Brevet FR2121761A1 — publié le 19720825

i. 2121761 La présente invention se rapporte à un dispositif pour réduire la largeur de bande d'un signal analogique dans un système de transmission digitale et, plus particulièrement, elle concerne un dispositif pour réduire le taux d'échantillonnage auquel le si-5 gnal analogique est échantillonné. Dans la transmission de signaux analogiques par des techniques de modulation par impulsions codées (PCM) deux opérations doivent être réalisées, ces deux opérations affectant la largeur de bande du signal transmis. Premièrement, le signal est échantil-10 lonné dans le temps pour former une forme d'onde discrète dans le temps et deuxièmement, les échantillons sont quantifiés en amplitude pour former une forme d'onde discrète à la fois en temps et en amplitude. Dans des systèmes de codage classique PCM le procédé standard d'échantillonnage d'un signal analogique ayant comme fré-15 quence la plus élevée W consiste tout d'abord à filtrer le signal par un filtre passe-bas, ce filtre ayant une fréquence de coupage égale à W et ensuite d'échantillonner le signal à un taux, connu sous le nom de taux de Nyquist, égal ou supérieur à 2W. Les échantillons sont ensuite quantifiés en un train d'impulsions digitales 20 qui modulent par impulsions codées un porteur pour la transmission à un récepteur. Un inconvénient de ce procédé standard est qu'il est nécessaire que l'échantillonnage du signal analogique se produi se au taux de Nyquist afin d'éviter l'introduction d'énergie d'échantillonnage indésirable dans le spectre du signal analogique ini 25 tial, due à ce qui est bien connu dans la technique comme l'erreur d'échantillonnage. L'introduction d'une telle énergie indésirable empêcherait la reconstruction du signal analogique initial au récepteur sans dégradation sensible. Dans un autre système, il existe une technique "pour trans 30 mettre le signal analogique composite de télévision en couleurs suivant la norme NTSC sur un système de transmission digitale. Le signal NTSC comprend l'information de chrominance et de luminance où l'information de chrominance est intercalée ou distribuée dans l'information de luminance. L'information de chrominance est inter-35 calée jusqu'à environ 2 MhZ vers les fréquences inférieures, ce qui est approximativement la moitié de la largeur de bande de luminance de 4,2 MhZ. Le signal NTSC est filtré par un filtre à spectre de fréquence, en forme de peigne, dit filtre à peigne sur toute la bande de 4,2 MhZ afin de séparer l'information de chrominance de 40 l'information de luminance. Les deux signaux sont ensuite indivi- 72 00839 2. 2121761 duellement échantillonnés à un taux inférieur au taux de Nyquist. L'énergie d'échantillonnage est intercalée dans les signaux respectifs à des fréquences précédemment occupées par l'information vidéo. Au récepteur, après conversion des signaux digitaux sous for-5 me analogique, un filtre à peigne similaire au filtre se trouvant à l'émetteur atténue uniquement l'énergie d'échantillonnage provenant des signaux de luminance et de chrominance respectifs. Les signaux de luminance et de chrominance sont ensuite recombinés pour former le signal initial composite de couleur de norme NTSC. Un in-10 convénient de ce système est que par filtrage avec un filtre à peigne sur toute la largeur de bande de lumineince il existe une dégradation de l'information de luminance inférieure à 2 MhZ. Cependant, puisqu'aucune information de chrominance n'est intercalée au-dessous de 2 MhZ, il existe une dégradation non nécessaire du signal 15 de luminance. Dans le dispositif"d'échantillonnage de la présente invention un signal analogique est alimenté à un filtre d'échantillonnage préalable ou filtre à peigne ayant la réponse d'amplitude suivante. Pour un intervalle de fréquences de 0 à A^, il existe une 20 bande passante. Ensuite, jusqu'à une fréquence A2, qui est la fréquence la plus élevée du signal analogique échantillonné, il existe des intervalles alternés de bande de fréquences non transmise ou bande arrêtée et de bande passante. Ces dernières régions sont telles que les intervalles de bande arrêtée seraient supérieurs ou 25 égaux aux intervalles de bande passante. En général, également, il n'est pas nécessaire que les intervalles de bande arrêtée soient égaux les uns aux autres en dimension et en forme et la même chose s'applique aux intervalles de bande passante. Les fréquences A^ à A^ dépendent du type de signal analogique échantillonné, par exem-30 pie, la parole ou la télévision, comme on le décrira ci-après. Le signal filtré par filtre à peigne est ensuite alimenté à un dispositif d'échantillonnage qui échantillonne le signal analogique filtré à un taux minimum de A^ + A2 échantillons par seconde, ce taux étant généralement considérablement inférieur au taux de Nyquist, 35 c'est-à-dire inférieur à 2A2. Les signaux échantillons sont ensuite alimentés à un dispositif de quantification qui quantifie les échantillons en une série d'impulsions digitales pour leur transmission ultérieure à un récepteur. L'échantillonnage à un taux inférieur au taux de Nyquist amène l'énergie d'échantillonnage à être inter-40 calée dans le spectre du signal initial. Le taux d'échantillonnage 72 00839 3. 