Brevet FR2004870A1 — publié le 19691205

69. 09135 1 2004870 La présente invention se rapporte à un amplificateur de puissance à transistors classe B comprenant une borne d'entrée et une borne de sortie de signal, une source dTalimentation à courant continu, et un étage pilote et un étage de puissance montés en 5 push-pull comprenant plusieurs transistors ayant une électrode de base, une électrode d'émetteur et une électrode de collecteur. Il est bien connu que les amplificateurs de puissance push-pull classe B sont affectés de distorsion due" à la caractéristique de courant non linéaire dans la région de transition lors-10 que l'un des dispositifs amplificateurs cesse d'être conducteur et que l'autre commence à l'être. Pendant de nombreuses années la distorsion non linéaire totale était considérée comme satisfaisante si elle ne dépassait pas 5 % environ, la distorsion croissant habituellement pour les faibles niveaux de signal. Les ten-15 tatives pour réduire cette distorsion ont conduit à, des circuits plutôt complexes et coûteux qui requerraient des réglages critiques de la polarisation et de l'équilibrage. Durant ces dernières années on a développé des transistors de puissance et on les a utilisé dans des circuits classe B à la fois avec et sans trans-20 formateurs. Bien que les circuits utilisant des transistors ont été quelque peu simplifiés à certains égards, la distorsion, quoique réduite, a continué à subsister dans beaucoup de cas. De plus, beaucoup de ces circuits ne permettaient pas d'obtenir le rendement que l'on pouvait attendre de l'emploi de transistors, leur 2$ stabilité en fonction de la température a continué" à constituer un problème requérant une attention spéciale et de nombreux circuits sont très sensibles aussi bien aux variations de la tension d'alimentation qu'aux variations des tolérances des composants. Le lecteur trouvera une étude plus élaborée de la distor-30 sion dans la région de transition dans l'ouvrage intitulé "Transistors: Principles, Design & Applications" par W. W. Gartner (1960), pages 475-484. Le problème évoqué ci-dessus est résolu selon l'iven-tion qui procure un amplificateur de puissance à transistors clas-35 se B comprenant un étage pilote comportant des transistors de typœcomplémentaires dont les électrodes de basessont connectées à la borne d'entrée, dont les électrodes de collecteurs sont interconnectées et dont les circuits émetteur-collecteur sont connectés en série aux bornes d'une source d'alimentation à courant continu. L'étage de puissance comprend des transistors de types eomplémen- 69 09135 2 2004.870 tai'res dont les circuits émetteur-collecteur sont connectés en série aux bornes de la source d'alimentation à courant continu, et dont l'électrode, de base de chaque transistor, directement connectée" à l'électrode de collecteur du transistor correspondant 5 de l'étage pilote, constitue la seule charge effective des transistors de l'étage pilote.. Le montage comprend encore une boucle de rétroaction à courant continu et à courant alternatif et qui relie les électrodes des transistors de 1?étage de puissance, qui sont directement connectées entre-elles, à l'électrode de basedes 10 transistors de l'étage pilote.. L'invention apparaîtra plus clairement à la lecture de la description qui va suivre, faite en regard des dessins joints dans lesquels; , - la figure 1 est un schéma du circuit d'un amplifica-15 teur incorporant l'invention; - - la figure 2 montre certaines de s caractéristique s du circuit selon la figure 1 ; -la figure'3 est un schéma-d'autres formes de réalisation de.l'amplificateur selon l'invention; 20 - la figure 4 est une vue partielle du circuit selon la figure 3 montrant un autre montage du circuit des transistors de puissance; - la figure 5 illustre un circuit élaboré caractérisé par une puissance plus élevée et une plus grande stabilité. 