Brevet FR2099703A1 — publié le 19720317

La présente invention concerne un procédé et un dispositif de couplage pour transmettre des renseignements qui se présentent sous la forme d'une succession de signaux binaires par - l'intermédiaire de réseaux de télécommunication, notamment de réseaux télex et de réseaux de transmission de données qui se composent de différents systèmes de transmission et de communication travaillant sur la base de la répartition dans le temps et dans lesquels il n'est pas prévu de mesures particulières pour la synchronisation des fréquences et des phases des différents systèmes de transmission et de communications à l'intérieur du réseau. tes successions de signaux binaires se composent de signaux quantifiés logiquement et dans le temps. Pour les exploiter, il est nécessaire de disposer à la réception, outre de l'information logique, d'une information dans le temps concernant la durée du signal. ta présente invention porte principalement sur la transmission de l'information dans le temps par l'intermédiaire de plusieurs systèmes de transmission et de communication travaillant indépendamment les uns des autres, comme par exemple les lignes à modulation par impulsions codées (dites PCM) et les postes de transmission fonctionnant suivant le principe de la répartition dans le temps pour les transmissions télex et de données. L'information logique des successions de signaux binaires ne subit de modifications qu'à des intervalles déterminés, définis dans le temps, appelés pas ou impulsions, certains manques de netteté étant observés comme suite de distorsions des flancs. Dans les systèmes de transmission et de communication digitaux à duree d'impulsions constante il surfit pour transmettre une succession de signaux binaires de tran-smettre à titre d'essai un échantillon de l'information logique de chaque impulsion par l'intermédiaire du canal de transmission. Dans l'intervalle de temps entre ces essais le canal de transmission est libre de sorte que les essais d'autres successions de signaux binaires peuvent être transmises du poste émetteur au poste récepteur.De tels systèmes sont appelés systèmes de transmission ou de communication digitaux à répartition dans le temps. Pour s'affranchir du manque de netteté aux commencements des impulsions et pour pouvoir transmettre correctement, outre l'information logique également une succession de signaux binaires, son information concernant le temps, on connaît pour les systèmes de transmission digitaux à répartition dans le temps - l'exploration médiane, - l'exploration multiple, et - l'exploration des flancs. Pour les systèmes de communication digitaux à répartition dans le temps on peut utiliser - l'exploration médiane, - l'exploration multiple, et - une combinaison multiple asynchrone. La capacité la plus faible du canal de transmission est nécessaire pour le procédé à exploration médiane car, pour chaque impulsion de la succession de signaux binaires, seulement un échantillon doit être transmis. Si les lignes de transmission doivent permettre des modifications de la synchronisation, de la vitesse des impulsions et du code, on les désigne sous le nom de voies de transmission transparentes. Ces dernières se prêtent particulièrement au procédé d'exploration des flancs et à la combinaison multiple asynchrone dans les postes de communication. La transparence'des voies de transmission doit être acquise par la transmission de plusieurs essais par impulsion. Un montage en série de systèmes de transmission digitaux indépendants et à répartition dans le temps soit entre eux soit avec des systèmes de communication digitaux à répartition dans le temps est possible de la façon suivante 1Q) Le récepteur du premier système donne naissance à partir des courts essais transmis à une nouvelle succession de signaux binaires qui est analogue à la succession de signaux originelle et il explore ainsi l'émetteur du système suivant. Le procédé est très compliqué en raison de la retransformation des essais en une succession de signaux binaires Sa outre, lorsqu'il s'agit de voies de transmission transparentes, les erreurs de repos qui apparaissent obligatoirement à chaque transmission multiplex par répartition dans le temps s'additionnent. 