Brevet FR2123460A1 — publié le 19720908

"1" 2123^60 L'invention concerne un dispositif permettant la transposition de fréquence de signaux analogiques situés dans une bande de fréquence déterminée, ce dispositif comportant une combinaison en cascade d'un filtre passe—bande ayant une carac— 5 téristique de transmission permettant la sélection de la bande de fréquence précitée et d'un étage de transposition de fréquence comportant un modulateur alimenté par une onde porteuse en vue de la transposition de fréquence du signal analogique sélectionné, ce filtre passe-bande comportant une combinaison en cascade 10 d'un convertisseur analogique—digital, d'un registre à décalage et d'un convertisseur digital-analogique, alors que dans le convertisseur analogique-digital le signal analogique est converti en une série d'impulsions caractérisant ce signal, cette série d'impulsions étant appliquée au registre à décalage qui 15 comporte des éléments de registre à décalage dont le contenu est décalé par un générateur d'impulsions de décalage, avec une période de décalage inférieure à la demi—période de la fréquence la plus élevée dans la bande de fréquence précitée, alors que les éléments de registre à décalage sont reliés par 20 l'intermédiaire de circuits de pesage à un réseau de combinaison en vue de combiner les séries d'impulsions décalées dans les éléments de registre à décalage d'un intervalle de temps égal à la période de décalage. L'invention prévoit en particulier l'utilisation de filtres passe bande à pente de flanc 25 élevée, comme il est d'usage dans des dispositif de transposition de fréquence. Dans le brevet français n° 1 520 800 est décrit un filtre pour signaux analogiques constitué de telle façon qu'il permet une intégration entière dans un corps semi-conducteur, 30 étant donné qu'il n'est constitué que par des circuits logiques et des résistances et qu'il ne comporte pas d'éléments réactifs. Or, lors de l'utilisation d'un filtre de ce genre pour le dispositif décrit dans le préambule en vue de la transposition de fréquence de signaux analogiques, auquel cas on utilise comme 35 filtre, un filtre passe-bande, il se présente des difficultés de principe, qui ne permettent pas en pratique l'intégration complète dans un corps semi-conducteur. En effet, après des recherches poussées, la Demanderesse a constaté que surtout dans le cas de filtres passe-bande du type envisagé, il faut Zj.0 utiliser un très grand nombre d'éléments de registre à décalage, 72 02671 -2- 2123460 par exemple 150 à 200 éléments, avec réseaux de pesage correspondants pour obtenir une caractéristique de transmission de qualité acceptable. Or, cette qualité baisse rapidement si, en vue de l'intégration complète dans un corps semi-conducteur, on 5 réduit le nombre d'éléments de registre à décalage. En particulier, cette réduction du nombre d'éléments de registre à décalage provoque une forte déformation asymétrique de la caractéristique de transmission. Cette déformation particulièrement gênante provoque de fortes distorsions dans le signal 10 analogique transposé en fréquence, distorsions qui, surtout pour un signal analogique sous la forme d'un signal de données modulant une porteuse, sont inadmissibles. L'invention vise à fournir un dispositif du genre envisagé dans le préambule, convenant pour une intégration 15 complète dans un corps semi-conducteur, avec lequel malgré une notable réduction du nombre d'éléments de registre à décalage avec réseaux de pesage correspondants l'influence de la déformation asymétrique dans la caractéristique de transmission du filtre passe-bande est éliminée. 20 Le dispositif conforme à l'invention est remarquable en ce que en vue de la correction de la déformation asymétrique dans la caractéristique de transmission du filtre passe-bande, le dispositif comporte un circuit de correction qui est muni de réseaux de pesage supplémentaires connectés aux éléments 25 de registre à décalage, ces réseaux de pesage étant reliés à un deuxième réseau de combinaison en vue d'obtenir une caractéristique de transmission qui, abstraction faite de la déformation asymétrique, est une version décalée d'un angle de phase fixe de la caractéristique de transmission citée en pre-30 mier lieu et le circuit de correction comporte par ailleurs tm deuxième modulateur qui est alimenté par l'onde porteuse précitée par l'intermédiaire d'un réseau déphaseur et qui est suivi d'un réseau de combinaison qui combine les signaux de sortie des deux modulateurs et en coopération avec le réseau 35 déphaseur précité corrige l'effet de la déformation asymétrique dans la caractéristique de transmission citée en premier lieu sur le signal analogique transposé en fréquence. La description qui va suivre, en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemple non limitatif, fera bien hO comprendre comment l'invention peut être réalisée. 72 02671 2123460 La figure 1 représente un dispositif de transposition de fréquence conforme à l'invention. Les figures 2 et 3 sont des diagrammes illustrant le fonctionnement du dispositif de la figure 1. 5 La figure 4 représente une variante du dispositif de la figure 1. Le dispositif de transposition de fréquence représenté sur la figure 1 est incorporé à un récepteur pour signaux analogiques qui sont constitués par des signaux de données 10 modulant, à l'aide de la modulation à bande latérale unique, une porteuse de par exemple 2,8 kHz et qui sont situés dans la bande de fréquence comprise entre par exemple 0,4 kHz et 2,8 kHz» Dans le dispositif de la figure 1, le signal analogique entrant est appliqué à une combinaison en cascade d'un filtre passe-15 bande 1 avec une caractéristique de transmission permettant la sélection de la bande de fréquence précitée de 0,4 à 2,8 kHz et d'un étage de transposition de fréquence 2, avec un modulateur 3 alimenté par une onde porteuse de 2,8 kHz alors que le signal de données démodulé obtenu par la transposition de 20 fréquence dans la bande de base de 0 à 2,4 kHz est prélevé en vue de son traitement dans le récepteur sur la sortie de l'étage de transposition de fréquence 2. L'onde porteuse de 2,8 kHz provient d'un générateur d'onde porteuse 4 qui est par exemple conçu sous la forme d'un oscillateur synchronisé 25 avec précision sur la fréquence d'onde porteuse du signal analogique reçu, par exemple à l'aide d'un signal pilote transmis simultanément ou d'une autre façon connue. Pour l'obtention d'une transposition de fréquence avec sélection optimale, c'est-à-dire une transmission sans dis— 30 torsion, des signaux analogiques situés dans la bande passante de 0,4 à 2,8 kHz et une suppression totale de tous les signaux situés à l'extérieur de cette bande, on cherche à obtenir une caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1, avec une caractéristique d'amplitude A^( G? ) ayant la forme représen— 35 tée sur la figure 2 en a. D'autre part, on est confronté avec l'exigence importante, surtout pour des signaux de données modulant une porteuse, selon laquelle la caractéristique de phase 0 ( Lû ) doit être linéaire dans cette bande passante. Si ce filtre passe-bande 1 idéalisé a une fréquence 40 centrale ^(rad/sec) et une largeur de bande de 2 tO 72 02671 "h~ 2123460 (rad/sec), la caractéristique d'amplitude peut s'écrire mathématiquement comme suit s + (i) v W ) =' " 5 0 ailleurs alors que dans l'exemple envisagé on a (comparer a sur la figure 2): Wm = 2 V . 