Brevet FR2029552A1 — publié le 19701023

La présente invention se rapporte à un convertisseur pour convertir des .impulsions de modulation en delta en impulsions cordées par permutation. Dans sa forme la plus courante, la modulation en delta 5 engendre un train d'impulsions positives et négatives de valeur unique, ou, le plus souvent, un train d'impulsions de valeurs binaires 1 et 0, indicatives de la différence d'amplitude instantanée entre l'onde de message en train d'être codée .et'"le train d'Impulsions intégré» Lorsque l'amplitude instantanée de l'onde de 1C message est plus grande que la.sortie.de l'intégrateur auquel est appliqué le train d'impulsions', une impulsion positive se trouve engendrée. Lorsque cette amplitude est plus petite que la sortie de l'intégrateur, une impulsion négative (ou pas d'impulsion) se trouve engendrée» Au récepteur, le train d'impulsions transmis 15 commande la polarité des impulsions engendrées localement, lesquelles sont à leur tour appliquées à un intégrateur dont la sortie, après un filtrage approprié, est la reproduction de l'onde de message originelle. Dans un système de modulation en delta à une seule inté-20 gration, tel qu'il vient d'être décrit, la qualité de la transmission, et partant le message restitué, subit l'effet du bruit de .quantification et de la distorsion par surcharge. Le bruit de quantification résulte de la valeur finie des échelons d'amplitude à la sortie de l'intégrateur, empêchant ainsi le système de détec-25 ter de petites variations de l'amplitude de l'onde de message, et la distorsion par surcharge résulte de l'incapacité du système de suivre les variations rapides de l'amplitude instantanée de l'onde de message. De plus, pour une fidélité raisonnable de-la reproduction du message originel, la modulation en delta requiert une vi-30 tesse d'échantillonnage élevée et, par conséquent, une bande de fréquences de transmission large» a'autre part, la modulation en delta peut être réalisée au moyen de circuits relativement simples aussi bien pour la conversion analogique-numérique que pour la conversion numérique-analogique, circuits qui peuvent au demeurant 35 être aisément réalisés sous forme de circuits intégrés. En conséquence, la modulation en delta constitue un choix excellent quand il s'agit de l'appliquer à des systèmes de boucles d'abonnés dans les cas où, en raison des grands nombres de circuits intéressés, les dimensions des équipements et l'économie de fabrication sont 40 des facteurs de première importance. 70 02788 2 2029552 Les systèmes de modulation par impulsions codées procu-. rent un train d'impulsions qui est une représentation linéaire, binaire ou d'une autre base, de l'onde de message. Celle-ci est périodiquement échantillonnée et l'amplitude de l'échantillon est 5 quantifiée puis codée sous forme d'un groupe de code binaire, par exemple» La qualité du signal dans un système de modulation par impulsions codées subit également l'effet du bruit de quantification ; toutefois, lorsque les paramètres d'un système de transmission sont choisis pour assurer une qualité optimale, exprimée en 1C fonction du rapport signal/bruit, la modulation par impulsions codées requiert une largeur de bande de fréquences transmises considérablement plus petite que celle que requiert la modulation en delta, et elle convient dès lors mieux pour des circuits de jonctions sur lesquels de grands nombres de signaux sont transmis. 