à cette distance,tandis que l'effet de focalisation varie en fonction inverse de la durée correspondant à la distance du radar pendant chaque intervalle de récurrence de manière à obtenir une focalisation continue appropriée sur toute une gamme prédéterminée des portées radar considérées.De cette manière, la donnée provenant d'une distance ou portée donnée est adaptée à une batterie de filtres commandée en distance,associée de manière que chacun des filtres de la batterie corresponde à un élément de résolution azimutal prédéterminé d'unbinde distancedécomposées,én azimuts. En d'autres termes', lorsqu'un élément de donnée considéré à une distance latérale donnée est observé à des positions d'azimuts successives de l'avion en mouvement, par le radar à visée latérale et à des fréquences de récurrence des impulsions siiccessives, fréquence est réglée et compensée de manière que l'élément de donnée apparaisse comme une entrée se manifestant dans la bande passante d'un élément de filtre donné et, de plus, la phase dans le temps de cette donnée est également réglée et compensée de manière que les entrées successives du filtre soient en phase, qu'elles se cumulent et se combinent pendant le traitement effectué par le filtre.En conséquence, la présente invention concerne un dispositif simple destiné à la focalisation par effet doppler d'un ensemble radar du type à réseau a'antenne synthétique sur une gamme étendue de distances considérées.La variation de fréquence et le déphasage de la donnée d'un radar à visée latérale au cours d'une application de cadrage au sol sont compensés de manière à améliorer sa focalisation. La donnée d'un réseau d'antenne synthétiques est compensée en fonction de la durée correspondant à la distance de manière à l'adapter à son utilisation dans une batterie prédéterminée de filtres. ta présente invention concerne également un radar du type à réseau d'antenne synthétique destiné à des applications de cadrage au sol et ne comportant qu'un nombre minimal d'élemntsdsss une batterie de filtres de résolution en azimuts. Les avantages et les caractéristiques de la présente invention ressortiront au cours de la description qui va suivre faite en regard des dessins annexés qui donnent, à titre explicatif, mais nullement limitatif, plusieurs formes de réalisation conformes à l'invention. Sur ces dessins la figure 1 est un schéma qui représente en plan la forme géométrique d'un cas de cadrage au sol pour lequel la présente invention peut être utilisée d'une manière avantageuse la figure 2 est un schéma synoptique d'un dispositif dans lequel le concept de l'invention est mis en oeuvre la figure 3 est un schéma représentant l'analyse géométrique de la compensation par effet doppler effectuée par le générateur de reproduction doppler de la figure 2 ; et les figures 4 et 5 sont des schémaisynoptiques représentant plus en détail des variantes de circuit du générateur de reproduction doppler de la figure 2. Dans toutes les figures, des références numériques semblables indiquent des éléments semblables. La figure 1 est une vue en plan représentant les éléments géométriques d'une application de cadrage au sol dans laquelle le concept de l'invention peut être utilisé d?une manière avanta geuse. La figure représente un ensemble de cibles T1, 1 T2 et T3 situées à une distance perpendiculaire commune de la trajectoire de vol sans évolution d'une plate-forme radar .et situées de plus à l'intérieur de la largeur 4 du faisceau d'un radar a' visée latérale, monté sur la plate-forme en mouvement pendant que celle-ci passe d'une position initiale PG à des positions successives Pn le long de la trajectoire de vol.Les positions représentées sont et éléments/ dont la dimension physique ou la longueur correspond à Vn PRF S ou ~ est un nombre entier inférieur au nombre des impulsions émises. On se rend compte d'après les éléments géométriques de la figure 1 qu'à la position Pc de la rlate-forme, par exemple, toutes les cibles T1, T2 et T3 sont situées à des distances légèrement différentes de la plate-forme et sont orientées dans des directions légèrement différentes dans la largeur E du faisceau. On se rend compte également que la direction d'une cible donnée, par exemple T1 par rapport au vecteur de vitesse de la plate-forme varie à mesure que celle-ci se-déplace progressivement le long de la trajectoire du vol. Il est possible de distinguer les cibles T1, T2 et TD, qui sont orientées dans des directions légèrement différentes de la plate-forme en mouvement, par