Brevet FR2138103A1 — publié le 19721229

72.17857 1 2138103 • Dans la technique de l'alimentation en courant électrique, il est difficile d'obtenir une conversion efficace d'un courant alternatif en courant continu lorsque le courant primaire d'entrée est sinusoïdal et de basse fréquence, ce 5 qui est le cas avec la tension standard des secteurs à 50 ou 60 Hz. De grosses bobines de choc de filtrage sont nécessaires pour maintenir les surintensités minimales et de gros condensateurs de filtre sont nécessaires pour maintenir la charge de sortie pendant les intervalles de commutation de l'onde 10 d'entrée. On.obtient une amélioration importante au point de vue dimensions et poids si le courant primaire est multiphasé de sorte que l'entrée de la section de filtre ne tombe jamais à zéro ; un tel courant multiphasé est, toutefois, rarement disponible. 15 Dansun équipement électronique comportant des tran sistors et des circuits intégrés, on utilise des sources d'alimentation en courant alternatif pour obtenir les différents niveaux de tension de courant continu nécessaires pour faire, fonctionner les circuits électroniques. Par exemple, un 20 organe d'ordinateur type peut exiger des niveaux de tension de courant continu variant de + 2 volts à + 30 volts et de \ ampère:à 60 ampères. Ces sources d'alimentation doivent présenter des niveaux de tension de sortie bien stabilisés "en dépit de variations appréciables dans la ligne d'alimentation 25 é't àass la charge. Les modèles usuels de blocs d'alimentation prévus pour assurer ces fonctions désirées sont relativement gros, principalement en raison de la dimension et du poids des transformateurs de puissance ainsi que des bobines de choc et des condensateurs du filtre. 50 Dans une telle source d'alimentation, il est désira ble de disposer d'une quantité suffisante d'énergie accumulée pour permettre le fonctionnement de l'ordinateur pendant une certaine période de temps après une coupure de l'alimentation en courant alternatif de manière à lui permettre d'exécuter 35 sa séquence d'arrêt normale et de préserver ainsi son programme „ 72 17857 2 2138103 Etant donné qu'il est plus facile d*accumuler de l'énergie sur un condensateur à une tension élevée qu'à une p tension basse, (E = f- CV ) et étant donné que le rendement de la conversion ultérieure en courant alternatif est plus 5 grand lorsque cette conversion est effectuée à un niveau de tension de courant continu, il est désirable d'utiliser un prérégulateur à commutation de ligne qui produit une tension de sortie de courant continu élevée. Les prérégulateurs à commutation de lignene sont pas 10 faciles à adapter de façon qu'ils puissent fonctionner sur des lignes à 115 et à 230 volts de courant alternatif sans compromettre leur performance et sans augmenter considérablement leurs dimensions. Par exemple, le fonctionnement sur l'une de ces tensions d'entrée produit des variations appré-15 ciables de la tension de courant continu de sortie, de l'impédance et de la tension d'ondulation par rappQrt au fonctionnement sur l'autre tension d'entrée. On peut utiliser un pont doubleur de tension à entrée par condensateur pour éliminer pratiquement ces problèmes ; toutefois, les forts courants de 20 charge du condensateur impliqués empêchent l'utilisation de dispositifs à semi-conducteur tels que des thyristors pour la régulation de la tension de sortie sauf dans des applications à très faible puissance. L'utilisation de bobines de choc pour limiter ces courants pose à nouveau le problème de 25 la réduction de performance indiquée ci-dessus. L'invention vise une source d'alimentation avec conversion courant alternatif-courant continu qui permet de transformer des tensions de secteur de courant alternatif standards, par exemple de 115 ou 230 volts, 60 Hertz, en 30 niveaux de sortie de courant continu à basse tension et haute intensité d'une manière extrêmement efficace. Le système offre un très haut rendement de conversion en dépit de variations du secteur et/ou de la charge, ce qui réduit considérablement la quantité d'énergie dissipée et, par conséquent, le volume 35 nécessaire pour assurer un refroidissement convenable. Dans ce système, le redressement de la tension principale fournie par la ligne d,alimentation s'effectue dans le 7£,1,78&7 3 2138103 > , . ' • ; ) « ' prérégulateur sans ,isolement par transformateur en utilisant un circuit en pont à quatre diodes dans lequel deux des diodes sont des thyristors, le pont comportant dans sa boucle de sortie une bobine de choc destinée à maintenir les niveaux de 5 courant à des valeurs de sécurité pour assurer un fonctionnement convenable des thyristors. Les thyristors sont commandés de telle manière qu'une tension de sortie de courant continu stabilisée soit maintenue avec une insensibilité suffisante aux variations de la ligne et/ou de la charge. , 10 lia sortie du circuit en pont redresseur est convertie en un courant alternatif de forme d'onde rectangulaire à une fréquence sensiblement plus élevée que celle de la tension de la ligne d'alimentation par une paire de circuits inverseurs, ceux-ci étant commandés de façon qu'ils soient en quadrature 15 de phase. Un isolement par rapport à la ligne d'alimentation d'entrée est assuré par les transformateurs des circuits inverseurs qui abaissent, en outre, la tension à un niveau approprié pour les circuits redresseurs suivants. L'onde rectangulaire de sortie haute-fréquence des circuits inver-20 seurs est convertie en niveaux de tension de sortie de courant alternatif désirés par un circuit redresseur de sortie, l'intervalle entre deux alternances, de lfonde de sortie rectangulaire de l'un des circuits inverseurs étant couvert par une alternance de l,onde de sortie rectangulaire de l,autre. De 25 cette manière, l'intervalle de commutation de l'une des ondes de sortie rectangulaires est rempli par l'onde de sortie rectangulaire du circuit inverseur opposé et vice-versa. On évite ainsi l'utilisation de filtres de grande dimension» Un circuit de commande est prévu pour provoquer 30 l,amorçage des thyristors de manière à stabiliser le niveau de tension de sortie du pont redresseur à thyristors et, par conséquent, les niveaux de tension de sortie finals de la source d,alimentation0 Le prérégulateur du système suivant l'invention peut 35 fonctionner sur l'u i quelconque de deux niveaux de tension d,entrée, par exemple 115 et 230 volts, et fournit, dans l'un de ces deux modes, une tension de sortie de courant continu 72 17857 + 2138103 qu'il est pratiquement impossible de distinguer - de la tension de sortie de courant continu obtenue dans l'autre mode. Ce résultat est assuré dans un redresseur en pont grâce à l'utilisation d'une paire de bobines d'induction et d'une paire de condensateurs montés dans une boucle série entre les bornes de sortie du pont, les deux bobines d'induction étant, respectivement, connectées aux deux bornes, étant couplées entre elles et étant interconnectées de façon que leurs effets s'ajoutent autour de la boucle tandis qu'un circuit est prévu pour connecter la jonction des deux condensateur à une borne d'entrée du pont en vue