Brevet FR2130388A1 — publié le 19721103

La présente invention concerne des systèmes de radars et, plus particu lièrement, des systèmes à éliminateurs d'images parasites du type Doppler digital. En particulier, la présente invention concerne un système qui se règle et s'adapte lui-même pour obtenir une annulation maximale des "signaux parasites mobiles". On connaît depuis longtemps les radars à éliminateurs d'images parasites et, en particulier, à éliminateurs d'échos fixes (E.E.F.). Un exposé général sur les radars à éliminateurs d'images parasites et à impulsions fonctionnant sur l'effet Doppler (dont on peut dire qu'ils forment la famille à laquelle l'invention appartient) se trouve au Chapitre 4 du livre de Merrill I. Skolnik intitulé "Introduction to Radar Systems" (Introduction aux systèmes radars), 1962, et édité par NcGras Hill. Le sujet est également étudié dans un autre livre du même auteur paru dans la meme maison d'édition en 1970 et intitulé "Radar Handbook" (Manuel de radar), et ce plus particulièrement dans son chapitre 19.Au chapitre 35 de ce manuel, sous le titre "Traitement digital des signaux11, on trouve une discussion intéressante si l'on considère que la présente invention concerne, d'une manière générale, un type de système de radar Doppler à traitement digital. Une autre référence d'intérêt général dans le domaine concerné ici est encore constituée par le brevet américain 3 441 930 intitulé "Doppler Radars" (Radars Doppler). La description de ce brevet américain traite du problème de codage digital des amplitudes des signaux dans des incréments discrets de distance. Chaque incrément correspond à un temps de l'ordre de la durée de l'impulsion émise par le système et, donc, il y en a un nombre relativement grand au cours d'une période de répétition du système radar. Le traitement digital des signaux dans un radar Doppler apporte un certain nombre d'avantages bien connus. Entre autres, il apporte une possibilité d'adaptation intrinsèque aux systèmes à fréquences de répétition alternées ou, dans d'autres cas, variables. Ordinairement, les dispositifs à retard analogiques que l'on utilise pour la comparaison des signaux dans les systèmes à élimination des échos fixes ne sont pas adaptés aux systèmes à fréquence de répétition variable, à moins d'une grande complexité et de respecter des conditions de stabilité plus rigoureuses qu'à l'accoutumée. De plus, il est apparu récemment que les perfectionnements apportés aux composants digitaux et que la miniaturisation poussée des dispositifs tels que mémoires, registres à décalage, compteurs et autres sous-ensembles multi-canaux ou à éléments binaires multiples rendent particulièrement intéressants et de plus en plus économiques les appareils digitaux des systèmes radars. Un système radar à éliminateur d'image parasite moderne doit non seulement être adapté à un fonctionnement avec fréquence de répétition variable (pour éliminer les vitesses aveugles ou pour une autre raison), mais également tenir compte de facteurs extérieurs tels que le mouvement de la plate-forme sur laquelle est montée le radar. Un des problèmes particuliers de la technique antérieure concerne l'identification des véritables cibles mobiles en présence de signaux parasites tels que ceux des rubans métalliques anti-radars, des phénomènes hydrométéorologiques et des accidents de terrain présentant un mouvement apparent da au mouvement réel de la plate-forme du radar dans le plan horizontal. Jusqu'à maintenant, les dispositifs des systèmes radars ont utilisé une commande sélective de la bande passante Doppler ainsi que d'autres moyens de ce genre, mais ne se sont pas attaqués aux aspects les plus compliqués de la conception afin de pouvoir fonctionner dans de telles situations. Un objet de la présente invention consiste à résoudre les problèmes posés dans la technique antérieure et à faire avancer la technique des systèmes modernes de radars à élimination d'images parasites utilisant l'effet Doppler et des traitements digitaux et fonctionnant en impulsions. On peut dire également qu'un objet de l'invention consiste à prévoir un système adaptatif de radar Doppler à impulsions à élimination d'images parasites qui soit capable de faire la distinction entre les cibles mobiles véritables et les signaux parasites mobiles. Le plus souvent, une cible mobile véritable a une dimension relativement petite