Brevet FR2132477A1 — publié le 19721117

x 2132477 .. fevi la présente invention-concerne un appareiljj£*j de chauffage par induction nouveau et pdfcf-fectionné qui est ^ utilisé notamment pour des ustensiles de cuisine à fond métallique . 5 La présente invention concerne plus parti culièrement un appareil de chauffage par induction nouveau et perfectionné çQDÇCctaïtdes circuits d'alimentation du convertisseur nouveaux possédant d'excellentes caractéristiques de fonctionnement et de nouveaux circuits de contrôle comportant un 10 circuit de chauffage et de détection de la chaleur due .aux rayons infra-rouges afin de détecter et de contrôler directement la température des ustensiles de cuisine ou autres objets à fond métallique qui sont chauffés à l'aide de la bobine de chauffage par induction. l'appareil de chauffage par induction 15 suivant la présente invention permet d'obtenir un chauffage efficace propre, sûr et rapide pouvant être contrôlé avec précision de façon à minimiser la production et la déperdition d'énergie, ces buts étant atteints avec un équipement compact de coût relativement faible et de constitution simple. 20 Jusqu'ici, les cuisinières électriques de ménage utilisent presque toutes les unités de chauffage par résistance pour convertir l'énergie électrique en énergie thermique utilisée- pour faire la cuisine. Bien qu'il y ait quelques exceptions, comme par exemple les fours à micro^ondes 25 la plupart du temps les appareils électriques connus utilisent un chauffage par résistance. Dans de tels appareils, la chaleur fournie est proportionnelle à I R, I étant le courant fourni à l'élément chauffant résistant et R étant la résistance de l'élément chauffant. En commutant ou en contrôlant d'une autre 30 façon quelconque les valeurs de R et/ou en contrôlant la valeur de I, on peut contrôler relativement facilement la chaleur fournie par une unité de chauffage par résistance suivant le degré de précision souhaité. Cependant, dans toutes les unités de chauffage par résistance, la chaleur produite est contrôlée 35 en contrôlant d'une façon quelconque l'énergie électrique fournie à cette unité. Avee lœ circui-fes d'étalonnage conms, la relation entre la quantité de chaleur fournie par l'unité de chauffage par résistance et la température résultante de l'objet chauffé n'est guère précise. 40 On peut considérer par exemple des réchauds 72 12057 2 2132477 électriques de type "Calrod" munis de ques chauffantes en spirale. Ces réchauds sont contrôlés par des interrupteurs étalonnés situés sur le réchaud et qui, pour un réglage donné, p fournissent une quantité de chaleur mesurable II qui est alors 5 transmise thermiquement à l'objet chauffé, par exemple une casserole. Une grande quantité de la chaleur produite est perdue et contribue à la pollution thermique du local où se trouve le réchaud. Si le réchaud est situé dans une cuisine à air conditionné, non seulement la chaleur dissipée diminue le rendement 10 du réchaud mais impose aussi vm charge supplémentaire au dispositif de conditionnement d'air. Sur une grande période de-fonctionnement, par exemple durant les mois d'été de juin à août, l'accumulation de ces pertes peut contribuer à un gaspillage d'énergie important et augmenter la note d'électricité sans 15 mentionner 1'inconfort de la cuisine durant l'utilisation du réchaud et l'augmentation de la charge du réseau publique durant les périodes où il est de plus probable qu'il y ait des coupures de courant. 2Q sus, les cuisinières électriques à résistance existant jusqu'ici ne permettent pas d'effectuer un contrôle fiable sur la température de la casserole ou des autres objets chauffés. .Ce manque de stabilité de contrôle est du aux différences d'échanges thermiques avec des casseroles en différents métaux, par exemple de l'aluminium, du.cuivre, du fer ou des alliages métalliques, et à la difficulté de faire correspondre la quantité de chaleur transmise aux différents types d'ustensiles de cuisine et le réglage du bouton de contrôle pour régler la quantité de chaleur fournie par les unités de chauffage par 30 résistance. Au mieux, les réglages effectués sur les boutons de contrôle fournissent uniquement l'estimation de la température réelle de la casserole ou de tout objet chauffé .. La présente invention se propose d'éliminer les inconvénients mentionnés ci-dessus et qui sont inhérents aux dispositifs de chauffage 35 par résistance électrique. un appareil de chauffage par induction,nouveau et perfectionné, destiné à être utilisé pour des ustensiles de cuisine à fond métallique ou tout autre objet similaire devant être chauffés, 40 cet appareil étant compact , relativement peu coûteux, simple En plus des inconvénients mentionnés ci-des- La présente invention se propose de fournir 72 12057 3 2132477 à construire et permettant d'obtenir un chauffage très efficace» propre et sûr. la présente invention se propose aussi de fournir un appareil de chauffage par induction du type mention-5 né, qui est capable de détecter et de contrôler directement la température des ustensiles de cuisine ou de tout autre objet chauffé. la présente invention se propose encore de réaliser un circuit d'alimentation pour un convertisseur, et 10 destiné à être utilisé dans l'appareil de chauffage par induction, ce circuit d'alimentation étant fiable et possédant un fonctionnement sûr dans une large gamme de charges. La présente invention se propose aussi de fournir un nouveau circuit de contrôle pour le circuit d'ali-mentation, ce circuit de contrôle fournissant des impulsions de commande fiablœ,d'intensité et de durée suffisantes pour assurer une commande et un contrôle complets du fonctionnement des convertisseurs de forte puissance nominale. La présente invention se propose encore de 20 réaliser un sgencsnait de bobine de chauffage par induction et un système de détection de température perfectionné qui sont destinés à être utilisés dans l'appareil de chauffage par induction présentant les caractéristiques mentionnées ci-dessus. La présente invention fournit un circuit de 25 contrôle et d'alimentation perfectionné pour un appareil de chauffage par induction, ce circuit comportant un circuit d'alimentation perfectionné, pour un convertisseur, fonctionnant sous le contrôle d'un thyristor de puissance ayant une électrode de commande, par exemple un redresseur commandé au silicium, 30 qui est couplé à une charge de chauffage par induction et qui lui fournit des courants d'exitation périodiques. Des moyens redresseurs à double alternance sont prévus pour fournir une tension d'exitation continue de valeur élevée, redressée et non filtrée, au circuit convertisseur qui est commandé péri-odique-35 ment par un circuit de commande perfectionné. Ce circuit de commande perfectionné comporte un circuit de cadence alimenté par la tension apparaissant aux bornes du redresseur commandé au silicium qui commande un interrupteur sensible à la tension, par exemple un interrupteur unidirectionnel au silicium ou un 40 transistor unijonction programable , qui à son tour commande 72 12057 4 2132477 momentanément un transistor de commutation à haute tension et à courant constant qui est branché en série avec l'enroulement primaire d'un transformateur d'impulsions et reçoit la tension d'alimentation continue filtrée fournie par le redresseur à 5 haute tension, le transistor de commutation amplifie le signal d'entrée provenant du circuit de cadence et le signal amplifié, apparaissant sur les bornes secondaires du transformateur d'impulsions est transmis à l'électrode de commande du thyristor de puissance faisant partie du circuit .d'alimentation du con-10 vertisseur. le circuit d'alimentation du convertisseur comporte des bornes d'alimentation destinées à être reliées à une source d'énergie électrique alimentant le convertisseur. Une bobine de filtrage, possédant une inductance et un 15 thyristor bidirectionnel à semiconducteur^ par exemple un redresseur commandé au silicium, aux bornes duquel une diode est branchée en parallèle, sont branchée en série entre les bornes d'alimentation, la bobine de filtrage étant disposée entre le thyristor et les bornes d'alimentation. Une bobine de commuta-20 tion, possédant une inductance 1^, et un condensateur de commutation, possédant une capacité , sont branehés en série aux bornes du thyristor et sont accordés de façon à former un circuit résonant série dont la fréquence de commutation souhaitée correspond à une période de commutation et de conduction du 25 thyristor t^ durant chaque cycle de fonctionnement. Des moyens destinés à dériver la puissance de sortie sont branchés aux bornes d'au moins un des composants de commutation et des moyens de commande sont reliés à l'électrode de commande du thyristor pour le rendre conducteur, avec une fréquence de fonctionnement 30 contrôlée qui correspond à une période de fonctionnement T du convertisseur, cette période T comportant une période de charge au repos" durant chaque cycle de fonctionnement, ce qui donne T = + tg , la^ valeur t^ étant sensiblement égale à , avec^ VTT*rT , la tension directe réappliquée aux 35 bornes du dispositif de commutation semiconducteur après chaque intervalle de conduction étant ainsi sensiblement indépendante de la charge. Pour améliorer le fonctionnement, une bobine de lissage 1^ et un condensateur de lissage sont branchés en série aux bornes du condensateur de commutation du convertisseur 40 et servent à mettre en forme le courait de sortie du convertisseur 72 12057 5 2132477 pour lui donner une forme d*cïxle sensiblement sinusoïdale pour laquelle il n'y a pratiquement pas ou pas du tout d'interférence HP. Dans un tel montage, la bobine de lissage peut être constituée par une bobine de chauffage par induction et la charge est 5 couplée aux circuits fournissant la puissance de sortie par l'intermédiaire de la bobine de lissage. En outre, pour des valeurs donnéès de la tension de pointe et du courant du redresseur commandé au silicium, la quantité d'énergie fournie à la charge est plus importante que celle qui est disponible 10 lorsque l'énergie est prélevée inductivement à partir de la bobine de commutation. Pour réduire encore les interférences HP, on peut brancher des moyens de commutation à amorçage progressif à partir du zéro entre la sortie du redresseur et le circuit 15 d'alimentation du convertisseur. .Des circuits de détection de zéro et de commande sont reliés auxmoyens de commutation à amorçage progressif à partir du zéro afin de commander ceux-ci uniquement au début ou au voisinage du début de chaque alternance de la tension d'amorçage unidirectionnelle non filtrée et 20 redressée qui apparaît à la sortie du circuit redresseur haute-tension. On prévoit un circuit inhibiteur, destiné à interdire le fonctionnement des circuits de détection de zéro et de commande, qui sont contrôlés par des moyens de détection de température destinés à détecter la température du récipient à fond 25 métallique ou de tout autre objet chauffé par la bobine de chauffage par induction. Ces moyens de détection de température fournissent des signaux de commande ou de blocage lorsque la température devient inférieure ou supérieure à un niveau prédéterminé, et ces signaux sont envoyés au circuit inhibiteur pour 30 contrôler la puissance de sortie et de ce fait la chaleur fournie par la bobine chauffante au récipient à fond métallique ou à tout autre objet chauffé. le circuit de contrôle et de réglage de la température comporte un détecteur de chaleur par rayons infra-35 rouges disposé en regard du fond du récipient ou de tout autre objet chauffé directement. le détecteur de chaleur par infrarouges est branché en série avec une source de courant constant aux bornes d'une source de tension ou d'excitation continue de faible valeur, et des moyens sont prévus pour masquer périodique-40 ment le détecteur de chaleur afin de fournir un signal de sortie 72 12057 6 2132477 alternatif dont l'amplitude représente la température du réci- : pient ou de tout autre objet chauffé. Un amplificateur de courant alternatif est alimenté par le signal de sortie du détecteur de chaleur et comporte une impédance réglable destinée à 5 contrôler le gain de l'amplificateur, le réglage de cette impédance servant à établir la valeur de la température pour laquelle le signal de sortie de l'amplificateur atteint une amplitude suffisante pour être utilisé. Ce signal de sortie de l'amplificateur contrôle à son tour un amplificateur de commande 10 se présentant sous la forme d'un trigger de Schmitt ou un relais à lames, qui à son tour contrôle le circuit inhibiteur des moyens de commutation à amorçage progressif à partir de zéro qui contrôlent eux-mêmes l'alimentation du circuit de commande du convertisseur et le circuit d'alimentation du convertisseur. 15 le circuit de contrôle et. de détection de température est constitué de préférence par une bobine inductive plane en spirale possédant une ouverture centrale qui est dispesée sous un organe de support perméable aux rayons infra-rouges isolant ou par tout autre agencement similaire tel qu'un organe 20 de support isolant comportant une fenêtre transparente sur laquelle sont disposés des ustensiles à fond métallique, le détecteur de rayons infra-rouges est logé dans un réflecteur de chaleur approprié et voit directement le fond de l'ustensile par l'intermédiaire de l'ouverture centrale de la bobine de chauffa-25 ge par induction et de l'organe de support perméable aux rayons infra-rouges, afin de contrôler directement la température de 1' ustensile de cuisine. Un dispositif de découpage est disposé entre l'organe de_support perméable aux rayons infra-rouges et le détecteur afin de masquer périodiquement ce détecteur pour four-30 nir ainsi un signal alternatif, ce dispositif comportant aussi de préférence des moyens de ventilation pour envoyer un courant d'air de refroidissement dans l'atmosphère ambiante autour du dispositif détecteur. De préférence, un noyau de ferrite en forme de cuvette et possédant une ouverture centrale est aussi dis-35 posé autour de la bobine de chauffage par induction sous la surface de l'organe de support afin de concentrer les lignes de flux magnétique vers le fond du récipient, ce qui améliore le couplage magnétique avec le récipient chauffé par induction. On peut encore améliorer le couplage magnétique avec le récipient 40 a fond métallique grâce à une conception appropriée de la bobine 72 12057 7 2132477 de chauffage inductive plane en spirale, La présente invention .sera mieux comprise à l'aide de la description suivante de plusieurs fermes de réalisation particulières, données à titre d'exemple, et représen-5 tées au dessin annexé dans lequel : La figure 1 est un schéma de blocs d'un circuit d'alimentation et de contrôle perfectionné destiné à être utilisé avec un appareil de chauffage par iniuction suivant 1'invention. 10 Les figures 2, 2A et 2B représentent diffé rentes formes de réalisation de circuits de commutation utilisables avec le circuit représenté dans la figure 1. les figures 3-3S représentent différentes formes de réalisation de la bobine de chauffage par induction, -| 5 ainsi qu'une disposition préférée pour le montage des bobines par rapport au support isolant perméable aux rayons infrà-rouges, au détecteur de chaleur, au dispositif de découpage, au dispositif de ventilation et au support du noyau de ferrite. La figure 4 est un schéma détaillé du cir-20 cuit représenté dans la figure 1. La figure 5 est un schéma partiel d'une variante du circuit de détection de température utilisable dans le circuit de la figure 4. La figure 6 est un schéma d'un circuit 25 d'alimentation perfectionné suivant l'invention. les figures 7-7G- représentent différentes formes d'ondes de tension et de courant qui apparaissent aux bornes des différents éléments d'un circuit d'alimentation de convertisseur suivant la présente invention. 30 La figure 8 est un schéma partiel d'un con vertisseur perfectionné possédant une forte puissance nominale et destiné à alimenter deux bobines de chauffage empilées de la façon représentée dans la figure 8A. la figure 9 est une variante du convertisseur 35 représenté dans la figure 8 mais comporte en outre une bobine et un condensateur de lissage destinés à réduire les interférences HP. la figure 10 est un schéma d'une variante du circuit d'alimentation et de contrôle du convertisseur suivant 40 la présente invention. 72 12057 8 2132477 La figure 11 est un schéma d'une autre variante du circuit d'alimentation du convertisseur suivant la présente invention, et comporte un nouveau circuit de contrôle destiné à réduire la puissance de sortie lorsqu'une casserole 5 est enlevée de la plaque alors que le circuit est réglé pour fournir un chauffage et une puissance de sortie maximum. La figure 12 est un schéma détaillé d'une autre variante du circuit d'alimentation du convertisseur du circuit de contrôle destiné à réduire automatiquement la puis-10 sance de sortie lorsqu'une casserole est enlevée de la plaque sans avoir couper l'alimentation. Les figures 13-13B représentent une forme de réalisation à faible prix de revient d'un circuit d'alimentation et de contrôle suivant l'invention auquel on a apporté 1 5 différentes modifications. La figure 14 est un schéma d'un circuit de détection et de contrôle d'un dépassement de température qui peut être utilisé avec les circuits d'alimentation représentés dans les figures 1 à 13. 20 Les figures 15 et 16-16B représentent dif férentes autres applications de l'appareil de chauffage par'induction suivant l'invention. La figure 1 est un schéma de "blocs d'un circuit d'alimentation d'un convertisseur et d'un circuit de 25 contrôle destiné à être utilisé avec l'appareil de chauffage par induction suivant la présente invention. Le circuit représenté dans la figure 1 est destiné à être utilisé principalement pour l'alimentation d'une bobine de chauffage par induction destinée à chauffer un récipient de cuisine à fond métallique et sera 30 décrit en se référant à cette utilisation particulière. Cependant, le circuit de la figure 1 ainsi que les différentes modifications décrites ci-après peuvent être utilisés dans un appareil de chauffage par induction de type commercial, comme représenté dans les figures 15 et 1g. En fait l'invention n'est 35 pas limitée à une application en tant que cuisinière électrique. En outre, on remarquera que les différents blocs ou éléments constituant le schéma de la figure 1 seront écrits plus en détail ci-après en se référant aux autres figures, par exemple la figure 4, et la description qui va suivre est générale et sert 40 uniquement à expliquer la constitution et les principes de OOPY 72 12057 9 2132477 fonctionnement de"1'appareil suivant l'invention. Le circuit représenté dans la figure 1 est ' destiné à être alimenté par une source de courant alternatif, industriel^ou commerciale, de 115 v , 15-30 ampères, 60 Hz, qui 5 est reliée aux bornes d'alimentation 11 et 12 par l'intermédiaire d'un fusible classique ou de tout autre dispositif de branchement. Bien que cela ne soit pas nécessaire il est préférable d'insérer un dijoncteur 13 classique possédant un. faible temps de réponse, afin de protéger l'ensemble. Les bornes d'alimenta-10 tion 11 et 12 sont reliées à un redresseur 14 à double alternance de construction classique, ce redresseur redressant les deux alternances de la tension d'alimentation alternative, la tension de sortie de ce redresseur apparaissant sur les conducteurs ou bornes 15 et 16. Le signal de sortie du redresseur 14 à double 15 alternance n'est pas filtré et par conséquent la tension apparaissant entre les bornes 15 et 16, bien qu'elle soit unidirectionnelle , se présente' sous la forme d'une série d'alternances sinusoïdales de même signe qui passe par zéro entre chaque impulsion et dont la fréquence est de l'ordre de 120 Hz, 20 soit approximativement le double de la tension alternative appliquée sur les bornes d'entrée 11 et 12. Le redresseur 14 à double alternance fournit la tension d'excitation pouf un circuit convertisseur constitué par la bobine de filtrage Lg, un condensateur de filtrage C 25 un dispositif de commutation semiconducteur bidirectionnel possédant une électrode de commande, à savoir un redresseur commandé au silicium 17, et une diode de réaction 18 branchée en parallèle et en inverse sur le redresseur commandé. Le redresseur commandé au silicium 17 et la diode de réaction 18 sont -branchés 30 en parallèle sur le circuit de commutation 19 du circuit convertisseur, qui sera décrit plus en détail ci-après en se référant aux figures 2-2B, et servent à "l'exciter avec une fréquence relativement élevée de l'ordre de 20 à 30 KHz. Un circuit d'arrêt classique R-C destiné à réduire les phénomènes transitoires pour 35 le redresseur commandé au silicium 17 et non représenté dans les figures 1 et 2-2B, peut être aussi branché aux bornes du redresseur commandé au silicium 17 et de la diode de réaction 18. Le convertisseur est excité par l'intermédiaire du condensateur de filtrage G^ et de la bobine de filtrage La bobine L^ est 40 de préférence insérée dans la ligne d'alimentation 16, en COPV 72 12057 10 2132477 supposant que la ligne 16 corresponde à la borne négative, mais' dans une variante peut être inséree dans la ligne d'alimentation positive 15 de la façon représentée en pointillé dans la figure 7- Dans la position préférée de la bobine L2 l'anode du 5 redresseur commandée au silicium 17 est reliée directement à la borne positive du redresseur 14. La chaleur est évacuée à partir de l'anod^ il est nécessaire d'établir un trajet thermique de forte conductivité en direction d'un élément de refroidissement. Ce trajet doit être aussi isolant du point de vue élec-10 trique. Ces conditions imposent une liaison de forte capacité vers l'élément de refroidissement. Lorsque l'anode est reliée directement au conducteur positif 15, la tension maximale entre l'anode et l'élément de refroidissement n'est pas supérieure à la tension de pointe d'alimentation. Inversement, lorsque la bobine Lg se trouve dans la branche positive, la tension anode-élément de refroidissement correspond à la tension de pointe apparaissant aux bornes du redresseur commandé au silicium, cette valeur étant plusieurs fois supérieure à la tension de pointe apparaissant sur la ligne. Ainsi la tension du redres-20 seur commandée au silicium présente à la fois un flanc de montée et un flanc de descente raidesfaisant naître des pointes de tension, transmises capacitivement ., sur l'élément de refroidissement. Si cet élément de refroidissement est fixé sur un châssis raccordé à la ligne d'énergie, les pointes capacitives consti-25 tuent une source non souhaitée d'interférence HP sur la ligne. Dans la disposition préférée de la bobine L^, l'anode du redresseur commandé au silicium et la cathode de la diode sont reliées au conducteur positif pour minimiser.ces effets capacitifs, et pour minimiser les tensions entre ces dispositifs 30 et l'élément de refroidissement. Le circuit d'alimentation du convertisseur haute-fréquence est alimenté uniquement durant les intervalles où un dispositif de commutation à amorçage progressif à partir de zéro, se présentant sous la forme d'un redresseur commandé 35 au silicium 21 s'amorçant à partir de zéro, est conducteur. Le redresseur commandé au silicium 21 est rendu conducteur par un circuit 22 de détection de zéro et de commande qui à son tour est contrôlé par un circuit inhibiteur 23 de retard de démarrage. Le circuit inhibiteur 23 est contrôlé à son tour par un circuit 40 amplificateur et détecteur de température 24 et par un circuit 72 12057 ii 2132477 de contrôle 25 de la vitesse de chauffage, le circuit de con- i trôle 25 règle le niveau pour lequel le circuit d'alimentation du convertisseur est commandé pour fournir des impulsions haute-fréquence destinées à exciter la bobine de chauffage qui à son 5 tour chauffe induetivement le récipient à fond métallique ou tout autre objet à chauffer. Le circuit amplificateur et détecteur de température 24 détecte directement la température du récipient à fond métallique ou de tout autre objet chauffé par la bobine de chauffage par induction, comme représenté par la 10 connexion 26 en pointillé, après quoi ce circuit fournit des signaux de commande ou de blocage qui contrôlent le fonctionnement du circuit inhibiteur 23. L'énergie utilisée pour commander le circuit amplificateur et détecteur de température 24 est prélevée directement à la sortie du redresseur 14, par l'inter-15 médiaire d'une source d'alimentation 30 conçue spécialement pour satisfaire aux exigences de forts gains du circuit amplificateur et détecteur 24. Le redresseur commandé au silicium 21 à amorçage progressif à partir de zéro ne contrôle lui-même direc-20 tement la commande du thyristor 17, mais sert uniquement à autoriser le fonctionnement du convertisseur en contrôlant l'application de la tension d'excitation unidirectionnelle de valeur élevée fournit par le redresseur à double alternance 14 aux bornes du convertisseur. Le rôle du circuit de contrôle 22 du 25 circuit à amorçage progressif est d'assurer que la tension d'excitation est appliquée aux bornes du convertisseur uniquement au début ou presque au début des impulsions de haute-tension semi-sinusoïdales no.n filtrées et redressées apparaissant à la sortie du redresseur 14. De cette façon, la surcharge des 30 composants de commutation, due aux pointes de tension qui apparaîtraient avec une tension initiale élevée et qui aurait des conséquences non souhaitées, est évitée. Une de ces conséquences non souhaitées évitée par l'utilisation du redresseur commandé 21 à amorçage progressif est un amorçage éronné du redresseur 35 commandé au silicium 17 du convertisseur par suite de l'absence d'un signal de commande suffisant pour le point d'amorçage souhaité. Le redresseur commandé au silicium 21 remplit encore une autre fonction, à savoir la limitation du taux d'accroissement de la tension appliquée à une valeur qui assure que l'énergie 40 emmagasinée dans le circuit 19 est toujours suffisante pour 72 12057 12 2132477 i commuter le redresseur commandé au silicium 17 et la diode 18, * branchée en parallèle, dans toutes les conditions de charge. Ceci nécessite que le courant de commutation soit plusieurs fois supérieur au courant traversant la bobine au moment de 5 la commutation. Une application trop rapide de la tension d'alimentation pourrait faire apparaître un courant de charge plus important que le courant de commutation disponible 1^ et de ce fait un court circuit permanent provoquant la coupure de la ligne par le di^io^cteur 13. En réalisant de façon appro-10 priée le circuit de commande pour faire apparaitre des retards convenables pour le redresseur commandé au silicium 21, une commande correcte du redresseur commandé au silicium 17 du convertisseur est assurée à tout moment y compris au moment de la mise en route initiale du circuit. 15 Le déclenchement du redresseur commandé au silicium 17 est effectué au moyen d'un transformateur d'impulsions de déclenchement 31 dont l'enroulement secondaire est relié à l'électrode de commande du redresseur commandé au silicium 17, et dont l'enroulement primaire est alimenté par un 20 circuit 32 d'alimentation continu et d'amplification des impulsions de déclenchement, le circuit 32 est à son tour alimenté et contrôlé par un générateur d'impulsions de déclenchement 33, qui introduit un retard croissant, destiné à fournir des impulsions de déclenchement pour le redresseur commandé au silicium 25 17 qui possèdent une fréquence de répétition variable dans une gamme prédéterminée, mentionnée ci-après, par le réglage d'une résistance de contrôle variable 34. le générateur 33 est branché, par l'intermédiaire du conducteur 91, aux bornes de la bobine de filtrage de sorte que sa tension d'alimentation est celle 30 qui existe aux bornes de l'ensemble du redresseur commandé au silicium 17 et de la diode 18, et que cette tension apparait uniquement une fois que le redresseur commandé au silicium 21 a été rendu conducteur et applique des tensions aux bornes du convertisseur. Le délai de charge croissant inhérent au circuit 33 35 et la nature des impulsions de déclenchement fournies par l'amplificateur 32 au redresseur commandé au silicium 17, comme décrit ci-après, assure la production d'une impulsion de déclenchement dont l'amplitude est suffisante pour déclencher le redresseur commandé au silicium 17 dans toutes les conditions de 40 fonctionnement possibles, quelque soit la charge de la bobine de 72 12057 13 2132477 l chauffage. • > Dans la description suivante, on supposera que la charge 19 alimentée par le circuit de la figure 1 se présente sous la forme d'une bobine de chauffage plate en spira-5 le utilisée pour chauffer une casserole à fond métallique ou tout autre ustensile de cuisine couplé induetiveinent avec la bobine, les lignes de flux magnétique produitent par la plaque sont étroitement couplées à la casserole,, à fond métallique et y font naître de la chaleur par suite de l'apparition et de la 10 disparition des lignes de flux magnétique à une fréquence relativement élevée de l'ordre de 20kHz. la quantité de chaleur produite est plus importante pour les fréquences élevées que pour les fréquences plus faibles dans une charge chauffée inductive-ment, par exemple une casserole à fond métallique, étant donné -jtj la résistivité surfadque plus importante du métal pour une fréquence plus élevée, la configuration en spirale de la bobine de chauffage par induction établit un couplage magnétique très étroit entre la bobine et le fond de la casserole placé au voisinage proche du plan de la bobine. Cependant, le champ magnétique^ra-20 dial d'une telle bobine s'annule de lui-même à des distances relativement proches de la bobine de sorte que les valeurs de rayonnement électro-magnétique- restent faibles, ce qui permet, de minimiser Ibs interférences électro-magnétiques et les interférences HP. Si l'on désire, des bobines de chauffage peuvent être 25 branchées en série ou en parallèle pour fournir de la puissance de sortie à plusieurs charges. lors du démarrage initial du circuit un interrupteur de contrôle similaire au disjoncteur 13 est fermé pour fournir une tension d'excitation alternative au redresseur à double alternance 14. la tension unidirectionnelle redressée, et de valeur relativement élevée, qui apparait à la sortie du redresseur 14 est alors appliquée, par les bornes 15 et 16, sur le circuit 32 d'alimentation continue et d'amplification des impulsions de déclenchement ainsi qu'au circuit inhibiteur de ^ retard de démarrage 23 et aux bornes du condensateur de filtrage^ à chaque fois que le redresseur commandé au silicium 21 est rendu conducteur. Cependant, lors du démarrage initial, le redresseur commandé au silicium 21 est maintenu bloqué, par l'intermédiaire du circuit inhibiteur 23, jusqu'à ce que de l'énergie 40 soit demandée. A ce moment, si cela n'a pas été fait avant, le 72 12057 u 2132477 1 i i { circuit de contrôle de chauffage 25 est réglé à une vitesse de chauffage souhaitée. Comme on le verra ci-après, le circuit de contrôle 25 de la vitesse de chauffage sert à régler la valeur de la puissance de sortie dans chaque impulsion de sortie 5 fournie par le convertisseur, et a le même rôle que le circuit de réglage de flamme prévu sur certains fourneaux à gaz pour permettre le réglage de la flamme en vue de maintenir la température autour d'une valeur de consigne. Le réglage de la température est obtenu en réglant le gain de l'amplificateur et 10 du détecteur de température 24 en réponse à un signal d'entrée manuel, mécanique, électrique ou autre. L'amplificateur et détecteur 24 détectent ensuite directement la température de la casserole chauffée par la bobine de chauffage inductive et commandent ou bloquent le convertisseur, par l'intermédiaire du 15 circuit inhibiteur 23 et du circuit de contrôle 22 pour maintenir la température de la casserole égale ou voisine du point de consigne déterminé par la résistance variable 132. Si on le désire, une interconnexion de forme quelconque, électrique, mécanique, optique, électro-mécanique, etc,. peut. être prévue eoire 20 le circuit de contrôle 25 de la vitesse de chauffage, la résistance de réglage de puissance 34 et/ou la résistance de réglage de température 132 de façon à pouvoir commander trois ou deux quelconques de ces circuits de contrôle simultanément. On supposera maintenant qu'après le démarrage 25 initial, comme décrit ci-dessus, de la puissance est demandée. Le signal de sortie de l'amplificateur et détecteur de température 24 commande alors le circuit inhibiteur de retard de démarrage qui à son tour permet au circuit de contrôle 22 de commander le redresseur commandé au silicium 21 pour ou au 30 voisinage du début de l'alternance suivante de la tension d'excitation non filtrée redressée et de forte valeur appliquée entre les bornes 15 et 16. Lorsque le redresseur commandé au silicium 21 est commandé, le condensateur de commutation du convertisseur commence à se charger et la tension apparaissant 35 aux bornes de la bobine de filtrage Lg, initialement nulle par rapport au conducteur 15, devient négative au point de raccordement du conducteur 91. Ceci fait fonctionner le générateur d'impulsions 33 qui fournit une impulsion de déclenchement de valeur précise et faible à un moment quelconque après la commande 40 du redresseur commandé- au silicium 21, comme déterminé par le 72 12057 15 2132477 réglage de la résistance variable 34. l'impulsion de déclenchement de faible valeur est alors amplifiée dans l'amplificateur 32 d'impulsions de déclenchement et est transmise par l'intermédiaire du transformateur 31, a l'électrode de commande du 5 redresseur commandé au silicium 17 du convertisseur pour le rendre conducteur et le bloquer automatiquement avec une fréquence de commutation relativement élevée qui est plus importante que la fréquence de fonctionnement du convertisseur. 'Tant que le détecteur de température 24 demande de la puissance, le 10 convertisseur fournit des impulsions de sortie à une fréquence de fonctionnement de l'ordre de 18 a 30 kHz, comme déterminé par la fréquence de répétition des impulsions de déclenchement fournies sur l'électrode de commande du redresseur commandé au silicium 17, cette fréquence étant elle-même déterminée par 15 le réglage de la résistance variable 34 et par d'autres paramètres du circuit convertisseur, comme on le verra ci-après. Lorsque la température de consigne est atteinte, l'amplificateur et détecteur de température 24 commande le circuit inhibiteur 23 pour que celui-ci arrête le fonctionnement du circuit de 20 contrôle 22 de sorte que le redresseur commandé au silicium 21 est maintenu bloqué jusqu'à ce que de l'énergie soit de nouveau demandée par suite d'une chute de température, au-dessous, de la valeur réglée par le circuit de contrôle, de la casserole chauffée. 25 La figure 2 représente une forme de réalisa tion préférée du circuit de commutation 19 tandis que les figures 2A et 2B représentent des variantes qui seront décrites plus en détail ci-après. Dans la figure 2, une bobine de commutation sert de bobine de chauffage par induction et de ce fait 30 constitue la charge du convertisseur de puissance. Avec un tel montage, la bobine 1-^ se présentera sous la forme d'une bobine plate en spirale et une casserole à fond métallique sera disposée sur cette bobine L^ lorsque l'on souhaite chargé: le circuit et chauffer la casserole. 