Brevet FR2133688A1 — publié le 19721201

la présente invention se rapporte d'une manière générale aux amplificateurs à haute fréquence, et concerne plus particulièrement un tel amplificateur à gain contrôlable. Il est bien connu que pour obtenir la meilleure réponse 5 d'un récepteur de télévision ou radiodiffusion, il est nécessaire de prévoir des moyens pour contrôler le gain d'un amplificateur des étages à radiofréquence ou à fréquence intermédiaire, afin de permettre au récepteur de s'accomoder d'une large plage de variations dynamiques des signaux captés. 10 II existe de nombreux circuits de l'art antérieur par l'action desquelles la polarisation d'un organe ou montage actif à radiofréquence ou à fréquence intermédiaire est modifiée pour faire varier la transconductance, et par suite le gain, de ce dispositif. ParAilleurs, lorsque 15 des transistors bipolaires sont utilisés à des fréquences relativement élevées, il est également connu d'utiliser une polarisation ou un contrôle automatique de gain en sens direct, ce qui freine la tendance du dispositif à fournir des réponses parasites. le mode de polarisation par contrôle 20 automatique de gain en sens direct requiert toutefois un supplément d'alimentation en puissance, et par suite n'est pas facilement réalisable par la technique des circuits intégrés; en effet, pour engendrer la tension de contrôle . nécessaire, il faudrait accepter un accroissement de la 25 puissance dissipée. Aux considérations qui viennent d'être mentionnées, s'ajoute la condition supplémentaire que dans .tels récepteurs, il faut assurer une adaptation convenable des couplages. Par exemple, dans un récepteurclassique, la fréquence intermédiaire est J0 habituellement fournie par un mélangeur excité par le signal à radiofréquence et par le signal fourni par un oscillateur local pour produire en sortie un signal dont la fréquence est égale à la somme ou à la différence de celles des signaux d'excitation et corresponde' à la fréquence intermédiaire 35 voulue. Habituellement, ce signal à fréquence intermédiaire est ensuite traité par un amplificateur IF dont le S3™- peut être contrôlé pour permettre un élargissement de la plage de 72 12998 2 2133688 variations dynamiques des signaux. Dans ces conditions, le mélangeur doit normalement être adapté aussi soigneusement que.possible, afin qu'il présente un rendement de mélange uniforme' sur toute la plage de fonctionnement du 5 récepteur. Certaines des techniques de l'art antérieur tiennent compte de ce besoin d'adaptation correct du mélangeur. Toutefois, lorsqu'un circuit de contrôle automatique de gain est associé à l'amplificateur IF, il s'est avéré que les variations d'impédance du transistor 10 ou autre organe actif sous l'effet du contrôle automatique de gain altère la-bonne, adaptation du mélangeur et par suite en déforme la courbe de réponse globale. La présente invention vise à pallier les inconvénients mentionnés des techniques antérieures par la réalisation 15 d'un amplificateur à haute fréquence auquel est appliquée une tension de contrôle automatiqu^de gain, et auquel sont associés des moyens incluant un dispositif à conduction unidirectionnelle pour maintenir l'adaptation de l'impédance d'entrée de l'amplificateur à une valeur constante en 20 dépit des variations de la tension de contrôle automatique de gain. Cette caractéristique peut être mise à profit notamment dans un montage amplificateur à fréquence intermédiaire. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention 25 apparaîtront plus clairement à la lecture de la description détaillée qui suit de deux exemples de mise en oeuvre de l'invention illustré par les dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 donne le schéma partiellement sous forme de blocs d'un tuner UHF comportant un amplificateur FI conforme 30 à la présente invention; et - la figure 2 donne le schéma d'un autre mode de réalisation d'un amplificateur HF conforme à l'invention. Sur la figure 1, la référence 70 désigne une connexion d'entrée destinée à être raccordée à une antenne UHF de type 35 approprié, c'est-à-dire capable de capter les 70 canaux actuellement alloués à . ia télévision dans la bande UHF. Cette connexion 70 est reliée à la masse ou autre point de potentiel 72 12998 3 2133688 de référence par l'intermédiaire d'une inductance 71 constituant l'élément d'adaptation d'impédance de l'antenne UHF. Un condensateur 72 transmet le signal UHF capté à un filtre UHF 73 pouvant être accordé au moyen d'une diode 5 varactor 74 faisant office de condensateur contrôlé en tension. la sortie du filtre 73 est appliquée à l'émetteur d'un transistor "bipolaire 75 monté en amplificateur à base commune, le collecteur du transistor 75 est relié à une source 10 de tension de fonctionnement B+ par l'intermédiaire de moyens d'arrêt des