Brevet FR2104741A1 — publié le 19720421

12441- i 2104741 La présente invention se rapporte à un circuit de synchronisation de phase comportant une boucle comprenant un détecteur de phase, un filtre et un oscillateur commandé en tension et capable d'assurer l'accrochage à grande vitesse par 5 élimination d'une erreur d'accrochage de phase dûe à un point pseudo-stable. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention seront mis en évidence dans la suite de la description donnée à titre d'exemple non limitatif, en référence aux dessins 10 annexés dans lesquels : La Figure 1 représente un circuit de synchronisation de phase de type classique : La Figure 2 donne la caractéristique de sortie du détecteur de phase utilisé dans le circuit de synchronisation 15 de phase classique ; La Figure 3 montre le principe de structure d'un circuit de synchronisation de phase suivant l'invention ; La Figure 4 représente un mode de réalisation du circuit de synchronisation de phase suivant l'invention ; 20 La Figure 5 est un schéma d'explication du mode de réalisation de la Figure 4 : Les figures 6 et 7 représentent d'autres modes, de réalisation du circuit de synchronisation de phase suivant l'invention ; 25 La Figure 8 est une représentation graphique permettant d'expliquer le fonctionnement du mode de réalisation de la Figure 7. Le circuit de synchronisation de phase classique représenté sur la Figure 1 comporte une borne d'entrée 1, 30 une borne de sortie 2, un détecteur de phase 3, un filtre de boucle 4 et un oscillateur commandé en tension 5. Dans ce circuit de synchronisation de phase de la Figure 1, le signal d'entrée est appliqué a la borne d'entrée 1. La différence entre la phase du signal d'entrée et la phase du signal oscillant sortant de 35 l'oscillateur commandé en tension 5 est détectée par le détecteur de phase 3. L'oscillateur 5 est commandé par le signal de sortie du détecteur 3 de manière à synchroniser la phase du signal de sortie de l'oscillateur 5 avec la phase du signal d'entrée. Un détecteur présentant une caractéristique du type cosinus est uti-40 lisé comme détecteur de phase 3 dans ce type de circuit de 71 12441 2 2104741 ' synchronisation de phase. Le détecteur de phase 3 présentant une caractéristique du type cosinus peut être constitué par exemple par un modulateur en anneau. On obtient le produit du signal d'entrée appliqué au détecteur de phase 3 par le signal oscillant 5 de sortie de l'oscillateur 5 comparé au signal d'entrée, de sorte que la caractéristique de sortie correspond à des ondes cosinus-oïdales. La caractéristique de sortie du détecteur de phase 3 du circuit de la Figure 1 a été représentée sur la Figure 10 2. La Figure 2 montre la relation entre la phase et la tension de sortie V du détecteur de phase 3. Lorsqu'on utilise un détecteur de phase présentant la caractéristique de la Figure 2a, un point stable est disponible en un point où la phase ^ est égale à zéro radian et où la tension de sortie est égale à 0 volt. On 15 sait que dans ce cas l'accrochage à partir de la phase initiale dans la plage de + /2 radians peut être effectué rapidement mais que l'accrochage à partir du point initial proche de radians est effectué très lentement. Lorsque la phase initiale est de radians, le signal de sortie du comparateur de phase prend 20 la valeur 0 volt. En conséquence, la tension de commande n'est pas appliquée à l'oscillateur. Pour cette raison cette phase ( le point correspondant à 'ît radians ) devient un point pseudostable. Dans les modes de réalisation connus, lorsqu'on désire obtenir une mise en phase rapide, on utilise un comparateur de 25 phase présentant une caractéristique en dents de scie, comme indiqué par la courbe en tirets de la Figure 2b. Cependant dans ce cas, lorsque le rapport C / N entre l'onde porteuse C du signal d'entrée et le bruit N est mauvais, la caractéristique du comparateur de phase s'incurve comme indiqué par la courbe en trait 30 plein sur le graphique. En conséquence cette méthode ne