Brevet FR2104787A1 — publié le 19720421

La présente invention concerne un modulateur de phase pour signal numérique à plusieurs niveaux destiné à moduler en phase -un signal porteur, lequel modulateur comprend une ligne de transmission ayant une terminaison de réflexion et plusieurs com-5 nutateurs connectés à la ligne en des points séparés de la terminaison de réflexion et entre eux par des distances prédéterminées. Ainsi qu'il est bien connu, il est souvent souhaitable de transmettre line information sous forme d'impulsions numériques ou digitales plutôt que sous forme de signaux analogiques 10 étant donné que, entre autres raisons, cette forme de signaux est propre à être traitée par les systèmes d'ordinateur ou de traitement de données modernes, et aussi en raison de la fidéli-? té avec laquelle peuvent être régénérées et transmises les impulsions numériques ou digitales. Il est également souvent sou-15 haitable de convertir les impulsions d'information en signaux numériques modulés en phase en sorte que chaque impulsion se traduise par une variation de phase d'une onde porteuse à fréquence élevée. Cette pratique réduit encore la dégradation de transmission et facilite l'utilisation de porteuses haute fré-20 quence sur des bandes larges. Un procédé immédiat pour moduler en phase une onde porteuse consiste à faire varier ou à commuter une réactance à travers laquelle l'onde porteuse est transmise. Toutefois, à mesure que croissent la fréquence de la porteuse et la vitesse 25 de transmission, on peut voir que le temps de réponse d'une telle réactance variable, quelle qu'elle soit, doit être progressivement de plus en plus petite. De plus, ces dispositifs tendent à affaiblir l'onde porteuse. Au lieu de transmettre l'information sous forme binai-30 re, c'est-à-dire sous forme de signaux à deux niveaux, il est quelquefois souhaitable de la transmettre sous forme de signaux à plusieurs niveaux, par exemple sous forme de signaux à quatre niveaux distincts d'amplitude. Généralement parlant, si un signal analogique tel qu'une information à fréquence vocale ou 35 acoustique se trouve transmis sous forme de signaux à quatre niveaux numériques; la transmission exige une largeur de bande plus faible que celle que requiert une modulation à deux niveaux. D'autre part, la probabilité de dégradation augmente généralement avec le nombre de niveaux numériques en raison de la probabilité accrue d'une discrimination erronée entre les niveaux. 71 25760 2 2104787 Néanmoins, il s'est manifesté un besoin pour un dispositif propre à convertir des données numériques à quatre niveaux en signaux de modulation de phase d'une porteuse hyperfréquence. Afin de minimiser la probabilité d'une discrimination erronée, les 5 quatre phases engendrées par les quatre niveaux d'amplitude doivent être mutuellement déphasées de 90 degrés ou 7T/2 radians. L'invention procure un modulateur de phase qui répond à ce besoin. Le modulateur de phase à plusieurs, .^niveaux 10 selon l'invention se caractérise en ce que le premier commutateur situé le plus près de la terminaison de réflexion se trouve connecté directement à la ligne de transmission, les (n-1) autres commutateurs étant connectés à celle-ci par couplage réactif, et en ce que les commutateurs sont commandés séparément et en 15 combinaison en sorte de produire jusqu'à 2n décalages de phase différents possibles du signal porteur. Un aspect de l'invention concerne un modulateur de phase à quatre niveaux, dans lequel le premier commutateur est connecté directement à la ligne de transmission en un endroit dis-20 tant de la terminaison de réflexion d'un quart de longueur d'onde approximativement, tandis qu'un second commutateur se trouve connecté à la ligne de transmission par un couplage capacitif présentant une susceptance normalisée égale à j2, en un endroit de la ligne de transmission situé approximativement à un seiziè-25 me de longueur d'onde du premier commutateur et à cinq seizièmes de longueur d'onde de la terminaison de réflexion. Un autre aspect de l'invention concerne un modulateur de.phase à quatre niveaux dans lequel le premier commutateur est connecté directement à la ligne de transmission en un endroit 30 distant de la terminaison de réflexion d'un quart de longueur d'onde approximativement, tandis qu'un second commutateur se trouve connecté à la ligne de transmission par un couplage induc-tif présentant une susceptance normalisée égale à -j2, en un endroit de la ligne de transmission situé approximativement à 35 trois seizièmes de longueur d'onde du premier commutateur et à sept seizièmes de longueur d'onde de la terminaison de réflexion. L'invention a encore pour objet un commutateur comprenant une diode p-i-n et un circuit pour polariser la diode. Selon l'invention la ligne de transmission est une ligne coaxiale ou un guide d'ondes. 