Brevet FR2134353A1 — publié le 19721208

La présente invention est relative aux dispositifs d'alimentation et, plus particulièrement, aux régulateurs de tension dans lesquels le courant continu est découpé en courant alternatif afin d'actionner un transformateur, qui à son tour, excite un circuit de charge. 5 Les régulateurs à commutateurs à transistors permettent de régulariser de façon correcte un courant continu en utilisant une double conversion continu-alternatif-continu dont la portion "alternatif" est, utilisée avec un coefficient d'utilisation variable afin de permettre la régulation du courant continu' de sortie. On connaît des dispositifs de régulation qui utili-10 sent un transistor de commutation monté directement en série avec le redresseur mais les dispositifs habituels utilisent un transformateur dont le primaire est excité par les circuits de commutation et le secondaire relié au redresseur L'utilisation du transformateur est désirable car il permet d'obtenir des sorties fournissant divers régimes de courants et de tensions et, aussi parce 15 qu'il est possible d'utiliser une source à haute tension pour alimenter une charge à basse tension ou vice-versa et que les caractéristiques du dispositif peuvent être modifiées afin de s'adapter aux caractères de l'équipement de connexion et de réduire au maximum les économies de sélection de dispositif dans la conception du circuit. 20 Lorsqu'un régulateur à commutateur à transistors est commandé directement par la ligne d'alimentation, le dispositif de commutation doit être capable de supporter des tensions relativement élevées. Par exemple, une source de courant alternatif de 230 V. effectif, une fois rectifiée, fournit approximativement un courant continu de 300 V. En outre, dans les circuits de régulation à transis-25 tors à transformateurs couplés, le dispositif de commutation du primaire du transformateur peut avoir à faire face à une tension considérablement plus élevée que la tension de source d* entrée du fait de la somme de et de la tension de restauration dans le primaire du transformateur. Cette tension élevée se développe dans le dispositif de commutation au cours du 30 cycle repos du cycle de commutation. Afin de restaurer le transformateur rapidement, il faut que Vsoit de préférence du même ordre que de telle sorte que E + soit approximativement égal à 2 . Une exigence supplémentaire du dispositif de commutation est qu'il doit être apte à supporter la dissipation d'énergie qui se produit lors de sa coupure pendant que du courant 35 l'irrigue toujours et que la haute tension de restauration se développe dans le dispositif de commutation. Les exigences relatives au dispositif de commutation ont rendu difficile l'obtention dans l'art antérieur de régulateurs pour commutateur fiable compétitif, ressortissant à l'espèce envisagée et qui fonctionne sur le secteur. 40 En conséquence, l'objet principal de L'invention est de fournir un régula 72 07627 2 2134353 teur à commutateur à transistors amélioré. lin autre objet de l'invention est de fournir un régulateur amélioré qui soit apte à utiliser» des éléments dotés de tension nominale relativement basse, à l'intérieur d'un circuit à haute tension. 5 Un autre objet de l'invention est encore de fournir un régulateur amélioré caractérisé par une dissipation minimum dans le circuit de commutation à transistor et dans les deux cas où ledit circuitest actif ou en période de coupure. • La présente invention fournit Un régulateur à commutateur à transistors 10 qui est dotée d'un circuit de commutation, lequel est caractérisé par son aptitude à résister aux tensions élevées et à fonctionner de façon ultra-rapi- dé de telle façon qu'il soit susceptible de changer d'état en dépensant une quantité minimum de puissance au niveau des moyens de commutation. Les dits moyens de commutation comprennent une connexion-série d'un 15 transistor de conmutation et d'un transistor de contrôle. Le transistor de commutation est muni d'une connexion polarisante reliée à sa base, et son émetteur est relié au parcours émetteur collecteur du transistor de contrôle, dB telle façon que lorsque le transistor de contrôle est coupé le transistor de commutation se trouve à l'état d'émetteur en l'air. Ceci permet l'utilisation 20 de la caractéristique de rupture d'émetteur en l'air, aI . , du transistor cbo de commutation comme limite de fonctionnement du circuit de commutation et fournit un circuit à conmutation rapide qui réduit au minimum la dissipation d'énergie. Dans une réalisation préférée le régulateur à commutateur à transistors 25 comprend montés en série : une source de courant continue non régulée, un primaire de transformateur, un transistor de commutation et un transistor de contrôle, l'émetteur du transistor de commutation étant relié au collecteur du transistor de contrôle dans le cas de transistors de môme polarité ou à l'émetteur du transistor de contrôle