du fonctionnement suivant le mode correspondant à la tension d'entrée inférieure et pour couper cette connexion en vue du fonctionnement suivant le mode correspondant à la tension d'entrée supérieure. En raison du couplage inductif mutuel de la paire de bobines d'induction, un effet de doublage de tension est obtenu lorsque la connexion qui vient d'être indiquée est établie, le circuit se comporte ainsi comme un doubleur de tension lorsqu'il fonctionne sur le mode à tension d'entrée inférieure et comme un redresseur en pont classique lorsqu'il fonctionne suivant le mode à tension d'entrée supérieure. Pour réduire la dimension et le poids des bobines d'induction utilisées dans le pont redresseur, il est désirable, dans de nombreux cas, d'utiliser une valeur d'inductance sensiblement inférieure à la valeur de i critique, ce qui se traduit par une plus grande amplitude d'ondulation. Pour réduire au minimum 1-'amplitude de l'ondulation, il est prévu un circuit nouveau capable de doubler la fréquence de la tension d'ondulation sans augmenter l'amplitude de crête à crête, de sorte qu'on peut ensuite utiliser un filtre de dimension réduite pour abaisser notablement l'amplitude de l'ondulation de sortie. En outre, il est également prévu un générateur d'impulsions d'horloge nouveau pour commutateurs commandés tels que les thyristors précités, ce générateur comprenant des moyens pour engendrer un signal de commande des thyristors dans le pont du prérégulateur de telle façon que la valeur 72 17857 5 2138103 moyenne de la sortie du pont à thyristors reste constante quelles que soient les variations d*amplitude de la tension d'entrée fournie par le secteur. Pour assurer une économie de consommation d'énergie, 5 on utilise un nouveau montage Darlington modifié dans le régulateur de commutation prévu à l'une des sorties de la source d'alimentation suivant l'invention, montage dans lequel le transistor de puissance fonctionne à la saturation, tandis que le trarsistor d'excitation dudit transistor de puissance 10 reste non saturé, ce qui est exactement le contraire de ce qui se passe dans le montage de Darlington classique. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée qui suit et à l'examen des dessins joints dont les figures 1 à 44 représentent, à titre d'exemple non 15 limitatif et sous forme de schémas de câblage en partie symboliques un mode de réalisation du bloc d'alimentation suivant 1*invention. On va tout d'abord examiner la fig. 1 sur laquelle on peut voir que le bloc d'alimentation comprend un prérégulateur 20 11 comportant un pont redresseur branché sur la ligne d,alimen-tation 12 à 115 ou 230 volts, 60 Hertz et qui produit une tension de sortie de courant continu par exemple de 160 volts. Le pont comprend deux thyristors et deux diodes classiques, ainsi qu'une bobine de choc et un condensateur dans la boucle 25 de sortie. Un circuit de commande 11', qui détermine le temps de mise en conduction des thyristors en fonction du niveau de la tension de sortie d'alimentation et qui, par conséquent, stabilise le niveau de sortie de courant continu, est incorporé au prérégulateur. Deux autres fonctions de commande sont, 30 en outre, assurées dans le circuit de comnande 11' des thyristors ; l'une de ces fonctions réside en une compensation de variations de la tension de la ligne d'entrée par ajustement de l'instant d'amorçage ou de déclenchement des thyristors en fonction de cette tension et l'autre consiste en une com-35 pensation de variations du courant de charge par ajustement de 1*instant de déclenchement des thyristors en fonction de ces variations. 72 17857 2138103 La sortie du prérégulateur 11 est transmise à une paire de circuits inverseurs 13 et 14 qui convertissent chacun la tension d*entrée de courant continu en un courant alternatif de sortie de forme d'onde rectangulaire à une fréquence 5 notablement supérieure à celle du secteur à 60 Hz, fréquence qui peut être, par exemple, de 800 Hz et qui est déterminée par l'horloge 15. Les ondes de sortie rectangulaires des deux circuits inverseurs sont en quadrature de phase, de sorte que l'alternance de l'un couvre l'intervalle de commutation de 10 l'autre et vice-versa. Ces deux sorties de circuit inverseur sont alors converties en niveaux de tension de courant continu de sortie désirés par un circuit redresseur 16 comprenant une paire de transformateurs 17, 18. L'une de ces tensions de sortie est 15 convertie en un premier niveau de tension par un régulateur de commutation 19 à 20 kHz et l'autre est convertie en un second niveau de sortie différent du premier au moyen d'un régulateur série-parallèle 19'. Un circuit détecteur de flux 20 associé aux transfor-20 dateurs 17, 18 transmet un agnal en relation avec les variations de flux au prérégulateur pour commander l'amorçage des thyristors et, par conséquent, assurer une régulation de flux dans les transformateurs 17, 18. Une source d'alimentation séparée 21 fournit les tensions nécessaires à ce système» 25 On va maintenant examiner la fig. 2 sur laquelle on peut voir que le prérégulateur comprend un pont à thyristors branché sur la ligne d'alimentation qui peut être à 115 ou 230 volts de courant alternatif et qui est munie de deux fusibles en F1 et F2 en raison de la forte consommation de courant. 30 Un filtre anti-parasites HF, 31 est prévu sur la ligne pour la protéger contre les transitoires HF ré-injectés à partir du pont de commutation à thyristors et pour empêcher ces transitoires de ligne d'interrompre l'alimentation. En raison des valeurs de courant élevées, on utilise un commutateur à relais 35 32 pour établir l'état excité du système. Des condensateurs 01, C2 et C2* sont incorporés pour amortir les surintensités éventuelles dans la boucle du pont dues aux thyristors de commutation. 72 17857 t ' - ' J ' «4- :: 7 2138103 le circuit en pont, comprend deux thyristors D1 et D2 respectivement montés dans ses deux branches connectées à l'un des côtés 33 de la ligne d'alimentation et deux diodes classiques D3 et 3)4 respectivement montées dans ses deux autres branches connectées à l'autre côté 34 de la ligne d'alimentation. Les bornes de sortie 35 et 36 du pont sont couplées entre elles par 1*intermédiaire d'un premier enroulement de bobine d'induction L1» de deux condensateurs C3 et 04 montés en série et d'un second enroulement de bobine d'induction L2, les deux enroulements de bobine d'induction L1 et L2 étant disposés sur le même noyau de façon à être couplés entre eux et étant interconnectés de façon que leurs effets s'ajoutent autour de la boucle 35, 41» 43, 36 et 34. Il est prévu un interrupteur ou une interconnexion amovible 37 de façon que la borne d'entrée inférieure 34 du pont puisse être connectée au point milieu des deux condensateurs C3 et C4 en vue du fonctionnement sur une ligne d'entrée à 115 volts. Pour le fonctionnement sur une ligne d'entrée à 230 volts, l'interconnexion 37 est supprimée. Le fonctionnement de ce montage en pont est le suivant, dans le cas de l'alimentation à 230 volts avec suppression de l'interconnexion 37. Pendant l'alternance positive, la diode-thyristor D2 est rendue conductrice