Brevet FR2069945A1 — publié le 19710910

La présente invention concerne une antenne pour ondes hyperfrdquence dont le passage d'une polarisation rectiligne à une polarisation circalaire'et vice-versa est obtenu de manière électronique. Dans les radars, il est connu que pour éliminer les échos de pluie, on émet une onde à polarisation circulaire. Cette onde à polarisation circulaird est, par exemple, obtenue à l'aide d'un-dispositif à lames métalliques parallèles, appelé polariseur, qui est placé devant l'ouverture d'un cornet émettant une onde a~polari-sation rectiligne. Le-polarDséur est'placé parallèlement au plan-d'ouverture du cornet et orienté de manière que ses lames fassent un angle de 450 avec la direction de polarisation-.La composante du champ rayonné qui est perpendiculaire aux lames n'est pas affectée par la présence du polariseur; par contre, la composante qui est parallèle auxdites lames subit une avance de phase de -900 et3 en conséquence, l'onde sortant du polariseur est polarisée circulairement. Comme les coefficients de réflexion d'une goutte de pluie pour les deux composantes de l'onde circulaire sont égaux, l'onde réfléchie par les gouttes de pluie est polarisée circulairement. Lors du passage de cette onde réfléchie dans le polariseur, la composante qui est parallèle aux lames est à nouveau avancée de 900 de sorte qu'en combinaison avec l'autre composante, elle donne une onde à polarisation rectiligne dont la direction de polarisation est perpendiculaire à celle de l'onde émise. Comme le cornet constitue un filtre pour les ondes ayant une direction de polarisation. perpendiculaire à celle pour laquelle il est prévu, l'onde réfléchie par les gouttes de pluie ne donne naissance à aucun signal de sorte que l'écho de pluie est éliminé. D'autres obets-réfléchissants--peuventprésenter des coefficients de réflexion égaux pour les deux composantes de l'onde émise et ils seront également éliminés; aussi il est prévu de ne pas émettre continuellement en polarisation circulaire, mais uniquement lorsqu'il y a des échos de pluie. Pour cela, le polariseur est placé sur un dispositif mécanique qui permet dede'enlever ou de le mettre en place devant ltouverture duducornet à la demande de l'opérateur radar. Un tel polariseur et son dispositif mécaniquede déplacement augmentent l'encombrement de antenne et ce polariseur n'est donc pas bien adapté à une antenne portée par un véhicule mobile. Un objet de la présente invention est une antenne à réseaux dans laquelle le passage de la polarisation rectiligne à la polarisation circulaire, et inversement, est obtenu de manière électronique sans aucun déplacement mécanique. Pour que l'élimination des échos de pluie soit bonne, on démontre que la polarisation doit rester circulaire dans une large ouverture du diagramme d'antenne, par exemple dans l'ouverture à demi-puissance du diagramme. Aussi, un autre -objet de la présente invention est une antenne à réseaux qui émet une onde à polarisation circulaire dont le taux d'ellipticité est faible et stable dans l'ouverture à demi-puissance du diagramme d'antenne. Une-antenne à polarisation commutable objet de la présente invention comprend des guides d'onde juxtaposés, chaque guide d'onde comportant des élé ments-rayOnnants disposés de manière que les champs rayonnés par deux guides d'onde adjacents aient des directions detpplssrisation perpendiculaires; les guides d'onde sont alimentés par l'intermédiaire d'éléments de déphasage à commande électronique et de coupleurs. D'autres objets > caractéristiques et avantages de la présente invention apparaitront à la lecture de la description suivante d'un exemple particulier de réalisation, ladite description. étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels : - La figure 1 représente un exemple préféré de rdalisation de l'antenne objet de la présente invention; - La figure 2 représente la courbe de distribution d'amplitude dans un plan per pendiculaire à l'axe des guides d'onde ; - La figure 3-repré.sente le diagramme de rayonnement et la courbe de variation du taux d'ellipticité en fonction de l'angle de rayonnement r pour la distri bution d'amplitude de a figure ?;;.