Brevet FR2093975A1 — publié le 19720204

71.19230 1 2093975 La présente invention se rapporte aux radars Doppler et, plus particulièrement, aux radars Doppler de détection de distance» Des radars Doppler simples sont connus qui utilisent un seul dispositif à état solide pour simultanément engendrer et mélan-5 ger de l'énergie hyperfréquence afin d'obtenir un signal Doppler représentatif de la vitësse relative d'un objectif. Des techniques de détection de distance à 1'' aide de radars Doppler utilisant des générateurs et des mélangeurs hyperfréquences séparés sont également connus. En fait, il existe un grand nombre de 10 techniques destinées à la mesure de distance d'un objectif qui font usage d'un système radar Doppler. Souvent la fréquence de l'énergie hyperfréquence transmise est décalée afin d'introduire une variation dans le signal Doppler qui est représentatif de la distance. L'un des problèmes inhérents à la détermination de distance à l'aide de radars 15 Doppler réside dans le fait qu'un signal incident d'intensité relativement faible doit être mélangé avec un signal de sortie d'intensité relativement importante qui, par conséquent, est tout à fait capable d'obscurcir le signal réfléchi et le signal Doppler. De plus, le signal incident doit être traité de manière à procurer avec beau-20 coup de finesse l'information de distance. Par conséquent, il a été antérieurement nécessaire d'avoir recours à des raffinements en ce qui concerne le générateur et le mélangeur hyperfréquence afin d'assurer le mélange convenable du signal incident ainsi que l'isolement depuis le générateur hyperfréquehce pour obtenir des signaux de dis-25 tance d'une précision raisonnable. Dans ce but, les radars Doppler de détection de distance précédemment connus ont fait usage d'atténuateurs accordables, de coupleurs d'isolement et de circulateurs d'isolement entre le générateur et le mélangeur afin d'assurer un isolement ainsi qu'un mélange convenable. Ces composants, et-par 30 conséquent ces systèmes, sont compliqués et coûteux. En fait leur prix empêche leur emploi dans un équipement destiné à une consommation de masse, par exemple sur les automobiles où ces systèmes seraient hautement souhaitables, notamment dans les systèmes anticollision. A ce sujet, bien que des radars Doppler simples sont 35 disponibles pour détecter les vitesses relatives, ceux-ci seuls ne conviennent pas pour un système anti-collision puisque la détermination de la vitesse relative, sans la distance, est dénuée de sens. Par exemple, une grande vitesse relative entre deux véhicules largement séparés est généralement sans danger, tandis que la même vi-40 tesse relative pour une distance de séparation moindre peut être COPV 71 19230 2 2095975 hautement dangereuse. Les systèmes à radar Doppler précédemment connus qui mesurent la distance sont trop coûteux pour être incorporés dans les systèmes anti-eôllision pour automobiles. La présente invention procure un radar Doppler de détection 5 de distance qui utilise un seul dispositif à état solide qui n'est pas compliqué, qui utilise des composants peu coûteux et qui peut être fabriqué économiquement. En outre, il convient parfaitement pour un système anti-collision pour automobiles. A titre d'exemple, un système radar selon l'invention 10 comprend un seul dispositif à état solide, tel qu'une diode à effet Gunn, une diode à avalanche ou une diode tunnel ou encore un transistor, qui est susceptible d'osciller aux hyperfréquences pour engendrer l'énergie destinée à être transmise vers l'objectif, et qui est en outre susceptible de recevoir l'énergie réfléchie par 15 l'objectif et de simultanément mélanger l'énergië réfléchie avec une partie de l'énergie engendrée afin de procurer le signal Doppler. Selon l'invention, des moyens sont prévus pour moduler la fréquence de l'énergie engendrée, par exemple en décalant périodiquement la fréquence entre une première et une seconde valeur par modification 20 du niveau-de tension de polarisation du dispositif ou par altération de l'impédance haute fréquence vue par le dispositif. Le signal réfléchi se trouve de manière correspondante décalé en fréquence afin de procurer un signal Doppler composé possédant des composantes en temps partagé représentatives du glissement Doppler de chacune des 25 fréquences engendrées. Les signaux Doppler composés sont alors séparés en leurs composantes respectives (lesquelles sont discontinues ou intermittentes puisqu'elles sont en temps partagé) qui correspondent à la première et la seconde valeur de fréquencé, par exemple a l'aide d'amplificateurs commutés synchronisés