Brevet FR2027062A1 — publié le 19700925

i 2027062 La présente invention se rapporte de façon générale à des réseaux amplificateurs présentant des caractéristiques de grande largeur de bande et qui sont appropriés aux systèmes amplificateurs à large domaine dynamique, et plus particulièrement à des 5 systèmes amplificateurs à réglage automatique rapide de gain capables de traiter des signaux à large bande dynamique, tels que ceux que 1'on rencontre dans le traitement de données sismiques, et ceux-ci sont donc particulièrement appropriés à leur utilisation dans les systèmes d'enregistrement sismiques numériques. 10 Le développement des instruments d,enregistrement dans le champ des données sismiques numériques à large bande dynamique, qui sont capables d'enregistrer des données sismiques sous forme numérique sur des rubans magnétiques à grande vitesse, a entraîné la nécessité d'amplificateurs analogiques à gain de précision et à 15 basse distorsion» Ces amplificateurs ont une présence nécessaire entre les géophones et les convertisseurs analogiques numériques de ces systèmes afin de reproduire fidèlement les signaux sismiques & un niveau d'amplitude acceptable pour le convertisseur analogique numérique* Cela rend possible de mettre en oeuvre tout 20 le domaine de mesure dynamique du système* De façon avantageuse ces systèmes auront des caractéristiques de grande largeur de bande* Etant donné que les signaux sismiques peuvent avoir de façon classique une large bande dynamique, c'est-à-dire de l'ordre de 25 120 db, la pratique a souvent été dans le passé de comprimer ces signaux, de façon typique à 78 db, de telle sorte qu'ils puissent être traités par le convertisseur analogique numérique et enregistrés. Différents dispositifs de commande de gain ont été utilisés pour réaliser une telle compression, par exemple, une comman-30 de de gain programmée où le gain est lentement changé entre des limites préétablies tandis que l'amplitude moyenne du signal sis-mi que change. Un autre«scemple d'un système de commande de gain automatique comprend un établissement de moyenne de temps de l'énergie sismique amplifiée pour ajuster le gain. Plus récemment, 35 on a développé des amplificateurs qui assurent des changements de gain par étape basés sur un certain aspect de l'amplitude du signal existant dans un espace de temps de l'enregistrement sismique» Un type de système amplificateur assurant un changement de gain par étape est connu sous le nom d'amplificateur de gain bi-40 naire, comme par exemple, ceux qui sont représentés et décrits 69 44882 2 2027062 dans les brevets américains N° 3 308 392 (Me Carter) et n° 3 315233 (Hibbard et autres). Des systèmes amplificateurs utilisant des changements de gain par étape sont aussi décrits dans les brevets américains n° 2 967 292 (Eisner), n® 3 241 100 (Loofbourow) et 5 n® 3 264 574 (Loofbourow). La présente invention se rapporte principalement à des améliorations dans les caractéristiques de largeur de bande de réseau amplificateur en cascade, et plus particulièrement aux améliorations apportées aux systèmes amplificateurs de commande de gain 10 capables de traiter une grandé bande dynamique de réseaux et d'assurer tin parcours de gain automatique, tels qu'ils sont décrits dans une copendante demande de brevet déposée en France ce m$me jour au nom de la Demanderesse et ayant pour titre : w Système amplificateur automatique à réglage rapide et à large bande 15 dynamique n. L*un des principaux objets de la présente invention est d'offrir un tel système amplificateur à réglage rapide de gain numérique automatique et à large bande dynamique qui définit automatiquement le gain optimal avec précision en se basant sur l'am-20 plitude instantanée de la donnée d'entrée au moment où la conversion analogique numérique commande, et qui présente des caractéristiques de largeur de bande améliorées. En bref, un aspect de la présente invention comprend la fourniture d'un réseau amplificateur en cascade du type où différents 25 réglages de sortie à différents niveaux de gaia..-sont prévus à des étages choisis du réseau, et où des moyens sont prévus pour étendre la largeur de bande du réseau, qui comprennent l'établissement d'un couplage en courant continu entre les étages successifs en cascade et tin circuit de réaction allant de la sortie 30 du dernier étage en cascade à l'entrée du premier étage en cascade. L'invention est particulièrement appropriée à offrir un système amplificateur à réglage rapide de gain automatique et de large bande dynamique comprenant un réseau amplificateur en cascade constitué par une pluralité d'étages amplificateur en cascade 35 comprenant une pluralité d'étages amplificateurs couplés en DG prévus avec un parcours de réaction allant de la sortie du dernier étage en cascade à l'entrée du premier étage en cascade et des moyens de tirer des éléments de sortie des étages successifs du réseau en vue d'établir une pluralité d'intervalles de gain 40 d'amplification prédéterminées et progressivement différents. De 69 44882 3 2027062 façon avantageuse le circuit de réaction comprend un filtre qui a une caractéristique roll-off de haute fréquence et un gain d'au moins l'unité. Des moyens sont prévus pour une commutation séquentielle de l'un à l'autre des dits intervalles de gain pendant 5 les intervalles d'échantillonnage successifs tandis que des signaux sont transmis par l'intermédiaire du dit réseau sur une sortie commune, ces moyens comprenant des moyens de comparaison des signaux transmis à la dite sortie commune avec un signal de référence prédéterminé et de maintien sélectif de l'un prédéterminé 10 des dits domaines de gain pendant un intervalle de temps de maintien sensiblement plus long que les dits intervalles d'échantillonnage lorsque le signal de sortie transmis à la sortie commune comporte un rapport prédéterminé au dit signal de référence. Dans un mode de réalisation préférentiel, les moyens d'établissement 15 des dits intervalles de gains progressivement différents comprennent des moyens de commutation sélective des sorties respectives des dits étages en cascade sur le circuit de sortie commune pendant les intervalles d'échantillonnage, et les moyens de maintien sélectif de l'un des dits intervalles de gain comprennent des 20 moyens de maintenir sélectivement l'une des dites sorties d'étage en cascade couplée sur la dite sortie commune pendant l'intervalle de temps de maintien. De façon avantageuse, en liaison avec un aspect préférentiel de l'invention, le circuit de sortie commune est couplé par un 25 convertisseur analogique numérique sur des moyens d'enregistrement numériques destinés à l'enregistrement de 1'information en signal correspondant à la valeur numérique instantanée du signal prélevé sur le circuit de sortie commune, et le niveau de gain auquel le signal est transmis par le système, tel que déterminé 30 par l'un des intervalles de gain dAmplification, est maintenu pendant l'intervalle de maintien alors que le signal est dirigé sur le circuit de sortie commune. En liaison avec un autre aspect de l'invention, on a prévu une pluralité des dits systèmes amplificateurs à réglage de gain, en 35 même temps que des moyens du multiplexe destinés à coupler les sorties respectives selon un fonctionnement simultané en parallèle sur des moyens comprenant le convertisseur analogique numérique. Dans un mode de réalisation préférentiel, le système amplifica-40 teur à large bande dynamique comprend une partie d'un système de 69 44882 4 2027062 traitement de données sismiques comprenant des moyens de fournir une information en signal sismique à l'entrée du système amplificateur* Dans un mode de réalisation préférée le signal de réaction et 5 le signal d'entrée sont appliqués à un étage d'amplification qui a un facteur de 2, arec des réseaux appropriés assurant l'atténuation des signaux respectifs de l/2, de telle sorte que l'étage a un gain net de l'unité* De façon avantageuse le réseau de réaction comprend un filtre 10 actif qui a un gain d'au moins l'unité et une caractéristique roll-off de haute fréquence* Les objets et avantages de cette invention peuvent $tre mieux compris et appréciés en se référant à la description détaillée établie ci-dessous, en même temps qu'aux dessins où, 15 la figure la est un schéma de circuit, partiellement sous la forme de blocs, représentant un système de traitement de données sismiques incorporant une pluralité de systèmes amplificateurs à réglage rapide de gain automatique et à large bande dynamique, relatif à la présente invention; 20 la figure lb est un circuit schématique en partie sous forme de blocs, illustrant un autre mode de réalisation de la présente invention incorporé dans un système de traitement de données sismiques semblable i celui de la figure laj la figure le est un circuit schématique, en partie sous ferme 25 de blocs illustrant en détail une partie des systèmes représentés sur les figures la et lb, particulièrement la partie des systèmes respectifs qui est référencée en tant qu'élément J sur les figures la et lb; la figure 2a est un circuit schématique en partie sous forme de 30 blocs, illustrant une autre forme d'un système de traitement de données sismiques incorporant une pluralité de systèmes amplificateurs rapides à large bande dynamique, se rapportant à la présente invention; la figure 2b est un schéma de circuit, en partie sous forme de 35 blocs, illustrant un autre mode de réalisation de l'invention incorporé dans un système de traitement de données sismiques semblable à celui de la figure 2a; la figure 2c est un schéma de circuit en partie sous forme de blocs, illustrant en détail une partie des systèmes représentés 40 sur les figures 2a et 2b, particulièrement la partie des systèmes 69 44882 5 2027062 respectifs qui est référencée en tant qu'élément J* sur les figures 2a et 2b; la figure 3 est un circuit schématique, sous forme de blocs, illustrant en détail les parties du système des figures la, lb, 5 2a et 2b, référencés en tant qu'ensemble Aj la figure 4 est un circuit schématique, en partie sous forme de blocs, illustrant en détail les parties des systèmes des figures la, lb, 2a et 2b référencés en tant qu'ensemble B; la figure 4a est une représentation schématique montrant la 10 réponse de la réponse de fréquence caractéristique des réseaux de circuit en cascade représentés sur les figures la, lb, 2a et 2c, y compris la boucle de réaction de l'ensemble "0» du réseau en cascade respectif; la figure 5 est un schéma de circuit illustrant én détail la 15 partie des systèmes des figures la, lb, 2a et 2b qui est référencée sous le nom d'ensemble C; la figure 6 est un circuit schématique, en partie sous fonne de blocs, illustrant en détail la partie des systèmes représentés sur les figures la, lb, 2a et 2b sous la référence d'ensemble D; 20 la figure 6a est un circuit schématique en partie sous forme de blocs illustrant une forme préférentielle en alternative de la partie des systèmes représentés en la, lb, 2a et 2b sous la référence d'ensemble "D« et dont la fonne alternative est référencée sur la figure 6 en tant qu'ensemble "D"; 25 la figure 7 est un circuit schématique, sous forme de blocs, qui illustre en détail la partie des systèmes représentés sur les figures la, lb, 2a et 2b sous la référence d'ensemble nE"; la figure 8 est un circuit schématique sous foiroe de blocs illustrant en détail la partie des systèmes représentés sur les 30 figures la, lb, le, 2a, 2b et 2c sous la référence d'ensemble "F"; la figure 9 est une représentation schématique de l'amplitude d'un signal après amplification, illustrant les caractéristiques d'un exemple d'un système amplificateur construit en liaison avec les principes de la présente invention; 35 la figure 10 est un circuit schématique, en partie sous forme de blocs illustrant en détail les parties des systèmes représenté» sur les figures la, lb, 2a et 2b sous la référence d'ensemble "O" (comprenant l'ensemble M et l'ensemble N) et la partie des systèmes représentés sur les figures la et 2a sous la référence de 40 l'ensemble ; 69 44882 6 2027062 la figure 11 est une représentation schématique montrant en lignes pointillées un graphique des erreurs possibles d'inclinai-son qui peuvent se produire à la sortie, de tout étage en cascade donné du réseau amplificateur illustré sur les figures la à 2c, 5 lorsqu'on n'a pas prévu de couplage en DC, ni de parcours de réaction en liaison avec la présente invention, et Montrant la soi>-tie correspondante en ligne continue tellequ'on l'obtient en liaison avec la présente invention; la figure 12 est une représentation schématique montrant la 10 réponse caractéristique de l'étage de réaction du réseau amplificateur, sous la référence d'ensemble "0», que l'on obtient en liaison avec la présente invention; la figure 13 est un circuit schématique, en partie sous forme de blocs, illustrant en détail la partie des systèmes représentés 15 sur les figures lb et 2b sous la référence d'ensemble "F*. Les systèmes représentés sur les figures la et lb sont substantiellement identiques sauf pour la disposition de circuit destinée au retour du parcours de réaction, y compris l'ensemble "0«, sur l'entrée des étages amplificateurs en cascade# Sur la figure 20 la le parcours de réaction est appliqué à l'entrée du premier étage en cascade B£, qui est modifié comme représenté sur la fig. 10, de telle sorte que le signal de réaction est introduit à une extrémité de la résistance Ceci diffère des autres étages en cascade, représentés en tant qu'ensemble nB», où l'extrémité cor-25 respondante de la résistance Rg eS,fe directement reliée à la terre commune. Dans le système représenté sur la figure lb le parcours de réaction comprenant l'ensemble B0« est appliqué à l'entrée du premier étage en cascade B^ par l'intermédiaire d'un étage supplémentaire sous la référence d'ensemble WP* comme illustré sur 30 la figure 13 et décrit ultérieurement. Les éléments qui font différer les systèmes représentés sur les figures 2a et 2b sont semblables à ceux décrits ci-dessus comme faisant différer les figures la et lb. Sur la figure la on a représenté un système d'enregistrement 35 et de traitement d'un signal sismique, comprenant une pluralité de géophones g-^, g2, gn, qui indiquent la présence d'une pluralité de ces dispositifs transducteurs acousticoélectrique dont le nombre comme le détermine une expérience particulière de cette technique peut Stre, par exemple 12 ou 24, ou autre. Chacun de ces 40 géophones peut, comprendre effectivement un groupe d'une pluralité 69 44882 7 2027062 d'instruments géophoniques séparés, qui auraient leurs sorties respectives couplées afin de fournir un signal géophonique commun* Il est de pratique habituelle dans l'étude géodésique sismi-que d'utiliser une pluralité de ces géophones à des distances qui 5 s'étagent depuis une source d'énergie sismique placée en un point de tir pour déceler l'énergie acoustique arrivant de la source par des parcours différents pendant des intervalles de temps mesurés et de traiter les signaux représentant les données de sorties provenant des géophones respectifs, comme des traces adja-10 centes