Brevet FR2004301A1 — publié le 19691121

i 2004301 10 La présente invention se rapporte à des modulateurs de commutation utilisant des amplificateurs opérationnels. Les amplificateurs opérationnels sont des amplificateurs à courant continu ayant des gains en boucle très élevés et une impédance de contre-réaction. Selon la nature de 1*élément de contre-réaction, un tel amplificateur peut effectuer des opérations mathématiques telles que addition, soustraction, multiplication, intégration et différentiation. En particulier, si l'élément inséré dans la boucle est une résistance de valeur Rg et si une tension d'entrée E^ est appliquée à travers une autre résistance de valeur R^, la tension EQ qui apparaît à la sortie sera égale à : R2 E - E. . o p i R1 15 Les amplificateurs opérationnels sont généralement in verseurs afin que la rétroaction soit en phase convenable pour que l'entrée soit continuellement dans un état de terre virtuelle. Toutefois, comme les valeurs élevées du gain en boucle ouverte qui sont requises pour qu'il y ait un fonctionnement satisfaisant indi-2 0 quent que l'on utilise des amplificateurs à plusieurs étages, il est relativement simple de prévoir une autre entrée à un étage intermédiaire qui ne soit pas inverseur. C'est ainsi que certaines entrées peuvent être additives et d'autres soustractives. On veria plus loin que l'emploi d'un amplificateur opérationnel à entrées 25 additives et soustractives est avantageux pour la mise en oeuvre de l'invention. Les modulateurs équilibrés, ainsi qu'il est bien connu, sont des dispositifs de commutation qui inversent des signaux appliqués à une entrée d'après les alternances négatives d'une onde 30 porteusë appliquée à une autre entrée. Le signal de sortie est essentiellement le produit du signal et de l'onde porteuse. Une onde porteuse utilisée comme onde de commutation joue essentiellement le même rôle qu'une onde carrée à vitesse élevée. On connaît des montages classiques pour réaliser des modulateurs, tels 35 que les montages en pont et les montages push-pull, dont les branches de conduction sont commutées à la vitesse de la porteuse. Ces modulateurs classiques comportent habituellement des transformateurs d'entrée et de sortie bien équilibrés, qui requièrent bien souvent des ajustages d'équilibrage spéciaux. W) La présente invention procure un modulateur de commuta &9079QÛ 2 2004301 tion comprenant un amplificateur opérationnel à gain élevé-, qui présente un point d'entrée inverseur et un point d'entrée non inverseur et une boucle de contreréaction entre un point de sortie et le point d'entrée inverseur» caractérisé en ce que la boucle 5 de contreréaction est shuntéepar un dispositif commutateur commandé, par une source de signal.de commutation. Le gain effectif en boucle fermée de l'amplificateur opérationnel est commuté entre des valeurs positive et négative égales d'après la polarité instantanée du signal de commutation par le choix correct des impé-10 dances d'°ntrée et de contreréaction. La sortie de la source de signal est en fait multipliée par la sortie de la source de signal de commutation afin d'obtenir l'effet d'un modulateur équilibré Selon une forme de réalisation de l'invention, lé signal est appliqué en parallèle à la fois aux points d'entrée inverseur 15 et non inverseur à travers des réseaux résistifs. Un gain en boucle fermée positif par rapport au point d'entrée non inverseur est équilibré par un gain en boucle fermée négatif par rapport au point d'entrée inverseur lorsque le dispositif commutateur est-ouvert. Par contre, seul le gain en boucle fermée positif existe lorsque 20 le dispositif commutateur est fermé. En choisissant les valeurs des résistances, selon l'invention, ne peut rendre les gains positif et négatif sensiblement égaux en valeur absolue. Selon une autre forme de réalisation de l'invention, le