Brevet FR2124353A1 — publié le 19720922

La présente invention concerne le domaine des dispositifs à semiconducteurs, et plus particulièrement de ceux qui sont destinés à fournir des signaux de sortie de puissance élevée à des fréquences élevées. les progrès de la technologie moderne ont fait crotte les besoins en dispositifs semiconducteurs capables de fonctionner de façon fiable à des fréquences élevées et de délivrer des signaux de sortie de forte puissance. On entend ici, par hautes fréquences, la gamme des fréquences dans lesquelles il faut utiliser des enroulements inductifs et des capacités à la place des réseaux RC, par exemple la gamme des fréquences au-dessus de 200 MHz. les dispositifs décrits dans la technique antérieure et destinés à fonctionner à ces hautes fréquences sont, jusqu'à présent, limités à des puissances de sortie ne dépassant pas 15 watts. les dispositifs décrits dans la technique antérieure peuvent être considérés comme résultant de la mise en parallèle de plusieurs transistors plus petits. les transistors de puissance décrits dans la technique antérieure sont caractérisés par un couplage direct des bases de chaque transistor élémentaire en parallèle sur le contact de base du circuit de transistor complet. La résistance de base d'un transistor de puissance aux radiofréquences (hautes fréquences), dans un fonctionnement en classe a, diminue lorsque la puissance de commande appliquée sur la base augmente. lorsque la résistance de base de l'un quelconque des transistors de puissance élémentaires couplés diminue pour une raison quelconque, la puissance de commande de ce transistor élémentaire augmente et, par suite, la température en ce point augmente aussi. l'augmentation de température entrasse une nouvelle diminution de la résistance de base, et il apparaît un effet d'emballement thermique ou, tout au moins, de déséquilibre t-her- mique et électrique. Un autre problème spécifique des dispositifs décrits dans la technique antérieure est celui de la limitation en bande passante d'entrée. les impératifs électriques des transistors de puissance élevée aboutissent à des réalisations de dimensions très importantes, surtout si l'on compare aux composants semblables des circuits intégrés de faible puissance. La distance de la surface d'une pastille semiconductrice aux points de connexion du dispositif est assez grande pour que la connexion de base, par exemple, ait une valeur inductive non négligeable. On notera que, lorsque la fréquence de travail augmente, la longueur d'onde du signal peut devenir voisine de la longueur de la connexion de base, ce qui rend le problème encore plus complexe.L'existence de connexions d'inductance trop élevée, sur la base du transistor, limite la bande passante du dispositif, car celle-ci est inversement proportionnelle à l'inductance d'entrée du dispositif. Un autre problème qui se présente avec les transistors de puissance élevée 'décrits dans la technique antérieure est celui de l'impossibilité de compenser par un dispositif interne la diminution de gain lorsque le transistor est soumis à des signaux d'entrée de fréquences croissantes. Lorsque la gamme des fréquences de travail d'un dispositif couvre une octave entière, c'est-à-dire lorsque les fréquences limites, supérieure et inférieure, de cette gamme sont dans un rapport de deux à un, il y a une diminution du gain de 6 décibels, pour un niveau donné de puissance à l'entrée, entre les fréquences inférieure et supérieure de la gamme de fréquences.Comme l'on veut disposer d'une puissance de sortie sensiblement constante dans toute la gamme de fréquences dans laquelle le dispositif est utilisés l'impossibilité de compenser par un procédé interne la diminution du gain en puissance, en fonction de la fréquence, est un problème d'une très gr#ande importance. Comme les transistors de puissance élevée décrits dans la technique antérieure sont, en réalité, le résultat de la mise en parallèle de transistors élémentaires plus petits, le branchement en parallèle des résistances de base de chaque transistor élémentaire aboutit à une valeur de l'impédance d'entrée du dispositif nettement plus faible que celle d'un seul transistor élémentaire. le fait que le dispositif ait une très faible impédance d'entrée crée des difficultés lorsqu'; on insère ce dispositif dans un circuit électrique, et les remèdes à ces difficultés qu'on trouve décrits dans la technique antérieure sont constitués par des circuits extérieurs de transformation dtimpédance de grande complexité. Un premier but de la présente invention est donc de créer un transistor haute fréquence de puissance éliminant réellement toute cause de déséquilibre thermique. Un autre but de la présente invention est de créer un montage de transistor dont les performances de puissance sont améliorées. Un autre but de la présente invention est de créer un transistor de puissance dont les performances de bande passante sont améliorées. Un autre but de la présente invention est de créer un transistor de puissance à impédance d'entrée purement résistive pour une fréquence donnée comprise dans la gamme des fréquences de travail. A cet effet, la présente invention concerne un dispositif de transfert électrique caractérisé en ce qu'il comprend un corps métallisé conducteur de la chaleur et non conducteur de l'électricité, comprenant une première, une deuxième et une troisième surfaces métallisées distinctes les unes des autres, la deuxième surface métallisée ayant une partie comprise entre les première et troisième surfaces métallisées, toute une série de transistors élémentaires comprenant chacun un émetteur, une base et un collecteur, le collecteur étant en contact avec la première surface métallisée et fixé sur elle, toute une série d'éléments capacitifs munis chacun d'une première et d'une deuxième électrodes, les premières électrodes étant en contact, et fixées sur celle-ci, avec la partie de la deuxième surface métallisée comprise entre la première et la troisième surfaces métallisées, un premier dispositif servant à relier une deuxième région de chaque transistor élémentaire respectivement à la deuxième électrode de chaque élément capacitif, un deuxième dispositif servant à relier les deuxièmes électrodes des éléments capacitifs à la troisième surface métallisée, et un troisième dispositif servant à relier la troisième région des transistors élémentaires à la deuxième surface métallisée. les problèmes spécifiques des- dispositifs décrits dans la technique antérieure sont résolus par le transistor qui fait l'objet de la présente invention. Toute une série de transistors élémentaires sont reliés ensemble par l'intermédiaire de lignes de transmission dites "quart d'onde. En branchant une ligne de transmission quart d'onde entre la connexion d'entrée du transistor objet de la