Brevet FR2102274A1 — publié le 19720407

t 2102274 La présente invention concerne les systèmes de réception radio en diversité, répondant à des ondes porteuses modulées angulairement et,plus particulièrement, un système de réception radio en diversité du type à combinaison de prédétection. 5 L'une des difficultés rencontrées par les systèmes radio pour les commu nications à longue distance est l'affaiblissement regardé généralement comme résultant de l'interférence,au système de .réception entre les ondes radio émises qui ont suivi des trajets de longueur réelle différente. Ici, cette difficulté de phase a été attaquée par diverses formes de systèmes en diversité 10 tels les systèmes à diversité d'espace, à diversité de fréquence, à diversité de temps ou bien à diversité d'angle, tels que ceux décrits dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique N° 3 195 0^9- La diversité a reçu un très large succès, en particulier avec les systèmes actuels de communication à diffusion troposphérique à longue distance. Par 15 suite de la faiblesse des signaux s'affaiblissant rapidement, inconvénient propre aux conditions de la diffusion troposphérique, ces systèmes utilisent des techniques de modulation qui engendrent un réhaussement du rapport signal sur bruit, tel que cela est obtenu avec les techniques à modulation de fréquenc en conjonction avec la réception en diversité, pour réaliser des communications 20 fiables à haute qualité. Une technique pour fonctionner sur des signaux à modulation de fréquence dans un récepteur à diversité a été désignée par "Technique de sélection de fréquence". Avec ce type de technique de réception, le plus fort des deux signaux est reçu et le plus faible des deux signaux est rejeté. On a trouvé 25 que ce type de technique de réception ne procure pas autant d'avantages quand on le compare aux techniques de combinaison de prédétection, étant donné que deux des canaux d'un système à diversité double, ou bien tous les canaux du système de réception en diversité multiple, contribuent à un signal de sortie combiné à fréquence intermédiaire, engendrant tin avantage dans les systèmes 30 de communication du type à diffusion troposphérique à longue distance. Un exemple de système à combinaison de prédétection à fréquence intermédiaire est appelé système de combinaison à "gain égal". Dans ce système, les signaux à fréquence intermédiaire sont engendrés pour avoir des fréquences telle égales, et pour avoir une relation de phase/que les signaux à fréquence inter-35 médiaire peuvent être combinés en phase et au même niveau relatif qu'ils sont reçus. Le signal de sortie du combinateur, c'est-à-dire le signal commun à fréquence intermédiaire, est utilisé pour engendrer un signal à commande automatique de gain, qui est appliqué en commun aux amplificateurs à fréquence intermédiaire du récepteur en diversité, afin d'assurer un signal commun à U0 fréquence intermédiaire, à amplitude constante, à la sortie du combinateur. 71 29719 2 2102274 Une autre réalisation encore de système à combinaison de prédétection, est appelée système de combinaison à "rapport maximal" ou bien "à rapport carré", qui est le système à combinaison de diversité le plus efficace, offrant le plus grand potentiel pour une bonne fiabilité de réception des signaux. 5 Ce type de technique de combinaison est semblable à la combinaison à gain égal, sauf en ce qui concerne le procédé de commande du gain pour chaque signal prédétecté à fréquence intermédiaire. La combinaison à gain égal nécessite que le gain relatif pour chaque signal prédétecté à fréquence intermédiaire, soit le même, tandis que la combinaison à rapport maximal nécessite que le 10 gain de chaque signal prédétecté à fréquence intermédiaire soit proportionnel au niveau du signal lui-même. Dans le signal de sortie commun' fréquence intermédiaire résultant, le signal le plus faible est commandé pour contribuer selon une quantité proportionnellement plus faible de lui-même que le signal le plus fort du signal de combinaison. La tension commune à commande automa-15 tique de gain de la technique de combinaison à gain égal est- encore utilisée dans le montage à .combinaison à rapport maximal, afin de' maintenir le rapport correct des signaux à fréquence intermédiaire à l'entrée du combinateur. Dans le "brevet français n° 70 07538 déposé le 3 mars 1970 par la demanderesse, il est décrit un système de réception en diversité à gain égal, avec 20 amortissement du bruit, appelé également dans la suite du texte "squelch". Dans ce système de réception, une diode est montée dans chacun des trajets de signaux avant la combinaison, les diodes étant sous la commande d'un circuit de squelch, qui répond au signal à commande automatique de gain et au rapport relatif des porteuses des deux signaux à fréquence intermédiaire. Les diodes 25 de squelch ne délivrent pas d'atténuation quand les rapports relatifs des porteuses sont inférieurs à une valeur prédéterminée et la diode de squelch (amortissement),associéè avec le signal le plus faible à fréquence intermédiaire, délivre une atténuation substantielle quand l'un des rapports relatifs des porteuses est égal ou est supérieur à la valeur prédéterminée. Ce montage 30 engendre un fonctionnement à rapport presque maximal. Le brevet des Etats-Unis d'Amérique, mentionné ci-dessus, met en évidence les divers avantages des techniques de combinaison de prédétection avec l'avantage essentiel d'accroître la probabilité que le seuil du récepteur soit dépassé pendant un plus grand pourcentage de temps, ce qui améliore la 35 fiabilité des communications. La présente invention a pour objet dè proposer un autre type de système de réception en diversité, à combinaison de prédétection. L'invention a encore pour objet de proposer un système de réception en diversité pour combiner pratiquement en phase une pluralité de signaux à 1*0 modulation de fréquence, utilisant les techniques de combinaison à rapport 71 29719 3 2102274 —ri—1. La présente - invention a encore pour objet de proposer un système de