permet pas de remédier à l'inconvénient que l'accrochage à partir de la pha-se initiale proche de II, radians ne peut pas être exécuté rapidement. Plus la phase initiale est proche du point correspondant à 'ÏC radians, plus la durée d'accrochage est longue. Pour cette 35 raison, ce défaut d'enclenchement pose un problème important par exemple dans une installation de communication par satellite, du type à accès multiplexé et à répartition dans le temps ( TDMA ) dans laquelle des signaux sous forme de rafales sont utilisés et dans laquelle on doit en outre maintenir le taux d'erreur de code 40 à une valeur inférieure à 10~4. Lorsqu'on utilise un circuit de 71 1244 T 3 2104741 ' synchronisation de phase comme par exemple un circuit de régénération d'onde porteuse ou un circuit de régénération d'impulsions de synchronisation dans le démodulateur employé dan? une installation de communication du type PCM-PM-TDMA dans laquelle l'infor-5 mation est modulée par impulsions codées ( PCM ) et dans laquelle en outre l'onde porteuse est modulée en phase ( PM ), une erreur d'enclenchement de phase due à la phase initiale risque de se produire avec une certaine probabilité. En conséquence, l'onde porteuse ou l'impulsion de synchronisation se trouvant dans la 10 partie avant d'une rafale ne peut normalement pas être régénérée et les signaux ne peuvent pas être démodulés. L'invention a pour but de remédier aux inconvénients *entionnés plus haut en ce qui concerne l'enclenchement de phase à partir d'un point proche du point pseudo-stable dans 15 un circuit de synchronisation de phase et d'obtenir une synchronisation de phase très stable. Ce problème peut être résolu suivant l'invention en prévoyant un circuit de synchronisation de phase comportant une boucle contenant un détecteur de phase, un filtre et un oscillateur commandé en tension, le signal d'entrée modulé 20 à £ phases ( n étant un nombre entier ) étant comparé avec la phase de l'onde oscillante de sortie de l'oscillateur par le détecteur de phase et la fréquence d'oscillation de l'oscillateur étant cosBtandée par la dite différence de phase, le circuit étant caractérisé en ce que, avant 1'application du signal d'entrée à 25 la boucle, la phase du signal d'entrée est comparée à la phase disponible par décalage du signal de sortie de l'oscillateur à 1* aide d'un déphaseur en utilisant un détecteur de phase autre que le dit détecteur de phase et en ce que, lorsque la phase du signal d'entrée est proche du point pseudo-stable de la dite bou-30 cle contenant l'oscillateur commandé en tension, la phase de l'os-cillatèur cowiandé en tension est décalée d'environ /n radians en correspondance au nombre n de phases des ondes modulées en phase et en ce qu'ensuite le dit signal d'entrée est appliqué à la dite boucle, 35 On va maintenant décrire des modes de réali sation de l'invention en référence aux Figures 3 à 8. La Figure 3 montre le principe de structure du circuit de synchronisation de phase suivant l'invention. Comme indiqué sur cette figure, le circuit de détection de phase 31 compare la phase d'un signal 40 d'entrée %N avec la phase d'un signal de sortie ^VCO d'un 71 12441 4 2104741 oscillateur commandé en tension et il détecte la différence de phase dans la première partie de la rafale. Lorsque la phase du signal d'entrée SIN est proche du point pseudo-stable du circuit de synchronisation de phase 30, le circuit de détection de phasç-5 31 produit un signal de commande Sç qui impose un décalage de 12 phase de l'oscillateur commandé en tension du circuit de eyn ^ionisation de phase 30 d'une certaine valeur constante» En rendant cette valeur constante égale à fu /n radians en correspond?"ncc ay nombre n de phases de l'onde modulée en phase du signal d;entrée-10 la phase du signal d'entrée peut être amenée en un point prcîhG du point stable. On peut obtenir un accrochage rapide,, coî^ie décrit plus haut en décalant la phase de l'oscillateur cos&nandé en tension de manière que la phase du signal d'entrée