avec comme référence une base de temps* En liaison avec le système ci-après décrit, une information en signal correspondant aux signaux de sertie géophoniques est amplifiée dans les canaux de signal respectifs, convertie de la forme analogique à la forme numérique et enregistré sur bande magnétique* Ces signaux enregis-15 très sur bande peuvent, si on le désire, Stre reproduits reconvertis en forme analogique et enregistrés sous forme de trace comme décrit* Cependant de plus d'importance est le fait que ces signaux enregistrés numériquement peuvent £tre soumis à des techniques de traitement de données modernes en utilisant des ordina-20 teurs numériques à haute vitesse et l'équipement correspondant* Le système amplificateur décrit ici offre l'avantage supplémentaire de fournir un signal de sortie qui peut $tre enregistré sous forme de virgule flottante, c'est-à-dire en tant que mot numérique comprenant une mantisse et un exposant, comme on le décrira 25 en plus de détails ci-après, ce qui représente avec précision la valeur absolue du signal d'entrée qui y correspond* En enregistrant ces signaux à virgule flottante sur ruban magnétique il est possible de conserver non seulement les valeurs relatives mais aussi les valeurs absolues des signaux amplifiés* 30 Sur la figure la, les géophones respectifs g1, g2 et gR sont représentés couplés sur les parties d'entrée des canaux de signal respectifs référencés en tant que canaux 1, 2 et n, respectivement* Chacun de ces canaux de signal sont substantiellement identiques, avec des éléments correspondants qui sont indiqués sous 35 les mSmes chiffres ou lettres de référence, selon le cas* Bien que trois canaux soient représentés sur le mode de réalisation illustré, on doit comprendre que le canal n représente un ou plusieurs de ces canaux, et que, dans la plupart des cas les systèmes de traitement de signal sismique du type décrit comprennent 40 douze, vingt-quatre ou un plus grand nombre de canaux* 69 44882 a 2027062 Chacun des canaux de 1 à n comprend une pluralité d'étages amplificateurs A et jusqu'à B^, directement couplés, par exemple reliés l'un à l'autre dans un rapport correspondant à un circuit en cascade, en même temps qu'à un circuit associé comprenant 5 un circuit de sortie commune et des moyens de couplage sélectif de la sortie de l'un des étages amplificateurs en un moment donné sur le circuit de sortie commune lorsque le signal à la sortie de l'fin comme dit des étages amplificateurs correspond à une tension de référence prédéterminée alors qu'on a échantillonné de fa-0 çon séquentielle d'une manière qui sera décrite ci-après en détail* Un circuit de réaction, comprenant les éléments detélrcuits qui se trouvent à l'intérieur du rectangle en pointillé référencé sous l'ensemble "0», est prévu allant de la sortie du dernier étage en cascade B^ à l'entrée du premier étage en cascade B£. Les 5 détails et les fonctions du circuit du parcours de réaction seront décrits ci-après, avec une référence particulière à la figure 10 qui montre les éléments de l'ensemble "O" et de l'ensemble "B£". Chacun des canaux amplificateurs par exemple chacun des systèmes amplificateurs comprenant les canaux de 1 à n est représenté eeu-0 pié dans un système d'enregistrement de traitement de signal sisal que comprenant des moyens qui seront décrits ci-après, les sorties des canaux respectifs de 1 à n étant commutées sur une base de traitement en parallèle de telle sorte que les signaux des gée-phones respectifs de g-^ à gj^ peuvent être traités et couplés sur 5 un convertisseur analogique numérique et de là sur un enregistreur à ruban magnétique (non représenté). Si l'on se réfère particulièrement maintenant aux détails de cette partie de la figure la qui comprend le canal 1, on voit que la sortie du géophone est couplée sur l'entrée du circuit 0 d'entrée de canal 1, schématiqueaent représenté sous la référence de bloc A, autrement illustré sur la figure 3 sous la référence d'ensemble "A", et qui comprend tin circuit d'entrée appropriée tel qu'un transformateur dféntrée, un préamplificateur à gain de précision, des filtres sismiques une balance high line, un filtre 5 sismique alias et des portes logiques pour interroger le commutateur d'atténuateur d'entrée et l'étage à gain de précision A^ et pour engendrer un signal codé binaire pour représenter le gain total de cet étage ou section du système, d'une manière décrite en plus de détail ci-après. La combinaison de l'atténuateur d'en— 0 trée de la section électronique d'entrée référencée sous l'ensem 69 44882 9 2027062 ble A et le préamplificateur à gain de précision en cause sont normalement réglés manuellement afin de donner un gain total prédéterminé à l'ensemble A, comme on le détermine par le fonctionnement du système dont on donnera les données eh détail ci-après. 5 Cependant, dans un mode de réalisation préférentiel le gain de l'ensemble A doit être b^, de telle sorte que k puisse être ajouté ou soustrait de l'exposant déterminé par les étages suivants du canal| Dans un mode de réalisation de ce système on utilise une valeur de k égale à l'unité (k= 1.000 et b= 8). La sortie de 10 la section A d'entrée de canal est représentée couplée dirécte-ment sur l'entrée de la première d'une série d'étages amplificateurs à gain de précision en cascade, schématiquement représenté par les blocs à B^, chacun d'eux étant en outre illustré sur la figure 4 en tant qu'ensemble "B" (on doit noter que le premier 15 étage en cascade B£ des figures la et 2a, respectivement est relié en circuit comme représenté sur la fig. 10 à l'intérieur du rectangle pointillé indiqué ensemble B£ des figures la et 2a, comme décrit ci-après) et fournissant à la fois une amplification de courant alternatif (ca) et du courant continu (cc) d'une valeur 20 de base choisie b à exposant k. A titré d'exemple dans un mode de réalisation on a b™ 8 et k™ 1.000 et ainsi b^** 8.000 pour à la fois une amplification en courant alternatif et en courant continu. Chacun des étages amplificateurs à gain de précision B^ à B^ sont des étages amplificateurs à large bande sans inversion dont 25 le gain peut être établi par des résistances de précision dans la boucle de réaction comme décrit ci-après. Chacun des étages amplificateurs à gain de précision B^ à B^ est représenté avec son circuit d'entrée couplé sur une source respective de tension constante schématiquement représentée par 30 les blocs C^ à C^ selon le cas, chacun d'eux étant illustré sur la figure 5 et l'unité "C". Chacune des sources de tension C^ à C^ fournit à la fois des tensions de référence de courant continu positive et négative, et comprend des moyens appropriés connus des techniciens en électronique de limitation de l'entrée de l'é-35 tage à gain de précision suivant le but d'empêcher des surcharges en grands signaux et que ne se produise une distorsion. Des sources de tension constante C^ à C^ sont décrites en détail ci-après. On doit comprendre que bien qu'une source de tension constante soit représentée reliée en série dans le circuit d'entrée de cha-40 cun des étages amplificateurs à gain de précision, on considère 69 44882 10 2027062 que la fonction des sources de tension constante, par exemple pour protéger l'amplificateur respectif de la surcharge peut être assurée par une étude appropriée de l'amplificateur en soi» Il est prévu couplé sur la sortie des éléments électroniques 5 d'entrée, l'ensemble A comprenant le préamplificateur à gain de précision, et de même couplé sur les sorties respectives de chacun des étages amplificateurs suivants, référencés de à B^ dans la disposition de circuit en cascade, un dispositif respectif de détermination de largeur de bande schématiquement repré-10 senté par les blocs à D^ respectivement chacun d'eux étant illustré sur la figure 6 en tant qu'ensemble "D" et comprenant un dispositif de compensation de phase, vin dispositif à calibration de gain qui peut soit amplifier soit atténuer avec précision et un transformateur d'impédance. Dans un mode de réalisation du sys-15 tème amplificateur chacun des dispositifs de détermination de largeur de bande de à Dj peut comprendre des moyens d'enlever le composant d.c (courant continu) du signal. Chacun des dispositifs de D^ à Dj comprend aussi des composants de circuit qui fonctionnent tant qu'étage d'isolation séparant les sorties respecti-20 ves des étages amplificateurs à de l'entrée de signal d'un réseau de commutation correspondant schématiquement représenté par les blocs E^, Eg, Ej» ^4» ^5» selon le cas, chacun d'eux étant illustré sur la figure 7 en tant qu'ensemble *E». En bref, ainsi, chacun des dispositifs de largeur de bande de D^ à D^, respective-25 ment, est représenté avec sa sortie respective couplée sur l'un des réseaux de commutation correspondant E^ à E,.. Chacun des dispositifs de détermination de largeur de bande, de D^ à Dj- comprend aussi des moyens pour régler le niveau ddc* (courant continu) approprié de la sortie commune de tous les com-30 mutateurs, c'est-à-dire des réseaux de commutation de E^ à E^ sur lesquels les sorties des dispositifs à largeur de bande D^ à D^ sont alimentés. Les dispositifs de détermination de largeur de bande D^ à D^ fournissent des moyens de régler la largeur de bande des diffé-35 rents parcours de circuit depuis l'entrée d'un canal amplificateur particulier jusqu'à la sortie commune, par exemple d'égaliser les parcours de signal successifs depuis l'entrée de l'ensemble "A" par les réseaux de commutation électronique respectif E^ à Ej jusqu'à la sortie commune comprenant l'ensemble nF", de telle 40 sorte que les largeurs de ces différents parcours soient égalisées. 69 44882 2027062 De façon préférable les différentes largeurs de bande de tous les parcours correspondent à celle du parcours le plus long, qui est le parcours à travers le dernier des étages amplificateurs en cascade, c'est-à-dire, celui comprenant les dispositifs et 5 le commutateur E^ comme représenté sur les figures la, lb, 2a et 2b* En plus de la largeur de bande, ces dispositifs à D^ offrent aussi des moyens d'ajuster la phase des différents parcours de signal de telle sorte qu'ils se confoarment à la phase du par-10 cours le plus long comme décrit ci-dessus. On notera que lorsqu'on utilise des éléments de circuit linéaires l'égalisation de phase des différents parcours correspondra à l'égalisation de largeur de bande. Le circuit comprenant les parties successives de l'ensemble D du circuit agit aussi comme étages d'isolation pour 15 empêcher les phénomènes transitoires de commutation des réseaux respectifs de commutation de l'ensemble E d'accéder à l'entrée de l'amplificateur suivant en cascade comprenant l'ensemble B du système* On notera que, dans le mode de réalisation illustré, le dernier 20 dispositif de détermination de largeur de bande Dj, couplé entre la sortie du dernier des étages amplificateurs en cascade et le dernier des réseaux de commutation E^, n'est pas essentiel du point de vue de l'empêchement de permettre aux phénomènes transitoires de commutation d'influencer les étages en cascade suivants 25 successifs, étant donné qu'il n'y a pas d'autres étages en cascade que doit atteindre le dernier dispositif à largeur de bande Bj. De plus, le dernier dispositif à largeur de bande D^, bien qu'utile pour l'égalisation de la largeur de bande et de la phase, n'est pas essentiel dans ce but dans le contexte du système dé-30 erit étant donné que les parcours de circuit plus courts comprenant des dispositifs à largeur de bande précédemment indiqués de à D^ peuvent être réglés pour correspondre à la largeur de bande du parcours de circuit le plus long y compris le dernier amplificateur en cascade B^ et le dernier réseau de commutation 35 Le circuit comprenant le dernier dispositif d'ensemble D^ est néanmoins utile dans les modes de réalisation illustrés afin d'offrir des moyens de réglage des différents parcours de sortie d'amplificateurs au niveau de d.c* (courant continu) de la sortie commune de tous les commutateurs et il est de préférence em-40 ployé dans ce but* 69 44882 12 2027062 Les indications précédentes concernent le circuit décrit «n tant qu'ensemble "D" et représenté sur la figure 6. Cependant on doit comprendre qu'en liaison avec les modes de réalisation préférentiels de l'invention à caractéristiques de grande largeur 5 de bande améliorées, on peut obtenir des avantages appréciables en utilisant le circuit illustré sur la figure 6a, référencée en tant qu'ensemble BD'W plutôt que le circuit décrit ci-dessus et référencé entant qu'ensemble "D«.. Dans le circuit de la figure 6a, on voit que le circuit de 10 l'ensemble «D'n comprend un amplificateur opérationnel du type à non-inversion de phase, qui est à type d'entrée normalement ouverte, lequel ne donne pas de blocage en liaison directe* Ainsi, il s'agit là d'un amplificateur relié directement qui se distingue d'un circuit comme l'unité "D" représentée sur la figure 6 15 qui est prévue avec un condensateur d'entrée en série Cg qui donne un blocage en liaison directe* L'utilisation de la configuration de l'ensemble D' représenté sur la figure 6a assure l'établissement d'un circuit à liaison directe pour chacune des sorties dérivées des étages successifs 20 du réseau de circuit en cascade* Ceci permet d'assurer de même que la boucle de réaction de l'ensemble *0» que l'amplificateur donne des caractéristiques de grande largeur de bande jusqu'au courant continu* Chacun des réseaux de commutation à E,. comprend un réseau de 25 commutation électronique à haute vitesse comprenant; d'abord un ou plusieurs circuits portes logique d'entrée pour la signalisation externe des temps marche-arrêt; deuxièmement un dispositif de commutation, de préférence sous la forme d'un transistor à effet de champ (FET); et troisièmement un circuit conducteur peur 30 la conversion des signaux d'entrée marche-arrêt en signaux qui activent le commutateur à transistor à effet de champ approprié* Les sorties respectives de chacun des réseaux de commutation jusqu'à sont représentés couplés sur l'entrée d'un amplificateur à haute vitesse et d'un transformateur d'impédance sché— 35 matiquement représenté par le bloc F et illustré par ailleurs sur la figure 8 par l'ensemble WF*« Ainsi on notera que l'entrée de l'amplificateur transformateur F est une liaison commune pour les sorties respectives de la totalité des réseaux de commutation E^ jusqu'à pour ce qui concerne chaque canal et en fait pour ce 40 qui concerne tous les canaux dans le mode de réalisation illustré 69 44882 13 2027062 sur les figures la et lb du dessin où un amplificateur transformateur F est prévu en commun pour tout le système amplifi cateur, par exemple, avec tous les canaux reliés à l'entrée du même amplificateur à haute vitesse et du transformateur d'impédance F. 5 L'amplificateur transformateur F a une impédance d'entrée rela-tivement haute de préférence de l'ordre de 10' fois la résistance en marche du transistor à effet de champ, la sortie de commutation du réseau de commutation respectif à Ej étant couplée sur l'entrée en cause. Dans un mode de réalisation préférée où l'on 10 utilise un étage d'amplification du type suiveur (follower) l'impédance de sortie de l'amplificateur transformateur F est essentiellement égale à zéro (0) et le gain de celui-ci est normalement de l'unité (+ 1.000). Ainsi on voit que dans chaque canal les sorties respectives 15 de chacun des amplificateurs en cascade dans le circuit en série comprenant le préamplificateur de l'unité A et les étages à gain de précision qui se succèdent de à B^ sont tous représentés oouplés par un circuit approprié comprenant respectivement l'un des réseaux de commutation électronique à haute vitesse de E^ à . 