Brevet FR2138206A1 — publié le 19730105

La présente invention se rapporte à un calculateur analogique de quotient, plus particulierement prévu pour le traitement des signaux d'un radar Doppler monopulse. On connait un certain-nombre de circuits permettant de réaliser la division de deux quantités X et Y et, en particulier, celui décrit dans le brevet français 1 537 166. Dans le circuit décrit dans ce brevet, les signaux X et Y modulent en amplitude deux trains de signaux rectangulaires (ou sinusoldaux) en quadrature de phase puis les signaux obtenus sont appliqués à un mélangeur linéaire fournissant la somme et la différence de ces signaux. Le déphasage de ces signaux somme et différence est proportionnel au quotient recherché pour des valeurs relativement faibles de ce quotient et est mesuré par détection de phase. Mais un tel diviseur est relativement complexe et est couteaux. On peut également utiliser pour effectuer des divisions un multiplicateur analogique dans une boucle de réaction. Mais de tels systemes ne sont pas suffisamment stables. Une autre solution connue consiste à utiliser les logarithmes des quantités X et Y et à en faire la différence, puis a prendre l'exponentielle du résultat pour obtenir la valeur du quotient. Cependant, dans le cas d'un radar Doppler cohérent à impulsions à lobes croisés simultanés, appelé aussi radar monopulse, les signaux dont on doit faire le quotient sont les signaux des voie, Différence D c-t: Somme S. Or, ces signaux sont, pour un objectif mobile, des signaux sinusoldaux à la fréquence Doppler caractéristique de la vitesse radiale de l'objectif et d'autre part le signal D s'annule ou est voisin de zéro lorsque l'axe de l'antenne est dirigé sur l'objectif ou fait un angle faible avec la direction de l'objectif. C'est dans ces cas que l'on doit effectuer la mesure du quotient D/S avec précision et les diviseurs classiques conviennent mal. La présente invention a donc pour objet un calculateur analogique de quotient simple, de fonctionnement instantané et précis pour les faibles valeurs de quotient. Le calculateur analogique de quotient selon l'invention permettant de faire le quotient entre deux signaux alternatifs D et S de même fréquence est caractérisé en ce qu'il comprend des circuits additionneurs pour faire la différence S - Cf D et la somme S + CC D des signaux d'entrée, a étant un coeffi- cient de proportionnalité, deux amplificateurs logarithmiques fournissant respectivement les logarithmes de la différence et de la somme, un circuit de soustraction desdits logarithmes et un filtre passe-bas connecté audit circuit de soustraction pour éliminer les composantes à la fréquence des signaux S et D. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaî tront à l'aide de la description ci-après et des dessins joints où - la figure 1 est un diagramme des variations des amplitudes des signaux des voies somme et différence d'un radar monopulse; - la figure 2 est un schéma de principe du calculateur de quotient selon l'invention; - la figure 3 représente une variante préférée du calculateur selon l'invention; et les figures 4 et 5 représentent des diagrammes de signaux dans le calculateur selon l'invention. L'invention sera décrite, sans que cela soit limitatif, dans le cadre de son utilisation dans un radar monopulse. Dans un radar monopulse, à la sortie des extracteurs (c'est-à-dire des circuits comprenant sélecteurs en distance et filtres Doppler) qui suivent les détecteurs de phase des voies somme et différence, on obtient respectivement les signaux s(t) = S.f(t) et d(t) = D.f(t). La fonction f(t) plus ou moins complexe dépend de la nature de l'écho reçu : dans le cas d'un écho mobile simple, cette onde est une sinusoïde à la fréquence Doppler correspondant à la vitesse radiale D de l'objectif vis- -vis de l'antenne du radar. Le rapport DS = p , qui peut être positif ou négatif suivant la position angulaire de l'objectif par rapport à l'axe de l'antenne, est significatif de l'écart en gisement de l'écho par rapport à cet axe. La figure 1 représente le diagramme des variations des amplitudes S et D en fonction de l'écart angulaire de de l'objectif avec l'axe de l'antenne. Comme il est bien connu, le signal D est soit en phase, soit en opposition de phase ( 9 = It ) avec le signal somme suivant que l'objectif se trouve d'un coté ou de l'autre de l'axe de l'antenne. On voit que le signal D s'annule pour un écart angulaire nul. Sur la figure 2, on a représenté le schéma de principe du calculateur analogique de quotient selon l'invention. Les signaux s(t) et d(t) sont envoyés aux entrées d'un circuit addi- - tionneur 2 et d'un circuit de soustraction 1. Les signaux de sortie v(t) et u(t) de ces circuits sont envoyés