Brevet FR2091973A1 — publié le 19720121

La présente invention a pour objet un système convertisseur de fréquences, et plus particulièrement un circuit dans lequel la réaction d'un convertisseur cyclique est commandéepar le courant de charge de sortie et par le facteur de puissance du courant de charge. 5 Le circuit de commande de réaction conforme à l'invention peut être utilisé dans un svstèœe convertisseur cyclique du type décrit dans la demande de brevet n° 26.327 du 19 décembre 1967, déposée au ncm de Lawrence R. Peaslee. Ce brevet décrit en détail un convertisseur cyclique convertissant une puissance en courant alternatif d'une certaine fréquence, ou d'une fréquence 10 variable, en une puissance en courant alternatif à une autre fréquence fixe. Ces systèmes de conversion de fréquences sont constitués d une source d'alimentation de fréquence variable, qui peut être un générateur à commande de vitesse variable, délivrant une tension de sortie dont la tréquence est proportionnelle à la vitesse de la source de commande. Par exemple, le générateur 15 peut être alimenté par une source, telle que le moteur d:un avion, dont la vitesse varie de façon non prévisible dans une gamme relativement large. La tension de sortie à fréquence variable du générateur est appliquée à une charge, nécessitant une tension fixe à fréquence plus basse, à travers un certain nombre de dispositifs de commutation commandés, qui peuvent conduire, 20 lorsqu'ils sont programmés d'une certaine manière,en réponse à un signal de fréquence de référence, pour produire la fréquence de sortie souhaitée de la charge. Dans un système convertisseur cyclique du type utilisant des redresseurs à commande de phase, le signal de sortie à fréquence constante 25 est engendré en additionnant les segments de l'entrée à fréquence variable-, en amorçant les redresseurs à divers angles de phase du signal d'entrée, l'angle de phase étant choisi comme une fonction d'une référence de la même fréquence, à -la fréquence de sortie souhaitée. Une ou plusieurs boucles de réaction peuvent être prévues entre la sertie et l'entrée du convertisseur, 30 pour appliquer des signaux de réaction proportionnels à ces paramètres, sous la forme d'harmoniques de l'onde de sortie, de manière à corriger la forme d'onde, l'intensité du courant continu à la sortie, et l'amplitude du signal de sortie, avec les variations de la charge, Cependant, chacune de ces boucles de réaction peut; dans 35 certaines circonstances de fonctionnement critique, introduire des instabilités dans le système, qui peuvent entraîner de mauvaises commutations des redresseurs dans le convertisseur cyclique. La sortie à fréquence constante BAD OfilG/NAL 71 08545 2 2.091973 étant obtenue en amorçant les redresseurs à divers angles de phase de chacune des alternances de la tension de source, il est évident que le point d'amorçage du redresseur est cycliquement avancé et retardé. Lorsque ce point est retardé, le redresseur est amorcé trop tard dans le cycle pour être 5 à nouveau mis hors circuit, et qu'il se produit une mauvaise commutation. Par conséquent, il existe un point du cycle pour chaque redresseur au-delà duquel celui-ci ne peut pas être amorcé, le temps de commutation de ce redresseur, c'est-à-dire le temps nécessaire à le mettre hors circuit et à transférer la conduction à un autre redresseur de la série, n'étant pas suffisant. Plus spécifiquement, lorsque la charge d'un système convertisseur cyclique s'accroît, la série de redresseurs qui fonctionnent dans le mode d'inversion essaie de transférer la puissance de plus en plus tard dans le cycle de la tension d'alimentation du générateur. Par conséquent, le temps qui reste pour mettre les redresseurs conduisant hors circuit avant que la tension ligne à ligne 15 du générateur s * inverse, diminue progressivement, et le système est sensible à toutes les perturbations pouvant entraîner de mauvaises commutations. De façon similaire, avec des facteurs de puissance déphasés (c'est-à-dire dans le cas d'une charge induetive, comme par exemple,lorsqu'un moteur est entraîné à partir de la source d'alimentation), les redresseurs d'inversion du conver-20 tisseur cyclique sont amorcés de plus en plus tard dans le cycle du générateur. Ainsi, aux charges élevées, ou aux facteurs de puissance faibles, le point d'amorçage des redresseurs d'inversion se produit tard dans le cycle, et commence à approcher le point critique où il peut se produire une mauvaise commutation. C'est dans ces circonstantés que les boucles de réaction peuvent 25 introduire suffisamment d'instabilité dans le système pour que le redresseur soit amorcé au-delà du point critique, une mauvaise commutation pouvant alors affecter les caractéristiques de la forme d'ônde de la sortie du convertisseur, eu pouvant également endommager le redresseur. L'invention a donc pour objet un système à boucle fermée dans 30 lequel la quantité de réaction dans la boucle diminué en fonction, à la fois de l'amplitude de la charge et du facteur de puissance. Le système à réaction de conversion cyclique à boucle fermée, conforme à l'invention, est commandé en fonction de l'amplitude de la charge ■de «ortie t; de son facteur de puissance, de manière à réduire, ou éliminer 35 les' Hdi'vai-"es commutations des redresseurs du convertisseur cyclique, la quantité de réaction étant réduite en fonction, à la fois de l'amplitude de la charge de sortie, et du facteur de puissance de cette charge, pour toute combinaison des conditions de la charge et du facteur de puissance. BAD ORIGINAL ' 71 08545 3 2091973 Le système convertisseur cyclique conforme à l'invention comporte un certain nombre de trajets de réaction, et plus particulièrement un trajet de réaction à gain élevé, utilisé pour la mise en forme des ondes, et est commandé par un élément de résistance variable, tel qu'un transistor 5 à effet de champ. La valeur de la résistance du transistor à effet de champ varie en fonction de la somme des deux signaux représentant, respectivement, l'intensité du courant de charge et le facteur de puissance de ce courant de charge. Le transistor à effet de champ agit comme résistance variable dans le trajet de réaction, pour relier à la masse une partie du signal de réaction, 10 réduisant ainsi les réactions en fonction de ces deux signaux. Pour simplifier le système, le signal représentant le facteur de puissance de la charge est obtenu en détectant l'intensité du courant du générateur appliqué au convertisseur, car il a été trouvé que cette intensité du courant est directement proportionnelle au facteur de puissance de la charge de sortie. De cette 15 façon, il existe un procédé simple et direct de production d'un signal proportionnel au facteur de puissance. Ces deux signaux,représentant à la fois l'intensité et le facteur de puissance de la charge de sortie,sont appliqués * au transistor à effet de champ, pour faire varier sa résistance en fonction de ces deux paramètres. En combinant ces deux signaux, le point de référence 20 ou d'étalonnage du transistor varie pour diverses combinaisons de la charge et du facteur de puissance. C'est-à-dire que le point de fonctionnement du transistor à effet de champ, pour lequel la résistance commence à changer, s'accomode à diverses combinaisons de la charge et du facteur de puissance, de manière que la résistance variable faisant varier la réaction soit effec-25 tivement réétalonnée pour diverses combinaisons du facteur de puissance et de la charge. \ " D'autres caractéristiques et avantagés de l'invention ressortiront de la description qui va suivre, donnée uniquement^à titre d'exemple non limitatif, en référence au dessin annexé dans lequel : 30 - la figure 1 est un schéma synoptique d"un système conver tisseur cyclique, comportant le dispositif de réduction de la réaction conforme à l'invention; - la figure 2 est un schéma d'un système redresseur à commande de phase; 35 - les figures 3, 4 et 5 sont des formes d'ondes utiles à la compréhension du fonctionnement des redresseurs à commande de phase, formant une partie du système convertisseur cyclique, et de la manière selon laquelle la forme d'onde de sortie est reconstituée; 71 08545 4 2091973 - la figure 6 est un graphique représentant les caractéristiques de la résistance des transistors à effet de champ, pour diverses charges de sortie et divers facteurs de puissance; - la figure 7 est un graphique représentant la relation entre 5 le courant du générateur, la charge et le facteur de puissance de la charge, cette relation étant utilisée pour délivrer un signal proportionnel au facteur de puissance de la charge,, à partir du courant du générateur; - la figure 8 est un schéma d'une partie du système de la figure 1, représentant les divers circuits délivrant des signaux représentant 10 le courant de charge et le facteur de puissance, et la manière selon laquelle ils sont utilisés pour la commande de réaction du convertisseur cyclique. Dans les diverses figures, des références identiques se rapportent à des éléments identiques. La figure 1 représente un schéma synoptique d'un système convertisseur cyclique comportant le circuit de commande 15 de réaction conforme à l'invention. Cette figure représente tout particulièrement la relation qui existe entre les divers éléments du système et le montage de commande de la réaction conforme à l'invention. Une description plus détaillée du convertisseur cyclique dans lequel le circuit de commande de la réaction peut être utilisé, est faite dans le brevet des E.U.A. n° RE 26.327 mentionné ci-20 dessus. La figure 1 représente une source d'alimentation telle qu'un généiSateur 10 entraîné par un dispositif de commande mécanique, tel qu'un arbre 9, qui peut être couplé,par exemple,au moteur d'un avion. L'arbre 9 entraîne le générateur à la vitesse du moteur de l'avion et, par conséquent, 25 délivre une sortie du générateur dont la fréquence est proportionnelle à la vitesse de la source d'entraînement. La sortie du générateur 10 est couplée à des convertisseurs cycliques représentés en 12,^13 et 14, par l'intermédiaire d'une ligne d'alimentation 11. Le convertisseur cyclique représenté sur la figure 1 est un système triphasé à jL ' entrée et à la sortie, et. chaque 30 convertisseur comporte deux séries de redresseurs au silicium commandés utilisés comme dispositifs de commutation, chaque série ayant un pôle tel qu'elle conduise respectivement pendant les alternances positives et négatives de la sortie du générateur. Ainsi, une série de trois redresseurs conduit pendant les alternances positives dejla sortie du générateur, et l'autre 35 série conduit pendant les alternances négatives. Les sorties des redresseurs au silicium dans chaque étage convertisseur sont combinées et filtrées pour obtenir des sorties triphasées 0A, 0B, et 0C, sur les conducteurs 15, 16 et 71 08545 .2091973 17. Pour cela, des filtres L-Cs 18. 