1600 rad/sec; 2 LJ ^ = 2 . 2400 rad/sec. Pour la caractéristique de phase, on peut écrire: 10 0 ( 0J ) = - 03 tQ + 0Q alors que t représente le temps de transit constant du filtre pasee-bande et 0q est un angle de phase constant. En pratique, on ne parvient pas à réaliser une telle caractéristique d'amplitude rectangulaire, étant donné que 15 les flancs ont une largeur finie A comme le montre la figure 2 en a, par des lignes en pointillés, alors que la pente de flanc k est caractérisée par k = OJ / À î*? • Pour le dispositif de la figure 1, la pente de flanc k est par exemple égale à 5• 20 Dans le dispositif représenté sur la figure 1, on utilise pour réaliser le filtre passe-bande 1 la constitution de filtre générale telle que décrite dans le brevet français n° 1 520 800. En conséquence, le filtre passe-bande 1 comporte une combinaison en cascade d'un convertisseur analogique-digi-25 tal 5» d'un registre à décalage 6 et d'un convertisseur digital-analogique 7» alors que le signal analogique entrant est converti dans le convertisseur analogique-digital 5 en une série d'impulsions dans laquelle ces impulsions caractérisent le signal analogique par leur présence et leur absence. Cette série 30 d'impulsions est appliquée au registre à décalage 6 qui comporte les éléments de registre à décalage 8, 10, 11, 12, 13 dont le contenu est décalé pa:r un générateur d'impulsions 14 avec une période de décalage inférieure à la demi fréquence de la fréquence la plus élevée dans la bande de fréquences 35 précitée de 0,4 à 2,8 kHz et alors que les éléments de registre à décalage 8, 9, 10, 11, 12, 13 sont reliés, par l'intermédiaire de réseaux de pesage 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, à un réseau de combinaison 22 en vue de combiner les séries d'impulsions décalées chaque fois d'un intervalle de temps dans les 40 éléments de registre à décalage. D'autre part, le convertisseur 72 02671 -5- 2123460 digital-analogique 7 est réalisé'en ce qui concerne son influence sur le signal analogique à filtrer comme l'inverse du convertisseur analogique-digital 5> c'est-à-dire que lorsqu'on applique directement la série d'impulsions de sortie du convertisseur analogique—digital 5 au convertisseur digital—analogique 7, il apparait à la sortie de ce convertisseur digital-analogi-que tin signal analogique qui, abstraction faite de l'imprécision de quantification, correspond au signal analogique appliqué au convertisseur analogique-digital 5« Dans le brevet précité, on a déjà expliqué que pour une telle constitution d'un filtre pour signaux analogiques, l'effet de filtrage se produit dans le dispositif formé par le registre à décalage 6, les réseaux de pesage 15—2.1 et le réseau de combinaison 22 et que cet effet de filtrage est tout à fait indépendant du code d'impulsions utilisé lors de la conversion analogique-digitale. De ce fait, la description du filtre passe-bande envisagé 1 est limitée à un seul code d'impulsions, alors que pour d'autres codes d'impulsions on se référera au brevet précité. Dans le dispositif de la figure 1, on utilise comme convertisseur analogique-digital 5 un modulateur' en delta formé par un modulateur PCM 23 connecté à un générateur d'impulsions, modulateur dont les impulsions de sortie sont appliquées par l'intermédiaire d'un régénérateur d'impulsions 2h à un convertisseur digital-analogique 25 constitué par un circuit intégrateur. Le signal de sortie du circuit intégrateur 25 est appliqué avec le signal analogique entrant à un formateur de différence 26 en vue de former un signal de différence qui commande le modulateur PCM 23. Les impulsions pour le modulateur en delta 5 sont prélevées dans la forme de réalisation envisagée sur le même générateur d'impulsions 1 h qui, éventuellement, fournit par l'intermédiaire d'un multiplicateur de fréquence 27, les impulsions de décalage pour le registre à décalage 6. Le convertisseur digital-analogique 7 correspondant au modulateur en delta 5 est constitué par un circuit intégrateur qui correspond au circuit intégrateur 25 dans le modulateur en delta 5« Dans le convertisseur analogique-digital 5 constitué par le modulateur en delta, le générateur d'impulsions 1 h fournit des impulsions au modulateur PCM 23, dont la fréquence de 72 02671 -6- 2123460 répétition U> (rad/sec) est au moins deux fois supérieure à la fréquence la plus élevée dans la bande de fréquence précitée du signal analogique; cette fréquence de répétition d'impulsions s'élève par exemple à 48 kHz. Selon que la valeur in— 5 stantanée du signal de sortie du circuit intégrateur 25 est inférieure ou supérieure au signal analogique appliqué au formateur de différence 26, il apparait à la sortie du formateur de différence 26 un signal de différence de polarité négative ou positive. En fonction de cette polarité du signal de différence, 10 les impulsions provenant du générateur d'impulsions 14 apparaissent ou non à la sortie du modulateur PCM 23. Ces impulsions sont appliquées au circuit intégrateur 25 par l'intermédiaire d'un régénérateur d'impulsions 24 en vue de supprimer les variations d'amplitude, de durée et de forme qui se sont 15 produites dans le modulateur PCM 23. Le modulateur en delta 5 décrit ci-dessus a tendance à annuler le signal de différence, de sorte que le signal de sortie du circuit intégrateur 25 constitue une approximation quantifiée du signal analogique. En effet, pour un signal de 20 différence de polarité négative, une impulsion est appliquée par le modulateur PCM 23 au circuit intégrateur 25 de sorte que le signal de différence négatif est contrecarré tandis qu'inversement pour un signal de différence de. polarité positive, le modulateur PCM 23 ne fournit pas d'impulsions au circuit inté-25 grateur 25 et de ce fait le maintien du signal de différence positif est contrecarré. Le modulateur en delta 5 forme de ce fait une série d'impulsions dans laquelle les impulsions caractérisent le signal analogique entrant par leur présence et leur absence. 