par une impulsion appliquée à la gâchette 38 par l'intermédiaire du circuit de ,commande de gâchette comprenant le transformateur 11, et un courant passe comme suit : diode D2, bobine d'induction L1, condensateurs C3 et C4, bobine d'induction L2, diode D3, autre côté de la ligne. En raison du couplage inductif mutuel et de l'interconnexion additive, l'inductance autour de la boucle est sensiblement quadruple de l'inductance des bobines individuelles. Sous l'action directe du redresseur en pont, une tension redressée sur ses deux alternances apparaît sur le conducteur 39 avec une valeur de courant continu égale à 0,636 fois la crête de tension de l'onde incidente, c'est-à-dire à environ 206 volts pour le courant alternatif d'entrée de 230 volts lorsque les thyristors sont rendus conducteurs au commencement de chaque alternance. L'angle d'amorçage est ajusté 72 17857 8 2138103 par la boucle de commande 11®, de manière à maintenir la sortie à 160 volts de courant continu. Pour le fonctionnement sur ligne d'entrée à 115 volts, un doublage de tension est assuré par ce circuit en 5 pont. l'interconnexion 37 est mise en place et, au cours de l'alternance positive du signal incident, la boucle de courant est établie comme suit : thyristor D2, bobine d'induction 11, condensateur C3, borne de ligne inférieure 34, par l'intermédiaire de l'interconnexion 37 du pont. Pour l'alternance néga-10 tive, le circuit est le suivant : conducteur inférieur 34, condensateur C4i botine d'induction 12, diode D1, côté supérieur de la ligne» Pendant que le courant traverse C3, la chute de tension aux bornes de 11 apparaît également aux bornes de 12 en raison du couplage inductif mutuel et cette tension polarise 15 en inverse les diodes D2 et D3, de sorte qu'aucun courant ne peut traverser 12 pendant l'alternance positive. Au cours de l'alternance négative, D1 conduit un courant à travers 12, ce qui charge C4 et la chute de tension aux bornes de 12 apparaît également aux bornes de 11 et polarise en inverse les diodes 20 D2 et D4. l'énergie accumulée dans l'une des bobines d'induction au cours d'une alternance donnée est transférée dans l'autre enroulement en raison du couplage inductif mutuel pendant l'alternance suivante, ce qui provoque une élévation du niveau 25 du courant dans ledit autre enroulement à une valeur deux fois plus grande que lors du fonctionnement du pont sur la ligne d'entrée à 230 volts. Ainsi, un effet de doublage de tension forcé se produit dans le cas de la ligne d'entrée à 115 volts et le conducteur de ligne de sortie 39 est maintenu au niveau 30 contrôlé de 160 volts» Afin quele courant présent dans la boucle de sortie du pont ne tombe jamais à zéro au cours des intervalles de commutation pendant lesquels la forme d'onde d'entrée passe de la polarité positive à la polarité négative ou vice-versa, 35 les bobines d'induction 11 et 12 doivent avoir une dimension telle que l'énergie accumulée dans chacune d'elles soit suffisante pour maintenir le passage d'un courant pendant l'ai- 72 17857 2138103 ternance au cours de laquelle aucun courant n'est appliqué au condensateur correspondant à partir de la ligne d'alimentation. Pour une valeur donnée quelconque de la résistance de charge, une valeur d'inductance critique peut être spécifiée 5 pour maintenir ce passage de courant permanent. Toutefois, avec les besoins considérables en tension et en courant de ce circuit, le maintien de valeurs d'inductance critiques pour L1 et 12 exige une structure de transformateur L1, 12 de grande dimension et de poids considérable. Si l'on utilise un transit) formateur plus léger et de plus petite dimension, les valeurs d'inductance de 11 et 12 tombent au-dessous de la valeur critique et le résultat final est tel que pendant les périodes de commutation, ie courant présent dans les bobines d'induction est affaibli tandis que le courant de charge est maintenu 15 par une décharge à partir des condensateurs 03 et C4, ce qui produit une tension d'ondulation de plus grande amplitude sur le conducteur de ligne de sortie 39« Un circuit de réduction de l'ondulation est prévu ; il a pour fonctions, d'une part, de doubler la fréquence de 20 la tension d'ondulation et, d'autre part, de réduire en même temps dans une mesure appréciable la tension de crête à crête de l'ondulation de manière à assurer une régulation notablement améliorée et une ondulation réduite tout en permettant encore l'utilisation de bobines d'induction 11 et L2 de dimension et 25 de poids réduite dans une mesure considérable. Ce circuit de réduction comprend une prise intermédiaire 41 sur la bobine d'induction 11, une bobine d'induction L3 et les condensateurs C5 et 06 montés entre les conducteurs de la ligne de sortie. Deux condensateurs sont utilisés au lieu d'un seul uniquement 30 afin d'obtenir une valeur de capacité plus élevée avec deux composants qu'il est plus facile d'adapter à l'intérieur du bloc d'alimentation. lu moyen de la prise intermédiaire de la bobine d'induction L1, on obtient un petit signal de tension qui 35 ressemble à la forme d'onde présente sur la borne 35 et cette tension est ajoutée en série à l'ondulation, à la jonction entre la bobine d'induction 11 et le condensateur C3« la phase 72 17857 2138103 de cette faible tension est telle qu'elle s'ajoute à l'ondulation de la ligne pour remplir, en fait, les creux de l'ondulation à 120 hertz. Ceci produit à la sortie 39 une forme d'onde d'une fréquence de 240 Hz avec une amplitude de crête 5 à crête sensiblement égale à la valeur de la tension d'ondulation à la jonction entre la bobine d'induction 11 et le condensateur 03. Cette ondulation de fréquence plus élevée est plus aisément filtrée par la bobine d'induction L3 qui est notablement plus petite que la bobine d'induction qui 10 serait nécessaire avec une fréquence d'ondulation de 120 Hz. Une résistance R1 branchée aux bornes de la bobine d'induction 13 sert à abaisser le facteur Q pour éviter toute résonance interne. Ainsi, l'effet d'ondulations indésirables engendrées sur la ligne à 160 volts par suite de l'utilisation d'une 15 structure de bobines d'induction 11, 12 de dimension considérablement réduite est compensé par un doublage de la fréquence d'ondulation et par une réduction de l'amplitude de crête à crête dans une mesure importante, par exemple à raison d'1/4 sur le conducteur de sortie 42. Grâce à cette technique, il 20 est possible de réduire la valeur des bobinesd'induction 11 et 12 d'environ 50 millihenrys à 7 ou 8 millihenrys environ tout en conservant la même capacité aux condensateurs C3, C4. les bobines d'induction 11 et 12 sont choisies de manière à limiter la valeur du courant de crête passant dans le circuit 25 primaire. Un court-circuiteur rapide dit "crowbar" comprenant la diode-thyristor D5, une résistance R2, les diodes D6 et D7 et les résistances R3 et R4 est inclus pour protéger la source d'alimentation et la charge, les deux diodes D6 et D7 ont des 30 valeurs telles que le seuil de tension soit ajusté à environ 180 volts comme limite de déclenchement supérieure. Si le fil de ligne à 160 volts 42 tend à dépasser la chute de 180 volts