et ne réfléchit pas en profondeur coque le font une montagne, des phénomènes hydrométéorologiques (tels que la pluis, la grêle ou des orages de neige) ou des lancers de rubans métalliques anti-radars. Le mouvement apparent des montagnes ou d'autres accidents de terrain fixes du au mouvement de la plate-forme de radar elle-e^me (comme dans les radars aéroportés ou montés à bord des navires) constitue un facteur de mobilité des parasites qui affecte toutes les distances des cibles, l'effet étant pas uniforme dans toutes les directions du balayage. Cependant, les parasites ou faux échos tels que les rubans métalliques ou les phénomènes atmosphériques sont des phénomènes localisés que l'on ne peut pas corriger en utilisant des méthodes basées sur la pré-programmation d'effets connus et prédéterminables comme le mouvement de la plate-forme du radar. La présente invention réduit ou élimine l'effet de chaque problème fondamental d'un faux écho mobile ou de leurs combinaisons. Suivant la présente invention, la composante de vitesse du signal de sortie du détecteur de phase cohérent du radar à élimination d'images parasites est détectée et tous les signaux de cibles mobiles restants (après la soustraction digitale courante de la video, convertie en information digitale, entre des périodes successives de répétition d'impulsions) sont soumis un procédé de détermination de leurs moyennes sur une bande de distance prédéterminée. Les cibles mobiles véritables sont éliminées du procédé de calcul de la moyenne, bien que cela ne soit pas vital pour le procédé étant donné l'influence relativement faible des cibles mobiles sur la moyenne. Il faut comprendre que la vitesse moyenne des faux échos est, dans toutes les situations de faux échos mobiles, faible par rapport à celle des cibles véritables même lentes. En conséquence, on utilise un circuit à seuil digital pour reconnaître et essayer d'identifier les véritables cibles mobiles au moyen des signaux qui, quel que soit le codage de la video dans chaque incrément de distance du train de video digitalisée, dépasse la vitesse (moyenne) de seuil. Un circuit logique réalise la reconnaissance finale des cibles mobiles véritables en détectant la video digitale au-dessus du seuil dans un ou deux incréments de distance consécutifs précédés ou suivis d'un ou deux incréments ne contenant pas de niveau de signal au-dessus du seuil. D'autres caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un exemple de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels: la Fig. 1 représente un schéma-bloc d'un système suivant la présente invention, et la Fig. 2 représente d'une manière plus détaillée le registre à décalage et la logique du détecteur du système de la Fig. 1. Le circuit complet d'un système de radar suivant l'invention est montré à la Fig. 1. En partant de la borne d'entrée de signal 10, on peut reconnaître les quelques premiers circuits communs et bien connus d'un radar Doppler digital à élimination d'images parasites. On admettra que les signaux MF appliqués à 10 ont été recus et ont subi un changement de fréquence en utilisant un oscillateur stable local de la technique antérieure classique de manière que les composantes Doppler soient reconnaissables débarassées des fausses indications introduites par les instabilités des circuits. Un limiteur il agit pour éliminer les instabilités et variations d'amplitude et ainsi supprimer ces facteurs comme source d'indications fausses. La sortie 16 du limiteur 11 est couplée à deux détecteurs de phase 12 et 13. Ces circuits détecteurs sont classiques et détectent les variations de phase par rapport à un signal provenant d'un oscillateur cohérent et appliqué en 15. Ledit oscillateur cohérent sert à garder la phase de l'éner- gie transmise de manière que les signaux de sortie des détecteurs de phase soient composés d'une video invariable correspondant aux cibles ou échos fixes et d'une video mélangée bipolaire modulée par les composantes de fréquence Doppler correspondant aux cibles ou échos mobiles. Suivant la présente invention, on utilise pratiquement les deux détecteurs de phase 12 et 13 de la Fig. 1 pour obtenir les signaux de sortie en sinus 17 et en cosinus 18 respectivement.Le déphaseur Sixe 14 déphase de 900 le signal de l'oscillateur cohérent pour produire une sortie en cosinus à partir du détecteur 13 qui traite un signal déphasé de 90 par