35 La figure 7 représente tous les composants du circuit convertisseur de puissance nouveau et perfectionné , et représente le circuit de commutation L^ C^, représenté dans la figure 2, relié au redresseur commandé au silicium 17 du convertisseur, à la diode de réaction 18, à la bobine de 40 filtrage L2 et au condensateur de filtrage O2. Les figures 7A-7G- 72 12057 16 2132477 ] i i • représentent certaines caractéristiques de fonctionnement du , circuit convertisseur perfectionné représenté dans la figure 7. Dans la figure 7, on remarquera que la bobine de filtrage L^ et le condensateur de filtrage 0^ sont disposés entre la diode 5 de réaction 18 et les bornes d'alimentation reçevant la tension d'alimentation E non filtrée et redressée dont la valeur de pointe est de l'ordre de 120 à 170 Y. En raison de ce montage, la bobine et le condensateur de filtrage doivent être réalisés de façon à supporter uniquement le courant HT relativement 10 faible 1^ provenant principalement du condensateur C^ durant chaque cycle ou période de fonctionnement T du convertisseur, et n'a pas besoin de supporter le courant de charge HP plus important traversant la bobine de commutation L-^ qui, dans ce cas, sert aussi de bobine de chauffage par induction. Cette 15 caractéristique permet non seulement d'utiliser des composants de filtrage L^ et 0^ de dimensions plus faibles et moins coûteux pour une puissance nominale donnée, mais fournit aussi des avantages de fonctionnement considérables du fait de l'échauffe-ment réduit des composants de filtrage L^ et Cg. la bobine de 20 filtrage doit aussi supporter le courant moyen provenant de la source représentée par E. Si la source E est une source continue, le courant moyen possédera une valeur fixe proportionnelle à la charge du circuit. Si la source E est une source redressée à double alternance, le courant moyen variera avec la tension 25 d'alimentation et sa valeur de pointe sera aussi proportionnelle à la charge. Le courant HP faible est superposé à la valeur moyenne du courant, provenant de la source. Le convertisseur représenté dans la figure 7 fonctionne comme un convertisseur, commuté par un condensateur 30 série, à redresseur commandé au silicium unique, de la façon bien connue dans la technique. Pour une description plus détaillée de la constitution du fonctionnement des convertisseurs commutés par un condensateur série, on se référera au livre intitulé "Principles Of Inverter Circuits" G-.D. Bedford et R.P. 35 Hoft publié par John W'iley et Sonse Inc of New York, New York-1964-Library of Congress, n° de catalogue : 64-20078; Cependant, le fonctionnement du circuit représenté dans la figure 7 peut être décrit brièvement comme suit. La tension d'alimentation d'entrée E apparaissant entre les bornes 15 et 16 à un instant 40 quelconque d'une des alternances redressées, aura une polarité 72 12057 17 2Ï324?7 \ t* i telle que la borne 15 est positive par rapport à la borne 16. dn • supposera que le circuit a été précédemment mis en marche par lik commande du redresseur commandé au silicium 21 de la figure 1, que le condensateur de commutation C-^ est chargé, que toutes 5 les autres conditions de fonctionnement sont remplies, et que le circuit de contrôle et de détection de la. température demande une énergie de sortie. Lors de l'application d'une impulsion de déclenchement sur l'électrode de commande du redresseur commandé au •|0 silicium 17, la charge emmagasinée dans le condensateur C-^ passe maintenant dans le redresseur commandé au silicium 17 qui est conducteur et dans la bobine L^ pour charger le condensateur C-^ en sens contraire et pour bloquer le redresseur commandé au silicium 17. Le condensateur C-^ et la bobine L-^ sont choisis de façon -J5 à entrer en résonance à une fréquence de commutation prédéterminée de sorte que lors du blocage du redresseur commandé au silicium 17, la diminution des lignes de flux dans la bobine provoque un retour de courant inverse dans la diode de réaction 18 pour restituer au condensateur C-^ sa charge initiale moins les pertes 20 dues à la bobine L^. Durant ce courant inverse le redresseur commandé au silicium 17 est polarisé en inverse et est maintenu bloqué. A la fin de ce courant inverse, la diode de réaction 18 se bloque de nouveau, tout ceci complète le cycle correspondant à une oscillatiûEL«caix,ijnpulsioix ^éta-eonvertisseur. Lors de l'appli-25 cation d'une autre impulsion de déclenchement sur le redresseur commandé au silicium 17, le cycle se répète. La fréquence d'application des impulsions de déclenchement détermine la fréquence du convertisseur et est toujours inférieure à la fréquence de commutation. 30 En modifiant la fréquence des impulsions de déclenchement, la fréquence de fonctionnement et de ce fait la puissance de sortie moyenne du circuit peuvart être contrôlées comme on le verra ci-après en se référant aux figures 7-7G. De l'énergie est dérivée du circuit en chargeant la bobine de chauffage par 35 induction L^ et la seule puissance dérivée des bornes d'alimentation en courant alternatif est celle qui est nécessaire pour compenser les pertes dues à la charge de la bobine de chauffage par induction L^ durant chaque période de fonctionnement ou oscillation du convertisseur. Si la bobine de chauffage L-^ n'est pas 40 chargée (lorsqu'il n'y a pas de casserole) il n'apparaît que des 72 12057 i8 2132477 t t I •' pertes minimales et la puissance en excès est renvoyée vers là source d'alimentation par l'intermédiaire de la diode de réac^ tion 18. D'après ce qui précède, on remarquera que le 5 convertisseur fournit des impulsions- de- courant sinusoïdales , d'amplitude importante et périodiquement espacées,qui traversent la bobine de commutation avec des fréquences de répétition qui peuvent aller jusqu'à 18-30 kHz. Le champ électromagnétique dû à ces impulsions de courant de fréquence élevée 10 est transmis à une casserole à fond métallique ou à tout autre objet disposé au voisinage proche de la bobine L^ de façon à y faire mettre des courants par induction pour chauffer cet objet. Durant le fonctionnement du circuit, seule la composante HP du courant traversant la bobine de filtrage a besoin 15 d'être traitée par le condensateur de filtrage CLa valeur moyenne du courant I-^ est le courant'fourni par la source d'alimentation à la charge et compense les pertes dans le circuit durant chaque oscillation du convertisseur. La composante HP est faible par rapport au courant 1^ traversant la bobine de 20 chauffage par induction 1^, le rapport étant habituellement de 1/10. Cette caractéristique du- circuit inverseur ajoutée au mode de déclenchement du redresseur commandé au silicium 17 à une fréquence comprise dans une gamme de fréquence critiques prédéterminée, cjDmme décrit ci-après, permet d'obtenir un mode 25 de fonctionnement très perfectionné pour le convertisseur commuté par un condensateur série, le circuit pouvant être commandé sensiblement indépendamment de la charge. Les figures 7H-7& représentent différentes formes d'ondes des tensions et des courants apparaissant dans le 30 convertisseur durant chaque cycle de fonctionnement. Dans la figure 7, on peut voir que la période t-^ de commutation et de conduction du redresseur commandé au silicium correspond à un intervalle de temps t-^g représenté dans la figure 7B durant lequel le courant 1^ traverse le redresseur commandé au silicium 35 17 dans le sens positif, comme indiqué par la flèche au voisinage de la bobine L^, et à un intervalle de temps t1D durant lequel le courant circule en sens inverse à travers la diode de réaction 18. La période totale t-^ est déterminée par la fréquence de commutation des composants de commutation L^ et C^, cette fréquenr-40 ce étant elle-même déterminée par les valeurs de L^ et C-^. La 72 12057 19 2132477 i ! i figure 7C represente la forme d'onde du courant I-^ traversant la "bobine de filtrage et provenant de la source d'alimentation. La bobine de filtrage L^ tend à lisser le courant provenant de la source d'alimentation de façon qu'il existe durant 5 une période de fonctionnement globale T du circuit, avec T = t^ + t„ = 1 , f étant la fréquence de fonctionnement du convertis- ^ f seur. Dans la figure 7 A on remarquera qu'une période de fonctionnement globale T du convertisseur est constituée 10 par la période t-^ de commutation et de conduction du redresseur commandé au silicium plus une seconde période de charge variable déterminée par le générateur 33 d'impulsions de déclenchement utilisé dans le circuit qui fournit les impulsions de déclenchement au redresseur commandé au silicium 17. En modifiant 15 cette seconde période de charge t2 dans une gamme de valeurs prédéterminée^ la puissance de sortie moyenne du circuit peut être modifiée afin de faire varier la quantité de chaleur générée dans la casserole ou dans tout autre objet chauffé inducti-vement. Lavaleur de chauffage efficace du courant 1^ varie 20 comme I Ajzï- , Ip étant la valeur maximale de l'impulsion sinusoïdale. Les figures 7D-7E représentent différentes formes d'ondes de courant et de tension pour une période de fonctionnement T plus étendue pour laquelle la puissance moyenne fournie 25 par le circuit est plus faible et par conséquent la chaleur produite dans l'objet chauffé par induction est plus faible. Ceci est dû au fait que pour la fréquence de fonctionnement plus faible représentée dans les figures 7D-73T, le nombre d'ampères secondes du courant traversant la bobine de chauffage L^ est plus 30 faible que celui qui correspond à la fréquence de fonctionnement plus élevée représentée dans les figures 7B-7D» En comparant les figures 7A et 7B aux figures 7D et 7E, on remarquera que l'intervalle t^ qui est déterminé par les paramètres des composants de commutation C-^ et L^ res-35 tent fixes quelle que sait la durée de la période de fonctionnement globale T. Ainsi, la période de charge t2, entre l'instant de blocage de la diode de réaction 18 et l'instant de déclenchement suivant du redresseur commandé au silicium 17, qui est modifiée pour faire varier la puissance de sortie moyenne du circuit. La 40 figure 7A représente la montée rapide de la tension aux bornes v 72 12057 20 2132477 du redresseur commandé au silicium et de la diode à cause de la ; tension existant sur le condensateur à la fin de la période de commutation t-^, représentée en trait plein par Y^ pour une charge maximale après le blocage de la diode de réaction 18. 5 Si le circuit n'est pas chargé la tension augmente sensiblement jusqu'à la valeur représentée en pointillé très proche de la valeur Y^,. la valeur Yj, représente la tension directe réappliquée apparaissant aux bornes du redresseur commandé au silicium 17 au moment du déclenchement du redresseur commandé au 10 silicium. Dans les convertisseurs précédemment connus commutés par un condensateur série, la valeur de Vj, dépend de la charge résistive du circuit. En général, il est nécessaire de conserver une valeur minimale de charge pour éviter que la tension Yp ne devienne plusieurs fois supérieure à la tension d'alimentation 15 E. Dans ce circuit la valeur de Y^, peut être rendue indépendante de la charge, y compris théoriquement le cas où il n'y a pas de perte résistive ni dans les composants du -conVfertisseur.ni dans la charge extérieure. Ceci est une caractéristique de fonctionnement très souhaitable et est obtenue en choisissant 20 correctement l'intervalle de retard t2 par rapport aux valeurs de la bobine de filtrage 12 et du condensateur de commutation C-^. On a déterminé par calcul et par expérience que si la valeur de l'intervalle de retard t2, qui sert de période de charge permanente, pour 3e condaaëatea? de cadence durant 25 chaque cycle de fonctionnement T du convertisseur, est maintenue de façon quew2t2 soit sensiblement égal à -Ç- radian ,ui 2 étant égal à 1 pour 12 ^ 1^, la tension directe réappliquée ^2 C1 30 Yy apparaissant aux bornes du redresseur commandé au silicium 17 après chaque intervalle de conduction reste sensiblement indé-pendantede la charge, l'importance de cette caractéristique dans une unité de chauffage par induction du type envisagé ne peut pas être trop soulignée.On considérera par exemple le cas, ren-35 contré fréquemment, où, une casserole ( représentant une condition de charge maximale) disposée sur la bobine de chauffage par induction commandée par le circuit, est soudainement enlevée sans avoir préalablement réduit la tension d'alimentation E de façon quelconque. Dans de telles conditions, la charge du convertisseur 40 disparaîtra en line fraction de seconde. Dans un circuit où la 72 12057 21 2132477 valeur de la tension correspondant à une charge nulle, est importante par rapport à la tension Vp correspondant à une charge maximale, un tel changement "brusque de la charge peut faire apparaître des pointes de tension importantes aux "bornes 5 de la "bobine. Etant donné que les dispositifs de commutation à semiconducteur, par exemple le redresseur commandé au silicium, sont conçus et réalisés pour pouvoir supporter des pointes d'énergie correspondant à une gamme limitée de tension et de courant l'apparition de telles pointes de tension induites par des 10 variations brusques de la charge peut faire claquer ces dispositifs de commutation, Le claquage peut aussi apparaitre même si la charge est enlevée lentement et si la tension directe réappliquée devient très supérieure à la valeur nominale du dispositif. Cependant, en réalisant correctement le circuit comme dé-15 crit-dessus , et en maintenant la fréquence de fonctionnement dans une gamme de valeuis prédéterminées ,1a tension directe réappliquée développée aux bornes du redresseur commandé au silicium peut facilement être maintenue à un niveau prédéterminé (par exemple avec une précision de 10 f°). Par conséquent, il 20 est possible d'obtenir la puissance de sortie maximale en utilisant un redresseur commandé au silicium donné de puissance nominale connue sans avoir à craindre le claquage de celui-ci par les pointes de tension apparaissant durant les variations brutales de la charge. table décrite ci-dessus, pour une tension d'alimentation quelconque donnée E, est représentée par l'expression suivante liant la valeur de la tension directe réappliquée Vp à la tension d'alimentation E : 25 La caractéristique de fonctionnement souhai- 30 t. 1 sin tjj 2t2 + 1 - cos U2"t2 f E 35 1 - e COS COS 40 Le terme R apparaissant dans le facteur exponentiel du dénominateur de l'expression (1) représente la 72 12057 22 2132477 résistance efficace introduite en série avec la bobine de chauffage par induction par suite de la charge due à la casserole. Plus la quantité de chaleur produite est importante,plus la valeur de R est importante. On voit d'après l'expression (1) que si le terme est maintenu voisin ou égal à _^r , le terme exponentiel du dénominateur qui contient la résistance de charge R disparait puisqu'il contient le facteur cos ^2^2 qui pour est égal à zéro, et toute l'expression se réduit à: 10 15 E • 1 ♦î '1 qui est indépendante de la charge. la puissance induite dans l'ustensile à fond métallique ou dans toute autre charge chauffée par la bobine de chauffage par induction peut être calculée, quelque soit la valeur de ti) gtg , pour une valeur instantanée du courant i de la bobine, à l'aide de l'expression suivante : 20 25 30 35 P = R 1 (2) en négligeant la petite quantité d'énergie fournie à la charge durant la période au repos t2» t n + 2 0. f e -1 .2. •p _ JL . Y - T 1 0 lin Itf t . dt (3) P - ± 1 R Rt n 1 - e 2 U). -1 4(d R et en supposant quejj^^t^ = 2ty L.j 2 Oi1 P = C Y ' 1 2T Rt, 1 - e (4) (5) 40 72 12057 23 2132477 A titre d'exemple on supposera que la casserole réfléchit une résistance de 1 ohm dans le circuit et1 que Vp = 400 Volts, = 1 mfd, 11 = 22 jAh, et T = 50 y* s. Avec ces paramètres on obtient une puissance de sortie égale à 1200 ¥. 5 Ceci est très proche de la valeur relevée expérimentalement. D'après l'équation (5) on voit qu'en faisant varier la période T, la puissance de sortie fournie par le circuit peut être modifiée. On remplace la valeur Vp dans l'équation (5) par la valeur exprimée en fonction de E dans l'équation ■jq (1) pour obtenir la puissance indépendamment de la variable Vp et en fonction de la période de répétition T dans laquelle tg est une fonction de t^. Pour éviter d'avoir à.résoudre les équations (1) et (5) simultanément, il est possible de montrer que lorsque ^ ^2^2 est Toisin àe JL_ , la valeur de Yp/E est une fonction inverse de T en supposait que t^ est constant. Ceci s'est révélé vrai en effectuant des mesures réelles sur un convertisseur dont le circuit est identique à celui de la figure 7, et on s'aperçoit / k que Yp/E varie sensiblement de la même façon que —. En 20 effectuant cette substitution dans l'équation (5), "^celle-ci 25 se présente sous la forme suivante : Rt kE2C1 2T3 1 11 1 - e (6) En considérant que l'équation (6) et en supposant que la fréquence de fonctionnement f du convertisseur peut varier entre 30 kHz et 20 kHz par modification de la période -i ce modifie t = ^ , on peut voir que pour une variation 30 â.e fréquence de 1,5 à 1 dans la gamme de 30 à 20 kHz, on obtient une variation de la puissance de sortie de l'ordre de 3,4 à 1. En outre, d'après l'équation (6) on peut voir que la puissance de sortie peut être modifiée en modifiant la valeur de C^. Si t2 est maintenu constant, T varie comme t^. De même t^ varie comme 35 l'effet résultant d'une variation de C1, avec t2 constant, est que la puissance fournie augmente presque linéairement avec C.j. La puissance de sortie du circuit peut être modifiée dans une gamme extrêmement large en utilisant un mode de commutation approprié du condensateur,de la façon décrite plus en détail ci-40 après en se référant à la figure 2B. Ainsi, il est possible de 72 12057 24 2132477 contrôler séparément la puissance en maintenant T constant et en faisant varier seul , et si on le désire on peut régler séparément à une valeur quelconque fixe,qui est ensuite maintenue constante,puis contrôler la puissance de sortie en 5 modifiant T, t^ correspondant à la nouvelle valeur de . le nouveau circuit convertisseur décrit ci-dessus possède certaines caractéristiques de fonctionnement non souhaitables qui peuvent être supprimées en modifiant ce circuit comme représenté dans les figures 2A et 2B . Etant donné que le 10 courant qui traverse la bobine de commutation est constitué par une suite d'impulsions sinusoïdales intermittente et que la tension aux bornes de cette bobine augmente et diminue rapidement au début et à la fin de chaque impulsion sinusoïdale avec une fréquence de 18 à 30 kHz, il peut apparaitre un rayonnement 15 électro-magnétique considérable dû aux harmoniques dans le spectre HP, ce qui fait apparaitre des interférences HP. Pour réduire les interférences HP locales du circuit, un circuit de lissage HP est branché aux bornes de l'un des composants de commutation, ce circuit étant constitué par une bobine de lissage et un con-20 densateur de lissage branchés en Bérie aux bornes du condensateur de commutation C^. L'impédance combinée de la bobine de lissage 1^, du condensateur de lissage et du condensateur de commutation devra avoir une valeur capacitive et former un circuit résonant en série avec la bobine de commutation L^ pour 25 la fréquence de commutation souhaitée, de façon que la période de commutation t1 satisfasse à la relation mentionnée ci-dessus. Avec un tel montage, la bobine de lissage L^ sera choisie de la façon décrite ci-dessous en se référant aux figures 3-3E pour servir de bobine de chauffage sur laquelle on dispose la cassero-30 le ou tout autre ustensile à fond métallique devant être chauffé. Lorsqu'ils existent,la bobine de lissage L^ et le condensateur de lissage servent à mettre-en forme le courant de charge traversant la bobine L^ pour lui donner sensiblement une forme sinusoïdale ne comportant pratiquement pas d'interférences HP. De plus,en 35 disposant les autres composants, en particulier la bobine L^, dans un boîtier ou un châssis blindé, le convertissëur entier peut ne pas provoquer d'interférences HP sur une radio ou un autre équipement électronique voisin. En plus de la mise en forme du courant traver-40 sant la bobine L^, afin de lui donner unefacoe. d'œde sinusoïdale pour 72 12057 25 2132477 réduire les interférences HP, la bobine et le condensateur de lissage 1^ et C^ font apparaître de nombreux autres avantages de fonctionnement. Etant donné la forme d'onde sinusoïdale du courant traversant la bobine L^ on obtient un couplage sen-5 siblement continu avec la casserole servant de charge, ce qui améliore le chauffage de cette casserole. Ainsi, il s'établit une transformation ou une adaptation d'impédance entre la bobine et la casserole afin de maximiser le transfert de la puissance vers la casserole tout en tenant compte des contrain-10 tes imposées par la constitution de L^ et du support de la casserole. la caractéristique sensiblement constante Yj du convertisseur commuté par un condensateur série, représenté dans la figure 2, se manifeste par une tension et un courant sensiblement constants» indépendants de la charge, dans la bobine 15 de chauffage 1^. En outre, la charge de la bobine L^ due à la présence d'une casserole fait passer le déphasage entre la tension et du courant d'une valeur de 90° environ lorsqu'il n'y a pas de charge, la perte de puissance étant faible ou nulle lorsqu'il n'y a pas de casserole, à un déphasage possédant une 2p composante de courant qui est en phase avec la tension. La valeur de cette composante de phase détermine la puissance fournie à la casserole par la bobine L^. Le contrôle du déphasage de la puissance de sortie est obtenu tout en maintenant la valeur du courant et de la tension constante. La constance de la 25 tension et du courant aux bornes de la bobine L^ entre une condition de charge nulle et une condition de charge maximale assure qu'il n'apparaitra aucune tension trop élevée lorsque la casserole est enlevée. Cette caractéristique importante est due à la capacité du circuit de renvoyer l'énergie en excès 30 vers la source de puissance au moyen d'une réaction, de la façon qui. sera décrite plus en détail ci-après en se référant à la figure 7B. La combinaison de toutes ces caractéristiques avantageuses contribue à l'obtention d'un rendement global et d'une puissance de sortie maximale tout en respectant les valeurs 35 nominales pour les composants du circuit, le redresseur commandé au silicium du convertisseur et la diode de réaction. La figure 2B représente une autre forme de réalisation du circuit de commutation, la bobine et le condensateur de lissage L^ et C^, branchés en série, étant branchés en 40 parallèle sur le condensateur de commutation C^. Dans la 72 12057 26 2132477 i l figure 2B, le condensateur de commutation est constitué par. plusieurs condensateurs de commutation , C1A, C^-g, G^0, qui peuvent être sélectivement tranchés en parallèle à l'aide d'interrupteurs sélecteurs 25A, 25B 25D. De cette façon, 5 on peut choisir la valeur de la capacité de commutation de façon que la puissance de sortie P fournie par le circuit convertisseur varie proportionnellement à la valeur du condensateur de commutation, de la façon définie par l'équation (6) mentionné ci-dessus. Il est souhaitable que la commutation de ces conden-10 sateurs ait .lieu uniquement durant les intervalles de repos du circuit de puissance (période de non conduction du redresseur commandé au silicium 17 et de la diode 18) de façon à éviter la création d'un arc entre les contacts des interrupteurs utilisés pour commuter les condensateurs, la façon dont ceci est réalisé 15 sera décrit plus en détail ci-après en se référant à la figure 4 qui représente une forme de réalisation préférée de l'invention. les figures 7C et 7F représentent respectivement la valeur du courant pour différentes valeurs de T (p'est à dire de la fréquence de fonctionnement) ainsi que pour 20 différentes valeurs des condensateurs de commutation mis en circuit dans le convertisseur, de la façon décrite ci-dessus. Dans les figures 7C et 7Î1, les courbes en trait plein représentent la forme d'onde du courant fourni par la source d'alimentation durant chaque période de fonctionnement T du conver-25 tisseur pour une valeur relativement faible du condensateur de commutation . Si,dans le circuit représenté dans la figure 2, on utilise une plus forte valeur du condensateur de commutation, en commutant d'autres condensateurs C^, C.j£,etc, la période t^ représentant la période de commutation et de conduction du 30 redresseur commandé au silicium 17 augmente proportionnellement par suite de la variation de la fréquence de commutation du circuit. Cette variation augmente l'intervalle de conduction t.„ du redresseur commandé au silicium et par conséquent dérive un courant proportionnellement plus important de la source d'alimen-35 tation, de la façon représentée par les courbes en pointillé dans la figure 7C. On remarquera, d'après la courbe en pointillé de la figure 7C, qu'un nombre d'ampèrœ-secondes proportionnellement plus important est dérivé dans une période de fonctionnement donnée T de façon à augmenter la puissance fournie par le con-40 vertisseur pour une fréquence de fonctionnement donnée. Ainsi, 72 12057 27 2132477 en utilisant un circuit tel que celui représenté dans la figure 2B, qui permet de commuter des condensateurs pour augmenter la puissance fournie à une fréquence de fonctionnement donnée tout en contrôlant la fréquence variable de la puissance de sortie 5 moyenne, on obtient une large gamme de contrôle sur la puissance de sortie du convertisseur. la figure 7 représente aussi le courant et le courant moyen I.^ plus faible qui circule dans une condition de charge nulle. On remarquera dans la figure 73? que 10 lorsque la charge est nulle,le courant continu moyen traversant Lg est considérablement plus faible que celui représenté dans la figure 7C, son amplitude étant déterminée par les pertes apparaissant dans le circuit, l'amplitude crête à crête du courant possédant la fréquence du convertisseur augmente réelle-15 ment lorsqu'on approqhe d'une condition de charge nulle ; cependant les alternances négatives des courants possédant la fréquence du convertisseur sont sensiblement égales aux alternances positives,niées à part les pertes apparaissant dans le circuit, et la valeur efficace moyenne de l'énergie consommée (représentée 20 par ^dcHT, ^ans la figure 73?) est considérablement faible, ce qui contribue à un meilleur rendement global. Durant les alternances négatives qui représentent les intervalles de. conduction de la diode de réaction, le courant est renvoyé vers la source d'énergie et ne se dissipe pas à parties pertes qui sont généra-25 lement très faibles, de l'ordre de 10 $ au maximum. Par conséquent, on remarquera que le circuit convertisseur se met automatiquement dans cette condition de consommation minimale lorsque l'on enlève la charge, même lorsque le réglage est au maximum, et peut être maintenu dans une condition de repos sans charge 30 pendant de longs intervalles sans qu'il y ait de pertes de puissance importantes. Ceci est l'opposé de ce qui se passe avec un élément de chauffage à résistance qui continue à dissiper de grandes quantités de puissance si la casserole est enlevée. La figure 7G représente une série de courbes 35 de la réactance en fonction de la fréquence pour les circuits de commutation du convertisseur du type représenté dans les figures 2A et 2B. Ce graphique représente des points de résonance série et parallèle, comme représenté dans la figure 7H, du circuit L-C vu des bornes du redresseur commandé au silicium et de la diode. 40 3je convertisseur ne peut fonctionner que dans les régions I ,11. ,113! 72 12057 28 2132477 dans lesquelles la réactance est capacitive. les régionsTHet II' du graphique définissent des modes de fonctionnement à faible fréquence,déterminée principalement par la valeur de I^. Le convertisseur est commandé dans le mode I pour agir sur le 5 couplage entre la bobine L^ et la charge, de la façon décrite ci-dessus. Le fonctionnement â des fréquences correspondant aux régions Illet II doit être évité non seulement parce que le transfert de puissance par la bobine L^ devient très faible mais aussi parce qu'il apparait de forts courants qui peuvent être 10 destructeurs pour les éléments du circuit, ou pour les dijoncteurs de déclenchement ou pour tout autre dispositif de protection associé au circuit. La fréquence de fonctionnement du convertisseur devra être limitée à la gamme de valeurs définie dans la région I pour laquelle on utilise le circuit de lissage 15 "tel qu'il est représenté dans les figures 2A et 2B. Dans les circuits utilisant uniquement les composants de commutation L^C^, L.j étant utilisés comme bobine de chauffage, sans utiliser de circuit de lissage L^, le graphique correspondant est celui représenté dans la figure 7H. Avec de tels circuits le mode de 20 fonctionnement est celui qui correspond à la région II. La figure 3 est une combinaison d'un schéma fonctionnel et d'une vue en coupe partielle d'une forme de réalisation préférée de la bobine de chauffage par induction et du dispositif de détection de température pour un appareil à 25 dessus plat utilisant un chauffage par induction et servant de cuisinière domestique, suivant la présente invention. Le schéma de la figure 3 montre la façon dont une bobine de chauffage par induction 41, plane et enroulée en spirale est disposée par rapport à un organe de support isolant 49 qui est perméable à la 30 fois aux lignes magnétiques de flux et aux rayons infra-rouges et qui sert de surface de cuisson. La façon dont la bobine de chauffage 41 est enroulée sera décrite plus en détail ci-après en se référant aux figures 3A-3C, mais dans la description présente on supposera que cette bobine comporte une ouverture centrale 42 35 et peut être logée dans un élément creux isolant approprié, où rendu rigide de toute autre manière, de façon à former un organe .plan relativement rigide. La bobine de chauffage 41 peut être constituée soit par la bobine L^ de la figure 2 soit la bobine L^ des figures 2A et 2B et est disposée sur plusieurs blocs de,supporte 40 isolants43 situés a line certaine distance les uns des autres. 72 12057 29 2132477 Les blocs 43 sont eux-mêmes disposés sur un organe métallique ■ plan 44 fortement conducteur et muni, d'une ouverture centrale' 45 coïncidant avec l'ouverture centrale 42 de la bobine de chauffage 41. L'organe support métallique conducteur 44 est à son 5 tour fixé, aux moyens de plusieurs broches métalliques 46 qui sont suspendues sur une bague de montage conductrice 47, en âluminium ou en un métal similaire très conducteur, fixés sur la périphérie d'une ouverture ménagée dans un dessus 48 et qui comporte plusieurs ouvertures espacées pour permettre lé passage 10 cLe l'air de refroidissement. La bobine de chauffage 41 est disposée sous l'ouverture du dessus 48. 0n organe isolant 49 perméable au flux magnétique et à la chaleur est logé dans l'ouverture et repose sur une collerette ménagée dans le dessus 48, cet organe isolant étant constitué par une céramique résistant 15 au feu ou par tout autre matériau perméable aux rayons infrarouges aussi bien qu'aux lignes de flux magnétique et suffisamment rigide pour supporter une casserole ou tout autre ustensile de cuisine 51 a fond métallique. L'agencement global est tel que de l'air de refroidissement peut circuler entre les ouver-20 tures ménagées entre les orgaa.es 47, les blocs 43 et la plaque 44 de façon à maintenir la bobine de chauffage 41 relativement fraîche durant le fonctionnement. Le dessus 48 peut être constitué par une plaque de métal, de bois, de céramique ou de tout autre matériau classique. Cependant il est préférable que l'ou-25 verture ménagée dans le dessus 48 soit entourée par une bague 47 concentrant le flux et que les organes de support plan 44 soient en aluminium de façon à concentrer les lignes de flux magnétique partant de la bobine de chauffage vers le récipient 51 à fond métallique ou vers tout autre ustensile. Dans une variante, 30 l'organe en céramique résistant au feu peut être constitué par une petite fenêtre perméable aux rayons infra-rouges, logée dans un organe de support 49 approprié fixé sur le dessus 48, la fenêtre étant centrée sur les ouvertures alignées 42 et 45. Immédiatement au dessous des ouvertures 35 eentrales alignées 42 et 45, se trouve un dispositif 52 coupant périodiquement les rayons infra-rouges .et" entraîné par-un petit moteur 53 de type classique. Le dispositif 52 est positionné de façon à masquer un dispositif 54 détectant les rayons infra-rouges et disposé juste en dessous des ouvertures centrales 40 alignées 42 et 45. Si l'on désire, un réflecteur 55 peut être 72 12057 30 2132477 t i prévu pour concentrer les rayons infra-rouges émis par le fond du récipient 51 sur le détecteur d'infra-rouges 54 disposé de façon à être en regard du fond du répicient 51, par l'intermédiaire de l'organe de support 59 perméable aux rayons infra-5 rouges et des ouvertures alignées 42 et 45. Le dispositif de découpage 52 masque périodiquement le détecteur de rayons infrarouges de façon à faire apparaitre une composante de courant alternatif dans le signal de sortie du détecteur de rayors infrarouges L'amplitude de cette composante de courant alternatif -|0 représente la température du fond du récipient 51 et est sensiblement indépendante des variations dues aux variations de la température ambiante de l'air autour du détecteur ainsi qu'aux variations à long terme de la température du détecteur lui-même. On remarquera que la présence du récipient 51 à fond métallique -J5 est nécessaire pour produire de la chaleur à partir du champ électro-magnétique fourni par la bobine de chauffage 41. Etant donné que la bobine de chauffage 41 possède une faible résistance ou une résistance nulle, elle se refroidit,contribuant ainsi au rendement global de l'appareil. De même l'organe 49 20 supportant le récipient reste froid et l1échauffement de l'organe 49 est dû au transfert de chaleur par convection et conduction à partir du fond du récipient chauffé 51. De préférence, l'organe 49 possède une surface irrégulière pour former plusieurs points de support pour la casserole 51, ce qui tend à 25 minimiser le transfert de chaleur inverse, à partir de la casserole vers l'organe de support et la bobine,par convection et conduction. Etant donné que l'organe 49 est isolant, très peu ou aucune chaleur n'est transférée à cet organe, et sensiblement toute la chaleur agit efficacement en maintenant le réci-30 pient 51 à la température souhaitée. Etant donné que le détecteur de température détecte directement la température du récipient 51, il est possible d'excercer un contrôle ±rès précis sur la température réelle de la casserole. La figure 3A représente une forme de réalisa-35 tion préférée de la bobine de chauffage 41 pour permettre d'augmenter le couplage avec un récipient à fond métallique ou tout autre ustensile de cuisine. Dans la figure 3A, plusieurs conducteurs torsadés A, B, C et D constitués par des fils conducteurs isolés sont rassemblés pour former un câble isolé composite qui 40 est bobinébéli coïdalement pour former une bobine plate possédant 72 12057 31 2132477 une ouverture centrale. Chacun des conducteurs A, B etc est à. son tour formé de conducteurs isolés individuels et peut être constitué en fait par du fil torsadé,disponible dans le commerce, de puissance appropriée par exemple un conducteur n° 6 ou n° 8. 5 La figure 3B représente la façon dont les conducteurs À, B, C et I) formés par des fils torsadés individuels sont branchés en série pour obtenir des bornes d'entrée et de sortie et D'après la figure 3B, on voit que l'extrémité intérieure A' du conducteur A est ramenés au point d'entrée B du conducteur B, 10 l'extrémité B' est ramené à l'extrémité C, l'extrémité C' est ramenée à l'extrémité D et les extrémités A et D' constituent les bornes d'entrée et de sortie et T2> La figure 3C représente une variante pour réaliser la bobine de chauffage en croisant les différents conducteurs A, B etc., pour former deux 15 groupes de conducteurs branchés en parallèle et en reliant de façon appropriée les extrémités intérieures et extérieures des conducteurs branchée en parallèle pour former la bobine. Ainsi , les extrémités A et B des conducteurs A et B sont reliées et les extrémités C et D des conducteurs C et D sont reliées, les 20 extrémités C et D des conducteurs C et D étant reliées aux • extrémités A' et B' des conducteurs A et B. Dans cet agencement, les extrémités A et B des conducteurs A et B et les extrémités C' et D' des conducteurs C et D constituent les bornes d'entrée et de sortie et I2 la bobine de chauffage par induction. 25 En réalisant la bobine de chauffage de cette façon, on peut obtenir différents degrés de couplage magnétique en direction du récipient 51 à fond métallique et un certain contrôle peut être excercé sur l'inductance résultante aussi bien que sur la capaeitante répartie de l'enroulement constituant la bobine de 30 chauffage. La figure 3B représente une variante de la figure 3 et utilise un noyau de ferrite 56 en forme de cuvette et possédant une ouverture centrale 57, la bobine de chauffage 41 étant disposée à l'intérieur et, supportée par ce noyau de 35 ferrite 56 au desous de la surface de l'organe 49 perméable aux rayons infra-rouges qui supporte le récipient 51 à fond métallique. Le noyau de ferrite 56 peut être constitué par une composition à base de ferrite Ni-Zn supportant de fortes températures et possédant une perméabilité supérieure à 100,à 260°C,et peut 40 être supporté par n'importe quel moyen approprié qui permet de 72 12057 32 2132477 le fixer sur le dessus 48 en laissant un petit intervalle d'air entre le noyau et ce dessus si celui-ci est en acier, l'ensemble est disposé de façon que l'ouverture centrale coïncide avec le détecteur de rayons infra-rouges et le dispositif de découpage, 5 d'une façon identique à celle représentée dans la figure 3. L'agencement représenté dans la figure 3D fonctionne de la même façon que celui de la figure 3 et présente un trajet d'air plus faible (réluctance), réduit la dispersion du flux sur la face inférieure de la bobine à un niveau négligeable, et assure 10 un couplage magnétique approprié avec le récipient à fond métallique 21 durant le fonctionnement. De ce fait, on obtient une plus grande quantité d'énergie de chauffage pour les mêmes valeurs de courant. En outre, étant donné le meilleur couplage des trajets de flux, il est possible de monter l'unité dans un des-15 sus métallique et de disposer les bords du dessus métallique plus près de l'organe de support en ferrite sans faire naître de la chaleur dans ce dessus. De plus, le noyau de ferrite crée un écran considérable pour le flux provenant d'autres objets métalliques, par exemple des organes de support, ce qui permet 20 La figure 3E représente un dispositif de ven-35 tilation et de découpage des rayons infra-rouges qui peut être utilisé à la place du dispositif 52 représenté dans la figure 3. Dans la figure 3E, un moteur unique 53E entraîne non seulement les lames 52E du dispositif de découpage mais aussi les lames 58 de ventilation pour faire naître un courant d'air de refroidisse-40 ment autour de la bobine de chauffage par induction ainsi que dans 72 12057 „ 2132477 i- les espaces se trouvant sous l'organe de support 49 de l'ustensile. Dans le montage de la figure 3E, l'ouverture 59 est prévue dans le boîtier du moteur 53E pour' permettre le passage des rayons infra-rouges, provenant de l'ustensile 51 chauffé" par 5 induction, qui sont découpés par les lames 52E et arrivent sur lè détecteur de rayon infra-rouge 54 disposé dans le boîtier. Les lames de découpage 52E et les lames de ventiMion 58 sont montées sur un arbre commun et sont entraînées à la même vitesse par le moteur 53E. On peut par exemple obtenir et utiliser une 10 vitesse de découpage de 54 Hz. Ce montage permet non seulement un refroidissement efficace de la bobine de chauffage et de l'espace se trouvant autour de la bobine, mais permet aussi d'obtenir une meilleure stabilité de la température de l'environnement du détecteur de température et des composants amplifica-15 teurs à semiconducteurs qui sont associés. La figure 4 est un schéma détaillé d'un appareil de chauffage par .induction comportant une source d'alimentation perfectionnée pour le convertisseur et un circuit de contrôle utilisant un détecteur de température des rayons infra-20 rouges. Dans la figure. 