Brevet FR2004890A1 — publié le 19691205

Cette invention concerne des onduleurs statiques; elle concerne plus particulièrement un onduleur statique amélioré qui ne nécessite pas un transformateur de sortie, qui a peu d'harmoniques impaires, qui peut fonctionner en court circuit et à fac-5 teur de puissance faible, et pour lequel la pointe de courant continu de démarraqe est faible. On sait depuis longtemps produire une puissance en courant alternatif à partir de sources de courant continu sous faible tension (par exemple des batteries). On nomme le plus fréquemment 10 ces systèmes "systèmes onduleurs statiques" chaque fois que l'on n'utilise pas de machines tournantes pour la transformation de la puissance. On a créé, à partir de sources staticrues de courant continu, aussi bien des puissances en courant alternatif monophasé que 15 polyphasé. La plupart des systèmes connus dans la technique antérieure exiae l'utilisation d'un transformateur de sortie pour permettre de rapporter convenablement le courant alternatif de sortie à la masse sans interférence entre les parties "alternatif" et "continu" du circuit. De plus, un transformateur de sortie était 20 nécessaire pour manipuler les courants déphasés résultant des charcres réactives. Donc, lorsque la tension est positive, le courant peut être encore néaatif, selon le facteur de puissance de la charge qui est alimentée. Un autre problème avec les onduleurs statiques connus dans la technique antérieure est que des pointes 25 de courant continu sont d'habitude créées pendant le démarraqe de ces dispositifs du fait de la liaison directe de la charge à la source par l'intermédiaire du convertisseur à résonance. L'objet de la présente invention est de fournir un ondu-'leur statique amélioré qui n'exige pas de transformateur de sor-30 tie, qui est virtuellement insensible aux pointes de courant continu lors du démarraae, qui peut délivrer un courant déphasé, oui a peu d'harmoniaues impaires, et qui peut délivrer indéfiniment de la puissance sous des conditions de court-circuit. Selon la présente invention, on encrendre une forme d'onde 35 à échelons en approximation d'une puissance sinusoïdale. Cette ferme d'onde est alternativement commutée pour fournir les deux demi-ondes et un filtre de sortie transforme l'onde bipolaire en une puissance de sortie en courant alternatif. Toujours selon la pré 69 06187 2 2004890 sente invention, on utilise une pluralité d'interrupteurs pour choisir parmi des potentiels correspondants, de façon à développer la forme d'onde à échelons, et les potentiels choisis forment une approximation à échelons d'une demi sinusoïde. Toujours en accord 5 avec la présente invention, on inverse alternativement la polarité des demi cycles de l'onde à échelons et un filtrage fourni une puissance de sortie substantiellement sinusoïdale. Toujours selon la présente invention, le choix des potentiels est limité au potentiel le plus faible dans le cas d'un courant excessif, ce qui 10 fait qu'une onde de sortie essentiellement carrée, sous tension réduite et de polarités alternées, est délivrée pendant les courts-circuits, et que ceci peut fftre maintenu de façon substantiellement indéfinie. Toujours en accord avec la présente invention, le générateur d'échelons est isolé, de la source en courant continu, 15 par un couplage inductif, de telle sorte que les pointes de courant continu habituelles sont limitées lors du démarrage. La présente invention peut incorporer beaucoup des avantages connus dans la technique antérieure, par exemple une commutation à largeur d'impulsions modulée de façon à commander les po-20 tentiels de sortie par un contrôle de la liaison de l'entrée en courant continu du convertisseur avec le générateur d'échelons aussi bien que par un contrôle de la mise en et hors circuit du générateur d'échelons lui-même. D'autres aspects, caractéristiques et avantages de la 25 présente invention apparaîtront de la description détaillée donnée ci-dessous et des dessins annexés sur lesquels: La Figure 1 est un schéma général d'un mode de réalisation préféré de la présente invention, La Figure 2 est un schéma illustrant différentes formes 30 d'ondes associées au fonctionnement du mode de réalisation de