2 ) Les deux systèmes sont alimentés au moyen de dispositifs particuliers avec la même fréquence de répétition. Des éléments à durée deparcours- varia-ble -montés en amont des dispositifs récepteurs compensent automa-tiquement-les différences de phase. Dans les réseaux de communication il se forme, outre des couplages en série, des réseaux en mailles complexes qui doivent être exploités- en parfaite synchronisation de fréquence.Les solutions connues à cet effet supposent que tous les systèmes de transmission-et de communication mis en oeuvre sont construits suivant une idée de base pré-donnée (réseau idéal). tes dispositifs existant dans les administrations des télécommunications ne répondent pas à ces conditions idéales. A supposer donc que le procédé puisse être mis en oeuvre dans la pratique, il ne peut l'hêtre qu'au prix de dépenses élevées. 34) Des dispositifs à mémoire entre- les -deux systèmes ont pour rôle d'empêcher des informations de se perdre en raison des écarts de fréquence (glissement) entre les deux fréquences d'impulsions lorsque ces écarts ne sont pas-très grands. Âvec ce procédé, l'importance des pertes d'information dépend de la valeur du glissement, de l'importance des dispositifs de mémorisation et de commande, et de la longueur des informations. Malgré la dépense importante consentie, on peut seulement réduire les pertes possibles en informations. Ce procédé est inutilisable pour une transmission de données de haute qualité. 40) Dans les systèmes qui utilisent pour la synchronisa -tion à-cadre un mot de synchronisation concentré-il est possi ble grâce à un dispositif de couplage particulier de- compenser le glissement résultant de l'écart des fréquences d'impulsions pendant le mot de synchronisation en omettant ou en redoublant le mot de synchronisation. Ce procédé également compliqué et coûteux ne peut être utilisé qu'avec les systèmes à mot de synchronisation concentré, en général donc seulement avec les systèmes de transmission digitaux à répartition dans le temps. -50) Dans les systèmes où les successions d'impulsions qui partent sont par principe émises plus rapidement que les successions d'impulsions binaires ntarrivent à 1-' émetteur du système, il est possible d'utiliser le procédé dit à impulsion de remplissage. Pendant les périodes où on ne dispose pas de nouveaux prélèvementsd'essai de la succession dtimpulsions binaires, on enchaine dans la succession d'impulsions partante des impulsions qui ne portent pas d'information. Le procédé n'est utilisable que pour le montage en série de systèmes de transmission digitaux à répartition dans le temps. Il est inutilisable pour des réseaux de communication en mailles. ta présente invention se propose de mettre au point un procédé qui permet de transmettre dans une large mesure sans distorsion des successions de signaux binaires par l'intermédiaire de plusieurs systèmes de transmission et de communication digitaux à répartition dans le temps, non synchronisés en fréquence, sans qu'il y ait des pertes d'information, et d'indiquer un dispositif de couplage permettant de mettre en oeuvre ce procédé. te problème ainsi posé est résolu par l'invention au moyen d'un procédé de conversion de code. À l'émetteur du premier système à répartition dans le temps est formé, en utilisant un procédé d'exploration de flancs, un mot de code qui se compose d'une impulsion de départ, d'une information sur la position dans le temps du flanc de couplage à l'intérieur du cadre d'impulsions du système à répartition dans le temps, et d'une information sur la direction de saut du flanc. Lorsqu'on passe d'un système à répartition dans le temps et à fréquence non synchronisée à un autre système semblable, la différence de phases entre les deux systèmes à répartition dans le temps est évaluée et un nouveau mot de code est formé à partir du résultat et du mot de code qui arrive.Ce nouveau mot de code est alors transmis par l'intermédiaire du système à répartition dans le temps suivant. Selon un développement avantageux du procédé selon l'invention l'intervalle entre deux impulsions de l'impulsion por n teuse est fractionné en 2 sections. L'adresse du flanc de couplage dans l'une de ces sections, codée dans le système binaire et formée de n impulsions, forme l'information concernant la position chronologique du flanc de couplage à l'intérieur du cadre d'impulsions. La différence de phase entre les deux systèmes à répartition dans le temps est mesurée également au moyen de ces 2n sections et la longueur est codée avec n impulsions. Pour former le nouveau mot de code, le mot de code arrivant est ajouté à la différence de phases codée. Pour maintenir les distorsions aussi-faibles que