30 La série d'impulsions fournie par le modulateur en delta 5 est appliquée par l'intermédiaire d'un élargisseur d'impulsions 28 au registre à décalage 6 dont les éléments 8-13 sont connectés par l'intermédiaire de réseaux de pesage 15-21 au réseau de combinaison 22 et ensuite le signal prélevé 35 sur le réseau de combinaison 22 est appliqué au convertisseur digital-analogique 7» Dans le brevet précité, on a expliqué en détail la façon dont le filtrage du signal analogique est réalisé uniquement par l'effet de filtrage qu'exerce le dispositif formé par le registre à décalage 6, les réseaux de pesage 40 15—21 e:t le réseau de combinaison 22 sur la série d'impulsions 72 02671 -7- 2123460 fournie par le modulateur en delta 5« Si le signal analogique entrant a un spectre de fréquence S( £*) ) et si le dispositif formé par le registre à décalage 6, les réseaux de pesage 15-21 et le réseau de combinaison 22, a une caractéristique 5 de transmission H( (jJ ) pour la série d'impulsions qui y est appliqué, il apparait alors à la sortie du convertisseur digital-analogique 7 un signal analogique qui, abstraction faite du bruit de quantification a un spectre de fréquence de la forme : 10 h( £J ).s( CJ ) (3) La caractéristique de transmission désirée h( u? ) est obtenue dans ce cas en donnant pour une période de décalage déterminée X> , aux coefficients de transmission respectifs C_2 » c_2> ^-1» ^o' C1' C2' C3 des r^seaixx pesage 15, 16, 17, 15 18, 19, 20, 21 la valeur appropriée. Dans le brevet précité, on a montré mathématiquement qu'avec' 2N éléments de registre à décalage et avec des réseaux de pesage qui partant des extrémités du registre à décalage 6 sont identiques deux à deux, alors que leur coefficfents de 20 transmission C satisfont à la relation: P C = C avec p = 1 , 2, ,N (4) On obtient une caractéristique de transmission H( i*? ) = A( CJ ).exp jJZf ( ùi ) dont la caractéristique d'amplitude A ( W ) a la forme. 25 A( ti ) = Cq + 2Cp cos(p ù? Y ) (5) p=1 et la caractéristique de phase 0( û-3 ) présente une allure exactement linéaire suivant la relation: 0(LJ)=_NV*P X (6) 30 La caractéristique d'amplitude forme donc une série de Fourier développée en F termes cosinus dont la périodicité -A- est donnée par: jv r = 2 ff (7) Pour l'obtention de la caractéristique d'amplitude désirée 35 Ag( ) suivant la formule (l), les coefficients Cp dans la série de Fourier peuvent être déterminés à l'aide de la relation: Cp = (1 /J)- ) J'o"a*AB(ci7 ) . cos(p iJ If ) du (8) Des coefficients négatifs C dans la série de Fourier peuvent P * 40 être réalisés en prélevant sur les éléments de registre à 72 02671 "8- ■i"vi 2123460 décalage les séries d'impulsions inversées qui lorsque ces éléments sont réalisés sous la forme de bascules bistables sont disponibles à côté des séries d'impulsions. Le comportement périodique de la série de Fourier a 5 pour conséquence que la caractéristique d'amplitude désirée se répète avec une périodicité -fl- de sorte qu'il se produit des bandes passantes supplémentaires du filtre passe-bande 1. En pratique, ces bandes passantes supplémentaires ne sont cependant pas gênantes, étant donné que pour une valeur suffisamment 10 élevée de la périodicité , c'est-à-dire pour une valeur suffisamment petite de la période de décalage , l'intervalle de fréquence entre la bande passante désirée et la bande supplémentaire suivante est suffisamment grand pour que l'on puisse supprimer les bandes passantes supplémentaires à l'aide 15 d'un filtre de suppression simple 29, sans influencer de façon notable la caractéristique d'amplitude et la caractéristique de phase linéaire dans labande passante désirée. Le filtre de suppression 29 est par exemple constitué par un filtre passe-bas réalisé à l'aide d'une résistance et d'un condensateur. 20 A partir du signal analogique sélectionné à l'aide du filtre passe-bande décrit 1 dans la bande de fréquences de 0,4 à 2,8 kHz, on obtient à l'aide de l'étage de transposition de fréquence 2 le signal de données démodulé dans la bande de base de 0 à 2,4 kHz, signal qui est traité de façon connue dans 25 le récepteur. En principe, le dispositif décrit convient pour une intégration complète dans un corps semi-conducteur, toutefois, lors de la réalisation pratique de ce dispositif, on rencontre des difficultés de nature fondamentale. Après des recherches 30 poussées, la Demanderesse a en effet constaté que, contrairement à ce qui était le cas pour les filtres passe-bas traités dans le brevet précité, dans le dispositif décrit on ne peut réaliser un filtre passe-bande avec une caractéristique de transmission de qualité acceptable qu'en utilisant un très grand nombre 35 d'éléments de registre à décalage. C'est ainsi que dans l'exemple de réalisation précité, il faut prévoir 150 à 200 éléments de registre à décalage, ce qui correspond à une approximation de la caractéristique de transmission par une série de Fourier avec 75 à 100 termes, ce nombre élevé d'éléments de registre à 40 décalage avec les réseaux de pesage précis correspondant em- 72 02671 -9- 2123460 pèchent une intégration pratique dans un corps semi—conducteur. Les limites admissibles pour une intégration pratique sont en effet déterminées d'une part par la superficie et par les tolérances et d'autre part ces limites sont largement dépassées 5 par le courant continu d'alimentation nécessaire qui, pour 200 éléments de registre à décalage, est par exemple de 125 mA avec notamment pour conséquence un dépassement notable de la dissipation admissible de par exemple 250 m¥ et d'importantes pertes de tension dans les pistes d'alimentation q~i provoquent 10 des irrégularités dans la tension continue d'alimentation pour les divers éléments de registre à décalage. D'autre part, avec une approximation de Fourier avec 75 à 100 termes, les rapports mutuels entre les coefficients de transmission des réseaux de pesage deviennent tellement élevés qu'ils ne sont pratiquement 15 pas réalisables pour une intégration. A titre d'illustration, on a représenté en b sur la figure 2 la caractéristique d'amplitude A^X c-0 ) du filtre passe-bande décrit pour un 13 nombre d'éléments de registre à décalage 2N = 200, alors que l'amortissement de bloquage minimal est de 45 à 50 décibels. 