15 Dans un système téléphonique dans lequel les centraux sont connectés par des jonctions, et dans lequel chaque central dessert plusieurs lignes d'abonnés, un système dans lequel la modulation en delta est utilisée pour les boucles d'abonnés et la modulation par impulsions codées, pour les circuits de jonctions, utilise 20 chèque forme de transmission de signaux dans le milieu auquel elle convient le mieux. Un tel système consiste, par exemple, en un codeur à modulation en delta et un codeur à modulation par impul-' sions codées séparés par un circuit pour engendrer une reproduction analogique du signal originel à partir du train d'impulsions de 25 modulation en delta. Il existe donc une certaine redondance de conversion et les avantages dus à' la simplicité du codage par un circuit de modulation en delta se trouvent ainsi perdus,puisque ce système requiert l'utilisation du convertisseur analogique -impulsions codées compliqué» 3C La présente invention a pour but d'éliminer la nécessité d'un codeur de modulation par impulsions codées classique et compliqué qui se trouve requis lorsque l'on- veut décoder le signal de modulation en delta avant de procéder au codage en impulsions cordées, de manière à tirer profit du codage relativement simple par 35 la modulation en delta en convertissant directement le signal de modulation en delta en un format de modulation par impulsions codées. Bien que l'invention soit illustrée de la manière la plus sugg sstive en se référant à un format de modulation par impulsions codées, il est bien entendu que i'invention s*étend également à la 40 conversion en codes à'permutation autres que les formats de modula 70 02788 3 2029552 tion par impulsions codées binaires» Le convertisseur selon l'invention se caractérise par un registre à décalage comprenant plusieurs étapes auxquels sont appliqués les impulsions de modulation en delta, un compteur réversible 5 propre à engendrer des signaux de code à permutation et connecté au registre à décalage, un premier circuit combineur connecté à plusieurs étages du registre à décalage afin de'dériver un signal de correction, et un second circuit combineur pour combiner la sortie du compteur réversible et ie signai de correction fourni par le 1C premier circuit combineur afin de procurer un signal de sortie de modulation par impulsions codées corrigé» Le compteur suit le message d'entrée, ajoute un à sa sortie binaire ou soustrait un de celle-ci d'après la polarité du signal de modulation en delta. A tout instant, la sortie du compteur est une 15 approximation du message originel dans le code à permutation choisi tel que, par exemple, le code binaire, et elle contient le bruit de quantification et de distorsion présent dans le signal de modulation en delta. D'autre part, la sortie du registre à décalage est un signal de correction dans le code à permutation engendré par un échan-20 tillonnage instantané de plusieurs chiffres du train d'impulsions de modulation en delta avant leur application séquentielle au compteur. Selon l'invention, les sorties des dérivations du registre à décalage et du compteur sont introduites dans un accumulateur dans lequel la sortie du compteur est ajustée par les sorties des 25 dérivations et le bruit qui y est contenu se trouve ainsi réduit, l'accumulateur est périodiquement échantillonné à la vitesse de transmission de la modulation par impulsions codées afin de produire une forme codée par modulation par impulsions codées, du signal de modulation en delta» L'ajustage de la sortie du compteur 30 par les sorties du registre à décalage améliore la précision de la représentation par code à permutation afin de satisfaire aux exigences en ce qui concerne le bruit de quantification du système. Les valeurs des coefficients du registre à décalage sont déterminées mathématiquement par la méthode statistique des moin-35 dres carrés donnant lieu à une relation inverse entre le nombre de coefficients et la vitesse d'.