une différence des variations de fréquence doppler entre les échos qui en reviennent. Cependant, comme on le sait, l'observation d'une telle différence de variations de fréquence doppler nécessite une période d'observation ou un intervalle de traitement doppler portant sur de nombreux intervalles de récurrence des impulsions successives par le fait que les variations de fréquence doppler intéressantes sont très faibles par rapport à la fréquence d'échantillonnage des données qui est représentée par la fréquence de récurrence des impulsions du dispositif à énergie pulsée ou radar. Lorsque les différentes variations de fréquence doppler des différentes cibles restent les mêmes pendant l'intervalle de traitement doppler, il est possible d'utiliser une batterie de filtres à bande passante étroite et commandée par la distance pour séparer les signaux traités qui représentent une cible dans un compartiment de distances et dans une direction donnée, d'une autre cible située dans ce compartiment de distances mais dans une direction différente, de manière qu'un seul élément de filtre puisse être associé à une direction donnée dans un tel compartiment de distances. Cependant, du fait du changement de direction d'une cible donnée par rapport à la plate-forme radar lorsque celle-ci se déplace le long de la trajectoire de vol pendant la période de traitement doppler, la variation de fréquence doppler qui est associée à cette cible varie également.De plus,la distance radar ou la distance réelle de la cible varie également ainsi que la phase dans le temps de la variation de fréquence doppler. En conséquence, pour mettre en corrélation les échos de retour doppler provenant d'une cible donnée pendant plusieurs intervalles de récurrence des impulsions de la période de traitement, il faut compenser dans le processus de mise en corrélation les variations de la fréquence doppler et les variations de phase. Une telle compensation effectuée pour toutes les données provenant de toutes les distances radar considérées permet d'obtenir la donnée nécessaire pour le cadrage ou le relevé voulu du secteur considéré. La figure 2 représente un dispositif approprié à l'exécu- tion d'une telle compensation pendant le traitement de détection cohérent ou de mise en corrélation des échos reçus. La figure 2 représente un schéma synoptique d'un dispositif mettant en oeuvre le concept de l'invention. Il comprend un émetteur cohérent comportant un émetteur d'impulsions 15 destiné à l'émission par impulsions d'une fréquence porteuse prédéterminée et cohérente fO. L'émetteur 15 est couplé à une antenne 18 par un circulateur 17 ou tout autre dispositif de commutation émission/réception. Le circulateur 17 couple également l'antenne 18 à un mélangeur-récepteur 16 qui est commandé, de plus, par une source une cohérente de fréquence d'oscillation locale (fo + fI) pour fourni4 sortie à moyenne fréquence de sortie.Le centre de la rénartition spectrale de la mĕl%roe fréquence de sortie qui-est amplifiée par un dispositif 24 à sarade passante étroite,diffère d'une moyenne fréquence centrale choisie au préalable fIF d1une quantité 1f , qui correspond à la variation de fréquence doppler des échos reçus par l'antenne le sur sa ligne de visée. En conséquenoe, on réaiise ainsi un éliminateur de parasites à fréquence centrale doppler en circuit fermé. te montage en circuit fermé comprend un second mélangeur 10 comportant une première entrée 11 qui est couplée à la sortie moyenne fréquence de l'amplificateur 24 et qui comporte également une seconde entrée 12 d'injection d'une oscillation locale auxiliaire.t'entrée d'uu circuit 25 d'adaptation de la fréquence doppler est couplée à une sortie du mélangeur 10 par un second a amplificateur/moyenne fréquence 13 et également à une source cohérente de la moyenne fréquence fIy choisie au préalable afin de produire un signal d'injection d'oscillation locale auxiliaire dont la fréquence aîdc indique la différence de fréquence entre les entrées qui sont appliquées au circuit sortie du circuit d'adaptation 25 est transmise,comme signal d'injection d'oscillation locale,à l'entrée 12 du mélangeur 11 en vue de la conversion de la fréquence centrale du spectre de moyenne fréquence du récepteur (c'est-à-dire la sortie de l'amplificateur 17) en moyenne fréquence centrale prédéterminée fIF. La réalisation et le montage des éléments 15, 16, 17, 18, 24 et 25 sont connus et sont sensiblement les mêmes que ceux des éléments portant les mêmes références de la figure 1 du brevet des