présente invention et les entrées des transistors élémentaires, on augmente la puissance de sortie utilisable et la bande passante; en outre, l'impédance d'entrée du dispositif est maintenue à un niveau convenable, le gain en puissance du dispositif reste constant dans toute la gamme des fréquences de travail, l'impédance d'entrée du dispositif peut être une résistance pure pour une fréquence comprise dans la gamme des fréquences de travail, enfin on élimine ainsi une cause d'emballement thermique ou, du moins, de déséquilibre thermique. le transistor haute fréquence de puissance conforme à la présente invention utilise des transistors élémentaires au silicium, chacun de ces transistors élémentaires a une puissance d'environ 1 à 2 watts, de telle sorte que la puissance de sortie du dispositif complet peut dépasser 40 watts, pour des fréquences situées à partir de 200 MHz. On place sur une surface métallisée commune les transistors élémentaires au silicium, ou des transistors multiples. Lorsqu'on utilise un transistor multiple, les transistors élémentaires qui le composent sont réalisés dan#s une pastille de silicium traitée de façon que la partie principale de celle-ci soit la région de collecteur, commune à tous les transistors élémentaires. Cette région de collecteur commune à tous les transistors élémentaires est en contact électrique avec la surface métallisée et fixée sur elle. l'entrée des transistors élémentaires composant le transistor multiple est formée par un circuit équivalent à une ligne de transmission quart d'onde pour une fréquence comprise dans la bande de fréquences de fonctionnement de la présente invention. Comme le transistor haute fréquence de puissance conforme à la présente invention est destiné à fonctionner en haute fréquence, c'est-à-dire au-dessus de 200 MHz, on ne peut, en pratique, utiliser de ligne réelle de transmission quart d2- onde, en raison des dimensions qu'il lui faudrait avoir. Comme la présente invention doit fonctionner dans une gamme de fréquences allant de 200 MHz à 400 MHz, avec une fréquence centrale de 300 Nuz, une ligne réelle de transmission quart d'onde devrait avoir une longueur d'environ 25 centimètres.Pour résoudre ce problème d'utilisation d'une ligne de transmission, on utilise à sa place un circuit électrique à constantes localisées qui produit le même effet que la ligne de transmission quart d'onde. La base de chacun des transistors élémentaire s est reliée à un condensateur par l'intermédiaire d'une première connexion dont la réactance inductive est suS sante pour fournir l'impédance caractéristique convenable de la ligne de transmission. le condensateur est interne au circuit complet faisant l'objet de la présente invention et shunte 1'entrée des transistors élémentaires. Une deuxième connexion part du point commun au condensateur et à la première connexion, et relie chaque transistor élémentaire à la borne d'entrée du transistor faisant l'objet de la présente inventions La deuxième connexion a la même inductance que la première, et les réactances de ces deux connexions et du condensateur sont toutes trois égales.En plaçant le condensateur à l'intérieur du circuit complet lui-m#me, et en diminuant l'inductance des connexions entre les transistors élémentaires et les bornes de sortie, on augmente la bande de fréquence dans laquelle le dispositif peut fonctionner, on augmente, également, la puissance de sortie disponible, le gain du dispositif reste sensiblement constant en fonction de la fréquence, l'impédance d'entrée du dispositif reste à une valeur convenable, ce qui élimine une cause de panne, La présente invention sera décrite plus en détail à l'aide des modes de réalisation représentés schématiquement et à titre d'exemples non limitatifs sur les figures ci-jointes, dans lesquelles :: - la figure 1 est une vue de dessus schématique d'un transistor correspondant à un mode de réalisation confcrme à la présente invention, - la figure 2a est une vue de dessus agrandie d'un transistor unitaire, tel que ceux utilisés dans le circuit complet représenté sur la figure 1, - la figure 2b est une vue en coupe, suivant l'axe 2b-2b de la figure 2a, du transistor représenté sur la figure 2a, - la figure 3a est un schéma de montage des transistors élémentaires conformément à la présente invention, - la figure 3b représente le circuit à constantes localisées équivalent à une ligne de transmission quart d'onde de la figure 3a, - la figure 4 est une vue de dessus schématique d'un autre mode de réalisation de la présente inventions - la figure Sa est une vue de dessus agrandie d'un transistor multiple, tel que ceux utilisés dans le mode de réalisation de la présente invention représenté sur la figure 4, - la figure 5b est une vue en coupe, agrandie, suivant l'axe 5b-5b de la figure Sa, du transistor multiple, - la figure 6 est une vue en coupe d'un élément capacitif utilisé dans le mode de réalisation de la présente invention, représenté sur la figure 4, - la figure 7 est un graphique donnant les variations en fonction de la fréquence de la réactance d'entrée et de la résistance d'entrée d'une réalisation conforme à la présente invention - la figure 8 est un graphique donnant les variations en fonction de la fréquence des pertes par réflexion et du gain d'une réalisation conforme à la présente in venti on. La figure 1 définit l'objet de la présente invention o elle représente un mode de réalisation conforme à la présente invention d'un transistor haute fréquence de puissance, dont le circuit complet porte la référence 10. Le transistor conforme à la présente invention est destiné à fonctionner avec des signaux d'entrée de haute fréquence ; on considèrera comme hautes fréquences les fréquences supérieures à 200 MHz. De plus, le circuit 10 conforme à la présente invention délivre aux fréquences de fonctionnement des signaux de sortie de puissance élevée, dépassant en général 15 watts. En ce qui concerne la sortie à puissance élevée, on notera, également, que le transistor haute fréquence de puissance conforme à la présente invention peut fonctionner avec des niveaux de signaux de sortie dépassant la puissance de 40 watts, performance qu'on ne pouvait pas obtenir avec les appareils décrits dans la technique antérieure, le transistor 10 conforme à la présente invention comprend toute une série de transistors unitaires 11 montés sur une surface métallisée 12 qui leur est commune. le circuit du transistor 10 illustre le cas où l'on n'utilise que deux transistors unitaires 11, mais cette limitation n'est faite que pour la simplicité de la description. le nombre des transistors unitaires 11 utilisés pour fabriquer le circuit du transistor 10 n'est limité que par les caractéristiques électriques auxquelles ce circuit de transistor 10 doit satisfaire. les transistors unitaires 11 