Brevet FR2012601A1 — publié le 19700320

L'invention relève du secteur de la technique dé?la cômmunication électrique, elle concerne plus particulièrement un dispositif.:^- servant à transmettre dans une bande de fréquences allouée, des impulsions d'information synchrones, rectangulaires, à partir d'une source d'infornîation vers 5 un dispositif utilisant l'inforlation, les impulsions d'infirmation coïncidant avec différentes impulsions d'une série d'impulsions d'horloge équidistantes fournies par un générateur d'impulsions d'horloge, ce dispositif étant muni d'un dispositif de modulatipn par commutation alimenté par un oscillateur générateur dronde porteuse, en vue de la modulation 10 directe d'une oscillation d'onde porteuse rectangulaire par les impulsions d'information synchrones, rectangulaires, le dispositif comportant par ailleurs un filtre de sortie dont la bande passante correspond à la bande de fréquence allouée, la fréquence d'horloge du générateur d'impulsions d'horloge et la fréquence d'onde porteuse de l'oscillateur généra— 15 teur d'onde porteuse étant déduites d'un même générateur CCIÏtral. Bans des dispositifs de transmission de ce genre, on ne transmet généralement pas tout le spectre des impulsions d'inforpation par la voie de transmission située entre la source d'information et le dispositif utilisant cette information ; le spectre transmis est limité à l'aide de 20 circuits filtrants, à unebande de transmission ayant la largeur qui est nécessaire pour la transmission du spectre des impulsions d'information jusqu'à environ la demi-fréquence d'horloge. D'autre part, la caractéristique de transmission totale est, conformément au critère connu de Nyquist, généralement choisie de telle façon que lors du rétablissement des impul-25sion3 d'information, du côté du récepteur, par échantillonnage des signaux détectés, au rythme de la fréquence d'horloge, la différence entre les signaux détectés aux instants d'échantillonnage soit aussi grande que possible. D'autre part, en pratique, la fréquence d'onde porteuse est 30 souvent choisie beaucoup plus élevée que la fréquence d'horloge, par exemple 5 à 10 fois supérieure, pour éviter autant que possible que dans la bande de transmission limitée, apparaissant des produits de modulation indésirables, qui, malgré le choix précité de la caractéristique de transmission totale, se traduisent, du côté du récepteur, par le fait que la 35 différence entre les impulsions d'infor ation rétablies est moins nette. Suivant l'opinion régnant actuellement, (voir Bennett and Davey, "Data transmission", McGraw-Hill, 19^5» page 134 et suivantes) cette apparition de produits de modulation indésirables ne peut tre admise, parce que l'influence de ces produits de modulation dans le cas d'une bande de trans— 40 mission limitée ne plus être supprimée par la suite. Pour contrecarrer, dans le cas d'une bande de transmission relativement large, située à proximité de la fréquence zéro, l'influence des bad ork*. • 69 23358 2 2012601 produits de modulation indésirables» les impulsions d'information peuvent moduler directement une onde porteuse de fréquence élevée, de sorte qu'il ne se forme pratiquement pas de produits de modulation indésirables dans la bande de fréquence nécessaire à la transmission, pour la fréquence d'onde porteuse élevée. Par la suite cette bande de transmission élevée peut être séparée â l'aide d'un filtre passe-haut et être transposée, â l'aide d'un deuxième dispositif de modulation, vers la bande de fréquence allouée, située plus bas. Four cette méthode de modulation il faut toutefois prévoir un deuxième dispositif de modulation qui, d'autre part, si l'on veut avoir une transposition fidèle de la bande de transmission élevé»; séparée, doit être réalisé â l'aide de techniques analogiques. En pratique, pour des fréquences d'onde porteuse plus basses, on utilise habituellement une autre méthode de modulation, le spectre des impulsions d'information étant limité quant â la largeur de bande, avant * la modulation, jusqu'à environ la demi-fréquence d'horloge, â l'aide d'un filtre passe-bas. Cependant si l'on veut un* transmission fidèle des impulsions d'information limitées quant à