Brevet FR2094041A1 — publié le 19720204

L'invention concerne un dispositif contre-distortif automatique pour signaux d'information modulés en phase, qui est prévu du côté réception d'un canal de transmission à bande limitée et qui est connecté à un récepteur par 5 l'intermédiaire d'un démodulateur. Pour la transmission de signaux d'information digitaux, on utilise, comme on le sait, différents procédés de modulation. L'un de ces procédés consiste à convertir le signal d'information du côté émission au moyen d'ure modulation de phase dans la bande passante du canal de transmission. Dans ces conditions, le signal modulé sans distorsion présente une position de phase constante définie dans un certain intervalle de temps, pendant ce que l'on appelle une période de modulation. Par suite de la limitation de bande et des caractéristiques 15 distorsives du canal de transmission, il arrive du côté réception un signal qui présente des distorsions d'amplitude et de phase. Il a été proposé par exemple à ce sujet, dans la publication "Ein automatischer Optimisator fur den Abgleich des Impulsent-zerrers in einer Datenïïbertragung", in "AEU", 18, 1964, pp.271-20 278, un dispositif contre-distortif automatique pour des signaux échantillonnés cycliquement en quatre phases. Ce dispositif contre-distortif se règle pendant le flux d'informations normal. Comme il ressort de cette publication, les éléments variables du dispositif contre-distortif sont sériels, c'est-à-dire qu'ils sont réglés successivement dans le temps. Ce dispositif contre-distortif ou correcteur nécessite donc un temps de réglage relativement long, qui n'est plus acceptable avec les systèmes modernes de transmission de l'information. Il a par ailleurs été proposé déjà, dans le Brevet allemand 1 210 037, un procédé pour la correction automatique de signaux qui contiennent, à l'état sans distorsion, des flancs d'impulsion raides. Toutefois, lorsqu'on utilise un signal modulé en phase, il n'apparaît plus aucun flanc raide dans le signal modulé, du fait principalement de la limitation de bande forcé- Cj JJ ment nécessaire a la transmission du signal. On peut donc dire que ce dispositif connu résout un problème différent en soi de celui qui fait l'objet de l'invention. L'invention a pour but de remédier, de façon relativement simple, aux difficultés mentionnées dans le préambule du présent mémoire ; en particulier, on se propose d'indiquer 71 20097 2 2094041 la structure d'un dispositif contre-distortif automatique qui convienne pour redresser les distorsions de signaux d'information modulés en phase et, en outre, avec laquelle le dispositif contre-distortif se règle en un laps de temps suf-5 fisamment court pour qu'une transmission impeccable des signaux d'information modulés en phase soit garantie à tout moment. Sur la base d'un dispositif contre-distortif automatique pour signaux d'information modulés en phase, qui est prévu du côté réception d'un canal de transmission à bande 10 limitée et qui est connecté à un récepteur.par l'intermédiaire d'un démodulateur, ce but est atteint, conformément à l'invention, par le fait que le dispositif contre-distortif a la structure d'une batterie de filtres composée de F filtres et comportant N sorties parmi lesquelles N-1 sont connectées aux 15 entrées d'une calculatrice et toutes les N sorties sont raccordées aux entrées d'un sommateur par l'intermédiaire de N éléments de réglage, par le fait que la sortie du canal de transmission est connectée à la calculatrice, d'une part par l'intermédiaire d'un circuit de récupération de cadence et, 20 d'autre part, par l'intermédiaire d'un générateur d'impulsions de référence muni d'un dispositif de synchronisation, par le fait que N-1 sorties de la 'calculatrice sont associées aux N-1 éléments de réglage dont les entrées sont reliées en même temps aux entrées de la calculatrice, eh sorte que s'effectue 25 un ajustement adaptatif de ces éléments de réglage, et par le fait que la sortie du dispositif contre-distortif est connectée, par l'intermédiaire d'un régulateur d'amplification automatique, à l'élément de réglage du dispositif contre-distortif qui est associé à l'élément de filtrage dont la sortie n'aboutit pas à 30 la calculatrice (K" = 2, 3, 4 ....). l'invention est exposée ci-après de façon plus détaillée à propos d'exemples d'exécution représentés au dessin annexé dans lequel : La"figure 1 représente schématiquement, en 35 un schéma par blocs, la structure fondamentale du dispositif contre-distortif. La figure 2 représente la structure d'une batterie de filtres qui convient pour le montage d'un disposi-; tif contre distortif. 40 La figure 3 illustre une forme d'exécution 71 20097 3 2094041 particulière de cette "batterie de filtres. la figure 4 illustre une autre forme d'exécution d'une "batterie de filtres selon la figure 2. La figure 5 est un chronogramme destiné à expli-5 quer le mode de fonctionnement du dispositif contre-distortif. La figure 6 représente, en un schéma par blocs, un montage pour le réglage automatique du dispositif, contre-distortif. La figure 7 illustre une forme d'exécution par-10 ticulière du montage de la figure 6. La figure 8 est un diagramme d'impulsions destiné à expliquer le mode de fonctionnement du montage de la figure 7. La figure 9 représente un composant dit "flip-15 flop RS" qui est utilisé dans le montage de la figure 7. La figure 1 illustre le principe structurel d'un dispositif contre-distortif automatique dans une voie de transmission d'information. Une source d'information délivre les signaux à transmettre à un émetteur de données 2. Dans 20 cet émetteur de données, les informations à transmettre sont converties en signaux modulés en phase et parviennent à l'entrée du canal de transmission 3. A la sortie 4 du canal de transmission 3 est connectée l'entrée du dispositif contre-distortif 5- La sortie 8 du dispositif contre-distortif 5 25 aboutit à un démodulateur 9, dans lequel le signal d'information modulé en phase est démodulé. La sortie du démodulateur 9 est connectée à un récepteur d'information 10. La structure du dispositif contre-distortif 5 est représentée sur la figure 2, qui doit être considérée en liaison avec la figure 1. 30 Le dispositif contre-distortif 5 a la structure d'une batterie de filtres 55 composée de N filtres 24 à 27, quatre filtres seulement ayant été représentés pour plus de clarté. Tous les filtres 24 à 27 sont alimentés par une entrée commune 4. La batterie de filtres 55 comporte N sorties 16, 35 17, 18 et 41. Parmi ces N sorties, U-1, c'est-à-dire les sorties 16 à 18 dans l'exemple d'exécution, sont connectées aux entrées de la calculatrice de corrélation 12 représentée sur la figure 1 et les N sorties 16, 17, 18 et 41 sont toutes reliées, par 40 l'intermédiaire de H éléments de réglage 30 à 33, aux entrées 71 20097 4 2094041 35 à 39 d'un sommateur 40. La sortie 8 du sommateur 40 constitue en même temps la sortie du dispositif contre-distortif 5- La sortie 4 du canal de transmission 3 (figure 1) est connectée à la calculatrice de corrélation 12, d'une part par l'intermé-5 diaire d'un circuit de récupération de cadence 11 et de la ligne 15 et, d'autre part, par l'intermédiaire d'un générateur d'impulsions de référence 13 muni d'un dispositif de synchronisation et de la ligne 14. N-1 sorties 19 à 21 de la calculatrice de corrélation 12 sont associées aux N-1 éléments de réglage 10 30, 31, 33 dont les entrées sont reliées en même temps aux entrées de la calculatrice de corrélation 12, de sorte qu'il s'effectue un ajustement adaptatif de ces éléments de réglage 30, 31, 33. La sortie 8 du dispositif contre-distortif 5 est connectée, par l'intermédiaire d'un régulateur d'amplification 15 automatique 6 et par la ligne désignée par 7 sur les figures 1 et 2, à l'élément de réglage 32 du dispositif contre-distortif 5. Cet élément de réglage 32 est associé à l'élément de filtrage 26 dont la sortie 41 n'aboutit pas à la calculatrice de corrélation 12. Dans ces conditions, N est un nombre entier qui est 20 égal ou supérieur à 2 (N>2). Il est exigé du dispositif contre-distortif 5 qu'il puisse se régler de manière adaptative, de la façon la plus simple et en un temps aussi bref que possible. En outre, le dispositif contre-distortif 5 doit être en mesure d'éliminer, 25 si possible complètement, les distorsions linéaires du signal reçu. Comme on le montrera ci-après, la structure générale du dispositif contre-distortif, représentée sur la figure 2, satisfait à l'exigence d'une possibilité de réglage adaptatif très simple. Une telle structure est connue, par exemple 30 d'après la publication "An Automatic Equalizer for G-eneral-Purpose Communication Channels" in "Bell System Technical Journal", novembre 1967, pp. 2179 à 2208. comme on le montre dans cette publication, la réponse d'impulsion d'un système peut être représentée de façon approchée, à l'aide de circuits 35 appropriés X. (w), par une somme de fonctions évaluées avec J des facteurs constants réels c.. Pour la fonction de transmission d'un dispositif contre-distortif selon le montage représenté sur la figure 2, on a : 71 20097 5 2094041 H(^ ) = 2Z c..X.