Brevet FR2070044A1 — publié le 19710910

La présente invention concerne l'utilisation des filtres transversaux dans la domaine des fréquences. Les dispositifs de correction de la distorsion d'un signal notamment à certains instants prédéterminés sont connus sous le nom d'égaliseur dans 5 le temps et sont constitués de cellules formant des filtres dits filtres transversaux. Leur emploi est fréquent dans le cas de transmission de données à grande vitesse; un des problâmes qui se posent est le problème du réglage des égaliseurs, principalement celui des possibilités de réglage automatique et de la rapidité de ce réglage. 10 Dans la plupart des cas 1b réglage se fait à partir des écarts du signal reçu avec la valeur que devrait avoir ce signal; ce réglage est alors en général itératif, avec une interaction des réglages successifs, ce qui le rend assez long. Certains procédés de détermination des écarts permettent de raccourcir ce délai, mais ils s'appliquent en général à des cas assez spécifiques. 15 C'est donc un objet de l'invention d'envisager la conception et le régla ge des égaliseurs à filtres transversaux non plus du point de vue de l'égalisation dans le temps mais du point de vue de l'égalisation dans le domaine des fréquences. D'autres objets caractéristiques et avantages de la présente invention 20 ressortiront mieux de l'exposé qui suit, fait 8n référence aux dessins annexés à ce texte, qui représentent un mode de réalisation préféré de celle-ci. La figure 1 donne une configuration générale selon l'invention. La figure 2 donne un ensemble d'égalisation amplitude et phase conforme à l'invention. 25 La figure 3 donne un exemple particulier d'égaliseur amplitude et phase. La figure 3bis donne une configuration équivalente à la figure 3. La figure 4 donne une forme possible de réponses correspondant aux filtres de la figure 5. La figure 5 donne une configuration pour l'égalisation de l'amplitude 30 seule. La figure 5bis donne les circuits associés à ceux de la figure 5. La figure 6 donne des réponses relatives aux filtres de la figure 7. La figure 7 donne une configuration pour l'égalisation de la phase. La figure 8 donne des réponses relatives aux filtres de la figure 9. S* La figure 9 donne les circuits permettant une égalisation automatique de l'amplitude. La figure 10 donne le principe du réglage des circuits de la figure 9. Les carrés ou rectangles marqués T sont des dispositifs de retard T pouvant Stra constitués d'ailleurs de basculeurs commutés à tous les instants m t. t+T, .... 69 45807 2070(344 S A1 .... etc.. sont des sommatsurs analogiques. Z désigne aussi des sommateurs analogiques. Soit par exemple un égaliseur pour un signal dont le spectre s'étend de 0 à 1/2T. Ledit égaliseur est composé d'un ensemble d'éléments de retard 5 T. avec un certain nombre de sorties fonction des points d'égalisation désirés, la sortie j ayant la pondération a^. Il est toujours possible de diviser la bande en n bandes élémentaires. Chaque bande élémentaire i peut Stre filtrée par un filtre transversal (i) composé à l'aide de la ligne à retard et des branchements a^ j variant de -J à +J. 8j représente la valeur de l'ampli-10 tude du signal réponse impûlsionnelle du filtra (i) aux temps -JT, -CJ-1) T... -T, o, T, JT. On considère alors l'ensemble constitué par le dispositif de la figure 1, il est équivalent è un filtre transversal dont lès prises auraient pour r» i valeur a, » j; a.. Il y a autant d'ensemble i que de subdivisions en it1 à n) 15 bandes élémentaires du spectre. Si la fréquence ifo est reçue dans la bande i avec l'amplitude Ai et la phase $i, les sorties a^ peuvent être réglées de façon à donner une sortie 1/Ai et une phase-$i comme fonction de transfert. Ainsi l'ensemble du signal peut Stre égalisé à des points correspondant aux diverses fréquences égalisées ifo (i=»1...n). 