19 et 20 sont branchés entre la sortie des convertisseurs cycliques 12-14 et les conducteurs de sortie 15-17. La conduction de chaque redresseur au silicium dans un étage du convertisseur est commandée par un modulateur ou un circuit d'amorçage associé à chaque 5 étage. De cette façon, le modulateur 21 est associé à l'étage 12 des convertisseurs, le modulateur 22 à l'étage 13 et le modulateur 24 à l'étage 14, Des conducteurs 25 appliquent le signal de sortie à fréquence variable du générateur 10 à chacun des modulateurs. Les signaux d'amorçage de chacun des redresseurs au silicium dans un étage de convertisseur sont positionnés 10 dans le temps en fonctior d:un signal de référence, provenant d'ur: oscillateur de référence et d'un déphaseur représentés en 26. Le signal de référence est combiné dans un réseau de sommation représenté en 27 avec un signal de réaction délivré par les boucles de réaction 28, branchées entre la sortie de chaque convertisseur et le réseau de sommation, pour délivrer un signal 15 d'entrée qui est appliqué aux modulateurs 21 à 24. La combinaison du signal de référence et du signal de réaction est appliquée au modulateur pour délivrer, comme il sera mieux expliqué plus loin, les signaux de déclenchement pour les dispositifs de commutation au silicium commandés dans chacun des étages du convertisseur, de manière que les redresseurs au silicium, conduisent pendant 20 un temps prédéterminé. La figure 1 représente également un circuit pour la commande de la quantité de réaction dans chacune des phases du convertisseur cyclique, en fonction, à la fois de la charge du courant de sortie et du facteur de puissance de charge. Ainsi, chaque réseau de réaction, tel que représenté en 25 28, comporte une résistance variable qui shunte le trajet de réaction, et qui, en réponse à des signaux représentant,à la fois le courant de charge et le facteur de puissance de charge, shunte plus ou moins du signal de réaction, pour la commande de la quantité de réaction en fonction de l'intensité du courant de sortie et du facteur de puissance de sortie. Un signal de réaction 30 est couplé par le conducteur 29 au filtre d'arrêt 30 qui bloque la composante de fréquence fondamentale, mais transmet les divers harmoniques de la fréquence de sortie, tels que le troisième et le cinquième harmonique. Ces harmoniques sont transmis à travers le réseau de réaction 28 vers le modulateur, de manière à corriger la forme d:onde de sortie du convertisseur, et à réduire * 35 les harmoniques à la sortie. Un élément résistant réducteur de réaction est inséré dans le réseau 283 cet élément comportant un transistor à effet de champ 31 dont le drain et la-source sont branchés entre le conducteur 29 71 08545 2091973 et la masse. L'électrode de commande 32 du transistor à effet de champ 31 est reliée à une prise sur un potentiomètre 33, auquel sont appliqués deux signaux représentant, respectivement, l'intensité du courant de charge de sortie et le facteur de puissance de la charge. Le potentiel à l'électrode 5 de commande 32 règle la résistance du transistor à effet de champ* et fait varier l'intensité du signal de réaction à la masse. La résistance d'un transistor à effet de champ peut avoir une valeur très élevée de l'ordre de quelques centaines de milliers d'ohms, ou une résistance très faible, de l'ordre de quelques centaines d'ohms. Avec une résistance de quelques ceti-10 taines de milliers d'ohms, le transistor à effet de champ est similaire à un circuit ouvert, et le signal de réaction complet est transmis par le conducteur 29 à la jonction de sommation 27. Lorsque la résistance du transistor à effet de champ diminue, une partie de plus en plus grande du signal de réaction est reliée à la masse, réduisant ainsi la réaction appliquée au 15 noeud de sommation 27 du convertisseur. Un signal unidirectionnel proportionnel au courant de charge est produit en redressant les courants de charge dans un redresseur 35 dont l'entrée est reliée à tous les conducteurs de sortie à l'aide de transformateurs de courant, tels que celui représenté en 34. La sortie du redresseur 35 20 est une tension unidirectionnelle proportionnelle au courant de charge moyen circulant dans les conducteurs 15, 16 et 17. Ce signal est appliqué à une extrémité du potentiomètre 33 de commande du transistor à effet de champ, et à travers les conducteurs 37 et 38, aux dispositifs de commande de réaction des transistors à effet de champ dans les réseaux de réaction 28 associés 25, aux convertisseurs 13 et 14. Le signal proportionnel au facteur de puissance est obtenu en détectant le courant de générateur à la sortie du générateur 10 à travers un transformateur de courant 40, et en appliquant ce signal à un redresseur et un filtre 41 pour obtenir une tension unidirectionnelle proportionnelle au courant de générateur moyen circulant dans chacun des 30 conducteurs de sortie triphasée du générateur 10. Cette tension de sortie unidirectionnelle est ensuite appliquée à un circuit détecteur 42 de facteur de puissance dans lequel la tension unidirectionnelle représentant le courant de générateur est appliquée et comparée à une tension de référence proportionnelle à l'intensité du courant de générateur, à un courant de charge nominalv 35 et un facteur de puissance prédéterminé. Le circuit 42 délivre un signal de sortie si le facteur de puissance est inférieur au facteur de puissance prédéterminé. et ce signal est appliqué à l'extrémité supérieure du potentiomètre 33 dans le réseau 28 sssocié au convertisseur 12. 71 08545 7 2091973 Comme il sera expliqué plus en détail plus loin, l'intensité du courant de générateur I ,circulant dans les conducteurs de sortie 11, est S directement proportionnelle au facteur de puissance du courant de charge 1^ circulant dans les conducteurs 15, 16 et 17. Par conséquent, en mesurant 5 l'intensité de ce courant, il est possible de déterminer le facteur de puissance de charge. En outre, en comparant le signal de courant du générateur à un facteur de puissance de référence, le circuit détecteur 42 délivre un signal proportionnel à la différence entre le courant de générateur instantané et l'intensité du courant de générateur pour une charge donnée et un facteur de 10 puissance donné. Ce signal est ensuite utilisé pour la commande de la quantité de réaction dans le réseau de réaction, pour faire varier les combinaisons de la charge et du facteur de puissance. C'est-à-dire que,plus le facteur de puissance est élevé, plus intense sera le courant de charge avant que le circuit réducteur de réaction ne fonctionne. Cependant, lorsque le facteur de puissance 15 diminue., le problème de retard de phase des redresseurs au silicium, et le problème de la mauvaise commutation deviennent plus cruciaux, et la diminution de réaction s'effectue pour des charges inférieures. En ajoutant une tension de commande proportionnelle à la différence entre le facteur de puissance de charge et un facteur de puissance de charge prédéterminé, la gamme de fonction-20 nement du transistor à effet de champ est à nouveau étalonnée, de manière que celui-ci fasse diminuer la réaction pour des charges de plus en plus basses, lorsque le facteur de puissance diminue. De cette façon, la réaction peut être commandée pour toute combinaison de la charge et du facteur de puissance, de manière que le gain de la boucle soit réduit et de manière à éviter que les 25 instabilités ou les perturbations de la boucle produisent de mauvaises commutations des redresseurs au silicium. Pour mieux comprendre la nécessité d'un réseau réducteur de réaction pour un convertisseur cyclique en réponse,à la fois au facteur de charge,et au facteur de puissance, il est nécessaire de très bien comprendre 30 le fonctionnement fondamental du convertisseur cyclique. Il faut se reporter pour cela aux figures 2, 3, 4 et 5. La figure 2 représente un simple circuit redresseur à commande de phase, comportant un générateur triphasé 10', équivalent au générateur 10 de la figure 1. La sortie de phase! du générateur 10' est référencée en, et est couplée à la charge par un redresseur au sili-35 cium commandé référencé A1P. De façon similaire, les sorties e2 et e^ 71 08545 8 2091973 de phase du système, le numéro suivant la première lettre désignant l'enroulement de phase du générateur auquel est relié le commutateur, et la dernière lettre indiquant que le dispositif de commutation se trouve dans une série positive, c'est-à-dire celle qui conduit le courant positif. La sortie du 5 générateur est couplée à la charge par chacun des redresseurs au silicium, à travers un filtre de sortie constitué d'une bobine série L et de condensateurs de shunt C, et correspond au réseau de filtrage représenté en 18, 19 et 20 sur la figure 1. Pour la description du fonctionnement du convertisseur cyclique 10 à redresseur à commande de phase3 un certain nombre de suppositions doivent être faites, qui sont généralement vraies pour le système, avec cependant quelques exceptions qui ne sont pas importantes. Ces suppositions sont les suivantes : 1 - Le générateur 10' est une source d'alimentation sinusoïdale 15 triphasée rigide, de manière que la tension à ses bornes ne diminue pas lorsqu'il ne circule plus de courant dans le générateur. 2 - Les redresseurs au silicium commandés sont de parfaits commutateurs, c'est-à-dire qu'ils conduisent instantanément lorsqu'ils sont déclenchés, qu'il ne s'y produit aucune chute de tension directe, et qu'ils 20 ne laissent passer aucun courant inverse. 