signal est appliqué au point d'entrée inverseur seulement tandis 25 que le point .d'entrée non inverseur est maintenu à un niveau fixe par rapport à une terre de référence. En même temps, une connexion auxiliaire non commutée est établie entre l'entrée et la sortie du circuit global et le gain en boucle fermée est commuté entre une valeur négative et une valeur nulle sous la commande du dispositif 30 commutateur. En choisissant les valeurs des résistances, selon l'invention, les gair,.s en boucle fermée commutables sont équilibrés par le rapport de tension dans le sens direct afin d'obtenir des valeurs de gain global positive et négative sensiblement égales. Dans le second montage l'effet des tensions de déséquilibre dues 35 au dispositif commutateur est réduit par rapport à celui-que l'on a dans le premier montage. De plus, selon l'invention, le modulateur selon l'une ou l'autre des formes de réalisation ci-dessus peut être modifié pour fonctionner comme redresseur double alternance et comme circuit k0 de transfert. Plusieurs de ces modulateurs peuvent être combinés 6907900 3 2004301 avec un amplificateur opérationnel sommateur pour formër un convertisseur digital-analogique ou tin codeur pour données numériques à plusieurs niveaux. Un aspect important de l'invention réside dans le 5 fait que tous les éléments à sélectionner selon l'invention sont des éléments résistifs. Aucune bobine d'induction, aucun conden-teur ni aucun transformateur n'est requis. Aussi, les modulateurs de commutation, selon l'invention, conviennent-ils parfaitement pour être utilisés pour des circuits intégrés . 10 L'invention apparaître plus clairement à la lecture de ladescription détaillée qui va suivre, faite en regard des dessins joints dans lesquels î - la figure 1 est un schéma fonctionnel d'un modulateur de commutation, selon l'invention, dans une première forme de 15 réalisation ; - la figure 2 est un schéma fonctionnel d'un modulateur de commutation, selon l'invention, dans une deuxième forme de réalisation ; - la figure 3 est un schéma fonctionnel d'un conver-20 tisseur digital-analogique utilisant plusieurs modulateurs selon l'invention ; - la figure 4 est un schéma fonctionnel d'un redresseur double alternance utilisant un modulateur selon l'invention ; - la figure 5 est un schéma fonctionnel d'un circuit 25 d'échantillonnage utilisant un modulateur selon l'invention . La figure 1 est schéma fonctionnel d'un amplificateur opérationnel modifié selon l'invention pour exécuter la fonction d'un modulateur équilibré ne comportant pas de transformateurs . Le modulateur équilibré , ainsi qu'il est bien connu, 30-comprend un amplificateur opérationnel à gain élevé 12 présentant un point d'entrée inverseur identifié par le signe -, et un point d'entrée non inverseur identifié par le signe +, une résistance d'entrée connectée entre le conducteur d'entrée B et 3e point d'entrée inverseur de l'amplificateur 12 et un diviseur de tension 35 contenant les résistances R^ et R^ connectées entre le conducteur d'entrée B et le point d'entrée non inverseur, une résistance de réaction connectée entre la sortie de l'amplificateur 12 (conducteur C) et le point d'entrée inverseur, un dispositif commutateur shuntant la résistance de réaction R2. et ^présenté par le tran-40 sistor à jonctions 13, et une résistance R^ de limitation de courant, 6907900 4 2004301 connectée entre lè point A et la base du transistor 13. Au point A se trouve connectée une source 10 de potentiel de commutation, au point B se trouve connectée une source de signal 11 et au point C se trouve connecté un circuit d'utilisation 14. 