20 Un tel système doit avoir en mémoire les diverses valeurs a^ pour chacun des n filtres,- d'autre part pour chaque filtre i on détermine deux ensembles a* s un avec une fonction de transfert ACf), un avec la fonction de transfert J ACf) avec un déphasage de tt/2. Soit alors un signal cos 2?rfot envoyé de l'émetteur, il est reçu sous 25 la forme Ao cos (2irfot - $o), divers moyens connus permettent de détecter $ ; dès lors, à la réception, on peut générer n signaux : cos (2it ifot - i $o) [i ■= 1 à n). Si maintenant le transmetteur génère n signauk du type cos 2 ifot, on les reçoit sous la forme Ai cos C2ir" ifot -fi); le-récepteur ajuste les éléments 30 a* pour corriger la bande i d'abord avec la phase 0 ensuite avec la phase J ir/2. Dans le premier cas on obtient: Ai cos ($i - i$o) par modulation du signal local et du signal reçu, dans le second cas Ai sin CM - i$o). L'ensemble de toutes ces valeurs est stocké. 35 Ces valeurs sont utilisées pour déterminer les valeurs définitives a, » l 1/CAi)2 ï a* Ai cos CM - i$o) * a'* Ai sin CM - i$o) I J i J J a. sont les valeurs pour la bande i avec la phase Q J a'j sont les valeurs pour la bands i avec la phase ir/2 69 45807 3 2070044 En résumé l'ensemble d'égalisation doit avoir en mémoire les a* valeurs et pouvoir calculer ou déterminer $o, les divers Ai cos t$i - ifo) Ai sin (fi - ifo) (Ai)2 et a4 * I 1/(Ai)2 I a^ Ai cos (fi - ifo) + a'^ Ai sin (fi ) ifo) I J ^ J J La figure 2 représente un schéma bloc d'un récepteur comportant le système d'égalisation. L'ensemble des opérations peut démarrer par exemple par la 10 détection d'une fréquence pilote envoyée par l'émetteur, détection faite par le "Pilote détecteur" qui peut Stre d'un type quelconque, et qui démarre la i commande de séquence des opérations. Toutes les valeurs a^ sont transférées de la mémoire dans les "registres des sorties intermédiaires" pour déterminer les valeurs de ces sorties et le premier signal reçu est cos £2ir fot -fo). Le 15 comparateur de phase (Phase.Comp.) détermine fo et peut générer les harmoniques successifs cos C2ir ifo - ifo). On reçoit successivement les signaux aux fréquences ifo venant de l'émetteur; pour chacun de ces signaux les valeurs i i a et a', sont successivement placées dans les registres pour déterminer les J valeurs de sorties correspondantes. Dans ces conditions, la sortie du démodu-20 lateur permet à travers le convertisseur analogique digital l'envoi à la mémoire des éléments x^ * Ai cos (fi - ifo) y. » Ai sin (fi - ifo) 2 2 2 l'unité de calcul détermine alors Ai = x.^ + y^ et a, « l 1/CAi)2 I a1 x ♦ a'* y I i 25 ces valeurs a. sont envoyées sur les registres des sorties intermédiaires J et déterminent définitivement les valeurs des pondérations de ces sorties. Pour un système subdivisé en dix bandes, même avec une unité de calcul lente, il faut moins d'une seconde. Ce temps peut paraître long mais, à qualité identique, il est beaucoup plus rapidB que celui effectué à partir de mesure, aux 30 points d'égalisation, des écarts du signal reçu avec les valeurs normales. Les divers dispositifs utilisés tels que mémoire, unité de calcul sont en eux-mêmes indépendants de l'invention et d'un type connu dans la technique. Dans les dispositifs de la génération