3 - La bobine L et le condensateur C sont suffisamment importants pour que la tension aux bornes de la charge, lorsque chaque redresseur au silicium commandé conduit, soit une tension continue régulière. 4 - La charge est une force contre-électromotrice (f.c.e.m.) 25 dont l'amplitude est égale à la tension continue moyenne du redresseur à commande de phase. Le fonctionnement du circuit redresseur à commande de phase de la figure 2 sera mieux compris en considérant les formes d'ondes représentées sur les figures 3a^ et 3b. Ces figures représentent une onde composite 30 constituée de trois ondes sinusoïdales e^, e^ et e^, représentant la sortie triphasée du générateur 10'. Les ondes de tension de sortie du générateur sont représentées en pointillés, tandis que la partie de tension du générateur, délivrée par les redresseurs au silicium commandés AlP, A2P et A3P, est représentée en traits pleins. C'est-à-dire que chaque redresseur au silicium 35 est mis en circuit en un point fixe du cycle de la tension du générateur, et conduit pendant un temps fixe déterminé par l'angle d'amorçage de ce redresseur. Ainsi, par exemple, si le redresseur au silicium A3P conduit, le 71 08545 2091973 redresseur ÂlP peut être mis en circuit après que la tension e^ est devenue plus positive que la tension e^. Comme représenté sur la figure 3S cette période commence au temps t^ et se termine à un temps t^ où la tension de ligne à ligne devient à nouveau telle que le redresseur au silicium AlP ne 5 peut plus être amorcé. En d'autres termes, le redresseur AlP ainsi que les autres peuvent être mis en circuit lorsque la tension de ligne à ligne établit une tension positive à l'anode du redresseur par rapport à sa'cathode. L'angle de phase pour lequel le redresseur au silicium est amorcé est représenté sur la figure 3 comme l'angle a. Dans cette figure 3, a est approximati-10 vement égal à 50°, mesuré à partir de t^. Pour un angle d'amorçage a = 50°, la tension de sortie redressée moyenne E^ du redresseur à commande de phase est positive, le niveau de cette tension étant naturellement l'intégrale de la surface comprise sous l'onde e^, de t^ à t^, lorsque le redresseur au silicium est mis hors circuit. 15 La figure 3b représente le cas où a est suffisamment retardé, pour qu'il se produise une tension de sortie moyenne négative E^. Sur cette figure 3b; l'angle d'amorçage représenté est de 118°, c'est-à-dire que oc = 118°, et par conséquent, la surface comprise sous e^, de t^' à t^'s sous le conducteur 0, est supérieure à la surface au-dessus de la ligne, et par conséquent, 20 la tension de sortie moyenne E^ est négative. Par conséquent, une tension moyenne de sortie maximale positive est obtenue lorsque chaque redresseur au silicium est mis en circuit, le plus tôt possible dans le cycle, par exemple à l'instant tg, de manière que a = 0°. Lorsque l'angle de phase a croit (c'est-à-dire que le point d'amorçage est retardé), la tension moyenne 25 devient moins positive, et en fait, lorsque les redresseurs au silicium commandés sont amorcés pour a = 90°, la-tension de sortie moyenne est nulle. Lorsque l'angle de phase est retardé au-delà de 90°, la tension de sortie moyenne E^ dévient négative, et atteint une valeur négative maximale lorsque chaque redresseur est mis en circuit le plus tard possible dans chaque cycle, 30 de façon que juste avant l'instant t2, c'ést-à-dire juste avant que la tension de ligne à ligne aux bornes du redresseur considéré, ne soit plus positive. Si les redresseurs AlP, A2P et A3P sont amorcés pour des angles de phase différentss la tension de sortie moyenne des redresseurs à commande de phase varie de façon correspondante à une vitesse déterminée par la vitesse selon 35 laquelle l'angle d'amorçage des redresseurs est avancé ou retardé, et une polarité qui dépend du fait que l'angle de retard est supérieur ou inférieur à 90°. 71 08545 10 2091973 La figure 4 représente la façon dont le signal de référence de l'oscillateur 26 est combiné à la sortie du générateur dans les modulateurs 21, 22 et 23, pour obtenir les variations cycliques des angles de phase pour lesquelles sont amorcés les redresseurs représentés sur la figure 2. Les 5 ondes sinusoïdales de sortie du générateur, couplées aux modulateurs, sont converties en ondes cosinusoîdaless pour chacune des phases de sortie du générateur. Cette conversion du signal,sous forme cosinusoîdale, est nécessaire pour obtenir une relation linéaire entre la tension du générateur et la sortie redressée E,. Pour une description différente de la façon selon Q 10 laquelle cette conversion est effectuée, et la raison de cette conversion, il est conseillé de se reporter au brevet des E.U.A. n° 26.630, déposé au nom de Lawrence R. Peaslee, le 15 juillet 1969, qui contient une description détaillée de cette caractéristique particulière du convertisseur cyclique. L'onde cosinusoîdale est combinée au signal de référence, dont la fréquence 15 est inférieure à la tension de sortie du générateur sinusoïdale, de manière qu'il se produise un grand nombre d'alternances du générateur, pendant chaque cycle de l'onde de référence. Une impulsion de déclenchement est produite au point d'intersection de ces deux signaux, cette impulsion étant utilisée pour faire conduire un redresseur au silicium commandé, tel que AlP. Les circuits 20 destinés à délivrer des impulsions de déclenchement en réponse à l'intersection des ondes de sortie de tension du générateur, et de référence, sont bien connus des spécialistes. Il est conseillé de se reporter au brevet n°3.400.321 du 3 septembre 1968, déposé au nom de David L. Lafuze, et intitulé "Protective Circuity for Frequency Converter Systems", ce brevet décrivant et représentant 25 (figure 3) un tel circuit. Il apparaît sur la figure 4 que,^lorsque l'amplitude du signal de référence croît ou décroît, le point d'intersection avec l'onde cosinusoîdale avance ou est yetardé. Cette considération a deux significations. Tout d'abord, pendant un cycle du signal de référence, il se produit une variation continue 30 de l'amplitude du signal de référence, et l'angle d'amorçage des ondes cosi-nusoîdales avance et est retardé à la même vitesse que le signal de référence. La tension moyenne que laissent passer les redresseurs au silicium varie avec la position de l'angle d'amorçage pour chaque cycle de la tension du générateur, et la fréquence de sortie du convertisseur cyclique est la fréquence 35 du signal de référence, car l'amplitude varie en fonction de cette fréquence du signal de référence. 71 08545 ii 2091973 En outre, l'amplitude du signal de référence variant par application de tensions de réaction, de commande et de polarisation, l'angle d'amorçage peut être commandé de façon similaire, pour faire varier la tension de sortie. 5 La figure 5 représente la façon dont les séries de redresseurs du type représenté sur la figure 2 peuvent être utilisées pour délivrer une onde de sortie d'une fréquence prédéterminée à partir d'une onde d'entrée de fréquence variable supérieure, par la commande du retard ou de l'avance de phase des redresseurs dans la série. La figure 5 représente en traits pleins 10 la sortie résultante des redresseurs à commande de phase de la figure 2, lorsque ceux-ci sont amorcés à des angles différents, l'angle d'amorçage de chaque cycle du générateur étant commandé par la tension de référence alternative, telle que le signal de référence de l'oscillateur 26 de la figure 1. Un convertisseur cyclique produisant une sortie en courant alternatif, une 15 autre série de redresseurs non représentée sur la figure 2, sensibles aux demi-cycles négatifs de la sortie du générateur, est couplée à la série positive représentée sur la figure 2, pour compléter le convertisseur de fréquences. C'est-à-dire qu'une autre série de trois redresseurs au silicium commandés peut être branchée entre les générateurs 10' et le filtre LC, et 20 la charge de la figure 2, ces redresseurs ayant des pôles tels qu'ils soient sensibles aux alternances négatives de la tension de sortie du générateur. Ces redresseurs sont référencés AIN, A2N, A3N, pour indiquer que ce sont des redresseurs de la série négative du convertisseur. Il ressort d'un examen des figures 3 et 5 que, lorsque l'angle 25 d'amorçage est retardé au-delà de 90°, la tension de sortie moyenne dè la série positive des redresseurs est négative. Lorsque la sortie des redresseurs est négative, bien que ceux-ci conduisent, le redresseur à commande de phase est dit inverseur, car le transfert de puissance se fait à partir de la charge vers la source, puis vers les redresseurs au silicium commandés. Cette 30 période est représentée sur la figure 5 comme une opération d'inversion. Il faut également noter que la série négative des redresseurs est inverseuse (c'est-à-dire que sa sortie est positive), lorsque la série positive est redresseuse, et vice versa. Sur la figure 3, il apparaît que le ^redresseur AlP peut être 35 mis en circuit à un instant compté à partir de t^, lorsque la tension de ligne à ligne aux bornes de ce redresseur devient positive, jusqu'à un point t2 où cette tension aux bornes de AlP devient à nouveau négative. Si le 71 08545 12 2091973 redresseur AlP a été mis en circuit pendant cet intervalle, il peut être mis hors circuit à tout instant, avant que la tension de générateur e^ devienne à nouveau plus positive que la tension e^ de la phase du générateur, à l'instant t,_. Ceci, car le redresseur AlP est mis hors circuit par la commu-5 tation du redresseur A2P. C'est-à-dire que,lorsque A2P est mis en circuit, sa résistance anode-cathode devient très faible, et la chute de tension aux bornes de A2P est très faible. Par conséquent, A2P relie essentiellement la cathode de AlP à la tension alors positive appliquant ainsi une tension positive à la cathode de AlP, polarisant en sens inverse le trajet anode-10 cathode, et mettant hors circuit le redresseur AlP. L'instant le plus tard pour lequel A2P peut être mis en circuit pour mettre AlP hors circuit, . correspond à l'instant le plus tard où A2P peut