Brevet FR2039332A1 — publié le 19710115

i 2039332 La présente invention concerne un système perfectionné de correction de la distorsion d'informations numériques transmises par un canal de transmission et plus particulièrement un système de correction de la réponse à des impulsions numériques qui dé-5 termine avec souplesse la réponse impulsionnelle du canal de transmission par .une mesure de la distorsion résiduelle dans les signaux d'information corrigée et en déduit un nouveau signal de correction qui, lorsqu'il est combiné avec le signal reçu, permet une régénération plus rapide de l'information transmise sous une 10 forme pratiquement sans distorsion. Depuis des années,on a dépensé beaucoup d'argent pour réaliser des équipements de transmission téléphonique destinés principalement à la transmission de la voix. Avec l'apparition d'une demande accrue pour la transmission de l'information numérique, il est 15 devenu nécessaire de mettre au point des systèmes qui permettent de transmettre l'information sur ces lignes de transmission de la voix existantes. Pour réaliser ces systèmes il a fallu résoudre un certain nombre de problèmes, le plus important de ceux-ci étant le fait que certains canaux de transmission téléphonique présen-20 tent une distorsion .considérable du temps de transmission, ou distorsion de phase; c'est-à-dire, des signaux composants à certaines fréquences dans la demande des fréquences acoustiques ont un temps de propagation plus long que des composants à d'autres fréquences. Bien que cette distorsion de phase n'altère pas sen-25 siblement l'intelligibilité des signaux acoustiques transmis par la ligne, elle provoque une forte distorsion dés signaux numériques transmis par ladite ligne. On a employé antérieurement un certain nombre de techniques pour corriger cette distorsion de l'information numérique par la 30 voie de transmission. Par exemple, si les caractéristiques de la ligne de transmission sont connues, il est possible de réaliser une correction par une prédistorsion (précorrection). Dans ce cas, le signal à transmettre est lui-même déformé d'une manière telle que la distorsion additionnelle par la ligne modifie le signal 35 précorrigé de manière à obtenir un signal reçu ayant la forrae d'onde désirée. L'emploi de cette technique est nettement limité smcas où les caractéristiques de propagation de la ligne sont constantes et connues. 70 1^303 2 2039332 Il arrive que les caractéristiques de réponse impulsionnelle de la ligne de transmission utilisée ne soient pas connues et, de plus", changent avec le. temps. Les systèmes de transmission connus destinés à corriger ces caractéristiques inconnues comportent des 5 réseaux d'équilibrage à l'extrémité réceptrice. Ces circuits fonctionnent de manière à introduire un retard supplémentaire dans la voie de transmission aux fréquences qui subissent un retard minimal dans la ligne de transmission elle-même : les signaux composants qui sont reçus les premiers sont retardés, par le circuit 10. d'égalisation, d'un temps correspondant au retard du reste des fréquences transmises par la ligne. Ces systèmes d'égalisation, quand ils sont employés sur une grande échelle, présentent le grave inconvénient de devoir être ajustés chaque fois qu'il se produit une variation dans les caractéristiques de propagation de 15 la ligne. Ces réglages sont fastidieux, longs et, normalement, doivent être exécutés à la main. Un autre procédé de correction de la distorsion de phase sur une ligne de transmission comporte l'utilisation de filtres transversaux. Un filtre transversal comprend une ligne à retard 20 à prises et plusieurs multiplicateurs, chacun associé £vec une seule prise de la ligne à retard. Les multiplicateurs ajustent l'amplitude et la polarité du signal provenant de la ligne à retard à la prise correspondante. Les signaux de sortie de ces multiplicateurs sont additionnés pour obtenir la grandeur de sortie du fil-25 tre transversal. Par un choix approprié des intervalles entre les prises et des facteurs multiplicateurs associés à chacune des prises, .on peut utiliser le filtre pour réaliser un équilibrage des signaux : en choisissant les caractéristiques d'amplitude des multiplicateurs de manière qu'elles correspondent.aux caractéris-30 tiques de réponse impuisionnelle de la ligne de transmission, le filtre doit éliminer effectivement les signaux transitoires associés à une impulsion numérique transmise par la ligne. Cependant, le filtre transversal doit de préférence être ajusté de manière à correspondre à. la réponse impuisionnelle de la ligne,et ceci 35 exige également un ajustement manuel fastidieux ou des circuits compliqués. Bien qu'on puisse réaliser un ajustement de compromis qui réduit au minimum la gêne provoquée par la distorsion totale pour des lignes ayant une gamme déterminée de caractéristiques de réponse impulsionnelle, cet ajustement n'est pas en général assez 70 14303 3 2039332 satisfaisant pour permettre de corriger la ligne considérée. Par ailleurs, les filtres transversaux sont sujets à des limitations, parce que, a moins qu'ils ne soient ajustés pour être adaptés à la ligne considérée, ils ne compensent pas complètement 5 la distorsion du signal. En général, ces filtres ne sont pas a-daptables en fonction des changements des caractéristiques de la ligne. De plus, ces filtres transversaux présentent le grave inconvénient de ne pas constituer un dispositif numérique, mais de nécessiter plutôt l'emploi d'une ligne à retard analogique. Bien 10 qu'on ait essayé de "digitaliser" ces filtres transversaux, cela exige l'emploi de techniques compliquées de modulation en impulsions codées et de nombreux circuits. De plusr le retard du filtre transversal doit, de préférence, être beaucoup plus long que les transitoires terminaux de la réponse impulsionnelle. De plus, 15 ce filtre abaisse le rapport signal/bruit du système, par addition de composantes de bruit à chacune des prises. Dans le brevet français de la même Demanderesse n° 1.567.730 on décrit des perfectionnements importants des systèmes de la technique antérieure pour corriger la distorsion de l'information 20 numérique provoquée par le canal de transmission. Comme dans la présente demande, le système de correction de la réponse impuisionnelle du brevet sus-mentionné détermine par adaptation la réponse impulsionnelle du canal et engendre, à partir des caractéristiques de réponse de l'impulsion mesurée, un-signal de réaction 25 ou de correction. Ce signal de correction, quand il est combiné avec le signal en provenance du canal, permet une régénération du signal numérique sous une forme pratiquement sans distorsion. De même, comme dans la demande sus-mentionnée, le présent système comporte exclusivement des composants pour calcul numérique et par 30 conséquent se prête bien à la micro-miniaturisation- et ne comporte aucune ligne à retard. Le présent système est, par ailleiurs, souple du fait qu'il mesure et compense continuellement les variations de la réponse impulsionnelle du canal de transmission. De plus, il n'exige aucun 35 montage ni ajustement manuel et par conséquent peut être utilisé pratiquement sans surveillance et avec des systèmes de modulation à déphasage et à plusieurs niveaux,, ce qui facilite la transmission de plusieurs éléments d'information à la fois. La distorsion entre canaux qui peut exister dans un tel système est également corrigée 70 14303 4 2039332 par adaptation. Lorsqu'on l'utilise, le présent système permet la transmission d'informations numériques par une ligne de transmission de la voix, à des fréquences supérieures ou inférieures à la fréquence de Nyquist pour cette ligne. 5 Le système selon 1'invention se distingue de la technique an térieure, y compris le brevet sus-mentionné de la Demanderesse, en ce qu'il diminue le temps nécessaire pour éliminer la distorsion lors de la transmission d'informations numériques par l'émission d'un signal de correction finale en nettement moins de temps que 10 dans les systèmes à adaptation antérieurs, par exemple ceux décrits dans le brevet sus-mentionné, ce qui permet d'appliquer universellement le présent système pour des canaux de transmission comportant des ensembles réalisant une interrogation successive de plusieurs emplacements par des canaux de transmission diffé-15 rents, dans lesquels la durée de transmission de 1'information est inférieure à celle nécessaire antérieurement pour obtenir le signal de correction finale nécessaire pour la transmission exacte de l'information. De même, le système selon l'invention provoque une moindre dispersion des niveaux des signaux de l'information 20 finale,provoquée par des séries particulières d'informations parce qu'un signal différentiel, et non le signal reçu, est appliqué au circuit de mise en corrélation. Le système perfectionné de correction selon 1'invention détermine la réponse impulsionnelle du canal de transmission pendant 25 son utilisation par mise en corrélation du signal différentiel, représentant la distorsion subsistante dans le signal corrigé, avec l'information transmise. Si l'information transmise est suffisamment aléatoire, condition à laquelle on peut satisfaire par l'emploi d'un équipement approprié, l'intercorrélation permet 30 une mesure des caractéristiques de réponse impulsionnelle du Ganal. La réponse impulsionnelle mesurée obtenue par mise en corrélation et complétée par une mesure de la distorsion résiduelle pour une réponse plus rapide est alors employée pour obtenir dans un laps de temps beaucoup plus court le signal de correction finale 35 qui, lorsqu'il est associé au signal reçu, permet une régénération de l'information transmise pratiquement sans distorsion. Pendant la période de mesure au début de la transmission, les décisions concernant l'information transmise exigent seulement une exactitude moyenne de 50 % pour obtenir la réponse désirée par l'émission8 40 d'un signal de correction. 70 14303 5 2039332 Pour réaliser cette intercorrélation, le signal reçu qui a été échantillonné en amplitude à la cadence de transmission de l'information et corrigé par le signal de correction, subit une diminution d'amplitude par un signal provenant du circuit de mise 5 en corrélation correspondant pour. 11 élément d'information en cours, de manière à obtenir le signal différentiel. Les éléments d'information reçus le plus récemment, y compris l'élément d'information en cours,sont mémorisés dans les cellules d'un registre numérique à décalage. L'amplitude du signal différentiel à l'instant de 10 l'information précédente est ensuite multipliée numériquement par l'information mémorisée : le signal différentiel est changé ou non de signe, suivant que l'élément d'information en cours est un "1" ou un "O" binaire. Le produit obtenu est intégré en fonction du temps (à la place d'un simple calcul de moyenne) de manière à 15 obténir un signal de sortie correspondant â la grandeur, et au signe du signal pour l'élément d'information en cours. Les amplitudes et les signes des signaux transitoires de queue ou "queues" de la réponse impulsionnelle pour les. éléments d'information antérieurs sont également obtenus de manière semblable aux instants 20 des échantillons d'information, la mult iplioation de ces valeurs par les éléments d'information correspondants que les registres h. décalage contiennent donne des signaux individuels de polarité correcte» le signal de correction est obtenu à partir de signaux de r'3"oonse impuisionnelle pour-les elements d'inîornaation antérieure 25 en ameutant ces signaux pour,la ''queue31 «]je signal a| qoçrection est retranche du èignSl reçu échantillonné pour , regenerer ,1'information transmise - £â' distorsion résiduelle subsistant dans le signal reçu corrigé , pravenant du retard de la réponse du circuit de mise en corrélation, est 30 déterminée en retranchant,du signal reçu corrigé,.le signal pour l'élément d'information en cours. Le signal résiduel est ensuite utilisé en corrélation pour déterminer plus rapidement les valeurs des amplitudes de l'élément d'information en cours et de la .réponse impuisionnelle des éléments d'information antérieure. 