dans le cas de transistor de types de 30 polarités opposés. Le courant continu de polarisation est appliqué à la base du transistor de commutation afin que ce dernier se trouve en fonctionnement près de ou en son point de saturation, lorsque le transistor de contrôle est enclenché. Lorsque les deux transistors se trouvent à leurs niveau de saturation ou à proximité de ce niveau, pratiquement la totalité de courant continu 35 d'alimentation apparaît dans le primaire du transformateur et très peu d'énergie se trouve dissipée dans les transistors. Le transistor de contrôle étant saturé ou à proximité de son point de saturation, la polarisation exigée pour la saturation du transistor de commutation se réduit à la somme de la tension traversant le transistor de 40 commande et le circuit base-émetteur du transistor de commutation, Cette 72 07627 3 2134353 polarisation peut être fournie d'une façon qui garantit que le transistor de commutation sera amené rapidement à saturation lorsque le transistor de contrôle est rendu conducteur. Même dans le cas où le transistor de contrôle fonctionne dans sa région 5 active, de façon à limiter le courant d'émetteur dans le transistor de commutation au moment de son passage à l'état conducteur, la chute dans le transistor de contrôle n'excède jamais quelques volts et la quasi totalité de la tension, au moment de la coupure, est supportée par le transistor de commutation grâce à sa caractéristique EV , . Du fait que toute la chute est cbo 10 concentrée dans le transistor de commutation aucun circuit de division de tension, assisté de retard temporisé, n'est nécessaire dans les commandes des bases. C'est ainsi qu'une conmutation ultra-rapide à basse dissipation peut être obtenue. Dans les dessins représentant l'invention ; 15 La figure 1 est un diagramme schématique d'un régulateur à commutateur à transistors représentant une forme préférée de l'invention. La figure 2 est une illustration graphique de formes d'onde typiques illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 1. Les figures 3 et 4 sont des diagrammes schématiques réprésentant des 20 modifications des éléments de commutation et de contrôle de la figure 1, conformément à l'invention. La figure 5 est un diagramme schématique d'un convertisseur à courant continu du type push-pull, conçu conformément à la présente invention. La figure 6 est une réalisation de l'invention, représentant une autre 25 conception du moyen de régulation préféré de la figure 1. On désire obtenir Une tension continue aux bornes 4 et 5 de sortie, de la figure 1, à partir d'une alimentation à haute tension en courant continu appliquée à la borne 6. Dans le présent exemple, la tension à .la borne 6 dénommée est approximativement de 300 volts mais peu varier de 240 à 380 30 volts. Le régulateur de conversion de la présente invention comprend un transformateur de puissance 1 doté des bobinages primaire et secondaire 2 et 3. Le bobinage primaire 2, correspondant è l'alimentation l'élément de commuta tion 20 et l'élément de contrôle 10. comprennent un circuit de commande série 35 ainsi conçu que lorsque les éléments 2D et 10 sont conducteurs le courant s'écoule dans le circuit produisant un potentiel aux bornes du bobinage primaire 2, lequel potentiel est approximativement égal à E . Ainsi qu'il sera expliqué ultérieurement lorsque l'élément de contrôle 10 est rendu conductif par les impulsions issues de l'unité de contrôle 22, l*~élément de conmutation 40 20 est également conducteur;} et .lorsque l'élément 10 est non conducteur. 72 07627 4 2: 34353 l'élément 20 est également non conducteur. De la sorte, le potentiel traversant le bobinage 2 reste essentiellement au niveau E aussi longtemps que l'élément 10 est conducteur. Lorsque l'élément de contrôle 10 est ouvert, l'élément de commutation 20 se ferme et le champ constitué dans le bobinage 2 conroence à se 5 détruire créant de la sorte une tension de restauration, V au niveau de la r borne 8 et du collecteur des transistors 11 et 12, Le bobinage primaire 2 établit la moyenne dans le temps des; tensions alternatives qui lui sont appliqué; de la sorte les zones de durée voltage-temps, des tensions E, et V situées au-dessus et au-dessous d'un axe de référence in r 10 sont égales. La polarité des bobinages 2 et 3 étant celle indiquée, par des points sur la figure, un signal puisé avec un sens d'écoulement du courant orienté dans le sens opposé à Celui du bobinage primaire 2, apparaîtra dans le bobinage secondaire 3. La diode 23 agit en tant que moyen redresseur à une alteman-15 ce. En conséquence les impulsions de courant dais le bobinage secondaire 3 rendent la diode 23 conductrice livrant rie la sorte, de l'énergie dans un circuit de filtre qui comprend l'inducteur 25 et le condensateur 28. La diode 24 fournit un parcours au courant par l'inducteur 25 entre les impulsions de puissance. La charge utile [non représentée) est placée entre