Brevet FR2123047A1 — publié le 19720908

L'invention se rapporte à la commande de la fréquence d'un oscillateur suivant la technique connue sous le nom de " verrouillage de phase ". Cette technique consiste à appliquer la fréquence de l'oscillateur à un compteur-diviseur à taux variable, à comparer la fréquence ainsi divisée à une fréquence étalon de référence pour engendrer une tension proportionnelle à écart et à faire varier la valeur d'un organe du circuit oscillant, en fonction de ladite tension. En général, ledit organe est une diode à capacité variable. L' organe comparateur doit évidemment être sensible à un léger écart de phase pour que l'oscillateur puisse s'asservir, en fréquence et en phase, à un multiple entier de la fréquence étalon. I1 existe différents types connus d'organes comparateurs de phase, dont l'un, auquel on se réfèrera plus particulièrement dans la suite, a été décrit dans le brevet français No 1 583 556, déposé par la Demanderesse le 16 Mai 1968, pour " Générateur de signaux électriques récurrents et son application à la commande numérique d'un moteur La tension de commande issue de ces comparateurs de phase comporte inévitablement des composantes parasites à la fréquence de référence et aux harmoniques de cette fréquence. I1 est nécessaire de filtrer ces eomposantes parasites, qui introduisent une modulation de phase indésirable de l'oscillateur Â cet effet, il est connu d'utiliser un filtre passe-bas, généralement constitué par une simple résistance en série avec la diode à capacité variable que comporte l'oscillateur et par un condensateur reliant à la masse le joint commun à ladite diode et à ladite résistance. Un tel filtre donne un affaiblissement de 6 d B par octave par exemple au-delà de sa fréquence de coupure, et l'on choisit celle-ci à une valeur suffisamment inférieure à la fréquence de référence pour que cette dernière soit convenablement éliminée On est ainsi conduit, du fait de la pente relativement faible de la courbe caractéristique du filtre, à réduire considérablement la bande de rattrapage du bruit de phase de l'oscillateur asservi, donc à laisser subsister un bruit de phase important, ce qui est un grave inconvénient. L'emploi de cellules de filtrage plus complexes permettrait d' augmenter la pente, mais aurait l'inconvénient de faire croître le retard de phase introduit par le filtre, ce qu'il importe également d' éviter. La présente invention se propose de réaliser un oscillateur du type à verrouillage de phase exempt de ces inconvénients. Suivant l'invention, ce résultat est obtenu par l'insertion d' un filtre, connu en soi sous le nom de " filtre actif ", entre le comparateur de phase et la ou les diodes à capacité variable de l'oscillateur. D'autres caractéristiques, ainsi que les avantages de l'invention, apparaîtront clairement à l'aide de la description ci-après. Au dessin annexé La figure 1 est un schéma de principe d'un oscillateur à ver rouillage de phase suivant 1' invention La figure 2 représente le détail des circuits du comparateur de phase et du filtre actif, dans un mode de réalisation particulier et La figure 3 illustre la forme d'onde de la tension engendrée par ledit comparateur. Â la figure 1, on a représenté un oscillateur 1 dont la fréquent ce est commandée, de manière connue en soi, par l'application d'une tension aux bornes d'une ou plusieurs diodes à capacité variable, non représentées et faisant partie du circuit oscillant. Cette tension de commande est fournie par un comparateur de phase 2 et transmise au circuit oscillant par l'intermédiaire d'un filtre et d'un amplificateur 3. Le comparateur 2 reçoit, d'une part, une fréquence de référence FQ, d'autre part, une fréquence F / g qui résulte de la division par un entier N de la fréquence de l'oscillateur. Cette division s'effectue dans un compteur-diviseur programmable 4, également bien connu en soi. La fréquence F est finalement asservie à la valeur NFo , N variant par pas de une unité sous la commande de signaux codés appliqués aux entrées de code du compteur-diviseur 4. Un montage de ce genre est par exemple décrit dans le brevet précité. La caractéristique principale du montage illustré par la figure 1 réside dans la constitution du filtre : celui-ci comprend par exemple deux résistances en série 5 et 6, et un condensateur 7 connecté entre la borne d'entrée B de l'amplificateur 3 et la masse. I1 com prend en outre, un condensateur 8 connecté entre le point A commun aux deux résistances et la sortie de l'amplificateur 3. Ce dernier est monté en abaisseur d'impédance et sa sortie est reliée à son entrée. L'ensemble des deux résistances, des deux condensateurs et de 1'abaisseur d'impédance constitue un filtre actif On sait au'un tel filtré procure un affaiblissèment beaucoup plus important qu'un filtre ordinaire au-delà de la fréquence de coupure (par exemple, 1 2 d B par octave), sans pour cela, introduire un retard de phase plus grand dans la bande passante. I1 est évident, en effet, que dans la bande passante, les variations de potentiel en A et en B sont sensi- blement égales, si bien qu'aucun courant ne circule dans le condensateur 8, celui-ci ne joue alors aucun rôle, et le filtre est équivalent à un filtre simple composé des deux résistances et du condensateur 7.