sont au silicium; ce sont des transistors NPN; le corps principal de ces transistors unitaires constitue leur collecteur. Avec cette disposition, les parties des transistors unitaires 11 qui forment les collecteurs sont fixées sur la surface métallisée 12, et en contact électrique avec elle. La configuration conseillée pour les transistors unitaires est celle qui vient d'être décrite, cependant ceux-ci peuvent être réalisés en d'autres matériaux semiconducteurs que le silicium (par exemple le germanium) et convenablement dopés pour entre du type PNP. les figures 2a et 2b représentent un exemple de transistor unitaire 11 destiné à être utilisé dans le transistor 10 conforme à la présente invention. C'est la figure 2a qui montre le mieux la configuration géométrique du transistor unitaire 11. Comme on l'a PU ci-dessus, le transistor unitaire 11 est, de préférence, une pastille de semiconducteur: du silicium de conductivité de type N. La base 30 est formée à l'intérieur de la pastille semiconductrice, et l'émetteur 31 est, à son tour, placé à l'intérieur de la base 20, ces deux régions de base et d'émetteur étant interdigitées comme le montrent les figures 2a et 2b.La base 30 et l'émetteur 31 formant cette dispose tion interdigitale sont réalisés par Jes méthodes habituelles, et ces méthodes de fabrication n'entrent pas dans le cadre de la présente invention, le contact électrique avec les régions actives du transistor unitaire 11 est obtenu en déposant des couches métalliques 32 et 33 respectivement sur la base 30 et sur l'émet- teur 31, en forme de doigts. les couches métalliques 32 et 33 sont constituées par des métaux habituellement utilisés pour ce genre de contacts, par exemple de l'or. les couches 32 et 33 sont déposées sur les régions acti#ves 30 et 31 par les méthodes habituelles, par exemple l'évaporation sous vide.La région 34, qui est le collecteur, constitue le corps principal du transistor unitaire 11, et permet le montage de ce transistor unitaire 11 sur la surface métallisée 12 du transistor 10 conforme à la présente invention4 Si l'on revient maintenant à la figure 1, le rapport existant entre les transistors unitaires Il et les autres éléments composant le transistor 10 conforme à la présente invention devient maintenant plus apparent. les transistors unitaires 11 sont reliés aux autres composants du transistor 10, de façon à former un montage émetteur commun; mais il est manifeste que ce type de montage n'est choisi qu'à titre d'exemple et qu'un montage base commune serait9 également possible, sans que lton sorte du cadre de l'invention. les bases des transistors unitaires Il sont reliées chacune à une première électrode d'un condensateur 13, par l'intermédiaire d'une connexion conductrice de base 14 et la première électrode de ce condensateur 13 est reliée par une connexion conductrice 16 à une surface métallisée 15. La deuxième électrode de chaque condensateur 13 est fixée sur une surface métallisée 17 et en contact électrique avec elle, et les surfaces 17 sont reliées à la masse du circuit dans lequel est branché le transistor 10 conforme à la présente invention. les émetteurs des transistors unitaires Il sont reliés, par l'intermédiaire de connexions conductrices d'émetteur 18, aux surfaces métallisées 17 correspondantes, ce qui complète les connexions entre les transistors unitaires 11 et les autres composants. Pour assurer les contacts électriques du transistor complet conformément à la présente invention, une patte 19, assurant le contact de base, est reliée à la surface métallisée 15, une patte 20, assurant le contact de collecteur, est reliée à la surface métallisée 12, et deux pattes 21, assurant les contacts d'émetteur 9 sont reliées aux surfaces métallisées 17 correspondantes. les surfaces métallisées 15, 17 et 12. sont, de préférence, en or, bien qu'elles puissent être fabriquées par dép8t d'autres métaux également utilisés pour assurer de tels contacts. les condensateurs 13 sont des composants capacitifs habituels, et peuvent être fixés en tenant compte des exigences caractérisant le transistor 10 conforme à la présente invention. Ce sont, par exemple, des condensateurs MOS (métal-Oxyde-Semicon- ducteur), des condensateurs céramique, des condensateurs à couches minces, ou tous autres modèles répondant aux exigences de la présente invention, concernant les dimensions, la puissance, le facteur de qualité et les valeurs de capacité. les surfaces métallisées 12, 15 et 17 sont déposées sur la surface d'un corps 22 conducteur de la chaleur, mais isolant électriquement. Cette pièce conductrice de la chaleur est, de préférence, une céramique en oxyde de béryllium, du fait des exigences sévères d'évacuation de la chaleur, qui s'avèrent nécessaires à l'examen du fonctionnement du transistor 10 conforme à la présente invention. Bien que cette céramique 22 soit, de préférences de oxyde de béryllium, d'autres matériaux conducteurs de la chaleur peuvent convenir.Des précautions doivent être prises pendant le traitement et la manipulation de 1'oxyde de béryllium. lorsque celui ci est sous forme de poudre, il est dangereux pour le système respiratoire humain, par suite, si l'on doit effectuer quelque travail d'usinage sur cette pièce en oxyde de béryllium, on prendra les précautions nécessaires et l'on utilisera le matériel convenable pour éviter tout contact inutile avec cette pièce. les surfaces métallisées 12 et 15 partent du bord de la pièce 22 en céramique, et les bords intérieurs de ces deux surfaces sont séparés l'un de l'autre par un certain espace. les surfaces métallisées 17 sont symétriques l'une de l'autre et longent les bords latéraux des surfaces métallisées 12 et 15. les deux surfaces métallisées 17, sur lesquelles on peut voir les condensateurs 13, sont représentées isolées l'une de l'autre, mais il est évident que les surfaces métallisées 17 pourraient entre associées à une surface métallisée se trouvant entre les surfaces métallisées 12 et 15, l'ensemble formant alors une surface unique en forme d 'H. les transistors de puissance décrits dans la technique antérieure possédaient des performances limitées en matière de puissance de sortie utilisable et de largeur de bande de fréquence. La réalisation habituelle des transistors de puissance antérieurs à celui représenté sur la figure 1 consiste à relier directement à la borne de base du circuit complet chacune des bases de toute la série des transistors unitaires dont l'association forme le transistor complet. Quelle que soit la manière dont il est fabriqué, n'importe quel transistor de grande puissance doit entre considéré comme constitué par la mise en parallèle de plusieurs transistors unitaires plus petits. Chaque transistor unitaire est caractérisé par une valeur donnée de résistance de contact de base, et, lorsque le transistor