avec le signal utilisé 30 pour décaler la fréquence d'oscillation du dispositif à état solide ou par une paire de détecteurs de crêtes. Les composantes discontinues séparées du signal Doppler sont de préférence extrapolées de manière à procurer des signaux continus qui sont mieux adaptés à la comparaison de phase. Un comparateur de phase est prévu pour délivrer 35 un signal représèntatif de la différence de phase entre les deux composantes extrapolées, laquelle est représentative dé la distance de l'objectif. Le glissement Doppler concernant l'une ou l'autre ou encore les "deux fréquences peut être directement utilisé pour indiquer la vitesse relative des véhicules, et le signal de distance peut 40 être utilisé en combinaison avec celle-ci afin de déterminer s'il 71 19230 3 2Q93975 existe un rapport dangereux de vitesse relative vis-è-Vis de la distance. En raison de la simplicité du système radar Doppler de détection de distance selon l'invention, celui-ci peut être fabri-5 qué économiquement en vue d'être utilisé dans un dispositif anticollision pour des automobiles produites en série. Ces objets et ces caractéristiques et d'autres encore de la présente invention apparaîtront plus clairement de la description détaillée qui suit ainsi que des dessins y annexés, étant bien 10 entendu que ceux-ci ne sont donnés qu'à titre d'exemples nullement limitatifs. Sur les dessins : La Fig. 1 représente une première forme de réalisation de dispositif selon l'invention ; 15 La Fig. 2 représente une seconde forme de réalisation de dispositif selon l'invention ; La Fig. 3 représente une troisième forme de réalisation de dispositif selon l'invention ; La Fig. 4 représente un signal Doppler composé délivré par 20 les trois formes de réalisation des Fig. 1, 2 et 3 ; La Fig. 5 est un schéma synoptique d'une première forme de réalisation d'un système destiné à traiter le signal composé de la Fig. 4 pour développer un signal de sortie représentatif de la distance de l'objectif ; et 25 La Fig. 6 est un schéma synoptique d'une seconde forme de réalisation d'un tel système. En se reportant maintenant à la Fig. 1 , on y voit un générateur-mélangeur hyperfréquence 10 selon l'invention. Le générateur-mélangeur 10 comprend un dispositif à état solide 12 monté daris une 30 cavité résonnante 14 prévue dans un boîtier 16. La cavité 14 est de préférence de forme rectangulaire mais peut être aussi de tout autre forme. Le boîtier 16 possède un couvercle pourvu d'une lucarne centrale 18 qui est de préférence de forme rectangulaire. Si cela est désiré, le couvercle peut être éliminé afin de procurer 35 une plus grande lucarne. La lucarne 18 communique avec une antenne rectangulaire en cornet 20 qui est fixée au boîtier 16 par des boulons ou tout autre moyen (non représentés) traversant des collerettes coopérantes. L'énergie hyperfréquence engendrée dans la cavité résonnante 14 traverse la lucarne 18 et se dirige dans le 40 sens de la flèche 22. Une énergie hyperfréquence réfléchie par un 71 19230 4 2093975 objectif et pénétrant dans l'antenne en cornet 20, comme indiqué par la flèche 24, se dirige à travers la lucarne 18 vers la cavité résonnante 14. D'autre moyens sont disponibles pour résonner à une hyperfréquence en association avec un dispositif à état solide, 5 extraire l'énergie hyperfréquence du résonateur, rayonner 1*énergie extraite vers un objectif, recevoir l'énergie réfléchie depuis l'objectif et délivrer l'énergie réfléchie au résonateur. Par exemple, une ligne h ruban ou un autre conducteur peut être utilisé pour résonner en association avec un dispositif à état solide et 10 pour transmettre l'énergie hyperfréquence à une antenne dipole, laquelle antenne et la ligne à ruban peuvent être utilisées pour recevoir et délivrer l'énergie réfléchie depuis l'objectif au dispositif à état solide. L'unique dispositif à état solide est de préférence une 15 diode à effet Gunn. Comme alternative, la diode à effet Gunn peut être remplacée par une diode tunnel, une diode à avalanche ou un transistor. Les caractéristiques de base qui sont exigées pour un tel dispositif sont que celui-ci doit être capable d'osciller dans une gamme de fréquence procurant de l'énergie électromagnétique 20 qui peut être transmise, par exemple dans la gamme des hyperfréquence s, et que celui-ci doit présenter au moins un paramètre non linéaire dans cette gamme de manière que le dispositif soit simultanément auto-mélangeur. Dans le cas de diodes, on utilise une caractéristique de résistance négative. Cependant un transistor 25 peut être utilisé en le connectant à une source de couraht procurant