leur spectre, le dispositif de modulation doit être oonçu à l'aide de techniques analogiques. L'invention a pour but de fournir un dispositif de transmission du type envisagé dans le préambule, de conception nouvelle, dans lequel, tout en conservant une différence optimale entre les impulsions d'informa-tion rétablies du cSté du récepteur, pour des fréquences d*fende porteuse basses, on utilise cependant on dispositif de modulation par commutation entièrement conçu suivant des teohniques digitales, oe dispositif de transmission se prêtant par ailleurs particulièrement bien â une construction entièrement digitale et par conséquent, â une réalisation sous forme de circuit intégré. Le dispositif conforme â l'invention est caractérisé en ce que pour des fréquences d'onde porteuse égales au produit d'un petit nombre entier par la demi-fréquence d'horloge, on prévoit, derrière le dispositif de modulation par commutation, un circuit de correction ayant la forme d'un circuit linéaire qui corrige dans la bande de fréquences allouée, le speotre apparaissant derrière le dispositif de modulation par commut%tion, spectre qui est formé par des produits de modulation indésirables, engendrés dans le dispositif de modulation par commutation. Les mesures conformes à l'invention suppriment non seulement un préjugé qui régnait jusqu'à présent parmi les spécialistes, mais elle offre par ailleurs l'étonnant avantage que des phénomènes indésirables provoqués dans un dispositif de modulation par commutation, non linéaire,, peuvent être supprimés â l'aide d'un circuit linéaire. BAD,ORIGINAL 69 23358 3 2012601 * Le circuit de correction peut être conçu suivant des techniques analogiques,' mais le dispositif de transmission conformé à l'Information devient Particulièrement intéressant si, pour réaliser le circuit de correc- - tion, on utilise un filtre digital, du' genre' de-"celui décrit dans -la demande 5 de Drevet néerlandais ïTo. étant donné que cte ce fait, la caractéristique amplitude-fréquence" et la caractéristique phase-fréquence désirées pour la correction,- peuvent' être réalisées de façon étonnamment simple et avec une grande indépendance-de l'une par rapport à l'autre. - La description qui va suivre» eii' regard au dessin annexé, le tout 10 donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'invention peut-être réalisée. La fig. '1 représente un dispositif de-transmission conforme à l'invention, conçu pour la modulation de phase; les figures 2, 3, 4 et 5 sont des diagrammes illustrant le 15 fonctionnement du dispositif de~la fig. 1 ; la fig. 6 représente une variante" de l'émetteur du dispositif de la fié;. 1 ; -la'fig. 7 et la fi6, 9 présentent des dispositifs émetteurs conformes à l'invention, conçus pour la modulation d'amplitude; 20 la fig. 8 représente des diagrammes illustrant le fonctionnement du dispositif émetteur de la fig. 7; - la fig. 10 représente des diagrammes illustrant le fonctionnement du- dispositif émetteur de la fig. 9; - • ' la fig. 11 représente un dispositif émetteur conforme à l'inven-25 tion, conçu pour la modulation par décalage de fréquence et la fig. 12. représente une- forme de réalisation plus détaillée du dispositif de la fig. 11; * la fig. 13 représente une variante du dispositif émetteur de la fig. 12; 30 la fig. 14 représente des diagrammes "illustrant le fonctionnement du dispositif de la fig. 13; ' • la fig. 15 représente uh dispositif émetteur conforme â l'invention, conçu- pour la modulation différentielle â quatre piiases; la fig. 1ô représente un tableau et un diagramme vectoriel 35 illustrant le fonctionnement du dispositif de la fig; 15; la fig. 17 représente des diagrammes illustrant également le fonctionr.