Brevet FR2122468A1 — publié le 19720901

i 2122468 La présente invention concerne un dispositif électronique de signalisation audible tel qu'un dispositif d'appel par tonalité qui peut être monté sur un appareil téléphonique. Pendant de nombreuses années, les dispositifs d'appel montés 5 sur les appareils téléphoniques ont consisté en sonneries électromécaniques de type courant. Bien que ces sonneries soient simples et que leur fabrication soit relativement peu coûteuse, elles présentent un certain nombre d'inconvénients. Parmi ces inconvénients, il faut citer le poids et le volume considérable occupé par la 10 sonnerie et le circuit d'appel associé, ainsi que la sonorité souvent désagréable. Les progrès qui ont été faits dans l'industrie de l'électronique ont permis d'apporter une solution à ces problèmes sous forme d'un dispositif électronique d'appel par tonalité. L'utilisation de circuits intégrés et le remplacement de 15 l'encombrante sonnerie électro-mécanique par un transducteur électro-acoustique ont permis de réduire au minimum le volume nécessaire ainsi que de modifier les caractéristiques du signal audible, afin de le rendre plus agréable à l'oreille, sans pour autant qu'il soit moins facile à percevoir dans l'ambiance 20 bruyante des endroits où sont installés des appareils téléphoniques. En outre, l'augmentation du rendement des circuits d'appel par tonalité autorise à raccorder davantage d'appareils sur une ligne donnée et également à augmenter sensiblement la longueur des lignes. Le brevet des Etats-Unis d'Miérique No. 3 508 012 décrit 25 un exemple d'un tel dispositif électronique d'appel par tonalité. Mais il se produit souvent que les solutions apportées à d'anciens problèmes font apparaître de nouveaux inconvénients qui nécessitent eux-mêmes d'autres solutions. Le domaine des dispositifs d'appel par tonalité ne fait pas exception à cette règle. 30 Si par exemple, le dispositif comporte des circuits intégrés, il devient impératif d'ajouter un circuit susceptible de discriminer entre les signaux d'appel valables et les impulsions, ou signaux transitoires, indésirables, et qui ne comporta aucun condensateur ou bobine d'inductance de valeur élevée, car ces élé-35 ments ne peuvent pas être incorporés facilement dans des dispositifs à semi-conducteurs. Les dispositifs d'appel par tonalité de type antérieur comportaient des éléments de ce ggnre sous forme de circuits de filtrage destinés à laisser passer les fréquences d'appel valables et à bloquer les fréquences indésirables. 72 01428 2 2122468 Les circuits de filtrage de ce genre sont satisfaisants si les fréquences sont bien séparées. Mais un problème difficile est posé lorsque les fréquences des signaux valables et des signaux non valables sont égales ou voisines. Ce cas se présente lorsque 5 la fréquence du courant d'appel est de l'ordre de 25 à 50 Hertz, car les impulsions de numérotation, produites à 10 ou 20 Hertz, contiennent une composante dont la fréquence est voisine de celle d'un signal d'appel valable. La discrimination est alors difficile et impose des opérateurs perfectionnés réalisés selon de 10 nouvelles techniques. Le dispositif selon l'invention est destiné à apporter une solution aux problèmes précités, et il comporte un générateur d'oscillations commandé par un opérateur et un transducteur électro-acoustique commandé par ledit générateur d'oscillations 15 lorsqu'un signal d'appel valable est appliqué à l'entrée dudit opérateur. Ce dernier est agencé de manière à déterminer et à indiquer la validité du signal d'entrée et à délivrer un signal de sortie lorsque le signal d'entrée répond à des caractéristiques prédéterminées de tension, de fréquence, et d'énergie. 20 L'opérateur comporte un circuit à seuil destiné à détecter les signaux d'entrée qui dépassent le niveau prédéterminé, tin circuit limiteur de l'amplitude des signaux détectés, un circuit qui détermine la valeur moyenne du signal de sortie du circuit limiteur et un circuit de commutation qui n'est commandé par 25 ledit signal de sortie moyen que lorsqu'il dépasse, une valeuj: prédéterminée. Le dispositif comporte un circuit qui inhibe la production d'un signal audible lorsqu'un signal d'entrée non valable est appliqué à l'opérateur. La présente invention concerne donc un dispositif perfectionné 30 d'appel par tonalité, sensible aux signaux d'appel valables et insensible aux signaux parasites et transitoires, qui peut être fabriqué facilement et économiquement selon la technologie des circuits intégrés et qui peut remplacer directement un dispositif courant d'appel par sonnerie électro-mécanique sans nécessiter 35 aucune modification par ailleurs. Les différents inconvénients mentionnés précédemment sont éliminés grâce à un circuit d'appel par tonalité comportant un opérateur qui discrimine entre