- - La figure 4 repréSente la coupe d'un guide d'onde utilisé de préférence pour réaliser l'antenne; - la figure 5 représente un autre exemple préféré de réalisation de l'antenne objet. de la présente invention. a figure 1 représente un schéma de principe de l'antenne objet de la présente invention. Elle comporte une. série de guides d'onde juxtaposés G1 à G6 et G-l à G-6, chaque guide d'onde comportant des éléments rayonnants constitués par exemple par des bipales tels que ceux référencés 1 et 2 sur le guide d'onde C. Les sources rayonnantes peuvent également être constituées par des fentes. Les dip81es d'un même guide sont prévus de manière à émettre des champs électriques d polarisation rectiligne dans une même direction, celle représentée par les brins du dipale;; en outre, les champs électriques émis par deux guides d'onde adjacents présentent des directions de polarisation perpendiculaires entre elles.- Le circuit d'alimentation de ces guides d'onde comporte une jonction hybride T, une série de coupleurs référencés CO, C'0, C1 à C6 et C-1 à C-6, deux déphaseurs D0 et D'O dont les déphasages qu'ils apportent sont tels que leurs signaux de sortie sont soit en phase dans un certain état, soit en quadrature de phase dans l'autre état, le passage d'un état à l'autre étant obtenu par un signal électrique A. Lorsque les signaux de sortie des déphaseurs DO et DtO sont en phase, tous les guides d'onde sont alimentés par des signaux en phase et le champ électrique rayonné par l'antenne a une polarisation rectiligne puisqu'il résulte de la combinaison, pour chaque couple de dipôles adjacents d'une même horizontale, de deux vecteurs perpendiculaires en phase. Pour la meme raison, lorsque les signaux de sortie des déphaseurs DO et D'O sont en quadrature de phase, le champ électrique rayonné par l'antenne a une polarisation circulaire. Les champs électriques rayonnés par les différents dipôles d'un même guide-doivent être en phase. Pour obtenir cette mise en phase, l'une des solutions consisterait à utiliser un guide d'onde dont l'extrémité est adaptée, et à placer des dipôles à des intervalles dl = #g, Xg étant la longueur d'onde dans le guide. Cependant, comme #g est, pour un guide rempli d'air, supérieure à la longueur d'onde # est,dans le vide, le diagrammede rayonnement d'untel réseau présenterait un ou des lobes principaux qui seraient dans des directions non perpendiculaires au plan du guide. On démontre que pour qu'il n'en soit pas ainsi, la distance dl doit entre inférieure ou égale à la longueur tonde A dans le vide.La solution proposée consiste par exemple àplacer les dipôlesà des distances dl = #2/2 , auquel cas les champsrayonnés seraient en opposition de phase d'un dîpôle au suivant, et à inverser lessens desbrins d'un dipôle au suivant de maniere à obtenir des champs rayonnés en phase. Dans la figure 1, on a représenté différemment les deux brins d'un dip8le de manière à tenir compte de la rotation de phase effectuée par le dipôle. Le symbole utilisé pour représenter un dipôle comporte un cercle et, à l'extérieur dudit cercle, deux segments diamétralement opposés dont l'un touche le cercle tandis que l'autre ne le touche pas; ces segments représentent les brins du dipôle tandis que le cercle représente l'élément de couplage au guide. Chaque ligne horizontale peut être considérée comme deux réseaux entrelacés comportant chacun six sources rayonnant des champs électriques de même polarisation et en phase. Pour ne pas avoir de lobes principaux dans unie direction différente de la normale au réseau, la distance d2 entre deux dipôles consécutifs d'un même réseau devra être inférieure ou égale à A Si a6, a5, a4, a3, a~2, jazz a,l' al, a2, a3, a4 et a5 désignent les amplitudes des champs rayonnés respectivement par les dipôles des guides d'onde G-6, G-5, G-4, G-3, G-2, G-l, G1, G2, G3, G4 