réception en diversité du type à combinaison à rapport maximal qui est obtenu en modifiant la combinaison à gain égal avec le montage de circuit d'amortisse-5 ment de bruit (squelch) des signaux décrits dans le brevet français susmentionné. Selon l'invention, le système de réception en diversité du type à combinaison de prédétection est caractérisé en ce qu'il comporte : - n sources de signaux, les signaux de chacune des sources ayant une relation 10 de phase aléatoire les uns par rapport aux autres, n étant un nombre entier supérieur à un ; - des premiers moyens, couplés aux sources, pour délivrer n signaux à fréquence intermédiaire présentant chacun la même fréquence ; - n moyens de commande de gain, couplés chacun aux premiers moyens répondant 15 à un signal différent à fréquence intermédiaire ; - n moyens à impédance variable, couplés chacun à un moyen différent de commande de gain ; - des seconds moyens, couplés aux moyens de commande de gain, pour combiner linéairement les signaux à fréquence intermédiaire ; 20 - des troisièmes moyens, couplés à la sortie des seconds moyens, à la sortie de chacun des moyens de commande de gain et aux premiers moyens, pour faire varier la relation de phase des signaux à fréquence intermédiaire afin de rendre le signal à fréquence intermédiaire en phase avec les signaux de sortie des premiers moyens ; 25 ~ des quatrièmes moyens, couplés à la sortie des seconds moyens pour engendrer un signal de commande, pour un couplage à chacun des moyens de commande de gain, afin de commander l'amplitude de chacun des signaux à fréquence intermédiaire, pour engendrer un signal à amplitude constante à la sortie des seconds moyens ; 30 - des cinquièmes moyens, couplés à la sortie de chacun des moyens de commande de gain et de chacun des moyens à impédance variable, pour commander l'impédance de chacun des moyens à impédance variable afin d'engendrer une addition de signaux selon une loi quadratique ; " - des sixièmes moyens, couplés à chacun des moyens à impédance variable, pour 35 combiner les signaux à fréquence intermédiaire et engendrer un signal de sortie à fréquence intermédiaire, combiné, à rapport maximal pour le système. D'autres caractéristiques de l'invention ressortiront de la description détaillée ci-dessous. Bien entendu la description et le dessin ne sont donnés qu'à titre indicatif et nullement limitatif de l'invention. IjO La figure 1 représente de manière synoptique un système de réception en 71 29719 i> 2102274 diversité double, utilisant la technique de combinaison à rapport maximal, selon les principes de la présente invention. La figure 2 est une courbe des différences de niveau de porteuse détectées illustrant comment les tensions de commande, pour les diodes à impédance 5 variable du circuit de commande à courant continu de la figure 1, sont engendrées. La figure.3 est une courbe illustrant la variation d'impédance dynamique pour 'une diode dénommée commercialement Solitron MS 7330, qui peut être utilisée comme diode à impédance variable de la figure 1. 10 La figure U est une courbe illustrant l'amélioration de diversité obtenue par les techniques de combinaison de la présente invention. La figure 5 est une courbe illustrant la variation du signal de sortie combiné, à rapport maximal, selon les principes de la présente invention. La figure 6 représente, de manière synoptique, un exemple de réalisation 15 d'un système de réception en diversité à combinaison de prédétection, selon les principes de 3,a présente invention, auquel sont appliqués plus de deux signaux en diversité. En se référant à la figure 1, il y est représenté un système de réception en diversité mettant en oeuvre une technique de combinaison à rapport maximal, 20 selon les principes de l'invention, pour un système de réception en diversité double. Deux signaux en diversité, à fréquence intermédiaire f, et fn, sont A D dirigés sur des canaux de signaux en diversité séparés. Les deux signaux en diversité f^ et fg présentent une fréquence radio particulière, dépendant du type de technique de diversité utilisé. Les types de techniques de diversité 25 qui peuvent engendrer' les signaux en diversité f et f sont pleinement A O décrits dans le brevet français mentionné ci-dessus. Les deux signaux en diversité f et f sont appliqués à deux canaux A o séparés dont chacun comporte un mélangeur 1, une source oscillatrice 2 à fréquence variable, et un amplificateur à fréquence intermédiaire 3, avec commande auto- 30 matique de gain. La condition imposée aux mélangeurs 1 et 1' avec leurs sources oscillatrices 2 et 2' réside dans la délivrance de deux signaux à fréquence intermédiaire f\f ayant la même fréquence pour être appliqués aux amplificateurs 3 et 3' à fréquence intermédiaire. Si les signaux à fréquence radio f et f ' A B sont de fréquence différente, comme cela serait le cas dans un système en 35 diversité de fréquence, les fréquences fLQft et f^^ seraient différentes, afin d'engendrer le même signal de sortie -i fréquence intermédiaire, en provenance des mélangeurs 1 et 1*. Les signaux et Cà fréquence intermédiaire sont ensuite couplés à un circuit 1* à commande de phase et à commande automatique de gain, qui comporte un amplificateur 5 à fréquence intermédiaire U0 pour chacun des signaux et C^. Les signaux de sortie des amplificateurs r,oPY 71 29719 5 5 et 5' sont combinés linéairement sur le conducteur 5a et utilisés.conrae signal de référence pour les comparateurs de phase 6 et 6' . Le signal de référence commun à fréquence intermédiaire est couplé par l'intermédiaire des amplificateurs 7 à fréquence intermédiaire et des lignes à retard 8, avant 5 d'être appliqué au comparateur 6. L'autre entrée du comparateur 6 est couplée à la sortie de l'amplificateur 3, et l'autre entrée du comparateur 6' est couplée à la sortie de l'amplificateur 3'. Les comparateurs 6 engendrent des signaux de commande de phase, qui sont couplés aux sources oscillatrices 2, afin de faire varier la relation de phase des deux signaux à fréquence inter-10 médiaire délivrés par les