l'oscillation dans la gamme des hyperfréquences et en le polarisant de manière à obtenir un fonctionnement non linéaire. La diode à effet Gunn possède une connexion d'anode 26 et une connexion de cathode 28. La connexion de cathode 28 sert 30 de préférence de piège à chaleur et, par conséquent, est formée y d'un grand organe métallique bon conducteur de la chaleur qui fait un bon contact thermique avec la diode 12 et procure un chemin efficace pour extraire la chaleur de cette diode. Comme il apparaît de la Fig. 1, la connexion d'anode 26 se prolonge par un con-35 ducteur qui traverse le boîtier 16 par une traversée isolante capacitive 30. La traversée 30 est conçue pour agir comme un court-circuit pour l'énergie hyperfréquence. La connexion d'anode 26 est ■ connectée à un circuit de polarisation 32 qui comprend une source de tension continue délivrant un potentiel +V, une self de choc 36, 40 une résistance de charge 38 et une borne de sortie 40. 71 .19230. 5 2093975 La borne négative de la source 34, le boîtier 16 et la connexion de cathode 28 de la diode 12 sont reliés à la masse comme représenté. Le générateur-mélangeur 10 comprend aussi un appareil 5 42 destiné à moduler la fréquence des oscillations de la diode 12, par exemple en décalant périodiquement la fréquence de l'énergie hyperfréquence engendrée depuis une première fréquence f^ vers une seconde fréquence f^ légèrement plus élevée. De préférence l'énergie est engendrée de manière continue et les décalages sont 10 abrupts, c'est-à-dire en forme de créneaux. Pour la forme de réalisation selon la Fig. 1, l'appareil 42 comprend "un générateur de tension à ondes en créneaux 44 produisant une commutation de zéro volt à +AV. Le générateur 44 est connecté à la connexion d'anode 26 de la diode 12 par un condensateur de blocage 46 qui 15 empêche la source de tension 34 d'être court-circuitée à la masse. Par conséquent, la tension de polarisation appliquée à la connexion d'anode 26 est commutée entre des tensions et étant la tension de polarisation procurée par le circuit 32 et V2 étant approximativement égale à +ÀV. Cette commutation de la tension 20 de polarisation introduit une variation dans la fréquence d'oscillation de la diode 12 en ajustant de manière correspondante le point de fonctionnement au repos. Plus particulièrement, un accroissement de la tension de polarisation procure un accroissement de fréquence. 25 La valeur de la self de choc 36 est choisie pour que soit établi un chemin à haute impédance a travers le circuit 32 pour les signaux à la fréquence de répétition des impulsions provenant du générateur 44. De cette façon, une partie prédominante de l'énergie provenant du générateur 44 est délivrée à la diode 12 30 au lieu d'être dissipée dans la source de tension 34 et la résistance de charge 38 (qui présentent une impédance combinée en courant continu plus faible). Dans une forme de réalisation opérationnelle du générateur-mélangeur 10, les composants et les valeurs suivants ont été 35 utilisés : Diode à effet Gunn du type VSU 9203 Puissance de sortie de l'oscillateur : 50 mW Tension de polarisation +V : environ 11 volts Résistance de charge : environ 12 ohms 40 Tension AV délivrée par le générateur : environ 0,25 volt 71 19230 6 2093975 Fréquence de répétition du générateur : 100 kHz Type de cavité résonnante : rectangulaire Type d'antenne : pyramidal en cornet (gain d'environ 20 db). En fonctionnement, la tension +V provenant de la source 5 de polarisation 34 et la résistance de charge 38 sont choisies de manière à polariser la diode 12 dans sa zone de résistance négative. La diode 12 et la cavité résonnante 14 sont choisies pour procurer des oscillations dans la gamme des hyperfréquences et, ainsi, pour permettre à la diode 12 d'engendrer de l'énergie hyperfréquence 10 dans la cavité résonnante 14. La fréquence des oscillations doit être ajustée à l'intérieur de certaines limites, par exemple en ajustant la tension +V ou la résistance de charge 38. L'énergie engendrée à l'intérieur de la cavité 14 est isolée du circuit de polarisation 32 et du circuit de modulation de fréquence 42 par 15 une interaction capacitive entre les conducteurs et le boîtier 16 lors de leur traversée de ce .boîtier. En d'autres termes, un condensateur est formé à chacune de,s traversées isolantes qui court-circuite l'énergie hyperfréquence au boîtier 16 tandis qu'il.permet à des signaux de plus basse fréquence, par exemple le signal continu 20 provenant du circuit 32 et le signal rectangulaire provenant du circuit de modulation de fréquence. 