possible il est prévu selon un autre développement de l'invention que, pour former le mot de code, on décompte l'échelle des temps de 1- à 2n pour le codage de flanc et de C à 2n - 1 pour ltévalua- tion de la différence de phases. Le dispositif de couplage adapté à la mise en oeuvre de ce procédé est monté d'une façon telle que ltentrée du convertisseur de signal codé du- système à répartition dans le temps arrivant est reliée à un calculateur de a + tilt, d'une part par un convertisseur série-parallèle et par une mémoire a pour mettre en mémoire l'information a arrivante, et d'autre part par un élément d'obtention signal-impulsion et un comparateur decadence qui est en même temps relié au générateur d''impulsions du système à répartition dans le temps partant, et par une mémoireaett pour mettre en mémoire la différence de phases At. Le calculateur de a + Qt est lui-même relié à la sortie allant au système à répartition dans le temps partant par i'intermé- diaire d'une mémoire b pour mettre en mémoire l'information b arrivante, et d'un converti-sseur parallèle-série. Le procédé est transparent en ce qui concerne le code, la vitesse d'impulsion et le procédé de synchronisation, jusqu'à une vitesse d'impulsion maximale pré-donnée. La limite supérieure de la vitesse d'impulsion peut être choisie librement. Elle est délimitée uniquement par la vitesse de c-ommutation des éléments digitaux du système. Le procédé est particulièrement approprié aux réseaux de communication télégraphiques, et à la transmission de données lente, moyennement lentè-et rapide Jusqu a environ 10 kilo bauds. Nais il peut aussi être utilisé avec succès pour des vitesses d'impulsion plus élevées. Les caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront d'ailleurs de la description qui va suivre à titre d'exemple, en référence aux dessins annexés La fig. 1 montre les possibilités d'utilisation de la conversion du signal codé dans le réseau de transmission à répartition dans le temps. La i, 2 représente un codage de flancs. La fig. 7 représente un décodage de flancs. a fig. 4 montre le principe de conversion, b = a + A t. La fig. 5 représente la structure d'un convertisseur de signal codé.UC constitue l'unité centrale. La fig. 6 représente la formation des zones de conversion possibles. T1 (2) b = a + / > t La zone (2) est atteinte lorsque a + ss t # T2 1 > 2 (1) b = (2) b = a + ss t - (3) b = a + a t - 2T2 La zone (1) est atteinte lorsque a +t t # 222 La fig. 7 montre le fonctionnement du dispositif de conversion du signal codé. La fig. 8 est une présentation d'ensemble des résultats de conversion. SIGNIFICATION DES REFEFENCES DES DESSINS D - Départ DI min - durée ou pause d'impulsion minimal DKU - distorsion par KU DS - direction de saut Et - échelle des temps Ex - Exploitation FQ max - erreur de quantification supplémentaire maximal MC - mot de code R - résultat S - sections SA - signal arrivant SC - signal de code SE - signal d'entrée SO - signal de sortie SP - signal de conduction partant SS - succession de signaux à transmettre TC - train d'impulsions porteuses pour le mot de code. La fig. 1 représente par un exemple une possibilité d'utilisation du procédé de conversion de signal de code. A partir des usagers du réseau 1 les successions de signaux binaires sont transmises par des lignes de raccordement 5 aux centraux terminaux 11 ... 13. Les centraux terminaux Il ... 13 sont raccordés par des systèmes de transmission 311...333 aux centraux de transit 21...23. Au lieu de l'unique central terminal 11...13 représenté dans l'exemple choisi on peut en pratique raccorder plusieurs à un même central de- transit 21...23.Entre les centraux de transit 21...23 sont branchés également des systèmes de transmission 311...333. Dans ce cas, il peut être prévu soit un maillage total comme dans l'exemple représenté soit un maillage partiel. Tous les centraux terminaux 11...13, les centraux de transit 21...23 et les systèmes de transmission 311...333 sont des systèmes digitaux à répartition dans le temps, indépendants les uns des autres dont les fréquences de répétition diffèrent les unes des autres de + flfx. tes générateurs d'impulsions des différents systèmes peuvent travailler entièrement indépendamment les uns des autres comme il est représenté pour le central terminal 12, le central de transit 22 et le système de -transmission 322, ou bien les générateurs d'impulsions réunis dans l'espace peuvent être alimentés par un générateur d'impulsions