de puissance travaille en classe C, la résistance de base diminue quand la puissance de commande augmente. Si, pour une raison quelconque, la résis tance de contact de base de l'un quelconque des transistors unitaires reliés ensemble offre au signal de commande une résistance moindre que celle de tous les autres transistors unitaires composant le transistor complet, c'est dans cette résistance de contact de base la plus faible que la puissance dissipée sera plus grande.Comme cette résistance diminue lorsque la puissance de commande augmente, la puissance dissipée en ce point augmente encore, ce qui entraqne, au minimum, un déséquilibre électrique, et même, dans certains cas, un emballement thermique. La technique consistant à relier à la base du transistor complet toutes les bases des transistors unitaires qui le composent réduit nettement la largeur de bande d'entrée du signal haute fréquence du transistor. L'équation (1) est la relation définissant la limite de largeur de bande d'un transistor de puissance comportant un couplage direct des bases des transistors unitaires qui composent le transistor haute fréquence de puissance : (i) largeur de Bande (entrée) = avec rb, = résistance de contact de base 1(entrée) = inductance de la connexion de base. En utilisant des circuits adaptateurs d'impédance, l'impédance d'entrée du dispositif reste sensiblement uniforme dans toute la bande de fréquence du dispositif, mais une extension de la bande de fréquence au-delà de la limite définie par l'équation (i) est physiquement impossible. Compte tenu de la relation définie par l'équation (i), pour augmenter la bande de fréquence, il faudrait augmenter la résistance de base rabi, ce qui n'est pas réalisable, car, pour obtenir de bonnes performances en haute fréquence, il faut une résistance de base faible et une puissance maximale élevée. On admet communément qu'il faut diviser par deux la résistance de base rb" chaque fois que l'on veut doubler la puissance de sortie d'un transistor.Le seul paramètre qui peut être modifié est donc l'inductance d'entrée 1entrée' cette inductance étant celle de la connexion entre la base du transistor unitaire et la borne d'entrée de base du transistor complet. la figure 3a est une représentation schématique d'un dispositif analogue à celui de la figure 1. le nombre des transistors représentés est choisi uniquement à titre d'exemple. On peut obtenir une nette amélioration des caractéristiques électriques d'un transistor haute fréquence de puissance si la connexion de base, plutôt que d'être une inductance pure isolée (ventrée de ltéquation (1) ), est une ligne de transmission ayant une impédance caractéristique de valeur convenable. Sur la figure 3a, les transistors 40, 41, et 42 ont toutes leurs connexions réalisées de façon à faciliter la fabrication d'un transistor complet plus grand; leurs bases sont reliées à une borne d'entrée commune 43, par l'intermédiaire de lignes de transmission respectives 44, 45 et 46. Comme le montre la figure 3a, la longueur des lignes de transmission 44, 45 et 46 est égale à un quart de longueur d'onde. La relation qui existe entre l'impédance d'entrée d'une ligne de transmission dite "quart d'onde", son impédance caractéristique et son impédance de sortie, est la suivante avec : 1S = 2 /, > . h =longueur d'onde On a donc En simplifiant et en résolvant par 17apport à ZO, on obtient l'équation (4) qui définit l'impédance caractéristique d'une ligne de transmission quart d'onde : avec : ZO = impédance caractéristique de la ligne de transmis sion quart d'onde. Zentrée = impédance d'entrée de la ligne de- transmission Z5 = impédance de sortie de la ligne de transmission. A partir de l'équation (4), on obtient une autre expression : Zentrée =Zo2 / Z5 (5) les transistors 40, 41 et 42, sont reliés à la borne d'entrée 43 par l'intermédiaire des lignes de transmission quart d'onde 44, 45 et 46; l'impédance d'entrée Zentrée à l'entrée de chaque ligne de transmission 44s 45 et 46 est inversement proportionnelle à l'impédance de sortie Zs. D'après la figure 3a, la résistance de contact de base des transistors 40, 41 et 42, constitue llim- pédance de sortie des lignes de transmission quart d'onde respectives 44, 45 et 46. Toute diminution de la résistance de contact de base rb, de l'un des transistors élémentaires entrain donc un accroissement de l'impédance d'entrée de la ligne de transmission correspondante.On déduit de cette relation que, lorsque la structure des transistors unitaires ou toute autre raison quelconque entrains une diminution de la résistance de contact de base de ces transistors unitaires, au lieu d'avoir une augmentation de la puissance en ce point, on obtient une augmentation de l'impédance d'entrée de la ligne de transmission quart d'onde, ce qui constitue un mécanisme d'auto-régulation. L'utilisa- tion d'une ligne de transmission quart d'onde pour relier la base du transistor unitaire à la borne d'entrée du transistor haute fréquence de puissance conforme à la présente invention élimine donc une cause de déséquilibre électrique et d'emballement thermique. l'utilisation d'une ligne de transmission quart d'onde comme diviseur de puissance pour fournir de la puissance à plusieurs charges en isolant ces charges les unes des autres, a été décrite dans la technique antérieure. La principale différence entre le diviseur de puissance décrit dans la technique antérieure t celui utilisé dans le transistor haute fréquence de puissance, conforme à la présente invention réside dans le fait que, dans la présente inventions on ne veut pas isoler les charges, mais simplement compenser une éventuelle diminution de la résistance de contact de base. L'utilisation d'une telle ligne de transmission quart d'onde dans le transistor complet 10 de la figure 1 est, dans la pratique, impossible à réaliser en raison de ses dimensions. POur un transistor haute fréquence de puissance destiné à fonctionner dans la gamme de fréquence 200-400 MHM, avec une fréquence centrale égale à 300 MHz la ligne de transmission quart d'onde qui serait nécessaire à cette fréquence centrale devrait avoir une longueur de 25 centimètres. La figure 3b représente un circuit à constantes localisées, destiné à simuler une ligne de transmission quart d'onde, telle que celles de la figure 3a; l'ensemble du circuit porte la référence 44. Comme, dans une application donnée, l'impédance d'entrée et Impédance de sortie de la ligne de transmission quart d'onde sont des valeurs connues, l'équation (4) donne la relation qui permet de déterminer l'impédance caractéristique de la ligne de transmission quart d'onde. L'im- pédance d'entrée de chaque ligne de transmission possède une valeur connue, et l'impédance d'entrée du transistor faisant ltob- jet de la présente invention peut entre prise égale à une valeur