rapport à 12 qui fournit une sortie en sinus. L'angle Q est ici l'angle de phase en NF qui sépare les oscillations cohérentes de l'énergie recue en considérant la différence de phase instantanée. Il faut noter que,théoriquement,le signal en cos Q n'est nécessaire que pour lever les ambiguités propres à la fonction sinus en ce qui concerne les multiples de 2 radians du déphasage possible da å l'effet Doppler. Les convertisseurs analogiquesdigitaux 19 et 20 servent å convertir l'amplitude instantanée du signal en un mot digital discret correspondant en fonction d'un incrément de distance. Cette procédure particulière est propre à tous les systèmes de radar Doppler digitaux et est décrite de plusieurs façons dans la littérature, y compris dans le brevet américain 5 441 930. Pour simplifier, les circuits réels d'horloge ou de base de temps des circuits digitaux de la présente invention ont été passé sous silence. Cependant, on admettra que ces fonctions de base de temps sont nécessaires aux circuits digitaux. Leur nature est tellement bien connue dans la technique logique digitale que l'on peut en faire abstraction dans les schémas des dispositifs digitaux. En fait, le codage digital des sorties des détecteurs de phase en sinus 17 et en cosinus 18 est nécessairement réalisé en temps réel. Il faut donc un taux d'éléments binaires relativement élevé. Si les incréments de distance ont au cours des périodes de répétition des impulsions successives une durée de 1 microseconde, par exemple, la cadence de mot pour le codage digital sera de 1 MHz. Suivant le type de formation des mots digitaux, la cadence d'éléments binaires nécessaire pourrait entre beaucoup plus grande. Comme il est normal dans les systèmes Doppler digitaux à élimination dtimages parasites, la fréquence de répétition des impulsions devrait être un sousmultiple synchrone de la cadence d'éléments binaires ou d'horloge mentionnée ci-dessus.Dans les incréments de distance, le codage des amplitudes au moyen de mots parallèles de dix éléments binaires constitue une approche sérieuse du problème. En pratique, dans l'état actuel de la technique, on peut réaliser en 200 nanosecondes ou moins un mot de dix ebs qui soit capable de représenter l'amplitude instantanée d'un signal à l'intérieur d'un incrément de distance avec une période de répétition dtimpulsions données. D'après ce qui précède, on voit que le signal sin Q digitalisé sur le fil 21 et le signal cos Q digitalisé sur le fil 22 contiennent une série de mots digitaux. Les mots sinus et cosinus sont deux descriptions parallèles et contemporaines de l'amplitude du signal dans chaque incrément de distance. Le calculateur d'angle 23 est essentiellement un sous-ensemble à mémoire digitale fixe dans laquelle on a enregistré les tables de sinus et de cosinus pour les déphasages considérés. En fait, ce calculateur consulte l'angle correspondant au terme digital de sinus et à celui de cosinus. Le signal de sortie de 23, également sous forme digitale, est appliqué à un petit circuit de comparaison logique dans le calculateur 23 pour éliminer les lectures d'angles ambiguës qui pourraient résulter de l'utilisation soit du terme sinus ou du terme cosinus seul. Ainsi, on obtient à la sortie 24 un signal d'angle de phase digital non-ambigu. Ce calculateur relève d'une technique bien connue de l'homme de l'art. En principe, tout système de radar Doppler digital à élimination d'images parasites implique, en quelque sorte, une comparaison entre les signaux de sortie codés d'un détecteur de phase d'une période de répétition d'impul- sions donnée et ceux de la suivante, et ainsi de suite. Le circuit de comparaison logique 27 soustrait simplement le signal Q du signal i' ou vice versa, ces signaux étant appliqués au circuit 27 soit directement par le fil 24 ou indirectement par le circuit 25 et le fil 26. Le circuit 25 apporte un retard digital long d'une période de répétition. En pratique, il est plus commode de commencer la lecture de signaux enregistrés sous forme digitale au temps d'émission de chaque impulsion successive.De cette manière, le système peut s'accommoder d'un fonctionnement à fréquence de répétition variable. Fréquemment, le circuit du rectangle 25 peut dans les systèmes Doppler digitaux comprendre deux empilages de mémoire (le terme "empilage étant souvent utilisé en ce qui concerne les mémoires à tores), un d'entre eux