20 Ej sur un circuit de sortie commune comprenant l'entrée du circuit transformateur amplificateur à haute vitesse F. De plus, dans le mode de réalisation de la figure la et lb les sorties respectives de chacun des canaux amplificateurs par exemple les canaux lin sont représentées couplées suri'entrée du même amplifi-25 cateur à haute vitesse et transformateur d'impédance F, et l'on a ainsi un circuit de sortie commune pour tous les canaux de tout le système sismique. On notera qu'une combinaison de tout nombre de réseaux de commutation à haute vitesse ci-dessus indiqués tels que E^ à E^ en 30 même temps qu'un simple amplificateur à haute vitesse et transformateur d'impédance, comme F, constitue dans l'ensemble de circuit décrit, comprenant des moyens d'exploration qui seront décrits ci-après, un dispositif multiplex ou commutateur à haute vitesse où l'on peut utiliser des composants de commutation relativement 35 peu coûteux, par exemple des transistors à effet de champ avec résistance "marche" qui ne sont pas de précision, l'un des principaux avantages étant que les commutateurs peuvent être remplacés sans recalibrer pour autant las parcours d'amplificateur. L» sortie du transformateur d'impédance-amplificateur F est 40 représentée couplée sur les entrées respectives des premier et 69 44882 14 2027062 deuxième dispositifs de décision numérique, schématiquement représentés par les blocs H et I, respectivement, et qui ont pour fonction de déterminer quand l'amplitude de sortie du transformateur d'impédance-amplificateur F dépasse les tensions de référence soit 5 positive (dispositif H) soit négative (dispositif I), (+V ou -V) schématiquement référencées dans les dessins, et délivrées par une source schématiquement représentée sous la référence de bloc G Les dispositifs de décision numérique H et I sont des circuits connus du type généralement catalogué sous la référence de com-10 parateurs de tension, par exemple, comme décrit aux pages 45 et 46 du "Handbook of Operational Amplifier Applications" publié par Burr Brown Research Corporation, Tucson, Arizona, 1963» Le dispositif G est un circuit connu du type trouvé à la page 49 du même ouvrage• 15 La source de tension de référence G est une source de précision ayant deux sorties, l'une qui est une tension positive est fournie au dispositif H et l'autre qui est une tension négative est fournie au dispositif I. Les deux tensions de référence fournies par la source G sont prédéterminées de telle sorte que lors-20 que le signal de sortie fourni à tout instant donné par le transformateur d'impédance-amplificateur F et dirigé sur les dispositifs de décision numérique H et I respectivement dépasse en amplitude soit la tension positive prédéterminée soit la tension négative prédéterminée, selon le cas, alors un signal de comparai-25 son est fourni par le dispositif de décision approprié H ou I à un réseau multiplex de commande numérique schématiquement représenté par le bloc J par ailleurs illustré sur la figure sous la référence d'unité J et qui à son tour commande l'entrée de commande du réseau de commutation électronique à haute vitesse approprié 30 par exemple l'ensemble approprié "En, puis se produit une mise en condition de passage ou en condition de fermeture, puis le signal à comparer est envoyé de telle sorte que le dit commutateur reste fermé pendant toute la durée d'un cycle d'échantillonnage pour assurer la mesure maintien échantillon d'une manière qui sera 35 décrite plus en détail. Le réseau multiplex et de commande numérique fonctionne comme un programmateur pour les commutateurs à haute vitesse E^-E^. Le réseau ou programmateur répond à un signal de synchronisation c* est-à-dire à une impulsion "synchro" ou de "marche" qui est trans-40 mise par le canal d'entrée synchro provenant d'une horloge numéri- 69 44882 " 2027062 que appropriée, c'est-à-dire l'impulsion synchro représentée couplée provenant du convertisseur analogique numéri que. En réponse à cette impulsion "synchro" ou "*arche", le programmateur entre en fonction pour mettre en route, selon une séquence de temps 5 les commutateurs électroniques à haute vitesse qui suivent de E^ à Ej. Le système peut être mis en oeuvre pour basculer soit vers le haut soit vers le bas la séquence des commutateurs par exemple de E^ à E|j ou de E^ à E^. Le mode de fonctionnement préféré sera indiqué ci-après« Supposons que le système est programmé pour ex-10 plorer les commutateurs respectifs E^ à E^ du canal 1, par exemple, avec passage successif dans les canaux qui suivent de 2 à n» Dans le cours de l'exploration du canal supposons que le commutateur E^ est ais en action sous l'effet du signal de coianande provenant du réseau de commande numérique J en réponse à une 15 impulsion "synchro" ou de "marche" provenant du convertisseur analogique numérique et de la logique de commande, à cet instant ufa signal appliqué à l'entrée du géophone g^ est transmis par les éléments électroniques d'entrée A, de là sur le dispositif de détermination de largeur de bande D^, de là sur le réseau de commu-20 tation alors fermé E^, vers la sortie commune comprenant l'entrée sur le transformateur d'impédance amplificateur, schématiquement représenté par le bloc F, qui à son tour fournit un signal simultanément aux deux dispositifs de décision numérique H et I, respectivement, qui fonctionne en comparant le dit signal fourni 25 avec les signaux de référence positif et négatif +V et -V qui sont fournis par la source de tension de précision "C". Si le signal fourni dépasse en amplitude soit la tension de référence positive +V appliqué à H soit la tension de référence négative appliqué à I, selon le cas, l'opération d'exploration commandée par 30 le réseau de commande numérique ou programmateur J est effectivement arrêtée lorsque le réseau de commutation électrique E^ est maintenu ou tenu dans une position fermée pendant le reste du cycle de telle sorte que le signal de sortie couplé sur le dit commutateur peut être transmis par l'amplificateur transformateur 35 F au convertisseur analogique numérique et à la logique de commande numérique représentée couplée sur la sortie en cause, son fonctionnement devant être décrit plus avant» Si l'on revient au fonctionnement de réseau de commande numérique ou programmateur «J, contraifcament à la situation précédente 40 supposons que le réseau de commutation E^ est momentanément fermé 69 44882 16 2027062 en réponse à un signal provenant du réseau numérique J et que la sortie du transformateur d'impédance amplificateur F ne dépasse pas soit la tension positive de référence soit la tension négative de référence +V ou -V, fournies par une source de précision 5 G aux dispositifs H ou I, respectivement, alors le réseau numérique J agira en faisant tourner c'est-à-dire en ouvrant le réseau de commutation E^ et en mettant en oeuvre le commutateur électronique qui suit Eg« Le signal transmis sur le deuxième réseau de commutation Eg sera alors essayé de la même manière que le si-10 gnal qui fut alimenté par le premier réseau de commutation E^ c'est-à-dire que les mêmes comparaisons seront faites arec les tensions de référence positive et négative +Y et -V, afin de déterminer si le programmateur J doit ou non tenir ou se fermer sur le deuxième réseau de commutation E2 qui se trouve en condi-15 tion de fermeture ou bien continuer le cycle en essayant à leur tour les réseaux de commutation suivants E^ à jusqu'à ce qu'un signal dépassant les tensions de référence positive ou négative soit alimenté par l'un des réseaux de commutation à Eg par l'intermédiaire de 1'amplificateur-transformateur F sur les dis-20 positifs respectifs de décision H et I. Sans le cas où ces conditions me sont pas réunies dans le cycle pat? exemple dans le cas où le réseau de commande J Momentanément ferme E^ à à leur tour, sans fournir à H ou à I un signal qui dépasse les tensions de référence prédéterminées +Y ou -V alors le cyele s'arrêtera 25 sur le cinquième réseau de commutation en une position fermée* Le cycle recommencera en réponse à l'impulsion suivante "synchro" ou "marche" transmise au réseau de commande numérique J. Dans le cas d'un mode de réalisation préféré le temps nécessaire pour une décision sur une connection quelconque de commutateur est 30 d'un minimum de l/2 microseconde. On a prévu associé à chaque impulsion "synchro" ou "marche" qui est transmise au réseau de commande numérique J, un deuxième signal, une impulsion de numération, qui choisit une série de commutateurs sur tin canal particulier, par exemple l'un des ca-35 naux de 1 à n qui sont en séquence. Le réseau multiplex et de commande numérique contient aussi l'additionneur d'exposant et des moyens pour traiter en circuit porte les signaux correspondant aux trois chiffres d'exposant K2 et les envoyer sur l'enregistreur numérique. Les signaux 40 de chiffre d'exposant K^ Kg K^ sont représentés sur la connection 69 44882 17 2027062 de sortie allant du réseau de commande J au convertisseur analogique numérique, désigné comme convertisseur AD et logique de commande numérique sur les dessins, où ils sont alimentés sur les circuits d'écriture de ruban de l'enregistreur de ruban numérique 5 (non représenté). Les signaux de chiffre d'exposant fournissent une information au convertisseur analogique numérique rapportant le niveau de gain du système amplificateur au gain de l'unité A, information grâce à laquelle l'un des réseaux de commutation électronique allant de E^ à E^ transmet un signal 10 particulier qui est enregistré sous forme numérique. En d'autres termes le signal fourni par le circuit de sortie commune comprenant l'amplificateur et le transformateur d'impédance F sur le convertisseur analogique numérique, fournit la valeur du signal transmis à l'intérieur d'un niveau d'étendue donné, par exemple 15 la mantisse, et les chiffres d'exposant indiquent le niveau d'amplification, c'est-à-dire l'exposant avec lequel ce signal a été transmis et qui est déterminé par la condition dans laquelle se trouve les dispositifs de commutation à E^, l'un d'entre eux fournissant la réponse pour un signal de sortie donné fourni au 20 convertisseur AD. On notera qu'en assurant ainsi l'écriture c'est-à-dire l'enregistrement, on peut avoir un nombre numérique à virgule flottante sur le ruban magnétique que traite l'enregistreur (non représenté) sous la forme de mantisse et d'exposant, ce nombre pouvant être 25 conçu pour représenter l'amplitude absolue du signal sismique tel qu'il apparaît à la sortie du géophone correspondant dont il est tiré. On doit noter que le convertisseur analogique numérique comprend un circuit de maintien et d'échantillonnage et aussi une 30 aource d'impulsions en temps réel. Le circuit de maintien et d'échantillonnage sert à assurer l'échantillonnage du signal qui est fourni pendant tin temps suffisant pour assurer la conversion analogique numérique destinée à enregistrer sous forme numérique sur un enregistreur approprié (non représenté) couplé sur les 35 sorties de convertisseur AD. Ltenregistreur peut être tout dispositif approprié comme un enregistreur de ruban magnétique numérique. Les fonctions du réseau multiplex et de commande numérique peuvent être mieux comprises et appréciées en se référant à la figu-40 la des dessins, où les éléments qui comprennent le réseau J sont 69 44882 18 2027062 représentés à l'intérieur du rectangle pointillé» Sur la figure la les sorties respectives des deux dispositifs de décision numérique H et I sont représentées couplées à une porte "OU exclusif" à l'intérieur du réseau multiplex «J et de commande numérique. 5 La porte "OU exclusif" est un type connu de circuit répondant au signal de sortie seulement lorsque les deux signaux d'entrée sont différents numériquement. Un signal de sortie provenant de la porte "OU exclusif" correspondant à une combinaison de signal provenant du dispositif de décision H et du dispositif de déci-10 sion I est représenté couplé sur une première entrée désignée sous le vocable de possibilité 1 d'un circuit de logique de mémoire d'amplitude, qui est un type connu de circuit consistant principalement en flip flop à basculement et remise à zéro. Le circuit de logique de mémoire d'amplitude est muni d'une seconde 15 entrée, désignée sous le vocable de possibilité 2, à laquelle on applique un signal d'horloge provenant d'une première sortie d'un registre de décodage du temps qui est un circuit classique destiné à assurer les conversions du binaire en décimal tel que par exemple, décrit dans " Digital Computer Primer" de E.M. Me Cormick, 20 particulièrement page 135 publié par Me Gr-aw-Hill Book Company Inc. New-York 1959 (Library of Congress Catalog Card n°58-130li). Le registre de décodage du temps comprend aussi des deuxième et troisième sorties qui fournissent des signaux de basculement et de remise à zéro, respectivement atrc entrées deuxième et troisiè-25 me du circuit de logique de mémoire d'amplitude. Le registre de décodage du temps est programmé par les signaux couplés sur les entrées appropriées provenant des entrées correspondantes d'un compteur flip flôp de division par 32 qui à son tour est muni d'une première entrée qui est couplée sur une source de référence 30 à fréquence constante d'impulsion d'horloge, représentée comme correspondant à 1,024 mégacycle pour la deuxième horloge (désignée 1,024 Mc/s horloge). Le compteur flip flop de division par 32 est aussi un type connu de circuit destiné à fournir une possibilité de 32 impulsions d'horloge étant donné qu'il est souhaita-35 ble dans le mode de réalisation illustré d'avoir un cycle nominal de fonctionnement de 3l microseconde et de pouvoir choisir des impulsions à l'intérieur d'intervalles nominals d'une microseconde. Le compteur flip flop de division par 32 comprend un circuit de remise à zéro (non illustré) et est muni d'une deuxième entrée 40 destinée à recevoir des signaux de remise à zéro provenant d'une 69 44882 19 2027062 source d'impulsions synchro ou de marche qui comme représenté sur la figure 1 peuvent être fournies par le convertisseur AD et le circuit logique de commande numérique* Le circuit logique de mémoire d'amplitude est muni d'une sor-5 tie représentée couplée sur une première entrée désignée entrée «1 d'une porte "ET" qui a une deuxième entrée désignée entrée «2 couplée sur une sortie de registre de décodage de temps afin de faire parvenir un signal de compteur de commande de commutateur & la porte "ET*. La porte "ET" peut être un type connu de 10 circuit porte qui n'est seulement sensible qu'à l'arrivée simultanée de signaux de porte appropriés aux