Brevet FR2012176A1 — publié le 19700313

$9 22305 1 2012176 L'invention rentre dans le secteur des circuits électroniques et concerne en particulier un circuit de correcteur du temps de transit^dont la valeur absolue de la fonction de transmission est pratiquement indépendante de la fréquence, alors que l'angle de 5 phase est tributaire de la fréquence, comprenant une prèmière source de signal couplée à une entrée de signal du circuit correcteur de temps de transit, une seconde source de signal couplée à l'entrée de signal, line réactance couplée à une sortie de la première source de signal et un circuit combiné, couplé aùxdites 10 sources de signal et à ladite réactance et d'une sortie duquel se prélève le signal de sortie désiré, pouvant être influencé- «à phase. Un tel circuit est décrit dans le brevet allemand No. 1.200.869 et est généralement appelé circuit correcteur de temps de transit ou circuit correcteur de phase; il permet d'obtenir, à partir d'un 15 signal d'entrée appliqué au circuit, un signal de sortie dont 1' amplitude, rapportée à celle du signal d'entrée est constant* a-lors que le déphasage est tributaire de-la fréquence. Un tel circuit peut être utilisé dans un bloc de traitement de signai, par exemple dans.la partie moyenne fréquence d'un émetteur de télévi-20 sion. Le circuit correcteur assure une certaine correction du temps de transit dans une gamme de fréquences déterminée, mais fournit la même amplification pour toutes les fréquences. Aussi un tel circuit est-il parfois appelé circuit "passe-tout" ("all-pass" en termes anglo-saxons). Be le circuit est uni- 25 quement constitué par des élément^ ssâitiâduB (réactances ou résistances) et est alors appelé circuit correcteur passif, ou bien à la fois par des éléments passifs et des éléments actifs et est alors-appelé circuit correcteur actif. Le circuit correcteur doit assurer la même amplification pour toutes les fréquences dans la 30 gamme de fréquences proprement dite et la correction de temps de transit à obtenir doit pouvoir être réglée de manière simple, tant en ce qui concerne sa grandeur que son emplacement dans la bande de fréquences, sans que le rapport de l'amplitude du signal de sortie à celle du signal d'entrée soit influencé. 35 L'invention fournit un circuit correcteur simple, facile à régler, satisfaisant avec une précision extrême aux conditions d'amplitude pour tous les réglages dû circuit et comportant une caractéristique de phase mieux approprié® que les circuits connus par 1* brevet précité. 40 Conformément à l'invention, un circuit correcteur de temps de 69 22305 2 2012176 transit du genre mentionné dans le préambule présente la particularité que la réactance comporte un circuit accordé. Dans une formé de réalisation préférée de l'invention, le circuit de résonance comporte au moins un élément d'accord tributai-5 re de la tension ou du courant. En cas d'emploi d'un tel circuit "passe-tout", dans lequel deux signaux engendrés séparément sont combinés dans un dispositif de combinaison spécial, on peut obtenir une correction de phase, produite par le circuit, tributaire de la grandeur du pre-10 mier signal, après quoi la correction peut être adaptée à pratiquement chaque caractéristique d'erreur de phase d'une chaîne de transmission non corrigée. En particulier, le circuit "passe-tout" réglable conforme à l'invention présente une plus grande dynamique que.les dispositifs connus pour corriger les erreurs de phase 15 différentielles et permet eri principe des corrections de phase jusqu'à ±18q°. L'erreur de phase différentielle se produit généralement dans un étage de sortie auquel est appliqué un signal modulé. Aussi est-il physiquement motivé de réaliser la correction sur un sig-20 nal modulée. De ce fait, le circuit "passe-tout", jcrf|pi«gfr est inséré, de préférence, dans une partie de la chaîne de transmission où. le signal combiné module une onde porteuse, par exemple une onde porteuse moyenne fréquence. Il y a avantage à réaliser la correction de phase de façon que 25 la relation entre la tension de réglage appliquée et la correction de phase engendrée soit linéaire, la correction étant alors adaptée à une caractéristique d'erreur de phase non linéaire (erreur de phase en fonction de la Valeur instantanée du premier signal) par le fait^que l'on engendre une tension de réglage qui ne se 30 trouve pas/"3acw txkk relation linéaire avec la valeur instantanée du premier signal. Lors d'une correction effectuée sur une fréquence d'onde porteuse, par exemple la moyenne fréquence, ce résultat peut être obtenu en engendrant la tension de réglage à l'aide d' un dispositif comportant un certain nombre de démodulateurs à va-35 leurs de seuil différentes et fournissant chacun une tension qui ne croît pas linéairement avec le prèmier signal détecté après le déplacement de la valeur de seuil, et uii dispositif additionneur pour additionner les tensions fournies ..par les démodulateurs, la valeur de seuil des démodulateur^ et les constantes d'addition 40 pour les'diverses tensions étant "adaptées de "façon què' là' tension 69 22305 3 2012176 de réglage prélevée à la sortie du dispositif additionneur constitue pratiquement la fonction inverse de la caractéristique d'erreur de phase réelle. Les variations de la correction provoquées par le circuit ou 5 les circuits correcteurs du temps de transit du premier signal peuvent être modifiées par une variation de l'accord du circuit de résonance. Cela peut s'effectuer en influençant, selon la tension de réglace, des éléments de réactance réglables tels que des capacités réglables et/ou de self-inductances réglables insérées 10 dans le circuit de résonance. Il est également possible de modifier à l'aide de la tension de réglage la valeur Q par des éléments résistants réglables tels que, par exemple, des transistors à effet de champ insérés dans la circuit de résonance. La description jui va suivre en regard du dessin annexé, donné *5 à titre d'exemple non limitatif, fera bien comprendre comment 1! invention peut être réalisée, les oarticularités qui ressortant tant du texte que du dessin faisant, bien entendu, partis de ladite invention. La ""ig. 1 représente schématiquement un circuit "passe-tout" 20 conforme à 1 ' j^n^gntion. Les fig. 2/ illustrent à l'aide de diagrammes vectoriels, le mode de f onctionnejp^n^ du circuit représenté sur la fig. 1 . Les fi-j. 3/représenteni^uelques caractéristiques du circuit représenté sur la fig. 1. 25 La fig. 4. représente schématiquement une forme de réalisation préférée du circuit conforme à l'invention. La fig. 5 est le schéma complet d'un circuit correcteur conforme à l'invention tel que représenté sur la fig. A. Les fig. 6 et 7 représentent diverses variantes d'un circuit 30 correcteur conforme à l'invention. Les fis. 8 (a) et (b) montrent la manière dont une erreur de phase ou une erreur d'amplitude dans le circuit correcteur conforme à l'invention se traduit par certaines perturbations dans 1' amplitude de la tension de sortie. 35 Les fig. 9 à 12 montrent la manière d'éliminer les erreurs représentées sur la fig. 8 par diverses variantes du circuit correcteur représenté sur la fig. 5. La fi,j. 13 montre la manière dont l'erreur de phase différentielle d'une onde porteuse auxiliaire de couleur peut va risr avec 4-0 la grandeur- d'un signal vidéo auquel l'onde porteuse auxiliaire 69 22305 4 2012176 est superposée. La fig. 14 représente la forme de la courbe de temps de transit pour divers niveaux du signal vidéo et la courbe de temps de transit pour un circuit correcteur, 5 La fig. 15 représente schématiquement la manière dont peut être réalisée la correction selon la fig. 14 à l'aide d'un circuit correcteur du temps de transit. La fig. 16 représente une formée réalisation appropriée d'un circuit correcteur du temps de transit, conforme à l'invention, 10 La fig. 17 représente un diagramme vectoriel pour le circuit représenté sur la fig, 16. ,1a fig. 18 représente un dispositif pour-corriger l'erreur de phase différentielle, ce dispositif comportant deux circuits correcteurs du temps de transit, ainsi que les courbes de temps de 15 transit du dispositif. La fig. 19 représente la manière d'engendrer une tension de réglage désirée «ec 1® diagsaaae ess^asjpmdaat. D'une façon générale, la fonction de transmission pour un circuit "passe-tout" peut être représentée par l'équation (I). 20 -1-iV (I) 'in " " ~ ut _ ______ u'-= 1-3% dans laquelle est le signal d'entrée du circuit et Uuf le signal de- sortie, alors que § est une grandeur qui représente la 25 fréquence. Il y a lieu-de noter que la valeur absolue du rapport U ,/tJ.„ sera donc égale à 1 pour toutes les valeurs de & , tandis U. u lu que le déphasage varie avec Q . La fig. 1 indique en principe comment un circuit conforme à l'invention permet de réaliser l'équation (I) à l'aide d'un cir-30 cuit de résonance parallèle. Sur la fig. 1, une tension d'entrée ^in es^ aPPlilu^e â'une part à un premier amplificateur de tension A.j, â coefficient d'amplification 2, et d'autre part à un second amplificateur de tension Ag à coefficient d'amplification -1. La tension de sortie du premier amplificateur est appliquée, par 35 l'intermédiaire d'une résistance Eq, à un circuit en parallèle constitué par une capacité G et une self-inductance L» La tension de sortie U dudit circuit est appliquée à une première entrée 1 d'un dispositif additionneur de tension A y La tension de sertie du second amplificateur Ag est' appliquée â la seconde entrée 2 40 du dispositif additionneur de tension A-,» Le signal de sortie ïïut 69 22305 5 2012176 est prélevé de la sortie du dispositif additionneur de tension A^ et est formée par la somme des tensions appliquées aux entrées 1 et 2. La relation suivante s'applique à la tension ïï à l'entrée 1î 2 11. 5 ïï = in 10 1+d Rq ("c-ck3 Cette relation peut s'écrire sous la forme 2 ïï. c - TTjf - ™ dans laquelle ë, = Q (~ - ^ ) y/ij/c 0 ^/lcT . 15 La somme des tensions aux entrées 1 et 2 sera égale à: 2 ïï. ïï . = ïï - ïï. = — - ïï. ut xn 1+jg3 xn 20' (III) Uut = 1-3 ^ Uin 1+j Il en résulte que l'équation III est identique à l'équation 1 pour la définition dpnnée de £, . -La fig. 2 (a) représente l'équation II dans le plan complexe 25 pour quelques valeurs de . Selon la fig. 2, l'extrémité du vecteur ïï décrit un cercle pour une variation de de -®° à- + . La- fig. 2 (b) représente en pointillé le vecteuir ïï - P^n - ïïut pour les mêmes valeurs de £> . On constate que, ïï - ïï. est. un vecteur qui débute au centre dud'it cercle et qui a donc toujours 30 la même, dimension,.tirais qui acquiert des angles de phases différent* '* , _ , fc-à 3c/ ^ . Lm fig.3à/représentent Pamplitude A, la phase 35 On peut/^pâaww que , _ ^'max •- - 1+êo2 - - ■ expression dans laquelle Tf' max =:s^ (IV) 40 La fig. 2 (b) montre que, pour une certaine variation de 83", le 69 22305 6 2012176 vecteur ïï-ïï^ - ïï ^ change de position de phase d'un montant double delà variation de phase du vecteur U pour toutes les valeurs de £o . Il en résulte que le temps de transit de groupe 't pour U r Uin = Uut est é^al à: ^ Tmax 1+S? expression dans laquelle ("V) 1G En principe, la courbe pour le temps de transit de la tension ïï ^ en fonction de la pulsation toa la même forme que celle repré-- senté sur la fig. 3apour la tension ïï, tandis que la phase 9 varie entre +\ et -X et que. l'amplitude de la tension ïï ^ est constante dans toute la bande de fréquences. 15 II y a lieu de noter que, d'après l'équation II, la valeur maximale de 1^ tension ïï qui est appliquée à l'entrée sur la fig. 1 sera égale à ïïmo^ = 2 ïï^„. 