25 . L'invention concerne un amplificateur de puissance à transistors classe B dans lequel un étage pilote comprend deux transistors de types comr1émentaires dont les électrodes .de collectéur sont directement connactées par l'intermédiaire d'une diode. .Deux" résistances connectées aux deux émetteurs res-30 pectivement, forment avec les transistors un circuit série connecté aux bornes d'une source d'alimentation. L'étage de puissance comprend deux- transistors dont les circuits émetteur-^collecteur sont connectés directement en série aux bornes de la source d'ali-" mentation. Les électrodes•de base des transistors de puissance 35 sont connectées directement aux électrodes de collecteur des transistors de l'étage pilote de telle sorte que la chute de tension sur la diode contenue dans l'étage piloge maintienne une tension sensiblement constante entre les électrodes de base des deux transistors de l'étage de puissance. Le: couplage entre les étages est tel que les jonctions base-émetteur des-transistors de puissance 69 09135 3 2004870 constituent essentiellement la seule charge de l'étage pilote. Le circuit utilise une boucle de rétroaction à courant alternatif et à courant continu. La boucle de rétroaction à courant alternatif non seulement établit le gain en tension global et améliore la 5 linéarité du fonctionnement en classe B, mais il a également pour effet d'augmenter fortement le gain de l'étage pilote à mesure que l'impédance des jonctions base-émetteur devient très grande daas la région de transition lorsqu'un transistor de puissance cesse d'être conducteur et que l'autre commence à le devenir. Cela cons-10 titue un nouveau mode de fonctionnement des amplificateurs classe B, lequel mode élimine virtuellement toute distorsion dans la région de transition nuel que soit .le niveau du signal. La boucle de rétroaction à courant continu centre automatiquement la polarisation d e l'étage pilote, rend le circuit très stable durant les 15 états de repos et le rend largement insensible aux variations des tolérances des composants et aux variations de la tension d'alimentation. La figure 1 est un schéma d'un amplificateur de puissance à deux étages,polarisé en classe B. L'étage pilote comprend 20 les transistors Q1 et Q2 tandis que l'étage de puissance comprend les transistors Q3 et Q4. Les électrodes de collecteur des transistors Q1 et Q2 sont de préférence connectées directement par l'intermédiaire'd'une diode D1, bien qu'une diode ne soit pas essentielle au fonctionnement du circuit. La résistance R6 connecte 25 l'électrode d'émetteur du transistor Q1 au pôle positif (+V) d'une source d'alimentation à courant continu tandis que la résistance R7 connecte l'électrode d'émetteur du transistor Q2 à la terre de la même source. Les condensateurs C3 et C4 shuntent les résistances R6 et 3? respectivement afin de dériver les courants 30 du signal. Un diviseur de tension constitué par les résistances R2, R3, R4 et R5.est connecté entre les deux pôles de la source d'alimentation. Le point de jonction entre les résistances R2 et R3 est connecté à l'électrode de base du transistor Q1 tandis que l'électrode de base du transistor Q2 est connecté au point de 35 jonction entre les résistances R4 et R5. Le circuit d'entrée de l'amplificateur comprend la borne d'entrée de signal 1 et la borne 2 reliée à la terre. La borne d'entrée 1 est connectée aux électrodes de base des deux transistors Q1 et Q2 de l'étage pi— . lote par l'intermédiaire de la résistance R1 et des condensateurs Cl et C2 de telle sorte que les deux transistors reçoivent la 69 09135 4 2004870 même tension de signal. Les électrodes de bases des transistors Q3 et Q4 de l'étage de puissance sont directement connectées aux électrodes de collecteurs des transistors Q1 et Q2 respectivement tandis que 5 les électrodes d'émetteurs le ces deux transistors sont connectées ensemble et à la borne de sortie 3 par l'intermédiaire du condensateur C5. L'électrode de collecteur du transistor Q3 est connectée directement au pôle positif de la source d'alimentation tandis, que l'électrode de collecteur du transistor Q4 est connectéedi-10 rectement à la borne négative, reliée à la terre, de la source d'alimentation. Par raison de symétrie, les résistances R2 et R5 sont choisies de même valeur, et il en est de même des résistances R3 et R4 ainsi que. cles résistances R6 et R7 bien qu'il ne 15 soit pas absolument nécessaire d'avoir une égalité exacte et que l'on peut se contenter de valeurs nominales avec une certaine tolérance. Le courant parcourant le circuit série comprenant les résistances R6 et R7, les circuits émetteur-collecteur des transistors Q1 et Q2 et la diode 01 est réglé pour qu'il soit 20 juste au-dessus de la région non linéaire de la caractéristique courant-tension de la diode D1 et juste en dessous de la région non linéaire de la caractéristique courant-tension des jonctions base-émetteur des transistors Q3 et Q4. Ce réglage est réalisé aisément par un choix convenable des résistances R6 et R7. 