de D6 et 17, la gâchette du thyristor D5 est actionnée pour "drainer" le conducteur de sortie 42. le thyristor D5 abaisse 35 rapidement la tension de la ligne à 160 volts, la résistance R2 sert à limiter le courant de crête dans la diode D5o En outre, la gâchette du thyristor D5 peut être commandée par 72 17857 2138103 l'intermédiaire de la diode D8 et du transformateur T2 à partir d'un circuit détecteur de tension ou de courant incorporé au circuit de charge du système. Indépendamment de l'action du crowbar, le pont peut également être bloqué par interruption du flux d'impulsions de déclenchement appliqué aux gâchettes respectives des thyristors D1 et D2, par l'intermédiaire du transformateur T1, à partir du circuit de commande du prérégulateur . décrit ci-après de façon plus détaillée. Les résistances R5 et R6 sont branchées aux bornes des condensateurs C3 et C4 en vue de décharger ceux-ci en une période de temps raisonnable, par exemple d'une minute, de façon qu'on puisse travailler avec sécurité sur le montage après sa coupure. Les diodes D9 et D10 sont prévues aux bornes des condensateurs 03 et C4 en raison du court-circuitage rapide de la ligne de sortie 42 à 160 volts par D5. Du fait des tolérances dans les capacités de C3 et 04, l'un de ces condensateurs peut être plus important que l'autre dans une mesure appréciable. En conséquence, pendant l'abaissement de la tension du conducteur de sortie 42, le condensateur le plus faible se décharge plus rapidement que l'autre et le résultat net, lorsqu'une tension nulle est atteinte entre le conducteur à niveau de tension élevé 42 et le conducteur commun 43, est l'apparition à la jonction des condensateurs 03 et 04 d'une tension proportionnelle au déséquilibre des capacités. Cette tension se présente en sens inverse aux bornes du condensateur le plus faible ; c'est pourquoi les diodes D9 et D10 sont prévues pour éviter les problèmes dûs à la présence d'une telle tension inverse aux bornes des condensateurs. Le courant continu de sortie de 160 volts du prérégulateur est appliqué à deux circuits inverseurs (voir fig. 3) dont l'un est représenté de façon détaillée sur la fig. 4» Ces circuits inverseurs engendrent des tensions de forme d'onde rectangulaire qui sont en quadrature. Le conducteur à 160 volts 42 est connecté à la borne 44 et le conducteur commun 43 est connecté à la borne 45 tandis que le circuit inverseur est lui-même branché entre ces deux bornes. Ce circuit du type en 72 17857 2138103 pont comprend quatre transistors de commutation Q1, Q2, Q3 et Q4 dont les bases respectives sont connectées aux enroulements secondaires respectifs 46, 47, 48 et 49 associés à l'enroulement primaire 51 du transformateur T3 dans l'excitateur de 5 l'inverseur. L'excitateur d'inverseur (fig. 5) comprend une paire de circuits d'excitateur quasi-complémentaires entre les sorties desquels est branché le primaire du transformateur T3. L'excitation des bases des transistors Q5 et Q6 des circuits d'excitateur quasi-complémentaires est assurée par une 10 source d'impulsions d'horloge haute-fréquence, par exemple à 800 Hz. Lorsque Q5 est conducteur, Q7 est bloqué et un courant s'écoule à la masse par l'intermédiaire de la diode D11 et du collecteur de Q1. Q7 est maintenu bloqué par la chute à travers la diode. Lorsque Q5 se bloque, la tension de son collec-15 teur passe à un niveau élevé, ce qui augmente également le niveau de la base de Q7 et celui-ci se comporte comme un transistor à émetteur suiveur, ce qui porte à un niveau élevé le côté gauche de l'enroulement de transformateur 51. Les deux circuits d'excitateur quasi-complémentaires agissent alterna-20 tivement pour inverser la polarité aux bornes de l'enroulement primaire de transformateur 51 à la fréquence de 800 hertz, ce qui excite les quatre enroulements secondaires 46-49 à la même fréquence. Les transistors de commutation Q1 et Q4 sont conduc-25 teurs pendant l'un des intervalles de temps du cycle et les deux autres transistors de commutation Q2 et Q3 sont conducteurs pendant l'autre de-ces intervalles de temps. En conséquence, une onde de sortie sensiblement rectangulaire à 800 Hz apparaît sur les deux enroulements secondaires 52, 53 du 30 transformateur T4. En fait, la forme d'onde n'est pas une onde alternative rectangulaire pure car elle présente un très léger intervalle de temps mort au cours de la commutation de sorte que les paires de transistors Q1, Q2 et Q3, Q4 ne deviennent pas conducteurs au même instant, ce qui entraîne-35 rait l'établissement d'un parcours de courant entre les fils de la ligne directement à travers deux transistors montés en série, ce qui provoquerait un endommagement grave. Le léger 72 17857 2138103 retard est assuré par les impulsions d'horloge appliquées aux bases de Q5 et Q6 dans les circuits d'excitation des inverseurs. Iteux circuits inverseurs sont prévus dans ce système et ils fonctionnent en quadrature de phase, de sorte que l'onde de sortie entière de l'un d'eux couvre l'intervalle de temps mort entre les deux alternances de la forme d'onde de sortie de l'autre. Grâce à cette disposition, la sortie redressée sur les deux alternances composite ne présente pas de creux ou "vallées" entre les alternances successives. Si l'on opérait en monophasé et si l'on prévoyait un circuit de filtre pour éliminer la dépression entre les alternances, il serait nécessaire de prévoir un circuit capacitif très important en raison des courants très intenses fournis par cette source d'alimentation. En superposant partiellement les sorties diphasées, il est inutile de prévoir de forts condensateurs et l'on obtient un niveau de courant continu pratiquement pur' sans filtrage. Il se produit un très faible affaissement du niveau de tension de sortie aux points où les diverses périodes de temps mort apparaissent dans la forme d'onde de sortie des deux inverseurs, mais cet affaissement n'a que peu.de conséquence. En..utilisant ce système diphasé au lieu d'un filtrage capacitif important-, la capacité de filtrage nécessaire sur toutes les sorties d'alimentation se trouve réduite ainsi que la dimension et le poids du bloc dTalimentation. Bien qu'on ait ajouté un montage comprenant un inverseur supplémentaire avec son circuit d'excitation y compris son transformateur, les économies globales au point de vue dimensions sont très importantes. On va maintenant examiner la fig. 6, sur laquelle on peut voir que l'enroulement primaire de chacun des transformateurs respectifs T4 et T4' des circuits inverseurs est couplé avec une paire d'enroulements secondaires 52, 53 et 52', 53', respectivement, comportant chacun une prise médiane et plusieurs autres prises intermédiaires pour permettre l'obtention des niveaux de tension de sortie désirés. Ce redressement diphasé des deux alternances permet d'obtenir une série de 72 17857 H 2138103 niveaux de tension de courant continu de sortie séparés par exemple de 30 volts, 12,0 volts, 5>0 volts, et 2,0 volts. Comme précédemment décrit, du fait que le fonctionnement diphasé assure un remplissage entre les segments d'une demi-5 onde individuels, on peut utiliser des bobines d'induction 