commun et central comme il est représenté pour les autres centraux de communication. L'avantage de la deuxième solution est de nécessiter un nombre moindre d'unités de conversion de code. Dans les dispositifs de codage de flancs 3 des centraux terminaux 11...13 s'effectue l'exploration des flancs des successions de signaux binaires arrivant sur les lignes de raccordement 5, ainsi que la formation des mots de code. Dans des liaisons entre deux raccordements d'un central terminal 11...13 les mots de code sont transmis par l'intermédiaire du système multiplex à répartition dans le temps du c-entral terminal 11...13 en question au couplage de codage de flancs 3 où ils sont reconvertis en une succession de signaux binaires.Lorsque les liaisons sont reliées à des raccordements d'autres centraux terminaux 11...13, l'information de temps des mots de code est convertie au moment du passage dans la zone d'un autre générateur d'impulsions. Comme il sera montré ci-après, même des écarts de fréquence supérieurs à 10 % n'influent pas de façon notable sur le résultat d'ensemble. Au central de destination terminal 11...13 les mots de code qui ont été en partie convertis plusieurs fois sont reconvertis à nouveau en une succession de signaux binaires dans le couplage de codage de flanc 3 L'intervalle dans le temps entre les flancs d'impulsions est suivant ce procédé modifié au maximum suivant des durées pouvant être calculés d'avance et qui peuvent être abaissées en dessous de toute valeur désirée en choisissant de façon appropriée les paramètres. La formation des mots de code s'effectue de la même façon que pour la transmission de données par l'intermédiaire du système à modulation par impulsions codées connu TI. Pour la synchronisation on utilise un procédé marche/arrêt (start/stop) à longueur de mot unique dans lequel l'élément "stop" peut être supprimé. Les mots de code formés pour chaque flanc de la succession de signaux binaires sont transmis du poste émetteur au poste récepteur par l'impulsion porteuse associée de façon fixe à chaque voie de transmission. La figure 2 montre la formation d'un mot de code. L'intervalle entre deux impulsions de l'impulsion porteuse est divisé en 2n sections. Si un flanc se présente dans la succession de signaux binaires appliquée à l'entrde, on détermine dans laquelle des 2n sections se trouvait ce flanc. L'adresse codée en code binaire de cette section forme après une impulsion de départ le signal de code du mot de code. Pour éviter au poste récepteur des interprétations erronées des mots de code arrivant, on indique au dernier chiffre du mot de code le sens de saut du flanc, c'est-à-dire s'il s'agit d'un saut L/O ou d'un saut 0/L. Un mot de code se compose donc de n + 2 impulsions porteuses dont la première est toujours L et dont les autres peuvent être L ou 0. La longueur minimale du mot de code est de trois impulsions porteuses dans le cas où n = 1, comme on le fait dans le système PCM T1. La quantification de la position dans le temps des flancs d'une succession de signaux binaires à transmettre conduit à une erreur d'arrêt et par conséquent à une distorsion de la succession de signaux binaires. Cette distorsion peut être affaiblie en choisissant de façon appropriée le nombre n en dessous de n'importe quelle valeur désirée. Plus les exigences en ce qui concerne une réduction de la distorsion augmentent, plus la longueur des mots de code augmente elle aussi. L'opération de codage des flancs est représentée à la figure 3. Sous l'effet de l'impulsion de départ au début du mot de code, le mécanisme de réception est déclenché. Après la réception du mot de code, dans l'intervalle suivant entre deux impulsions porteuses et à l'intérieur de la section marquée par le signal de code, un flanc est produit sur la ligne partante dans la direction déterminée par la dernière impulsion du mot de code. ta distance minimale entre deux flancs doit être égale ou supérieure à la longueur d'un mot de code. Cette distance est fonction de la vitesse maximale des pas et des distorsions isochrones maximales des flancs qui peuvent se produire à l'entrée d'une voie de transmission. L'exemple suivant permettra de mieux comprendre ce phéno mène Pour une vitesse d'impulsions de consigne vs de 50 Bauds, et pour des signaux sans distorsion la durée d'impulsion as est de 20 ms. Etant donné que chaque flanc peut subir une distorsion égale à la fraction d.a5 aussi bien par déphasage avant que par déphasage