5 Pour faire fonctionner le circuit en modulateur ou en démodulateur équilibré, la source de commutation 10 peut avantageusement être constituée d'une source d'onde porteuse . La source de signal 11 peut être une source continue ou alternative si le circuit doit être un modulateur et une source à bande pas-30 santé si le circuit doit être un démodulateur. Le circuit d'utilisation 14 peut être soit un circuit de transmission pour un signal a porteuse modulé, soit un récepteur de signal pour un signal démodulé. Le modulateur de commutation selon la figure 1 peut 15 être analyse de la manière classique. Les points de jonctions des résistances R^ et R2 et des résistances R^ et R^ sont désignés par les lettres D et F, respectivement, comme on peut le voir sur le dessin. En considérant d'abord le noeud D ( le point d'entrée inverseur de l'amplificateur), on peut écrire : 20 EB-ED ED"EC *2~ • U> où E^ sont les tensions aux jonctions indiquées et où R^ sont les valeurs des résistances indiquées sur la figure 1. De la relation (2) on tire : i ED = TJ-TTTp- (3) En considérant le point de jonction F (le point d'entrée non inverseur de'1'amplificateur 12), on obtient : EF = EB + V0FF ^ où VQpp est le décalage de tension d'entrée équivalent de l'amplificateur opérationnel 12 résultant du décalage réel de la tension d'entrée etdu écalage de courant d'entrée qui peuvent avoir l'une 35 ou l'autre polarité. C'est un terme d'erreur. 6907900 5 2004301 La tension au point C est donnée par : Ec=GEf-GEd (5) où G est le gain interne de l'amplificateur opérationnel 12. Ce gain peut être de l'ordre de plusieurs centaines ou ge plusieurs 5 milliers d'unités. En substituant les valeurs des relations (3) et (4) dans la relation (5), on obtient î E0 - 0 (xphç EB + » t 12 30 La relation (6) peut encore s'écrire : Ec( ff + + R2 ) = R3 +eb " R2 eb + V0FF • ' {7} Dans un circuit réalisé en pratique, G est suffisamment grand pour que son inverse soit petit comparé à R^/(R^ + Rg). 15 La relation (7) peut alors s'écrire : Ec " ( îi3 + eb + V0FF ) l1 + ) - HJ- eb • (8) Le premier terme entre parenthèse dans le. membre de droite de la relation (8) représente la contribution du trajet 23 non inverseur de l'amplificateur 12, tandis que le terme négatif représente la contribution du trajet inverseur. On peut négliger le terme Vqpj, pour le moment. On supposera R2 = 2R^ et R^ = R^. Oa a alors : EI 25 EC = " T" * La relation (9) représente la sortie du modulateur lorsque le transistor de commutation 13 (représenté sur le dessin comme étant du type npn) est polarisé en inverse par la source de commutation.. 10. 30 Le modulateur selon la figure 1 peut être analysé d'une manière similaire lorsque le transistor de commutation 13 est saturé. La résistance de rétroaction R2 est alors effectivement éliminée du circuit et seule une chute de tension d'erreur Er = - —. (9) 6907900 6 2004301 5 10 SAT' on Peu^ prendre = R^ comme précédemment et supposer G 15 très grand par rapport à l'unité ; dans ce cas la relation (12) se réduit à : eB EC = T ' (13) La relation (13) représente la sortie du modulateur 20 lorsque le transistor de commutation 13 est polarisé en direct par la source de commutation 10. On voit que dans les conditions raisonnables supposées^le circuit contenu dans le rectangle 15 sur la figure "1 joue' le rôle d'un commutateur inverseur qui fonctionne à une vitesse déterminée par la sortie de la source de commutation 25 10. Ce circuit présente donc les caractéristiques d'un modulateur équilibré. Afin d'entretenir l'action du modulateur équilibré,, une autre condition est nécessaire, à savoir : 2R^R^ = RgR^ • (14) 30 La figure 2 est un schéma fonctionnel d'une autre forme de réalisation d'un modulateur de commutation selon l'invention. La source de commutation 20, la source de signal 21 et le circuit d'utilisation 24 sont semblables à ceux des éléments correspondants sur la figure 1. Le circuit contenu à l'intérieur 35 du rectangle 25 constitue le modulateur équilibré. Le modulateur contient des éléments correspondants à ceux du modulateur représenté sur la figure 1. L'amplificateur opérationnel.22 contient un point d'entrée inverseur, désigné par le signe - , un point SAT apparaît entre le collecteur et l'émetteur du transistor 13. En considérant le point D, -on peut écrire : ED = EC + ^SAT * Le point de jonction F reste dans le même état que celui représenté par la relation (4).