les bornes 20 4 et 5. La résistance 26fait également partie du circuit de charge et garantit qu'il existera toujours une connexion de charge même dans les conditions de non charge. Les connexions en série du condensateur 27 avec la résistance 29 et du condensateur 97 avec la résistance 99, respectivement avec les diodes 23 et 24, servent de circuits de suppression de parasites haute 25 fréquence pour les diodes. Le fonctionnement du moyen redresseur à une alternance et du circuit de filtre est bien connu des spécialistes et ne sera de de fait pas décrit plus avant. La tension induite dans le primaire 2 lors de la coupure des transistors de commutation 11 et 12 s'ajoute à la tension d'alimentation et engendre 30 une pointe de tension dans les collecteurs des transistors de,conmutation. Cette tension pourrait dépasser la tension de rupture collecteur/base des transistors de commutation tEV , 3. Afin d'empêcher cela le moyen régulateur cbo 40 est prévu aux bornes du bobinage primaire. En outre, iç diode 19 du circuit de base fournit une commande inverse de base afin de déplacer le point de 35 fonctionnement des transistors à travers la zone de haute dissipation avec toute la vitesse possible. Le moyen régulateur 40 comprend tin" détecteur de crête relié à la borne 9 du primaire et comprend en outre le condensateur 34, les diodes 38 et 39, et le condensateur 35. Lorsque la portion du potentiel aux bornes du condensateur 40 35, prise au niveau du potentiomètre .37* dépasse la chute de coude.dans la diode 72 07627 5 2134353 ZENER 32, le courant s'écoule à travers le potentiomètre 37 et à travers la diode ZENER 32, ce qui a pour effet de rendre conducteurs les transistors 30 et 31. La capacité 35 se charge jusqu'à un certain pourcentage de 1'excursion de la borne 9 [et partant de la borne 8) par rapport à la borne 7 afin de 5. modifier la conduction des transistors 30 et 31 et, de ce fait, la vitesse à laquelle les moyens de régulation 40 dissipent l'énergie. Les transistors 30 et 31 constituent une liaison en série avec la diode 33, entre les bornes 7 et 6 du primaire 2, et fonctionnent conjointement au condensateur 36 afin de s'opposer à ce que la tension de la borne 8 dépasse un niveau sélectionné. 10 L'unité de contrôle 22 fournit des impulsions carrées variables afin d'actionner l'élément de contrôle 10. La largeur des impulsions peut être variée en fonction des variations de l'alimentation non régulée ou de celles de la sortie régulée. De préférence une réaction issue de la sortie régulée est comparée à un potentiel de référence. La différence est détectée et 15 appliquée à un circuit de contrôle de largeur d'impulsion qui commande un oscillateur à onde carrée. Ces circuits étant bien connus ne seront pas décrits plus avant. L'élément de contrôle 10 est représenté comme composé des transistors montés en parallèles* 15 et 16 et du transistor 17 le tout monté dans une 20 configuration d'émetteur à la masse. Ainsi qu'il est bien connu des spécialistes ce montage accroît le gain de courant du commutateur. Afin de faciliter l'explication, les transistors 15, 16, 17 peuvent être considérés comme constituant un seul transistor ; ci-après il sera fait allusion à cet ensemble sous la désignation de l'élément de contrôle 10 ou il sera fait allusion au 25 transistor 17 sans se reporter aux transistors 15 et 16. L'élément de contrôle 10 est, de préférence, composé de transistors basse tension susceptibles d'une conmutation rapide. Ils ne sont pas affectés par les commutations haute tension au niveau du bobinage primaire, et ils ne détectent réellement qu'une variation de quelques volts. 30 L'élément de commutation 20 est de préférence composé d'une paire de transistors haute tension 11 et 12 reliés afin de fonctionner en parallèle. Ceci accroît les possibilités de fonctionnement pour des courants et des intensités variables, des transistors haute tension. Les transistors sont de préférence adaptés de façon à égaliser l'écoulement de courant de collecteur. 35 Les résistances d'émetteurs 13 et 14 ont également tendance à égaliser l'écoulement de courant et de ce fait elles assurent une bonne stabilité thermique. La diode 19 et la résistance 18 constituent une liaison parallèle entre la source de polarisation 21 et les bases des transistors 11 et 12. La diode 19 a pour action de maintenir une polarisation constante au niveau de la base des 40 transistors 11 et 12 au moment de la coupure. La résistance 18 est un limiteur 72 07627 2134353 de polarisation base au moment de la mise en fonctionnement. Chaque transistor haute tension est rendu conducteur au niveau de son émetteur lorsque l'élément de contrôle 10 entre en circuit. Les transistors 11 et 12 fonctionnent de préférence à la saturation et le transistor 17 fonctionne à proximité de la 5 saturation de telle sorte que lors du passage à l'état conducteur, pratiquement la totalité de E , appliquée à la borne 6, chute