la Figure 1, La Figure 3 est un schéma d'un générateur d'échelons à incorporer dans le mode de réalisation de la Figure 1, et La Figure 4 est un schéma d'un pont de commutation appro-35 prié pour être incorporé dans le mode de réalisation de la Figure 1. Un système incorporant la présente invention est illustré à la Figure 1. Dans ce système, une puissance en courant continu 69 06187 3 2004890 venant d'une source de puissance 10 est transformée en puissance de sortie à 400 Hertz à la sortie d'un filtre 12. La source de puissance en courant continu 10 peut être une batterie ou une autre source appropriée de puissance en courant continu; elle peut 5 avoir n'importe quelle tension appropriée puisque la présente invention s'accommodera d'une grande variété de sources de puissance pour un grand nombre de puissances de sortie différentes appropriées, comme décrit ci-après. Le fonctionnement de base de ce système est mieux décrit en relation avec la Figure 2. Le but du 10 mode de réalisation de la Figure 1 est de fournir la forme d'onde X en échelons, commandée par le signal de commande en onde carrée Y, de façon à produire l'onde Z à échelons qui, après filtrage, donnera la sortie sinusoïdale représentée par la forme d'ondeW. Pour réaliser ceci, la source de puissance en courant continu 10 15 est sélectivement déclenchée par un transitor de puissance 12 de façon à faire circuler un courant dans le primaire 14 d'un transformateur 16 dont le secondaire 18 est muni d'une pluralité de prises intermédiaires de façon à fournir dés niveaux de tension continue à choisir par un générateur d'échelons 20 illustré en 20 détail à la Figure 3 et décrit ci-après. Le convertisseur à résonance 12, 16 est contrôlé par une commande 22 à largeur d'impulsions modulée, dont la fréquence peut être réglée par un oscillateur approprié 24. Pour l'illustration donnée ici, on a représenté un oscillateur de 32 kilohertz. Chaque fois que la sortie de 25 la commande 22 à largeur d'impulsions modulée est positive, le transitor 12 conduira, faisant circuler un courant, venant de la source de puissance en courant continu 10, à travers le primaire 14 du transformateur 16. A cause de la fréquence élevée de la commande 22 à largeur 30 d'impulsions modulée oar rapport à la constante de temps du primaire 14 (voir la forme d'onde F, Figure 2, qui est représentée avec une échelle de temps réduite), le courant maximum qui pourrait circuler dans le primaire 14 et le transitor 12 en réponse au potentiel de la source"de puissance 10 en courant continu 35 n'-est jamais atteint. De ce fait, le courant maximum atteint dans n'importe quel cycle de la commande 22 à largeur d'impulsions modulée est fonction de la largeur d'impulsion de la phase positive du signal appliqué à la base du transitor 12. Cela étant, en 69 06187 4 2004890 faisant varier la largeur du signal appliqué au transitor 12, on peut contrôler le courant maximum atteint dans le primaire 14 pendant n1importe quel cycle. Pour en tirer avantage, un comparateur de tension 26 répond à une tension de référence 28 qui peut 5 comprendre, par exemple, une diode Zener reliée par une résistance en série à la source de puissance en courant continu 10 ou à une autre tension continue appropriée. L'autre entrée du comparateur de tensions 2 6 est la sortie d'un diviseur de tension comprenant une paire de résistances 30, 32 qui sont à leur tour 10 reliées aux bornes d'un condensateur 34 dont le positif, par l'intermédiaire d'une diode 36, est relié à la jonction du primaire 14 et du collecteur du transitor 12. La tension moyenne aux bornes du condensateur 34 est fonction du courant maximum atteint dans le primaire 14 pendant la partie du cycle dans laquelle le transis-15 tor 12 conduit et la charge est branchée sur le générateur d'échelons 20 par le pont de commutation. Lorsque le transistor 12 est dans l'état non conducteur, le primaire 14 agit comme un générateur à cause de la diminution du champ magnétique dans le primaire 14. Ceci fait qu'un courant circule de la source 10 vers le pri-20 maire 14, la diode 36 et les résistances 30, 32. Donc, le signal d'entrée du comparateur de tensions 26 venant des résistances 30, 32 est fonction du courant circulant dans le