radiofréquences comprenant une résistance 7^fet une inductance d'arrêt 77 montéegfen série avec une autre inductance 97» le signal UHF amplifié prélevé sur le collecteur du 15 transistor 75 est appliqué par l'intermédiaire d'un condensateur 78 à l'entrée d'un filtre UHF 79. Ce filtre peut également être accordé et, pour la réception en bande UHF, peut être formé de tronçons de lignes de transmission. lraccord du filtre 79 est assuré à l'aide d'une diode varactor 20 associée 80 montée en série avec un condensateur 81 entre la sortie du filtre et la masse. le signal UHF filtré fourni en sortie du filtre 79 est appliqué par l'intermédiaire d'un réseau d'adaptation d'impédance 82 à l'entrée d'un mélangeur UHF à diode 83> dont l'autre 25 entrée est reliée à la sortie d'un oscillateur 84 pour la conversion du signal UHF. Cet oscillateur 84 est accordé au moyen d'une diode varactor 85 commandée par la tension Ya d'accord en UHF, de manière que la différence de fréquence entre le signal UHF d'origine et le signal engendré par l'oscillateur 84 30 corresponde . sensiblement à la fréquence intermédiaire vidéo. Pour assurer la correspondance voulue des fréquences d'accord des filtres 73 et 79 et de l'oscillateur 84, la tension d'accord Va est appliquée aux diodes varactor 74, 80 et 85 par l'intermédiaire de résistances 90, 91 et 92 respectivement. Il est bien entendu 35 qu'un plus grand nombre de varactors pourraient être utilisés pour permettre une plage d'accord plus étendue. le signal de sortie de la diode mélangeuse 83 est transmis par 72 12998 4 2133688 un condensateur 86 à l'entrée d'un montage amplificateur UHF/FI comprenant essentiellement un transistor 94 monté à base commune. Le collecteur du transistor 94 est polarisé par la source d'alimentation B+ par l'intermédiaire d'inductances 5 95» 96 et 97. Un anneau en ferrite 98 entoure la connexion de collecteur du transistor 94 pour étouffer ses: oscillations parasites. Le circuit de collecteu3?â.u transistor 94 inclut en outre des condensateurs de traversée 99 et "100 et un montage accumulateur de sortie formée de condensateurs 101 et 102 10 et d'une inductance 103- Ces éléments assurent, en association avec les composants susmentionnés insérés dans le circuit de collecteur, la sélectivité et l'adaptation d'impédance requises pour le signal vidéo à fréquence intermédiaire engendré par le tuner UHF. La base du transistor 94 est 15 polarisée au moyen de résistances 104, 105 et est découplée à la masse en alternatif au moyen du condensateur de traversée 106. 1'émetteur du transistor 94 pour sa part relié à la diode mélangeuse 83 par l'intermédiaire du condensateur 86 et de 1*inductance 113 montés en série, et est par ailleurs 2D relié à la masse par une résistance 115. La tension de contrôle automatique de gain CAG- est appliquée à la base d'un transistor 110 monté à collecteur commun : le collecteur de ce transistor est en effet relié à la source d'alimentation B+, tandis que son émetteur est 25 couplé par l'intermédiaire d'un condensateur de traversée 111 à la base du transistor 75 faisant office d'amplificateur UHF/BF. L'émetteur du transistor 110 est en outre relié par une résistance 112 à l'anode d'une diode 116 dont la cathode est couplée à la connexion entre le condensateur 86 et l'inductance 30 113- L'anode de la diode 114 est par ailleurs mise à la masse en alternatif par l'intermédiaire d'un condensateur de découplage 114- Comme il est bien connu, l'impédance de sortie de la diode 83 du mélangeur varie en fonction de l'amplitude du t 35 signal oscillatoire qui lui est apjiiqué. Cette variation de l'impédance de la diode; affecte le rendement de conversion du mélangeur, et par suite réduit l'amplitude du signal de sortie 72 12998 5 2133688 à fréquence intermédiaire. Cet effet est compensé en couplant l'anode de la diode mélangeuse 83 à l'entrée à "basse impédance que constitue l'émetteur du transistor 94, ce couplage étant assuré au moyen du condensateur 86 et de 5 l'inductance 113. En raison du fait qu'un transistor monté en amplificateur à "base commune présente une impédance vue de son émetteur inférieure à 50 ohms environ, les fluctuations de l'impédance de la diode mélangeuse 83 deviennent négligeables au regard de la faible impédance de l'amplificateur en 10 "base commune par lequel elle se trouve shuntée. le transistor amplificateur 94 monté en base commune a donc pour rôle d'assurer l'adaptation de l'entrée à un bas niveau d'impédance, et par suite de faire disparaître l'effet des variations d'impédance de la diode mélangeuse 83. 