35 ' Une "randomisation" (disposition de manière.désordonnée) de l'information transmise peut être obtenue par l'addition modulo 2 de l'information avec la sortie d'un générateur de suites pseudoaléatoires. En variante, on peut employer des circuits de codage séquentiel linéaire dans l'émetteur et le récepteur. 40 La présente invention a par conséquent pour objets :. un système perfectionné pour déterminer par adaptation la réponse impulsionnelle d'un canal de' transmission ; un système pour corriger la 70 14-303 6 2039332 distorsion d'information numérique transmise par une voie de transmission ? un système à adaptation permettant de connaître plus rapidement la réponse impuisionnelle*d'un canal de transmission et d'engendrer un signal de correction de la distorsion 5 obtenu à partir de la réponse impulsionnelle et de la distorsion résiduelle mesurée subsistant dans 1'élément d'information corrigée reçu ; un système permettant de déterminer plus rapidement la détermination de la réponse impulsionnelle d'une voie de transmission en utilisant seulement dès composants pour calcul 10 numérique ; un système de correction de la réponse impulsionnelle comportant des composants pour le calcul numérique destiné à établir une intercorrélation entre l'information transmise et la distorsion résiduelle subsistant dans le signal reçu corrigé, de manière à obtenir ainsi la réponse impuisionhelië d'une ligne de 15 transmission ; un système de transmission de l'information numérique par une voie téléphonique à une fréquence supérieure à la fréquence de Nyquist ; un système numérique de correction de la réponse impulsionnelle comportant une mesure de la distorsion résiduelle à employer en liaison avec un système de modulation 20 à plusieurs niveaux pour corriger la distorsion due à la réponse impulsionnelle de la voie de transmission et à la diaphonie entre canaux résultante, à l'intérieur du système de modulation lui-même . D'autres objets et avantages de l'invention seront mieux com-25 pris à la lecture de la description qui va suivre d'un exemple de réalisation et en se référant aux dessins annexés dans lesquels : la figure 1 est un schéma fonctionnel d'une réalisation préférée du système de correction des signaux selon l'invention ; 30 la figure 2 est un schéma fonctionnel simplifié d'un canal typique de transmission de l'information à employer avec le système de la figure 1 ; • les figures 3a et 3b sont des graphiques représentant les caractéristiques de retard typique de deux catégories de lignes 35 téléphoniques commerciales. * " Les graphiques des figures 4a à 4f représentent plusieurs formes d'onde associées à la transmission de l'information numérique par Un canal de transmission tel celui représenté sur la figure 2 avec utilisation du système de correction des signaux 40 représenté sur la figure 1. En particulier : 70 14303 7 2039332 Les figures 4a et 4b représentent des séries typiques d'informations binaires, sous la forme de non-retour à zéro et d'impulsions, pouvant être transmises par un canal de transmission. La figure 4c représente la réponse impulsionnelle type d'un 5 canal de transmission tel celui représenté sur la figure 2. „ La figure 4d représente l'apparence d'un signal contenant la suite d'information des figures 4a et 4b en provenance d'un canal de transmission ayant une réponse impulsionnelle semblable à celle représentée sur la figure 4c. 10 La figure 4e représente un signal de correction finale engen dré par le système de correction de réponse impulsionnelle selon l'invention de la figure 1 quand il reçoit le signal représenté sur la figure 4d. La figure 4f représente le signal d'information obtenu quand 15 le signal de correction finale de la figure 4e est combiné avec le signal reçu de la figure 4d. La figure 5 est un schéma simplifié d'un circuit d'échantillonnage des signaux utilisable dans le système de correction des signaux de la figure 1. 20 La figure 6 est un schéma simplifié d'un multiplicateur numé rique et d'un intégrateur utilisablesavec le système de correction des signaux de la figure 1. La figure 6a est un tableau de fonction associé avec un conditionnement des signaux en fonction des éléments d'information "1" 25 ou "O" dans un multiplicateur numérique représenté, sur la figure 6. La figure 7 est un schéma fonctionnel simplifié d'un émetteur à deux canaux avec lequel on peut employer le présent système de correction des signaux. La figure 7a est un diagramme vectoriel représentant la modu-30 lation à quatre vecteurs de l'émetteur représenté sur la figure 7. La figure 8 est un schéma fonctionnel du récepteur dun système de transmission de l'information à deux canaux comportant une autre réalisation du système de correction des signaux de la présente invention. 35 La figure 9a représente des caractéristiques de réponse impul sionnelle d'une ligne de transmission type mesurée dans le canal en phase du système de transmission de l'information des figures 7 et 3. 70 14303 8 2039332 La figure 9b représente la réponse impulsionnelle correspondant à la diaphonie entre canaux mesurée dans le canal en phase du système de transmission de l'information des figures 7 et 8, mais résultant de la transmission simultanée de l'information dans le 5 canal en quadrature. Les figures 10a et 10b représentent des caractéristiques de réponse impulsionnelle typesdu canal en phase et entre canaux quand on utilise des filtres conformateurs en cosinus carré dans le système de transmission de l'information. 10 La figure 1 représente un schéma fonctionnel d'une réalisation préférée du système de correction des signaux selon l'invention. Ce système reçoit un signal d'un canal de transmission, ledit signal contenant l'information numérique transmise à l'origine mais déformée par la réponse impulsionnelle du canal. L'ensemble 15 de la figure 1 examine ce signal reçu et détermine numériquement la réponse impulsionnelle du canal de transmission associé. Un signal de correction est engendré ensuite et, combiné au signal reçu, permet la régénération de l'information numérique transmise sous une forme sans distorsion. Ce système est à adaptation, 20 ce qui signifie que les variations des caractéristiques de réponse impulsionnelle du canal de transmission sont continuellement mesurées et compensées. Si l'on considère maintenant un canal 12 de transmission type tel celui représenté sous forme de schéma fonctionnel sur la 25 figure 2, puisque l'information numérique ne peut pas être transmise directement à une ligne de transmission de la voix (puisque ces lignes ne sont pas conçues pour traiter des signaux en courant continu) on utilise un modulateur 13. Par exemple, le modulateur 13 peut engendrer un signal de sortie à basse fréquence 30 qui est modulé en amplitude, en fréquence ou en phase»par l'information d'entrée. Cette information numérique d'entrée elle-même peut être sous la forme non retour à zéro (figure 4a) ou d'impulsion (figure 4b). Si on le désire, l'information d'entrée peut être façonnée antérieurement à la modulation par un filtre 35 14 dont le rôle est décrit ci-après. Le signal de sortie du modulateur 13 est transmis par une voie 15 à un emplacement éloigné où il est traité par un démodulateur 16 pour produire un signal reçu. Ce signal reçu contient l'information d'entrée avec une distorsion provoquée par les 7,0 14303 9 2039332 caractéristiques hfc de réponse impuisionnelle globales particulières au canal de transmission 12. Cette réponse impulsionnelle représente la distorsion combinée provoquée par le filtre conformateur 14, la conversion sous forme acoustique et vice-versa par le modu-5 lateur 13 et le démodulateur 16 et les caractéristiques de distorsion de phase et d'amplitude particulières à la voie de transmission 15. Dans un système donné, les caractéristiques de distorsion du signal du filtre conformateur 14, du modulateur 13 et du démodulait) teur 16 peuvent être connues et ainsi corrigées facilement. Par contre, les caractéristiques de distorsion d'une voie 15 de transmission type peuvent être inconnues avant la détection, pendant la transmission et peuvent changer avec le temps. Si la voie de trans-, mission 15 comprend une ligne téléphonique, celle-ci peut intro-15 duire une forte distorsion de phase dans la voie de transmission. Les lignes téléphoniques commerciales des catégories 4B et 40, qui sont destinées principalement à la transmission de la voix, ont des caractéristiques de propagation représentées graphiquement, respectivement, sur les figures 3a et 3b. Ces lignes peuvent être 20 utilisées pour transmettre l'information. Comme 1'indiquent les régions hachurées 20 (voir figure 3a), une ligne de catégorie 4B peut présenter un retard atteignant 3ms pour les composantes des signaux au-dessous de 500 Hz et au-dessus de 2800 Hz, tandis que ladite ligne de catégorie 4B (voir région hachurée 21) peut avoir 25 un retard inférieur à 500 micro-secondes entre 1000 Hz et 2600 Hz. De même, une ligne de catégorie 4C peut avoir un retard inférieur à 300 microsecondes aux fréquences entre 1000 Hz et 2600 Hz (référence 22 de la figure 3b) tout en ayant un temps de propagation plus long aux autres fréquences. Ces caractéristiques de propaga-30 tion entraînent une distorsion considérable d'un signal numérique modulé transmis par une ligne téléphonique. En fait, c'est cette distorsion de phase qui a provoqué la plupart des difficultés antérieures de réalisation de la transmission de l'information à grande vitesse. 35 La réponse impulsionnelle globale h^ d'un canal de transmission type est indiquée par la forme d'onde 25 de la figure 4c. La forme d'onde 25 représente par conséquent l'aspect d'un signal reçu provenant d'un canal de transmission 12 (figure 2) si l'information d'entrée comprend une impulsion unique, isolée. A noter que la 70 14303 10 2039332 forme d'onde 25 atteint un maximum positif hQ à l'instant t (représenté par le trait vertical 30) et contient des composantes de queue qui peuvent être négatives ou positives. Les amplitudes de la forme d'onde aux instants successifs t^ et tj de transmis-5 sion de l'information sont représentées par (ligne 31) et hj (ligne- 32), respectivement. Si les éléments d'information successifs sont introduits dans le canal de transmission 12 à une cadence suffisamment faible, le signal reçu sera constitué par des trains de signaux consécutifs, 10 chacun ayant l'apparence générale de la forme d'onde 25. Dans ce cas, la distorsion du signal due aux oscillations transitoires associées à l'impulsion reçue antérieurement sera très faible. On tel système doit permettre une transmission de l'information sans erreur, mais doit souffrir du grave inconvénient que le testas mi-15 nimal entre des éléments d'information successifs doit correspondre à la période terminale transitoire de la réponse impulsion-nelle représentée par la forme d'onde type 25. Evidemment, cela constitue une gêne sévère incompatible avec les grandes vitesses de transmission de l'information actuellement nécessaires. 