(w) (1) j étant une variable numérique ayant la forme d'un nombre entier. ^ Il est avantageux que les réponses à une impul sion rectangulaire modulée ayant la durée d'une période de modulation soient orthogonales les unes aux autres aux sorties des filtres partiels X.(^), de sorte que la moyenne temporelle du produit de ceux de ces réponses devienne nulle. Il n'existe -I0 alors aucun accouplement entre les différents coefficients de réglage c . et ils peuvent être ajustés indépendamment les D uns des autres. Dans l'opération en tant que dispositif contre-distortif, il ne se produit naturellement aucun signal modulé sans distorsion idéal à l'entrée des filtres 4, mais des signaux déformés apparaissent qui s'étendent sur un plus grand intervalle de temps qu'une période de modulation. Ainsi, il existe malgré tout une certaine dépendance mutuelle des coefficients de réglage c.. Mais cela est négligeable pour des distorsions cJ qui ne sont pas extrêmement fortes. L'orthogonalité entre les 2o réponses rectangulaires modulées individuelles aux sorties 16 à 18 et 41 est donc désirable; mais elle n'est en aucune manière absolument indispensable. Un dispositif contre-distortif automatique peut être construit en prévoyant, à la place de la batterie de 25 filtres 55, une cnaîne de filtres 56 avec des prises 16 à 18, 41. la figure 3 illustre un tel montage. L'entrée 4 du dispositif contre-distortif 5 est reliée à l'entrée du premier filtre 44 de la chaîne de filtres 56, ayant la fonction de transfert 'rf^(w). A la suite du premier filtre 44 sont montés en chaîne les 20 filtres 45, 46 à 47 ayant les fonctions de transfert ri-,("0 à wV(^). La chaîne de filtres est donc encore constituée j :Ï de ii filtres, ue même que dans le cas de la batterie de filtres représentée sur la figure 2. Pour plus de clarté, on- n'a indiqué que quatre filtres et la ligne discontinue entre les filtres 35 46 et 47 suggère la présence i'autres filtres. La chaîne de filtres 56 présente également I. sorties, parmi lesquelles lf-1 sorties 16 à 15 sont connectées aux entrées de la calculatrice de corrélation 12 (figure 1) et les î 71 20097 6 2094041 sommateur représente là encore la sortie du dispositif contre-distortif 5 de la figure 1. Le montage de la figure 3 est rigoureusement l'équivalent du montage représenté sur ]a figure 2 lorsque les relations suivantes sont vérifiées : 5 X^w) = w.,0-0 (2) XgO^O = ("-0 .'^2^) (3) Z3(uJ) = W1(^).W2(-).V/3(«J) etcs (4) Ce montage en chaîne offre l'avantage qu'une % 10 partie du filtrage pour les filtres à indice supérieur a déjà été assurée par les filtres montés en amont, si bien que le degré des filtres partiels à indice croissant ne doit pas être plus élevé. De telles structures en chaîne peuvent donc être généralement réalisées avec des frais nettement moins élevés. 15 II est avantageux que les éléments filtrants 44 à 47 contenus dans la chaîne de filtres 56 soient réalisés sous la forme d'éléments à retard. On obtient alors le filtre transversal connu avec x-j(t) = u (t-jf) (5) 20 à la jième prise, u(t) représentant le signal à l'entrée 4. et ^désignant le retard entre deux prises voisines. Dans le cas en particulier d'un dispositif contre-distortif réalisé en technique digital pure, on peut utiliser économiquement des structures du genre filtre trans-25 versai. Dans ces conditions, il convient que l'entrée 4 de la chaîne de filtres 56 soit connectée d'une part directement à une autre entrée de la calculatrice de corrélation 12 et, d'autre part, par l'intermédiaire d'un élément de régla-30 ge additionnel 43 et de la ligne 501, au sommateur 40 contenu dans le dispositif contre-distortif 5. La commande de l'élément de réglage additionnel 43 s'effectue également, de manière appropriée, par la calculatrice de corrélation 12, par l'intermédiaire de la ligne 42. 35 Une correction indépendante de la. distorsion n'est possible que dans un intervalle de fréquence fi- (6) du fait de la périodicité de la fonction de transfert du filtra 40 transversal. OOPV 71 20097 7 2094041 Dans le cas du filtre transversal, le temps de retard t entre des prises voisines doit donc être choisi suffisamment petit. Si'Cest plus petit que la durée d'une période de modulation, les différents éléments de réglage sont couplés 5 mutuellement dans une certaine mesure, car 1'orthogonalité souhaitée entre les réponses rectangulaires modulées individuelles aux sorties 23, 16 à 18, 41 n'existe plus. Ce couplage peut donner lieu à dès difficultés à la mise en service du dispositif contre-distortif. 10 » Une structure de filtre, qui évite la difficulté mentionnée, est décrite dans la publication précitée "Ein automatischer Optimisator fur den Abgleich des Impulsentzerrers in einer Datenubertragung" in "AEÏÏ", 18, 1964, pp. 271-278. Ce filtre peut être modifié de sorte que l'équation (1) soit 15 satisfaite. Le filtre résultant représente une combinaison des montages illustrés par les figures 2 et 3 et il est visible sur la figure 4. L'entrée 4 du filtre est reliée à une^ chaîne d'éléments retardateurs 444 de même type, parmi lesquels chacun 20 présente le temps de retard T, T étant égal à la durée d'une période de modulation. De même que dans la chaîne de filtres de la figure 3, chaque prise entre deux éléments retardateurs, ainsi que l'entrée et la sortie de la chaîne de filtres, sont connectées respectivement aux éléments de réglage 43 et 30 25 à 33. Les éléments équivalents ont été désignés de la même manière que sur la figure 3 et ne seront pas décrits de nouveau. Additionnellement, chaque prise et l'entrée et la sortie de la chaîne de filtres sont connectées respectivement à l'entrée d'autres filtres 445. Les sorties de ces autres 30 filtres 445, de même type, sont connectées d'une part à d'autres entrées de la calculatrice de corrélation 12 par les lignes 423., 499 et 416 à 418 et, d'autre part, à d'autres entrées du sommateur 40 par l'intermédiaire d'autres éléments de réglage 443 et 430 à 433 et par les lignes 401 et 435 à 439. La commande 55 des autres éléments de réglage 443, 430 à 433 est également assurée de manière appropriée par la calculatrice de corrélation 12, au moyen des lignes 407, 442, 419 à 421. Les autres filtres F (w) représentent des dé-phaseurs de 90° à large bande, dits transformateurs d'Hilbert. 40 Ceux-ci provoquent une rotation de 90° de la phase, indépendam- COPY 71 20097 8 2094041 ment de la fréquence, dans la gamme de'fréquences considérée. Si cette gamme n'est pas assez large par rapport à sa fréquence de milieu, ces déphaseurs peuvent aussi être remplacés par des différentiateurs, des intégrateurs ou des passe-tout, qui 5 provoquent de façon approximative une rotation de phase de 90° avec une amplitude approximativement constante dans la gamme de fréquences considérée. Le mode de fonctionnement du filtre est expliqué dans la publication précitée. Cette structure de filtre présente les caractéristiques dforthogonalité souhai-10 tées. Le filtre de la figure 4 contient au total 2M+1 éléments de réglage, M étant un nombre entier. Le procédé pour le réglage automatique des structures de dispositifs contre-distortif ci-dessus décrites va maintenant faire l'objet d'une description encore plus 15 détaillée. Les signaux d'information à transmettre sont en général quantifiés :c'est-à-dire qu'en cas par exemple de transmission de PAM à plusieurs étages, le signal ne peut prendre qu'un nombre fini de valeurs d'amplitude différentes. En cas de 20 transmission au moyen de signaux modulés en phase, la modulation s'effectue de sorte que deux ou plusieurs bits par unité de temps, c'est-à-dire par intervalle dit "période de modulation", sont transmis simultanément. Pour pouvoir corriger adaptativement la dis-25 torsion d'un signal d'information, il est nécessaire que ce signal soit redondant. La redondance du signal modulateur existe dans la quantification mentionnée. Cette quantification a pour effet que le signal modulé émis ne présente un passage' par la valeur zéro qu'à des instants discrets, parfaitement déterminés, 30 dans les limites d'un pas de modulation. Cette caractéristique peut servir pour le réglage d'un dispositif contre-distortif adaptatif. La mise à profit de ce critère se révèle donc particulièrement judicieuse, puisque les instants des passages par zéro contiennent directement l'information à transmettre. 