arrière, on trouve l'intervalle minimal entre les flancs minas (1 - 2d). Nais ce cas critique dans lequel deux flancs successifs sont déphasés au maximum vers l'avant et vers l'arrière ne se produit que très rarement. En règle générale, les distorsions constatées sont unilatérales, c'est-à-dire que deux flancs successifs subissent tous les deux une distorsion vers l'avant ou vers l'arrière.Le raccourcissement de la durée d'impulsion de as à a min se traduit dans la pratique par une augmentation de la vitesse des pas Vs de la voie de transmission qui passe à la valeur v. Si on désigne par w cette augmentation de la vitesse, on obtient v = vs(1+w)- a min a5Çî-2d) 2d w 1-2d Comme le montre cette relation, une distorsion isochrone de 20 ó vers l'avant et vers l'arrière entre deux flancs successifs ou une distorsion isochrone unilatérale de 40 % correspond en ce qui concerne l'impulsion la plus courte possible à ure augmentation de Gj: de la vitesse de consigne des pas. Peu à peu, outre la vitesse d'impulsiond standardisée suivant les prèles internationales égale à 5C bauds pour les transmissions télex, on a mis en oeuvre toute une série d'autres vitesses de pas por la transmission des données pour laquelle doivent être dispcnibles, polir des raisons d'économie de bandes de 6réauences, es voies de transmission séparées dans un réseau de communications digital. a vitesse des pas des impulsions porteuses doit être choisie de telle façon que; - un mot de code peut être transmis dans l'intervalle de temps minimal entre deux flancs de la succession de signaux binaires; - ia distorsion isochrone provenant de l'erreur d'arrêt lors du codage des flancs reste inférieure à une valeur prédéterminée, et - le cadre de train d'impulsions d'un système PCH standardisé à 32 canaux peut être fractionné de façon simple, par canaux ou entièrement, en sous-canaux pour les transmissions télex et la transmission de données. Il résulte de la première exigence qu'il d:.it y avoir entre deux flancs de la succession de signaux binaires au moins n+2 impulsions porteuses, comme le montre également la figure 2. Si on le rapporte à la vitesse de consigne, l'erreur d'arrêt maximal apparaissant lors du codage des flancs aboutit à une distorsion isochrone dr ~ 1-2d (n+2)2n L'exploration mathématique montre que, avec un signal de code constitué de deux impulsions porteuses dans lequel la longueur du mot de code est de 4 impulsions porteuses, la distorsion isochrone due au système ne dépasse pas la valeur de 3,8 % pour d=0,20. Des expériences ont montré qu'avec une distorsion isochrone prédéterminée des successions de signaux binaires à transmettre de d = 0,20, les mots de code à 4 impulsions porteuses donnent des résultats particulièrement satisfaisants pour la transmission par des sous-canaux d'un système FON à 32 canaux. Avec 4 impulsions porteuses par mot de code, on peut former des souscanaux de la façon suivante Système A Un canal de phonie du système PCM avec la fréquence d'explD ration de 8 kHz et la longueur de mot de 8 bits est partagé en sous-canaux de chacun de 8 kbauds.On procède de telle sorte que, dans les 8 sous-canaux, se forme une succession d'impulsions équidistantes et ceci grâce au fait que le premier bit de chaque mot forme le premier sous-canal, le deuxième bit le deuxième sous-canal, etc. Les huit successions d'impulsions équidistantes ainsi obtenues peuvent en cas de besoin être encore fractionnées davantage. tes variantes suivantes sont possibles: Vs v Nombre possible de sous-canaux 1200 Bauds 8000 Bauds 8 600 " 4000 " 16 200 " 1333 " 48 50 " 333 " 192 Système B En réunissant deux canaux de phonie qui sont distants l'un de l'autre d'un demi-cadre d'impulsions du système PCM, c'est-àdire le canal m et le canal m+16, or peut former 8 sous-canaux chacun de 16 kilobauds.On obtient de cette façon 8 voies de transmission pour vs = 2400 Bauds qui, en cas de besoin, peuvent être fractionnées suivant le système A. Système C En réunissant quatre canaux de phonie qui sont séparés les uns des autres d'un quart de cadre de train d'impulsions du sy- tème PCM, c'est-à-dire le canal m, le canal m+8, le canal m+16 et le canal m+24, on peut former 8 sous-canaux à 32 kilobauds chacun. On obtient ainsi 8 voies de transmission pour vs = 4800 Bauds qui, en cas de besoin, peuvent être subdivisées suivant le système A ou le système B. Système D En réunissant huit canaux de phonie qui sont séparés les uns des autres d'un huitième de cadre de