20 Par exemple, l'information d'entrée à envcjyer par un canal de transmission peut être reçue sous la forme non retour à zéro (figure 4a) ou d'impulsion (figure 4b). Dans l'un ou l'autre cas, l'intervalle entre les éléments successifs d1information (par exemple entre le trait 40 ou 40a et l'espace suivant 41 ou 41a) 25 peut être de beaucoup inférieur à toute la période transitoire terminale de la réponse impuisionnelle représentée par la forme d'onde 25. Quand ces éléments d'information d'entrée consécutifs sont introduits dans le canal de transmission 12, le signal reçu résultant peut avoir la forme représentée par la forme d'onde 45 30 de la figure 4d. A noter que la forme du signal 45 correspond à la superposition (somme algébrique) des diverses ondes de réponse impulsionnelle 25, 26, 27 et 28 ... correspondant respectivement aux impulsions d'information 39, 40, 41, 42 émises. Il est évident qu'un signal 45 type reçu présente une distor-35 sion considérable provenant des signaux transitoires de queue des formes d'onde de réponse impuisionnelle associés à la transmission des impulsions d'information précédentes. Par conséquent, l'amplitude du signal reçu 45 n'est pas constante à chaque instant d'échantillonnage de l'information tQ, t^, ~b2, t ^ ■ ^ar exemple. 70 14303 11 2039332 l'amplitude du signal reçu 45 à l'instant t (correspondant à 3a réception du trait 39 de la figure 4a) a une amplitude de +4 tandis que, aux instants t^ et t^ (correspondant respectivement S la transmission des traits 40 et 42) le signal reçu a des amplitudes 5 de +2 et +7, respectivement. De même, l'amplitude du signal 45 reçu à l'instant ^ (correspondant à la transmission de l'espace 41) a une amplitude de -5. Dans des conditions extrêmes, fonction de la réponse impulsionnelle du canal de transmission particulier employé et de 1'information transmise, le signe du signal reçu 10 peut être occasionnellement erroné, ce qui signifie qu'un trait a été reçu alors que, en fait, un espace a été transmis. De même, le signal peut être négatif (ce qui signifie la réception d'un espace) alors qu'il devrait être positif (puisqu'un trait a été effectivement transmis). De plus, il est évident que si 1'on utilise une 15 transmission à plusieurs niveaux,(dans laquelle l'amplitude et le signe du signal reçu représentent 1'information) une interprétation erronée de l'information reçue peut être la conséquence des effets de la réponse impulsionnelle du canal de transmission. Le présent système de correction des signaux mesure la réponse 20 impulsionnelle du canal de transmission employé et engendre un signal de correction qui, lorsqu'il est combiné au signal reçu 45, doit assurer une régénération correcte de l'information transmise plus tôt au cours de sa transmission. Sur la figure 1, le signal reçu (par exemple le signal 45 de 25 la figure 4d) provenant du canal de transmission type 12 (figure 2) est transmis à un dispositif correcteur de signaux 70 dans lequel le signal est échantillonné, corrigé en fonction de la réponse impulsionnelle détectée antérieurement, s'il y a lieu, et ensuite le signal Sc corrigé est transmis au dispositif 50 de détermination 30 de la réponse impulsionnelle. Le dispositif 50 de détermination de la réponse impulsionnelle mesure la réponse impuisionnelle du canal de transmission utilisé et produit une série de signaux de sortie hQ/ hj, h-2 . « «indiquant l'amplitude de la forme d'onde 25 de réponse impulsionnelle à des instants correspondants d'ëchantilon-35 nage de l'information. Par exemple (en se référant à la courbe 25 type de réponse impulsionnelle de la figure 4c) le dispositif 50 de détermination de la réponse impulsionnelle produirait des signaux de sortie représentant hQ à l'instant tQ (ayant une valeur de +4 et correspondant à l'amplitude 30 de la figure 4c) et ayant Une 70 14303 12 2039332 amplitude de +1, apparaissant à l'instant t2 et correspondant à 1'amplitude 32 (figure 4c). Le signal h est le signal de sortie du dispositif de mise en corrélation,ou corrélateur, correspondant à l'amplitude de l'élément 5 d'information en cours lorsqutelle est mesurée et, pour l'explication, on admet que hQ est inférieur à +4 avant la période de mesure de 20 ms, par exemple pour engendrer un signal différentiel R^. Ce signal différentiel représente la distorsion de la réponse impulsionnelle non corrigée dans le signal Sc corrigé et est obtenu 10 en retranchant l'approximation optimale du niveau actuel de l'élément d'information en cours indiqué par la valeur diho du signal Sc corrigé dans un circuit soustractif ?3r. Le dispositif 70 de correction de signaux utilise ensuite le reste du groupe de signaux (indiquant les valeurs de ht) pour ob-15 tenir un signal de correction appropriée qui, combiné avec le signal reçu, doit engendrer un signal reçu corrigé correspondant exactement S l'élément d'information introduit dans le canal de trans: ission 12 (figure Z). La figure 1 indique aussi que le signal reçu 45 pénètre tout 20 d'abord dans le circuit d'échantillonnage des signaux 51, dont le rôle est de mesurer l'amplitude du signal reçu 45 S chaque instant t -t d'échantillonnage de l'information et d'engendrer un signal de sortie dont l'amplitude est constante pendant la durée d'un élément d'information et égale à celle du signal reçu à cet ins-25 tant. Par conséquent, sur la figure 4d, le signal est représenté par la ligne en pointillé 47 qui correspond au signal reçu 45. Dans cet exemple, le signal 45 est échantillonné aux instants tQ, tlf t2.--, les instants d'apparition des impulsions 46 d'encadrement . 30 La figure 5 représente une réalisation du circuit 51 d'échan tillonnage des signaux. Comme indiqué, le signal reçu 45 est transmis par une porte 68 à un condensateur 58. La porte 68 est fermée au repos mais est ouverte par l'application d'une impulsion d'encadrement 46 engendrée à raison d'une pour chaque élément d'in-35 formation, comme l'indique la figure 4d, les impulsions d'encadrement 46 ont une durée beaucoup plus courte qu'un élément d'information et,dans un ensemble destiné à traiter l'information à raison de 4800 bits/s, elles peuvent avoir une durée de l'ordre de 50 microsecondes. 70 14303 13 2039332 La figure 5 indique aussi que, lors de l'apparition d'une impulsion 46 d'encadrement, le signal reçu passe par la porte 68 et charge le condensateur 58 à une tension ayant une polarité correspondant à celle du signal reçu 45 à l'instant de 1'apparition 5 d'une impulsion d'encadrement 46. Un amplificateur opérationnel 59, ayant une impédance d'entrée très élevée, échantillonne la tension appliquée au condensateur 58 et émet un signal de sortie sous faible impédance, ayant une grandeur et un signe indiquant la grandeur et le signe de la tension de charge du condensateur 58. 10 A cause de l'impédance d'entrée'élevée de l'amplificateur 59, le condensateur 58 ne se décharge pas entre les apparitions des impulsions d'encadrement 46 successives. Lorsque l'impulsion d'encadrement suivante apparaît, le condensateur 58 se décharge (par la porte 68) et est rechargé ulté-15 rieurement à la nouvelle valeur du signal reçu. Par conséquent, le signal de sortie de l'amplificateur 59 comprend un signal représenté par la ligne en pointillé 47 de la figure 4d. L'amplitude X. du signal échantillonné reçu peut être représentée par la relation ci-après : 20 X. = d.h + d. -.h. + d. 0h« + ... + d. h + ... Cl) i i o i—1 1 1-2 2 i-n n dans laquelle i = 1, 2, 3... indique 1'élément d'information (premier, second, troisième ...) de la suite qui vient d'être reçue. La valeur de d^_n est + 1 si le signal reçu à l'instant de rang 25 (i-n) est interprêté (par un circuit 57 de décision numérique) comme un "1" binaire, ou de -1 s'il est interprété comme un "O" binaire. Ces valeurs de h^. représentent les amplitudes de la forme d'onde 25 de la réponse impulsionnelle aux instants d'échantillonnage des éléments d'information constitués par les im-30 pulsions d'encadrement 46 et ®st la valeur de l'amplitude du quatrième élément d'information 39 mémorisé dans une cellule de rang zéro du registre à décalage 52 à l'instant tQ, par exemple. On voit sur la figure 4 que l'équation 1 représente en vérité la hauteur de la courbe 47 à l'instant de l'élément d'information 35 de rang i. Par exemple, à l'instant tg> l'élément d'information de rang i = 4 (correspondant à l'élément d'information 42 de la figure 4a) vient juste d'être reçu. Puisque l'élément d'information 42 est un "1" binaire, d.^ = d4 = +1. L'élément d'information précédent reçu, de rang (i - 1) (correspondant au bit 41 de la 70 14303 14 2039332 figure 4a) est un "O" binaire, par conséquent di_1 = d3 = -1. De même, X4 = (+1) (4) + (-1) (-2) + (+1) (1) + (+1) (O) = 4 + 2 + 1 = 7 avec, évidemment h = 4, h. = -2, h- = +1 et h, = O, comme cela va o 1 2 3 de soi d'après la forme d'onde 25 de réponse impulsionnelle de la figure 4c. A noter que les équations 1 et 2 (voir plus loin) dé-10 crivent ainsi correctement l'amplitude de la courbe 45 (figure 4d). Si l'on se reporte à nouveau à la figure 1, l'information reçue du dispositif de correction des signaux 70, c'est-à-dire du circuit soustractif 73, est transmise par le circuit 57 de décision numérique à un registre à décalage numérique 52. 15 Le circuit 57 de décision numérique transmet un signal d'en trée "1" binaire au registre à décalage 52 si le signal provenant du dispositif correcteur 70 est positif et un "O" binaire si ce signal est négatif. Dans une forme de réalisation préférée, le registre à décalage 52 peut mémoriser tout au moins l'élément 20 d'information en cours et le nombre de chiffres binaires qui peut être transmis pendant la période transitoire terminale de la réponse impulsionnelle du canal de transmission utilisé. Ainsi, dans le présent exemple, si la réponse impulsionnelle du canal 12 de transmission est représentée par la forme d'onde 25 (figure 4c) 25 le registre à décalage 52 doit pouvoir mémoriser au moins trois chiffres binaires puisqu'après la durée de trois chiffres binaires, la queue de la forme d'onde 25 de réponse impulsionnelle a une amplitude négligeable. Il va de soi que la cellule 54 de rang O du registre à décalage 52 contient l'élément d'information en 30 cours reçu à l'instant d'information de rang i et que la cellule 54a de rang 1 contient le chiffre binaire reçu à l'instant de 1'information de rang i-1. De même, la cellule, de rang 2, 54b contient l'élément d'information reçu à l'instant d'information de rang i-2 et la cellule, de rang n, 54n contient l'élément 35 d'information reçu à l'instant, de rang i-n. Sur la figure 1, chaque cellule 54, 54a, 54b ... 54n... du registre à décalage 52 émet un signal d'entrée pour les corréla-teurs identiques correspondants 53, 53a, 53b ... 53n*«.A noter que le signal de sortie du corrélateur 53 n'est pas employé pour. 70 14303 15 2039332 la formation du signal de correction Y^ de la même manière que les signaux de sortie des autres corrêlateurs 53a, 53b, ... 53n,..