être mis en circuit, c'est-à-dire t^, avant que e^ devienne plus négative que e^. Il est donc clair qu'un intervalle de temps existe entre le temps t,., qui est l'instant le 15 plus tard pour lequel AlP peut être hors circuit, et l'instant où le redresseur au silicium commandé est réellement mis hors circuit. Cet intervalle, connu sous le nom d'angle de phase de mise hors circuit, (3, est mesuré à partir de l'instant t,., jusqu'au temps de mise hors circuit, qui, dans la figure 3, par exemple, est représenté par t^. Dans l'exemple de la figure 3 20 où l'angle d'amorçage c^j est égal à 50°, l'angle de commutation Q est très grand. Il apparaît également que p peut varier en fonction de l'angle d'amorçage a. Naturellement, si l'angle d'amorçage du redresseur A2P est retardé de manière que A2P ne s'amorce pas à l'instant t^, mais plus tard dans le cycle, l'angle de commutation 0 diminue proportionnellement. Ceci 25 peut donc introduire des problèmes lorsque l'angle d'amorçage ex, est retardé suffisamment pour que p devienne de plus en plus -petit. Lorsque oc croit et que p décroît, un point critique est obtenu pour lequel un autre retard rend impossible la mise hors circuit du redresseur conduisant, car le temps est insuffisant. Par conséquent, ce redresseur, au lieu d'être mis hors 30 circuit, continue à conduire, et il en résulte une distorsion de la forme d'onde de sortie, et la possibilité d'endommagement du redresseur, car le courant circule en continu. Ce défaut de mise hors circuit du redresseur est appelé mauvaise commutation et il en résulte les caractéristiques défavorables décrites ci-dessus. 35 Ce phénomène de mauvaise commutation peut se produire dans un certain nombre de conditions différentes. Par exemple, dans des conditions de surcharge très lourde, c'est-à-dire lorsque la charge laisse passer des 71 08545 13 ■2091973 ceurants qui dépassent la charge nominale du système, ou lorsque la charge est une charge à facteur de puissance très faible, il se produit une mauvaise commutation. Par conséquent, dans une condition de surcharge, la réaction normale du convertisseur cyclique consiste à tenter de maintenir la sortie 5 en augmentant le signal de référence à travers la boucle de réaction.. Ceci accroît le signal de référence, qui peut prendre la forme d'une polarisation en courant continu ou similaire, qui avance l'instant pour lequel le redresseur non conducteur est mis en circuit dans le mode de redressement. C'est-à-dire que l'angle oc avance de manière que le redresseur soit amorcé pour un 10 angle plus près de t^ que précédemment. D'autre part, l'accroissement du signal de référence retarde l'instant de mise en circuit, lorsque le circuit est en mode d'inversion. C;est ce dernier cas qui peut entraîner un problème sérieux en ce qui concerne la mauvaise commutation. Si le générateur alimentant chacun des redresseurs au silicium commandés n'a pas d'inductance, c'est-15 à-dire qu'aucune énergie n'est emmagasinée dans le système, le temps nécessaire à commuter un redresseur conduisant est limité uniquement par le temps qu:il prend pour revenir à son état de blocage, c'est-à-dire un temps de l'ordre de quelques microsecondes. Cependant, le générateur,qui est une source d'alimentation pour le convertisseur cyclique et ses redresseurs à 20 commande de phase,est naturellement un dispositif comportant une inductance. En fait,, un générateur présente une inductance en série avec chacun des redresseurs au silicium commandés comme représenté sur la figure 25 par les bobines constituant une partie du générateur. Ces bobines,naturellement, emmagasinent del'énergie. de manière qu'un certain nombre de volts-secondes 25 sont nécessaires pour décharger cette énergie dans le redresseur. Tant que cette énergie n'est pas déchargée, elle maintient le redresseur à l'état conducteur, et empêche sa mise hors circuit. Dans une condition de surcharge, l'angle d'amorçage oc des redresseurs,fonctionnant en mode d'inversion, est retardé de plus en plus, de manière que ces redresseurs sont mis en circuit 30 si tard dans le cycle du générateur, que le temps est insuffisant pour décharger l'énergie emmagasinée dans l'inductance du générateur associée au redresseur qui est alors conducteur. Par exemple, sur la figure 3j>, à l'instant le redresseur AlP est mis en conduction. Si, dans le cas d'une surcharge, le redresseur A2P est mis en circuit à l'instant t^ au lieu de la quantité 35 d'énergie qui peut être déchargée à partir de l'inductance de e^5 entre t^ et t^, est considérablement réduite, et est très inférieure à l'énergie qui peut être déchargée -si la commutation du redresseur commence à Si cette 71 08545 2091973 énergie n'a pas été déchargée à t^5 AIE continue de conduire, car la tension e^ est alors positive, et au lieu que AlP soit mis hors circuit, il tend de mettre hors circuit A2P. Etant donné l'énergie emmagasinée dans l'inductance au lieu du redresseur, et le fait que, pour les redresseurs au silicium 5 commandés en modes d'inversion, (3 ait été réduit à une valeur située au-dessous de la valeur critique, AlP continue de conduire. Naturellement, pour un générateur donné, l'inductance pour chaque phase est connue, ou peut être déterminée. De façon similaire, le temps de mise hors circuit nécessaire pour le redresseur, le courant maximal 10 qui peut circuler de façon satisfaisante, et l'amplitude de la tension du générateur sont également connus, et il est possible de déterminer par le calcul l'intervalle de temps nécessaire à la décharge des inductances du générateur. Par conséquent, cet instant établit la valeur critique ou minimale de l'angle de commutation p, pour un convertisseur cyclique parti-15 culier. C'est-à-dire que cet angle de commutation (3 doit être supérieur à cette valeur critique, pour une commutation convenable. Inversement, l'angle d'amorçage oc en mode d'inversion ne peut pas excéder un angle donné, de manière à ne pas dépasser un angle de commutation ou angle critique (3 de mise hors circuit. 20 Dans un convertisseur cyclique du type représenté sur la figure 1, la présence d'une boucle de réaction à gain élevé, telle que celle représentée en 28 dans certaines conditions, introduit des problèmes qui compliquent le procédé de commutation qui peut se produire. C'est-à-dire que si l'une des boucles de réaction a un temps de réponse suffisamment rapide, 25 et un gain suffisamment élevé, elle peut introduire des perturbations dans le système, lorsque le convertisseur cyclique approche de l'angle critique p, et ces perturbations peuvent être suffisantes pour que l'angle critique p soit dépassé, et qu'^.1 en résulte une mauvaise commutation. C'est-à-dire que lorsque le système fonctionne dans des circonstances normales, lorsque le facteur 30 de puissance est élevé et que la charge n'est pas excessive, ce système fonctionne selon un angle p, suffisamment espacé de l'angle critique p5 de manière qu'aucune perturbation ne soit introduite par une boucle de réaction très rapide et à gain élevé, telle que celle qui est utilisée pour corriger la forme d'onde par suppression des harmoniques n'affecte pas suffisamment le 35 système pour le mettre en mauvaise commutation. Cependant, pour certaines combinaisons de la charge et du facteur de puissance, le système approche de l'angle critique J3, et toute perturbation de ce système peut être suffisante 71 08545 15 2091973 pour dépasser cet angle critique, et entraîner une mauvaise commutation. Par conséquent, quelques moyens peuvent être prévus pour détecter à la fois la charge et le facteur de puissance, de manière que la quantité de réaction soit réduite, et que le système fonctionne à un niveau de réaction inférieur mais 5 plus stable, même lorsque les conditions de fonctionnement sont telles que l'angle critique |3 est approché. En d'autres termes, il est préférable d'accepter une forme d'onde plus mauvaise,, pour réduire la réaction., de manière à assurer au système une meilleure stabilité et un meilleur fonctionnement. Ceci est obtenu en introduisant un élément de résistance variable 10 électriquement, tel que le transistor à effet de champ dans le trajet de réaction, et en commandant sa résistance, de manière à relier une partie du signal de réaction à la masse. Le transistor à effet de champ est commandé par deux signaux représentant, respectivement, le courant de charge et le facteur de puissance 15 de la charge. Ces deux signaux commandent la résistance du transistor à effet de champ dans des gammes différentes, de manière qu'à des facteurs de puissance élevésj le transistor à effet de champ ne réduise pas la réaction tant qu'il ne se produit pas de conditions de surcharge critiques. D'autre part, pour des facteurs de puissance faibles, la gamme de fonctionnement du transistor à effet 20 de champ est décalée, de manière que la diminution de réaction commence à des niveaux de charge inférieurs. Ainsi, par exemple, pour un facteur de puissance égal à l'unité, le système est étalonné de manière que le transistor à effet de champ ne réduise pas le gain de la boucle de réaction tant que les courants de charge de sortie n'excèdent pas 1,25 fois la charge nominale. D'autre part, 25 pour un facteur de puissance nuls les deux signaux amorcent le fonctionnement du transistor à effet de champ5 de manière que celui-ci commence à réduire la réaction, dès que le courant de charge excède la moitié de la charge nominale. De façon similaire, pour des facteurs de puissance intermédiairess le transistor à effet de champ commence à réduire la réaction pour des valeurs différentes 30 du courant de charge. La manière selon laquelle ceci peut être obtenu, et la caractéristique d'étalonnage du transistor à effet de champ seront mieux comprises en se reportant au graphique de la figure 6, dans lequel le courant de charge représenté en termes d'unité de charge, définis comme la charge 35 nominale, est représenté en abscisses et la résistance du transistor à effet de champ en ohms est représentée sur une échelle logarithmique en ordonnées. La résistance d'un transistor à effet de champ particulier peut être comprise 71 08545 2091973 entre plusieurs