et G5, et si 2b désigne le déphasage de rayonnement entre deux sources consécutives d'un même réseau, le facteur de réseau des sources G-6, G-4, G-2, Cl, G3 et G5 s'écrira De même, le facteur de réseau des sources G-5, G-3, C-l, G2, G4 et G6 Dans ces formules, l'origine de la phase est l'axe de l'antenne et la valeur de b est donnée par la formule b = itd2 sin r , l'angle r étant mesuré par rapport à la normale au réseau; n est un nombre entier tel que N = 4(n+l) si N est le nombre total de source d'une horizontale, soit N = 12 dans le cas particulier décrit. Les formules donnant les facteurs de réseau g' et g" montrent que les centres de phase des deux réseaux entrelacés ne sont pas confondus puisque les termes de phase F' et F" ne sont pas égaux Il en résulte un certain déphasage entre les deux composantes des deux polarisations et, en conséquence, la polarisation est elliptique. Le problème à résoudre est donc de diminuer le déphasage entre les deux réseaux de manière à obtenir une polarisation rectiligne ou une polarisation circulaire dans une large ouverture du diagramme d'antenne; en outre, il est nécessaire que le niveau des lobes secondaires soit faible vis-à-vis du lobe principal. Ces deux objectifs ont été obtenus en alimentant les guides d'onde de manière que les champs électriques émis par les sources aient des amplitudes différentes. Si les amplitudes sont distribuées suivant une loi symétrique telle que a-(2p+i) (2p+1) et a-(2p+2) = a(2p+2), on démontre que le taux d'ellipticité E est donné par E = B = 1 t A B 2B A-B A-B Pour obtenir une polarisation circulaire, il faut que le taux d'ellipticité E soit égal à 1, c'est-à-dire que le terme fractionnaire de la formule (3) soit nul > soit B = O, et ceci pour une large gamme de valeurs de l'angle r, c'est-à-dire pour différentes valeurs de b. Cette condition est impossible à réaliser et l'on cherche en fait à choisir des amplitudes a de q manière que le terme fractionnaire de la formule (3) reste faible et stable dans l'ouverture à demi-puissance du diagramme d'antenne.Pour de faibles valeurs de l'angle r, le taux d'ellipticité s' exprime alors par : 'Les valeurs de a qui, d'après la formule (4), rendent le taux q d'ellipticité voisin de 1 ne sont pas en général celles qui permettent d'obtenir un niveau de lobes secondaires faible, aussi on choisit d'abord les valeurs de a qui permettent d'obtenir un certain niveau de lobes secondaires ainsi qu'une q certaine directivité, et on modifie ensuite légèrement lesdites valeurs pour que le terme fractionnaire de la formule (4) soit petit devant l'unité. La figure 2 donne la courbe d'amplitude des coefficients, ladite courbe correspondant à une loi de distribution de Taylor dans laquelle le coefficient a a -été pris égal à 0,18 au lieu de 0,40, les autres coefficients restant inchangé's et ayant les valeurs al = 1, a2 = 0,95, a3 = ,81, a4 = 0,60, 60 > a = 0 > 44. la figure 3 donne les'courbés représentatives du diagramme de rayonnement (en trait plein) et du taux d'ellipticité (en trait'pointillé) pour les valeurs données ci-dessus. On voit donc que lé taux d'elliptiéité varie très peu (0,1 dB) dans l'ouverture à 3 dB. Pour obtenir cette distribution d'amplitudes ainsi que la commutation de phase, différents circuits-d'alimentåtion des guides d'onde connus par ailleurs peuvent être utilisés; la figure 1 donne le schémade principe d'un exemple préféré de réalisation d'un tel circuit d'alimentation dans lequel la puis sance fournie par ltémetteur est divisée en deux parties égales- par une jonction hybride T, chaque moitié étant ensuite appliquée. à un circuit identique comprenant chacun un déphaseur DO ou D'O et sept coupleurs référencés CO, C-l, C-3, C-5, C2, C4, C6 pour l'un des circuits et C!O, C-2,. C-4, C-6 > C1 C3, C5 pour le deuxième circuit.On remarquera que les coupleurs de même chiffre indiciel sont identiques. Les éléments R1 à R4 associés aux coupleurs C-6, C-5, C5 et C6 représentent des charges adaptées. Les