les signaux d'appel valables et les signaux transitoires indésirables, un générateur d'oscillations 72 01428 3 2122468 qui excite un transducteur de sortie et un convertisseur qui extrait du signal d'appel, l'énergie d'excitation du transducteur. L'ensemble peut être facilement réalisé sous forme de circuit intégré, car il ne comporte ni bobine d'inductance ni transfor-5 raateur. Le volume occupé est donc réduit au minimum. Afin de distinguer entre les signaux d'appel valables et non valables, l'opérateur extrait une fraction écrêtêe de chaque alternance du signal d'appel et détermine l'énergie qu'elle contient. Cette opération consiste à déterminer d'abord un niveau 10 seuil que le signal d'appel doit dépasser. La tension qui dépasse ce niveau prédéterminé est ensuite écrêtée au moyen d'un circuit symétrique à transistors. Le signal écrêtë est appliqué à un circuit de détermination de valeur moyenne comportant un condensateur qui n'est chargé à un niveau de tension prédéterminé que si 15 l'énergie contenue dans les signaux, dont l'amplitude et la fréquence se situent dans une plage donnée, est suffisante. Lorsque ce niveau de tension est atteint, le condensateur chargé commande un commutateur à transistors qui alimente le générateur d'oscil- / lations. Ce dernier, à son tour, excite le transducteur de sortie. 20 L'opérateur permet donc aux signaux d'appel courants de 25 à 50 Hertz et de 40 à 90 volts d'être suffisants pour que le dispositif d'appel par tonalité émette un signal de sortie audible, mais les impulsions des signaux parasites, même de quelques centaines de volts, et d'une polarité ou d'une autre, restent sans effet. 25 Le générateur d'oscillations est destiné à exciter le trans ducteur de sortie lorsque l'opérateur est déclenché directement. Le courant d'alimentation du générateur est extrait du signal d'appel d'entrée. Selon un mode de réalisation, les oscillations sont produites par un circuit multivibrateur astable à transis-30 tors, à une fréquence d'environ 500 Hertz et un circuit permet de faire varier la fréquence produite. Le courant d'alimentation du générateur d'oscillations est extrait des signaux d'appel au moyen d'un convertisseur. Selon un mode de réalisation, ce circuit comporte un réseau de diodes, 35 des résistances, et un transistor qui redresse le courant alternatif d'entrée et délivre une tension de sortie régulée. Les caractéristiques de ce réseau sont sensiblement identiques à celles d'une diode Zener mais, compte tenu des composants qu'il comporte, il peut être réalisé sous forme d'un circuit intégré. 72 01428 4 2122468 Selon un mode de réalisation, le transducteur destiné à convertir le signal de sortie du générateur en signal audible consiste en vin récepteur téléphonique de type courant, modifié par l'élimination de certains éléments de compensation qui rendent sa courbe 5 plus uniforme/de réponse en fréquences. Ce dispositif nécessite un minimum de place, il est économique et son rendement de transformation de l'énergie électrique en énergie acoustique est relativement élevé dans la bande de fréquences voulue. D'autres types de transducteurs électro-acoustiques peuvent néanmoins donner de 10 bons résultats. L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples, nullement limitatifs et sur lesquels : la figure 1 est un diagramme synoptique d'un dispositif d'ap-15 pel par tonalité selon l'invention ; la figure 2A est le schéma de l'opérateur du dispositif d'appel de la figure 1 ; la figure 2B est le schéma du convertisseur du dispositif d'appel de la figure 1 ; / 20 la figure 2C est le schéma du générateur d'oscillations du dispositif d'appel de la figure 1 ; les figures 3A et 3B représentent ensemble le schéma de l'ensemble du dispositif d'appel par tonalité représenté sous forme de diagramme sur la figure 1 ; 25 la figure 4A représente le diagramme synoptique du dispositif d'appel de la figure 1, modifié de manière à produire une tonalité permanente d'appel ; la figure 4B représente le diagramme synoptique du dispositif d'appel de la figure 1, modifié de manière à produire une tonalité 30 d'appel modulée en amplitude ; la figure 4C représente le diagramme synoptique du dispositif d'appel de la figure 1, modifié de manière à produire ton signal d'appel modulé en fréquence ; les figures 5A, 53 et 5C représentent plusieurs formes d'onde 35 de tensions en des points déterminés du dispositif d'appel de la figure 3, dans le cas de réception de signaux d'appel valables et d'impulsions de numérotation,et les figures 6A, 6B, 6C et 6D représentent les formes d'onde de la tension de sortie du dispositif d'appel dans différents cas. 72 01428 5 2122468 La figure 1 représente le diagramme général du circuit d'appel par tonalité. Les signaux d'appel entrants sont reçus par les fils 101, 102 et ils sont appliqués