Brevet FR2132844A1 — publié le 19721124

i 2132844 • • ' La présente invention concerne les appareils pérmettârit de ' commander la déviation d'un faisceau électronique et, plus particulièrement mais pas exclusivement, les appareils de ce genre permettant de commander les faisceaux électroniques des tubes à 5 rayons cathodiques ; .• . La possibilité de superposer dés symboles ou d'autres données sur une représentation à balayage de- trame de télévision classique est nécessaire dans de nombreuses applications. Comme cela est expliqué dans le brevet des Etats Unis d'Amérique No. 10 3,499.979, déposé.au nom de la Demanderesse, une telle possibilité est réalisée d'une façon sûre et peu coûteuse en utilisant une technique dé multiplexage dans laquelle les symboles ou autres données sont inscrits sur l'écran du tube à rayons cathodiques pendant la période de retour vertical du faisceau de 15 balayage de trame. Dans la mesure où la vitesse de balayage de trame vertical est relativement faible, un amplificateur de déviation linéaire est souhaitable pour commander la déviation verticale. En outre, dans le cas de la déviation horizontale, la vitesse de balayage de trame est sensiblement plus rapide et il 20 en résulte qu'elle est réalisée de façon type à l'aide d'un circuit de retour de faisceau résonnant et non linéaire. Cependant, la production de symboles nécessite un fonctionnement linéaire à la fois dans les canaux horizontal et vertical. Ce résultat peut être obtenu en actionnant continuellement les deux canaux 25 selon un mode de fonctionnement linéaire, mais ce processus est considéré comme peu souhaitable dans le cas du canal horizontal du fait que les vitesses de balayage élevées excluent tout fonctionnement linéaire sans une augmentation inacceptable de la consommation d'énergie. Ce problème est résolu selon les prin-30 cipes décrits dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique précité en utilisant un amplificateur.,à double,mode de fonctionnement prévu dans le canal.horizontal. Cet amplificateur à double "mode de fonctionnement est commandé de façon sélective de manière à fonctionner selon un mode linéaire pour écrire des symboles 35 pendant le retour vertical du faisceau et, si désiré, il peut également fonctionner selon le mode linéaire pour le balayage direct horizontal. Cependant, le retour horizontal du faisceau est toujours obtenu à l'aide de l'amplificateur à deux modes qui 72 12580 2 2132844 fonctionne selon un mode de retour du faisceau résonnant et non linéaire. L1 invention a pour but de remédier à ces inconvénients et d1apporter .une solution à ce problème. 5 - Elle .est matérialisée dans un appareil pour commander la déviation d'un faisceau électronique, caractérisé en ce qu'il comprend une bobine d'induction et un condensateur montés dans un . circuit résonnant, un dispositif d'amplification à double mode de fonctionnement pouvant être .actionné sélectivement selon 10 un mode de fonctionnement linéaire.pour déterminer un balayage ou un balayage de ligne du faisceau ou bien selon un mode de retour du faisceau résonnant et non linéaire,.le dispositif d'amplification à double mode de fonctionnement comprenant un étage d'entrée destiné à combiner soustractivement un signal 15 d'entrée de déviation du faisceau avec un signal de réaction . représentant la déviation du faisceau, un étage push-pull ou étage symétrique comportant des sections alternativement conductrices et connectées à la sortie de l'étage d'entrée, une section étant conductrice pour une polarité du signal d'entrée 20 de déviation du faisceau et l'autre section étant conductrice -pour l'autre polarité du signal d'entrée, un dispositif destiné à coupler la sortie de chacune des sections au circuit résonnant, un dispositif destiné à conduire le courant d'une façon unidirectionnelle et inclus dans le couplage existant entre une pre-25 mière des sections et le circuit résonnant de manière à permettre une conduction entre ces éléments pendant le fonctionnement à l'état conducteur de cette première section et à empêcher toute conduction_de s/effectuer jusqu'à cette dernière à partir du cir-.cuit résonnant pendant le fonctionnement oscillant de ce dernier, 30- et un dispositif-couplé .à 11 a.utre section de l'étage push-pull ou symétrique, de manière à interrompre d'une façon pouvant être commandée son fonctionnement à l'état conducteur de sorte que cet étage push-pull ou symétrique présente instantanément une impédance de sortie élevée grâce à quoi le circuit résonnant 35 commence à osciller de manière à déterminer un retour rapide et non.linéaire du faisceau électronique. Un mode de réalisation préféré du dispositif d'amplification à double mode de fonctionnement.comprend un étage d'entrée COPY 72 12580 3 2132844 différentiel destiné à combiner de façon soustractive le signal d'entrée horizontal multiplixé, c'est-à-dire le balayage de ligne du symbole ou le balayage de trame de télévision, avec un signal de réaction représentant le courant circulant à travers la bobine 5 de déviation du tube à rayons cathodiques, de manière à fournir un balayage horizontal linéaire ou un balayage de ligne de symbole parfaitement adapté. L'étage push-pull ou symétrique, qui est monté en cascade avec l'étage d'entrée différentiel, présente une entrée couplée à la bobine de déviation, qui est à son tour 10 connectée à une