0 max m Lorsque ïï = ^max se produisant à la résonance, la tension à l'entrée' 1 est en phase avec la tension d'entrée ïï-_. A la secon- m 20 de entrée 2 du dispositif additionneur A^ est appliquée une tension qui, d'après ce qui précède, est égale à - ïï^n = -ïïffîaY/2. ïïne règle générale pour le circuit correcteur décrit est que le signal de sortie d'un circuit de résonance en parallèle, qui est alimenté par un premier signal d'entrée, est combiné avec un sig-25 nal d'amplitude constante égale à la moitié de celle du premier signal d'entrée mentionné et en opposition de phase avec celui-ci, la somme des signaux ayant aiors une caractéristique "passe-tout". Le schéma synoptique représentée sur la fig. 1 est celui d'un 30 circuit présentant certains inconvénients pratiques en effet, en principe, le dispositif additionneur de tension devrait avoir une . résistance d'entrée infinie et les amplificateurs A^ et Ag devraient avoir une impédance de sortie nulle. . La forme de réalisation préférée, représentée sûr la fig. 4, 35 présente de notables avantages. Dans le circuit représenté sur la fig. 4» la tension d'entrée ïïin est appliquée d'une part à un premier amplificateur de tension - courant (générateur de courant) A^ à coefficient d'amplification 2/R et d'autre part à un second amplificateur tension-40 courant A^ à coefficient d'amplification -1/E. Le courant fourni BAD ORIGINAL 69 22305 7 2012176 par le premier amplificateur A^ est transmis à un circuit de résonance, branché en parallèle, constitué par une capacité C, une self-inductance L et une résistance Rq résistance qui est reliée à une entrée d'un amplificateur courant-tension Ag à coefficient 5 d'amplification -R. Le courant fourni par l'amplificateur de tension-courant A^ est transmis directement à l'entrée de l'amplificateur Ag. L'amplificateur de courant-tension Ag est constitué par un amplificateur de tension à grand coefficient d'amplifications dont la sortie est couplée, par l'intermédiaire d'une résis-10 tance, à l'entrée, alors que le point d'entrée ou point d'addition P est maintenu, en ce qui concerne les tensions de signal, à un bas potentiel. Dans la suite de l'exposé, il est admis que le point P est relié à la terre en ce qui concerne les tensions de signal, de sorte que la résistance Rq de tension de signal est 15 branchés en parallèle avee le condensateur C et la self-rnductance L, et fait partie du circuit de résonance en parallèle. Le courant I.j traversant la résistance Rq du -circuit de résonance en parallèle est combiné, à l'entrée de l'amplificateur Ag, avec le courant Ig qui est obtenu à partir du générateur de courant A^ et 20 le signal de sortie est formé par la somme de ces courants multipliée par la constante R„ Le circuit représenté sur la fig. 4 présente la même fonction de transmission que le circuit représenté sur la fig.. 1, ce qui est montré ci-après. 25 ïï.n2 l/RQ 2 ïï4ri 1 ~ R 1/Rq + jCvC-1/wL) R 1+j è» X2 ZiS R 3° 1 + ! in 1 * R 1+5 £ - 1 Zis. 1 - R " 1 + uut = R (I1 + x2> *ut 1-3& 35 De la même manière que dans le circuit de la fig. 1, la valeur de la résistance Rq existe uniquement dans la partie imaginaire de la fonction de transmission, et n'influencera donc pas la valeur 40 maximale du signal obtenu â partir du circuit de résonance. La va 69 22305 8 2012176 leur maximale du temps de transit provoqué par le circuit collecteur selon la fig. 1 ou la fig. 4 peut être réglée d'une manière simple par la variation d'un seul élément (Rq) et l'emplacement de la valeur maximale sur l'échelle des fréquences peut également 5 être réglée par une variation d'un seul élément, par exemple la self-inductance L ou la capacité G® Pour le reste, les deux variations ne s'influencent pratiquement pas. Une variation de 1 ne provoque donc aucune variation de la valeur maximale du temps de transit. Il est vrai qu'une variation de C provoque une variation 10 du temps de transit ma^s, dans le cas où les circuits correcteurs sont utilisés dans les amplificateurs moyenne fréquence pour des signaux de télévision, et que la variation de fréquence relative dans la bande comprise entre 35 et 40 MHz est relativement petite, cette variation de la valeur ssaximale est négligeable. 15 La fig. 5 montre la manière de réaliser le circuit représenté schématiqueEffijit sur la fig. 4. Le circuit est constitué par un premier transistor qui correspond â l'amplificateur de tension-courant selon la fig. 4 et par un. second transistor T2 qui correspond à 1'amplificateur de tension-courant inverseur selon 20 la fig. 4. La base du premier transistor est reliée à la masse, tandis que, par 1'intermédiaire d'une résistance R/2 l'émetteur est relié à une borne d'entrée à laquelle est appliquée la tension d'entrée ïï. . Le circuit accordé CL L, Rn est inséré dans la chaî- xn * 7 h ne de collecteur du transistor 'T^ et, comme il est indiqué soir la 25 fig. 49 la résistance Eq est reliée par I'intermédiaire de la résistance ïï à l'entrée de 1'amplificateur additionneur P qui est couplé è réaction. La base du second transistor Tg est reliée directement à la borne d'entrée, tandis que l'émetteur est relié à la terre par l'in-30 termédiaire d'une résistance E et d'un condensateur de dé couplage C^. Le collecteur de Tg es"k relié directement au point d'addition commun P â l'entrée de 1:amplificateur P, couplé à réaction. Les résistances , Eg ^3 permettant de 'régler le point de fonctionnement des deux transistors alors que , Cg et sont des 35 condensateurs de couplage présentant une impédance négligeable. Ce circuit fonctionne de la manière suivante : Le rant I f Le transistor T1 fournit dans le circuit de résonance un cou- [T dont l'intensité est égale â ÏÏ,_ 2. ïï. -r _ xn xt •40 1 a/Z + re2 I 5/? + r„ o E " BAD ORIGINAL 69 22305 9 2012176 expression dans laquelle rg^ est la résistance d'émetteur du transistor T1. A la résonance, tout le courant I traverse Rq vers le point d'addition P. Un courant *11 traverse le transistor Tg et ce courant, également transmis au point d'addition P, est déter- 5 miné par la relation U. U. T - _ 111 ^ _ _ÏE II ~ R + r 0 r^r R e2 dans laquelle re2 est égal à la résistance d'émetteur du transistor T2* ies courants lancés à travers. Rq et à travers le transis-10 tor Tg sont additionnés au point P, et la somme des courants est conduite vers la résistance de couplage R. Une -tension de sortie Uut es"t obtenue à l'amplificateur et cette tension est égale au produit de la somme des courants et de la résistance de couplage. A l'état de résonance, la tension de sortie sera égale à: 15' 'rt = =uiE D'après ce qui précède, l'amplitude•de la tension de sortie est constante pour toutes les fréquences, tandis