-A la place, le signal de sortie du corrélateur 53 transmet, par le multiplicateur numérique 71, un signal d'entrée au circuit sous-5 tractif 73r pour obtenir le signal différentiel Ri. Ainsi, la sortie du multiplicateur numérique 71 émet un signal d^hQ correspondant à l'amplitude de l'élément d'information en cours. Le signal dihQ est retranché du signal corrigé S'c dans le circuit sousfcrac-tif 73r pour émettre le signal Ri qui correspond à la distorsion 10 résiduelle du signal corrigé Sc> C'est ce signal différentiel R^ qui constitue le signal d'entrée des corrêlateurs 53a, 53b, ... 53n*. .. pour la mise en corrélation avec la réponse impulsionnelle du signal reçu 45. Les signaux de sortie h^, h^, ... h^, »«. sont appliqués à un circuit 72 additionneur pour engendrer le signal de correc-15 tion Y^. Puisque le signal différentiel R^ diminue obligatoirement jusqu'à zéro lorsque le signal de correction Y^ se rapproche de celui représentant la distorsion de la réponse impuisionnelle du canal de transmission, les circuits de mise en corrélation doivent comporter des circuits d'intégration 56, 56a, 56b,... 56n, ... qui 20 réalisent l'intégration effective du signal de sortie des multiplicateurs numériques 55, 55a, 55b ... 55n~.Des corrêlateurs 53, 53a, 53b ,...comportent chacun un multiplicateur numérique 55, 55a, 55b,..-55n, respectivement, et un intégrateur 56, 56a, 56b,... 56n,..., respectivement, dont une forme de réalisation préférée 25 est représentée schématiquement sur la figure 6. A noter que c'est à cause de la diminution d'amplitude du signal résiduel Pi, lorsque la mesure est en cours, que le bruit introduit dans le système de correction est négligeable après la courte période de mesure nécessaire dans le présent système, à savoir 2C ris. 53n> • v 30 Le fonctionnement des corrêlateurs 53, 53a, 531} .. ./ peut etre compris en se référant à un corrélateur type 53n associé à une cellule 54n de rang n du registre à décalage 52. Le multiplicateur numérique 55n applique à l'intégrateur 56n un signal de sortie de signe égal ou opposé, qui a la même amplilnzds que KR^ (K est 35 une constante inférieure à 1) suivant que l'élément d'information mémorisé dans la cellule 54n est un "1" ou un "O" binaire. Autrement dit, le multiplicateur numérique 55n conserve le signe (polarité) de R^ si di-n = +1 ("1" binaire) ou change le signe {inversion de la polarité) de R^ si d^_n = -1. ("O" binaire). 70 14303 16 2039332 Une forme de réalisation préférée des corrêlateurs est représentée par le corrélateur 53n de la figure 6 qui comprend un multiplicateur numérique 55n et un intégrateur 56n. Un multiplicateur numérique 55n comprend vm amplificateur opérationnel 60 ayant 5 une résistance d'entrée 61 et une résistance—shunt 62. Comme connu de 1'homme de l'art, un tel amplificateur opérationnel a un gain égal à 1 mais inverse la polarité du signal d'entrée. Le multiplicateur numérique 55n comprend également deux portes identiques 63 et 64 qui sont commandées par des signaux d'entrée complémentaires 10 d. et d"! T Comme l'indique la table de fonction de la figure 6a, i-n i™ quand un "1" binaire est mémorisé dans la cellule 54n de rang n du registre à décalage 52, la porte 63 doit s'ouvrir. En même temps, le signal complémentaire d^_n appliqué à la porte 64 doit être erroné ; par conséquent la porte 64 doit se fermer. Par con-15 séquent, le signal d'entrée provenant du circuit soustractif 73r doit apparaître au noeud de sortie 65 du multiplicateur numérique 55n (par la porte ouverte 63) sans changement de signe. En variante, si la cellule 54n doit contenir un "O" binaire, le signal d'entrée appliqué à la porte 63 est. erroné, alors que le signal 20 d'entrée au commutateur 64 est correct. Dans ce cas, le signal d'entrée provenant du circuit soustractif 73r avancera jusqu'à la borne de sortie 65 par l'amplificateur «pé:ra1ri.orm.el inverseur 60# Par conséquent, le signal de sortie du multiplicateur numérique 55n aura une grandeur égale, mais un signe opposé, à ceux 25 du signal d'entrée R^. Si l'on se reporte à l'exemple expliqué par les formes d'onde des figures 4a à 4c à l'instant t^/ le signal X^ échantillonné reçu (forme d'onde 47) a la valeur +7. L'impulsion d'information reçue à l'instant t2 est un "O" binaire et elle est maintenant 30 mémorisée dans une cellule 54a du registre à décalage 52 ; par conséquent d^_^ représente un zéro binaire. Le multiplicateur numérique 55a interprète d^_^ dans un sens qui provoque une inversion du signe du signal d'entrée R^ ; par conséquent, le signal de sortie du multiplicateur numérique 55a est négatif. Par contre, 35 le signal reçu à l'instant i-2 = t1 est un signal binaire et sa valeur est maintenant mémorisée dans la cellule 54b du registre à décalage 52. Par conséquent, cL_2 représente un "1" binaire et ceci est interprété par le multiplicateur numérique 55b dans le corrélateur 53b d'une manière qui n'inverse pas le signe du signal 7.0 14303 17 2039332 différentiel R^. Le signal de sortie du multiplicateur numérique . 55b doit être, par conséquent, positif. Comme indiqué ci-dessus, le signal différentiel R^ représente la distorsion restante du signal S reçu corrigé et est obtenu par c 5 soustraction du signal de correction du signal reçu échantillonné X. (X. - Y. = S ). Le signal différentiel R, diminue jus-i i i c i qu'à environ zéro lorsque le signal de correction Y^ croît jusqu'au niveau de distorsion de la réponse impulsionnelle (période de mesure). L'avantage du présent système consiste en le court 10 intervalle de temps nécessaire pour produire un signal de correction qui atteint, au bout de cet intervalle, sa valeur finale, à moins de 1 % près, cet intervalle étant un intervalle de mesure court, de 20 ms par exemple, par opposition à ceux des systèmes antérieurs à adaptation exigeant un temps de mesure de 10 à 20 15 secondes, à savoir l'intervalle de temps mesuré entre l'instant de la transmission du premier élément d'information et l'instant du signal de correction correspond à un écart de moins de 1 % de sa valeur finale. _ Compte tenu de ce qui précède, le signal différentiel R. est 20 obtenu en notant que les signaux de sortie h^, ^ " hn>.àti oorré— lateur représentent les meilleures approximations des amplitudes et des signes (+ ou -) de la réponse impulsionnelle pour les éléments d'information antérieure correspondants. Par conséquent, la distorsion résiduelle est exprimée par la formule ci-après : 25 Ri = Xi " ^ di ho + di-l hl + ^i-2 h2 + ^i-n ^n (2) dans laquelle âi-2 ... di-n représentent les meilleures approximations des éléments d'information produits par le circuit 57 de. décision et mémorisés dans les cellules correspondantes du 30 registre à décalage 52 ; et. où/îio, ^2***^n repr®s®rv*:eiv'- •'■es meilleures approximations des amplitudes réelles de la distorsion due à la réponse impulsionnelle des éléments d'information correspondants. La substitution de la valeur XjL de l'équation 1 dans 1'équation 2 donne : 35 *i - + di-i ... + dn-1 (hn - hn) ... ensuite, on obtient, par exemple, h.^ à partir de 11 équation d comme suit : 70 14303 18 2039332 di-l Ei = didi-l (ho "V + (h1 » + .lVÊl,+dl-l'di-2 di-l Ei = didi-l"o +Ahl + di-ldi-2Ah2 (5) Puisque les signaux sont suffisamment aléatoires, leur moyenne calculée pendant la durée de 11 intégration de chacun des termes d. d. . Ah et d. , d. „ A h_ doit être nulle et seul i i-l o i-l i-2 2 le signe de h^ est invariable ; par conséquent, l'équation 5 se simplifie en : 10 d..lRl = Ah, (ou) JR±dt = h, (6) En pratique, le signal reçu et le signal différentiel 45 contiennent souvent des parasites quand le signal différentiel a une grande amplitude pendant la première partie de la période de 15 mesure. Cela a par conséquent de l'importance en ce qui concerne la détermination de la valeur du signal différentiel Ri à employer dans les corrêlateurs (figure 1) et, plus particulièrement, la partie du signal différentiel R^ employé dans l'intégrateur 56 de la figure 6, par exemple. Comme indiqué, seulement une partie du 20 signal différentiel Ri est transmise à l'intégration 56n en provenance du multiplicateur numérique 55n en passant par la prise ajustable du diviseur de tension 67r. Par conséquent, une partie seulement du signal différentiel R^ est intégrée et la contribution du bruit doit disparaître par une formation de moyenne pendant la 25 période de mesure, puisque sa polarité est également aléatoire. Cette partie du signal R^ différentiel fait varier chacune des quantités hQ, h^, h2••• hR et on utilise un accroissement arbitraire plus important pour un signal différentiel plus important et vice-versa, c'est-à-dire une relation fonctionnelle englobant 30 la relation selon laquelle les accroissements arbitraires sont proportionnels au signal différentiel. La fraction choisie du signal différentiel Ri donnant les meilleurs résultats est comprise entre 1/8 et 1/16, désignée par K et est de préférence nettement inférieure à 1. La durée de la mesure est plus courte' quand K est 35 grand. Cependant, quand K est trop grand, on peut observer un ralentissement du rapprochement (convergence) vers la valeur exacte ou, même, une divergence de la mesure. Une faibie valeur de K, par exemple K =0,1, permet une mesure à 1 % près de la valeur finale (ou du signal Y-j de correction finale) après 80 caractères (à deux 70 14303 19 2039332 chiffres binaires) c'est-à-dire en 20 ms. Par exemple, quand K =0,1, le bruit est diminué de 20 dB lors de l'intégration et l'influence du bruit sur la vitesse de l'opération de mesure est négligeable. Comme l'indique la figure 1, les signaux de sortie des multi-5 plicateurs numériques 55a, 55b,... 55n,..., sont transmis respectivement aux intégrateurs 56a, 56b, Le rôle des intégrateurs 56a, 56b ... 56n ... est de réaliser une intégration effective de la valeur de la tension de sortie des multiplicateurs numériques associés 55a, 55b... 55n ... pendant un intervalle de 10 temps donné. Bien que cet intervalle ne soit pas imposé, dans une réalisation préférée, la durée de l'intégration peut être choisie . voisine de la durée de 90 éléments d'information. Par conséquent, la cadence à laquelle le présent système s'adapte de lui-même à des variations de la réponse impulsionnelle du canal 12 de trans-15 mission dépend en partie de la constante de temps des intégrateurs 56 - 56n et en partie de la constante K. On a observé que lorsque les intégrateurs 56a à 56n ont une constante de temps relativement faible, par exemple inférieure à la durée de 100 éléments d'information, le système de correction doit s'adapter de lui-même très 20 rapidement à la réponse impulsionnelle du canal de transmission 12. Dans une demande antérieure de la Demanderesse, on a observé qu'avec des constantes de temps aussi courtes, les intégrateurs peuvent introduire des parasites dans le système. Dans le présent système, le signal reçu et le bruit associé ne sont pas appliqués 25 aux corrêlateurs 53 à 53n et seulement une partie du signal différentiel Ri est appliquée aux Par conséquent, les parasites ne donnent plus lieu à des difficultés comme dans la demande sus-mentionnée et par conséquent la constante de temps d'intégration peut être considérablement réduite pour accélérer 30 la "mesure". La figure 6 représente une réalisation préférée des intégrateurs 56 à 56n sous la forme d'un intégrateur 56n à réaction en parallèle. L'intégrateur 56n comporte un amplificateur opérationnel 60a et un condensateur 66 en parallèle reliés au diviseur de 35 tension 67r par une résistance série 67. Le niveau à la sortie h II reste inchangé