échantillonnage de la modulation en delta pour un niveau fixé du bruit de quantification à la sortie. Cette relation rend possible de concevoir le convertisseur en sor-- te de produire un taux quelconque de bruit de quantification à la 40 sortie dans une gamme large, ou de maintenir un niveau de bruit 70 02788 4 2029552 prédéterminé avec une variété de vitesses et de degrés de complexité divers du convertisseur. Le convertisseur fondamental selon l'invention peut être utilisé avec un modulateur en delta comme codeur en signaux de mo-5 dulation par impulsions codées à usage général, dans lequel on exploite la simplicité de la modulation en delta dans la conversion analogique-numérique, ainsi que comme convertisseur de signaux de modulation en delta en signaux de modulation par impulsions codées. L'invention apparaîtra plus clairement à la lecture de la 10 description qui suit, faite en regard des dessins joints sur lesquels : - la figure 1 est un schéma fonctionnel d'un convertisseur destiné à convertir les signaux de modulation en delta en signaux de modulation par impulsions codéés, selon l'état actuel de 15 la technique ; - la figure 2 est un schéma fonctionnel d'un convertisseur selon l'invention ; - les figures 3, 4 et 5 sont des graphiques montrant certains paramètres*du convertisseur selon la figure 2 en fonction de 20 divers signaux d'entrée. Selon l'état actuel de la technique, un système destiné à convertir des signaux de modulation en delta en signaux de modulation par impulsions codées se présente comme montré sur la figure 1, sur laquelle on voit une source 11 d'un message y(t) con-25 necté à une entrée du-comparateur 12 du modulateur en delta 13. Le comparateur 12 est un circuit §É deux entrées qui fournit un signal de sortie ayant une polarité indicative de la différence existant entre les signaux appliqués à ses"deux entrées* Cette sortie est appliquée à un détecteur de polarité 14, lequel, sous la com-30 mande d'une horloge 16, échantillonne la/sortie du comparateur 12 et fournit à sa sortie l'un ou l'autre de deux états binaires d'après la polarité de la sortie du comparateur 12. Ces états binai-res (bn) représentent 3a sortie utile du modulateur en delta et sont transmis comme signal de modulation en delta. En même temps, la 35 sortie bn du détecteur de polarité est connecté à un circuit formateur d'impulsions qui convertit l'un des états binaires en line impulsion positive et l'autre état binaire en une impulsion négative. La sortie du circuit formateur d'impulsions 17 est appliquée à un intégrateur 18 dont la sortie est une fonction en gradins d'échê-40 Ions S, qui est appliquée au comparateur 12 dans lequel elle est 70 02788 5 2029S52 comparée au signal entrant y(t). Le modulateur en delta 13 qui vient d'être décrit est de conc.eption classique. D'autres types de modulateurs en delta, ou d'autres montages de composants pourraient parfaitement être uti-5 lisés pour fournir un signal de sortie de modulation en delta typique. Pour les besoins de la description qui va suivre, on supposera que la sortie du modulateur en delta est un train d'impulsions binaires bn ayant une vitesse de bit de l/x . Un autre paramètre fondamental du système décrit Jusqu'à présent est l'échelon 1C 5 du circuit intégrateur. L'échelon .5 est sélectionné pour assurer un équilibre correct entre le bruit de quantification, qui prédomine pour des valeurs élevées de 6 -, et le bruit de surcharge qui est prédominant pour de faibles vêtleurs de 5. i i Le train d'impulsions binaires bn obtenu à la sortie du 15 modulateur 13 est appliqué à l'entrée d'un convertisseur 21 qui comprend un intégrateur 22 et un filtre 23• L'intégrateur 22 est sensiblement identique à l'intégrateur 18 du modulateur 13, et le filtre 23 est un filtre passe-bas qui élimine les composantes haute fréquence de la sortie de l'intégrateur. La sortie du 20 convertisseur 21 est une reproduction y(t) du signal d'entrée originel y(t). La sortie y(t) du convertisseur est appliquée à un circuit d'échantillonnage 31 d'un modulateur -à modulation par impulsions codées 32, dans lequel elle est échantillonnée sous la commande 25 d'une horloge 33 à la vitesse de l/2W où W est la fréquence la plus élevée du message. La sortie de 1'échantillonneur 31 est appliquée à un circuit quantificateur 34 dans lequel elle est quantifiée en un des niveaux de modulation par impulsions codées attribué au préalable, puis à un codeur à modulation par impulsions co-30 dées dans lequel les échantillons quantifiés sont codés, par exemple, en un codé binaire à sept chiffres. La conversion du signal de modulation en delta en signal de modulation par impulsions co-. dées est fortement simplifiée si la vitesse l/r de la modulation en delta et la vitesse 1/2W d'échantillonnage du"modulateur par - 35 impulsions codées sont liées entre elles, leur-rapport étant donné par : R " 2Wt où R est un entier , appelé le taux d'expansion de la largeur de bande. 