que la phase et le temps de transit de groupe varie de la manière indiquée à la 20 fig. 3. la fig. 6 est une forme de réalisation simplifiée d'un circuit correcteur conforme à l'invention. Le circuit représenté sur la fig. 6 comporte un seul transistor qui fait office-d'étage de fréquence et de transformateur d'impédance ou de générateurs de 25 courant, La base du transistor est reliée à la borne d'entrée à laquelle est appliquée la tension d'entrée U^n tandis que l'émetteur est relié à la borne négative par l'intermédiaire d'une résistance R/2. De la même manière que décrite ci-dessus le circuit de résonance est inséré dans le circuit de collecteur du 30 transistor. Le transistor lance alors dans le circuit de résonance un courant 1^' dont 1'intensité est déterminée par la relation: U. t . xi ~ 172 35 La borne d'entrée est en outre reliée au point d'addition P par l'intermédiaire d'une résistance R. Un. courant Ijj' est transmis, par l'intermédiaire de cette branche, au point d'addition P et l'intensité de ce courant est déterminée par la relation: t . . ïi» 40 ni - E 69 22305 . 10 2012176 totalité/ A la résonance, le courant I^' traverse en/ss«e. sx&QâaacËâc Rq pour se diriger vers le point d'addition P. La tension de sortie Uut sera alors égale à: 5 ïïut = ("2 TT + TT ' R = -Uin La fig. 7 représente une forme de réalisation perfectionnée du circuit représenté sur la fig. 6. Le circuit.selon la fig. 7 comporte deux transistors et T^ montés en cascode. La "base du premier transistor est reliée directement â la borne d'entrée à 10 laquelle est appliquée^une tension d'entrée tandis que l'é metteur est relié, d'une part par l'intermédiaire d'une résistance R, au pôle négatif de la source de tension et, d'autre part, par 1'intermédiaire d'une même résistance R, au point d'addition P. La résistance d'émetteur effective du transistor sera alors 15 égale à R/2. Un courant traversera le transistor et l'intensité de ce courant est donnée par la relation: III = " s7? Ce couratit est transmis au- circuit de résonance par l'intermédiai-20 re du transistor T^. Une tension égale à la tension apparaissant à la borne d'entrée, c'est-à-dire U. . anuaraitra à l'émetteur du J.B. transistor T^. Cette tension provoque un courant Ijj" qui se dirige, par l'intermédiaire de la résistance R, vers le point d'addition P. L'intensité de ce courant est; 25 U. . ' ' «rit XXL •""Il = R A la sortie de l'amplificateur additionneur s'obtient la même tension de sortie U^ que dans le cas précédent. Le circuit représenté sur la fig. 5 et le circuit représenté 30 sur la fig. 7 offrent l'avantage que les capacités collecteur-base, tributaires de la tension, et C^^ des transistors et Tç alimentant le circuit de résonance sont effectivement insérées dans ce circuit et n'exercent de ce fait qu'une influence négligeable. 35 Lorsqu'il faut corriger la caractéristique de temps de transit d'un câble de transmission, un grand nombre des circuits correcteurs décrits peuvent être montés en cascade. Les circuits sont alors réglés séparément en ce qui concerne la grandeur et l'emplacement dans la bande de fréquences du temps de transit additi-'40 onnel jusqu' à ce que le temps de transit résultant pour le câble SAD ORIGINAL , 69 22305 n 2012176 de transmission et les circuits correcteurs soit constant dans toute la gamme de fréquences considérée. Si les conditions de phase et d'amplitude indiquées sur la fig. 2 ne sont pas satisfaites, il en résultera des variations d1am-5 plitude indésirables de la tension de sortie. Ce fait est illustré sur la fig. 8 figure dont la partie supérieure de la fig. 8a concerne le cas d'un petit déphasage û 20 Certaines causes des erreurs illustrées sur la fig. 8 dans le cas d'emploi d'un circuit de correction selon la fig. 5, et les dispositions permettant d'éliminer ces erreurs, seront exposées à l'aide des fig. 9 à 12. - lors d'une inversion dans le transistor Tg, si la capacité 25 base-collecteur C^g &u transistor B2 (fig. 9) n'est pas négligeable, elle influencera la phase du courant inversé et provoquera donc une relation de phase mutuelle erronnée entre les deux courants- qui sont additionnés. Selon la fig. 9? ce fait peut être compensé à l'aide d'une résistance variable insérée dans la ligne 30 d'entrée du transistor Tg. la compensation de l'erreur est basée sur le fait que la base présente également une certaine capacité Cbj 53r rapport à la masse. On peut montrer que, pour chaque valeur de Col32 et de C^, on peut trouver pour la résistance r, une valeur qui provoque uti déphasage tel que le courant dans le tran-35 sistor Tg soit exactement en opposition de phase avec la tension d'entrée, l'erreur de phase qui est provoquée par la capacité base-collecteur C^g est indépendante de Q, de sorte que la compensation sera correcte pout toutes les valeurs de Q. En particulier, en cas d'emploi d'un élément d'impédance régla-40-ble, tel qu'un transistor à effet-de champ, comme résistance Rq 69 22305 12 2012176 dans le circuit oscillateur, mais également dans le cas d'emploi de résistances usuelles, la résistance Rq aura une capacité en parallèle non négligeable qui peut provoquer une erreur de phase mutuelle entre les courants additionnés. Ce fait est illustré sur 5 la fig. 10 sur laquelle la capacité parallèle de la résistance Rq est indiquée par Cq. Sur la fig. 10, cette erreur de phase est compensée par le fait que la capacité Cq de la résistance Rq est compensée dans un pont électrique symétrique dont le.point médian est mis â la masse. Ce pont est formé par le fait que la self-10 inductance du circuit d% résonance est subdivisée en deux self-inductances partielles L1 et Lw dont le noeud est mis à la masse pour les tensions de signal, alors qu'en outre un condensateur réglable Cq est inséré entre l'extrémité du circuit de résonance qui n'est pas reliée à la résistance Rq et le point d'addition P 15 à l'entrée de l'amplificateur 1?, La capacité variable Cq' est réglée de façon ^qu'elle soit égale à la capacité Cq de'la résistance du circuit de résonance, de sorte que celle-ci fournira au point