* Au point de sortie C, la relation (5) s'applique, mais la relation (6) devient : E° = G ( R3 + R^ EB " EC + V0FFF VSAT) * f11) La relation précédente peut s'écrire : / \ EC -.WS (uphç- EB + V0FF - VSAfj (12) En négligeant les composantes d'erreur^ Vqff et 6907900 7 2004301 d'entrée non inverseur désigné par le signe + et un point de sortie. La résistance d'entrée R^ et- la résistance de rétroaction correspondent exactement aux résistances R^ et Rg sur la figure 1. La résistance Rg est shuntée par un dispositif commutateur repré-5 senté par un transistor npn 23 dont la base est connectée à la source de commutation 20 à travers la résistance R^ de limitation de courant et le conducteur A. Le circuit contenu à l'intérieur du rectangle 25 diffère du circuit représenté à l'intérieur du rectangle 15 sur la figure 1 par le fait que la résistance R^ 10 connecte le point de sortie de l'amplifipateur 22 au conducteur de sortie Q. De plus, le conducteur B est relié au conducteur C au moyen d'une résistance R^. Le point d'entrée non inverseur est relié à la terre par l'intermédiaire d'une résistance R^. La source de signal 21- est connectée uniquement au point d'entrée 15 inverseur et pas au point d'entrée non inverseur comme dans le montage selon la figure 1. Le modulateur équilibré selon la figure 2 peut être analysé d'une manière similaire à celle selon laquelle a été analysé le modulateur selon la figure 1. Toutefois, les détails en 20 seront omis. On peut montrer que,lorsque le transistor de commutation 23 est polarisé en inverse, la tension de sortie devient: R6 G f ^2Eb/R1 " V0FF^1+R2//R1) ] f -j r\ Ec = r? + r6 eb - rttr+tçfôj v 1 + r6/r?—-— / (15) où G, E^, R^, et VQj,p orties mêmes significations que précédemment. 25 Si l'on suppose que G est très grand, négligeant pour le moment Vqjj,, et en supposant que Rg = 2R^ et R^ = R^ , on a î ec = ~ "f ( 16 ) La relation (16) correspond exactement à la relation 30 (9) et représente la sortie du modulateur lorsque le transistor de commutation 23 (représenté sur le dessin comme étant dv type npn ) est polarisé en inverse par la source de commutation 20. On peut montrer en outre que lorsque le transistor de commutation 23 est polarisé en direct jusqu'à la saturation, 35 la tension de sortie devient î R7 ™ G | VSAT ~ V0FF 1 EG - r? + r6 EB " ttuv 1 + r6/r? . i(17) 6907900 B 2004301 En supposant de nouveau que G est très grand, en négligeant les termes d'erreurs Vgpp et Vg^rjo et en supposant que Ry = , la relation(17) se réduit à î Er 5 Ec ~ T" * *l8) Les relations (16) et (18) sont identiques, sauf en ce qui concerne le signe algébrique. Par conséquent, le circuit selon la figure 2 fonctionne également comme un commutateur inverseur sous la commande de- la tension de sortie de la source 10 de commutation 20. Pour que le circuit fonctionne comme un modulateur équilibré, il faut encore une condition supplémentaire, à savoir : 2R1R6 = R2R? . (19) L'effet général des modulateurs de commutation se-15 Ion les figures 1 et 2, est sensiblement le même sauf en ce qui concerne une réduction de l'efret des tensions d'erreurs Vgpp et Vqat dans le modulateur selon la figure 2. Dans un circuit typique utilisant un amplificateur opérationnel à circuit intégré disponible dans le commerce, VqfF est de l'ordre de 5,4 millivolts 20 et Vg.