pratique, par exemple 7 ohmss l'impédance d'entrée Zentrée de chaque ligne de transmission montée en parallèle se détermine alors en appliquant les règles connues dans le domaine concerne par la présente invention. L'impédance de sortie Zs est déterminée à partir des caractéristiques physiques des transistors unitaires utilisés. Si les valeurs absolues des réactances de l'inductance 47, de l'inductance 48 et du condensateur 49 (voir la figure 3b) sont égales entre elles pour une fréquence de travail donnée comprise dans la bande de fréquence de fonctionnement du dispositif, l'impédance du circuit représenté sur la figure 3b est égale à l'impédance caractéristique de la ligne de transmission quart d'onde. Si l'on revient maintenant à la figure 1, l'inductance 47 y est remplacée par les connexions de base 14, le condensateur 49 par les condensateurs 13 l'inductance 48 par les connexions 16. En donnant aux connexions 14 et 16 la meme longueur, on donne done aux inductances la même valeur. En outre, comme l'on connaît la valeur de l'impédance caractéristique de la ligne de transmission quart d'onde que l'on veut simuler, on peut faire, en conséquence, le choix de la valeur des condensateurs 13. D'après l'équation (1), la largeur de bande d'entrée du dispositif est inversement proportionnelle à l'inductance d'entrée du transistor unitaire. D'après la figure 3b, l'inductance d'entrée des transistors unitaires 11 qui composent le transistor 10, conforme à la présente inventions est représentée par l'inductance 48 dont la valeur est nettement inférieure à celles des connexions utilisées dans les dispositifs décrits dans la technique antérieure. En diminuant l'inductance de la connexion, on augmente considérablement la largeur de bande d'entrée, c'est-à-dire qu'on la double à peu près. La figure 4 représente une autre forme de réalisation d'un transistor haute fréquence de puissance; c'est une vue de dessus du circuit du transistor complet qui est désigné sur cette figure par la référence 55. le transistor multiple 56 est placé sur la surface métallisée 57, et fixé à elle. le transistor multiple 56 est formé à partir d'un corps principal unique, constitué par un matériau semiconducteur, et cette masse de matériau semiconducteur constitue le collecteur; les autres électrodes de chaque transistor sont formées par diffusion à la surface supérieure du corps principal semiconducteur et l'on forme ainsi les transistors élémentaires 58. le nombre des transistors élémentaires 58 utilisés pour fabriquer le transistor multiple 56 est proportionnel à la puissance de sortie totale que l'on souhaite obtenir pour le transistor complet 55 conforme à la présente invention Sur la figure 4, on a représenté quatre transistors élémentaires 58, mais ce nombre n'est choisi qu'à titre d'exemple dans la description0 les figures 5a et 5b représentent un mode de réalisation courant d'un transistor multiple 56. Le transistor multiple 56 est fabriqué à partir d'une pastille semiconductrice 58, de préférence en silicium de conductivité de type N. Plusieurs régions 59 de type P sont créées par diffusion dans la partie supérieure de la pastille 58 et les surfaces en regard, comprises entre les régions 59 de type P et la pastille 58, forment une jonction PN. Plusieurs régions 60 de type N sont formées par diffusion à l'intérieur de chaque région 59 de type P, et chaque région 60 est une région isolée complètement entourée par les régions 59 de type P. La profondeur de diffusion des régions 60 n'est pas aussi importante que celle des régions 59, comme le montre la figure 5b, dans laquelle les régions 60 sont complètement à l'intérieur des régions 59. les surfaces en regard des régions 59 et 60 forment une jonction PN. Chaque région 59 de type P constitue la base d'un transistor élémentaire 58, et chaque région 60 constitue l'émetteur d'un transistor élémentaire 58. les régions 59 et 60 sont, de préférence, formées par diffusion à l'intérieur de la pastille semiconductrice 56, mais l'apparition de ces régions peut entre obtenue par d'autres méthodes courantes, par exemple la croissance par épitaxie.Après un traitement photochimique approprié, on place des contacts de base 61 sur les bases 59 et on les fixe sur celles-ci; on place, également, des contacts d'émetteur 62 sur l'émetteur 60 et on les fixe à celui-ci. les contacts de base 61 et les contacts d'émetteur 62 sont placés sur la surface semiconductrice par un procédé courant, par exemple par évaporation sous vide, et en utilisant les métaux habituels pour ce genre de contacts, par exemple de ltor. les contacts de base 61 et les contacts d'émetteur 62 sont disposés, de préférence, suivant une configuration interdigitale, mais d'autres configurations conviennent et peuvent être utilisées. Revenant maintenant à la figure 4, les transistors élémentaires 58 du transistor multiple 56 sont reliés au reste du transistor 55 faisant l'objet de la présente invention par un montage émetteur commun. Un montage base commune pourrait tout aussi bien entre réalisé, le montage en émetteur commun n'a été choisi qu'à titre d'exemple dans la description. les surfaces métallisées 63 et 64 sont placées sur le corps 66 isolant électriquement, mais conducteur de la chaleur. Cette pièce 66 est, de préférence, en céramique conductrice de la chaleur, mais elle peut aussi être réalisée dans d'autres matériaux qui conviennent. Comme on l'a vu dans le cas de la forme de réalisation de la figure 1 du transistor conforme à la présente invention, la pièce 66 est, de préférence, en oxyde de béryllium. La surface métallisée 63 est placée sur la céramique 66, et un certain espace la sépare de la surface métallisée 57; la surface métalli#ée 64, également placée sur la céramique 66, forme deux parties symétriques situées le long des bords latéraux des surfaces métallisées 63 et 57, et comporte, également, une partie métallisée 67 située dans l'espace séparant les surfaces métallisées 63 et 57, ce qui forme ainsi une surface en forme d'H. Il est préférable que la surface métallisée 64 soit d'un seul tenant; cependant, les parties de la surface métallisée 64 situées de part et d'autre des surfaces métallisées 63 et 57 peuvent être électriquement isolées en utilisant la partie métallisée 67, car les deux contacts d'émetteur peuvent être reliés par l'extérieur. les surfaces métallisées 56, 63 et 64 sont fabriquées avec les métaux habituels pour ce genre de contacts, par exemple de l'or. le transistor multiple 56 est placé sur la surface métallisée 57, avec laquelle son corps principal est en contact électrique. Comme le corps principal du transistor multiple 56 est le collecteur, il s'ensuit que la surface métallisée 57 est en contact électrique avec le collecteur du transistor multiple 56. les contacts de base 61 des transistors élémentaires 