42 de passer sans être sensiblement altérés. En ce qui concerne l'appareil 42 destiné à moduler la fréquence de l'énergie hyperfréquence engendrée par le générateur-25 mélangeur 10, il est à remarquer que le générateur 44 de signal en créneaux applique une tension additionnelle en escalier à la connexion d'anode 26 de la.diode 12. La tension en escalier provoque un glissement du point de fonctionnement au repos de la diode 12 qui.accroît de manière correspondante la fréquence des oscillations ■30 de la diode 12,. Une partie de l'énergie dans la cavité 14 traverse la lucarne 18 et est directement rayonnée par l'antenne 20. Si une partie de l'énergie rayonnée vient à frapper un objectif mobile ou une autre cible (non représenté) de manière à être réfléchie vers l'antenne 20, on constate que la fréquence de l'énergie ré-35 fléchie diffère de celle de l'énergie .rayonnée selon la vitesse relative de convergence ou de divergence.de l'objectif par rapport a l'antenne 20. L'énergie réfléchie modifie le point de fonctionnement au repos de la diode 12. Notamment, la tensian aux bornes de la diode 12 et le courant circulant à travers-, cel-le-ci sont modifiés 40 selon le glissement Doppler du signal réfléchi. La fréquence 71 19230 7 2093975 engendrée et la fréquence décalée reçue sont mélangées pour engendrer une fréquence de battement égale au glissement Doppler. La variation du niveau du courant de polarisation à travers la diode 12 a pour résultat une variation de potentiel à la borne 40 qui 5 est utilisée par le reste du système de détection de distance selon l'invention afin de procurer un signal de sortie représentatif de la distance de l'objectif. Bien qu'il existât plusieurs façons d'expliquer l'effet de mélange, on croit savoir que l'effet prédominant est dû à la 10 réception du signal décalé Doppler par la diode à effet Gunn qui induit des tensions dans celle-ci en fonction de la fréquence du signal reçu, de la fréquence du signal transmis et de la fréquence. Doppler (ainsi que d'harmoniques de ces fréquences). Ces tensions sont engendrées en raison de la résistance non linéaire de la 15 diode à effet Gunn dans la zone dans laquelle elle fonctionne. La propriété d'un dispositif non linéaire de mélanger des signaux de deux fréquences et de procurer un signal résultant dont la fréquence est égale a la différence des fréquences est bien connue. En raison du court-circuit capacitif pour les hautes fréquences 20 aux traversées isolantes et de la self du circuit de polarisation, seul le signal de plus basse fréquence, c'est-à-dire le signal Doppler, est autorisé à traverser la résistance de charge 38 afin d'altérer la tension à la borne 40. Par conséquent, la tension apparaissant à cette borne ne réfléchit que le signal Doppler induit 25 dans la diode à effet Gunn 12., A la Fig. 2 une autre forme de réalisation de générateur-mélangeur est représentée. Sur cette figure, les composants ayant les mêmes fonctions que ceux représentés à la Fig. 1 possèdent les mêmes numéros de référence. Dans le générateur-mélangeur 48 de la 30 Fig. 2, on utilise un modulateur 50 qui n'est pas directement associé au circuit de polarisation. Le modulateur 50 comprend un générateur de signaux rectangulaires 44 qui est connecté à une diode de type varactor 52. La modulation de la tension de cette diode permet de faire varier de manière correspondante sa capacité 35 et, par conséquent, l'impédance haute fréquence vue de la diode à effet Gunn 12. Puisque la fréquence des oscillations de la diode 12 dépend en partie de l'impédance de charge haute fréquence, la variation de cette dernière vue par la diode 52 est un moyen efficace pour faire varier la fréquence de l'énergie hyperfréquence de f^ 40 à f2' A la Fig. 2, la self de choc haute fréquence n'est pas néces 71 19230 s 2093975 saire dans le circuit de polarisation puisque celui-ci est séparé du générateur 44 du circuit de modulation de fréquence 50. A la Fig. 3 encore une autre forme de réalisation de générateur-mélangeur est représenté. Dans le générateur-mélangeur 56 5 de la Fig. 3, l'impédance de charge haute fréquence vue par la diode à effet Gunn 12 est aussi modifiée pour moduler la fréquence de l'énergie hyperfréquence de f^ à f2. Cependant, à la Fig. 3, un résonateur Yig 58 est inséré entre l'oscillateur et l'antenne. Un générateur de champ magnétique modulé en créneaux 60 est prévu, 10 lequel comprend un générateur de tension rectangulaire 44 et un enroulement 62 qui est suffisamment proche du résonateur 58 pour fonctionner avec celui-ci. La fréquence de résonance du résonateur 58, et ainsi l'impédance de charge haute fréquence, est altérée par le champ magnétique modulé en créneaux agissant sur le résonateur 15 58. Dans cette forme de réalisation, le boîtier 16 et l'antenne 20 sont de préférence fabriqués en une matière non magnétique afin de ne pas altérer le champ magnétique établi par le générateur 60. Dans cette forme de réalisation aussi, une self de choc haute fréquence n'est pas nécessaire dans le circuit de polarisation puisque 20 le générateur 44 du circuit de modulation de fréquence est séparé du circuit de polarisation. La Fig. 4 montre une onde représentative du signal Doppler composé engendré par la diode à effet Gunn 12. Afin de comprendre la formation de ce signal, il est bon de considérer la paire de 25 signaux représentatifs des fréquences transmises f^ et f2, la paire des signaux Doppler décalés reçus et la paire des signaux de différence apparaissant aux bornes de la diode 12. Les signaux hyperfré-quences, c'est-à-dire les signaux transmis aux fréquences f^ et f2 et les signaux Doppler décalés reçus, sont isolés de la cavité 30 résonnante 14 en raison de l'interaction capacitive entre le conducteur d'anode de la diode 12 et le boîtier 16. Par conséquent, seule la paire de signaux Doppler fd^ et fd2, qui correspondent aux fréquences f^ et f2, apparaît aux bornes de la résistance de charge 38. Les signaux Doppler fd-j et fd2 sont en temps partagé, c'est-à-dire 35 qu'ils surviennent successivement. En se reportant maintenant à la Fig. 4, on y voit une onde représentative du signal Doppler composé qui consiste en les signaux Doppler fd^ et fc^. Plus particulièrement, la composante fd^ représente la différence de fréquence entre le signal transmis à la fréquence f| et le signal Doppler décalé 40 reçu correspondant à ce signal transmis, et la composante fc^ 71 19230 9 2.093975 représente la différence de fréquence entre le signal transmis à la- fréquence f2 et le signal Doppler décalé -reçu correspondant à ce signal transmis. Puisque la différence entre le signal transmis et le signal Doppler décalé reçu est fonction de la fréquence du 5 signal transmis, la composante fd2 est d'une fréquence supérieure à celle de la composante fd^. Par conséquent, le signal de sortie apparaissant à la borne 40 se trouve décalé1 entre les fréquences des composantes fd.j et fd2 au même rythme que les décalages de fréquence transmise. Il en résulte une onde sensiblement rectangulaire 10 ayant des parties minimales et maximales de pente relativement graduelle qui constituent des représentations discontinues des composantes fd^ et fd2. Plus particulièrement, les parties maximales de l'onde indiquent une composante fd2 qui, si elle était extrapolée vers les régions où la fréquence transmise est f^, donnerait une 15 onde sinusoïdale d'une -phase 0^ par rapport à une référence choisie. De même les parties minimales de l'onde peuvent être extrapolées pour procurer une onde sinusoïdale représentative de la composante fd^ survenant durant la transmission de la fréquence f^. Ce signal peut être défini par sa phase 02 par rapport à la référence choisie 20 mentionnée ci-dessus. Par conséquent, le signal composé de la Fig. 4 définit deux composantes Doppler, l'une (fd^) correspondant à la fréquence de transmission f-| et l'autre (fd2) correspondant à la fréquence de transmission f2, chacune des.composantes ayant une phase prédéterminée par rapport à une référence choisie et, par 25 conséquent, une relation, de phase prédéterminée l'une par rapport à l'autre. La différence A0 entre les deux composantes est liée à la distance de l'objectif par l'équation : Û0 = 2 (f2 - f1) r 30 avec r : distance de l'objectif mobile ; et c : vitesse. De la relation ci-dessus, il apparaît que la mesure de la différence de phase 0 des signaux Doppler composés fd^ et fd2 est 35 directement proportionnelle à la distance et, par conséquent, une telle mesure donne un signal représentatif de la distance. En utilisant les composants et les valeurs du dispositif opérationnel mentionné ci-dessus, une fréquence d'oscillation d'environ 16 000 MHz qui était cycliquement décalée d'environ 2,5 Hz lors de l'ap-40 plication de l'onde en créneaux a donné une différence de phase 71 19230 10 2093-975 entre fdj et fc^ d'environ 180° en réponse à une distance d'environ 30,50 m. - La Fig. 5 représente une forme de réalisation de système destiné à traiter l'onde composée delà Fig. 4 qui donne un signal 5 représentatif de la différence de phase entre les composantes fd^ et fd2 et, par conséquent, délivre un signal qui est représentatif de la distance de l'objectif. Le système de la Fig. 5 sépare les composantes discontinues fd^ et fd2, extrapole