Etats-Unis d'Amérique N 7 347 187. En conséquence, ces éléments ne sont représentés sur la figure 2 que sous une forme synoptique, comme le sont également les éléments 10 et 13, pour des raisons de commodité. La détection cohérente de la sortie en moyenne fréquence basée sur le niveau des parasites de l'amplificateur 13 est effectuée par un détecteur sensible à la phase 14 comportant une entrée de référence 29 qui est reliée à la source cohérente de la moyenne fréquence prédéterminée fIF. Un déphaseur 30 est interposé entre la source cohérente 15 de la moyenne fréquence de référence fIF et l'entrée de référence 29 du détecteur 14 sensible à la phase et il est destiné à compenser par déphasage le signal de référence transmis à l'entrée 29 du détecteur 14. Une entrée de commande du déphaseur 30 est reliée à la sortie du générateur de reproduction doppler 34 afin ommander le déphasage de compensation effectué par le déphaseur 30. La figure 3 permet de se rendre compte des critères utilisés pour le déphasage de compensation effectué par l'association entre le générateur de reproduction 34 et le déphaseur 30 de la figure 2. La figure 3 est une vue en perspective indiquant les relations géométriques qui existent entre un point du scl choisi ou cible T1 et la position PO de la plate-forme d'un radar aéroporté. La relation qui donne la distance initiale vraie RN de la cible T1 est RM = Z + Y + Lo (1) où : Z = altitude de la plate-forme du radar par rapport à la cible T1. Y = distance de la cible projetée perpendiculairement à la projection au sol de la trajectoire de vol de la plate-forme du radar. L0 = position initiale projetée de la cible le long de la trajectoire de vol de la plate-forme du radar. En substituant la distance vraie (RM)# à (Z + Y) : RM = (RM)# + Lo (2) La distance vraie RN de la cible T1 en fonction du temps est RM(t) = (RM)# + (L0 - Vt) (3) Après substitution de l'équation (2) dans l'équation (4) Après mise en ordre de l'équation (5) ce qui correspond à la forme, Le développement en série du binôme est Dans le cas où x # 1 et n = 1/2, l'équation (9) devient approximativement (1+x)1/2 = 1 + x - x + x - 5x4 . .. (10) 2 8 16 128 Vt Vt Si on substitue le terme (-2 RM sin # + RM ) de l'équation (8) à x dans l'équation (10), chacun des termes du membre de droite de cette équation (10 ) peut être déterminé + termes d'ordres plus élevés. Si on utilise ces termes dans l'équation (10) et si on substitue cette équation à la partie entre crochets du membre de droite de l'équation (8), l'équation de la distance de la cible peut être écrite à nouveau de la manière suivante Le déphasage correspondant T d'un signal radar parcourant la distance de phase dans les deux sens représentée par R(t) de la cible T1 est où : # = longueur d'onde de l'énergie du radar en espace libre. On voit d'après l'équation (13) que le déphasage variable dans le temps d'une cible donnée comprend un terme constant 4#RM (#o = # ) et un terme variant dans le temps (#(t)) : #T1 = #o + ##(t) Seule la variation de la phase dans le temps est intéressante, elle correspond à l'effet de la variation de distance et de la variation de direction ou effet de variation doppler nécessaire pour la focalisation des données. En conséquence, le générateur de reproduction doppler 34 de la figure 2 comprend un élément destiné à la matérialisation de la fonction a8(t). Lorsque la direction en azimut de l'axe de la ligne de visée de l'antenne est perpendicuiaire à la trajectoire de vol de la plate-forme du radar (c'est-à-dire e = O, sur la figure 3), l'expression de A(t) se réduit à l'expression suivante.:: Si on néglige les termes de quatrième ordre, le membre de droite de 7'équation (15) devient A0(t) # 2#(Vt) (16) # RM Lcrsque le générateur 34 de la figure 2 matérialise cette dernière expression, comme cn le voit ea particulier sur la figure 4, le facteur 2# est essentiellement un multiplicateur constant # tandis que le terme V de la vitesse peut être obtenu d'un instrument de navigation automatique monté à bord de l'avion, le terme inverse de la distance étant produit pour toutes les distance considérées en fonction inverse de la durée correspondant à la distance radar de chaque intervalle de récurrence des impulsions par un premier générateur de fonction 35 qui est couplé à un dé lyncheur par impulsions de la figure 2, et un générateur de fonction en dents de scie,36,émet un signal analogue à l'intervalle périodique.La réalisation et le montagedu générateur de fonction inverse 35 sont -connus, comme indiqué par exemple par 11 élément 47 de la figure 5 du brevet des Etats-Unis d'Amérique N0 3 325 807, tandis que la réalisation et le montage d'un générateur de dents de scie 36 sont également connus, comme indiqué par exemple par l'élément 69 de la figure 4 du brevet des Etats-Unis d'Amérique N 3 165 740, bien qu'il soit possible d'utiliser en variante un générateur en marches d'escalier, représenté par exemple par l'élé- ment 23 de la figure 2 du brevet des Etats-Unis d'Amérique N 3 241 068. En conséquence, les éléments 35 et 36 ne sont représentés que sous une forme synoptique pour des raisons de commodité. 