dans le bobinage primaire 2. Lorsque le transistor 17 est coupée, les transistors 11 et 12 sont également coupés. La coupure des transistors 11 et 12 et la mise à l'état 10 saturé est relativement rapide du fait qu'ils sont reliés par la diode 19, selon une configuration qui représente en fait une configuration de base mise à la masse. En outre, au manant de la coupure, les transistors 11 et 12 sont dans une configuration d'émetteur en l'air, et la totalité de la tension de restauration appliquée à la borne 8 est appliquée aux jonctions collecteur-15 base des transistors 11 et 12. Aussi, la chute de tension dans les transistors est déterminée par leurs caractéristiques BVctJO» ce qui permet l'utilisation de transistors haute tension standards. Cet avantage ressortira mieux lorsque sera abordée la description du fonctionnement du circuit représenté dans la figure 1. 20 Le fonctionnement de la réalisation préférée sera mieux décrite en se reportant à la figure 2 et à la figure 1. Il conviendra de commencer cette description en supposant que le signal émis par l'unité de contrôle 22 et appliqué à l'élément de contrôle 10 est à son potentiel négatif. Dans cet état le transistor de contrôle 17 et les 25 transistors de commutation 11 et 12 sont coupés et il n'existe absolument aucun courant passant dans le bobinage 2 en provenance de la source B. Le potentiel au niveau des bornes de collecteurs des transistors de comnutation 11 ou 12 et qui est désigné par [commutateur]* est essentiellement E^n (voir figure 2a]. E, de la borne B est non régulé et peut varier dans des proportions appré-in 30 ciables, c'èst-à-dire de 240 à 380 volts dans un cas typique. Dans cette illustration il est supposé que E^n est égal à + 300 volts au temps t^. Lorsqu'une impulsion positive carrée apparaît à la base des transistors 15 et 16, ces transistors deviennent conducteurs et le courant s'écoule vers la base du transistor de contrôle 17» Le tansistor 17 devient conducteur 35 lorsque le potentiel base-émetteur, (contrôle) c'u transistor 17 s'élève de son niveau négatif et de coupure pour atteindre un niveau positif au temps t^ Cfig. 2dî. Dans un circuit typique, (contrôle) est approximativement de 1 volt. Lorsque le transistor 17 est conducteur, le potentiel au niveau des émetteurs des transistors 11 et 12 décroît ce qui provoque la création d'un 40 chemin de conduction lequel établit èntre la polarisation constante 72 07627 7 2134353 approximative de 20 volts appliquée à la borne 21, la résistance limitatrice de polarisation 18, les jonctions base-émetteur des transistors 11 et 12, le parcours collecteur-émetteur du transistor 17 et la masse. Le courant désigné Par IS Cconmutateur) S'écoule Ifigure 2e) ce qui provoque le passage à 5 l'état conducteur des transistors 11 et 12 approximativement au temps t^. Le potentiel Ccummutateur) décroît rapidement de.300 volts afin d'atteindre pratiquement 0 volt (figure 2aî. Le courant s'écoule dans le bobinage primaire 2 du transformateur 1, figure 2c. Ce courant, désigné par Ip [primaire)J est initialement de 5 ampères approximativement dans un circuit 10 typique. Ce courant induit un écoulement de courant, dans le sens opposé et dans le bobinage secondaire 3, qui circule à travers la diode 23, le filtre de sortie et la charge située aux bornes 4 et 5. A ce moment, les transistors de commutation 11 et 12 sont conducteurs et de préférence à l'état saturé, cependant que l'élément de contrôle 10 est 15 conducteur et qu'il existe un court circuit virtuel entre les émetteurs et les collecteurs des transistors de commutation. Le transistor 17 n'est pas saturé mais fonctionne dans sa région active du fait de la limitation qui lui a été imposée par la connexion composée des transistors 15» 16 et 17. Néanmoins le transistor 17 constitue virtuellement un court-circuit présentant une chute de 20 tension minimum* La résistance 18 conforme le niveau de potentiel réel des bases des transistors 13- et 14 au fonctionnement du circuit. Si la connexion composée des transistors 15, 16 et 17 n'était pas utilisée comme élément de contrôle 10, c'est-à-dire si les transistors 15 et 16 étaient éliminés et que la base du transistor 17 était excitée directement par l'unité 25 de contrôle 22, le transistor 17 pourrait fonctionner en mode saturé. □ans l'une comme dans l'autre des deux conceptions de circuits posées, la chute dans l'élément de contrôle 1,0 est conservée à un niveau minimum. Au moment de la coupure, cette chute s'élève approximativement à la valeur de l'alimentation 21 à laquelle s'ajoute toutes les tensions parasites internes 30 des semi-conducteurs. De la sorte, pratiquement la totalité de là tension au moment de la coupure est supportée par -les transistors de commutation 11 et 12. Si nous considérons maintenant les figures 1 et 2 au temps ,-t2, l'impulsion carrée issue de l'unité de contrôle 22 décroît jusqu'à -6 volts approximativement. La