Brevet FR2096856A1 — publié le 19720303

La présente invention concerne des perfectionnements aux radars Doppler cohérents à impulsions et plus particulièrement aux radars de ce type dans lesquels les impulsions émises sont séparées par des intervalles de temps inégaux. 5 On connaît des systèmes de détection électromagnétique des obstacles mobiles qui permettent de déceler les obstacles mobiles au milieu d'obstacles fixes en mettant à profit l'effet Doppler. iin particulier, dans les systèmes de détection électromagnétique fonctionnant par impulsions, on met à profit les variations du déphasage entre l'onde émise et l'onde reçue, d'une période de répé-10 tition à la suivante, qui affectent les ondes reçues après réflexion sur des obstacles mobiles. A cet effet, à chaque période de répétition, on conserve la mémoire de la phase de l'onde émise et on la compare avec celle de l'onde reçue. Ce déphasage est constant d'une période de répétition à la suivante pour les ondes reçues après réflexion sur des obstacles fixés alors qu'il varie liné-15 airement en fonction du temps dans le cas d'ondes reçues après réflexion sur un obstacle se déplaçant avec une vitesse radiale non nulle par rapport à l'antenne. Si on applique à un détecteur de phase, d'une part, le signal de référence qui, à chaque période de répétition, conserve la mémoire de la phase de l'onde émise et, d'autre part, le signal reçu après réflexion sur un obstacle fixe ou mobile, 20 on obtient pour des signaux reçus après réflexion sur des obstacles fixes des impulsions d'amplitude constante et pour des signaux reçus après réflexion sur des obstacles mobiles des impulsions dont l'amplitude varie sinusoïdalement à une fréquence fd, généralement appelée fréquence Doppler et qui est liée à la vitesse radiale V et à la longueur d'onde d'émission X du système par la for- 2V 25 mule : fd = ~ . Le spectre des impulsions d'amplitude constante correspondant à des obstacles fixes est constitué par des raies discrètes aux fréquences F, 2F..., nF, F étant la fréquence de répétition des impulsions émises, tandis que le spectre des impulsions correspondant à des obstacles mobiles se compose de 30 raies discrètes du type nF i fd. Pour déterminer la vitesse d'un écho mobile, il est donc nécessaire de connaître le spectre du signal reçu de cet écho mobile. La position de l'écho, c'est-à-dirè son gisement et sa distance, n'est pas donnée par le spectre ; le gisement de l'écho est celui de l'antenne au moment de la réception des impul-35 s ions et la distance de l'écho est déterminée par l'intervalle de temps qui s'écoule entre l'impulsion d'émission et l'impulsion reçue. Dans un radar Doppler cohérent à impulsions, il est nécessaire de prévoir un traitement du signal de sortie du circuit discriminateur de phase pour retrouver l'information distance; pour cela, il est prévu de découper le signal en tranches jointives, chaque 70 25146 2 2096856 tranche de signal correspondant au signal reçu d'une zone élémentaire située à une distance donnée du radar. On analyse ensuite le signal de chaque zone pour détecter la présence ou l'absence d'un écho mobile. Cette analyse du signal consiste en fait à déterminer son spectre ; il existe de nombreuses solutions per-5 mettant de faire apparaître le spectre du signal reçu d'une zone élémentaire ou tranche de distance et l'une d'entre elles consiste à calculer la transformée de Fourier dudit signal. Dans le cas de radars Db'ppler cohérents à impulsions récurrentes de F fréquence F, la largeur du spectre à examiner est de l'ordre de — de sorte que 10 le nombre de points à calculer pour obtenir un spectre suffisamment précis n'est pas très élevé et il est alors possible de faire ces calculs pour toutes les zones explorées par le radar au cours d'un tour d'antenne. En effet, si l'on utilise un radar présentant les caractéristiques suivantes : -période T - ^ = 533,3 microsecondes J? 15 - vitesse de rotation de l'antenne : 120°/seconde - m = 64 tranches de distance et si l'on suppose qu'il faut recevoir trente-deux impulsions d'une zone élémentaire pour pouvoir calculer le spectre du signal reçu de ladite tranche, le nombre de zones élémentaires explorées au cours d'un tour d'antenne sera de 20 11.264 ; comme, en outre, il faut au moins trente points pour "dessiner" un spectre suffisamment précis, le nombre de points à calculer en un tour d'antenne c'est-à-dire en trois secondes, sera voisin de 340.000, ce qui donne un temps de calcul voisin de neuf microsecondes pour chaque point ; ce temps est suffisam ment long pour effectuer le calcul d'un point du spectre. 25 Le temps disponible pour effectuer le calcul d'un point du spectre diminue si, en supposant toujours qu'il faille recevoir trente-deux impulsions d'une zone élémentaire, la période T diminue ou la vitesse de rotation de l'antenne augmente, ou le nombre m de tranches augmente, ou encore le nombre de points à calculer pour chaque spectre augmente. 30 Le nombre de points à calculer augmente si la largeur du spectre que l'on doit examiner augmente. Ainsi, si l'on utilise un radar Doppler cohérent qui émet des impulsions séparées par des intervalles de temps inégaux, la fréquence Doppler maximum que l'on peut mesurer sans ambiguïté est nettement plus élevée que dans un radar à impulsions récurrentes et, en conséquence, le nombre 35 de points à calculer est plus grand. A titre d'exemple, si l'écart maximum de modulation AT par rapport à la période moyenne Tm est de vingt pour cent et si les impulsions sont émises suivant un motif répétitif de vingt impulsions, le nombre de points à calculer pour obtenir le spectre du signal reçu d'une zone élémentaire devra être supérieur à 2.000. Avec un radar à impulsions non récur 70 25146 3 2096856 rentes ayant les mêmes caractéristiques que le radar à impulsions récurrentes défini précédemment, en particulier Tm = T, le nombre de points à calculer en un tour d'antenne de trois secondes est supérieur à vingt-deux millions, soit un temps de calcul inférieur à 0,136 microseconde par point. 