'le signal de vitesse V et la sortie t = n/PI?? du générateur de fonction 35 peuvent entre multipliés par un premier multiplicateur 37 afin d'obtenir un signal indiquant le produit Vt7 et le produit peut être élevé au carré par un circuit 38 afin d'obtenir la fonction (Vt)2. Le circuit d'élévation au carré et le multiplicateur sont connus et sont indiqués, par exemple, par les éléments 99, 101, 110 et 173 de la figure 17 du brevet des Etats-Unis d'Amérique N 3 396 391.Un second multiplicateur 39 auquel sont transmises les sorties du circuit d'élévation carré 38 et du générateur de fonction inverse 36 donne une sortie qui facteur de 2 représente le/proportionnalité 2it(Vt) qui correspond au déphasage incrémentiel de compensation coRsidéré ##(t). Cette sortie est utilisée comme entrée de commande du déphaseur 30 de la figure 2, le taux de variation du déphasage résultant produit sur la ligne 29 pour un compartiment de distances donné (et pour des intervalles de récurrence successifs des impulsions) étant appelé dans le présent mémoire une reproduction de la variation de fréquence doppler prévue de la donnée qui doit être traitée par le détecteur 14. Pour cette raison, l'élément 34 de la figure 2 est appelé un générateur de reproduction doppler. Lorsque le générateur de reproduction de la figure 4 est associé normalement à l'ensemble de la figure 2, la production d'un déphasage de compensation commence au début d'un nombre prédéterminé d'intervalles de récurrence successifs des impulsions qui correspond au réseau synthétique qui doit être produit (voir figure 1). Cette compensation varie progressivement pendant ce nombre prédéterminé' (n = N) d'intervalles de récurrence, le taux de variation dans le temps du déphasage de compensation (pour une portée opérationnelle ou durée donnée de/distance radar) correspondant à une fonction périodique ou à une reproduction de la fréquence doppler incrémentielle d# dt = ## = 2##f) dont la relation de phase initiale dans le temps est choisie.Une telle fonction périodique ou reproduction doppler varie pendant chaque intervalle de récurrence des impulsions en fonction inverse de la durée correspondant à la distance radar, de manière à obtenir une compensation ou une focalisation doppler (pour le nombre prédéterminé d'intervalles de récurrence considérés des impulsions) pour toutesles distances radar considérées. La focalisation doppler pour toutes distances ainsi réalisée permet de focaliser la donnée reçue dans sa ligne de visée par l'antenne physique de l'ensemble de la figure 2. et un filtre à bande étroite ou à fréquence centrale déterminée peut être utilisé pour faire la distinctiorjentre une telle donnée reçue dans la ligne de visée (pour un compartiment de distances données) et des données reçues de distances légèrement différentes en azimuts dans ce meme compartiment de distances.De plus, il est possible d'utiliser d'autres filtres bande passante étroite dont les fréquences centrales déterminées sont différentes,pour faire la distinctioWentre des données provenant de plusieurs directions azimutales à l'intérieur de la largeur du faisceau de l'antenne physique, de sorte qu'une batterie de filtres commandés par la distance peut être utilisée pour un tel compartiment de distances et plusieurs batteries de filtres 40 commandés par la distance peuvent être utilisées (sur la figure 2) pour couvrir les distances radar considérées, d'une manière bien connue. te déphasage de compensation effectué pendant la durée d'un nombre prédéterminé d'intervalles de récurrence des impulsions (t = pRF)pour un compartiment de distances données conservant la cohérence entre les signaux reçus d'un point-cible donné du terrain pendant ies intervalles de récurrence successifs, l'énergie de ce signal peut être combinée ou intégrée pendant la période de traitement doppler par la réponse du filtre à bande passante étroite qui est associé