4 la bobine de chauffage L^ servant à chauffer la casserole 51 à fond métallique peut être réalisée de la façon représentée dans les figures 3-3E, ou de tout autre façon appropriée, et commandée par un convertisseur du.type représenté et décrit en se référant à la figure 2B. Dans la 25 figure 4, les différents circuits constituant l'appareil de chauffage sont contenus dans des blocs en trait pointillé dont les références correspondent à celles du schéma de blocs représenté dans la figure 1. Dans la description suivante, chacun des circuits correspondant à ces blocs sera décrit en détail en se 30 référant à sa fonction de contrôle sur le fonctionnement de la source d'alimentation du convertisseur constituée par les composants de commutation 19, la bobine de chauffage L^, le redresseur commandé au silicium 17 du convertisseur et la diode de réaction 18. 35 Comme représenté dans la figure 4, un redres seur à double alternance 14, possédant un montage en pont classique, est constitué par quatre diodes de puissance, branchées de façon à former deux groupes de diodes en série, ces deux groupes étant branchés en parallèle. Une source de courant alternatif, 40 qui est une source de courant classique domestique ou commerciale 72 12057 34 2132477 de 115 Volts, 60 Hz, 15-30 ampères, est reliée au redresseur à double alternance par l'intermédiaire de fusibles et de dijonc-. teurs, par exemple 13. Un indicateur lumineux 6T peut être branché entre les bornes d'alimentation du redresseur 14 à double 5 alternance pour indiquer lorsque le circuit est en marche, le signal de sortie provenant du redresseur 14 à double alternance et apparaissant entre les bornes d'alimentation 15 et 16, se présente sous la forme d'une tension redressée à double alternance non filtrée et unidirectionnelle qui est constituée par 10 une série d'impulsions de tension de forme' sinusoïdale qui passe par zéro après chaque alternance, la fonae générale de cette tension étant représentée au dessus du conducteur 15 dans la figure 1. Comme on l'a vu en se référant à la figure 1, 15 la tension d'excitation redressée à double alternance et de valeur élevée apparaissant entre les bornes 15 et 16 n'est pas appliquée au circuit convertisseur tant que le redresseur commandé au silicium 21 n'est pas déclenché par l'intermédiaire du circuit de contrôle 22 et du circuit inhibiteur 23. Etant donné 20 que le redresseur commandé au silicium 21 doit pouvoir supporter le courant I-^ qui est très Supérieur aux valeurs des signaux habituels, ce redresseur commandé au silicium doit être un dispositif de puissance. De tels dispositifs de puissance nécessitent généralement un signal de déclenchement important, et on 25 prévoit à cet effet un redresseur commandé au silicium 62 servant à la commutation, le redresseur commandé au silicium 62 est plus petit que le redresseur commandé au silicium 21 et fournit un courant de déclenchement de l'ordre de 50 milliampères qu'il dérive de la tension existant aux bornes du redresseur commandé 30 au silicium 21 juste avant que celui-ci soit déclenché par le redresseur commandé au silicium 62. le redresseur commandé au silicium 62 ne nécessite qu'un courant de déclenchement de 200-500 microampères de sorte que la sensibilité du circuit de commutation 22 est fortement augmentée et qu'il déclenche le redresseur 35 commandé au silicium 21 au moment ou juste après le passage par zéro de l'alternance suivante de la tension d'alimentation redressée à deux alternances non filtrée , après la commande du déclenchement. * On remarquera que le redresseur commandé au 40 silicium 21 contrôle la charge du condensateur Cg en réponse à 72 12057 35 2132477 la présence ou l'absence d'un signal sur son électrode de commande. le signal appliqué sur l'électrode de commande est en phase avec la tension d'alimentation E et appliqué à partir du temps t ou pas du tout. 5 Etant donné que le redresseur commandé au silicium 21 est déclenché au voisinage de la tension nulle, le condensateur C2 est chargé en phase avec l'onde de tension demi-sinusoïdale. Ainsi, lorsque la tension de lignes est appliquée, aucune pointe de courant élevé ne traverse le redresseur en 10 pont pour charger le condensateur comme cela serait le cas si le redresseur commandé au silicium 21 était branché directement aux bornes du redresseur, lorsque le disjoncteur 13 est fermé. Dans ce dernier cas, on utilise souvent une petite résistance série, d'environ 1/2 ohm, soit du côté alternatif soit du 15 côté continu du redresseur, pour limiter le courant de charge à environ 150 ampères, ce qui est une valeur maximale pour les diodes du pont. Bien qu'une résistance série limite le courant, elle dissipe aussi une quantité de puissance considérable à pleine charge lorsqu'un courant d'environ 12 ampères traverse 20 le convertisseur, cette puissance étant dans ce cas de l'ordre de 72 W. Une perte de puissance de cette valeur peut fortement réduire l'efficacité du convertisseur et nécessite un. refroidissement supplémentaire pour évacuer la chaleur en excès. Ainsi, une grande partie de la chaleur qui devrait être utilisée pour 25 chauffer l'ustensile est perdue et doit être évacuée de l'appareil. lors de la charge du condensateur C2 (qui est normalement du type électrolytique), on part d'une faible tension qui augmente tout d'abord suivant une courbe sensiblement rectiligne déterminée par le changement de pente de la tension du condensa-30 teur C2 puis qui suit les alternances de la tension d'alimentation. le courant de charge est toujours très inférieur au courant de charge maximal de sorte que le redresseur en pont n'est pas soumis à des pointes de courant importantes. Etant donné qu'il n'est pas nécessaire d'utiliser une résistance, il 35 n'apparait q.ucune perte de puissance. De même, le condensateur C2 est chargé uniquement lorsque le redresseur commandé au silicium 21 est conducteur. Ainsi, lorsque le convertisseur est dans l'état de repos, le redresseur commandé au silicium 21 n'étant pas conducteur, aucune'tension n'est appliquée sur le 40 condensateur C2 et celui n'est pas soumis à des contraintes de 72 *12057 36 2132477 tension continuelles. De ce fait, la durée de vie du condensateur Cg en service réel, lorsque le convertisseur est mis en route et arrêté pour maintenir les températures souhaitées pour la cuisson, est considérablement augmentée par rapport à la du-5 rée de vie qu'aurait ce condensateur s'il était relié à la sortie du redresseur et s'il restait continuellement branché. Deux condensateurs "branchés en série 63 et 63A, sont branchés entre l'électrode de commande du redresseur commandé au silicium 62 et la borne d'alimentation 16, le point 10 commun de ces condensateurs étant relié à la cathode du redresseur commandé au silicium 62 et à l'électrode de commande du redresseur commandé au silicium 21. les condensateurs 63 et 63A sont prévues pour éviter l'amorçage du redresseur commandé au silicium 62 (et de ce fait du redresseur commandé au silicium 21) 15 lors du branchement et du démarrage initial du circuit. Un condensateur 63B est branché en parallèle sur le redresseur commandé au silicium 21 pour éviter^l'amorçage de celui-ci par suite d'un taux d'accroissement dv/dt trop important de la tension directe de ce dispositif lors du branchement et du démarra-20 ge initial. Les condensateurs 63 et 63A ainsi que l'électrode de commande du redresseur commandé au silicium 62 sont reliés à une prise d'un diviseur de tension, constitué par des résistances 64, 65 et 66 branchées en série entre les bornes d'alimentation 15 et 16. Grâce à ce montage, on remarquera que normale-25 ment, il n'apparait aucun effet inhibiteur, lorsque la tension entre les bornes d'alimentation 15 et 16 croît à partir de zéro durant chaque alternance de tension semi-sinusoïdale, l'électrode de commande du redresseur commandé au silicium 62 est rendu suffisamment positive, par la tension de polarisation apparaissant 30 aux bornes des résistances 64-66, pour provoquer l'amorçage de ce redresseur commandé au silicium ainsi que du redresseur commandé au silicium 21. Lorsque le redresseur commandé au silicium 21 est conducteur, les bornes de sortie du redresseur 14, le conden-35 sateur Cg et le convertisseur sont branchés en parallèle, la tension existant aux bornes du condensateur s'écartant de la forme sinusoïdale proportionnellement à la valeur de la charge résistive due au convertisseur. Pour de fortes charges en parallèle, la tension VC2 du condensateur et la tension d'alimentation 40 E ont snnsiblement la même forme sinusoïdale exceptée au voisinage COPV 72 12057 37 2132477 t du point zéro, et le courant d'alimentation traversant le redresseur commandé au silicium 21 est sensiblement sinusoïdal. Pour des charges faibles, la tension VCg du condensateur décroît plus lentement que la tension d'alimentation semi-sinusoïdale 5 et suit une courbe exponentielle déterminée par la résistance d'entrée du convertisseur. Etant donné que dans ce cas la charge est faible, il existe une période importante autour du point zéro durant laquelle la tension E est inférieure à la tension du condensateur et la tension d'anode du redresseur commandé au 10 silicium 21 est négative de sorte qu'il ne peut pas conduire. Ainsi, le redresseur commandé au silicium 21 se bloque au temps ta et redevient conducteur au temps tb_, en supposant que le signal de commande est fourni sans interruption au delà du point zéro tQ. Durant l'intervalle de blocage, le signal de com-15 mande continue à avoir une forme semi-sinusoïdale jusqu'à zéro, pour permettre de choisir si le redresseur commandé au silicium doit être amorcé ou non durant l'alternance suivante. Ainsi, le contrôle du point de zéro est maintenu même si la tension existant aux bornes du condensateur fournie au convertisseur 20 décroît jamais jusqu'à zéro. Le courant correspondant qui traverse le redresseur commandé au silicium 21 et représenté dans la figure 7E est constitué par une semi-sinusoïde tronquée pour former les flancs avant et arrière aux moments tb et ta où le redresseur commandé au silicium devient conducteur et se 25 bloque, comme déterminé par la tension aux bornes du condensateur C2* 116 taux d'accroissement au temps tb est plus faible que le taux d'accroissement obtenu avec un redresseur commandé classique à commande de phase étant donné qu'un signal d'amorçage approprié est déjà appliqué sur l'électrode de commande du redresseur com-30 mandé au 311101x011 au voisinage du point zéro de sorte que le courant commence à circuler dès que la tension E-VCg devient positive avec un taux d'accroissement déterminé par la différence des pentes des courbes de tension. Pour une onde de 10 kHz on obtient des taux d'accroissement d'environ 5 ampères pour 0,1 ms. La 35 présence de n'importe quelle inductance dans le système d'alimentation a tendance à diminuer encore ce taux d'accroissement. Ce courant ne fait pas apparaître un niveau d'interférence électromagnétique important par rapport à celui obtenu avec un contrôle de phase classique d'un redresseur commandé au silicium. De même, 40 lorsque l'amplitude du courant augmente avec la charge du COPV 72 12057 38 2132477 convertisseur, le courant s'approche d'une forme sinusoïdale et le niveau d'interférence électro-magnétique est même inférieur à celui qui existe en l'absence de charge. Pour interdire l'amorçage du redresseur 5 commandé au silicium 62 au moment où le système est alimenté, lors de la fermeture du disjoncteur 13, et au moment où le convertisseur est mis en route et arrêté en réponse à un contrôle manuel ou à un contrôle de température, un redresseur commandé au silicium 72 d'inhibition est prévu dans le circuit d'inhibi-10 tion 23, ce redresseur commandé 72 étant branché entre le point commun des résistances 64 et 65 du diviseur de tension et la borne 16. On remarquera que lorsque le redresseur commandé d'inhibition 27 est conducteur, le point commun des résistances 64 et 65 est fixé à la tension de la borne 16 et évite l'amorçage ou 15 le déclenchement du redresseur commandé au silicium 62. l'électrode de commande du redresseur commandé 72 est reliée directement, par l'intermédiaire d'une résistance 71, à son anode de sorte que ce redresseur devient conducteur dès qu'une tension apparaît à ses bornes. Le retard inhéxe.nt au circuit RC relié à 20 l'électrode de commande du redresseur commandé 62 empêche la tension de commande du redresseur commandé 62 d'atteindre la valeur appropriée pour le déclenchement avant que le redresseur commandé au silicium 72 soit conducteur. Cet effet est identique à celui d'un relais à contact fermé entre l'électrode de commande 25 et la cathode du redresseur commandé au silicium 21 lors du démarrage. Par conséquent, le redresseur commandé d'inhibition 72 interdit normalement l'amorçage du redresseur commandé 62 en l'absence de tout autre signal de contrôle et par conséquent lors de l'enclenchement et/ou de la fermeture du disjoncteur 13 le 30 convertisseur n'est pas alimenté. Le circuit empêche l'application du signal de commande sur le redresseur commandé au silicium 62 pour le cas où de l'énergie serait appliquée par intermittence à partir de la ligne de puissance, ce qui peut arriver lorsqu'un opérateur essaie de commuter rapidement le disjoncteur ou intro-35 duit de façon délibérément lente la prise du cordon d'alimentation dans la prise de courant. Aucun arc n'apparait au niveau de la prise quelque soit la façon dont elle est insérée. Ceci est une caractéristique importante évitant des risques pour l'opérateur et une détérioration possible des composants du convertisseur. 40 L'électrode de commande du redresseur commandé 72 12057 39 2132477 d'inhibition 72 est aussi reliée au collecteur d'un premier transistor de blocage 73, du type KPIT, dont l'émetteur est relié directement à la borne 16. La base de ce premier transistor de blocage 73 est reliée , par l'intermédiaire d'une résistance de 5 charge 74, au point commun des résistances 75 et 76, formant diviseur de tension, qui sont branchées en série entre les bornes d'alimentation 15 et 16. Un condensateur 82, de faible tension et de capacité importante, est branché entre l'électrode de commande du redresseur commandé 73 et la borne 16. Grâce à cette 10 connexion, une tension positive, provenant du point commun des résistances 75 et 76 par l'intermédiaire de la résistance 74, s'établit lentement aux bornes du condensateur 82 jusqu'à ce que le premier transistor de blocage 73 devienne conducteur et qu'il bloque l'électrode de commande du redresseur commandé 72 à 15 la tension de la borne 16, évitant ainsi l'amorçage du redresseur commandé 72 durant les alternances suivant l'alternance durant laquelle la tension de commande du redresseur commandé 72 est bloquée à un niveau inférieur au niveau d'amorçgge. Ainsi, il apparaît des inhibitions contradictoires, à savoir le premier 20 transistor de blocage 73 et le redresseur commandé d'inhibition 72 qui agissent à 1'encontre l*un de l'autre, et si aucun autre contrôle n'est imposé, après un bref retard d'une seconde déterminée par les résistances 64, 65, 66 et le condensateur 82, les redresseurs commandés au silicium 62 et 21 auront la possibilité 25 de devenir conducteurs juste après le passage par zéro de la tension lorsque la tension s'établit entre la borne positive 15 et la borne négative 16. Cependant, d'autres contrôles sont imposés au fonctionnement du transistor de blocage 73, par l'intermédiaire du circuit de contrôle de température 24 et du 30 circuit de contrôle du taux de chauffage 25-25a, et par tout autre moyen de contrôle, par exemple un détecteur de surintensit^ un détecteur de dépassement de température ou un autre dispositif de contrôle de protection qui peut être branché de la façon décri.-te ci-après. 35 D'après ce qui précède, on remarquera que les circuits de contrôle de commutation au point zéro ne contiennent pas de moyens pour emmagasiner l'énergie pour amorcer les redresseurs commandés au silicium 62 et 21 au moment précis ûu passage par zéro de la tension d'alimentation et au contraire 40 la tension d'alimentation doit augmenter suffisamment pour 72 12Q57 4o 2132477 fournir un signal de commande. Ceci n'est pas un inconvénient étant donné que la tension entre l'anode et la cathode du redresseur comrandé 21 devient positive à un moment qui est toujours situé après le point zéro, par suite de la tension 5 résiduelle qui se soustrait de la tension du redresseur commande et-, est emmagasinée dans les condensateurs du convertisseur situés au delà du redresseur commandé au silicium 21. Ainsi, le signal de commande sera appliqué sur le redresseur commandé au silicium avant que sa tension d'anode soit suffisante pour lui 10 permettre de devenir conducteur. On remarquera en outre que par suite de l'emmagasinage d'une charge dans les composants capacitifs du convertisseur, un signal de commande continu est nécessaire sur l'électrode de commande du redresseur commandé 21 durant chaque alternance de conduction afin de tenir 15 compte du retard important lorsque la tension d'anode du redresseur commandé 21 devient positive et permet la conduction du redresseur commandé 21. On sait d'après la description de la figure 2B que le circuit de contrôle 25 du taux de chauffage comporte; 20 un dispositif de commutation pour commuter un groupe de condensateurs en ou hors circuit afin de modifier la capacité de commutation de façon discrète. Dans la figure 4, on remarquera que le dispositif de commutation est constitué en réalité par deux commutateurs et qui sont couplés mécaniquement. 25 Un de ces commutateurs, , est un commutateur à court-circuita-ge progressif qui branche les différents commutateurs de commutation ... , l'un après l'autre, en parallèle avec le condensateur au fur et à mesure que le contact mobile de l'interrupteur se déplace de la gauche vers la droite, comme 30 représenté dans la figure 4, correspondant à la plus faible capacité pouvant être obtenue dans la séquence de commutation. Le commutateur à court-circuitage progressif peut posséder une armature tournante qui peut être entraînée en rotation de façon continue sans qu'il soit nécessaire de le faire revenir à zéro 35 afin de brancher tous les condensateurs supplémentaires en parallèle avec le condensateur , jusqu'à ce que tous les condensateurs soient branchés, et lorsque l'on tourne le condensateur dans la position suivante tous les condensateurs supplémentaires sont supprimés, laissant en circuit uniquement 40 le condensateur de capacité minimale. Cependant, pour 72 12057 41 2132477 représenter de façon plus simple la nature de l'opération de ; commutation réalisée, on a représenté une "barre de eourt-circuit dans la figure 4. En plus du commutateur à court-circuitage 5 progressif , le dispositif de commutation servant au contrôle du taux de chauffage comporte en outre un commutateur à plots isolés S2, désigné par la référence 25A. les plots isolés du commutateur S2 servent à interdire l'amorçage du redresseur commandé au silicium 21 durant les intervalles où le contact 10 mobile du commutateur est déplacé pour mettre en ou hors circuit un condensateur de commutation supplémentaire. De cette façon, on est sûr que la source d'alimentation du convertisseur ne fournira pas 15 C,,^ pour modifier le taux de production de puissance par le circuit. Dans le cas contraire,si.le convertisseur fonctionnait lors de cette commutation, il apparaîtrait un arc important entre les contacts de commutation du commutateur à court-circuitage progressif . 20 La suppression du courant avant la commuta tion permet aùssi d'utiliser un commutateur de petites dimensions qui peut être cciitoSlfi manuellement avec un minimum d'effort. De même, un contact de dimension donnée peut supporter un courant plusieurs fois supérieur à son courant de commutation puisque 25 le contact n'a pas besoin d'interrompre le courant qui le traverse. Finalement, l'utilisation d'un commutateur à court-circuitage progressif augmente aussi la capacité de courant du groupe de commutateurs et de condensateurs lorsque le courant qui circule augmente lors de l'augmentation de la capacité. 30 Ainsi, chaque condensateur supplémentaire supporte sa part du courant total. Evidemment, il est souhaitable d'ajouter ou de soustraire des capacités égales en supposant que tous les . i contacts du commutateur ont la même dimension. Cette condition a aussi pour effet de faire subir des variations égales à 35 la puissance de sortie, comme cela est souhaité habituellement. Par conséquent, dans la forme de réalisation préférée de la figure 4, tous les condensateurs C^, C2^ possèdent des capacités égales. Dans le but d'interdire le fonctionnement 40 du redresseur commandé au silicium 21 durant la commutation 72 12057 42 2132477 ! des condensateurs C^...., les plots fixes du commutateur sont tous "branchés en parallèle sur l'électrode de base d'un second transistor de blocage 81 du type NPN. L'émetteur du transistor 81 est relié à la borne 16 et son collecteur est 5 branché en série avec une résistance 80 de limitation de courant aux bornes du condensateur 82. Le contact mobile du commutateur Sg est relié directement à la borne négative 16 et à une extrémité d'un réseau de résistance, formant diviseur de tension, constitué par les résistances 83 et 84 qui sont branchées en 10 série entre les bornes d'alimentation 15 et 16. Le point commun des résistances 83 et 84, relié avec les plots du commutateur S2, est relié à la base du second transistor de blocage 81. Dans l'agencement décrit ci-dessus, le contact mobile du commutateur Sg sert à bloquer la base du 15 second transistor de blocage 81 à la tension de la borne d'alimentation négative 16 une fois que le commutateur a été placé sur un réglage particulier. Cependant, durant les intervalles où les contacts mobiles des interrupteurs et S2, qui sont couplés et se déplacent simultanément,- sont déplacés pour mettre 20 en ou hors circuit un des différents condensateurs de commutation C1A' C2A****' con"':ac't mobile du commutateur à plots isolés Sg (qui se déplace en synchronisme avec le contact mobile du commutateur S^, est en circuit ouvert. Durant de telles intervalles, la mise en circuit ouvert des contacts du commutateur S^ 25 provoque l'application d'une tension de polarisation positive sur la base du second transistor de blocage 81, par l'intermédiaire des résistances 83 et 84 provoquant la conduction de ce transistor. La mise à l'état conducteur du second transistor de blocage 81 provoque la décharge rapide du condensateur 82, par 30 l'intermédiaire de la résistance 80, et le blocage de la base du premier transistor de blocage 73 à la tension de la- borne négative 16, permettant ainsi l'amorçage du redresseur commandé d'inhibition 72 et évitant l'amorçage des redresseurs commandés 62 et 21. A la fin de l'opération de commutation pour mettre en 35 ou hors circuit un des condensateurs de commutation supplémentaires C^, le contact mobile de l'interrupteur à plots isolés est fermé sur un des plots pour court-circuiter de nouveau les résistances 83 et 84 du diviseur de tension et pour bloquer la base du second transistor de blocage 81 à la tension du 40 conducteur 16, provoquant ainsi le blocage du transistor 81 qui 72 12057 43 2132477 n'intervient plus alors dans le contrôle durant le fonctionnement du circuit. Une fois que le commutateur Sg a atteint sa position d'arrêt, le condensateur 82 commence à se charger à une tension qui rend le transistor 73 conducteur, celui-ci 5 empêchant le redresseur commandé 72 de devenir conducteur durant l'alternance suivante une fois que son électrode de commande est suffisamment bloquée à la tension de la borne 16. Ensuite, le redresseur commandé 21 devient conducteur au point zéro suivant ou très peu de temps après et de la puissance est 10 réappliquée au convertisseur. Ainsi, l'action retardée de démarrage est utilisée durant les intervalles de commutation pour assurer que le commutateur est dans une position d'arrêt avant la réapplication de la puissance, le redresseur commandé 21 est maintenu bloqué tant que les armatures accouplées des commuta-15 teurs et 3^ ne sont pas déplacées. En plus du second transistor de blocage 81, on prévoit un troisième transistor de blocage 95 qui est branché entre la base et l'émetteur du premier transistor de blocage 73 pour interdire la conduction du transistor 73. le troisième 20 transistor de blocage 85 est un transistor KPN dont la base est reliée à la sortie du circuit détecteur de température 24, et par conséquent sa conduction et son blocage sont- contrôlés en fonction de la température détectée pour la casserole à fond Métallique ou tout autre objet chauffé. le troisième transistor 25 de blocage 85 est destiné à contrôler le dernier amorçage ou blocage du redresseur commandé 21, d'une façon similaire à celle qui était décrite ci-dessus pour le second transistor de blocage 81. La constitution et le mode de fonctionnement du détecteur de température 24, qui fournit des signaux de contrôle positifs et 30 négatifs pour commander ou bloquer le troisième transistor de blocage 85, seront décrits plus en détail ci-après. On supposera maintenant que le circuit a été conditionné de la façon décrite ci-dessus et qu'on demande de la puissance, le redresseur commandé 21 étant amorcé au 35 point zéro, ou au voisinage de celui-ci, d'une haute tension-non filtrée redressée à deux alternances apparaissant entre les bornes 15 et 16. Lors de l'amorçage du redresseur commandé 21, une tension négative apparait entre le point de jonction du conducteur 91 et la borne 15, cette tension négative étant appli-40 quée, par l'intermédiaire d'une résistance de chute 93, aux bornes 72 12057 44 2132477 d'une diode Zener 92 ayant une tension nominale de l'ordre de 12V continu par rapport à la haute tension de pointe . de 115-15CVapparaissant entre les bornes 15 et 16. Un trigger, comportant un interrupteur unidirectionnel au silicium, est excité ^ par la faible tension d'exitation continue et comporte un circuit de charge et de cadence comprenant une résistance variable 34 et un condensateur de charge 94 branchés entre une borne de la diode Zener 92 et la borne positive 15. Une borne d'un interrupteur à seuil, se présentant sous la forme d'un interrup-.jq teur unidirectionnel au silicium ou d'un circuit équivalent comportant un transistor et une diode Zener, est reliée au point commun de la résistance variable 34 et du condensateur de charge 94. L'anode de l'interrupteur unidirectionnel au silicium 95 est reliée, par l'intermédiaire d'un circuit ide couplage alter-^ natif comportant un condensateur 96, à la base d'un transistor de puissance de commutation 97 de type PNP. Le transistor de puissance de commutation 97 sert d'amplificateur et possède une caractéristique courant-tension relativment plate de façon qu'un courant relativement constant traverse ce dispositif lorsqu'il 20 est conducteur qjâHes que scient les variations de la tension émetteur-collecteur. L'émetteur du transistor de commutation 97 est relié directement à la borne d'alimentation 15 et son collecteur est relié à l'enroulement primaire 98 d'un transformateur faisant partie du circuit transformateur 31 représenté dans 2çj la figure 1. Le transistor de commutation 97 et l'enroulement primaire 98, qui sont branchés en série,sont reliés à un circuit d'excitation à faible tension continue constitué par.use diode redresseuse 101 et des résistances 102 et 103 branchées en série, un condensateur de filtrage 104 étant branché en parallèle 2o sur la résistance 103. Ce circuit est branché.entre les bornes d'alimentation 15 et 16 pour dériver une faible tension d'alimentation continue émetteur-collecteur pour le transistor de commutation 97. Pour compléter le circuit de déclenchement, jçj le transformateur de déclenchement comporte un enroulement secondaire 99 qui est couplé inductivement à l'enroulement primaire 98 et qui est branché de façon à inverser les impulsions négatives apparaissant dans l'enroulement primaire 98 et à appliquer des impulsions de déclenchement positives sur 1'élec-40 trode de commande d'un redresseur commandé haute tension 105 de 72 12057 « 2132477 ? I faible puissance. En plus de l'inversion de signe réalisée par le transformateur , celui-ci sert à isoler les tensions provenant de l'amplificateur de puissance et du convertisseur. Une diode en parallèle 106 évite que la tension de retour négative 5 de l'enroulement secondaire 98 soit appliquée sur l'électrode de commande du redresseur commandé 105. Le redresseur commandé 105 est branché en série avec des résistances 107 et 110 entre l'anode et la cathode du redresseur commandé 17 du convertisseur; La cathode du redresseur commandé 105 est rèliée directement 10 à l'électrode de commande du redresseur commandé 17 et à la résistance 107 qui sert de résistance de charge. Le redresseur commandé 105 a pour rôle de commander de façon positive et continue le redresseur commandé 17 en réporBe à l'impulsion de déclenchement fournie par l'enroulement 99. Le redresseur com-15 mandé 105 doit avoir une tension, un taux d'accroissement de la tension directe, et un temps de blocage identique à ceux du redresseur commandé 17 mais do'it seulement supporter un courant beaucoup plus faible pendant le temps de conduction relativement court du redresseur commandé 17. Le redresseur eomman-20 dé 105 agit d'une façon sensiblement identique à celle du redresseur commandé 62 en augmentant la sensibilité de commande du redresseur commandé aux; bornes duquel il est branché. Il est possible de ne pas utiliser le redresseur commandé 105 dans les cas où les impulsions fournies par le transformateur 25 conviennent pour la commande du redresseur commandé 17. Dans le circuit de déclenchement décrit ci-dessus, lors de l'amorçage du redresseur commandé 21, une tension négative apparaît sur l'extrémité, reliée au convertisseur, de la bobine de filtrage L2, cette tension étant appliquée par 30 l'intermédiaire de la diode Zener 92 et de la résistance 93. Cette tension stabilisée par la diode Zener 92 est aussi appliquée aux bornes du condensateur de charge 94, par l'intermédiaire de la résistance 34, pour faire débuter la charge du condensateur dans le sens négatif jusqu'à la tension de seuil de 35 l'interrupteur unidirectionnel au silicium 95. Le taux de charge RC du condensateur 94 est déterminé par le réglage de la résistance variable 34. Par censéquent, l'intervalle de temps nécessaire pour charger le condensateur 94 jusqu'à la tension de seuil suffisante pour déclencher l'interrupteur unidirectionnel 40 au silicium 95 peut être contrôlée en réglant la résistance 72 12057 46 2132477 t C variable 34. Cet intervalle de temps est l'intervalle de charge au repos dont il a été question dans la description du fonctionnement du convertisseur en se référant aux figures 2 et 7. De ce fait, la résistance 34 détermine la fréquence de 5 fonctionnement du convertisseur dans toute la gamme limitée indiquée ci-dessus en se référant aux figures 2 et 7. Cependant, on remarquera que pour certaines applications la résistance 34 devra être réglée initialement à une valeur fixe déterminant une période fixe t0, et la puissance du convertisseur est 10 contrôlée par un autre moyen, par exemple 'en faisant varier la valeur du condensateur C^. Ceci se révèle particulièrement vrai pour les circuits comportant un circuit de lissage I^C^ comme dans la figure 4. la décharge du condensateur 94 à travers 15 l'interrupteur unidirectionnel au silicium 95 et le circuit RC96 fait apparaître une impulsion de tension négative sur la base du transistor amplificateur 97, ce transistor devenant conducteur pgndant la durée de cette impulsion et fournissant une impulsion de déclenchement amplifiée et Jlus importante aux 20 bornes de l'enroulement primaire du transformateur d'impulsions . Cette impulsion de déclenchement est transmise à l'enroulement secondaire du transformateur et amorce le redresseur commandé 105 qui à son tour amorce le redresseur commandé 17 qui fait débuter un intervalle de conduction pour, le circuit 25 convertisseur, le circuit est complété par une résistance de décharge 108, de valeur importante, qui est branchée aux bornes du condensateur C2 et qui assure une décharge rapide et complète des condensateurs C.j, C2, C^ , et 1 "11 , lorsque le redresseur commandé 21 est bloqué. Il est important que ces condensateurs 30 soient déchargés pour obtenir la conduction du redresseur commandé 21 aussi près que possible du point zéro lorsque le signal d'amorçage est de nouveau appliqué au redresseur commandé 21. Il est souhaitable qu'un circuit de blocage du taux d'accroissement de la tension directe, constitué par une résistance 10£ 35 à un condensateur 111 branché en série, soit branché aux bornes du redresseur commandé 17 et de la diode de réaction 18 pour éviter un amorçage non souhaité du redresseur commandé 17 après le blocage de la diode 18, d'une façon bien connue dans ia technique. Un moyen pratique et utile pour indiquer lorsque 40 le convertisseur fonctionne est constitué par une lampe au 72 12057 47 2132477 néon 100 qui est branchée en série avec une résistance de chute aux bornes de la bobine L^. La lampe s'allume uniquement lorsqu'une tension HP apparaît aux bornes de cette bobine. La résistance continue de la bobine est très faible et par consé-5 quent la lampe ne répond pas à un courant continu traversant la bobine. La brillance de la lampe reste sensiblement uniforme étant donné que.la composante HP du courant Ij^ ne varie pas beaucoup pour des valeurs de charge allant d'une charge nulle à une charge maximale. 10 La caractéristique importante du circuit de commande décrit ci-dessus, est que l'énergie fournie à l'électrode de contrôle du redresseur commandé 17 est dérivée du condensateur 102 qui est chargé directement par la haute tension existant entre les bornes 15 et 16. Le circuit d'inhibition 15 et de retard au démarrage assure que le condensateur se charge complètement avant que le redresseur commandé 21 devienne conducteur et que la tension d'alimentation du convertisseur apparaisse aux bornes du condensateur C2 72 12057 48 2132477 inférieure à 12: Y dans le creux de l'ondulation pour une charge maximale du convertisseur. On remarquera que les tensions d'alimentation continues fournies à l'amplificateur de puissance et au détecteur de température proviennent directement.du redres-5 seur principal en pont et non d'une source d'alimentation séparée nécessitant un transformateur fonctionnant à la fréquence de ligne. Comme on l'a vu ci-dessus, le contrôle de la conduction du redresseur commandé 21 est réalisé par le circuit 10 d'amplification et de détection de température 24. La constitution du détecteur de température et son agencement par rapport à la bobine de chauffage et à la charge, afin de détecter directement la température du fond de l'ustensile durant le fonctionnement, a été décrite en se référant aux figures 3-3E. 15 Le circuit servant à amplifier et à traiter le signal de température détecté pour obtenir un signal de contrôle amplifié destiné à être appliqué sur la base du troisième transistor de blocage 85 est représenté dans la figure 4A. Dans la figure 4A le détecteur de température 54 et le dispositif de découpage 52 20 sont représentés séparément de la charge 51, bien qu'il soit évident que le détecteur 54 doit être disposé de façon à voir directement le fond de la casserole, avec interposition des lames du dispositif de découpage 52, de la façon décrite en se référant aux figures 3-3E. Le détecteur de rayons infra-rouges 25 54 peut se présenter sous n'importe quelle forme classique, par exemple une résistance photosensible, une diode photo-conductrice, une photo-cellule ou un photo-transistor, mais est constitué de préférence par une diode photo-conductrice au séléniure de plomb ouaisulfure de plomb disponible dans le com-30 merce. On a trouvé que bien que les pointes apparaissant en réponse à des demandes d'énergie sont de l'ordre de 2 à 4 microiB elles sont utilisables pour détecter de l'énergie infra-rouge à des longueurs d'ondes plus importantes allant jusqu'à 8,5 microns, même avec un fonctionnement à la température ambiante. ■35 La cellule 54 au sulfure de plomb est bran chée en série avec une source de courant constant constituée par un transistor à effet de champ 121 dont la source et le drali sont, reliés' . en série avec une résistance de réaction réglable 122, et un circuit de réaction constitué pair le conducteur 40 123 reliant la résistance de réaction variable 122 à 72 12ÔS7 49 2132477 l'électrode de porte du transistor à effet de champ 121. la source de courant constant et le détecteur de chaleur sont branchés en série aux bornes d'une première source continue fournissant la tension d'excitation, et constituée par un 5 redresseur 124 à diode Zener et une résistance de chute de tension 125 branchée en série aux bornes d'un condensateur de filtrage 126. Le condensateur 126 est à son tour branché en série avec une résistance de chute de tension 127 entre les bornes d'alimentation 15 et 16. Dans ce montage,- on obtient 10 une tension d'excitation continue, de faible valeur et relativement stable, aux bornes de la diode Zener 124, cette tension étant appliquéè, par l'intermédiaire de la source de courant constant 121, aux bornes de la cellule de détection 54 au sulfure de plomb. Comme on l'a vu ci-dessus, la rotation des 15 lames de découpage 52 font apparaitre une composante de courant alternatif aux bornes de la cellule 54, l'amplitude de cette composante variant en fonction de la température de la charge chauffée par l'appareil de chauffage par induction et vue par la cellule 54 par l'intermédiaire des lames de découpage 52. 