tension base-émetteur du transistor de contrôle 17 - (j^trôle) » figure 35 2d, décroît rapidement depuis approximativement + 1 volt à - 5 volts; polarisant en sens inverse la jonction base-émetteur à travers la diode 60. Le transistor 17 est de ce fait rendu non-conducteur et est coupé. Son collecteur monte au niveau approximatif de: l'alimentation de polarisation 21. Ceci est la plus grande modification de potentiel éprouvée par le transistor de contrôle et 40 Ce transistor n'est jamais exposé à la grande variation imputable au primaire 72 07627 8 2134353 2 au moment de la coupure. Lorsque le transistor 17 est coupé, ce fait provoque également la coupure des transistors de commutation 11 et 12. Le courant I„, . ,, qui Blcommutafceur) circule depuis la polarisation 21 et traverse les émetteurs des transistors, 5 de commutation 11 et 12 décline rapidement et s'inversent du fait que le courant de base atteint peu de temps après approximativement - 5 ampères au temps t (voir figure 2e). O ' Lorsque les transistors 11 et 12 sont coupés, le potentiel au niveau de la borne 8 du bobinage primaire 2, V (commutateur), passe soudain d'une c 10 tension approximative de 20 volts, au temps t^, à une tension crête de restauration de 600 volts entre le temps t. et le temps tc (fig. 2aî. Cette H 3 pointe extraordinaire de tension est imputable à l'énergie stockée dans le primaire 2 r elle approcherait théoriquement l'infini si l'action de blocage des moyens de fixation d'un niveau 40 ne s'interposaient pas. Ce potentiel est 15 entièrement appliqué à la polarisation» à la base et au collecteur du transistor de commutation 17 parce que à ce moment les émetteurs des transistors de commutation sont ouverts. Cet effet implique deux résultats pratiques importants. Tout d'abord, ainsi qu'il a déjà été dit, l'élément de contrôlelO est complètement isolé des variations de tension V , . . > En second lieu, c [commutateur}. 20 les transistors de commutation ne courent aucun danger de rupture, puisque la tension de rupture applicable, BJ . n'est pas dépassée. Par exemple, dans un CDD transistor haute tension, EV , peut excéder 800 volts. cbo Il est judicieux de comparer maintenant ce résultat avec ceux d'un commutateur de l'art antérieur. Dans l'art antérieur, les impulsions d'ondes 25 carrées peuvent être appliquées directement à la base des transistors de commutation 11 et 12. L'élément de contrôle 10 est éliminé. Avec cette sorte de circuit la tensionâe rupture, collecteur-émetteur BJ , constitué le critère ^ ceo refenu du fait que le potentiel traverse la jonction collecteur-émetteur au moment de la coupure. La tension ®/ceo est typiquement égal à la moitié de la 30 valeur de BV , . Mais ce critère n'est pas assez bon et n'est pas suffisamment cbo protégé car le transistor va se bloquer en dessous de la valeur BVcbQ. Cette tension de blocage désignée par BV , n, est inférieure a BJ et peut être C 6 vSU S J C BO approximativement de 325 volts pour un transistor haute tension. Il devient maintenant évident, que le circuit de l'invention permet 35 l'utilisation, comme éléments de conmutation, d'un transistor haute tension, immédiatement disponible, et très peu coûteux. Des circuits spéciaux sont ainsi évités. Si nous revenons maintenant au fonctionnement du circuit au moment où le potentiel de restauration appliqué à la borne 8. du bobinage primaire 2 de 40 la figure 1 dépasse abusivement la tension d'alimentation E_^, les moyens 72 07627 2134353 de régulation 40 ont pour effet de bloquer le potentiel de restauration aux environ de BQO volts au temps tg(figure 2a). Dans l'exemple fGurni, un potentiel approximatif de 300 vdts est stocké par le condensateur 36 à partir du cycle antérieur d'opération et maintient ainsi la diode 33 en état de 5 polarisation inverse. Néanmoins lorsque le potentiel de restauration appliqué à la borne 8 commence à dépasser 100 volts la diode 33 est rendue conductrice et le courant circule dans le condensateur 36. Une portion de la différence entre le potentiel de restauration et la tension d'alimentation est détectée aux bornes 7 et 9 du bobinage primaire 2. Le condensateur 34 et les diodes 3B 10 et 39 ont pour action de stocker une charge du condensateur 35 laquelle charge est proportionnelle à l'excursion de crête à crête de la borne 9» Cette excursion est à son tour proportionnelle à plus le potentiel de référence de restauration mentionné ci-dessus. Le potentiomètre 37 est réglé afin de fournir une polarisation qui est communiquée par la diode ZENER 32 à la base 15 du transistor 30, de telle sorte que les transistors 30 et 31 sont rendus conducteurs en fonction de E plus le potentiel entre les bornes 7 et 8 au moment de la restauration. Il en résulte que la conduction à travers les transistors 30 et 31 règle le potentiel traversant 36 et la polarisation inverse appliquée à la diode 33 au niveau du seuil désiré, selon les conditions de 20 fonctionnement. La