entrées 1 et 2 et qui est destiné à fournir un signal de sortie qui est représenté couplé sur l'entrée 1 d'un compteur de commutateur. Le compteur commutateur est un type connu de circuit consistant essentiellement 15 en une pluralité de flip flop reliés en cascade* L'entrée -2 du compteur de commutateur est représentée couplée sur une quatrième sortie du registre de décodage du temps afin de faire parvenir un signal prédéterminé provenant de ce dernier au compteur de commutsiteur* Le circuit de commutateur est muni d'une plura-20 lité de sorties dent trois sont représentées afin de faire parvenir des signaux désignés sous et qui représentent des expesants à trois entrées correspondantes de l'additionneur d'ex-pesant* L'additionneur d'exposant est aussi muni d'une pluralité d'entrées supplémentaires, dont trois sont représentées sous les 25 désignations Y^ Yg ^3 destinées à recevoir des signaux sous forme binaire correspondant au gain total de l'unité A. L'additionneur d'exposant, à son tour, est muni de trois voies de sortie qui comme représenté sur la figure 1 comprennent les voies de sortie du réseau de commande numérique J afin de faire parvenir 30 les signaux d'exposant K^ Kg K^ provenant du réseau de commande numérique J au convertisseur analogique numérique, afin de fournir une information sur le niveau de gain du système amplificateur tel qu'il ressort du gain de l'unité A et grâce à quoi l'un des réseaux de commutation électronique E^ jusqu'à E^ transmet 35 un signal particulier qui est converti et enregistré sous forme numérique. L'additionneur d'exposant est un dispositif de type connu consistant en une pluralité de flip flop et des portes logiques "ET" et "OU" dont la fonction est d'ajouter et d'emmagasiner les signaux numériques qui se présentent sur les canaux 40 d'entrée à quelque moment que le signal d'exposant d'addition 69 44882 20 2027062 soit mis en oeuvre. Des signaux de sortie correspondant aux signaux d'exposant X2 Xj sont aussi dirigés des sorties appropriées du compteur de commutation, comme on l'a représenté sur la figure la, sur les 5 trois entrées correspondantes du circuit du multiplex et de la logique du commutateur de gain, qui, à son tour, est muni des circuits de sortie appropriés, comme représentés, destinés à chacun des canaux de 1 à n afin de faire parvenir des signaux de commutateur de canal appropriés de à sur le réseau de com-10 mutation approprié de E^ à E^ de chacun des canaux lia afin de commander ou de programmer les réseaux de commutation E^ à 5^ de chacun des canaux 1 à n représenté sur les figures la et lb. Le circuit multiplex et de logique de conautateur de gain est aussi muni d'une pluralité de circuits d'entrée destinés à rece-15 voir les signaux de numération de canal qui y sent dirigés en provenance du convertisseur AD et de la logique de commande numérique, de même comme représenté sur la figure la et lb du dessin* La fonction des signaux de numération de canal est de mettre en corrélation ou en synchronisme le fonctionnement de la logique 20 de commutateur de gain et du dispositif multiplex, de telle scrute que les signaux de programmation de canal se produisent selon la séquence désirée. Le circuit multiplex et de commutateur de gain est un circuit classique conçu pour assurer les conversions analogiques numériques. 25 Dans l'appareil de la figure la et lb, y compris l'ensemble "J" dont une partie est illustrée sur la figure le, le couplage multiplex des différents réseaux de commutation de canal à Ejj est réalisé par des moyens qui comprennent la logique de commutateur de gain qui fonctionne en programmant ou en commandant ?0 ia séquence selon laquelle les signaux de à sont appliqués à leur tour aux réseaux de commutation E^ à E^ des canaux respectifs 1 à n. La logique de commutateur de gain et le dispositif multiplex sont commandés et programmés pour, procéder à une répétition pério-35 dique selon une séquence de temps au travers de tous les réseaux de commutation, à E^ d'un canal donné, et de même à travers les réseaux de commutateur à du canal suivant? et ainsi de suite au travers des canaux respectifs 1 à n. Dans le cas illustré, la commutation avance du canal 1 jusqu'au travers du canal 40 n; cependant on doit bien comprendre que l'ordre numérique des 69 44882 21 2027062 événements peut être inversé. % tous cas, la sélection de la séquence de canaux est déterminée par les signaux numériques de canal appliqués au réseau multiplex J et à la logique de commande numérique qui à son tour est commandée en tant que fonction des 5 signaux fournis par le convertisseur AD et la logique de commande numérique illustrée sur la figure la et lb. La description détaillée précédente de la figure la s'applique également à la description du système représenté sur la figure lb, sauf pour les détails du circuit de réaction comprenant l'ensem-10 ble "0» et les éléments associés, comme indiqué plus haut et décrit ci-après. Dans le système de la figure la la réaction négative est assurée par la boucle de réaction comprenant le filtre actif de l'ensemble "0", qui est couplé sur l'entrée du premier étage ampli-15 ficateur en cascade B^, qui est une version modifiée des autres étages amplificateur en cascade de la figure la, c'est-à-dire les étages B2 à B^ comme représenté sur la figure 4» L'étage modifié en cascade B£ est représenté sur la figure 10 comme étant identique aux autres étages en cascade, sauf pour ce qui concerne le 20 fait que la borne d'extrémité de la résistance Eg est liée à la sortie de la boucle de réaction par exemple à la sortie du réseau du filtre de l'ensemble n0«», au lieu d'être relié directement à la terre avec les autres étages en cascade comme représenté sur la figure 4« 25 La partie de l'ensemble n0« de la boucle de réaction comprend un filtre actif qui a une caractéristique roll de haute fréquence et un gain caractéristique d'au moins l'unité. Dans le mode de réalisation illustré le réseau du filtre de l'ensemble n0w est prévu avec un gain de l'unité, comme déterminé par la boucle de 30 réaction reliant la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel à la borne d'entrée négative de celui-ci, comme représenté sur la figure 10. Comme on le voit sur la figure 10, la partie de l'unité n0« de la boucle de réaction comprend une partie d'unité N, sous la for-35 me d'un réseau de résistances et de condensateurs dont les valeurs peuvent être choisies pour fournir la caractéristique de fréquence désirée du circuit d'ensemble M0", en même temps qu'un étage actif comprenant un amplificateur opérationnel représenté avec la boucle de réaction ci-dessus mentionnée allant de son 40 extrémité de sortie à sa borne d'entrée négative afin d'assurer 69 44882 22 2027062 le gain spécifié de l'unité au filtre actif comprenant le circuit de l'ensemble "0". Le circuit de l'unité "On doit avoir un gain dfau moins l'unité, et il est représenté en tant que gain positif d'une unité (+i) dans le mode de réalisation illustré. 5 On doit comprendre qu'un gain négatif d'au moins un (-1) peut être choisi, auquel cas il sera nécessaire de faire un changement approprié dans la manière d'alimenter la réaction sur l'entrée du réseau en cascade afin d'assurer l'injection de la réaction en propre rapport de phase avec le signal d'entrée. 10 Si l'on se réfère particulièrement aux figures lb et 2b qui sont des modifications préférées des systèmes représentés sur les figures la et 2a, respectivement, on voit qae la sortie de la boucle de réaction comprenant le filtre actif de l'ensemble "0* est reliée à l'entrée d'un étage amplificateur supplémentaire, 15 l'ensemble "P", introduit entre la sortie des éléments électroniques d'entrée A et les entrées respectives de la source de tension constante C^ et les dispositifs de détermination de largeur de bande ou D£, selon le cas. Les détails du circuit référencé sous le nom de unité P et la manière de réaliser sa liaison sur 20 les circuits adjacents précédemment mentionnés sont représentés sur la figure 13, où on voit que le circuit d'ensemble P eoaprend des moyens d'assurer une impédance d'entrée constante indépendante du signal d'entrée en isolant l'effet de la source de tension constante C^ sur les éléments électroniques d'entrée comprenant 25 l'unité A. Autrement dit la partie d'ensemble P du circuit assure une conduction à basse impédance sur le circuit de pincement qui comprend la source de tension constante C^. L»étage d'ensemble P comprend un amplificateur opérationnel avec in gain de deux (2) en liaison avec un réseau de résistances destinées à atténuer le gain 30 selon un facteur de l/2 de telle sorte que l'ensemble P a un gain net de l'unité (1) pour des signaux appliqués à chacune de ses entrées. Il fournit aussi un point de sommation pour l'introduction de la réaction provenant de l'ensemble "0" sur l'entrée du réseau amplificateur en cascade avec le signal provenant de l'é-35 lément électronique d'entrée A. On a observé en outre que le circuit actif de l'ensemble "0" représenté sur la figure 10 assure une réaction 100 % négative pour le d.c» et une réaction a.c» prédéterminée, à l'intérieur de sa bande de passage. Ceci permet aux étages de gain du réseau amplificateur en cascade d'être re-40 lié d.c» et d'avoir encore une bonne stabilité d.c« Un avantage 69 44882 23 2027062 important de ce circuit sur les circuits du type décrit ici, mais sans liaison d.c* ni la boucle de réaction précédemment décrite, est que les étages de gain du réseau amplificateur en cascade sont réellement des amplificateurs d.c» Pour tous les signaux 5 sauf les très petits signaux, quelques uns des étages de gain seront saturés par suite des circuits de pincement de diode représentés dans l'ensemble C. Un amplificateur a.c* ne fera pas passer ce signal pincé et il peut en résulter une distorsion comme illustré sur la figure 11 par la ligne pointillée X qui montre les er-10 reurs possibles de déport* La ligne continue Y illustre la correction apportée par l'invention* Le répense de l'étage du filtre de réaction, l'ensemble n0«, est représenté sur la figure 12 du dessin comme ayant une caractéristique rell off & haute fréquence à f, qui dans un mode de —3 —5 15 réalisation préférentielle peut être de l'ordre de 10 ^ à 10 cycles par seconde* La ligne continue sur la figure 12 «entre un graphique quelque peu idéalisé et la ligne pointillée un graphique réel typique de la réponse fournie par un mode de réalisa-tien de l'ensemble "0* où la réponse est représentée rolling off 20 à «ne râleur approchant 12 db par octave* Le roll off doit de préférence être d'au moins 6 db par octave mais inférieur à 12 db par octave étant donné que l'oscillation parasite peut se produire & 12 db par octave* Dans un mode de réalisation préférentiel le filtre est caractérisé par un roll off de départ approchant 12 db 25 par octave, qui se change en 6 db par octave pendant environ le premier tiers inférieur de l'intervalle* Cette combinaison avantageuse roll off 12 db-6 db peut être assurée par une sélection convenable de représenté sur la figure 12, unité N, entre le condensateur et la terre* 30 Le filtre de réaction de l'ensemble "0» est caractérisé en tant que filtre passe bas, rolling off à une basse fréquence, tel qu'il est déterminé par sa caractéristique de bande de passage décrite ci-dessus et représentée sur la figure 11* On notera que la configuration de circuit décrite précédemment 35 pour la boucle de réaction, en même temps que le couplage d.c prévu pour les étages amplificateurs en cascade, élimine la tendance au dépairt pour les formes d'onde qui suivent la première entrée limitée, comme illustré sur la figure 11. L'effet net de l'application de la liaison d.c* et de la boucle de réaction W décrite ci-dessus est -tel que l'erreur de déviation d.c» à chaque 69 44882 2027062 sortie d'étage est effectivement la même que l'erreur de chaque étage séparé lorsqu'il déconnecte de tous les autres étages* On doit noter que, bien que chacun des étages séparés en cascade a le même gain à la fois pour a.c* *t pour d.c*, le réseau 5 amplificateur comprenant la boucle de réaction négative a un gain total d.c» substantiellement de l'unité au circuit de sortie commune, bien qu'assurant un gain a.c* sensiblement plus haut, comme décrit en détail par ailleurs. Si l'on se réfère maintenant aux figures 2a et 2b on y trouvera. 10 présenté d'autres modes de réalisation de l'invention semblables de façon générale à celui de la figure la et lb respectivement sauf pour les moyens de réaliser les fonctions de multiplex. Dans le mode de réalisation des figures 2a et 2b le multiplex est assuré par un multiplex à canal commun, le programme étant 15 assuré par le réseau de commande numérique modifié représenté sous le nom de bloc J' et qui est par ailleurs illustré sur la figure 2c dans l'unité J' telle qu'elle est décrite en détails ci-après. Les modes de réalisation des figures 2a et 2b diffèrent l'une de l'autre d'une manière qui s'apparente aux différences 20 existant entre les modes de réalisation des figures la «t lb, par exemple pour ce qui concerne le parcours de réaction comprenant l'ensemble "0", qui est reliée directement au côté négatif de l'amplificateur opérationnel de l'étage sur la figure la (comme représenté sur la figure 10) plutêt que par un étage supplé-25 mentaire comme l'unité P (comme représenté sur la figmre 13)* Bien que les sorties de la totalité des canaux de 1 à n du mode de réalisation des figures la et lb soient couplés sur l'entrée d'un élément de.sélection d'impédance commune F, dans le mode de réalisation des figures 2a et 2b, on a prévu un transformateur 30 d'impédance-amplificateur F séparé pour chacun des canaux de 1 à n. Les sorties respectives de chacun des circuits de sélection d'impédance séparé F sont représentés couplées sur les entrées respectives des dispositifs de décision numérique H et I, en vue d'une comparaison avec les tensions de référence +V et -V d'une 35 manière semblable à celle décrite ci-dessus en ce qui concerne le fonctionnement du mode de réalisation des figures la et lb. En plus d'un circuit d'entrée de signal respectif couplé sur la sortie correspondante du circuit de sélection d'impédance de chacun des canaux de 1 à n, le dispositif multiplex de la figure 40 2a et 2b est aussi muni d'une entrée "synchro" représentée couplée 69 44882 25 2027062 sur une sortie du convertisseur AD et du circuit logique de commande numéri que destinée à recevoir une impulsion "synchro" de synchronisation du fonctionnement du dispositif multiplex qui entre en fonction en réponse à une impulsion de synchronisation 5 afin de programmer ou de traiter en circuit porte les signaux de sortie fournis par les canaux respectifs 1 à n selon une séquence de temps avec pour but de relier séquentiellement et sélectivement les sorties des canaux respectifs par l'intermédiaire des dispositions de décision numérique par l'intermédiaire des dispo-10 sitifs de décision numérique H et I à un réseau de commande numérique modifié J' dont les détails sont représentés à plus grande échelle sur la figure 2c. Le réseau de commande numérique modifié J * est substantiellement