recevant les données au cours d'une période de répétition donnée et l'autre étant lu en ce qui concerne les données de la période précédente par le fil 26. A la sortie du circuit 27, on a un signal Q, 28 qui représente le signal différence et, donc, ne contient pas de mots digitaux correspondant aux echos fixes, quel que soit l'incrément de distance, puisqu'ils ont en principe la même amplitude codée sur les fils 21 et 22 et ainsi sont éliminés en 27. Il est important de noter que ó est en fait un terme de vitesse, c'est å dire que sa grandeur digitale est une mesure de la vitesse. La présente invention concerne d'abord les problèmes d'élimination non constante entraînés par des situations de vitesse apparente de faux échos que l'on a évoqué plus haut. Alors, le signal je en 28 contiendra beaucoup de signaux codés pour des incréments de distance où il n'y a pas de cibles mobiles réelles, mais uniquement l'apparence de mouvement de cible comme ceux qu'on a déja mentionné. Afin d'améliorer le rapport général signal-sur-bruit et d'éviter l'adaptation du système au bruit, le signal video analogique passe de 10 à travers un circuit de seuil de video 46 qui comprend aussi un détecteur d'enveloppe directe pour ramener le signal NF 10 dans la bande video. Par 46, on détermine si un signal, provenant soit de faux échos ou de cibles mobiles est assez grand pour entre considéré dans le traitement. Ainsi, quand un signal dépasse un seuil prédéterminé en 46, il est appliqué par le fil 48 à un amplificateur-limiteur 47 qui délivre une impulsion d'amplitude normalisée sur le fil 49. Cette impulsion a, à peu près, la durée d'un incrément de distance (ctest à dire comparable à la durée d'une impulsion émise) et est appliquée comme signal d'activation de porte aux portes ET 29 et 45.On verra par la suite que l'effet de ce type de déclenchement réduit l'effet du bruit et des signaux erratiques compris dans le calcul de la vitesse moyenne des faux échos. On doit considérer que la porte ET 29 est un circuit à canaux Kltiples, un canal étant prévu pour chaque eb ou digit des mots ÀQ appliqués et les fils d'interconnexion montrés étant en fait des faisceaux de fils. Quand la porte ET 29 est activée par un signal sur 49, le signal différence hS passe par la sortie 30 dans un registre à retard 31 dont le retard est de 3 incréments de distance (ou la moitiydes éléments binaires des étages du registre à décalage de sortie 54, 55, 57, 58 et 59) plus un facteur de retard variable choisi par la commande 63. Donc, les signaux en 32 sont retardés d'un certain nombre d'incréments de distance par rapport à ceux de 30. La raison de ce retard deviendra évidente quand on aura expliqué le rôle du circuit 51. On verra aussi par la suite pourquoi choisir une valeur particulière de retard en 31. La porte ET 33 quand elle reçoit par le fil 52 le signal quantifiée du circuit à registre de décalage et détecteur logique 51, fait passer le signal de sortie retardé en 32 vers le fil 65 pour chaque incrément de distance. Le fil 30 a une dérivation vers la borne + d'un accumulateur-compteur-décompteur 37 et également vers un registre à retard d'échantillon de faux échos 34. Ce circuit 34 est soumis à un réglage jumelé d'une commande de réglage représentée symboliquement en 62 et contrôlant également le diviseur 39. Par le réglage de 62, on choisit la capacité totale en incréments de distance du registre 34. Pour des raisons de commodité et de simplicité des circuits, il vaut mieux que ce choix puisse s'opérer en progression digitale. Ainsi, le registre 34 aura une capacité de 2, 4, 8, 16, 32, etc., incréments de distance ou éléments binaires. Le diviseur 39 divise le signal de sortie de l'accumulateur 37 appliqué par 38 par le même facteur pour opérer la moyenne. A noter que le fil 40 transmet le signal de différence moyenne AS moyen. Ledit réglage du registre 34 correspond au choix de la partie de la période de répétition d'impulsions pendant laquelle on va effectuer réellement la moyenne de la vitesse des faux échos, comme ce circuit 34 en est capable. Ainsi, par exemple, si on a choisi 32 incréments de distance pour l'échantillon de faux échos, le diviseur devra au même moment être réglé pour diviser par 32. Bien que l'on ne l'ait pas montré, il faut comprendre que le fonctionnement du circuit 34 pourrait aussi être conditionné angulairement, si on utilisait la présente