20 La composante de courant alternatif obtenue aux bornes de la cellule 54 est transmise, par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage alternatif 128, à la borne non inverseuse 3 d'un amplificateur opérationnel 129 de construction classique et se présentant sous la forme d'un circuit intégré. 25 L'amplificateur 129 est constitué par un amplificateur opération nel à circuit intégré disponible dans le commerce, du type fabriqué et vendu par un certain nombre de fabriquants de semi-conducteurg par exemple Fairchild semiconductor, Motorola, Texas Instruments, etc, et comporte plusieurs étages de disposi-30 tifs semiconducteurs actifs et de réseaux de couplage. Un tel dispositif peut servir, grâce à une excitation et à un branchement approprié de ses bornes de sortie, comme un amplificateur opérationnel continu ou alternatif, inverseur ou non inverseur. L'amplificateur 129 est raccordé aux éléments externes de façon 35 à servir d'amplificateur en courant continu et sa tension d'excitation est fournie par la source de courant continu constituée par la diode Zener 124, comme c'est le cas pour le détecteur de chaleur 54 et la source de courant constant 121. Les bornes d'entrée et de sortie de ces circuits intégrés disponi-40 bles dans le commerce sont numérotées de la façon représentée 11 12Ô57 50 2132477 dans la figure 4 dans laquelle on peut voir qu'une tension d'excitation continue stabilisée et de faible valeur, de 1'orâie de 24 V, est appliquée entre les bornes 7 et 4. La borne 3 est une borne d'entrée non inverseuse, la borne 2 est: la borne 5 d'entrée inverseuse et la borne 6 est la borne de sortie. Le signal alternatif apparaissant aux bornes du détecteur de chaleur pe.r suite de l'action des lames de découpage 52 est transmis à la borne d'entrée non inverseuse de l'amplificateur 129, par l'intermédiaire du condensateur de 10 couplage 128, et une impédance d'entrée coilstituée par une résistance de polarisation variable 120 est branchée entre la borne d'entrée 3 et une borne d'alimentation continue de faible valeur 135. La borne de sortie 6 de l'amplificateur 129 est ramenée à la borne d'alimentation 135 par l'intermédiaire d'un 15 réseau de réaction à gain variable constitué par un groupe de trois résistances variables 131, 132 et 133 branchées en série avec un condensateur de blocage 54. La résistance variable 131 est réglée de façon à établir la limite supérieure de la température, la résistance variable 123 établit la valeur limite 20 inférieure de la température, et la prise variable de la résistance 132 est reliée à la borne d'entrée inverseuse 2 par l'in-terméidaire d'upe résistance"d'équilibrage de courant 132A, de sorte que le gain alternatif de l'amplificateur 129 peut être modifié de façon inversement proportionnelle au réglage de la 25 résistance 132. La relation de proportionnalité inverse obtenue grâce à ce montage provoque une augmentation rapide du gain pour chaque modification unitaire de la position de la prise variable de la résistance 132 lorsque celle-ci est réglée pour un gain élevé lorsque la température de l'ustensile à fond métal-30 lique ou de tout autre objet chauffé est faible, et le signal alternatif fourni par le détecteur de chaleur 54, grâce à l'action du dispositif de découpage, décroît très rapidement pour chaque diminution unitaire de la température. L'effet global de ce montage est de compenser les non-linéarités dans la réponse 35 du détecteur de température et d'éviter de regrouper les valeurs correspondant aux hautes températures à une extrémité de la réistance variable afin de linéariser le cadran utilisé pour calibrer la résistance variable 132. Ceci évite aussi d'avoir à utiliser une résistance variable possédant une répartition de 40 résistance spécialement étudiée dans sa caractéristique 72 12057 51 2132477 résistance-position du cadran, et l'on peut .utiliser un potentiomètre classique de faible coût possédant une répartition linéaire de la résistance, pour régler la température. Dans une vâriante, la résistance variable 132 peut être réglée à 5 une valeur fixe relativement faible pour obtenir le plus fort niveau de gain qui est nécessaire pour contrôler le système à sa température la plus faible, et le gain peut être modifié en réglant directement la valeur de la résistance d'entrée, comme cela sera décrit plus en détail ci-après en se référant 10 à la figure 4B. Comme il est bien connu dans la te clinique, la variation de la résistance d'entrée 130 fait varier le gain de l'amplificateur alternatif 129 de façon directement proportionnelle à la variation de la valeur de cette résistance d'entrée 130. Dans le cas d'un signal de sortie non linéaire du détec-15 teur, on obtient une large répartition, sur l'échelle du cadran, des températures de consigne auxquelles doit être porté la casserole ou tout autre objet, ces températures étant comprises dans une gamme relativement faible de l'ordre de 60°C à 120°C, et les graduations de l'échelle sont très serrées pour 20 les températures plus élevées, l'un ou l'autre mode de contrôle de la température peut être utilisé séparément étant donné que chacun présente des avantages dans des gammes de températures limitées Si on le désire, et si l'on accepte de supporter les frais supplémentaires que cela entraîne, on peut combiner ces 25 deux moyens de-contrôle dans un circuit unique, ce qui permet de bénéficier des avantages combinés des deux moyens pour obtenir un contrôle relativement précis sur une large gamme de températures De même, on peut obtenir une échelle presque linéaire pour les températures réglées en fonction du réglage du 30 cadran en accouplant des résistances linéaires 130 et 132 sur un axe unique. Une autre caractéristique importante est que la référence pour la tension de polarisation appliquée sur les bornes 2 et 3 de l'amplificateur 129 n'est pas prise directement sur un point milieu situé entre le point B et la borne 16, de 35 façon classique, mais est prise sur une borne d'alimentation 135 qui est renvoyée au. point de jonction C de deux diodes Zener 136 et 137. Les diodes Zener 136 et 137 sont branchées en série avec une résistance âe chute de tension 152 aux bornes du con- . densateur 126 et fonctionnent comme une seconde source de cou-40 rant continu stabilisée pour un second amplificateur 72 12057 52 2132477 opérationnel 138 à circuit intégré dont la sortie est branchée de façon à servir de commutateur à seuil avec une valeur d'hystérésis réglable. Cette seconde source de tension continue stabilisée pour le commutateur à seuil, qui est distincte de 5 celle utilisée pour le détecteur de température 54 et l'amplificateur 129, a pour rôle de fournir un découplage maximal entre ces deux circuits pour des raisons de fonctionnement qui seront décrits ci-après, et de découpler les bornes d'entrée 2 et 3 de l'amplificateur 29 de sa tension d'alimentation afin 10 d'éviter l'auto-oscillation de l'amplificateur 129 par suite de la valeur finie de la faible impédance interne de la diode Zener 124. Le signal alternatif amplifié apparaissant sur la borne de sortie 6 de l'amplificateur 129 est transmis, 15 par l'intermédiaire d'un circuit de couplage 141, constitué par un condensateur série, à un circuit redresseur doubleur de tension de forte impédance constitué par deux diodes redresseuses 142 et 143. Le signal de sortie des diodes redresseuses doubleu-sës de tension 142 et 143 apparaît aux bornes d'un condensateur 20 de lissage 144 et d'une résistance 145 comme une tension continue négative par rapport à la borne 135 et est appliqué sur la borne inverseuse 3 du second amplificateur opérationnel 138. La constitution de l'amplificateur 138 peut être identique à celle de l'amplificateur 129, mais ses bornes 25 accessibles de l'extérieur sont branchées dans un circuit 140 qui fonctionne comme un commutateur de tension bistable en tout ou rien qui passe d'un état stable à l'autre lorsque la valeur du signal d'entrée appliquée sur la borne d'entrée 2 de forte impédance atteint une valeur prédéterminée ou devient inférieure 30 à une autre valeur prédéterminée plus faible que la première. Ainsi, on voit que le circuit bistable 140 fonctionne comme un détecteur de seuil avec une certaine bande morte pour établir une valeur de seuil par rapport à l'amplitude du signal de sortie alternatif de l'amplificateur 129, et par conséquent par rapport 35 à la température détectée par le détecteur de température 54. Le signal de sortie du circuit bistable apparait sur la borne 6 de l'amplificateur 138 qui est reliée à la borne 16 par l'intermédiaire des résistances de charge 146 et 147. TJn gradin positif dans la tension continue par rapport à la borne 16 appa-40 raît aux bornes de la résistance 147 lorsque le signal alternatif 72 12057 53 2132477 \ est suffisamment important pour provoquer un changement d'état du détecteur de seuil 140. Cette tension continue demeure présente tant que le commutateur reste dans son état "bloqué et revient à une valeur plus faible lorsque ce commutateur revient à 5 l'état conducteur. Un conducteur 148 transmet cette tension de commutation, au point de jonction des résistances 146 et 147, à la "base du troisième transistor de blocage 85. De façon non classique une boucle de réaction externe à partir de la borne d'alimentation positive 7 est ramenée à la borne d'entrée non 10 inverseuse 3 de l'amplificateur 138, par l'intermédiaire d'une résistance réglable 149 qui, en association avec la résistance réglable 151, sert à établir le niveau de seuil par rapport à la borne 135 pour lequel le circuit bistable passe d'un état à l'autre. En outre, le réglage de la prise de la résistance 149 15 sert à régler l'effet d-'hystérésis des niveaux de commutation pour lequel le circuit bistable passe d'un état à l'autre. La résistance 140 peut être branchée soit entre les bornes 6 et 7 soit entre les bornes 6 et A. Dans le premier cas, la variation du courant provenant de AD lorsque l'amplificateur 138 est 20 commandé, est faible et l'effet de cette commutation sur la tension BD est plus faible, ce qui nécessite à un découplage moindre entre les tensions AD et BD,par unité de gain de l'amplificateur 129. Durant le fonctionnement du circuit, lorsque 25 de l'énergie est demandée par la charge, c'est- à-dire que la température de l'objet vu par le détecteur 54 est faible, la tension existant sur la borne d'entrée 2 de l'amplificateur 138 devient supérieure (ou plus positive) à une valeur négative prédéterminée et le circuit bistable 140 passe dans son état 30 de fonctionnement où il fournit une faible tension de sortie de l'ordre de 0 7 sur la borne de sortie 6. Cette faible tension de sortie est renvoyée par le conducteur 148 pour provoquer le blocage du troisième transistor de blocage 85. Comme on l'a vu ci-dessus, le blocage du troisième transistor de blocage 85 per-35 met au premier transistor de blocage 73 de devenir conducteur au début de l'alternance suivante de la tension non filtrée et redressée à deux alternances apparaissant entre les bornes d'alimentation 15 et 16. Il résulte que l'électrode de commande du thyristor. inhibiteur 72 est bloquée au potentiel de la borne 16, 40 et que les thyristors 62 et 21 deviennent conducteurs au point 72 12057 54 2132477 zéro, ou au voisinage de celui-ci, de la même alternance, ce qui permet au -convertisseur de fonctionner de la façon décrite' ci-dessus. les tensions d'excitation continues de 5 faible valeur sont fournies au circuit bistable 140 par le second circuit redresseur constitué par les diodes Zener 136 et 137 branchées en série avec la résistance de chute de tension 152 aux bornes du condensateur de filtrage 126, un second condensateur de filtrage 153 étant branché aux bornes des diodes Zener -jO 136 et 137. le condensateur 134 est branché dans le circuit de réaction de l'amplificateur 129 pour permettre à la réaction négative en continu , entre la borne 6 et la borne 2, d'être presque égale à 100 fo, de sorte que le gain de l'amplificateur en continu est proche de l'unité, bien-que le gain en alternatif 15 soit supérieur à 1000/1. Il en résulte que l'amplificateur n'est pas sensible à des petites dérives des tensions d'alimentation ou de la température du dispositif de sorte qu'il n'apparaît pas de problème de réglage du zéro, le.condensateur 134 est relié, par l'intermédiaire du conducteur 135, au point milieu C des 20 diodes Zener 136 et 137. Cette connexion établit ce qui est appelé une caractéristique de rejection en mode commun et évite la nécessité de brancher un condensateur de filtrage aux bornes de la diode Zener 124. le délai au démarrage apparaissant dans le condensateur de charge 134 est très inférieur à celui qui 25 apparaîtrait si ce condensateur était relié à la borne 16. Il en résulte que l'amplificateur 129 est près à accepter un signal d'entrée un court intervalle de temps après le démarrage. Il suffit d'une diode Zener 124 entre les points BD étant donné que le point milieu C sert de référence commune pour l'amplificateur 30 alternatif 129, le circuit détecteur contenant les diodes 142 et 143, et le circuit bistable 140. Grâce à cet agencement, la tension de référence sur les bornes d'entrée 2 et 3 de l'amplificateur 129 est prise au point milieu C de sorte qu'une variation de la tension au point B, par suite d'une variation Importante 35 de la tension moyenne du conducteur 15 lorsque l'inverseur est commandé et bloqué, ne provoque pas de .varlàtlcxi importante de la tension du point milieu C, et que la variation de la tension d'alimentation n'apparaît pas à> l'entrée de l'amplificateur 129 pour faire apparaître une mauvaise commutation du circuit 140 et 40 de ce fait un mauvais fonctionnement cyclique du système lors de 72 12057 55 2132477 la mise en route du convertisseur. La caractéristique de rejection en mode commun décrite ci-dessus est importante étant donné que des variations brusques de la tension d'alimentation au point E ne 5 doivent pas empêcher la commutation du circuit de seuil bistable 140, ni dans un sens ni dans l'autre, en réponse à une variation réelle détectée de la température; Durant le blocage du convertisseur, lorsque la température de la charge, constituée par le récipient chauffé par induction, devient égale on supérieure 10 à la valeur de consigne, le point E atteint sa tension maximale par suite de la surpression de la charge du convertisseur. Les tensions aux points A et B augmentent légèrement par suite de la régulation imparfaite des diodes Zener. Il en résulte un accroissement de la tension de la borne d'entrée 3 de l'amplifi-15 cateur 138 et un maintien du commutateur bistable à seuil 140 dans l'état bloqué pour faire apparaitre une tension de sortie positive sur la borne de sortie 6 de l'amplificateur 138. La tension de sortie positive sur la borne 6 est renvoyée par un conducteur 148 pour rendre conducteur le troisième transistor de 20 blocage 85, bloquant ainsi le premier transistor de blocage 73 et permettant l'amorçage du redresseur 72 pour interdire à l'application d'autres tensions de commande sur les redresseurs commandés 21 et 62. Cependant, la tension du point milieu C de l'alimentation augmente aussi de quelques millivolts par suite 25 de la régulation imparfaite de la diode Zener et permet à la tension de la borne d'entrée inverseuse 2 du circuit bistable 140 d'augmenter. Cela a tendance à faire diminuer la tension de la borne de sortie 6 de l'amplificateur 30 vers la valeur de la tension du conducteur négatif, à la façon d'une contre-réaction. 30 Cependant, la réaction au niveau de la borne d'entrée 3 prédomine et le commutateur bistable à seuil 140 reste bloqué de façon stable Durânt làrmise en narehe du convertisseur, la tension au point E diminue et les variations de tension aux points A et C agissent de nouveau en sens inverse, de la façon décrite ci-dessus. Ce-35 pendant, durant le déclenchement du commutateur à seuil 140, la contre-réaction dans le sens du déclenchement prédomine pour faire diminuer la tension de la borne 6 vers une valeur négative qui est celle de la borne 16, comme on l'a vu ci-dessus. Ainsi, on remarquera que l'effet de la réduction de la tension d'aliraen-40 tation au point E est de réduire la bande morte du commutateur 72 12057 se 2132477 "bistable à seuil 140 et de le rendre conducteur- Il es% important de remarquer que. des variations de tension au point E, par suite de la mise en marche et de l'arrêt du convertisseur, ne doivent pas pouvoir traverser l'amplificateur alternatif 129 ni 5 le détecteur de façon à ne pas pouvoir apparaître comme des variations momentanées de la température détectée sur la borne d'entrée 2 de l'amplificateur 128 et à produire un verrouille-ment stable du commutateur bistable 140 dans un état ou dans l'autre. Par exemple, une diminution du potentiel du point 10 milieu C peut apparaître brusquement et introduire un signal transitoire négatif sur les bornes d'entrée 2 et 3 de l'amplificateur 129, ce qui fait apparaître une impulsion négative sur la borne 6. Cette impulsion est transmise, par le détecteur, à la borne 3 de l'amplificateur 138 pour éviter la commutation du 15 circuit 140 d'un état à un autre. Durant le fonctionnement de tout le système de contrôle et de chauffage représenté dans la figure 4, on va maintenant considérer le cas où la charge 51, constituée par un récipient à fond métallique, est froide et nécessite l'appli-20 cation d'ondesde chauffage par induction provenant de la bobine de chauffage 1^, de la façon décrite ci-dessus. Une augmentation de la température provoque une augmentation de la variation de la résistivité du détecteur de chaleur 54 lorsque le dispositif de découpage 52 couvre et découvre l'espace entre le détecteur 25 et le récipient. Si le dispositif de découpage représenté dans la figure 3E possède deux palettes de rotor entraînées par un arbre commun avec un ventilateur de refroidissement commandé par une tension alternative, il développe un signal de courant alternatif dont la fréquence est de l'ordre de 50 à 60 Hz. Naturelle-30 ment, on peut aussi utiliser des vitesses de découpage plus faibles de quelques Hz en utilisant un moteur séparé de vitesse plus faible. le signal alternatif produit par le découpage des rayons infra-rouges arrivant sur le détecteur possède une amplitude qui correspond à la température détectée du récipient à fond métallique qui est chauffé par. induction. Des variations de température, dues à des variations des conditions ambiantes , qui affectent le détecteur apparaissent comrie des variations à long terme qui sont supprimées par le condensateur de couplage 128. En supposant que le récipient est froid, l'amplitude du signal 40 apparaissant aux bornes du détecteur de chaleur 54 est relativemat copv 72 12057 57 2132477 faible de sorte que la tension relative redressée, qui's'éta-, blit aux bornes, du condensateur 144, et appliquée sur la borne d'entrée 2 du commutateur bistable à seuil 140, n'est pas suffisante pour maintenir ce commutateur bistable 140 dans son 5 état bloqué. Par conséquent, le commutateur à seuil reste dans son état conducteur dans lequel la borne de sortie 6 est maintenue à une tension négative ou faible qui est renvoyée par l'intermédiaire du conducteur 48 et qui rend conducteur le troisième transistor de blocage afin de fixer le potentiel de 10 l'électrode de commande du thyristor. d'inhibition 72 et d'appliquer des impulsions de commande sur les électrodes de commande des redresseurs commandés 21 et 62 de la façon précédemment décrite. Par conséquent, de la puissance sera fournie au convertisseur, et des impulsions de courant possédant la 15 fréquence de découpage seront fournies à la bobine de chauffage pour chauffer la charge 51 constituée par le récipient. Le niveau de seuil pour lequel la tension sur la borne d'entrée du commutateur bistable 140 fait passer celui-ci de son état conducteur à son état bloqué, est réglé 20 par les paramètres du circuit du commutateur 140. En modifiant le gain de l'amplificateur alternatif 129, à l'aide de" la résistance variable 132 par exemple, la température résultante pour laquelle le signal découpé qui provient du détecteur de température 54 devient suffisant pour atteindre la valeur de 25 seuil du commutateur bistable 140 (ou devient inférieure à celle-ci) peut être modifiée en fonction du réglage de la température souhaitée pour la charge 51. Un contrôle similaire est réalisé en modifiant la résistance d'entrée 130. Une fois que le récipient a été suffisamment 20 chauffé pour atteindre la température réglée, la tension de polarité négative établie aux bornes du condensateur 54 par les redresseurs doubleurs de tension 142 et 145 devient supérieure à la valeur de seuil du circuit bistable 140. Dans ce cas, le circuit bistable 140 passe dans son état bloqué dans 35 lequel la borne de sortie 6 devient positive, provoquant l'application d'une tension positive, par l'intermédiaire du conducteur 148, pour rendre conducteur le troisième transistor de blocage 85, et de ce fait bloquer le premier transistor de blocage 73 et permettre au redresseur commandé 72 d'empêcher 40 les redresseurs commandés 21 et 62 de fonctionner. Le contrôle COPV j 72 12057 sa 2132477 excercé par le circuit de contrôle et de détection de température verrouille de façon stable à la fois le passage de l'état bloqué à l'état conducteur et le passage de l'état conducteur à l'état bloqué, en dépit du fait que les circuits 5 d'alimentation fournissant une faible tension continue au détecteur de température sont branchés directement entre les bornes d'alimentation provenant du circuit redresseur fournissant une tension redressée à double alternance et de valeur élevée. Une telle réalisation du circuit évite la nécessité 10 d'un transformateur abaisseur impliquant une augmentation du coût, du poids et de la complexité du circuit. Par conséquent, on obtient les avantages de fonctionnement et dé construction très importants en utilisant le circuit détecteur de température représenté dans la figure 4. 15 " La figure 4B est un schéma partiel d'une variante du circuit de réaction de l'amplificateur alternatif 129 pour obtenir une caractéristique température-gain un peu différente de celle obtenue avec le circuit représenté dans la figure 4A. Dans la figure 4B, la borne d'entrée non inver-20 seuse 3 de l'amplificateur 129 est reliée directement à la prise mobile d'une résistance variable 130 qui sert de résistance de contrôle de température. La résistance variable 130 est branchée en série avec le condensateur de couplage 128 et une résistance réglable 133 qui sert de résistance de réglage 25 de la limite supérieure de la température, le conducteur de référence étant le conducteur 135 qui correspond.au conducteur de référence 135 de la figure 4A. La borne de sortie 6 de l'amplificateur 129 est reliée au conducteur 135 par l'intermédiaire d'un circuit de réaction constitué par une résistance réglable 30 1^1 déterminant la limite inférieure de la température, une résistance fixe 132 et un condensateur de blocage en continu 134 qui sont branchés en série. Ce circuit est branché entre la borne de sortie 6 et le conducteur de référence en continu 135, et une petite résistance de limitation fixe relie la borne 35 d'entrée inverseuse 2 de l'amplificateur 129 au point de jonction des résistances 131 et 132. Dans cet agencement, une fois que la résistance de réglage 131 de la valeur limite inférieure de la température et la résistance de réglage 133 de la valeur limite supérieure de la température ont été réglées, le gain de 40 l'amplificateur alternatif 129, dépendant de son impédance de 72 12057 59 2132477 réaction, reste fixe. Les réglages ultérieurs du gain global sont contrôlés uniquement par la résistance de contrôle de température 130 et varient directement avec le réglage du cadran de la résistance variable 130. 5 La figure 4C représente les courbes carac téristiques pour les deux circuits détecteurs de température représentés dans les figures 4A et 4B. Dans la figure 40, le mouvement linéaire du bouton de contrôle réglable qui détermine la valeur de la résistance 130 est représenté en abcisse et 10 varie de zéro à 100 et les courbes de gain de l'amplificateur 129 sont tracées pour différentes valeurs de la température qui sont comprises entre 37,8°C et de 160°C et sont; portées en ordonnée. La courbe inférieure correspond au schéma de la figure 4B et la courbe supérieure correspond au schéma de la figure 15 4A. D'après la figure 40, on peut voir que la variation directe du gain de l'amplificateur 129, due à la résistance variable 130 du circuit représenté dans la figure 4B, se trouve dans la gamme de températures inférieures allant de 66°C à 133°C pour un réglage d'environ 50 # de la valeur de la résistance 130. La 20 partie correspondant à une température supérieure à 133°C correspond au reste de la gamme de réglage du bouton de contrôle. Cette courbe caractéristique a sensiblement la même allure que la courbe caractéristique dynamique du détecteur de chaleur 54 au lieu de la compenser comme c'fest le cas pour le circuit de 25 la figure 4A, cependant ceci est avantageux pour" une cuisinière électrique étant donné qu'elle permet un large réglage dans le domaine de températures allant de 66°0 à 133°C qui est le domaine le plus couramment utilisé pour la cuisine, les soupes, les sauces etc. Par contre, la courbe de gain inverse correspondant 30 au circuit de la figure 4A permet d'obtenir un changement de gain relativement rapide pour la gamme des températures plus faibles, la gamme de températures plus faibles étant comprimée alors que la gamine de. températures élevées est dilatée. La caractéristique de gain inverse tend à compenser la caractéristique 35 dynamique du détecteur 54 de façon à linéariser la réponse globale. Suivant le type de caractéristique souhaitée, on peut utiliser l'un eu l'autre des circuits de contrôle. En outre, si l'on veut bien payer le prix supplémentaire pour utiliser une résistance variable de très bonne qualité pour la résistan-40 ce fixe 132 dans la figure 4B, on peut obtenir l'un ou l'autre 72 12057 60 2132477 type de caractéristique de contrôle suivant la partie de la gamme de températures dans laquelle on souhaite réaliser un contrôle très précis de la cuisson. En plus des contrôles d'inhibition réalisés 5 sur l'amorçage des redresseurs commandés 21 et 62 par le détecteur de température et les circuits de commutation de condensateurs décrits précédemment, on peut obtenir d'autres contrôles d'inhibition en ajoutant simplement des transistors de blocage supplémentaires tels que les transistors 8$ et 81. De tels 10 transistors d'inhibition supplémentaires pourront être rendus sensibles à n'importe quel circuit de détection servant à la protection ou au contrôle. Par exemple, une surintensité due à une charge excessive pourrait être détectée par des résistances de détection appropriées de faible valeur branchées en série, 15 et le signal de surintensité pourrait être utilisé pour commander un autre transistor de blocage d'inhibition destiné à supprimer la puissance du convertisseur durant une alternance de la fréquence de ligne. De même, on peut prévoir des circuits de protection contre les surtensions, les éehauffements trop 20 importants, etc, et on peut ajouter d'autres caractéristiques de contrôle avec une augmentation de coût relativement faible. la figure 5 représente une variante simplifiée du circuit de contrôle et de détection de température destinée à être utilisée avec le circuit représenté dans la figure 25 4A à la place du circuit d'amplification et de détection d* température décrit ci-dessus. Dans la figure 5, les éléments qui sont identiques à ceux utilisés dans la figure 4A sont désignés par les mêmes références de sorte que l'on voit facilement la façon dont le circuit de contrôle et de détection de 30 température de la figure 5 s'adapte: et coopère- . avec l'appareil de chauffage représenté dans la figure 4. Pour cette raison, les éléments du circuit de puissance complet ,à droite et au dessus de la partie de circuit représentée dans la figure 5, n'ont pas été représentés. Dans la figure 5, la borne de sortie 35 de l'amplificateur 129 est reliée, par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage 170, à l'enroulement d'excitation 161 d'un relais à lames possédant des contacts 162. Le relais à lames sert de commutateur bistable à seuil sans hystérésis qui commence à ouvrir et à fermer les contacts 162 avec la fréquence 40 du dispositif de découpage des rayons infra-rouges lorsque la 72 12057 61 2132477 valeur du signal de sortie alternatif de l'amplificateur atteint le niveau d'excitation du relais. Les contacts 162 du relais sont branchés en série avec une résistance de décharge 160 aux bornes d'un condensateur 82 qui ëst lui-même relié, 5 par l'intermédiaire d'une résistance de charge 74, au point milieu de deux résistances 75 et 76 formant un diviseur de tension et. branchées entre les bornes d'alimentation 15 et 16. Le point commun du condensateur 82 et de la résistance de décharge 160 est relié à la base du premier transistor de blo-10 c;age 73. Dans le montage ci-dessus, lorsque les contacts 162 sont maintenus ouverts, le condensateur 82 se charge par l'intermédiaire du circuit de charge 75, 76 et 74 qui maintient le premier transistor de blocage 73 conducteur, 15 maintenant ainsi le redresseur commandé 7-2 bloqué et permettant l'application de tensions de commande sur les électrodes de commande des redresseurs commandés 21 et 62. Lorsque la température de consigne, déterminée par le réglage de la résistance d'ajustement du gain 132 (et/ou 130) a été atteinte par le 20 récipient chauffé induetivement, le signal d'excitation fourni à l'enroulement 161 par la sortie de l'amplificateur alternatif 129 possède une amplitude suffisante pour fermer les contacts 162. Ceci provoque une décharge rapide du condensateur 82 et le blocage du premier transistor de blocage 73. Après quoi, le 25 redresseur commandé 72 est de nouveau rendu conducteur par la tension de commande positive appliquée sur son électrode de commande par l'intermédiaire de la résistance 71 de sorte qu'il interdit de nouveau l'amorçage des redresseurs commandés 21 et 62 Lorsque le signal amplifié atteint la valeur 30 d'excitation de la bobine 161 du relais, le relais est successivement excité et désexcité, ouvrant et fermant le contact de commutation 162. Dans ce cas, chaque fermeture du contact décharge le condensateur 82. Une fermeture du contact est suffisante pour bloquer le convertisseur. La fermeture du con-35 tact 162 s'effectue à une fréquence rapide par rapport à la constante de temps de charge du condensateur 82 de sorte que le condensateur reste presque totalement déchargé tant que le relais oscille entre sa position fermée et sa position ouverte. Suivant la fréquence de découpage des rayons infra-rouges, le relais 40 ouvre et ferme les contacts 162 une fois~par alternance. Cette 72 12057 62 2132477 fréquence peut être de l'ordre de 30 Hz si les rayons infrarouges sont découpés avec une fréquence de 15 Hz. Durant chaque alternance du signal alternatif, indiouant la température fourni par l'amplificateur 129 et envoyé à la bobine 161, 5 le contact est fermé si la tension appliquée est suffisamment importante, et est de nouveau ouvert avant la fin de l'alternance. Cependant, si la tension amplifiée qui est appliquée à l'enroulement 161 devient légèrement inférieure au niveau de fermeture, le contact 162 n'est pas activé lors de l'alternance 10 suivante du signal alternatif indiquant la température. Il n'est pas nécessaire que l'action de découpage du relais soit en synchronisme avec la tension de ligne d'alimentation, bien que ce type de fonctionnement synchrona. soit utilisable. Ce fonctionnement est du type tout ou rien et l'hystérésis est très faible 15 et il n'y aucune tension de polarisation continue sur l'enroulement 161 du relais pour créér une condition d'hystérésis, de sorte que l'on peut obtenir un niveau de seuil précis pour contrôler le fonctionnement des contacts 162. Le circuit représenté dans la figure 5 20 présente différents avantages de fonctionnement par rapport au circuit représenté dans la figure 4. Dans la figure 5, le redresseur doubleur de tension, constitué par deux diodes, est éliminé en même temps que le .filtre se trouvant entre la sortie de l'amplificateur alternatif et le commutateur bistable. Par 25 conséquent, la constante de temps du filtre nécessaire pour lisser le signal de sortie du redresseur doubleur de tension est éliminée. Le fonctionnement en tout ou rien provoque la commutation du convertisseur sur une gamme très étroite âa cadran de réglage de température, ce qui permet d'obtenir une réponse 30 rapide et précise au réglage réalisé par l'opérateur. De même, r ' P~ les délais lors du démarrage,qui sont dûs à une charge transitoire du circuit détecteur,sont éliminés. Il n'est plus nécessaire d'utiliser le second amplificateur opérationnel 138 branché comme un commutateur bistable ainsi que les résistances et les 35 potentiomètres qui y sont associés, et la seconde source d'alimentation n'est plus nécessaire pour isoler le circuit bistable de l'amplificateur. Ainsi, il est possible de réduire le nombre de composants et de simplifier le circuit. Il est souhaitable que les contacts 162 40 présentent une faible impédance de façon à obtenir une décharge 72 12057 63 2132477 rapide du condensateur 82 et à éviter le développement d'une faible tension de polarisation aux bornes du condensateur 82, ce qui pourrait déclencher le convertisseur toutes les alternances et faire apparaitre un mauvais fonctionnement du redres-5 seur commandé du convertisseur. Une autre caractéristique de ce circuit est que le relais 161-162 sert à contrôler le transfert entre le niveau de tension continu moyen de l'amplificateur opérationnel et celui du conducteur négatif 16, et est très efficace pour préserver la stabilité interne. Etant donné que 10 l'énergie utilisée pour commander le relais vient directement de la sortie de l'amplificateur opérationnel et présente une forte réjection en mode commun vis-à-vis des variations de la tension d'alimentation, le circuit peut être commandé à partir ;lu conducteur positif 15, si on le désire, grâce à l'isolement 15 créé par le relais 161-162. Le circuit de la figure 5 présente un inconvénient qui est que le relais doit vibrer à la fréquence à laquelle les rayons infrà-rouges sont découpés lorsqu'il maintient le convertisseur bloqué. Cependant, on peut trouver dans le commerce des relais à lames qui peuvent être commandés 20 plusieurs millions de fois, en particulier si les contacts n'ont à supporter que de faibles courants. Ces relais à lames, disponibles dans le commerce ont une durée moyenne de vie de mille heures à une fréquence de 60 Hz et avec des courants nominaux plus importants que ceux qui doivent apparaitre dans le 25 circuit de la figure 5. Ainsi, mille heures de durée de vie représentent environ plusieurs milliers d'heures de temps de cuisson de sorte que cet inconvénient n'a guère d'importance. Le faible bruit créé par le relais peut facilement être amorti et rendu inaudible. Finalement, on suppose que l'impédance de 30 l'enroulement 161 et la puissance nécessaire pour commander le relais sont compatibles avec la valeur du gain et de la puissance de l'amplificateur 129. La figure 6 est un schéma d'une variante d'un circuit convertisseur et d'un circuit de contrôle de la 35 puissance d'entrée qui ne nécessite aucun redressement de la tension de ligne avant le contrôle de la commutation au point zéro. Il en résulte que le courant de ligne alternatif peut être maintenu sous une forme plus sinusoïdale au lieu de lui imposer une période de retard, comme déterminé par le temps 40 d'amorçage du dispositif de commutation au point zéro suivi 72 12057 64 2132477 d'une montée rapide pour rejoindre la tension de ligne après chaque passage par zéro. Dans le montage de la figure 6, on peut éliminer l'interférence électro-magnétique ou 1'échauffement du condensateur C^ par suite de cette montée rapide, sans avoir à 5 utiliser un circuit de filtrage et de redressage, ce qui permet de réduire le coût. On prévoit un petit filtre à haute-fréquence, représenté par 205 et 206, pour empêcher les composantes haute -fréquence de se propager dans l'alimentation alternative. Cependant, le filtre 205, 206 ne sert qu'aux hautes-fréquences et 10 n'a pas à supporter une composante continue de sorte que la bobine peut être bobinée sur des noyaux de ferrite, et que le filtre peut être relativement petit et peu coûteux. le circuit inverseur possède aussi un facteur de puissance proche de l'unité pour la ligne de puissance à laquelle il est relié, pour toutes 15 les valeurs de charge. Le circuit nécessite quatre diodes redres-seuses 201-204, à faible temps de recouvrement, branchées en pont pour fournir une tension unidirectionnelle au redresseur commandé 17 du convertisseur. Une caractéristique du circuit est que les diodes servent à la fois de trajet pour le courant inver-20 se provenant de la combinaison LC pour la commutation du convertisseur, et à redresser la tension de ligne transmise au redresseur commandé 17. Par conséquent, le coût est abaissé et .le circuit est simplifié en éliminant la diode de réaction, à faible temps de recouvrement, qui serait nécessaire autrement. 