différents trajets électriques pour atteindre les entrées des différents guides d'onde sont évidemment égaux pour que les signaux restent rigoureusement en phase ou en quadrature de phase. Ces trajets ont été représentés en pointillés pour le réseau G-6, G-4, G-2, G1, C3 G5, et en tirets pour le réseau G-5, G-3, G-1, G2, G4, G6, les amplitudes correspondantes ont été représentées avec les mêmes symboles dans la figure 2. On a signalé précédemment que la distance entre deux sources consécu- tives même réseau devait être inférieur; à la longueur d'onde A dans le vide, soit d2 formule qui montre que la condition 2a (k étant la constante diélectrique), soit de préférence un guide d'onde dans lequel le grand côté du-guide d'onde qui ne porte pas les dipôles est artificiellement allongé comme le montre la figure 4 qui représente une coupe du guide dans un plan perpendiculaire à la direction de propagation. Ainsi, on obtient une même longueur d'onde X g pour une largeur hors-tout du guide qui est inférieure à X /2. Le grand côté du guide blonde qui ne porte pas les dipôles comporte en son-milieu une cloison métallique ou échine (guide d'onde en échine) dont la hauteur est inférieure au petit côté du guide.La longueur d'onde de coupure d'un tel guide est par exemple donnée dans un article de J.R. Pyle intitulé "The cutoff wavelength of the TE10 mode in ridged rectangular waveguide of any Aspect Ratio" paru dans la revue IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques du mois d'Avril 1966, pages 175 à 183. L'invention a été décrite en supposant que chaque ligne horizontale de l'antenne de la figure 1 était composée de deux réseaux de sources entrelacés, nombre total N de sources étant un nombre pair et le nombre de sources de chaque réseau étant identique. Cependant l'invention est également applicable au cas où ce nombre total N est impair, l'un des deux réseaux com alors alors N+1 source et l'autre comportant N-l portant lors 2 sources et l'autre comportant 2 sources, l'entrelacement étant fait de telle manière que les deux sources extérieures d'une horizontale appartiennent au plus grand réseau. La figure-5 représente une antenne à reseaux qui comporte par exemple six horizontales de onze sources chacune, ces Qnze sources étant groupées en deux réseaux, l'un de six sources alimentées par les guides d'onde G'-5, G'-3, G'-1, G'1, G'3, G'5, l'autre de cinq sources alimentées par les guides d'onde G'-4, G'-2, G'O, G'2, G'4. Dans cette figure 5, on a également représenté un circuit d'alimentation possible des guides d'onde mais il est clair que d'autres circuits d'alimentation, connus par ailleurs, peuvent également être utilisés. Le facteur de réseau h' des sources d'une horizontale alimentées par les guides d'onde G'-4, G'-2, G'0, G'2 et G'4 s'écrit De même le facteur de réseau h" des sources d'une horizontale alimentées par les guides d'onde G'-5, G'-3, G'-1, G'1, G'3 > G'5 s'écrit :: Dans ces formules, P' et P" représentent les termes de phase des réseaux, n est un nombre entier tel que N + 1 = 4(n+1) si N désigne le nombre total de sources d'une horizontale, 2b1 désigne le déphasage de rayonnement entre deux sources consécutives d'un même réseau, a'5, a' 4, a' -3, a' 2 a' 1 -4' a'o, a'1, a'2, a'3, a'4, a'5 désignent les amplitudes des champs rayonnés respectivement par les dipôles des guides d'onde Gl-5, Gl-4, G'-3, Gl-2, G'-1, C'O, Gll, G'2, G'3, G'4, G'5. Comme pour l'antenne de la figure 1, l'origine de la phase est l'axe de l'antenne et la valeur de b' est donnée par la formule b' = TE d2 sin r l'angle r étant mesuré par rapport à la normale du réseau. On peut montrer que le terme de phase dans chacune des expressions de h' et h" s'annule si l'on choisit une distribution symétrique des amplitudes pour chaque réseau, soit a2p a,2p et (2p+1)= a(2p+l) Il en résulte que les centres de phase des deux réseaux sont confondus sur l'axe de l'antenne. Le taux d'ellipticité El est alors donné par Le taux d'ellipticité El sera égal à 1 lorsque les