puisse arrive? en un point proche du point stable et constitue ainsi la boucla 15 de synchronisation de phase. Sur la Figure 3, Sg désigne I2 r-f? de signaux d'entrée assurant la commande du circuit de détection de phase 31 de manière que le circuit puisse être excité «rj début d'une rafale. On a désigné par 32 la borne d'entrée, par 33 la borne de sortie et par 34 la borne d'entrée de la rafale de si-20 gnaux. La Figure 4 représente un mode de réalisation du circuit de synchronisation de phase suivant l'invention. Sur les Figures 1 et 4, on a utilisé des références identiques pour désigner des organes identiques. Sur la Figure 4, on a désigné 25 par 6 un commutateur, par 7 un détecteur de phase, par 8 un dis-criminateur, par 91, 11 et 12 des oscillateurs, par 10 un dépha-seur et par 13 un combinateur. Lorsque le signal de rafale prend la valeur "1", le minutage est assuré par le générateur d'impulsions 12 et le commutateur 6 est relié au détecteur de phase 7. 30 Le déphaseur 10 est relié en série au détecteur de phase 7 de manière qu'il existe une différence de phase entre le détecteur 7 et le détecteur 3. Cette différence de phase est indiquée sur la Figure 5. Sur le diagramme "a" représente la phase du détecteur 3 et "b" représente la phase du détecteur 7. Ensuite le minutage 35 est assuré par le générateur d'impulsions 11 et le signe est dis-crimé par le circuit 8. Si la sortie du détecteur de phase 7 est par exemple négative, le circuit de discrimination 8 excite le générateur 9 de manière qu'il produise des impulsions. Le générateur 9 est réglé sur une tension et sur une largeur de temps tel-40 les qu'il décale la phase de l'oscillateur commandé en tension 5 71 12441 5 2104741 deradians. Lorsque le déphasage de l'oscillateur 5 est terminé, le commutateur 6 est relié à nouveau au détecteur de phase de manière à transmettre le signal d'entrée au détecteur 3 et la boucle de synchronisation de phase constitue une boucle fermée. Lors-5 que la phase initiale est comprise'entre "jt /2 radians et 3 ^ /2 radians comme indiqué sur la Figure 5, la sortie du détecteur de phase 7 devient négative comme décrit plus haut. Dans ce cas, la phase de l'oscillateur commandé en tension est déphasée de ir radians et elle est obtenue en des points proches du point stable. 10 Ensuite la boucle de synchronisation de phase est constituée et le synchronisme de phase est établi. On peut effectuer une détection intégrale ou une détection instantanée en utilisant un intégrateur dans le circuit de discrimination 8. La même opération que décrit plus haut peut 15 être réalisée en remplaçant un commutateur qui assure la distribution des signaux de sortie de l'oscillateur 5 par un commutateur 6 qui assure la distribution des signaux d'entrée. Le même effet que décrit plus haut peut être obtenu en employant des commutateurs aux extrémités de sortie des comparateurs de phase 3 et 7 et 20 en ouvrant et choisissant ces extrémités de sortie par les dits commutateurs. Le générateur d'impulsions 9 et le combina-teur 13 de la Figure 4 sont prévus de manière à décaler la phase de l'oscillateur commandé en tension d'une valeur constante, ce 25 déphasage pouvant également être réalisé à l'aide du circuit de la Figure 6. Les parties 1 à 8 et 10 à 12 de la Figure 6 sont équivalentes aux parties 1 à 8 et 10 à 12 de la Figure 4 et un modulateur en anneau 66, une partie ET 68, une bascule 69 du type JK et un amplificateur d'excitation 70 du modulateur en anneau 30 sont prévus dans le mode de réalisation de la Figure 6 à la place du générateur d'impulsions 9 et du combinateur 13 de la Figure 4. Une impulsion d'échantillonnage servant à la discrimination du signe est engendrée par le générateur 11. Lorsque la sortie du discriminateur 8 à l'état "1" ou "0" et lorsque le signal de sor-35 tie a la valeur "1", c'est-à-dire lorsqu'il est nécessaire de décaler la phase de l'oscillateur commandé en tension, la bascule 69 de type JK est inversée. La phase est inversée deradians par le modulateur annulaire 