mélangeurs 1, à mettre en phase à leur sortie, pour une combinaison en phase sur le conducteur 5a et à la sortie 9 où le signal à fréquence intermédiaire combiné à rapport maximal est présent. Les lignes à retard 8 sont prévues pour compenser les déphasages dans les autres composants du circuit, dans les trajets de signaux, afin que le 15 signal de référence et le signal associé à fréquence intermédiaire, soient disposés dans une relation de phase à 90° quand les signaux à fréquence intermédiaire sont en phase. Sous cette condition, la commande de phase provenant du comparateur 6 est nulle. Le détecteur 27, à commande automatique de eain, est couplé au conducteur 20 5a pour engendrer un signal de commande commun à commande automatique de gain, r pour les amplificateurs 3, afin d'assurer un signal commun à fréquence intermédiaire, à amplitude constante, sur le conducteur 5a. Le conducteur 28 interconnecte les points de circuit communs dans les amplificateurs 3, afin de compenser les variations de circuit dans ces amplificateurs, et en particu-25 lier, les variations de circuit dues aux variations de température. Les signaux et à fréquence intermédiaire sont également couplés à un circuit de commande à courant continu 10. Le signal à fréquence intermédiaire est également couplé par l'intermédiaire d'un amplificateur 11 à fréquence intermédiaire, et d'un condensateur d'isolement 12 à courant 30 continu à l'électrode d'entrée de la diode à impédance variable. Le signal Cg à fréquence intermédiaire est également couplé, par l'intermédiaire de l'amplificateur 13 à fréquence intermédiaire, et du condensateur 1h, à isolement en courant continu, à l'électrode d'entrée de la diode 5 impédance variable. Les électrodes de sortie des diodes et sont couplées à la 35 sortie cor^r.une 9, par l'intermédiaire d'un condensateur 1S à isolement en courant continu. continu Le circuit 10 de commande à courant/comporte une tension de référence -V^, couplée par l'intermédiaire d'une résistance 16, à l'électrode de sortie des diodes et DEn outre, un détecteur de pointe positive 17 est couplé ItO pour répondre au signal à fréquence intermédiaire, et un détecteur de 2102274 COPV 71 29719 6 2102274 pointe négative 18 est couplé pour répondre au signal à fréquence intermédiaire. Les signaux de sortie des détecteurs 17 et 18 sont combinés algébriquement dans une résistance 19» ce résultat combiné algébriquement étant amplifié dans l'amplificateur 20 pour engendrer une tension de commande , 5 qui est couplée, par l'intermédiaire de la résistance 21 à l'électrode d'entrée de la diode D1, afin de régler l'impédance de la diode qui est proportionnelle à la différence entre les niveaux des porteuses (C^ - C^). Le circuit 10 comporte également un détecteur de pointe positive 22, répondant au signal à fréquence intermédiaire C^, et un détecteur de pointe 10 négative 23, répondant au signal à fréquence intermédiaire C ^. Les signaux de sortie des détecteurs 22 et 23 sont combinés algébriquement sur la résistance 2k, et la tension continue résultante est amplifiée par l'amplificateur 25 pour engendrer une tension de commande destinée à être couplée, par l'intermédiaire de la résistance 26, aux électrodes d'entrée de la diode à impédance 15 variable Dg. Ainsi, l'impédance de la diode Dg est réglée de manière à être proportionnelle à la différence entre les niveaux des porteuses (C2 - C-j ) • La description suivante est destinée à démontrer mathématiquement que les signaux combinés à fréquence intermédiaire, à la sortie 9» sont combinés selon une loi quadratique sur une base à rapport maximal.-20 La combinaison à rapport maximal diffère dès autres techniques à combi naison de prédétection seulement par la manière selon laquelle le gain du signal, pour chaque canal à diversité, est commandé avant d'être combiné pour une utilisation dans le reste du récepteur. L'équation (1) représente le rapport combiné, porteuse sur bruit, pour 25 n'importe quel système.à combinaison de prédétection avec (n) canaux à diversité : C K,C, + K_C0 + ...K C (1) o= 1 1 2 2 n n 35 M° \/ (K2»2)2 + ...(KnHn>2 30 dans laquelle : C1 Cg Cn représentent les niveaux des signaux des porteuses reçues ; Ng Nn représentent les niveaux de bruit des canaux à diversité ; Kg représentent les gains des signaux des canaux à diversité. Pour la combinaison à rapport maximal à prédétection, les gains des canaux individuels (Kn) sont proportionnels au niveau du signal des porteuses (C^) dans ce canal. L'équation (1) pour deux canaux en diversité (n=2) se réduit à : 2 2 Co=C1 + C2 N o U0 ^(c^)2 + (C2N2) 2 \ 71 29719 2102274 T Si K1 = Kg,ce qui est habituellement le cas : C_ =N/Cl2 + C02 (2) = V _1 2 N N o 5 Pour des signaux d'entrée égaux C1 = Cg l'équation (2) devient : C-o-sF Î1 - yfi TkT V *T V C2 N N o 10 Pour un affaiblissement complet de l'un des signaux des porteuses ou Cg = 0, l'équation (2) devient : 15 C C_ C = 0 o _ _2 pour 1 N N o C C. C„ = 0 o = _1_ pour 2 H N o 20 25 Dans une réalisation pratique du système de réception de la figure 1, les diodes D^ et Dg sont des diodes à porteurs majoritaires (plus connues sous l'appellation "hot carrier diodes") telles que les diodes dénommées commercialement Solitron MS 7330, et la fréquence de fonctionnement des signaux à fréquence intermédiaire est de 70 MHz. L'impédance série à 70 MHz de chacune des diodes D^ et D^ est fonction de l'amplitude du courant continu à travers la diode, comme cela est représenté sur la figure 3. Le courant continu, à son tour, est fonction des intensités relatives des signaux des porteuses C1 et Cg et varie d'une manière telle que l'on engendre une atténuation des signaux sur une base à rapport maximal. Dans le circuit de commande 10, il est essentiel que les tensions de commande continues V et Vg soient directement proportionnelles à la différence de niveau des signaux des porteuses C1 - Cg ou bien Cg - C^, comme cela est représenté sur la figure 2. Les courbes sur la figure 2 sont tracées pour le signal continu mesuré normalisé V ou Vg, et l'équation de