primaire 14, et, par comparaison avec la .tension de référence 28, ceci peut être utilisé pour contrôler la largeur des impulsions du signal de déclen-25 chement fourni au transistor 12, pour contrôler ainsi la Quantité d'énergie appliauée au primaire 14 âu transformateur 16, Ceci tend à contrôler les conditions de démarrage pour la production de la sortie sinusoïdale en courant alternatif. En se référant maintenant aux Figures 1, 2 et 3, le géné-30 rateur d'échelons 20 comprend une pluralité de diodes 38-41 et de condensateurs correspondants 42-45, qui sont chacun placé en dérivation sur une partie du secondaire 18 du transformateur 16. En fonctionnement, chague fois que le transistor 12 conduit, faisant circuler un courant, dans le primaire 14, dans une direction indi-3 5 guée par la flèche Ib (vers le bas aux Figures 1 et 3), un champ magnétique s'établit dans le transformateur 16. Lorsque le transistor 12 cesse de conduire, le champ dans le transformateur diminue et fait qu'-un courant circule dans la direction le (vers le 69 06187 5 2004890 haut dans le secondaire comme représenté aux Figures 1 et 3) chargeant donc tous les condensateurs 42-45 avec les polarités indiquées à la Figure 3 (bornes supérieures positives). Si le secondaire 18 du transformateur et les condensateurs 42-45 étaient 5 parfaitement équilibrés pour toutes les conditions de charge pendant chaque cycle, il n'y aurait pas besoin des bornes intermédiaire 18, ni des diodes 39-41. Cependant, ces diodes assurent une division équilibrée du potentiel entre les condensateurs 42-45. Il faudrait noter que la mise en charge des condensateurs 10 42-45 se répète de façon cyclique à la fréquence à laquelle le transistor 12 est commuté (32 kHz dans le présent exemple). Donc, dans un générateur de 400 Hertz (comme dans le présent exemple) les condensateurs sont chargés 80 fois par cycle de la puissance de sortie. Il n'y a donc pas besoin de synchroniser la commutation 15 du transistor 12 et le fonctionnement du' générateur d'échelons 20 (comme décrit plus bas). En se référant à la Figure 2, lorsque le signal PI est actif, la sortie du générateur d'échelons 20, qui se fait entre une paire de bornes 46, 48 (à la droite de la Figure 3) comprend 20 la tension aux bornes du condensateur 45 qui est couplée à la borne 46 par une diode 50. Ce couplaqe est automatique du fait que la diode 50 est polarisée en sens direct; on n'utilise pas le signal de commutation PI pour relier le condensateur 45 à la borne 46. Lorsque P2 est actif (Figure 2), un signal positif est 25 fourni par l'intermédiaire d'un transformateur 52 (Figure 3) à la base d'un transistor 54, ce qui fait conduire celui-ci, reliant ainsi le côté positif du condensateur 44 à la borne 46. Ceci polarise la diode 50 en sens inverse de telle sorte qu'elle ne conduit plus et qu'il n'y a plus de liaison directe entre le côté 30 positif du condensateur 45 et la borne 46. Au lieu de cela, la paire de condensateurs 44 et 45 en séries est maintenant reliée par le transistor 54 aux bornes 46 et 48. Une diode 56 est reliée en séries avec le collecteur du transistor 54; elle est orientée pour être polarisée en sens direct, lorsque le transistor 54 con-35 duit, par le potentiel entre les condensateurs 44 et 45. Le but de la diode 56 est d'éviter une perte de courant excessive par le transistor 54 lorsqu'il est mis hors conduction (comme décrit ci-après) par une polarisation en sens inverse. 69 06187 6 2004890 De même, une diode 58 empêche une polarisation trop grande en sens inverse d'un transistor 60, et une diode 62 évite une polarisation trop grande en sens inverse d'un transistor 64. Lorsque le signal P3 est actif, un signal positif est appliqué par 5 l'intermédiaire d'un transformateur 66 à la base du transistor 60, faisant que ce transistor conduit à travers la diode de protection 58. Au même moment, le signal P2 disparaît de sorte qu'il n'y a plus de signal positif à la base du transistor 54. Il faut noter que, lorsque le transistor 60 commence à conduire et que le tran-10 sistor 54 cesse de conduire, la diode 50 est toujours polarisée en sens inverse de telle sorte que le potentiel entre les bornes 46 et 48 est maintenant la somme des potentiels aux bornes