identique au réseau de commande numérique et au dispositif multi-15 plex J représenté sur la figure le, sauf pour les parties de celui-ci correspondant à la logique de commutation de gain, c'est-à-dire la logique de commutation et de décodage de canal. Dans le dispositif multiplex et réseau de commande numérique J des figures 1 et la, le circuit multiplex et logique de commutateur de gain 20 comprend des moyens de réaliser la fonction de multiplex en réponse aux signaux provenant du convertisseur AD et de la logique de commande numérique, comme indiqué. Dans le réseau de commande numérique modifié J' de la figure 2c, d'autre part on n'a pas prévu un tel couplage multiplex, cette dernière fonction étant 25 assurée par un dispositif multiplex séparé, comme représenté sur la figure 2a et 2b du dessin. Dans le système de figures 2a et 2b et 2e, la logique de commutateur de gain n'est munie que des entrées prévues pour recevoir les signaux de compteur de commutateur X^ Xg X^, et elle est munie 30 des circuits de sortie à S^, chacun d'eux étant, comme représenté sur les figures 2a et 2b relié en circuit commun sur l'élément de commutation correspondant de à Ej des canaux respectifs. Autrement dit, dans l'appareil des figures 2a et 2b, comprenant la représentation détaillée du réseau modifié J' illustré sur la 35 figure 2c, on voit que les réseaux de commutation numérotés de façon correspondante à tous les canaux de 1 à n sont mis en oeuvre simultanément par les signaux de commutation provenant du réseau de commande numérique modifié J». A titre d'exemple, un signal de commutation met en oeuvre simultanément les réseaux de commu-40 tation des canaux 1 à n, un signal de commutation S2 met en 69 44882 26 2027062 oeuvre simultanément les réseaux de commutation S^f à leur tour mettant en oeuvre simultanément les réseaux de commutation correspondant E^ E^ E^ respectivement de tous les canaux lin* En fonctionnement, le dispositif multiplex des figures 2a et 5 2b fait passer en circuit "porte" de façon sélective seulement un canal à la fois sur les dispositifs de décision numérique H et I et simultanément sur le convertisseur AD. Ainsi le dispositif multiplex fait passer en circuit "porte ou transmet des signaux qui lui parviennent en provenance du canal 1 pendant toute la pé-10 riode de temps où le réseau de commande numérique J* explore les signaux à afin d'explorer le cycle de commutation de canal provenant du réseau de commutation jusqu'au réseau E^. Après quoi, laissant du temps pour l'opération "échantillon maintien" dans le convertisseur AD, le dispositif multiplex déconnecte l'entrée de 15 canal 1 et fait passer sélectivement la sortie du canal 2 sur les dispositifs de décision numérique H et I et sur le convertisseur AD pour un intervalle de temps suffisant pour que le réseau de commande numérique «î» explore à nouveau le cycle des signaux de commutation à afin d'explorer le cycle de commutation du 20 canal 2 destiné à la commutation du réseau E^ au réseau E^, laissant ensuite du temps pour l'opération "échantillon maintien". De la même manière, le dispositif multiplex à son tour, fait passer sélectivement en circuit porte dans les canaux successifs jusqu'au canal n, chaque canal étant traité en circuit porte dans 25 le dispositif multiplex substantiellement seulement pendant l'intervalle de temps rendu nécessaire par le cyclage du réseau de commande numérique sur les signaux à auquel il faut ajouter le temps nécessaire à la réalisation de l'opération "échantillon maintien". Après que le dispositif multiplex a cyclé tous les 30 canaux de 1 à n comme ci-dessus le cycle est répété. Les parties des circuits représentés sur les figures 1 la le 2a 2b et 2c référencés sous les unités A à F, sont représentées en plus de détails sur les figures 3 à 8 respectivement. Les parties de circuit référencées sous ensembles M jusqu'à P sont re-35 présentées sur les figures 10 et 13 selon le cas comme on en a discuté ci-dessus. Sur la figure 3 les éléments des parties électroniques d'entrée sont représentées à l'intérieur du rectangle pointillé référencé sous la désignation d'unité A, qui a une entrée reliée à une sour-40 ce extérieure de signaux sismiques représentés par un géophone. 69 44882 27 2027062 En particulier les parties électroniques d'entrée de l'ensemble A comprennent un atténuateur d'entrée qui a sa sortie reliée par 1'intermédiaire d'un commutateur sélecteur SW à une balance High line et à tin transformateur d'entrée. Le commutateur sélecteur 5 SW qui travaille en rapport de synchronisme de commutation avec la commande de gain par étape de l'unité A, permet à un opérateur de by passer sélectivement l'atténuateur d'entrée -à l'aide de moyens représentés sous l'apparence d'un conducteur de by pass d'entrée représenté couplé entre la sortie du géophone et la deu-10 xième borne du commutateur SW. Le commutateur sélecteur peut être du type à pôle double triple simple et a pour fonction de connecter sélectivement soit-l'atténuateur d'entrée (à la borne de commutateur 1) soit le conducteur de by pass (à la borne du commutateur 2) en circuit entre l'entrée de l'unité A, représentée 15 couplé sur la sortie du géophàne et les entrées respectives de la balance High line et du transformateur d'entrée. Le transformateur d'entrée, représenté sous feme de bloc, peut comprendre des enroulements d'entrée et de sortie classiques, le dernier étant relié au préamplificateur A^ à étage de gain 20 d'entrée. Le transformateur d'entrée sert à isoler le géophone et le câble d'entrée de l'amplificateur A^ et des circuits qui suivent, permettant d'utiliser ainsi des techniques classiques d'effacement ou d'équilibre en pont, si on le désire, pour éliminer ou enlever le courant anormal, c'est-à-dire l'interférence 25 de 60 cycles dus à la fois aux effets d'induction et de capacité qui se manifestent à l'entrée de l'amplificateur. Ces signaux de courant non souhaités peuvent être enlevés par la balance High line. L'amplificateur A^ à étage de gain de précision est prévu pour 30 amplifier les signaux d'entrée recherchés, suffisamment pour vaincre le niveau de bruit d'entrée non recherché des filtres actifs qui suivent cet étage de gain. Ces filtres actifs sont représentés sur la figure 3 reliés à la sortie de l'amplificateur A^ en circuit dn série selon l'ordre indiqué. Ils comprennent un 35 filtre passe bas réglable (Lo-cut filter) et un filtre passe haut réglable (Hi eut filter) et un filtre "Alias" réglable. Dans un mode de réalisation l'amplificateur d'entrée A^ de l'ensemble A peut avoir un gain de 8,0 au total, ou quelqu'autre gain prédéterminé, si l'atténuateur d'entrée est mis en circuit en posi-40 tionnant le commutateur SW sur la position de commutateur 1, 69 44882 2027062 comme représenté sur I* figure 3» Des Moyens sont prévus pour régler le gain total de la partie électronique d'entrée de l'ensemble A du système comprenant une commande de gain en étape, identifié sous le rocable commutateur de gain en étape, sur la 5 figure 3, qui peut être réglé manuellement, et qui,dans un mode de réalisation préférée, est aussi muni de moyens identifiés sur la figure 3 sous le terme logique de gain d'étage A, destinés à tirer des signaux de sortie sous forme binaire comme représenté sous Y^ Yg Y^ et qui correspondent au gain total des éléments 10 électroniques d'entrée de l'ensemble A, ces signaux binaires étant couplés par des conducteurs appropriés sur le réseau de commande numérique J ou J', selon le cas. En particulier les signaux numériques correspondants au niveau de gain de2.1'unité A sont représentés couplés sur les entrées Y^ Yg Y^ de la partie 15 additionneur d'exposant du réseau de commande numérique J eu J' comme représenté sur les figures 1A et 2A respectivement « La fonction des signaux de niveau de gain est de régler l'additionneur d'exposant du réseau de commande numérique J ou J', de telle*s®r-te que ses signaux de sortie d'exposant seront automatiquement 20 réglés pour tenir compte du niveau de gain des éléments électroniques d'entrée A. Dans le cas où les éléments électroniques A ont un gain prédéterminé autre que 8 il peut être nécessaire de fournir des signaux numériques supplémentaires allant ou venant de l'additionneur d'exposant par exemple quatre lignes de signal 25 pour donner des puissances de deux ou quatre, plutôt que trois comme représenté pour des puissances de huit. Bien que le système de l'invention comprenne des moyens pour l'introduction automatique du niveau de gain prédéterminé des éléments électroniques d'entrée dans 1'additionneur d'exposant 30 afin de régler les signaux d'exposant destinés au niveau de gain approprié des éléments électroniques d'entrée on considère aussi que l'additionneur d'exposant peut être réglé manuellement pour tenir compte du niveau de gain prédéterminé établi manuellement pour les éléments électroniques d'entrée. On notera que le niveau 35 de gain total des éléments électroniques d'entrée A peut être réglé d'une manière connue, comme on le fait en utilisant un diviseur de tension approprié (non représenté spécifiquement) dans l'atténuateur d'entrée, d'une manière conçue pour préserver l'impédance d'entrée de celui-ci et en réglant de façon appropriée la . 40 boucle de réaction (non représentée spécifiquement) à l'intérieur 69 44882 29 2027062 de l'intervalle à gain de précision afin d'en. régler le gain. On doit encore comprendre que les réglages de l'atténuateur d'en trée et le gain du domaine de gain de précision A^ peuvent être mécaniquement synchronisés. En d'autres mots les signaux de ni-5 veau de gain numériques tirés des éléments électroniques de l'unité A fournissent des moyens grâce auxquels les portes logiques comprenant l'additionneur d'exposant du réseau de commande numérique sont susceptibles d'interroger le circuit de l'ensemble A et de régler les signaux d'exposant d'une façon appropriée et 10 connue, comme indiqué sur la figure 3 par les lignes pointillées respectives provenant de l'atténuateur d'entrée et de l'étage à gain de précision pour, aller sur le commutateur de gain en étage réglable, qui comprend la commande de niveau de gain de l'ensemble A. De plus, le positionnement de la commande de niveau de 15 gain de l'ensemble A peut être aisément transmise de façon classique à l'additionneur d'exposant par des moyens de liaison élec trique appropriés indiquant la position du commutateur de gain à étage réglable en même temps que par des moyens classiques, représentés sous logique de gain d'étage A, afin de tirer des si-20 gnaux codés binaires appropriés Y^ Yg Y^ représentatifs du positionnement du commutateur de gain à étage réglable, lequel, à son tour, représente le niveau de gain préétabli des éléments é-lectroniques d'entrée comprenant l'ensemble A. La partie de cet ensemble A de chacun des canaux respectifs 1-n doit être habi-25 tuellement substantiellement au même niveau de gain. De façon correspondante, le commutateur de gain d'étage réglable comprenant le réglage du niveau de gain des canaux respectifs 1-n sera habituellement positionné au même niveau ou à un niveau correspondant, et il peut être de façon appropriée synchronisé, par 30 exemple par un couplage mécanique approprié d'une commande de niveau de canal à l'autre. Dans ce cas il sera nécessaire de pré voir un circuit logique de gain d'étage A sur un seulement des canaux pour fournir un signal de niveau de gain d'unité A à la logique de commande numérique «J ou J'. La coordination du niveau 35 de gain de l'ensemble A des canaux respectifs 2_n avec celui du canal 1 est illustré par des lignes pointillées reliant les parties respectives de l'unité A des canaux 2 et n à la ligne repré sentant le câble de signal qui porte les signaux de niveau de gain de l'unité A provenant du canal et allant sur le réseau de 40 commande numérique J ou J'. 69 44882 30 2027062 Dans le circuit désigné sous ensemble B, comme représenté sur la figure 4 un amplificateur opérationnel à bande large transistorisé, comme celui qui est commercialisé sous le nom de Nexus SQ-1, est utilisé dans une configuration non inverseur. Le gain 5 de précision est déterminé par les résistances R^ et R2 du réseau de réaction. Le condensateur représenté couplé aux bornes de la résistance R^ dans la boucle de réaction, détermine le point de coupure de la haute fréquence, représenté sur la figure 4a sous f2 de l'amplificateur. La résistance représentée couplant 10 en d.c» le côté négatif de l'amplificateur opérationnel sur la terre (sauf pour l'étage B-J n représenté sur la figure 10 et décrit en détail par ailleurs) détermine le point de coupure de basse fréquence du réseau amplificateur représenté sur la figure ko. en tant que f-^. Dans un mode de réalisation préféré le gain de 15 chacun des étages amplificateurs en cascade est une constante + 8.000 dans la bande passante jusqu'à la caractéristique courant continu. Un réglage d'équilibrage peut être fait pour corriger les tensions décalées d'entrée dans l'amplificateur opérationnel de l'étage d'unité B, et il est représenté sous la forme d'une 20 résistance réglable pour équilibrer en d.c. à l'intérieur de l'amplificateur opérationnel. Les détails du réseau de circuit désignés sous la référence d'ensemble C sont repréaentés à l'intérieur du rectangle en pointillé de la figure 5, où un circuit limiteur est représenté qui 25 pince le signal de sortie provenant de tout étage précédent limitant ainsi l'oscillation de tension d'entrée sur tout étage suivant à une valeur telle que lorsqu'on amplifie avec un gain de + 8.000 (dans le mode de réalisation illustré) l'étage suivant ne sera pas saturé. Le circuit limiteur C comprend un élément de 30 résistance d'entrée en série R^ qui a son extrémité de sortie couplée sur le point médian électrique d'une paire de diodes, indiquée sous diode 1 et diode 2, qui à leur tour sont couplées sur un circuit en série entre une source négative (non représentée) de courant continu (-d.c.) et une source positive de cou-35 rant continu (+ d.c) (non représenté). Ce limiteur permet d'être certain que l'amplificateur opérationnel ne dépassera la zone linéaire de fonctionnement substantiellement aucune distorsion n'apparaîtra dans l'étendue de l'amplitude à l'échelle (c'est-à-dire 0,512 volts à 4,096 volts) à la sortie de l'étage de l'unité 40 suivante B. Dans un mode de réalisation préféré, le signal est 69 44882 31 2027062 liaité à environ 0,7 + 0,1 volts «0,8 volts à l'entrée donnant 0,8 x 8,0 » 6,4 volts maximum à la sortie de l'étage suivant d'unité B* L'amplificateur opérationnel de l'unité B peut laisser osciller sa sortie dans un domaine de +l0 volts à -10 volts liné-5 airement • Le pincement ou la limitation du circuit d'unité G introduit une distorsion pendant la période de pincement mais pas pendant les excursions dans le domaine des basses amplitudes à l'échelle» La première et deuxième diodes représentées couplées •n série entre les sources de basse tension -d.c et + d.c (non 10 représenté) sont reliées à des tensions de précision fournies à "partir de régulateurs à basse impédance qui ont des valeurs de -0,7 à +0,7 rolts respectivement, dans le mode de