20 Si l'on réduit le nombre d'éléments de registre à décalage 2N à 40 ou à 50, c'est-à-dire que si l'approximation de Fourier de la caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1 est interrompue après 20 à 25 termes pour permettre une intégration complète dans rua corps semi-conducteur, 25 il se produit un phénomène perturbateur qui est caractéristique pour l'approximation de Fourier d'un filtre passe-bande. Dans la caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1, il se produit en effet aussi bien dans la bande passante que dans les flancs, lors de cette réduction du nombre de termes 30 de Fourier, une distorsion de 20 fi qui est asymétrique par rapport à la fréquence centrale et qui provoque des dis torsions particulièrement gênantes dans le signal analogique transposé en fréquence. En particulier, dans le récepteur décrit, pour des signaux de données modulant une onde porteuse, 35 ces distorsions sont inadmissibles étant donné qu'elles réduisent fortement l'ouverture du diagramme de l'oeil des signaux de données démodulés, c'est-à-dire que la distinction entre les différentes valeurs d'amplitude dans les signaux de données diminue fortement. En même temps que la diminution du nombre 40 d'éléments de registre à décalage, l'amortissement de blocage 72 02671 -70- 2123460 minimal baisse jusqu'à environ 20 décibels, valeur qui est cependant encore suffisante pour la sélection par le filtre passe-bande 1 dans le dispositif décrit pour la transposition de fréquence de signaux de données modulés. 5 Pour illustrer la déformation asymétrique de la caractéristique de transmission du filtre passe-bande décrit lorsqu'on réduit le nombre d'éléments de registre à décalage, on a représenté sur la figure 2, en c, la caractéristique d'amplitude A^( u) ) pour un nombre d'éléments de registre à 10 décalage 2F = 40. L'invention fournit une solution particulièrement élégante au problème décrit ci-dessus concernant l'intégration complète du dispositif de transposition de fréquence décrit dans un corps semi-oonducteur du fait que pour la correction 15 de la déformation asymétrique de la caractéristique de transmission du filtre passe-bande et tout en conservant un amortissement de blocage minimal, on a prévu dans le dispositif un circuit de correction 30 qui est muni de réseaux de pesage 31 à 37 supplémentaires connectés aux éléments de registre à 20 décalage 8 à 13» réseaux qui sont reliés à un deuxième réseau de combinaison 38 en vue d'obtenir une caractéristique de transmission qui, abstraction faite de la déformation asymétrique, est une version décalée d'un angle de phase fixe de la caractéristique de transmission citée en premier lieu et le 25 circuit de correction 30 comporte par ailleurs un deuxième modulateur 39 qui est alimenté par l'onde porteuse précitée de 2,8 kHz par l'intermédiaire d'un réseau déphaseur 40 et qui est suivi d'un réseau de combinaison 41 qui combine les signaux de sortie des deux modulateurs 3, 39 et qui corrige, en 30 coopération avec le réeeau déphaseur 40 précité, l'effet de la déformation asymétrique dans la caractéristique de transmission citée en premier lieu, sur le signal analogique transposé en fréquence. Dans la forme de réalisation envisagée, an obtient 35 à l'aide des réseaux de pesage 31 à 37 dans le circuit de correction 30 -une caractéristique de transmission qui est décalée en phase de TT/2 par rapport à la caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1. A la sortie du deuxième réseau de combination 38 est connecté un deuxième convertisseur 40 digital-analogique 42 ayant la forme d'un circuit intégrateur 72 02671 -11" 2123460 qui, comme le circuit intégrateur 7> correspond au circuit intégrateur 25 dans le modulateur en delta 5» En cascade avec ce circuit intégrateur 42 est monté un filtre de suppression 43 qui correspond au filtre(fe suppression 29. D'autre part, l'angle de 5 phase dont le réseau 40 décale l'onde porteuse du générateur d'ondes porteuses 4 est également de Tf/2. Le signal analogique sélectionné à l'aide de la caractéristique de transmission décalée de /2 en phase, la modulation se fait dans le deuxième modulateur 39 sur l'onde porteuse de 2,8 kHz décalée de Tf/2 10 en phase, après quoi le signal de sortie du deuxième modulateur 39 est soustrait dans le réseau de combinaison 41 du signal de sortie du modulateur 3* Le signal de données démodulé dans la bande de base de 0 à 2,4 kHz est prélevé directement sur le réseau de combinaison 41, alors que la distorsion dans le 15 signal de données démodulé provoquée par la déformation asymétrique de la caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1" (voir c sur la figure 2) est exactement corrigée comme on va maintenant l'expliquer plus en détail. Pour la réalisation de la caractéristique de trans-20 mission décalée en phase de Tf/2, la caractéristique d'amplitude désirée Ag( {jO ) suivant la formule (l) est approchée par une série de Fourier avec N termes en sinus, alors que pour l'obtention d'une caractéristique de phase linéaire, les coefficients de transmission des réseaux de pesage 31 à. 37» appelés 25 Sp pour la distinction, satisfont alors à la relation: l S = - S avec p = 1, 2, N —P p r- 9 7 y so = o (9) Grâce à cette approximation de Fourier avec N termes en sinus, on obtient une caractéristique de transmission H( CJ> ) = 30 A( «3 ) exp j^( ÙJ ) dont la caractéristique d'amplitude A(ul> ) a la f orme de : Â( u?) =2— 2S sin (p W T ) (10) p= 1 .y - et la caractéristique de phase 0{ uJ ) varie également linéairement suivant la relation: 35 0( CJ ) = - N X + *)f /2 (11) alors que pf( UJ ) suivant la formule (11) est décalée en phase de Tf/2 par rapport à 0( LJ ) suivant la formule (6). Les coefficients S dans la série de Fourier peuvent être déterminés P à l'aide de la relation analogue à la formule (8): 40 S = (1/ 1B( ). sin (p O 'Y) d (12) 72 02671 ~12- r' 2123460 Pour un déphasage de •'T/ /2 entre les caractéristiques de transmission constituées respectivement par des termes en cosinus et des termes en sinus, la Demanderesse a constaté le phénomène étonnant que par une approximation de Fourier de la 5 caractéristique d'amplitude désirée A„( Là ) avec un nombre limi- SD té de termes N, la déformation asymétrique dans les deux caractéristiques d'amplitude Ag(i>/ ) et Ag( ) sont exactement identiques en grandeur mais de signes opposés. Cela ressort également d'une comparaison de la caractéristique d'amplitude "10 Ag( (jû ), en c, sur la figure 2 avec la caractéristique d'amplitude A_( CJ ), en d, sur la figure 2 qui représente JD l'approximation de Fourier de la caractéristique d'amplitude désirée A^( U? ) avec 20 termes en sinus, donc comme pour pour un nombre d'éléments de registre à décalage 2N égal à 40. 