14 relativement faibles dans les circuits de filtrage de sortie0 L'une des sorties de courant continu à 30 volts est couplée avec l'entrée d'un circuit régulateur de mode de comnutation représenté sur la fig. 7 pour assurer l'obtention d'une ten-10 sion de sortie stabilisée ajustable, par exemple entre 18,5 volts et 24,5 volts» Ce régulateur de commutation comprend un transistor de commutation Q8 couplé avec l'entrée par l'intermédiaire d'un circuit de filtre anti-parasites haute-fréquence 15, C7 qui isole l'entrée à 30 "w&ts des excursions de commu-15 tation du transistor Q80 Comme il est bien connu dans les régulateurs de commutation, le niveau de la tension de sortie sur la borne 54 est stabilisé par le coefficient d'utilisation, c'est-à-dire par le rapport temps de conduction/temps de blocage du transis-20 tor de commutation Q8. Ce taux d'utilisation est commandé par un signal de réaction tiré de la tension de sortie. La tension de sortie présente à la borne 54 est ré-injectée par l'intermédiaire d'un réseau de résistances diviseur 55 à l'une des entrées 56 d'un amplificateur différentiel 57 ; la tension de 25 référence est appliquée à l'autre entrée 58 de celui-ci. Un signal de sortie d'erreur proportionnel à la différence entre ces deux entrées est engendré. La sortie de l'amplificateur 57 est appliquée à l'une des entrées 59 d'un comparate.ur 61 dont l'autre entrée 62 30 reçoit une forme d'onde d'entrée triangulaire fournie par un générateur 63. La sortie du comparateur est constituée par une série d'impulsions de forme rectangulaire dont la largeur est déterminée par l'amplitude du signal d'erreur fourni par l'amplificateur 57o Ces signaux de forme rectangulaire sont 35 utilisés par l'intermédiaire de Q10 pour assurer l'excitation de la base du transistor Q9 qui est couplé avec la base de Q8 suivant un montage dans lequel le temps de conduction du 72 17857 2138103 transistor Q9 détermine le coefficient d'utilisation du transistor de commutation Q8. Généralement, dans un tel circuit de commutation, Q9 fonctionne à la saturation et Q8 en dehors de la zone de satu-5 ration. Lorsque Q9 est saturé, la chute de tension à travers Q8 est égale à la tension 7-^ de Q8 plus la tension V^-g de Q9. Si l'on suppose que la tension de Q8 est de 1,5 volt et la tension T^-g de Q9.de 1 volt, la chute de tension est de 2,5 volts à 6 ampères, soit une déperdition d'énergie d'en-10 viron 15 watts. Toutefois, dans ce circuit modifié, une prise intermédiaire de L6 fournit une petite tension de sortie, par exemple de 2 volts, pour exciter le collecteur de Q9, de sorte que celui-ci reste non saturé ; le transistor de commutation Q8 peut alors fonctionner à la saturation. Avec un fi forcé de 15 10 et pour un fonctionnement à 6 ampères dans le collecteur, le courant de base est de 0,6 ampère et avec une chute base-émetteur de 1,5 volt et une tension VCE de Q9 de 0,5 volt, il se produit une déperdition de 1,2 watt pour l'excitation de la base et une déperdition de 6 watts dans la région collecteur-20 émetteur de Q8, si l'on suppose que la tension de Q8 est de 1 volt, soit une déperdition d'énergie totale de 7,2 watts, c'est-à-dire la moitié de la déperdition qu'on constate lorsque Q9 fonctionne à la saturation. En outre, le courant d'excitation de la base de Q8 est renvoyé à la charge par 25 l'intermédiaire du collecteur de Q9» Bien que cet exemple fasse ressortir un facteur de réduction de puissance de 2, lors de l'utilisation réelle, le facteur de réduction de puissance est considérablement plus grand dans de nombreux cas. De plus, le fonctionnement de Q9 en dehors de la zone de saturation 30 réduit sontemps de commutation. Avec cette disposition, lorsque Q8 est à la saturation, si une quantité de courant appréciable est appliquée à la base de Q9, celui-ci tend à se saturer et réduit la tension Yri-c à un niveau aussi bas que possible en faisant passer des 35 quantités de courant appréciables à travers la jonction bçise-émetteur de Q8, ce qui se traduit par une dissipation d'énergie excessive. En conséquence, il est désirable de limiter le 72 17857 2138103 courant de base de Q8 et cette limitation est assurée par le transistor Q11 et la résistance R7« Lorsque le passage d'un courant à travers R8 est provoqué, la conduction de l'émetteur de Q9 augmente et le courant traversant R7 croît. Lorsque la 5 chute IR à travers R7 s'élève à une valeur choisie, elle débloque le transistor Q11 qui a pour fonction d'établir une dérivation du courant qui traversait R8 dans le circuit base-émetteur de Q9. Ce courant dévié évite la multiplication du /5 de Q9 et ceci limite le courant appliqué à la base de Q8 ce 10 Qui se traduit par une économie d'énergie appréciable. Un autre circuit, permettant de réaliser des économies d'énergie appréciable est le circuit condensateur-résistance C8, R9 couplé avec la base du transistor Q12, lequel est monté entre la base et l'émetteur de Q80 Lorsque Q8 est à 15 la saturation et se prépare à se désaturer, il fonctionne suivant le mode "charge accumulée". Lorsque Q8 commence à se désaturer, il se produit une variation de la tension à ses bornes» Lorsque la tension aux bornes de Q8 varie, le réseau condensateur-résistance différentie cette variation et 20 applique un courant à la base de Q12. Q12 est alors débloqué et évacue la charge de la région de base de Q8. Ceci réduit le temps de descente de Q8 et provoque, par conséquent, une réduction de la déperdition d'énergie pendant la désaturation de Q8« Un circuit de commande de prérégulateur représenté 25 sur la fig. 8 est prévu pour engendrer une fonction de sortie telle que, si la tension de la ligne d'alimentation vient à varier, l'angle d'amorçage des deux thyristors D1 et D2 du circuit en pont d'entrée varie d'un incrément de temps juste suffisant pour maintenir constant le niveau de courant continu 30 de sortie du pont. Ceci assure une première régulation delà ligne de sortie ; un ajustement fin de la tension de sortie est ensuite assuré par une technique de détection de flux décrite ci-après. Les courbes de la fig. 9 mettent en évidence la 35 relation entre l'angle d'amorçage des thyristors D1 et D2 et le niveau de tension de la forme d'cnde d'entrée nécessaire pour maintenir un niveau de tension de sortie constant du 72 17857 2138103 circuit en pont, niveau qui peut être, par exemple, de 160 volts. On peut voir que, pour un bas niveau de la tension d'entrée de la ligne représenté par la courbe A, un angle d'amorçage représenté par le point A®, est nécessaire tandis qu'avec un haut niveau de tension d'entrée représenté par la courbe B, un angle d'amorçage différent B1 est imposé. Un moyen pour déterminer l'instant de déclenchement convenable en réponse à la tension de la ligne, est décrit ci-après. La tension d'entrée est appliquée, par l'intermédiaire du transformateur 15, à un circuit redresseur des deux alternances 66 qui produit la forme d'onde redressée de sortie représentée en 67. Une forme d'onde de courant analogue est appliquée à l'émetteur du transistor Q13 d'un circuit intégrateur comprenant le condensateur C7. La quantité de courant appliquée à C7 peut