directement aux bornes d'un opératéur 103 dont le rôle est de discriminer les signaux 5 valables. Lorsqu'un signal valable est détecté, l'opérateur 103 déclenche, par l'intermédiaire de la liaison de commande 107, le générateur 104 d'oscillations. La fréquence du générateur est choisie de manière à produire un son agréable dans le transducteur électro-acoustique 105 qu'il commande. Un convertisseur 106" 10 redresse les signaux d'appel entrants et constitue une source de tension régulée qui commande le générateur d'oscillations. La figure 2A représente le schéma de l'opérateur 103. Afin de faciliter la description, ce circuit peut être séparé en quatre sous-circuits, mais il est bien entendu que chacun de ces sous-15 circuits participe au fonctionnement de l'ensemble. Les quatre sous-circuits sont : un détecteur de seuil 210 constitué par des diodes D1 à D4, des résistances RI et R2 et un condensateur Cl ; un limiteur 211 constitué par des transistors T1 à T4, des diodes D5 et D6, et des résistances R3 à R5 ; un circuit 212 de dêtermi-20 nation de valeur moyenne constitué par des diodes D7 et D.8, des résistances R6 à R8 et des condensateurs C2 et C3 ; un commutateur 213 à transistors constitué par des transistors T5 et T6 et une résistance R9. La figure 5A, qui représente les formes d'onde de signaux qui 25 peuvent apparaître aux bornes des fils 101, 102 permet de mieux comprendre le fonctionnement de l'opérateur. Les signaux valables, tels que ceux représentés sur la partie gauche de la figure 5A> sont caractérisés par le fait qu'ils sont sinusoïdaux, avec une amplitude de l'ordre de 40 à 110 volts, une fréquence de 25 à 50 30 Hertz et qu'ils peuvent être superposés à la tension continue de la batterie centrale, généralement 48 volts. Les signaux indésirables peuvent provenir de différentes sources telles que la numérotation au cadran, crochet commutateur, surtensions dues â la foudre et bruits. De tous ces signaux, ceux produits par des im-35 pulsions de numérotation, tels que ceux représentés à la partie droite de la figure 5A, sont les plus difficiles à discriminer car leur fréquence est de l'ordre de 10 à 20 Hertz et leur amplitude peut atteindre 200 volts de crête, ou davantage. Ces impulsions ne sont pas sinusoïdales ; elles se présentent 72 01428 6 2122468 plutôt comme des pointes asymétriques dont les temps de montée et de descente sont courts. Ainsi qu'il sera montré par la suite, l'opérateur 103 tient compte de ce fait dans sa discrimination . 5 Le fonctionnement du détecteur de seuil 210 sera maintenant décrit en détail . Il faut noter que le condensateur Cl est destiné à bloquer la composante continue des signaux d'appel entrants reçus sur les fils 101 et 102. Les diodes Zener D1 et D2 sont montées en série-opposition et leur tension de rupture détermine 10 un seuil qui doit être dépassé par les signaux entrants pour qu'ils apparaissent aux bornes du diviseur de tension constitué par les résistances RI et R2. Ces diodes permettent également à l'impédance présentée par le circuit d'appel par tonalité d'être suffisamment élevée vis-à-vis des signaux de conversation appli-15 qués sur les fils 101, 102. La figure 5B représente les formes d'onde de signaux d'appel et d'impulsions de numérotation qui apparaissent au point 201. Les signaux qui ont dépassé un premier seuil sont ensuite appliqués aux diodes Zener D3 et D4 connectées en série-opposition et dont le rôle est également d'éliminer les 20 signaux faibles. L'amplitude du signal qui subsiste au point 202 est limitée par le sous-circuit 211 limiteur symétrique à transistors. Ce sous-circuit comporte trois branches connectées en parallèle. La branche centrale, qui comporte les résistances R3, R4 et R5, 25 constitue un diviseur de tension. Chacune des autres branches comporte deux transistors T1, T2 et T3, T4 connectés en paires de Darlington, et une diode D5, D6. La base du transistor T3 Darlington est connectée au point de jonction entre les résistances R3 et R4. Les collecteurs des transistors T3 et T4 sont 30 connectés ensemble et à l'anode de la diode D6, dont la cathode est connectée au fil 102. L'émetteur du transistor T3 est connecté à la base du transistor T4 dont l'émetteur est connecté au point 202. L'autre branche est réalisée de la même manière, la base du transistor T2 Darlington étant connectée au point de des transistors 35 jonction entre les résistances R4 et R5. Les collecteurs/Tl et et T2 sont connectés ensemble/à l'anode de la diode D6 dont la cathode est connectée au point 202. L'émetteur du transistor T2 est connecté à la base du transistor T1 dont l'émetteur est connecté au fil 102. Les diodes D5 et D6 sont destinées à 72 01428 7 2122468 protéger les transistors correspondants des tensions inverses importantes qui peuvent apparaître aux bornes du circuit