à cette cible.De plus, la réponse du détecteur 14 sensible à la phase (dans la figure 2) à ses deux entrées (c'est-à-dire l'entrée de référence du circuit de reproduction doppler et l'entrée du signal moyenne fréquence du récepteur) est celle d'un détecteur de produit (tel que celui décrit plus complètement dans les colonnes 9 et 10 du brevet des Etats Unis d'Amérique NO 3 241 077 avec la description du discriminateur de phase 33 de sa figure 8). En conséquence, le processus de multiplication et d'intégration destiné à la résolution en.azimuts comporte l'utilisation d'un dispositif de mise en corrélation croisée en azimuts ou appareil de traitement focalisé. Bien que la réalisation représentée sur la figure 4 ait été décrite pour l'utilisation d'un réseau synthétique comportant une antenne à visée latérale (G = O), le concept de l'invention ne se limite pas à cette utilisation et il est possible d'utiliser un générateur de fonction cos G pour moduler le signal de vitesse V avant son injection dans le multiplicateur 37 (de la figure 4) afin de constituer un mode de fonctionnement à ouverture oblique correspondant à la description générale de A(t) dans l'équation (14). Une fréquence de correction peut également etre incorporée à la moyenne fréquence d'entrée du déphaseur 30 (de la figure 2) ou bien en variante, elle peut être injectée dans la sortie du déphaseur 30, afin de convertir en fréquence la sortie du détecteur de phase 14 en une fréquence ou une région dont la largeur de bande est compatible avec la conception et l'utilisation de filtres à bande passante étroite pour les batteries 40 de filtres commandés en distance. Une telle fréquence de correction empêche également une rupture du spectre doppler autour du centre du spectre des parasites à la sortie du détecteur 14, de manière qu'une variation de fréquence doppler supérieure à la fréquence centrale puisse être distinguée d'une fréquence décalée d'une quantité semblable en dessous de ladite fréquence centrale. La figure 5 représente un autre mode de réalisation du géné- rateur de reproduction des figures 2 et 4 qui produit les fonctions indiquées plus haut. Un oscillateur commandé en tension VCO 42 fonctionne comme générateur de fréquence décalée et la variation périodique (sin(2#ft+#o)) de sa sortie est utilisée comme une entrée de commande du déphaseur, afin de produire une variation corres pondante du déphasage (d# = ##) produite par le déphaseur 30.En dt d'autres termes,une polarisation de correction appliquée à l'entrée d'addition 43 de l2oscillateur 42 sert de signal de fréquence décalée ou de signal de commande du taux de déphasage (2#fo). La phase initiale de l'oscillateur 42 est commandée par le méme signal de commande de phase que celui qui est utilisé pour la reproduction doppler. Be terme de fréquence (2#f) de l'argument (2aft+6o) de la fonction sinusoIdale ou périodique qui décrit la sortie de l'os- cillateur VCO 42 correspondant àun taux de déphasage, l'oscilla- teur peut être réglé d'une manière appropriée de façon à effectuer un réglage de fréquence (Af) qui correspond à une vitesse dedépbaeage voulu dt = #(t) = 2##f), et l'expression de l'argument (##(t)) donnée dans l'équation (16) devient 2##ft = (t) = 2s(Vt)2 (17) X RM Be terme de réglage de la fréquence est 2##Vt 2##f = (18) #RM En d'autres termes #f = Vt (19) # RM L'équation (19) peut être généralisée de manière à comporter l'effet d'obliquité de l'antenne inclinée d'un angle e par rapport à l'orientation de visée latérale par l'incorporation du facteur cos e dans l'expression de V #f(t) = Vcos#t (20) #RM Dans la variante du générateur de reproduction de la figure 5, un signal qui indique le terme de vitesse V multiplié par cos e est élevé au carré par un générateur de fonction 44 et le signai résultant (Vcos#) est multiplié par un signal indiquant l'inverse de ia durée correspondant à la distance radar (XT = ainsi que par un autre signal indiquant la durée de traitement M périodique (t = pnRF) #RM total produit par l'oscillateur VCO 42 est (2#fo + 2#Vcos#t)t, #RM où fO est la fréquence de correction. La sortie de l'oscillateur VCO 42 peut être une bande latérale unique multipliée par la fréquence du signal de référence cohé rentStIF u récepteur (provenant de l'émetteur 15 de la figure 2), en vue de sa modulation avant sa transmission à l'entrée de référence 29 du détecteur de phase 14. Une telle modulation effectue à la fois une modulation en fréquence et une modulation en phase du .signal moyenne fréquence de référence