5 L'objet de la présente invention est donc un circuit de traitement du signal de sortie du circuit discriminateur de phase d'un radar Dcîppler cohérent à impulsions qui permet de calculer la transformée Fourier des signaux reçus dans le cas où le nombre de points à calculer est très élevé. Dans un radar Doppler cohérent à impulsions, les moyens mis en 10 oeuvre par l'invention pour réaliser le traitement du signal fourni par les deux circuits discriminateur de phase dudit radar comprennent un circuit d'échantillonnage et de codage des signaux fournis par les deux circuits discriminateur de phase, une première et une deuxième mémoires fonctionnant alternativement à l'enregistrement et à la lecture dans lesquelles sont enregistrés les mots bi-15 naires correspondant à m tranches de distance jointives de n périodes de répétition successives, une batterie de m sélecteurs en distance recevant le signal de sortie de l'un des deux circuits discriminateur de phase et commandés de manière à correspondre aux mots binaires des tranches de distance enregistrés dans la première ou la deuxième mémoire, une troisième mémoire prévue pour enre-20 gistrer les codes des tranches de distance qui, à la sortie de la batterie de sélecteurs, ont fourni un signal supérieur à un certain seuil R2, un circuit de codage du gisement de l'antenne, une quatrième mémoire prévue pour enregistrer le code du gisement correspondant au milieu du secteur angulaire dont les signaux sont en cours d'enregistrement dans la première ou la deuxième mémoire, une cin-25 quième et une sixième mémoires fonctionnant alternativement à l'enregistrement et à la lecture prévues chacune pour enregistrer les mots binaires des tranches de distance dont les codes ont été enregistrés dans la troisième mémoire, la capacité de chacune des cinquième ou sixième mémoire étant telle que l'on peut enregistrer : 30 a) les mots binaires de tranches de distance s'étendant sur plusieurs secteurs angulaires consécutifs, b) les codes desdites tranches de distance, c) les. codes des gisements des secteurs angulaires correspondants, un circuit d'élimination des échos fixes auquel sont appliqués les mots binaires lus 35 dans la cinquième ou la sixième mémoire, un circuit de calcul du spectre de fréquence des signaux fournis par le circuit d'élimination des échos fixes, un circuit permettant de ne tenir compte des codes de tranche de distance et de gisement lus dans la cinquième ou la sixième mémoire en cours de lecture que si le signal de sortie du circuit de calcul du spectre de fréquence est 70 25146 4 2096856 supérieur à un certain seuil RI tel que RI^ S.2 de manière à avoir la même probabilité de détection pour la batterie de sélecteurs en distance et pour le système à mémoires mais une probabilité de fausse alarme différente, un circuit horloge fournissant les différents signaux cycliques nécessaires au fonctionne-5 ment du dispositif de traitement. D'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un exemple particulier de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels : 10 Les figures l.a à l.j représentent les différents symboles utilisés dans les figures du présent brevet ; La figure 2 représente le schéma de principe d'un radar DSppler cohérent à impulsions ; La figure 3 représente le schéma synoptique du dispositif de traite-, 15 ment objet de la présente invention ; La figure 4 représente le schéma d'un sélecteur en distance ; La figure 5 représente le schéma détaillé des circuits 14 et 18 de la figure 3 ; La figure 6 représente le schéma détaillé des circuits 20, 21, 22 20 et 23 de la figure 3 ; La figure 7 représente une forme de réalisation du circuit horloge dont les signaux font fonctionner les circuits de la figure 6. Avant de décrire le circuit objet de la présente invention, on donnera, en relation avec les figures l.a à l.j, la signification de certains sym-25 boles particuliers utilisés dans les dessins du présent brevet. La figure l.a représente une porte électronique à coïncidence,appelée circuit ET simple, qui fournit un signal positif sur sa sortie lorsque ses entrées, représentées par des flèches touchant le cercle, reçoivent simultanément un signal positif. Si on appelle A et B les signaux présents sur chacune 30 des deux entrées, ce circuit réalise la condition logique notée A.2. La figure l.b représente une porte électronique mélangeuse, appelée circuit OU, qui fournit un signal positif sur sa sortie lorsqu'un signal positif est appliqué sur l'une au moins des entrées représentées par des flèches touchant le cercle. Si on appelle C et D les signaux présents sur chacune des deux en-35 trées, ce circuit réalise la condition logique notée C + D. La figure l.c représente un circuit ET multiple, c'est-à-dire comportant, dans le cas de l'exemple, quatre circuits ET dont l'une des entrées est reliée à chacun des conducteurs 91a et dont la deuxième entrée est reliée à un conducteur comnun 91b. 70 25146 5 2096856 On dira qu'une entrée d'un circuit ET est activée lorsqu'un signal est appliqué sur ladite entrée et que le circuit ET est passant si toutes ses entrées sont simultanément activées. La figure l.d représente un circuit OU multiple qui, dans le cas de 5 l'exemple, comprend quatre circuits OU à deux entrées 91c et 91d et qui permet d'obtenir, sur les quatre conducteurs de sortie 91e, les mêmes signau:; que ceux appliqués sur l'une ou l'autre des entrées. La figure l.e représente un circuit bistable ou "bascule" auquel on applique un signal de commande sur l'une de ses entrées 92-1 ou 92-0 pour le 10 faire respectivement passer en l'état jL ou en l'état 0. Une tension de même polarité que les signaux de commande est présente, soit sur la sortis 93-1 lorsque la bascule est en l'état 1, soit sur la sortie 93-0 lorsqu'elle est en l'état 0. Si la bascule est référencée Bl, la condition logique caractérisant le fait qu'elle est en l'état JL s'écrira Bl, celle caractérisant le fait qu'elle est en 15 l'état 0 s'écrira Bl. La figure l.f représente un groupe de plusieurs conducteurs, cinq dans l'exemple considéré. La figure l.g représente un registre à bascules. Dans le cas de la figure, il comporte quatre bascules dont les entrées 1 sont connectées aux con-20 ducteurs du groupe 92a et dont les sorties 1 sont connectées aux conducteurs du groupe 93a. Le chiffre 0,placé à une extrémité du registre, signifie que celui-ci est remis à zéro lorsqu'un signal est appliqué sur le conducteur 91h. La figure l.h représente un décodeur qui, dans le cas de l'exemple, transforme un code binaire à quatre moments appliqué par le groupe de conducteurs 25 94a en un code 1 parmi 16, c'est-à-dire qu'un signal n'apparaît que sur un seul parmi les seize conducteurs 94b pour chacun des nombres affichés à l'entrée. La figure l.i représente un comparateur de codes qui délivre un signal sur sa sortie 95a lorsque les codes à trois chiffres appliqués sur ses entrées 95b et 95c sont identiques. 