25 A l'état de repos, c'est-à-dire en l'absence de signal, seul un courant extrêmement faible parcourt la diode D1 afin d'établir une chute de tension qui reste sensiblement constante même en présence de courants superposés. Par conséquent, la tension entre les électrodes de basesdes transistors Q3 et Q4 reste à tout moment 30. sensiblement constante. Les boucles de contre-réaction à courant alternatif et à courant continu sont alimentées par une connexion directe entre le point de jonction entre les résistances R3 et R4 et entre les électrodes d'émetteur des transistors de puissance. L'effet de cette contre-réaction sera décrit plus loin en se ré-35 férant à la figure 2. En plus de la rétroaction globale que procure la connexion entre les électrodes d'émetteuis des transistors de puissance et le point de jonction entre les résistances R3 et R4, une certaine contre-réaction locale à courant continu est procurée par les résistances R6 et R7. Cette contre-réaction locale agit uniquement en courant continu puisque tous les courants 69 09135 5 2004870 des signaux alternatifs sont dérivés par les condensateurs C3 et C4. La figure 2 montre certaines des principales caractéris tiques du circuit selon la figure 1. Il est entendu que ces carac téristiques ne sont pas à l'échelle car on a utilisé des facteurs arbitraires pour chacune des caractéristiques afin de mieux illus trer les principes de l'invention. Les caractéristiques de la par tie A du diagramme montrent les courants i^ et i^ parcourant les électrodes de collecteurs des transistors Q3 et Q4 rèspective-ment, en fonction de la tension sur l'électrode de base correspon dante. La caractéristique du courant de collecteur présente norma lement une région sensiblement non linéaire 21, 22 qui suit la ré gion non linéaire correspondante des jonctions base-émetteur. L'effet de ces régions non linéaires est éliminé par le montage selon l'invention comme on le verra plus loin. La tension du signal représentée dans la partie B de la figure 2, est appliquée entre les bornes d'entrée 1 et 2; aux électrodes collecteur des transistors Q1 et Q2 apparaît le signal amplifié V2, de phase opposée. La tension de sortie -Vou^ apparaissant entre les bornes 3 et 4 est montrée dans la partie C de la figure 2. On se rappellera que les ondes de ce diagrame ne sont pas représentées à l'échelle. Comme décrit précédemment, les électrodes de ba.c'"s ies transistors Q3 et Q4 sont maintenues à une différence de tension sensiblement constante par la chute de tension star la diode B1 de telle sorte que la sortie des transistors Q1 et Q2 de l'étage pilote polarise les électrodes de basesdes transistors Q3 et Q4 à la. même tension de signal. Lorsque la tension d'entrée est nulle, l'électrode de base du transistor Q3 est polarisée à une tension approximativement égale à une fraction fixe (généralement la moitié environ) de la tension +Y de la source plus environ la moitié de la chute de tension sur la diode D1 tandis que l'électrode de base du transistor Q4 est porté à un potentiel qui est approximativement égal à la même fraction fixe de la tension de la source moins la moitié environ de la -'~-ite de tension sur la diode D1. Comme les électrodes d'émette'iv^s des deux transistors sont connectées au point de jonction entre les résistances R3 et R4, elles sont portées à la même fraction fixe de la tension de la source. La polarisation base-émetteur nette pour chacun des transistors 'de puissance est parconséquent d'environ la moitié de la chute de 69 09135 6 2004870 tension sur la diode D1. Dans le cas idéal- cette polarisation est trop petite pour faire passer un courant de collecteur de sorte que lorsqu'il n'y a pas de signal d'entrée m^un des transistors de puissance n'est parcouru par un