35 Chaque correction de distorsion linéaire du signal donne lieu à une dérive temporelle des passages par zéro par rapport aux instants prescrits et, par suite, à une information de phase entachée d'erreur. Le dispositif contre-distortif doit donc être réglé de manière que les passages par la valeur 40 zéro n'aient lieu qu'aux instants prescrits. 71 20097 9 2094041 Les instants prescrits des passages par la valeur zéro ne peuvent en général être facilement définis que dans les limites des périodes de modulation individuelles. Le passage par la valeur zéro du signal lors 5 de la transition entre deux périodes de modulation peut en effet se produire, en fonction de la longueur T d'une période de modulation, à des instants complètement différents. Par conséquent, ce passage par le zéro ne peut pas être utilisé directement pour le réglage du dispositif contre-distortif. Par suite de la limi-10 tation de bande du signal, les passages par le zéro ne concordent pas, même en cas de signal sans distorsion, dans le voisinage des transitions entre les différentes périodes de modulation. C'est pourquoi on ne peut mettre à profit, pour le réglage du dispositif contre-distortif, que des passages par le zéro 15 qui se situent au milieu des périodes de modulation. Ces zones doivent être séparées àu moyen d'impulsions d'échantillonnage appropriées. Ces impulsions d'échantillonnage sont obtenues à partir du signal affecté de distorsion à la sortie 4 du canal, 20 au moyen du circuit 11 de récupération de cadence. Selon ce qui est décrit par exemple dans la C.C.I.T.T. Spécial Study Group A-Contribution n° 192 du 24 avril 1968 aux pages 2 et 3, il peut être superposé à cette fin, au signal modulé en phase, une faible modulation d'amplitude pour pouvoir récupérer du 25 côté réception, pour n'importe quel texte d'information transmis, la cadence d'échantillonnage au milieu de la période de modulation. En cas de transmission d'information rapide sur des canaux téléphoniques, les signaux modulé en phase ne 30 présenteront, en règle générale, que très peu de passages par le zéro dans les limites d'une période de modulation. Mais étant donné que, comme on l'a déjà mentionné, seuls les passages par le zéro au milieu des périodes de modulation individuelles peuvent être utilisés pour le réglage du dispositif contre-distortif, 35 il convient de soumettre le signal dont la'distrosion doit être corrigée à une transposition en fréquence par une modulation à bande latérale unique, avant de procéder à cette correction. Le spectre complet du signal est transposé dans une position de fréquence plus élevée, où il se produit un nombre suffisant 40 de passages par le zéro dans les limites d'une période de mo- 71 20097 10 2094041 dulation. Afin d'expliquer le procédé pour le réglage automatique du dispositif contre-distortif, on supposera seulement un échantillonnage cyclique à quatre phases dans ce qui 5 suit, pour des raisons de simplicité. Les considérations qui s'appliquent à ce cas pourront facilement être étendues à l'échantillonnage cyclique à huit phases. L'exigence de la plus grande simplicité possible du réglage automatique du dispositif contre-distortif peut 10 toujours être satisfaite avec une relative facilité lorsque le signal de sortie y(t) du dispositif contre-distortif 5 peut être représenté comme une somme de signaux partiels pondérés x.(t) et lorsqu'une valeur d'estimation pour le signal idéal 11 correct émis a(t) peut être dérivée du côté réception (figure 2) 15 Le signal y(t) aurait la forme représentée par l'équation (7). N y(t) = Y_ ^ 3=1 Avec le montage de la figure 3, j est chiffré 20 de 0 à N ; avec celui de la figure 4, il est chiffré de 0 à 2M+1 Cette divergence va de soi, eu égard à ce qui a été exposé précédemment, et il n'en sera plus question ci-après. L'erreur quadratique D du signal y(t) correspond à : 35 >2 dt (8) 25 D = J S y(t)-a(t) -ao et,avec l'exigence : D = minimum (9) il faut que : = 2 . j /y(t)-a(t) \. Yo"!^ dt:=0 (1°) î -oo L J ^ donc, dans le cas idéal, a(t) est un signal idéal indépendant de c .. J Mais avec l'équation (7), on a : = Xn(^) (11 ) «3 Si "bien que la "condition suivante doit être remplie = 2 * ( ^ yft'-atiO l .X-jtt) dt=0 (12) w 3 -L L J 71 20097 11 2094041 ou, si l'on ne considère le signal qu'à des instants d'échantillonnage individuels t^. = kT, k-^ (13) ** L'équation (13) représente donc la réduction à un minimum de l'erreur quadratique. Dans ces conditions, on a : yk = y (kl), ak = a(kT), x^k = x^kT). Manifestement, les structures de dispositifs contre-distortif représentées sur les figures 2, 3 et 4 délivrent 10 un signal qui correspond aux exigences mentionnées. En effet, il peut être représenté sous la forme de l'équation (7). Le critère de réglage décrit implique la formation d'un signal idéal. La formation d'un signal idéal modulé en 15 phase à partir d'un signal affecté de distorsion est en général une tâche difficile. Mais si l'on ne considère le signal affecté de distorsion qu'à des instants déterminés auxquels le signal idéal, s'il était présent, passerait précisément par le zéro, il devient beaucoup plus facile de déduire un critère, car le 20 signal idéal est alors superflu. Cette considération est ici judicieuse, car c'est précisément dans ces passages par le zéro que se trouve l'information transmise. Le problème de l'obtention d'un signal idéal est ainsi ramené au problème de la détermination des instants prescrits auxquels un signal dé-25 pourvu de distorsion passerait par le zéro. La figure 5 servira à expliquer les faits exposés. Sur la figure 5 est représentée une section d'un signal modulé en phase affecté de distorsion, qui est 30 désignée par 69. Les instants prescrits pour les passages par le zéro, ci-après appelés "instants types", qui ont été désignés par les références 70 à 74, sont prédéterminés par les flancs positifs d'une cadence de référence nf^, n étant le nombre des angles de déphasage possibles. On supposera dans 35 ces conditions que l'angle de déphasage varie de n.-?p (n = 0, 1, 2, 3) entre deux périodes de modulation, en cas d'échantillonnage cyclique à quatre phases. Des déphasages brusques de doivent être exclus. En principe, le procédé peut être aussi étendu à des signaux qui contiennent des déphasages brusques de m.-^—, m étant un nombre entier ou, 40 en cas d'échantillonnage cyclique à huit phases, à des signaux 71 20097 12 2094041 ayant des déphasages brusques de m,.