réalisation représentée* Le point médian de la première et deuxième diodes est relié à l'extrémité de sortie d'un élément de résistance B^ 15 représenté couplé en série entre l'entrée et la sortie du circuit d'unité G* Dans un mode de réalisation préféré la résistance » 5,1 ohms* La première et deuxième diodes sont capables de.se mettre hors d'état de conduction rapidement, c'est-à-dire qu'elles ont une caractéristique de recouvrement rapide* Les diodes ne 20 sont pas conductrices jusqu'à ce que l'oscillation de tension d'entrée dépasse les tensions de polarisation + ou - 0,7 volts* À ce moment là une chute de tension se produit dans la résistance B^ due au flux de courant de diode et la sortie reste substantiellement à plus ou moins 0,7 + 0,1 - 0^8 rolts pendant le pro-25 eessus de limitation* On notera comme suggéré ci-dessus, qu'une source à basse impédance de tensions de polarisation, plus ou moins 0,7 volts est nécessaire pour fournir la polarisation sûre c'est-à-dire hautement stable nécessaire* 30 Le circuit désigné sous ensemble D, représenté à l'intérieur du rectangle pointillé de la figure 6,comprend un amplificateur opérationnel relié dans un réseau de configuration à inversion de phase pour fournir un gain nominal de -1000, des réglages à la fois de gain et de compensation de phase étant assurés. Une ba-35 lance DC est nécessaire pour apporter une correction à la tension décalée d'entrée de l'amplificateur opérationnel et cet équilibrage est assuré par une résistance Bg qui se trouve à l'intérieur de l'amplificateur opérationnel. Un condensateur C2 est prévu en série avec l'entrée du bloc DC depuis l'étage d'entrée de l'aa-40 plificateur opérationnel. Le condensateur C2 peut être éliminé 69 44882 32 2027062 si les tensions de dérive et décalée sur d.c* sont commandées de façon appropriée* On peut utiliser la version avec inversion ou dans inversion de cet amplificateur opérationnel sans entraîner de changement important au fonctionnement de l'étage d'ensemble 5 D. Une inversion de phase à 180° est la seule différence et on peut la corriger en inversant les connections géophone au transformateur d'entrée par exemple à l'entrée de l'ensemble A. Dans un mode de réalisation typique les. différences de phase et de gain entre les voies directes dans tout canal peuvent être ajus-10 tées à une précision désirée de 0,1 pour cent ou mieux sans considération du nombre d'étages de gain qui entrent en compte* Dans une voie directe provenant du géophone et allant sur l'entrée du convertisseur analogique numérique, la largeur de bande du parcours complet de l'amplificateur peut aussi être réduite ou ajus-15 tée par le condensateur de décalement de phase branché aux bornes des résistances de réaction R^ et R^, depuis la sortie jusqu'à l'entrée, comme représenté dans l'ensemble D* Le circuit représenté sur la figure 6a sous ensemble Dt est à préférer à celui représenté sur la figure 6 sous ensemble D, 20 étant donné qu'il permet d'avoir des caractéristiques de largeur de bande sensiblement meilleures pour le système de l'invention* Les ensembles D et D* diffèrent par certains aspects, qui comprennent les suivants : alors que l'ensemble D assure seulement un gain A.C., l'ensemble Dt assure à la fois un gain A*C. et un 25 gain D.C*; alors que l'ensemble D donne un gain négatif de l'unité (-1), l'ensemble D' donne un gain positif de l'unité (+1); alors que l'ensemble D comporte un réseau de réglage de phase on n'en prévoit aucun pour l'ensemble D* et on n'en a besoin d'aucun* Bien que des moyens ne soient pas représentés sur la figure 6a 30 pour le réglage du déplacement D.C. de l'ensemble D' on doit comprendre que l'on peut l'assurer par les moyens d'une résistance d'équilibrage comme Rg de l'ensemble D représenté sur la figure 6. On notera que dans le cas idéal les amplificateurs opérationnels ont un décalage DC de zéro et n'ont pas besoin d'un ajuste-35 ment du décalement D.C., cependant dans la pratique ces ajustements peuvent être souhaitables et peuvent être assurés à l'aide de moyens comme Rg* On notera que la courbe de réponse totale du système amplificateur décrit ici est substantiellement plate sur un domaine rela-40 tivement étendu qui va d'une basse fréquence proche du D.C.jus 69 44882 33 2027062 qu'à une haute fréquence déterminée par la caractéristique des étages amplificateurs en cascade de l'unité B et plus particulièrement par les composants et C^ de celle-ci. Dans un mode de réalisation typique le peut être une valeur de 35.000 ohms 5 et peut être d'une valeur de 100 x 10"^ farads (un pieofarad) qui assurera un roll off de haute fréquence d'environ 40.000 cycles par seconde. La courbe de réponse de basse fréquence du système amplificateur peut être plate sur environ trois trentième d'un cycle par seconde dans un mode de réalisation typique. La 10 courbe de réponse de basse fréquence sera inverse de la caractéristique roll off du filtre de l'unité 0 comme illustré sur la figure 12. La partie de circuit désignée sous la référence d'unité E est représentée à l'intérieur du rectangle en pointillé de la figure 15 7 où on a prévu un élément de commutation à faible fuite comprenant un commutateur analogique solide qui a une très haute résistance de rupture c'est-à-dire une basse fixité, de préférence de l'ordre de 10 à puissance 10 ohms, et une résistance de marche basse de l'ordre de 30 à 3.000 ohms. L'élément de commutateur 20 analogique solide peut de façon avantageuse être du type du transistor à effet de champ désigné habituellement sous le type FET. On utilise tin circuit directeur pour maintenir un commutateur normalement en position de rupture.Ce circuit directeur est représenté schématiquement sous l'appellation de étage directeur de 25 commutateur et il a sa sortie couplée sur l'entrée de commande du commutateur solide (FET) et une entrée désignée entrée "B" (entrée de commande) destinée à recevoir des impulsions d'horloge numérique par exemple de S^ provenant du réseau de commande numérique J ou J' selon le cas. Comme on l'a indiqué ci-dessus 30 dans le fonctionnement des systèmes amplificateurs de l'invention tels que ceux qui sont illustrés sur les figures la et lb, 2a et 2b et sur d'autres figures, l'étage directeur de commutateur est utilisé pour commander l'élément de commutation analogique solide normalement ouvert (FET) qui comprend l'ensemble E, et ce 35 signal directeur est tiré du circuit logique d'horloge de telle sorte qu'au moment convenable il enclenchera l'élément de commutation analogique (FET) et le maintiendra pour un intervalle de temps donné. Lorsque le commutateur est ainsi placé sur marche le signal analogique appliqué sur son entrée de signal est envoyé 40 sur la sortie de celui-ci pour l'intervalle de temps donné afin 69 44882 34 2027062 de faire passer le signal analogique en liaison avec le programme de fonctionnement désiré. Les éléments de circuit décrits ici sous la référence d'imité F sont représentés à l'intérieur du rectangle pointillé de la 5 figure 8 et comprennent un transformateur d'impédance qui a un gain de l'unité et une caractéristique de non inversion. Par exemple un transformateur d'impédance approprié est représenté dans l'article "un pot pourri d'applications de FET " publié dans EDN (Electrical Design News) Mars 1965 page 38-43 (voir particuliè-10 rement "Unity gain isolation Amplifier" représenté sur la page 45. Voir aussi "Handbook of operational Amplifier applications" page 47 Burr Brown Research Corporation 1963). Le transformateur d'impédance comprenant l'unité F est caractérisé par une impédance d'entrée extrêmement haute de préférence de l'ordre de 10 à puis-15 sance 10 ohms et une très basse impédance de sortie de préférence de 1 ohm/ La très haute impédance permet d'utiliser un commutateur à transistor à effet de champ relativement peu onéreux (FET) qui a une plus grande résistance marche dans le réseau de commutation de l'unité précédente E qui a sa sortie respective 20 couplée sur l'entrée du circuit de l'unité F. L'impédance d'entrée du circuit de l'unité F doit être égale ou supérieure à 10 jusqu'à puissance 7 fois la résistance marche du transistor à effet de champ (FET) si bien que la résistance marche n'aura pas d'effet sur la précision mesurée. 25 Bien que le système représenté sur les figures la et lb, 2a et 2b comprennent cinq étages amplificateurs en cascade, on doit comprendre que l'on peut utiliser un nombre différent de ces étages en liaison avec l'invention. Le nombre d'étages en cascade dépend du gain par étage et du gain total nécessaire pour amplifier le 30 niveau de bruit du circuit d'entréê juste en dessous de la valeur utilisable acceptable pour le convertisseur analogique numérique couplé sur la sortie commune. Il est approprié d'utiliser des gains d'étage exprimés en puissance de deux à enregistrer sous une forme ou un système de chiffre binaire. Ainsi si l'on se réfère 35 à la figure 9 sept étages à gain de huit donnent un gain total de canal de 2.097.152. Il faudra vingt et un étages à gain de deux pour avoir le même gain total. Dix étages à gain de quatre donneront un gain total de 1.048.576. Un étage supplémentaire de gain de deux donnera le même gain total qu'avant. 40 Dans un mode de réalisation préféré où le convertisseur AD est 69 44882 35 2027062 du type à chiffre binaire, il est possible de choisir une base comparable à la décade décimale, comme la base huit qui est égale à trois chiffres binaires dans le système binaire® On doit comprendre que la base deux peut être utilisée mais ceci augmentera 5 la complexité des canaux considérablement pour des raisons qui seront expliquées ultérieurement. Dans un système de traitement de signal sismique typique le domaine sismique géophonique, des signaux peut varier depuis un volt jusqu'à un dixième (0,1) de micro volt dans le domaine total utilisable, c'est-à-dire sur un domaine 10 de 140 db. En utilisant des changements qui soient dans le domaine -du gain de huit, le domaine indiqué peut être couvert avec huit étages d'amplification* Des changements qui soient dans le domaine du gain de deux entraîneront la nécessité de vingt et un étages d'amplification augmentant ainsi la complexité des canaux. Un 15 compromis désirable, d'un point de vue économique, est de choisir des changements à gain de huit. Si on utilise un convertisseur AD à 15 chiffres binaires le chiffre le plus important est celui qui est utilisé normalement pour le chiffre de signe donnant une possibilité d'entrée bipolaire tandis que les autres 14 chiffres bi-20 naires expriment la valeur absolue de l'amplitude de la tension mesurée» Comme on peut le voir en se référant à la figure 9 chaque fois la donnée d'entrée, exprimée par l'abscisse tombe en-dessous de l'échelle pleine par un facteur de huit, le convertisseur (tension sur l'ordonnée) diminue de quatorze à onze chiffres 25 binaires et le gain de l'amplificateur doit être augmenté par huit automatiquement pour ramener l'entrée au convertisseur jusqu'à quatorze chiffres binaires de précision mesurée. Le gain de l'amplificateur à chaque sortie d'étage est représenté au sommet de la figure 9 avec le nombre de l'étage et la valeur de l'exposant» 30 La sortie de l'amplificateur ou l'entrée du convertisseur AD est représentée sur la droite sur la figure 9, avec le nombre significatif de chiffres binaires, tandis que la variation db en dessous de l'échelle pleine est représentée sur le côté gauche de la figure 9» Le domaine de tension d'entrée et ses variations db 35 en dessous de l'échelle pleine sont représentées à la base de la même figure. On lit, c'est-à-dire on enregistre le facteur de gain sous forme d'un exposant d'une base appropriée, la résultante à multiplier mesure la mantisse telle qu'elle est lue par le convertisseur AD donnant la mesure désirée du signal d'entrée. Ainsi 40 la précision d'un tel système est égale ou supérieure à onze 69 44882 36 2027062 chiffres binaires, ou une partie pour mille, dans un domaine d* entrée de 144 (cent quarante quatre) db pour huit étages en cascade, et dans un domaine d'entrée de 90 db pour cinq étages en cascade comme représenté sur les figures la lb 2a et 2b• Si on 5 diminue le domaine du conrertisseur en dessous de onze chiffres binaires la précision se produit dans un domaine total dynamique possible de variation d'amplitude de 2l0 db. Ceci se monte à 2i6 db si on considère le signe du chiffre. Il faut noter comme mentionné ci-dessus que la lecture de tension c'est-à-dire le signal 10 de sortie enregistré du système est une mesure précise de la tension aux bornes du géophone. Dans un mode de réalisation pratique en dessous d'un signal d'un quart de microrolt la mesure représente essentiellement le niveau de bruit de l'entrée de l'amplificateur mesurée précisément. Dans le fonctionnement du système ampli— 15 ficateur décrit de larges signaux d'entrée sont aussitôt amplifiés à un niveau qui bloquerait ou paralyserait l'entrée de tous les étages suivants. Les constantes de temps de recouvrement dans les étages amplificateurs empêcheraient la mesure de signaux de bas nireau qui suivraient immédiatement un large signal d'entrée» 20 Cependant si l'on pince délibérément toutes les amplitudes d'entrée supérieures à la sortie d'échelle pleine dirisée par le gain de l'étage de telle sorte que la sortie reste dans le domaine de fonctionnement linéaire de l'étage amplificateur on peut garder un canal d'amplificateur de n étages fonctionnant dans une zone 25 linéaire. Ceci peut être réalisé en faisant se produire toutes les limitations dans des dispositifs connus pour aroir des temps de recouvrement rapides. De cette façon le gain dans la voie directe n'est pas changé et il ne se produit pas d'étape de gain qui introduise des dispositions transitoires. 