15 Après modulation des signaux analogiques sélectionnés ainsi dans le filtre passe-bande 1 et dans le circuit de correction 30 sur des ondes porteuses avec un décalage de phase de /2 et après combinaison des signaux de sortie des modulateurs 3, 39 dans le réseau de combinaison 41 , il s'avère que 20 les distorsions provoquées par la déformation asymétrique, dans le signal analogique transposé en fréquence sont corrigés exactement. Cela signifie donc que le circuit de correction 30 fait en sorte que le dispositif de transposition de fréquence sélectionne pour ainsi dire la bande de fréquence désirée avec 25 une caractéristique d'amplitude exactement symétrique par rapport à la fréquence centrale ÛJ , cette caractéristique d'amplitude ayant la forme représentée sur la figure 2 en e. En appliquant les mesures conformes à l'invention, on obtient dans le dispositif représenté une transposition de 30 fréquence de haute qualité et un amortissement de blocage minimal avantageux lors de la sélection, malgré une diminution du nombre d'éléments de registre à décalage avec des facteurs de l'ordre de 3 à 5 * C'est ainsi qu'il ressort d'expériences réalisées avec le récepteur envisagé pour des signaux de 35 données modulant une onde porteuse que malgré une diminution du nombre d'éléments de registre à décalage de 200 à 40, l'ouverture de la configuration de l'oeil des signaux de données démodulés n'est pas influencée de façon notable, c'est-à-dire que les différentes valeurs d'amplitude dans les signaux de données 40 peuvent être parfaitement distinguées. On obtient ainsi d'une 72 02671 -13- 2123460 part une transposition de fréquence de haute qualité et d'autre part, du fait de la réduction notable du nombre d'éléments de registre à décalage on satisfait largement aux exigences posées à l'égard de l'intégration dans un corps semi-conducteur, 5 aussi bien en ce qui concerne le courant continu d'alimentation admissible que les exigences concernant la précision des réseaux de pesage. De ce fait, la Demanderesse a été la première à pouvoir intégrer un tel dispositif de transposition de fréquence complètement dans un corps semi-conducteur. 10 Pour expliquer les nouveaux phénomènes déjà cités qui se produisent dans le dispositif de transposition de fréquence par suite de l'approximation de la caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1 par une série de Fourier avec un nombre limité de termes, on va maintenant donner une 15 explication mathématique qui est illustrée par les diagrammes de la figure 3• Le point de départ de cette explication de la déformation asymétrique de la caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1 est le développement en série de Fourier 20 Ag( CJ ) de la caractéristique d'amplitude A_g( ù? ) représentée sur la figure 2 en a, avec ion nombre de termes en cosinus limité. Suivant la formule (5) on peut écrire pour A^ ( CO ): = CQ +JL 2C cos (p W X ) (13) p=1 Si l'on effectue alors dans la formule (13) pour les coefficients C la substitution suivante: Cp = 2 oos (p r>. CpL (14) expression dans laquelle u? est également la fréquence centrale du filtre passe-bande 1, on constate que la série de 30 Fourier (13) peut s'écrire comme la somme de deux séries de Fourier constituées par des termes en cosinus avec comme variable ( iO - oJ m) respectivement ( 0J + oJ ) au lieu de u,? , tandis que les coefficients dans les deux séries sont identiques et sont donnés par C En particulier, on a: V ^ > = GoL +xz 2CpL c°s [P( cj - u? m) r] + 25 35 + CoL - ZI 2CPL COS [ P( W W m) Y 3 P=1 40 pour laquelle en introduisant l'écriture simplifiée: (15) 72 02671 -i*- 2123460 Al( u> ) = CoL + 2CpL cos (p CJ Y ) (16) p=1 on peut écrire : A~R( U*) = At(UP-Ù;)+At(cJ+LJ) (17) Bx ' Lx m' Lv my \ • / 5 Sur la figure 3 en a, on a représenté pour un grand nombre de termes de Fourier, en l'occurence pour N = 100, les premières bandes passantes des deux séries de Fourier A^( W - ù) ) et A^( U-? + iJ ) auquel cas, comme dans ce qui précède, on n'a pas tenu compte du comportement périodique des 10 séries de Fourier. La première série de Fourier A^( OJ - ^ ) fournit dans ce cas la caractéristique d'amplitude désirée x du filtre passe-bande 1 et la deuxième série de Fourier A^( ) la caractéristique d'amplitude w à laquelle, à ce qu'il parait, il ne faut donner aucune signification 15 physique, du fait qu'elle est située dans le domaine des fréquences négatives. Cette caractéristique d'amplitude w dans le domaine de fréquences négatives n'apporte aucune contribution dans la bande passante de la caractéristique d'amplitude désirée x dans le domaine de fréquences positives. 20 La situation est tout autre pour un nombre limité de termes de Fourier, pour exemple pour N = 20, comme le montre la figure 3 en b, auquel cas les séries de Fourier AT ( 0^ — UJ> ) m et A^( Û3 + ) fournissent les caractéristiques d'ampli tude x' respectivement w'. La caractéristique d'amplitude w' 25 qui correspond à A^( CJ + lO ) se prolonge en effet alors jusqu'au dessus de la bande passante de la caractéristique d' amplitude désirée x' dans le domaine de fréquences positives et fournit donc dans cette bande passante une contribution D(ù?). C'est cette contribution D( CJ) qui provoque la défor-30 mation asymétrique dans la caractéristique d'amplitude Ag(UJ ) du filtre pasee-bande 1, en c, sur la figure 2. Cette caractéristique d'amplitude peut donc être représentée par: Al( U> - m) + D( CO ) (18) La grandeur de cette déformation asymétrique D( ) 35 Çtui se produit lorsqu'on utilise un nombre limité d'éléments de registre à décalage, dépend de la forme de la caractéristique d'amplitude désirée du filtre passe-bande 1. C'est ainsi que D( ) augmente avec la largeur de bande relative 40 à-dire que D(iO ) prend justement des valeurs élevées dans les 72 02671 -15" .2123460 circonstances dans lesquelles le problème de l'intégration du dispositif de transposition de fréquence se présente et dans