—g—. Cette cadence de référence est désignée par 68 sur la figure 5. Elle est délivrée par un générateur d'impulsions de préférence 13 (voir figure 1). Ce générateur d'impulsions de référence délivre 5 la cadence de référence 68 qui est synchronisée, au moyen d'un dispositif de synchronisation approprié, par les passages par le zéro du signal déformé à la sortie 4 du canal de transmission 3. la phase de cette cadence de référence est réglée, avec un circuit connu en soi pour la synchronisation de phase, sur la 10 base par exemple de la moyenne des passages par le zéro des signaux déformés qui arrivent. Le dispositif de synchronisation de phase peut aussi corriger de -faibles écarts de la fréquence de l'oscillateur local par rapport à la fréquence d'émission. Ainsi est obtenue la trame de temps type 68 représentée sur 15 la figure 5 et on exige du signal à la sortie 8 du dispositif contre-distortif qu'il ne passe par la ligne de zéro qu'aux instants types. Comme on l'a déjà mentionné, ces considérations ne concernent évidement que les passages par le zéro au milieu des périodes de modulation individuelles, là où n'apparaît aucune 20 perturbation des passages par le zéro du fait de la limitation de bande du signal ou du fait de défauts de pente aux-transitions entre les différentes périodes de modulation. La trame de temps 68 est subdivisée en zone? individuelles 60 à 67. Les instants prescrits possibles pour 25 un passage par le zéro du signal sont donnés par les instants types désignés par 70 à 74 sur la figure 5. Si par exemple le signal déformé traverse la ligne de zéro dans la zone 60, on admettra que le signal idéal correspondant coupe la ligne de zéro à l'instant 70. Si le point d'intersection est situé • 30 par exemple dans la zone 67, on admettra que le signal idéal coupe la ligne de zéro à l'instant 74- Une correction doit être effectuée dans le sens correspondant à chaque cas. Le procédé se déroule comme suit : Toutes les fois que le signal passe par le zéro 25 dans une zone (par exemple 64 sur la figure 5) voisine d'un instant type (par exemple 72), l'erreur e^ par rapport à cet instant type, qui a été mémorisée pendant un temps bref sous une forme quelconque, est multipliée par le signal x. mesuré (j au même instant type et également mémorisé pendant un temps 40 bref, et le produit est appliqué pendant un certain temps défini 71 20097 13 2094041 à l'encrée d'un intégrateur. Ainsi est formée la grandeur intéressante selon l'équation (13). Cette grandeur c. de ^ tJ manière que -i.5 tende vers la valeur zéro. Des circuits de ÔCD maintien d'échantillonnage sont nécessaires pour la mémorisa- 5 tion transitoire. Le dispositif contre-distortif se réglera alors pour qu'aux instants considérés, le signal de sortie soit le même que le signal idéal, c'est-à-dire qu'il passe par le zéro aux instants corrects. Il est visible sur la figure 5 que les 10 distorsions ne peuvent naturellement pas être trop extrêmes, sinon les passages par le zéro tomberaient dans la zone erronée et, en conséquence, le corrélateur recevrait un signal erroné, de sorte que la correction serait alors effectuée dans le mauvais sens. Avec ce mode de correction de distorsion, un 15 certain degré de liberté est encore ouvert ; étant donné que seule la position des passages par le zéro est réglée, il n'a pas encore été question de l'amplitude du signal corrigé. D'après l'équation (7), le signal total se compose d'une somme de signaux partiels. 20 y(t) = ET c^.x^t) (7) J Hais tout signal y'(t> = k. STc1.x.(t) (14) j d peut satisfaire à la condition de passages définis par le 2 5 zéro, k étant une constante quelconque. Par conséquent, une prise - par exemple cn sur la figure 2, la figure 3 ou la figure 4 - peut être réglée à une valeur fixe et le signal de sortie du dispositif contre- distortif à la sortie 8 est acheminé, par l'intermédiaire d'un ^ régulateur d'amplification a.utomatique 6, à l'élément de réglage 32 du dispositif contre-distortif 5 qui est associé à l'élément filtrant 26 dont la sortie 41 n'est pas reliée à la calculatrice de corrélation 12. La calculatrice de corrélation 12 est donc réalisée de manière à former, pour l'ajustement adaptatif des ^ 5 * * * J éléments de réglage 30,31,33,43 tu'elle commande,les quotients différentiels mrtiels de la. somme des carrés de? erreurs aux instants des passages par le zéro prescrits 70 à 74 au milieu des périodes de modulation, de telle sorte que la différenciation s'effectue d'après les coefficients c. affectés à ces 40 3 71 20097 14 2094041 éléments de réglage 30, 31, 33, 43. Les indices n et j représentent ici des variables sous la forme de nombres entiers. Etant donné que le coefficient cn est réglé au moyen du régulateur d'amplification automatique, on a ici et ci-après : n ^ j. 5 Le montage pour le mise en oeuvre du procédé décrit de réglage pour le dispositif contre-distortif adaptatif est représenté sur la figure 6. Toutes les fois que le signal passe par le zéro dans une zone voisine d'une instant type, l'erreur e^ par rapport à cet instant type est mémorisée pendant 10 une brève période au moyen du circuit de maintien d'échantillonnage désigné par 75 sur la figure 6. Un circuit de maintien d'échantillonnage est en mesure d'emmagasiner une valeur d'amplitude échantillonnée pendant un temps prédéterminé. De tels circuits sont conçus en soi, par exemple à propos de convertis-15 seurs analogiques digitaux. Les signaux partiels aux sorties 16 à 18 de la batterie de filtres de la figure 2 ou 4 ou de la chaîne de filtres de la figure 3 sont échantillonnés à chaque instant type et l'information est mémorisée temporairement sur les circuits de maintien d'échantillonnage 76 à 78. La cadence 20 d'échantillonnage est fournie sur la ligne de commande 860 par la cadence de référence qui est ici désignée par M et qui a été indiquée en 68 sur la figure 5. A chaque flanc positif de la cadence de référence 68, il se produit un échantillonnage des signaux sur les lignes 16 à 18, et naturellement aussi du signal 25 de sortie du dispositif contre-distortif sur la ligne 8, ainsi qu'une prise en charge des valeurs instantanées des signaux dans les circuits de maintien d'échantillonnage 75 à 78. Toutes les fois que le signal passe par le zéro dans une zone voisine d'un inatant type, par exemple 72 sur la figure 5, la valeur ins-30 tantanée mémorisée dans le circuit de maintien d'échantillonnage 75 à cet instant type correspond à l'erreur qui apparaît par rapport à cet instant type, par exemple l'erreur ek+1 sur la figure 5 par rapport à l'instant 72. Les signaux de sortie des circuits de maintien d'échantillonnage sont acheminés 35 par des lignes 83 à 85 vers les premières entrées de multiplicateurs 80 à 82. Les secondes entrées des multiplicateurs 80 à 82 reçoivent, par la ligne 90, le signal de sortie du circuit de maintien d'échantillonnage 75. Les signaux de sortie des multiplicateurs, c'est-à-dire les produits des grandeurs x.v et 4° .parviennent par l'intermédiaire des lignes 90 à 92 et de 71 20097 15 2094041 commutateurs 88, à des intégrateurs 89. les interrupteurs 88 sont actionnés par une cadence auxiliaire désignée par H sur la figure 6, par la ligne 87. Les commutateurs 88 ne se ferment, pendant un certain laps de temps constant, que quand le signal 5 est passé par le zéro dans une zone voisine d'un instant type. La production et la fonction de la cadence auxiliaire H sont décrites plus en détail à propos de la figure 7. Le montage de la figure 6 représente une forme de réalisation de l'équation (12). Toutes les fois que le signal passe par le zéro 10 dans une zone - telle que définie sur ]a figure 5 - voisine d'un instant type, l'erreur mesurée par rapport à cet instant type est mémorisée dans le circuit de maintien d'échantillonnage 75 et est multipliée par les valeurs d'échantillonnage des signaux xlk ^ xNk' simultanément à cet instant type. Etant 15 donné que les circuits de maintien d'échantillonnage mémorisent l'information pendant un certain temps, le produit, c'est-à-dire le signal de sortie des multiplicateurs 80 à 82, reste constant pendant un certain temps. Les commutateurs 88 sont alors fermés brièvement et les intégrateurs 89 intègrent ces produits sur 20 un temps donné par la cadence auxiliaire H. Les signaux de sortie des intégrateurs apparaissent sur les lignes 19 à 21 et servent directement à l'ajustement des coefficients de réglage C1 ^ CN des éléments réglage 30 à 33 des figures 2? 3 et 4. Si l'expression définie par l'équation (12) est supérieure 25 à 0, il apparaît donc, à la sortie correspondante de l'intégrateur, une tension qui est supérieure à 0 et c. est diminué. Si «J par contre l'expression définie par l'équation (12) est plus petite que 0, c. est augmenté. "Diminuer" signifie ici une ro-J tation dans le sens de la valeur la plus négative, "augmenter" o 30 signifie une rotation dans le sens de la valeur la plus positive. Cela se produit simultanément pour c. et jusqu'à ce que la \ grandeur donné par l'équation (12) soit égale a zéro pour chacune des sorties 19 à 21. Cela signifie que les signaux de sortie des intégrateurs ne varient plus, étant donné que rien 35 n'est plus additionné. Les éléments de réglage c- sont ainsi J ajustés sur des valeurs discrètes constantes. Si les caractéristiques du canal de transmission varient au cours de la transmission, le dispositif est en mesure de suivre les variations du canal et de les compenser de manière adaptative. 