30 Les sorties d'une série en cascade d'étages amplificateurs avec des entrées d'amplitude limitées seront ainsi limitées pour s'adapter au domaine du convertisseur ÀD de telle sorte que la donnée de sortie linéaire maximale de toute voie soit légèrement plus grande que la donnée d'entrée d'échelle pleine destinée au 35 convertisseur AD. En restant dans le domaine de l'échelle pleine d'un huitième (pour un gain de huit par système à étage à cascade) à l'échelle pleine pour les sorties, et en commutant le convertisseur AD sur la sortie de l'étage amplificateur approprié, on peut se tenir à l'intérieur de trois chiffres binaires (18 db) 40 de la' Valeur à échelle pleine du convertisseur AD à tous les temps, 69 44882 37 2027062 et mesurer une partie de la tension d'entrée précisément depuis le point qui passe à zéro jusqu'au suivant du signal d'entrée. Le seul élément nécessaire est d'être capable de commuter les sorties d'étage de gain de précision en cascade automatiquement et 5 à haute vitesse. Aucune mémoire n'est nécessaire des précédentes amplitudes d'échantillon comme dans les systèmes amplificateurs de gain binaire. Ici chaque amplitude choisie est complètement indépendante de toutes les précédentes. Ceci est équivalent à avoir un convertisseur AD à 36 chiffres binaires échantillonnant 10 la tension de géophones instantanément, en la mettant sous forme -numérique avec une précision garantie de 11 chiffres binaires à tous les temps. Etant donné que la tension géophonique enregistrée est écrite sous une forme à virgule flottante qui est idéale pour une introduction dans des ordinateurs numériques en vue d'un 15 traitement, ce système d'amplification se réfère à un système amplificateur à virgule flottante. On notera que le système de traitement de signal décrit ci-^dessus offre des moyens de conversion d'un signal analogique en mots numériques appropriés à leur enregistrement en un format où chaque mot numérique occupe un 20 nombre de positions de chiffre binaire sur un milieu d'enregistrement magnétique comme une bande magnétique. Comme indiqué ci-dessus chacun de ces mots est enregistré sous une forme à virgule flottante. En enregistrant ainsi le signal d'information sous forme de virgule flottante, l'utilisateur de ce système peut 25 avoir une plus grande souplesse de fonctionnement et une manipulation plus facile de signaux différents grandement en valeur, tandis que, cependant il permet d'atteindre un ordre de précision très élevé (A titre de référence voir par exemple le manuel "Digital computer Primer" de E.M. Me Cormick, 1959 publié chez 30 Me Graw-Hill Book Co Inc. en commençant à la page 152). Dans le mode de réalisation illustré, le nombre numérique à virgule flottante ainsi enregistré sur ruban magnétique représente l'amplitude de tension sismique absolue instantanée telle qu'elle pénètre dans le système amplificateur à virgule flottante depuis 35 le géophone couplé sur l'entrée. Le mot numérique à virgule flottante consiste en une mantisse et un exposant et il est sous la forme : où Q représente la valeur absolue de l'amplitude du signal d'en-trée sur un canal de signal comprenant une pluralité d'amplifica- Q - + x b"k (équation l) 69 44882 38 2027062 teurs en cascade, comme décrit êi-dessus dans un mode de réalisation préféré où chacun des étages en cascade a un gain de b; où x la mantisse représente l'amplitude de sortie de lfun en particulier des étages amplificateur en cascade choisi par la partie 5 échantillonnage du signal du système, comme décrit ci-dessus; et où k, l'exposant, représente le nombre net de gain en cascade des étages à travers lesquelles le signal d'entrée particulier est transmis afin d'arriver au parcours de sortie choisi, comme déterminé par le circuit d'échantillonnage* 10 Dans le mode de réalisation préférentiel, chaque étage amplificateur a un gain de huit; de là par substitution l'équation 1 devient î Afin d'enregistrer le mot numérique à virgule flottante de 15 l'équation 2, ci-dessus, dans un registre binaire, avec par exemple, une précision de quatorze chiffres binaires, des positions de dix huit chiffres binaires seront nécessaires, où la mantisse est représentée sous forme binaire, c'est-à-dire où la racine ou la base de ce système de nombre est deux, et où l'exposant B: est 20 représenté sous forme binaire basée sur la racine ou base huit» Parmi les dix huit chiffres binaires nécessaires l'un représente le signe, ce qui permet des possibilités d'entrée et de sortie bipolaires; quatorze chiffres binaires représentent la mantisse x; et trois représentent l'exposant k. 25 On notera que les systèmes amplificateurs décrits ici n'utilisent pas d'échantillonnage moyen du temps. Au contraire ils fonctionnent d'une manière qui comporte substantiellement un échantillonnage séquentiel instantané dans le temps et un traitement en circuit porte du signal apparaissant aux sorties respectives 30 des étages amplificateurs successifs en cascade de telle sorte que la valeur de l'exposant tel qu'il est enregistré dans le mot numérique à virgule flottante est tirée de façon indépendante de chaque échantillon de signal et ainsi en est-il pour chaque mot enregistré, c'est-à-dire que la valeur enregistrée de l'exposant 35 k est indépendante de la valeur de l'exposant des mots enregistrés qui précèdent ou suivent» De façon avantageuse, le système amplificateur décrit ici fonctionne en fournissant un échantillonnage séquentiel de temps substantiellement instantané, sans établissement de moyenne de temps d'une manière qui comporte des 40 changements du domaine du gain à l'intérieur d'un cycle de signal Q = + 8"k (équation 2) 69 44882 3V 2027062 qui est transmis par l'amplificateur. Ainsi l'amplificateur est caractérisé par un cycle de fonctionnement qui comprend le choix du domaine de gain optimal du système ou réseau amplifiant et le maintien du domaine de gain choisi pendant que le signal trans-5 mis est couplé sur la sortie de l'amplificateur en vue d'une conversion en un signal numérique correspondant par le convertisseur analogique numérique, et le domaine de gain choisi étant maintenu pour un intervalle de temps de maintien qui est au moins suffisamment long piur permettre au convertisseur analogique numérique 10 de faire la conversion en fonae numérique. Le cycle de fonctionnement comprenant le choix du domaine de gain .optimal et l'intervalle de temps de maintien pour le domaine de gain choisi, doit être achevé dans un cycle de signal d'un signal d'entrée donné appliqué au système amplificateur et transmis par celui-ci 15 pour assurer une conversion en un signal numérique correspondant qui peut être enregistré sur ruban magnétique par exemple. On doit comprendre que l'intervalle de temps de maintien pour l'intervalle de gain choisi tel qu'il est déterminé par le comparateur doit être suffisamment long pour permettre au convertis-20 seur analogique numérique de faire la conversion appropriée en foime numérique, mais ceci n'entraîne pas nécessairement et pour la plus grande partie des cas pas du tout, l'obligation que le dit intervalle de maintien continue pendant toute la période dont le convertisseur AD a besoin pour achever cette conversion. Il 25 faut noter que l'appareil convertisseur typique analogique numérique comprend un circuit approprié d'échantillonnage et de maintien qui échantillonne ou maintient un signal analogique à convertir en fonne numérique, par exemple grâce à un appareil approprié interne de mémoire à court terme, par exemple un circuit 30 ou appareil de transfert de signal, qui permet au convertisseur AD de convertir un signal analogique en forme numérique sans nécessairement maintenir ou considérer le signal analogique particulier pendant tout le temps que prend la conversion AD. Ainsi le temps de maintien prédéterminé pour le domaine de gain choisi 35 qu'exige le convertisseur pour assurer sa fonction d'échantillonnage ou de maintien dans le cours de la conversion ne comprend pas nécessairement la totalité du temps nécessaire au convertisseur analogique numérique pour achever la réelle conversion analogique numérique. 40 Dans une réalisation typique d'intervalle de gain cinq (5) par 69 44882 w 2027062 canal du système amplificateur décrit ici, la vitesse d'échantillonnage analogique de canal du système correspond à des intervalles d'une milliseconde pour un système à 32 canaux. Avec une telle vitesse d'échantillonnage le dispositif multiplex échantil-5 lonne les 32 canaux à une vitesse correspondant à 32 kilocycles assurant une période d'échantillonnage de 31,25 microsecondes pour chaque canal. Le comparateur utilise dix microsecondes pour déterminer le gain d'un canal sismique, puis il dirige le signal sur le circuit de maintien et d'échantillonnage du convertisseur 10 analogique numérique pour 5 microsecondes. Ceci fait un total de quinze microsecondes sur la période de 31,25 microsecondes qui est disponible pour chaque eanal. En d'autres mots les dix microsecondes sont utilisées pour explorer et échantillonner les différents parcours de réseau de l'amplificateur à l'intérieur d'un 15 canal et cinq microsecondes sont utilisées pour conduire le signal sur le parcours choisi vers le circuit de maintien et d'échantillonnage du convertisseur AD. Dans le mode de réalisation illustré pendant chaque cycle de fonctionnement l'échantillonnage progresse dans les parcours du réseau de l'amplificateur tels 20 que les déterminent les réseaux de commutation E^ à E,., pendant un total de 10 microsecondes pour les cinq parcours procurant cinq intervalles d'échantillonnage possibles d'une durée de deux microsecondes chaque. A la fin de chacun de ces intervalles d'échantillonnage, ou bien le système progresse vers le parcours 25 amplificateur suivant pour l'intervalle d'échantillonnage suivant, ou bien si on a obtenu la comparaison appropriée du signal, il assure une opération de maintien pour le reste de la partie non utilisée de la période d'échantillonnage plus les cinq microsecondes de la période de maintien pendant que le convertis-30 seur AD transmet le signal qui lui a été introduit sur le parcours choisi. En bref, chaque, intervalle d'échantillonnage de deux microsecondes peut être suivi d'un ou plusieurs de ces intervalles d'échantillonnage jusqu'à ce que la comparaison prédéterminée du signal soit obtenue, à la suite de quoi une période 35 de maintien de cinq microsecondes est assurée pendant que le signal est transmis au convertisseur AD sur le parcours choisi. Dans le mode de réélisation illustré la période de maintien peut aussi comprendre toute partie inutilisée de là période d'échantillonnage qui suit l'intervalle d'échantillonnage des deux microsecondes du 40 parcours choisi. Ainsi pour un mode de réalisation à intervalle 69 44882 41 2027062 de gain de cinq par canal la période de maintien peut aller de cinq à treize microsecondes, selon que le cinquième ou le premier parcours de l'intervalle de gain est choisi, comme on le déter- • mine par comparaison avec la référence prédéterminée» Afin d'avoir 5 un système amplificateur, comme décrit ici, où le mot enregistré à virgule flottante est une représentation précise de la valeur absolue du signal d'entrée Q, il est souhaitable que to.us les étages de gain en cascade, y compris l'étage de gain d'entrée à et les étages subséquents à B^, aient une base d Amplification 10 commune b telle que les exposants de chaque étage de gain soient additionnables algébriquement afin de former la valeur enregistrée de l'exposant» Ainsi dans le mode de réalisation illustrée, les sommes algébriques des exposants pour l'étage A plus l'un quelconque des étages suivants en cascade B^-B^, par l'un des ré-15 seaux de commutation E^ à qui est choisi, vers la sortie commune, doit Stre égale à la valeur enregistrée de l'exposant k pour ce signal particulier. Etant donné que les systèmes d'amplification construits selon la présente invention sont capables de fournir un signal de sor-20 tie qui indique la valeur absolue du signal d'entrée, et qui est sous la forme de virgule flottante, on offre ainsi une plus grande souplesse dans l'utilisation et l'enregistrement du signal de sortie» Quelques uns des avantages de l'enregistrement des signaux sis-25 miques sous forme numérique sont décrits avec plus de détails dans un article intitulé " Tools for to morrow's geophysics" par Milton B, Dobrin et Stanley H. Ward, publié dans le journal "Geophysical prospecting" vol» X pages 433-452 (1952). Si l'on veut une référence sur l'utilisation des amplificateurs opéra-30 tionnels dans le système de traitement de données décrit ci-dessus, on se référera au "Hanbook of operational Amplifier applications" publié par Burr Brovm Research Corp. P.O. Box 11.400 Tucson Arizona 85706 copyright 1963. 69 44882 42 2027062 REVENDICATIONS 1 - Un système amplificateur à réglage rapide de gain automatique à large bande dynamique caractérisé par Tin réseau amplificateur comprenant une pluralité d'étages amplificateurs couplés DC, 5 chaque étage ayant un circuit d'entrée respective et un circuit de sortie respective, un circuit de sortie commune pour le dit réseau, des moyens comprenant un couplage en boucle de réaction d'une sortie du dit réseau sur l'entrée de celui-ci, des moyens d'établir une pluralité d'intervalle de gain d'amplification pré-10 déterminés et progressivement différents pour le dit réseau amplificateur, des moyens de commutation séquentielle dans le temps et progressivement de l'un à l'autre des dits intervalles de gain prédéterminés pendant les intervalles de temps d'échantillonnage successifs, des moyens sensibles aux signaux transmis à la dite 15 sortie commune pendant les dits intervalles d'échantillonnage en vue de choisir l'un des dits intervalles de gain lorsque la dite sortie échantillonnée comporte une valeur prédéterminée et en vue de maintenir le dit intervalle choisi des intervalles de gain pendant au moins un intervalle de temps de maintien prédéterminé 20 qui est sensiblement plus long que l'intervalle de temps d'échantillonnage tandis que le signal échantillonné à la dite sortie commune pendant le dit intervalle de temps de maintien est transmis à la dite sortie commune pendant le dit intervalle de temps de maintien en tant que premier signal, et des moyens de tirer 25 un deuxième signal indiquant lequel des dits domaines de gain prédéterminés est choisi pour un intervalle de temps de maintien donné o 2 - Un système amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'établissement d'une pluralité d'in- 30 tervalles de gain d'amplification prédéterminés et progressivement différents comprennent une pluralité de réglage de circuits différents, chacun correspondant à un intervalle différent de gain, et les moyens de commuter séquantiellement dans le temps les commutateurs progressivement de l'un à l'autre des dits ré-35 glages de circuit pendant les intervalles de temps d'échantillonnage successifs» 3 - Un système amplificateur selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de choisir l'un des dits intervalles de gain lorsque la dite sortie échantillon- 40 née porte une valeur prédéterminée est sensible à un circuit de 69 44882 43 2027062 comparaison étudié pour comparer à une référence prédéterminée, des signaux transmis par le dit réseau amplificateur sur la dite sortie commune, en rue de déterminer quand les dits signaux ont une relation prédéterminée avec la dite référence» 5 4 - Un système amplificateur comme indiqué dans l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les dits étages d1amplificateur sont couplés dans un rapport de circuit en cascade, le circuit de sortie respectif de chaque étage amplificateur successif étant couplé sur le circuit d'entrée res- 10 pectif de l'étage amplificateur suivant successif du circuit en cascade• 5 - Un système amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que les dits moyens d'échantillonnage séquentiellement dans le temps d'un signal transmis par le dit réseau à la 15 dite sortie commune sous des intervalles de gain progressivement différents comprend des moyens pour changer le gain du dit réseau à la sortie commune sans changer le gain des étages individuels du dit réseau» 6 - Un système amplificateur comme défini dans les revendica- 20 tions 4 ou 5, caractérisé en ce que les dits moyens d'établissement de la dite pluralité des intervalles de gain amplificateur . progressivement différent comprend des moyens de commutation pour tirer sélectivement ion signal de sortie amplifié par un nombre progressivement différent des dits étages amplificateurs en cas- 25 c&de• 7 - Un système amplificateur comme indiqué dans l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le dit premier signal est sous forme analogique et en ce que le dit appareil comprend en outre des moyens de conversion analogiques 30 numériques couplés sur la dite sortie commune et destinés à convertir le dit premier signal analogique en un premier signal numérique correspondant, et en ce que le dit intervalle de temps de maintien prédéterminé est au moins aussi long qu'un temps de conversion minimal caractéristique dont a besoin le dit conver- 35 tisseur pour convertir le dit signal analogique en tin signal numé ri que c o r re spondant. 