précédente avec mesure des écarts ds valeurs du signal, on a cherché à augmenter la rapidité de réglage au 35 prix parfois de la qualité de l'égalisation. Dans la version nouvelle avec réglage dans le domaine des fréquences, il sst pes^ifols de chercher aussi 69 45807 4 2070044 de tels compromis^. Un premier exemple peut être le cas d'une correction de phase sur N fréquences, dans le cas où, à la réception, on dispose du signal reçu s(t) et du signal en quadrature 5 s (t). Alors 8j ■ cos (2ir Ci-1) tj-1) /N) a'j = sin (2ir (i-1) Cj-13 /N ( i, j varient de 1 à N ) Dans le cas où le signal subit un codage du type A et avec N=8 on a le système de la figure 3 où par C1,...,CN on peut aussi faire un réglage en 10 amplitude. Il est à jioter que le décalage A$ entre les bandes consécutives peut atteindre ir et agir sur l'amplitude du signal. On cherche donc à obtenir une approximation en segments se raccordant ou presque, c'est le but des retard Ti associés à chaque filtre i. 15 La figure 3bis donne un autre circuit équivalent (àcelui de la figure 3)j deux lignes à retard seulement sont utilisées pour l'ensemble de tous les filtres mais des retards additifs doivent être prévus sur les prises intermédiaires pour l'obtention des Ti. La description est faite en utilisant les éléments de retard digitaux 20 associés à un codage du signal dans un "codeur Delta Sigma" ce qui est une pratique courante dans la technique et ceci n'est donc limitatif en aucune manière. D'autres types de circuits permettant un réglage rapide dans le domaine des fréquences vont être exposés. 25 Ainsi, selon le principe qui a été établi on va, par exemple, déterminer et combiner plusieurs filtres ne réagissant pas l'une sur l'autre, n'introduisant pas la distorsion de phase et pour lesquels l'égalisation dans le domaine des fréquences portera sur l'amplitude. En se référant à la figure 5, on voit que, avec l'ensemble des éléments 30 de retard et quatre amplificateurs sommateurs SA1, SA2, SA3, SA4 on a constitué quatre filtres dont les sorties sont envoyées avec les pondérations d1, d2, d3, d4 sur l'amplificateur sommateur SA5, les signal résultant étant reconverti en analogique à travers le filtre passe bas CLPF). Considérons la réponse des divers filtres^a la sortie de SA1 on a BAD ORfàWAL 69 45807 5 2070044 De façon similaire pour SA2, SA3, SA4 on obtient U2Ct) = 2 e^£0i:t+2T) cos ut/2 U3(t) » 2 eJtdCt+2Tj cos uT/4 U4(t) =2e" jw(t+2T) cos 2uT La réponse à la sortie de SAS est donc g £ f 3 = 1± 4d1 cos ojT/4 cos wT/2 ±2d2 cos wT/2 ± 2cf3 cos wT/4 ± 2d4 cos 2uiT. La réponse des quatre filtres est donnée figure 4. On peut donc égaliser en amplitude en cinq points dans le domaine des fréquences; pour les fréquences égalisées, la réponse est g C 3/2T) » 1 + d2 L'émetteur envoi cinq signaux aux fréquences 1/2T, 3/4T, 1/T, 5/4T, 3/2T. La première étape d'égalisation consiste à comparer les amplitudes ds 1/2T et 3/2T elles sont rendues égales en ajustant d3, l'amplitude de 1/T leur est rendue égale en ajustant d2s à noter que d2 cos w T/2 = 0 à f = 1/2T et f = 3/2T donc l'action sur d2 n'agit pas sur d3. Ensuite f = 3/4T et f = 5/4T sont rendues d'égale amplitude grâce à d1 (sans action sur d3 et d2); ces deux fréquences sont ajustées à la même amplitude que les trois autres grâce a d4. La sélection des signaux de référence peut être faite par exemple par des circuits du type désigné figure 5 bis; chaque ligne de sélection comprend un filtre étroit S.F- suivi d'un filtre passe bas LPF d'un redresseur et d'un autre filtre passe