30 La figure l.j représente un compteur à quatre bascules qui compte les impulsions appliquées sur son entrée 94c. Le chiffre 0 placé à une extrémité du compteur signifie que celui-ci est remis à zéro lorsqu'un signal est appliqué sur le conducteur 94h. Les sorties JL des bascules sont reliées aux conducteurs de sortie 94d. 35 On notera que, dans les différentes figures annexées à la descrip tion, certaines portes électroniques (circuits ET, circuits OU) ne portent pas de référence . En fait, chacune de ces portes est identifiée sans ambiguïté, dans le texte, par l'équation logique décrivant la fonction qu'elle exécute et par le numéro de la figure, la référence de chaque signal élémentaire qui lui 70 25146 6 2096856 lui est appliqué étant portée à proximité de l'entrée correspondante. Ainsi, le circuit ET de la figure l.a serait défini comme le circuit logique fournissant un signal Wv pour la condition logique A.B (figure l.a). La figure 2 représente le schéma simplifié d'un radar Doppler cohé-5 rent à impulsions de type classique. Il comprend une antenne 11 utilisée à l'émission et à la réception, un émetteur 2 fournissant des impulsions haute fréquence, lesdites impulsions étant transmises à l'antenne commune d'émission et ie réception par l'intermédiaire d'un commutateur haute fréquence 1 plus connu sous le nom de circuit "duplexeur" ; les signaux reçus en réponse aux impulsions 10 émises sont aiguillés par le commutateur 1 vers un circuit changeur de fréquence 3 qui reçoit le signal de sortie d'un oscillateur local 4. Les signaux de sortie du circuit 3 sont appliqués à l'amplificateur à moyenne fréquence 6. Le signal de sortie de l'oscillateur local 4 est également appliqué à un deuxième circuit changeur de fréquence 5 qui reçoit également, pendant la durée de l'impulsion 15 radar émise, le signal haute fréquence fourni par l'émetteur 2. L'impulsion à moyenne fréquence sortant du circuit changeur de fréquence 5 est, au début de chaque période de répétition du radar, utilisé pour mettre en marche l'oscillateur 7, ledit oscillateur fournissant alors un signal à moyenne fréquence qui possède une relation de phase fixe et prédéterminée avec la phase de l'impulsion 20 émise. A chaque période de répétition, cet oscillateur 7 est donc mis en marche de la manière précédemment décrite, puis arrêté avant le début de la période de répétition suivante ; cet oscillateur est souvent appelé "oscillateur cohérent". Le signal de sortie de l'oscillateur cohérent 7 est appliqué à deux circuits discriminateurs de phase 9 et 10, soit directement pour le circuit discriminateur 25 9, soit par l'intermédiaire d'un circuit déphaseur 8, le déphasage effectué étant de 90° ; ces deux circuits discriminateur de phase reçoivent par ailleurs les signaux de sortie de l'amplificateur à moyenne fréquence 6. Les circuits discriminateurs de phase 9 et 10 fournissent les deux composantes, suivant deux axes rectangulaires, du signal à la fréquence Doppler 30 fd ; la connaissance de ces deux composantes permet de déterminer le sens de déplacement de l'écho mobile, c'est-à-dire permet de savoir si l'objectif mobile qui a donné naissance à ce signal Db'ppler se rapproche ou s'éloigne du radar. Dans la suite de la présente description, on appellera pour simplifier Ss et Se les signaux sortant respectivement des circuits discriminateurs de phase 9 et 10. 35 La figure 3 représente le schéma synoptique du circuit de traitement des signaux Ss et Se objet de la présente invention. Il comprend des circuits d'échantillonnage et de codage 19, une mémoire 20 qui permet d'enregistrer les mots binaires codés au cours de plusieurs périodes de répétition, ladite mémoire étant organisée de telle manière que les mots binaires d'une colonne donnent 70 25146 7 2096856 "l'histoire" d'une tranche de distance, une batterie de sélecteurs en distance 12 suivie d'un premier circuit de seuil 13 et d'un circuit mémoire et de multiplexage 14, un circuit 18 de mise en mémoire des tranches de distance qui ont fourni un signal supérieur au seuil, un compteur 17 auquel est associé un déco-5 deur 16 permet de commander les circuits 12, 14 et 18, un circuit de codage 21 du gisement de l'antenne, un circuit 22 permettant de sélectionner les colonnes de la mémoire 20 qui correspondent aux tranches de distance qui ont fourni un signal supérieur au seuil, une mémoire 23 prévue pour enregistrer les mots binaires des tranches de distance ayant fourni un signal supérieur au seuil ainsi 10 que les codes de ladite tranche de distance et du gisement de l'antenne, un circuit 24 prévu pour éliminer, dans les signaux des tranches de distance intéressantes, les composantes dues aux échos fixes, un circuit 25 de calcul du spectre de fréquence du signal reçu d'une tranche de distance intéressante, un deuxième circuit de seuil 15, un circuit porte 26 qui permet de faire apparaître les 15 codes de la tranche de distance et du gisement si le signal analysé par le circuit 25 correspond à un écho mobile, un circuit 27 de présentation du spectre en fonction du temps, un circuit horloge 29 qui fournit les différents signaux cycliques nécessaires au fonctionnement des circuits. Le fonctionnement du circuit de traitement de la figure 3 ainsi