71 25760 3 2104787 L'invention apparaîtra plus clairement à la lecture de la description qui va suivre, faite en regard des dessins joints sur lesquels: - la figure 1 est un schéma d'un exemple de forme de 5 réalisation de l'invention; - la figure 2 schématise quatre états de la ligne de transmission dans le montage de la figure 1 ; - la figure 3 est un diagramme dit de Smith servant à expliquer le fonctionnement du montage selon l'invention; 10 - la figure 4 schématise un commutateur à diode à vi tesse élevée pouvant être utilisé dans le montage de la figure 1. L'invention sera décrite dans un exemple de forme de réalisation comprenant une ligne de transmission de réflexion, connectée à une ligne de transmission à onde porteuse par un 15 circulateur. Deux commutateurs à diode sont connectés à la ligne de transmission de réflexion en sorte que lorsqu'une diode est actionnée, elle modifie l'endroit où se trouve réfléchie l'onde porteuse par la ligne de transmission de réflexion. Les ondes porteuses sont dirigées vers la ligne de transmission 20 de réflexion par l'intermédiaire de branches 1 et 2 du circulateur, elles sont réfléchies d'un endroit de la ligne de transmission qui dépend de ceux des commutateurs à diode qui sont actionnés, et elles sont ensuite dirigées vers une charge par l'intermédiaire des branches 3 et 4 du circulateur. L'utilisation de commuta-25 teurs pour réfléchir l'énergie est supérieure à l'emploi de réactances variables car les pertes peuvent être rendues pratiquement négligeables. Un procédé direct pour réaliser une modulation de phase à quatre niveaux consiste à prévoir trois diodes le long de la 30 ligne de transmission, chacune d'elles étant propre à court-cir-cuiter la ligne de transmission de réflexion. Lorsqu'aucune des diodes n'est actionnée, l'onde porteuse subit un premier décalage de phase lorsqu'elle est réfléchie par l'extrémité de la ligne de réflexion, un deuxième décalage de phase lorsqu'elle est ré-35 fléchie par line première diode, un troisième décalage de phase lorsqu'elle est réfléchie par uns deuxième diode et un quatrième décalage de phase lorsqu'elle est réfléchie par la troisième dio-. de. Il est évident que l'on pourrait théoriquement prévoir autant de diodes que l'on désire de niveau?:. L'expérience a montré toutefois que la difficulté que l'on rencontre pour accorder la li- 71 25760 4 2104787 gnè de transmission de réflexion en sorte de maximiser le rendement, croît rapidement avec le nombre de commutateurs prévus sur une seule ligne. Suivant une forme de réalisation de l'invention, une 5 première diode se trouve connectée à la ligne de transmission de réflexion par l'intermédiaire d'un organe ayant une susceptance normalisée j2 à la fréquence porteuse tandis qu'une seconde diode se trouve connectée à la ligne de réflexion en un point de celle-ci situé entre la première diode et la terminaison de 10 la ligne. Les deux diodes sont séparées le long de ladite ligne par une distance électrique égale à \/16 où \ est la longueur d'onde de l'onde porteuse, la deuxième diode étant, quant à elle, séparée de la terminaison de ladite ligne par une distance électrique égale à X/4. Les quatre niveaux de modulation 15 correspondent aux quatre états suivants: aucune des deux diodes n'est conductrice, la première est seule conductrice, la seconde est seule conductrice, et les deux diodes sont conductrices. Comme on le verra plus loin, les quatre états de commutation donnent lieu à quatre décalages de phase différents des ondes 20 porteuses qui sont mutuellement en quadrature, à savoir: des décalages de phase de 0, X/2, 7f et 3^/2 radians. On peut également utiliser un dispositif ayant une susceptance normalisée -j2, auquel cas la séparation électrique entre les deux diodes est 3^/16. 