70 02768 6 2029552 De ce qui précède, il ressort que le montage selon la figure 1 implique une redondance,en ce sens que le message originel, ou une approximation de celui-ci, est reproduit durant le processus de conversion. 5 Selon les principes de l'invention, illustrés par un exemple de forme de réalisation montré sur la figure 2, la redondance inhérente au"processus de conversion réalisé dans le montage selon la figure 1, est éliminée et le taux de "bruit du signal de sortie est réglé par les paramètres d'exécution du circuit de con-10 version et rendu conforme aux exigences de transmission par modulation à impulsions codées grâce à une. conversion digitale directe -.du signal de modulation en delta en un signal de modulation par impulsions codées. Le convertisseur représenté sur la figure 2 est conçu 15 pour être substitué en lieu et place des éléments 21 et 32 sur la figure 1. Pour la simplicité on n'a pas représenté le modulateur en delta, de telle sorte que l'entrée du convertisseur de la figure 2 est le train d'impulsions bn , c'est-à-dire la sortie du modulateur en delta, tandis que la sortie du convertisseur est le si-20 gnal de modulation par impulsions codées ou un autre signal codé par permutation Le montage représenté sur la figure 2 com prend un registre à décalage 41, un' compteur réversible 42, un additionneur de coefficients 43 et un additionneur de termes 44. Le registre à décalage 41 comprend N étages représentés 25 par les étages 46, 47 et 48, qui peuvent être constitués par des circuits quelconquesbien connus, tel que, par exemple, de simples bascules fonctionnant sous la commande d'une horloge 49 qui fournit des impulsions temporelles à la vitesse 2RW de la modulation en delta. Après un instant d'échantillonnage quelconque, N chiffres 30 séquentiels . du train d'impulsions bn sont emmagasinés dans le registre, et l'état de chaque étage du registre est déterminé par la polarité de l'impulsion, ou par la présence ou l'absence d'une impulsion, dans cet étage. Les étages des registres sont connectés à des multipli-35 eurs digitaux à coefficients pondérés 51, 52, 53> 54. Chaque multi-plieur digital fournit une sortie sous forme d'un nombre binaire à plusieurs chiffres représentant l'amplitude du coefficient pondéré d'après l'état de l'étage correspondant du registre à décalage auquel il est connecté. Le procédé pour déterminer le facteur de 40 multiplication de chaque multiplieur sera décrit plus loin. Les 70 02788 y 2029552 sorties des N multiplieurs digitaux sont appliquées à l'additionneur de coefficients- 43 dans lequel elles sont additionnées afin de fournir un signal de correction basé sur llnterpolation du train d'impulsions de modulation en delta. 5 Le train d'impulsions de modulation en delta, après avoir traversé le registre à décalage, est appliqué au compteur réversible 42 qui fournit une sommation continue du signal de modulation en delta sous forme digitale, ajoutant ou soustrayant des bits d'après la polarité, ou la présence ou l'absence, des impul-10 sions de modulation en delta. La sortie du compteur est un code à permutation contenant les composantes de bruit inhérentes au signal de modulation en delta. A un instant donné quelconque, le compteur répond au bit unique bn du signal de modulation en delta, tandis que le registre à décalage examine les N bits suivants qui 15 doivent être appliqués au compteur et il engendre des