lesquelles le phénomène précité de la déformation asymétrique D(CP ) a été constaté pour la première fois. Etant donné que 5 cette déformation asymétrique D(cJ' ) caractéristique pour le dispositif décrit peut toujours être éliminée exactement suivant les diagrammes de la figure 2, 1'amortissement minimal dans le domaine de blocage du filtre passe—bande 1 constitue une limite pour la réduction du nombre d'éléments de registre à décalage, 10 étant donné que l'amortissement de blocage minimal diminue lorsqu'on réduit le nombre d'éléments de registre à décalage. Les mesures conformes à l'invention sont surtout avantageuses pour des amortissements minimaux dans le domaine de blocage de 15 à 30 décibels, correspondant à 35 à 70 éléments de registre 15 à décalage dans l'exemple de réalisation décrit. Comme on l'a déjà dit ci-dessus, cette déformation asymétrique D( iO ), est éliminée exactement selon l'invention en utilisant un terme de correction qui est déduit dans le circuit de correction 30 d'une version décalée en phase de la 20 caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1. En, particulier, dans le dispositif selon la figure 1, on part à cet effet de la version décalée de /2 en phase qui est réalisée suivant la formule (10) par le développement de Fourier AT)( CJ ) de la caractéristique d'amplitude lO ) re- Jj B 25 présentée sur la figure 2 en a, avec un nombre limité de termes sinus; pour Ag( VjJ ), on peut alors écrire: ÂB( ÛJ ) = 2Sp sln (p ^ ) (19) P=1 Si l'on exécute dans la formule (19) pour les coefficients S , la substitution suivante: 30 p' S = 2 sin(p u) Y). S T (20) p VJ^ m b ' pL v ' on constate que la série de Fourier (19) peut s'écrire comme la différence de deux séries de Fuurier avec la particularité que ces deux séries de Fourier, comme les deux séries de Fourier 35 de la caractéristique de transmission Ag( ) du filtre passe-bande 1 selon la formule (15) sont constituées par des termes en cosinus avec comme variable ( CJ - tO ) respectivement ( + u? ) et que les coefficients dans les deux séries sont donnés par S^^. En particulier, on a: 10 15 20 30 35 72 02671 . 2123460 AB (UP > = SoL + 2SpL COS Ï'T + P= 1 [P(u ♦ wm) •? ] (21) N - S T - y 2S cos oL pL p= 1 ^ Comme deuxième particularité, on constate que les coefficients C T et S _ dans les séries de Fourier (15) et pL pL v ' (21) sont identiques. Ceci peut être démontré strictement mathématiquement, mais ressort également des diagrammes de la figure 3« Sur la figure 3 en c, on a représenté pour un grand nombre de termes de Fourier, et ce comme pour a pour N = 100 des deux séries de Fourier dans la formule (21) les premières bandes passantes, alors que les caractéristiques d'amplitude 2 et z correspondent respectivement à la première et à la deuxième série de Fourier dans la formule (21 ). Du fait que les caractéristiques d'amplitude x et ^ en a, respectivement en c sur la figure 3 sont identiques étant donné qu'elles représentent en effet toutes les deux la caractéristique d'amplitude du filtre passe-bande 1, et du fait que par ailleurs les deux premières séries de Fourier dans la formule (15) et (21) sont développées dans les mêmes termes cosinus £p( (û -^m) Y I , les coefficients S T et C T dans ces séries de Fourier 1 pL pL sont également identiques et l'on a par conséquent: SpL = CpL et pour A„( (jj ) suivant la formule (21 ) : m v \ > = °oL - 2v oos [ w ] + P=1 oL " IZj 2CpL COS t p( ^ + ^ m) X 1 ' (23> p= Si l'on compare la caractéristique d'amplitude Ag( ) du filtre passe-bande 1 suivant la formule (15) à la caractéristique d'amplitude Âg( u) ) de la version obtenue dans le circuit de correction 30, version décalée en phase de tr/2 suivant la formule (21) on constate que les séries de Fourier composées dans les deux formules (15) et (21) sont identiques mais qu'elles se présentent dans la formule (15) avec le même signe et dans la formule (21) avec le signe opposé. A l'aide de l'écriture simplifiée donnée dans la 40 formule (16), on peut écrire pour la caractéristique d'ampli- 72 02671 2123460 tude Âg( Ce? ) suivant la formule (23): ÂB( CJ ) = Al( U> - u3m) - Al( + tJm) (24) Sur la figure 3» on a représenté en d pour un nombre limité de termes de Fourier et ce comme puur b pour N = 20, 5 les caractéristiques d'amplitude 21 et correspondent aux séries de Fourier A^( U? - û> m) respectivement -Ajj( ) . Comme en b sur la figure 3> la caractéristique d'amplitude z' se prolonge dans le domaine de fréquences négatives jusqu'au dessus de la bande passante de la caractéristique d'amplitude 10 désirée 2!' dans le domaine de fréquences positives et fournit donc une contribution dans cette bande passante. Cette contribution est identique en grandeur, mais de signe opposé, à la contribution D(U ) qui fournit la caractéristique d'amplitude w' en b sur la figure 3, étant donné que dans les formules 15 (17) et (24) pour les caractéristiques d'amplitude du filtre passe-bande 1, respectivement pour la version obtenue dans le circuit de correction 30 décalé en phase de Tf/2, les séries de Fourier composées sont identiques, mais dans la formule (17) elles ont le même signe et dans le formule (24) 20 elles ont le signe opposé. En conséquence, il se produit dans la caractéristique d'amplitude Â^( U ) en d sur la figure 2, -une déformation asymétrique -D( L? ): cette caractéristique d'amplitude peut donc être représentée par: 25 Al(CJ - ÛJ m) - D ( ) (25) En partant donc selon l'invention en vue de la correction de la déformation asymétrique D(u>) de la version décalée de /2 en phase de la caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1, on obtient, abstraction faite du 30 déphasage de •7ï'/2, une terme de correction -D( Cû ) avec la même grandeur mais le signe opposé à la déformation D( tJ1 ) asymétrique à corriger, ce terme de correction -D(Ci^) corrigeant après modulation sur une onde porteuse décalée de /2 en phase dans le modulateur 40, dans le réseau de combinaison 41, 35 l'effet de la déformation asymétrique d(lJ) sur le signal de sortie analogique du dispositif de transposition de fréquence. La sélection finale du dispositif de transposition de fréquence se fait alors avec une caractéristique de transmission dans laquelle la distorsion asymétrique particulièrement gênante ^0 pour la qualité de transmission est entièrement éliminée comme 72 02671 ~18" 2123460 le montre la caractéristique d'amplitude représentée sur la figure 2 en e. Dans l'explication donnée ci-dessus, la nature