des trois condensateurs 43-45. Lorsque un signal P4 (Figure 2) apparaît, un signal positif est couplé par l'intermédiaire d'un trans-15 formateur 68 à la base d'un transistor 70, de telle sorte que celui-ci conduit, et le siqnal à la base du transistor 60 disparaît de telle sorte qu'il cesse de conduire. Ceci fait que la somme des tensions des quatre condensateurs 42-45 est reliée aux bornes 46-48. Il faut remarquer que le transistor 70 n'a pas besoin de diode 20 de protection polarisée en sens inverse puisqu'il n'est pas polarisé en sens inverse: son émetteur n'est jamais positif par rapport à son collecteur puisqu'il n'y a pas de potentiel plus élevé que celui couplé par le transistor 70. Les diodes 38-41 fournissent chacune un couplaqe direct 2 5 de puissance entre une partie correspondante du secondaire 18 et la borne de sortie 46 chaque fois que la diode correspondante 50, ou un transistor 54, 60, 70 conduit,, Par exemple, pendant le moment où le signal P2 existe, la puissance venant des deux premières sections du secondaire est couplée directement, par l'intermédiaire 30 3 5 les différents condensateurs 42-45 sont chargés par le circuit de sortie. Pendant la prériode PI, un transformateur 72 applique un potentiel positif à la base du transistor 64 de telle sorte que ce 69 06187 7 2004890 transistor peut conduire. Il faudrait remarquer que le but de ce transistor n'est pas pour la conduction de base (qui est réalisée par la diode 50). Au lieu de ceci, ce transistor sert à conduire un courant qui est déphasé par rapport à la tension à cause du 5 retard de courant apporté par la charge inductive. Lorsque la tension de sortie alternative passe par la référence O, venant des valeurs négatives et allant vers les valeurs positives, par exemple, le courant peut être encore négatif parce que l'inductance de la charge produit un retard du courant. Comme décrit ci-après, ÎO ce retard du courant peut être couplé en arrière vers le générateur d'échelons par l'intermédiaire du pont de commutation, et ce retard se produit pendant la période pendant laquelle la diode 50 fournit une conduction vers la borne 46, comme décrit ci-dessus. Ceci correspond avec les périodes pendant lesquelles le signal Pl 15 est actif (Figure 2), puisque ceci est une période du cycle pendant laquelle la tension de sortie passe par la référence O, venant des valeurs négatives et allant vers les valeurs positives, ou vice-versa, comme illustré par la forme d'onde W à l'opposé de la forme d'onde X (Figure 2). 20 Le transistor 10, qui couple la tension la plus élevée à la borne de sortie 46, est shunté par une diode 74 qui dérive les courants transitoires autour du transistor 70, Ces courants transitoires résultent de deux phénomènes différents: d'abord, lorsque le transistor 70 est mis hors conduction (à la fin de la 25 période P4), la tension tombe immédiatement, de sorte que toute inductance de la charge peut produire une réaction inductive; deuxièmement, lorsque la polarité du pont de commutation s'inverse (comme décrit plus complètement ci-après, en relation avec la Figure 4), il est possible de céer des pointes de tension, particu-30 lièrement lorsque une charge fort inductive est reliée à sa sortie en courant alternatif. La diode 74 limite l'amplitude de ces pointes à la tension maximum apparaissant aux bornes de tous les condensateurs 42-45, en reliant la borne de sortie 46 au côté positif du condensateur 42. 35 Le potentiel exact aux bornes de chacun des condensa teurs 42-45 est ajusté de façon appropriée en plaçant les bornes intermédiaires correspondantes du transformateur 18 de telle sorte que la grandeur des échelons engendrés (forme d'onde X, Figure2), 69 06187 8 2004890 après inversion de polarité (forme d'onde Z) , est telle que lorsqu'elle est convenablement filtrée, elle s'approche très fort d'une onde sinusofdale. Donc, la borne intermédiaire peut de préférence être ajustée pour que lepotentiel aux bornes du condensa-5 teur 42 soit supérieur ou inférieur à celui existant aux bornes du condensateur 43, et celui-ci à son tour peut avoir un potentiel supérieur ou inférieur à celui aux bornes des condensateurs 44 ou 45. La sortie du générateur d'échelons 20 (Figure 3) est ap-10 pliquée à un pont de commutation 80 représenté en détail à la Figure 4. Le pont de commutation est commandé par une onde carrée dérivée d'une commande par onde carrée 82 qui est à son tour commandée par un oscillateur 84 à 400 Hertz. La fréquence de l'oscillateur 84 détermine la fréquence de la puissance de sortie. 