invention en relation avec un système de radar à balayage angulaire. Le calcul de la moyenne des faux échos pourrait donc étre réservé à un angle prédéterminé et une partie de couronne prédéterminée correspondant aux 32 incréments de distance choisis (par exemple).La division par 2, 4, 8, etc., dans le circuit 39 est particulièrement facile dans un dispositif digital puisqu'elle peut titre simplement réalisée par décalage du poids des ebs. Le signal 35 appliqué à la borne de comptage de 37 est indépendant de la durée de l'échantillon de faux échos en 34, alors que le signal de décomptage appliqué par 36 dépend du signal retardé 65 et du signal provenant de 34 par 66. En ce qui concerne la génération de ce signal en 36 destiné à entre décompté dans 37, on doit revenir au registre.à retard 31. Là, sont introduits un retard fixe égal à trois incréments de distance, plus un retard variable qui est fonction de la position relative en distance d'un ou de plusieurs véritables échos mobiles et de la surface des faux échos mobiles à considérer au meme moment. Le retard de trois incréments sert à centrer un véritable écho dans le registre à décalage logique de 51, ce qui sera expliqué plus loin. Le retard variable est obtenu à partir du bouton de commande 63 et est couplé au registre à retard variable 53 qui introduit un retard égal à une fraction (telle que 1/2) du réglage de retard de 31. La porte ET 33s? qui laisse passer les signaux codés retardés de 32 vers l'additionneur 64, fonctionne pendant les incréments de distance où un véritable écho a été identifié et est présent en 52 étant donné la réaction de 52 vers 33. On verra que l'additionneur 64 commande l'entrée de décomptage de 37 suivant la somme des mots en 65 et 66. D'après ce qui précède, on a un signal moyen be en 40, après division dans 39 par le nombre d'incréments concernés dans l'échantillon pris en 34. Ce signal de sortie en 40 peut alors être soustrait (incrément par incrément) de la moyenne codée G provenant du fil 28. Les deux signaux précédents se et moyen sont à nouveau appliqués à un circuit de soustraction 41. Ce circuit doit être considéré comme un circuit complet de soustraction digitale délivrant un signal de sortie ou mot différence en 42 et qui est la différence binaire entre ses deux entrées. On comprendra que le signal sur le fil 40, étant un nombre correspondant à la vitesse moyenne de la bande d'échantillon de faux échosJsera inféricur à l'information donnée par le signal véritable instantané du fil 28. Donc, les mots de code de signal véritable ont des valeurs plus grandes à la sortie de différence 42 et passent à travers le circuit à seuil 43 monté pour arrêter les valeurs de se moyen. Ainsi, on obtient l'élimination des signaux de vitesse moyenne des faux échos, mais non celle des mots de plus grande valeur correspondant au retour d'écho sur des cibles mobiles véritables. Il faut noter que le circuit à seuil digital 43 a la nature d'un circuit de décision et, en ce point, le caractère fondamental des signaux change. Alors que jusqu'au circuit 43, les signaux ont eu une forme entièrement codée, les signaux en 44 ne représente qu'une décision par tout ou rien (présence ou absence de signal) pour chaque incrément. Donc, la porte 45 ET est un simple dispositif à coIncidence de canal délivrant une sortie pour chaque signal de véritable écho mobile dans l'incrément de distance correspondant, via le fil 50. On comprendra mieux en relation avec la Fig. 2 comment on obtient le signal de sortie quantifié en 52 à partir des signaux sur le fil 50 dans le circuit 51 à registre à décalage et détecteur. Dans la Fig. 2, la succession des identités de signal woUI" et "MOP est appliquée par le fil 50 au registre à décalage formé des bascules 54, 55, 56, 57, 58 et 59. Ce registre à décalage fonctionne, d'une manière conti nu4pendant chaque période de répétition d'impulsions en décalant dans le temps ou de la droite vers la gauche d'un étage par incrément de distance l'infor- mation appliquée, que le signal soit présent ou non. Les circuits de base de temps (horloge) ne sont pas montrés, mais comme il est connu dans la technique sont nécessaires pour réaliser le décalage. Permettant une séparation nominale en distance entre les véritables échos voisins, on verra que les six bascules de ce registre à décalage sont capables d'identifier un écho véritable en se basant