courant de collecteur. En pratique cependant il existe une dissymétrie - inévitable de telle sorte que l'un des transistors de puissance, Q3 ou Q4, est en réalité conducteur d'une très petite fraction du courant base-émetteur, fraction suffisante pour produire un courant de collecteur imnimeo H en résulte au point de jonction entre les résistances R3 et R4 une contre—reaction de courant continu suffisante pour centrer automatiquement la polarisation et égaliser le coiu-^o dans l-'ê^ga pilote. Lorsque la tension de signal VIN est appliquée entre les bornes 1 et 2 du circuit, la première alternance ixS^ative de l'onde fait croître la conduction de la jonction base—batteur du transistor Q1 et fait diminuer la conduction de la Jonction base-émetteur du transistor Q2. Il apparaît dès lors sur les électrodes de bases des transistors Q3 et Q4 une tension amplifiée ¥2 positive qui rend conductrice la jonction, base-émetteur du transistor Q3 mais laisse le transistor Q4 bloqué. La caractéristique de courant normalement non linéaire montrée dans la partie A de la figure 2 provoque une distorsion considérable dans l'onde de sortie. Durant les états de repos et aussi pendant que la tension de signal passe par zéro, la jonction base-émetteur du transistor Q3 présente une impédance éle~ vêe, supprimant ainsi la charge du transistor Q1 afin de procurer à celui-ci un gain en tension élevé. Ainsi qu'il est connu, la tension appliquée entre la base et l'émettyur du transistor Q3 augmente brusquement de telle sorte que le point 25 (c'est-à-dire le point d'intersection du prolongement 23 de la caractéristique i3 avec l'axe des tensions) se déplace brusquement vers l'origine des axes. Comme le même effet se produit pour le transistor Q4 durant le début de 1*alternance suivante de la tension du signal, la région de transition X toute entière, comprise entre les lignes parallèles en pointillé 27, 2,8 passant par les points 25 et 26, disparaît de sorte que l'on obtient une caractéristique combinée représentée par la ligne 29 en pointillé passant par l'origine. Cette caractéristique résulte d'une translation des parties linéaires des caractéristiques de courant et i^ et de leurs prolongements 23 et 24 respectivement. Quant à la tension de signal amplifiée V2, on peut également la supposer BAO ORIGINM- 69 09135 7 2004870 être décalée dans la région de transition de manière à apparaître contij..^ 3t sans distorsion. Le gain de l'étage pilote est suffisamment élevé dans la région de transition pour qu'aucun phénomène transitoire audible perc eptible ne se manifeste dans 5 le signal de sortie. Comme exemple non limitatif d'un exemple spécifique il est possible, en utilisant les composants énumérés ci-après, de réaliser un amplificateur délivrant une puissance de 1 watt sensiblement sans distorsion directement dans un haut-parleur 10 ayant une impédance courante, sans faire usage d'un transformateur de sortie ; ces composants sont: R1, R6, H7 = 1 kilohm C5 = 500 y? R2, R5 =2 kilohms Q1 = 2N1305 R3, R4 =10 kilohms Q2 = 2N1304 15 C1, C2 = 5 (iF Q3 = 21056? C3, C4 = 100 ]iF Q4 = 2N3628 D1 = 1N4154 Un avantage essentiel de l'invention réside dans le fait que les résistances et condensateurs peuvent avoir une va-20 leur nominale sans que leur tolérance soit critique et que les transistors et diodes ne doivent pas être adaptés» De plus, le circuit fonctionne sur une gamme étendue de tension d'alimentation, la tension d9alimentation minimum étant déterminée par la tension nécessaire pour rendre la diode conductrice et la tension 25 d'alimentation maximum étant déterminée par les caractéristiques des transistors, particulièrement les transistors Q3 et Q4. La puissance de sortie maximum varie cependant avec la tension d'alimentation. Sur la figure 1 les transistors Q3 et Q4 sont complémen-30 taires tout comme le sowfc les transistors Q1 et Q2 de l'étage-pilote. On dispose actuellement de transistors au silicium NPN à puissance élevée d'un prix très raisonnable mais des transistors de type PNP d'une puissance comparable ne peuvent être obtenus aisément. Afin de tirer profit de l'existence des transistors NPN de 35 puissance élevée qui sont actuellement disponibles, les transistors complémentaires Q3 et Q4 peuvent être connectés à deux transistors NPN Q5 et Q6, ces derniers étant montés comme montré sur la figure 3 afin de travailler comme transistors de sortie. Les circuits des transistors Q1 et Q2 de l'étage pilote sont identi-quesà ceux que l'on voit sur la figure 1 sauf qu'une deuxième 69 09135 8 2004870 diode D2 se trouve connectée en série avec la diode D1. Dans l'étage de puissance, les transistors Q3 et Q5 sont connectés pour former un montage de Darlington bien connu, décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique 2 663 806 du 22 décembre 1953. 