être contrôlée au moyen du transistor Q14. La charge du condensateur C7 augmente comme représenté sur la fig. 10 pendant la période de l'alternance. Une impulsion de rétablissement appliquée à la base du transistor Q15 à partir du générateur d'impulsions d'horloge sensiblement au point zéro de la forme d'onde redressée sur ses deux alternances rétablit le circuit intégrateur et la tension du collecteur de Q15 tombe à une faible valeur. La résistance R10 limite le courant de décharge du condensateur. La tension de collecteur de Q15 tombe jusqu'au point où Q15 est saturé et reste saturé pendant une courte période jusqu'à ce que sa base soit bloquée, moment où la tension de son collecteur s'élève à nouveau après quoi, le cycle d'intégration recommence. Il est désirable que le niveau de base de cette forme d'onde soit établi au point de crête de la courbe d'intégration et que son niveau le plus bas puisse varier en fonction des fluctuations des tensions de la ligne. De cette manière, le niveau inférieur varie en fonction croissante du niveau de tension de la ligne d'entrée, une tension d'entrée élevée déterminant une excursion de tension de la forme d'onde intégrée de plus grande amplitude qu'une tension d'entrée plus basse. L'établissement du niveau de base ï. la crête de la forme d'onde intégrée est assuré par le circuit de restitution 72 17857 2138103 de courant continu comprenant le commutateur à transistor à effet de champ Q16 qui, à chaque alternance, établir le niveau de la masse sur le côté droit du condensateur C8 juste avant le rétablissement de l'intégrateur. Le commutateur à transistor 5 à effet de champ Q16 est débloqué et bloqué par une impulsion provenant du générateur d'impulsions d'horloge juste avant lkpplication de l'impulsion de déclenchement de rétablissement à Q15o Le générateur d'impulsions d'horloge comprend le 1C circuit représenté dans le cadre en trait interrompu, ce circuit fonctionnant sous la commande de la forme d'onde d'entrée appliquée à la base de Q17 et qui présente 1*allure de la courbe de la fig. 11a pour produire une forme d'onde rectangulaire b à la base de Q18, une impulsion de rétablissement c au 15 collecteur de Q19, impulsion qui est utilisée pour commander le commutateur à transistor à effet de champ Q16 et un signal de rétablissement d au collecteur de Q20, signal qui présente une pente initiale qui croît jusqu'au niveau de tension de déblocage exigé par le transistor de rétablissement Q15. La 20 partie en pente de l'cnde d doit laisser au commutateur à transistor à effet de champ Q16 un délai suffisant pour qu'il assure la restitution du courant continu avant le rétablissement du circuit intégrateur. Le comparateur comprend un étage d'amplificateur différentiel comportant des transistors Q21 et 25 Q22 et un étage de bascule ou de multivibrateur à couplage direct comprenant les transistors Q23 et Q24» Le transistor Q25, les résistances R11 -et R12 et la diode D13 forment une source de courant constant pour l'étage d'amplificateur différentiel. La tension appliquée à l'entrée du transistor d'entrée 30 Q21 de l'amplificateur différentiel est comparée avec la tension de réaction amplifiée appliquée au transistor Q22 à partir de l'amplificateur différentiel 68. Lorsque le niveau d'entrée du transistor Q21 atteint la tension établie à la grille de Q22, le circuit basculeur Q23, Q24 est actionné et produit 35 une impulsion de sortie rectangulaire. La largeur de cette impulsion de sortie est fonction du temps qui s'écoule entre deux passages par zéro successifs du niveau du comparateur, 72 17857 2138103 temps qui est,-à son tour, fonction du niveau de tension de la ligne d'entrée appliquée à la grille de Q22. La sortie de la bascule est couplée avec un oscillateur de blocage qui comprend le transistor Q26, ce couplage 5 s'effectuant par l'intermédiaire de la résistance R13 et de la diode D14. Lorsque le côté gauche de R13 est porté à une valeur supérieure à -15 volts d'environ 3 volts, un courant traverse la diode 1)14, ce qui détermine une chute de tension à travers la résistance R13. Une partie du courant traverse la 10 jonction base-émetteur de Q26, de sorte que ce transistor devient conducteur et fait passer un courant à travers l'enroulement primaire du transformateur T1. Ceci déclenche une série d'impulsions à la sortie de l'oscillateur de blocage Q26. Les enroulements secondaires du transformateur 11 sont les enrou-15 lements de commande des gâchettes des thyristors représentés sur la fig. 2. Cet oscillateur de blocage fonctionne sur un mode régénérateur et produit une série d'impulsions de sortie pendant l'intervalle de conduction de la bascule, c'est-à-dire 20 tant qu'un niveau d'entrée élevé apparaît à la base de Q26. L'instant de déclenchement de cette série d'impulsions est fonction de la largeur de l'impulsion engendrée par la bascule et, par conséquent, de l'amplitude de la tension d'entrée appliquée à la grille de Q22» On prévoit une série d'impulsions 25 de déclenchement au lieu d'une unique impulsion d,amorçage des thyristors pour assurer que, si un thyristor n'est pas en état d'être déclenché ou amorcé, lors de la réception de la première impulsion de déclenchement, il est amorcé à la première occasion par une impulsion ultérieure de ladite série. Ainsi, on 30 est sûr que le circuit en pont ne "sautera" pas un cycle de fonctionnement lors du redressement du courant alternatif. Des dispositions sont prévues pour permettre la coupure des impulsions de déclenchement des thyristors de façon que le fonctionnement du régulateur puisse être interrompu. 35 Dans un premier cas, on peut appliquer soit une tension de -15 volts de blocage, soit une tension de +15 volts de déblocage à l'entrée de Q23. Dans un autre cas, la commande peut être 72 17857 2138103 assurée par une tension de blocage de +15 volts ou par une tension de déblocage de -15 volts appliqués à la grille de Q22. Une régulation du gain de ce système peut être assurée en réponse à une tension d'entrée tirée du courant de charge 5 et appliquée à la base d'un multiplicateur Q14 qui multiplie la tension d1 entrée présente en 69 par le courant fourni pour, le circuit intégrateur par le transformateur d'entrée T5. Cette tension d'entrée sert à diriger un passage de courant entre les deux transistors Q13 et Q14 et, par conséquent, à stabi-10 liser l'application du courant au condensateur C7 de l'intégrateur. La tension de commande du multiplicateur est fournie par des circuits de détection de courant de charge couplés avec les transformateurs d'inverseur T4-T4' qui comprennent les transformateurs d'intensité T6-T6', les redresseurs asso-15 ciés 1)16 et le circuit amplificateur 71. Le signal d'entrée ré-injecté dans le circuit de commande du prérégulateur pour contrôler l'amplificateur différentiel 68 et, par conséquent, le temps d'amorçage des thyristors pourrait être obtenu à partir de l'un des circuits 20 de charge de sortie. On obtiendrait ainsi une régulation de la tension de sortie par rapport à ce niveau de tension de sortie particulier, mais la régulation des autres niveaux de courant continu de sortie serait