fIF, comme expliqué plus complètement dans la demande de brevet des Etats-Unis d'Amérique N 512 335 du 8 décembre 1965 déposée par Carl A. WILEY et ses collaborateurs.En d'autres termes, la résultante modulée, Emod est Emod = E r e j(t + o EOe - j(w1t + $(t)) (21) où: Er = amplitude du signal moyenne fréquence de référence qui doit entre modulé E0 = amplitude du signal de sortie de l'oscillateur VCO WIF = moyenne fréquence de référence (en radians) w1 = fréquence de correction (en radians) #o = phase dans le temps du signal moyenne fréquence de référence ##(t) = modulation de phase imprimée par le générateur de reproduction doppler. Il peut exister des bruits à phase aléatoire qui sont dus aux vibrations de l'antenne autour de la trajectoire de vol idéale (indiquée sur la figure 1) et ils peuvent nuire au fonctionnement de l'appareil de traitement. A rolonté, de telles erreurs peuvent etre compensées en pratique par un dispositif de détection à inertie monté sur l'antenne, sensible aux accélérations le long de l'axe de visée de l'antenne (R) et qui émet un signal de tension (ER) ProPortionnel à la variation de distance le lonz de l'axe de visée de l'antenne (c'est-à-dire tension qui peut être multipliée et ajoutée au signal de correction de phase à la sortie du multiplicateur (39) de la figure 4.En variante, une tension représentant l'intégrale simple de R peut être ajoutée à entrée de commande de l'oscillateur VCO 42 du montage de la figure 5. Cependant, dans de nombreuses applications, l'inertie de ltantenne et la période d'intégration de l'appareil de traitement sont telles que ces corrections ne sont pas nécessaires d'habitude. En conséquence, on se rend compte que la présente invention se rapporte à une matérialisation simple et effective d'une focalisation pour toutes distances ou pour une corrélation croisée en azimuts d'un radar à impulsions et à réseau d'antenne synthétique. Il va de soi que la présente invention n'a été décrite et représentée qutà titre explicatif, mais nullement limitatif, et quelle est susceptible de recevoir diverses variantes sans sortir de son cadre. LEGENDE DES DESSINS Figures Repères 1 A Trajectoire de vol de la plate-forme du radar 2 B Comptage descendant C Synchronisation de la lecture D Commande de phase E Données de sortie focalisés transmises aux dispositifs d'utilisation 3 F Trajectoire de vol de la plate-forme du radar G Projection au sol de la trajectoire de vol de la plate-forme 4 H Vers entrée de commande du déphaseur numérique 30 de la figure 2 I Signal entrée de la vitesse de la plate-forme J Déclenchement K Commande de phase d'entrée 5 X Vers élément de la figure 1 M Polarisation de correction N Signal de synchronisation du début de la commande de phase (Synchronisation de la lecture) O Déclenchement P Signal d'entrée de la composante de la vitesse de la plate-forme. - REVENDICAIONS - 1. Dispositif de focalisation des données par effet doppler d'un radar cohérent du type à antenne synthétique à visée latéralerdestiné à être aéroporté et comportant une source de référence stable.8 moyenne fréquence ainsi qu'un étage récepteur à moyenne fréquence basé sur le niveau des parasites, caractérisé en ce qu'il comprend un détecteur sensible à la phase destiné à émettre un signal de sortie vidéo, comportant une première entrée coupléed la sortie dudit étage récepteur à moyenne fréquence ainsi qu'une seconde entrée de référence, un déphaseur de compensation sensible à la vitesse de la plate-forme et à la fréquence de récurrence des impulsions du radar couplant une sortie de la source de référence à l'entrée de référence du détecetteur sensible à la phase afin de moduler ladite entrée de référence/ d'effectuer une focalisation par effet doppler du signal de sortie vidéo du détecteur, sur une gamme prédéterminée de distances radar. 2. Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le déphaseur de compensation comprend un générateur de fonction destiné à commander ladite modulation conformément à la fonction (Vt)2 Ry , ou V est la vitesse de la plate-forme, t la durée pério dilue du traitement doppler et RN la durée périodique correspondant à la distance radar. 