centaines de milliers d'ohms et plusieurs centaines d'ohms, c'est-à-dire une gamme de trois ordres d'amplitude, la résistance du trajet source-drain étant réglée par la tension appliquée à l'électrode de commande. Pour des tensions de la gâchette situées au-dessous de la coupure, la résis-5 tance du dispositif est extrêmement élevée, de l'ordre de plusieurs centaines de milliers d'ohms. Lorsque la tension appliquée à la gâchette devient plus positive, la résistance du dispositif chute, et peut être uniquement de quelques centaines d'ohms» Comme représenté sur la figure 6, le point de fonctionnement du transistor à effet de champ est commandé de façon que la résistance 10 du dispositif fonctionne dans une série de gammes représentées par les courbes 50, 51, 52, 53 et 54. Ainsi, la courbe 50 représente les caractéristiques de fonctionnement pour une charge à facteur de puissance nul, la courbe 51 pour une charge à facteur de puissance de 0,2; la courbe 52 pour une charge à facteur de puissance de 0,5 et la courbe 53 pour une charge à facteur de puissance de 15 0,75 et la courbe 54 une charge à facteur de puissance égal à l'unité. Il apparaît que,pour une charge à facteur de puissance nul, le transistor à effet de champ doit réduire la réaction tant que le courant de charge de sortie excède la moitié de la charge nominale. C'est-à-dire que,pour une charge à facteur de puissance nul, la somme des signaux des circuits détec-20 teurs de la charge et du facteur de puissance,pour la moitié de la charge et au-delà, est suffisamment grande pour que la résistance du transistor à effet de champ chute rapidement et relie de plus en plus le signal de réaction à la masse. Dès que la charge a atteint 0,75 fois la charge nominale pour un facteur de puissance nul, la résistance du transistor à effet de champ est 25 alors approximativement égale à 1000 ohms, et pratiquement tout le signal de réaction est relié,à la masse, et le signal appliqué au convertisseur est réduit, de manière à stabiliser ce convertisseur. En réduisant ainsi la réaction, le système est stabilisé, et les possibilités de perturbations dues à la réaction sont considérablement réduites. Les autres courbes repré-30 sentent les caractéristiques de fonctionnement du transistor à effet de champ réducteur de réaction, et représentent la façon dont le facteur de puissance croît, le courant de charge pouvant atteindre des niveaux plus élevés avant le commencement de la diminution de la réaction. Une famille de courbes est représentée, représentant chacune le fonctionnement dans une 35 gamme donnée de courants de charge de* sortie, pour divers facteurs de puissance de charge. Ces courbes sont uniquement représentées à titre d'exemple, et d'autres courbes similaires pour des relations charge-facteur de puissance différentes!sont également possibles. 71 08545 17 2091973 La manière selon laquelle un signal proportionnel au facteur de puissance peut être obtenu conformément à l'invention sera mieux comprise en se référant aux courbes de la figure 7 qui représentait la relation entre le courant du générateur et le courant de charge, pour divers facteurs de puis- 5 sance. Cette relation peut être utilisée pour délivrer un signal proportionnel au facteur de puissance, sans mesure réelle de l'angle de phase entre la tension de charge et le courant. C'est-à-dire que, en mesurant le courant de générateur, un signal proportionnel au facteur de puissance de la charge peut être obtenu de manière très simple et indirecte, sans qu'il soit nécessaire d'effectuer 10 des mesures complexes pour déterminer l'angle de phase entre la tension et le courant à la sortie. Ainsi, dans la figure 7, l'amplitude du courant de charge I est représentée en abscisses. Le courant de générateur I , pour les diverses L ë valeurs du courant de charge, est représenté en ordonnées, et plusieurs courbes 55, 56 et 57 représentent la relation entre le courant de générateur et de 15 charge, pour divers facteurs de puissance. La courbe 55 représente la relation entre les courants de charge et de générateur pour une charge à facteur de puissance nul; la courbe 56 pour une charge à facteur de puissance de 0,75 et la courbe 55 pour une charge à facteur de puissance égal à l'unité. Des courbes similaires, pour des valeurs variables du facteur de puissance,, peuvent être 20 obtenues. Les courbes 55 et 57, représentant,respectivement, les facteurs de puissance nuls et égaux à l'unité, représentent les deux conditions extrêmes du système, tandis que la courbe 56, pour un facteur de puissance de 0,75, est choisie comme facteur de puissance de référence, et pour des facteurs de puissance inférieurs à 0,75, le transistor"à effet de champ est réétalonné, 25 et son point de fonctionnement est décalé, de manière que la diminution de réaction commence à des niveaux de charge inférieurs. La courbe 55,qui représente la relation entre le courant de charge et le courant de générateur pour un facteur de puissance nul, illustrera peut-être plus clairement la nature de la relation et la manière selon 30 laquelle l'amplitude de ce courant de générateur"donne une indication de la charge à facteur de puissance. Comme représenté par la courbe 55, pour une charge nulle, = 0, et le courant de générateur a une intensité de IgO. Ce courant de générateur, qui circule même si le courant de charge n'existe pas, représente le courant du condensateur que le convertisseur cyclique 35 applique au condensateur de filtrage dans le filtre de sortie 18 de la figure 1. C'est-à-dire que, même sans courant de sortie, un courant déphasé d'une intensité de 10 circule lorsque le convertisseur cyclique alimente O 71 08545 18 2091973 en courant le condensateur de filtrage. Si un facteur de charge nul, par exemple dans le cas d'une charge purement inductive, est relié à la sortie du convertisseur cyclique, le courant de générateur est réduit initialement, car le courant délivré par la charge inductive est déphasé de 180° par rapport 5 au courant déphasé appliqué par Le générateur au condensateur de filtrage, et annule le courant de générateur. Ce courant diminue jusqu'à atteindre environ 0 à 0,5 par unité de charge. C'est-à-dire que, lorsque la charge inductive est égale à l'impédance du condensateur de filtrage, le condensateur de charge et de filtrage forme un circuit anti-résonnant à la sortie du convertisseur 10 cyclique, dont l'impédance est très élevée, et l'intensité du courant s'annule. Il existe une autre façon de savoir que c'est pour une valeur de 055 par unité de charge que le courant inductif déphasé est exactement égal au courant appliqué, au condensateur de filtrage, de manière à annuler le courant de générateur. Lorsque la charge croît au-delà de 0,5 par unité de charge, le courant 15 de générateur commence à croître. Il est bien entendu ques lorsque la charge de sortie dépasse 0,5 par unité, le courant déphasé circulant dans la charge excède le courant de condensateur initial, et le courant de sortie du convertisseur devient un courant déphasé. Le courant de générateur croît à nouveau jusqu'à atteindre 1 par unité de charge (c'est-à-dire la charge nominale), 20 et le courant de générateur est à nouveau égal à I 0. Par conséquent, tant S que la charge de sortie excède 0,5 par unité de charge, le courant de convertisseur est déphasé, et l'angle d'amorçage oc pour le redresseur inverseur est retardé de plus en plus lorsque la charge croît. Par conséquent, pour un facteur de puissance nul, la quantité de réaction diminue dès que la charge 25 de sortie atteint et commence à dépasser 0,5 par unité de charge, et même à ce niveau, l'angle de phase a est retardé suffisamment de manière que le système se dirige vers l'angle critique p. Ainsi, comme représenté sur la figure 6, pour un facteur de puissance nul, le point de fonctionnement du transistor à effet de champ est tel que la résistance de ce transistor suit 30 la courbe 50. La courbe 57 représente la relation entre le courant de générateur et le courant de charge pour un facteur de puissance égal à l'unité. Pour une charge nulle, un courant de générateur 1^0 circule et représente le courant de condensateur déphasé appliqué au condensateur de filtrage. Lorsque 35 la charge est appliquée, le courant de générateur croît de façon continue. Il ne se produit aucune chute du courant de générateur, car il n'existe aucun courant déphasé pour annuler le courant du condensateur de filtrage. 71 08545 19 2091973 Par conséquent, le courant de générateur croît presque linéairement; et la charge de sortie croît. Cependant, le courant de charge n'étant pas un courant déphasé, il n'a pas tendance à retarder l'angle d'amorçage des redresseurs, peur des niveaux de charge faibles. C'est uniquement pour des charges élevées 5 que l'un des systèmes de réaction retarde l'angle d'amorçage des redresseurs en mode d'inversion, suffisamment pour qu'il se produise des problèmes de mauvaise commutation. L'angle d'amorçage des redresseurs au silicium commandés en mode d'inversion n'est pas retardé pour que le système s*approche de l'angle (3 critique tant que la charge n'excède pas 1^25 par unité de charge. Par 10 conséquent, comme représenté par la courbe 54 de la figure 6, il est nécessaire à ce point de réduire la réaction pour éviter une mauvaise commutation due à une surcharge. La courbe 56 représente la relation entre le courant de générateur et le courant de charge de sortie pour un facteur de puissance de 0,75 15 et représente un facteur de puissance de référence qui peut être choisi pour le système. C'est-à-dire que,pour des facteurs de puissance inférieurs à cette valeur de référence de 0S75, il est souhaitable qu'un signal de commande soit délivré par le réseau détecteur du facteur de puissance, qui réduit le niveau de la charge pour lequel commence la réduction de la réaction. D'autre part, 20 pour des facteurs de puissance supérieurs à 0,75, il n'est pas nécessaire d'employer de signal de commande. Par conséquent, le courant de générateur circulant dans la charge de sortie du circuit déphasé à facteur de puissance de 0,75 est utilisé comme courant de référence. Les courants dont l'intensité