2121761 inférieur est choisi de façon que l'énergie d'échantillonnage soit intercalée dans les régions filtrées fournies par le filtre à peigne. Au récepteur, les impulsions digitales sont récupérées à 5 partir d'un porteur et converties en un signal analogique comportant l'énergie d'échantillonnage intercalée. Le signal analogique est ensuite alimenté à un filtre d'échantillonnage postérieur ou filtre à peigne ayant une réponse d'amplitude similaire à celle du filtre à peigne utilisé dans l'émetteur. L'énergie d'échantillonna-10 ge qui a été intercalée sera maintenant atténuée par le filtre à peigne au récepteur. De cette manière l'énergie d'échantillonnage est atténuée et le signal analogique initial peut être récupéré au récepteur. Tout signal analogique peut être échantillonné à vm taux de A-^ + A2 échantillons par seconde sans encourir d'erreur d'échan-15 tillonnage si les filtres d'échantillonnage préalable et d'échantillonnage postérieur ont la réponse d'amplitude"mentionnée précédemment. Avec la possibilité d'échantillonner un signal analogique à un taux réduit sans encourir de dégradation, du fait de l'erreur d'échantillonnage dans le signal reconstruit; la largeur de bande 20 nécessaire pour transmettre le signal sur un système de transmission digitale peut être sensiblement réduite. La réalisation de la technique d'échantillonnage à taux réduit comprenant les filtres à peigne choisis variera en fonction des signaux analogiques particuliers choisis pour la transmission, par -axeinple la parole ou la télévi-25 sion. La présente invention sera bien comprise à la lecture de la description suivante en relation avec \les dessins ci-joints dans lesquels : La figure 1A représente un spectre de signal analogique 30 ayant un spectre continu de -W à +W. La figure 1B représente le spectre du signal analogique de la figure 1A, échantillonné au taux de Nyquist. La figure 2A représente le spectre de signaux composites de télévision en couleurs suivant la norme NTSC. 35 La figure 2B représente la structure détaillée du spectre de signaux TV de la figure 2A. !La figure 3 est un diagramme de blocs du dispositif de mise en oeuvre de la technique d'échantillonnage pour un émetteur couleur TV. 40 La figure 4 est un diagramme de blocs du dispositif de 72 00839 4. 2121761 mise en oeuvre de la technique d'échantillonnage pour récepteur de télévision en couleurs. La figure 5 es^ un diagramme de blocs d'un filtre spécifique à peigne pour l'application à la télévision en couleurs. 5 La figure 6A représente la réponse d'amplitude du filtre de la figure 5. La figure 6b représente l'action de filtre à peigne nécessaire pour la technique d'échantillonnage appliquée à la télévision en couleurs. 10 La figure 7 est un diagramme schématique d'un filtre passe- bande et d'un égaliseur de phase utilisé dans les filtres à peigne . de la présente invention. La figure 8 est un diagramme schématique d'un filtre passe-bas et d'un égaliseur de phase. 15 La figure 9 est un diagramme de blocs d'une horloge d'é chantillonnage utilisée pour échantillonner un signal de télévision en couleurs. La figure 10 est ion diagramme de blocs général d'un système d'échantillonnage PCM. 20 Comme le montrent les figures 1A et 1B, si une forme d'onde analogique ayant un spectre continu sur une largeur de bande W est échantillonnée dans le temps à des intervalles de l/fc où f_ = la fréquence d'échantillonnage, le signal échantillonné aura S ion spectre de fréquences qui contient le spectre initial plus une 25 répétition du spectre initial à chaque fg, comme cela est bien connu dans la technique. Si fs^ 2W le spectre de fréquences des impulsions échantillonnées ne chevauchera pas le spectre initial, comme représenté dans la figure 1B, et la forme d'onde initiale pourra être rétablie ou récupérée à m récepteur par un filtrage correct 30 de la forme d'onde initiale. Cependant, si f De nombreux spectres de signaux analogiques, par exemple, les signaux de télévision en couleurs suivant la norme NTSC et la 40 parole, possèdent une énergie qui s'étend sur l'intervalle de fré 72 00839 5- 2121761 quences W, mais à l'intérieur de cet intervalle ils possèdent des sous-intervalles de niveaux d'énergie relativement petits. Dans le système de la présente invention, ces signaux analogiques sont é-chantillonnés à un taux inférieur au taux de Nyquist afin d'inter-5 caler l'énergie d'échantillonnage dans le spectre analogique initial. Le taux est choisi afin que l'énergie d'échantillonnage soit intercalée dans les sous-intervalles ayant des niveaux d'énergie relativement petits. A un récepteur, seulement l'énergie d'échantillonnage est atténuée, permettant ainsi au spectre initial d'être 10 reconstruit sans dégradation significative due à l'erreur d'échantillonnage . Les figures 2A et 2B représentent le spectre de fréquences d'un signal composite de télévision en couleurs suivant la norme NTSC, utilisé aux Etats-Unis d'Amérique et dans d'autres pays 15 pour la radio-diffusion et télévision commerciales. Le signal NTSC comprend trois signaux Y, I et Q. Le signal Y est le signal de luminance et a une largeur de bande de 4,2 MhZ. Les signaux I et Q portent l'information de chrominance et ont, respectivement, une largeur de bande de 1,5 MhZ et 0,5 MhZ. Comme représenté, l'infor-20 mation de chrominance est placée sur un sous-porteur à 3,58 MhZ et transmise avec le signal de luminance à l'intérieur de la largeur de bande de luminance. La figure 2B montre qu'il existe des concentrations d'énergie dans le signal de luminance. Les concentrations