amplitudes a' seront telles que le numérateur et le dénominateur de l'expression (5) sont égaux. Cette égalité ne peut être réalisée pour toutes les valeurs de b', c'est-à-dire en fait pour toutes les valeurs de l'angle de rayonnement r; aussi, comme le cosinus d'un angle varie peu pour de petits angles, l'égalité à réaliser s'exprimera par Cette égalité signifie que les champs électriques émis par les deux réseaux entrelacés doivent être égaux. De manière identique au cas d'une antenne à un nombre pair de sources par horizontale, les valeurs al seront d'abord choisies de manière à obtenir un certain niveau de lobes secondaires et une certaine directivité; on modifie ensuite légèrement lesdites valeurs pour que l'égalité (6) soit satisfaite. On peut prendre la même loi de distribution que précédemment, soit a' = 1, o a'l = 0,95, a'2 = 0,81, al3 = 0,60, al4 = 0,44, et modifier le terme a'5 qui prendra la valeur 0,20 au lieu de 0,40. Ces différentes amplitudes sont par exemple obtenues par l'intermé- diaire du circuit d'alimentation également représenté dans la figure 5. I1 comprend un coupleur T' qui divise dans un rapport convenable lténergie-hyper- fréquence fournie par l'émetteur; le signal fourni par chacune des deux branches de sortie de la jonction hybride est appliqué à un circuit déphaseur DO ou D'O à commande électronique , lesdits déphaseurs étant identiques à ceux de la figure 1. L'énergie hyperfréquence est alors distribuée aux différents guides d'onde par l'intermédiaire des coupleurs B'O, BO, B2, B4, B-2, B-4 pour l'un des réseaux et par l'intermédiaire des coupleurs B"O, Bl, B3, B5, B-1, B-3, B-5 pour l'autre réseau.Les éléments Rll à Rl4 sont des charges adaptées. Comme on l'a signalé précédemment, autres circuits d'alimentation connus par ailleurs peuvent être utilisés, en particulier, on peut utiliser un circuit dans lequel les guides d'onde dlun même réseau sont alimentés en série à partir de llénergie fournie par llun des deux déphaseurs. On peut aussi remplacer les deux déphaseurs des figures 1 et 5 par des éléments déphaseurs disposés à l'entrée de chaque guide d'onde. Dans la description des figures 1 et 5, les champs électriques émis par deux sources consécutives d'une horizontale ont des directions de polarisation perpendiculaires tandis que deux sources d'une verticale ont une même direction de polarisation; en outre la pondération est effectuée suivant une horizontale. Cependant, il est- clair que l'on peut intervertir le rôle des verticales et des horizontales sans sortir du domaine de l'invention. On comprend également que l'invention s'applique également à une antenne à réseaux dans laquelle les sources émettent des champs électriques qui ont des directions de polarisation perpendiculaires dtune source à l'autre suivant les deux axes et des amplitudes pondérées suivant les deux axes également. En outre, le nombre de sources peut être pair suivant un axe et impair suivant ltautre axe. Pour réaliser une telle antenne, les sources du réseau doivent être séparées et être par exemple constituées chacune par une ouverture de guide d'onde; les guides d'onde qui constituent les sources d'une même horizontale sont par exemple alimentées par un circuit similaire à celui représenté dans les figures 1 et 5 de manière à obtenir l'alternance es directions de polarisation et la pondération des amplitudes; les différents circuits d'alimentation des horizontales sont alimentés pour obtenir la pondération suivant une horizontale. Le changement de polarisation est obtenu par l'intermédiaire des déphaseurs qui sont disposés dans le circuit d'alimentation de chaque horizontale. Il est clair que d'autres circuits d'alimentation peuvent être utilisés sans sortir du domaine de l''invention. L'invention peut être utilisée lorsqu'on désire une antenne de faible- volume, à polarisation commutable et à faible taux d'ellipticité; elle est particulièrement. bien adaptée en tant qu'antenne radar disposée à bord d'un. véhicule mobile. Bien que la