25 La figure 1 illustre schématiquement un modulateur de phase selon l'invention destiné à moduler en phase des ondes porteuses haute fréquence engendrées par une source 11 conformément à des signaux numériques à plusieurs niveaux engendrés par une source 12. Une ligne de transmission de réflexion 13 est 30 connectée à une ligne de transmission à ondes porteuses par un circulateur 14. Les ondes porteuses sont appliquées à la ligne de réflexion 13 par l'intermédiaire des branches 1 et 2 du circulateur, et de la ligne de réflexion 13 elles sont dirigées par l'intermédiaire des branches 2 et 3 vers une antenne 15 qui cons-35 titue la charge. Un premier commutateur 17 est connecté à la ligne de réflexion 13 au moyen d'un condensateur 18, un second commutateur 19 étant connecté directement à la ligne de réflexion 13. Les commutateurs 17 et 19 sont actionnés par les signaux numériques de la source 12 par l'intermédiaire d'un convertisseur 20. 71 25760 5 2104787 Le modulateur de phase schématisé est un modulateur à quatre niveaux: il y a quatre niveaux d'amplitude spécifiques du signal numérique de la source 12 qui appliquent à l'onde porteuse quatre décalages de phase différents. Le convertisseur 20 est 5 constitué d'un circuit quelconque connu dans le domaine de l'art, propre à actionner sélectivement les commutateurs 17 et 19 en réponse aux quatre niveaux d'amplitude distincts. A ces quatre niveaux correspondent respectivement quatre états de commutation des commutateurs 17 et 19, savoir: les deux commutateurs 10 sont ouverts, seul le commutateur 17 est fermé, seul le commutateur 19 est fermé, et les deux commutateurs sont fermés. Le montage est agencé en sorte qu'aux quatre niveaux d'amplitude correspondent les quatre décalages de phase respectifs suivants: 0,TT/2, 1r et 31T/2 radians. L'écart maximum de 7T/2 radians ou 15 90 degrés entre décalages de phase successifs minimise les problèmes de dégradation et de discrimination. Les commutateurs sont avantageusement de type électronique tel que schématisé à la figure 4 comme on le verra plus loin. Pour la commodité on désignera par 1, 2, 3 et 4 les 20 quatre décalages de phase discrets des ondes porteuses. L'état 1 est celui dans lequel les commutateurs 17 et 19 sont ouverts, l'énergie étant alors réfléchie par l'extrémité B de la ligne 13. L'état 2 est celui dans lequel seul le commutateur 17 est fermé de sorte que le condensateur 18 se trouve connecté en parallèle 25 avec l'extrémité B de la ligne 13. L'état 3 est celui dans lequel seul le commutateur 19 est fermé, ce qui a pour effet de court-circuiter la ligne 13 au point C. L'état 4 est celui dans lequel les commutateurs 17 et 19 sont tous deux fermés, le condensateur 18 étant alors connecté en parallèle avec l'extrémité 30 de la ligne 13 terminée en C. Les connexions de la ligne 13 cmv respondant aux quatre états 1, 2, 3 et 4 sont schématisées sur-la figure 2. Pour que la modulation se fasse comme décrit il faut que le point C soit séparé du point B d'une distance électrique 35 égale à \/4 (\ étant la longueur d'onde de la porteuse) et que le point A soit séparé du point C d'une distance électrique égale à x/16. Les distances indiquées sur la figure 2 représentent les longueurs effectives de la ligne de transmission de réflexion à partir du point A. Par exemple, la distance entre les points A 71 25760 6 2104787 e-u B est 5\f16 lorsque le commutateur 19 est ouvert (état 1 sur la figure 2). Supposons que la susceptance normalisée du condensateur 18, par rapport à la ligne de réflexion 13 à la fréquence porteuse, soit égale à j2. 5 Le mécanisme de décalage de phase ressortira plus clai rement à l'examen du diagramme de Smith représenté à la figure 4. Les courbes 21 représentent les lieux de conductance constante tandis que les courbes 22 représentent les lieux de susceptance constante. La courbe 21' est le lieu de conductance zéro. Ainsi 10 qu'il est bien connu, il est beaucoup plus commode de travailler avec des admittances et des susceptances lorsque les composants considérés sont connectés en parallèle car les décalages de phase provoqués par les susceptances peuvent être ajoutés directement à ceux qui sont occasionnés par les réflexions de ligne. 