d'énergie dans le signal de luminance se produisent aux har-25 moniques de lignes sur toute la largeur de bande du signal de luminance. En d'autres termes, le spectre du signal de luminance n'est pas continu mais contient de l'énergie, cbncentrée autour des harmoniques du taux de ligne horizontale (15,73 KhZ) sur toute la largeur de bande de luminance. L'information de chrominance est modu-30 lée sur un sous-porteur à un multiple impair de la moitié d'harmonique de lignes. Le sous-porteur de chrominance est choisi de façon que les bandes latérales de chrominance occupent des régions où il existe peu d'énergie dans le signal de luminance, c'est-à-dire que les bandes latérales se situent à mi-chemin entre les harmoniques 35 de lignes ou à des multiples impairs de la moitié de la fréquence de lignes. La figure 3 représente un diagramme de blocs du dispositif de mise en oeuvre de la technique d'échantillonnage pour un émetteur de télévision en couleurs. Ûn signal composite de télévi-40 sion en couleurs NTSC est alimenté au filtre 1 à peigne qui fournit COPY 72 00839 6. 2121761 deux sorties en 2 et 3 constituées, respectivement, de l'information de luminance Y et de l'information de chrominance I, Q. Le filtre 1 à peigne, qui sera décrit plus complètement ci-après, possède une réponse d'amplitude représentée dans la partie supérieure de la 5 figure 6A dans laquelle A2 = 4,2 MhZ et A-^ = 2 MhZ (ce qui est approximativement la fréquence de la bande latérale de chrominance la plus basse). La figure 6B représente la structure détaillée de filtre à peigne où b. est l'intervalle de bande de fréquences non trans- J mises ou bande arrêtée, ai est 1 intervalle de bande passante , 10 bj = ai, toutes les bandes de fréquence non transmises étant égales les unes aux autres et toutes les bandes passantes étant aussi égales les unes aux autres. Le signal de luminance Y est ensuite alimenté au filtre passe-bas 4 qui contrôle la forme globale de l'enveloppe spectrale 15 en limitant le spectre de luminance à 4,2 MhZ. En contrôlant la forme de l'enveloppe du spectre initiale avec le filtre passe-bas 4, la quantité d'énergie d'échantillonnage dans le spectre répété qui est inversé en raison du taux d'échantillonnage réduit, est contrôlée. Le débit du filtre passe-bas 4 est ensuite appliqué à un sépa-20 rateur de synchronisation 5 qui sépare l'information de synchronisation du signal de luminance et, pour des raisons qui seront décrites ci-après, fournit à l'horloge d'échantillonnage 6 tan signal de synchronisation afin de verrouiller cette horloge d'échantillonnage 6 à la fréquence de ligne horizontale. Le débit du séparateur de 25 synchronisation 5 est alors l'information de luminance pure Y. Le signal de luminance Y est ensuite alimenté au dispositif d'échantillonnage 7 qui échantillonne le signal de luminance analogique Y à un taux déterminé par l'horloge d'échantillonnage 6. Comme on l'a noté précédemment, si un signal analogique 30 est échantillonné à un taux inférieur au taux de Nyquist, l'énergie d'échantillonnage due à la répétition du spectre initial tombera dans l'intervalle de fréquences du spectre initial. En notant une fois de plus que le signal de luminance Y n'est pas continu, mais contient une énergie concentrée autour des harmoniques du taux de 35 ligne horizontale, il est alors possible de choisir tin taux d'échantillonnage qui se traduirait par 1'intercalage de l'énergie d'échantillonnage entre les pies d'énergie du signal Y ; le signal Y étant le signal souhaité qui doit être reconstruit au récepteur. Pour intercaler correctement l'énergie d'échantillonnage à l'intérieur du 40 signal de luminance Y, le taux d'échantillonnage doit être choisi à 72 00839 7- 2121761 une fréquence égale à un multiple impair d'un demi taux de ligne horizontale. De plus, la fréquence d'échantillonnage est également choisie de façon que l'énergie d'échantillonnage soit intercalée dans le signal de luminance Y, jusqu'à la bande latérale inférieu-5 re de l'information de chrominance I et Q qui a été filtrée à partir du signal NTSC, c'est-à-dire, jusqu'à une valeur ^ 2 MhZ, vers les fréquences inférieures. Pour ces raisons, la fréquence d'échantillonnage f utilisée pour échantillonner le spectre de luminance Y non continu ayant une largeur de bande W = 4,2 MhZ et f^rv 1,5 w 10 S s MhZ) . Le signal de luminance analogique échantillonné est ensuite appliqué à un codeur 8 qui code les échantillons de manière digitale en un train d'impulsions digitales pour être transmis en-15 suite au récepteur de la figure 4. Les signaux de chrominance I et Q sur la ligne 3 de la figure 3 sont appliqués à un démodulateur de chrominance 9, bien connu dans la technique, afin de produire les débits de chrominance I et Q sur les lignes 10 et 11, respectivement. Les débits I et Q 20 du démodulateur de'chrominance 9 ont maintenant des concentrations d'énergie situées aux harmoniques de la fréquence de ligne horizontale et ont des largeurs de bande a-» 1,5 MhZ et r-> 0,5 MhZ, respectivement. Les signaux I et Q sont alimentés, respectivement, aux filtres passe-bas 11 et 12 qui réalisant .la même fonction que le filtre 25 passe-bas 4, c'est-à-dire, contrôlent la forme de l'enveloppe spectrale respective, de façon que la sortie du filtre passe-bas 11 soit le signal I avec une largeur de bande de 1,5 MhZ et que la sortie du filtre passe-bas 12 soit le signal Q avec une largeur