pendant la durée des changements intéressant les canaux de transmission, sauf en réponse à un signal différentiel R^, ce qui peut provoquer une variation de niveau dans l'un ou l'autre sens lors de l'intégration. Un intégrateur du type 70 14303 20 2039332 10 15 20 25 30 représente sur la figure 6 est connu et décrit dans l'ouvrage "Electronic Analog and Hybrid Computers" par Korn et Korn, McGraw-Hill, Inc. 1964 pages 17 et 18. Si l'information incidente est suffisamment aléatoire, des nombres approximativement égaux de "1" et de "O" binaires seront reçus pendant un long intervalle de temps. De plus, l'ordre d'apparition des "1" et des "O" binaires est essentiellement aléatoire. Dans ces conditions, les signaux de sortie provenant des corrêlateurs 53, 53a, 53b, .. .53rv~ représentent respectivement en grandeur et en signe les valeurs de hQ, ,h2••• hn Comme indiqué ci-dessus, l'information reçue est suffisamment aléatoire pour que, pendant un certain temps, la valeur moyenne des éléments d'information (d^_n) (d^) soit égale à 0. De même, la valeur moyenne de ( Il va de soi qu'une intercorrélation pour la détermination dè la distorsion résiduelle est utilisée dans le dispositif 50 de détermination de la réponse impulsionnelle afin de mesurer la réponse impulsionnelle globale du canal de transmission 12. En particulier, ce système est basé sur le principe que si la fonction d'autocorrélation du signal d'entrée du canal de transmission n (7) 70 14303 21 2039332 est une fonction delta, alors 11 intercorrélation entre l'en trée du canal de transmission et les signaux de sortie correspond à la réponse impulsionnelle du canal. Le spectre énergétique d'une vraie fonction delta est constant 5 dans la totalité du spectre de fréquences et représente évidemment un signal physiquement irréalisable. Cependant, il n'est pas nécessaire d'employer une vraie fonction delta pour mesurer la réponse impulsionnelle d'un canal de transmission. On peut employer à la place un signal d'entrée de puissance finie, dont la fonction 10 d'auto-corrélation est sensiblement égale à une fonction delta, et dont le spectre énergétique est à peu près constant dans la bande passante du canal. Une suite aléatoire d'informations binaires représente un tel signal. Sur la figure 1, les signaux de sortie h^, h^... hn> ... prove-15 nant du dispositif 50 de détermination de la réponse impplsionnelle (correspondant aux valeurs mesurées de hfc) sont utilisés par le dispositif de correction 70 des signaux pour établir le signal de correction Yi qui, combiné au signal 45 échantillonné reçu dans le circuit soustractif 73,permet une régénération de l'information 20 originelle à l'entrée (signaux corrigés Sc = - Y^). Une étude de la figure 4c indique la nature du signal Y^ de correction nécessaire. A noter, par exemple, que l'amplitude de la forme d'onde 28 à l'instant t^ représente la partie du signal reçu qui est la conséquence directe de la transmission d'un "1" binaire 42 (voir 25 figure 4a ou 4b). Cependant, à l'instant tg, le signal reçu 45 (figure 4d) contient également des composantes énergétiques provenant séparément des formes d'onde 26 et 2% les courbes de réponse impulsionnelle provenant de la transmission des éléments d'information 40 et 41, respectivement. Par conséquent, le signal 26 30 fournit une composante d'énergie +h2 (indiquée par le point 32') ayant une amplitude et un signe identiques à ceux du point 32. De même, la forme d'onde 27 fournit une composante +h^ (point 31') d'amplitude identique à celle du point 31, mais de signe opposé (puisque la forme d'onde 27 résulte de la transmission d'un zéro 35 binaire, comme représenté). Il est évident que le signal Y^ de correction nécessaire (à l'instant t^) doit être égal à la sonrn© des amplitudes des réponses impulsionnelles aux points 31' et 32'. Et, évidemment, ce signal de correction Y^ = (+h^ +h2) doit être retranché du signal reçu 45. 70 14303 22 2039332 Plus généralement, le signal de correction Y^ désiré à un instant d'échantillonnage particulier de l'information est donné par 1'équation ci-après : 5 Yi ^i-l* hl + ^i-2^ h2 + + (di-n} hn + * * * dans laquelle les divers symboles ont les significations définies ci-dessus. Pour obtenir ce signal de correction Y^, un dispositif 70 de correction des signaux (figure 1) comporte plusieurs multipli-10 cateurs numériques 71a, 71b.. .71 dont chacun reçoit un signal d'entrée constitué par le signal de sortie des corrêlateurs correspondants 53a, 53b ...53n.~du dispositif 50 de détermination de la réponse impulsionnelle. Chaque multiplicateur numérique 71a, 71b ... 71 n»-. reçoit comme second signal d'entrée un signal indi-15 quant la référence présente dans la cellule correspondante 54a, 54b ... 54n ... du registre à décalage 52. Par exemple, le multiplicateur numérique 71a reçoit comme premier signal d'entrée un signal (représentant la valeur h^ de la réponse impulsionnelle) provenant du corrélateur 53a. Le multiplicateur numérique 7la 20 reçoit également un signal d'entrée indiquant si un "1" ou bien un "O" binaires (reçu une "durée" de signal binaire plus tôt) est mémorisé dans la cellule 54a du registre à décalage 52. Les multiplicateurs numériques 71a, 71b ... 71n ... jouent tous le même rôle que les multiplicateurs numériques 55a, 55b ... 25 55n ... et chacun d'eux peut être associé au circuit représenté sur la figure 6. Le signal de sortie d'un multiplicateur numérique type 71a est un signal ayant une amplitude égale à celle du signal hn de réponse impulsionnelle (provenant du corrélateur 53n) et ayant une polarité identique à celle de hn (si d^_n = +1, ce qui 30 indique toi "1" binaire dans la cellule 54n) ou opposée à celle de hn (si = -1, indiquant qu'un zéro binaire est mémorisé dans la cellule 54n du registre 52 à décalage).11 va donc de soi que le signal de sortie du multiplicateur numérique 7ln de rang n est donné par (d. )h . Le signal Y. de correction désiré est i-n n 3 i 35 alors obtenu en additionnant les signaux de sortie des multiplicateurs numériques 71a, 71b .. .71 n... dans l'amplificateur additionneur 72. Le signal de correction Y^ provenant de l'amplificateur 72 est représenté exactement par l'équation 8 ci-dessus et peut avoir l'aspect général représenté sur la figure 4e, après la 40 période de mesure. 70 14303 23 2039332 Pour reconstituer l'information d'entrée originelle, le signal de correction provenant de l'amplificateur additionneur 72 est combiné au signal X^ reçu échantillonné dans le circuit soustractif 73 de manière à engendrer un signal reçu S corrigé. La sous-5 traction du signal Yi final de correction (figure 4e) du signal reçu échantillonné x. produit le signal S reçu corrigé représenté X o sur la figure 4f. A noter que, dans cet exemple théorique, le signal Sc corrigé reçu correspond exactement à l'information d'entrée dans le canal de transmission indiquée par les signaux d'in-10 formation des figures 4a ou 4b. De plus, les amplitudes de toutes les impulsions d'information reçues (figure 4e) sont égales» ce qui signifie que 11ambiguïté associée antérieurement au signal reçu 45 a été complètement éliminée. Pendant la période de mesure de la réponse impulsionnelle, le 15 signal Y^ peut ne pas être exactement égal aux signaux des figures 4a ou 4b. Pour ce motif, on utilise un circuit de décision numérique 57 (figure 1) pour engendrer un "1" logique si le signal S est positif et un "O" logique si le signal S est négatif. Le G c signal de sortie numérique du circuit de décision numérique 57 a 20 alors toujours la forme appropriée pour être injecté dans le registre à décalage 52 de la figure 1. Il va de soi, d'après la description ci-dessus, que pour une mesure plus précise de l'élément hQ d'information en cours et des valeurs , h^ ... hn ... de la réponse impulsionnelle etf par 25 conséquent, pour un fonctionnement optimal du présent système de correction de la réponse impulsionnelle, il est souhaitable que l'information transmise soit aussi près que possible d'être aléatoire. On peut obtenir une information de caractère aléatoire en combinant l'information numérique à transmettre avec le signal 30 de sortie d'un générateur de suites numériques pseudo-aléatoires dans un additionneur modulo 2. L'addition modulo 2 d'une suite pseudo-aléatoire avec l'information d'entrée doit produire une suite d'informations elles-mêmes aléatoires. Pour régénérer l'information originelle, le signal corrigé reçu peut être combiné 35 au signal de sortie d'un générateur de suite pseudo-aléatoire dans un autre additionneur modulo 2. D'après la figure 1, si l'information d'entrée introduite dans le canal de transmission 12 a été combinée avec une suite pseudoaléatoire, l'information de sortie du circuit soustractif 73 peut. 70 14303 24 2039332 être combinée dans un additionneur 76 modulo 2 au signal de sortie d"'un générateur 75 de suites pseudo-aléatoires. Si le générateur de suites 75 est réalisé de manière à produire une suite pseudoaléatoire identique a celle utilisée pour l'émetteur, le signal 5 de sortie de l'additionneur 76 modulo 2 doit être une reproduction précise de l'information transmise à l'origine. La réalisation et le fonctionnement des générateurs de suites pseudo-aléatoires sont bien connus de l'homme de 11 art et décrits par exemple dans l'ouvrage "Digital Communications with Space Applications" par /Collaborateurs 10 S.M. Golomb,et ses/ Prentice-Hall, New Jersey (1964). L'additionneur 76 modulo 2 comporte un circuit qui fonctionne en accord avec le tableau de fonction I ci-après. TABLEAU I Signal de sortie du Information à Sortie de 1'additionneur 15 générateur de suite transmettre modulo 2 pseudo-aléatoire 0 0 1 10 0 0 1 0 20 1 1 1 En variante, l'emploi de circuits de codage séquentiel linéaire associés à 1'information à transmettre peut produire une suite d'informations transmises qui est à peu près aléatoire. Pour régénérer l'information originelle, le signal numérique corrigé prove- 25 nant du circuit 57 de décision numérique peut être introduit par un circuit inverse du circuit de codage séquentiel linéaire employé à l'émetteur. Les circuits de codage linéaire utilisables avec le présent système de correction sont décrits dans l'article intitulé: "The Synthesis of Linear Sequential Coding Networks" par D.A. 30 Huffman, dans l'ouvrage "Information Theory", Colin Charry, Academic Press, New York (1956). L'emploi de circuits de codage linéaire supprime les difficultés liées à la synchronisation des générateurs de suites pseudo-aléatoires à l'émetteur et au récepteur. 