du phénomène de la déformation asymétrique par suite d'un nombre 5 limité de termes dans le développement de Fourier de la caractéristique de transmission désirée a été montrée clairement. Il en ressort également clairement l'effet obtenu en appliquant les mesures conformes à l'invention, à savoir l'effet remarquable de la suppression exacte de l'influence de cette défor-10 mation asymétrique perturbatrice de sorte que le dispositif de transposition de fréquence décrit tombe largement dans les possibilités de l'intégration pratique dans un corps semi-con-ducteur. En effet, par la suppression exacte de la déformation asymétrique on obtient malgré une réduction notable du nombre 15 d'éléments de registre à décalage, par exemple de 200 à 40, une transposition de fréquence de haute qualité. Le dispositif décrit dans lequel le convertisseur analogique-digital 5 est constitué par un modulateur en delta, présente en ce qui concerne sa réalisation non seulement gO l'avantage d'une simplicité remarquable, mais également d'une grande flexibilité dans ses applications. En particulier dans le dispositif de transposition de fréquence, on peut réaliser de façon simple une adaptation à différents niveaux du signal analogique entrant en faisant varier la grandeur des impulsions 25 qui sont appliquées au circuit intégrateur 25 dans le modulateur en delta 5 avec le niveau du signal analogique entrant. A cet effet, les impulsions prélevées sur le régénérateur d'impulsions 24 peuvent être appliquées par l'intermédiaire d'un modulateur d'amplitude 44 au circuit intégrateur 25, alors que le modula-30 teur d'amplitude 44 est connecté à un générateur de tension de régulation de niveau 45 commandé par le signal entrant. Le générateur de tension de régulation de niveau 45 est par exemple constitué par un récepteur pilote servant à sélectionner le signal pilote transmis en même temps que le signal analogique, ce 35 récepteur pilote comportant une combinaison en cascade d'un filtre de sélection, d'un redresseur avec filtre d'uniformisation correspondant et d'un amplificateur sur lequel est prélevé le signal de régulation de niveau. Le dispositif de transposition de fréquence décrit peut être utilisé pour différents modes 40 de modulation, par exemple outre l'utilisation déjà citée pour 72 02671 . -19_ 2123460 des signaux modulés à bande latérale unique et également pour des signaux modulés en fréquence, modulés en phase ou avec modulation à bande latérale résiduelle. Outre la forme de réalisation représentée en détails 5 sur la figure 1, d'autres formes de réalisation sont possibles dans le cadre de l'invention. C'est ainsi que les convertisseurs digital-analogique 7j 42 réalisés sous la forme de circuits intégrateurs peuvent être remplacés par un seul circuit intégrateur qui est par exemple placé derrière le réseau de combinai-10 son 4l. D'autre part, le convertisseur analogique-digital 5 peut être réalisé sous la forme d'un modulateur en delta-sigma en plaçant le circuit intégrateur 25 entre le formateur de différence 26 et le modulateur PCM 23, auquel cas les convertisseurs digital-analogique correspondants sont formés par des 15 filtres passe-bas qui peuvent être combinés avec les filtres de suppression 29, 43» Une autre possibilité est que les caractéristiques de transmission l( U? ) des circuits intégrateurs 7» 42 soient réalisées également à l'aide des réseaux de pesage 15-21, 22 respectivement 31-37, 38 et ce, en déterminant 20 alors leurs coefficients de transmission pour les caractéristiques de transmission Ag( tO ).l(u>) et )»l( ) » de sorte que les circuits intégrateurs 7 et 42 peuvent être supprimés comme éléments séparés. La figure 4 présente une autre variante du dispositif 25 de transposition de fréquence de la figure 1, avec lequel on utilise au lieu d'un seul circuit de correction 30 deux circuits de correction 30' et 30" qui sont connectés dans un montage en parallèle aux éléments de registre à décalage 8-13 de la même façon que le circuit de correction 30 sur la figure 30 1• Les éléments de la figure 4 qui correspondent aux éléments de la figure 1 portent les mêmes références, toutefois dans le circuit de correction 30' ils sont munis d'un accent et dans le circuit de correction 30" d'un double accent. De la même façon que pour le dispositif de la figure 35 1, on élimine avec le dispositif de la figure 4 l'effet de.la déformation asymétrique d( LJ ) sur le signal de sortie analogi-qie transposé en fréquence en utilisant des termes de correction qui sont déduits dans les circuits de correction 30' et 30" de différentes versions dé-calées en phase de la caractéristique 40 de transmission du filtre passe-bande 1. En particulier, on 72 02671 -20" ,?,212346Û réalise à l'aide des réseaux de pesage 31'-37'» 38' et 31 "-37", 38" respectivement des versions décalées de Tf /3 et de 2 /3 de la caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1 en donnant aux coefficients de transmission respectifs des 5 valeurs pour une superposition linéaire des deux développements de Fourier Ag( {p ) et Âg( ù? ) suivant les formules (5) et 10, tandis qu'à l'aide des réseaux déphaseurs 40' et 40" on obtient également des ondes porteuses décalées respectivement de -TV/3 et de 2 /3 en phase. 10 Tout comme on l'a expliqué pour le dispositif de la figure 1, on peut montrer que pour le dispositif de la figure 3 en partant de versions décalées de /3 ©t de 2 / 3 de la caractéristique de transmission du filtre passe-bande 1, on obtient également des termes de correction D'( OJ ) respective-15 ment D"( U ), qui, abstraction faite d'un décalage de phase de -2 Tf/3 respectivement -4 Tf /3 ont la même grandeur que la déformation asymétrique à corriger D( LJ ). Les deux termes de correction D' ( ij ) et D"( ÙJ) ) fournissent après modulation des ondes porteuses décalées en phase de respectivement /3 et 20 2 5T /3, dans les modulateurs 39' et 39" et combinent dans le réseau de combinaison 41 ensemble exactement un terme de correction -D( ) qui, comme dans le dispositif de la figure 1 , corrige exactement l'effet de la déformation asymétrique D( C*-> ). Dans ce dispositif, les modulateurs 3, 39' et 39" peuvent être 25 réalisés sous la forme de modulateurs de commutation. Le nombre de circuits de correction en vue de la correction de la déformation asymétrique peut sans inconvénients être augmenté jusqu'à -un nombre arbitraire m. En général, des versions décalées en phase qui se succèdent directement de