bas. On ajuste d3 de façon à rendre la sortie de SA6 nulle, d2 pour rendre celle de SA8 nulle, d1 pour rendre celle de SA7 nulle, d4 pour rendre celle de SA9 nulle. Dans une égalisation automatique, les réglages pourraient être rendus simultanés en adaptant si nécessaire les fonctions dB transfert choisies; un exemple en sera donné plus loin. Selon la méthode qui vient d'Stre décrite pour l'amplitude on peut chercher à égaliser en phase dans le domaine des fréquences. Il est possible de le faire pour les mimes fréquences que pour l'égalisation d'amplitude, on verra que les divers réglages en phase n'interfèrent pas les uns sur les autres mais provoquent éventuellement des distorsions d'amplitudes es qui entraînera à l'utiliser en jonction avec un égaliseur d'amplitude et à égaliser d'abord en phase puis en amplitude. On g(1/2T) = 1 + d1 g (1/T) = 1 g(3/4T) = 1 t d4 g (5/4T) = 1 + d3 69 45807 6 2070044 10 peut ainsi constituer quatre filtres formés à partir d'éléments de retard, de sorties intermédiaires, et d'amplificateurs sommateurs tels que représentés sur la figure 7. Comme dans le cas de l'amplitude, on peut déterminer la réponse des divers"filtres. A la sortie de (SA1)' on a V1(t) = eJwlt+4T/4^ _eJ V6(t) = BjeJuCt+7T/4) sin wT/4 sin taT/2 sin aiT Les sortie de CSA53' et (SA2)' sont VBtt) ■ sin aiT V2(t) = -2jejwtt+7T/4) sin wT/2 Les sorties de (SA3)' et (SA4)' sont V3(t) - ajejwt(t+7T/43 sin wT (sin uT/4 sin wT/2 - 0,652) 15 V4(t) = 8je^U>t^t+7^/'4'' sin tût (sin uT/4 sin taT/2 + 0,652) La réponse des quatre filtres est représentée figure 6 et la réponse de l'égaliseur est la réponse en SA7? Pour les fréquences 1/2T, 3/4T, 1/T, 5/4T, 3/2T les déphasages 41, 42, 43, 44, 45 sont données par : tg4l = d'2 20 tg42 = -1,3 d'4 - 4ÎI + °'652 d'1 V2 tg43 = d'1 tg44 = -1,3 d'3 = + °'652 d'1 V2 tg45 = d'2 v d'1 et d'2 ajusteront pour 41, 43, 45 et d'4, d'3 pour 42 et 44. 25 II est possible pour l'amplitude comme pour la phase d'envisager une détermination automatique des coefficients d1, d2, d3, d4 et/ou d'1, d'2, d'3, d'4. Le processus en est similaire, aussi on va donner à titre illustra-tif celui concernant seulement l'égalisation d'amplitude. Dans le réglage manuel illustré précédemment, pour les cinq fréquences, 30 on comparait deux amplitudes entre elles que l'on égalisait puis que l'on rendait égal à une troisième, etc... Dans le cas d'un réglage automatique rapide, on cherche à devoir comparer de façon indépendante quatre des amplitudes à la cinquième et à régler chacun des quatre sur la cinquième; la fonction de transfert du filtre d'une fréquence doit présenter un zéro aux quatre 35 autres. Ceci conduit è plusieurs combinaisons possibles pour constituer ledit filtre, le choix étant fait à partir de conditions annexas (sensibilité au 69 45807 7 2070044 bruit ...) fonction du domaine où l'on opère. L'exemple présenté correspond à un type de fonctions données (courbes de la figure S) et pour lesquelles les réponses sont aux sorties de SA1, SA2, SA3, SA4 respectivement. U'1(t) = BJùlCt4"2T) \ Q,427 + 0,5 cos wT/2 + 0,707 cos uT/4 + 0,073 cos 2 toT + cos usT/4 cos u)T/2 I U'2Ct3 = eJuCt+2T] j o,427 + 0,5 cos toT/2 - 0,707 cos tuT/4 + 0,073 cos 2 toT - cos tuT/4 cos coT/2 I U'3(t) = e3ult+2T1 I 0,249 - 0,249 cos 2 isT + 1,04 cos wT/4 cos U'4(t) = ejutt+2TÎ I 0,249 - 0,249 cos 2iuT - 1,84 cos uT/4 cos oiT/2 I L'ensemble des circuits réalisant les quatre filtres est donné figure 9. 