différence des porteuses normalisée théorique, en fonction du niveau relatif des porteuses C^/Cg et Cg/C^. Le voisinage très proche des courbes théoriques et mesurées indique la validité de la probabilité supposée. Les courants des diodes I et Xpg sont une fonction, variant de manière continue, de C^ et Cg. 1^ et I^g déterminent l'amplitude de l'impédance dynamique des diodes, soit R et R^g à 70 MHz V, - A, (C, - c2> et V2 - A2 (,c2 - C,) dans laquelle représente le gain de 1'amplificateur 20 et Ag représente le 30 ItO gain de l'amplificateur 25. Il résulte du circuit de la figure 1, où les résistances 21 et 22 71 29719 8 2102274 présentent une valeur de résistance égale à R et où la résistance 16 présente une valeur de résistance égale à que : I R + R1 01 * R(R + 2R1) t,-V2(ai)-ïD,tvD2 (&) -v,(l3n)1 liH1-» [Ï2'V1 (&,)- *D2 ♦>„, T _ R + R1 D2 - et sont approximativement égaux à 0,5 volt continu, ce qui est négligeable par rapport à l'amplitude de la tension de référence, c'est-à-dire 10 Vp = - 12 volts continus. Les gains individuels et Asont réglés de telle sorte que : V = - V 2 1- En conséquence, avec One bonne approximation, on a VI V In1 = ¥■ - 15 R+ 2R1 (3) et, I - H _ V D2 R R R+ 2R1 (U) Le choix de VR, R et R1 dépend de la gamme souhaitée de fonctionnement des impédances des diodes dynamiques et Avec des diodes dénommées commercialement Solitron MS 7330 (voir figure 3), on a une impédance dynamique qui est pratiquement R^ = 26/I^ ohms, dans laquelle 1^ est exprimé en milli-ampères, dans la gamme de fonctionnement de l'impédance de la diode la plus critique. Il est essentiel que cette caractéristique d'impédance de diode R^ = 26/Id soit au moins presque la même pour les deux diodes D1 et D^. La gamme souhaitée de fonctionnement de et R dépend des éléments suivants : 1. Impédance de la charge et de la source à 70 MHz vue par les diodes : l'impédance dé la source doit être aussi faible que possible (inférieure à 10 ohms pour la réalisation pratique) et l'impédance de charge doit être aussi élevée que possible. 2. La capacité de variation d'impédance des diodes à 70 MHz (voir figure 3) délivre les valeurs d'atténuation des signaux à 70 MHz minimale et maximale souhaitées. 3. Les impédances des diodes doivent être suffisamment faibles, pour ne pas provoquer de déphasage, ce qui peut engendrer une addition des signaux déphasés. Pour des signaux d'entrée de porteuses égaux C^ = 0 En conséquence, à partir des équations (3) et (k) on a : 30 35 71 29719 9 2102274 I = I = -V D1 D2 R 10 20 R+2R1 Une "bonne"valeur pour R^ et R^ pour des signaux de porteuse égaux, qui satisfait aux exisgences indiquées ci-dessus, est comprise entre 100 ohms et 200 ohms. On suppose que R = R. = 20 000 ohms et V = - 12 volts continus. .1 i\ En conséquence : ID1 = ID2 = 0,2 milliampère Rd1 = Rd2 = 26/0,2 = 130 ohms pour ="C2. Les conditions limites pour R^ et R^ se produisent quand = 0 ou bien C2 - 0. Pour C.j = 0 : ID1 = 0,RD1 est maximal, I^2 est maximal et R^ est minimal. En conséquence, à partir de l'équation (3) on a : - V1 12 15 ° = 20K + 60K V = - U volts continus Vg = - = + U volts continus. Les, amplificateurs 20 et 25 doivent être capables de délivrer linéairement - 4 volts continus. A partir de l'équation (k) on a : I .= + j[2 = 0,h milliampère 20K 60K En conséquence, la valeur minimale de R^ est : R „ = 26 = 65 ohms 25 D2 o.k Inversement, pour Cg = 0, 1^ = 0, est maximal, I^ est égal à 0,4 milli-ampère et R^ = 65 ohms. De là, la gamme de fonctionnement pour R^ et R^2 est comprise entre 65 ohms et une certaine impédance plus élevée, qui est déterminée par le 30 circuit de diodes équivalent. A 70 MHz l'impédance maximale des diodes est estimée comme étant supérieure à 2000 ohms. Ceci engendre une atténuation maximale de 25 db environ du signal porteur le plus faible. Le circuit équivalent complet à 70 MHz comporte une résistance de 35 source pour chacun des signaux C^ et en série avec le circuit série comportant les résistances de diode R^ et R^2, le signal de sortie étant pris sur une résistance de charge, montée en parallèle entre la terre et la résistance de diode appropriée. La résistance de source est inférieure à 10 ohms, ce qui est considéré 40 comme négligeable et non inclus dans l'analyse suivante, tandis que la résis 71 29719 2102274 10 tance de charge est supérieure à 5000 ohms et n'est pas considérée dans l'analyse suivante. La contribution de C1 et Cau signal de sortie à rapport maximal est déterminée par 1 'amplitude relative de et R^g qui sont, à leur tour, 5 commandées par et Cg. Co = ^D2 C et RD1 + RD2 • Co = foi C o 10 • RD1+RD2 25 Cm=Co1+C°2' RD1=# ' RD2 = |^ ID1 ID2 En conséquence : 15 C = 2gj/lD2 C + 26j/ID1 C " ««t, ' «««. ,+*'he Cette équation se réduit à l'équation (5) suivante : Cm = ID1 C1 + JT>2 (5) 20 Si K1 /v C1 et Kg nJ Cg, l'addition à rapport maximal de C^ et Cg, qui est déterminée dans l'équation (1), est obtenue en substituant les équations (3) et (k) dans l'équation (5)> on obtient après simplification : C = "C + C C - C VI (6) 2 + 2 . (-V/(1 + 2 R1/R) L'opération suivante consiste à obtenir une expression équivalente pour : ' VI 30 ("V ' (1 + 2R1/R) qui contient seulement les signaux des porteuses C^ et Cg. Ceci peut être réalisé en considérant le-circuit commun, à commande automatique de gain, et les conditions limites du fonctionnement des signaux. Le circuit commun à commande automatique de gain maintient la relation ^ suivante : C1 + C2 = CAGC = constante (?) En réaménageant l'équation (7) dans une forme plus appropriée, on obtient C1"C2=CAGC °1 -°2 1+0 C1 + C2 71 29719 2102274 11 Il s'ensuit, à partir de cette expression que : VI - Al (C, - C2) - Al CAGC C, - cg + C2 pour l'une des conditions limites Cg = 0 En conséquence, on a : V, = Al C40C « Al (C, ♦ C2) (8) pour cette même condition limite I^ -.0 et, à partir de l'équation (5)» C = C, et C„ = 0, dans l'équation (6) on obtient : m 1 i 10 V1 = B (9) 1+2 RI R En substituant l'équation (8) dans l'équation (9), on obtient l'expression suivante souhaitée : 15 ( " V -7STÏ " A1 (ci * c2> (,o! " et En substituant l'équation (10)/V1 - (C^ - C) dans l'équation (6), on obtient : 20 Cm = °1 * C2 + C1 " C2 ^ A1 (C1 - Cg) A1 (C1 + C2) Après simplification,on obtient : 2 2 ' Cm=C1 +C2 25 C1 +C2 Selon l'équation (7),C^ + Cg est maintenu constant par la commande automatique de gain commune, en conséquence on a : (11) C, - C1g » C22 C1 (C,)*^_(C2) 30 °AGC °AGC CAGC Aussi, en comparant l'équation (5) à l'équation (11)'on a : K1 ^ C1 et K2 ~ C2 En conséquence, l'action à rapport maximal est obtenue. L'analyse ci-dessus est confirmée à la condition que le signal à 70 MHz ^ soit suffisamment faible pour ne pas renverser les variations d'impédance dynamique prévues. Les grands signaux à 70 MHz peuvent provoquer une variation dans le courant de diode à cause de 1'autoredressement du signal, ceci peut être effectivement éliminé en faisant fonctionner les circuits de commande à courant continu entre de grandes tensions continues, telles que = -12 volts 71 29719 2102274 12 continus,comparativement avec la tension autoredressée. En outre, les grands signaux à JO MHz peuvent provoquer une variation de l'impédance dynamique moyenne de la diode à cause de la fluctuation de tension à 70 MHz à travers la diode. 5 On a déterminé empiriquement que pour des signaux de 30 millivolts à 70 MHz la racine carrée moyenne, ou moins, engendre peu ou pas de variation dans l'impédance dynamique moyenne. Les caractéristiques d'amélioration en diversité statique ont été mesurées en utilisant un système de réception comportant un combinateur à gain égal et 10 le combiftateur à rapport maximal de la présente invention. Les résultats sont tracés sur la figure U, et montrent une corrélation excellente avec les courbes théoriques. Les seuls inconvénients apparents du combinateur de la présente invention, à part qu'il est strictement un combinateur double, résident dans une varia-15 tion du niveau de sortie combiné de 6 db, ce qui n'est pas un problème sérieux, étant donné.qu'un démodulateur de modulation de fréquence, avec une limitation, suit immédiatement le combinateur, c'est-à-dire est couplé à la sortie 9 de la figure 1. On a : C2 + C^ C = 1 + C 2 20 m c—Tc~ L1 2 Pour des signaux de porteuses égaux = Cg on a en conséquence : 2 2 2 c =ci _ fV_n m C1 + C1 2C1 " 1 Pour C.j = 0 ou Cg = 0, la commande automatique de gain commune amène C1 ou Cg à croître au double de son niveau, pour la condition de signaux de porteuse égaux. On a : ' = -2C 2C ?P ~ 1 30 1 2C1 En conséquence, le signal de sortie à rapport maximal C est de 6 db m supérieur à la condition des signaux affaiblis par rapport à la condition des signaux égaux. Les signaux de sortie à rapport maximal mesurés et normalisés théoriques 35 sont tracés sur la figure 5» en fonction d'un niveau relatif des signaux de porteuses. La description de l'analyse suivante a été basée sur un système de réception double (n=2). En se référant à la figure 6, il y est décrit un montage de combinaison à rapport maximal pour un système en diversité à "replis 40 multiples", dans lequel n est supérieure à 2. Comme dans le cas de la figure 1, 25 71 29719 2102274 12 bis les n signaux à fréquence radio sont dirigés pour séparer les canaux dont chacun contient un mélangeur semblable au mélangeur 1, et une source oscillatrice à fréquence variable 2 pour délivrer un signal à fréquence intermédiaire à la sortie du mélangeur 1 dans chaque canal à diversité, qui présente la 5 même fréquence. Chaque canal de signaux en diversité comporte encore un amplificateur à fréquence intermédiaire, avec une commande automatique de gain semblable à celle de l'amplificateur 3 de la..figure 1, pour délivrer un signal Cn dans le canal du signal associé. Les signaux de chaque canal à diversité sont combinés par l'intermédiaire de suiveurs d'émetteur 29 et de résistances 10 30, pour un couplage à l'amplificateur 31. Comme dans la figure 1, les signaux à fréquence intermédiaire sont combinés linéairement avec chacun des signaux à fréquence intermédiaire en phase avec chaque autre. Les signaux de commande de phase associés sont engendrés dans des comparateurs de phase 32, dont chacun reçoit leur signal associé C, et un signal de référence est dérivé de la 15 sortie commune de l'amplificateur 31. Ce signal de référence est couplé dans l'amplificateur 31 à travers l'amplificateur 33, et par suite, à travers les suiveurs d'émetteur 34, à leur ligne à retard associée 35• Ainsi, les signaux de commande de phase, délivrés par les comparateurs de phase 32, fonctionnent sur la source oscillatrice de son canal associé pour amener les 20 signaux à fréquence intermédiaire à être en phase de telle sorte qu'ils peuvent être combinés linéairement à l'entrée de l'amplificateur 31 et également ' à la sortie 36, qui engendre le signal à fréquence intermédiaire combiné à rapport maximal destiné à être utilisé dans le reste du récepteur. Le signal commun à fréquence intermédiaire à la sortie de l'amplificateur 25 31 est également couplé au détecteur 37, à commande automatique de gain, afin d'engendrer à travers le suiveur d'émetteur 38, le signal commun à commande automatique de gain pour une commande de gain à travers les amplificateurs à fréquence intermédiaire avec commande automatique de gain dans le canal à diversité associé. 