^ pour un transistor à jonctiorsnpn typique est de l'ordre de 1 à 5 millivolts. Lorsque le transistor est polarisé en inverse,- la relation (8) applicable à'la figure 1 peut être comparée à la relation (15) applicable à la figure 2. Dans les deux équations 25 Vgpp est multiplié par (1 + Rg/R^), mais dans l'équation (15) il est en outre divisé par 1 + R^/Ry), un diviseur de valeur 2 lorsque R^ = Ry . Lorsque le transistor est saturé, la relation (12) applicable à la figure 1 peut être comparée d'une manière simi-30 laire à la relation (.17) applicable à la figure 2. Dans les deux équations,la différence entre Vgpp et est multiplée par . G/(l+G), mais dans la relation (17) cette différence est en outre divisée par ( 1 + R^/Ry), un diviseur de valeur 2 lorsque R^ = Ry. Par conséquent, moyennant daux résistances R^ et Ry supplémentaire^ 3' le modulateur selon la figure 2 réduit de moitié . l'effet des tentions d'erreurs en comparaison avec le modulateur selon la figure 1. Il a été constaté que les conditions exprimées par les relations (14) et (19) sont nécessaires pour que le circuit fonctionne en 6907900 9 2004301 modulateur équilibré, mais on obtient des résultats satisfaisants avec des rapport ^2^1 autres 1ue 2, comme on l'a supposé précédemment à titre d'exemple. Les deux modulateurs procurent une atténuation de 40 décibels minimum pour la porteuse et la fuite de 5 signal. Etant donné que l'amplificateur opérationnel est déjà disponible sous forme d'un circuit intégré, il ne faut que peu d'effort pour intégrer le modulateur équilibré tout entier en a-joutant le transistor de commutation et une autre connexion d'entrée du circuit intégré à amplificateur opérationnel de base. 10 Toutes les résistances ont,de préférence, une précision de 0,1 %. Une valeur typique de est 10.000 ohms. Le modulateur de commutation selon l'invention peut servir à de nombreuses applications utiles non prévues précédemment sous forme de circuit intégré. La figure 3 est un schéma fonction-15 nel d'un convertisseur digital-analogique utilisant plusieurs modulateurs de commutation 35-1 à 35-n du type représenté par les blocs 15 et 25 sur les figures 1 et 2, respectivement. Le bloc 30 représente une source de données numériques usuelle dans laquelle des données ont été transformées sous forme de mots paral-20 lèles. Les chiffres individuels sont présentés simultanément sur les conducteurs 31-1 à 3l-n dans l'ordre croissant des poids, c'est-à-dire D„ à D-,. Chacun des conducteurs 31 est connecté à n -L l'entrée A d'un modulateur de commutation 35 du type décrit précédemment. Les entrées de signal des modulateurs 35 sont connectées 25 en commun à une source de tension de référence 32. Selon que l'entrée A d'un modulateur individuel reçoit un signal 1 ou un signal 0, la sortie sur le conducteur C présente un potentiel négatif ou positif proportionnel à la tension de -sortie de la source de tension de référence 32. Par exemple, si la sortie de la source 30 32 est de 2 volts et que tous les modulateurs 35 ont un gain global de 0,5-, comme on l'a supposé plus haut, les sorties sur les conducteurs Ç passent de -1 volt à +1 volt afin de correspondre respectivement aux signaux 1 et 0 sur les conducteurs 31. Les conducteurs de sortie C provenant des modula-35 teurs de commutation 35 sont connectés à plusieurs entrées d'un amplificateur opérationnel sommateur usuel 37, par l'intermédiaire de résistances de pondération appropriées 36. Les résistances 36 sont pondérées en binaire. La sortie du sommateur 37 est appliquée au circuit d'utilisation 38. . 