résistance d'échantillonnage de courant de manière à fournir le signal de réaction et qui est connectée à un condensateur de manière à former le circuit résonnant utilisé pendant . le fonctionnement de retour du faisceau. L'étage push-pull ou symétrique-fonctionne d'une manière classique, une première sec-15 tion étant conductrice pour une polarité du signal d'entrée et l'autre section étant conductrice pour la polarité opposée du signal d'entrée. La section qui fonctionne en réponse à un signal d'entrée de polarité positive est couplée à la bobine de déviation par l'intermédiaire d'une diode montée selon des polarités 20 appropriées et fonctionnant de manière à transmettre le signal d'entrée à la bobine de déviation et ensuite, pendant le non fonctionnement de cette section, de manière à empêcher le signal de retour du faisceau d'être conduit ou transmis jusqu'à cette dernière pendant le retour résonnant du faisceau. L'autre sec-25 tion de l'étage push-pull ou symétrique, qui fonctionne en réponse à un signal d'entrée de polarité négative, comporte un circuit de commutation qui lui est couplé de manière à attaquer sélectivement certains composants transistorisés qui lui sont associés pour les faire passer à un état non conducteur. Dans 30 ces conditions, le circuit résonnant comprenant le condensateur et la bobine de déviation est connecté essentiellement à un circuit ouvert constitué par l'impédance inverse élevée de la diode qui est couplée à l'une des sections de l'étage push-pull et par les transistors à l'état non conducteurs de l'autre 35 section, grâce à quoi il apparaît une demi-période de décharge résonnante qui amène le faisceau du tube à rayons cathodiques à effectuer un retour de manière à être prêt pour la ligne suivante du balayage horizontal. Cependant, aussi longtemps eopv 72 12580 4 2132844 que la section commandée par le commutateur de l'étage push-pull ou symétrique n'est pas attaquée pour passer à l'état non conducteur, l'amplificateur à double mode de fonctionnement continue à fonctionner selon le mode linéaire qui est utilisé soit 5 pour l'écriture des symboles soit pour le balayage direct horizontal. Un appareil permettant de commander la déviation d'un faisceau électronique selon l'invention va maintenant être décrit à titre d'exemple, en se référant aux dessins annexés, donnés 10 à titre non limitatif et dans lesquels :- La fig. 1 est une représentation schématique du circuit de l'appareil selon l'invention. Les fig. 2a à 2e sont des représentations schématiques des formes d'ondes montrant les relations existant entre les divers 15 signaux apparaissant au cours du fonctionnement du circuit visible sur la fig. 1. Pour faciliter la compréhension et pour simplifier la description, seul le canal horizontal d'un appareil de déviation pour tube à rayons cathodiques a été décrit. Tout système de 20 commande verticale classique ou tout autre système de commande verticale compatible peut être utilisé conjointement avec le canal horizontal de la manière décrite dans le brevet des Etats Unis d'Amérique précité. Si l'on se réfère maintenant à la fig. 1, celle-ci montre 25 les composants et éléments constitutifs principaux du système de commande horizontale qui comprend un amplificateur de déviation linéaire 10 à double mode de fonctionnement, un commutateur 11 de commande de retour du faisceau de trame, la bobine de déviation horizontale L^ du tube à rayons ca-30 thodiques (ce dernier n'étant pas représenté), un condensateur de retour du faisceau CFB et une résistance Rg d'échantillonnage du courant circulant dans la bobine. Les signaux appliqués à une borne d'entrée horizontale 12 de l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement subissent un multiplexage 35 dans le temps correspondant à une transmission successive des signaux,de sorte que des signaux d'écriture de symboles peuvent être appliqués pendant le temps de retour vertical du balayage de trame. 72 12580 5 2132844 On considère le cas d'un système classique (par exemple le standard des Etats-Unis d'Amérique correspondant à une définition de 525 lignes pour une trame) dans lequel chaque image comprend deux trames de 262,5 lignes de balayage horizontal à entre-5 lacement mutuel. Au début de chaque ligne horizontale, un signal de déviation est appliqué à la borne d'entrée horizontale 12 de l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement, qui fonctionne selon un mode linéaire de manière à fournir un signal d'attaque linéaire et proportionnel à la bobine constituant la bobine de 10 déviation Lp. A la fin de chaque ligne horizontale, un signal de commutation de mode est appliqué à une borne d'entrée 13 de commutation de mode et de synchronisation horizontale, associée du commutateur 11 de commande de retour de trame, de manière à déterminer le fonctionnement de retour du faisceau résonnant et 15 non linéaire pour le système de déviation. En bref, ce résultat est obtenu en attaquant deux transistors Q10 et Qll faisant partie de l'amplificateur 10 de manière à les faire passer à 1'état non conducteur pendant la période de temps au cours de laquelle ils sont normalement conducteurs en réponse à un signal 20 de déviation d'entrée de polarité négative. Ce phénomène amène la bobine de déviation et le condensateur de retour du faisceau C„„ à être connectés à une impédance de sortie impor- l!D r tante de