58 sont reliés chacun à une électrode 69 du condensateur 70. La figure 6 représente un montage capacitif 70. Le condensateur 70 de la figure 6 est un condensateur MOS (Métal-Oxyde-Semiconducteur) utilisant un substrat 71 en silicium. le substrat 71 en silicium est de type N et fortement dopé; il constitue la deuxième électrode commune à tous les condensateurs du montage capacitif 70. Des parties 72 en bioxyde de silicium se trouvent enserrées entre le substrat en silicium 71 et les électrodes métalliques 69y ces dernières sont faites en aluminium.C'est, de préférence, un montage capacitif MOS qui est utilisé dans le transistor complet 55 objet de la présente invention, mais on peut, également, utiliser des condensateurs céramique, des condensateurs à couches minces, ou d'autres types de condensateurs qui conviennent les surfaces métallisées 73 sont placées sur la couche de silicium 71 en contact électrique avec l'électrode commune, et sont destinées à recevoir les connexions d'émetteur. Revenant maintenant à la figure 4, le substrat en silicium 71 est placé sur la partie métallisée 67 de la surface métallisée 64 et fixé sur cette partie 67. Comme on l'a vu ci-dessus, les contacts de base 61 sont reliés, par l'intermédiaire des connexions de base 73, aux électrodes 69 du montage capacitif 70. les électrodes 69 sont reliées à un point commun situé sur la surface métallisée 63, par l'intermédiaire de connexion 74 qui ont la même longueur que les connexions de base 73. les contacts d'émetteur 62 sont reliés à l'électrode 71 du montage capacitif 70, et donc à la surface métallisée 64, par l'intermédiaire des connexions 75. La patte 76 du contact de base est reliée à la surface métallisée 63 et constitue le con* tact de base du transistor 55 objet de la présente invention. les pattes 77 et 78 des contacts d'émetteur sont reliées aux deux parties, placées symétriquement, de la surface métallisée 64, et constituent l'émetteur du transistor complet 55 objet de la présente invention. La patte 79 du contact de collecteur est reliée à la surface métallisée 57 et constitue le contact de collecteur du transistor 55, objet de la présente invention. En raison de l'équilibre thermique et électrique qui en résulte, ilest préférable qu'il y ait pour l'émetteur deux pattes decontact symétriques, mais on pourrait, bien str, n'en prévoir qu'une seule. La figure 4 représente un mode de réalisation de la présente invention mettant également en application ce qui a été dit à propos des figures 3a et 3b. En reliant la base du transistor multiple 56, comme l'indique la figure 4, on crée effectivement une ligne de transmission quart d'onde entre l'entrée constituée par la base du transistor complet 55, objet de la présente invention, et chaque transistor élémentaire 58. La façon de réaliser les connexions est définie par l'é- quation (5). Comme 11 impédance d'entrée du transistor complet 55 possède une valeur pratique, par exemple 7 ohms, et comme l'impédance de sortie de chaque ligne de transmission est en fait l'impédance d'entrée de chaque transistor élémentaire 58, l'impédance caractéristique de la ligne de transmission ZO se trouve ainsi définie. Revenant maintenant à la figure 3b, le condensateur 49 est accordé de façon à former avec l'- inductance 47 un circuit résonnant pour une fréquence située dans la bande des fréquences de travail du dispositif. Comme on con nait l'impédance caractéristique de la ligne de transmission quart d'onde, les réactances de l'inductance 47, de l'inductance 48 et du condensateur 49 sont égales. Comme le transistor 55 objet de la présente invention est destiné à fonctionner à des fréquences comprises dans la bande 200 MHz - 425 MHz, les connexions de base 73 doivent avoir des longueurs allant de 1,778 millimètres à 2,54 millimètres. Aux fréquences correspondant à des longueurs d'onde très petites, la longueur des connexions 73 peut descendre jusqu'à environ 0,916 millimètre.Comme on l'a vu ci-dessus, les connexions 74 ont la même longueur que les connexions de base 73, et ont donc la même inductance. les inductances des connexions dont les longueurs viennent d'être définies ont une valeur proportionnelle à celle de l'impédance caractéristique des lignes de transmission quart d'onde. L'utilisation des connexions 73 et 74 et du montage capacitif 70 pour réaliser une ligne de transmission quart d'onde assure une nette amélioration des performances quton peut obtenir avec le mode de réalisation décrit ici du transistor 55 objet de la présente invention. En vertu de la relation définie par l'équation (5), le mode de réalisation de la présente invention représenté sur la figure 4 élimine une cause de déséquilibre électrique et thermique. L'impédance d'entrée Zentrée de chaque ligne de transmission est inversement proportionnelle à la résistance de base de chaque transistor élémentaire 58 du transistor multiple 56. Si la résistance de base d'un des transistors élémentaires 58 devient plus faible, au lieu d'avoir une augmentation de la puissance dans ce transistor 58 défectueux, on obtient un accroissement de l'impédance d'entrée Zentrée# ce qui constitue un mécanisme régulateur de la puissance dissipée dans le transistor en question, Ce mécanisme d 'auto-régulation élimine une cause de panne de fonctionnement. les figures 7 et 8 représentent les variations des caractéristiques électriques du transistor complet réalisé conformément à la présente invention. Tout d'abord sur la figure 7s deux courbes permettent de comparer les variations de la réactance d'entrée série jn fonction de la fréquence, et les variations de la résistance d'entrée série également en fonction de la fréquence. À titre d'exemple, on a représenté ces variations des caractéristiques du transistor complet dans une bande de fréquences de fonctionnement sensiblement égale à 225 MHz - 425 MHz.On constante qu'à la fréquence de 412 MHz environ l'impédance d'entrée du transistor est uniquement ré sistiveg la résonance élimine toute la partie réactive grâce à la ligne de transmission quart d'onde représentée sur les figures 3a et 3b. La figure 8 met en évidence la propriété du transistor conforme à la présente invention de maintenir une puissance de sortie sensiblement constante dans toute la bande de fréquences de travail envisagée : elle représente les courbes de variation des pertes par réflexion en fonction de la fréquence et du gain en puissance du dispositif en fonction de la fréquence. On connait la règle qui veut que lorsqu'on double la fréquence du signal d'entrée d'un transistor, c'est-à- & re lorsque cette fréquence augmente d'une octave, le gain diminue alors de 6 db.Comme le montre la figure 7, l'impédance d'entrée du transistor complet, objet de la présente invention est choisie pour s'accorder sur la fréquence la plus haute de la bande