que 20 le détail des circuits seront décrits dans leur application à un radar Doppler cohérent à impulsions non équidistantes émises suivant un motif répétitif de. N = 32 impulsions présentant une pseudo-période Tm = 512 microsecondes ; la durée r de chaque impulsion sera prise égale à une microseconde. Dans la suite de la présente description, on désignera par 1^ à I^» 25 les trente-deux impulsions du motif et par IT^ à IT^ les trente-deux intervalles de temps dudit motif. Les signaux Ss et Se fournis respectivement par les circuits discriminateurs de phase 9 et 10 sont appliqués à des circuits d'échantillonnage et de codage 19 qui, pour chaque échantillon, fournissent un code ou nombre binaire 30 à p 3 9 chiffres ; pour que la discrimination et la résolution en distance du radar soient maxima, les impulsions d'échantillonnage ont une fréquence ^ = 1 mégahertz. A chaque microseconde, deux nombres binaires sont fournis par les circuits d'échantillonnage et de codage 19 et sont enregistrés dans une mémoire 20. En fait, comme on peut le voir dans la figure 6, cette mémoire 20 35 comporte deux mémoires identiques A et E fonctionnant alternativement à l'enregistrement et à la lecture, chaque mémoire étant prévue pour enregistrer les mots binaires obtenus au cours de la durée d'un motif de N = 32 impulsions. Les circuits de sélection de lignes SLÎ et SL2 (figure 6) et les circuits de sélection de colonnes SCI et SC2 desdites mémoires sont prévus de 70 25146 8 2096856 manière que les mots binaires codés au cours de l'intervalle de temps séparant deux impulsions d'émission soient enregistrés suivant une même ligne d'une mémoire ; en outre, les mots binaires des intervalles de temps suivants sont enregistrés dans les lignes suivantes de la même mémoire. Lorsque les K = 32 lignes 5 d'une mémoire ont été remplies, les mots binaires des N intervalles de temps suivants sont enregistrés dans l'autre mémoire. Pendant que les mots binaires sont enregistrés dans une mémoire, par exemple la mémoire B, les circuits de sélection SL1 et SCI de la mémoire A permettent la lecture, colonne par colonne, des mots binaires contenus dans ladite mémoire, chaque couple de mots binaires 10 lus au même instant étant affiché dans le registre 33. On comprend que, par suite du mode d'enregistrement dans les mémoires A et B, les mots binaires d'une colonne correspondent à une même tranche de distance située à une distance donnée de l'antenne du radar et l'on dit que les mots binaires d'une colonne donnent "l'histoire" d'une tranche de distance. 15 Dans le cas particulier décrit, on ne s'intéresse qu'aux signaux provenant d'une zone d'étendue limitée, par exemple m = 64 tranches de distance, ladite zone commençant à une distance donnée du radar que l'on peut faire varier de manière à déplacer la zone. Le traitement des mots binaires lus sera décrit ultérieurement. Une telle mémoire 20 a déjà été décrite dans le brevet français 20 1.438.257. L'un des signaux de sortie des circuits discriminateur de phase 9 et 10, par exemple le signal Ss, est appliqué à une batterie de m = 64 sélecteurs en distance. La figure 4 donne le schéma d'un tel sélecteur ; il comprend une porte en distance 28 qui est ouverte par des impulsions de durée r reprodui-25 sant le motif répétitif mais avec un retard par rapport au motif des impulsions émises ; au cours d'un intervalle de temps entre deux impulsions, la première impulsion appliquée à la batterie de sélecteurs a un retard qui correspond au début de la zone à examiner. L'impulsion d'échantillonnage est fournie par le circuit de décodage 16 (figures 3 et 4). La porte en distance 28 est suivie d'un 30 circuit 29 constitué principalement d'un condensateur intégrant le courant pendant l'ouverture de la porte et gardant sa charge d'une impulsion à la suivante; l'ensemble des circuits 28 et 29 constituent un dispositif d'échantillonnage connu sous le nom de circuit "box-car". Le signal de sortie du circuit 29 est appliqué à un filtre passe-bande 30 prévu pour ne laisser passer dans le spectre 35 du signal échantillonné que les composantes dues aux obstacles mobiles ; sa y bande passante est comprise entre fc et — , la fréquence inférieure de coupure fc étant choisie de manière à éliminer les composantes dues aux obstacles fixes. Le signal filtré est appliqué à un circuit de détection 31, puis à un filtre passe-bas 32 dont la bande passante à trois décibels est égale à la demi-largeur 70 25146 9 2096856 à trois décibels d'une raie du spectre de fréquence. On remarquera que le fait d'appliquer uniquement le signal Ss à la batterie de sélecteurs ne permet pas de détecter tous les échos mobiles car lorsque le signal Ss est nul, et l'on décide alors qu'il n'y a pas d'écho mobile 5 le signal Se peut être différent de zéro, ce qui signifie qu'il y a en fait un écho mobile. Pour éviter cette perte d'informations, il suffirait d'appliquer le signal Se à une batterie de sélecteurs identique à la batterie 12 (figure 3) et commandée par les mêmes signaux, puis à combiner les signaux de sortie de chaque couple de sélecteurs affecté à une même tranche de distance de manière 10 à faire apparaître leur somme. Les signaux de sortie des filtres passe-bas des m = 64 sélecteurs en distance sont appliqués à un circuit de seuil 13 suivi d'un circuit 14 qui a pour but de mettre en mémoire les codes des sélecteurs qui ont fourni un signal supérieur au seuil R2 du circuit 13. Le circuit 14 est également prévu pour 15 transférer le contenu de la mémoire qu'il possède dans le circuit 18 qui détermine et garde en mémoire les codes des sélecteurs qui ont fourni un signal supérieur au seuil R2. La figure 5 donne un exemple particulier de réalisation des circuits 14 et 18 ; sur cette figure, on a également représenté certains éléments de la 20 figure 3 en gardant leurs références. Les sorties des sélecteurs en distance SI à Sm de la batterie 12 sont connectées au circuit de seuil 13 ; le signal de sor tie du circuit 13 est appliqué à une série de circuits ET El à Pm dont l'ouverture est commandée par les signaux si à sm résultant du décodage par le circuit 16 des codes fournis par le compteur 17 qui avance d'une position à chaque im-25 pulsion à la fréquence ^ qui lui est appliquée. Les sorties des circuits ET Pl à Pm sont connectées respectivement aux entrées 1 des bascules Bl et Bm qui passent à l'état JL si le signal de sortie du sélecteur de même rang est supérieur au seuil R2. Ces bascules sont remises à l'état () au début de chaque motif par la première impulsion 1^ du motif. 