d'addition un courant dont l'intensité est égale à celle du courant qui traverse la capacité parallèle de la résistance Rq 20 mais dont le sens opposé à celui de ce dernier. L'erreur de phase provoquée par Cq est tributaire de Rq, c'est-à-dire du Q du circuit de résonance j mais le courant de compensation qui traverse le condensateur Cq' varie de la même manière avec Q, de sorte que la compensation est valable pour toutes les valeurs de Q. 25 La fig* 10 représente également la manière dont la capacité C du circuit de résonance peut être formée par deux diodes varicap réglables C^ Cg, de sorte que la fréquence de résonance du circuit peut être réglée par voie électronique à l'aide d'une tension de réglage appliquée aux diodes varicap» Une erreur d'ampli-30 tude du genre représenté sur la fig. 8 (b) peut dépendre du fait que le rapport des résistances R et R/2 n'est pas exactement égal au rapport donné ou du fait que les coefficients d'amplification de courant des deux transistors et Tg ne sont pas identiques. Une telle erreur d'amplitude est indépendante de Q et est con-35 pensée, selon la fig. 11, par le fait que la résistance d'émetteur du transistor T1 est rendue réglable » Gomme le montre par exemple la fig. 11, la résistance d'émetteur peut être subdivisée en une résistance fixe R' et une résistance variable R", cette dernière étant réglée à une valeur telle*que le courant qui, à la résonan-40 cef traverse la résistance R™ vers le point d'addition soit exac- V BAD ORIGINAL 69 22305 13 2012176 tement égal au double du courant qui est conduit vers le point d'addition par l'intermédiaire du transistor inverseur Il est évidemment possible aussi de rendre réglable la résistance d'émetteur du transistor Tg. Comme il a été mentionné, l'erreur d'am-5 plitude en cause est indépendante de Q et la compensation sera valable pour toutes les valeurs de Q. Une autre erreur d'amplitude est provoquée par des pertes dans le circuit de résonance. Cet erreur d'amplitude dépendra de Q, car la tension aux bornes du circuit de résonance varie avec Q. 10 Sur la fig. 12, cette erreur est compensée par l'addition d'une seconde branche comportant un transistor Tg et une résistance rg, cette branche étant montée en parallèle avec la résistance Rq du circuit de résonance. La valeur de la résistance r est réglée de S façon que l'intensité du courant qui la traverse vers le point 15 d'addition soit égale à l'intensité du courant de perte dans la résistance de pertes du circuit de résonance. Etant donné que la t3nsion aux bornes du circuit de résonance varie avec Q, le courant de compensation qui traverse la résistance r variera égale- S ment avec Q et la compensation sera correcte pour toutes les va-20 leurs de Q. Comme il a été mentionné, le circuit correcteur décrit est conçu en premier lieu pour l'emploi dans les émetteurs de télévision, mais, en principe, il peut également être utilisé dans les récepteurs de télévision. 25 La fig. 13 (a) montre comment une tension en dents de scie représentant le signal vidéo (premier signal) dans un système de télévision en couleurs et une onde porteuse auxiliaire de couleur fp (second signal) superposée au signal vidéo modulent une onde porteuse fg. Cette onde porteuse fg peut être une fréquence moyen-30 ne ou une fréquence ultra élevée. Les limites de modulation Uv et ïï sont choisies égales l'une au niveau blanc et l'autre au ni-veau noir. Lorsque le signal représenté sur la fig. 13 (a) est lancé, par l'intermédiaire d'un canal de transmission, dans un émetteur de 35 télévision et que l'on examine la phase relative de l'onde porteuse auxiliaire de couleur pour divers niveaux de modulation, par exemple l'amplitude de l'onde porteuse, on obtient par exemple une courbe telle que représentée- sur la fig. 13 (b). La déviation de phase û 9 de l'onde porteuse auxiliaire de couleur par rap-oort à 40 une phase de référence, est appelée erreur de phase différentielle. 69 22305 14 2012176 Dans le présent cas, cette phase de référence est égale à la position de phase obtenue à la plus basse amplitude de l'onde porteuse correspondant au niveau blanc. Il est évident que, dans l'exemple considérée, le déphasage est insignifiant jusqu'à environ la 5 moitié de l'amplitude maximale, mais augmente ensuite fortement. Lorsqu'on mesure le temps de transit 'Xt en fonction de la pulsation ti3 dans ,1e cas illustré sur la fig. 13 (b), cela peut donner par exemple les courbes tracées à gauche sur la fig. 14. Ces courbes portent les chiffrés de référence 1 à 7 et sont considé-4=0 rées comme étant mesurées à des niveaux d'amplitude correspondante qui sur la fig. 13 (b), portent les mêmes chiffres de référence. D'après définition, ■■ ™ 15 expression dans laquelle « Lorsqu'on tient uniquement compte du déphasage par rapport à la phase de référence, c'est-à-dire la phase correspondant à l'amplitude du niveau blanc, l'équation (VI) peut s'écrire, après in-20 tégration, sous la forme: te2 ' A toi expression dans laquelle 69 est l'erreur de phase différentielle et A"t l'écart en temps de transit par rapport au temps de transit 25 correspondant au niveau blanc. D'après 1'équation (VII), l'erreur de phase différentielle est représentée sur la fig. 14 pour chaque amplitude du signal vidéo par la surface insérée entre la courbe de temps de transit proprement dite et l'horizontale XQ dans le diagramme de fréquences. 