25 L'application et la supression de la puissance fournie au convertisseur sont réalisé® par l'intermédiaire d'un dispositif conducteur bidirectionnel, par exemple un triac 207, qui est contrôlé par un commutateur 22 se déclenchant au point zéro et un triac 23 qui maintient un signal sur 1'électrode de commande 30 cLu triac 207 durant chaque alternance de conduction. Le commutateur 22 peut avoir la même constitution que le dispositif de commutation au point zéro représenté dans les figures 1 et 4, ou dans une variante peut être constitué par un dispositif de contrôle commutant au point zéro qui est disponible dans le commerce 35 et dont la constitution est classique, suivant la façon dont le signal de déclenchement est appliqué au redresseur commandé 17 au démarrage. Les impulsions de commande fournies au redresseur commandé 17 peuvent provenir d'un circuit de commande identique à celui représenté dans la figure 4. Sous les autres rapports 40 le convertisseur fonctionne de façon similaire à celle quia été 72 12057 65 2132477 décrite en se référant aux'figures 1-4 et il n'est pas nécessaire de le décrire de nouveau. Les figures 8, 8A et 9 représentent différentes variantes du circuit convertisseur lorsque l'on souhaite 5 obtenir une puissance de sortie plus forte. Les circuits représentés dans les figures 8 et 9 sont conçus pour être utiliser lorsque l'on souhaite sensiblement doubler la puissance et par conséquent doubler la capacité de chauffage du circuit. Par conséquent, les circuits représentés dans les figures 8 et 9 •10 sont conçus pour être utiliser avec des sources d'alimentation alternatives de 220 V est capable de fournir de 15 à 30 ampères à 60 Hz. Dans la figure 8, on voit que deux circuits convertisseurs, semblables à ceux représentés dans les figures 2 et 7, sont branchés en série de façon symétrique entre les bornes de 15 sortie d'un redresseur à deux alternances (non représenté) qui est conçu .pour fonctionner avec la tension plus élevée de la source d'alimentation. Dans ce montage, les références des éléments correspondants des circuits sont identiques mis à part que celles correspondants aux éléments d'un dès circuits 20 sont affectées d'un signe prime. Dans la figure 8, les deux condensateurs de filtrage C2 et C'2 sont branchés en série entre les bornes d'alimentation 15 à 16 à la droite du redresseur commandé 21. Les deux bobines de filtrage L2 et l'2 sont branchées en série et leur poirt'eàmEian 6*t Zëïïé directement au point commun 25 des deux condensateurs de filtrage C2 et 0'2« Dans ce montage, le circuit de commande est conçu de façon à déclencher simultanément les deux redresseurs commandes 17 et 17' de sorte que les convertisseurs fonctionnent en synchronisme pour fournir des courants de chauffage par induction à haute-fréquence circulant 30 dans les bobines de commutation L^ et L'^. Dans ce montage, les deux bobines L^ et L'^ sont utilisées pour chauffer induetivement un ustensile à fond métallique et sont disposées en deux couches, comme représenté dans la figure 8A. Les bobines L^ et L'^ sont ainsi fortement couplées entre elles et forment avec les conden-35 sateurs un circuit résonant doublement accordé possédant un mode à faible fréquence qui correspond à la fréquence de commutation. Grâce à l'amorçage simultané des redresseurs commandés 17 et 17" les courants de commutation sont en phase, en correspondance avec ce mode à faible fréquence. Grâce au fort couplage, le 40 mode de fréquence supérieurs du circuit doublement accordé est 72 12057 66 2132477 très supérieur à la fréquence de résonance propre des éléments X-j et et n'apparaît pas"3arsde l'amorçage simultané, la fréquence de découpage est rendue inférieure à la fréquence de commutation, comme on l'a vu ci-dessus en se référant à la 5 figure 7 par exemple. La figure 9 représente une variante du circuit représenté dans la figure 8, ce circuit comportant une bobine de lissage et L'^ et des condensateurs de lissage et C1^ qui sont respectivement branchés aux bornes des 10 condensateurs de commutation et C'^. En outre, les bobines de filtrage L2 et L'2 ont été supprimées de la branche intérieure des convertisseurs combinés et ont été branchées dans les conducteurs d'alimentation extérieurs 15 et 16. Le point de jonction des condensateurs de filtrage C2 et est relié di-15 reotement au conducteur commun intérieur qui correspond au point de jonction des redresseurs commandés 17 et 17', des diodes de réaction 18 et 18', des condensateurs de commutation et C'-j et des bobines de lissage L^ et L'^. Dans ce montage, la puissance de sortie est dérivée à partir des bo— 20 bines de lissage L^ et L'^ qui sont de nouveau réalisées de la façon représentée dans la figure 8A, et les redresseurs commandés 17 et 17' des convertisseurs sont de nouveau déclenchés simultanément de sorte que les deux circuits fonctionnent en synchronisme pour exciter séparément les deux bobines de 25 lissage L^, L^ pour fournir le champ électro-magnétique souhaité. La figure 10 est un schéma d'une autre variante d'un appareil de chauffage, par induction suivant l'invention. Dans la figure 10, on peut voir que la bobine de commutation L^ (qui sert aussi à chauffer le récipient à fond 30 métallique 51) est branchée,en série avec le condensateur de commutation et le redresseur commandé 17,aux bornes d'un condensateur de filtrage C2> Une petite bobine de lissage L^_ à noyau de ferrite est branchée en parallèle sur le condensateur de commutation et une diode de réaction 18, en série avec 35 l'enroulement primaire à spire unique d'un petit transformateur de couplage 171 à noyau de ferrite, est branchée en parallèle sur le redresseur commandé 17. Un circuit d'arrêt du taux d'accroissement de la tension directe, constitué par la résistance 109 et le condensateur 111 branches en série, est branché 40 aux bornes du redresseur commandé 17. La tension d'excitation - 72 12057 67 2132477 unidirectionnelle de forte valeur, redressée à deux alternances est filtrée, qui est fournie au convertisseur ainsi constitué provient d'un redresseur à deux alternances 14 par l'intermédiaire d'un redresseur commandé 21 à contrôle de diase. Une 5 bobine de filtrage est branchée dans la ligne d'alimentation alternative arrivant au redresseur à deux alternances 14 pour assurer une charge efficace du condensateur de"filtrage C^ avec une vitesse qui maintient le courant maximal de charge et la variation du courant de charge dans le temps (di/dt) aux bornes -]0 du redresseur commandé 17 à des valeurs correspondant aux valeurs nominales du redresseur cofflmandé. la bobine de filtrage L0 est placée du côté alternatif du redresseur à "deux alternances 14 de façon à pouvoir utiliser une petite bobine et à éviter les problèmes de saturation du noyau dûs à la composante 15 continue du courant existant du côté de sortie du redresseur à deux alternances 14. le convertisseur, lorsqu'il est commandé par le redresseur commandé 21 à contrôle de phase, fonctionne d'une façon identique à celle qui a été décrite en se référant aux figures 1-7. Cependant, il existe certaines différences dans 20 la façon de contrôler la puissance de sortie du convertisseur représenté dans la figure 10, du fait que l'on utilise une source de signaux de commande de fréquence constante pour commander le convertisseur, ce qui le fait fonctionner à une fréquence constante tandis que Incontrôlé la phase 25 de la tension d'excitation continue du convertisseur aux bornes du condensateur 0^, ce qui permet de contrôler la puissance de sortie du circuit et de ce fait la quantité de chaleur fournie par la bobine de chauffage par induction 1^. Pour faire fonctionner le circuit de la 30 figure 10, un interrupteur 172 est fermé à la fermeture du disjoncteur 13 pour alimenter le redresseur à deux alternances 14. La fermeture de l'interrupteur 172 applique une tension d'excitation, par l'intermédiaire de la résistance de chute.de tension 173 et d'une diode Zener 180, aux bornes d'un condensa-35 teur de filtrage 174 qui est utilisé pour alimenter un générateur de signaux de commande à fréquence constante. Ce générateur de signaux de commande est constitué par un transistor unijonction complémentaire 175 dont la base B^ est reliée en série avec une bobine de charge 176 et dont la base est reliée à une 40 résistance 177, l'ensemble de ce circuit série étant branché 72 12057 68 2132477 aux bornes du condensateur 174. Un second condensateur 178 et une résistance 179 sont branchés en série aux bornes du condensateur 174, l'électrode de commande du transistor unijonction complémentaire 175 étant reliée à leur point commun, le circuit 5 de commande est complété par un transistor PNP 181 dont l'émetteur est relié, par l'intermédiaire d'une résistance"de'limitation 182, à l'extrémité de la bobine de charge 176 du côté opposé à la base du transistor unijonction complémentaire 175 et dont la base est reliée à la base du transistor unijonction -jO complémentaire 175. le collecteur du transistor 181 est relié au point commun de l'électrode de commande du redresseur commandé 17 et âe la résistance 190. Une diode de blocage 183 est branchée entre l'électrode de commande du redresseur commandé 17 et la borne d'alimentation négative 16 à laquelle la cathode 15 du redresseur commandé 17 est directement reliée pour bloquer les pointes de tension inverse à la tension de la borne négative 16. lors du fonctionnement, ce circuit de comman de fournit une impulsion de commande négative raide aux bornes 20 de la bobine 176 qui est directement reliée au transistor PITP181 pour fournir un signal de commande de valeur élevée. De ce fait, une impulsion de commande positive de forme carrée apparaît aux bornes d'une résistance de valeur relativement faible, de l'ordre de 20 ohms, branchée dans le circuit émetteur-collecteur 25 du transistor PNP 181. Ce circuit de commande fournit des impulsions positives dont l'amplitude va de 2 à 20 V pour des tensions d'alimentation possédant approximativement la même valeur qui apparaissent aux bornes du condensateur de filtrage 174 Des impulsions sont produites avec une fréquence de sortie pra-30 tiquement constante en n'importe quel point de la gamme de fréquence de 12 à 30 kHz, comme déterminé principalement par la constante de temps du condensateur 178 et de la résistance 179, et possèdent des temps de montée extrêmement faible de façon à assurer un déclenchement rapide du redresseur commandé 17. Ces 55 impulsions de fréquence constante sont appliquées de façon continue sur le redresseur commandé 17, que le convertisseur soit ou non en fonctionnement par suite de l'amorçage du redresseur .commandé 21. Afin de contrôler l'amorçage du redresseur 40 commandé 21, on utilise un circuit de cadenee comportant un 72 12057 69 2132477 transistor unijonction 185. le transistor unijonction 185 est branché aux bornes du redresseur commandé 21 par l'intermédiaire de résistances de limitation de courant 186 et 187 et d'une résistance de limitation 188. Une diode Zener 189 limite la 5 valeur de la tension appliquée aux bornes du transistor unijonction 185 et des résistances 186 et 187 branchées en série, le point commun de la résistance 187 et de la base du transistor unijonction 185 est relié directement à l'électrode de commande du redresseur commandé 21 pour provoquer son amorçage 10 lorsque le transistor unijonction 185 est rendu conducteur. Pour rendre le transistor unijonction 185 conducteur, un condensateur de charge 201 est branché en série avec un transistor à effet de champ 202, servant de source de courant constant,aux bornes de la diode Zener 189. la source 15 de courant constant comporte un transistor à effet de champ 202 et une résistance variable 203 branchés en série pour contrôler la vitesse de charge du condensateur de charge 201 et de ce fait l'instant de conduction du transistor unijonction 185. le drain du transiétor à effet de champ 202 est relié au point milieu 20 d'une résistance variable 204- recevant à ses bornes la tension provenant d'un condensateur de lissage 205 et d'une diode 206 alimentée par l'enroulement secondaire du transformateur 171. En supposant une charge normale du circuit, le courant de réaction traversant la diode de réaction 18 est transformé entre 25 le primaire et le secondaire du transformateur de courant 171, redressé par la diode 206 et apparaît aux bornes du potentiomètre 104 sous la forme d'une tension sensiblement continue qui détermine la valeur du courant constant traversant le transistor à effet de champ 202. le réglage de la résistance variable 30 203 règle ou ajuste la période de charge au repos t^ ch* condensateur 201, et par conséquent le moment où se déclenche le transistor unijonction 185. lors du déclenchement et de la conduction du transistor unijonction 185, une impulsion de commande de polarité positive est fournie directement à l'électrode de 35 commande du redresseur commandé 21 afin de le rendre conducteur. Ceci peut apparaître en un point quelconque, entre zéro et 7T , de la tension d'alimentation redressée à deux alternances et permet de contrôler la phase de la tension d'excitation fournie au convertisseur. 40 Dans un convertisseur normal comportant une 72 12057 70 2132477 diode de réaction, le courant inverse renvoyé dans la diode 18 est sensiblement égal au courant direct traversant le redresseur commandé 17 lorsque le convertisseur n'est pas charge. En fait, l'amplitude du courant de la diode de réaction varie 5 en fonction inverse de la puissance prélevée du convertisseur. Etant donné que dans le circuit de la figure 10 le courant de pointe traversant la diode de réaction est échantillonné, redressé et filtré pour fournir une tension de contrôle continu^ cette tension peut être renvoyée pour agir sur la phase de 10 l'amorçage du redresseur commandé 21 afin de réduire la puissance de sortie fournie par le convertisseur. Il en résulte que le circuit fonctionne de façon à maintenir le courant de la diode à une valeur sensiblement constante pour toutes les conditions de charge du circuit. Par conséquent, on peut utiliser 15 une diode possédant des caractéristiques di/dt et dv/dt de valeur faible dans le circuit de la figure 10. En outre, la tension très importante qui apparaîtrait autrement aux bornes du condensateur de commutation pour une charge nulle est maintenue faible, et les pertes dans des conditions de charge 20 nulle sont minimisées. En outre, les caractéristiques dv/dt et di/dt du redresseur commandé 17 ont moins d'importance. Dans une variante, on obtient des caractéristiques et des avantages semblables si le courant direct dans le redresseur commandé 17 est échantillonné et renvoyé d'une façon similaire au redresseur 25 commandé 21 . En plus des caractéristiques mentionnées ci-dessus, le circuit de la figure 10 possède une caractéristique de sécurité qui est importante dans le cas où le bouton de contrôle de puissance est tour&é dans une position correspondant 30 à une puissance de sortie maximale ( c ' esb-à-dire que la résistance 203 est réglée à une valeur minimale ) et que la bobine de commutation n'est pas chargée (lorsqu'il n'y a pas d'ustensile sur la bobine de commutation). En outre il arrive que la ménagère mette l'appareil en route en tournant le bouton de 35 contrôle de puissance (et par conséquence la résistance 203) à un réglage maximal sans qu'il y ait de charge (c'est-à-dire sans qu'il y ait d'ustensile sur la bobine ). Au moment de la mise en marche, dans les conditions- mentionnées ci-dessus, étant donné les retards inhérents au circuit aucune tension de réae-40 tion n'est renvoyée au transistor à effet de champ 202, et 72 12057 71 2132477 momentanément le convertisseur non chargé présente une impédance très faible .aux bornes du condensateur de filtrage Dans ces conditions, un courant de ligne très important circule et fait apparaître un amorçage erroné du redresseur commandé 17 5 et/ou provoque l'ouverture du disjoncteur 13. Pour éviter l'amorçage erroné mentionné ci-dessus, le circuit de la figure 10 comporte une cellule photo-conductrice 211 et une lampe à filament 212 pour assurer un démarrage progressif à partir d'une puissance faible jusqu'à 10 une puissance élevée même lorsque le réglage de la résistance 203 est dans sa position maximale. la cellule photo-conductrice 211 est branchée en série avec la résistance de contrôle de puissance 203 et le transistor à effet de champ 202. lorsque l'interrupteur 172 est fermé, la résistance de la cellule pho-15 to-conductrice est d'abord très élevée et seule une faible valeur de courant traverse le condensateur de charge 201. Cependant, lorqu'il n'y a pas de charge le courant de la diode de réaction est relativement important et une tension de réaction apparaît sur la porte du transistor à effet de champ 202.1ors-20 que la brillance de la lampe 202 augmente, la résistance de la cellule photo-conductrice 212 décroît pour fournir une tension de charge plus importante au condensateur de charge 201. Cependant, le signal de réaction transmis au transistor à effet de champ 202 augmente aussi de façon proportionnelle et limite 25 le signal d'entrée du condensateur de charge 201.lorsque la lampe atteint sa brillance maximale, comme déterminé par.'la constante de temps RC du circuit dont elle fait partie, la résistance de la cellule photo-conductrice devient très faible et le dispositif n'intervient plus dans le contrôle du circuit 30 d'amorçage et par conséquent du convertisseur. En outre, si la tension de ligne alternative tombe à une valeur très faible, la lampè"212 s'éteint et réduit la puissance d'entrée du convertisseur proportionnellement plus rapidement que si la tension d'entrée elle-même était réduite. 35 la façon dont le circuit de la figure 10 fonctionne pour réduire automatiquement la puissance de sortie lors de la détection d'une -charge nulle, comme décrit ci-dessus, apparaît en se référant à la figure 7B. Dans la figure 7B, on peut voir que dans des conditions de charge normale, le courant 40 direct traversant le redresseur commandé 17, représenté par la 72 12057 72 2132477 courbe en trait plein durant l'Intervalle et le courant inverse traversant la diode de réaction 18, durant l'intervalle t-jjj, sont sensiblement égaux. Cependant, lorsque la charge est nulle pour un réglage de puissance maximale, comme décrit ci-5 dessus, le courant inverse traversant la diode de réaction 18 augmente durant l'intervalle t^ de la façon représentée par les courbes en pointillé. Le circuit de contrôle de réaction comportant le transistor à effet de champ 202 détecte cette augmentation du courant de la diode de réaction et règle le 10 courant de charge fourni au condensateur de charge 201 de façon à retarder la phase de l'amorçage du redresseur commandé 21 d'une période suffisante pour ramener le courant inverse à une valeur sensiblement égale à celle du courant qui passe dans le sens direct à travers le redresseur commandé 17. 15 Bien que le circuit de la figure 10 ne comporte pas de circuit de contrôle de température, il est évident que l'on peut y inclure un détecteur de température au voisinage de la bobine de chauffage ou de l'ustensile à fond métallique ou de tout autre objet chauffé afin de maintenir une 20 température constante ou d'arrêter le circuit lorsqu'une température déterminée est atteinte. Ceci peut être réalisé' à l'aide d'un pont de redresseurs commandés ou de tout autre circuit de détection de température similaire à ceux représentés dans les figures 4 et 5, pour fournir une tension d'erreur destinée à 25 contrôler le courant de charge passant à travers le transistor à effet de champ 202, afin d'établir un contrôle proportionnel. On peut aussi prévoir un circuit de contrôle de suréchauffement en amorçant un petit redresseur commandé à un niveau de tension prédéterminée correspondant à la température maximale permise, 30 pour bloquer le circuit d'amorçage du redresseur commandé 21 par exemple. 5n comparant le circuit de la figure 10 et celui de la figure 4, on remarquera que dans le circuit de la figure 4 la puissance de sortie est contrôlée dans une large 35 garnie en faisant varier la fréquence de fonctionnement ou la valeur des condensateurs de commutation (ou les deux) du convertisseur (c'est-à-dire en faisant varier la fréquence de découpage du convertisseur et/ou en faisant varier la valeur des condensateurs de commutation pour augmenter ou diminuer la fréquence de 40 production de puissance pour une fréquence de découpage donnée). 72 12057 73 2132477 i Dans le circuit de la figure 10, la fréquence de découpage est maintenue constante, et la puissance de sortie fournie par le circuit est modifiée en contrôlant la phase du point d'amorçage du redresseur commandé 21. En faisant varier l'angle de phase 5 (appelle quelques fois angle de retard) pour lequel! le redresseur commandé 21 est rendu conducteur entre 0° et 7rc, on peut faire varier la puissance de sortie fournie par le convertisseur à fréquence constante. Dans ce circuit aussi,pour obtenir une plus large gamme de variation delà puissance, on peut faire va-10 rier la valeur des condensateurs de commutation ou faire varier la fréquence de production de puissance pour un angle d'amorçage donné du redresseur commandé 21. De. .même, la fréquence du circuit de commande peut être modifiée pour obtenir un contrôle de puissance en même temps qu'un contrôle de la phase de la puissance. 15 On peut aussi commander le circuit représen té dans la figure 10 en utilisant un autre branchement des composants de puissance 1^, , C2, I4 comme représentés dans la figure 10A, qui réduit fortement le courant HP du convertisseur qui doit traverser le condensateur électrolytique Ce 20 circuit modifié est branché entre le conducteur 16 et les points AB, aucun autre changement, n'étant nécessaire dans le circuit de contrôle, le fonctionnement et le principe de la figure 10 r e s t ent inchangé s. la figure 11 représente encore une autre 25 forme de réalisation de l'appareil de chauffage par induction suivant la présente invention, cet appareil comportant un circuit convertisseur commuté par un condensateur série et comprenant une bobine de commutation 1^ et un condensateur de commutation 0^ branchés en série, un redresseur commandé 17 et une diode de 30 réaction 18 excités, par l'intermédiaire d'une bobine L2, par un circuit redresseur à deux alternances 14 shunté par un condensateur de filtrage C2 72 12057 74 2132477 Les impulsions de déclenchement sont fournies à l'électrode de commande du redresseur commandé 17 par un transistor haute-tension à courant constant 21 qui est alimenté directement entre les bornes d'alimentation 15 et 16 par 5 l'intermédiaire de résistances de charge 222 et 223. L'électrode de commande du redresseur commandé 17 est reliée au point commun des résistances de charge 222 et 223. Si on le désire, pour établir un isolement en continu entre le circuit de déclenchement et le redresseur 10 commandé 17, l'enroulement primaire d'un transformateur d'impulsions peut être branché en parallèle sur la résistance 223, l'enroulement secondaire étant branché entre l'électrode de commande du redresseur commandé 17 et la borne 16. Le transistor de déclenchement 221 est rendu conducteur par un interrup-15 teur unidirectionnel au silicium 224 qui applique une impulsion de déclenchement à montée'rapide et de valeur constante-entre la base et l'émetteur du transistor 221 lorsque la charge d'un condensateur de charge 225 atteint la valeur de seuil de l'interrupteur unidirectionnel au silicium 224. Le transistor 2o 221 agit comme un amplificateur de puissance pour fournir aux résistances de charge 222 et 223 une impulsion de courant plus importante que celle qui est produite par la décharge du condensateur dans l'interrupteur unidirectionnel au silicium 224. le condensateur de charge 225 est à son tour chargé par une 25 source de courant constant constituée par un transistor à effet de champ 226 et une résistance de réaction réglable 227 branchée de façon à fournir un courant de charge linéaire sensiblement constant au condensateur de charge 225. Le transistor à effet de champ 226 est 30 alimenté par une résistance 228 branchée dans le circuit émetteur-collecteur d'un transistor NPN 229, la résistance 228 et le transistor 229 qui sont en série sont branchés entre les bornes d'alimentation 15A et 16. La base du transistor 229 est reliée au point commun d'une résistance 231 et d'une diode 35 Zener 232 branchées en série entre la borne 16 et l'anode du redresseur commandé 17. En plus dè la connexion de réaction réalisée aux bornes de la résistance de réaction 227, la porte du transistor à effet de champ. 226 est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance de limitation 223, à l'émetteur d'un transis-40 tor PNP 234 dont le collecteur est relié à la borne 72 12057 75 2132477 d'alimentation 16 et dont la base est reliée à une prise Ta- .. riable de la résistance d'alimentation continue 228. Sn faisant varier la position de la prise de la résistance d'alimentation continue 228, on peut faire Tarier le courant de charge fourni 5 au condensateur de charge 225, par l'intermédiaire du transistor à effet de champ 226, afin de faire varier la fréquence des impulsions de déclenchement fournie par l'interrupteur unidirectionnel au silicium 224 et le transistor de puissance 221. Ceci fait aussi varier la fréquence d'amorçage du 10 redresseur commandé 17, ce qui fait varier la puissance de sortie du convertisseur de la façon précédemment décrite en se référant à la figure 7. Comme on l'a vu ci-dessus, il peut arriver que la maîtresse de maison enlève la casserole 51 de la bobine 15 de chauffage tout en laissant le réglage de puissance de la résistance variable 228 sur sa position maximale. Dans de telles conditions, le courant de réaction traversant la diode de réaction 18 augmente de façon importante de la façon représentée par la courbe en pointillé dans la figure 7B. Cette 20 augmentation du courant de réaction dans la diode 18 lors du blocage de celle-ci fait apparaitre une augmentation importante du taux d'accroissement de la tension directe réappliquée aux bornes du redresseur commandé 17 et qui apparaîtra aux bornes du circuit d'arrêt branché en parallèle et constitué 25 par la résistance 109 et le condensateur 111 branchés en série. Pour détecter ce taux d'accroissement de la tension directe, on branche un redresseur 241 et une résistance de charge 242 aux bornes de la résistance d'arrêt 109, et la tension redressée résultante est différentiée dans un circuit différentiateur 30 constitué par un condensateur 245 et une résistance 244 , la tension de sortie différentiée étant appliquée à la base du transistor KPN 245. l'émetteur du transistor HPE 245 est relié directement à la borne négative 16 et son collecteur est relié, par l'intermédiaire d'une diode de blocage 246 et de la résis-35 tance de limitation 233, à la porte du transistor effet de champ 226. Par conséquent, lorsqu'un taux d'accroissement important de la tension directe, dû à une valeur importe de , apparaît aux bornes de la résistance d'arrêt 109, elle est redressée, différentiée et appliquée au transistor ITPN 245 pour 40 shunter la porte du transistor à effet de champ 226 vers la 72 12057 76 2132477 tension de la borne d'alimentation négative 16, réduisant ainsi, d'une quantité proportionnelle au taux d'accroissement, le courant traversant le transistor à effet de champ 226 de façon à faire diminuer la vitesse de charge du condensateur 225. 5 Par suite de la .diminution de la vitesse de charge du condensateur 225, la fréquence des impulsions d'amorçage par l'interrupteur unidirectionnel au silicium 224 et le transistor de puissance NPN 221 est réduite jusqu'à ce que la valeur du taux d'accroissement et de ait été réduite à une valeur donnée 10 déterminée par le réglage de la résistance variable 242. Ainsi, le circuit détecte automatiquement l'enlèvement de l'ustensile 21 dans une condition de pleine puissance et diminue automatiquement la fréquence de production de la puissance de sortie fournie par le convertisseur lors de la détection de cette 15 condition. Il en résulte que la puissance d'entrée du convertisseur pour une charge nulle est réduite de façon importante à une valeur inférieure aux pertes au repos sans charge en l'absence d'un contrôle du taux d'accroissement de la tension directe à la fréquence du convertisseur. La valeur du courant de 20 commutation 1^ et des tensions Yp et VC1 est aussi réduite. L'accroissement de tension qui est appliqué sur la base du transistor 245 est proportionnel non seulement au taux d'accroissement de la tension jusqu'au niveau V^-j aux bornes de la diode 18 larsqu'elle se bloque, mais est aussi 25 proportionnel à l'amplitude de la tension . Il en résulte que la réaction de l'accroissement de tension pour modifier la fréquence de découpage agit aussi pour réguler la puissance produite à 1'encontre des variations de la tension d'alimentation E. Dans la description de la figure 7 on a vu que pour une 30 charge donnée et Vj, sont dans une relation fixe, et que Yj, est directement proportionnel à la tension de ligne E. Ainsi, pour une charge donnée, Y^ varie. avec la tension d'alimentation. Le circuit change la fréquence de découpage de la même manière que si la charge était modifiée pour maintenir 35 constant et par conséquent pour maintenir constants V,-, et la X puissance fournie à la charge. Cette caractéristique est très importante puisqu'elle maintient constante la chaleur produite dans un ustensile de dimensions données, à 1'encontre des larges variations de la tension d'alimentation. 40 En plus du contrôle décrit ci-dessus, le 72 12057 77 2132477 circuit de la figure 11 permet de contrôler la température de la casserole 51 ou de tout autre dispositif sensible à la température qui possède un coefficient de température négatif, qui est disposé au voisinage de la casserole 51 pour détecter sa 5 température. Dans la figure 11, la thermistance sensible à la température est désignée par la référence 251, sa position n'étant représentée qu'à titre d'exemple étant bien entendu qu'elle peut être en contact physique avec la casserole 51 pour détecter sa température. Une des bornes de la thermistance 51 10 est reliée au point commun de la diode Zener 52 et de la résistance de chute de tension 253 qui sont branchées en série entre les bornes d'alimentation 15 et 16. Un condensateur de lissage 254 est branché aux bornes de la diode Zener 252 pour stabiliser la tension d'excitation de faible valeur fournie à la thermis-15 tance 251. l'autre borne de la thermistance 251 est branchée en série avec une résistance de chute de tension 255 et est reliée à la borne d'alimentation négative 16 et le point commun de la thermistance 251 et de la résistance 255 est relié, par l'intermédiaire d'une résistance de limitation 256, à l'électrode de 20 commande d'un petit redresseur commandé d'inhibition 257. le dispositif d'inhibition 257 est branché aux bornes de la diode Zener 232 qui alimente la base du transistor 229 dont l'émetteur est relié à la borne 16 et alimente le transistor à effet de champ 226 et le condensateur de cadence 225. On remarquera 25 que lorsque le redresseur commandé 257 devient conducteur, il court-circuite la diode Zener 232 et évite le développement et l'application de la tension d'excitation du transistor à effet de champ 226 et du condensateur de charge 225, évitant ainsi toute autre apparition des impulsions de commande destinées à l'élec-30 trode de commande du redresseur commandé 17. la valeur de la tension continue aux bornes du redresseur commandé 257 ne peut pas dépasser la tension aux bornes de la diode Zener 232 et lorsque le convertisseur est bloqué la tension alimentant la diode Zener diminue dans un rapport d'environ 4/1. En utilisant 35 une résistance 231 de forte valeur, le courant traversant le redresseur commandé 257 diminue jusqu'à un niveau voisin de son courant de maintien et le redresseur commandé se bloque lorsque la tension appliquée sur son électrode de commande diminue. Ainsi, le redresseur commandé 257 fonctionne dans un mode de courant 40 faible comme un amplificateur à très fort gain, de sorte qu'il 72 12057 78 2132477 } j peut être "bloqué même en présence d'une tension continue entre son anode et sa.cathode, lorsque la température détectée devient inférieure à la valeur réglée par la résistance 255. A la place du redresseur commandé 257 on peut aussi utiliser un relais 5 excité par la tension apparaissant aux bornes de la résistance 255. Un interrupteur 258 est prévu pour amorcer le redresseur commandé 257 au gré de l'opérateur. Cependant, habituellement l'interrupteur 258 est maintenu dans sa position ouverte, comme représenté dans la figure 11. 10 Lorsque la casserole 51 est froide et que de la puissance doit être fournie par le convertisseur, la ther-.mistance 251 est aussi froide. Etant donné son coefficient négatif de température, la thermistance 251 présente une valeur de résistance relativement importante de sorte que le point 15 commun de la thermistance 251 et de la résistance 255 est à une valeur sensiblement plus faible que la tension d.'amorçage du redresseur commandé 257. Cependant, lorsque la température de la casserole 51 s'élève jusqu'à des valeurs déterminées par la thermistance 251, la tension appliquée sur l'électrode de com-20 mande du redresseur commandé 257 est suffisamment importante pour le rendre conducteur et interdire l'apparition d'autres impulsions de commande destinées au redresseur commandé 17, comme on l'a vu ci-dessus. En mettant en circuit différentes valeurs de la thermistance 251, ou en faisant varier la valeur de la résistan-25 ce 255, on peut modifier la valeur de la température déclenchant l'action d'inhibition du redresseur commandé 257 et de ce fait contrôler la température de la casserole 51. La figure 12 est un schéma détaillé d'une autre variante de l'appareil de chauffage par induction suivarît 30 l'invention. Dans la figure 12, on utilise âe nouveau un circuit d'alimentation perfectionné pour le convertisseur, celui-ci étant constitué par un condensateur de commutation C^ branché en-série avec une bobine de commutation L^, servant de bobine de chauffage, ces deux éléments étant branchés aux bornes d'un redresseur com-35 mandé 17 et d'une diode de réaction 18. Un circuit d'arrêt du taux d'accroissement de la tension'directe, constitué par une résistance 109 et un condensateur 111 branchés en série, est branché aux bornes du redresseur commandé 17 pour limiter le taux d'accroissement de la tension directe réappliquée (dv/dt) 40 aux bornes du redresseur eommandé 17. Le convertisseur est 72 12057 79 2132477 i alimenté par un circuit redresseur à deux alternances 14 par l'intermédiaire des bornes d'alimentation 15 et 16 et d'une "bobine et d'un condensateur de filtrage La principale différence du circuit représenté dans la figure 16 par rapport 5 à ceux qui ont été précédemment décrits concerne la constitution du circuit de déclenchement et la nature du contrôle excercé lorsque la casserole 51 est enlevée de la bobine de chauffage alors que le circuit est réglé pour fournir une puissance maximale. -|0 ^es impulsions de déclenchement de fréquence variable, de valeur relativement faible, et fournissant une énergie insuffisante pour commander directement le redresseur commandé 17, sont fournies par un oscillateur comportant un premier transistor unijonction programmable 261. Le transistor 15 unijonction programmable 261, ainsi que l'interrupteur unidirectionnel au silicium utilisé dans les montages décrits ci-dessus, se présentent sous la forme d'un dispositif de commutation à faible tension réalisé sous forme d'un circuit intégré, qui est fabriqué et vendu dans le commerce par un certain nombre 20 àe fabricants de composants semiconducteurs, par exemple General Electric Company. Le transistor unijonction programmable 261 est un dispositif de commutation à faible tension possédant une forte tension de déclenchement ou de seuil qui est réglée par la valeur de la tension appliquée sur son électrode de commande, 25 par un diviseur de tension 262 constitué par une résistance variable, par rapport à sa tension d'anode et sa tension de cathode. L'anode et la cathode du redresseur unijonction programmable 261 sont branchées en série avec une résistance de limitation de courant 263 aux bornes de deux diodes Zener 264, servant 30 a la stabilisation du courant continu, et qui sont elles-même branchées en série avec une résistance de chute de tension 265 entre les bornes 15 et 16 du côté où la bobine L2 est reliée au convertisseur. La tension établie aux bornes des diodes Zener 264 est transmise par l'intermédiaire d'une résistance 263, à un eon-35 densateur de charge variable 266. Lorsque le condensateur 266 se charge, la tension anode-cathode aux bornes du transistor unijonction programmable 261 devient égale à la tension électrode de commande-cathode réglée par le diviseur de tension 262, ce qui provoque le déclenchement et la conduction de ce transistor 40 unijonction 261. La conduction du transistor unijonction 261 72 12057 80 2132477 décharge le condensateur 270 et fait débuter un nouveau cycle de charge. La constante de temps RC de la résistance 263 et du condensateur 266 et le réglage du diviseur de tension 262 établissent une période de retard entre la fin de la période 5 de commutation t^ des éléments L^ et et l'amorçage suivant du redresseur commandé 17. Les valeurs du condensateur variable 266 et de la résistance 262 sont réglées de façon que ce retard, qui détermine la fréquence de découpage et la puissance de sortie du circuit, puisse êtSe contrôlé dans une gamme sou-10 haitée en réglant uniquement la valeur de la résistance 262. Des impulsions de déclenchement carrées négatives sont appliquées sur l'électrode de commande du transistor unijonction programmable 261 et sont transmise^ par l'intermédiaire d'un conducteur 267 et d'un condensateur de couplage 290, 15 à l'électrode de commande du second transistor unijonction programmable 268 qui sert d'amplificateur de commande pour amorcer le redresseur commandé 17. L'anode du transistor unijonction 268 est reliée au point milieu d'un circuit d'excitation continu à faible tension , constitué par un résistance 269 et un con-20 densateur 267 branchés en série entre les bornes d'alimentation 15 et 16. Une diode Zener 271 est branchée aux bornes du condensateur 267 dans un but de stabilisation. La valeur du condensateur 267 est environ 100 fois supérieure à celle du condensateur 266, de sorte que les circuits sont capables de fournir des 25 impulsions de commande d'énergie relativement importante qui sont destinées à être appliquées directement sur l'électrode de commande du redresseur commandé 17. On remarquera ainsi que le transistor unijonction 261 fournit une impulsion de déclenchement de faible puissance pour amorcer le transistor unijonction 258 30 à la fin d'une période de retard qui est relativement importante de la tension d'alimentation du transistor unijonction 261, de sorte que la période de retarà reste constante jusqu'à des valeurs très faibles de la tension d'alimentation, telles que celles qui apparaissent dans le creux de la tension d'alimentation aux 35 bornes du condensateur C2 pour une forte charge du convertisseur. Il en résulte que la fréquence de découpage du convertisseur varie très peu durant une alternance de la tension d'alimentation. Les impulsions fournies par le transistor unijonction 261 ont une énergie insuffisante pour amorcer directement le redresseur 40 commandé 17. Par conséquent, les Impulsions de déclenchement 72 12057 81 2132477 provenant du transistor unijonction 261 sont amplifiées dans le transistor unijonction 268 pour obtenir des impulsions de commande d'amplitude relativement constante et d'énergie suffisante pour commander directement le redresseur commandé 17. 