(Autrement dit, le déphasage introduit par le filtre dans la bande passante reste minime).Par contre, au-delà de la fréquence de coupure, les variations de potentiel en A et en B ne sont plus les mêmes, si bien que le condensateur 8 est alors le siège d'un courant et contribue à augmenter l'affaiblissement. Du fait de la pente importante du filtre. il est possible de plus proche det choisir sa fréquence de coupure plus elevée, /~-~la-fréquence de ré fcrence Fo qu'il s'agit de filtrer, donc de donner à l'oscillateur une bande de rattrapage du bruit de phase aussi grande que possible. Le bruit de phase parasite engendré par l'oscillateur est évidemment éliminé par l'asservissement dans la mesure où il se trouve dans la bande passante de la boucle d'asservissement, laquelle est déterminée par le filtre. On réduit ainsi au maximum ce bruit de phase parasite, tout en éliminant convenablement les modulations parasites à la fréquence de référence qui sont introduites par le comparateur de phase La figure 2 permettra de cpmprendre, en se référant à un mode d'exécution préféré du comparateur, quelle est l'origine de ces modulations parasites. Ce comparateur est du type décrit dans le brevet susvisé. I1 comprend quatre transistors à jonctions 9 à 12 et un transistor à effet de champ 13, des résistances 14 à 19 montées comme l'indique la figure et un condensateur 20. On rappellera son fonctionnement en se référant à la figure 3. On a représenté les formes d'onde des tensions Fo et F / N respectivement appliquées à la base du transistor 12 par l'intermédiaire de la résistance 17 et à la base du transistor 11 par l'intermédiaire de la résistance 19. I1 est évident que, tant que Fo est au niveau 1 (intervalLe de temps t t ), le transistor 12 est saturé, si bien que la tension 12 aux bornes du condensateur 20 (forme d'onde C, figure 2) est nulle. Â partir de l'instant t2, si F / N est au niveau 1, le transistor 1l est saturé, si bien qu'il circule un courant dans la résistance 16. Ce courant est injecté sur l'émetteur du transistor 10 et circule dans la résistance 15, provoquant ainsi la conduction du transistor 9. Le courant constant qui circule ainsi dans le transistor 9 charge le condensateur 20, d'où la montée de la tension C. Pendant cette charge, les transistors 12 et 13 sont bloqués. Entre les instants t3 et t4, la base du transistor 1l est soumise à un potentiel négatif, si bien que ce transistor est bloqué et que la charge du condensateur 20 cesse. Par ailleurs, l'électrode de commande du transistor 13 est alors au même potentiel que son drain, si bien que ce transistor est alors conducteur. I1 en résulte finalement que la tension correspondant à la rampe C3 C4 de la tension C est transférée sur les bornes d'un condensateur de mémoire 21, relié au drain du transistor 13. Après l'instant t4, la crois sance de C recommence jusqu'd la fin de la période de F . I1 est évident que la position relative des instants t2 et t3, donc le niveau de tension de la rampe, dépend du déphasage de F / N par rapport à F : le montage produit, aux bornes du condensateur o de mémoire 21, une tension proportionnelle à la valeur que prend le dit déphasage pendant chacune des périodes successives de F o C'est cette tension qui servira à commander les diodes à capacité variable 22 et 23 de l'oscillateur. Elle comporte un certain nombre de composantes parasites qu'il convient d'éliminer. En effet, du fait de l'existence de la capacité parasite K entre le drain et l'électrode de commande du transistor à effet de champ 13, il prend naissance un créneau parasite de faible amplitude, qui introduit des composantes à la fréquence de référence et ses harmoniques. En outre, le condensateur de mémoire aurait normalement tendance à se décharger par le courant de fuite des diodes à capacité variable : en réalité, le signal parasite à la fréquence de référence qui en résulterait est pratiquement éliminé, dans le montage de la figure 2, du fait que ledit courant de fuite se dirige vers la sortie de l'amplificateur abaisseur d'impédance (lequel est, dans l'exemple décrit, constitué par un transistor à effet de champ 24 et un transistor à jonction 25, respectivement montés à charge de source, et à charge d'émetteur. D'autres causes d'introduction de composantes parasites dans la tension de commande peuvent exister. Ces composantes, à la fréquence de référence et ses harmoniques, sont éliminées