15 Considérons le point A comme point de référence. La ligne de réflexion dans l'état 1 peut être choisie comme ayant une longueur électrique 5\/l6 comme montré sur la figure 2 (diagramme 1). L'énergie réfléchie parcourt dès lors une distance 5\/8 entre le point A et le point B et retour. Comme 5\/8 égale 20 57t/4 radians, l'énergie réfléchie au point A se trouve déphasée de 57t/4 radians ou 225 dcgrcs par rapport à l'énergie incidente au point A. L'état 1 est donc représenté sur le diagramme de la figure 3 par le point S1 distant d'un angle a=225 degrés du point de référence 0. Supposant que la ligne de transmission dans 25 l'état 1 a des pertes résistives nulles, le coefficient de réflexion P est: P = e36 (1) où 0 est indiqué sux la figure 3 et est, dans le cas supposé, égal à 3?f/4 radians. 30 On a donc: .3* p = eJ7T (2) Ce qu'on cnerche à faire est d'établir le point S1 sur le diagramme de Smith en sorte qu'il puisse servir de point de référence afin de montrer que les décalages de phase des autres états sont séparés de ?r/2 radians. On peut donc choisir dans le cas présent le point S1 comme le point de référence de déphasage nul. " L'examen, d'un diagramme- de Smith, quelconque montrera que; le p^inrt: S-t la courtes 21i'; représente une; sosc^eptance 71 25760 7 2104787 normalisée d'environ j0,42. Lorsque le condensateur 18 se trouve connecté dans l'état 2, une susceptance normalisée additionnelle j2 est ajoutée à ïa ligne de transmission qui modifie dès lors le déphasage de l'énergie réfléchie au point A. Pour déter-5 miner cette variation de déphasage, on peut simplement ajouter la susceptance normalisée j2 à la susceptance normalisée j0,42 du point S1 et on obtient la nouvelle susceptance normalisée j2,42 de l'état 2 représenté par le point S2 sur la figure 3. Le point S2 est séparé du point S1 d'un angle (3 = H/2 radians ou 10 90 degrés. Cet angle représente la différence de phase de l'énergie réfléchie dans l'état 2 par rapport à l'énergie incidente au point A dans l'état 1. Le passage de l'état 1 à l'état 2 provoque donc un décalage de phase de ltr/2 radians. Dans l'état 3, la longueur effective de la ligne de 15 réflexion est x/16, c'est-à-dire qu'elle est plus courte d'un quart de longueur d'onde que dans 1'état 1. La distance électrique totale entre le point A et le point C et retour est plus courte d'une demi-longueur d'onde que la distance totale dans l'état 1. La phase de l'énergie réfléchie au point A dans l'état 3 20 diffère par conséquent d'une demi-longueur d'onde, soit7Tradians, de la phase de l'énergie réfléchie dans l'état 1. Le point S3 sur la figure 3'représente cet état 3; ce point est distant du point S1 d'un angle Y égal à 1ï" radians. Il s'ensuit nécessairement que la différence de phase entre les états 2 et 3 est ?c/2 25 radians. On voit sur la figure 3 que le point S3 représente une susceptance normalisée d'environ -j2,42. Comme le montre la figure 2, l'état 4 est celui dans lequel une susceptance normalisée j2 se trouve ajoutée à la ligne de réflexion dans l'état 3. 30 L'état 4 est représenté sur la figure 3 par le point S4 qui correspond à une susceptance normalisée de -j0,42. Le point S4 est distant du point S3 d'un angle 6 égal à 7T/2 radians. - Une analyse similaire montre que l'on obtient les mêmes résultats si l'on insère une susceptance normalisée -j2 35 en commutant dans l'état 2 ou dans l'état 4, à condition que la longueur électrique de la ligne entre les points A et C soit 3\/16. Le condensateur 18 doit alors être remplacé par une bobine d'induction ayant une susceptance normalisée de -j2. Un avantage principal du montage de la figure 1 est que les commutateurs 17 et 19 peuvent être des dispositifs électroniques 71 25760 2104787 à vitesse extrêmement élevée, capables de commuter la phase d'ondes millimétriques. Comme le montre la figure 4, le commutateur 19 peut par exemple comprendre une diode PIN 30, une bobine d'amortissement de fréquence radioélectrique 31 et un con-5 densateur de blocage de courant continu 32. Lorsqu'un signal se trouve appliqué par 1'intermédiaire de la bobine 31, il polarise la diode dans le sens passant. Celle-ci étant alors conductrice, la terre apparaît au point C. Le condensateur 32 est choisi d'une capacité suffisamment grande pour ne présenter pratiquement aucu-10 ne perte à la fréquence porteuse. Le condensateur 18 associé au commutateur 17 peut, si on le désire, servir également de dispositif de blocage de courant continu, auquel cas on peut se passer du condensateur 32. Une diode PIN ayant une caractéristique de réponse con- 15 venable a été obtenue en faisant croître une couche épitaxiale, 15 de type tï avec une concentration d'impuretés de 10 porteurs de charge par centimètre cube environ sur un