de bande de 0,5 MhZ. Ces signaux sont ensuite respectivement appliqués à 30 des dispositifs d'échantillonnage 13 et 14. Les spectres des signaux de chrominance I et Q, également, ne sont pas continus, mais contiennent de l'énergie, comme noté précédemment, concentrée aux harmoniques du taux de ligne horizontale. En conséquence, afin d'intercaler correctement l'énergie d'échantillonnage lorsqu'on effectue 35 un échantillonnage à un taux inférieur au taux de Nyquist, les fréquences d'échantillonnage pour les signaux I et Q sont choisies de façon à être à un taux égal à un multiple impair d'un demi-taux de ligne horizontale, c'est-à-dire 2,556 et 0,747 mégaéchantillons par seconde, respectivement. Les fréquences d'échantillonnage sont four-40 nies par l'horloge d'échantillonnage 6. Les échantillons I et Q 72 00839 8. 2121761 sont ensuite appliqués à des codeurs 15 et 16 qui quantifient les échantillons en impulsions digitales. Les signaux Y, I et Q sont multiplexés par division dans le temps et ensuite modulent un porteur pour la transmission au récepteur de la figure 4. 5 La figure 4 représente un diagramme de blocs du disposi tif de mise en oeuvre de la technique d'écnahtillonnage pour un récepteur de télévision en couleurs. Après démodulation et démultiplexage, le train d'impulsions digitales est converti, de manière habituelle, en forme d'ondes analogiques représentant les signaux Y, 10 I et Q mais ayant une énergie d'échantillonnage intercalée à l'intérieur. Les signaux analogiques Y, I et Q sont ensuite appliqués, respectivement, aux filtres à peigne 17, 18 et 19 de type similaire au filtre à peigne 1. Chaque filtre à peigne 17, 18 et 19 a une réponse d'amplitude représentée daiis la partie supérieure de la figu-15 re 6A (avec A-^ et A^ dépendant du canal particulier) de façon que l'énergie d'échantillonnage intercalée,qui apparaît à des multiples impairs d'une demi-fréquence de ligne horizontale, soit atténuée. Les débits des filtres à peigne 17, 18 et 19 seront respectivement les signaux Y, I et Q ne possédant pas de dégradation appréciable 20 due à l'erreur d'échantillonnage. Les signaux sont ensuite respectivement appliqués aux filtres passe-bas 20, 21 et 22 qui suppriment l'énergie d'échantillonnage à l'extérieur de la bande de signaux initiale. Les signaux Y, I et Q sont ensuite appliqués à un codeur NTSC 2^bien connu dans la technique^pour rétablir le signal 25 composite de couleurs suivant la norme NTSC. Il existe plusieurs caractéristiques représentées dans les figures 3 et 4 qui sont importantes pour le succès de la technique d'échantillonnage à .taux réduit lorsqu'elle est appliquée à des signaux composites de télévision en couleurs suivant la norme 30 NTSC. Premièrement, l'horloge d'échantillonnage 6 utilisée pour commander les dispositifs d'échantillonnage 8, 15 et 16 est verrouillée en phase au signal de synchronisation de ligne en utilisant un circuit à boucle de verrouillage de phase digitale. Deuxièmement, le taux d'échantillonnage utilisé pour les signaux Y, I et 35 Q doit être exactement égal à un multiple impair d'une demi-fréquen ce de ligne comme on l'a mentionné précédemment. Troisièmement, les filtres à peigne 1, 17, 18 et 19 doivent avoir des intervalles de bande arrêtée et de bande passante égaux et avoir me atténuation suffisante dans chaque bande arrêtée pour supprimer l'énergie inter 40 calée jusqu'à me valeur insignifiante pour cette bande arrêtée. 72 00839 9. 2121761 Par exemple, une atténuation maximum de 25 dB est nécessaire pour réduire l'énergie à une valeur insignifiante. En se référant à nouveau à l'horloge d'échantillonnage 6, la période normale pour une trame TV pour balayer une ligne est 5 63*555 microsecondes, c'est-à-dire une fréquence de ligne horizontale de 15,73 KhZ. Le verrouillage de l'horloge d'échantillonnage 6 au signal de synchronisation de ligne (qui est transmis avec chaque ligne d'information) assurera que les opérations d'échantillonnage se produiront à des temps corrects dans l'éventualité où 10 la période de balayage de la trame varierait par rapport à la période normale. Ceci assure que l'énergie d'échantillonnage intercalée sera toujours concentrée entre deux harmoniques de lignes adjacentes du signal initial. La figure 9 représente un diagramme de blocs de l'horlo-15 ge d'échantillonnage 6. L'horloge d'échantillonnage 6 comprend un oscillateur 24 qui oscille à une fréquence de 6,002 MhZ. Un débit de l'oscillateur 24 est appliqué à un diviseur 25 qui divise le débit par m multiple impair d'une demi-fréquence de ligne pour fournir un débit de 7,86 KhZ. Ce débit est ensuite appliqué en tant 20 qu'entrée à une boucle de verrouillage de phase digitale 26 bien connue dans la technique. L'information de synchronisation provenant du séparateur de synchronisation 5 est obtenue pour fournir un signal a une fréquence de ligne horizontale de 15.