8 - Un système amplificateur comme indiqué dans la revendication 7, caractérisé en outre par des moyens d'enregistrement à la fois du dit premier signal numérique correspondant au dit premier 40 signal analogique et d'un deuxième signal numérique correspondant 69 44882 44 2027062 au dit deuxième signal sous forme numérique sous forme d'un mot à virgule flottante comprenant une mantisse et un exposant sous la fonne : Q » + x b"k 5 où Q représente la valeur du signal d'entrée sur le dit système amplificateur; où b représente le gain des étages amplificateurs individuels du dit réseau à travers lequel le signal d'entrée est transmis à la sortie commune; où x, la mantisse représente le premier signal numérique qui correspond au dit premier signal 10 analogique; et où k, l'exposant, représente le deuxième signal numérique correspondant au dit deuxième signal indiquant le domaine de gain choisi du dit réseau pendant le dit intervalle de maintien» 9 - Un système amplificateur comme indiqué dans l'une quelcon-15 que des revendications précédentes, caractérisé par un cycle de fonctionnement pour ce qui concerne les dits moyens de choisir l'un des dits intervalles de gain et de maintenir les dits intervalles de gain choisis pendant le dit intervalle de temps de maintien qui est achevé à l'intérieur d'un cycle de signal d'un 20 signal d'entrée de système amplificateur de fréquence prédéterminée. 10 - Un système amplificateur caractérisé par un réseau comprenant line pluralité d'étages amplificateurs DC chacun ayant tua circuit d'entrée respective et tin circuit de sortie respective, 25 les dits étages d'amplificateur étant reliés DC selen un rapport de circuit en cascade, et d'autre part le circuit de sertie respective de chaque étage amplificateur successif est couplé sur le circuit d'entrée respectif de l'étage amplificateur suivant successif du circuit en cascade, des moyens de tirer des signaux de 30 sortie des étages successifs du dit circuit en cascade, des moyens définissant un parcours de réaction négative couplant la sortie du dernier des dits étages amplificateurs sur l'entrée du premier étage du dit circuit en cascade, le dit parcours de réaction comprenant un filtre actif ayant au moins un gain de 1'unité. 35 11 - Un système amplificateur selon la revendication 10, où le filtre est caractérisé comme étant un filtre passe bas. 12 - Un système amplificateur selon la revendication 10 ou 11, qui est un système amplificateur à réglage rapide de gain automatique à large bande dynamique, caractérisé par des moyens dé-40 finissant un circuit comparateur destiné à comparer un signal 69 44882 45 2027062 couplé sur un circuit d'entrée avec un signal de référence prédéterminé, des moyens d'échantillonnage pour coupler de façon momentanée les sorties respectives des dits étages amplificateurs sur le dit circuit comparateur selon une séquence de temps, des mo-5 yens sensibles au dit circuit comparateur pour maintenir sélectivement l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur couplé sur le dit circuit de sortie commune lorsque le signal de sortie échantillonné provenant de l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur comporte un rapport prédéterminé au 10 dit signal de référence» - 13 - Un système amplificateur selon la revendication 12,caractérisé en ce que les dits moyens sensibles au dit circuit comparateur maintiennent sélectivement l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur couplé sur le dit circuit de sortie commune 15 pendant au moins un intervalle de temps minimal prédéterminé qui est sensiblement plus long que l'intervalle d'échantillonnage. 14 - Un système amplificateur selon la revendication 13, caractérisé en outre par des moyens de conversion analogique numérique couplés sur le dit circuit de sortie commune en vue de convertir 20 un signal analogique apparaissant au dit circuit de sortie commune en un signal numérique de valeur correspondante, et des moyens d'indiquer lequel des dits circuits de sortie d'étage amplificateur est couplé sur le dit circuit de sortie commune en corrélation avec la valeur du dit signal numérique. 25 15 - Un système amplificateur selon l'une quelconque des revendications 12 à 14, caractérisé en ce que les moyens d'échantillonnage comprennent une pluralité de moyens de commutation normalement ouverts pour un couplage sélectif des sorties respectives des dits étages amplificateurs sur le dit circuit de sortie com-30 mune, le circuit comparateur étant couplé sur le dit circuit de sortie commune pour comparer un signal apparaissant sur le dit circuit de sortie commune, avec le dit signal de référence prédéterminé, et des moyens séquentiels pour fermer momentanément les dits moyens de commutation selon une séquence de temps afin 35 d'assurer un couplage séquentiel des sorties respectives des dits étages amplificateurs sur le dit circuit comparateur. 16 - Un système amplificateur selon la revendication 15, caractérisé en outre par des moyens de sélection d'impédance et d'amplificateur à haute vitesse couplés en circuit entre les dits 40 moyens de commutation normalement ouverts et le circuit de sortie t. 69 44882 46 2027062 commune• 17 - Un système amplificateur selon la revendication 15 ou l6, caractérisé en outre par des moyens d'ajustage de phase respective couplés dans au moins tous les parcours de signal respectifs 5 sauf le plus long et qui comprennent chacune des dites sorties respectives d'étage amplificateurs et le dit circuit de sortie commune• 18 - Un système amplificateur selon la revendication 14, caractérisé par le dit convertisseur analogique numérique ayant la 10 capacité de convertir sous forme numérique un signal analogique qui lui est appliqué pendant un intervalle de temps prédéterminé, des moyens de fournir un deuxième signal numérique indiquant lequel des dits circuits de sortie d'étage amplificateur est couplé sur le dit circuit de sortie commune, et des moyens pour enre-15 gistrer une information en signal correspondant au premier signal numérique mentionné en corrélation avec l'information en signal correspondant au dit deuxième signal numérique. 19 - Un système amplificateur selon la revendication 18, caractérisé en ce que les dits premier et deuxième signaux sont sous 20 la forme d'un mot numérique à virgule flottante comprenant une mantisse et un exposant sous la forme î Q = + x b k où Q représente la valeur de l'amplitude du signal d'entrée sur le système; où b représente le gain de chacun des étages amplifi-25 cateur en cascade; où x, la mantisse, représente le premier signal numérique qui correspond à l'amplitude de sortie de l'un en particulier des étages amplificateurs en cascade choisis par les moyens d'échantillonnage de signal; et où k, l'exposant, représente le deuxième signal numérique qui correspond au nombre des 30 dits étages amplificateurs en cascade à travers lesquels le signal d'entrée particulier est transmis afin d'arriver à la sortie choisie d'étage amplificateur en cascade déterminé par les moyens d'échantillonnage. 20 _ Un système amplificateur selon la revendication 19, carac-35 térisé en ce que les dits étages amplificateurs en cascade ont une base commune d'amplification b telle que les exposants de chacun des dite étages en cascade sont algébriquement additionnables pour former la valeur du dit exposant correspondant au dit deuxième signal numérique. 40 21 - Un système amplificateur selon la revendication 18, carac 69 44882 47 2027062 térisé par un cycle de fonctionnement qui est achevé à l'intérieur du cycle de signal d'un signal d'entrée du système amplificateur de fréquence prédéterminée, le dit cycle de fonctionnement comprenant le fonctionnement des moyens destinés à coupler 5 provisoirement les sorties respectives des étages amplificateurs en cascade sur le dit circuit de sortie commune et destinés à maintenir sélectivement l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur couplé sur la dite sortie pendant le dit intervalle de temps prédéterminé nécessaire aux dits moyens de conversion 10 analogique numérique pour convertir un signal analogique en un premier signal numérique» 22 - Un système amplificateur selon l'une quelconque des précédentes revendications, caractérisé en ce que chacun de la dite pluralité d'étages amplificateurs a un gain DC et un gain AC qui 15 est sensiblement plus grand que l'unité. 23 - Un système amplificateur selon la revendication 22, caractérisé en ce que les gains DC et AC des étages amplificateurs sont substantiellement les mômes. 24 - Un système amplificateur selon la revendication 22 ou 23, 20 caractérisé en ce qu'à la fois le gain AC et le gain DC de chacun dés dits étages amplificateurs est sensiblement plus grand que l'unité et en ce que le gain DC total de la dite pluralité d'étages avec, en même temps, le dit parcours de réaction est substantiellement de l'unité. 25 25 - Un système amplificateur selon la revendication 22 ou 23 caractérisé en ce que le gain total AC de la dite pluralité d'étages et du dit parcours de réaction est sensiblement plus grand que l'unité et en ce que le gain total DC est substantiellement de l'unité à l'intérieur d'une bande de passage de basse fréquen-30 ce prédéterminée jusqu'à DC. 26 - Un système amplificateur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le filtre actif du dit parcours de réaction a une caractéristique roll off à haute fréquence prédéterminée,et en ce que le réseau comprenant la dite 35 pluralité d'étages amplificateurs en cascade avec, en même temps, le dit parcours de réaction, a un gain total DC substantiellement de l'unité et un gain total AC qui est sensiblement supérieur à l'unité. 27 - Un système amplificateur selon la revendication 8 ou 19, 40 caractérisé en ce que k= unité et b=» un nombre entier positif 69 44882 48 2027062 plus grand que l'unité. 28 - Un système amplificateur selon la revendication 8 ou 19, caractérisé en ce que les valeurs d'amplification de courant alternatif de k= unité et de b= un nombre entier positif plus grand 5 que l'unité pour l'amplification à la fois en courant alternatif et courant continu, et en ce que 1'amplification natte en courant continu de la pluralité des étages amplificateurs avec en même temps le dit parcours de réaction est de l'unité. 29 - Un système amplificateur selon la revendication 28, carac-10 térisé en ce que la valeur d'amplification à la fois en courant alternatif et en courant continu de b3 8. 30 - Un système amplificateur selon la revendication 8 ou 19, caractérisé en ce que k= unité et b=* un nombre positif. 31 - Un système amplificateur selon la revendication 25, carac-15 térisé en ce que le gain à la fois AC et DC de chacun de la dite pluralité d'étages est un nombre entier plus grand que l'unité. 32 - Un système de traitement de signal sismique comprenant une pluralité de canaux de signaux, le système étant caractérisé par chacun des dits canaux comprenant un système amplificateur à ré- 20 glage rapide de gain automatique à large bande dynamique comprenant une pluralité d'étages amplificateurs DC chacun ayant un circuit d'entrée respectif et un circuit de sortie respectif, les dits étages amplificateurs étant reliés DC selon un rapport de circuit en cascade le circuit de sortie respective de chaque éta-25 ge amplificateur successif du canal étant couplé DC sur le circuit d'entrée respectif de l'étage amplificateur suivant successif du circuit en cascade, des moyens définissant un parcours de réaction comprenant un filtre actif ayant un gain d'au moins l'unité couplé entre la sortie du dernier des dits étages amplifi-30 cateur en cascade successifs et l'entrée du premier des dits étages, un circuit de sortie commune pour le dit système sismique, des moyens définissant un circuit comparateur destiné à comparer un signal couplé sur un circuit d'entrée avec un signal de référence prédéterminé, des moyens d'échantillonnage pour relier mo-35 mentanément les sorties respectives des étages amplificateurs en cascade de chacun des dits canaux au dit circuit*, de sortie commune selon une séquence de temps, des moyens sensibles au dit circuit comparateur destinés à maintenir sélectivement l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur couplés sur le dit cir-40 cuit de sortie commune pendant au moins un intervalle de temps 69 44882 49 2027062 prédéterminé lorsque le signal de sortie échantillonné à l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur comporte une relation prédéterminée au dit signal de référence, des moyens de conversion analogique marnérique couplés sur la dite sortie com-5 mune en vue de convertir un signal analogique apparaissant à la dite sortie commune en un premier signal numérique de valeur correspondante, le dit convertisseur étant caractérisé par la capacité de convertir en forme numérique un signal analogique qui lui est appliqué pendant un intervalle de temps prédéterminé, des 10 moyens pour fournir un deuxième signal numérique indiquant lequel des dits circuits de sortie d'étage amplificateur est relié sur le dit circuit de sortie commune au moins pendant les temps où l'une des dites sorties d'étage amplificateur est maintenue relié sur le dit circuit de sortie commune, et des moyens d'enregistrer 15 une information en signal correspondant au dit premier signal numérique en corrélation avec l'information de signal correspondant au dit deuxième signal numérique» 33 - Un système selon la revendication 32, caractérisé en ce que les moyens destinés à coupler momentanément les sorties respec-20 tives des dits étages amplificateurs sur les dits circuits comparateurs selon me séquence de temps comprennent un réseau multiplex et de commande numérique couplé sur les moyens de maintien sélectif de l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur couplés sur le dit circuit de sortie commune» 25 34 - Un appareil selon la revendication 32, caractérisé en ce que les dits moyens d'échantillonnage destinés au couplage momentané des dites sorties des dits étages amplificateurs sur les dits circuits amplificateurs selon une séquence de temps, comprennent un réseau de commande numérique couplé sur les moyens sensi-30 bles au dit circuit comparateur destinés à maintenir sélectivement l'un des dits circuits de sortie d'étage amplificateur couplé sur le dit circuit de sortie commune et ùn multiplex de canal pour le couplage sélectif des sorties respectives des dits canaux sur le circuit de sortie commune selon une séquence de temps.