est supérieure à cette valeur, indiqués en I dans la figure 7, ne permettent 25 pas au circuit de facteur de puissance de délivrer une réponse, et. n'ont aucun effet dans le réétalonnage du transistor à effet de champ. Les courants de générateur inférieurs à cette valeur délivrent une tension unidirectionnelle, proportionnelle à la différence entre le courant de générateur réel circulant, et l'intensité du courant de générateur I par unité de charge,.et pour un 30 facteur de puissance de 0,75. Ce courant unidirectionnel est alors ajouté à . la tension proportionnelle au courant de charge de sortie pour commander le transistor à effet de champ, et la quantité de réaction du convertisseur cyclique. Les amplitudes relatives des signaux et leurs polarités sont telles que, lorsque ceux-ci sont additionnés, le point de fonctionnement, du transistor 35 à effet de champ est tel que sa résistance varie à différents niveaux de charge, pour des facteurs de puissance différents. , 71 08545 2091973 La figure 8 est un schéma partiel d!un circuit de commande de la réaction, et comporte un transistor à effet de champ pour la commande de la quantité de réaction, ainsi qu'un circuit détecteur du courant de charge et du facteur de puissance. Cette figure 8 représente un générateur 5 10,relié aux étages du convertisseur, non représentés,par des conducteurs 11. Le générateur 10 est un générateur triphasé symbolisé par les trois bobines représentant les phases de sortie 1-3. Ces phases sont reliées aux redresseurs au silicium commandés dans l'étage du convertisseur3 dans un ordre convenable, ces redresseurs étant amorcés comme représenté par les chiffres 10 1, 2 et 3. Un transformateur de courant 40,constitué d'enroulements individuels 60, 61 et 62 reliés aux conducteurs 11, délivrant les tensions de phase individuelles du générateur5 est relié à la sortie du générateur 10. Les sorties des enroulements 60, 61 et 62 sont appliquées aux redresseurs 63, 64 et 65, qui forment une partie du circuit à filtre redresseur représenté en 41, Les 15 redresseurs 63, 64 et 65 ont des pôles tels qu'ils laissent passer les alternances négatives du courant de générateur circulant dans les conducteurs 11. Les cathodes de chacun de ces redresseurs sont reliées aux transformateurs de courant, tandis que leurs anodes sont reliées ensemble et couplées à un filtre RC constitué d'une résistance 66 et d'un condensateur 67 entre les 20 anodes et la masse. Une tension de sortie négative unidirectionnelle proportionnelle au courant moyen circulant dans chacune des phases de sortie du générateur est appliquée au filtre 41. La tension aux bornes du condensateur de filtrage 67 a par conséquent une amplitude proportionnelle au courant moyen circulant dans le générateur, et sa polarité est indiquée par des 25 signes + ou'-. Cette tension négative unidirectionnelle est appliquée aux circuits détecteurs du facteur de puissance représentés en 42, pour délivrer sur le conducteur de sortie 68 une tension unidirectionnelle proportionnelle à la différence entre le courant de générateur moyen circulant dans les conducteurs 11 pour une charge et un facteur de puissance donnés., et le 30 courant de générateur qui circule lorsque la charge est la charge nominale et que le facteur de puissance de la charge est de 0,75. Ce signal de sortie est appliqué par un conducteur 68 à une extrémité du potentiomètre 33 qui commande le transistor à effet de champ 31 branché dans le trajet de réaction du convertisseur cyclique. 35 Un signal Unidirectionnel est également appliqué à l'extré mité supérieure du potentiomètre 33, ce signal étant proportionnel à l'amplitude de la charge de sortie. Pour cela, les sorties triphasées du convertis 71 08545 21 2091973 seur cyclique 0A, 0B et 0C sont couplées par un transformateur de courant triphasé 34 à un réseau redresseur 35. Le transformateur 34 est constitué de trois enroulements individuels 69, 70 et 71 couplés aux lignes 0A, 0B et 0C. La sortie du transformateur est couplée aux redresseurs 72, 73 et 74. 5 Les anodes des redresseurs 72 à 74 sont reliées aux enroulements individuels du transformateur, et leurs cathodes sont reliées ensemble, et reliées à travers un conducteur 75 au potentiomètre 33. Ainsi, une tension unijiirec- , tionnelle positive apparaît à la sortie de l'ensemble des redresseurs 35. son amplitude étant proportionnelle au courant de charge moyen circulant 10 dans les conducteurs de sortie 0A, 0B et 0C, et par conséquent, au courant de charge moyen. Les deux signaux unidirectionnels sur les conducteurs 68 et 75 commandent la résistance du transistor à effet de champ 31, dont la gâchette 76 est reliée à un. curseur 77 placé le long du potentiomètre 33. 15 Les électrodes de source et de drain 78 et 79 du transistor à effet de champ sont branchées en parallèle entre une borne à la masse et la sortie d'un filtre de blocage 30, qui laisse passer les troisième et cinquième harmoniques de la tension sinusoïdale fondamentale de sortie du convertisseur. Le filtre de blocage 30 est constitué d'un filtre à double T comportant deux résis-20 tances en série 79 et 80 branchées entre le conducteur 0A et le transistor à effet de champ, et d'un condensateur 81 branché entre la jonction des résistances 79-80 et la masse. Un second réseau en T, constitué de deux condensateurs en série 82 et 83 branchés en parallèle sur les résistances 79 et 80, et d'une résistance 84 branchée entre la jonction des condensateurs 25 82 et 83 et la masse, est prévu. Le réseau,constitué de ces deux configurations en T, est caractérisé par le fait que, à la fréquence sélectionnée, il laisse passer toutes les fréquences sauf la fréquence sélectionnée. Ainsi, par exemple, si le convertisseur cyclique convertit une tension d'entrée du générateur de fréquence variable pour délivrer une fréquence de sortie de 30 400 cycles, comme,par exemple,dans le cas d'un système d'alimentation d'aéronef, le filtre à double T 30 bloque la fréquence fondamentale de 400 cycles, et le signal traversant ce filtre ne contient pas de composante à 400 cycles, mais uniquement ses harmoniques. Ce signal de mise en forme d'onde est appliqué à travers un 35 diviseur de tension 88 et un conducteur 89 à la borne d'entrée d'un amplificateur opérationnel 90, où il est combiné avec des signaux de réaction provenant d'autres boucles de réaction,, telles que la réaction en courant 71 08545 22 2091973 continu de 400 cycles, etc.3 pour délivrer une sortie qui est égale à la somme de ces signaux de réaction, et qui est appliquée par le conducteur 91 à un modulateur situé dans le convertisseur, pour la commande de l'amorçage des divers redresseurs au silicium commandés, de manière à obtenir les 5 caractéristiques de l'onde souhaitée. Les autres réactions peuvent être, par exemple, une réaction de 400 cycles, qui consiste à aider la réponse au signal unité du système, de manière que, si la charge augmente, un signal de réaction est délivré, pour accroître la sortie, la tension de sortie étant alors maintenue pratiquement constante avec la charge. En outre, une 10 autre réaction peut être constituée par un signal proportionnel à la composante en courant continu à la sortie. C'est-à-dire qu'il est souhaitable, que la sortie soit complètement sinusoïdale, et n'ait pas de composante en courant continu. Cependant, l'onde de sortie étant constituée de plusieurs segments en courant continu délivrés par les redresseurs, il est évident 15 qu'une composante en courant continu peut apparaître à la sortie. Par conséquent, il est souhaitable de détecter l'intensité du courant continu, et de disposer d'une boucle de réaction pour réduire la composante en courant continu. Eh résumé, le circuit réducteur de réaction, qui est le sujet de l'invention, est un circuit auquel est appliquée une boucle de réaction à 20 gain élevé, à réponse rapide (faible constante de temps), et dans lequel les harmoniques de l'onde de sortie sont appliqués à nouveau à ce circuit pour améliorer la forme d'onde. Cependant, cette boucle de réaction particulière peut être ajoutée aux autres boucles de réaction, qui sont également présentes dans le système convertisseur cyclique. 25 Les circuits détecteurs du facteur de puissance,représentés en 42, sont constitués d'un réseau dans lequel lai tension unidirectionnelle négative représentant le courant de générateur moyen est comparée à une tension de référence qui représente le courant de générateur pour un courant de charge nominal égal à l'unité et un facteur de puissance de 0,75, et 30 délivre une tension de sortie proportionnelle à la différence entre le courant de générateur et le courant de générateur de référence. Pour cela, la tension unidirectionnelle à la sortie du condensateur de filtrage 67 est appliquée à la base d'un transistor NPN 92, dont l'émetteur est relié à la borne négative ~V d'une source d'alimentation en tension, et dont le collecteur est relié à 35 travers des résistances convenables à la borne positive de la source de tension. Un dispositif à tension de référence, tel qu'une diode Zener 93, est relié directement à la jonction de deux résistances 94 et 953 branchées 71 08545 23 2091973 entre l'émetteur et la borne d'alimentation -V. La diode Zener 93 bloque la tension d'émetteur à un niveau prédéterminé qui représente le courant de générateur pour une charge de 1 (courant de charge nominal) et un facteur de puissance de 0,75. Si le courant de générateur moyen excède le courant 5 de générateur par unité, de charge pour un facteur de puissance de 0,75. la tension unidirectionnelle négative à la sortie du redresseur 41, apparaissant aux bornes du condensateur de filtrage 67, est plus négative que la tension négative établie à l'émetteur par la diode Zener 93. Ceci a pour conséquence que la jonction base-émetteur du transistor 92 est polarisée de façon inverse, 10 et rien ne sort de ce transistor. Si le courant de générateur chiite au-dessous de la valeur par unité de charge pour un facteur de puissance de 0,75, la sortie négative iir,.idirec t tonnelle du redresseur 41,qui apparaît aux bornes du condensateur 67, est incins négative que la tension à 