>73 KhZ. Ce signal est ensuite appliqué à un diviseur 27 qui divise la fréquence 25 de ligne en deux pour fournir un débit de 7,86 KhZ qui est la seconde entrée vers une boucle de verrouillage de phase digitale 26. De manière bien connue dans la technique,vla boucle de verrouillage de phase digitale 26 compare la différence de phase entre les première et seconde entrées et produit un signal d'erreur propor-30 tionnel à la différence de phase entre les deux entrées. Le signal d'erreur est ensuite appliqué à tin oscillateur 24, ce qui règle la phase de cet oscillateur 24 de façon qu'elle soit en phase avec le signal de synchronisation. De cette manière, l'horloge d'échantillonnage 6 fournit des impulsions aux dispositifs d'échantillonnage 35 1 » 13 et Qui sont en relation de phase correcte par rapport aux signaux de luminance et de chrominance. En réalité, le débit de l'oscillateur 24 vers les dispositifs d'échantillonnage 13 et 14 est appliqué à deux diviseurs qui divisent respectivement le débit pour fournir les taux d'échantillonnage corrects pour les signaux 40 I et Q. 72 00839 10. 2121761 Un agencement des filtres à peigne 1, 17, 18 et 19 utilisé dans la technique est représenté sous forme de diagramme de blocs -dans la figure 5 et sera maintenant décrit. Le signal composite NTSC est appliqué de manière non retardée à un amplificateur 5 de sommation 28 et de manière retardée de deux lignes horizontales par l'intermédiaire du dispositif à retard 29. à l'amplificateur 28. Le débit de l'amplificateur de sommation 28 est ensuite appliqué en tant qu'entrée à l'amplificateur de soustraction 30. La seconde entrée vers l'amplificateur de soustraction 30 est le signal com-10 posite NTSC retardé d'une ligne horizontale par l'intermédiaire du dispositif à retard 31. On supposera que T = le temps mis pour balayer une ligne et que : V(t) = la sortie du signal composite NTSC retardé d'une ligne horizontale,alors 15 V(t+T) = le signal non retardé V(t-T) = le signal NTSC retardé de deux lignes horizontales. Alors, le débit y(t) de 1'amplifieateur de soustraction 30 sera (1) y(t) = V(t) - [V(t + T) + V(t - T)] En prenant la transformée de Pourier de y(t) le spectre 20 d'énergie S (f) du signal y(t) à la sortie de l'amplificateur 30 sera : (2) S_(f) = V(f) [4 Sin4 ( «y où V(f) = le spectre d'énergie du signal d'entrée NTSC initial, et 25 f = la fréquence (hZ). La forme des dents du filtre à peigne 1 à la sortie de l'amplificateur 30 sera sinusoïdale comme déterminée par l'équation (2) précédente et aura des pics qui se produisent aux multiples impairs d'une demi-fréquence de ligne et des vallées ou points d'atténuation aux harmoniques de la fréquence de ligne, comme représenté dans la figure 6B. 30 L'action de filtrage du filtre à peigne 1 se produit dans la bande NTSC de 4,2 MhZ excepté pour l'introduction du filtre passe-bande et l'égaliseur de phase 32 pour des raisons qui seront décrites maintenant. Le filtre passe-bande et l'égaliseur de phase 32 contrôlent l'enveloppe de l'action de filtoage par filtre à peigne 35 pour déterminer la largeur de bande sur laquelle le filtre à peigne 1 filtre réellement aussi bien que la quantité d'atténuation souhaitée, à toute fréquence donnée. La réponse C(f) du filtre passe-bande et de l'égaliseur de phase est : (3) C(f) = V(f) | H(f) |2 [4 Sin4 (TTfT)] 40 où |H(f)| est la réponse d'amplitude du filtre passe-bande. 72 00839 ii. 2121761 H(f) est rendue égale à 0 jusqu'à, une fréquence de 2 MhZ (la bande latérale inférieure de l'information de chrominance intercalée). En conséquence de l'équation (3) précédente, il découle que le signal y(t) sera filtré jusqu'à une fréquence de 2 MhZ. A 5 2 MhZ la réponse d'amplitude sera j H( f ) l'enveloppe du fil tre passe bande et de l'égaliseur de phase 32 contrôlera la forme des dents de l'action de filtrage par filtre à peigne comme représenté dans la partie supérieure de la figure 6A. Puisque l'action de filtrage commence à 2 MhZ et puisque la forme des dents du pei-10 gne est telle qu'il existe une atténuation aux harmoniques de la fréquence de ligne horizontale, le signal de luminance est filtré et le débit du filtre passe-bande et de l'égaliseur de phase 32 est l'information de chrominance. Le débit de chrominance est appliqué par l'intermédiaire de la ligne 33 à la ligne 3 de lft figure 3» 15 Pour obtenir l'information de luminance, le débit de chrominance du filtre passe-bande et de l'égaliseur de phase 32 est également appliqué en tant qu'entrée à l'amplificateur de soustraction 34. L'autre entrée vers 1'amplificateur de soustraction34 est le signal composite de couleurs NTSC initial, retardé d'une li-20 gne par l'intermédiaire du dispositif à retard 31 et retardé de plus par le dispositif à retard 35. Ce dispositif à retard 35 compense le retard du signal par l'intermédiaire du filtre passe-bande et de l'égaliseur de phase 32 afin que les deux entrées vers 1'amplificateur 34 soient en relation-de phase correcte pour être 25 soustraites. L'amplificateur 34 soustrait l'information de chrominance du spectre NTSC initial afin de fournir, en tant que sortie sur la ligne 36, l'information de luminanbe pure Y qui est à son tour appliquée à la ligne 2 de la figure 3» Avec l'utilisation du filtre passe-bande 32 il existe peu de dégradation de l'information 30 dans les vallées du signal de luminance, au-dessous de 2 MhZ. Au récepteur, les signaux Y, I et Q, ayant une énergie d'échantillonnage intercalée à l'intérieur, sont reçus et appliqués aux filtres à peigne respectifs 17, 18 et 19 d'un type similaire au filtre à peigne 1. Dans les filtres à peigne 17, 18 et 19 les 35 signaux respectifs Y, I et Q ayant une énergie d'échantillonnage intercalée aux harmoniques impairs d'une demi-fréquence de ligne, sont filtrés d'une manière similaire à la manière dont le filtre a peigne 1 opère sur le signal NTSC pour séparer l'information de luminance et de chrominance. C'est-à-dire que les deux débits des 40 filtres à peigne 17, 18 et 19 seront maintenant les signaux Y, I, 72 00839 12. 