signaux de correction basés sur une interpolation de ces impulsions afin de corriger la sortie du compteur. Celui-ci peut être constitué d'un circuit quelconque connu, par exemple, par plusieurs circuits de bascules disposés séquentiellement afin de réaliser l'addition et 20 la soustraction de chiffres dans la sortie codée. De tels circuits sont de la compétence de l'homme de l'art et leur structure réelle ne fait pas partie de la présente invention. La sortie du compteur 42 est appliquée à l'additionneur de termes 44, et la sortie de l'additionneur 43 est également ap-25 pliquée à l'additionneur de termes 44 à la vitesse 1/2W de la modulation par impulsions codées ou de tout autre code, commandé par l'horloge 56. L'additionneur 44 combine la sortie du compteur 42 avec les signaux de correction provenant de l'additionneur 43 afin de fournir une sortie ajustée présentant, ainsi qu'on le verra plus 3C loin, un rapport signal/bruit qui satisfait aux exigences du système dans lequel 'le convertisseur est utilisé. D'autres montages tels qu'une combinaison de circuits logiques, peut être utilisée .pour réaliser les mêmes opérations que les multiplieurs et l'additionneur de termes. 35 Lors de la conception d'un circuit destiné à engendrer une conversion directe du signal de modulation en delta en un signal de modulation par impulsions codées, par exemple, la souplesse de la conception sera obtenue si la vitesse d'échantillonnage de la modulation en delta et la complexité du convertisseur,déter-40 minéepar la valeur de N, c'est-à-dire le nombre d'étages, sont j 70 02788 6 2029552 liée3 entre elles suivant une fonction inverse. L'analyse à montré que la détermination des valeurs des coefficients du registre à décalage 41 sur base d'une simulation du système analogique représenté sur la figure 1, ne permet pas d'atteindre ce but. Toute-5 fois, la détermination des valeurs des coefficients au moyen d'une analyse par erreur quadratique moyenne minimum permet d'obtenir la relation voulue, de telle sorte qu'il est possible d'éviter la complexité du circuit à la vitesse d'échantillonnage de la modulation en delta, afin de réaliser une conception convenant particulière-10 ment à l'application particulière envisagée. La sortie modulée par impulsions codées dans le montage représenté sur la figure 2, peut être considérée comme une estimation statistique de l'échantillon y^ du message analogique y(t), pris à l'instant t = jRf = j/2W, dans lequel j est l'indicateur 15 d'indexation de la modulation par impulsions codées, t est le temps, x est l'instant d'échantillonnage du signal de modulation en delta et 2W est la vitesse d'échantillonnage du signal de modulation par impulsions codées. Gomme x(t) , le signal de modulation en delta intégré, est une valeur approchée de y(t), les valeurs d'é-20 chantillons xR = x(m:') de x(t) sont des données utiles pour l'estir-*- mation de D'une manière spécifique, les données utilisées pour estimer y^ sont qui est une valeur approchée de y^R et des échantillons XjR+1 , > • • • > xjR+M * xjR-M * engendré Pen dant Mt secondes avant et après l'occurrence de l'échantillon 25 XjR. L'estimation linéaire y^R est la somme pondérée des données sélectionnées dans lesquelles a^ est le poids de x^ ^ . Dès lors, M 30 *3* "le 5 -m afcxjR-k- (2) Dans cette analyse, les symboles bn sont supposés avoir un poids +1 ou -1 de telle sorte que est proportionnel à la somme de tous les bR jusqu'à et y compris b^ *k " 6 i b„ • n = -oo A Les équations (2) et (3) peuvent être combinées pour obtenir y^R en fonction de b* -, 15 70 02788 9 2029552 co ^jR = 6 I Sn b jR-n (4) n = -M où les coefficients des symboles binaires sont liés aux a^ par 5 n gn = 6 £ ak pour -M 4 n 4 M (5) k = -M M ' gn = 5 £ ak pour n > M. (5a) 10 k - -M Comme gn est constant pour n > M, l'équation (3) peut être réécrite comme suit : M-l OO - I - " «n bjR-n + % T- bJR-n . (6) 15 k = -M - n = M Afin de simplifier l'équation (2), il est possible de diviser l'équation (6) par g^ et de prendre comme échantillon de signal de modulation par impulsions codées voulu, M-l 20 zjR = yjR/% = bjR-n + £ bjR-n0 (7) n = -M n = M Dans la ,relation (7), l'index dë sommation n peut être remplacé par m = n+M afin d'obtenir la relation suivante : 25 • N-l ZjR = £ "m b jR+M-n + £ bjR+M-n (8) m = o n = N dans lequel" N = 2M et 30 am = gm-M//gM * Le second terme de l'équation (7) est réalisé par le compteur 42 travaillant sur le signal d'entrée de modulation en delta, retardé de.NT secondes tandis que le premier terme est la somme pondérée 35 des sorties binaires du registre à décalage 41. La relation (8) donne donc la relation de , c'est-à-dire le signal de sortie du montage de la figure 2, par Rapport au signal d'entrée. L'analyse qui précède prouve que ZjR est proportionnel à l'estimation statistique y . Les coefficients affi correspondant au montage de 40 de la figure 2 peuvent être calculés à partir des coefficients 70 02786 10 2029552 estimés à ak par la relation suivante : m M I a. 'k et m -M M r \ k m = o, ..., N-l (10) qui est une combinaison des équations (5) et (9). 10 Dans ce qui suit on va décrire les moyens de déterminer l'ensemble des coefficients a^ , .aQ , qui donne lieu à un bruit de quantification minimal à la sortie du montage de la figure 2. L'erreur quadratique moyenne estimée de l'équation (2) peut 15 être écrite comme suit : T| - B riyjR - ?jr)2-7 I11» où E /~->_7 est l'opérateur d'expectation. L'équation (11) peut être élargie pour donner 15 M • • T) = a2 - 2 £ ak E l yJR XjR-k J k = -M (12) M . M 25 + I ï ak am E / xjR-k xjR-m 3 ■ k = -M m = -M où a est la valeur efficace de. y(t) k est un premier indice et m est un second indice. 30 \ L'expectation dans la sommation unique exprimée dans l'é quation (12) est la fonction d'intercovariance de (y^) et (xR) et 1'expectation dans la sommation double est la fonction auto-covariance de (xn). On peut montrer que si y(t) est un membre d'un ensemble stationnaire, la séquence des échantillons xR 35 est également stationnaire, auquel cas on peut adopter la notation «k - E CyJH * 3E.k y (13) qui dépend uniquement de k pour l'intefcovariance et r: u~EZ xjR_k xjR-m J ^ 70 02788 n 2029552 où u «= m-k, pour l'auto-covariance. Avec cette notation, l'équation (12) peut s'exprimer en notation matricielle T] « o2 - 2AT5 + ATyA (15) 5 où $ et A sont définis comme les vecteurs de colonne (N+l x 1: matrices) de composantes et a^ (-M k ^ M) repectivement, f est la matrice d'auto-covariance N+l x N+l de composantes Ttc,m rm-k (-M ^k,m -^.M) (16) 10 T et A est la transposée du vecteur A. On peut montrer que si la valeur moyenne de y(t) est zéro, ce qui est généralement le cas, les coefficients pour lesquels est minimum sont donnés par la relation : 15 a* - m)- et l'erreur quadratique moyenne minimale est "rtn"2-'1'"1' Pour résoudre l'équation (17) afin d'obtenir les coeffi- 20 cients an, il est nécessaire d'établir les statistiques de co-variance de la modulation en delta, qui dépendent des propriétés statistiques du signal analogique d'entrée et des paramètres de la modulation en delta, 5 etr . La détermination de an sur base des hypothèses qui sont applicables à une gamme étendue de cas prati- 25 ques va être démontrée à présent. Les hypothèses sont : (1) l'entrée y(t) est un membre d'un ensemble gaussien stationnaire avec une fonction de densité spectrale Y(f). (2) le modulateur en delta est conçu en sorte que les effets de surcharge soient négligeables. 