40 Les interrupteurs sont réalisés avantageusement 71 20097 16 2094041 par des transistors à effet de champ, les intégrateurs peuvent être réalisés par des amplificateurs opérationnels à contre-réaction capacitive, avec une résistance connectée en série. Les circuits de maintien d'échantillonnage sont exécutés selon 5 une technique connue en soi et ils sont essentiellement composés d'interrupteurs d'échantillonnage, de condensateurs d'accumulation et d'amplificateurs séparateurs. Etant donné que, comme on l'a déjà mentionné, les passages par le zéro du signal ne doivent être évalués que pendant un intervalle de 10 temps limité au milieu des périodes de modulation individuelles, la cadence auxiliaire H n'est appliquée aux interrupteurs 88, par l'intermédiaire d'un interrupteur 95, que lorsque le circuit de récupération de cadence 11 (figure 1) applique un signal approprié à l'interrupteur 95 de la figure 6, par la ligne 15. 15 Entre-temps, les intégrateurs 89 ne reçoivent aucun nouveau signal d'entrée, c'est-à-dire que les interrupteurs 88 sont tous "bloqués. Une autre possibilité consiste à réaliser la calculatrice de corrélation 12 pour qu'elle forme, pour l'ajus-20 tement adaptatif des éléments de réglage 30, 31, 33, 43 qu'elle commande, les quotients différentiels partiels de la somme des montants des amplitudes d'erreur aux instants des passages par le zéro prescrits 70 à 74 au milieu des périodes de modulation, de telle sorte que la différentiation s'effectue d'après 25 les coefficients d'ajustement c^ affectés à ces éléments de réglage 30, 31, 33, 43. On veut donc que od oo ■D' = j I I dt = j e(t).sgn e(t) dt (15) -OD -OO 30 avec e(t) = y(t) - a(t), soit minimale. Il doit alors être exigé que & D i C - = J • sgn e("t) dt = x^(t)*sgn e(t) dt = 0 (16) -oo -oo 55 ou, de façon correspondante à l'équation (13) que k=) x^.sgn ek=° (17) -oo si le signal n'est considéré qu'à des instants d'échantillonnage 40 individuels t^ = kT, ce qui donne lieu à une minimisation de la 71 20097 17 2094041 somme de tous les montants d'erreur. la réalisation pratique est donc simplifiée,en ce sens que le circuit de maintien d'échantillonnage 75 représenté sur la figure 6 peut être désormais remplacé par un cir-5 cuit de comparaison qui ne détermine, en liaison avec un flip-flop, que le signe des signaux d'erreur yk apparaissant à la sortie 8 du dispositif contre-distortif aux instants types, pour mémoriser cette information pendant une période de la cadence de référence M. Sur la ligne 86 de la figure 6, n'ap-10 paraît plus alors que l'information de signe sgn e^. ou sgn y^. Les multiplicateurs 80 à 82 ne doivent plus multiplier les signaux qui arrivent sur les lignes 83 à 85 que par des signes, c'est-à-dire par +1 ou -1. La structure de tels multiplicateurs est beaucoup plus simple que celle de multiplicateurs destinés 15 à la multiplication de deux grandeurs analogiques. Un multiplicateur destiné à la multiplication d'une grandeur par un signe est essentiellement composé d'un inverseur, d'un interrupteur et d'un amplificateur-sommateur. Le montage représenté sur la figure 6 peut encore être simplifié si la calculatrice de corrélation est réalisée 20 pour qu'elle détermine, pour l'ajustement adaptatif des éléments de réglage 30, 31, 33, 43 qu'elle commande, le signe qui apparaît le plus fréquemment en moyenne statistique parmi les deux signes possibles du quotient différentiel partiel des montants des amplitudes d'erreur aux instants des passages par 25 zéro prescrits 70 à 74, et si la différentiation est effectuée d'après les coefficients d'ajustement c. affectés à ces éléments J de réglage 30, 31, 33, 43. On forme donc la grandeur 30 35 sgn £|e(t )i = sgn x (-t).sgn e(t) (18) ôcj .3 ou, si le signal n'est considéré qu'aux temps t, = kT, iei " sgn e jk. = sgn x .sgn ek (19) ■3 En ce qui concerne la variation nécessaire de c-, pour réduire à un minimum SI|ekJ , on a alors ÛCj sgn x^.sgn ek (20) Le signe signifie "proportionnel". On peut démontrer que l'utilisation de ce critère est toujours judicieuse lorsqu'il est transmis un texte aléatoi 71 20097 18 2094041 re avec des valeurs négatives et positives aussi nombreuses en moyenne. En effet, on peut alors supposer que la probabilité pour que e^ comme présentent simultanément un signe positif aux instants d'échantillonnage considérés, est exactement aussi 5 grande que la probabilité pour que les deux grandeurs présentent en même temps un signe négatif. Par ailleurs, s'agissant de la transmission de texte aléatoire, on peut admettre que la probabilité pour que 0 est égale à 0,5» c'est-à-dire que les valeurs x^k prennent en moyenne exactement autant de valeurs 10 positives que des valeurs négatives. On peut alors démontrer que si la somme des erreurs de distorsions ne dépendant pas de l'élément de réglage c. considéré et du bruit qui intervient J éventuellement présente une distribution de Gauss avec la moyenne zéro, ce que l'on peut admettre au moins approximativement 15 en règle générale en cas de transmission de texte aléatoire, il se vérifie que pour & c.. "> 0, la probabilité pour que ek et x^k soient en même temps>O est supérieure à 1/2 ; de façon correspondante, pour £ c^ 0 est inférieure à 0,5, ûc. représentant 20 l'écart de c- par rapport à la valeur de consigne. De la sorte, O il est possible de déterminer le signe de l'écartûc • d'après J l'équation (20). Il se produit également une minimisation de la somme de tous les montants d'erreur. En cas de transmission de données digitales, on peut admettre en règle générale que le 25 texte de données transmis à des caractéristiques aléatoires. l'apparition de séquences périodiques prolongées peut être évitée par un codage approprié, de sorte que les conditions nécessaires pour l'application de l'équation (20) peuvent toujours être satisfaites en règle générale. '30 l'application d'une multiplication pure de signes est tout à fait favorable à la réalisation pratique. Un exemple de réalisation de la calculatrice 12 pour le réglage automatique du dispositif contre-distortif 5 selon le procédé décrit est représenté sur la figure 7. Tous les signaux y^ et 35 x^k à traiter sont tout d'abord amplifiés et limités, l'information ne se trouve plus alors que dans les passages par le zéro de ces signaux. Cette amplification et cette limitation sont effectuées au moyen de circuits comparateurs 100 et 100'. Ces circuits délivrent par exemple un signal positif à leur 40 sortie dès qu'un signal supérieur à 0 volt est appliqué à 71 20097 19 2094041 l'entrée 8 ou 17 sur la figure 7 et ils délivrent une tension de sortie de 0 volt environ dès que le signal à l'entrée 8 ou 17 passe au-dessous de 0 volt. De tels circuits comparateurs sont connus en soi. Ils sont essentiellement composés d'un 5 amplificateur sans contre-réaction à très forte amplification à vide et leur mode d'action correspond à celui d'une bascule de Schmitt à très petite hystérèse. A partir du signal y^. appliqué à l'entrée 8 est formée, au moyen du circuit comparateur 100, l'information de signe sgn yk qui est disponible sur la 10 ligne 108. De façon correspondante, l'information de signe sgn x2k est déterminée à partir du signal Xgjç. sur la ligne 17, au moyen du circuit comparateur 100'. La sortie du circuit comparateur 100' est connectée à l'entrée du circuit 102. Ce circuit contient un élément dit "flip-flop RS" associé à un 15 circuit de porte. Le mode de fonctionnement de ce circuit est décrit en détail ci-après. La cadenee de référence M produite au moyen du circuit 13 de la figure 1 apparaît sur la ligne 14 et est inversée au moyen d'une porte ET-N0N. La cadence de référence inversée M apparaît sur la ligne 101. La ligne 101 est 20 raccordée à l'entrée de commande du circuit 102. La sortie du circuit 102 est connectée à l'une des entrées d'une porte OU-EXCLUSIF 103. La sortie de celle-ci aboutit à l'entrée d'un étage 105 qui est constitué de la même manière que l'étage 102. A la sortie du circuit 103 est en outre montée une petite ca-25 pacité 104 par rapport au potentiel de référence. La cadence de référence est conduite par la ligne 14 à l'entrée de commande du circuit 105. Le signal de sortie du circuit 105 commande l'interrupteur 119 par la ligne 123. L'interrupteur 119 est monté en série avec une résistance 122 à laquelle est appliquée 30 une tension +UX- En parallèle avec le circuit série composé de la résistance 122 et de l'interrupteur 119 est montée .une autre résistance 121 dont la valeur est double de celle de la résistance 122. La tension -U est appliquée, à la résistance 121. L'autre extrémité de la résistance 121 et la seconde borne 35 de l'interrupteur 119 sont interconnectées et sont raccordées à un autre interrupteur 88. L'autre borne de l'interrupteur 88 est connectée à l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 124, lequel est muni d'une contre-réaction contenant un condensateur 120. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur 40 opérationnel est au potentiel de référence. La sortie de l'am- 71 20097 20 2094041 * plificateur opérationnel 124 est connectée par la ligne 20 à l'élément de réglage 31 associé, le signal de sortie de ce circuit régit donc la valeur de réglage Cg. la ligne 108 aboutit aux entrées de deux circuits 106 et 107 dont la fonc-5 tion est la même que celle du circuit 102. la ligne 101 abouti à l'entrée de commande du circuit 106, la ligne 14 à l'entrée de commande du circuit 107. la sortie du circuit 106 est connectée à la seconde entrée de la porte OU-EXCLUSIF 103 et à la première entrée d'une autre porte OU-EXCLUSIF 110. De même, 10 la sortie du circuit 107 est connectée à une entrée d'une porte OU-EXCLUSIF 109. la ligne 108 est connectée aux secondes entrées des portes 0U-EXC1USIF 109 et 110. la sortie de la porte 0U-EXC1USIF 109 est reliée à l'entrée d'un circuit 114 et à un condensateur 112 dont l'autre extrémité est au potentiel 15 de référence, le circuit 114 a la même fonction que le circuit 102, de même que le circuit 113 dont l'entrée est connectée à la sortie de la porte 0U-EXC1USIF 110 et à un condensateur 111 de faible capacité, dont l'autre extrémité est également au potentiel de référence, l'entrée de commande du circuit 113 20 est connectée à la ligne 14, la ligne 101 aboutit à l'entrée de commande du circuit 114. la sortie du circuit 113-est raccordée à une entrée d'une porte ET-ÏÏ0N 115, la sortie du circuit 114 est reliée à une entrée d'une porte ET-NON 116. Une autre entrée de chacune des portes ET-ÎT0ÏT 115 et 116 est 25 connectée à la ligne 15- Une troisième entrée de la porte ET-FON 115 est raccordée à la ligne 101, une troisième entrée de la porte ET-N0N 116 à la ligne 14. les sorties des portes ET-NOIT 115 et 116 sont raccordées aux deux entrées d'une autre porte ET-N0N 117- la sortie de la porte ET-NON 117 com-30 mande l'interrupteur 88 par l'intermédiaire de la ligne 118. la fonction du circuit représenté sur la figure 7 va maintenant être expliquée, en référence au diagramme d'impulsions reproduit sur la figure 8. les différents trains d'impulsions de la-figure 8 ne prennent que deux états, à sa-35 voir 0 ou 1. Pour faciliter la compréhension, les trains d'impulsions figurant sur les lignes 301 à 316 de la figure 8 ont été inscrits entre parenthèses aux points où ils apparaissent respectivement dans le circuit de la figure 7. 4° La ligne 301 montre un signal modulé en 71 20097 21 2094041 phase, atteint de distorsion, qui est déjà amplifié et limité. A la suite de l'amplification et de la limitation, le signal ne peut plus prendre que deux états, l'état 0 étant attribué au signe négatif et l'état 1 au signe positif. La ligne 301 5 contient donc pratiquement l'information de signe du signal atteint de distorsion et, par suite, les positions des passages par le zéro du signal déformé. Etant donné que, comme on l'a déjà mentionné, une correction des passages par le zéro doit s'effectuer dans le sens des instants prescrits 70 à 74 les 10 plus voisins, le signal sans distorsion correct correspondant ressemble à celui qui est représenté sur la ligne 302. Ce signal ne passe plus par le zéro qu'aux instants prescrits. La ligne 304 montre la cadence de référence M produite par le circuit 13, qui est disponible sur la ligne 14 de la figure 1. 15 La ligne 303 montre la cadence de référence inversée M. Celle-ci est obtenue à partir de la cadence de référence M au moyen d'un inverseur non représenté sur la figure 7 et elle est disponible sur la ligne 101. Le front de montée de la cadence de référence M représentée sur la ligne 304 détermine la 20 trame temporelle type et il a été posé par hypothèse que le rapport d'échantillonnage, qui est ici défini comme le rapport de l'impulsion à la pause, de la cadence de référence est 1:1. La cadence de référence a la fréquence n.f^,, n représentant le nombre des phases possibles du signal modulé en phase et f^, 25 représentant la fréquence porteuse du signal modulé en phase* On a supposé dans cet exemple que la position de phase du signal modulé entre deux périodes de modulation variait de n.-?j- en cas d'échantillonnage cyclique à quatre phases (n = 0, 1, 2, 3) et de en cas d'échantillonnage cyclique à huit phases 30 (n = 0 ... 7). Les autres déphasages brusques doivent être exclus. Les distorsions ici considérées sont en partie non linéaires et peuvent ne pas se produire en réalité. Il a ici été choisi an signal arbitraire, afin d'obtenir un diagramme 35 d'impulsions qui illustre si possible toutes les possibilités qui se présentent. Les flèches inscrites sur la ligne 301 indiquent le sens dans lequel les passages par le zéro doivent être corrigés dans chaque cas, vers les instants types qui correspondent aux flancs positifs de la cadence de référence 40 304. Le signal doit être formé en conséquence par le dispositif 71 20097 22 2094041 contre-distortif. Il convient de distinguer deux sortes de zones. La zone "trop tôt" est située à gauche de l'instant type, la zone "trop tard" à droite de celui-ci. Lorsqu'un signal passe par le zéro dans une zone temporelle voisine 5 de l'instant type à droite de celui-ci, il passe par le zéro "trop tard". Le signe pris en dernier lieu par le signal y(t) (ligne 301) dans l'intervalle "trop tard" est mémorisé, au moyen d'un flip-flop 107 approprié, pendant la durée de l'intervalle "trop tôt" suivant (ligne 305). De même, le signe 10 pris en dernier lieu par le signal y(t) dans l'intervalle "trop tôt" est mémorisé, au moyen du flip-flop 106, pendant la durée de l'intervalle "trop tard" suivant (ligne 306). Les temps de mémorisation, pendant lesquels les tensions restent constantes aux sorties des flip-flop, sont indiqués en traits 15 renforcés sur la figure 8, pour plus de clarté. Les instants d'échantillonnage, auxquels le signe à mémoriser est déterminé, sont mis en évidence sur les lignes 305 et 306 de la figure 8 par des flèches circulaires. Le signal de la ligne 305 est comparé en perma-20 nence avec le signal instantané sgn y(t) de la ligne 301, chaque écart entre les deux signaux produit une impulsion selon la ligne 307. Cela s'effectue au moyen d'un additionneur modulo-2 110 (porte OU-EXCLUSIF). De même, le signal de la ligne 306 est comparé avec le signal instantané sgn y(t) au 25 moyen de la porte OU-EXCLUSIF 109. Chaque écart entre les deux signaux donne lieu à une impulsion. La séquence de signaux qui en résulte a été représentée sur la ligne 308. Si donc un passage par le zéro du signal y(t) affecté de distorsion se produit dans une zone "trop tôt", . 30 une impulsion apparaît sur la ligne 307. Si un passage par le zéro du signal déformé se produit dans une zone "trop tard", une impulsion apparaît sur la ligne 308. Si aucun passage par le zéro ne se produit dans un intervalle, il n'apparaît d'impulsion ni sur la ligne 307, ni sur la ligne 308. 35 Les impulsions sur la ligne 307 sont prolongées, au moyen d'un flip-flop 113, pendant tout l'intervalle "trop tard" suivant. Le signal résultant a été indiqué sur la ligne 309. De même, les impulsions de la ligne 308 sont prolongées, au moyen du flip-flop 114, pendant tout l'intervalle "trop tôt" 40 immédiatement suivant, comme on peut l'observer sur Maligne 310. 