2121761 Q, respectivement, et l'énergie d'échantillonnage intercalée. Les débits des filtres à peigne 17, 18 et 19 contenant l'information vidéo 'sont ensuite appliqués par l'intermédiaire des filtres passe-bas respectifs 20, 21 et 22 au codeur 23 NTSC, qui sera décrit ci-5 après. La figure 7 représente un diagramme schématique d'un filtre passe-bande et de l'égaliseur de phase 32 utilisés dans le filtre à peigne 17 pour le canal Y, comme représenté dans la figure 4. Afin d'assurer une action de filtrage correcte, le filtre passe-10 bande doit être corrigé en phase afin que le temps de retard à travers le filtre passe-bande puisse être compensé par la ligne à retard BP. Pour faire ceci, l'égaliseur de phase est unique en ce sens que 1) il fournit une réponse de phase linéaire sur toute la région de bande passante, 2) il fournit une différence d'amplitude 15 qui ne doit pas excéder 3 dB entre les signaux à l'entrée de l'amplificateur 34 sur toute la région de bande passante et 3) il fournit une différence de phase qui ne doit pas excéder 360° - 2° entre ces signaux sur toute la région de bande passante. Les valeurs du filtre passe-bande et de l'égaliseur de 20 phase 32 pour les filtres à peigne 1, 18 et 19 peuvent être obtenues en amenant à une échelle convenable les valeurs représentées dans la figure 7. Pour le filtre à peigne 1 dans lequel la fréquence centrale de la bande passante serait 3,58 MhZ les inductances (L) seraient mises à l'échelle de 2r2u et les capacitances(c) àl'é- st. cg 3-»?° 25 chelle de . Pour le filtre à peigne 18 dans lequel la fréquen ce centrale de bande passante serait 10 MhZ les inductances seraient mises à l'échelle de 5^2 et les capacitances à l'échelle de 1 0 PQWf* - le -.filtre à; geigne 19 dans lequel la fréquence centrale de bande passante serait 0,33 MhZ les inductances seraient mises à 20 l'échelle de q'jj et les capacitances à l'échelle de La figure 8 représente un diagramme schématique d'un filtre passe-bas et d'un égaliseur de phase utilisés pour le canal Y. Les fréquences de coupure pour les canaux I et Q seraient r\j 1,5 et 0,5 MhZ respectivement. En conséquence, les valeurs des inductan-25 ces et des capacitances pour les canaux I et Q pourraient être obtenues en amenant à une échelle convenable les valeurs décrites d'une manière précédemment mentionnée par rapport au filtre passe-bande et à l'égaliseur de phase. Avec le système d'échantillonnage à taux réduit, selon la 40 présente invention, la largeur de bande effective nécessaire pour 72 00839 13. 2121761 transmettre une image vidéo est réduite par rapport aux systèmes PCM classiques. Par exemple, dans un système classique, si le signal NQKC est démultiplexé en ses composants Y, I et Q avant sa transmission, alors l'échantillonnage au taux de Nyquist nécessi-5 terait un échantillonnage respectivement à 8,4, 3,0 et 1 mégaéchan-tillons par seconde ou un total de 12,4 mégaéchantillons par seconde. Selon la présente invention, le taux d'échantillonnage serait respectivement 6,002, 2,556 et 0,747 mégaéchantillons par seconde pour les signaux Y, I et Q ou tin total de 9,305 mégaéchantillons 10 par seconde. Si le signal composite de couleurs NTSC doit être échantillonné directement, la manière classique consiste à échantillonner le signal à un taux de 10 mégaéchantillons par seconde ce qui n'est pas beaucoup supérieur au taux d'échantillonnage de la pré-15 sente invention. Cependant, pour une reconstruction correcte du signal, les échantillons devraient être quantifiés en 8 bits, produisant ainsi une largeur de bande de 80 mégabits par seconde. Avec le système selon la présente invention, la reconstruction correcte du signal échantillonné nécessite uniquement que le signal Y soit 20 quantifié en 4 bits et que les signaux I et Q soient quantifiés en 2 bits, respectivement. L'utilisation d'uniquement 4 bits pour le signal Y et de 2 bits pour le signal I, Q est possible en utilisant des techniques de modulation par impulsions codées différentielle (DPCM) de type décrit dans la demande de brevet américain n° 38.951 25 déposée le 20 mai 1970 , aux noms de Gabbard et collaborateurs sous le titre "Digital Differential Puise Code Modulation System". La largeur de bande totale nécessaire pour transmettre le signal vidéo est alors égale à 6,002 (4) + 2,556 (2) + 0,747 (2) = 30,614 mégabits par échantillon. 30 On doit faire plusieurs observations concernant le sys tème d'échantillonnage à taux réduit de la présente invention. Premièrement, comme on le notera d'après la figure 2A, bien que l'information de chrominance soit intercalée avec l'information de luminance dans les intervalles de luminance, c'est-à-dire, à des mul-35 tiples impairs d'une demi fréquence de ligne, l'information de chro minance et de luminance est dégradée aux vallées du signal de luminance où les deux signaux se chevauchent. Puisque le signal composite de couleurs NTSC contient cette dégradation inhérente, alors, avec la technique de la présente invention, par laquelle la forma-40 tion de chrominance existant dans les intervalles est remplacée par 72 00839 14. 