les signaux séparés dans, les régions pour lesquelles l'autre fréquence est trans-10 mise de manière à former des signaux continus fd^ et fd^ et mesure la différence de phase entre les signaux séparés et extrapolés fd^ et fd2. Le système de traitement des signaux 64 de la Fig. 5 comprend un préamplificateur 66 recevant le signal Doppler composé 15 depuis la borne 40 afin de délivrer un signai Doppler composé amplifié aux bornes d'entrée 68 et 70 d'amplificateurs commutés 72 et 74. Les amplificateurs 72 et 74 reçoivent' un signal de vannage par des conducteurs 76 et 78 depuis le générateur 44 afih de commuter l'amplificateur 72 lorsque l'impulsion de tension rectangu-20 laire provenant du générateur 44 est à zéro et de commuter l'amplificateur 74 lorsque cette impulsion est à +hV. Par conséquent, l'amplificateur 72 délivre un signal à sa borne de sortie 80 qui est représentatif des parties de plus basse fréquence fd^ du signal Doppler composé et, de la même manière, l'amplificateur 74 délivre 25 un signal à sa borne de sortie 82 qui est représentatif des parties de plus haute fréquence fcU, du signal Doppler composé. L'analyse de Fourier des signaux provenant des amplificateurs 72 et 74 révèle que le signal est composé de parties haute fréquence représentatives des points de commutation du signal com-30 posé et de parties basse fréquence représentatives des parties du signal dont la pente est plus graduelle et qui sont représentatives des signaux Doppler fd., et fd2- Des filtres passe-bas 84 et 86 sont prévus pour ne transmettre que les parties basse fréquence et donc pour éliminer les parties haute fréquence des signausc qui apparais-35 sent aux poinis^. de commutation. Il en résulte que les filtres passe, bas 84 et 86 procurent des signaux continus qui ne sont représentatifs que des parties de pente graduelle de l'onde Doppler. Plus particulièrement, les signaux résultants délivrés par lès filtres passe-bas 84 et 86 sont des signaux sinusoïdaux possédant une fré-40 quence et une phase qui sont égales à la fréquence et à la phase 71 19230 it 2093975 des signaux Doppler respectifs fd^ et fd2. En d'autres termes, les signaux délivrés par les filtres passe-bas 84 et 86 représentent respectivement les enveloppes supérieure et inférieure du signal composé de la Fig. 4. Ces signaux sinusoïdaux sont amplifiés par 5 des amplificateurs 88 et 90 et, à leur tour, sont convertis respectivement en une onde rectangulaire par des limiteurs 92 et 94. Les ondes rectangulaires sont utilisées afin de permettre une comparaison de phase plus précise et plus commode des deux signaux Doppler. Un comparateur de phase 96 reçoit les signaux rectangulaires re-10 présentatifs de fd1 et fd2 depuis les limiteurs 92 et 94 et délivre un signal sur le conducteur de sortie 98 qui est représentatif de la différence de phase de ceux-ci et, par conséquent, de la distance de l'objectif. Le signal délivré par le comparateur de phase 96 peut être un signal analogique ou un signal numérique in-15 dicatif de l'intervalle de temps séparant les bords avant des excursions positives des ondes rectangulaires provenant des limiteurs 92 et 94. Un indicateur de distance 100 est prévu pour convertir le signal délivré par le comparateur de phase 96 en une représentation 20 auditive ou visuelle de la distance de l'objectif. Si cela est désiré, le signal délivré par le comparateur de phase peut être utilisé conjointement ou exclusivement par un système de commande automatique du véhicule sur lequel est monté le système de détection de distance. 25 La Fig. 6 représente une autre forme de réalisation de système de traitement du signal composé. Sur cette figure, les composants ayant les mêmes fonctions que ceux de la Fig. 5 portent les mêmes numéros de référence. Cette forme de réalisation diffère de celle de la Fig. 5 en ce qu'elle utilise des détecteurs de. crê-30 tes négatives et positives 102 et 104 pour séparer les composantes du signal composé de la Fig. 4 en des signaux discontinus Doppler fd^ et fd2. Les détecteurs 102 et 104 peuvent comprendre des diodes qui sont connectées en opposition de manière que chacune ne réponde qu'à l'une des pointes respectives (partie supérieure ou infé-35 rieure) du signal composé de la Fig. 4. Essentiellement, une diode peut jouer le rôle des amplificateurs commutés de la Fig. 5. Comme alternative, les détecteurs 102 et 104 peuvent être des transistors qui sont connectés et polarisés convenablement pour ne répondre qu'à l'une des parties respectives fd^ ou fd2 de l'onde compo-40 séede la Fig. 4. Par conséquent, les détecteurs 102 et 104 se 71 19230 