15 Par ailleurs, le gain de ce transistor est catrôlé au moyen de la diode 116 dont l'anode est reliée à l'émetteur du transistor follower 110; ce contrôle des gains est assuré de la manière suivante : lorsque la tension de CAG appliquée à la base du 20 transistor 110 devient plus positive, le potentiel de l'émetteur de ce transistor s'accroît, ce qui fait que la diode 116 polarisée en sens direct devient conductrice, le courant continu traversant ainsi la diode 116 retourne à la masse à travers l'inductance 113 et la résistance 115. C'est dire que 25 le potentiel de l'émetteur du transistor 94 est en partie déterminé par le courant de CAG ainsi obtenu, qui a pour effet de rendre Hé transistor 94 moins conducteur, la transductance de ce transistor varie donc en raison inverse de la tension de CAG pour réduire le gain d'ensemble. Toutefois, puisque le 30 courant traversant le transistor 94 décroît même si la tension de son émetteur reste constante, cette réduction de courant a pour effet d'augmenter l'impédance d'entrée de l'amplificateur à base commune. Cette augmentation de l'impédance d'entrée indique donc que les fluctuations de l'impédance d^la diode mélangeuse 35 83 ne sont pas totalement compensées, et donc que les caractéristiques de passe-bande obtenues restent peu intéressantes. Toutefois, il convient de remarquer que lorsque la conduction de la diode 116 72 12998 6 2133688 est accrue en raison de la tension de CAG- appliqué à l'émetteur du transistor 110, le condensateur 114 relié à travers l'impédance de la diode 116 à la connexion entre le condensateur 86 et l'inductance 113 assure un certain découplage de ladite 5 connexion. Oet effet tend donc à maintenir l'impédance d'entrée en alternatif du transistor 94 sensiblement constante pour ce mode de contrôle de gain, et par suite à compenser plus exactement les variations d'impédance dè la diode mélangeuse 83. le condensateur 114 a en outre pour effet 10 de dériver une partie du signal appliqué à l'amplificateur, ce qui procure une réduction de gain supplémentaire. En raison du mode de polarisation de la base du transistor 94, le courant traversant la résistance 115 est maintenu sensiblement constant, lors de l'intervention du contrôle 15 automatique de gain, le courant total traversant résistance 115 est déterminé d'une part par celui traversant la diode 116 et d'autre part par celui traversant le transistor 94. les intensité respective de ces courants sont choisies de manière que la chute de tension aux bornes de la résistance 115 lors 20 du fonctionnement en GAG- restent sensiblement■constante. Il s'ensuit que les tensions entre électrodes du transistor 94 sont pratiquement stabilisées, et que par suite, les réactances inter-électrodes ne s'écartent pas de leur valeur de repos, ce qui garantit que les réseaux de filtrage 25 associés au transistor ne se trouvent pas amenés hors d'accord par l'intervention du contrôle automatique de gain. On remarquera en outre que le transistor 94 agit en fait selon un mode inverse de GAG, puisque toute réduction de son courant de collecteur entraîne une réduction du gain 30 d'amplification. Ge mode de contrôle inverse provoque habituellement des non-linéarités et des intermodulations dans l'étage amplificateur, notamment en raison du fait que les réactances et capacitances entre électrodes varient en fonction de la réduction du courant. En utilisant une diode pour fixer la 35 caractéristique de gain, il est possible de tirer profit de la réponse de la diode, et donc d'assurer un CAG inverse sans qu'il en résulte les habituelles distorsions corrolaires. Pour un tel 72 12998 7 2133688 agencement, la plus grande partie de l'action de CAG- est donc assurée par la diode,qui par exemple contribue à raison de 14 dB pour une réduction de gain globale de 20 dB, le transistor n'intervenant pour sa part que pour 6 dB. 5 la figure 2 illustre un autre exemple d'exécution d'un amplificateur pouvant être utilisé en haute fréquence selon Hé mode inverse de CAG. l'amplificateur représenté sur cette figure est semblable à celui de la figure 1 , à ceci près que la polarisation de la diode 55 reste sensiblement 10 constante, puisque déterminée par le pont diviseur de tension formé par les résistances 5Qfet 51 dont la connexion est couplée à l'anode de la diode, et mise à la masse en alternatif au moyen d'un condensateur 52. La cathode de 3a diode 55 est mise à la masse par l'intermédiaire d'une résistance 15 56, qui assure également la mise à la masse de l'émetteur du transistor 60 monté à base commune. Le collecteur de ce transistor est couplé à une source de tension d'alimentation +V à travers une inductance 61, tandis que les signaux à traiter sont appliqués à son émetteur à travers un condensateur 20 de liaison 62. Pour l'essentiel, le circuit représenté sur la figure 2 est semblable à celui de la figure 1, le condensateur 62 pouvant être relié à l'anode de la diode mélangeuse 83 de la figure 1. La différence entre les deux circuits tient essentiellement k ce 25 Que, dans le montage de la figure 2, la tension de contrôle