71 20097 23 2094041 De manière correspondante, le signe présent en dernier lieu dans l'intervalle "trop tôt" du signal yk déformé est mémorisé pendant l'intervalle "trop,tard" suivant. Il apparaît le signal représenté sur la ligne 313, qii coïncide 5 avec la ligne 306. Il en va de même avec le signe, représenté sur la ligne 311, du signal x2k à la sortie du circuit comparateur 100', ce qui est inscrit sur la ligne 312. Les deux signaux sont comparés par multiplication des signes au moyen de la porte OU-EXCLUSIF 103 et donnent lieu au signal représenté sur la ligne 10 314. Le signe que ce signal a pris dans l'intervalle "trop tard" est mémorisé au moyen du flip-flop 105 pendant tout l'intervalle "trop tôt" suivant. Le résultat est le produit des signes à l'instant d'échantillonnage considéré, mémorisé jusqu'à l'instant d'échan-15 tillonnage suivant. Le signal résultant est représenté sur la ligne 315. L'évaluation s'effectue de la manière suivante. Le produit des signes, obtenu pour le dernier instant type, est acheminé par la ligne 123 pour commander 20 l'interrupteur 119 dans l'intégrateur. Mais cela n'a aucun effet tant que l'interrupteur 88 est bloqué. L'interrupteur 88 n'est conducteur que lorsqu'un "1" est présent dans l'intervalle "trop tôt" sur la ligne 307 de la figure 8. Dans ce cas, il y a eu un passage par le zéro, et ce trop tôt ; la position 25 de l'interrupteur 119 est déterminée selon qu'à l'instant type suivant, le signe du produit sgn e-^.sgn x_jk était supérieur ou inférieur à zéro. Si un "1" est présent dans l'intervalle "trop tard" sur la ligne 308, l'interrupteur 88 est également conducteur. C'est qu'il y a eu un passage par le zéro, et ce 30 trop tard ; la position de l'interrupteur 119 est déterminée selon qu'à l'instant type précédent, le signe du produit sgn e^.sgn x_jk était supérieur ou inférieur à zéro. Lorsque l'interrupteur 88 est conducteur, une impulsion de courant de largeur exactement définie va passer 35 sur le condensateur d'intégration C, et ce avec un signe qui correspond au produit sgn e^.sgn x^k à l'instant type. La grandeur de sortie de l'intégrateur régit les coefficients d'ajustement c2 de l'élément de réglage 31 de façon connue en soi, de sorte que l'on ait : 40 lyk\ = Fek 71 20097 24 2094041 De manière correspondante, tous les autres éléments de réglage 30 à 33 et, le cas échéant, 43 sont aussi ajustés. Les éléments de réglage sont avantageusement réalisés sous la forme d'un diviseur de tension variable, dans lequel 5 la résistance variable est constituée par un transistor à effet de champ, par exemple en association avec un amplificateur inverseur susceptible d'être connecté pour pouvoir réaliser aussi des signes négatifs des coefficients d'ajustement c.. Il y J a lieu de mentionner ici que le montage représenté sur la 10 figure 7 pour la formation des signaux indiqués sur la ligna 316 de la figure 8 peut être aussi utilisé en liaison avec la figure 6. Dans ce cas, la ligne de commande 118 est raccordée à la ligne 87 de la figure 6, l'interrupteur 95 avec sa ligne de commande 15 fait défaut. Les impulsions de la ligne 316 de 15 la figure 8 commandent alors l'interrupteur 88 dans le montage de la figure 6 et n'ouvrent cet interrupteur qu'aux instants spécifiés au milieu d'une période de modulation et, lorsqu'un passage par le zéro s'est produit à proximité d'un instant prescrit, pendant un intervalle de temps défini. 20 Le mode de fonctionnement des circuits 102, 101, 106, 107, 113 et 114 ainsi que 105, indiqués dans le„schéma par blocs de la figure 7 va être décrit ci-après de façon plus détaillée. Le signe sgn y^, que y(t) a pris en dernier lieu 25 dans l'intervalle "trop tôt", est mémorisé pendant la durée de l'intervalle "trop tard" suivant. Gela s'effectue au moyen d'un flip-flop RS 106, en association avec un circuit de porte. Le circuit 106 est représenté en détail sur la figure 9. La ligne 108 en provenance de la sortie du circuit 30 comparateur 100 aboutit ici à l'entrée d'une porte ET-NON 210 utilisée à titre d'inverseur et, en même temps, à l'une des entrées d'une porte ET-NON 211. La cadence de référence inversée M est appliquée, par la ligne 101, à la seconde entrée de la porte ET-NON 211 et, en même temps, à une entrée d'une autre 35 porte ET-N0N 212, dont l'autre entrée est connectée à la sortie de la porte ET-N0N 210. La sortie de la porte ET-N0N 211 est raccordée à une entrée d'une porte ET-NON 213. La sortie de la porte ET-NON 212 est raccordée à une entrée d'une porte ET-NON 214. La sortie de la porte ET-NON 213 est connectée 40 à l'autre entrée de la porte ET-NON 214. En même temps, la 71 20097 25 2094041 sortie de la porte ET-NON 214 est connectée à la seconde entrée de la porte ET-îTON 213. La sortie de la porte ET-NON 213 est désignée par 200 et constitue en même temps la sortie du circuit 106 sur la figure 7. Lorsqu'un "1" est présent sur la ligne de 5 commande 101, il apparaît à la sortie 200 l'information qui est aussi présente à l'entrée 108, c'est-à-dire que le signal de sortie du flip-flop suit le signal d'entrée. Si un "0" est présent sur la ligne de commande 101, l'information présente à la sortie 200 en dernier lieu avant la commutation à 0 de 10 la ligne de commande 101 persiste. Le flip-flop mémorise donc, à l'arrivée du 0 sur la ligne 101, l'état présent à l'entrée 108. La sortie du flip-flop ne peut changer d'état et suivre l'entrée 108 que quand un "1" apparaît de nouveau sur la ligre de commande 101. 15 De manière correspondante, sgn yk est mémorisé pendant toute la durée de l'intervalle "trop tôt" au moyen du signal 304- Les signaux de sortie des flip- flops RS 106 et 107 sont comparés en permanence avec le signal d'entrée par addition modulo-2. A la sortie des additionneurs modulo-2 110 20 et 109 apparaissent les signaux représentés sur les lignes 307 et 308 de la figure 8. Ceux-ci sont prolongés au moyen de deux autres flip-flops RS 113 et 114 munis de circuits de porte, déjà décrits, les signaux 303 et 304 respectivement servant de nouveau d'impulsions de porte. Pour garantir une 25 prise en charge plus s&re, les temps de montée des fronts d'impulsion à la sortie de l'additionneur modulo-2 concerné sont ralentis au moyen de faibles capacités, qui sont désignées par 104, 111 et 112 sur la figure 7. Puis les deux signaux partiels sont rythmés et réunis au moyen des signaux représen-30 tés sur les lignes 303 et 304 de la figure 8 et ils commandent l'interrupteur 88 de l'intégrateur. Un circuit correspondant produit les signaux de commande pour l'interrupteur 119. A la connexion 15 du circuit de la figure 7 doit être appliquée une cadence auxiliaire appropriée qui 35 bloque l'interrupteur 88 pendant les transistions entre les différentes périodes de modulation, de sorte que les passages par le zéro irréguliers correspondants, au voisinage de ces transitions, ne soient pas évalués en même temps. Le processus de réglage du dispositif contre-40 distortif automatique ci-dessus décrit peut être influencé 71 20097 26 ! 2094041 avantageusement, c'est-à-dire que la vitesse de réglage peut être augmentée si l'ajustement de tous les N éléments de réglage 30 à 33 de la figure 2 s'effectue par gradins de grandeurs variables, de sorte que la largeur de ces gradins diminue au 5 fur et à mesure que le réglage du dispositif contre-distortif 5 s'améliore. En effet, les distorsions seront très fortes au début et il est important de parvenir rapidement à un réglage grossier. Au fur et à mesure du réglage amélioré du dispositif contre-distortif, la largeur des gradins peut être de plus en 10 plus réduite. Il en résulte que le réglage fin est effectué, certes plus lentement, mais aussi avec plus de précision, étant donné qu'un nombre plus élevé de gradins est désormais nécessaire pour une variation de c. égale à A c.. De ce fait, y «J les limites d'intégration ou de sommation dans les équations 15 (13), (17) ou (20) respectivement sont approchées plus précisément, si bien que le réglage est plus précis. Le procédé décrit pour la correction adaptative de distorsion de signaux d'information modulés en phase offre cet avantage que le signal peut être corrigé sans que sa démo-20 dulation préalable soit nécessaire. Tout le dispositif contre-distortif est situé en amont du démodulateur. Il n'est même pas nécessaire que le dispositif contre-distortif et le démodulateur soient situés topographiquement au même endroit. Par exemple, un signal d'information modulé en phase peut être 25 corrigé, puis acheminé immédiatement sur une autre voie de transmission. En outre, la démodulation n'a pas besoin d'être cohérente, c'est-à-dire