12 2093975 commutent d'eux-mêmes puisqu'ils sont sensibles à la configuration de l'onde composée de la Fig. 4. Le reste du système de traitement du signal composé est le même que celui de la Fig. 5. Cependant, le système de la Fig. 6 comprend un moyen pour indiquer la vitesse re-5 lative entre l'antenne et l'objectif et un comparateur distance-vitesse qui est utile dans un système anti-collision. Plus particulièrement, un détecteur de fréquence 106 reçoit le signal délivré par l'amplificateur 88 (ou l'amplificateur 90) pour développer un signal représentatif de la vitesse relative. Un indicateur de vites-10 se 108 reçoit le signal délivré par le détecteur de fréquence 106 et procure une lecture de vitesse. Le signal vitesse est transféré à un comparateur distance-vitesse 110 qui reçoit en outre un signal provenant de l'indicateur de distance 100. Le comparateur 110 peut actionner un dispositif d'alarme de collision imminente et/ou un 15 dispositif de protection à coussin d'air lorsqu'il existe une relation critique entre la distance et la vitesse. Bien que dans un but d'explication dê l'invention plusieurs formes de réalisation particulières de celle-ci aient été représentées et décrites, il doit être entendu que divers changements.ou 20 modifications évidents a tout homme de l'art peuvent y être apportés sans s'écarter pour cela de l'esprit de l'invention ni sortir de son domaine. Par exemple, bien que cette invention ait été déérite en liaison avec un radar destiné à détecter la distance d'un objectif mobile, c'est-à-dire un radar procurant un glissement Doppler, 25 la distance par rapport à un objectif mobile ou stationnaire peut être déterminée en modulant d'une manière sinusoïdale la fréquence de transmission. Le courant de polarisation et donc la tension de sortie à la borne 40 contient une fréquence de battement correspondant à la distance de l'objectif. Plus particulièrement, la fré-• 30 quence de battement représente le décalage de phase entre les signaux transmis et reçus, lequel est fonction"de la distance de l'objectif. 71 .19230 13 2093975 REVENDICATIONS 1. Système radar de détection de distance caractérisé en . ce qu'il comprend : un unique moyen à.état solide connecté de manière a osciller et donc à engendrer de l'énergie électromagnétique, ce moyen étant adapté pour transmettre, l'énergie "électromagné- 5 tique vers un objectif et pour recevoir l'énergie électromagnéti-. que réfléchie par l'objectif, et ce moyen mélangeant au moins une partie de,l'énergie engendrée et au moins une partie de l'énergie réfléchie afin de procurer un signal représentatif d'une différence de fréquence entre celles-ci; et un moyen associé au moyen à état 10 solide pour moduler la fréquence des oscillations du moyen à état solide, le signal différence étant varié en raison de la modulation d'une manière représentative de la distance de l'objectif. 2. Système radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen à état solide est une diode possédant une zone de 15 fonctionnement dans laquelle cette diode oscille et en ce que cette diode est polarisée dans cette zone afin de procurer ces oscillations. 3. Système radar selon la revendication 2, caractérisé en ce que la diode est une diode à effet Gunn, une diode tunnel ou une 20 diode à avalanche, et cette zone est la zone de résistance négative de la diode. 4. Système radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen à état solide est un transistor connecté de manière à osciller afin de procurer l'énergie électromagnétique destinée à 25 être transmise. 5. Système radar selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le moyen à état solide est connecté à une source de tension de fonctionnement et en ce que le moyen destiné à moduler la fréquence des oscillations comprend un moyen connecté au moyen a état 30 solide pour moâuler la tension de fonctionnement délivrée à celui-ci. 6. Système radar selon la revendication 2, caractérisé en ce que la diode possède une borne d'anode et une borne de cathode et entre ces bornes présente une relation de résistance négative 35 en fonction de la tension pour une zone prédéterminée de tension de polarisation appliquée entre les dites bornes, et en ce que le moyen destiné à moduler la fréquence des oscillations module la tension de polarisation ainsi appliquée. 7. Système radar selon la revendication 1, caractérisé en 40 ce que le moyen destiné à moduler la fréquence des oscillations 71 19230 14 2093975 comprend un moyen destiné à moduler l'impédance haute fréquence vue par le moyen à état solide. 