30 Les sorties JL des bascules Bl à Bm sont connectées respectivement à l'une des trois entrées des circuits ET P'1 à P'm, la deuxième entrée desdits circuits ET recevant un signai d'ouverture IT,^ pendant la durée du trente-deuxième intervalle de temps du motif. Ces circuits ET P'1 à P'm permettent l'explo ration des bascules Bl à Bm pendant le dernier intervalle de temps du motif ; 35 les signaux résultant de cette exploration permettent l'enregistrement dans la mémoire 18 des codes des tranches de distance qui ont fourni un signal supérieur au seuil R2. On remarquera que les signaux d'ouverture des portes Pl à Pm et P'1 à P'm sont les mêmes et qu'il peut en résulter une lecture d'une bascule pendant son enregistrement ; cependant, cette fausse manoeuvre correspond à la 70 25146 10 2096856 détection du début d'un écho lors du trente-deuxième intervalle de temps du motif «t le fait qu'il ne soit pas détecté n'est pas gênant puisqu'il sera détecté au cours du motif suivant. Cette mémoire 18 comporte une série de registres RDI à RD8 à six po-5 sitions, une série de circuits ET multiple Dl à D8, un compteur par huit Cpl, un circuit décodeur Del qui fournit les signaux dl à d8. Chacun des circuits ET multiple Dl à D8 comporte trois entrées, l'une connectée aux sorties des circuits ET P'1 à P'm par l'intermédiaire du circuit OU 30, une autre connectée à une sortie du circuit décodeur Del et la troisième connectée au groupe de six 10 conducteurs de sortie du compteur 17. Au cours du dernier intervalle du motif, chaque signal fourni par les circuits ET P'1 à P'm permet, d'une part, l'enregistrement dans l'un des registres RDI à RD8 désigné par le circuit décodeur Del du code de la tranche de distance affiché par le compteur 17 et, d'autre part, après un certain retard, introduit par le circuit R, l'avance du compteur Cpl de ma-15 nière que le circuit décodeur Del sélectionne le registre suivant. Le compteur Cpl est remis à zéro par l'impulsion et le décodeur Del fournit alors un signal dl. Il est clair que si, pendant la durée d'un motif complet, plus de huit tranches de distance ont fourni un signal supérieur au seuil, les signaux 20 fournis après l'enregistrement du huitième registre RD8 ne seront pas pris en considération. Cependant, cette éventualité est peu probable, car prendre en compte huit échos par motif, c'est-à-dire par période de 16 millisecondes environ, revient à avoir huit échos dans un secteur angulaire inférieur à 2° et une profondeur de 10 kilomètres environ si l'on suppose que la vitesse de rotation 25 d'antenne est de 120° par seconde. Les signaux reçus au cours du trente-deuxième et dernier intervalle de temps du motif sont enregistrés sous forme de mots binaires dans la dernière ligne de la mémoire A ou B (figure 6) en cours d'enregistrement, par exemple la mémoire A. Les signaux reçus au cours de l'intervalle de temps suivant qui cor-30 respond au premier intervalle de temps du motif sont enregistrés dans la mémoire B et la lecture de la mémoire A commence. Cette lecture s'effectue colonne après colonne en commençant par la première, celle qui correspond à la tranche de distance la plus proche et dans chaque colonne la lecture est effectuée ligne après ligne ; à chaque opération élémentaire de lecture, deux mots binaires sont 35 enregistrés dans le registre de sortie 33 des mémoires (figure 6). Lorsque ce couple de mots binaires correspond à une tranche de distance dont le code est affiché dans l'un des registres RDI à RD8 du circuit 18 (figures 3 et 5), il est enregistré dans la mémoire A* ou B' (figure 6) qui est en cours d'enregistrement, par exemple la mémoire A1. Cette sélection des colonnes à enregistrer dans 40 la mémoire A1 est obtenue par un comparateur 34 qui reçoit, d'une part, le code 70 25146 ii 2096856 de la colonne en cours de lecture fourni par le circuit de sélection SCI et, d'autre part, le code de la tranche de distance fourni par le registre S'Dl du circuit 35 comportant huit registres R'Dl et R'D8 analogues aux registres RDI à RDS du circuit 18 (figures 5 et 6) ; le transfert du contenu des registres 5 RDI à RD8 dans les registres R'Dl à R'D8 est effectué au moment de l'émission de la première impulsion 1^ du motif. Cette impulsion 1^ remet à zéro le compteur Cp2, le décodeur Dc2 fournit alors le signal d'I qui sélectionne le registre R'Dl dont le contenu est alors comparé au contenu du compteur 36 par l'intermédiaire du comparateur 34. S'il y a identité, le comparateur 34 fournit 10 un signal AVr qui permet l'avance du compteur de lignes 46 de la mémoire A1 à la cadence des signaux E'r, l'avance du compteur Cp2 à la cadence des signaux Le et autorise l'enregistrement du contenu du registre 63 dans la mémoire A', ledit registre contenant le couple de mots binaires lus dans la mémoire A ainsi que les codes qui définissent la tranche de distance et le gisement, 15 Le code du gisement est fourni par un registre 60 ; le code qu'il contient est le code du gisement de l'antenne au moment de la seizième impulsion du motif. A cet effet, la position angulaire de l'antenne est codée en permanence par un circuit 62 et, au moment de l'impulsion 1^ du motif, le code fourni à cet instant par le codeur 62 est transféré dans le registre 6l puis dans 20 le registre 60 lors de l'impulsion - Si les codes du gisement ont douze chiffres, le registre 63 comprendra 18 + 6 -l- 12 = 36 bistables et trente-six chiffres seront alors enregistrés simultanément dans la mémoire A' qui aura alors trente-six plans. Le nombre de lignes par plan est évidemment égal au nombre de lignes de la mémoire