l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement, telle qu'elle est déterminée par 1'état non conducteur de ces 25 transistors Q10 et Qll et par l'impédance inverse d'une diode D4 de l'amplificateur 10. Il en résulte qu'il apparaît une oscillation de décharge à résonance d'une demi-période dans le condensateur de retour du faisceau G™ et dans la bobine ta d'induction LD qui sont connectés en parallèle, amenant ainsi le 30 faisceau du tube à rayons cathodiques à subir un retour rapide de manière à être prêt pour la ligne de balayage horizontal suivante. Le signal de commutation de mode est supprimé de la borne d'entrée 13 du commutateur 11 de commande de retour de trame peu de temps avant le début de chaque ligne de balayage de sorte 35 que l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement est prêt à reprendre son fonctionnement linéaire en réponse au signal d'entrée de balayage de trame horizontal. Il est évident que le faisceau électronique est supprimé de l'écran du tube à rayons 72 12580 6 2132844 cathodiques pendant son retour. A la fin de la dernière ligne horizontale de chaque trame, le faisceau subit également un retour vertical pour préparer le début de la trame de balayage suivante. Le faisceau électronique 5 peut également être supprimé de l'écran du tube à rayons cathodiques pendant le retour vertical comme cela est habituel dans le fonctionnement des appareils de télévision standard, ou bien, à titre de variante, cet intervalle peut être utilisé pour écrire des symboles au niveau d'un emplacement quelconque désiré des 10 tubes à rayons cathodiques de manière à obtenir une représentation simultanée avec l'image de trame. Dans ce dernier cas, le fonctionnement répétitif précédemment décrit et concernant le système de déviation horizontale est interrompu pendant l'intervalle de retour vertical et l'amplificateur à double mode de fonctionnement 15 est maintenu continuellement selon son mode de fonctionnement linéaire. L'écriture des symboles est ensuite réalisée simplement en appliquant des signaux de positionnement horizontaux et de balayage de ligne de symbole à l'entrée de l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement, le faisceau n'étant pas supprimé 20 uniquement pendant la période correspondant au balayage de ligne du symbole. Simultanément, des signaux de positionnement approprié et d'écriture de symboles sont appliqués à un amplificateur de déviation verticale linéaire. A la fin du retour vertical, le balayage de trame commence à nouveau à s'effectuer de la manière 25 précitée. Les composants ou éléments constitutifs du circuit visible sur la fig. 1 sont interconnectés comme cela va être décrit ci-après. La borne d'entrée 12 de l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement est couplée, par l'intermédiaire d'un 30 circuit parallèle comprenant une résistance RI et un condensateur Cl et par l'intermédiaire d'une résistance série R2, à la base d'un transistor Ql. Une résistance R3, qui est mise à la masse à partir de la base du transistor Ql fonctionne comme un diviseur de tension conjointement avec les résistances 35 RI et R2 de manière à limiter l'amplitude des signaux d'entrée appliqués au transistor Ql et à fournir également un trajet de mise à la masse pour le courant de polarisation de la base du transistor de façon à empêcher l'amplificateur de se saturer 72 12580 7 2132844 dans le cas où la borne d'entrée 12 passerait à l'état de circuit ouvert. La valeur du condensateur Cl est choisie de manière à supporter les crêtes ou pointes haute fréquence du signal appliqué à la base du transistor Ql de façon à augmenter 5 la réponse en fréquence de l'amplificateur à double mode de fonctionnement pendant son fonctionnement linéaire. La tension de réaction E„_. qui est déterminée par le courant de la bobine r xi de déviation circulant à travers la résistance Rg d'échantillonnage du courant est appliquée à la base d'un transistor Q2 10 par l'intermédiaire d'une résistance R7. Les transistors Ql et Q2 sont polarisés par trois résistances R4, R5 - et R6 et constituent un amplificateur différentiel qui est utilisé pour comparer les signaux d'entrée et de réaction. Comme le montre la figure, la base du transistor Ql est une entrée 15 sans inversion alors que la base du transistor Q2 est une entrée avec inversion. La différence amplifiée existant entre les tensions d'entrée et de réaction apparaît au niveau du collecteur du transistor Ql et est appliquée à la base d'un transistor Q3 qui fournit un gain de tension supplémentaire. La 20 valeur de la résistance R8, qui est connectée à l'émetteur du transistor Q3, est choisie de manière à fournir le gain désiré en boucle ouverte pour l'amplificateur pendant son fonctionnement linéaire. Le collecteur du transistor Q3 est connecté directement à la base d'un transistor Q5, est connecté par 25 l'intermédiaire du condensateur C2 au collecteur du transistor Q2 et est connecté, par l'intermédiaire des diodes Dl, D2 et D3 montées en série et connectées en parallèle,avec une résistance potentiométrique R9, au collecteur d'un transistor Q4 et à la base d'un transistor Q6. Le transistor Q4 est polarisé 30 par trois résistances RIO, Rll et R12 et fonctionne comme une charge de collecteur à courant constant pour le transistor Q3 améliorant ainsi les possibilités d'attaque du transistor Q3 vis-à-vis des transistors