relativement médiocre. C'est pourquoi l'on utilise un signal de réaction proportionnel à la densité 25 de flux des transformateurs 14» 14', comme représenté sur les fig. 3, 6. Dans ce mode de réalisation, le flux est détecté sur l'enroulement secondaire à 30 volts du transformateur au moyen des diodes de détection de flux D15, une paire séparée de ces diodes étant couplée avec chaque secondaire à 30 volts 30 des deux transformateurs d'inverseur T4 et T4'. Le signal de réaction est : Epb = E(R enroulement secondaire + Rdiode) - Y diode RL Le signal de réaction à -30 volts obtenu avec ce circuit est, en conséquence, fonction de îî^r et est comparé à la tension de 35 référence de +15 V par le réseau de résistance R14 et R15, ce 72 17857 21 2138103 qui engendre un signal d'erreur à l'entrée de l'amplificateur 68. La sortie de l'amplificateur 68 fait varier le niveau de comparaison à l'entrée des comparateurs Q21, Q22 de manière à ajuster l'angle d'amorçage des thyristors, coaime décrit ci-dessus. Ainsi, le flux dans les transformateurs d'inverseur T4 et T41 est maintenu constant, ce qui assure une bonne régulation de la ligne de sortie. 72 17857 2138103 -SEÏENDICAII 0 I S - 1. Une alimentation en énergie à courant continu pour transformer une tension alternative disponible sur une ligne d'alimentation d'entrée, en tension continue, caractérisée en ce qu'elle comporte un circuit redresseur en pont compre- 5 nant des interrupteurs redresseurs commandés ayant une entrée reliée sur la ligne d'alimentation d'entrée, et fonctionnant pour produire une tension de sortie continue, un premier circuit inverseur couplé à la sortie du circuit en pont, des moyens pour faire fonctionner le premier circuit inver-10 seur à une fréquence choisie, sensiblement plus élevée que la fréquence de la tension alternative présente sur. la ligne d'alimentation d'entrée, pour créer une tension de sortie alternative à partir de ce dernier, un circuit redresseur comprenant un premier transformateur, et couplé à la sortie 15 du premier circuit inverseur par l'intermédiaire de ce premier transformateur pour transformer la tension de sortie alternative en une tension de sortie continue, un circuit de commande relié aux interrupteurs redresseurs commandés pour commander le temps de conduction de ce dernier et par 20 conséquent le niveau de tension continue du circuit en pont, des moyens sensibles au flux pour détecter le flux du premier transformateur, et des moyens, dans le circuit de commande, qui répondent au flux ainsi détecté en commandant le temps de conduction des interrupteurs redresseurs commandés, ef-25 fectuant. ainsi une régulation de la tension de sortie continue. 2. Une alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que les moyens sensibles au flux comprennent des moyens couplés à un enroulement secondaire du premier transformateur pour détecter la tension aux bornes de l'en- 30 roulement secondaire en l'absence de charge, aucun courant de charge ne circulant dans ce dernier, et des moyens pour produire à partir de là un signal de réaction pour commander le temps de conduction des interrupteurs redresseurs commandés. 35 3» Une alimentation selon la revendication 1, carac- \ • 72 17857 23 2138103 térisée en ce qu'elle comporte un second circuit inverseur couplé à la sortie du circuit en pont, et des moyens pour faire fonctionner ce second circuit inverseur à la fréquence choisie en vue de produire ainsi une tension de sortie alter-5 native déphasée par rapport à la tension de sortie alternative du premier circuit inverseur, le circuit redresseur comprenant un second transformateur couplé à la sortie du second circuit inverseur, les moyens sensibles au flux fonctionnant pour détecter le flux dans ledit second transfor-10 mateur en addition à la détection de flux dans le premier transformateur, pour commander le temps de conduction des interrupteurs redresseurs commandés. 4. Une alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que les interrupteurs redresseurs commandés 15 sont des redresseurs commandés au silicium. 5. Une alimentation en énergie en courant continu, susceptible de servir de façon analogue à celle de la revendication 1, pour transformer une tension alternative de ligne d'alimentation en une pluralité de niveaux de tension de 20 sortie continue séparés pour des circuits de charge associés, caractérisée en ce qu'elle comporte un circuit de pré-régulation comprenant un circuit redresseur en pont à interrupteurs redresseurs commandés pour transformer la tension'alternative de ligne d'alimentation en une tension de sortie 25 continue, des moyens convertisseurs couplés à la sortie du circuit dé pré-régulation pour convertir cette tension de sortie continue en une tension alternative, et pour transformer ensuite cette tension alternative en ladite pluralité de niveaux de tension de sortie continue séparés, un circuit 30 de commande comprenant des moyens amplificateurs pour commander le temps de conduction desdits interrupteurs redresseurs commandés et fournir ainsi une régulation du niveau de la tension de sortie du circuit de pré-régulation, le circuit de commande fonctionnant en réponse à des changements de la 35 tension alternative de ligne d'alimentation en changeant le temps de conduction des interrupteurs redresseurs commandés, 72 17857 2138103 et des moyens répondant à des variations de courant dans les circuits de charge associés aux niveaux de tension de sortie continue pour fournir un signal de réaction en vue de changer le gain d'amplification dans le circuit de commande afin de 5 fournir un croisement de gain optimum dans la boucle de ré gulation. 6. Une alimentation selon la revendication 5, carac térisée en ce que les moyens convertisseurs comprennent un premier circuit inverseur et un premier transformateur ayant 10 une pluralité d'enroulements secondaires couplés à des circuits de sortie redresseurs à ondes entières, et en ce que l'alimentation comprend en outre des moyens sensibles au flux pour détecter le flux dans ce transformateur et des moyens sensibles au flux dans le.circuit de commande répon-15 dant au flux détecté en commandant le temps de conduction des interrupteurs redresseurs commandés pour effectuer une régulation des niveaux de tension de sortie continue séparés, 7o Une alimentation selon la revendication 6, carac térisée en ce que les moyens sensibles au flux comprennent 20 des moyens couplés à un enroulement secondaire du transformateur pour détecter la tension aux bornes de l'enroulement secondaire en l'absence de charge, aucun courant de charge ne s'écoulant dans ce dernier, et des moyens pour produire à partir de là un signal de réaction en vue de commander le 25 temps de conduction des interrupteurs redresseurs commandés. 8. Une alimentation selon la revendication 6, carac térisée en ce que les moyens convertisseurs comprennent aussi un second circuit inverseur, des moyens pour faire fonctionner les premier et second circuits inverseurs à une fréquence 30 choisie pour produire des tensions de sortie alternatives déphasées à partir de ce dernier, et un second transformateur, lesdits moyens détecteurs de flux fonctionnant pour détecter le flux dans le second transformateur en addition à la détection de flux dans le premier transformateur, en vue de comman-35 der le temps de conduction des interrupteurs redresseurs commandés. 