qu'il n'est pas nécessaire de produire de nouveau, au point de réception, une porteuse de référence ayant une fréquence connue et une phase connue : au contraire, 30 le procédé s'applique même dans le cas de la modulation dite à différence de phase, auquel cas l'information est contenue dans le changement de la phase lors du passage d'une période de modulation à la suivante. Le dispositif contre-distortif est aussi en mesure de compenser des variations du canal de 35 transmission en cours de transmission. Etant donné que tous les éléments de réglage dans le dispositif contre-distortif sont ajustés simultanément, il en résulte un réglage automatique rapide. Etant donné par ailleurs que la cadence de référence est déterminée, par le générateur d'impulsions de 40 référence 13, à partir du signal d'information affecté de dis 71 20097 27 2094041 torsion à l'entrée du dispositif contre-distortif, aucun couplage des circuits de réglage pour l'obtention de la cadence de référence et pour le réglage adaptatif du dispositif contre-distrotif ne peut se produire. Enfin, avec le dispositif contre-5 distortif décrit, il est possible de construire la calculatrice pour qu'il suffise d'une multiplication de grandeurs analogiques par des signes, ou même seulement d'une multiplication mutuelle de signes, d'où il résulte que l'ensemble du dispositif peut être réalisé dans une large mesure avec des moyens digitaux et 10 de façon simple. 71 20097 28 2094041 RETEBDICATIONS 1. Dispositif correcteur ou contre-distortif automatique pour signaux d'information modulés en phase, disposé du côté réception d'un canal de transmission et connecté 5 à un récepteur par l'intermédiaire d'un démodulateur, caractérisé par le fait que ledit dispositif contre-distortif (5) a la structure d'une batterie de filtres (55) composée de N filtres (24 à 27) et comportant F sorties, parmi lesquelles N-1 (16 à 18) sont connectées aux entrées d'une calculatrice (12) et toutes 10 les N sorties (16 à 18, 41) sont raccordées aux entrées (35 à 39) d'un sommateur (40) par l'intermédiaire de N éléments de réglage (30 à 33) ; par le fait que la sortie (4) du canal de transmission (3) est connectée à la calculatrice (12), d'une part par l'intermédiaire d'un circuit de récupération de cadence 15 (11) et, d'autre part, par l'intermédiaire d'un générateur d'impulsions de référence (13) muni d'un dispositif de synchronisation ; par le fait que N-1 sorties (19 à 21) de la calculatrice (12) sont associées aux N-1 éléments de réglage (30 à 33) dont les entrées sont raccordées en même temps aux entrées 20 de la calculatrice, de sorte que s'effectue un ajustement adaptatif de ces éléments de réglage (30 à 33) ; et par le fait que la sortie (8) du dispositif contre-distortif (5) est connectée, par l'intermédiaire d'un régulateur d'amplification automatique (6), à l'élément de réglage (32) du dispositif 25 contre-distortif (5) qui est associé à l'élément de filtrage (26) dont la sortie (41) n'aboutit pas à la calculatrice (12), (N = 2, 3, 4 ...) (figurœl, 2). 2. Dispositif contre-distortif automatique selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'il est prévu, •30 à la place de la batterie de filtres, une chaîne de filtres avec des prises (figure 3). 3. Dispositif contre-distortif automatique selon la revendication 2, caractérisé par le fait que les éléments de filtrage (44 à 47) contenus dans la chaîne de filtres (56) 35 sont exécutés sous la forme d'éléments retardateurs, par le fait que l'entrée (4) de la chaîne de filtres (56) est connectée d'une part directement (23) à la calculatrice (12) et, d'autre part, par l'intermédiaire d'un élément de réglage additionnel (43), au sommateur (40) contenu dans le dispositif contre-40 distortif (5), et par le fait que la commande de l'élément de OOP Y n 4 71 20097 29 2094041 réglage additionnel (43) est effectuée par la calculatrice (12) (figure 3). 4. Dispositif contre-distortif automatique selon la revendication 1, caractérisé par le fait que la batterie 5 de filtres (55) est agencée de sorte qu'elle contienne une chaîne d'éléments retardateurs (444) dont chacun présente le temps de retard T qui est égal à la durée d'une période de modulation, par le fait qu'un autre filtre (F(w) ; 445) est connecté à chaque prise et à l'entrée et la sortie de la chaîne 10 d'éléments retardateurs (444), par le fait que les prises de la chaîne d'éléments retardateurs (444), l'entrée et la sortie de la chaîne, ainsi que les sorties des autres filtres (?(**>) ; 445) sont connectées, par l'intermédiaire d'éléments de réglage (43, 30 à 33, 443, 430 à 433) aux entrées (35 à 39, 501, 401, 15 435 à 439) d'un sommateur (40), et par le fait que les filtres (p(u>) ; 445) sont réalisés sous forme de déphaseurs de 90° à large bande. (Figure 4)» 5. Dispositif contre-distortif automatique selon la revendication 1, caractérisé par le fait que la batterie 20 de filtres (55) est agencée de manière à contenir une chaîne d'éléments retardateurs (444) dont chacun présente le temps de retard I qui est égal à la durée d'une période de modulation, par le fait qu'un autre filtre (F(^) ; 445) est connecté à chaque prise et à l'entrée et la sortie-de la chaîne d'éléments retar-25 dateurs (444), par le fait que les prises de la chaîne d'éléments retardateurs (444); l'entrée et la sortie de la chaîne, ainsi que les sorties des autres filtres (F(*0 ; 445) sont connectées, par l'intermédiaire d'éléments de réglage (43, 30 à 33, 443, 430 à 433), aux entrées (35 à 39, 501, 401, 435 à 439) d'un somma-30 teur (40), et par le fait que les autres filtres (F( sont réalisés sous forme de différentiateurs, d'intégrateurs ou de passe-tout. (Figure 4). 6. Dispositif contre-distortif automatique selon l'une quelconque des revendications 1,2,3,4,5, caractérisé par -C fai*. que le signal à corriger est soumis, avant sa correction, à une transposition en fréquence par modulation à bande latérale uniqae. 7. Dispositif contre-distrotif automatique selon l'une quelconque des revendications 1,2,3,4,5,5, caractérisé 40 i-ar 12 fait eue la calculatrice (12) est réalisée de façon à \ CGPY 71 20097 30 2094041 former, en vue de l'ajustement adaptatif des éléments de réglage (30, 31, 33, 43, 443, 430 à 433) qu'elle commande, les quotients différentiels partiels de la somme des carrés d'erreur aux instants des passages par le zéro prescrits (70 à 74) au milieu 5 des périodes de modulation, de telle sorte que la différentiation s'effectue d'après les coefficients (c^) affectés à ces éléments de réglage(30, 31, 33, 43, 443, 430 à 433) (Figures2, 3, 4). 8. Dispositif contre-distortif automatique selon 10 l'une quelconque des revendications 1,2,3,4,5,6, caractérisé par le fait que la calculatrice (12) est réalisée de façon à former, en vue de l'ajustement adaptatif des éléments de réglage (30, 31, 33, 43, 443, 430 à 433) qu'elle commande, les quotients différentiels partiels de la somme des montants des amplitudes 15 d'erreur aux instants des passages par le zéro prescrits (70 à 74) au milieu des périodes de modulation, de telle sorte que la différentiation s'effectue selon les coefficients (c^) affectés à ces éléments de réglage (30, 31, 33, 43, 443, 430 à 433) (figures 2, 3, 4, 6). 20 9. Dispositif contre-distortif automatique selon l'une quelconque des revendications 1,2,3,4,5,6, caractérisé par le fait que la calculatrice (12) est réalisée de façon à déterminer, en vue de l'ajustement adaptatif des éléments de réglage (30, 31, 33, 43, 443, 430 à 433) qu'elle commande, 25 le signe qui apparaît le plus fréquemment en moyenne statistique parmi les deux signes possibles du quotient différentiel partiel des montants des amplitudes d'erreur aux instants des passages par le zéro prescrits (70 à 74), et par le fait que la différentiation s'effectue selon les coefficients (c-j) affectés ' 30 à ces éléments de réglage (30, 31, 33, 43, 443, 430 à 433) (figures 2, 3, 4,7, 8, 9). 10. Dispositif contre-distortif automatique selon l'une quelconque des revendications 1,2,3,4,5,6,7,8,9, caractérisé par le fait que l'ajustement de tous les éléments de ré-35 glage (30,à 33, 43, 430 à 433, 443) est effectué en gradins de grandeurs variables, de telle façon que la largeur de gradin diminue au fur et à mesure que le réglage du dispositif antidistorsion (5) s'améliore (figure 2, 3, 4).