35 Pour assurer l'utilisation maximale du canal de transmission, il est possible d'employer deux sous-canaux orthogonaux avec une modulation d'amplitude à plusieurs niveaux pog:^ chaque sous-canal. Avec cette disposition, on peut transmettre/d'un élément d'information dans chaque intervalle de Nyquist (un intervalle de Nyquist 70 14303 25 2039332 est 11 intervalle de temps pendant lequel des impulsions successives peuvent être transmises par un canal sans interaction entre les maxima des impulsions reçues ; la fréquence de Nyquist correspondante est une fréquence exprimée en bits/s, numériquement égale â 5 deux fois la largeur de bande disponible du canal, en hertz). Un exemple d'un tel système de modulation sans modulation en amplitude à niveaux multiples est représenté sur le schéma fonctionnel de la figure 7 (partie émetteur) et de la figure 8 (partie récepteur). Ce système transmet un signal à quatre vecteurs engendré 10 par combinaison de deux ondes modulées en amplitude en quadrature. Le fonctionnement des modulateurs et démodulateurs appropriés pour un tel système de modulation à quatre vecteurs est décrit aux pages 202 et 203 de l'ouvrage intitulé "Date Transmission" par William R. Bennett et James R. Davey édité par MçGraw-Hill Book 15 Company, New York, 1965. Le système représenté'sur les figures 7 et 8 utilise la génération de suites pseudo-aléatoires pour être certain que l'information transmise par le canal de transmission soit aléatoire. De plus, le système utilise des circuits de correction représentant une seconde forme de réalisation de 1'inven-20 tion. Cette dernière forme de réalisation non seulement corrige la réponse impulsionnelle des canaux de transmission en phase et en quadrature, mais corrige également la distorsion due à l'interaction entre canaux. La figure 7 représente un schéma fonctionnel simplifié de la 25 partie émission d'un système de transmission d'informations numériques utilisant la modulation à quatre vecteurs. L'information à transmettre en premier est randomisée par combinaison, dans un additionneur 78 modulo 2, avec les signaux de sortie d'un générateur 77 de suites pseudo-aléatoires. Cet ensemble fonctionne d'une 30 . manière identique à celui décrit ci-dessus en liaison avec la figure 1. Les informations d'entrée randomisées provenant de l'additionneur 78 modulo 2 sont semblables aux informations d'entrée transmises au canal de transmission 12 de la figure 2. Des filtres conformateurs 81 et 81 ' (figure 7) correspondent aux 35 filtres conformateurs 14 de la figure 2,de même que le reste des rectangles de la figure 7 correspond au modulateur 13 de la figure 2. Sur la figure 7, l'information d'entrée randomisée pénètre 0 14303 26 2039332 dans un séparateur d'information 80.dont le rôle consiste à diriger des éléments d'information d'entrée alternants d'abord sur un modulateur en phase 82 et ensuite sur un modulateur en quadrature 83. Le premier élément d'information reçu par le séparateur d'informa-5 tion 80 est ainsi dirigé sur le modulateur 82, le second élément d'information sur le modulateur 83, le troisième élément d'information sur le modulateur 82, le quatrième élément d'information sur le modulateur 83 et ainsi de suite. Le circuit logique numérique nécessaire pour jouer le rôle de séparateur d'informations 80 est 10 bien connu de l'homme de l'art. Les éléments d'information introduits dans les modulateurs 82 et 83 passent respectivement par des filtres conformateurs 81 et 81', filtres qui,dans une forme de réalisation préférée,peuvent 2 - être du type cos .Une préconformation de l'information à l'entrée 15 entraîne une réduction des transitoires associés aux impulsions d'information reçues. Par exemple, le graphique de la figure 9a représente les caractéristiques 100 de réponse impulsionnelle d'un canal en phase d'une voie de transmission téléphonique typique 4b, en utilisant une fréquence porteuse de 1800 Hz, mais sans filtre 20 conformateur d'impulsion. A noter que des transitoires importants sont présents sur la figure 9a, c'est-à-dire que la queue de la courbe 100 de réponse impulsionnelle comporte de nombreuses excursions de grande amplitude. En préformant l'information d'en- 2 trée par un filtre cos tel que le filtre conformateur 81, la re-25 ponse impulsionnelle effective du même canal (comme l'indique la forme d'onde 101 de la figure 10a) comporte des transitoires beaucoup moins importants que dans le cas où l'information d'entrée n'est pas filtrée. Cette amélioration des caractéristiques de réponse impulsionnelle du canal de transmission lui-même facilite 30 la réduction de la distorsion de l'information transmise. Toujours sur la figure 7, le modulateur en phase 82 reçoit une porteuse d'un oscillateur 84 dont la fréquence est comprise dans la bande passante de la voie de transmission 15. Pour les applications utilisant les lignes de transmission téléphonique commerciales, 35 l'oscillateur 84 peut avoir une fréquence d'environ 1800 Hz. Le signal de sortie du modulateur 82 comprend une porteuse dont la phase correspond à celle de la sortie de l'oscillateur 84 quand un "1" binaire est reçu en provenance du filtre conformateur 81 et qui est déphasé de 180° par rapport au signal provenant de 70 14303 27 2039332 l'oscillateur 84 quand l'élément d'information provenant du filtre conformateur 81 est un zéro binaire. Un modulateur en quadrature 83 est alimenté par un signal provenant de l'oscillateur 84, ledit signal étant déphasé par un dé-5 phaseur 85 de manière à avancer de 90° sur la sortie de l'oscillateur. Si l'on reçoit un "1" binaire du filtre conformateur 81', le signal de sortie du modulateur en quadrature 83 doit comprendre une porteuse qui est en phase avec la sortie du déphaseur 85 (c'est-à-dire qui est en avance de 90° sur la sortie de l'oscil-10 lateur 84). En variante, quand le signal de sortie du filtre conformateur 81' est un zéro binaire, le signal de sortie du modulateur en quadrature 83 est une porteuse qui est déphasée de 180° par rapport à la sortie du déphaseur 85 (c'est-à-dire qui est en retard de 90° sur le signal de sortie de l'oscillateur 84). 15 Les signaux de sortie du modulateur en phase 82 et du modula teur en quadrature 83 sont combinés dans un circuit sommateur 86 pour appliquer un seul signal de sortie à la voie de transmission 15 (voir figure 2). Ce signal de sortie a une fréquence correspondant à celle de l'oscillateur 84 et donne lieu à des changements 20 périodiques de phase. Théoriquement, le déphasage résultant de ce signal serait +45°, -45°, +135° ou -135°. Si deux chiffres binaires "1" successifs sont reçus par le séparateur d'information 80, le signal de.sortie du modulateur en phase 82 sera un signal acoustique dont la phase est en retard sur 25 celle du signal de sortie du modulateur en quadrature 83 de 90°. Par conséquent, le déphasage résultant du signal de sortie du circuit sommateur'86 sera +45°. Comme l'indique le diagramme des phases théoriques de la figure 7a, si deux zéros binaires successifs sont reçus par le séparateur d'information 80, cela doit 30 provoquer un déphasage résultant de -135°. Si les éléments d'information successifs sont un "O" et un "1", on doit observer un déphasage de +135°. De même, on doit observer un déphasage de -45° pour deux éléments d'information binaire consécutifs constitués par un "1" et un "O". 35 La figure 8 est un schéma fonctionnel d'un récepteur d'un sys tème de transmission de l'information utilisable en liaison avec la partie transmission représentée sur la figure 7. Un signal provenant de la voie de transmission est appliqué simultanément à un détecteur 91 de produits en phase et à un détecteur 92 de copv 70 14303 28 2039332 produits en quadrature dans un démodulateur 16'. Le détecteur de produits 91 reçoit également une porteuse d'un oscillateur 93 à une fréquence identique à celle de l'oscillateur 84 (voir figure 7). De même, le détecteur de produits 92 reçoit une porteuse en-5 gendrée par un oscillateur 93 mais déphasé de +90° par un déphaseur 94. Le fonctionnement du démodulateur 16' est bien connu de l'homme de l'art et est décrit,par exemple, au début de la page 203 de l'ouvrage "Data transmission" référencé ci-dessus. La sortie du détecteur 91 de produits en phase comprend un si-10 gnal, semblable à celui représenté par la forme d'onde 45 du signal reçu de la figure 4d, qui contient des éléments d'iiformation alternants de l'information d'entrée originelle. La distorsion de ce signal du canal en phase est due en partie aux caractéristiques hfc de réponse impulsionnelle du canal de transmission employé. 15 Cette réponse impulsionnelle du canal en phase peut correspondre aux formes d'onde types"^e/figure 9a (pas de filtre préconforma teur) ou de la figure 10a (avec un filtre conformateur 81). Le signal de sortie du détecteur 91 de produits en phase doit également présenter une diaphonie entre canaux consécutive à la trans-20 mission simultanée d'éléments d'information alternants dans le canal en quadrature. Cette diaphonie intercanaux considérée isolément peut être représentée comme une réponse impulsionnelle entre les canaux en quadrature et en phase et peut, par exemple, avoir l'apparence de la forme d'onde 102 de la figure 9b (si l'on 25 n'utilise aucun filtre conformateur dans le canal de transmission) ou celle de la forme d'onde 103 de la figure 10b (en utilisant des filtres dits "cosinus carré"). A noter à ce propos que l'emploi d,'un filtre du type cosinus carré diminue considérablement la diaphonie entre canaux. 30 Le signal de sortie du détecteur 92 de produits du canal en quadrature doit être un signal de forme d'onde semblable à celle du signal reçu 45 de la figure 4d, qui contient les éléments d'information alternants non recueillis en provenance du canal en phase. Ce signal lui-même du canal en quadrature est déformé en 35 raison des caractéristiques de réponse impulsionnelle du canal de transmission et aussi à cause des effets d'intermodulation entre canaux provenant du canal en phase. Le récepteur d'information de la figure 8 comporte aes sous-ensembles 95 et 96 de correction séparés pour chacun des canaux en 70 14303 29 2039332 phase et en quadrature. De plus, chaque sous-ensemble de correction est réalisé de manière à obtenir la réponse impulsionnelle entre canaux et aussi dans un même canal. Un signal de correction combiné compensant la distorsion ayant ces deux origines est engendré 5 et employé pour corriger le signal reçu 45 dans chacun des canaux en phase et en quadrature associés. Compte tenu de l'étude détaillée du fonctionnement du système de la figure 1, la description ci-après du récepteur d'information de la figure 8 est limitée à une étude des circuits additionnels 10 incorporés dans le sous-ensemble et à leur fonctionnement. Par conséquent, la figure 8 représente seulement des corrêlateurs pour définir l'amplitude des éléments d'information en cours (mémorisés dans des cellules zéro) et on n'a pas représenté des corrêlateurs et des multiplicateurs numériques additionnels pour dë- 15 terminer les signaux d'entrée d. ,hn., d ,h,. ... d. h ^ i-l li' q-1 liq i-n ni d„ „h . du canal en phase et d„ ,h, . d. ,h. . ... d - h , q-n niq c q-1 lq 1-1 lqi q-n nq di_nhngi du canal en quadrature. Leur fonctionnement doit être évident compte tenu de la description des corrêlateurs 53i, 113i 20 et 53q, 114q et de la description antérieure de la figure 1 dans laquelle on a étudié en détail l'obtention du signal de correction unique. Si l'on passe à la description détaillée du sous-ensemble 95 de correction en phase (figure 8),ce sous-ensemble comprend un 25 circuit 51i d'échantillonnage des signaux,, des circuits soustrac-tifs 73i et 73ir, un circuit 57i de décision numérique, un registre à décalage 52i et des corrêlateurs 53i (dont un seul est représenté sur la figure 8). Chaque corrélateur est identique au rectangle portant le même numéro de la figure 1. Ces composants 30 comprennent des moyens techniques pour déterminer la réponse impulsionnelle du canal en phase lui-même. La sortie du corrélateur 53i (représentée sur la figure 8) est raccordée à un multiplicateur numérique 7li de manière à obtenir la composante correspondant au canal en phase de l'élément d'information en cours. Cette 35 composante du canal en phase est reliée à un amplificateur