3. Dispositif de focalisation par effet doppler d'une donnée d'un radar cohérent du type à antenne synthétique. à visée latérale,destiné à être aéroporté et comportant une source de référence à Doyenne fréquence stable ainsi qu'un étage récepteur à moyenne fréquence basé sur le niveau des parasites, caractérisé en ce qu'il comprend un détecteur sensible à la phase dont une première entrée est coupléeàune sortie de l'étage récepteur à moyenne fréquence et comportant de plus une seconde entrée de référence, un déphaseur commandé par tension couplant une sortie de la source de référence et l'entrée de référence du détecteur sensible à la phase et comportant de plus une entrée de commande, un dispositif de commande sensible à la vitesse de la plate-forme du radar, émettant un signal de sortie de commande de la focalisation doppler à la fois en fonction de la durée correspondant à la distance radar et de l'intervalle de traitement doppler de l'ensemble, le signal de sortie de commande de la focalisation doppler étant appliqué à 'entrée de commande du déphaseur commande' par tension. 4. Dispositif suivant la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de commande comprend un générateur de fonction sensible à la vitesse V de la plate-forme, à la durée RN correspondant à la distance radar et à l'intervalle de traitement doppler, le circuit émettant un signal de commande représentant la fonction 2V22 t t , où X est la longueur d'onde du radar. 5. Dispositif de focalisation des données d'un radar cohérent du type à antenne synthétique à visée latérale destiné à entre aéroporté et comportant une source moyenne fréquence de référence stable et un étage récepteur à moyenne fréquence basé sur le niveau des parasites, caractérisé en ce qu'il comprend un détecteur sensible à la phase comportant une première entrée couplée à une sortie de 1' étage récepteur à moyenne fréquence et une seconde entrée de référence, un déphaseur commandé par tension couplant une sortie de la source de référence à l'entrée de référence du détecteur sensible à la phase et comportant de plus une entrée de commande, un circuit de commande émettant un signal de sortie de commande de la focalisation doppler représentant la relation A0(t) = 2 (Vt)2 - RM où X = longueur d'onde de l'émetteur du radar, V = vitesse de la plate-forme du radar, RN = durée correspondant à la distance radar et t = durée périodique de l'intervalle de traitement doppler, le signal de focalisation doppler étant transmis à l'entrée de commande du déphaseur commandé par tension. 6. Dispositif suivant la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit de commande comprend un premier générateur de fonction sensible à la vitesse de la plate-forme V du radar et à la durée périodique de traitement doppler t et émettant un signal représentant le carré du produit de V et de t, un second générateur de fonction commandé par une sortie du premier générateur et par un dispositif de déclenchement du radar, modulant la sortie du premier générateur de fonction suivant une fonction inverse de la durée correspondant à la distance radar. 7. Dispositif de focalisation des données d'un radar cohérent du type à antenne synthétique à visée latérale,destiné à entre aéroporté et comportant une source de référence à moyenne fréquence stable ainsi qu'un étage récepteur à moyenne fréquence basé sur le niveau des parasites, caractérisé en ce qu'il comprend un détecteur sensible à la phase comportant une première entrée coupléeàune sortie de l'étage récepteur à moyenne fréquence et comportant de plus une seconde entrée de référence, un circuit de modulation couplant une sortie de la source de référence et l'entrée de référence du détecteur et comportant de plus une entrée de commande de modulation, un circuit de modulation sensible à la vitesse de la plate-forme du radar,émettant un signal modulant à a fois en fonction de la durée correspondant à la distance radar et de l'intervalle de traitement doppler du radar, le signal modulant étant appliqué à l'entrée de commande du circuit de modulation. 8. Dispositif suivant la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit. de modulation comprend un modulateur à bande latérale unique, le circuit émettant le signal modulant comprenant un oscillateur commandé par tension ainsi qu'un circuit faisant varier de la fréuence/ltoscillateur d'une quantité Ef conformément à la relation V2t #f = #RM où V = vitesse de la plate-forme du radar, t = durée périodique de traitement doppler, RM = durée correspondant à la distance radar et x = longueur d'onde de l'émetteur du radar. 