A et le 25 nombre de colonnes peut être variable. Selon la présente invention, le nombre de colonnes des mémoires A' et B' est tel que le nombre maximum d'échos qui peuvent être détectés par les circuits 14 et 18 associés à la batterie de sélecteurs 12 pendant un temps donné ne peuvent être enregistrés dans lesdites mémoires ; il y a donc une possi-30 bilité supplémentaire de perte d'informations. Cette limitation est obtenue en arrêtant le transfert des informations entre les mémoires A ou B et les mémoires A' ou B' dès que ces dernières sont remplies et en ne les lisant qu'à intervalles réguliers de durée supérieure à celle qui serait nécessaire pour remplir une mémoire en supposant qu'à chaque motif tous les registres RDI à ED8 (figures 5 35 et 6) sont utilisés. Dans l'exemple particulier décrit, le nombre de colonnes des mémoires A' et B' est égal à 64 et l'intervalle de temps séparant deux lectures successives d'une même colonne est de deux secondes environ, soit un temps de lecture d'une mémoire égal à une seconde environ. Si la vitesse de rotation de l'antenne est de 120* par seconde, cette deuxième limitation signifie 70 25146 12 20968S6 que l'on ne peut traiter que 64 échos dans un secteur angulaire de 120° ayant 10 kilomètres de profondeur. On comprend qu'une densité d'échos de 64 par secteur de 120° et une profondeur de 10 kilomètres est peu probable et, en conséquence, il n'y aura pratiquement pas de perte d'informations. 5 Dans le schéma de la figure 6, l'arrêt de l'enregistrement dans les mé moires À' ou B' lorsqu'elles sont remplies est obtenu en n'élaborant le signal AVc que si le compteur de colonnes de la mémoire en cours d'enregistrement n'a pas atteint le compte maximum ; à cet effet, le code de colonne est appliqué à un circuit 56 qui fournit un signal de mise à l'état 0 de la bascule 57 10 lorsqu'on sélectionne la soixante-quatrième colonne : le circuit ET 58 est alors bloqué. La bascule 57 est mise à l'état 1 par un signal E' qui est constitué d'impulsions récurrentes apparaissant en synchronisme avec les fronts avant des signaux E'A' et E'A'. On remarquera que les mémoires A1 et B' sont très mal employées puisque, 15 pour chacun des trente-deux couples de mots binaires d'une tranche de distance, on enregistre le même code de tranche de distance et le même code de gisement. Aussi,, on a intérêt à scinder chaque mémoire A' ou B' en deux mémoires, l'une prévue pour enregistrer les signaux proprement dits et l'autre pour enregistrer les codes de position à raison d'un code de position (distance + gisement) par 20 tranche de distance. Chacune des deux mémoires prévues pour enregistrer les codes de position est par exemple constituée par un plan de soixante-quatre colonnes et dix-huit lignes, la sélection étant effectuée uniquement suivant les colonnes à l'aide du compteur 44 ou du compteur 48. L'avance des compteurs de colonnes 44 et 48 des mémoires A' et B1 lors de 25 l'enregistrement est obtenue par les circuits 67, 68, 69 et 66. Le circuit 67 est un circuit additionneur qui additionne, au début de chaque motif, les nombres binaires définissant, l'un, la colonne de la mémoire A' ou B' qui a été sélectionnée pour l'enregistrement au cours du précédent motif ët, l'autre, le nombre total de tranches de distance intéressantes, c'est-à-dire en fait le nombre 30 de colonnes à enregistrer dans la mémoire A' ou B' au cours du motif en cours. Ces nombres binaires sont fournis par le compteur de colonne 44 ou 48 et par le compteur Cpl (figures 5 et 6). Le nombre binaire résultant de l'addition est enregistré dans le registre 68 pour être comparé au code de colonne de la mémoire en cours d'enregistrement par l'intermédiaire d'un comparateur 69. Le signal de 35 sortie de ce comparateur est appliqué à l'entrée 0 d'une bascule qui est'mise à l'état 1 par l'impulsion 1^ de début du motif. Après l'impulsion 1^, la bascule 66 fournit un signal AVc qui permet de faire avancer le compteur de colonnes au rythme du signal E'c et ceci tant que les codes comparés par le comparateur 69 ne sont pas égaux. 70 25146 2096856 Après un intervalle de temps égal à soixante-quatre motifs, défini par le signal E'A', on passe à l'enregistrement de la mémoire B' pendant que l'on effectue la lecture de la mémoire A'. Cette lecture s'effectue colonne par colonne et,dans chaque colonne, ligne par ligne, de sorte que chaque couple de 5 mots binaires ainsi que les codes de position sont affichés dans le registre 52 qui comporte trois groupes de conducteurs de sortie : un premier groupe 53 correspondant au mot binaire du signal Ss, un deuxième groupe 54 correspondant au mot binaire du signal Se, enfin un troisième groupe 55 correspondant au code de position (tranche de distance + gisement). 10 Les signaux nécessaires au fonctionnement des circuits de la figure 6 sont fournis par un circuit horloge dont la figure 7 représente un exemple de réalisation. Il comprend un générateur d'impulsions 70 fournissant par exemple des impulsions à la fréquence de trente-deux mégahertz qui sont utilisées pour le codage, des circuits diviseurs de fréquence 71 à 78, des bascules 79 à 81, 15 un compteur 83, un circuit de décodage 84, un circuit 85 d'élaboration des impulsions d'émission 1^ à 1^2' un circuit de retard 82 desdites impulsions d'émission, des portes électroniques 86 à 88. Le signe : à l'intérieur des rectangles 71 à 78 indique qu'il s'agit d'un circuit diviseur de fréquence dans le rapport indiqué par le nombre qui suit. 20 Les N m 32 impulsions du motif d'émission sont obtenues par l'inter médiaire d'un compteur 83 à 4.096 positions si l'on suppose que le plus grand commun diviseur des intervalles entre impulsions est 4 microsecondes ; à ce compteur est associé un circuit de décodage 84 qui décode 32 codes particuliers dont les signaux donnent les 32 impulsions du motif. Un circuit 85 réalise la 25 conversion parallèle-série desdites impulsions. Afin de pouvoir explorer une zone quelconque, il est prévu un circuit de retard variable 82 commandé sur son entrée 89 et une bascule 79 ; cette bascule est