Q5 et Q6. Les transistors Q5, Q8 et Q9 sont connectés selon un 35 montage à charge d'émetteur ou montage de Darlington modifié, comme le sont les transistors Q6, Q7, Q10 et Qll, le premier groupe constituant une section (la section supérieure) et le dernier groupe constituant l'autre section (la section inférieure) 72 12580 8 2132844 d'un étage push-pull ou symétrique. La section supérieure répond à la partie positive du signal d'entrée de manière à fournir la moitié positive du courant de la bobine de déviation par 1'intermédiaire de la diode D4 comme cela sera expliqué ci-5 après. La moitié négative du courant de la bobine de déviation est fournie par la section inférieure de l'étage push-pull ou symétrique en réponse à la partie négative du signal d'entrée. Les transistors Q5 et Q6, qui sont connectés respectivement par l'intermédiaire de deux résistances R14 et R15, fournis-10 sent un effet de charge d'émetteur pour l'anode de la diode D4. Ces transistors fournissent également une commande de tension à charge d'émetteur pour la sortie de l'amplificateur linéaire et, par conséquent, commandent la tension au niveau de l'extrémité d'attaque de la bobine de déviation horizontale. Du fait que 15 la tension de réaction est obtenue à partir de la résistance d'échantillonnage Rg, la chute de tension effective aux bornes de la diode D4 est annulée. Pendant chaque période de retour résonnant du balayage de trame, une tension de retour est produite au niveau du point 20 de liaison entre la bobine de déviation L^, la diode D^, le condensateur de retour du faisceau et les collecteurs des FB transistors Q10 et Qll. Cette tension est relativement élevée et pour cette raison les tensions nominales des transistors Q10 et Qll ainsi que de la diode D4 doivent être suffisamment 25 élevées pour supporter la tension de retour. La diode D4 fonctionne comme une diode de blocage ou d'arrêt pendant le retour résonnant pour empêcher toute détérioration des transistors à basse tension prévus dans la section supérieure de l'étage push-pull ou symétrique. Du fait que les transistors actuellement 30 disponibles pour être utilisés comme les transistors Q10 et Qll qui sont capables de supporter la tension de retour présentent des caractéristiques de gain de courant relativement faible, un transistor Q7 monté à charge d'émetteur est nécessaire pour fournir un gain de courant supplémentaire dans la section 35 inférieure. D'autres considérations concernant ce circuit et le fonctionnement linéaire de l'amplificateur à double mode de fonctionnement sont indiquées ci-après. Le condensateur C2, qui 72 12580 9 2132844 est connecté entre une borne de sortie de l'amplificateur différentiel et le collecteur du transistor Q3, fonctionne comme un dispositif d'alimentation directe pour augmenter la réponse en fréquence de l'amplificateur. Les diodes montées en série 5 Dl, D2 et D3 et connectées en parallèle avec le potentiomètre R9 fournissent un trajet pour le courant de polarisation destiné aux transistors d'entrée supplémentaires Q5 et Q6 de l'étage push-pull ou symétrique. Le potentiomètre R9 est normalement réglé de manière à fournir le courant de polarisation approprié 10 pour éliminer toute distorsion de recouvrement dans l'amplificateur. Les deux résistances R14 et R15 servent à stabiliser ce courant de polarisation pour la plage des températures de fonctionnement désirée. Le condensateur C3, qui est connecté en parallèle avec la résistance RIO entre la masse et la base du tran-15 sistor Q4, fonctionne comme un filtre de manière à éliminer les bruits et ondulations de courant alternatif de la base du transistor Q4. La résistance R13 est choisie de manière à réduire l'impédance d'attaque du transistor 05 appliquée aux bases des transistors Q8 et Q9. Une résistance RI6 est également choisie de 20 manière à réduire l'impédance d'attaque vis-à-vis de la base du transistor Q7 monté à charge d'émetteur, tandis qu'une résistance R17 commande la dissipation d'énergie qui s'y effectue. Le condensateur C4 élimine les oscillations parasites ayant lieu dans le transistor Q7 monté à charge d'émetteur et 25 une résistance R18 stabilise son point de fonctionnement à 1'encontre des variations de la température. Deux résistances RI9 et R20 stabilisent respectivement en température la polarisation des transistors Q8 et Q9 tandis que deux résistances supplémentaires R21 et R22 fournissent une stabilisation de 30 température pour les transistors Q10 et Qll. Une résistance R23 fournit un trajet de courant pour le transistor Q6 toutes les fois que l'amplificateur à double mode de fonctionnement doit fonctionner dans un état saturé ou presque saturé en réponse à un signal d'entrée négatif, moment auquel fonctionne la sec-35 tion inférieure de l'étage push-pull ou symétrique. La connexion en parallèle des transistors Q8 et Q9 est prévue simplement, comme celle des transistors Q10 et Qll, pour réduire les contraintes de transfert d'énergie des paires respectives 72 12580 10 2132844 connectées en parallèle. Dans le cas d'exigences en énergie moins importantes ou de composants à valeurs nominales plus élevés, les transistors Q9 et Qll ainsi que leurs résistances associées R20 et R22 pourraient être supprimés. 