66 par l'intermédiaire de l'amplificateur d'excitation 70 et en fonction de ce que l'état de la bascule 69 40 a la valeur "1" ou "0". Dans le procédé mis en évidence sur la 71 12441 6 2104741 Figure 4 où la tension d'entrée est contrôlée, un certain temps est nécessaire avant que la phase puisse être décalée mais le circuit de la Figure 6 présente sur celui de la Figure 4 l'avantage que la phase peut être décalée instantanément. un circuit de régénérations d'onde porteuse du type PCM - PSK (modulation par impulsions codées-manipulation de phase). La Figure 7 représente un circuit de régénération d'onde porteuse d'un dispositif de démodulation bi-phasée PCM-PSK auquel l'invention 10 a été appliquée, ce qui correspond à un troisième mode de réalisation de l'invention. Sur la Figure 7, on a désigné par 61 et 62 des circuits de doublage de fréquence. Dans les circuits 61 et 62 le signal d'entrée ou signal local est amplifié une première fois par un amplificateur à transistor 611 ou 621 du type à émetteur 15 commun puis la fréquence du signal est doublée par un doubleur 612 ou 622 du type redresseur à double alternance. Des harmoniques inutiles contenus dans le signal de sortie du doubleur 612 ou 622 sont éliminés à l'aide d'un filtre passe-bas 613 ou 623. Les amplificateurs 611 et 621 peuvent être remplacés par d'autres com-20 posants de circuit et ils peuvent être supprimés lorsque le niveau du signal d'entrée est suffisamment grand. Les doubleurs de fréquence 612 et 622 utilisant chacun deux diodes sont caractérisés par une large bande de fréquence. Le doubleur 622 du circuit 62 peut également être remplacé par un autre circuit lorsque la 25 bande de fréquence du signal d'entrée est étroite. On a désigné par 3 et 7 des détecteurs de phase. Un détecteur de phase tel qu'un"mélangeur équilibré double" utilisant quatre diodes peut être employé comme détecteur de phase 3, 7. Dans chacun des détecteurs de phase 3 et 7, le signal d'entrée est appliqué à l'une des 30 deux bornes par l'intermédiaire d'un amplificateur à étage unique du type à émetteur commun, (31 ou 71). Le signal local dont la phase doit être réglée est appliqué à l'autre borne. Des signaux de sortie de eQ = K cos 0 sont produits par les détecteurs de phase 3 et 7 en correspondance à la différence de phase exis-35 tant entre ces deux signaux. Le même effet peut être obtenu en remplaçant les amplificateurs 31 et 71 par d'autres circuits. Le détecteur de phase du type "mélangeur équilibré double" peut être remplacé par un autre circuit remplissant la même fonction. 40 le signal de sortie du circuit de doublage de fréquence 62 au 5 L'invention peut être également appliquée à On a désigné par 6 un commutateur qui transmet 71 12441 7 2104741 détecteur de phase 7 par l'intermédiaire d'un déphaseur 10 et au détecteur de phase 3 en correspondance au signal de sortie du générateur d'impulsions 12. Le signal d'entrée est amplifié par un amplificateur à transistor à étage unique du type à émetteur 5 601 et il est appliqué à la partie du commutateur comprenant les diodes D1 - D4t les inductances L1 - L3 et les condensateurs Cl -C3. Les signaux de commande de polarités opposées sont transmis par le générateur d'impulsions 12 aux bornes de commande A et B. En supposant qu'un signal de polarité positive est appliqué à la 10 borne de commande A et qu'un signal d'une polarité négative est appliqué à la borne de commande B, du courant passe en suivant le parcours A >>L1 L2-Amasse et masse^K-3 et les diodes D1 et D4 deviennent conductrices. A ce moment les diodes D2 et son-t-polarisées en sens inverse et sont bloquées. Dans cette condition, 15 le signal de sortie de l'amplificateur à transistor 601 est appliqué au déphaseur 10 par l'intermédiaire du condensateur C^. Si au contraire un signal de polarité négative est appliqué à la borne de commande A et si un signal de polarité positive est appliqué à la borne de commande B, une opération inverse de celle mention-20 née plus haut est exécutée et le signal