15 Donc, on pourrait utiliser un oscillateur à 60 Hertz pour produira avec l'appareil incorporant la présente invention, du courant domestique conventionnel. A la Figure 4, l'onde carrée de commande (forme d'onde Y, Figure 2) est appliquée aux bobinages primaires 86, 88 d'une paire de transformateurs 90, 92. Chaque trans-20 formateur 90, 92 possède une paire de bobinages secondaires 94, 96, 98, lOO. Comme l'indique les points de la Figure A, les secondaires de chaque transformateur ont des phases opposées par rapport aux bases des transistors qu'ils commandent. Considérons d'abord la période pendant laquelle la forme d'onde Y (Figure 2) 25 est relativement positive. Pour clarifier, un conducteur 102 venant de la commande par onde carrée sera positif et un conducteur 104 sera négatif par rapport au premier. Ceci rend positif le côté des primaires 86, 88 marqué d'un point, de telle sorte que les côtés des secondaires marqués d'un point sont positifs. Donc, le 30 secondaire 94 fournira un signal positif à la base d'un transistor 106 de telle sorte que le courant passera d'une borne 46, à __ travers le transistor 106, jusque à une borne 108. Le secondaire 100 applique de la même façon un signal positif à la base d'un transistor 110 de telle sorte qu'il ferme le circuit entre une 35 borne 48 et une borne 112. A ce moment, le secondaire 96 applique une tension négative à la base d'un transistor 114, et de la même façon, le secondaire 98 applique une tension négative à la base d'un transistor 116, de telle sorte que ces transistors ne con- 69 06187 9 2004890 duisent pas. Considérons ensuite le moment où la forme d'onde Y est relativement négative; donc, les conducteurs venant de la commande par onde carrée vers le pont de commutation sont tels crue le conducteur 104 est positif et le conducteur 102 néqatif. Ceci rend 5 positives les extrémités non marquées d'un point des primaires, de telle sorte que les extrémités correspondantes des secondaires seront également positives. Donc, le secondaire 96 applique maintenant une tension positive au transistor 114 de telle sorte que celui-ci de la borne 48 à la borne 108, et le secondaire 98 appli-10 que une tension positive à la base du transistor 116 de telle sorte qu'il conduit de la borne 46 à la borne 112. A ce moment, des tensions négatives sont appliquées par les secondaires 94 et 100 aux bases des transistors 106 et 110 de telle sorte qu'ils ne conduisent pas. Donc, le pont de commutation inverse alternative-15 ment la polarité des bornes 108, 112 par rapport aux bornes 46, 48. A cause du retard de phase des courants produit par les charqes inductives (comme décrit brièvement ci-avant), il est possible à un moment donné lorsque la tension passe par la réfé-20 rence zéro (forme d'onde W, Fiqure 2). Considérons d'abord le moment où le pont de commutation 80 vient de s'inverser, produisant un demi cycle négatif après avoir produit un demi cycle positif. Les transistors 114 et 116 seront conducteurs de façon à fournir une tension positive à la borne 112 et une tension néga-25 tive à la borne 108. Cependant, la borne 108 était précédemment_ positive et du courant devrait sortir de la borne 10 8 iuste avant la commutation. Si le courant est en retard sur la tension i2r~ tendra à sortir encore de la borne 108 et à pénétrer dans la borne 112. Cependant, le courant ne peut passer de l'émetteur au collec-30 teur du transistor 116, venant de la borne 112 en direction de la borne 46; de même, le courant ne peut aller de la borne 48 et de l'émetteur au collecteur du transistor 114 vers la borne 108. Pour cette raison, des diodes 118, 120, sont prévues pour permettre au courant de contourner les transistors lorsqu'il a une 35 polarité opposée à celle de la tension. De même, une paire de diodes 112, 124 shuntent respectivement les transistors 106 et 110 pour la même raison. Il faut également remarquer que ces diodes sont