5 L'amplitude des impulsions de commande appliquées par le transistor unijonction 268 est limitée et reste constante grâce à la diode Zener 271 "branchée aux bornes du condensateur 267. En plus du contrôle de fréquence de la puissance de sortie moyenne réalisée par le circuit de la fi-10 gure 12, on peut réaliser un contrôle de température en introduisant une thermistance, par exemple la thermistance 272,dans le circuit de commande du transistor unijonction 261, par exemple. Dans un tel montage, la thermistance 272 devra être placée de façon à détecter la température de la casserole ou 15 de tout autre objet chauffé par la bobine de chauffage L^ et réglera directement la valeur de seuil pour la commande du transistor unijonction 261 de façon à obtenir un contrôle proportionnel linéaire du chauffage. Dans une variante, on peut obtenir un contrôle en tout ou rien en branchant un interrup-20 teur 273 sensible à la température aux bornes des diodes Zener 264. L'interrupteur tout ou rien ponara être constitué "par le contact d'un relais à lames excité par le circuit de détection de température, tel que celui qui a été décrit en se référant à la figure 5. 25 En plus des caractéristiques mentionnées ci- dessus, on prévoit un contrôle de la fréquence de découpage, comme réglée par la résistance 262, pour réduire cette fréquence de découpage et par conséquent la puissance au repos lorsque la casserole est enlevée. Ce contrôle permet de diminuer la 30 fréquence et par conséquent la puissance de sortie moyenne du circuit indépendamment du réglage des éléments de contrôle 266 ou 262. Ce contrôle de la puissance moyenne au repos est obtenu au moyen d'une lampe à filament 281 branchée en série avec une résistance variable 282 et un condensateur 283 de façon à êtte 35 alimentée par la composante alternative de la tension d'alimentation entre les bornes d'alimentation 15 et 16. La lampe à filament 281 est couplée optiquement à une cellule photo-conductrice 284, par exemple une photo-résistance, une photo-cellul^ une photodiode ou un dispositif semblable, branchée en série 40 avec la résistance variable 285 aux bornes âe la résistance 72 12057 82 2132477 i variable 262 servant au réglage de la température, la prise i de la résistance variable 285 est reliée à l'électrode de commande d'un troisième transistor unijonction programmable 286 qui est branché en parallèle aux bornes de la résistance va-5 riable 262. Lorsque la cellule photo-conductrice 284 est éclairée par la lampe 281, cette cellule 284 présente une faible résistance de sorte que le transistor unijonction 286 est maintenu non conducteur. Cependant, lorsque la lampe 281 10 ne fournit aucune lumière, la résistance de la cellule photo- conductrice 284 augmente jusqu'à une valeur élevée et la tension anode-électrode de commande du transistor unijonction 286 devient suffisamment négative pour permettre le déclenchement de ce transistor et par conséquent le court-circuitage et la 15 mise hors-circuit de la résistance variable 262. Ceci fait apparaître une augmentation du retard entre les- impulsions de déclenchement fournies par l'oscillateur 261 jusqu'à sa valeur maximale réglée par les résistances 272 et 272A. Cependant, tant que la lampe 281 éclaire la cellule photo-conductrice 284, 20 Ie troisième transistor unijonction 286 reste bloqué, et la fréquence de découpage du convertisseur ainsi que 1'échauffement d'un ustensile donné reste sous le contrôle du condensateur 266 et/ou de la résistance variable 262. On peut démontrer qu'avec le circuit de la 25 "figure 12, lorsqu'il est réglé pour une pleine puissance de sortie (c'est-à-dire que la fréquence de répétition des impulsions de déclenchement est maximale suivant les principes décrits en se référant à la figure 7) et que l'ustensile à fond métallique 51 ou tout autre objet chauffé est enlevé brus-30 quement, l'établissement d'une condition de charge nulle avec un réglage de puissance maximal provoque la suppression d'une composante d'ondulation importante de la tension unidirectionnelle apparaissant entre les bornes 15 et 16. Etant donné que la lampe à filament 281 est branchée en série avec le condensateur 35 283, elle n'est pas sensible à la tension continue normale apparaissant entre les bornes 15 et 16, mais est allumée uniquement par le courant variable de la composante d'ondulation, comme on l'a décrit di-dessus. Par conséquent, l'absence de cette ondulation éteint la lampe à filament 281. Lorsque la lampe à 40 filament 281 est éteinte (par suite de l'absence de 1'ondulation) 72 12057 83 2132477 la cellule photo-conductrice 284 déclenche le troisième transistor unijonction 286, et par conséquent réduit la fréquence et la puissance de sortie moyenne apparaissant aux bornes du convertisseur, jusqu'au réglage minimal. 5 la figure 13 représente une forme de réalisation de l'invention qui est un peu similaire au circuit représenté dans la figure 6 mais en diffère du fait qu' elle n'utilise pas un triac de commutation 207 "branché en série ou tout autre dispositif bidirectionnel branché en série, par 10 exemple le redresseur commandé branché en parallèle et en inverse. Le contrôle de puissance en tout ou rien est obtenu en commandant ou en bloquant l'apparition des impulsions de déclenchement sur l'électrode de commande du redresseur commandé 17. Cependant, comme dans la figure 6, le circuit de la figure 13 15 peut utiliser des diodes à temps de recouvrement rapide dans le pont redresseur 14 et le pont redresseur 14 sert non seulement de redresseur à deux alternances mais sert aussi à la circulation du courant de réaction provenant des composants de commutation L^C^ du convertisseur après le blocage du redresseur com-20 mandé 17. La diode de réaction 18 est représentée en pointillé étant donné que le circuit de la figure 13 peut facilement être modifié pour placer la hobine de filtrage L2, ainsi que le condensateur de filtrage C2 à la sortie ou du côté continu du redresseur 14, comme représenté en pointillé, le circuit fonc-25 tionnant alors sensiblement de la même manière que le circuit de la figure 4, etc, mais nécessitant l'utilisation d'une diode de réaction séparée 18. Cependant, à certain point de vue il est préférable que la bobine de filtrage L2 et le condensateur de filtrage C2 soient branchés du côté alternatif du pont re-30 dresseur 14, comme représenté en trait plein, étant donné que dans ce cas le courant de ligne est sensiblement sinusoïdal et ne comporte pas d'augmentation brusque au voisinage du début de chaque alternance comme cela est le cas lorsque les éléments C2 et L2 sont branchés du côté continu du redresseur 14. Dans un 35 tel montage, la diode de réaction 18 est supprimée et la réaction du courant de commutation a lieu à travers les diodes du redresseur 14. Pour le reste,le circuit convertisseur de la figure 13 est identique à ceux qui ont été décrits Tjrëcédemment du fait qu'il comporte des composants de commutation I^C^ 40 branchés en série, les composants de filtrage l^C^ étant en 72 12057 84 2132477 outre branchés aux bornes !u condensateur de commutation C^, . comme représenté en pointillé. Dans ce circuit aussi la valeur de la puissance peut être sélectionnée en mettant en circuit une valeur souhaitée pour le condensateur de commutation C^, à 5 l'aide d'un montage identique à celui de la figure 4. Cependant, pour la clarté de la figure le condensateur C^ a été représenté comme un condensateur variable pour permettre d'obtenir cette variation de puissance. Ce circuit comporte aussi un circuit d'arrêt, constitué par le condensateur 111 et la résistance 109, 10 qui est branché aux bornes du redresseur commandé 17 pour minimiser les effets du taux d'accroissement de la tension directe réappliquée aux bornes du redresseur commandé. le redresseur commandé 17 est amorc^ par les impulsions de commande appliquées sur son électrode de commande 15 par un transistor 311 dont l'émetteur est relié à la borne d'alimentation 16, par l'intermédiaire d'une résistance de charge 312. le transistor 311 est un transistor KPN et son collecteur est relié au point commun d'une résistance 313 et d'une diode Zener 330 branchées en série et û'une diode Zener 20 314, un condensateur 315 étant branché aux bornes de la diode Zener 314 et une résistance de fuite 316 étant branchée aux bornes du condensateur 315 et de la diode Zener 314- la résistance 313, la diode Zener 314 et le condensateur 315 développent une tension d'alimentation continue, à partir des bornes 15 et 25 16, apparaissant aux bornes du redresseur commandé 17. Cette tension continue est appliquée entre les électrodes de collecteur et d'émetteur des transistors 311 en série avec la résistance de charge 312. la base du transistor 311 est reliée à la 30 sortie d'un générateur d'impulsions retardées constitué par un interrupteur unidirectionnel au silicium 95, un condensateur de cadence 94 et une résistance variable 34, dont la constitution et le foncIdjDnnàiDerit sont identiques à ceux du circuit de déclenchement à interrupteur unidirectionnel au silicium décrit en se référant 35 aux figures 4 a 11. le dispositif de déclenchement 95 est alimenté par une tension variant dans le temps apparaissant aux bornes de la diode Zener 92 et provenant de la tension aux bornes du redresseur commandé 17, par l'intermédiaire d'une résistance série 93. Des impulsions de déclenchement: de faible énergie 40 fournies par le circuit 95 sont amplifiées dans le transistor 311 72 12057 85 2132477 qui non seulement amplifie la tension mais amplifie aussi . la puissance pour fournir des impulsions de commande importantes aux bornes de la résistance de charge 312 afin de les appliquer sur l'électrode de commande du redresseur commandé 17. Ces 5 amplitudes correspondent à une tension de pointe de 20 V et à un courant de pointe de un à deux ampères, ces valeurs étant indépendantes des variations cycliques de la tension delà ligne d'alimentation alternative. Un circuit de retard et d'inhibition, simi-10 laire à celui représenté dans la figure 4, est branché entre les bornes 15 et 16 qui sont le siège d'une tension à deux alternances découpée à haute fréquence possédant une composante moyenne continue et une valeur de pointe qui suit la forme d'onde de la tension d'alimentation redressée à deux alternances. Un 15 redresseur commandé 72 contrôlant le niveau des signaux est branché en parallèle avec la diode Zener 92 et par conséquent le courant traversant la résistance d'alimentation 93 se partage entre ce redresseur commandé et la diode, lorsque le redresseur commandé 72 conduit, il existe une tension négligeable aux bornes 20 de la diode Zener 92 et aucune tension ne peut s'établir aux bornes du condensateur 94 et aux bornes de l'interrupteur unidirectionnel au silicium 95 de sorte que celui-ci ne fourrât pas" dim-pulsions de déclenchement et que le convertisseur ne fonctionne pas. les résistances 74, 85, 76 et le condensateur 82 forment, 25 comme dans la figure 4, un circuit qui retarde le blocage du redresseur commandé 72 par le transistor 73 qui, lorsqu'il est conducteur, dérive le courant inverse provenant de l'électrode de commande du redresseur commandé 72 et le bloque, lorsque le redresseur commandé 72 est bloqué, la tension aux bornes de la 30 diode Zener 92 augmente brusquement et le circuit 95 fournit une impulsion d'amorçage du redresseur commandé 17, ce qui fait débuter le fonctionnement du convertisseur. la .conduction des transistors NPÎT 85 et/ou 81 décharge le condensateur 82 à travers la résistance de décharge 35 80, bloque le transistor 73 et permet le passage d'un courant à travers la résistance 71 pour amorcer le redresseur commandé 72 afin de le rendre conducteur et de supprimer la tension provenant de la diode Zener 92, ce qui arrête le convertisseur, les résistances 83 et 94 forment un diviseur de tension et maintiennent 40 le transistor 85 conducteur et le convertisseur arrêté jusqu'à 72 12057 86 2132477 ce que la base du transistor 81 soit court-circu.itée sur la . borne 16 par l'intermédiaire d'un interrupteur, par exemple l'interrupteur à plots isolés 25A de la figure 4, utilisé en association avec un interi-upteur à court-circuitage progressif pour 5 modifier la valeur du condensateur et la valeur de la puissance fournie par le convertisseur, comme on l'a vu ci-dessus en se référant à la figure 4. le transistor 85 est rendu conducteur par l'application d'une faible tension continue entre sa base et la borne 16, comme celle qui peut provenir d'un interrupteur 10 à seuil faisant partie du circuit d'amplification et de détection de température 24, comme décrit en se référant à la figure 4» Ainsi le circuit de retard et d'inhibition peut être branché directement aux bornes du redresseur commandé du convertisseur pour empêcher l'amorçage de celui-ci (même momentané) lorsque le 15 disjoncteur 15 peut être fermé et que l'ensemble est raccordé à la ligne de puissance pour la première fois, le retard imposé doit être écoulé avant que le convertisseur puisse fonctionner et ce retard intervient lorsque le condensateur est commuté sur une nouvelle valeur, aussi bien que lorsque l'on veut faire démarrer 20 le convertisseur de l'extérieur après que le circuit ait été alimenté mais que le convertisseur ne fonctionne pas. lorsque le condensateur C^ est branché du côté alternatif du redresseur 14, le redresseur commandé-72 se bloque au voisinage du point zéro du signal de sortie redressé 25 du redresseur 14. Ces points sont ceux.au voisinage desquels le convertisseur commencera à fonctionner, et par conséquent le circuit présente une caractéristique de démarrage au voisinage du point zéro, lors de l'arrêt, le redresseur commandé 72 s'amorcera le plus facilement en un point de la tension de l'alimentation 30 qui est éloigné du point zéro et le convertisseur s'arrêtera de fonctionner brusquement après la dernière impulsion de déclenchement qui est fournie par l'interrupteur unidrectionnel au silicium 95. le blocage brusque ne pose pas de problème de commutation bien que celà soit le cas pour un démarrage brusque. 35 Le démarrage et l'arrêt du circuit de la figure 13 peuvent être réalisés de deux façons. De la façon la plus simple, le contrôle de marche ou d'arrêt est réalisé par le disjoncteur 13 en série avec le circuit et la ligne de puissance lorsque le disjoncteur 13 est fermé, le circuit de retard et 40 d'inhibition 12, etc, le circuit de cadence 95,etc, et BAD ORIGINAL 72 12057 87 2132477 l'amplificateur de puissance 311 ainsi que le circuit auxiliaire d'alimentation continue 314 sont actionnés automatiquement' dans un ordre préférentiel pour obtenir un démarrage du convertisseur et une commutation corrects du redresseur commandé 5 dans toutes les conditions de charge. Dans un autre mode de fonctionnement, le J&sjoncteur 13 peut être traité simplement comme un dispositif de protection destiné à supprimer la tension de ligne dans des conditions de surcharge de façon à ne pas nécessiter des réglages fréquents, et l'.on peut utiliser un 10 interrupteur à faible courant pour faire démarrer et arrêter le convertisseur. Un tel interrupteur peut faire partie d'un dispositif de contrôle de température bimétallique, par exemple un photo-relais, un relais à lames, ou simplement un petit interrupteur unipolaire alimenté par un petit câble pour permettre 15 une commande à distance, ou par un interrupteur manuel disposé et commandé au voisinage du panneau de contrôle par exemple. Il existe deux possibilités pour le branchement d'un petit interrupteur dans la figure 13, ces deux possibilités étant indiquées par les références 13A et 13B. L'interrupteur 13A peut être 20 branché entre le point commun des collecteurs des transistors 81 et 85 et la borne 16. Avec ce branchement, l'interrupteur 13A décharge le condensateur 82 pour bloquer le convertisseur et doit par conséquent être ouvert pour permettre au convertisseur de fonctionner. L'interrupteur 13B agit de façon similaire mais 25 dans le sens opposé pour contrôler le convertisseur. Cet interrupteur est branché entre la base du transistor 81 et la borne 16 et peut être en parallèle avec la connexion à plots isolés du condensateur C^. Avec ce branchement, les contacts de l'interrupteur 13B doivent être fermés pour que le convertisseur fonction-30 ne. Dans l'un ou l'autre cas, le disjoncteur 13 doit être fermé pour que l'un ou l'autre des interrupteurs 13A ou 13B commande le démarrage ou l'arrêt. Si la résistance variable 34 est utilisée pour contrôler la valeur de la puissance en contrôlant la période de 35 retard t2, il peut être souhaitable de coupler l'interrupteur 13B à la résistance variable 34 de façon que le retard t2 soit plus long et que la puissance soit plus faible lorsque l'interrupteur est fermé pour faire démarrer le convertisseur. De cette façon, l'interrupteur de démarrage et d'arrêt est intégré à un circuit 40 de contrôle unique servant à fournir une puissance minimale au 72 12057 88 2132477 voisinage de la position bloquée. Naturellement, un interrup-, teur agissant de façon contraire, par exemple l'interrupteur 13A, peut aussi être accouplé à la résistance variable 34- lorsque l'on fait démarrer le circuit de la 5 figure 13 en fermant le disjoncteur 13 et, si ils existent, en ouvrant l'interrupteur 13A et/ou fermant l'interrupteur 13B, le circuit de retard et d'inhibition évite la production d'impulsions de déclenchement pendant une courte période de temps d'environ une demie seconde. Cette période de temps prédétermi-10 née permet au condensateur C^, C^ et 315 de se charger avant que le redresseur commandé 17 soit amorc.é. Après la période de retard prédéterminée, le condensateur de cadence 94 se charge, provoquant l'amorçage de l'interrupteur unidirectionnel au silicium 95 à une tension d'environ 8 Yolts et la conduction 15 momentanée du transistor 311, par l'intermédiaire du condensateur de couplage 96. le transistor 311 ne reste pas conducteur au delà de la période nécessaire pour charger le condensateur 96 à la tension des diodes Zener 92. Cette caractéristique est Importante puisqu'elle permet au transistor 311 de continuer à 20 conduire dans le cas où l'interrupteur unidirectionnel au silicium 95 fournit une impulsion de déclenchement prématurée lorsque l'énergie emmagasinée dans le condensateur 315 est insuffisante pour assurer l'amorçage du redresseur- commandé 17. la tension d'alimentation directe pour le transistor 311, prélevée 25 à partir de la tension du redresseur à deux alternances entre les bornes 15 et 16, par l'intermédiaire de la résistance 313, de la diode Zener 314 et du condensateur 515, assure que toutes les impulsions de déclenchement ont sensiblement la même énergie, même celles qui sont produites au voisinage du point zéro de la 30 tension d'excitation redressée à deux alternances. la constante de temps du condensateur de cadence 94 et de la résistance de charge 34 détermine la valeur du retard t^, comme on l'a vu ci-dessus en se référant à la figure 7. Etant donné que le transistor 311 possède un gain 35 important, la charge emmagasinée dans le condensateur C^ n'a pas besoin d'être importante et il suffit d,'utiliser un petit condensateur dont la capacité est de l'ordre de 0,005 microfarad . On remarquera aussi qu'il n'est pas nécessaire d'utiliser un transformateur d'impulsions dans le circuit de la figure 40 13, ni un interrupteur se déclenchant au point zéro ou un triac 72 12057 89 2132477 i de puissance nominale importante qui augmenterait considérablement le coût du circuit de puissance. Etant donné que dans ce 1 circuit le redresseur à deux alternances .14 agit simultanément en tant que diode de réaction et que redresseur à deux alternan-5 ceé, oelà permet de simplifier Hé 'circuit et de réduir-e lé coût des composants de puissance. En outre, aucune source d'alimentation continue distincte n'est nécessaire étant donné que la tension continue servant à commander le transistor 311 est dérivée de la tension apparaissant entre les bornes 15 et 16. Cette source de tension 10 continue peut aussi alimenter le circuit d'alimentation 318 de l'amplificateur détecteur de puissance, comme représenté' . l'amplificateur détecteur de température 24 peut avoir la même constitution et le même fonctionnement que ceux qui ont été décrits en se référant à la figure 5, de façon à réaliser un contrôle de 15 température par l'intermédiaire de la fermeture et de l'ouverture d'un interrupteur en parallèle,soit avec l'interrupteur 13A soit avec l'interrxipteur 13B,pour éviter l'apparition d'impulsions de déclenchement fournies par le circuit de déclenchement 95 . Un tel branchement est représenté en pointillé dans la figure 13, 20 l'interrupteur 162 étant branché en parallèle avec l'interrupteur 13A et étant actionné par une bobine 161 qui est alimentée par l'amplificateur détecteur de température 24. Sous d'autres rapports, le circuit de la figure 13 fonctionne de la même façon que celle qui a été décrite en se référant aux formes de réalisa-25 tion précédentes et ne sera pas décrit plus en détail. le circuit représenté dans la figure 13, avec le condensateur C^ branché à" la sortie du redresseur 14 comme représenté en pointillé, donne une forme d'onde presque sinusoïdale au courant 5e ligne alternatif provenant de la source d'ali-30 œentation alternative. le circuit fonctionne également bien si le redresseur à deux alternances 14 ne sert pas de diode de réaction, et si l'on ajoute une diode de réaction 18 à temps de recouvrement rapide et que l'on place la bobine de filtrage 1^ à la sortie du redresseur à deux alternances 14, comme représen-35 té. Dans ce cas, le redresseur 14 n'a pas besoin d'être du type à temps de recouvrement rapide. Avec une telle modification, le condensateur de filtrage c^ sera laissé du côté alternatif du redresseur à deux alternances 14 pour éviter les effets de charge sur le courant de ligne provenant de la source alternative. Dans 40 ce dernier montage, la bobine de filtrage 1^ peut être branchée 72 12057 90 2132477 i à la sortie du redresseur à deux alternances 14, en série soit avec le conducteur positif 15 soit avec le conducteur négatif 16. Lorsque le condensateur de filtrage C^ ainsi que la bobine sont placés du côté de sortie du redresseur à deux alternan-5 ces 14, le condensateur de filtrage peut être un condensateur électrolytique possédant une capacité relativement élevée, avec un faible coût unitaire et de petites dimentions pour réduire le courant possédant la fréquence du convertisseur apparaissant du côté alternatif du pont 14. Dans un tel montage, le redres-10 seur en pont 14 n'a pas besoin d'être du type à temps de recouvrement rapide et la diode de réaction 18 est nécessaire. Ceci est un inconvénient du fait que le courant de ligne provenant de la source alternative n'est pas sinusoïdal mais possède une montée relativement rapide résultant de la charge brusque du 15 condensateur de filtrage C^ au début de chaque alternance de la fréquence de ligne. Cependant, il existe un avantage qui compense du fait qu'il apparaît une tension aux bornes du condensateur de filtrage C2 qui se reporte lors du passage par zéro de la tension redressée à deux alternances apparaissant à la sortie 20 du redresseur 14, ce qui assure que la tension aux bornes de la diode Zener 92 ne devient jamais inférieure à la tension de blocage de cette diode, que le retard tg fourni par le circuit de déclenchement reste constant et que la fréquence de découpage reste constante. Cette caractéristique présente une importance 25 particulière lorsque l'on fait fonctionner le convertisseur dans le mode 1 de la figure 7G, en utilisant des composants de lissage Iij et C^. En outre, la tension de report permet un fonctionnement continu du convertisseur et a tendance à réduire le rapport puissance de pointe-puissance moyenne. 30 Lorsque dans le circuit de la figure 3 le redresseur 14 sert simultanément de diode de réaction et de redresseur, la tension de la cathode du redresseur commandé 17, et de ce fait du conducteur 16, est une forte tension négative possédant la fréquence du convertisseur par rapport à la borne 35 neutre de la ligne de puissance toutes les deux alternances de la fréquence de ligne, comme dans le montage représenté dans la figure 13A. La figure 13B montre comment les tensions dans les lignes 15 et 16 varient dans le temps par rapport au point neutre de la ligne de puissance. Il en--résulte que le détecteur 40 de température 24 fonctionne avec la même tension élevée par 72 12057 91 2132477 rapport au neutre, et qu'un bouton commandé manuellement pour. le contrôle de réglage de température ou pour le contrôle de la puissance, correspondant à la résistance 34 i.ar exemple, doit être isolé vis-à-vis de la tension directe maximale appliquée 5 au redresseur commandé 17, qui est de l'odre de 400 volts ou plus. Les interrupteurs 13A et 13B sont isolés en tension de le même façon que les contacts de relais mécaniques, par exemple l'ensemble de la bobine 161 et du contact 162. Dans le cas du détecteur de température, il est certainement plus facile de •jO prévoir une source d'alimentation auxiliaire pour exciter le détecteur de température 24 et alimenter la bobine de relais 161. La figure 130 représente une variante du circuit de la figure 13 dans laquelle une source d'alimentation auxiliaire 318 est utilisée pour alimenter l'amplificateur dé-15 tecteur de température 24 afin de placer 1a. borne de terre du détecteur de température 24 au potentiel du neutre et éviter la nécessité d'un isolement pour les hautes tensions, comme on l'a vu ci-dessus. Au lieu d'un relais 161-162 il est possible d'utiliser un module comportant une lampe et une cellule photo-20 conductrice pour réaliser l'isolement en tension nécessaire. Le module devra être branché comme l'interrupteur 13A pour décharger le condensateur 82 afin de bloquer le convertisseur lorsque la lampe est allumée, ou branché entre l'émetteur et la base du transistor 81 pour commander le convertisseur lorsque la lampe 25 est allumée. Dans l'un ou l'autre des cas, la lampe devra être commandée de façon à être complètement allumée ou complètement éteinte pour assurer un amorçage complet du redresseur commandé 72 aux bornes de la diode Zener 92. Le contrôle photo-électrique du convertisseur est évidemment possible en interrompant le 30 faisceau lumineux transmis à la cellule photo-conductrice, un tel contrôle utilisé séparément ou en association avec le détecteur de température permettant d'obtenir une fonction de commande pour le détecteur de température, par exemple. Si le redresseur 14 sert uniquement de 35 redresseur, la bobine L^ est placée du côté continu du redresseur à deux alternances 14. Si la bobine L^ est placée en série entre le redresseur 14 et le conducteur 15, la continuité du conducteur 16 retournant vers le redresseur est préservée et le conducteur 16 fonctionne à une tension indépendante de la tension 40 du convertisseur, et avec une valeur de pointe qui ne dépasse 72 12057 92 2132477 jamais la valeur âe pointe de la tension d'alimentation de ligne. Dans ce cas, le .détecteur de température peut être alimenté par la tension provenant de la source d'alimentation continue aux bornes du condensateur 315» et le signal de sortie de 1'interrup-5 teur à seuil du détecteur de température 24 peut être appliqué directement à la base du transistor 85. L'isolement de la tension de ligne et du détecteur de température 24 peut alors être réalisé facilement et de façon sûre en utilisant un axe ou un bouton isolant. Dans ce montage, la tension de la résistance 10 variable 34 contrôlant la puissance devient légèrement supérieure à la tension de ligne de pointe toutes les deux alternances et peut être isolée de façon similaire par rapport à l'opérateur. Le seul problème posé lorsque la bobine L^ est branchée en série avec la sortie positive du redresseur 14 est que l'anode du 15 redresseur commandé 17 et la cathode de la diode de réaction 18 se trouvent à une forte tension positive par rapport à l'élément de refroidissement sur lequel elles sont montées, ce qui rend moins efficace l'évacuation de la chaleur dissipée et peut introduire des phénomènes d'interférence HP couplés capacitivement, comme 20 on l'a vu ci-dessus. En résumé, le circuit représenté dans la. figure 13 permet d'obtenir de la puissance "haute fréquence à un coût relativement faible pour le chauffage par induction d'un ustensile à fond métallique et permet d'obtenir un contrôle fiable de la puissance du convertisseur en autorisant et en bloquant 25 le signal de commande du redresseur commandé 17 au point zéro, ou à son voisinage au lieu d'avoir à commander et à bloquer un redresseur commandé branché en série, par exemple le redresseur commandé 21 ou le triac 207 utilisés respectivement dans les figures 4 et 6. Le redresseur commandé 17 peut être remplacé par 30 plusieurs redresseurs commandés de puissance nominale plus faible qui sont branchés en parallèle, comme celà est bien connu dans la technique. Cependant, avec un seul redresseur commandé il est habituellement possible de fournir de la puissance avec une fréquence comprise entre 18 et 25 kHz, avec une valeur allant 3.5 jusqu'à 1550 W pour une tension de ligne efficace de 1^5 V» La température d'une casserole chauffée par le champ créé par le circuit peut être facilement contrôlée rapidement et avec précision, à quelques pour cent près, à partir d'une température aussi faible que 66°C en utilisant le détecteur de rayons infra-rouges 40 représenté dans la figure 4A. Le circuit de la figure 13 72 12057 53 2132477 i nécessite un minimum de composants pour obtenir le fonctionnement souhaité et par conséquent permet d'obtenir un appareil ! de chauffage par induction de coût relativement faible, possédant une grande stabilité et une longue durée de vie. 5 La figure 14 est un schéma d'un circuit de détection d'une température supérieure à la normale qui peut-être utilisé avec l'un quelconque des circuits décrits ci-dessug mais qui a été conçu en particulier pour être utilisé avec le circuit de la figure 13. Dans la figure 14, une thermistance 411 10 possédant un coefficient de température négatif est placée au voisinage d'un point de contrôle pour lequel on souhaite que la température ne dépasse une valeur prédéterminée. Par exemple, on peut souhaiter que la surface de la pyrocëramiqûe' sur laquelle-- est placé l'ustensile à fond métallique, au 15 dessus de la bobine de chauffage, ne dépasse pas une valeur de température prédéterminée. Dans ce but, la thermistance 411 peut être fixée sur la surface inférieure de l'organe en céramique afin de détecter continuellement la températ\ire de cet organe et d'arrêter le convertisseur dans le cas où la tempé-20 rature détectée devient supérieure à la valeur prédéterminée. La thermistance 411 est branchée en série avec une résistance réglable 412 entre les bornes d'alimentation 15 et 16. Un condensateur de charge 413 est branché entre la borne d'alimentation 15 et le point commun de la thermistance 25 411 et de la résistance réglable 412, ce point commun étant relié à l'électrode de commande d'un transistor unijonction programmable 414. La cathode du transistor unijonction programmable 414 est branchée en série avec une résistance de charge 415 et son anode est reliée au point commun de deux résistances 30 416 et 417, formant diviseur de tension et branchées en série entre les bornes d'alimentation 15 et 16. Un interrupteur à bouton poussoir 418 est branché entre l'anode et la cathode du transistor unijonction programmable 414 pour bloquer celui-ci et permettre au circuit de revenir à zéro, en un point quelcon-35 que après que le transistor unijonction programmable 414 ait été rendu conducteur. La résistance de charge 415 reliée à la cathode du transistor unijonction 414 est reliée, par l'intermédiaire d'un conducteur 421 et d'une résistance de limitation 40 4-22, à la base du transistor d'inhibition 85 qui fait partie 72 12057 94 2132477 d'un circuit ne puissance, par exemple celui qui est représenté dans la figure 13 ou dans la figure 4. raison de cette connexion, lorsque le transistor unijonction programmable 414 est rendu conducteur, une tension positive est appliquée sur la base 5 du transistor d'inhibition 85, rendant celui-ci conducteur. De ce fait, la conduction du transistor 73 est empêchée, ce qui rend le redresseur commandé 72 conducteur* et interdit tout autre fonctionnement du convertisseur de la façon précédemment décrite. 