limiteur. Ces diodes peuvent être constituées chacune par la jonction émetteur-base d'un transistor dont le collecteur et la base 5 sont connectés ensemble. Le fonctionnement du limiteur 211 sera considéré dans différentes conditions d'entrée . Lorsque la tension au point 202 augmente par rapport à la tension du fil 102,, la chute de tension aux bornes de la résistance R3 augmente proportionnellement. Lorsque la base du transistor T3 est suffi-10 samment négative par rapport à l'émetteur du transistor T4, les transistors se débloquent et un circuit de faible résistance est présenté entre le point 202 et le fil 102, par l'intermédiaire de la diode D6. L'augmentation de tension au point 202 est donc limitée. De la même manière, si la tension au point 202 décroît 15 par rapport à la tension sur le fil 102, une tension négative proportionnelle apparaît à la base du transistor T2 et à l'émetteur du transistor T1. Lorsque cette tension devient suffisamment importante pour que le transistor Tl soit débloque, un circuit de faible impédance est présenté entre le fil 102 et le point 202, 20 par l'intermédiaire de la diode D5. L'augmentation de tension négative au point 202 est donc limitée. La figure 5C permet de comparer les formes d'onde de la tension au point 202 dans les conditions les plus défavorables, c'est-à-dire avec un signal d'appel minimal et des impulsions de 25 numérotation d'amplitude maximale. Il est visible que les signaux valables se caractérisent par leur forme symétrique et leur énergie relativement élevée, tandis que les impulsions de numérotation sont asymétriques et leur énergie est relativement faible. Il faut noter que les transistors Darlington Tl, T2 et T3, T4 30 assurent la fonction complémentaire de compensation de température du commutateur à transistors T5, T6. Cela est dû au fait que la tension nécessaire pour débloquer les transistors Darlington T5 et T6 est liée à deux jonctions émetteur-base et que l'effet d'êcrêtage du circuit limiteur 211 dépend également de ces deux 35 jonctions formées par chacune des paires Darlington T2, Tl et T3, T4. L'action de la température sur le seuil du commutateur à transistors T5, T6 est donc compensée par des variations identiques de la tension qui lui est appliquée par le circuit limiteur. 72 01428 8 2122468 Après avoir été limité, le signal entrant est appliqué au sous-circuit de moyenne 212 dont les bornes d'entrée sont constituées par les points 202 et le fil 102. Le courant qui circule dans le sous-circuit de moyenne est régulé par la constante 5 de temps du condensateur C2 avec la résistance R6 dont une extrémité est connectée au point 202. L'autre extrémité de la résistance R6 est connectée à une armature du condensateur C2. L'autre armature du condensateur C2 est reliée à la cathode de la diode D7 ainsi qu'à l'anode de la diode D8 dont la cathode 10 est connectée au fil 102. L'anode de la diode D7 est connectée, au point 205, à une armature du condensateur C3 dont l'autre armature est connectée au fil 102. Les résistances R7 et R8 connectées en série aux bornes du condensateur C3 forment un circuit de décharge de ce condensateur. 15 Pendant le quart d'alternance où la tension entre le point 202 et le fil 102 augmente de zéro à une valeur positive, un courant circule dans la résistance limiteuse R6, le condensateur C2, la diode D8,vers le fil 102. Le condensateur C3 n'est pas chargé car le courant est dérivé par la faible impédance de la 20 diode D8. Pendant ce quart d'alternance, le condensateur C2 est chargé à une vitesse déterminée par la constante de temps de la boucle. Pendant le quart d'alternance suivant, lorsque la tension d'entrée décroît de sa valeur maximale jusqu'à zéro, le condensateur chargé C2 se comporte comme une batterie en série avec la 25 tension d'entrée. Un courant circule du fil 102 au point 202, par l'intermédiaire du condensateur C3, de la diode D7, du condensateur C2 et de la résistance limiteuse R6. La tension aux bornes du condensateur C3 commence à augmenter, et le point 205 devient négatif par rapport au fil 102. Le condensateur C3 con-30 tinue à se charger pendant toute la demi-alternance négative de la tension d'entrée, à une vitesse déterminée par la constante de temps. A la fin d'une alternance complète, le condensateur C3 est chargé, dans le cas d'un signal d'appel valable, à une tension 35 proche du double de la tension maximale au point 202. Cela est dû au fait que les signaux valables restent au niveau maximal pendant une partie relativement importante du cycle, ainsi que l'indique leur valeur efficace relativement élevée, permettant ainsi aux condensateurs C2 et C3 de se charger complètement. 