8. Système radar selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen de modulation de l'impédance haute fréquence vue 5 par le moyen à état solide est une diode du type varactor qui est connectée à une source de modulation délivrant un potentiel destiné à moduler la capacité de celle-ci et qui est située par rapport au moyen à état solide de manière que la modulation de cette capacité permette de moduler l'impédance haute fr ' tnce vue .-10 le moyen à état solide. 9. Système radar selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen destiné à moduler l'impédance haute fréquence vue par le moyen à état solide est un résonateur de type Yig associé à une source de champ magnétique de modulation destiné à moduler 1.5 la fréquence de résonance de ce résonateur, lequel est situé par rapport au moyen à état solide de manière que la modulation de cette fréquence de résonance .permette de moduler l'impédance haute fréquence vue par le moyen à état solide. 10. Système radar selon la revendication 1, caractérisé 20 en ce qu'il est prévu un moyen pour détecter la variation du signal différence afin de procurer un signal représentatif de la distance de l'objectif.. 11. Système radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen destiné à moduler la fréquence des oscillations du 25 moyen à état solide décale périodiquement la fréquence des oscillations d'une première fréquence à une seconde fréquence, et en ce que le décalage de la première fréquence à la seconde fréquence est sensiblement abrupt afin de former une onde sensiblement en créneaux. .12. Système radar selon les revendications 10 et 11, 30 térisé en ce que le moyen de détection de variation du signal uif-férence comprend : des moyens destinés à procurer un signal de différence correspondant à la première fréquence et un signal de différence correspondant à la seconde fréquence ; et un moyen destiné à la comparaison de phase des dits signaux de différence 35 afin de procurer un signal représentatif de la différence, de phase de ceux-ci qui à son tour, est représentatif de la distance de l'objectif. 13. Système radar selon la revendication 12, caractérisé en ce qu'il est prévu des moyens destinés à extrapoler le premier 40 et le second signal de différence afin de procurer une paire de bad original 71 19230 15 2093975 signaux continus de différence. 14. Système radar selon la revendication 13, caractérisé en ce que les moyens d'extrapolation sont constitués par une paire de filtres basse fréquence, chacun recevant l'un des deux signaux 5 de différence. 15. Système radar selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il est prévu des moyens limiteurs destinés à convertir les deux signaux continus de différence en des ondes en créneaux avant leur comparaison de phase. 10 16. Système radar selon la revendication 12, caractérisé en ce que les moyens destinés à procurer le premier et le second signal de différence comprennent un premier moyen et un second moyen qui sont chacun constitués par un amplificateur commuté, l'un de ceux-ci étant synchronisé avec l'apparition de l'une de 15 la première et de la seconde fréquence et l'autre étant synchronisé avec 1'apparition'de l'autre de la première et de la seconde fréquence de manière que le premier amplificateur commuté procure un signal représentatif du courant traversant le moyen a état solide durant la production de la première fréquence et que le second 20 amplificateur commuté procure un signal représentatif de ce courant durant la production de la seconde fréquence. 17. Système radar selon la revendication 12, caractérisé en ce que le courant traversant le moyen à état solide présente une première polarité, lorsquril est représentatif de la différence 25 entre le signal engendré à la première fréquence et le signal reçu correspondant à la première fréquence, et une seconde polarité, lorsqu'il est représentatif de la différence entre le signal engendré à la seconde fréquence et le signal reçu correspondant a la seconde fréquence, et en ce que les moyens destinés à procurer le 30 premier et le second signal de différence comprennent un premier moyen et un second moyen qui sont chacun constitués par un détecteur de crêtes de oolarité définie, l'un de ceux-ci étant branché de manière a ne répondre qu'à la première polarité et l'autre étant branché de manière à ne répondre qu'à la seconde polarité de 35 façon que le premier détecteur de crêtes procure un signal représentatif du dit courant durant la production de la première fréquence et que le second détecteur de crêtes procure un signal représentatif de ce courant durant la production de la seconde fréquence.