5 Une description plus détaillée du fonctionnement du circuit visible sur la fig. 1 va maintenant être- fournie en se référant aux formes d'ondes qiai sont visibles sur les fig. 2a à 2e. On suppose initialement que le signal d'entrée de ;balayage de trame horizontal, qui est visible sur la fig. 2a et qui est appliqué à la 10 borne d'entrée 12 de l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement, et que le courant associé, qui circule dans la bobine et qui est visible sur la fig. 2b, sont au niveau de leur amplitude positive de crête à?instant t-^. Pendant l'intervalle de, temps s'écoulant depuis l'instant t^ jusqu'à l'instant t^r le signal de 15 commutation de mode ou de synchronisation horizontal, qui est appliqué à la borne d'entrée 13 dù commutateur 11 de commande de retour du faisceau de trame et qui est visible sur la fig. 2c, est au potentiel de la masse et l'amplificateur à double mode fonctionne d'une manière linéaire. Par conséquent, au cours de 20 l'intervalle s'écoulant entre les instants ^ et t2, l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement convertit linéairement le signal de balayage de trame d'entrée horizontal en un courant de bobine équivalent. La non-linéarité symétrique, qui est communément dénommée une conformation en "S" et qui 25 apparaît à l'évidence sur ces formes d'ondes, compense la forme géométrique du tube et assure une vitesse de faisceau constante. Un tel montage est nécessaire lorsque le rayon de courbure de l'écran du tube à rayons cathodiques est supérieur au rayon de déviation du faisceau tel qu'il apparaît lorsque la face du tube 30 à rayons cathodiques est plane ou presque telle. Du fait que la pente du courant circulant dans la bobine est négative dans cet intervalle, la tension associée à la bobine est également négative entre les instants t.^ et t^ comme le montre la figure 2e. Par conséquent, à l'instant t2/ ^ "*"a si?!13! d'entrée 35 et le courant de bobine sont au niveau d'une amplitude négative de crête. Egalement, à l'instant t2, le signal de commutation de mode croît à partir du potentiel de la masse jusqu'à atteindre une valeur positive-prédéterminée, qui est amplifiée par le 72 12580 ii 2132844 commutateur de commande de retour du faisceau de trame jusqu'à atteindre une amplitude suffisante pour forcer la section inférieure de l'étage push-pull ou symétrique à passer à un état non conducteur qui ouvre effectivement les circuits correspon-5 dant à la sortie de l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement sous l'effet correspondant à un signal d'entrée de balayage de trame de polarité négative. Le signal de commutation de mode est l'équivalent d'un signal de synchronisation horizontal classique qui est introduit à un instant fixé pendant chaque 10 balayage horizontal de manière à terminer une ligne pour préparer la suivante. Lorsque le signal de synchronisation horizontal revient au potentiel de la masse, le commutateur de commande de retour du faisceau de trame n'est plus excité et l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement revient à un fonctionnement 15 linéaire pour préparer le tronçon suivant de polarité positive du signal d'entrée de balayage de trame horizontal. Lors de l'apparition du circuit ouvert précité ou de l'état à impédance élevée au niveau de la sortie de l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement, un état d'oscillation à résonance 20 est établi dans la bobine de déviation horizontale L^ et dans le condensateur de retour CL,-,, qui sont connectés en parallèle, r o et se poursuit pendant une demi—période de l'oscillation sinusoïdale en s'effectuant à une fréquence correspondant à l'intervalle de temps s'écoulant entre les instants et t^• Pendant cet 25 intervalle de temps, le courant circulant dans la bobine s'inverse pour passer de son amplitude négative de crête à une valeur positive. Cependant, comme le montre la fig. 2b, la valeur positive du courant circulant dans la bobine à l'instant t^ est légèrement inférieure à sa valeur initiale à l'instant t1- Cette 30 perte dans le niveau du courant est due aux pertes qui existent dans le circuit et dans la bobine et qui apparaissent pendant le retour du faisceau résonnant et résultent du fait que le facteur de surtension Q du système est inférieure à l'infini. Comme indiqué sur la fig. 2e, la tension induite dans la 35 bobine termine un cycle d'une demi-période s'écoulant au cours de l'intervalle compris entre les instants t2«tt3 avec une tension de crête supérieure de dix fois ou plus à celle de la tension de trace linéaire ou de balayage direct. Par conséquent. 72 12580 12 2132844 l'effet de retour du faisceau est extrêmement rapide et cette rapidité est encore améliorée en prévoyant un temps de montée brutale pour le signal de commutation de mode introduit à l'instant 12* 5 A l'instant t^, le signal de commutation de mode revient au potentiel de la masse et l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement reprend son mode de fonctionnement linéaire comme indiqué précédemment. Pendant l'intervalle de temps s*écoulant entre les instants t^ et t^, il apparaît une correction 10 de retour de faisceau linéaire résultant du fait que l'impédance de sortie de l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement atteint une valeur faible avec suffisamment de rapidité pour amortir l'oscillation de résonance pour un faible niveau positif de tension de bobine résiduelle, ce qui amène le courant circulant 15 dans la bobine à augmenter jusqu'à