72 01428 9 2122468 Par contre, lorsque des impulsions de numérotation ou d'autres tensions transitoires sont appliquées à l'entrée, la charge complète n'est pas possible. L'énergie contenue dans ces signaux est relativement faible, car ils ne restent au niveau maximal que 5 pendant une partie relativement courte du cycle. La charge complète des condensateurs C2 et C3 est évitée, et une discrimination est donc possible. Le commutateur à transistors 213 est constitué par des transistors T5 et T6 connectés en circuit Darlington et par une ré-10 sistance R9 connectée à la base du transistor T5. La résistance R9 empêche que la rupture des jonctions ■base-émetteur des transistors T5 et T6 limite la tension prélevée aux bornes du condensateur C3 • L'autre extrémité de la résistance R9 est connectée directement à une armature du condensateur C3 dont 15 l'autre armature est connectée à l'émetteur du transistor T6. Lorsque la tension aux bornes du condensateur C3 atteint une valeur suffisante, ce qui ne se produit qu'en présence de signaux d'appel valables, les transistors T5 et T6 sont débloqués. Ainsi qu'il sera décrit par la suite, cette commutation est destinée à 20 déclencher le reste du circuit d».appel par tonalité. La figure 2B représente le schéma du circuit convertisseur 106. Ainsi que mentionné précédemment, ce circuit assure la fonction d'une source de courant redressé et régulé, extrait du signal d'appel entrant. Le point 203 et le fil 102 constituent les 25 bornes d'entrée de ce circuit. Pendant les demi-alternances positives de la tension d'entrée, la diode D10 connectée en parallèle sur les résistances RIO et Rll constitue un circuit de faible impédance qui empêche le condensateur C4 de se charger. Mais, lorsque la tension d'entrée devient négative, le condensateur C4 30 peut se charger par le cirûuit suivant : fil 102, condensateur C4, diode DU, résistance R12 et point 203. Lorsque la chute de tension aux bornes de la résistance RIO atteint la tension de rupture de la diode Zener D9, la jonction émetteur-base du transistor T7 est polarisée dans le sens conducteur. Le transistor T7 commence 35 à être conducteur et empêche à nouveau la charge du condensateur C4. Il est évident que, si les valeurs des résistances RIO et Rll sont choisies de manière telle que (R1qR+Q-r1Ï) = la tension maximale à laquelle le condensateur C4 peut se charger est limitée à n fois la tension de rupture de la diode Zener D9. Ce circuit, 72 01428 2122468 qui peut être facilement réalisé sous forme d'un circuit intégré permet d'obtenir le même effet que n diodes Zener connectées en série. La tension appliquée aux bornes du condensateur C4 est desti-5 née à alimenter le reste du circuit d'appel par tonalité. Bien que la tension maximale qui apparaît aux bornes du condensateur C4 soit régulée par l'action de la diode Zener du convertisseur 106, le circuit est néanmoins réalisé de manière à permettre aux ondulations de la tension d'entrée d'être appliquées au générait) teur d'oscillations 104. Le courant d'appel normal à 25 ou 50 Hertz produit donc un signal de sortie audible qui consiste en une tonalité permanente, modulée à 25 à 50 Hertz. La figure 6A montre la forme d'onde de la tension de sortie produite par le circuit d'appel par tonalité. L'élimination de cet effet d'ondu-55 lation sera décrit par la suite, à propos de la possibilité d'appels distinetifs. La figure 2C représente le schéma du générateur d'oscillations 104. Ce circuit pourrait être constitué par n'importe quel type d'oscillateur, tel qu'un oscillateur à double T,mais néanmoins, 20 un circuit à multivibrateur astable est préférable. Le circuit multivibrateur comporte des transistors T12 et T13. La base du transistor T12 est connectée au collecteur du transistor T13 par l'intermédiaire d'un condensateur C6,et la base du transistor T13 est connectée au collecteur du transistor T12 par l'intermédiaire 25 d'un condensateur C5 et d'une diode D12. Des résistances RI7 et RI9 relient respectivement les collecteurs des transistors T12 et T13 au fil 215. Les résistances R18 et R20 sont connectées respectivement aux bases des transistors T13 et T12, et leurs autres extrémités sont connectées ensemble à une extrémité d'une 30 résistance R21 dont l'autre extrémité est reliée au fil 215. La base du trcinsistor T14 est connectée au collecteur du transistor T12, son collecteur est connecté au fil 215 et son émetteur est connecté au point de jonction entre le condensateur C5 et la diode D12. 