sommateur 72ir dont une autre entrée est reliée à un corrélateur 113i et un multiplicateur numérique 114i pour obtenir la composante correspondant au canal en quadrature de l'élément d'information en cours. Le signal de.sortie d^hQ- de l'amplificateur sommateur 70 14303 30 2039332 72ir est transmis au circuit soustractif 73ir de manière à obtenir le signal différentiel Ri après soustraction du signal corrigé Sic. Le signal différentiel Ri est transmis aux deux corrêlateurs 7li et 113i pour déterminer l'amplitude de l'élément d'information 5 en cours mémorisé dans la cellule O du registre à décalage 52i. Comme dans la réalisation de la figure 1, chacun des corrêlateurs 53i et H3i comporte un intégrateur pour intégrer la partie du signal différentiel Kri après multiplication numérique de manière à obtenir des signaux de sortie intégrés séparés hQ^ et 10 Les signaux de sortie des corrêlateurs 53i et 113i sont transmis au multiplicateur numérique 71i et 114i de manière à obtenir le signe correct des signaux de sortie intégrés hQi et hQig qui sont appliqués aux entrées de l'amplificateur sommateur 72ir. Des opérations correspondantes pour obtenir le signal différentiel 15 Rq sont réalisées dans le canal en quadrature par des corrêlateurs 53q, 113q, des multiplicateurs numériques 71q, 114q et un amplificateur sommateur 72 qr. Compte tenu des groupes additionnels de corrêlateurs 531, 113i et des multiplicateurs numériques 71i, 114i pour le canal en 20 phase (non représenté) ces composantes constituent les signaux d'entrée appliqués à l'amplificateur sommateur 72i représenté sur la figure 8 afin d'obtenir le signal de correction com biné, compensant la réponse impulsionnelle en phase et la réponse impulsionnelle entre canaux dans le canal en phase. Par exemple, 25 un groupe additionnel de corrêlateurs 53i, 113i et de multiplicateurs numériques 71i, 114i (non représentés) comporte des entrées raccordées aux cellules 1 des registres à décalage 521, 52q, respectivement, et un signal différentiel Ri est transmis à chaque corrélateur 53i, 113i. De plus, des groupes additionnels d'appa-30 reils (non représentés) sont mis en place dans le canal en phase pour chaque groupe de cellules -2- ... n ... des registres à décalage 52i et 52q. Le signal de correction combiné Y^ émis par l'amplificateur sommateur 72i est retranché du signal reçu échantillonné X. provenant du détecteur 91 de produits en phase et du 35 circuit 51i d'échantillonnage des signaux, dans un circuit soustractif 73i. Par conséquent, le signal de sortie du circuit soustractif 73i est un signal de canal en phase corrigé contenant les éléments d'information d'entrée alternants qui ont été transmis par le modulateur 82 en phase (figure 7). Des opérations et des 70 14303 31 2039332 composants correspondants sont prévus dans le canal en quadrature, comme dans le canal en phase, pour compenser la réponse impulsionnelle en quadrature et la réponse impulsionnelle entre canaux (diaphonie) des signaux dans le canal en quadrature. Ainsi, le 5 signal de sortie de l'amplificateur sommateur 72q du canal en quadrature comprend un signal de correction combiné Y ^ qui doit compenser la déformation due â la réponse impulsionnelle du canal de transmission en quadrature et aussi à la réponse impulsionnelle entre canaux (diaphonie) provenant de la transmission simultanée 10 de l'information dans le canal en phase. Ce signal de correction Y ^ provenant de l'amplificateur sommateur 72q est combiné avec les signaux du canal en quadrature reçus(en provenance du détecteur 92 de produits en quadrature) par un circuit soustractif 73q. Le signal de sortie du circuit soustractif 73q contient ainsi le 15 signal reçu corrigé du canal en quadrature, c'est-à-dire qu'il contient les éléments d'information d'entrée alternants qui étaient transmis à l'origine par le modulateur 83 en quadrature (figure 7). Finalement, on utilise un combinateur d'information 97 pour combiner les signaux reçus corrigés provenant des canaux en phase 20 et en quadrature en un seul courant d'information identique aux informations d'entrée randomisées présentes à l'entrée du séparateur d'information 80 (figure 7). L'information originelle peut alors être régénérée en utilisant le générateur 75' de suites pseudo-aléatoires et un additionneur 76' modulo 2. Si le générateur 25 75' produit mie suite aléatoire identique à celle engendrée par un générateur 77 de suites pseudo-aléatoires, la sortie de l'additionneur 76' modulo 2 sera identique à l'information appliquée au départ à l'additionneur 78 modulo 2 dans l'ensemble de transmission de la figure 7. 30 II va de soi que le présent système de correction peut fonc tionner en liaison avec des systèmes de modulation à plusieurs niveaux. Quand on l'utilise ainsi, il est possible d'obtenir la réponse impulsionnelle du canal de transmission en mettant en corrélation la signal différentiel avec seulement les chiffres 35 binaires de poids maximal reçus antérieurement. Un signal de correction approprié peut alors être obtenu en multipliant tout d'abord numériquement la réponse impulsionnelle par les éléments d'information de poids maximal reçus antérieurement et par les chiffres binaires reçus antérieurement de poids inférieur et en 14303 32 2039332 additionnant ensuite les produits. Pour augmenter la précision, les produits obtenus à partir des chiffres binaires de poids maximal peuvent être plus fortement pondérés dans 11addition que les produits obtenus à partir des chiffres binaires de poids moindres. Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux dispositif et procédé qui viennent d'être décrits uniquement a titre d'exemples non limitatifs, sans sortir du cadre de 11 invention. LEGENDE DES DESSINS Figure Repère 1 a) dispositif de détermination de la réponse impulsionnelle b) correcteur de signaux. 3a a) retard en ms 3b b) fréquence en Hz 4 S ligne 4 B ligne 4 G chiffre binaire "l" (trait) b) chiffre binaire 30" (espace) c) caractéristiques des diverses réponses impulsionnelles 2 a) information à l'entrée b) signal reçu 6a a) porte b) chiffre binaire "1" c) ouverte d) fermes e) chiffre binaire "0" 7 a) information à transmettre b) à la voie de transmission 8 a) sous-ensemble de correction à la réponse impulsionnelle du canal en phase b) sous-ensemble de correction de la réponse impulsionnelle du canal en quadrature c) en provenance de la voie de transmission d) canal en phase 9 1.0 a) . b) amplitude (unités arbitraires) temps en ms. 70 14303 33 2039332 REVENDICATIONS 1. Appareil pour informations numériques caractérisé en ce qu'il comprend : un dispositif pour recevoir des signaux d'information numérique, un dispositif de correction des signaux raccordé 5 audit dispositif récepteur pour éliminer toute distorsion des signaux reçus afin d'obtenir des signaux corrigés, une mémoire numérique raccordée audit correcteur de signaux pour la mémorisation numérique de l'information dans lesdits signaux corrigés, et un dispositif détecteur de distorsion résiduelle comportant des cor-10 rélateurs raccordés à ladite mémoire numérique pour produire un signal de sortie correspondant à l'élément d'information en cours de réception, ledit dispositif détecteur réagissant audit signal de sortie et audit signal corrigé de manière à mesurer la distorsion résiduelle dudit signal corrigé, ledit corrélateur réagissant 15 audit signal résiduel (ou différentiel) et à l'information numérique antérieure mémorisée dans ladite mémoire pour engendrer un signal de correction destiné audit correcteur de signaux. 2. Système de transmission d'informations numériques, caractérisé en ce qu'il comprend : un émetteur émettant des signaux 20 d'information numérique, un récepteur pour lesdits signaux comportant un dispositif de mémorisation de ladite information numérique, un circuit correcteur supprimant la distorsion desdits signaux reçus et transmettant les signaux corrigés à ladite mémoire, un dispositif de mesure de la distorsion résiduelle raccordé audit 25 correcteur pour mesurer la distorsion desdits signaux corrigés de manière à produire un signal de distorsion résiduelle, et un dispositif de mise en corrélation ou corrélateur, comportant des entrées raccordées à la mémoire et audit dispositif de mesure de la distorsion résiduelle pour mettre en corrélation l'information 30 numérique mesurée et ledit signal de distorsion résiduelle pour engendrer un signal correcteur correspondant à la distorsion des signaux reçus ; ledit corrélateur comportant une sortie raccordée audit correcteur pour appliquer ledit signal de correction audit circuit de correction pour produire lesdits signaux corrigés. 35 3. Procédé de suppression de la distorsion des signaux repré sentant une information numérique, caractérisé en ce qu'il com-. prend : la détection desdits signaux en fonction de leur modulation pour engendrer des signaux d'information modulés en amplitude pour la détermination successive des éléments d'information dans 70 14303 34 2039332 lesdits signaux modulés en amplitude, ladite détermination comportant une erreur inférieure à 50 % et la production d'un signal de réaction qui est fonction de ladite détermination pour plusieurs éléments d'information très récents et de l'amplitude du signal 5 pour l'élément d'information en cours, afin de supprimer la distorsion desdits signaux d'information. 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit signal de réaction est modulé en amplitude, ladite amplitude représentant le taux de distorsion desdits signaux d'information 10 modulés en amplitude et en ce que ledit procédé comprend l'opération de combinaison desdits signaux d'information et de réaction pour annuler ladite distorsion de manière à obtenir un signal d1 information corrigé employé pour la détermination des éléments d'information. 15 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend l'opération de combinaison du signal d'information corrigé et du signal représentant l'élément d'information en cours afin d'engendrer un signal différentiel indiquant la distorsion subsistant dans le signal d'information corrigé. 20 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que le signal de réaction est produit par mise en corrélation du signal différentiel avec les éléments d'information les plus récents obtenus par ladite détermination. 7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que 25 l'amplitude de l'élément d'information en cours est obtenue par mise en corrélation du signal différentiel et d'un signal de sortie émis en fonction dudit élément d'information en cours. 8. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'une corrélation est réalisée individuellement, pour chacun des n 30 éléments, d'information les plus récents et en ce que les résultats sont additionnés de manière à obtenir ledit signal de réaction. 9. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que les signaux représentant des informations numériques sont mis en place de manière aléatoire (randomisés) et en ce qu'un codage séquentiel 35 inverse est réalisé pour régénérer l'information à partir desdits signaux modulés en amplitude. 10. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que lesdits signaux représentant des informations numériques sont transmis par des canaux séparés et en ce qu'une détection et une réaction 70 14303 35 2039332 séparées sont réalisées pour les canaux séparés et en ce qu'une intercorrélation entre canaux est incluse pour chaque signal de réaction afin de supprimer la distorsion introduite par la diaphonie entre canaux. 