atteindre à l'instant t^ une valeur égale à sa valeur à l'instant t^. Il est à noter que la suppression horizontale est appliqué*à l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement pendant l'intervalle s'écoulant entre les instants t2 et t^ comme le montre la fig. 2d, 20 c'est-à-dire à la fois pendant la correction de retour de faisceau horizontal et pendant la correction de retour de faisceau linéaire. La valeur du condensateur de retour du faisceau CL,,, est FB choisie de sorte qu'une moitié d'une période de résonance de l'ensemble parallèle comprenant le condensateur de retour G,™ r xi 25 et la bobine de déviation LQ est approximativement égale à la durée dans le temps du signal de commutation de mode. La période de correction de retour de faisceau linéaire est alors simplement égale à la différence de temps existant entre la durée du signal de commutation de mode et celle du signal de suppression hori-30 zontale. On va maintenant étudier en détail la réalisation et le fonctionnement du commutateur 11 de commande de retour de faisceau de trame. Le signal de commutation de mode est appliqué à la borne d'entrée 13 et, par l'intermédiaire des diodes D5, D6 et D7, 35 à la base du transistor Q12. Les trois diodes D5, D6 et D7 conjointement avec la chute de tension base-émetteur du système déterminent une immunité aux bruits qui est suffisante pour réduire la probabilité d'un retour de faisceau horizontal non 72 12580 13 2132844 désiré qui serait dû à des bruits de lignes de courant alternatif. La résistance R25 fonctionne de manière à réduire l'impédance d'attaque de la base du transistor Q12 de sorte que-sa commutation à l'état non conducteur est réalisée plus facilement. Les 5 valeurs des résistances R26, R27 et R28, qui sont interconnectées entre le collecteur du transistor Q12 et la base du transistor Q13, sont déterminées en fonction des impératifs ou paramètres indiqués ci-après. Pour l'état non conducteur du transistor Q2, qui correspond au mode de fonctionnement linéaire 10 de l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement, les rapports entre les résistances R26, R27 et R28 doivent être tels que la jonction base-émetteur du transistor Q13 est polarisée en sens inverse pour maintenir ce transistor à l'état non conducteur. En outre, lorsque le transistor Q12 est at-15 taqué pour passer à l'état saturé ou conducteur en réponse à un signal de commutation de mode appliqué au niveau de la borne d'entrée 13 afin de déclencher un retour du faisceau résonnant, le transistor Q13 doit également être commuté de force pour passer à l'état saturé. Le rapport de là résistance R27 à la 20 résistance R28 est donc choisi de manière à appliquer une polarisation positive à la jonction base-émetteur du transistor Q13 lorsque le transistor Q12 est à l'état saturé ou conducteur. Le condensateur C6, qui est connecté en parallèle avec la résistance R27, améliore la saturation rapide du transistor 25 Q13. Lorsque le transistor Q13 est à l'état saturé ou conducteur, la conduction base-émetteur des transistors Q14 et Q15 est déclenchée par l'intermédiaire de la connexion de leurs émetteurs avec la source d'alimentation négative V et culmine pour l'état saturé ou conducteur de ces transistors Q14 et 30 Q15, après quoi les bases des transistors Q7, Q10 -et Qll sont connectées directement à la source d'alimentation négative et ces derniers sont commutés rapidement pour passer à l'état non conducteur. Des explications complémentaires concernant le commutateur 35 11 de commande de retour de faisceau de trame vont maintenant être données en se référant à l'échelle des temps indiquée sur les figures 2a à 2e. Il*a été précédemment expliqué que l'amplificateur 10 à double mode dé fonctionnement fonctionne 72 12580 14 2132844 selon un mode linéaire .pendant l'écriture (retour de faisceau vertical), pendant le traçage de trame linéaire (intervalle t^ à t2) et pendant la correction de retour de faisceau linéaire (intervalle t^ à t^). On considère le fonctionnement à partir 5 d'un point correspondant à un instant situé immédiatement avant l'instant A cet instant, le signal de commutation de mode est au potentiel de la masse, tandis que le signal d'entrée, le courant de la bobine de déviation horizontale et la tension de cette bobine sont au niveau ou à proximité du niveau de leurs 10 amplitudes négatives de crête. A l'instant t2, le signal de commutation de mode et les signaux d'entrée de balayage de trame et de la bobine de déviation commencent simultanément à croître jusqu'à atteindre leurs amplitudes positives de crête respectives. Le signal de commutation de mode est amplifié dans les 15 transistors Q12 et Q13 du commutateur 11 de commande de retour du faisceau de trame et est appliqué, par l'intermédiaire des résistances R29 et R30, aux bases des transistors Q14 et Q15 qui passent à l'état saturé ou conducteur et établissent ainsi une connexion de circuit fermé depuis les bases des 20 transistors Q7, Q10 et Qll jusqu'à la .source d'alimentation négative V . Ce phénomène permet d'éliminer les signaux d'attaque de la base de ces transistors et les fait passer rapidement à l'état non conducteur. La soudaine impédance élevée présentée à la,bobine de déviation horizontale L^ par 25 l'état non conducteur des transistors Q10 et Qll, conjointement avec l'impédance inverse de la diode D4, établit de force un