figure 2b représente l'écoulement du courant le à travers la diode 33 des moyens de régulation et ceci entre les temps t^ et t&. lorsque Ic dst dissipé dans le bobinage primaire, ïprjma^re tfig* devient approximativement zéro au temps tg, et (CQmmu^a^eur) retourne graduellement au potentiel d'alimentation E^. Ceci parachève un cycle complet du fonction-25 nement du circuit. La figure 3 représente une autre réalisation de l'invention dans laquelle des diodes ont été utilisées dans la base du transistor de commutation 51 afin de limiter la saturation. Le transistor 54 est le transistor de contrôle. Le reste du circuit et le reste de son fonctionnement sont identiques à ce qu'a 30 été décrit relativement à la figure 1. Les diodes 56, 57 et 58 provoquent une chute de tension entre la polarisation 53 et la base du transistor 51 garantissant ainsi que la tension base est inférieure à la tension appliquée à la cathode de la diode 55. Partant le collecteur ne devient jamais polarisé dans le sens direct. La diode 55 agit 35 en canalisant autour de la base tout courant de base excédentaire qui dépasse la quantité de courant exigé afin d'amener le transistor 55 aux limites de saturation. La diode 59 empêche la polarisation de la base du transistor de commutation de dépasser la tension d'alimentation 53 au moment de la coupure. Le transistor de contrôle 54 fonctionne en un point de sa-région active et 40 avant la zone de coupure, de façon à limiter le courant base-émetteur du 72 07627 2134353 transistor 51. La figure 4 représente une réalisation de l'invention dans laquelle des transistors de contrôle et de commutation de types de conductivités opposées ont été utilisés. 5 Le transistor de contrôle 46 est un dispositif PNP qui est rendu conduc teur par cheique impulsion carrée issue de l'unité de contrôle 22 lorsqu'elle a le niveau V^. Le transistor 46 est coupé lorsque l'impulsion carrée présente une valeur supérieure V2- Le transistor de commutation 44 correspond au transistor 11 tou 12} de 1Q la figure 1. Afin de faciliter la représentation de la figure 4, seul un transistor de commutation 44 a été représenté, bien qu'une connexion parallèle semblable à celle de la figure 1 puisse être utilisée. La résistance limita-trice de polarisation 49 , la diode de polarisation 46 et l'alimentation de polarisation 50 correspondent respectivement aux éléments 19, 16 et 21 15 de la figure 1. Les parties restantes du circuit de la figure 4 peuvent être absolument identiques à celles de la figure 1 et sont représentées comme similaires. Dans un circuit typique, la polarisation 50 est dotée d'une valeur de 10 volts, correspond à 5 volts et correspond à 30 volts. Dans la présente réalisation le transistor de contrôle 46 devient saturé 20 lorsque la tension lui est appliqué de l'unité de contrôle 22. La résistance 45 limite le courant passant dans l'émetteur du transistor de commutation 44 au moment de son passage à l'état conducteur, La diode 45 A est prévue afin de protéger les jonctions émetteur-base des transistors 44 et 46 contre les ruptures inverses. Dans la pratique, il est possible d'éviter 25 la résistance 45 si est ainsi choisi qu'il puisse commander le transistor 46 dans sa région active mais pas dans sa région de saturation. De même que pour le circuit décrit en relation avec la figure 1, ce qui importe ici est que le transistor de contrôle 46 et le transistor de conmutation 44 soient tous xieux à leur position de coupure lorsqu'ils sont mis 30 hors circuit. Dans ces circonstances, le transistor de commutation 44 fonctionne en émetteur ouvert ce qui permet de tenir compte de la caractéristique ^ubo C'U transistor 44. Lorsque le transistor de conmutation 44 se coupe la diode 48 bloque sa base à la polarisation 50, et le transistor de contrôle 46 reste protégés contre les larges variations qui se produisent au niveau de la 35 borne 8. La figure 5 représente une autre réalisation de l'invention, qui illustre un redresseur de courant continu dans lequel deux jeux de transistors de contrôle et de conmutation sont utilisés dans un fonctionnement du type push-pull. Bien que cette conception ne soit pas aussi économique que la concep-40 tion représentée dans la figure 1, la configuration push-pull -fournit une 72 07627 2134353 vitesse plus élevée et une régulation améliorée» La source de potentiel de courant continu non régulé 86 est reliée au point médiant 69 du bobinage primaire du transformateur 61. Les transistors 70 et 71 sont des transistors de conmutation haute tension reliés par leurs 5 bases à une alimentation de polarisation 22 par l'intermédiaire des résistances limitatrices de polarisation 76 et 77 respectivement. Les électrodes de collecteur du transistor 70 et 71 sont reliées à des bornes opposées du primaire du transformateur 61. Les émetteurs des transistors de commutation 70, 71 sont reliés respectivement, en série aux collecteurs des transistors de 10 contrôle 73 et 74. Les transistors de contrôle 73 et 74, sont des transistors basse tension qui sont conmutés respectivement par les signaux de contrôle appliqués à leurs bases par les lignes 76 et 79. L'unité de contrôle 72 fournit des impulsions de sortie carrées qui sont déphasées de 180° l'une par rapport à l'autre dans les lignes de signal de sortie 78 et 79, ce qui a pour 15 effet d'assurer la commutation des transistors de contrôle en opposition de phase. L'étage redresseur qui est relié aux bornes du secondeur du transformateur 61 comprend les diodes 62 et 63, et le condensateur 68 monté, d'une façon bien connue, aux bornes de charge 64 et 65. 