40 L'amplificateur opérationnel sommateur 37 fonctionne 6907900 10 2004301 selon l'équation suivante E0UT = ~ R 1 ' (20) où Eq^ est la tension de sortie, 5 Ejjj est la tension d'entrée, R est la résistance de rétroaction, et RIN est 1$ résistance d'entrée pondérée (une fraction binaire de la résistance de rétroaction R comme montré sur la figure 3)» 10 Dans l'exemple décrit, la source de tension de ré férence 32 est supposée fournir une tension positive de 2 voltsv Chacun des circuits de commutation 35 produit sur le conducteur C une tension de sortie de - 2/?. = -1 volt pour un signal d'entrée "1" et de +2 /2 = +1 volt pour ton signal d'entrée "0" provenant 15 de la source de données 30. On supposera que la source de données 30 fournit 3 chiffres parallèles qui doivent être codés sur 2-^ = 8 niveaux. Le chiffre D^ de plus fort poids sera représenté dans la sortie du sommateur 37 comme le produit de la tension 2 d'entrée -1 volt et de -2 pour un "1" binaire, soit + 4 volts, 2 20 et comme le produit de la tension d'entrée -1 volt et de +2 pour un "0" binaire, soit -4 volts. D'une manière similaire, le chiffre Dg de poids suivant est représenté dans la sortie du sommateur 37 par + 2 volts. Le chiffre D^ de plus faible poids, danç l'exemple décrit, sera représenté par + 1 volt. La sortie 25 combinée du sommateur 37 sera la somme de ces trois tensions s'é-tendant de -7 volts pour un signal d'entrée digital de 000 à +7 volts pour un signal d'entrée de 111 par bonds de + 2 volts, comme résumé dans le tableau I. Les trois bits d'entrée sont donc transformés en un signal de sortie analogique ayant l'un des huit niveaux discrets possibles. TABLEAU—I Sommateur Chiffres Facteurs multiplicateurs Sommes des Facteur de entrée pour signaux d'entrée facteurs mul- tension de soi>-sur les conducteurs tiplicateurs tie x'1 volt. ' ~ 36-2 36-3 - D1 D2 D£ 26=1 1 1 1 4 1 1 0 4 1 0 1 4 1 0 0 4 0 1 1 -4 0 1 0 -4 0 0 1 -4 0 0 0 -4 2 1 7 7,0 2 -1 5 5,0 -2 1 3 3,0 -2-1 1 1,0 2 1 -1 -ljO 2-1 -3 -3.0 -2 1 >-5 -5,0 -2 -1 -7 -7,0 6907900 u 2004301 En variante, on pourrait aussi prendre pour les résistances 36 des valeurs égales et la pondération pourrait être exécutée d'une façon interne selon les relations (8), (12), (14), (15), (17) et (19). Dans cet exemple dans lequel on a supposé un signal 5 d'entrée à 3 bits, le gain total de chacun des modulateurs 35-1, 35-2 et 35-3 peut être établi respectivement à ^ ^ et en valeur absolue. Pour un gain total de valeur l/2, les valeurs des résistances Rg = 2R^, R^ = R^ et R^ = Ry ont déjà été établies dans les exemples précédents. Le modulateur de cojnmutation 10 35-1 est établi à ces valeurs qui correspondent au choix des modulateurs de commutation selon les figures 1 et 2. Les modulateurs de commutation 35-2, 35-3 sont ajustés pour avoir un gain total de £ et g . Par exemple, pour un gain de (pour le modulateur 35-2), les valeurs des résistances R^ et R^ 15 sont obtenues en résolvant l'équation (12) par rapport à E^/Eg = ^ et en négligeant VQFF et VgAT. La résistance R^ est égale à 3R^. En substituant R, = 3R1 dans l'équation (14), on obtient la valeur 2 i Hr . R2 = JR1 * ("'es résultats peuvent être vérifiés en substituant ces valeurs dans l'équation (8). Pour un gain de valeur ^ (pour 20 le modulateur 35-3.)» les valeurs suivantes sont obtenues: R^ = ^R^ et Rg = • Si le modulateur de commutation 25 sur la figure 2 est utilisé dans le convertisseur digital - analogique selon la 25 figure 3» les valeurs de résistances appropriées peuvent être obtenues des équations (17) et (19) et vérifiées dans l'équation (15). Ces valeurs sont : Ré = R?» R2 = 2R^ pour un gain de ^ ; 2 1 R6 = ^R7 ' R2 = 3R1 Pour v*1 ëain de £ ; 30 R6 ~ 7R7 et R2 = 7^1 Pour un gain de § • Dans l'un ou l'autre de ces derniers exemples,Une valeur appropriée pour R^, R^ et Ry est 10.000 ohms. Les valeurs des résistances d'entrée 36 sont égales l'une l'autre et égales à la résistance de rétroaction du sommateur 37. 