train d'impulsions du système PCM, c'est-à-dire le canal m, le canal m+4, le canal m+8, le canal m+12, le canal m+16, le canal m+20, le canal m+24 et le canal m+28, on peut former 8 sous-canaux à 64 kilobauds chacun. On obtient ainsi 8 voies de transmission pour vs = 9600 bauds qui, en cas de besoin, peuvent être subdivisées suivant le système A, B, ou C. Dans un système PCH à 32 canaux dans lequel un canal est nécessaire pour la synchronisation, on peut loger au maximum trois systèmes D et un de chacun des systèmes A, B et C. te tableau suivant indique les voies ae transmission possibles au maximum pour chaque plage de vitesse des pas. Vitesse de consigne des pas en bauds 50 200 600 1200 2400 4800 9600 3 systèmes D 4608 1152 384 192 96 48 24 1 système C 768 192 64 32 16 8 1 système B 384 96 32 16 8 - 1 système A 192 48 16 8 - - 5952 1488 496 248 120 56 24 Il y a alors lieu de noter que toutes les voies de transmission ne peuvent être utilisées pour le trafic télex et la transmission de données car quelques sous-canaux lents sont nécessaires pour la synchronisation de cadre des sous-canaux. Le procédé selon l'invention élimine les problèmes de synchronisation pour la transmission de successions de signaux binaires par plusieurs systèmes de transmission et/ou de communication à répartition dans le temps. L'idée de base du procédé selon l'invention part du fait que la situation d'un flanc d'impulsion définie sur l'échelle des temps du premier système par la cadence des temps et par le signal de code transmis, peut être convertie à l'échelle des temps du système suivant. La position qui en résulte pour le flanc d'impulsion sur l'échelle des temps du système preneur est transformée en un nouveau signal de code et est transmise en même temps que les parties subsistantes de l'ancien mot de code. La formation du nouveau signal de code s'effectue donc d'une façon simple à partir de la différence de phases momentanée entre la fréquence du premier et du second système et du signal de code du premier système. La figure 4 représente au moyen d'un exemple la conversion suivant l'invention. La différence de phases nit est mesurée entre l'impulsion cadencée du système 2 et l'impulsion cadencée du système 1 qui la suit dans le temps. La position des flancs entre deux impulsions cadencées est décrite dans le système 1 par la valeur a transmise sous forme de signal codé. La quantification de la valeur a qui est inévitable pour une transmission digitale est négligée dans les premières considérations pour faciliter la compréhension. Il suffit de regarder la figure 4 pour y lire directement le rapport de conversion de la valeur a en valeur b, soit b = a + tu. La structure d'une unité de conversion de signaux de code est représentée à la figure 5. A l'entrée 41 est appliquée la succession de trains d'impulsions d'un système de transmission ou de communication à répartition dans le temps qui réunit en lui-même les successions de signaux binaires de plusieurs voies de transmission. Le dispositif d'obtention signaux-fréquences 42 forme à partir de la succession d'impulsions qui arrive, en opérant de façon connue en soi pour les systèmes PCH, la fréquence d'impulsions TI et la délivre au comparateur de fréquence 44 et au distributeur de réception 43.En liaison avec un dispositif de synchronisation de cadre non représenté le distributeur de réception 43 transmet de façon connue sn soi la succession d'impulsions arrivante aux différents récepteurs 40 prévus pour chaque voie de transmission. Le récepteur 40 se compose d'un commutateur start/stop 47 et d'un convertisseur série-parallèle 48. Le commutateur start/stop 47 fait démarrer sous l'action d'une impulsion de départ le convertisseur sérieparallèle 48 qui reçoit un mot de code et transmet le signal de code qui y est contenu à une mémoire centrale a 49. La différence de phase momentanée Bt entre la fréquence d'impulsions T2 produite par un générateur d'impulsions central 63 et la fréquence d'impulsions T1 est déterminée par le comparateur de fréquences 44.Ce comparateur transmet de façon continue les résultats à une mémoire de Et centrale 46. Le calculateur central de a+ At 51 calcule b et transmet le résultat, avec une information supplémentaire dont il va être question ensuite, à une mémoire b 61. En outre, l'information contenue dans le mot de code concernant la direction de saut est transmise par la mémoire a 49 à la mémoire b 61. A partir de cette deinière , - la valeur