9. Dispositif suivant la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit émettant le signal modulant comprend un premier générateur de fonction produisant un signal de sortie représentant la fonction V2, un générateur de fonction inverse commandé par un dispositif de déclenchement du radar,modulant le signal de sortie du premier générateur suivant une fonction inverse 1 de la durée RN périodique correspondant à la distance-radar, un troisième générateur de fonction étant destiné à moduler la sortie du générateur de fonction inverse suivant une fonction directe de la durée périodique t et un oscillateur commandé par tension commandé par la sortie doublement modulée du troisième générateur de fonction et émettant un signal de commande modulant qui est appliqué à l'en- trée du circuit de modulation. 10. Dispositif suivant la revendication 7, caractérisé ce que le circuit produisant le signal modulant comprend un premier générateur de fonction commandé par la vitesse de la plateforme du radar et produisant un signal de sortie représentant la fonction V2 cos2 ; un second générateur de fonction commandé par un dispositif de déclenchement du radar,modulant le signal de sortie du premier générateur suivant une fonction inverse de la durée périodique correspondant à la distance et suivant une fonction directe de l'intervalle de traitement périodique doppler et un oscillateur commandé par tension commandé par la sortie 'modulée du second générateur de fonction,modulant la commande du dispositif de modulation. 11. Radar cohérent comportant une antenne synthétique pouvant fonctionner suivant un mode de focalisation simplifié caractérisé en ce qu?il comprend une antenne à visée latérale, un émetteur d'impulsions cohérent à haute fréquence dont la sortie est couplée à l'antenne, un récepteur comportant une entrée couplée à l'antenne et comportant de plus un étage à moyenne fréquence comportant une entrée d'injection d'une oscillation locale auxiliaire, un circuit d'adaptation de la fréquence doppler commandé par une sortie de l'étage à moyenne fréquence , émettant un signal d'oscillation local auxiliaire appliqué à l'entrée dtin- jection de l'étage à moyenne fréquence de manière que la sortie de cet étage soit basée sur le niveau des parasites, un détecteur sensible à la phase comportant une première entrée couplée à la sortie de l'étage à moyenne fréquence ainsi qu'une seconde entrée de référence couplée 8 une source cohérente de signaux de référence à moyenne fréquence et émettant un signal de sortie vidéo, un déphaseur de compensation sensible i la vitesse de la plate-forme et à la fréquence de récurrence des impulsions du radar,modulant l'entrée de référence du détecteur sensible à la phase afin d'effectuer une focalisation par effet doppler du signal de sortie vidéo du détecteur sur unigamme prédéterminée de distances radar. 12. Dispositif suivant la revendication 11, caractérisé en ce que le déphaseur de compensation comprend un premier générateur de fonction produisant un signal de sortie représentant la fonction V2cos2, un générateur de fonction inverse commandé par un dispositif de déclenchement du radar, modulant le signal de sortie du premier générateur de fonction suivant une fonction inverse de la durée périodique correspondant à la distance, un troisième générateur de fonction modulant la sortie du générateur de fonction inverse suivant une fonction directe de l'intervalle de traitement périodique doppler, un oscillateur commandé par tension com manaé par la sortie doublement modulée, produisant un signal de sortie de commande de modulation et un circuit de modulation à bande latérale unique interposé entre la sortie de la source cohérente et la seconde entrée du détecteur de phase et comportant une entrée de modulation commandée par le signal de commande de sortie de l'oscillateur. 17. Dispositif suivant la revendication 7, caractérisé en ce que le déphaseur de compensation comprend un premier générateur de fonction commandé par la vitesse de la plate-forme du radar et émettant un signal de sortie représentant la fonction V2, un second générateur de fonction sensible à un dispositif de déclenchement du radar, modulant le signal de sortie du premier générateur de fonction suivant une fonction inverse de la durée périodique correspondant à la distance et suivant une fonction directe de l'intervalle périodique de traitement doppler, un oscillateur commandé par tension commandé par la sortie modulée du second générateur de fonction , émettant un signal de commande, un dispositif de modulation à bande latérale unique étant interposé entre la sortie de la source cohérente et la seconde entrée du détecteur de phase et comportant une entrée de commande à laquelle est appliqué le signal de commande de sortie de l'oscillateur.