30 Dans ce cas, les fonctions de covariance 5^ et ru peuvent être exprimées en fonction de (3 = 6/o-, la valeur de l'échelon peut être exprimée comme un multiple du signal efficace et pk sont les coefficients de covariance du signal d'entrée analogique : C W 35 * pk - % J T(f) cos Utrkft) df (19) En général, la valeur de l'iéchelon en modulation en'delta est une petite fraction du signal d'entrée efficace, auquel cas, l'intercovariance est donnée d'une façon très précise par 70 02788 12 2029552 B, - O2 et 5 = a p 5 et l'auto-covariance par r_ = cr2 + 52/3 et .2 , 26' 10 o o oo s T ' k=l k L'équation {17) devient uk ru = Pu CT*" + £ I=y exp -1 15 rl r2 N 20 A* = 25 TC2k2(l-pu) _ ? «V (20) (21) (22) (23) X (24) °2Pn N ■N-l dont la solution donne les coefficients an sous forme analogique, à partir de laquelle, au moyen de l'équation (10), on peut obtenir l'ensemble des coefficients ano 30 La figure 3 est un graphique construit à partir de l'équa tion (18) et donnant la relation entre les trois paramètres N, R et S, où S est le rapport signal/bruit, donné par la relation suivants: S = cr2 35 V mi (25) mxn En pratique, S est la variable indépendante, déterminée d'après les critères de fidélité du système. S- étant fixé,N et R varient la raison inverse eten pratique leurs valeurs sont choisies pour obtenir un compromis encre deux objectifs : obtenir une faible vi-40 tesse de modulation en delta (R faible) et une structure simple 70 02788 -i-3 2029552 pour le convertisseur (N faible). La figure 3 correspond à un système dont l'entrée g^ussienne provient d'un spectre plat dont la bande est limitée à W Hz. Les courbes en trait plein montrent la variation de S en fonction de R pour diverses valeurs de N, et la 5 courbe en trait interrompu indique le résultat du traitement analogique optimal du signal de modulation en delta indiqué, correspondant au rapport signal/bruit d'un filtre transversal avec un nombre d'étages illimité. D'autre part, la courbe inférilettre correspondant à N=0 , se rapporte à un convertisseur qui ne comporte 10 que le compteur réversible. Pour N - 4 (registre à dé-cala=gie à quatre étages et compteur réversible),, il y a approximativement un accroissement du rapport signal/bruit de 9 décibels par rapport au cas où N=0, ou, pour une valeur fixée de S, la vitesse du- signal de modulation en delta requise est réduite à environ un tiers" de celle 15 requise dans le cas N=0. Les données présentées sur la figure 3 se rapportent à une estimation analogique avec coefficients analogiques. Selon l'invention, ces coefficients analogiques sont convertis en leurs équivalents numériques. En pratique, il est souhaitable d'arrondir les 20 coefficients à un nombre raisonnable de places numériques. Moyennant la restriction que la conversion numérique des coefficients ne peut dégrader le rapport signal/bruit de plus 0,5 dB, le nombre minimum de places binaires L# est la valeur minimum de L pour laquelle l'inégalité 25 10 log 0,5 (26) est valable pour tous les R ^ 10 d'intérêt pratique où T)(L) = a2 - 2 l~A{L)jHUU + y A(l) (;27) 30 A partir de l'inégalité (26) et de l'équation (27) on obtient; le tableau I qui est valable pour R 10. - Table aut I L* 3 3 _J4 J_6 35 N 2 4 jS 16 ■ ' JL 32 Le tableau I indique, par exemple, que poiar un convertisseur à trois étages, trois places de coefficienta numériques donnert une précision suffisante pour maintenir le rapport signal/bruit 40 dans une gamme de 0,5 dB autour de la valeur optimale. 70 02788 14 2029552 La partie registre à décalage du convertisseur peut être considérée comme un filtre qui rejette les composantes situées hors de la bande du signal d'erreur engendré. Comme le nombre d'étages est accru, le facteur de bruit est réduit à la sortie. Le regis-5 tre à décalage peut également être considéré comme un estimateur d'une variable aléatoire qui base son" estimation sur un nombre croissant de données en corrélation à mesure que N augmente tandis que le facteur de bruit diminue à la sortie» Enfin, le registre à décalage, ou filtre,peut être considéré comme un dispositif d'in-10 terpolation. A mesure que le nombre d'étages du filtre augmente, la vitesse des signaux de modulation en delta peut être réduite et une valeur proportionnellement plus grande de l'échelon peut être tolérée dans le modulateur en delta. La résolution du signal de modulation en