toujours polarisées en sens inverse chaque fois que les 69 06187 10 2004890 transistors correspondants sont au eut off. Dans l'exemple considéré, le transistor 106 est au eut off mais la borne 108 est reliée à la borne 48 et de ce fait l'anode de la diode 122 est reliée à une tension négative tandis que sa cathode est reliée à la 5 tension positive à la borne 46. De même, la cathode de la diode 118 est toujours reliée à la borne positive 46; chaque fois que le transistor 116 ne conduit pas, le transistor 110 relie l'anode de la diode 118 à la borne 48. De même, l'anode de la diode 120 est reliée à la borne négative 48 et sa cathode sera reliée, par le 10 transistor 106, à la borne positive 46, chaque fois que le transistor 114 ne conduira pas et que le transistor 106 est de ce fait conducteur, La même chose est vraie pour la diode 124. Considérons que le transistor 116 conduit; la polarisation inverse de la diode 118 est alors supprimée de telle sorte qu'elle conduira tout cou-15 rant négatif. Donc, le pont de commutation représenté ici produit non seulement l'inversion de la polarité des demi cycles alternés de façon à fournir une sortie bipolaire, mais il permet au courant en retard de circuler en sens opposé à la tension qu'il produit. Ceci est une des caractéristiques de la présente invention. 20 La sortie du pont de commutation 80 représenté en détail à la Figure 4 est appliquée au filtre 12 (Figure 1). Comme on n'vfcL-lise aucun transformateur de sortie et qu'une sortie équilibrée par rapport à la masse est réalisée comme décrit ci-avant, le filtre peut être de n'importe quel type approprié, y compris un sim-2 5 pie filtre en L avec une inductance série et un condensateur en dérivation entre les conducteurs de sortie. Tout autre type de filtre approprié peut être utilisé pour correspondre aux périmètres de la mise en oeuvre particulière de la présente invention et de la charge alimentée. La sortie du filtre comprend la sortie de 30 l'onduleur statique sur une paire de bornes 126, 128. Une autre caractéristique de la présente invention est que l'onduleur statique peut comprendre un appareil pour permettre le fonctionnement suivant un mode modifié sous des conditions de court-circuit (c'est-à-dire avec des courants excessifs). A cette 35 fin, un détecteur de court-circuit 130 peut être sensible à un dispositif contrôleur du courant, comme par exemple un transducteur de courant 132 couplé par induction, et le détecteur de courant 130 peut fournir un signal en réponse à des courants supé 69 06187 ii 2004890 rieurs à une grandeur prédéterminée. Par exemple, le détecteur de court-circuit peut fournir un signal qui bloque une pluralité de portes 134 en réponse à un courant excessif. Les portes 134 peuvent être de simples circuits ET, et le signal fourni par le dé-5 tecteur de court-circuit 130 peut comprendre un signal négatif (ou de blocage) pour les portes. Des portes sont prévues (comme représenté à la Figure 1) pour empêcher les signaux P2, P3 et P4 (Figures 2 et 3) d'atteindre des transformatuers correspondants 52, 66, 68. Ceci à son tour évite la mise en conduction des tran-10 sistors 54, 60 et 70 de telle sorte qu'il n'y a que le premier échelon de l'onde en échelons gui est créé chaque fois que le détecteur de court-circuit fourni un signal aux partes 134. Ceci a pour résultat une sortie essentiellement en onde carrée (tout-à-fait semblable à la forme d'onde Y de la Figure 2) chaque fois 15 que des courants excessifs sont détectés. Le but de cette caractéristique de l'invention est de permettre de maintenir la puissance sortant du dispositif, mais à un potentiel réduit, de telle sorte que les dommages sont minimums.