mise à l'état _1_par l'impulsion d'émission retardée et fournit alors le signal Ez qui permet l'enregistrement des mots binaires fournis par le circuit 19 ; l'enregistrement est arrêté lors-30 que le compteur de colonnes de la mémoire en cours d'enregistrement atteint la position 64 (signaux A64 et B64 fournis par les circuits de décodage 59 et 60 et correspondant respectivement aux mémoires A et B - figure 6). Comme le temps effectif d'enregistrement dans les mémoires A et B est largement inférieur à l'intervalle de temps moyen entre les impulsions 35 d'émission, dans un rapport 8 dans l'exemple particulier décrit, la cadence de lecture des lignes d'une colonne desdites mémoires peut être huit fois plus faible que la cadence d'enregistrement des colonnes d'une ligne, ce que l'on obtient par les diviseurs de fréquence 72 et 73. Une colonne comportant 32 lignes, le signal Le d'avance du compteur de colonnes lors de la lecture est obtenu par 70 25146 14 2096856 division par 32 dans un circuit 74 du signal d'avance Lr du compteur de lignes. Si l'on n'utilise pas de mémoire tampon entre les mémoires A et B et les mémoires A* et B', les signaux d'avance E'r et E'c des compteurs de lignes et de colonnes des mémoires A' et B1 lors de l'enregistrement seront iden-5 tiques aux signaux Lr et Le respectivement. Les signaux EA et SA qui définissent le fonctionnement alterné des mémoires A et B sont obtenus par un circuit diviseur 76 dont le signal de sortie commande une bascule 80. Gomme on l'a vu précédemment, le tri des informations utiles s'ef-10 fectue en deux étapes : une première étape par l'intermédiaire des circuits 14 et 18 (figures 3 et 5) et une deuxième étape par l'intermédiaire des mémoires A' et B' dont la capacité est limitée à l'enregistrement de 64 échos utiles par seconde alors que les circuits 14 et 18 peuvent détecter 512 échos utiles par seconde. Cette deuxième limitation est obtenue en ne lisant chaque mémoire A' ou B' 15 que toutes les deux secondes environ. Les signaux de lecture L'r et L'c ont alors une fréquence telle que chaque mémoire A' ou B' est lue en une seconde : les impulsions du signal L'r ont alors une période de 512 microsecondes tandis que celles du signal L'c ont une période de 16,384 millisecondes. Les signaux E'A' et E'A' sont obtenus, à partir du signal L'c, par l'intermédiaire du circuit 20 diviseur 78 et de la bascule 81. Les figures 6 et 7 ont été décrites dans un certain mode de réalisation dans lequel chaque mémoire comporte un circuit de comptage pour les lignes et un circuit de comptage pour les colonnes, lesdits circuits de comptage étant alimentés par les signaux d'avance fournis par le circuit horloge de la figure 7; 25 il est clair que d'autres organisations peuvent être mises en oeuvre, en particulier celle dans laquelle les mémoires ne comportent que les circuits de sélection, lesdits circuits recevant les codes d'adressage fournis soit par un compteur d'enregistrement, soit par un compteur de lecture selon l'opération à effectuer dans lesdites mémoires. Dans cette nouvelle organisation, le compteur d'en-30 régistrement ou le compteur de lecture comporte en fait deux compteurs en cascade, l'un pour les lignes, l'autre pour les colonnes. Au fur et à mesure de la lecture de l'une des mémoires A1 ou B', les mots binaires fournis successivement par les groupes de conducteurs 53 et 54 sont appliqués respectivement à deux circuits d'élimination des échos fixes 24 35 (figure 3), l'un étant affecté au signal Ss et l'autre au signal Se. Ces circuits d'élimination des échos fixes sont par exemple du type à lignes à retard ; comme les intervalles de temps séparant les impulsions d'émission varient, les coefficients de pondération des signaux de sortie des lignes à retard doivent être variables si l'on désire une bonne élimination des échos fixes. Différents 70 25146 15 2096856 circuits d'élimination des échos fixes à coefficients variables ont été décrits dans la demande de brevet H° 6920061 déposée le 17 Juin 1969 par la demanderesse dans le département de la Seine sous le titre "Perfectionnements aux circuits éliminant les échos fixes". Dans les circuits décrits dans cette demande de bre-5 vet, le temps disponible pour une multiplication était très faible, de l'ordre de la microseconde, de sorte qu'elle devait être effectuée par des moyens semi-digitaux, semi-analogiques. Dans le présent brevet, par suite du tri effectué, le temps disponible pour une multiplication est, dans le cas particulier décrit, de 512 microsecondes; aussi des moyens entièrement digitaux peuvent être emplo-10 yés. Les signaux de sortie du circuit d'élimination des échos fixes 24 (figure 3) qui sont sous forme analogique ou sous forme binaire sont appliqués à un circuit 25 qui permet de faire apparaître le spectre de fréquence desdits signaux et ainsi de déterminer la fréquence Doppler du signal reçu de la tran-15 che de distance sélectionnée. A titre d'exemple, on supposera que ce circuit 25 calcule la transformée de Fourier du signal reçu et un exemple particulier de réalisation d'un tel circuit a été décrit dans la demande de brevet N° 7014789 déposée le 23 Avril 1970 par la demanderesse dans le département de la Seine sous le titre : "Analyseur de spectre de signaux électriques et son ap-20 plication à un radar DcJppler cohérent à impulsions". Le circuit 25 fournit un signal dont l'amplitude en fonction du temps représente le spectre du signal qui lui est appliqué de sorte que l'instant d'apparition du point de plus grande amplitude par rapport à une origine convenablement choisie donne la valeur de la fréquence Doppler du signal analy-25 sé. Le signal de sortie du circuit 25 est appliqué à un circuit de seuil 15 suivi d'un dispositif de présentation 27 qui reçoit également les codes de tranche de distance et de gisement par l'intermédiaire d'une porte électronique 26 qui n'est ouverte que si le signal fourni par le circuit 25 est supérieur au seuil B.1 du circuit 15. 