35 Le circuit multivibrateur est alimenté en courant continu par le fil 215 relié, par l'intermédiaire du transistor T9 conducteur, au condensateur C4 chargé. Le signal de sortie du multivibrateur est prélevé à l'émetteur du transistor T13 qui est connecté à la base du transistor T15. La résistance R21, qui est commune aux 72 01428 11 2122468 deux branches R-C du circuit multivibrateur, commande la fréquence à laquelle les condensateurs C5 et C6 se chargent, et régule par conséquent la fréquence de sortie. Ainsi qu'il sera montre par la suite, la résistance R21 est importante dans le cas d'appels dis— 5 tinctifs.Le transistor T14 constitue un circuit de faible impédance destiné à décharger rapidement le condensateur C5. Cette disposition permet d'obtenir un rapport d'impulsions relativement faible, qui améliore le rendement du multivibrateur. Il n'est pas nécessaire de décrire plus en détail le fonctionnement du 10 circuit multivibrateur,car cette description se trouve dans de nombreux ouvrages. Les figures 3A et 3B représentent ensemble le schéma complet du circuit d'appel par tonalité. L'opérateur 103, le générateur d'oscillations 104, et le convertisseur 106 sont encadrés par des 15 traits pointillés. Les composants qui apparaissent sur les figures précédentes sont désignés par les mêmes références. Le circuit d'interconnexion entre le commutateur à transistors T5, T6 et le générateur d'oscillations 104 est constitué par des transistors T8 à Tll et des résistances Rl4 à R16. La 20 base du transistor T8 est connectée aux collecteurs des transistors T5 et T6. L'émetteur du transistor T8 est connecté à la base du transistor Tll et le collecteur du transistor T8 est connecté à la fois à la base du transistor T9 et au collecteur du transistor T10. L'émetteur du transistor T9 est connecté à une extrémité 25 de la résistance R16 et au fil 215. L'autre extrémité de la résistance R16 est connectée à la base du transistor T10 et au point de jonction entre les résistances R7 et R8. Les émetteurs des transistors T10 et Tll sont tous deux connectés au fil 102. Le collecteur du transistor Tll est connecté à l'émetteur du 30 transistor T13 et à la base du transistor T15. Le collecteur du transistor T9 est connecté au point 204, auquel est également connectée une extrémité de la résistance R15 dont l'autre extrémité est connectée aux collecteurs des transistors T5 et T6. La résistance R14 est connectée entre le point 204 et la base du 35 transistor T9. Avant d'examiner le fonctionnement global du circuit en présence d'un signal d'appel valable, il est intéressant d'examiner la réaction du circuit dans le cas où des impulsions transitoires ou indésirables sont appliquées.Ainsi que déjà mentionné, les 72 01428 12 2122468 signaux d'entrée non valables sont incapables de charger suffisamment le condensateur C3 et de déclencher le commutateur à transistors T5 et T6. Ces transistors ne sont donc pas à l'état conducteur. Cependant, il est fort possible que le condensateur C4 soit 5 chargé par une tension appliquée. Si cela se produit, il est important que le circuit ne réagisse pas et qu'aucun son ne soit produit. Ce résultat est obtenu par deux moyens. Tout d'abord, la tension qui apparaît aux bornes du condensateur C4 apparaît également aux bornes du circuit constitué par la résistance R15, 10 la jonction base-émetteur du transistor T8 et la jonction base-émetteur du transistor Tll connectées en série. Ces transistors sont donc débloqués. Dans ce cas, la base du transistor T9 est maintenue à une tension égale à une tension de jonction base-émetteur, au-dessus de la tension du fil 102, en raison du circuit 15 qui passe par le transistor T8 conducteur et la jonction base-émetteur du transistor Tll. L'émetteur du transistor T9 est également maintenu à la même tension par le circuit qui passe par la résistance RI 6 et la jonction base-émetteur du transistor T10. Du fait que son émetteur et sa base sont à des tensions identi-20 ques, le transistor T9 n'est pas conducteur. Le fil 215 ne reçoit donc aucune tension du condensateur C4 et le circuit multivibrateur ne peut fonctionner. La seconde sécurité est offerte par le transistor Tll conducteur qui court-circuite l'émetteur et la base du transistor T15. Du fait que le transistor T15 est maintenu 25 dans l'état non conducteur, le transducteur électro-mécanique connecté en série avec lui ne peut fonctionner. Ces particularités du circuit empêchent donc les tensions transitoires produites à l'entrée du circuit d'appel par tonalité, ou à l'intérieur du circuit lui-même, de provoquer l'émission de signaux audibles 30 indésirables par la transducteur de sortie. En ce qui concerne le fonctionnement du circuit en présence de signaux d'appel valables, il y a lieu de rappeler que les transistors T5 et T6 commencent à être conducteurs lorsqu'ils sont commandés par l'opérateur 103. La base du transistor T8 est 35 donc reliée directement au fil positif 102 9 de sorte que les transistors T8 et Tll sont bloqués. L'interdiction de déblocage du transistor T15 est donc levée. Lorsque le transistor T8 est bloqué, la base des transistors T9 devient négative par rapport à son émetteur et ce transistor commence à conduire, appliquant 72 01428 13 2122468 ainsi la tension du condensateur C4 au circuit