de fréquences de fonctionnement, fréquence pour laquelle liimpé dance d'entrée du dispositif est uniquement résistive (réactance nulle). Aux fréquences de la bande de fonctionnement qui sont inférieures à cette fréquence d'accord, l'impédance d'entrée n'est plus uniquement résistive; il existe une composante réactive résultant d'une réflexion partielle de la puissance d'entrée fournie au transistor. S'il y a réflexion partielle du signal d'entrée, c'est que ce n'est plus toute la puissance utilisable qui sert à commander le transistor. En choisissant convenablement l'impédance caractéristique de la ligne de transmission quart d'onde (voir les figures 3a et 3b), la proportion des pertes par réfle xion dans la bande de fréquences du dispositif peut compenser, exactement, le gain en puissance dans cette bande de fréquences. il en résulte que la puissance de sortie utilisable du transistor complet, objet de la présente inventionS reste sensiblement constante dans toute la gamme de fréquences de fonctionnement. Le calcul exact des pertes par réflexion qui doivent être prévues peut entre obtenu en appliquant la théorie classique des lignes de transmission. le taux d'ondes stationnaires de la ligne de transmission est tel que les pertes de la ligne de transmission, mesurées en db, compensent exactement le gain du transistor, mesuré également en db. Comme le montre la figure 8, si l'on accorde la ligne de transmission quart d'onde sur la fréquence la plus élevée de la bande de fréquences de travail, les pertes par réflexion augmentent lorsque la fréquence augmente, et le gain en puissance diminue lorsque la fréquence augmente.On dispose alors d'un transistor capable de conserver des caractéristiques de sortie sensiblement constantes sur la bande entière de fréquences de fonctionnement. le transistor haute fréquence de puissance conforme à la présente invention est un dispositif caractérisé par les avantages suivants : les performances sont améliorées en matière de puissance de sortie, la bande de fréquence est accrue, les valeurs des impédances d'entrée conviennent mieux, la puissance de sortie utilisable est constante dans toute la gamme des fréquences de fonctionnement, enfin, l'impédance d'entrée est une résistance pure pour une fréquence donnée comprise dans la gamme des fréquences de fonctionnement. En outre, en élimine nant une cause de déséquilibre électrique et d'emballement thermique, le transistor complet faisant l'objet de la présente in vention, élimine ainsi une sérieuse cause de panne. Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation ci-dessus décrits et repré sentes à partir desquels on pourra prévoir d'autres modes et d'- autres formes de réalisation, sans pour cela sortir du cadre de l'invention. REVEND IC AT U I O N S 1.- Dispositif de transfert électrique caractérisé en ce qu'il comprend un corps métallisé conducteur de la chaleur et non conducteur de l'électricité, comprenant une première, une deuxième et une troisième surfaces métallisées distinctes les unes des autres, la deuxième surface métallisée ayant une partie comprise entre les première et troisième surfaces métallisées; toute une série de transistors élémentaires comprenant chacun un émetteur, une base et un collecteur, le collecteur étant en contact avec la première surface métallo sée et fixé sur elle; toute une série d'éléments capacitifs mu- nis chacun d'une première et d'une deuxième électrodes, les premières électrodes étant en contact, et fixées sur celle-ci, avec la partie de la deuxième surface métallisée comprise entre la première et la troisième surfaces métallisées; un premier dispositif servant à relier une deuxième région de chaque transistor élémentaire respectivement à la deuxième électrode de chaque élément capacitifs un deuxième dispositif servant à relier les deuxièmes électrodes des éléments capacitifs à la troisième surface métallisée, et un troisième dispositif servant à relier la troisième région des transistors élémentaires à la deuxième surface métallisée. 2.- Dispositif de transfert électrique selon la revendication 19 caractérisé en ce que le dispositif est un montage émetteur commun, en ce que le premier dispositif consiste en connexions dont une première extrémité est reliée à la base des transistors élémentaires, et en ce que le troisième dispositif consiste également en connexions dont une extrémité est reliée à l'émetteur des transistors élémentaires. 3.- Dispositif de transfert électrique selon la revendication I, caractérisé en ce que les transistors élémentaires sont les éléments constitutifs d'un transistor multiple. 4. Dispositif de transfert électrique selon la revendication 3, caractérisé en ce que le transistor multiple est un transistor au silicium, de type NPN. So Dispositif de transfert électrique selon la revendication 1, caractérisé en ce que les éléments capacitifs sont des condensateurs MOS (Métal-Oxyde-Semiconduc- teur) dont la deuxième électrode est commune et réalisée dans une pastille de silicium. 6.- Dispositif de transfert électrique destiné à fournir des signaux de sortie électriques de haute fréquence et de puissance élevée, caractérisé en ce qu'il comprend une partie en céramique, métallisée, comprenant une première, une deuxième et une troisième surfaces métallisées, les première et troisième surfaces métallisées étant à l'opposé 1'une de l'autre et séDarées par un certain intervalle, la deuxième surface métallisée étant voisine et distincte des première et troisième surfaces métallisées, et comportant une partie comprise entre les première et troisième surfaces métallisées; des transistors élémentaires, comprenant chacun trois régions actives simultanément, la première région active étant fixée sur la première surface métallisée et en contact électrique avec elle; des éléments capacitifs, comprenant chacun une première et une deu xième électrodes, les premières électrodes étant fixées sur la partie de la deuxième surface métallisée comprise entre les première et troisième surfaces métallisées, et en contact électrique avec elle; un premier et un deuxième dispositifs, le premier dispositif servant à relier électriquement la deuxième région active de chacun des transistors élémentaires respectivement à la deuxième électrode de chacun des éléments capacitifs, et le deuxième dispositif servant à relier électriquement la deuxième électrode des éléments capacitifs à la troisième surface métallisée; les premier et deuxième dispositifs ayant une réactance inductive définie par la relation o où Zentrée est l'impédance d'entrée du deuxième dispositif et Zs 11 impédance d'entrée des transistors élémentaires; et un troisième dispositif servant à relier la troisième région active des transistors élémentaires à la deuxième surface métallisée. 7.