b, l'information supplémentaire provenant du calculateur de a+ Et 51 et l'information sur la direction ae saut sont transmises au convertisseur de code parallèle-série 62 de l'émetteur GO pour former le nouveau mot de code.Le commutateur start/stop 47 de l'émetteur commande l'émission du nouveau mot de code. Un répartiteur d'émission G4 additionne de façon connue en soi les mots de code fournis par plusieurs émetteurs GO pour former une succession d'impulsions recueillie à la sortie G5. La comparaison des fréquences ainsi que la mise en mémoire des résultats de comparaison et des signaux de code peuvent être effectuées dans une unité centrale par exemple un central de communication. Il est dans ce cas possible de grouper cette unité centrale avec une unité de mise en mémoire et de traitement centrale pour former un central de communication. Ainsi qu'il a déjà été indiqué, la différence de phase momentanée at est définie comme étant l'intervalle entre une impulsion T2 et l'impulsions TI qui lui succède dans le temps. A titre de complément, il faut noter que l'on obtient également des conditions de conversion simples si on désigne par bt l'intervalle entre une impulsion T1 et l'impulsion T2 qui lui succède dans le temps. La définition choisie pour At dans les considérations qui vont suivre est aue au fait que, dans la plupart des cas, de nombreuses fréquences d'impulsions Tî arrivantes doivent être converties en une fréquence d'impulsions T2 fixe du central de communication et qu'il en résulte pour le comparateur de fréquence 44 un montage simple. Gomme le montre la figure 6, le rapport de conversion simple b = a+At n'est pas valable pour toutes les valeurs de a En fonction de la valeur de a et de la différence de phases momentanée nt il existe plusieurs zones dans lesquelles la valeur de b résulte de la relation b = a + dt - T2 ou b = a + dt - 222 Le choix de la relation à utiliser pour la conversion dépend de la valeur de la somme a + at. Pour a + bt (T2, on prend b = a + #t zone 1 Pour a = atT2, on prend b = a + #t - 2 zone 2 Pour a + nt2T2, on prend b = a + At - 2T2 zone 3 Outre le résultat b le calculateur central transmet à la mémoire b une information supplémentaire permettant de savoir si le résultat appartient à la zone 1, 2 ou 3. L'émission des résultats de la zone 2 est effectuée par l'émetteur avec un retard de 22 par rapport à l'émission des résultats de la zone 1, et celle des résultats de la zone 3 est effectuée avec un retard de 2 T2. Pour la transmission digitale, la valeur a ne se présente pas sous forme de valeur analogue comme il a été supposé jus qu a maintenant mais sous forme de valeur digitale quantifiée. Or, il est nécessaire pour la transmission ultérieure d'avoir le résultat b également sous forme d'information digitale. Il est donc avantageux de déterminer la différence de phase #t également sous forme de grandeur digitale quantifiée, le nombre d'échelons de quantification à utiliser étant le même que pour les valeurs a et b. On a représenté à la figure 7 une conversion de signal de code digitale pour n = 2. La quantification de a, b etbt steffec: tue en 2n intervalles, c'est-à-dire 4 intervalles. En désignant de façon appropriée les intervalles, on a l'assurance que les erreurs de quantification de l'exploration des flancs et de la formation de la différence de phase ne s' ajoutent pas. Sur les échelles des temps 1 et 2 on compte de 1 à 2n et lors de la formation de la différence de phase, de O à 2n L'information supplémentaire dont il a été question cidessus se présente dans le'cas de la quantification digitale sous forme du report qui apparaît avec l'addition a + qat. Dans l'exemple choisi et représenté , ce cas est représenté pour la conversion du premier mot de code.L'émission du premier mot de code dans le système 2 ne s'effectue pas avec la première impulsion mais seulement avec la deuxième T2, qui suit la comparaison de phase. Il en va autrement pour le deuxième mot de code. Dans ce cas, l'émission commence dès la première impulsion T2 qui succède à la comparaison de phase. La comparaison du signal d'entrée du système 1 avec le signal de sortie du système 2 montre que la distorsion supplémentaire de la succession de signaux binaires qui se produit dans la conversion de signaux de code représentée est inférieure à un intervalle de quantification. Pour déterminer les erreurs de quantification supplémentaires maximales qui sont possibles lors de la conversion, on a représenté