20 En fonctionnement, une impulsion issue de l'unité de contrôle 72 met en circuit l'un des transistors de contrôle qui sera par exemple le transistor 73. Le transistor 74 est alors non conducteur. Le signal sur sa base étant déphasé par rapport au signal sur la base du transistor 73. Lorsque le transistor 73 conduit, il excite l'émetteur du transistor de commutation 70 25 provoquant la conduction de la jonction base-émetteur. Le transistor 70 devient alors conducteur et le courant s'écoule depuis la source non régulée 86 à travers la moitié supérieure du bobinage primaire du transformateur 61 jusqu'à la masse par l'intermédiaire des transistors 70 et 73. Le courant induit dans le secondeur du transformateur 61 est redressé et filtré afin de 30 produire une tension de courant continu aux bornes 64 et 65 de la charge. Lorsque le signal présent dans la ligne 78 qui est issu de l'unité de contrôle 22 revient au niveau -V^, le transistor 73 se coupe, coupant de ce fait, le transistor 70. Le principe qui a été expliqué au sujet de la réalisation de la figure 1 joue ici, en ce qui concerne la coupure, le transistor de 35 commutation se trouve à l'état émetteur ouvert du fait de la polarisation constante 75 appliquée à sa base. Partant, la tension de rupture, que le transistor 70 peut être conçu pour affronter, est outre, le transis tor de contrôle 73 est complètement isolé de l'oscillation haute tension présente dans le collecteur du transistor 70. 40 Le fonctionnement des transistors 71 et 74 lorsqu'ils sont mis en circuit 72 07627 12 i34353 par une impulsion sur la ligne 79, issue de l'unité de contrôle 22 est le même que celui décrit au sujet des transistors 70 et 73. Un dispositif de blocage de la tensicn collecteur peut être nécessaire au niveau des bornes des connecteurs des transistors commutant 70 et 71, Bien 5 que la plus grande partie de l'énergie magnétique du noyau de transformateur soit absorbée par l'action du courant de charge à double alternance, le blocage est nécessaire si les transistors dé commutation sont par eux-mêmes inaptes à absorber le courant de fuite d'inductance induit lors de la rupture. Un dispositif simple, bien connu de l'art antérieur, comprend une diode au niveau 10 du collecteur de chaque transistor, polarisée inverse par une tension d'alimentation de blocage dotée d'une valeur égale à la tension maximum que les transistors de commutation sont conçus pour affronter. Dans un circuit typique de la figure 5, l'anode d'une diode est reliée au connecteur du transistor 70. Sa cathode est reliée à une source de blocage - disons de 760 volts - qui est 15 nettement inférieure à BV qui se trouve au niveau : 800 volts. Lorsque le transistor 70 est dans l'état conducteur, et représente un courtcircuit, la diode est soumise à une polarisation inversée et n'est d'aucune action sur le rendement du circuit. Lorsque le transistor 70 est coupé, si le voltage appliqué à son collecteur tente de dépasser 760 volts, la diode devient 20 conductrice et bloque la tension V , . . " au niveau approximatif de c(commutateur) 760 volts. Un circuit similaire serait relié^au collecteur du transistor de commutation 71 de la fig. 5. La figure 6 représente une réalisation plus économique d'un moyen de régulation destiné à dissiper les pointes de tension caractérisant le circuit 25 représenté dans la figure 1 et se manifestant dans la borne B du bobinage primaire lorsque les transistors de commutation 11 et 12 sont coupés. Ainsi que représenté les moyens de régulation 80 de la figure 5 remplacent le moyen de régulation 40 de la figure 1 au niveau des bornes 7 et 8, du bobinage primaire 2. Le reste du circuit de la figure 6 est identique en tout point à 30 celui de la figure 1. □ans le fonctionnement lorsque le potentiel appliqué à la borne 8 dépasse le potentiel au niveau de la cathode de la diode 81 au moment où les transistors 11 et 12 se coupent, le courant s'écoule à travers la diode 81 j la charge imputable à la pointe de tension est alors stockée dans le condensateur 35 82. L'énergie ainsi stockée dans le condensateur 82 décroît à travers la résistance 83 du fait de sa liaison à la masse. Les valeurs de la capacité 82 et de la résistance 83 sont ainsi choisies qu'une chute d'énergie suffisante est obtenue avant la coupure suivante du transistor de commutation afin de 72 07627 2134353 se conformer à la nouvelle pointe qui va"suivre. Bien que l'invention ait été représentée et décrite en ce qui concerne plus particulièrement une réalisation préférée de l'invention il serait évident pour le spécialiste que diverses modifications dans la forme et dans le détail peuvent lui être apportées sans pour autant se départir de l'esprit et des buts de l'invention. C'est ainsi que d'autres éléments que ceux représentés peuvent être utilisés. 