- Dispositif de transfert électrique selon la revendication 6, caractérisé en ce que les éléments capacitifs sont des condensateurs MOS ayant une première électrode commune et constituée par une pastille unique de silicium. 8.- Dispositif de transfert électrique selon la revendication 6, caractérisé en ce que les premier et deuxième dispositifs consistent en des premières et deuxièmes connexions dont les longueurs sont identiques. 9.- Dispositif de transfert électrique selon la revendication 6, caractérisé en ce que les transistors élémentaires sont les éléments constitutifs d'un transistor multiple et possédent une région de collecteur commune, cette région de collecteur étant fixée sur la première surface métallisée. 10.- Dispositif de transfert électrique selon la revendication 9, caractérisé en ce que le transistor multiple est un transistor au silicium de conductivité de type N. 11.- Dispositif de transfert électrique selon la revendication 9, caractérisé en ce que les premières connexions sont reliées aux bases des transistors élémentaires composant le transistor multiple, le dispositif de transfert électrique étant monté en émetteur commun. 12.- Dispositif de transfert électrique selon la revendication#6, caractérisé en ce que la partie métalli- sée en céramique est en oxyde de béryllium. 13.- Dispositif de transfert électrique fonctionnant en haute fréquence et à puissance élevée, caractérisé en ce qu'il comprend ~ une partie métallisée en céramique, ayant une certaine surface; une première, une deuxième et une troisième surfaces métallisées placées sur cette surface; les première et deuxième surfaces métallisées partant du bord de ladite surface, et se trouvant séparées l'une de l'autre par un certain espace, la troisième surface métallisée présentant deux parties symétriques l'une de l'autreslongeant latéralement les première et deuxième surfaces métallisées, et une autre partie située entre les première et deuxième surfaces métallisées, et distincte d'elles; un transistor multiple composé de toute une série de transistors élémentaires ayant une région de collecteur commune et des régions de base et d'émetteur, ces régions étant actives simultanément, la région de collecteur commune étant fisée sur une partie de la première surface métallisée et en contact avec elle; toute une série d'éléments capacitifs munis chacun d'une première et d'une deuxième électrodes, les premières électrodes étant fixées sur la partie de la troisième surface métallisée comprise entre les première et deuxième surfaces métallisées, et en contact électrique avec elle; un premier et un deuxième dispositifs, le premier dispositif servant à relier électriquement les bases des transistors élémentaires composant le transistor multiple respectivement à la deuxième électrode de chacun des éléments capacitifs, et le deuxième dispositif servant à relier électriquement la deuxième électrode des éléments capacitifs à la deuxième surface métallisée; les premier et deuxième dispositifs ayant une réactance inductive définie par la relation : entrée est l'impédance d'entrée du deuxième dispositif et Z5 11 impédance d'entrée d'un transistor élémentaire fai sant partie du transistor multiple; et un troisième dispositif servant à relier l'émetteur des transistors élémentaires à la troisième surface métallisée. 14.- Circuit complet d'un dispositif de transfert électrique selon la revendication 13, caractérisé en ce que le transistor multiple est un transistor au silicium de conductivité de type N. 15. Circuit complet d'un dispositif de transfert électrique selon la revendication 13, caractérisé en ce que les éléments capacitifs sont des condensateurs MOS comportant une partie commune réalisée dans une pastille de silicium. 16.- Circuit complet d'un dispositif de transfert électrique selon la revendication 13, caractérisé an ce que la partie métallisée en céramique est en oxyde de béryllium. 17.- Circuit complet d'un dispositif de transfert électrique selon la revendication 13, caractérisé en ce que les premier et deuxième dispositifs consistent en des premières et deuxièmes connexions de longueurs identiques. 18.- Dispositif de transfert électrique destiné à délivrer des signaux de sortie électriques de haute fréquence et de puissance élevée, dispositif caractérisé en ce qu'il comprend une partie métallisée en céramique possédant une surface de dessus; une première, une deuxième et une troisième surfaces métallisées placées sur cette surface de dessus, les première et deuxième surfaces métallisées partant du bord de la surface de dessus, et se trouvant séparées l'une de l'autre par un certain espace, la troisième surface métallisée étant en forme d1H, et présentant deux parties longeant latéralement les première et deuxième surfaces métallisées, et une troisième partie reliant les première et deuxième parties et située entre les première et deuxième surfaces métallisées, et distinctes d'elles; un transistor multiple composé de toute une série de transistors élémentaires ayant une région de collecteur commune et des régions de base et d'émetteur, ces régions étant actives simultanément; et la région de collecteur commune étant fixée sur une partie de la première surface métallisée et en contact avec elle; toute une série d'éléments capacitifs munis chacun d'une première et d'une deuxième électrodes, les premières électrodes étant fixées sur la troisième partie (voir immédiatement ci-dessus) de la troisième surface métallisée, de sorte que les éléments capacitifs sont situés entre les première et deuxième surfaces métallisées; des première et deuxièmes connexions, les premières connexions servant à relier respectivement la base de chacun des transistors élémentaires composant le transistor multiple à la deuxième électrode correspondante des éléments capacitifs, et les deuxièmes connexions servant à relier électriquement la deuxième électrode des éléments capacitifs à la deuxième surface métallisée, les premières et deuxièmes connexions présentant des réactances inductives égales et définies par la relation : : où Zentrée est l'impédance d'entrée des deuxièmes connexions et entrée Z5 l'impédance d'entrée du transistor élémentaire fai- sant partie du transistor multiple, et des troisièmes connexions servant à relier l'émetteur des transistors élémentaires composant le transistor multiple aux premières et deuxième parties de la troisième surface métallisée, 19.- Dispositif de transfert électrique selon la revendication 18, caractérisé en ce que les éléments capacitifs sont des condensateurs MOS comportant une partie commune en silicium0 20.- Dispositif de transfert électrique selon la revendication 18, caractérisé en ce que la valeur absolue de la réactance capacitive de chacun des éléments capacitifs est égale à la valeur absolue de la réactance inductive des première et deuxièmes connexions0