30 L'erreur de phase A 69 22305 15 2012176 fois, d'après ce qui précède l'erreur de phase différentielle varie avec l'amplitude dû signal vidéo, et la correction doit donc varier de la même manière avec cette amplitude. En termes mathématiques, cela peut s'exprimer en disant que l'équation doit être satisfaite pour toutes les valeurs de TJ, U étant l'amplitude de l'onde porteuse alors que A grale mentionnée respectivement pour la ligne de transmission et 10 le circuit correcteur dans la bande de fréquences considérée. Si l'on tient uniquement compte de l'erreur de phase différentielle, la condition selon l'équation (VIII) est suffisante. Selon l'invention, l'erreur de-phase différentiel» ne peut cependant être corrigée par l'entretien d'un temps de transit constant dans la 15 bande de fréquences considérée et d'une amplitude constante du signal de sortie pour un signal d'entrée donné. La correction s'effectue à l'aide d'un circuit "passe-tout" actif, réglable entre certaines limites et qui peut être d'un gsnre approprié tel que représenté sur les fig. 1 à 12. Par circuit 20 "passe-tout", oii entend alors un circuit qui, dans une gamme de fréquences déterminée, provoque une certaine augmentation du temps de transit mais qui assure la même amplification à toutes les fréquences. Le circuit principal conforme à l'invention pour la correction 25 de l'erreur de phase différentielle est représenté sur la fig. 15° La correction est supposée concerner la correction d'erreur de phase dans un émetteur de télévision, et au moins un dispositif correcteur tel que représenté sur la fig. 15 est alors relié à la partie moyenne fréquence de l'émetteur de télévision. Le signal 30 d'entrés ïï^n est formé par l'onde porteuse moyenne fréquence avec le vidéo signal et avec une onde porteuse auxiliaire de couleur superposée, signal qui, d'après la fig„ 15, est appliqué d'une part à un circuit correcteur de temps de transit actif K"C, qui sera décrit plus en détail ci-après, et d'autre part à un démodu-35 lateur D. Le démodulateur D fournit une tension de sortie qui varie au rythme du signal vidéo et qui est transmise à un dispositif A qui engendre une tension de réglage appropriée ïï à partir du signal vidéo pour le circuit correcteur E X . Le signal corrigé ïï est prélevé du circuit correcteur E X . 40 La courbe de temps de transit pour le circuit correcteur est 5 A «P (u) + A(pkorr (ïï) = o (VIII) 69 22305 16 2012176 représentée sur la fig. 14- où elle est indiquée par '^]£orr' ^a courbe de temps de transit est modifiée en fonction du signal vidéo d'une manière telle que la partie de la courbe qui tombe à l'intérieur de la gamme de fréquences considérée w1-ùj2 5 soit égale, pour chaque valeur de l'amplitude du signal vidéo, à l'erreur de phase correspondant à l'amplitude en cause. Dans le présent cas., il est supposé que le réglage du circuit correcteur est réalisé par un déplacement dans un sens ou dans l'autre de la fréquence de résonance WQ du circuit correctëur. Lors d'une am-10 plitude croissante du ^signal vidéo, diminue donc et lors d'une amplitude décroissante, augmente» La forme de la courbe de correction ^j^rr es^ en oirfcre supposé' être telle que, pour chaque réglage du circuit, cette courbe est complémentaire de la courbe X. de la ligne de transmission. De ce fait, le temps de transit • 15 résultant sera constant dans toute la gamme de fréquences — pour -toutes ^.es amplitudes du signal vidéo. La fig. 16 représente une forme de réalisation appropriée du circuit correcteur de temps.de transit SX, Le circuit est constitué par un premier transistor qui fait office dé conver-20 tisseur d'impédance ou de générateur de courant et par un second /transistor Tp qui fait office à5étage de fréquence, le premier transistor est mis â la masse par sa base tandis que son émetteur .est relié', par une résistance H/2, à une .borne d'entrée à laquelle est appliqué' le signal d'entrée combiné ïïh circuit 25 de résonance en parallèle C.|, Ogp L, Rq est inséré dans le circuit de collecteur du transistor . Les deux diodes varicap et Cg sont commandées par la tension de réglage commune Uc BAD ORIGINAL 69 22305 17 2012176 sont réglée à l'aide des résistances , Rg ^3 ^4» ^5 sont des condensateurs de couplage. Le circuit fonctionne de la manière suivante: Le transistor T1 lance dans le circuit de résonance un courant 5 Ix : x U. U. II - R/2 + re1 ~ 2 "TT expression dans laquelle r ^ est la résistance d'émetteur du transistor T.|. Une partie 1^ de ce courant est conduit par l'in-10 termédiaire de la résistance JRq à l'entrée de l'amplificateur F; ce courant I1 est donné par la relation 2 U-!r, 1 ïï = - in 1 " R ' 1 + ^ RQ («°- 15 dans laquelle C = C1 + C2. Le transistor Tg lance vers l'entrée de l'amplificateur un courant Igî T cm _ "in 2 "*^2. 20 expression dans laquelle re2 est la résistance d'émetteur du transistor t2. La somme des courants 1^ + I2 traverse la résistance de couplage R de l'amplificateur et engendre une tension de sortie 1 - j Rq (wC - Xr) - 25 uut = ad, + i2) = nln âS 1 + j Rq (WC s'écrire/ qui peul/JQtf&JS&e sous la forme 'ut 1 " * & in 30 «n: 1tJç expression dans laquelle (ix) ÔJS" IX) En Q = 35 O = Jsu 65. = yiTc" .0 ~ f/5 De l'équation IX il résulte que l'amplification U^A^n est toujours égale à 1 pour toutes les fréquences, tandis que la phase varie de + ït à -1C lorsque ^ varie de 0 à 00. 40 La fonction du circuit est illustrée par un diagramme vectoriel 69 22305 18 2012176 sur la fig. 17. En ce qui concerne la grandeur et la phase, 1^ représente la tension aux bornes du circuit de résonance en parallèle dans lequel est lancé un courant Ij = 2U^n/k. Toutefois, conformément à l'équation (VII), le courant sera indépendant de 5 la valeur de Rq. lorsque varie de 0 à «°, le vecteur 1^ varie en grandeur et en orientation de façon à décrire un cercle, comme il est représenté sur la fig. 17. Lorsque Co est égal à 0, la phase de 1^ se trouve près de + TC/2 et pour U) = °° , elle se trouve près de - K /2. la phase du courant I1 étant utilisé comme phase 10 de référence. A la résonance c'est-à-dire que tout le courant I1 se dirige à travers Rq vers l'amplificateur couplé à réaction. 15 D'après ce qui précède, le courant qui est combiné avec le courant provenant du circuit de résonance est égal à la demi-va-leur maximale du premier courant mentionné et peut être représenté dans le diagramme vectoriel indiqué sur la fig. 17. Il est alors évident que le vecteur 1^ + 1^ qui représente la tension de 20 sortie du circuit débute au centre du cercle mentionné, c'est-à-dire qu'il représente une tension d'amplitude constante mais de phase variable. La phase de la tension de sortie varie de +T( pour W= 0 jusqu'à -Tl pour cj=oo et le temps de transit varie suivant une courbe qui, en principe, coïncide avec la courbe qui est 25 représentée à droite sur la fig. 14-. On peut monter que ^max = . La grandeur de l'augmentation du temps de transit provoquée par le circuit correcteur se règle par une variation de Rq et la po-30 sition de ladite augmentation le long de l'échelle des fréquences s'obtient par une variation de la fréquence de résonance.