2121761 l'énergie d'échantillonnage qui également dégrade le signal de luminance aux vallées, il n'existe pas de dégradation supplémentaire du signal de luminance. Pour cette raison est choisi de façon à être 2 MhZ. Si A-^ La discussion a été faite jusqu'ici en relation avec un procédé d'échantillonnage à taux réduit pour un signal analogique spécifique, c'est-à-dire un signal composite de couleurs NTSC. Cependant, l'échantillonnage à taux réduit de signaux analogiques peut 25 se produire sans produire d'énergie d'échantillonnage appréciable dans le signal reconstruit si les deux conditions suivantes sont satisfaites. En se référant à la figure 6B : a) b^^ ai pour tout j = 1, ... n et tout i = 1, ... n 30 b) le taux d'échantillonnage déterminé par l'horloge 40 dans la figure 10 doit être égal à un minimum de (A-j^ + A2) échantillons par seconde. Si un signal analogique représenté comme Y(t) est échantillonné à un taux uniforme avec une impulsion d'échantillonnage g(t), il est 35 bien connu que la forme d'onde échantillonnée peut être représentée sous la forme : *0 -(4) Y(t) = i S s(nT) (t - nT) n= — •«> où T = l'intervalle de temps entre échantillons. Le signal analogi-40 que aura une fonction de densité spectrale d'énergie donnée par : 72 00839 15. 2121761 (5) Fg (f ) = f X G (nfs) . Fs (f - mfs) m=-oo où G(fs) = fonction de densité spectrale d'énergie de g(t) 5 F_(f) = densité spectrale d'énergie de s(t) 1 fs = T Comme le montre la figure 10, et comme indiqué par l'équation (4), si Y(t) est le signal analogique à l'entrée vers le filtre d'échantillonnage préalable ou filtre à peigne 37 et si ce 10 dernier a une réponse d'amplitude telle que représentée dans la partie supérieure de la figure 6A, alors la densité spectrale d'énergie du signal s(t) à l'entrée du dispositif d'échantillonnage 38 sera donné par : 0 15 k k-1 k k Py(f) Pour b. + HEL a, 4 f ^ A-J +2. b .+ y 1 J=1 J u 1 J.1 J JU *s - A^ f ^ Ai + bi 20 k h k+1 k 0 pour A, + IE. b . + a.^f^A, + IEb. + a.B J » 4 J- J /) * j=l 1=1 j=l i=l où k = 1, 2, ..., n F (f) = fonction de densité spectrale d'énergie du signal analo- v 25 gique d'entrée y(t) représenté dans la figure 2A. La sortie du dispositif d'échantillonnage 38 et l'entrée vers le filtre d'échantillonnage postérietir ou filtre à peigne 39 au récepteur auront une fonction de densité spectrale d'énergie donnée par l'équation (5). Si la fréquence d'échantillonnage f_ est v ° 30 choisie égale à A-, + k0 + S (a1n-b„) pour V = 0, ... n, alors u=0 puisque : . (f) = I H(f) I2 . Fg(f) où H(f) est la réponse d'amplitude du filtre à peigne 39, si H(f) est choisi comme représenté dans la figure 6A le signal s(t) sera 35 rétabli sans erreur d'échantillonnage appréciable. En ce qui concerne un signal de parole, il est bien connu que l'énergie se concentre autour des fréquences de formants, le premier formant recouvrant un intervalle de fréquence allant de 250 hZ à 1.000 hZ, le second formant couvrant un intervalla allant 40 de 1 à 2 KhZ et les formants d'ordre supérieur étant situés dans 72 00839 16. 2121761 l'intervalle allant de 2 à 4 KhZ. Si dans les figures 6A, 6B : Ax = 850 hZ bx = b2 = b^ = 500 hZ al = a2 = a^ = 500 hZ n = 3 A2 = 3.850 hZ alors la plupart des intervalles de formants indiqués ci-dessus auront des bandes passantes significatives situées à l'intérieur de chaque intervalle, ce qui se traduira par une parole de qualité élevée. A^ est choisi = 850 hZ car la plus grande partie de l'énergie de parole est située à l'intérieur des formants et il serait indésirable en termes de fidélité de parole de supprimer une partie de cette énergie et de la remplacer par de l'énergie d'échantillonnage. Puisque les conditions 1 et 2 mentionnées précédemment sont satisfaites, aucune erreur d'échantillonnage appréciable ne se produirait si le signal de parole était traité comme représenté dans la figure 10 avec une fréquence d'échantillonnage de 4.700 hZ (A-^ + A2). Ceci se traduit par une réduction considérable de la fréquence d'échantillonnage par comparaison avec la fréquence d'échantillonnage de 7.7OO hZ pour le codage PCM classique. La présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits, elle est au contraire susceptible de variantes et de modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. 72 00839 17. 2121761 REVENDICATIONS 1 - Dispositif pour un système de communications digitales, destiné à réduire le taux d'échantillonnage d'un signal d'entrée analogique, ayant une fréquence supérieure A2, inférieure au 5 taux de Nyquist sans produire d'erreur d'échantillonnage, caractérisé en ce qu'il comprend : a) un moyen d'échantillonnage pour échantillonner le signal analogique à un taux minimum égal à A^ + A2 où A-^ est inférieur à Ag > 10 b) un moyen pour convertir chaque échantillon en une im pulsion codée ; c) un moyen pour reconvertir cette impulsion codée en un signal analogique ; et d) un moyen de filtrage pour filtrer "en peigne" ce der- 15 nier signal analogique, uniquement sur la bande de fréquences A^ - A-^, le moyen de filtrage contenant des bandes non passantes et des bandes passantes sur ladite bande A2 - A^. 2 - Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les bandes non passantes sont supérieures ou égales auxdi- 20 tes bandes passantes. 3 - Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen de filtrage comprend un moyen pour linéariser cor-, rectement la réponse de phase des signaux filtrés par le filtre à peigne sur toute la bande A2 - A^, afin de fournir une action de 25 filtrage par filtre à peigne convenable. 