par le filtre actif (5 - 6 - 7 - 8 - 9), comme on l'a expliqué ci-dessus. Une autre particularité du montage de la figure 2 réside dans la présence de deux diodes 26 - 27, montées tête-b8che entre le point Â et l'électrode active du condensateur 21. Pour comprendre le rôle de ces diodes, il convient de rappeler que, lorsqu'on change la valeur de consigne appliquée au compteur-diviseur 4 pour passer par exemple d'une fréquence d'oscillation p Fo à une fréquence (p + n) F0, il se présente, à la sortie du comparateur de phase un battement transitoire à la fréquence n F0, c'est-à-dire, à une fréquence supérieure à la fréquence de coupure du filtre0 Il en résulterait normalement que, ce battement n'étant pas transmis à l'oscilla- teur, celui-ci ne tiendrait aucun compte e la modification de la valeur de consigne, ce qu'il importe évidemment d'éviter. 0race battement a une amplitude importante, pour laquelle les diodes 26 - 27 sont équivalentes à une résistance très faible. Cette résistance, en parallèle sur la résistance 5, accroit fortement la fréquence de coupure du filtre pendant le régime transitoire de 1' asservissement, ce qui lui permet de transmettre ledit battement. Une fois le nouveau régime de fréquence établi, le battement disparait et les diodes ne sont plus soumises qu'à de très faibles tensions pour lesquelles, du fait de leur caractéristique non linéaire, elles sont équivalentes à une résistance très élevée. I1 en résulte que la fréquence de coupure du filtre revient à la valeur plus faible qui convient à l'élimination des composantes parasites du signal de commande. I1 va de soi que diverses modifications peuvent être apportées aux montages décrits et représentés, sans s'écarter de l'esprit de 1' invention. Les applications de ce genre de montage sont nombreuses. L'une des plus intéressantes concerne les synthétiseurs de fréquence. REVENDICATIONS 1 - Dispositif d'asservissement de la fréquence d'un oscillateur, comportant un compteur-diviseur de fréquence, à taux de division variable en fonction d'une valeur de consigne, un comparateur de phase recevant d'une part, la fréquence d'oscillation divisée par ledit compteur-diviseur, d'autre part, une fréquence étalon, pour engendrer une tension fonction de l'écart entre ces deux fréquences, des moyens de faire varier la fréquence d'oscillation sous l'influence dudit écart et un circuit de filtrage connecté entre ledit comparateur de phase et lesdits moyens, caractérisé en ce que ledit circuit de filtrage comprend un filtre actif0 2 - Dispositif d'asservissement suivant la revendication 1, caractérisé en ce que ledit filtre actif comprend une cellule en X composée de deux résistances en série et d'un condensateur, et un amplificateur abaisseur d'impédance ayant une entrée connectée au point commun entre ledit condensateur et l'une desdites résistances, la sortie dudit amplificateur étant reliée au point commun entre lesdites résistances par l'intermédiaire d'un autre condensateur, et à une autre entrée dudit amplificateur0 3 - Dispositif d'asservissement suivant la revendication 2, caractérisé par un couple de diodes montées tete-beche, connecté en parallèle sur le première des deuxdites résistances. 4 - Dispositif d'asservissement suivant la revendication 1, dans lequel lesdits moyens comportent au moins une diode à capacité variable0 5 - Dispositif d'asservissement suivant la revendication 3, dans lequel ledit comparateur comporte un premier et un second condensateurs resectivement connectés au drain et à la source d'un transistor à effet de champ, dont l'électrode de commande est reliée à un transistor à jonctions de façon telle que le transistor à effet de champ soit bloqué lorsque le transistor à jonctions est passant, et vice-versa, le transistor à jonctionsétant lui-même bloqué en la présence d'un créneau de l'un des deux signaux en créneaux à comparer, et passant en l'absence d'un tel créneau, des moyens d'injecter un courant constant de charge du premier condensateur en l'absence d'un créneau du second des deuxdits signaux, lesdits moyens étant connectés au transistor à jonctions de manière telle que ledit cou rant constant soit interrompu lorsque ledit transistor à jonctions est bloqué ; et des moyens de décharger brutalement ledit premier condensateur en la présence d'un créneau du second signal. 6 - Dispositif d'asservissement suivait la revendication 5, dans lequel lesdits moyens d'injecter un courant constant comprenant un second transistor à jonctions lui-même commandé par un troisième transistor à jonctions relié au premier de façon à être passant en même temps que le premier, lesdits moyens de décharger le premier condensateur comprenant un quatrième transistor à jonctions connecté au premier condensateur et recevant l'un desdits signaux de façon à être passant en la présence de créneau dudit signal.