30 Les circuits à rapport maximal 39 sont prévus pour chaque canal de signaux en diversité. Chacun des circuits 39 commande l'impédance de sa diode associé D1 qui est couplée à son canal de signal associé par l'intermédiaire du suiveur d'émetteur 40, des résistances 41 et 42, et du condensateur 43. Comme sur la figure 1, une tension de référence -V„ est couplée, à travers la résis-35 tance 44, à sa diode associée, telle qu'une diode D . La sortie du suiveur d'émetteur 40 est également couplée au détecteur de pointe positive 45- Les (n-1) signaux restants sont combinés par l'intermédiaire de suiveurs d'émetteur 46 et de résistances 47, pour engendrer un signal de sortie égal à l'amplitude moyenne des n-1 niveaux de signaux de porteuse restants. Ce signal de sortie 40 combiné traverse ensuite 1'amplificateur 48 présentant un gain de V n-1. La 71 29719 13 2102274 sortie de l'amplificateur 48 est couplée à un détecteur de pointe négative 49. Les signaux de sortie continus délivrés par les détecteurs 45 et 49 sont envoyés à une résistance 50 pour être additionnés algébriquement. La tension Vq est couplée à l'amplificateur 51 qui présente un gain G^ pour délivrer la 5 tension de commande V , qui traverse la résistance 52 vers l'électrode d'entré de la diode associée, telle que la diode , pour commander son impédance. Le signal de sortie de chacun des circuits 39 traverse un condensateur d'isolement à courant continu 53 dans lequel chacun des signaux associés est " 2 égal à C^, et les signaux sont ajoutés en phase pour délivrer un signal à fré-10 quence intermédiaire, à rapport maximal combiné, qui est appliqué par l'intermédiaire du suiveur d'émetteur 54 à l'amplificateur 55 et,de là à la sortie 36 En effet, les circuits 39 sont subdivisés dans un circuit d'atténuation à fréquence intermédiaire, qui comporte les diodes D, D , deux résis- 1 n tances limitatrices à courant continu, et un circuit de commande à courant 15 continu réglant l'impédance de la diode associée. Un de ces circuits est nécessaire pour chaque signal reçu. Le combinateur à rapport maximal de la figure 6 est destiné à être utilis par un récepteur présentant une commande automatique de gain commune, de telle sorte que le rapport relatif des signaux aux entrées à fréquence radio 20 du récepteur, est conservé aux entrées à fréquence intermédiaire du combinateur à rapport maximal. Le fonctionnement du circuit à rapport maximal, sur chacun de ces signaux à fréquence intermédiaire, engendre une combinaison de signaux à fréquence intermédiaire sur une base quadratique, c'est-à-dire 2 2 2 2 s +c2.+ c3 y- 25 Le circuit d'atténuation à fréquence intermédiaire engendre la commande de gain additionnelle à fréquence intermédiaire qui, pour chaque trajet de signal est proportionnelle au rapport de l'intensité du signal à fréquence intermédiaire dans ce trajet de signal, à l'intensité des signaux à fréquence intermédiaire dans les (n-l) trajets de signaux restants. Le circuit d'atténuation 30 à fréquence intermédiaire comporte (n) "hot carrier" diodes, une diode pour chaque trajet de signal à fréquence intermédiaire dans un montace série parallèle, chaque diode étant commandée à partir d'une source à fréquence intermédiaire à faible impédance, dans une charge à fréquence intermédiaire à impédance élevée. 35 La gamme de fonctionnement de R^ et R est choisie de telle sorte que la résistance de source et la résistance de charge présentent un effet négligeable sur les performances du circuit d'atténuation à fréquence intermédiaire. La valeur nominale de R est choisie pour être la même que celle décrite ci-dessus, soit 65 ohms, ce qui correspond à un courant maximal de i+0 diode de I = 0,4 milliampère pour la diode du type ci-dessus, dénommée 25 30 35 71 29719 2102274 1U commercialement Solitron MS 7330. Le signal de sortie du circuit d'atténuation à fréquence intermédiaire est donné par : 1 RD2 RD3 RPn C, Co1 = —— — — 1 1 + ±_ +... I_ D1 RD2 RD3 RDn 10 Pour la diode Solitron MS 7330, R„ est égal à 26/D . En conséquence, Dn n la substitution et la simplification de l'expression ci-dessus donne l'équation (12) suivante : - . C - K, C, (12) ,5 ~ *D1 + ^D2 + *D3 +*** *Dn ' ' ' dans laquelle 1^ , 1^, I 1^ représentent les courants continus traversant les diodes. La combinaison à rapport maximal est obtenue quand : Ki - Id1 20 1 = I_, + I„_ + I__ +... I_ D1 D2 D3 Dn 1»0 est proportionnel a ce qui rend Co1 proportionnel à C^. Ceci est obtenu à l'aide d'une commande correcte du courant de diode, par les'circuits de commande à courant continu. Le circuit de commande à courant continu de diodes de l'atténuateur engendre les diodes à courant continu V , qui commandent les courants continus.de diodes d'atténuation à fréquence intermédiaire. Cn considère le circuit de commande à courant continu de la figure 6, dans le canal de diversité C^. Le signal à fréquence intermédiaire détecté dans le canal C^ est comparé à la somme détectée des signaux à fréquence intermédiaire dans les (n-1) canaux restants. La différence de tension résultante V est amplifiée car o l'amplificateur 51 pour engendrer une tension de commande continue V , oui est délivrée par l'éauation (13), qui commande le courant de diodes In.. VI = Al (C1 _ C2 + C3 *••• Cn dans laquelle : A = G ; B représente le courant de transfert du détecteur 1 1B1 1 de pointe, G^ est égal au gain de l'amplificateur à courant continu 51 ; V^ représente la tension de commande à courant continu ; Cr Cg, C3 C^ représentent les signaux d'entrée à fréquence COPV 71 29719 15 2102274 intermédiaire et n est le numéro d'ordre de la diversité. V est ensuite appliqué à la diode à travers un courant approprié déterminant les résistances 52 et 44, pour commander le courant de diode ID1. 5 Une commande semblable de courant de diodes se produit pour la diode dans les (n-l) canaux restants, à la suite de quoi on obtient la performance à rapport maximal indiquée ci-êessus. L'amplification des signaux à fréquence intermédiaire avant la détection de pointe est telle que le niveau de la somme des (n-1) signaux est divisée 10 par V n-1 dans l'amplificateur 48. Ceci empêche un déséquilibre de la tension de sortie Vq du détecteur de pointe dû au bruit, quand il y a un affaiblissement complet de tous les signaux. Au cours de cette condition de signal nul, la commande automatique de gain commune du récepteur augmente également les gains de. trajet des signaux à fréquence intermédiaire d'une manière telle 15 que les niveaux de bruit à fréquence intermédiaire, aux entrées du combinateur, sont d'amplitude suffisante pour engendrer line tension continue à la sortie des détecteurs à diodes 45 et 49. La division par Vn-1 engendre des niveaux de bruit à fréquence intermédiaire égaux aux entrées du détecteur de pointe, et d^là une tension continue égale à leur sortie, ce qui