30 Dans un récepteur de radar, la probabilité de détection PD et la probabilité de fausse alarme Pfa permettent de calculer le rapport signal sur bruit en décibels R du récepteur idéal ; par suite des imperfections du récepteur, en particulier du circuit 25 de calcul de la transformée de Fourier, le récepteur aura un rapport signal sur bruit Rl plus grand que R. On remarquera 35 que Rl est alors en décibels la valeur du seuil qui est introduit à la sortie du circuit 25. Ce signal, qui a un rapport signal sur bruit égal à R , est aussi appliqué à la batterie de sélecteurs qui introduit des pertes évaluées à P décibels, ces pertes étant dues principalement au sélecteur qui met en oeuvre une intégration après détection et qui reçoit un signal provenant d'un radar à im 70 25146 16 2096856 pulsions non équidistantes. Pour que le système proposé fonctionne correctement, il faut que la probabilité de détection de la batterie de sélecteurs soit égale à la probabilité de détection PD obtenue à la sortie du circuit 15 et pour cela il faut choisir pour le circuit 13 une valeur de seuil en décibels H2 = Hl - P. 5 Bien que la présente invention ait été décrite en relation avec un exemple particulier de réalisation, il est clair qu'elle n'est pas limitée audit exemple et qu'elle est susceptible d'autres variantes ou modifications sans sortir de son domaine. 70 25146 2096856 :_lEV£WDIGATIOÎ_ÎS 1. Radar Doppler cohérent à impulsions caractérisé par le fait que les signaux de sortie sinus et cosinus des circuits discriminateurs de phase sont échantillonnés, codés et enregistrés dans une première ou une deuxième mémoire fonctionnant alternativement à l'enregistrement et à la lecture, par le fait que 5 l'un des signaux sinus ou cosinus est appliqué à uns batterie de sélecteurs en distance, par le fait que l'on détermine les sélecteurs qui fournissent un signai supérieur à un certain seuil 112 et que l'on enregistre les codes des tranches de distance correspondantes dans une troisième mémoire, par le fait que l'on code en permanence le gisement de l'antenne et que l'on enregistra dans une qua-10 trième mémoire le code du gisement qui correspond au milieu du secteur angulaire dont les signaux sont enregistrés dans la première ou la deuxième mémoire en cours d'enregistrement, par le fait que seuls les mots binaires des tranches de distance correspondant aux codes enregistrés dans la troisième mémoire sont lus dans la première ou la deuxième mémoire en cours de lecture, par le fait que les 15 mots de chaque tranche de distance lus dans la première ou la deuxième mémoire ainsi que le code de ladite tranche lu dans la troisième mémoire et le code du gisement lu dans la quatrième mémoire sont enregistrés dans une cinquième ou sixième mémoire, chacune desdites cinquième et sixième mémoires fonctionnant alternativement à l'enregistrement et à la lecture et étant prévue pour enregistrer 20 les mots lus au cours d'un certain nombre d'opérations successives de lecture des première et deuxième mémoires, par le fait que les mots binaires lus dans l'une des cinquième et sixième mémoires sont appliqués à un circuit d'élimination des échos fixes, par le fait que les signaux de sortie du circuit d'élimination des échos fixes sont appliqués à un circuit de calcul du spectre de fréquence des 25 signaux qui lui sont appliqués, par le fait que le signal fourni par le circuit de calcul du spectre de fréquence est appliqué à un dispositif d'affichage par l'intermédiaire d'un circuit de seuil de valeur Rl, par le fait que le dispositif d'affichage ne reçoit le code de la tranche et le code de gisement fournis par la cinquième ou la sixième mémoire que si le signal de sortie du circuit de cal-30 cul du spectre de fréquence est supérieur au seuil Rl, par le fait que les valeurs des seuils Rl et R2 sont choisies de manière que la batterie de sélecteurs en distance et le circuit de calcul du spectre de fréquences donnent la même probabilité de détection des échos mobiles. 2. Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 1 35 dans lequel les impulsions sont émises suivant un motif répétitif de H impulsions non équidistantes caractérisé par le fait que chacune des première et deuxième mémoires est prévue pour enregistrer les signaux reçus en réponse à N impulsions successives. 3. Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 1 40 ou la revendication 2 caractérisé par le fait que les signaux de sortie sinus et 0 25146 18 2096856 cosinus des circuits discriminateurs de phase sont appliqués ciiacun â une batterie de sélecteurs commandés en parallèle, les siçnaux de sortie de chaque couple de sélecteurs correspondant à une même tranche de distance étant combinés de manière à faire apparaître leur somme. 4. Radar ûb'ppler cohérent à im-ulsions selon la revendication 1, ou la revendication 2, ou la revendication 3, caractérisé par le fait que la troisième mémoire prévue pour enregistrer les codes des tranches de distance qui ont fourni à la sortie de la batterie de sélecteurs un signal supérieur au seuil a une capacité limitée à l'enregistrement d'un nombre de codes de tranches de distance inférieur au nombre total de tranches de distance examinées. 5. Radar Doppler cohérent à impulsions selon la revendication 1, ou la revendication 2, ou la revendication 3, ou la revendication 4, caractérisé par le fait que les cinquième et sixième mémoires ont une capacité telle qu'elles ne peuvent enregistrer chacune, au cours d'un intervalle de temps prédéterminé, qu'un nombre d'échos mobiles inférieur au nombre maximum d'échos mobiles qui peuvent être pris en compte par la troisième mémoire au cours du même intervalle de temps. 6. Radar Db'ppler cohérent à impulsions selon la revendication 1, ou la revendication 2, ou la revendication 3, ou la revendication 4, ou la revendication 5, caractérisé par le fait que chacune des cinquième et sixième mémoires comprend deux mémoires dont l'une est prévue pour enregistrer les mots binaires des tranches de distance dont les codes sont enregistrés dans la troisième mémoire et l'autre est prévue pour enregistrer les codes des tranches de distance ainsi que les codes de gisement. COPY