delta se trouve donc réduite tandis que la précision du 15 signal de sortie modulé par impulsions codées est maintenue par suite de l'interpolation exécutée par le filtre entre des niveaux de quantification présentant entre eux des écarts sans cesse croissants. Les courbes de la figure 3 discutées plus haut se rappor-2C tent au traitement de signaux d'entrée ayant un spectre de fréquences plat. La figure 4 est un graphique se rapportant à des signaux présentant le spectre de signaux de parole ou de signaux de télévision, tandis que la figure 5 se rapporte à des signaux d'un vidéo-téléphone, tel que le dispositif mis sur le marché anglo-saxon 25 sous la marque "Picturephone" . Les courbes des figures 4 et 5 sont tout à fait similaires à celles de la figure 3 et ne présentent par rapport à celles-ci qu'un certain décalage vertical. Comme exemple de réalisation d'un convertisseur, on supposera que le.signal d'entrée a un spectre correspondant aux signaux 30 de parole et qu'un rapport signal/bruit de 41 dB est requis. Sur la figure 4, on peut voir qu'un convertisseur dans lequel N=4 et R=40 fournit le rapport signal/bruit voulu» D'autres valeurs de K pourraient évidemment être choisies. Une valeur de 4 pour N représente un compromis raisonnable entre la complexité et la vitesse 35 d?échantillonnage » Le tableau II ci-après donne les valeurs optimales des coefficients, déterminées a partir des équations (10), (17), (18) et (26). 70 02788 15 2029552 TABLEAU II 5 10 Les opérations arithmétiques du convertisseur, c'est-à-dire la mul-15 tiplication des coefficients par plus et moins un et l'addition des coefficients et l'addition de leur somme à la sortie du compteur, ne doivent être exécutées qu'à la vitesse des impulsions codées, soit une fois pour chaque groupe de 40 entrées de signaux de modulation en delta. En conséquence, les multiplieurs et addtion-20 neurs de coefficients peuvent être partagés dans le temps entre plusieurs signaux. Il a été constaté que les valeurs des coeffi-coents données dans le tableau II sont généralement applicables quel que soit le spectre du signal d'entrée et quelle que soit la vitesse d'échantillonnage du modulateur en delta et, dès lors, le 25 partage dans le temps entre des signaux ayant des spectres différents est parfaitement possible. Il va de soi que d'autres montages que celui qui a été décrit plus haut à titre d'exemple peuvent être conçus suivant les principes mêmes de l'invention. n an am am (BINAIRE) m -2 0,15996 0,15996 0,001 0 -1 0,22575 0,38571 0,011 1 0 0,22866 0,61437 0,101 2 1 0,22575 0,84013 0,111 3 2 0,15996 \ i 70 02788 16 2029552 REVENDICATIONS . 1.- Convertisseur pour convertir des impulsions de modulation en delta en impulsions codées par permutation, caractérisé en ce qu'il comprend un registre à décalage ayant plusieurs étages 5 (46, 47» 48) auxquels sont appliqués les impulsions de modulation en'delta, un compteur réversible (42) propre à engendrer des signaux de code à permutation et connecté au registre à décalage, un premier circuit combineur (43) connecté à plusieurs étages du registre à décalage afin de dériver un signal de correction, et un 10 second circuit combineur (44) pour combiner la sortie du compteur réversible et le signal de correction fourni par le premier circuit combineur afin de former un signal de sortie de modulation par impulsions codées corrigé» 2.- Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé 15 en ce que des multiplieurs (51, 52, 53) sont connectés entre les étages du registre à décalage et le premier circuit combineur afin de régler les signaux appliqués audit circuit combineur par les étages respectifs du registre à décalage» 3.- Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé 20 en ce que les multiplicateurs (5'1, 52, 53) fournissent des signaux de sortie en nombres binaires à plusieurs chiffres, représentant le facteur pondéré des états des étages respectifs du registre à décalage.