- Dans le cas considéré, Rq est supposé être réglé, à une valeur appropriée pendant un réglage antérieur, tandis.-que la fréquence de résonance est modifiée en influençant les diodes varicap C1, C2 au rythme 35 de la tension de réglage appliquée U . Le circuit de résonance est formé par un pont électrique équilibré à prise, médiane mise à la terre, et la tension de réglage est appliquée entre le noeud desdits condensateurs identiques , C2 et la prise médiane de la bobine L, bobine qui est mise à la terre pour les tensions de sig-40 nal. Il n'apparaitra donc rien de la tension Uc aux bornes du cir 69 22305 19 2012176 cuit de résonance, et la tension TJc ne contribue donc pas au courant I.j qui est tranaais à l'amplificateur F. La fig. 18 montre la manière de corriger l'erreur de phase différentielle pour une ligne de transmission â caractéristique de 5 bande passante corrigée à l'aide de deux circuits correcteurs du temps de transit du genre décrit. La courbe de temps de transit de la ligne de transmission non corrigée est représentée à la partie inférieure de la fig. 18 et y est indiquée par "TT-j. Des circuits de correction sont indiqués par Kf-j e'fc KTg la cour-10 be de temps de transit pour les circuits-respectifs partkorr1 et ^korr2* caPaci^ d'accord C^, Cg et ', Cg' des circuits correcteurs sont réglés à l'aide de la tension de réglage commune U , le réglage étant tel que,, pour une variation déterminée de TJC, la fréquence d'accord de l'un des circuits augmentera et celle de 15 l'autre diminuera, c'est- à-dire que, selon la valeur de U , les t* fréquences d'accord se rapprocheront ou s8 écarter ont «jsxtesxïït L'erreur de phase peut être modifiée- de plusieurs manières en fonction de l'amplitude et, dans chaque cas particulier, la correction doit être adaptée à la courbe d'erreurs de phase du cir-20 cuit correcteur correspondant. La fig'39 montre comment peut être corrigée une erreur de phase changéede signe. L'erreur de phase de la ligne de transmission non corrigée est supposée varier suivant la courbe tracée en pointillé à gauche sur la fig. 1Ç).-Lorsqu'on suppose que la relation entre la correction de phase due au-25 circuit correcteur et la tension de réglage appliquée est linéaire, il se produira une tension de réglage U qui suit une cour- w be dont la fonction est opposée à celle de la courbe d'erreurs de phase- (la courbe tracée en trait plein sur la fig. 19). La partie de droite de la fig. 19 illustre la manière dont une 30 telle tension de réglage peut être obtenue â l'aide des deux modulateurs. Les démodulateurs auxquels le signal moyenne fréquence commun est appliqué sont indiqués par D., et Dg. Les démodulateurs comportent des éléments -redresseurs montés § polarité opposée, de sorte que le démodulateur fournit une tension positive et le 35 démodulateur Dg une tension négative. Les tensions des démodulateurs sont appliquées, par l'intermédiaire des potentiomètres Pg, à un dispositif additionneur qui est constitué par des résistances d'entrée Rg-j» Rgg urL amplificateur , couplé à réaction à l'aide d'une résistance R. Le démodulateur D^ provoque une ten-40 sion de sortie qui augmente linéairement avec l'amplitude d'entrée 69 22305 20 2012176 à partir de la valeur 05 tandis oiâ© le démodulateur Dg a une valeur de seuil qui doit être dépassée avant que le démodulateur fournisse 1s tension de sorti.-., Dès que la valeur- de seuil est dépassée, le démodula jeur Dg fcvivais; au dispositif additionneur une 5 tension. qui a'.igaente deux fois plus vite que la tension- de . La tension de sortie ïï « qui C» trée, présentera dès lors «îîs foras telle qu'illustrée à gauche sur la figo 19. En principe, un certain nombre de démodulateurs à valeur de seuil différente. et un dispositif additionneur pour 10 additionner les tensions de sortie Ses démodulateurs, permettent de réaliser chaque fonction de tension de réglage non linéaire requise, de sorte que la correction peut être adaptée à chaque courbe d'erreurs de phase mesurée. Au lieu de modifier la fréquence de résonance du circuit correc-15 teur, on peut également modifier la valeur Q. Cela s'effectue en réglant la résistance Hq de la fig„ 16 â l'aide d'un signal de réglage déduit du vidéo-signal* La résistance Rq peut être réalisée par exemple sous forme d'un transistor à effet de champ. Lorsqu'on codifie à la fois la fréquence de résonance du cir-20 cuit correcteur et la valeur- Q, comme dans l'exemple donné, une grande partie de 1'augmentation du temps de transit se trouvera en dehors des limites de eaade progressât dites» Gela dépend du fait que la surface totale au-dessous &e la courbe de temps de transit du circuit -correcteur est ocmstaat-s non et du fait que la par-25 tie principale de la courbe de temps de transit du circuit correcteur doit tomber à l'intérieur des limites de bande de la ligne de transmission, de sorte qu'on ne potirrait provoquer qUe de petites variations insignifiantes dans la phase, L'intention n'est œllessxit limitée a\ix circuits de correction 30 du temps de transit indiqués car^ en principe, tout circuit correcteur réglaMe actif approprié peut être utilisé» Toutefois p il faut que la f-ala-ar § tout somme la fréquence de résonance soient facilement réglables et qu'au moins l'une des grandeurs mentionnées puisse être réglée par voie électronique à 35 une vitesse qui permet le réglage su rjtîi3,e du signal vidéo. La méthode de correction de l'erreur de phase différentielle conforme à l'invention peut être "utilisée non seulement dans les émetteurs de télévision en couleur mais également dans les récepteurs de télévision, par exemple dans les circuits de réception 40 d'un émet tour auxiliaire ou da&s réeopteiars de télévision en ÔAD ORIGINAL 69 22305 21 2012176 couleurs usuels. La méthode de correction peut également être utilisée dans des émetteurs ou des récepteurs pour des images noir et blanc, cas dans lequel, tout comme dans l'exemple décrit, la correction 5 s'effectue au niveau de la fréquence moyenne. 