1'émetteur3 et la jonction base-émetteur du transistor 42. est polarisée dans le sens direct,, 15 le courant pouvant alors circuler, et une tension de sortie étant produite proportionnelle à la différence entre la tension Zener et l'émetteur et la tension à la sortie du condensateur de filtrage 67. Il apparaît donc que la sortie du transistor 92 délivre une tension unidirectionnelle proportionnelle à la différence entre le courant de générateur circulant dans les conducteurs 20 de sortie 11 et le courant de générateur de référence par unité de charge pour un facteur de puissance de 0,75. La tension en courant continu devenant négative au collecteur du transistor 92 est couplée directement à la base d'un transistor NPN 97, dont l'émetteur est relié à la borne positive +V de la tension d'alimentation, 25 et dont le collecteur est relié au conducteur de sortie 68 et à la borne supérieure du potentiomètre 33 de commande du transistor à effet de champ. Le transistor 97 est un transistor amplificateur et inverseur^ et la tension de sortie au conducteur 68 est une tension unidirectionnelle positive^ dont 1?amplitude est proportionnelle à la différence entre le courant de généra-30 teur réel et le courant de générateur de référence par unité de charge pour un facteur de puissance de 0375. Par conséquents un signal est produit à la sortie du circuit détecteur de facteur de puissance 42, ce signal étant ajouté au signal réducteur des niveaux de charge de réaction, en fonction du facteur de puissance. Par conséquent,, si le facteur de puissance de la 35 charge de sortie est inférieur au facteur de puissance de référence., ce cas étant représenté pour un facteur de puissance de 0,75,-le transistor à effet de champ réduit la-réaction pour des niveaux de chargé inférieurs. De cette 71 08545 2091973 manière, le point de fonctionnement du transistor à effet de champ de commande de la réaction est réêtalonné, de manière que ce transistor commence à conduire et à réduire la quantité de réaction pour différents niveaux de charge, en fonction du facteur de puissance de la charge. 5 II ressort de l'examen des courbes de la figure 7 qu'il existe une gamme de valeurs du courant de charge pour un facteur de charge égal à l'unité (de 0 à environ 0,6) pour laquelle le courant de générateur,qui circule dans une charge dont le facteur de puissance est égal à l'unité,est inférieur au courant de générateur de référence I choisi pour le facteur 10 de puissance de référence de 0,75. Naturellement, si le courant de générateur pour une charge dont le facteur de puissance est égal à l'unité descend au™ dessous de la charge de courant de référence, le circuit détecteur de facteur de puissance 42 délivrera un signal de sortie qui sera appliqué au potentio-,, a mètre 33. Ceci tend à réétalonner le point de fonctionnement du transistor à 15 effet de champ. Cependant, le gain des amplificateurs à transistors fermant une partie du circuit 42 est tel que la sortie maximale du circuit (qui se produit à 0,5 par unité de charge pour un facteur de puissance nul lorsque I s'annule) n'excède pas la sortie du circuit détecteur du courant de charge, ê à 0,75 par unité de charge, et la somme des tensions apparaissant au potentio-20 mètre est insuffisante pour que le transistor à effet de champ conduise et réduise la réaction. Pour "des charges ayant un facteur de puissance compris entre 0,75 et 1, le circuit ne réduit pas le gain tant que la charge de sortie n'excède pas 1,25 par unité. Cependant, lorsque le facteur de puissance de 25 charge tombe au-dessous du facteur de puissance de référence, qui, dans l'exemple présent, est de 0,75, la tension unidirectionnelle négative du filtre redresseur 41 est toujours inférieure à la tension de référence établie par la diode Zener 93, et le circuit 42 délivre une tension de sortie pour toutes les gammes de charges. Ainsi, comme représenté par la courbe 52 30 de la figure 6, pour un facteur de puissance de 0,5, la sortie du circuit détecteur 42 est suffisamment importante pour que la somme de la tension unidirectionnelle représentant le facteur de puissance à 0,5 et la tension représentant la moyenne de la charge de sortie soit suffisante pour amorcer la conduction du transistor à effet de champ, lorsque la charge atteint 1 par 35 unité de charge ou courant nominal. Lorsque le facteur de puissance a des valeurs inférieures, et que le courant dé générateur décroît de façon correspondante, la sortie du circuit détecteur de facteur de puissance devient 71 08545 2091973 proportionnellement supérieure, car la différence entre le courant de générateur réel et le courant de générateur de référence pour un facteur de puissance de 0..75 et 1 par unité de charge devient supérieure. Par conséquent; la tension critique nécessaire à la conduction du transistor à effet 5 de champ 31 est atteinte pour, des valeurs inférieures de la charge de sortre, jusqu'à ce que,, pour un facteur de puissance nul, le transistor à effet de champ commence à réduire la réaction, dès que la charge excède 0,5 par unité de charge, ou la moitié de la charge nominale. Il est également évident qu'an dessous de 0,5 par unité de charge, aucune réduction de réaction n'est né-es-10 saire, car au-dessous de cette valeur de charge, le courant-de générateur est un courant déphasé alimentant le condensateur de filtrage. Un. courant déphasé, bien que très important, n'introduit pas de problème de mauvaise commutation. Ainsi, pour un facteur de puissance nul, la sortie du circuit 42 a une valeur maximale qui, comme il a été noté précédemment, est équivalente à l'amplitude 15 d'une tension de charge de sortie de 0,75 par unité de charge, et la somme des tensions à 0,5 par unité de charge et un facteur de puissance nul est identique à ce qu'elle serait pour une charge de ls25 pour un facteur de puissance égal à l'unité. En d'autres termes^ la somme des deux tensions est égale à la tension critique nécessaire pour que le transistor à effet 20 de champ conduise pour ces diverses combinaisons du facteur de puissance et de la charge. Un montage a donc été prévu pour être utilisé avec en convertisseur cyclique du type utilisant des redresseurs au silicium commandés à commande de phase, dans lesquels la quantité de réaction appliquée au conver-25 tisseur cyclique est une boucle à gain élevé, et à grande vitesse, commandée en réponse à la fois au courant de charge de sortie et au facteur de puissance de la charge, pour réduire son gain, lorsque les conditions de la charge et/ou du façteur de puissance sont telles que les redresseurs du convertisseur fonctionnent près de l'angle critique p. La réaction est suffisamment réduite 30 pour éliminer , ou réduire les perturbations pouvant entraîner de mauvaises commutations dans le convertisseur. Ceci est obtenu en détectant à la fois le courant de charge de sortie et le facteur de puissance, et en délivrant des signaux qui sont combinés de manière qu'un dispositif à résistance variable et sensible à la tension soit réétalonné, et que son point de 35 fonctionnement soit déplacé pour permettre la réduction de la réaction pour diverses combinaisons des charges et du facteur de puissance. L'invention 71 08545 2091973 concerne également un montage dans lequel le facteur de puissance de la charge est détecté indirectement par un circuit simple et efficace dans lequel l'intensité du courant de générateur est détectée et comparée à une valeur de référence, pour déterminer à partir des valeurs relatives du courant de générateur et du courant de générateur de référence, les valeur du facteur de puissance et du courant de charge. Il va de soi que l'invention décrite est susceptible de nombreuses modifications ou variantes sans pour autant sortir de son cadre 71 08545 2091973 REVENDICATIONS 1. Système convertisseur de fréquences, utilisable avec une source d'ondes alternatives de fréquence variable et indéterminée, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de conversion des fréquences, pour délivrer des ondes de sortie à fréquence constante, et appliquer la puissance de sortie 5 à fréquence constante à une charge, ce dispositif de conversion comportant un certain nombre de dispositifs de commutation déclenchés, sensibles à l'onde de fréquence variable, un dispositif de déclenchement à commande de phase couplé à la source d'ondes à fréquence variable, une source d'ondes de référence de la fréquence de sortie souhaitée^ reliée au dispositif de déclenche-10 ment pour faire conduire certains dispositifs de commutation., en certains points de la phase des alternances des ondes à fréquence variable pour produire les ondes de sortie à fréquence constante, un dispositif à réaction couplé à partir de la sortie du convertisseur, au dispositif de déclenchement à commande de phase, pour la commande du déclenchement du dispositif de commu-15 tation, et des points de la phase des alternances pour lesquels le dispositif de commutation conduit en réponse aux ondes de sortie du convertisseur, et un dispositif de commande électrique sensible à la fois à l'amplitude et au facteur de puissance de l'alimentation électrique appliquée à la charge à partir du convertisseur, pour faire varier la réaction et empêcher une 20 mauvaise commutation des dispositifs de commutation, lorsque l'amplitude et le facteur de puissance de la charge de sortie varient. 2. Système convertisseur de fréquences selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif pour délivrer un premier signal électrique proportionnel à l'amplitude de la puissance appliquée^ la charge, 25 un dispositif délivrant un second signal électrique proportionnel au facteur de puissance de l'alimentation de la charge, et un dispositif pour faire varier la réaction en réponse au premier et au second signal, pour commander la quantité de réaction pour diverses combinaisons de l'amplitude et du • facteur de puissance, cette diminution commençant aux amplitudes les plus 30 basses pour les facteurs de puissance les plus faibles. 