sur sa présence dans un ou deux incréments de distance voisins et son absence dans deux incréments de chaque coté du ou des premiers. Comme un signal peut chevaucher sur des incréments voisins, il peut entre compté comme présent dans deux incréments voisins par les codeurs 19 et 20 bien qu'il n'ait pas une durée supérieure à celle d'un incrément. On notera que six incréments voisins commençant par deux ne contenant pas de signal, ce qui correspond à Passent à travers le registre vers les bascules 54 et 55. S 'ils sont, par exemple, suivis par un ou deux incréments contenant un signal véritable, au moins l'un des deux circuits 56 et 57 a une sortie Q. De même, les deux bascules arrières 58 et 59 présentent des sorties Q avec la meme hypothèse. gelant et à chaque fois que cette situation existe les signaux Q de 56 et 57 ou/l'un ou l'autre passent à travers le circuit additionneur ou circuit OIJ 60 vers le circuit ET 61 à cinq entrées. Le circuit 61 est réalisé de manière que les cinq entrées simultanées dans l'ordre logique indiqué produisent un signal de sortie d'affirmation en 52 pendant chaque incrément au cours duquel le signal réel est présent. On voit bien maintenant qu'un retard de centrage de trois ebs introduit par le circuit 31 est nécessaire afin de permettre à un véritable signal de passer à travers le registre 51 dans les positions centrales (au moins la position de la bascule centrale 57) pendant la durée de ce retard. On peut dire que le circuit décrit cidessus s'adapte lui-mEme ou apprendra court terme et élimine d'une manière convenable les faux échos mobiles dans la bande correspondant à l'échantillon de faux échos. L'homme de l'art trouvera au moins un, et normalement plus d'un dispositif digital convenable, pour remplir la fonction de chacun des blocs représentés sur les figures. Evidemient, tous les circuits peuvent être réalisés en circuits solides tels que des circuits intégrés. Tous les composants digitaux représentés sont des dispositifs connus, particulièrement dans la technique des calculateurs digitaux. Bien que la présente invention ait été décrite en relation avec un exemple particulier de réalisation, il faut comprendre que ladite description n'a été faite qu'à titre d'exemple et ne limite pas la portée de l'invention. REVENDICATIONS 1) Système de radar digital à impulsions à effet Doppler comprenant des moyens pour coder en valeur digitale les signaux d'échos reçus d'une manière discrète au cours de chacunSd'une série d'incréments de distance de durées relativement courtes, dont chacun à une position de distance fixe dans les périodes de répétition successives dudit système de radar, lesdits moyens de codage convertissant lesdits signaux reçus en grandeurs digitales, fonctions de la vitesse de variation de l'angle de phase Doppler des signaux reçus dans chacun desdits incréments, et des .yens pour faire la différence desdits signaux digitaux codés entre les périodes de répétition voisines pour éliminer les signaux ne présentant pratiquement aucune variation de phase de signal d'écho, ledit système de radar étant caractérisé en ce qu'il comprend aussi: - des moyens pour échantillonner une bande prédéterminée desdits incréments de distance pendant des périodes de répétition successives pour déterminer un facteur moyen proportionnel à la vitesse moyenne des cibles mobiles dans cette bande, et - des moyens pourfen fonction dudit facteur moyen, produire un signal de sortie quantifié pendant chaque incrément chaque fois qu'une vitesse de signal dépasse ladite vitesse moyenne dans ladite bande. 2) Système de radar suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend aussi des moyens pour, au moyen dudit signal de sortie quantifié, empecher d'inclure la valeur codée des véritableséchoe dans ledit échantillonnage, afin d'exclure les signaux d'échos véritables de la détermination dudit facteur moyen. 