10 3n fonctionnement, le circuit de la figure 14 est réglé à une valeur de température souhaitée en utilisant une valeur appropriée pour la résistance froide de la thermistance 411 et en réglant la résistance réglable 412. Lorsque la température du point détectée par la thermistance 411 augmente, 15 sa résistance décroît, par suite de son coefficient de température négatif, faisant diminuer la tension de l'électrode de commande du transistor unijonction programmable 414 jusqu'à une valeur qui provoque son déclenchement et sa conduction. Lorsque le transistor unijonction programmable 414 est rendu conducteur, 20 une tension positive apparaît aux bornes de la résistance de charge 415, cette tension provoquant le blocage du convertisseur, de la façon décrite brièvement ci-dessus. Si par la suite on souhaite tester le circuit pour déterminer si la valeur du point détecté par la thermistance 411 a diminuée suffisamment ou non, 25 le bouton 418 de remise à zéro peut être enfoncé pour court-circuiter l'anode et la cathode du transistor unijonction programmable 414. Ceci arrête la conduction du transistor unijonction 414 et le bloque en supposant qu'il n'existe plus de tension d'amorçage sur son électrode de commande. Lorsque le bouton 418 est relâché, 30 une tension directe est de nouveau appliquée aux bornes du transistor unijonction par le diviseur de tension 416 et 417. Dans le cas où la température a suffisamment diminué au dessous de la valeur préréglée, déterminée par la résistance réglable 412, le transistor unijonction 414 reste dans son état bloqué et la 35 thermistance 411 n'exerce plus aucun contrôle sur le fonctionnement du convertisseur jusqu'à ce que la température devienne de nouveau excessive. Cependant, si la température du point détecté n'a pas diminué suffisamment, le transistor unijonction 414 devient de nouveau conducteur et interdit tout autre fonctionne-40 ment du convertisseur jusqu'à ce que la température ait 72 12057 95 2132477 suffisamment diminué et que l'opérateur actionne de nouveau le bouton 418. Bien que le circuit de la figure 14 ait été décrit comme étant utilisable principalement avec le circuit de la figure 13, il est évident qu'il peut être utilisé comme cir-5 cuit de contrôle auxiliaire en association avec n'importe lequel des circuits décrits précédemment, en modifiant de façon appropriée ces circuits pour y inclure ce circuit de contrôle auxiliaire. Les figures 15 et 16-163 représentent 10 diffférentes applications pour l'appareil de chauffage par induction suivant l'invention autres que celles du chauffage d'un récipient à fond métallique pour un appareil domestique. Dans la figure 15, un certain nombre d'objets 269 devant être chauffés dans une atmosphère particulière sait disposas sur organe de support à 15 base métallique 294, à l'intérieur d'une cloche 291 qui est reliée, par l'intermédiaire de conduites appropriées et d'une vanne de blocage 292,à un générateur de vide ou à une source d'amosphère inerte, par exemple d'argon etc, à laquelle les objets 289 doivent être exposés durant le chauffage. Dans cet 20 agencement, la cloche et les objets enfermés 289 sont disposés sur l'organe de support à base métallique 294 qui peut être chauffé inductivenent par la bobine 241 de l'appareil de chauffage par induction. Un organe de céramique 49, isolant du point de vue thermique et électrique et laissant passer le chaleur, est 25 disposé entre la bobine de chauffage par induction 41 et l'organe de support 294 sur lequel sont disposés les objets 289 devant être chauffés, et sert aussi de plaque de base sur laquelle est posée la cloche. Le détecteur de température 54 détecte alors la température de la plaque métallique 294 pour maintenir la 30 température souhaitée pour l'amosphère particulière dans laquelle les objets 289 sont chauffés. On peut utiliser n'importe lequel des circuits de contrôle représentés dans les figures 1-14 pour exciter la bobine de chauffage par induction 41. La plaque métallique peut être remplacée par une seconde bobine pour créer une 35 tension à l'intérieur de la cloche sans avoir à utiliser des connexions d'alimentation. Cette tension peut être utilisée de différentes façons, pour le chauffage, pour l'alimentation d'une pompe de getterisation, ou pour commander tout autre appareil se trouvant dans l'amosphère contrôlée de la cloche. Cet agencement 40 permet un chauffage rapide et direct des organes tels que l'organe 72 12057 96 2132477 de base 294 ou un chauffage indireet-d'éléments tels-q-ae.les objets 289. La plaque de pyrocéramique 49 sert de plaque de base pour la cloche, et sert de fenêtre perméable aux rayons infra-rouges pour détecter et contrôler la température des objets chauffés, 5 et comme fenêtre pour permettre le transfert de l'énergie électro-magnétique entre la bobine située à l'extérieur de la cloche et sous la plaque de base et les objets qui se trouvent à l'intérieur. Cet agencement est utilisable pour le traitement par lots, d'objets pour lesquels on souhaite un contrôle de 10 température précis, rapide et propre. La figure 16 est un schéma d'une installation mécanisée pour le séchage de la peinture ou pour tout autre processus de cuisson similaire dans lequel des objets 299 devant être chauffés sont disposés âur une courroie convoyeuse 15 300 entraînée sur deux tambours 301 et 302. Plusieurs bobines d'induction planes 41 identiques à celle décrite en se référant à la figure 3, sont disposées le long de la courroie convoyeuse 300 pour maintenir un profil de températures souhaité tel que celui représenté au dessous de la courroie 300 par 20 l'intermédiaire de laquelle les objets 299 sont chauffés, séchés et entraînés. Les bobines de chauffage par induction 41 disposées en série peuvent être respectivement associées à un dispositif de découpage 52 et un détecteur de température 53 destiné • à détecter la température des objets 299 pour assurer que le pro-25 fil de température est suivi par la température des objets eux-œ?mes. Dans ce montage, on suppose que les objets 299 qui sont chauffés et séchés sont des objets à base métallique susceptibles d'être chauffés par induction suivant les principes décrits ci-dessus. Dans le cas contraire, les objets 299 devront être 30 placés sur des supports à base métallique, par exemple les organes de support 294 utilisés dans la figure 15. La figure 16A représente une autre forme de réalisation des bobines de chauffage utilisées dans le système de la figure 16 et dans laquelle on remplace . les différentes bobines par une bobine de chauffage 35 allongée qui s'étend sur toute la zone dans laquelle on souhaite maintenir un profil de température sensiblem.ent constant. La figure 16B représente encore une autre forme de réalisation d'un four de chauffage par induction dans • lequel la courroie convoyeuse 300, supportant les objets 299 40 devant être chauffés, passe pàr l'ouverture centrale d'une 72 12057 97 2132477 bobine de chauffage par induction 305 de forme hélicoïdale. Plusieurs détecteurs de température 53 ainsi que des dispositifs de découpage 52 des rayons infra-rouges sont disposés de façon à détecter la température des objets en différents points du 5 trajet, entre les spires de la bobine de chauffage par induction hélicoïdale 305. Dans ce montage, on supposé que les spires de la bobine de chauffage par induction 305 sont suffisamment écartées dans les endroits où dans le cas contraire elles intercepteraient l'énergie infra-rouge envoyée sur les détecteurs 10 53 par les objets 299 qui sont chauffés. Dans la figure 733, comme représenté , la courroie convoyeuse 300 doit être constituée par un matériau isolant du point vue électrique et perméable à la chaleur. Si la courroie n'est pas perméable à la chaleur elle peut être munie d'ouvertures au dessous des objets 299 qui doi-15 vent être chauffés. Dans le cas contraire, les détecteurs de chaleur 53 devront être disposés au dessus de la courroie convo-yeiise, de la façon représentée dans la figure 16, afin de voir directement les objets 299. Dans l'un quelconque des agencements repré-20 sentes dans les figures 15-16B, on peut utiliser les circuits d'alimentation, de commande, de contrôle et de détection de température qui ont été décrits précédemment en.se référant aux figures 1-14. L'appareil de chauffage suivant l'invention peut encore être utilisé dans dTautres applications que celle décrites 25 ci-dessus, par exemple pour la décongélation d'aliments pour des machines de distribution automatique et des restaurants afin d'obtenir des contrôles de température précis avec un minimum de perte de chaleur. L'appareil suivant la présente invention peut être utilisé en laboratoire ou dans une installation in-30 dustrielle pour maintenir des matériaux, par exemple des produits chimiques, des boues, des soudures, etc, à des températures constantes .et peut être utilisé dans des opérations de brasage de précision. L'appareil est particulièrement approprié pour le traitement par lots ûe "telles boues dans des conditions contrô-35 lées. Le dégel de conduises contenant des fluides explosifs, par exemple de conduites de gaz, peut aussi constituerl 'application idéale de l'appareil de chauffage par induction suivant l'invention. Des liquides se trouvant dans un récipient isolant qui ne peut pas être chauffé par induction doivent être chauffés en 40 plaçant une pièce métallique, par exemple en acier inoxydable, 72 12057 98 2132477 à l'intérieur du récipièht, cette pièce métallique chauffée par induction transférant de la chaleur au liquide dans lequel elie se trouve. Par conséquent, on remarquera que la présen-5 te invention fournit un appareil de chauffage par induction nouveau et perfectionné destiné au chauffage d'ustensiles de cuisine à fond métallique ou de tout autre objet similaire, cet appareil étant compact, de prix relativemënt faible, simple à construire, et fournissant un chauffage très efficace, propre 10 et sûr. L'appareil de chauffage par induction suivant l'invention est capable de détecter et de contrôler directement la température dé l'ustensile de cuisine ou de tout autre objet chauffé avec une très bonne précision de sorte qu'aucune chaleur n'est perdue et par conséquent la pollution thermique de 15 l'environnement est évitée ou au moins minimisée. L'invention fournit aussi un circuit d'alimentation de convertisseur destiné- à être utilisé principalement avec un appareil de chauffage par induction, ce circuit possédant un fonctionnement fiable et sûr dans une large gamme de charges allant d'une charge 20 nulle à une charge maximale.. L'invention fournit en outre une famille de nouveaux circuits de contrôle destinés à être utilisés avec des circuits d'alimentation de convertisseur, ces circuits étant capables de fournir des impulsions de déclenchement fiables d'énergie suffisante pour assurer le déclenchement 25 complet et le contrôle du fonctionnement du convertisseur dans une large gamme de charges et de tensiors d'alimentation. En outr^ l'invention décrit des bobines de chauffage et des circuits de contrôle et de détection de température qui peuvent être utilisés avec l'appareil de chauffage par induction possédant les 30 caractéristiques décrites ci-dessus. De plus, les différents éléments des systèmes décrits ci-dessus peuvent être agencés de différentes façons. Par exemple, tous les éléments du système peuvent être disposés dans un boîtier auxiliaire, ou dans une variante le convertisseur et le circuit de commande associés 35 peuvent être placés dans un châssis en un endroit relativement éloigné et être reliés par des conducteurs torsadés à une bobine de chauffage par induction et un détecteur de température agencé de façon à permettre un accès et une utilisation facile. Toutes ces variantes seront évidentes pour ceux qui sont familiers avec 40 cette technique. 72 12057 99 2132477 Bien que l'invention ait été décrite à l'aide de différentes formes de réalisation particulières données à titre d'exemple, on doit comprendre qu'on peut y apporter d'autres modifications sans sortir du cadre de l'invention. 72 12057 ioo 2132477 REVENDICATIONS 1. Circuit d'alimentation et de contrôle comportant un circuit convertisseur comprenant un thyristor de puissance (17), amorcé par une électrode de commande, qui est couplé à une charge (19) et lui fournit des courants d'excitation périodiques, 5 un circuit redresseur (14) destiné à fournir une tension d'excitation de forte valeur, unidirectionnelle redressée et non filtrée, audit circuit convertisseur et un circuit de commande (32, 31, 33) destiné à commander périodiquement ledit circuit convertisseur, ce circuit de commande comportant des moyens (92) 10 pour dériver une faible tension d'auto-excitation unidirectionnelle de la forte tension d'excitation unidirectionnelle redressée et non filtrée fournie par ledit circuit redresseur (14), des moyens de charge (34, 94) d'un circuit de cadence alimentés par ladite tension d'excitation faible, un dispositif de com-15 mutation (95) sensible à la tension relié à et contrôlé par lesdits moyens de charge, ledit dispositif sensible à la tension (95) étant rendu conducteur lorsque la tension desdits moyens de charge (34, 94) atteint une valeur prédéterminée, un dispositif de commutation à semi-conducteurs (97) possédant une 20 caractéristique courant-tension relativement plate et dont les bornes de charge sont reliées à la sortie du circuit redresseur (14), l'électrode de commande dudit dispositif de commutation à semi-conducteurs (97) à courant constant étant reliée à et alimentée par le dispositif de commutation (95) sensible à la 25 tension, et un circuit de sortie (98, 99) des signaux de commande qui est branché en série avec le dispositif de commutation à courant constant et qui est destiné à être relié à l'électrode de commande du thyristor de puissance (17) faisant partie du circuit convertisseur. 30 2. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens (34) destinés à faire varier la constante de temps de charge desdits moyens de charge afin de contrôler la puissance de sortie du circuit convertisseur. 35 3. Circuit suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que le dispositif de commutation sensible à la tension est constitué par un dispositif de commutation unidirectionnel au silicium (95), que le dispositif semi-conducteur à courant 72 12057 ioi 2132477 constant est constitué par un transistor de commutation à haute tension (97), et que le circuit de sortie des signaux de commande comporte un transformateur d'isolement (98, 99) dont l'enroulement primaire (98) est branché dans le circuit 5 émetteur-collecteur du transistor de commutation à haute tension et dont l'enroulement secondaire (99) est relié à l'électrode de commande du thyristor de puissance du circuit convertisseur. 4. Circuit suivant la revendication 3, caractérisé par 10 le fait qu'il comporte en outre des moyens de commutation à amorçage progressif à partir de zéro (21) branchés entre la sortie du circuit redresseur et le circuit convertisseur, et un circuit de commande et de détection du point zéro (22) destiné à contrôler lesdits moyens à amorçage progressif pour les 15 rendre conducteurs uniquement au voisinage du début de chaque alternance de la tension d'excitation unidirectionnelle redressée et non filtrée. 5. Circuit suivant la revendication 4, caractérisé par le fait qu'il comporte des moyens de contrôle d'inhibition (23) 20 destinés à interdire le fonctionnement du circuit de commande et de détection du point zéro, et des moyens (54) de détection des conditions de la charge et destinés à détecter la condition de fonctionnement d'une charge alimentée par le convertisseur et fournissant un signal de contrôle, en réponse aux conditions 25 de la charge, pour contrôler le fonctionnement desdits moyens de contrôle d'inhibition. 6. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens de commutation (S^) pour des condensateurs et qui fonctionnent durant les inter- 30 valles de non conduction du circuit convertisseur pour mettre en circuit des condensateurs de commutation de différentes valeurs dans le convertisseur afin de contrôler la puissance fournie par le circuit. 7. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé par 35 le fait qu'il comporte en outre des moyens de détection (241- 245) du taux d'accroissement de la tension directe, ces moyens comportant une résistance (109) et un condensateur (111) en série qui sont branchés aux bornes du thyristor de commutation (17) faisant partie du circuit convertisseur, ce condensateur 40 et cette résistance branchés en série servant à limiter le taux 72 12057 102 2132477 d'accroissement de la tension directe réappliquée aux bornes du thyristor de commutation, un circuit de mise en forme et de redressement (241-244) relié à la résistance et au condensateur branchés en série et destiné à fournir un signal de contrôle dv/dt 5 du taux d'accroissement représentant le taux d'accroissement de la tension directe réappliquée aux bornes du thyristor de commutation, et des moyens (233, 226) destinés à renvoyer ce signal de contrôle au circuit de commande pour modifier le fonctionnement du convertisseur de façon à obtenir une valeur 10 plus faible du taux d'accroissement. 8. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens pour détecter la condition de fonctionnement de la charge, ces moyens comportant un circuit de détection opto-électronique (281, 284, 272) bran- 15 ché à la sortie du circuit redresseur pour dériver une tension de contrôle du facteur d'ondulation qui représente l'ondulation existant dans le signal de sortie de ce redresseur et indiquant les conditions de charge du circuit d'alimentation, et des moyens (261, 262) destinés à modifier automatiquement le fonc-20 tionnement du convertisseur pour supprimer la puissance de sortie en réponse à une valeur prédéterminée de l'ondulation. 9. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que le circuit convertisseur comporte une bobine de filtrage possédant une inductance I^, un dispositif de commuta- 25 tion semi-conducteur bidirectionnel (17, 18) branché en série avec la bobine de filtrage entre les bornes de sortie du circuit redresseur, la bobine de filtrage étant placée entre le dispositif de commutation et le circuit redresseur, une bobine de commutation possédant une inductance et un condensateur de 30 commutation possédant une capacité C^ qui sont branchée en série aux bornes du dispositif de commutation bidirectionnel et sont accordés sur line fréquence de résonance série, avec une fréquence de commutation souhaitée qui permet d'obtenir une période t^ de commutation et de conduction du thyristor durant 35 chaque alternance de fonctionnement, des moyens pour dériver la puissance de sortie transmise à au moins un des composants de commutation, le circuit de commande étant relié à l'électrode de commande du dispositif de commutation bidirectionnel pour le rendre conducteur avec une fréquence de fonctionnement contrôlée 40 correspondant à une période de fonctionnement T pour le conver 72 12057 103 2132477 tisseur, cette période de fonctionnement T comportant une période de charge au repos durant chaque cycle de fonctionnement, d'où T = t^ + ±2' 3-a valeur uj^t^ étant sensiblement égale 5 réappliquée aux bornes du dispositif de commutation semiconducteur après chaque intervalle de conduction étant ainsi maintenue sensiblement indépendante de la charge. par le fait que le circuit de commande comporte en outre des 10 moyens (34) pour faire varier la constante de charge desdits moyens de charge du circuit de cadence, des moyens de contrôle destinés à commander et à bloquer ledit circuit de commande suivant la puissance demandée dans le circuit, ces moyens de contrôle comportant un dispositif de commutation (21) à démar-15 rage progressif à partir de zéro qui est branché entre la sortie du circuit redresseur et le circuit convertisseur, un circuit de commande et de détection du point zéro (22) relié audit dispositif de commutation pour le rendre conducteur uniquement au début ou au voisinage du début de chaque alternance de la ten-20 sion d'excitation unidirectionnelle redressée et non filtrée, des moyens de contrôle d'inhibition (23) destinés à interdire le fonctionnement dudit circuit (22), et des moyens (54) destinés à détecter les conditions de charge en réponse au signal de sortie du convertisseur et à fournir un signal de contrôle 25 destiné à contrôler le fonctionnement du circuit d'inhibition, et des moyens de commutation (S^) fonctionnant durant les intervalles de non conduction du circuit convertisseur pour mettre en circuit différentes valeurs de condensateurs de commutation afin de contrôler la puissance fournie par le circuit. 30 11. Circuit suivant la revendication 9, caractérisé par le fait que ledit circuit de commande est un circuit de commande à fréquence variable destiné à faire varier la fréquence de fonctionnement du circuit convertisseur afin de contrôler la puissance de sortie, la fréquence instantanée étant contrôlée 35 dans une gamme dans laquelle Wgt£ est sensiblement égal à ~ radians ou supérieur, et qu'il comporte en outre des moyens (18, 171, 204) destinés à détecter les variations importantes de la charge du circuit d'alimentation, et des moyens (202) destinés à réduire automatiquement la fréquence de fonctionnement à J radians ou supérieure et = la tension directe 10. Circuit suivant la revendication 9, caractérisé 72 12057 104 2132477 i du circuit convertisseur en réponse à une variation soudaine de la charge. 12. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que le convertisseur fournit des impulsions de cou- 5 rant périodiques présentant des effets d'interférence HF et que le circuit comporte en outre une bobine de lissage (L^) et tin condensateur de lissage (C^), branchés aux bornes du convertisseur, qui servent à mettre le courant de sortie fourni par le convertisseur à la charge sous une forme sensiblement sinu-10 soîdale présentant peu ou pas du tout d'effets d'interférence HF. 13. Circuit suivant la revendication 12, caractérisé par le fait que la charge est couplée et dérive de la puissance de sortie à partir de la bobine de lissage, celle-ci servant de 15 bobine de chauffage par induction. 14. Circuit suivant la revendication 13, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un dispositif de commutation (21) à amorçage progressif à partir de zéro qui est branché entre le circuit redresseur et le convertisseur, un circuit (22) 20 de commande et de détection de zéro qui est couplé audit dispositif de commutation à démarrage progressif -à partir de zéro pour le rendre conducteur uniquement au début, ou au voisinage de celui-ci, de chaque alternance de la tension d'excitation unidirectionnelle redressée et non filtrée, des moyens de con-25 trôle d'inhibition (23) destinés à interdire le fonctionnement dudit circuit (22), et des moyens de détection de température (54) destinés à détecter la température d'un objet chauffé par la bobine de chauffage par induction et à fournir des signaux de contrôle lorsque cette température devient supérieure à un 30 niveau prédéterminé, afin de contrôler le fonctionnement desdits moyens de contrôle d'inhibition. 15. Circuit suivant la revendication 9, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre une bobine de lissage possédant une inductance et un condensateur de lissage possédant 35 une capacité C^ qui sont branchés en série aux bornes d'au moins un des composants de commutation et qui possèdent des impédances telles que l'impédance combinée du condensateur de commutation, de la bobine de lissage et du condensateur de lissage possède une nature capacitive et présente une fréquence 40 de résonance série avec la bobine de commutation pour établir 72 12057 105 2132477 la période de commutation t^, la bobine et le condensateur de lissage mettant le courant de sortie traversant la bobine de lissage sous une forme sensiblement sinusoïdale présentant peu ou pas du tout d'effets d'interférence HF, la charge étant 5 couplée à la bobine de lissage qui lui fournit la puissance de sortie. 16. Circuit suivant la revendication 15, caractérisé par le fait que la bobine de lissage est constituée par une bobine de chauffage par induction. 10 17. Circuit suivant la revendication 16, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un dispositif de commutation (21) à amorçage progressif à partir de zéro qui est branché entre le circuit redresseur et le convertisseur, un circuit (22) de commande et de détection de zéro qui est couplé audit dispo-15 sitif de commutation à démarrage progressif à partir de zéro pour le rendre conducteur uniquement au début, ou au voisinage de celui-ci, de chaque alternance de la tension d'excitation unidirectionnelle redressée et non filtrée, des moyens de contrôle d'inhibition (23) destinés à interdire le fonctionnement 20 dudit circuit (22), et des moyens de détection de température (54) destinés à détecter la température d'un objet chauffé par la bobine de chauffage par induction et à fournir des signaux de contrôle lorsque cette température devient supérieure à un niveau prédéterminé, afin de contrôler le fonctionnement desdits 25 moyens de contrôle d'inhibition. 18. Circuit suivant la revendication 17, caractérisé par le fait que les moyens de contrôle et de détection de température comportent un détecteur de rayons infra-rouges (54) disposé de façon à voir l'objet chauffé par la bobine de chauf-30 fage, vui amplificateur à courant constant (121) branché en série avec le détecteur de rayons infra-rouges aux bornes d'une source (136, 137) de tension d'excitation continue de faible valeur, des moyens (52) destinés à masquer périodiquement le détecteur de rayons infra-rouges pour fournir un signal de sor-35 tie alternatif dont l'amplitude indique la température de l'objet chauffé, un amplificateur de courant alternatif (129), une impédance variable (131, 132, 133) destinée à régler la température et contrôlant le gain de l'amplificateur de courant alternatif, le réglage de cette impédance servant à établir la valeur 40 de la température pour laquelle le signal de sortie de l'ampli 72 12057 106 2132477 ficateur de courant alternatif atteint une valeur opérationnelle, un amplificateur de contrôle (138) contrôlé par le signal de -sortie de l'amplificateur de courant alternatif pour fournir un signal de contrôle représentant la température de l'objet 5 chauffé par la bobine à induction par rapport au réglage de température établi par l'impédance, ce signal de contrôle étant fourni aux moyens de contrôle d'inhibition (23), et des moyens pour fournir des tensions de polarisation provenant d'un point de référence commun (C) de la source de tension d'excita-10 tion de faible valeur alimentant l'amplificateur de courant continu et l'amplificateur de contrôle, ce qui permet de minimiser les variations de la tension d'excitation. 19. Circuit suivant la revendication 18, caractérisé par le fait que le détecteur de rayons infra-rouges (54) est 15 constitué par une cellule semi-conductrice à sulfure de plomb, que l'amplificateur à courant constant est constitué par un transistor à effet de champ (121) comportant une résistance de réaction branchée en série avec ses électrodes de source et de drain et un couplage de réaction entre la résistance de réaction 20 et la porte du transistor à effet de champ pour maintenir un courant constant dans l'amplificateur et la cellule au sulfure de plomb branchés en série, que l'amplificateur de courant alternatif (129) est constitué par un amplificateur opérationnel sous forme de circuit intégré possédant une borne d'entrée 25 inverseuse, une borne d'entrée non inverseuse et une borne de sortie, le signal de sortie du détecteur de rayons infra-rouges étant couplé en alternatif à la borne d'entrée non inverseuse, et que l'impédance variable servant au réglage de la température est constituée par trois résistances variables branchées en 30 série entre la borne de sortie et la borne inverseuse, les deux résistances variables extrêmes (131 et 133) servant au réglage des valeurs minimale et maximale de la température et la résistance variable centrale (132) servant à établir le réglage de température souhaité, des moyens (135) étant prévus pour appli-35 quer sur la borne inverseuse et la borne non inverseuse des tensions de polarisation provenant d'un point commun (C) de la source de tension d'excitation de faible valeur (136, 137, 124) alimentant l'amplificateur de courant continu et le détecteur de rayons infra-rouges, et les moyens d'amplification et de 40 contrôle (138) comportant un trigger de Schmitt répondant au 72 12057 107 2132477 signal de sortie de l'amplificateur de courant alternatif pour fournir une tension électrique possédant une première valeur lorsque la température détectée par la cellule au sulfure de plomb est inférieure à la valeur déterminée par le réglage des 5 impédances variables, et pour fournir une tension de sortie possédant une seconde valeur lorsque la température détectée est supérieure à la valeur déterminée par l'impédance variable, le signal de sortie du trigger de Schmitt contrôlant le fonctionnement des moyens de contrôle d'inhibition. 10 20. Circuit suivant la revendication 19, caractérisé par le fait que la bobine de chauffage par induction est constituée par une bobine plane en spirale (41), un organe de support isolant (49) perméable à la chaleur et constitué par une pyrocéramique, qui est destiné à supporter les ustensiles 15 de cuisine pouvant être chauffés, la bobine de chauffage en spirale comportant uneouverture centrale (42) et étant disposée sous l'organe de support perméable à la chaleur, la cellule au sulfure de plomb (54) destinée à détecter les rayons infrarouges étant disposée au-dessous de cette ouverture centrale 20 de façon à voir le fond de l'ustensile de cuisine supporté par l'organe de support isolant, la cellule au sulfure de plomb étant logée dans un réflecteur (55) destiné à concentrer les rayons infra-rouges provenant du fond du récipient sur la cellule, et un dispositif de découpage (52) étant interposé sur 25 le trajet des rayons infra-rouges entre le fond du récipient, par l'intermédiaire de l'organe de support et de l'ouverture centrale, et la cellule au sulfure de plomb afin de masquer périodiquement cette cellule au sulfure de plomb. 21. Circuit suivant la revendication 20, caractérisé 30 par le fait que le dispositif de découpage (52) des rayons infra-rouges comporte aussi un dispositif de ventilation (58) pour produire un courant d'air de refroidissement dans l'atmosphère ambiante entourant le dispositif de contrôle, la bobine de chauffage hélicoïdale (41) étant constituée par un câble 35 isolé, formé de plusieurs conducteurs torsadés, qui est entouré en spirale dans un plan et qui possède des extrémités intérieure et extérieure, ce câble étant constitué par plusieurs conducteurs isolés entrelacés pour former le câble isolé, les extrémités extérieures (A', B') de certains conducteurs étant 40 reliées aux extrémités intérieures (C, D) des conducteurs 72 12057 108 2132477 adjacents pour obtenir un couplage par induction souhaité en direction du récipient chauffé par la bobine, les extrémités intérieure et extérieure d'au moins un des conducteurs isolés étant reliées au circuit convertisseur en tant que bobine de 5 lissage, ce circuit comportant en outre un noyau de ferrite (56) muni d'une ouverture centrale (57) et supportant la bobine de chauffage au-dessous de la surface de l'organe de support perméable à la chaleur pour concentrer les lignes de flux magnétique en direction du récipient chauffé. 10 22. Circuit d'alimentation et de contrôle du taux d'accroissement dv/dt de la tension directe, caractérisé par le fait qu'il comporte en combinaison des bornes d'alimentation (15, 16) alimentant un dispositif de commutation à semiconducteurs ou thyristor (17) branché dans le circuit d'alimen-15 tation, un circuit d'arrêt comportant une résistance (109) et un condensateur (111) en série et branchés en parallèle aux bornes du dispositif de commutation à semiconducteurs (17) pour limiter le taux d'accroissement de la tension directe réappliquée aux bornes du dispositif de commutation, des moyens (241, 20 242, 243) reliés audit circuit d'arrêt pour dériver un signal de contrôle dv/dt du taux d'accroissement représentant le taux d'accroissement de la tension directe réappliquée aux bornes du dispositif de commutation à semi-conducteurs, et des moyens (245, 226) destinés à appliquer ce signal de contrôle dv/dt 25 pour contrôler le fonctionnement du dispositif de commutation à semi-conducteurs de façon à assurer un fonctionnement sûr du circuit d'alimentation en tenant compte des caractéristiques dv/dt du thyristor. 23. Circuit d'alimentation et de contrôle opto-élec-30 tronique, caractérisé par le fait qu'il comporte des bornes d'alimentation (15, 16) reliées au circuit d'alimentation, un dispositif (281, 282, 283) détectant les ondulations et branché dans ledit circuit d'alimentation pour fournir un signal d'ondulation uniquement en réponse à la présence d'une ondulation 35 dans le courant fourni par les bornes d'alimentation, un circuit de contrôle (268, 290, 267) destiné à contrôler le fonctionnement du circuit d'alimentation, un dispositif (212) sensible au signal d'ondulation et branché dans ledit circuit de contrôle pour détecter ledit signal d'ondulation lorsque la puissance 40 fournie par les bornes d'alimentation présente une ondulation 72 12057 109 2132477 importante, et des moyens (261) utilisant le signal d'ondulation pour contrôler le fonctionnement du circuit de contrôle et par conséquent le circuit d'alimentation afin de maintenir le signal d'ondulation dans des limites prédéterminées. 5 24. Circuit d'alimentation d'un convertisseur, carac térisé par le fait qu'il comporte en combinaison des bornes d'alimentation (15, 16) destinées a être reliées à une source d'énergie électrique pour alimenter le convertisseur, une bobine de filtrage possédant une inductance L2, un dispositif 10 de commutation semi-conducteur bidirectionnel (17, 18) branché en série avec la bobine de filtrage entre les bornes d'alimentation, la bobine de filtrage étant placée entre le dispositif de commutation et les bornes d'alimentation, une bobine de commutation possédant une inductance et un condensateur de com-15 mutation possédant une capacité C^ qui sont branchés en série aux bornes du dispositif de commutation bidirectionnel et sont accordés sur une fréquence de résonance série, avec une fréquence de commutation souhaitée qui permet d'obtenir une période t^ de commutation et de conduction du thyristor durant chaque 20 alternance de fonctionnement, des moyens pour dériver la puissance de sortie transmise à au moins un des composants de commutation, le circuit de commande étant relié à l'électrode de commande du dispositif de commutation bidirectionnel pour le rendre conducteur avec une fréquence de fonctionnement contrôlée 25 correspondant à une période de fonctionnement T pour le convertisseur, cette période de fonctionnement T comportant une période de charge au repos t2 durant chaque cycle de fonctionnement, d'où T = t^ + t2, la valeur ^2^2 ®^aivt sensiblement égale à "Ç radians ou supérieure et tu, = 1 , la tension directe z 2 Th?7 30 réappliquée aux bornes du dispositif de commutation semi-conducteur après chaque intervalle de conduction étant ainsi maintenue sensiblement indépendante de la charge. 25. Circuit suivant la revendication 24, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un condensateur de filtrage 35 possédant une capacité C2 qui est branchée aux bornes de la bobine de filtrage et du thyristor eux-mêmes branchés en série. 26. Circuit suivant la revendication 24, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un circuit redresseur (14) branché entre les bornes d'alimentation entre une source de 72 12057 110 2132477 f » courant alternatif et ledit thyristor pour fournir des tensions d'excitation unidirectionnelles redressées et non filtrées audit thyristor. 27. Circuit suivant la revendication 24, caractérisé 5 par le fait que la bobine de commutation constitue aussi la bobine de chauffage par induction. 28. Circuit suivant la revendication 24, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un circuit de contrôle marche-arrêt (21) permettant au circuit de commande d'amorcer 10 le thyristor suivant la puissance demandée au circuit. 29. Circuit suivant la revendication 28, caractérisé par le fait que ledit circuit de contrôle comporte un dispositif de commutation (21) à amorçage progressif à partir de zéro, qui est branché entre les bornes d'alimentation et le thyristor 15 (17), et un circuit de contrôle et de détection du point zéro (22) relié audit dispositif de commutation à amorçage progressif pour le commuter uniquement au début de chaque alternance de la tension d'excitation d'entrée, unidirectionnelle redressée et non filtrée. 20 30. Circuit suivant la revendication 29, caractérisé par le fait que ces moyens de contrôle comportent des moyens de contrôle d'inhibition (23) pour interdire le fonctionnement du circuit de contrôle et de détection du point zéro, et des moyens de détection de la condition de charge (24) détectant la charge 25 en réponse au signal de sortie du circuit d'alimentation du convertisseur et fournissant un signal de contrôle en réponse à cette condition de charge afin de contrôler le fonctionnement desdits moyens de contrôle d'inhibition. 31. Circuit suivant la revendication 24, caractérisé 30 par le fait que ledit circuit de commande est un circuit de commande à fréquence variable destiné à faire varier la fréquence de fonctionnement du circuit convertisseur afin de contrôler la puissance de sortie, la fréquence instantanée étant contrôlée dans une gamme dans laquelle es^ sensiblement 35 égal à ^ radians ou supérieur. 32. Circuit suivant la revendication 31, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens (241-246) pour détecter une variation importante de la charge du circuit d'alimentation, entre une charge maximale et une charge nulle, et 40 des moyens (233, 226) destinés à réduire automatiquement la 72 12057 m 2132477 fréquence de fonctionnement du circuit en réponse à la variation détectée de la charge. 33. Circuit suivant la revendication 24, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre une bobine de lissage pos- 5 sédant une inductance et un condensateur de lissage possédant line capacité C^ qui sont branchés en série aux bornes d'au moins un des composants de commutation et qui possèdent des impédances telles que l'impédance combinée du condensateur de commutation, de la bobine de lissage et du condensateur de lis-10 sage possède une nature capacitive et présente une fréquence de résonance série avec la bobine de commutation pour établir la période de commutation t^, la bobine et le condensateur de lissage mettant le courant de sortie traversant la bobine de lissage sous une forme sensiblement sinusoïdale présentant .peu ou 15 pas du tout d'effets d'interférence HF. 34. Circuit suivant la revendication 33, caractérisé par le fait que la charge dérive sa puissance de sortie aux bornes de la bobine de lissage et que celle-ci constitue la bobine de chauffage par induction. 20 35. Circuit suivant la revendication 24, caractérisé par le fait que le condensateur de commutation comporte plusieurs condensateurs (C^branchés en parallèle, et un commutateur (S.j ) contrôlant la puissance et destiné à mettre en circuit certains desdits condensateurs branchés en parallèle suivant la 25 puissance souhaitée. 36. Circuit suivant la revendication 28, caractérisé par le fait qu'il est utilisé comme circuit de chauffage par induction et qu'il comporte en outre des moyens de contrôle et de détection de la température (24) pour détecter la température 30 de l'objet chauffé et contrôler les moyens de contrôle marche-arrêt en réponse à la température détectée. 37. Circuit suivant la revendication 36, caractérisé par le fait que lesdits moyens de contrôle comportent un dispositif de commutation (21) à amorçage progressif à partir de 35 zéro qui est branché entre les bornes d'alimentation (15, 16) et le thyristor (17), et un circuit de contrôle et de détection du point zéro (22) qui est relié audit dispositif de commutation à amorçage progressif pour le rendre conducteur uniquement au début de chaque alternance de la tension d'excitation d'entrée 40 unidirectionnelle redressée et non filtrée. 72 12057 112 2132477 38. Circuit suivant la revendication 37,.caractérisé par le fait que les moyens de contrôle comportent des moyens de contrôle d'inhibition (23) pour interdire le fonctionnement du circuit de contrôle et de détection du point zéro et que les- 5 dits moyens de détection de la température contrôlent le fonctionnement desdits moyens de contrôle d'inhibition. 