est appliqué au déphaseur 3 par l'intermédiaire du condensateur C2. On a désigné par 10 et 63 des déphaseurs deftf/2. Un réseau de type comprenant des éléments C, L et C comme indiqué sur les dessins constitue généralement un filtre passe-bas mais le rés«au peut fonctionner comme 25 un déphaseur de^f/2 radians dans lequel il ne se produit pas de perte de puissance des signaux lorsque l'impédance Z et la fréquence angulaire peuvent être exprimées par la relation (p L = R et ûJ CR = 1 . Des circuits pouvant assurer un déphasage de 30 it /2 peuvent être utilisés comme composants 10 et 63. On a désigné par 64 et 65 des circuits hybrides qui constituent des diviseurs de tension comprenant chacun plusieurs résistances branchées entre elles de façon à former un T. On a désigné par 5 un oscillateur commandé en tension qui est un oscillateur de Hartley 35 utilisant un transistor 501 dont la base est mise à la masse. Une diode à capacité variable D500 est reliée au collecteur du transistor 501 par l'intermédiaire d'un condensateur C500. En faisant varier la tension entre les bornes de cette diode D500, on peut modifier la capacité et la fréquence d'oscillation peut être ainsi 1 40 réglée. D'autres circuits bien connus peuvent également être I 71 12441 8 2104741 utilisés en remplacement de l'oscillateur commandé en tension. On a désigné par 4 un filtre de boucle. Dans une boucle synchronisée en phase, on utilise généralement un filtre du type S+% , ( ) comme représenté sur les dessins. On peut également 5 employer un filtre d'une caractéristique plus simple ou plus net'".® en fonction de l'application du circuit de synchronisation do phase. Lorsque les sensibilités du détecteur de phase 3 et de l'oscillateur 5 sont faibles, il est également possible de brancher un amplificateur à courant continu (comme par exemple un 10 amplificateur opérationnel) en cascade. On a désigné par 67 un modulateur annulaire utilisant un mélangeur équilibré double comprenant des diodes. Ce modulateur annulaire 67 modifie la phase du signal transmis par le circuit hybride 65 au circuit hybride 64 de 0 ou^ radians en fonction de la polarité du signal de 15 l'amplificateur 70. On a désigné par 12 un générateur d'impulsions qui détecte la montée d'un signal SB et qui produit un signal permettant de relier le commutateur 6 au détecteur de phase 7 pendant une période constante après le temps de montée. On peut 20 utiliser un multivibrateur monostable du type connu comme générateur d'impulsions 12. On a désigné par 11 un autre générateur d'impulsions. Une sortie du niveau logique du circuit logique à transistor ( TTL ) qui prend l'état "1" lorsque la phase initiale est proche du point pseudo-stable et qui prend l'état "0" 25 lorsque la phase initiale est proche du point stable est transmise par l'extrémité de sortie du circuit intégré 8 qui va être décrit dans la suite. Le générateur d'impulsions 11 produit une impulsion d'échantillonnage pour discriminer si la sortie du circuit intégré 8 prend l'état "1" ou "0" à la fin de la période déterminée 30 par le générateur d'impulsions 12. Le générateur d'impulsions 11 détecte la chute du générateur d'impulsions 12 et un multivibrateur monostable de la même structure que le multivibrateur monostable du qénérateur 12 est excité. On a désigné par 8 un circuit intégré. La sortie du détecteur de phas» "7 est intégrée par un 35 filtre, pasjse-bas constitué d'une résistance Rg et d'un condensateur Cg et polarité du signal de sortie de l'intégrateur comprenant Rg et Cg est discriminée par le circuit intégré suivant. Ce circuit intégré 8 transmet le niveau "1" ou "0" du circuit logique TTL suivant que la polarité du signal d'entrée est positi-40 ve ou négative. On peut utiliser comme circuit intégré 8 un 71 12441 9 ... - » 2104741 circuit du type MC 1017 LG fabriqué par la Société "Motorola Inc." par exempl-e. Une caractéristique équivalente peut également être obtenue en utilisant des composants distincts. On a désigné par 68 et 69 des circuits