• D'autre part, le maintient de la puissance de sortie du dispositif sous des conditions de 20 court-circuit est avantageux parce que cette puissance peut être utilisée pour actionner des disjoncteurs en série avec la charge reliée aux bornes de sortie 126, 128 et éliminer ainsi les conditions de court-circuit. Il faut remarquer que le signal PI n'est pas empêché d'atteindre le transformateur 72; donc, la dérivation 2 5 du courant en retard, par la diode 50, (décrite ci-avant) est possible même sous des conditions de court-circuit. De plus, le fonctionnement du qénérateur d'échelons 20 de la Figure 3, comme dé^ crit ci-avant, illustre l'avantage de l'utilisation d'une diode 50 comme interrupteur pour le premier échelon; la diode 50 étant 30 mise hors conduction par une polarisation en sens inverse chaque fois que les transistors 54, 60 ou 70 sont actionnés, et la diode 50 maintenant autrement la conduction entre le condensateur 45 et la borne 46, à tout moment. Donc, cette diode fourni une commutation automatique à la fois pour le fonctionnement normal et pour 35 une sortie à faible tension, constante, à un échelon, lors du fonctionnement en court-circuit, lorsque les transistors 54, 60 et 70 ne peuvent fonctionner. Les signaux de commande P1-P4 du générateur d'échelons 69 06187 12 2004890 sont produits par une commande d'échelons 136 à largeur d'impulsions modulée, dont le règlaqe est assuré par un multiplicateur de fréquence 13 8 qui, à son tour, répond à l'oscillateur 84 à 400 Hertz. Le multiplicateur de fréquence 138 est utilisé pour 5 fournir les huit périodes distinctes, illustrées à la Fiqure 2, qui se rapportent aux différents échelons produits par le qénéra-teur d'échelons 20, comme décrit ci-avant. La commande d'échelons 136 à larqeur d'impulsions modulée peut avoir sa modulation (c'-est -à-dire la largeur des siqnaux distincts P1-P4) contrôlée par la 10 sortie d'un comparateur de tension 140 sensible à la tension de référence 28 et à la sortie d'un redresseur 142 fournissant une indication en courant continu de la qrandeur de la tension de sortie alternative entre les bornes 126 et 128. Le redresseur 142 peut être de tout type conventionnel approprié. 15 Une des caractéristiques de l'invention est qu'elle mini mise les pointes de courant continu de démarraqe. Ceci résulte du fait que, à la différence des onduleurs statiques conventionnels qui utilisent un simple qénérateur inductif à résonance, la présente invention incorpore un couplage inductif dans la réso-20 nance grâce au transformateur 16. Donc, la seule énerqie qui peut être transférée au circuit de sortie lors du démarraqe est l'énergie transférée par l'intermédiaire du transformateur 16. Ceci contraste avec les dispositifs conventionnels dans lesquels un seul inducteur est charqé et dans lesquels il y a une liaison directe 2 5 entre l'inducteur et un condensateur qui se charge,# cette liaison directe peut amener une mise en charge directe de la source de courant continu pendant le démarrage. Donc, la présente invention, limite le courant sous des conditions de charge maximum produites par la liaison initiale de la sortie de l'onduleur statique à une 30 charge. Bien que ne faisant pas partie de la présente invention, les modulateurs de la largeur d'impulsions, 22, 136 fournissent un bon contrôle de la tension dans la présente invention. La largeur de tout échelon peut être ajustée par la commande 136 de façon à 35 ajuster la tension selon les conditions de charge, et la commande 22 peut ajuster le cycle du transistor 12 de façon à contrôler la quantité d'énergie transférée au transformateur 16. De telles commandes à largeur d'impulsions modulée sont bien connues dans 69 06187 13 2004890 des onduleurs statiques et leur fonctionnement n'a pas à être incorporé ici. Cependant, il faut remarquer que la présente invention est compatible avec ce contrôleur de tension et que les avantages trouvés ici ne s'opposent pas à la complication valable dans 5 les onduleurs statiques de la technique antérieure. La présente invention est illustrée en se référant à une puissance de sortie monophasée. Cependant, il faut comprendre que des puissances de sorties polyphasées peuvent être mises en oeuvre selon l'enseignement de la présente invention. Par exemple, si le 10 transformateur 16 était prévu avec trois bobinages,secondaires, chacun se rapportant à son propre générateur d 'échelons, pont de commutation et filtre, et que les commandes des ponts de commutations pour les trois phases étaient synchronisées convenablement, on pourrait facilement obtenir une puissance de sortie triphasée. 