39. Circuit suivant la revendication 38, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre une bobine de lissage possédant une inductance et un condensateur de lissage possédant 10 une capacité C^ qui sont branchés en série aux bornes d'au moins un des composants de commutation et qui possèdent des impédances telles que l'impédance combinée du condensateur de commutation, de la bobine de lissage et du condensateur de lissage possède une nature capacitive et présente une fréquence de 15 résonance série avec la bobine de commutation pour établir la période de commutation t^, la bobine et le condensateur de lissage mettant le courant de sortie traversant la bobine de lissage sous une forme sensiblement sinusoïdale présentant peu ou pas du tout d'effets d'interférence HF, la charge étant couplée 20 à la bobine de lissage qui lui fournit la puissance de sortie,et la bobine de lissage étant constituée par une bobine de chauffage par induction. 40. Circuit suivant la revendication 25, caractérisé par le fait qu'il est constitué par deux circuits identiques 25 branchés en série de façon symétrique entre des bornes d'alimentation entre lesquelles la tension nominale est le double de celle utilisée pour le circuit de la revendication 24, les bobines et les condensateurs de filtrage de chaque circuit étant branchés en série et les points communs des condensateurs 30 de filtrage et des bobines de filtrage étant reliés directement, des moyens étant prévus pour amorcer simultanément les dispositifs de commutation (17, 17') de chaque circuit. 41. Circuit suivant la revendication 34, caractérisé par le fait qu'il comporte deux circuits identiques branchés 35 en série de façon symétrique entre des bornes d'alimentation entre lesquelles la tension nominale est le double de celle utilisée pour le circuit suivant la revendication 34, deux condensateurs de filtrage en série étant branchés aux bornes des circuits branchés en série entre des points situés entre 40 les bornes d'alimentation et les bobines de filtrage de 72 12057 113 2132477 chaque circuit, le point milieu des condensateurs de filtrage branchés en série étant relié au conducteur commun des circuits, et des moyens étant prévus pour amorcer simultanément les thyristors de chaque circuit. 5 42. Circuit suivant la revendication 26, caractérisé par le fait que les positions du circuit redresseur (201-204) et de la bobine de filtrage (I^) sont interchangées et que le thyristor (17) est un dispositif unidirectionnel, le circuit pouvant être excité par une source de courant alternatif et le 10 circuit redresseur présentant la double possibilité de fonctionner en redresseur et en diode de réaction. 43. Circuit de commande pour tin circuit d'alimentation d'un thyristor, caractérisé par le fait qu'il comporte des bornes d'alimentation (15, 16), des moyens (92) pour dériver 15 une tension d'auto-excitation unidirectionnelle de faible valeur à partir des bornes d'alimentation, des moyens de charge (34,94) d'un circuit de cadence alimentés par ladite tension d'excitation de valeur faible, des moyens de commutation (95) sensibles à la tension et contrôlés par lesdits moyens de charge (34, 94) 20 du circuit de cadence et alimentés par ladite tension d'excitation de faible valeur, ces moyens de commutation (95) sensibles à la tension étant rendus conducteurs lorsque la tension aux bornes desdits moyens de charge atteint une valeur prédéterminée, un dispositif de commutation à semi-conducteurs (97) à courant 25 constant et contrôlé par une électrode de commande, la caractéristique courant-tension de ce dispositif étant relativement plate et ce dispositif étant alimenté par les bornes d'alimentation (15, 16), l'électrode de commande dudit dispositif de commutation à courant constant recevant ladite tension d'exci-30 tation de faible valeur par 1'intermédiaire du dispositif de commutation sensible à la tension, et un circuit (98, 99) fournissant un signal de commande et branché en série avec ledit dispositif de commutation semi-conducteur à courant constant, ce dit circuit (98, 99) étant destiné à être relié à l'électrode 35 de commande d'un thyristor de forte puissance nominale. 44. Circuit suivant la revendication 43, caractérisé par le fait que le dispositif de commutation à semi-conducteurs, à courant constant, est constitué par un transistor de commutation haute tension (97) possédant une caractéristique courant- 40 tension sensiblement plane, le circuit émetteur-collecteur de 72 12057 114 2132477 ce transistor étant "branché en série avec le circuit (98, 99) fournissant le signal de commande, entre les bornes d'alimen-tation, et la base du transistor étant reliée aux moyens de commutation (95) sensibles à la tension. 5 45. Circuit suivant la revendication 44, caractérisé par le fait que les moyens de commutation sensibles à la tension sont constitués par un transistor unijonction programmable (95) et comportent en outre des moyens pour faire varier la constante de temps de charge desdits moyens de charge. 10 46. Circuit suivant la revendication 44, caractérisé par le fait que les moyens de commutation sensibles à la tension sont constitués par un interrupteur unidirectionnel au silicium (95) et comportent en outre des moyens pour faire varier la constante de temps de charge desdits moyens de charge. 15 47. Circuit suivant la revendication 46, caractérisé par le fait que le circuit fournissant les signaux de commande comporte un transformateur d'isolement (98, 99) dont l'enroulement primaire (98) est branché dans le circuit émetteur-collecteur du transistor de commutation haute tension (97) et dont 20 l'enroulement secondaire (99) est destiné à être relié à l'électrode de commande d'un thyristor (17) de forte puissance nominale . 48. Circuit de contrôle et de réglage de température, caractérisé par le fait qu'il comporte un détecteur de rayons 25 infra-rouges (54) disposé de façon à voir un objet dont la température doit être contrôlée, un amplificateur à courant constant (121) branché en série avec le détecteur de rayons infra-rouges aux bornes d'une source de tension d'excitation continue de faible valeur, des moyens (52) destinés à masquer 30 périodiquement le détecteur de rayons infra-rouges (54) pour fournir un signal de sortie alternatif dont l'amplitude représente la température de l'objet, un amplificateur (129) à courant alternatif, une impédance variable (133) pour le réglage de la température qui contrôle le gain dudit amplificateur à 35 courant alternatif, le réglage de ladite impédance variable servant à établir la valeur de la température pour laquelle le signal de sortie de l'amplificateur de courant alternatif atteint une valeur opérationnelle, un amplificateur (138) de contrôle de marche-arrêt contrôlé par le signal de sortie dudit amplifi-40 cateur de courant alternatif pour fournir un signal de contrôle 72 12057 us 2132477 de marche-arrêt amplifié représentant la température de l'objet contrôlé en fonction du réglage de température déterminé par l'impédance variable, et des moyens (135) pour fournir des tensions de polarisation, à partir d'un point de référence commun 5 (C) de la source de tension d'excitation de faible valeur, à l'amplificateur de courant alternatif et à l'amplificateur de contrôle de marche-arrêt, les effets des variations de la tension d'excitation étant ainsi minimisés. 49. Circuit suivant la revendication 48, caractérisé 10 par le fait que l'amplificateur à courant constant est constitué par tin transistor à effet de champ (121) et une résistance de réaction (122) branchée en série avec le drain et la source, la résistance de réaction étant reliée, par l'intermédiaire d'une connexion de réaction, à la porte du transistor à effet 15 de champ pour maintenir un courant constant dans ce transistor et la résistance branchée en série, le circuit série constitué par la résistance de réaction et le drain et la source étant branché en série avec le détecteur de rayons infra-rouges (54). 50. Circuit suivant la revendication 49, caractérisé 20 par le fait que l'amplificateur de courant alternatif est constitué par un amplificateur opérationnel (129) réalisé sous forme de circuit intégré et possédant une borne d'entrée inverseuse, une borne d'entrée non inverseuse, et une borne de sortie, le signal de sortie du détecteur de rayons infra-rouges (54) étant 25 couplé en alternatif à la borne d'entrée non inverseuse, que l'impédance variable servant au réglage de la température est constituée par trois résistances variables (131» 132, 133) branchées en série entre la borne de sortie et la borne d'entrée inverseuse, les résistances variables externes servant respec-30 tivement au réglage des valeurs limites minimale et maximale de la température et la résistance variable centrale servant à établir le réglage de température souhaité, des moyens étant prévus pour appliquer aux bornes d'entrée inverseuses et non inverseuses des tensions de polarisation provenant d'un point 35 commun (C) de la source de tension d'excitation de faible valeur (136, 137) alimentant l'amplificateur de courant alternatif et le détecteur de rayons infra-rouges. 51. Circuit suivant la revendication 50, caractérisé par le fait que l'amplificateur de contrôle de marche-arrêt est 40 constitué par un circuit de déclenchement bistable de marche- 72 12057 116 2132477 arrêt (138) répondant au signal de sortie dudit amplificateur de courant continu, ce circuit bistable possédant deux états stables de fonctionnement et pouvant passer d'un état à l'autre lorsque le signal de sortie de l'amplificateur de courant alter-5 natif atteint un niveau prédéterminé correspondant à la température réglée par les impédances variables, ce circuit revenant automatiquement au premier état lorsque le signal de sortie de l'amplificateur de courant alternatif devient inférieur au niveau prédéterminé, des sources distinctes (136, 137 et 124) 10 de tension d'excitation continue de faible valeur étant prévues pour le circuit bistable et pour le détecteur de rayons infrarouges (54) et pour l'amplificateur de courant alternatif (129), ce qui permet d'obtenir un meilleur isolement durant le fonctionnement entre ces différentes parties du circuit. 15 52. Circuit suivant la revendication 50, caractérisé par le fait que l'amplificateur de contrôle de marche-arrêt comporte un relais à lames(161) dont l'enroulement d'excitation est branché à la sortie de l'amplificateur de courant continu (129), et un circuit de charge haute tension (163) fournissant 20 des tensions de commande de faible valeur à l'électrode de commande d'un dispositif de commutation semi-conducteur (72), l'armature (162) du relais à lames étant branchée de façon à décharger sélectivement le circuit de charge en fonction du signal de sortie de l'amplificateur de courant alternatif. 25 53. Dispositif destiné à fournir un signal de contrôle et de détection de température pour un ustensile de cuisine, caractérisé par le fait qu'il comporte un organe de support (49), perméable à la chaleur, pour un ustensile de cuisine, et un détecteur de rayons infra-rouges (54) qui voit directement 30 l'ustensile de cuisine à travers l'organe de support perméable à la chaleur pour fournir un signal de contrôle électrique qui dépend directement de la température de l'ustensile. 54. Dispositif suivant la revendication 53, caractérisé par le fait que l'organe de support (49) perméable à la chaleur 35 est constitué par un organe isolant du point de vue électrique, par exemple de la pyrocéramique. 55. Dispositif suivant la revendication 53, caractérisé par le fait qu'une bobine de chauffage (41') plane et en spirale, et comportant une ouverture centrale (42), est disposée sous 40 l'organe de support (49) pour être utilisée avec des ustensiles 72 12057 117 2132477 de cuisine qui sont à fond métallique et qui peuvent être chauffés par induction, le détecteur de rayons infra-rouges (54) étant en regard direct avec le fond de l'ustensile, par l'intermédiaire de l'ouverture centrale de la bobine de chauffage. 5 56. Dispositif suivant la revendication 53, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un dispositif de découpage (52) des rayons infra-rouges qui est disposé entre l'organe de support et le détecteur de rayons infra-rouges de façon à faire apparaitre tin signal de sortie alternatif à la sortie du détec- 10 teur de rayons infra-rouges, l'amplitude de ce signal représentant la température de l'ustensile de cuisine. 57. Dispositif suivant la revendication 56, caractérisé par le fait que le dispositif de découpage comporte aussi des moyens de ventilation (58) pour produire un courant d'air de 15 refroidissement dans l'atmosphère entourant le dispositif. 58. Dispositif suivant la revendication 55, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un noyau de ferritfce en cuvette (56) possédant une ouverture centrale (57) et supportant la bobine de chauffage sous l'organe de support perméable à la 20 chaleur, afin de concentrer les lignes de flux magnétique en direction de l'ustensile chauffé par Induction. 59. Dispositif suivant la revendication 53, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un réflecteur thermique (55), le détecteur de rayons infra-rouges étant logé dans le réflec- 25 teur thermique pour concentrer les rayons infra-rouges émis par l'ustensile de cuisine en direction du détecteur de rayons infra-rouges. 60. Dispositif suivant la revendication 53, caractérisé par le fait que l'organe de support isolant (49) perméable à la 30 chaleur est en pyrocéramique, qu'une bobine de chauffage par induction plane et en spirale (41) est disposée sous l'organe de support en pyrocéramique à l'intérieur d'un noyau de ferrite (56), la bobine de chauffage et le noyau de ferrite étant tous deux munis d'une ouverture centrale (47, 57) pour permettre au 35 détecteur de rayons infra-rouges de voir directement le fond de l'ustensile de cuisine disposé sur l'organe de support èn pyrocéramique, le détecteur de rayons infra-rouges (54) étant constitué par une cellule au sulfure de plomb et étant disposé à l'intérieur d'un réflecteur thermique (55) pour concentrer 40 les rayons infra-rouges émis par l'ustensile de cuisine en 72 12057 118 2132477 direction de la cellule au sulfure de plomb, et un dispositif de découpage (52) étant interposé entre la cellule au sulfure de plomb et le fond de l'ustensile de cuisine afin de masquer périodiquement la cellule de détection au sulfure de plomb, des 5 moyens de ventilation (58) étant prévus pour faire circuler un courant d'air de refroidissement dans le dispositif. 61. Dispositif suivant la revendication 60, caractérisé par le fait que la bobine plane en spirale est constituée par un câble isolé (41) comportant plusieurs conducteurs et enroulé 10 en spirale dans xm plan de façon à définir une ouverture centrale, ce câble comportant des extrémités intérieure et extérieure, et étant réalisé à partir de brins multiples de conducteurs isolés entrelacés pour former le câble isolé, les extrémités extérieures (A', B1, C', D') de certains brins étant 15 reliées aux extrémités intérieures (B, C, D) des brins adjacents pour obtenir xm couplage inductif souhaité avec xm objet chaxiffé par la bobine, et des moyens étant prévus pour brancher une source d'énergie électrique entre les bornes intérieure et extérieure (T.j, T2) d'au moins xm des brins multiples. 20 62. Bobine de chauffage plate utilisable notamment pour des appareils de chauffage par induction, caractérisée par le fait qu'elle est constituée par xm câble isolé (41) comportant plusiexirs conducteurs et enroulé en spirale dans xm plan de façon à définir une ouverture centrale, ce câble comportant 25 des extrémités intérieure et extérieure, et étant réalisé à partir de brins multiples de conducteurs isolés entrelacés pour former le câble isolé, les extrémités extérieures (A', B', C', D') de certains brins étant reliées axax extrémités intérieures (B, C, D) des brins adjacents pour obtenir xm couplage inductif 30 soxihaité avec xm objet chaxaffé par la bobine, et des moyens étant prévus poxirbrancher une source d'énergie électrique entre les bornes intérieure et extérieure (T^, T^) d'au moins xm des brins multiples. 63. Bobine de chaxoffage suivant la revendication 62, 35 caractérisée par le fait qu'au moins dexax (A'-B, B'-C, C'-D) des brins multiples du conducteur isolé sont branchés en série par une interconnexion appropriée de leurs extrémités intérieures et extérieures respectives, 64. Bobine de chauffage suivant la revendication 62, 40 caractérisée par le fait qu'au moins dexix (A, B et C, D) des 72 12057 119 2132477 brins multiples des conducteurs isolés sont branchés en parallèle par une interconnexion appropriée de leurs extrémités intérieures et extérieures respectives. 65. Bobine de chauffage suivant la revendication 62, 5 caractérisée par le fait qu'au moins deux (A, B et C, D) des brins multiples des conducteurs isolés sont branchés en parallèle par une interconnexion appropriée de leurs extrémités intérieures et extérieures respectives, et qu'au moins deux groupes (A, B et C, D) de brins multiples branchés en parallèle 10 sont branchés en série par une interconnexion appropriée de leurs extrémités intérieures et extérieures respectives. 66. Circuit d'alimentation régulé, caractérisé par le fait qu'il comporte en combinaison des bornes d'alimentation (11, 12) destinées à être branchées aux bornes d'une source de 15 courant alternative, un circuit redresseur (14) alimenté par lesdites bornes d'alimentation pour convertir l'énergie alternative en énergie unidirectionnelle, un circuit convertisseur haute fréquence (17, 18, 19) alimenté par ledit circuit redresseur pour convertir l'énergie unidirectionnelle en impulsions 20 d'énergie haute fréquence pour alimenter une charge, et des moyens de commutation (21) pour contrôler la puissance de sortie et branchés dans ledit circuit d'alimentation régulé entre les bornes d'alimentation et le circuit convertisseur haute fréquence afin de contrôler la puissance de sortie fournie par 25 ledit circuit convertisseur. 67. Circuit suivant la revendication 66, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens (34) pour contrôler la fréquence de fonctionnement du circuit convertisseur haute fréquence afin de contrôler la puissance de sortie moyenne 30 fournie par ledit circuit convertisseur. 68. Circuit suivant la revendication 66, caractérisé par le fait que ledit circuit convertisseur haute fréquence comporte des condensateurs de commutation et des moyens (25A-25D) destinés à faire varier la valeur de ces condensateurs de 35 commutation pour obtenir un contrôle supplémentaire de la puissance de sortie moyenne fournie par le circuit convertisseur haute fréquence. 69. Circuit suivant la revendication 66, caractérisé par le fait que les moyens de commutation servant au contrôle 40 de la puissance de sortie sont branchés entre la sortie du 72 12057 120 2132477 circuit redresseur et les "bornes d'alimentation d'entrée du circuit convertisseur haute fréquence, et comportent un dispositif de commutation (21) à démarrage progressif à partir de zéro pour contrôler la délivrance et la suppression de la puis-5 sance de sortie fournie par le circuit convertisseur haute fréquence. 70. Circuit suivant la revendication 66, caractérisé par le fait que les moyens de commutation (21) contrôlant la puissance de sortie sont branchés entre la sortie du circuit 10 redresseur et les bornes d'alimentation d'entrée du circuit convertisseur haute fréquence, et comportent un dispositif de commutation (185) à contrôle de phase destiné à contrôler la phase de puissance de sortie moyenne fournie par le circuit convertisseur haute fréquence. 15 71. Circuit suivant la revendication 66, caractérisé par le fait que les moyens de commutation (201) contrôlant la puissance de sortie sont branchés entre les bornes d'alimentation et le circuit redresseur (201-204) et sont constitués par un dispositif de commutation à démarrage progressif à partir de zéro des-20 tiné à contrôler l'apparition et la suppression de la puissance de sortie fournie par le circuit convertisseur haute fréquence. 72. Circuit suivant la revendication 66, caractérisé par le fait que les moyens de commutation (201) contrôlant la puissance de sortie sont branchés entre les bornes d'alimenta- 25 tion et le circuit redresseur (201-204) et sont constitués par un dispositif de commutation à contrôle de phase destiné à contrôler la phase de la puissance de sortie moyenne fournie par le circuit convertisseur haute fréquence. 73. Circuit détecteur stabilisé, caractérisé par le 30 fait qu'il comporte un détecteur (54) détectant les variations d'un phénomène physique contrôlé, et un amplificateur à courant constant (121) qui est branché en série avec le détecteur aux bornes d'une source de tension d'excitation. 74. Circuit suivant la revendication 73, caractérisé 35 par le fait que l'amplificateur à courant constant est constitué par un transistor à effet de champ (121) et line résistance de réaction branchée en série avec la source et le drain, la résistance de réaction étant reliée, par l'intermédiaire d'une connexion de réaction, à la porte du transistor à effet de champ 40 pour maintenir constant le courant traversant le transistor à 72 12057 121 2132477 effet de champ et la résistance branchée en série, le circuit série constitué par la résistance de réaction et le drain et la source du transistor à effet de champ étant branché en série avec le détecteur (54). 5 75. Circuit de contrôle et d'alimentation perfectionné, caractérisé par le fait qu'il comporte un circuit convertisseur comprenant un thyristor de puissance (17) contrôlé par une électrode de commande et fournissant des courants d'excitation périodiques à une charge, tin circuit redresseur (14) destiné 10 à fournir une tension d'excitation unidirectionnelle redressée et non filtrée, de forte valeur, au circuit convertisseur et au circuit de commande (32) destiné à commander périodiquement le circuit convertisseur, ce circuit de commande comportant des moyens (92) pour dériver une faible tension d'auto-excitation 15 unidirectionnelle de la forte tension d'excitation unidirectionnelle redressée et non filtrée fournie par le circuit redresseur, des moyens de charge (34, 94) d'un circuit de cadence alimentés par ladite faible tension d'excitation, un dispositif de commutation (95) sensible à la tension et contrôlé par les-20 dits moyens de charge (34, 94), ledit dispositif de commutation (95) sensible à la tension étant rendu conducteur lorsque la tension des moyens de charge atteint une valeur prédéterminée, un dispositif de commutation à semi-conducteurs (97) possédant une caractéristique courant-tension sensiblement plate et dont 25 les bornes de charge sont reliées à la sortie du circuit redresseur, l'électrode de commande dudit dispositif de commutation semi-conducteur à courant constant étant alimentée par le dispositif de commutation (95) sensible à la tension et le circuit de sortie (98) du signal de commande branché en série avec le 30 dispositif de commutation à courant constant et destiné à être relié à l'électrode de commande du thyristor de puissance (17) faisant partie du circuit convertisseur, un circuit d'inhibition (23, 21) pouvant être commandé de façon sélective et étant branché aux bornes dudit circuit de commande pour interdire 35 sélectivement le fonctionnement dudit circuit de commande, et des moyens de retard (64, 65, 66, 82) destinés à introduire un retard entre la commande sélective des moyens d'inhibition, de façon à supprimer l'inhibition et à permettre le fonctionnement du circuit de commande. 40 76. Circuit suivant la revendication 75, caractérisé 72 12057 122 2132477 par le fait qu'il comporte en outre des moyens (34) destinés à faire varier la constante de temps de charge desdits moyens .. de charge afin de contrôler la puissance de sortie du circuit convertisseur. 5 77. Circuit suivant la revendication 75, caractérisé par le fait que le dispositif de commutation sensible à la tension est constitué par un interrupteur unidirectionnel au silicium (95) que le dispositif de commutation à semi-conduc-teurs est constitué par un transistor de commutation haute ten-10 sion (311), et que le circuit de sortie du signal de commande est constitué par une résistance de charge (312) branchée dans le circuit émetteur-collecteur du transistor de commutation haute tension, celui-ci étant relié à l'électrode de commande du thyristor de puissance (17) du circuit convertisseur. 15 78. Circuit suivant la revendication 75, caractérisé par le fait que les moyens d'inhibition pouvant être commandés sélectivement comportent un thyristor d'inhibition (72) branché aux bornes des moyens (91, 92, 93) destinés à dériver la faible tension d'auto-excitation afin de supprimer sélectivement 20 la tension d'excitation des moyens de charge pour interdire leur fonctionnement, un circuit de contrôle et de détection du point zéro (21) étant contrôlé par le thyristor d'inhibition (72) pour le rendre non conducteur et de ce fait autoriser le fonctionnement des moyens de charge uniquement au début, ou au 25 voisinage du début, de chaque alternance de la tension d'excitation unidirectionnelle redressée et non filtrée. 79. Circuit suivant la revendication 78, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens de contrôle d'inhibition (23) pour interdire le fonctionnement du circuit 30 de contrôle et de détection du point zéro, et des moyens (24) destinés à détecter la condition de fonctionnement du circuit convertisseur et à fournir un signal de contrôle de marche-arrêt en réponse à la condition de charge afin de contrôler le fonctionnement des moyens de contrôle d'inhibition. 35 80. Circuit suivant la revendication 75, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un commutateur (S^) pouvant être commandé durant les intervalles de non conduction du circuit convertisseur pour mettre en circuit différentes valeurs de capacité de commutation dans le circuit convertisseur, 40 afin de contrôler la puissance fournie par celui-ci. 72 12057 123 2132477 81. Circuit suivant la revendication 75, caractérisé par le fait que ledit circuit redresseur (201-204) est constitué par un pont de diodes à faible temps de recouvrement qui sert simultanément de redresseur à deux alternances pour la tension 5 d'alimentation alternative et de trajet de réaction pour les courants inverses du circuit convertisseur. 82. Circuit suivant la revendication 75, caractérisé par le fait que le convertisseur comporte une bobine de filtrage possédant line inductance Lg, un dispositif de commutation bi- 10 directionnel ou thyristor, à semi-conducteurs et possédant une électrode de commande qui est branchée en série avec la bobine de filtrage entre les bornes de sortie du circuit redresseur, la bobine de filtrage étant interposée entre le thyristor et le circuit redresseur, une bobine de commutation possédant une 15 inductance et un condensateur de commutation possédant une capacité C^ qui sont branchés en série aux bornes du thyristor et sont accordés sur une fréquence de résonance série correspondant à une fréquence de commutation souhaitée qui établit une période t^ de commutation et de conduction du thyristor 20 durant chaque cycle de fonctionnement, des moyens servant à dériver la puissance de sortie et reliés à au moins un des composants de commutation, le circuit de commande étant relié à l'électrode de commande du thyristor pour le rendre conducteur à une fréquence contrôlée qui correspcnd à une période de fonc-25 tionnement T du convertisseur, cette période de fonctionnement comportant une période de charge au repos t^ durant chaque cycle de fonctionnement, d'où T = t^ + t2, la valeur de ^^2 Tf 1 étant sensiblement égale à ^ radians ou supérieure, et ^ = -p=> VL2C1 la tension directe réappliquée aux bornes du thyristor après 30 chaque intervalle de conduction étant ainsi maintenue sensiblement indépendante de la charge. 83. Circuit suivant la revendication 82, caractérisé par le fait que le circuit de commande comporte en outre des moyens (34) destinés à faire varier la constante de temps de 35 charge desdits moyens de charge, un circuit de contrôle de marche-arrêt (21) destiné à commander et à bloquer ledit circuit de commande suivant la demande de puissance dans le circuit, lesdits moyens de contrôle de marche-arrêt comportant un thyristor d'inhibition (72) branché aux bornes des moyens (91, 93, 92) 72 12057 124 2132477 servant à dériver la faible tension d'auto-excitation, afin de supprimer la tension d'excitation des moyens de charge pour interdire le fonctionnement de ceux-ci, un circuit de commande et de détection du point zéro (73) contrôlant ledit thyristor 5 d'inhibition (72) pour le bloquer afin de permettre le fonctionnement des moyens de charge uniquement au début, ou au voisinage du début, de chaque alternance de la tension d'excitation unidirectionnelle redressée et non filtrée, des moyens de contrôle d'inhibition (23) destinés à interdire le fonctionnement dudit 10 circuit de contrôle et de détection du point zéro (73), des moyens de détection (24) destinés à détecter la condition de fonctionnement du convertisseur et à fournir un signal de contrôle de marche-arrêt en réponse à celle-ci pour contrôler le fonctionnement des moyens de contrôle d'inhibition, et un com-15 mutateur (S^) pouvant être commandé durant les intervalles de non conduction du circuit convertisseur pour mettre en circuit différentes valeurs de capacité de commutation dans le convertisseur, ce qui permet de contrôler la puissance fournie par celui-ci. 20 84. Circuit suivant la revendication 75, caractérisé par le fait que le convertisseur fournit des courants puisés périodiques présentant des effets d'interférence HF, et que le circuit comporte en outre une bobine de lissage (L^) et un condensateur de lissage (C^) branchés en série entre les bornes 25 du circuit convertisseur et servant à mettre le courant de sortie fourni par le circuit convertisseur à la charge sous une forme sensiblement sinusoïdale présentant peu ou pas du tout d'effets d'interférence HF, la charge étant reliée aux bornes de la bobine de lissage, qui lui fournit de la puissance de sor-30 tie, cette bobine de lissage constituant la bobine de chauffage par induction. 85. Circuit suivant la revendication 84, caractérisé par le fait que la bobine de chauffage possède une inductance L^, que le condensateur de lissage possède une capacité C^ et 35 qu'ils sont branchés en série aux bornes d'au moins un des composants de commutation et présentent une impédance telle que l'impédance combinée du condensateur de commutation, de la bobine de lissage et du condensateur de lissage possède une nature capacitive et forme tin circuit résonant série avec la 40 bobine de commutation pour déterminer la période de commutation 72 12057 125 2132477 t^, la bobine et le condensateur de lissage mettant le courant ' de sortie qui traverse la bobine de lissage sous une forme sensiblement sinusoïdale présentant peu ou pas du tout d'effets d'interférence HF, la bobine de lissage servant de bobine de 5 chauffage par induction. 86. Circuit suivant la revendication 85, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un circuit de contrôle de marche-arrêt (21) pour bloquer ou commander le circuit de commande suivant la puissance demandée au circuit, ce circuit de 10 contrôle de marche-arrêt comportant un thyristor d'inhibition (72) branché aux bornes des moyens (91, 92, 93) servant à dériver la faible tension d'auto-excitation, afin de supprimer sélectivement cette tension d'excitation aux bornes des moyens de charge pour en interdire le fonctionnement, un circuit de 15 commande et de détection du point zéro (73) contrôlant ledit thyristor d'inhibition pour le bloquer afin de permettre le fonctionnement des moyens de charge uniquement au début, ou au voisinage du début, de chaque demi-alternance de la tension d'excitation unidirectionnelle redressée et non filtrée, des 20 moyens de contrôle d'inhibition (23) destinés à interdire le fonctionnement dudit circuit de contrôle et de détection du point zéro (73) et des moyens (24) destinés à détecter la condition de charge du convertisseur et à fournir vin signal de contrôle de marche-arrêt en réponse à cette condition afin de 25 contrôler le fonctionnement des moyens de contrôle d'inhibition, et xan commutateur (S^) pouvant être contrôlé durant les intervalles de non conduction du circuit convertisseur pour mettre en circuit différentes valeurs de capacité de commutation dans le convertisseur, ce qui permet de contrôler la puissance four-30 nie par le circuit. 87. Circuit suivant la revendication 79, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des moyens (34) destinés à faire varier la constante de temps de charge desdits moyens de charge afin de contrôler la puissance de sortie du circuit con- 35 vertisseur. 88. Circuit suivant la revendication 79, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un commutateur (S^) pouvant être commandé durant les intervalles de non conduction du circuit convertisseur afin de mettre en circuit différentes valeurs 40 de capacité de commutation dans le convertisseur, ce qui permet 72 12057 126 2132477 de contrôler la puissance fournie par le circuit. 89. Circuit suivant la revendication 87, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un commutateur (S^) pouvant être commandé durant les intervalles de non conduction du cir- 5 cuit convertisseur afin de mettre en circuit différentes valeurs de capacité de commutation dans le convertisseur, ce qui permet de contrôler la puissance fournie par le circuit. 90. Circuit suivant la revendication 89, caractérisé par le fait que le circuit redresseur est constitué par un pont 10 de diodes à faible temps de recouvrement qui sert simultanément de redresseur à double alternance de la tension d'alimentation alternative et de trajet de réaction pour les courants inverses du circuit convertisseur. 91. Circuit suivant la revendication 90, caractérisé 15 par le fait que le convertisseur comporte une bobine de filtrage possédant une inductance L^, un dispositif de commutation bidirectionnel ou thyristor, à semi-conducteurs et possédant une électrode de commande qui est branchée en série avec la bobine de filtrage entre les bornes de sortie du circuit redresseur, 20 la bobine de filtrage étant interposée entre le thyristor et le circuit redresseur, une bobine de commutation possédant une inductance et ton condensateur de commutation possédant une capacité C^ qui sont branchés en série aux bornes du thyristor et sont accordés sur une fréquence de résonance série corres-25 pondant à une fréquence de commutation souhaitée qui établit une période t^ de commutation et de conduction du thyristor durant chaque cycle de fonctionnement, des moyens servant à dériver la puissance de sortie et reliés à au moins un des composants de commutation, le circuit de commande étant relié à 30 l'électrode de commande du thyristor pour le rendre conducteur à une fréquence contrôlée qui correspond à une période de fonctionnement T du convertisseur, cette période de fonctionnement comportant une période de charge au repos tg durant chaque cycle de fonctionnement, d'où T = t^ + t^, la valeur de ">2^2 ®'fcan^ 35 sensiblement égale à * radians ou supérieure, et tu, = --===== , ' * VL2C1 la tension directe réappliquée aux bornes du thyristor après chaque intervalle de conduction étant ainsi maintenue sensiblement indépendante de la charge. 92. Circuit suivant la revendication 91, caractérisé 72 12057 127 2132477 par le fait que le convertisseur fournit des courants puisés périodiques présentant des effets d'interférence HF, et que le circuit comporte en outre une bobine de lissage (L^) et un condensateur de lissage (C^) branchés en série entre les bornes du 5 circuit convertisseur et servant à mettre le courant de sortie fourni par le circuit convertisseur à la charge sous une forme sensiblement sinusoïdale présentant peu ou pas du tout d'effets d'interférence HF, la charge étant reliée aux bornes delà bobine de lissage, qui lui fournit de la puissance de sortie, cette bobine 10 de lissage constituant la bobine de chauffage par induction. 93. Circuit de détection de température, caractérisé par le fait qu'il comporte en combinaison une thermistance (411) et une résistance variable (412) qui sont branchées en série entre deux bornes d'alimentation (15, 16), un circuit diviseur de ten- 15 sion (416, 417) branché entre les bornes d'alimentation en parallèle avec la thermistance et la résistance variable elles-mêmes en série, un transistor unijonction programmable (414) dont l'anode et la cathode sont branchées en série avec une résistance de charge (415) entre tan point intermédiaire du circuit diviseur 20 de tension et une des bornes d'alimentation, l'électrode de commande dudit transistor unijonction programmable (414) étant reliée au point commun de la thermistance et de la résistance variable, tan condensateur de charge (413) branché entre l'électrode de commande et une des bornes d'alimentation, et des moyens 25 (85, 81) destinés à dériver un signal d'alarme, correspondant à une température supérieure à la normale, aux bornes de ladite résistance de charge, ce signal d'alarme étant transmis à des moyens indiquant une température supérieure à la normale. 94. Circuit suivant la revendication 93, caractérisé 30 par le fait qu'il comporte en outre un commutateur à court- circuitage progressif, pour la remise à zéro, qui est branché entre l'anode et la cathode du transistor unijonction programmable .