à la figure 8 tous les résultats de conversion possibles. On voit que les valeurs les plus défavorables peuvent se présenter pour TI A partir de T2-Tî = T2-T2(1-p) = p.T2 on calcule la distor sion isochrone maximale possible CU u lors de la conversion de signal de code En prenant d = 0,20 et n = 2 on obtient lesvaleurs suivantes p 0,01 0,05 0,10 0,20 I 0,50 du ,0015 O,0075 O,015 O,03 O,075 En se reportant aux exemples présentés jusqu'à maintenant dans lesquels on a compté avec 4 étages de quantification C- n -= 2 et une distorsion d de la succession de signaux appliquée à l'entrée du système 1 de maximum + 20 %, et dans lesquels il est résulté du codage des flancs une distorsion isochrone conditionnée par le système de 3,8 %, il se produit pour un écart de fréquence de 10 % entre les fréquences de répartition des deux systèmes, lorsque la conversion s'effectue dans le plus mauvais cas, c'est-à-dire lorsque l'erreur maximale de quantification dans le codage des flancs s'ajouteàî'erreur maximale de quantification dans la conversion du signal de code, une distorsion isochrone supplémentaire de 1,5 % de sorte qu'il peut se produire au maximum une distorsion isochrone due au système de 5,3 %. Etant donné que les systèmes de multiplexage par répartition dans le temps fonctionnent en général avec des générateurs stabilisés par quartz, les écarts entre les fréquences de répartition de deux systèmes non synchronisés sont certainement inférieurs à p 10-2 de sorte que la distorsion de quantification supplémentaire du qui se produit lors de la conversion du signal de code peut être négligée. R E V E N 2 I C A T I O N S 1. Procécé pour transmettre des successions de signaux binaires dans des réseaux de communication fonctionnant par répartition dans le temps caractérisé en ce que, dans un couplage de coaage3prévu dans l'émetteur du premier système à répartition dans le temps on forme en utilisant un procédé d'exploration des flancs un mot de code qui est constitué d'une impulsion de départ, d'une information sur la position dans le temps du flanc de commutation à l'intérieur du cadre d'impulsions du système à répartition dans le temps et d'une information logique sur la direction de saut du flanc, et en ce que, lors du passage d'un système à un autre système à répartition dans le temps et à fréquence non synchronisée, la différence de phase entre les deux systèmes à répartition dans le temps est déterminée, un nouveau mot de code étant formé à partir du résultat obtenu et du mot de code arrivant et étant transmis par l'intermédiaire du système suivant à répartition dans le temps. 2. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'intervalle entre deux impulsions du train d'impulsions porteuses est divisé en 2n sections, l'adresse codée en code binaire de la position du flanc de commutation formée de n impulsions dans l'une de ces sections formant l'information concernant la position dans le temps du flanc à l'intérieur du cadre de train d'impulsions , caractérisé également en ce que la différence de phase entre les deux systèmes à répartition dans le temps est également mesurée sur ces 2n sections et la longueur est codée avec n impulsions, c caractérisé enfin en ce que, pour former le nouveau mot de code, le mot de code arrivant est additionné à la différence de phase-coaée. 3. Procédé suivant l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que, pour former le mot de code, on compte lors du codage de flanc l'échelle des temps de 1 à 2n et pour la aétermination de la différence de phase d'échelle des temps de O à 2n ~ 1 ou inversement. 4. Dispositif de couplage pour la mise en oeuvre du procé dé suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'entrée 41 du convertisseur de signal de code du système à répartition dans le temps arrivant est relié à un calculateur de a +at 51 d'une part par l'intermédiaire d'un convertisseur série-parallèle 48 et d'une mémoire a 49 pour mettre en mémoire l'information a arrivante et d'autre part par un dispositif d'obtention signalfréquence 42 et un comparateur de fréquence 44 qui est en même temps relié au générateur de fréquence 63 du système à répartition dans le temps partant, et par une mémoire pour la mise en mémoire de la différence de phase*t, ce calculateur 51 étant relié pour sa part par une mémoire de mise en mémoire de l'information partante b et par un convertisseur parallèle-série 62 avec la sortie 65 vers le système à répartition dans le temps partant.