69 22305 22 2012176 REVENDICATIONS 1. Circuit correcteur du temps de transit dont la valeur absolue de la fonction de transmission est pratiquement indépendante de la fréquence, alors que l'angle de phase est tributaire de la 5 fréquence, comprenant une première source de signal couplée à une entrée de signal du circuit correcteur de temps de transit, une seconde source de signal couplée à l'entrée de signal, une réactance couplée à une sortie de la première source de signal et un circuit combiné, couplé auxdites sources de signal et à ladite 10 réactance, et d'une soi^tie duquel se prélève la signal de sortie désiré, pouvant être/î^dfeèlêè^i' phase, caractérisé en ce que la réactance comporte un circuit accordé. * 2. Circuit correcteur du temps de transit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la fréquence de résonance du cir- 15 cuit accordé se trouve en dehors de la gamme de fréquences à transmettre du circuit correcteur du temps de transit. 3. Circuit correcteur du temps de transit selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ia réactance est un circuit en parallèle. 20 4. Circuit collecteur de fréquence selon la revendication.3 caractérisé en ce que la première source de signal est un circuit de source de courant chargé par une résistance. 5. Circuit correcteur du temps de transit selon l'une des re-ventications précédentes, dans lequel le circuit accordé est un 25 circuit parallèle caractérisé en ce que le circuit combiné comporte un amplificateur couplé à contre-réaction dont l'entrée, à basse résistance d'entrée,est relié, par l'intermédiaire de résistances à valeur assez élevée par rapport à la résistance d'entrée de l'amplificateur, aux circuits en parallèle tout comme à 30 la première source de signal. 6. Circuit correcteur du temps de transit selon la revendica— tion 5, dans lequel la première source de signal est un circuit de source de courant chargé par une résistance, caractérisé én ce que ladite résistance est formée par une résistance insérée entre 35 le circuit en parallèle et l'entrée de l'amplificateur couplé à réaction, en série avec la résistance d'entrée de l'amplificateur. 7. Circuit correcteur du temps de transit selon la revendication 4 ou.6, caractérisé en ce que la source de courant est un premier transistor dont le collecteur est.connecté au circuit en 40 parallèle, la base à la masse, et l'émetteur à l'entrée du cir- 69 22305 23 2012176 cuit correcteur du temps de transit. 8. Circuit correcteur du temps de transit selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la seconde source de signal est un second transistor dont la phase est connectée â 5 l'entrée du circuit correcteur de temps de transit, dont l'émetteur est connecté à la masse par l'intermédiaire d '.une résistance, et dont le collecteur est couplé à l'entrée du circuit combiné. 9. Circuit correcteur du temps de transit selon, la revendica-10 tion 8, dans lequel la première source de signal est un premier transistor dont le collecteur est couplé au circuit accordé, réalisé sous forme de circuit parallèle, dont la base est reliée à la masse et dont l'émetteur est relié â l'entrée du circuit correcteur du temps de transit, caractérisé en ce que le premier 15 transistor et le second sont montés en oascode. 10. Circuit correcteur du temps de transit selon la revendication 8, caractérisé en ce que la connexion de la base du.second . transistor à l'entrée du circuit correcteur du temps de transit comporte une résistance réglable. 20 11. Circuit correcteur du temps de trans'it selon l'une des revendications 2 à 10, caractérisé en ce que le circuit parallèle comporte une bobine dont une prise est mise à la masse: et. dont line extrémité est couplée à une entrée du circuit combiné et l'autre extrémité, par l'intermédiaire d'une capacité réglable, égale-25 ment à ladite entrée du circuit combiné. 12. Circuit correcteur du temps de transit selon 15une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la seconde source de signal est un circuit générateur de courant réglable* 13. Circuit correcteur du temps de transit selon l'une des re-30 vendications précédentes, caractérisé en ce qu'un circuit compensateur du courant de perte est inséré entre .une entrée du circuit combiné et le circuit accordé. 14. Circuit correcteur du temps de transit selon 15une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'au moins un élé- 35 ment d'accord du circuit de résonance est tributaire de la tension ou du courant. 15. Circuit correcteur du temps de transit selon la revendication 14, dans lequel l'élément d'accord tributaire de la tension ou du courant comporte une entrée de signal de réglage, caracté- 40 risé en ce que ladite entrée de signal de réglage est reliée par ' " * §AD original 69 22305 24 2012176 l'intermédiaire d'au moins un dispositif détecteur à l'entrée du circuit collecteur de tâmps de transit. 1'6. Circuit correcteur du temps de transit selon la revendication 14 ou" 15» caractérisé en ce qu'il comporte au moins deux cir-5 cuits de résonance, accordés sur des fréquences différentes, munis chacun d'un élément tributaire de la tension ou du courant, et une entrée de signal de réglage, les entrées de signal de réglage étant reliées chacune à une entrée du dispositif détecteur couplé â l'entrée du circuit correcteur du temps de transit, 10 17. Circuit correcteur du temps de transit selon l'une des revendications 15 ou 16, caractérisé en ce que le dispositif détecteur comporte au moins deux circuits de détection de polarité opposée. *• 18. Circuit collecteur du temps de transit selon la revendica-15 tion 15» 16 ou 17, caractérisé en ce que le dispositif de détection comporte jin certain nombre de circuits de détection, à valeur de seuil différente, et qu'une sortie de chacun de ces circuits de détection est reliée à un circuit additionneur.