35 La figure 4 est un schéma fonctionnel d'un redresseur double alternance pouvant être réalisé en utilisant les modulateurs de commutation selon les figures 1 et 2 en raison de 1*inversion de phase qui y est réalisée. Le redresseur double alternance 6907900 12 2004301 comprend une source de signal alternatif 40, un modulateur de commutation 45, et un circuit d'utilisation 48. La sortie de la source 40 est appliquée aux entrées A et B dû modulateur 45, qui peut aussi être le modulateur de commutation 15 selon la figure 1 5 ou le modulateur de commutation 25 selon la figure 2. Les alternances positives du signal engendré par la source 40 sont inversées et les alternances négatives sont transmises sans chargement de polarité. Le commutateur 43 est prévu à l'entrée 4 pour le cas 10 où la dérivée de la fonction d'entrée au point de passage par zéro est trop faible pour actionner avec sécurité le dispositif commutateur contenu dans le circuit 45. Le commutateur 43 peut être placé dans la position de droite afin d'insérer le détecteur 42 dans le circuit d'entrée par l'intermédiaire des conducteurs 15 41 et 44® Le circuit 45 reçoit alors des impulsions de déclenchement rapides st sûres. La figure 5 est un schéma fonctionnel d'un circuit d'échantillonnage utilisant le modulateur de commutation selon l'invention. Le circuit selon la ligure 5 est sensiblement de 20 même que le circuit des figures 1 et 2, sauf que l'entrée de commutation A du circuit 55 reçoit un train d'impulsions d'échantillonnage provenant de la source 50 plutôt qu'une onde carrée. La source de signal 51 fournit un signal analogique quelconque qui doit être transféré à un circuit d'utilisation 58 sous la forme 25 de chiffres modulés en amplitude. Le fonctionnement de ce circuit est évident compte tenu de la description qui précède. Une autre application du circuit de commutation selon l'invention, qui n'est pas représenté sur les dessins, est un oscillateur déclenché. Dans ce cas, un circuit accordé à la fré-30 quence voulue est placé en série avec la résistance de rétroaction Rg dans le montage selon la figure 1, et l'oscillateur et la résistance de rétroaction sont shuntés. par le transistor de commutation 13. Les résistances d'entrée R^, R^ et R^ sont omises et le point d'entrée non inverseur (+) est connecté directement à la 35 terre. La source de commutation 10 reçoit alors une onde carrée non symétrique. A la sortie du circuit apparaît un train d'oscil-lations.durant -les excursions négatives du signal de commutation. 6907900 13 2004301 REVENDICATIONS 1.- Modulateur de commutation comprenant un amplificateur opérationnel (12 ou 22} qui présente un point d'entrée inverseur (D) et tin point d'entrée non inverseur (F) -, un point de 5 sortie (C) et une boucle de contreréaction {R^) entre le point de sortie et le point d'entrée inverseur, caractérisé en ce que la boucle de contreréaction est shuntéepar un dispositif commutateur (13 ou 23) commandé par une source de signal de commutation (10 ou 20), et une source de signal (11 ou 21) connectée à au moins 10 un des points d'entrée ( D et F). 2.- Montage suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit non inverseur relie la source de signal et le point de sortie. 3.- Montage suivant la revendication 2, caractérisé en 15 ce que le circuit non inverseur contient une résistance (R^) connectée entre la source de signal et le point d'entrée non inverseur. 4.- Montage suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit non inverseur contient des résistances (Ry et R^) 20 connectées en série entre la source de signal (21)et le point de sortie de l'amplificateur(22). 5.- Montage suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la source de signal et la source de commutation fournissent des signaux identiques aux points d'entrée et au dispositif 25 commutateur afin de faire fonctionner le montage en redresseur double alternance pour les signaux identiques. 6.- Montage suivant la revendication 1. caractérisé en ce que la source de signal a un potentiel continu fixe, en ce que la source de commutation est un générateur de données binai- 30 res, et en ce que la sortie du montage est pondérée d'après la position du bit de données dans un mot binaire.