72 07627 2134353 REVENDICATIONS 1. Régulateur à commutateur à transistors caractérisé en ce qu'il comprend montés en série : une source de courant continu délivrant une tension d'entrée, un élément de circuit de charge inductive et des moyens de commutation, 5 les dits moyens de commutation comprenant eux-mêmes : un transistor de commutation et un transistor de contrôle montés en série î des moyens de contrôle reliés à la base dudit transistor de contrôle afin de rendre le transistor de contrôle conducteur ou non conducteur ; 10 une source de polarisation reliée à la base du transistor de commutation afin de le rendre conducteur lorsque le transistor de contrôle est conducteur, et de provoquer l'application de la quasi totalité de la tension d'entrée à l'élément de circuit de charge inductive avec une très faible dissipation d'énergie dans les dits transistors s 15 ladite source de polarisation permettant également de faire fonctionner le transistor de commutation au coude de sa caractéristique de fonctionnement, dans son état d'émetteur ouvert, lorsque le transistor de contrôle est au coude de sa caractéristique, ce qui isole effectivement le transistor de contrôle des oscillations de tension qui apparaissent dans l'élément de circuit 20 de charge inductive etp§emfllectionner le transistor de commutation selon la nature de sa caractéristique de rupture de tension collecteur/base. 2. Régulateur selon la revendication 1. caractérisé en ce que le transistor de commutation a un point de fonctionnement sur sa caractéristique entre la saturation et le coude de cette caractéristique. 25 3. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le transistor de contrôle est actionné entre sa coupure et à proximité au moins de son point de saturation. 4. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de régulation afin de stabiliser la tension développée par 30 l'élément de circuit de charge inductive au niveau du transistor de commutation lorsque celui-ci est coupé. 5. Régulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les transistors de contrôle et de commutation sont du même type de conductivité, l'émetteur du transistor de commutation étant relié au collecteur du transis 72 07627 2134353 tor de contrôle. 6. Régulateur selon la revendication 1 caractérisé en ce que les transistors de contrôle et de commutation sont de type de conductivité opposée, l'émetteur du transistor de commutation étant relié à l'émetteur du transistor de contrôle. 5 7. Régulateur selon la revendication 1 caractérisé en ce q.ue l'élément de circuit de charge inductive est constituée par le primaire d'un transformateur, et en ce qu'il comprend en outre : un secondaire de transformateur, et un redresseur à une alternance relié aux bornes du secondaire du trans-10 formateur afin de redresser les tensions induites dans le secondaire par le primaire et de fournir une charge dotée d'une tension redressée. . d. Régulateur selon la revendication 7 caractérisé en ce qu'il comprend en outre : • un circuit de stabilisation relié au collecteur du transistor de commu-15 tation et qui accepte l'énergie en provenance du transformateur pendant la restauration du noyau du transformateur et limite le potentiel.appliqué au collecteur du transistor de commutation pendant ladite restauration. 9. Régulateur selon la revendication 7 caractérisé en ce que. la source de polarisation comprend : 20 des moyens permettant d'exciter le transistor de commutation jusqu'à son point de saturation lorsque ledit transistor de contrôle.est à l'état conducteur ; et des moyens assurant un fonctionnement en base à la masse dudit transistor de commutation lorsque ce dernier est en fonctionnement au coude 25 de sa caractéristique. 10. Convertisseur push-pull fonctionnant à partir-d'une tension d'alimentation en courant continu non régulée, et qui comprend : une paire de moyens de commutation, reliés à la tension, d'alimentation et couplés à une charge de sortie par un transformateur î 30 des moyens de contrôle afin de commuter, selon un cycle,, alternativement les moyens de commutation en phase ou en non phase l'un par.rapport à l'autre, ce qui a pour effet d'appliquer l'alimentation de façon intermittente à la charge s convertisseur caractérisé en ce que chaque moyen de commutation de la paire,de .moyens de commutation est selon l'une quelconque.des revendications 35 preceëentes.