engendre 20 un signal d'entrée nul à l'amplificateur 41, et, ainsi la tension V est maintenue à 0 volt continu pour la condition de signal nul. Par exemple, au cours d'une condition de signal nul, on a : V1 = A1 (N - \/N2 + N 2 +... N 2 t V 3 n_ 25 > Vn-1 dans laquelle représentent les niveaux de bruit à fréquence intermédiaire aux entrées du combinateur. Pour N.j = Ng = = ce qui est la condition usuelle, on a : V1 = A1 (H. - VrFI NI 30 1 v^r~ -0 Si les résistances 44 et 52 ont la valeur R, il s'ensuit que le courant de diode est : JD1 V1 +VR (14) 35 40 2R dans laquelle : V représente la tension de référence négative ; R R est égal à la valeur desrésistances 44 et 52 déterminatrices du courant représente la tension de commande continue. Les solutions aux équations (12), (13) et (14) sont obtenues pour les conditions limites spécifiques imposées par les signaux reçus à fréquence 71 29719 16 2102274 10 intermédiaire. Les conditions limites spécifiques des signaux à fréquence intermédiaire pour le signal sont : - signal maximal : + C^ = 0 - signal nul = 0 Pour l'une quelconque de ces conditions limites spécifiques des signaux, la commande automatique de gain commune du récepteur,maintient l'équation suivante : C. + C_ + C_ + ... C = C.„_ = constante (15) i d z> H ACJL. On considère la première condition limite, c'est-à-dire Cg + + ... C^ = 0 dans laquelle C ^ est au maximum. A partir de l'équation (15) C, = C.__ 1 Abu - - A partir de l'équation (13),la tension de commande continue est un maximum positif (+) : V1 = A1(C,) = A1 C™ = V1 1 AGC max - . ... ^ dans laquelle représente le signal de sortie.maximal de l'amplificateur 51. On considère la seconde condition limite C^ =0, dans laquelle C^ est complètement affaibli. A partir de l'équation ( 15), + ... C^ est égal à A partir de l'équation ( 13 )5 la-tension continue V^ est un maximum négatif (-) : V1 = -A1 C2 + C3 + ... Cn = -A1 CAGC = V1max \/n-T \/n-l N/n-1 A partir de l'équation (12),quand C1 est un minimum, le gain K1 doit également être à un minimum. Ceci se produit quand est nul. La valeur de 25 K1 est 0. La substitution dans l'équation (14) donne -VI „ ' • 1=0 = -Jif + R D1 \/n-1 20 30 2R En résolvant- pour V on obtient : I\ VI V„ _ max En conséquence : V1 V1 t maI 35 (16) L'équation (16) est également applicable aux signaux à fréquence intermédiaire restants. Seulement le signal approprié à fréquence intermédiaire souscrit pour le courant de diode et V doit être changé. La substitution des équations (13) et (15) dans l'équation (16) et leur 71 29719 17 2102274 10 15 20 25 30 simplification donne l'équation (17) : I A1 C (1 + ^ M La substitution de l'équation (17) pour et les équations correspondantes pour Ipg' ID3 •'■En dans l'équation (12) et leur simplification donne l'équation (18) : K _ C1 - (18) " c, +c2 + c3 + ... cn mais, à partir de l'équation (15)» C., + C„ + C_ + ... C = CAriri - constante. 7 1 d 3 H AbLr En conséquence K1 est proportionnel à en satisfaisant ainsi l'exigence de commande de gain pour la combinaison à rapport maximal. Il y a certains facteurs dans le montage des combinateurs à rapport maximal de la figure 6, qui empêchent une limite pratique sur l'ordre de la diversité (n). En particulier, ces limitations concernënt les niveaux d'impédance au point de combinaison à rapport maximal et lé rendement de détection des détecteurs de pointe dans le circuit 39* Chaque signal à fréquence intermédiaire "voit" sa propre impédance de diode, en série avec les (n-l) diodes restantes en parallèle. Théoriquement, 1'impédance maximale des diodes est infinie. Pratiquement, 2000 ohms est une valeur très réaliste. En conséquence, l'impédance parallèle maximale est 2000/(n-l], en parallèle avec la résistance de charge. Quand n croîtyl'impédance shunt maximale décroît, en augmentant ainsi la perte à travers la diode D.^ pour le signal C1 dans le canal transportant C . Ceci introduit, à son tour, des erreurs dans là combinaison des signaux à rapport maximal. On a estimé que n = 6 est une limite pratique à cette technique. La tension de commande continue , qui est donnée par l'équation (13) montre que la somme des (n-1) signaux est égale à : Cg + c3 * .•* cn 35 Vn-l Quand (n) croît l'amplitude de l'expression ci-dessus décroît ; ainsi V. est moins sensible aux variations de C. + C-, + .... C pour de grandes 1 2 3 n valeurs de n et est plus sensible aux autres variations du circuit. Bien que les principes de la présente invention aient été décrits ci-dessus en relation avec un exemple particulier de réalisation, on comprendra clairement que ladite description est faite seulement à titre d'exemple et ne limite pas la portée de l'invention. 71 29719 2102274 REVENDICATIONS 1. Système de réception en diversité du type à combinaison de prédétection, caractérisé en ce qu'il comporte : - n sources de signaux, les signaux de chaque source ayant une relation de phase aléatoire par rapport aux autres, n étant m nombre entier supérieur à un ; 5 - des premiers moyens couplés aux sources pour engendrer n signaux à fréquence intermédiaire, ayant chacun la même fréquence ; - n moyens de commande de gain couplés chacun aux premiers moyens répondant à un signal de fréquence intermédiaire différent ; - n impédances variables couplées chacune à un moyen de commande de gain diffé-10 rent ; - des seconds moyens couplés aux moyens de commande de gain pour combiner linéairement les signaux à fréquence intermédiaire ; - des troisièmes moyens couplés à la sortie des seconds moyens, à la sortie de chacun des moyens de commande de gain et aux premiers moyens pour faire varier 15 la relation de phase des signaux à fréquence intermédiaire afin de rendre les signaux à fréquence intermédiaire en phase aux sorties des premiers moyens ; - des quatrièmes moyens couplés à la sortie des seconds moyens pour engendrer un signal de commande pour un couplage à chacun des moyens de commande de gain, pour commander l'amplitude de chacun des signaux à fréquence intermédiaire afin 20 d'engendrer un signal à amplitude constante à la sortie des seconds moyens ; - des cinquièmes moyens couplés à la sortie de chacun des moyens de commande de gain et de chacune des impédances variables pour commander l'impédance de chacune d'elles, afin d'engendrer une addition des signaux selon une loi quadratique ; - des sixièmes moyens couplés à chacune des impédances variables pour combiner 25 les signaux à fréquence intermédiaire et engendrer un signal de sortie à fréquence intermédiaire combiné, à rapport maximal, pour le système. 