la 30 caractéristique de transmission doivent présenter un déphasage y? = q •'77'/(m +1) avec q / (1 + 1) et q = 1, 2, 3... lorsque y? est situé dans l'intervalle 0 72 02671 -21- 2123460 le nombre de circuits de correction. Les dispositifs décrits peuvent avantageusement être mis à profit pour la transposition de fréquence d'un certain nombre de signaux analogiques situés dans des bandes partielles 5 différentes d'un dispositif de multiplex à répartition de fréquence, alors que de la façon déjà décrite en regard des figures 1 et h les différentes bandes partielles sont sélectionnées avec un filtre passe—bande et chaque bande partielle sélectionnée est transposée vers le domaine de fréquence désiré. Pour 10 cette forme de réalisation du dispositif conforme à l'invention, on peut réaliser une économie notable en appareillage et dans ce cas on peut utiliser au lieu d'un convertisseur analogique-digital distinct et d'un registre à décalage distinct pour chacune des différentes bandes partielles, un convertisseur 15 analogique-digital commun pour toutes les bandes partielles cte fréquence et un registre à décalage commun, de sorte que l'on peut ainsi réaliser une intégration complète dans un corps semiconducteur. On constate ainsi qu'en appliquant les mesures con-20 formes à l'invention on ouvre non seulement la voie à une intégration complète d'un dispositif de transposition de fréquence pour un seul canal de fréquence, mais également à l'intégration complète d'un dispositif de transposition de fréquence pour différents canaux de fréquence de sorte que même des récepteurs 25 pour le multiplex à répartition de fréquence peuvent être intégrés dans un corps semiconducteur. 72 02671 -22- 2123460 REVENDICATIONS : 1. Dispositif permettant la transposition de fréquence de signaux analogiques situés dans une bande de fréquence déterminée, ce dispositif comportant ruxe combinaison en cascade d'un 5 filtre passe-bande ayant une caractéristique de transmission permettant la sélection de la bande de fréquence précitée et d'un étage de transposition de fréquence comportant un modulateur alimenté par une onde porteuse en vue de la transposition de fréquence du signal analogique sélectionné, ce filtre passe-10 bande comportant une combinaison en cascade d'un convertisseur analogique-digital, d'un registre à décalage et d'un convertisseur digital-analogique, alors que dans le convertisseur analogique—digital le signal analogique est converti en une série d'impulsions caractérisant ce signal, cette série d'impulsions 15 étant appliquée au registre à décalage qui comporte des éléments de registre à décalage dont le contenu est décalé par un générateur d'impulsions de décalage, avec une période de décalage inférieure à la demi-période de la fréquence la plus élevée dans la bande de fréquence précitée, alors que les éléments de 20 registre à décalage sont reliés par l'intermédiaire de circuits de pesage à un réseau de combinaison en vue de combiner les séries d'impulsions décalées dans les éléments de registre à décalage d'un intervalle de temps égal à la période de décalage, ce dispositif étant caractérisé en ce que en vue de la correc— 25 tion de la déformation asymétrique dans la caractéristique de transmission du filtre passe—bande, le dispositif comporte un circuit de correction qui est muni de réseaux de pesage supplémentaires connectés aux éléments de registre à décalage, ces réseaux de pesage étant reliés à un deuxième réseau de 30 combinaison en vue d'obtenir une caractéristique de transmission qui, abstraction faite de la déformation asymétrique, est une version décalée d'un angle de phase fixe de la caractéristique de transmission citée en premier lieu et le circuit de correction comporte par ailleurs ion deuxième modulateur qui est 35 alimenté par l'onde porteuse précitée par l'intermédiaire d'un réseau déphaseur et qui est suivi d'un réseau de combinaison qui combine les signaux de sortie des deux modulateurs et en coopération avec le réseau déphaseur précité corrige l'effet de la déformation asymétrique dans la caractéristique de trans-40 mission citée en premier lieu sur le signal analogique trans- 72 02671 2123460 posé en fréquence. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le nombre d'éléments de registre à décalage est réduit jusqu'à des valeurs pour lesquelles l'amortissement minimal 5 dans le domaine de blocage de la caractéristique de transmission du filtre passe-bande est situé dans le domaine de 15 à 30 décibels. 3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le dispositif comporte m circuits de correction, 10 alors que la différence de phase entre les angles de phase de versions successives décalées en phase de la caractéristique de transmission citée en premier lieu est choisie égale à q 'Jf /(m + 1 ) avec q ^ (m + 1 ) , q étant un nombre entier lorsque cette différence de phase est située dans l'intervalle (0,2 15 tandis que la différence de phase entre les angles de phase desquels l'onde porteuse pour les modulateurs successifs est décalée dans les circuits de correction est aussi rendue égale à q fï'/(m + 1). 4. Dispositif selon la revendication 1, 2 ou 3, conçu 20 pour la transposition de fréquence d'un certain nombre de signaux analogiques situés dans des différentes bandes partielles de fréquence d'un dispositif de multiplex à répartition de fréquence, ce dispositif étant caractérisé en ce qu'il comporte un convertisseur analogique-digital commun à toutes les bandes 25 partielles de fréquence et un registre à décalage commun connecté à ce convertisseur. 5. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 4 avec lequel le convertisseur analogique-digital est conçu sous la forme d'un modulateur en delta avec un modulateur PCM connecté 30 à un générateur d'impulsions, modulateur dont les impulsions de sortie sont appliquées par 1'intermédiaire d'un circuit intégrateur à un formateur de différence auquel est également appliqué le signal analogique entrant pour la formation d'un signal de différence en vue de la commande du modulateur PCM, 35 ce dispositif étant caractérisé en ce que pour l'adaptation du dispositif à différents niveaux du signal analogique entrant, les impulsions de sortie du modulateur PCM sont appliquées par l'intermédiaire d'un modulateur d'amplitude au circuit intégrateur, alors que le modulateur d'amplitude est' connecté à un 40 générateur de signal dei^gulaticrideriveau. ccnmandé par le signal analogique entrant.