5 Les transistors Q4 et Q6, bien que de types opposés, sont également connectés dans un circuit sensiblement équivalent au montage de Darlington. Les transistors Q5 et Q6, comme on l'a dit plus haut, sont de nouveaux types de transistors de puissanc élevée tels que par exemple les transistors 2N3054 et 2N3753. Si 10 on utilise les' transistors du type 2N3054, l'amplificateur peut être réalisé pour délivrer une puissance dé 10 watts sensiblement sans distorsion tandis qu'en utilisant des transistors du type 2N3773 on peut obtenir un amplificateur délivrant une puissance de 100 watts sensiblement sans distorsion. On peut éventuelle-15 ment utiliser une boucle de contre-réaction à courant alternatif supplémentaire comprenant la résistance R8 connectée entre la borne de sortie 3 et le point de jonction entre la résistance R1 et les deux condensateurs C1 et C2. Dans l'éventualité où, pour un prix raisonnable, on 20 pourrait disposer d'un transistor PNP de puissance élevée pour remplacer le transistor Q6 complémentaire du transistor Q5, ce transistor pourrait être connecté au transistor Q4 comme montré sur la figure 4, laquelle s'insère dans le montage de la figure 3 d'une façon évidente. 25 Le circuit représenté sur la figure 5 montre également l'étage pilote comprenant les transistors Q1 et Q2 dont les électrodes de collecteurs sont connectées ensemble par l'intermédiaire de plusieurs diodes représentées par les groupes de diodes D1 et D2, et dont les électrodes d'émetteurs sont connectées en 30 série avec les résistances R6 et R7 aux bornes de la source d'alimentation comme dans les montages des figures 1 et 3. Le cir cuit diffère cependant par le fait qu'il comprend également un pré-amplificateur comportant les transistors Q7 et Q8, et que cha que branche de l'étage de puissance comprend trois transistors 35 connectés d'après le montage de Darlington. Dans le cas présent, toutefois, les condensateurs de découplage C3 et C4 ont été éliminés de manière à introduire délibérément dans cet étage une contre-réaction locale en courant alternatif et en courant continu. 69 09135 9 2004870 Les émetteurs des transistors Q7 et Q8 de l'étage préamplificateur sont connectés ensemble par l'intermédiaire dvan réseau résistif constitué par les résistances R10, R11, R12, R13 et R14. La boucle de contre-réaction reliant le circuit de sor-5 tie de l'étage de puissance et ce réseau résistif procurent une contre-réaction en courant alternatif et en courant continu comme dans le cas des montages représentés sur les figures 1 et- 3. Le point commun entre les résistances RIO, R11 et R12 est relié à la terre par l'intermédiaire d'un condensateur de découplage C6. La 10 boucle de contre-réaction est connectée au point de jonction entre les résistances R10, R13 et R14. Le point de jonction entre les résistances R11 et R13 est connecté à l'électrode d'émetteur du transistor Q7 tandis que le point de jonction entre les résistances R12 et R14 est connecté à l'électrode d'émetteur du transis-15 tor Q8. L'électrode de collecteur du transistor Q7 est connecté au pôle positif de la source d'alimentation par l'intermédiaire de la résistance R15 connectée en série avec la diode D5 tandis que le collecteur du transistor Q8 est connecté au pôle de la source d'alimentation, connecté à la terre, par l'intermédiaire 20 de la résistance R16 et de la diode 06. Les collecteurs de ces deux transistors sont également connectés aux bases des transistors Q1 et Q2 respectivement. Les électrodes de bases des transistors Q7 et Q8 sont connectées ensemble par l'intermédiaire de plusieurs diodes représentées par les groupes de diodes 03 et D4. 