substrat n++ de 0,002 ohm-centimètre de conductivité. Une structure p++-Jn++ a été formée ensuite Dar diffusion de bore jusqu'à une profondeur 20 de 0,25 micron. L'épaisseur de la couche a été choisie égale à 2 microns, ce qui donne une tension de rupture de 40 volts. L'épaisseur du substrat a été réduite à 10 microns afin de minimiser la résistance série. Il a été constaté qu'une diode de ce type est capable de commuter une porteuse de 55 GHz entre les deux états de 25 polarisation à une cadence de 300 MHz, soit de produire une vitesse de commutation de 0,7 nanoseconde. La fréquence de 55GHz est manifestement comprise dans la gamme millimétrique proposée pour les nouveaux systèmes de communication. Les autres composants doivent évidemment convenir à 30 la fréquence porteuse et aux vitesses de commutation utilisées. Par exemple, pour les fréquences des ondes millimétriques, toutes les lignes de transmission doivent être des guides d'onde ou des lignes coaxiales Quant aux dispositifs de commutation, d'autres types de diode peuvent être utilisés; c'est ainsi par 35 exemple que des diodes à couche d'arrêt de Schottky se sont avérées être utiles pour haute fréquence et convenir particulièrement bien. , Dans ce qui précède on a montré que le montage de la figure 1 assure une modulation à quatre phases dans laquelle les quatre déphasages séparés que subit l'onde porteuse sont 71 25760 9 2104787 séparées entre eux de X"/2 radians. Comme on l'a mentionné plus haut, l'accord devient plus commode à mesure que diminue le nombre de commutateurs sur une ligne de réflexion, et deux diodes seulement assurent un fonctionnement plus satisfaisant que trois ou davantage. La simplicité relative de la structure constitue un autre avantage de 1'invention. La forme de réalisation décrite n'est évidemment qu'un exemple nullement limitatif servant à illustrer les principes de l'invention. 71 25760 10 2104787 REVENDICATIONS ■ 1.- Modulateur de phase pour signal numérique à plusieurs niveaux destiné à moduler en phase un signal porteur, lequel modulateur comprend une ligne de transmission ayant une ter 5 minaison de réflexion et n commutateurs connectés à la ligne en des points séparés de la terminaison de réflexion et entre eux par des distances prédéterminées, caractérisé en ce que le premier commutateur situé le plus près de la terminaison de réflexion se trouve connecté directement à la ligne de transmis-10 sion, les (n-1) autres commutateurs étant connectés à celle-ci par couplage réactif, et en ce que les commutateurs sont commandés séparément et en combinaison en sorte de produire jusqu'à 2n décalages de phase différents possibles du signal porteur. 2.- Modulateur de phase à quatre niveaux selon la 15 revendication 1 où n=2, caractérisé en ce que le premier commutateur est connecté directement à la ligne de transmission en un endroit distant de la terminaison de réflexion d'un quart de longueur d'onde approximativement, tandis qu'un second commutateur se trouve connecté à la ligne de transmission par un cou-20 plage capacitif présentant une susceptance normalisée égale à j2 en un endroit de la ligne de transmission situé approximativement à un seizième de longueur d'onde du premier commutateur et à cinq seizièmes de longueur d'onde de la terminaison de réflexion. 25 3.- Modulateur de phase à quatre niveaux selon la revendication 1 où n=2, caractérisé en ce que le premier commutateur est connecté directement à la ligne de transmission en un endroit distant de la terminaison de réflexion d'un quart de Ion gueur d'onde approximativement, tandis qu'un second commutateur 30 se trouve connecté à la ligne de transmission par un couplage inductif présentant une susceptance normalisée égale à -j2, en un endroit de la ligne de transmission situé approximativement à trois seizièmes de longueur d'onde du premier commutateur et à sept seizièmes de longueur d'onde de la terminaison de réflexion 35 4.- Modulateur de phase selon l'une quelconque des re vendications i, 2 et 3, caractérisé en ce que chaque commutateur comprend une diode p-i-n et un circuit pour polariser celle-ci. 5.- Modulateur de phase selon l'une quelconque des revendications -1 à 4, caractérisé en ce que la ligne de transmission est une ligne coaxiale. 71 25760 11 2104787 6 Modulateur de phase selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la ligne de transmission est un guide d'onde.