intégrés, le circuit 68 étant un circuit à 5 porte de type connu correspondant à la partie logique du niveau TTL tandis que le circuit 69 est une bascule du type JK. Il est prévu un autre circuit intégré 70 qui convertit le niveau TTL en un signal positif ou négatif. Les éléments des circuits des figures 4 et 6 sont les mêmes que les éléments du circuit de la Figure 10 7 qui va être décrit en détail dans la suite. Sur la Figure 7, on a désigné par +B une source de courant positif et par -B une source de courant négatif. Les doubleurs 61 et 62, le détecteur de phase 3, le filtre de boucle 4 et l'oscillateur commandé en tension 5 constituent, comme cela est bien connu, un circuit de régé-15 nération d'onde porteuse d'un système de doublage de fréquence. Le déphaseur 63, les circuits hybrides 64 et 65 et le modulateur 67 constituent un circuit de déphasage qui permet d'obtenir le même effet que le modulateur annulaire 66 de la Figure 6. Dans le circuit de régénération de l'onde porteuse 20 de l'installation biphasée PSK, une erreur d'enclenchement se produit en un point espacé du point stable àe^/2 radians du fait qu'il existe deux points stables dans l'intervalle de 2lTradians. Pou cette raison, lorsqu'on a défini que la phase initiale est proche du point pseudo-stable, la phase doit être décalée de 25 1C/2 radians. Lorsque la sortie du déphasage 63 de ce circuit de déphasage est exprimée par le vecteur A de la Figure 8, la sortie du modulateur en anneau 67 peut être exprimée par le vecteur B ou 5. Le déphaseur 63 décale la phase de/ÎÏT/2 radians. En conséquence le signal de sortie formé par le circuit hybride 64 peut être ex- 30 primé par le vecteur C ou C. En conséquence à chaque fois que la ✓ / bascule 69 est inversée, la phase peut être décalée de H-,/2 radians. Comme cela est mis en évidence sur la Figure 8, ce circuit de déphasage peut être utilisé comme un circuit de déphasage d'un angle de phase arbitraire en faisant varier les longueurs de A et B 35 ou B par connexion d'un atténuateur ou d'un amplificateur au déphaseur 63 ou au modulateur 67. On peut utiliser comme circuit de déphasage tout autre circuit permettant de modifier la phase de l'oscillateur commandé en tension. Le circuit de régénération de l'onde porteuse du circuit PSK pejt être utilisé non seulement 40 dans le système de doublage biphasé mais également dans le circuit 71 12441 10 2104741 pour l'onde PSK de n phases et il peut être également employé comme circuit de régénération d'onde porteuse dans un système de modulation inverse. Comme décrit plus haut, l'invention empêche une erreur d'enclenchement de phase de se produire pour la phase initiale même lorsque le rapport C/N du signal d'entrée est mauvais et par conséquent on peut obtenir un circuit de synchronisation de phase très stable. 71 12441 11 - » 2104741 REVENDICATION Circuit de synchronisation de phase comprenant une boucle comportant un détecteur de phase, un filtre de boucle et un oscillateur commandé en tension, le signal d'entrée 5 modulé en phase contenant une onde de n phases étant comparé à la phase de l'onde oscillante de sortie de l'oscillateur commandé en tension par le dit détecteur de phase et la fréquence d'oscillation du dit oscillateur étant commandée par la tension de sortie du détecteur de phase proportionnellement à la dite différen-10 ce de phase, caractérisé en ce que, avant l'application du signal d'entrée à la dite boucle, la phase du signal d'entrée est comparée à la phase disponible par décalage de la phase du signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension à l'aide d'un déphaseur en utilisant un détecteur de phase autre que le détecteur 15 mentionné en premier et, lorsque la phase du signal d'entrée est proche du point pseudo-stable de la dite boucle contenant l'oscillateur commandé en tension, la phase de l'oscillateur est décalée d'environ C/n radians en correspondance au nombre de phases des ondes modulées en phase puis le signal d'entrée est appliqué à 20 la dite boucle.