multivibrateur par le fil 215. Du fait que la fréquence de sortie du multivibrateur dépend de la tension qui lui est appliquée par le fil 215,cette tension 5 doit être régulée. Cette fonction est assurée par les résistances R16 et R8 avec les transistors T9 et T10. Il sera supposé par exemple, que la valeur de la résistance R8 représente un neuvième de la valeur de la résistance R16. Lorsque la tension du fil 215 atteint dix fois la tension nécessaire pour débloquer 10 le transistor T10, un dixième de cette tension apparaît aux bornes de la résistance R8 et ne bloque donc pas le transistor T10. La base du transistor T9 est alors connectée directement au fil 102, de sorte que le transistor T9 est bloqué. Lorsque la tension aux bornes de la résistance R8 diminue à nouveau 15 jusqu'à une valeur suffisante pour que le transistor T10 se bloque, le transistor T9 commence à nouveau à conduire. Par cet effet de régulation, le fil 215 est maintenu à une tension directement proportionnelle à la tension de déblocage émetteur-base du transistor T10. La compensation de température du circuit 20 multi-vibrateur est également assurée, car la fréquence de sortie du multivibrateur, qui est normalement proportionnelle au rapport de la tension de déblocage d'émetteur-base à la tension d'alimentation, est sensiblement constante quelles que soient les variations des caractéristiques des transistors en fonction 25 de la température. Les transistors T9 et T10 jouent également un* rôle supplémentaire qui est celui d'assurer le déclenchement des transistors T5 et T6 en présence de signaux valables. Si la valeur de la résistance R7 est suffisamment grande par rapport à la valeur de la 30 résistance R8, la tension aux bornes de cette dernière est très faible lorsque les transistors T5 et T6 sont initialement débloqués. Lorsque les transistors T9 et T10 commencent à conduire, la tension aux bornes de la résistance R8 augmente brusquement jusqu'à une valeur égale à la chute de tension aux bornes de la 35 jonction émetteur-base du transistor T10 connectée en parallèle avec elles. Cet effet de réaction contribue à entraîner les transistors T5 et T6 vers leur état conducteur et assure leur fonctionnement continu en présence de signaux d'appel valables. 72 01428 14 2122468 L'étage de sortie du circuit d'appel par tonalité est constitué par un transistor T15, une résistance R22, un condensateur C7 et un transducteur électro-acoustique 105. . Une armature du condensateur C7 est connectée au fil 204 et 5 l'autre armature est connectée à la résistance R22 qui est elle-même connectée en série avec le collecteur du transistor T15 dont l'émetteur est connecté au fil 102. Le transducteur 105 est connecté directement aux bornes du condensateur Cl. Les oscillations produites à l'émetteur du transistor T13, connectées à la base du 10 transistor T15, bloquent et débloquent ce dernier à une fréquence déterminée par le générateur d'oscillations 104. Des variations de tension correspondantes apparaissent aux bornes du condensateur C7 et du transducteur 105. Un signal audible est donc produit. Afin de produire un appel distinctif, le signal de sortie du 15 circuit d'appel par tonalité peut être modifié selon plusieurs procédés. Par exemple, les caractéristiques du son produit peuvent être modifiées par un changement de la fréquence ou du rapport d'impulsions du générateur 104. Mais ces modifications sont de nature permanente et n'autorisent pas une fabrication en grande 20 série d'un type unique de dispositif d'appel par tonalité. Il est préférable d'effectuer ces modifications par l'extérieur du circuit. Le circuit d'appel par tonalité selon la présente invention offre cette possibilité, car un appel distinctif peut être produit grâce à l'accès à trois points des différents 25 circuits logiques et d'alimentation. Ces trois points sont désignés par 1, 2 et 3 sur la figure 4. Le point 1 est relié à l'anode de la diode D7 et à une armature du condensateur C3. Le point 2 est relié directement au fil 204 et le point 3 est relié au point de jonction entre les résistances R18, R20 et R21. 