72 17857 25 2138103 9. Une alimentation selon l'une des revendications 6 à 8, caractérisée en ce que les interrupteurs redresseurs commandés sont des redresseurs commandés au silicium* 10. Un circuit redresseur, susceptible de servir de 5 façon analogue à H'alimentation de la revendication 1, ayant une entrée pour recevoir un signal d'entrée alternatif à redresser et une sortie pour fournir un signal de sortie continu redressé accompagné d'une ondulation alternative, caractérisé en ce qu'il comporte une paire d'éléments de commuta-10 tion commandés par signal, connecté chacun dans un bras différent du pont redresseur pour conduire pendant une fraction de chaque demi-période du signal d'entrée alternatif, une bobine d'induction pour fonctionner en dessous de sa valeur-critique d'inductance, un ou plusieurs condensateurs connectés 15 en série sur la bobine aux bornes de la sortie du pont redresseur, des moyens de sommation reliés à la bobine pour additionner l'ondulation alternative aux bornes du condensateur et une fraction en phase de l'ondulation alternative aux bornes de la bobine pour fournir un signal de sortie continu 20 ayant une ondulation alternative composite de fréquence plus grande et d'amplitude crête-à-crête r.oins grande que celle de 1'ondulation alternative aux bornes du condensateur, et un filtre couplé aux moyens de sommation pou-" extraire par filtrage l'ondulation alternative composite du signal de sor-25 tie continu dernier mentionné» 11o Un circuit redresseur selon la revendication 10, caractérisé en ce que lesdits moyens de sommation comprennent une prise intermédiaire sur la bobine, située entre ses bornes d'extrémité. 30 12. Un circuit doubleur de tension susceptible de servir comme l'alimentation de la revendication 1 pour fournir une tension continue, comportant une paire de bornes d'entrée pour recevoir un signal d'entrée alternatif, un premier circuit couplé en parallèle aux bornes d'entrée, et un second circuit 35 couplé en parallèle aux bornes d'entrée, caractérisé en ce que le premier circuit comporte un premier redresseur, une 72 17 837 2138103 première bobine d'induction, et un premier condensateur montés en série pour conduire le courant dans une première direction à partir des bornes d'entrée, en ce que le second circuit comporte un second redresseur, une seconde bobine 5 d'induction et un second condensateur montés en série pour conduire le courant dans une direction inverse de celle de la première direction à partir des bornes d'entrée, les premier et second condensateurs étant couplés en commun chacun par une de ses bornes à l'une des bornes d'entrée, en ce qu'une 10 paire de bornes de sortie est couplée à des bornes opposées des premier et second condensateurs, les première et seconde bobines étant couplées mutuellement de façon inductive, et interconnectées de façon à servir d'aide pour l'écoulement du courant pour la direction de passage du courant à travers 15 les premier et second circuits, ce qui permet d'obtenir une tension doublée aux bornes des connexions de sortie. 13. Un circuit de commutation susceptible de servir avec les dispositifs de l'une des revendications 1 à 12, comprenant un premier et un second transistors ayant chacun une première, 20 une seconde et une troisième électrodes, une source de potentiel d'entrée couplée à la première électrode du premier transistor, de premiers moyens pour coupler la seconde électrode du premier transistor à la première électrode du second transistor, et une source de signal de commande de commutation 25 couplée à la seconde électrode du second transistor, caractérisé en ce qu'il comporte de seconds moyens pour coupler la troisième électrode du premier transistor à la troisième électrode du second transistor, de façon telle que le premier transistor puisse être saturé, un circuit de sortie étant 30 couplé aux seconds moyens. 14. Un circuit de commutation selon la revendication 13, caractérisé en ce que les première, seconde, troisième électrodes du preiiier et du second transistors sont respectivement l'émetteur, la base et le collecteur pour chaque transistor, 35 et en ce qu'il comporte un dispositif limiteur de courant connecté en série avec l'émetteur et le collecteur du second transistor. 10 15 20 25 30 ** 72 17857 27 2138103 15. Un circuit de commutation selon la revendication 14, caractérisé en ce que lesdits seconds moyens comprennent une bobine d'induction et une prise intermédiaire sur cette bobine entre ses bornes d'extrémité. 16. Un circuit de commutation selon la revendication 15, caractérisé en ce que le dispositif limiteur de courant est connecté entre la base du premier transistor et l'émetteur du second transistor. 17. Un circuit de blocage à transistor de commutation pour réduire.le temps de descente, susceptible de servir avec les dispositifs de l'une des revendications 1 à 16, comprenant un transistor de commutation ayant sa maille collecteur-émetteur en série entre un circuit d'alimentation et un circuit de charge, et des moyens couplés à la base dudit transistor pour commander les temps de conduction et de blocage dudit transistor, caractérisé en ce que des moyens sont couplés à la base du transistor de commutation pour agir de façon à éliminer la charge de la région de base du transistor de commutation, et hâter le temps de descente du transistor, et en ce qu'un circuit différentiateur est prévu pour différentier la tension aux bornes du transistor de commutation, et fonctionner au.moment où cette tension change lorsque le transistor de commutation commence à se bloqu-er pour actionner les moyens couplés à la base, et par là éliminer la charge de la base. 18. Circuit à transistor à commutation suivant la revendication 17, caractérisé en ce que les moyens couplés à la base comprennent un transistor de commande ayant sa maille émetteur-collecteur couplée aux bornes de la région base-émetteur du transistor de commutation, la base du transistor de commande étant couplée au circuit différentiateur. 19. Circuit à transistor de commutation selon la revendication 18, caractérisé en ce que le circuit différentiateur comprend un condensateur et une résistance couplés aux bornes de la maille émetteur-collecteur du transistor de commutation. 72 17857 2138103 20. Circuit à transistor de commutation suivant la revendication 19, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens couplés au circuit différentiateur pour décharger le condensateur après le temps de montée du transistor de commutation,, 5 21. Circuit à transistor de commutation selon la reven dication 20, caractérisé en ce que les moyens derniers mentionnés comprennent une diode et en ce qu'ils comportent un circuit additionnel couplé au circuit différentiateur pour décharger toute charge résiduelle sur le condensateur 10 après la décharge initiale à travers la diode ou la maille émetteur-collecteur du transistor de commande.