5 11. Procédé pour éliminer par adaptation la distorsion de phase des signaux d'information reçus, caractérisé en ce qu'il comprend: la réalisation d'un récepteur pour la détection desdits signaux d'information, la réalisation d'une mémoire pour les éléments individuels de ladite information, et la mise en corrélation de 10 plusieurs desdits éléments d'information mémorisés et d'un signal différentiel indiquant la distorsion en phase subsistant dans lesdits signaux d'information détectés. 12. Procédé de correction de la distorsion de signaux d'information numériques, caractérisé en ce qu'il comprend : a) la prise 15 d'une décision concernant l'information contenue dans lesdits signaux lorsqu'ils sont reçus, b) la production simultanée d'un signal de correction en fonction de 1'information reçue et de la distorsion subsistant dans les signaux après une correction et c) l'application dudit signal de correction aux signaux ultérieurs 20 dinformation lors de leur réception pour corriger la distorsion desdits signaux avant de prendre une décision concernant l'information ultérieure reçue. 13. Ensemble comportant des circuits pour déterminer la distorsion de phase d'un canal de transmission par lequel on transmet un 25 signal contenant l'information numérique, lesdits circuits comportant : un récepteur pour recevoir ledit signal et émettant un signal de sortie d'amplitude correspondant à l'amplitude dudit signal, un registre à mémoire comportant n cellules pour mémoriser les n éléments d'information reçus le plus récemment, y compris 30 l'information en cours reçue quand n est un entier supérieur à 2 et n corrêlateurs tous associés à une cellule correspondante dudit registre à mémoire, chaque corrélateur comportant : un multiplicateur pour multiplier numériquement ledit signal de sortie avec la référence contenue dans ladite cellule correspondante et un dispo-35 sitif pour intégrer le signal de sortie dudit multiplicateur. 14. Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que n est au moins aussi grand que le nombre d'éléments d'information transmis pendant la période transitoire terminale de ladite réponse impulsionnelle et en ce qu'il comprend un corrélateur additionnel 70 14303 36 2039332 pour déterminer l'amplitude de l'élément d'information en cours. 15. Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que ledit multiplicateur comporte des ,a celle signal de sortie d'amplitude égal^ dudit signal de sortie à in-5 tervalles prédéterminés correspondant chacun à la durée d'un élément d'information et ayant un signe correspondant à celui dudit signal de sortie si la référence dans ladite cellule correspondante est correcte et le signe contraire à celui dudit signal de sortie si ladite référence est incorrecte. 10 16. Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif pour randomiser ladite information numérique transmise. 17. Circuits destinés à corriger la distorsion de l'information numérique transmise par un canal, lesdits circuits étant caractéri- 15 sés en ce qu'ils comprennent : des circuits pour déterminer numériquement de manière continue la réponse impulsionnelle dudit canal et l'amplitude de 1-'élément d'information en cours et un circuit destiné à émettre un signal de correction dérivé de l'amplitude de ladite réponse impulsionnelle déterminée et de l'amplitude du- 20 dit élément d'information en cours. 18. Circuit selon la revendication 17, caractérisé en ce que le dispositif pour une détermination continue comprend : un registre à mémoire comportant n cellules pour mémoriser les n éléments d'information reçus le plus réceiaaeîit, y compris l'élément d'in- 25 formation en cours, n étant un entier supérieur à 1, un dispositif d'échantillonnage des signaux pour échantillonner périodiquement les signaux reçus provenant dudit canal de transmission et pour émettre un signal de sortie ayant une amplitude égale à celle dudit signal à l'instant antérieur d'échantillonnage, et n 30 corrêlateurs associés chacun à une cellule correspondante dudit registre à mémoire, chaque corrélateur comprenant : un multiplicateur pour multiplier numériquement ledit signal de sortie par la référence contenue dans ladite cellule correspondante et un intégrateur pour intégrer le signal de sortie dudit multiplicateur. 35 19. Circuit selon la revendication 18, caractérisé en ce que ledit dispositif d'émission continue comprend : n multiplicateurs numériques, associés chacun avec un desdits corrêlateurs correspondants, chacun desdits multiplicateurs comprenant des éléments pour engendrer un signal de sortie d'amplitude égale à celle dudit 70 14303 37 2039332 signal de sortie obtenu par intégration par ledit intégrateur correspondant et ayant un signe correspondant à celui dudit signal de sortie intégré si la référence dans la cellule correspondant audit corrélateur est exacte, et opposé à celui dudit signal inté-5 gré de sortie si ladite référence est fausse, et un dispositif pour additionner la sortie de n-1 desdits multiplicateurs numériques pour obtenir un signal de correction. 20. Circuits selon la revendication 19, caractérisés en ce qu'ils comprennent des éléments pour retrancher ledit signal cor- 10 recteur dudit signal reçu en provenance dudit canal pour obtenir un signal reçu corrigé. 21. Circuits selon la revendication 20, caractérisés en ce que ledit signal de sortie du multiplicateur pour l'élément d'information en cours est comparé avec le signal corrigé pour déterminer 15 la distorsion résiduelle du signal corrigé afin de produire un signal différentiel pour les entrées desdits corrêlateurs. 22„ Circuits selon la revendication 20, caractérisés en ce qu'ils comprennent un dispositif de décision numérique pour émettre un signal de sortie binaire dont le sens est déterminé par 20 le signe dudit signal reçu corrigé. 23. Circuits selon la revendication 22, caractérisés en ce qu'ils comprennent des éléments pour randomiser l'information à transmettre. 24. Circuits selon la revendication 23, caractérisés en ce que 25 ledit dispositif de randomisation comprend un premier générateur de suite pseudo-aléatoire et un premier additionneur modulo 2 pour combiner ladite information à transmettre avec la sortie dudit premier générateur de suites pseudo-aléatoires. 25. Circuits selon la revendication 24, caractérisés en ce 30 qu'ils comprennent un dispositif pour régénérer ladite information transmise à partir audit signal reçu corrigé, à savoir : un second générateur de suites pseudo-aléatoires, un second additionneur modulo 2 pour combiner ledit signal reçu corrigé provenant dudit dispositif de décision numérique avec le signal de sortie dudit se-35 cond générateur de suites pseudo-aléatoires et un dispositif pour synchroniser lesdits premier et second générateurs de suites pseudo-aléatoires. 26. Circuits selon la revendication 23, caractérisés en ce que ledit dispositif de randomisation comprend un circuit de codage 70 14303 38 2039332 séquentiel linéaire pour randomiser ladite information transmise et un circuit de codage séquentiel linéaire inverse pour régénérer ladite information transmise à partir dudit signal reçu corrigé. 5 27. Circuits selon la revendication 18, caractérisés en ce qu'ils comprennent un dispositif pour éliminer certaines composantes énergétiques avant l'impulsion principale de ladite réponse impulsionnelle. 28. Circuits selon la revendication 18 associés à un système 10 de modulation à plusieurs niveaux, caractérisés en ce que lesdits éléirents d'information mémorisés sont constitués par les éléments d'information de poids maximal de ladite information numérique. 29. Circuits selon la revendication 28, caractérisés en ce que leidit dispositif de production d'un signal de correction comprend : 15 un premier multiplicateur pour multiplier numériquement ladite réponse impulsionnelle déterminée par lesdits éléments d'information de poids maximal mémorisés ; un second multiplicateur pour multiplier numériquement ladite réponse déterminée par les bits de poids inférieur de ladite information numérique, et un disposi-20 tif pour additionner de façon pondérée les produits obtenus par lesdits premier et second multiplicateurs. 30. Système à adaptation destiné à corriger la distorsion d'un signal contenant l'information numérique et transmis par un système de modulation dans lequel une partie de ladite information 25 est transmise par un premier canal et une autre partie de ladite information est transmise par un second canal, ledit système à adaptation étant caractérisé en ce qu'il comprend : un récepteur pour introduire un signal reçu correspondant dans chaque canal, un premier registre à mémoire comportant n cellules pour mémoriser 30 les n éléments d'information les plus récents reçus dans ledit premier canal, n étant un entier supérieur à 1, un comparateur incorporé dans chaque canal pour mesurer la distorsion subsistant dans les signaux reçus respectifs après correction de la distorsion afin d'obtenir un signal différentiel de ©Qrtie, un dispositif 35 produisant un signal correcteur, comprenant : n premiers corrêlateurs, associés chacun avec une cellule correspondante dudit premier registre à mémoire, chacun desdits premiers corrêlateurs comprenant : un multiplicateur pour multiplier numériquement ledit signal de sortie par la référence contenue dans ladite cellule copy 70 14303 ' 39 . 2039332 correspondante dudit premier registre à décalage et un dispositif pour intégrer le signal de sortie dudit multiplicateur, un second circuit de mémoire comportant m cellules pour mémoriser les m éléments d'information reçus le plus récemment par ledit second 5 canal, m étant un entier supérieur à 1, m seconds corrêlateurs, associés chacun à une cellule correspondante dudit second registre à uécalage, chacun desdits seconds corrêlateurs comprenant : un multiplicateur pour multiplier numériquement ledit signal de sortie dudit premier dispositif d'échantillonnage des signaux 10 par la référence contenue dans ladite cellule correspondante dudit second registre à décalage, et un dispositif pour intégrer le signal de sortie dudit multiplicateur, m premiers multiplicateurs numériques, associés chacun avec un desdits premiers corrêlateurs correspondants et comprenant chacun des éléments pour obtenir un 15 signal de sortie d'amplitude égale à celle dudit signal de sortie intégré à partir dudit premier corrélateur correspondant et ayant un signe déterminé par la référence contenue dans ladite cellule correspondante dudit second registre à mémoire, m seconds multiplicateurs numériques, associés chacun avec l'un desdits seconds 20 corrêlateurs correspondants et comprenant chacun des organes pour SL ÛGllS f engendrer un signal de sortie d'amplitude égale/dxtdit signal de sortie intégré provenant dudit second corrélateur correspondant dont le signe est déterminé par la référence contenue dans ladite cellule correspondante dudit second registre à mémoire, et un dis-25 positif pour additionner les signaux de sortie de chacun desdits premiers et seconds multiplicateurs numériques afin d'obtenir ledit signal correcteur. 31. Système à adaptation selon la revendication 30, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif pour retrancher ledit signal 30 correcteur dudit signal reçu dudit premier canal afin d'obtenir un signal corrigé. COPV