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que : - chacun des moyens de commande de gain comporte un amplificateur à fréquence intermédiaire avec une commande automatique de gain ; 30 -il comporte en outre un conducteur interconnectant chacun des amplificateurs pour compenser leur variation. J. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que chacune des impédances variables comporte une diode. 4. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que les troisièmes 35 moyens comportent n comparateurs de phase couplés chacun à la sortie d'un moyen de commande de gain différent et aux seconds moyens, les sorties de chacun des comparateurs de phase étant couplées aux premiers moyens pour faire varier la relation de phase des signaux à fréquence intermédiaire afin de rendre ces signaux à fréquence intermédiaire en phase aux sorties des premiers moyens. 40 5. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premiers 71 29719 2102274 moyens comportent : - n mélangeurs couplés chacun à une sourc* différente ; - n oscillateurs à fréquence variable couplés chacun à un mélangeur différent, chacun des oscillateur étant commandé par les troisièmes moyens pour faire varier 5 la relation de phase des signaux à fréquence intermédiaire afin de rendre les signaux à fréquence intermédiaire en phase aux sorties des mélangeurs. 6. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que : - n est égal à-2 ; - les impédances variables comportent : 10 - une première diode ayant une électrode d'entrée couplée à la sortie de l'un des moyens de commande de gain et son électrode de sortie couplée aux sixièmes moyens ; - une seconde diode ayant son électrode d'entrée couplée à la sortie de l'autre moyen de commande de gain et son électrode de sortie couplée 15 aux sixièmes moyens ; - les cinquièmes moyens comportent : - une tension de référence couplée aux électrodes de sortie de chacune des première et seconde diodes ; - des septièmes moyens couplés à la sortie des deux moyens de commande de 20 gain pour engendrer une première tension égale à l'addition algébrique de la pointe positive de l'un des signaux à fréquence intermédiaire et de la pointe négative de l'autre signal à fréquence intermédiaire, la première tension étant couplée à l'électrode d'entrée de la première diode ; 25 - des huitièmes moyens couplés à la sortie des deux moyens de commande de gain afin d'engendrer une seconde tension égale à l'addition algébrique de la pointe positive de l'autre signal à fréquence intermédiaire et de la pointe négative de l'un des signaux à fréquence Intermédiaire, la seconde tension étant couplée à l'électrode d'entrée de la seconde diode. 30 7. Système selon la revendication 6, caractérisé en ce que : - les septièmes moyens comportent : - un premier détecteur de pointe positive couplé à l'un des moyens de commande de gain ; - un premier détecteur de pointe négative couplé à l'autre moyen de 35 commande de gain ; - une première résistance montée entre les sorties des premiers détecteurs de pointe positive et négative ; - un premier amplificateur couplé à la première résistance pour engendrer la première tension ; 71 29719 20 2102274 - les huitièmes moyens comportent ; - un second détecteur de pointe positive couplé à l'autre moyen de commande de gain ; - un second détecteur de pointe négative couplé à l'un des moyens de 5 commande de gain ; - une seconde résistance montée entre les sorties des seconds détecteurs de pointe positive et négative ; - un second amplificateur couplé à la seconde résistance pour engendrer la seconde tension. 10 8. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que : - n est égal à un nombre entier supérieur à 2 ; - chacune des impédances variables comporte une diode ayant son électrode d'entrée couplée à un moyen de commande de gain différent et son électrode de sortie couplée aux sixièmes moyens ; 15 - les cinquièmes moyens comportent n circuits à rapport maximal couplés chacun à une diode différente et à la sortie de tpus les moyens de commande de gain afin de commander l'impédance des diodes associées pour engendrer une addition de signaux selon une loi quadratique. 9- Système selon la revendication 6, caractérisé en ce que chacun des 20 circuits à rapport maximal comporte : - une tension de référence couplée à 1'électrode de sortie de la diode associée ; - des septièmes moyens couplés à la sortie de tous les moyens de commande de gain pour engendrer une tension de commande égale à l'addition algébrique de la pointe positive de l'un des signaux à fréquence intermédiaire, et de la 25 pointe négative, d'une valeur prédéterminée des n-1 signaux à fréquence intermédiaire restants, la tension de commande étant couplée à l'électrode d'entrée de la diode associée. 10. Système selon la revendication S, caractérisé en ce que les septièmes moyens comportent : 30 - un détecteur de pointe positive couplé à la sortie de 1'un des moyens de commande de gain ; - des huitièmes moyens couplés à la sortie des n moyens de commande de gain restants pour engendrer un signal égal à la valeur moyenne des n-1 signaux à fréquence intermédiaire restants ; 35 - un premier amplificateur ayant un gain prédéterminé, couplé à la sortie des huitièmes moyens -, - un détecteur de pointe négative couplé à la sortie du premier amplificateur ; - une résistance montée entre la sortie des détecteurs de pointe positive etnégati, - un second amplificateur ayant un gain donné, couplé à la résistance pour en-40 gendrer la tension de commande pour un couplage à l'électrode d'entrée de la diode associée.