respectivement à deux circuits amplificateurs logarithmiques 4 et 3 dont les signaux de sortie sont appliqués à un circuit de soustraction 5 suivi d'un filtre passe-bas 6 fournissant le signal q. Ce filtre élimine les composantes alternatives à la fréquence de l'onde f(t), c'est-à-dire aux fréquences Doppler. Le fonctionnement est le suivant en se reportant également à la figure 4. Les circuits 1 et 2 fournissent les signaux u(t) = s(t) - d(t) = (S - D) . f(t) v(t) = s(t) + dit) = (S + D) . f(t). Ces signaux sont appliqués à des amplificateurs logarithmiques 3 et 4 à très large gamme dynamique par exemple de l'ordre de 60 dB. De tels amplificateurs sont décrits, par exemple, dans l'article "New log amp cascades to desired range" de Richard S. Hughes, paru dans la revue "Electronic Design" du 25 Octobre 1969, pages 86 à 89, ou dans le rapport d'application nO 34 de la société Texas Instruments France intitulé "L'amplificateur logarithmique SN 5631 et SN 7631 N" par Jean Cholet. De tels amplificateurs présentent une courbe de variation de la tension de sortie U en fonction de la tension d'entrée E qui est logarithmique sur une large gamme de valeurs de E. Dans une petite gamme de valeurs (par exemple 20 dB) autour de la valeur zéro, la variation n'est plus logarithmique mais sensiblement linéaire.En effet, chaque élément amplificateur juxtaposé 'fournit un signal variant comme une tangente hyperbolique de la tension d'entrée. Cependant, on choisit l'amplification des signaux s(t) et d(t) avant utilisation par le circuit selon l'invention de façon telle que la zone de 20 dB entourant l'origine corresponde au niveau de bruit du radar et ne soit donc pas utilisée (zone hachurée de la figure 4). Les amplificateurs logarithmiques 3 et 4 fournissent les signaux U(t) = log u(t) = log (S - D) + log f(t) V(t) = log v(t) = log (S + D) + log f(t). Après soustraction dans le circuit 5 et filtrage par le circuit 6, on obtient S-D q = U(t) - V(t) = log S + D q = log Si p q rV log (1 - 2p) = log10 e . Log (1 - 2 p) q - log10 e . (- 2p) (1). Pour de faibles valeurs de p , on peut donc assimiler la courbe logarithmique représentative de q à une droite d'équation (1). On voit donc que pour de faibles valeurs de p , le signal de sortie q est proportionnel au quotient P = D recherché. Cependant la gamme de valeurs de p pour laquelle S cette approximation est suffisamment précise est, dans le cas du calcul d'écart angulaire pour un radar monopulse, trop faible en général pour couvrir la gamme d'écarts angulaires qu'il est nécessaire de pouvoir calculer. Aussi, selon l'invention, on utilise de préférence le circuit modifié de la figure 3. Dans cette variante, le signal d(t) est envoyé à un atténuateur 7 qui fournit un signal .d(t) aux circuits 1 et 2. Cela étant, les signaux à la sortie des circuits 1 et 2 sont u'(t) = s(t) - . d(t) = (S - D) . f(t) v' (t) = s(t) + X .d(t) = (S ta D) . f(t). D'où : q' = log S - &alpha;D/S + &alpha;D = log (1 - 2 &alpha;#/1 + &alpha;#). Cette fonction est représentée par la courbe B de la figure 5. Si &alpha;# # 1, on a: q' # log10 e . (-2 &alpha;#) qui est représenté par la droite A de la figure 5. On constate que si p ne dépasse pas 0,5, l'erreur commise en assimilant la courbe B à la droite A est inférieure à 8 %. En pratique, le rapport p à mesurer de l'amplitude des deux ondes délivrées par le radar ne dépasse pas 2, ce qui correspond par exemple à un écart angulaire de 40. On peut donc choisir pour &alpha; la valeur 0,25 si l'on veut rester en-dessous de l'erreur limite de 8 %. Cette valeur d'erreur diminue d'ailleurs très vite lorsque p diminue (inférieure à 1,5 % pour &alpha;# = 0,2). Bien entendu, les exemples de réalisation décrits ne sont nullement limitatifs de l'invention et, en particulier, le calculateur de quotient selon l'invention peut être utilisé dans d'autres domaines que le radar. Revendications 1. Calculateur analogique du quotient de deux signaux alternatifs S.f(t) et D.f(t) caractérisé en ce qu'il comprend des circuits sommateurs pour fournir la somme S.f(t) + D.f(t) et la différence S.f(t) - a D.f(t), étant un coefficient de proportionnalité, deux amplificateurs logarithmiques fournissant le logarithme respectivement de ladite différence et de ladite somme, un circuit de soustraction effectuant la différence entre ces deux logarithmes et un filtre passe-bas pour éliminer, dans le signal résultant fourni par le circuit de soustraction, les composantes à la fréquence de l'onde f(t). 2. Calculateur selon la revendication 1 utilisé pour un radar Doppler monopulse, les signaux S.f(t) et D.f(t) étant respectivement les signaux des voies Somme et Différence du radar, caractérisé en ce que le coefficient est choisi inférieur à 1.