25 Le courant est appliqué à ces diodes par 15intermédiaire d'une résistance R2 connectée entre le pôle positif de la source d'alimentation et le groupe de diodes 03 et par l'intermédiaire de la résistance R5 connectée entre le groupe de diodes 04 et l'autre pôle de la source d'alimentation. La borne d'entrée 1 est connec-30 tée au point de jonction entre les groupes de diodes 03 et 04 a travers le condensateur C1. Une résistance R9 est connectée entre la borne d'entrée 1 et la borne d'entre 2 reliée à la terre. Dans l'étage de puissance, transistors Q3, Q9 et Q5 sont connectées d'une manière essentiellement identique à celle 35 illustrée par la figure 9. du brevet des Etats-Unis d'Amérique 2 663 806 déjà cité, sauf que la sortie du signal est obtenue sur l'électrode d'émetteur du transistor Q5 au lieu de l'être sur le point de jonction entre les collecteurs. Un montage similaire est également montré pour les transistors Q4, Q10 et Q6 sauf que le transistor Q6 est du type KPN au lieu d'être du type PNP comme 69 09135 10 2004870 les transistors Q4 et Q10. Cette différence de type de transistor s9 explique par la même raison qui avait déjà conduit à utiliser un transistor Q6 de puissance élevée dans le montage selon la figure 3 et il est évident que ce transistor pourrait être remplacé par 5 un circuit de Darlington plus traditionnel comme illustré sur la figure 4 à condition de disposer d'un transistor PNP de puissance élevée, complémentaire du transistor Q5. Les résistances R17 et Ri8 sont connectées en série entre les émetteurs des transistors Q3 et Q4 et le point de joîiction entre ces résistances est connec-10 té au conducteur de contre-réaction menant au point de jonction entre les résistances R10,.R13 et R14. La résistance R19 connecte également le conducteur de contre-réaction â l'électrode d'émetteur du transistor Q9, tandis que la R20 connecte les électrodes de collecteurs des transistors Q4 et Q10 au pôle né-15 gatif de la source d'alimentation. Un enroulement -de haut-parleur est également connecté entre la borne de sortie 3 et la borne de sortie 4 reliée à la terre. De la description qui précède il ressort que dans chacun des circuits représentés sur les figures 1. 3 et 5 les transistors 20 de l'étage de puissance ont leurs circuits émetteur-collecteur connectés en série aux bornes de la source d-alimentation. Sur la figure 5, par exemple, l'électrode d*émetteur du transistor Q5 est connecté à l'électrode de collecteur du transistor Q6, connectant ainsi les circuits collecteur-émetteur des deux transis-25 tors en série et, étant donné que l'électrode de collecteur de transistor Q5 est connecté directement au pôle positif de la source d'alimentation et que l'électrode d'émetteur du transistor Q6 est connecté au pôle négatif de cette source, les deux circuits émetteur-collecteur des deux transistors sont connectés en sé-30 rie directement aux bornes de la source dfalimentation. Si un transistor PNP, complémentaire du transistor Q5, est connecté en lieu et place du transistor Q6 comme montré sur la figure 4, les électrodes des deux transistors de l'étage de puissance^qui sont connectées ensemble seront les électrodes d'émetteur au lieu d'être 35 les circuits émetteur-collecteur comme montré sur la figure5. Dans chaque cas cependant, le point de jonction entre les deux électrodes de l'étage de puissance,qui sont directement connectées ensemble, est connecté à la borne de sortie 3 par l'intermédiaire du condensateur C5 et ce point de jonction est également connecté 40 à l'étage pilote afin de procurer une contre-réaction en courant BAD ORIGINAL 69 09135 n 2004870 continu et en courant alternatif. davantage principal du circuit selon la figure 5 réside non seulement dans le fait quTil peut délivrer une puissance de sortie élevée mais également dans le fait qu'il assure une contre-5 réaction améliorée qui procure un centrage plus précis de la polarisation des transistors de l'étage pilote. Comme on l'a dit à propos de la figure 1, le courant traversant les transistors Q1 et Q2 dans les montages selon les figures 3 et 5 est réglé jus-* qu'à ce que les diodes D1 et D2 deviennent conductrices en un 10 point situé juste au-dessus de la région linéaire de leur caractéristique courant-tension et juste en dessous de la région non linéaire de la caractéristique courant-tension des jonctions base-émetteur des transistors Q5 et Q6. Dans ces conditions, un très faible courant peut parcourir les jonctions base-émetteur d'une 15 branche de l'étage de puissance, par exemple, par l'intermédiaire des jonctions base-émetteur des transistors Q3, Q9 et Q5. En raison de la contre-réaction en courant continu très élevée que procure ce circuit, le courant de collecteur dans l'étage préamplificateur et dans l'étage pilote est excessivement petit. 