11 est identique dans son principe à celui de la figure 5 les différences proviennent de la différence des fonctions choisies (figures 4 et 8). Pour les fréquences à égaliser les réponses à la sortie de SA5 sont g(1/2T) = 1 + d1 = d"1 g(5/4T) = 1 +d3 = d"3 g(3/4T) = 1■+ d4 = d"4 g(3/2T) = 1 + d2 = d"2 g(1/T) = 1 Tout d'abord l'égaliseur est court-circuité et l'émetteur envoie les cinq fréquences; on reçoit les amplitudes A1, A2, A3, A4, A5 et l'égalisation doit donner A1d"1 = A2d"2 = A3 d"3 = A4 d"4 = A5 d"5. On mesure A1, A2, A3, A4, A5 par des circuits de la figure 10 où A1, A2, A4, A5 sont successivement comparés à A3. Ainsi on ferme S1 puis le compteur C donne en fonction de son contenu diverses combinaisons de fermeture de S5, S6, S7, S8. A travers chacune de ces combinaisons de résistances, on compare A1 avec A3 et lorsque l'écart ne dépasse pas un certain ssuil, C est arrêté; à travers l'ensemble 1 de circuit ET on envoie son contenu dans le registre 1 qui positionne, identiquement à S5, S6, S7, S8, les commutateurs S10, S11, S12, S13, et établit une mise en circuit des résistances R1, R2, R3, R4 identique à celle de R1', R2', R3', R4', ce qui détermine la valeur de l'élément correcteur d1 à la sortie de SA1. Puis on ouvre S1 et on ferme S2 et on opère de même jusqu'au réglage de d4 et ainsi de suite. L'ensemble de ce réglage est très rapide environ 60 m/seconde. On opérerait de même dans le cas d'égalisation phase et amplitude et dans un intervalle de temps du même ordre de grandeur. On a traité les exemples avec des fonctions en cosinus, on peut opérer avec des fonctions en sinus, la version technologique continuant de fonctionner sur le même principe. L'ensemble de la présente description a été donné à titre d'exemple sans présumer des modifications et adaptations technologiques pouvant être apportées et sans en modifier l'esprit de l'invention. 69 45807 S 2070044 REVENDICATIONS 1.- Circuits égaliseurs à filtre transversal (éléments à retard avec sommation des sorties pondérées) d'un type comparable à ceux connus dans la technique sous le nom d'égaliseur dans le temps, caractérisés en ce que l'égalisa- 5 tion est effectuée dans le domaine des fréquences sur l'amplitude et/ou la phase, en ce que ledit égaliseur est constitué par une combinaison de filtres transversaux ayant une réponse en fréquence donnée, dont les éléments variables sont déterminés par les corrections d'égalisation à appliquer sur une fréquence choisie par filtre, les réglages correspondant n'interréagissant 10 pas les uns sur les autres. t 2.- Circuits d'égalisation selon la revendication 1, dans lesquels l'égalisation se fait par zones de fréquences, subdivisions de la bande totale, la correction étant faite successivement pour chaque z6ne. 3.- Circuits d'égalisation selon la revendication 1, où l'égalisation en 15 amplitude est effectuée en corrigeant simultanément un nombre donné de fréquences et ceci sans action sur les phases. 4.- Circuits d'égalisation selon la revendication 1, où l'égalisation en phase est effectuée en corrigeant simultanément un nombre donné de fréquences même au dépens éventuel d'une altération des amplitudes. 20 5.) Circuits d'égalisation selon les revendications 3 et 4, où les fréquences corrigées an amplitude et colles: corrigées en phase sont las mimes et où les corrections d'amplitude corrigent la distorsion résultant de la distorsion d'origine et de celle éventuelle, due è la correction de phase. 5.- Dispositif d'égalisation selon une des revendications précédentes, dans 2S lequel la détermination des variables d'égalisation est faite automatiquement sur las signaux correspondant reçus.