3) Système de radar suivant la revendication 2, comprenant un émetteur et un récepteur hyperfréquences uec un mélangeur et un oscillateur cohérent, caractérisé en ce qu'il comprend: - un premier détecteur de phase recevant des signaux dudit mélangeur et dudit oscillateur cohérent pour produire un premier train de signaux comprenant des signaux d'échos fixes et d'échos mobiles modulé:: à la fréquence Doppler en fonction de la cible mobile correspondante, - un déphaseur pour déphaser le signal dudit oscillateur cohérent, - un second détecteur de phase recevant des signaux dudit mélangeur et dudit déphaseur pour produire un second train de signaux comprenant des signaux d' échos fixes et d'échos mobiles modulés à la fréquence Doppler en fonction de la cible mobile correspondante, - un premier et un second codeurs digitaux pour coder l'amplitude instantanée des signaux de sortie desdits premier et second décodeur dans chaque incrément pour engendrer des premier et second trains de signaux video codés, - des moyens recevant lesdits premier et second trains de signaux video codés pour produire un troisième train de signaux digitaux représentant l'angle de phase de l'écho correspondant auxdits premier et second trains de video codés, représentant l'un le sinus et l'autre le cosinus dudit angle de phase, - des moyens de comparaison recevant le dit troisième train pour produire un quatrième train ne contenant pratiquement que la différence digitale entre le troisième train d'unepériode de répétition et celui de la suivante, - un accumulateur-compteur-décompteur digital recevant ledit quatrième train pour en faire l'accumulation digitale, et des moyens d'échantillonnage pour appliquer ledit quatrième train audit accumulateur pour réduire l'accumulation sur une bande d'échantillon prédéterminée desdits incréments, - un diviseur recevant le nombre digital dudit accumulateur pour le diviser par le nombre desdits incréments de ladite bande d'échantillon, afin d'obtenir une moyenne digitale représentant la vitesse moyenne des cibles mobiles dans ladite bande, - un soustracteur pour soustraire le signal de sortie dudit diviseur dudit quatrième train, et un circuit à seuil digital recevant le signal de sortie dudit soustracteur pour éliminer les valeurs des signaux qui ne dépassent pas une valeur prédéter- minée, et des moyens de détection recevant le signal de sortie dudit circuit à seuil pour produire un signal de sortie quantifié pour chaque incrément pendant lequel un signal passe à travers ledit circuit à seuil, à condition que ledit signal soit précédé et suivi d'un nombre prédéterminé d'incréments où le signal de sortie dudit circuit à seuil est nui. 4) Système de radar suivant la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits moyens de détection comprennent un registre à décalage avec un nombre prédéterminé d'étages de bascules, un étage d'entrée recevant le signal de sortie dudit circuit à seuil, ledit signal étant décalé à travers lesdits étages dudit registre à la cadence de celle desdits incréments, et des moyens de décision fonctionnant pour détecter l'état du signal dans l'étage central du registre,précédé et suivi par un nombre prédéterminé d'étages ne contenant pas de signal. 5) Système de radar suivant la revendication 4, caractérisé en ce que ledit registre a six étages, que l'étage central est l'un au moins desdits troisième et quatrième étages et que les étages sans signal sont le premier, le second, le cinquième et le sixième, les états de signal ou de non présence de signal étant définis par les sorties Q et Q. 6) Système suivant la revendication 5, caractérisé en ce que ledit moyen de décision est un circuit à six entrées dont les entrées sont directe ment reliées une à une aux sorties correspondantes de chacun desdits étages dudit registre. 7) Système de radar suivant la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit à retard entre lesdits moyens de comparaison et ledit accumulateur digital pour retarder ledit quatrième train d'un temps au moins égal à la durée dudit nombre prédéterminé d'incréments pendant lequel ledit circuit de seuil a un signal de sortie nul précédant un signal réel à la sortie dudit circuit à seuil. 8) Système de radar suivant la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de retard suivant la revendication 7, dont le retard est au moins de deux durées d'incréments. 9) Système de radar suivant la revendication 8, caractérisé en ce que lesdits incréments ont chacun une durée égale à celle de l'impulsion émise par le radar. 10) Système de radar suivant la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour commander l'entrée dudit accumulateur et celle des moyens d'échantillonnage pour les faire fonctionner uniquement pour des incréments dans lesquels un signal est présent dans la video analogique non traitée avant lesdits premier et second détecteurs de phase.