20 De plus, comme la polarisation procurée par les diodes D1 et D2 ne permet qu'un très petit courant dans les jonctions base-émetteur des transistors de l'étage de puissance, courant trop petit pour permettre à leurs collecteurs de débiter un courant dont l'intensité est plus grande qu'une valeur très minime, il n'y a pas 25 de perte de puissance appréciable dans l'étage pilote à l'état de repos. Le circuit est donc doué d'un rendement élevé et il n'introduit pas de distorsion appréciable dans la région de transition en raison de l'action très énergique de la contre-réactioiièn courant alternatif qui supprime- la région de transition comme on 30 l'a vu plus haut. Les exemples qui précèdent n'ont servi qu'à illustrer les principes de l'invention et il est bien évident que diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art sans pour autant s'écarter de l'esprit de l'invention. 69 09135 12 2004870 REVENDICATIONS. 1.= Amplificateur de puissance à transistors classe B comprenant une borne d'entrée de signal (1) et une borne de sortie de signal (3) et une source d'alimentation à courent continu, 5 un étage pilote et un étage de puissance connectés en montage push-pull et comprenant plusieurs transistors ayant une électrode de base, une électrode d'émetteur et une électrode de collecteur, caractérisé en ce que l'étage pilote comprend des transistors de typesiwOmplémentaires iy*l, Q2) dont les électrodes de basessont 10 connectées à la borne d'entrée, dont les électrodes de collec-teurs-sont interconnectées et dont les circuits émetteur-collec-teur sont connectés en série aux bornes de la source d'alimentation, en ce que l'étage de puissance comprend des transistors de types complémentaires (Q3, Q4) dont les circuits émetteur-col-15 lecteur sont connectés en séria aux bornes de ladite source d'alimentation, la base de chaque transistor de l'étage de puissance, directement connectée à l'électrode de collecteur du transistor correspondant de l'étage pilote, constituant la seule charge effective du transistor de l'étage pilote, et en ce qu'il comprend 20 une boucle de contre-réaction à courant continu et à courant alternatif, reliant les électrodes interconnectées des transistors de l'étage de puissance et les électrodes de bases des transistors de l'étage pilote. 2." Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé 25 en ce que l'interconnexion entre les électrodes de collecteurs des transistors de l'étage pilote comprend au moins une diode (D1). 3.- Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un étage pré-amplificateur inséré entre le trajet conducteur qui relie les électrodes interconnectées des 30 transistors de l'étage de puissance (Q3, Q4) et le circuit d'entrée, et les électrodes de bases des transistors de l'étage pilote (Q1, Q2), ce préamplificateur comprenant deux transistors de types complémentaires Q7, Q8) ayant chacun une électrode d'émetteur, une électrode de collecteur et une électrode de base, les 35 électrodes d'émetteuis le ces transistors étant connectées l'une à l'autre et audit trajet conducteur qui relie les électrodes interconnectées des transistors de l'étage de puissance au circuit d'entréejpar l'intermédiaire d'un réseau résistif (R10, R11, R12, R13 et R14) s les électrodes de basesétant connectées-ensemble par l'intermédiaire d'au moins deux diodes connectées 69 09135 13 2004870 en série (D3, 04), le point de connexion entre ces diodes étant connecté à la borne d'entrée, et les électrodes de collecteurs de ces deux transistors étant directement connectées aux bases des transistors correspondants de l'étage pilote (Q1, Q2)„