15 Bien sûr, il faudrait réaliser une connection convenable des signaux de sortie de la commande d'échelons 136; une forme simple fournirait huit périodes distinctes chaque période étant couplée de façon appropriée par l'intermédiaire d'un circuit logique de façon à produire des échelons, dans les générateurs d'échelons 20 séparés, de façon appropriée, en accord avec la technique. De même, les fréquences représentatives décritesici (c'est -à-dire un générateur à résonance à 32 KHz et un signal de sortie à 400 Hertz) sont simplement exemplatives, et différentes combinaisons peuvent être utilisées dans tout mode de réalisation don-25 né. Il faut de plus remarquer que, bien que l'on ait décrit ici-un nouveau générateur d'échelons ayant certains avantages, le fonctionnement qénéral du circuit peut être réalisé en utilisant ùn contrôle du type rampe dans lequel des dispositifs sensibles à la tension sont actionnés en réponse à une onde triangulaire symé-30 trique en dents de scie, de façon à produire la mise en conduction des interrupteurs successifs (comme dans le générateur d'échelons 20) en réponse à des potentiels donnés. Dit d'une autre façon, la sortie de 1'oscillateur 84 à 400 Hertz peut être utilisée pour commander des interrupteurs sensibles à la tension pour mettre en 35 conduction les transistors du générateur d'échelons 20, d'où il résulte que., en essence, le système est un amplificateur. Bien entendu, l'invention n'est pas limitée au mode de réalisation représenté et décrit qui n'a eàé choisi qu'à titre d'exemple. 69 06187 14 2004890 REVENDICATIONS 1. Un onduleur statique caractérisé par des sources de tension fournissant une pluralité de tensions continues, et un moyen pour choisir, parmi ces tensions, des tensions successivement plus 5 élevées et ensuite des tensions successivement plus faible, de façon à fournir une série de formes d'onde en escalier montant et descendant. 2. L'onduleur statique selon la revendication 1, caractérisé par des moyens de commutation pour inverser une sur deux des for- 10 mes d'ondes en escalier. 3. L'onduleur statique selon la revendication 2, caractérisé par des moyens pour adoucir les formes d'onde en escalier qui sortent des moyens de commutation, de façon à ce qu'elles s'approchent d'une sinusoïde. 15 4. L'onduleur statique selon une des revendications 1 à 3, ca^ ractérisé en ce que les sources de tension consistent èn une pluralité de sources de tension reliées en série et dans lequel le moyen de sélection comprend un moyen pour relier sélectivement à une sortie commune des points choisis de la liaison en série. 20 5. L'onduleur statique selon une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les sources comprennent un transformateur dont le secondaire est muni de prises intermédiaires et dont le primaire est relié cycliquement en série avec une source principale d'énerqie en courant continu, à une fréquence élevée par rap- 25 port à la fréquence de la forme d'onde en escalier, et, une pluralité de condensateurs et de diodes, au moins un condensateur pour chaque section du secondaire à prises intermédiaires, les condensateurs étant reliés en séries, une extrémité de chaque condensateur étant reliée par une diode à un point correspondant du secon- 30 daire. 6. L'onduleur statique selon la revendication 5, caractérisé en ce que chaque diode est polarisée pour empêcher le courant de passer du secondaire dans le condensateur associé pendant que le courant venant de la source circule à travers le primaire. 35 7. L'onduleur statique selon la revendication 5, caractérisé en ce que le moyen de sélection comprend un moyen permettant le passage d'un courant déphasé pendant au moins les périodes pendant lesquelles une des tensions continues est choisies, et dans lequel 69 06187 15 2004890 le moyen de commutation comprend un pont de moyens interrupteurs commandés conduisant unilatérallement, une diode polarisée en sens opposé étant placée en dérivation sur chaque moyen interrupteur. 8. L'onduleur statique selon une des revendications 1 à 1, 5 caractérisé par un moyen sensible à un courant de sortie supérieur à une valeur prédéterminée, pour réduire la tension de sortie ma-xima. 9. L'onduleur statique selon le paragraphe 8, caractérisé en ce que le moyen sensible à un courant de sortie supérieur à une 10 valeur prédéterminée empêche le choix d'au moins une des tensions continues.