3. Système selon, la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif pour délivrer un signal électrique proportionnel à la fois à l'amplitude et au facteur de puissance de l'alimentation appliquée à la charge, un dispositif pour appliquer le signal au dispositif de réaction 35 pour la commande de la réaction pour diverses combinaisons de 1:amplitude de 71 08545 28 2091973 sortie et du facteur de puissance, de manière que cette réduction commence à des niveaux de sortie inférieurs pour des facteurs de puissance inférieurs. comprend un dispositif pour produire un signal proportionnel, à l'amplitude 5 et au facteur de puissance de la puissance de sortie, un dispositif pour coupler électriquement un élément résistif variable dans le dispositif de réaction, le signal de l'élément résistif variable faisant varier sa résistance, et faisant varier la réaction en réponse à l'amplitude et au facteur de puissance de l'alimentation appliquée à la charge. 10 5. Système selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'élément résistif est branché dans le trajet de réaction pour relier une partie du signal de réaction à la masse. 6. Système selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'élément résistif variable électriquement est constitué d'un transistor à 15 effet de champ dont le trajet de source et de drain est branché entre le trajet de réaction et la masse, et en ce qu'il comporte un dispositif pour coupler le signal électrique proportionnel à l'amplitude et au facteur de puissance de l'alimentation appliquée à la charge, à l'électrode de gâchette du transistor à effet de champ, pour faire varier la quantité de réaction en 20 faisant varier la résistance de shunt du transistor à effet de champ. 7. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un premier dispositif pour produire un signal unidirectionnel proportionnel à l'amplitude de la sortie du dispositif de conversion de fréquences, un second dispositif couplé au convertisseur pour produire un 25 signal unidirectionnel proportionnel à la différence entre le facteur de puissance de la puissance de sortie et un facteur ^de puissance de référence prédéterminé, un dispositif pour combiner les deux signaux unidirectionnels et pour appliquer ces signaux au dispositif de réaction pour la commande de la réaction lorsque le facteur de puissance de la charge tombe au-dessus du 30 facteur de puissance de référence. 8. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de détection du facteur de puissance de la puissance de la charge à partir de l'amplitude des ondes alternatives à fréquence variable, et un dispositif pour détecter l'amplitude des ondes alternatives 35 de la fréquence variable et pour produire un signal proportionnel à l'amplitude de l'onde alternative à fréquence variable. 4. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce qu:il 71 08545 2091973 9. Système selon la revendication 8S caractérisé en ce que l'amplitude de l'onde alternative à fréquence variable est détectée pour produire un signal proportionnel, et en ce qu'il comporte un dispositif de comparaison du signal proportionnel à l!amplitude de l'onde avec un signal 5 de référence représentant un facteur de puissance de référence, pour délivrer un signal proportionnel à la différence entre le facteur de puissance de la charge et le facteur de puissance de référence. 10. Système de conversion de fréquences, caractérisé en ce qu'il est utilisé dans un convertisseur cyclique comportant une source d'alimen- 10 tation en courant alternatif de fréquence variable indéterminée,, le dispositif convertisseur étant couplé entre cette source et une charge pour produire une puissance électrique de sortie à fréquence constante pour la charge, la sortie du convertisseur comportant un dispositif de commutation de puissance pour la source d'alimentation, un dispositif de déclenchement 15 à commande de phase couplé à la source d?alimentation et à une source de signaux de référence, ainsi qu'au dispositif de commutation pour mettre en circuit certains dispositifs de commutation en des points sélectionnés de la phase des alternances de puissance à fréquence variable pour produire l'onde de sortie à fréquence constante, un dispositif de réaction couplé à 20 partir de la sortie du convertisseur au dispositif de déclenchement à commande de phase, pour la commande du déclenchement du dispositif de commutation et des points dans la phase des alternances pour lesquels le dispositif de commutation conduit en réponse à la sortie du convertisseur, un dispositif dans le trajet de réaction pour réduire la quantité de réaction, 25 un dispositif couplé à la source d'alimentation pour produire un premier signal proportionnel au facteur de puissance à partir de l'amplitude de la sortie de la source dfalimentations un dispositif pour engendrer un second signal proportionnel à l'amplitude de l'alimentation de la charge, un dispositif pour combiner le premier et le second signal et coupler le signal 30 combiné au dispositif de commande de réaction pour réduire la quantité de réaction et éliminer la mauvaise commutation du dispositif de commutation, en faisant varier le facteur de puissance et la charge. 11. Système selon la revendication 10, caractérisé en ce que le dispositif de commutation comporte des groupes de redresseurs au 35 silicium commandés de pôles opposés. 12. Système selon la revendication 10, caractérisé en ce que le dispositif pour la. commande de la réaction comporte un élément résistif variable électriquement. 71 08545 2091973 13. Système selon la revendication 12, caractérisé en ce que l'élément résistif variable électriquement est constitué d'un transistor à effet de champ dont le trajet de source et de drain est relié à des parties du signal de réaction, les signaux électriques appliqués à son électrode de 5 gâchette commandant la résistance du transistor en réponse aux signaux représentant la charge et le facteur de puissance. 14. Système selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif pour détecter l'amplitude du courant de sortie à fréquence variable de la source d'alimentation, pour produire un premier 10 signal proportionnel à la différence entre le facteur de puissance et un facteur de puissance de référence prédétermine, un dispositif pour appliquer ce signal au dispositif de commande de la réaction, pour amorcer la réduction de la réaction pour des valeurs inférieures du niveau de puissance de sortie lorsque le facteur de puissance descend au-dessous de la valeur du facteur 15 de puissance de référence. 15. Système selon la revendication 10, caractérisé en ce que le courant de sortie alternatif de la source d'alimentation est redressé pour produire un signal unidirectionnel proportionnel au facteur de puissance, en ce qu'il comporte un dispositif pour comparer le signal unidirectionnel 20 à un signal de référence proportionnel à un facteur de puissance de référence, pour déterminer si le facteur de puissance est inférieur à un facteur de puissance de référence, et produire un signal proportionnel à cette diffé-rencej un dispositif pour coupler le signal proportionnel à la différence entre le facteur de puissance et le facteur de puissance de référence au 25 dispositif de commande de réaction, pour faire varier le point où commence la réduction de réaction, et produire cette réduction à des charges inférieures, avec un facteur de puissance réduit. 16. Système selon la. revendication 13, caractérisé en ce que les signaux proportionnels à la charge de sortie et au facteur de puissance sont 30 appliqués à l'électrode de gâchette du transistor à effet de champ, pour modifier la résistance du dispositif et amorcer la réduction de la réaction à différents niveaux de charge, la charge pour laquelle commence la réaction étant réduite lorsque le facteur de puissance de la charge est abaissé. 17. Système selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il 35 comprend un dispositif pour produire un premier signal proportionnel à la différence entre le facteur de puissance de charge et un facteur de puissance de référence à partir de l'amplitude de la sortie de la source d'alimentation, 71 08545 '2091973 un dispositif couplé à la sortie de la source pour redresser le courant alternatif et produire un signal unidirectionnel proportionnel à l'amplitude du courant de sortie à fréquence variable à partir de la source, un dispositif pour comparer le signal unidirectionnel à un signal de référence proportionnel 5 à l'intensité du courant à partir de la source à un facteur de ^puissance de référence, un dispositif pour produire un signal de commande si le facteur de puissance de la charge est inférieur au facteur de puissance de référence, l'amplitude du signal de commande étant proportionnelle à la différence, et un dispositif pour appliquer le signal de commande au dispositif réducteur 10 de réaction, avec le signal proportionnel à l'amplitude de la charge de sortie, pour réduire le signal de réaction à des niveaux de charge de plus en plus bas, lorsque le facteur de puissance de la charge tombe au-dessous du facteur de puissance de référence. 18. Système selon la revendication 17, caractérisé en ce que le 15 dispositif de comparaison du signal unidirectionnel proportionnel à l'amplitude de l'onde alternative à fréquence variable est constitué d'un transistor à la base duquel est appliqué le signal unidirectionnel, et d'une diode Zener couplée à l'émetteur, cette diode bloquant l'émetteur à un niveau représentant le signal de référence pour le facteur de puissance de référence, la sortie 20 du transistor étant proportionnelle à la différence entre le facteur de puissance de charge et le facteur de puissance de référence: 19. Système selon la revendication 17, caractérisé en ce que le dispositif de commande de réaction comporte un transistor à effet de champ shuntant des parties du signal de réaction lorsque la résistance varie, et 25 un dispositif pour coupler le signal proportionnel au facteur de puissance et le signal proportionnel à l'amplitude de charge à la gâchette du transistor à effet de champ, pour amorcer la variation de là résistance pour des niveaux de charge inférieurs, lorsque le facteur de puissance de l'alimentation délivrée à la charge tombe au-dessous de la valeur de référence.-