présente invention ait été décrite en relation avec un exemple particulier de réalisation, il est clair qu'elle n'est pas limitée audit exemple et qu'elle est susceptible d'autres variantes ou modifications sans sortir -de son domaine. REVENDICATIONS 1. Antenne à polarisation commutable comportant un nombre pair de guides d'onde juxtaposés caractérisée par le fait que deux guides d'onde adjacents compor tent des éléments rayonnants couplés aux guides qui émettent des ondes à polarisation rectiligne dont les directions sont perpendiculaires d'fun guide à l'autre, par le fait que deux guides d'onde adjacents sont alimentés par l'intermédiaire d'éléments déphaseurs-à commande électronique apportant soit un déphasage nul, soit un déphasage de 900 entre les signaux appliqués aux deux guides d'onde adjacents, par le fait que les guides d'onde sont alimen tés par l'intermédiaire de coupleurs- qui permettent de modifier la puissance fournie à chaque guide d'onde, par le fait que cette modification est faite de telle manière. qu'elle soit symétrique par rapport à l'axe de l'antenne et que les amplitudes a des champs électriques émis par les guides d'onde q situés d'un même côté de l'axe de l'antenne rendent minimum et stable le rapport 2. Antenne à polarisation commutable. comportant un nombre impair de guides d'onde juxtaposés caractérisée par le fait que deux guides d'onde adjacents comportent des éléments rayonnants couplés aux guides qui émettent des ondes à polarisation rectiligne dont les directions sont perpendiculaires d'un guide à l'autre, par le fait que deux guides d'onde adjacents sont alimentés par l'intermédiaire d'éléments déphaseurs à commande électronique apportant soit un déphasage nul, soit un déphasage de 900 entre les signaux appliqués aux deux guides d'onde adjacents, par le fait que les guides d'onde sont alimentés par l'intermédiaire de coupleurs qui permettent de modifier l'énergie fournie à chaque guide d'onde, par le fait.que les amplitudes des champs électriques émis par les guides d'onde sont distribuées suivant une courbe symétrique par rapport à l'axe de l'antenne et sont telles que l'on ait l'égalité pour les amplitudes des champs électriques émis par les guides d'onde situés d'un même c3té de l'axe et par le guide d'onde situé au milieu de l'antenne. 3. Antenne à polarisation commutable selon les revendications 1 ou 2 caracté risée par le fait que les éléments rayonnants sont des dipôles placés sur un même guide, à une distance dl = A2g g les uns des autres et orientés en 2 sens opposé d'un dipôle au suivant de manière à rayonner des champs en phase. 4. Antenne à polarisation commutable selon les revendications 1, 2 ou 3 caracté risée par le fait que le grand côté des guides d'onde a une dimension infé rieure à 2 X cette faible dimension étant obtenue en utilisant un guide dont le grand côté qui ne porte pas les dipôles comporte une cloison métal lique en son milieu dont la hauteur est inférieure au petit côté du guide. 5. Antenne à polarisation commutable caractérisée par le fait qu'elle est constituée de sources physiquement indépendantes, par le fait que deux sources contiguës prises suivant l'un quelconque de deux axes perpendicu laires particuliers émettent des champs électriques qui ont des directions de polarisation qui sont perpendiculaires, par le fait que le circuit d'alimentation desdites --sources comprend des déphaseurs à commande électro nique permettant d'alimenter deux sources contiguës d'un même axe, soit par des signaux en phase, soit pas des signaux en opposition de phase, par le fait que le circuit d'alimentation desdites sources comprend des coupleurs qui permettent de pondérer suivant lesdits axes perpendiculaires les ampli tudes des champs électriques émis par les sources, par le fait que cette pondération est prévue de manière que le rapport soit minimum si le nombre de sources suivant l'axe considéré est pair ou que l'on ait l'égalité si le nombre de sources suivant l'axe considéré est impair.