4 - Dispositif pour un système de communications digita- V les, destiné à réduire le taux d échantillonnage d'un signal analogique de télévision en couleurs, ayant une fréquence supérieure A2 et comprenant des signaux de luminance Y et de chrominance I et Q, 30 au-dessous du taux de Nyquist sans entraîner d'erreur d'échantillonnage, ce dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend : a) un premier moyen de filtrage pour filtrer à l'aide d'un filtre à peigne le signal analogique uniquement sur une bande de fréquences A2 - où A-^ est inférieur à A2, ledit moyen de fil- 35 trage contenant des bandes de fréquences non passantes et des bandes passantes sur ladite bande A2 - A^ et pour convertir le signal analogique en ses signaux composants de luminance et de chrominance; b) un moyen pour échantillonner le signal de luminance à un taux inférieur au taux de Nyquist ; '40 c) un moyen pour échantillonner le signal de chrominance 72 00839 ie: 212.1761 à un taux inférieur au taux de Nyquist ; d) un moyen pour convertir chaque échantillon en une impulsion codée j e) un moyen pour reconvertir cette impulsion codée en si-5 gnaux composants de luminance et de chrominance ; f) un second moyen de filtrage pour filtrer au moyen d'un filtre à peigne ces derniers signaux de luminance et de chrominance ; et g) un moyen pour reconstruire le signal analogique ini- 10 tial de télévision en couleurs» 5 - Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen d'échantillonnage de signal de chrominance comprend: a) un moyen pour démoduler le signal de chrominance en ses signaux composants I et Q ; et 15 b) un moyen pour échantillonner les signaux I et Q à des taux d'échantillonnage individuels. 6 - Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les signaux Y, I et Q sont échantillonnés à des taux individuels de multiples impairs d'une demi-fréquence de ligne horizonta- 20 le et à des taux minimum de Am + An, où A^ est la fréquence supérieure des signaux Y, I et Q respectivement et Am est inférieure à An respectivement. 7 - Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le second moyen de filtrage comprend : 25 a) un moyen pour filtrer au moyen d'un filtre à peigne le signal de luminance, uniquement sur la bande de fréquence An -Am, où le moyen de filtrage contient des bandes de fréquences non passantes et des bandes passantes sur ladite bande 5 b) un moyen pour filtra?au moyen d'un filtre à peigne le 30 signal I uniquement sur la bande de fréquences AR - Am, ledit moyen de filtrage contenant des bandes de fréquences non passantes et des bandes passantes sur ladite bande An - Am ; et c) un moyen pour filtrer au moyen d'un filtre à peigne le signal Q uniquement sur la bande de fréquences A^ - Am. 35 8 - Dispositif selon la revendication J, caractérisé en ce que le premier et le second moyens de filtrage comprennent des moyens pour linéariser convenablement la réponse de phase des signaux filtrés par les filtres à peigne sur toute la bande A^ - Affl afin de fournir une action de filtrage convenable par filtre à pei- 40 gne„ 72 00839 19. 2121761 9 - Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen pour échantillonner l'information de luminance et de chrominance comprend : a) line horloge d'échantillonnage ; et 5 b) un moyen pour verrouiller en phase l'horloge d'échan tillonnage au taux de ligne horizontale. 10 - Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que les bandes de fréquences non passantes sont égales aux bandes passantes. 10 11 - Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen pour filtrer individuellement au moyen d'un filtre passe-bas et égaliser en phase les signaux Y, I et Q. 12 - Dispositif pour filtrer un signal analogique de té- 15 lévision en couleurs, ayant une fréquence supérieure A2, en ses signaux composants de luminance et de chrominance, ' caractérisé en ce qu'il comprend : a) un moyen pour additionner le signal de couleurs non retardé et le signal de couleurs retardé d'un temps égal à deux 20 périodes de ligne horizontale afin d'obtenir un premier signal ; b) un moyen pour soustraire ce premier signal du signal de couleurs retardé d'un temps égal à une période de ligne horizontale pour obtenir un second signal ; c) un moyen pour f il trër,-par., l'intermédiaire d'un fil- 25 tre à peigne, le second signal, uniquement sur une bande de fréquences A2 - A-^ où A! est inférieur à A2, le moyen de filtrage par l'intermédiaire d'un filtre à peigne contenant des bandes de fré- ' quence non passantes et des bandes passantes sur ladite bande A2 -A1 j et 30 d) un moyen pour soustraire le second signal filtré par l'intermédiaire du filtre à peigne du signal de couleurs retardé d'un temps égal à une période de ligne horizontale. 13 - Dispositif selon la revendication 12. caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen pour linéariser correctement 35 la réponse de phase du signal filtré au moyen du filtre à peigne sur tout l'intervalle A2 - A-^ afin d'obtenir une action de filtrage convenable par filtre à peigne. 14 - Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que les bandes de fréquences non passantes se produisent aux 40 harmoniques de la fréquence de ligne horizontale et sont égales BAD ORIGINAL , 72 00839 20. 2121761 aux bandes passantes. 15 - Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que les signaux d'entrée vers les moyens de soustraction ont une différence d'amplitude et de phase prédéterminée sur la bande a2 Ax «