état résonnant pour le circuit parallèle de la bobine de déviation LQ et du condensateur de retour C™,. Les formes d'ondes résultantes r a pour le courant de la bobine et la tension de cette bobine varient 30 comme précédemment expliqué en se référant aux fig. 2b et 2e au cours de l'intervalle de temps s'écoulant entre les instants t2 et t^ • Pendant l'intervalle de temps au cours duquel s'effectue le retour de faisceau résonnant, les transistors Q5, Q8 et Q9 35 sont polarisés d'une manière qui tente de les faire passer à l'état conducteur, mais la conduction depuis ces derniers jusqu'à la bobine de déviation L^ est interdite par la diode D4 qui est polarisée en sens inverse par l'importante tension de retour 72 12580 15 2132844 de faisceau. Cependant, pendant l'intervalle de temps s'écoulant entre les instants t^ et t^, la tension de retour de la bobine a déjà terminé la demi-période de l'oscillation résonnante requise pour le retour de faisceau et la diode D4 commence à se polari-5 ser dans le sens direct, permettant à l'amplificateur 10 à double mode de fonctionnement de revenir à un état de fonctionnement de réaction linéaire. Par conséquent, à l'instant t^, lorsque le signal de commutation de mode revient au potentiel de la masse, le commutateur de commande de retour du faisceau de trame n'est 10 plus excité et devient inefficace en ce qui concerne toute action de circuit supplémentaire jusqu'au début de la période de retour de faisceau suivante qui est amorcée lors de l'application d'un autre signal d'entrée de commutation de mode. La présente invention permet donc de réaliser un appareil 15 comportant un amplificateur perfectionné à double mode de fonctionnement comprenant moins de composants ou d'éléments constitutifs et un nombre plus réduit de signaux d'entrée de commutation permettant de sélectionner l'état de fonctionnement désiré tout en fournissant les mêmes options de fonctionnement, c'est-20 à-dire un fonctionnement linéaire pendant le retour vertical du faisceau et(ou) le balayage direct horizontal et un fonctionnement de retour de faisceau résonnant et non linéaire pendant le retour de faisceau horizontal. Des modifications peuvent être apportées aux modes de réa-25 lisation décrits, dans le domaine des équivalences techniques, sans s'écarter de l'invention. 72 12580 16 2132844 REVENDICATIONS 1.- Appareil pour commander la déviation d'un faisceau électronique, caractérisé en ce qu'il comprend une bobine d'induction (L ) et un condensateur (CL,,,) montés dans un circuit ré- D r Ù 5 sonnant, un dispositif d'amplification à double mode de fonctionnement (10) pouvant être actionné sélectivement selon un mode de fonctionnement linéaire pour déterminer un balayage ou un balayage de ligne du faisceau ou bien selon un mode de retour du faisceau résonnant et non linéaire, le dispositif d'amplifi-10 cation (10) à double mode de fonctionnement comprenant un étage d'entrée (Ql, Q2, Q3) destiné à. combiner soustractivement un signal d'entrée de déviation du faisceau avec un signal de réaction représentant la déviation du faisceau, un étage push-pull ou étage symétrique (Q5, Q8, Q9; Q6, Q7, Q10, Qll) comportant 15 des sections alternativement conductrices et connectées à la sortie de l'étage d'entrée, une section (Q5, Q8, Q9) étant conductrice pour une polarité du signal d'entrée de déviation du faisceau et l'autre section (Q6, Q7, Q10, Qll) étant conductrice pour l'autre polarité du signal d'entrée, un dispositif destiné 20 à coupler la sortie de chacune des sections (Q5, Q8, Q9; Q6, Q7, Q10, Qll) au circuit résonnant (L„, C—,), un dispositif destiné D Fi3 à conduire le courant d'une façon unidirectionnelle et inclus dans le couplage existant entre une première des sections et le circuit résonnant (L_, c„„) de manière à permettre une conduc- D r £5 25 tion entre ces éléments pendant le fonctionnement à l'état conducteur de cette première section et à empêcher toute conduction de s'effectuer jusqu'à cette dernière à partir du circuit résonnant (Lj,, C ) pendant le fonctionnement oscillant de ce dernier, D ri> et un dispositif couplé à l'autre section de l'étage push-pull 30 ou symétrique (Q5, Q8, Q9? Q6, Q7, Q10, Qll) de manière à interrompre d'une façon pouvant être commandée son fonctionnement à l'état conducteur de sorte que cet étage push-pull ou symétrique (Q5, Q8, Q9; Q6, Q7, Q10, Qll) présente instantanément une impédance de sortie élevée grâce à quoi le circuit résonnant 35 (Lj,, C„_.) commence à osciller de manière à déterminer un retour U £ JD rapide et non linéaire du faisceau électronique. 2.- Appareil suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage d'entrée (Ql, Q2, Q3) comprend un amplificateur 72 12580 17 2132844 différentiel (Ql, Q2), le signal d'entrée de déviation de faisceau étant appliqué à l'une des entrées de cet amplificateur différentiel et le signal de réaction étant appliqué à son autre entrée. 5 3.- Appareil suivant la revendication 2, caractérisé en ce que l'étape d'entrée (Ql, Q2, Q3) comprend également un amplificateur supplémentaire (Q3) connecté entre l'amplificateur différentiel (Ql, Q2) et l'entrée de l'étage push-pull ou symétrique (Q5, Q7, Q9; Q6, Q7, Q10, Qll). 10 4.- Appareil suivant la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif (Q4) connecté à la sortie de l'amplificateur supplémentaire (Q3) pour établir un élément de consommation de courant constant au niveau de ce dernier. 