automatique de gain CAG est appliquée directement à la base du transistor 60. Pour assurer le contrôle inverse de gain, la polarité de la tension de CAG doit être inversée. En d'autres termes, pour faire décroître le gain du circuit, la tension 30 de CAG doit devenir plus négative, afin que le/6ransistor 60 se laisse traverser par un courant de moindre intensité. En conséquence, la tension appliquée à l'émetteur du transistor 60 tend à décroître. Toutefois, cette décroissance de tension aurait pour effet de porter la diode 55 à conduction, et par suite de 35 provoquer l'écoulement d'un courant à travers la résistance 56, et donc de maintenir la chute de tension à ses bornes sensiblement constante, indépendamment des variations de la tension de CAG. 72 12998 8 2133688 Inversement, lorsque la tension de CAG- appliquée à la base du transistor 60 s'accroît, sa tension d'émetteur tendrait également à croître, ce qui bloquerait la diode de polarisation 55. Toutefois, dans ces conditions, le 5 transistor 60 tend à se laisser tranarser par un courant de plus forte intensité, ce qui a pour effet de maintenir à la valeur voulue la chute de tension aux bornes de la résistance 56. C'est dire que le circuit représenté sur la figure 2 10 permet, sous réserve qu'une tension de GAG- convenable soit appliquée à la base du transistor 60,de maintenir l'impédance d'entrée à une valeur faible et constante,' en raison de la conduction de la diode 55, par laquelle le condensateur 52 se trouve monté en dérivation sur l'émetteur du transôafcor. C'est 15 dire que le montage représenté sur la rflgure 2 présente les mêmes avantages que celui de la figure 1. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et illustrés, qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. Au contraire, l'invention comprend 20 tous les moyens constituant des équivalents techniques de ceux décrits et illustrés, considérés séparément ou en combinaison et mis en oeuvre dans le cadre des revendications qui suivent. 72 12998 9 2133688 REVENDICATION" £> 1Circuit amplificateur à haute fréquence et à gain contrôlable, caractérisé en ce qu'il comprend en combinaison : - un étage amplificateur essentiellement formé d'un transistor monté à base commune dont l'émetteur constituant 5 l'entrée à basse impédance de l'élue est reliée à ladite base par des moyens de polarisation, dont le collecteur constituant la sortie de l'étage est reliée à une impédance de charge et dont les variations du gain et de l'impédance d'entrée sont respectivement identiques et opposés à celles de son courant 10 de collecteur, - un élément à conduction unidirectionnéDe de sa première vers sa seconde bornes, respectivement reliées à un circuit de charge et à l'émetteur dudit transistor, - et des moyens appliquant à la première borne dudit 15 élément une tension de commande de polarité propre à le porter à conduction, pour ainsi réduire là conduction et donc le gain dudit transistor, et coupler ledit circuit de charge en dérivation sur l'entrée dudit étage, afin de compenser l'accroissement de son impédance résultant de la 20 condution dudit transistor. 2.- Circuit amplificateur selon la revendication 1, utilisé pour l'amplification des signaux de sortie d'un mélangeur dont l'impédance varie en fonction du niveau du signal d'entrée qui lui est appliqué, caractérisé en ce que ledit 25 mélangeur est relié à l'émetteur du transistor précité, dont l'impédance plus faible que celle dudit mélangeur en assure l'adaptation de manière à rentre ces variations négligeables, des moyens étant couplés à l'émetteur dudit transistor pour faire varier le courant qui le traverse de manière à maintenir 30 l'impédance dudit mélangeur sensiblement constante lorsque ledit courant, et donc le gain du transistor varient. 3.- Circuit amplificateur selon la revendication 2, caractérisé ei/ce que le mélangeur précité est une diode mélbigeuse utilisée pour la conversion de signaux de télévision émis dans la bande UHF en signaux vidéo à fréquence intermédiaire . 72 12998 to 2133688 4.- Circuit amplificateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'impédance de charge reliés au collecteur du transistor précité comprend un filtre accordé sur la fréquence des signaux vidéo précités. 5 5.- Circuit amplificateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le circuit de charge relié à la première borne de l'élément à conduction unidirectionnelle précité inclut un condensateur. 6.- Circuit amplificateur selon l'une quelconque des 10 revendications 1 à 5, caractérisé en ce que les moyens appliquant une tension de commande à la première borne de l'élément à conduction unidirectionnëDe préciiÉ comprennent un transistor suiveur mpnté à collecteur commun, dont la base reçoit une tension de commande et dont l'émetteur est relié à ladite seconde borne.