30 La figure 4A représente, sous forme de diagramme synoptique, les modifications extérieures simples apportées au circuit d'appel afin de produire un signal de sortie constitué par une tonalité continue. Selon cette disposition, les points 1 et 2 sont connectés respectivement, par des diodes D13 et D14 et un commutateur 35 SI, à une source de tension continue négative. Lorsque le commutateur SI est fermé, l'opérateur 103 est débloqué et il commande le générateur d'oscillations 104. En outre, la tension aux bornes du condensateur C4 du convertisseur 106 est maintenue constante. Une tonalité permanente, non modulée,est donc produite. La forme 72 01428 15 2122468 de la tension qui apparaît aux bornes du transducteur 105 est représentée sur la figure 6B. La figure 4B représente, sous forme de diagramme synoptique, les modifications apportées au circuit d'appel pour qu'il pro-5 duise un courant d'appel modulé en amplitude. Selon cette disposition, la borne 2 est également connectée, par une diode D14 et un commutateur SI, à une source de tension continue négative, de sorte que le convertisseur 106 délivre une tension de sortie constante. Un générateur 401 de signaux carrés 10 est connecté à la borne 1 par l'intermédiaire de la diode D13 et il est également commandé par le commutateur SI. Lorsqu'il est commandé, le générateur 401 de signaux carrés bloque et débloque l'opérateur 10 3 à une fréquence prédéterminée. La ficrure 6C représente la forme d'onde de la tension appliquée au transducteur 15 105 dans le cas d'une modulation à 10 Hertz. La figure 4C représente, sous forme de diagramme synoptique, les modifications apportées au circuit d'appel par tonalité afin qu'il produise un appel modulé en fréquence qui, dans ce cas, / constitue un son dont la fréquence fondamentale passe alternati-20 vement d'une valeur à une autre à une fréquence particulière. Ce résultat est atteint en connectant les bornes 1 et 2 à une source de tension continue négative, par l'intermédiaire des diodes D13 et D14 et du commutateur SI, de la même manière que dans le cas de production d'une tonalité continue-. En outre, un 25 générateur 401 de signaux carrés est connecté entre la borne 3 et la source de tension précitée, par l'intermédiaire du commutateur SI, de manière que la tension aux bornes de la résistance R21 varie périodiquement. Ainsi qu'il a été mentionné précédemment, la tension aux bornes de la résistance R21 détermine la 30 fréquence du générateur d'oscillations 104 et une tonalité modulée en fréquence est donc produite lorsque le commutateur SI est fermé. La tension de sortie qui apparaît aux bornes du transducteur 105 dans le cas d'une modulation en fréquence à 10 Hertz, est représentée sur la figure 6D. 35 Dans chacun des circuits décrits ci-dessus, et représentés sur les figures 4A à 4C, la commande du commutateur Si peut être effectuée manuellement ou automatiquement. Dans le cas de commande manuelle, le commutateur SI peut, par exemple, être monté directement sur chacun des postes téléphoniques d'abonné d'une 72 01428 2122468 installation d'intercommunication. Dans ce cas, le signal audible produit au poste demandé est différent du signal produit par un appel extérieur lorsque le commutateur SI est fermé. En effet, selon la disposition choisie, les appels intérieurs peuvent pro-5 duire des tonalités permanentes, modulées en amplitude ou modulées en fréquence, tandis que les appels extérieurs produisent une tonalité caractéristique, ondulée à 50 Hertz. En outre, l'utilisation de fréquences fondamentales ou de fréquences de modulation différentes permet de distinguer différents postes» 10 Dans le cas de commande automatique, le commutateur SI peut être connecté directement à l'opérateur 103. Tous les appels entrants destinés à un poste téléphonique particulier produisent un signal audible qui peut être permanent, modulé en amplitude ou en fréquence. Ses caractéristiques dépendent de la disposition 15 choisie par l'utilisateur. Dans le cas où plusieurs postes téléphoniques sont installés dans un même local, les caractéristiques d'appel de chacun des postes peuvent être différentes de sorte qu'il est facile de déterminer par le son celui des postes qui est appelé. 20 II va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté sans sortir du cadre de l'invention. 72 01428 17 2122468 REVENDICATIONS 1. Dispositif de signalisation audible, caractérise en ce qu'il comporte un générateur d'oscillations commandé par un opérateur agencé de manière à déterminer et à indiquer la validité 5 d'un signal appliqué à son entrée en produisant un signal de sortie qui dépend de caractéristiques prédéterminées de tension, fréquence et énergie dudit signal d'entrée, et un transducteur électro-acoustique commandé par ledit générateur d'oscillations lorsqu'un signal valable est appliqué à l'entrée dudit 10 opérateur. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte également tin circuit destiné à empêcher la production d'un signal de sortie audible lorsqu'un signal d'entrée non valable est appliqué à l'opérateur. 15 3. Dispositif selon l'une des revendications 1 et 2, carac térisé en ce que l'opérateur comporte un circuit à seuil destiné à détecter les signaux d'entrée qui dépassent un niveau prédéterminé, un circuit limiteur d'amplitude des signaux détectés, un circuit qui détermine la moyenne du signal de sortie du cir-20 cuit limiteur et un circuit de commutation qui n'est commandé par le signal de sortie moyen que lorsque ce dernier dépasse une valeur prédéterminée.