5.- Appareil, suivant la revendication 1, caractérisé en ce 15 que chaque section de l'étage push-pull ou symétrique (Q5, Q8, Q9; Q6, Q10, Qll) comprend des premier et second transistors, le collecteur du premier transistor de chaque section étant couplé à la base du second transistor et le collecteur du dernier transistor étant connecté à la sortie de la section respective. 20 6.- Appareil suivant la revendication 5, caractérisé en ce que le dispositif permettant d'interrompre d'une façon pouvant être commandée la conduction de 1'autre section de 11 étage push-pull ou symétrique (Q5, Q8, Q9; Q6, Q10, Qll) comprend une paire de transistors dont les émetteurs sont connectés ensemble et 25 dont les collecteurs sont respectivement connectés aux bases desdits second.et troisième transistors, le dispositif d'amplification étant; connecté aux bases de ces paires de transistors p.QUX attaquer ces derniers et les faire passer à l'état saturé où conducteur en réponse à un signal.de commutation, de mode 30 appliqué au dispositif d'amplification (10). 7.- Appareil suivant la revendication 5, caractérisé en ce que l'autre étage' de l'amplificateur push-pull ou symétrique (Q5, Q8, Q9; Q6, Q7, Q10, Qll) comprend un troisième transistor connecté selon un montage à charge d'émetteur entre les premier 35 et second transistors, la base et l'émetteur de ce troisième transistor étant respectivement connectés au collecteur et à la base des premier et second transistors de manière à fournir un courant de base à ce troisième transistor. 72 12580 18 2132844 8.- Appareil suivant la revendication 7, caractérisé en ce que l'étage d'entrée (Ql, Q2, Q3) comprend une paire de transistors (Ql, Q2) connectés selon un montage d'amplificateur différentiel, le signal d'entrée étant appliqué à la base d'un 5 transistor de cet amplificateur différentiel et le signal de réaction étant appliqué à la base de l'autre transistor de cet amplificateur différentiel. 9.- Appareil suivant la revendication 8, caractérisé en ce que l'étage d'entrée (Ql, Q2, Q3) comprend un amplificateur sup- 10 plémentaire comportant un transistor (Q3) dont la base et le collecteur sent respectivement connectés aux bornes de sorties individuelles de l'amplificateur différentiel (Ql, Q2), et un dispositif transistorisé (Q4) connecté à cet amplificateur supplémentaire (Q3) par l'intermédiaire d'un circuit parallèle 15 comprenant une résistance et' un dispositif à conduction unidirectionnelle du courant de manière à établir un élément de consommation de courant constant au niveau de cet amplificateur supplémentaire. 10.- Appareil suivant la revendication 9, caractérisé en ce 20 que le dispositif permettant d'interrompre d'une façon pouvant être commandée la conduction de l'autre section de l'étage push-pull ou symétrique (Q5, Q8, Q9; Q6, Q7, Q10, Qll) comprend une paire de transistors dont les émetteurs sont connectés ensemble et dont les collecteurs sont respectivement connectés 25 aux bases des second et troisième transistors, le dispositif d'amplification étant connecté aux bases de cette paire de transistors pour attaquer ces derniers et les faire passer à l'état saturé ou conducteur en réponse à un signal de commutation de mode appliqué au dispositif d'amplification (10). 30 11.- Appareil pour commander la déviation du faisceau élec tronique d'un tube à rayons cathodiques, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de déviation comportant une bobine d'induction (L,J et un condensateur (C„0) montés dans un circuit D r ri résonnant de manière à faire dévier le faisceau électronique, 35 un dispositif d'amplification (10) à double mode de fonctionnement comprenant un étage d'entrée (Ql, Q2, Q3) destiné à combiner de façon soustractive un signal d'entrée de déviation de faisceau et un signal de réaction représentant le courant COPY 72 12580 19 2132844 1 i i circulant à travers la bobine d'induction (LQ), et un étage push- pull ou symétrique (Q5, Q8, Q9; Q6, Q7, Q10, Qll) comportant des sections alternativement conductrices et montées en cascade avec l'étage d'entrée (Ql, Q2, Q3), une section étant conductrice 5 pour une polarité du signal d'entrée et l'autre section étant conductrice pour la polarité opposée de ce signal d'entrée, un dispositif couplant la sortie du dispositif ^amplification (10) au circuit résonnant (L_, C„_), ce dispositif de couplage com- JJ r o prenant un dispositif à conduction unidirectionnelle du courant 10 connecté entre une première de ces sections et le circuit résonnant (I»D, CFB) de manière à permettre une conduction entre ces éléments pendant le fonctionnement à l'état conducteur de . cette première section et à empêcher toute conduction de s'effectuer jusqu'à cette pr^fcière section et à partir du circuit 15 résonnant (L^, C™) pendant Te fonctionnement résonnant de ce D i? Jd dernier, et un dispositif couplé à l'autre section de l'étage push-pull ou symétrique (Q5, Q8, Q9; Q6, Q7, Q10, Qll) de manière à actionner sélectivement cette autre section pendant son fonctionnement à l'état conducteur, de sorte que cet étage push-20 pull ou symétrique (Q5, Q8, Q9; Q6, Q7, Q10, Qll) présente instantanément une impédance de.sortie élevée permettant ainsi au circuit résonnant (L_, G^) d'osciller et de déterminer un re- D r d tour rapide et non linéaire du faisceau électronique. COPV