ûirftnt du-dispositif dë la fig. 15. La"fig. 1 représente un dispositif de transmission d'impulsions d'information synchrones, bivalentes, fournies par une source d'information 40 (1) à un dispositif (2,' utilisant cette information, la transmission se bad original 69 23358 4 2012601 faisant dans une bande ae fréquences allouée, par exemple, de 300 à _i300 Hz avec une vitesse de transmission de, par exemple, 1200 Baud. Les impulsions d'information bivalentes fournies par la source d'information (1) coïncident avec différentes impulsions d'une série d'impulsions d'horloge équiciistantes fournies par un générateur d'impulsions d'horloge (3) et sont appliquées â un dispositif de modulation par comuutation (4) remplissant la fonction de modulateur de phase, dans lequel elles modulent directement en phase une oscillation d'onde porteuse rectangulaire provenant d'un oscillateur d'onde porteuse (5)« Dans l'exemple de réalisation envisagé, le générateur d'impulsions d'horloge (3) et l'oscillateur générateur d'onde porteuse (5) sont tous deux constitués par un multivibrateur astable qui est synchronisé par des impulsions provenant d'un générateur central (6) d'impulsions . La fréquence de répétition fQ du générateur central (6) d'impulsions s'élève à, par exemple, 300 Hz, alors que la fréquence d'horloge f^ est de 1200 Hz et la fréquence d'onde porteuse f de, par exemple, 1800 Hz; ces fréquences sont déduites par multiplication de fréquence respectivement par quatre et par six dans des multivibrateurs astables (3) et (5) remplissant la fonction de multiplicateurs de fréquence. L'oscillation d'onde porteuse modulée en phase est appliquée à une ligne de transmission (fa), par l'intermédiaire d'un filtre de sortie (7) ayant une bande passante, importante pour la transmission, de, par exemple, 600 à 3000 Hz. Du côté du récepteur, les signaux entrants par la ligne de transmission (8) sont appliqués, par l'intermédiaire d'un filtre de réception (9), â bande passante de 600 à 3000 Hz et d'un circuit d'égalisation (10) servant à égaliser les caractéristiques d'amplitude et de phase, à un dispositif de détection (11) conçu, par exemple, sous la forme d'un démodulateur de phase synchrone, dans lequel les signaux entrants sont démodulés à l'aide d'une oscillation d'onde porteuse locale, de fréquence f . A la sortie du -0 dispositif de détection (11 ) est connecté, un filtre passe-bas (12) à fréquence limite égale à environ la demi-fréquence d'horloge f-^/2, en vue de séparer les signaux -détectés, à partir desquels"les impulsions d'information primitives sont rétablies par échantillonnage et régénération d'impulsions dans un régénérateur d'impulsions (13) qui est commandé par un train d'impulsions â fréquence d'horloge f^, provenant d'un générateur d'impulsions d'horloge local (14)« Les impulsions d'information régénérées sont transmises au dispositif utilisant l'information (2) en vue d'être traitée. Dans l'exemple de réalisation envisagé, le générateur d'impulsions d'horloge local (14) est synchronisé de façon connue, non représentée, avec la fréquence d'horloge f^ engendrée du côté de l'émetteur, par exemple au moyen d'un signal pilote transmis avec les signaux modulés ou au moyen d'un'signal bad 69 23358 5 2012601 de synchronisation déduit des signaux modulés eux-mêmes. La caractéristique de transmission totale du dispositif de la fig. 1, y compris les circuits filtrants (7)» (9)» (10), (12) du côté de l'émetteur et du côté du récepteur et la ligne de transmission (8), est 5 ajustée suivant le critère connu de ÏTyquist pour le maintient de points zéro équidistants dans la courbe de réponse aux impulsions, pour lequel les circuits filtrants, situés du côté du récepteur, donnent une suppression optimale du "bruit. On obtient ainsi qu'aux instants d'échantillonnage! la différence entre les signaux détectés â la sortie du filtre passe-bas (12) 10 est aussi grande que possible# La fig» 2 roprésente des diagrammes illustrant le fonctionnement du dispositif de la fig. 1. Sur cette figure, le diagramme si représente un train d'impulsions d'information bivalentes à transmettre, â largeur d.'impuis ion nominale 15 égale à la période T de la fréquence d'horloge f^, jb représente un train d'impulsions d'onde porteuse rectangulaires, de largeur D « l/(2f ) qui est modulé en phase par le train d'impulsions d'information a. L'oscillation d'onde porteuse rectangulaire modulée en phase, qui présente, â l'endroit de transitions dans la série d'impulsions d'information £, un saut de phase 20 «st représentée en jç, sur la fig. 2, tandis que le diagramme d représe^tf. l'oscillation d'onde porteuse modulée en phase après filtrage dans le filtre de sortie (7). Du côté du récepteur apparaissent alors après détection synchrone dans le dispositif de détection (11) et après filtrage dans le filtre passe-25 bas (12), les signaux détectés, représentés en £ sur la fig. 2, â partir desquels les impulsions d'information sont rétablies par échantillonnage à l'aide d'un train d'impulsions d'échantillonnage f â fréquence d'horloge f^ pt par régénération d'impulsions, comme le montre le diagramme g sur la fig. 2 (comparer avec a). « 30 Pour la fréquence d'onde porteuse f = 3^/2, ï>asse par rapport à - la fréquence d'horloge f^, on constate que malgré le fait que la caractéristique de transmission totale du dispositif de la fig. 1 satisfasse â la condition de Nyquist précitée, la différence entre les signaux détectés aux instants d'échantillonnage n'est pas optimale, ce qui peut être imputé 35 au fait que pour cette fréquence d'onde porteuse relativement basse, par suite du processus de modulation non linéaire dans le dispositif de modulation par commutation (4)» des produits de modulation indésirables de puissance notable tombent dans la bande passante du filtre de sortie (7) situé du côté de l'émetteur, comme on va l'expliquer en se référant aux diagrammes 40 de la fig. 3. 6AD QRiGii^rw 69 23358 6 2012601 La fig. 3 représente, en ci, l'enveloppe du spectre S(f) d'un train d'impulsions d'information arbitraire, à largeur d'impulsions nominale T - 1 /f^, provenant de la source d'information (1)| cette enveloppe présente comme on le sait, des points zéro qui correspondent au produit 5 d'un nombre entier par la fréquence d'horloge fb. Le diagramme 1), représenté l'enveloppe du spectre qui apparaît lors de la modulation de la fréquence fondamentale f * 3fv/2 des impulsions d'onde porteuse rectangulaires C D fournies par 1'oscillateur d'onde porteuse (5)» par le train d'impulsions d'information arbitraires précité, alors que â l'intérieur de la bande pas-10 santé du filtre de sortie (7)» importante pour la transmission, comprise entre fQ - f^ et fo + V apparaissent non seulement lesesignaux modulés désirés, indiqués par une ligne en trait plein, mais également des produits de modulation indésirables du type f - fQ, formé par modulation de dette fréquence fondamentale fQ par la composante de spectrejf des impulsions 15 d'information dans la bande allant de 2f^ i 4f^, représentés par une ligne en pointillé. Outre la fréquence fondamentale tQ, le troisième karaomique 3fQ de la fréquence fondamental* coopère également I.la formation **• produits de modulation indésirables â l'intérieur de la bande passante d* filtre de sortie (7)f en particulier oe troisième harmonique fournit des pro-20 duits de modulation indésirables du type 3fQ - f ou f - 3fQ, dont les enveloppes sont respectivement représentées dans le spectre représenté en ç_ sur la fig. 3 par une ligne en trait plein et par une ligne en pointillé et qui sont obtenus par modulation du troisième harmonique 3fQ par des composantes de spectre f des impulsions d'information.dans la bande allant de 25 2f^ â 4^1 ou de 5f^ & 7f^i respectivement. De atme, chacun des 4i*ïmoniques impairs de la fréquence fondamentale dans les impulsions d'onde perteuse rectangulaires, joue un double rôle dans la formation des produits de modulation indésirables, de sorte que outre les signaux modulés, désirés, on obtient â l'intérieur de la bande passante du filtre de sortie (7) un signal 30 perturbateur qui est donné par la somme algébrique d'un grand nombre de produits de modulation indésirables et qui, du côté du récepteur," réduit la différence entre les signaux déteotés aux instants d'échantillonnage. L'enveloppe du speotre qui se présente derrière le dispositif de modulation par commutation (4) est représentée en d, sur la fig. 3* Cette figure montre 35 également que le signal perturbateur diminue â mesure que le rapport entre la fréquence d'onde porteuse f et la fréquence d'horloge f, augmente. C D Selon l'invention, on obtient, lorsqu'on utilise le dispositif de modulation par commutation (4) représenté, qui a une structure entièrement digitale et qui, de ce fait, se prête à la réalisation sous forme de circuit 40 intégré, une différence optimale entre les signaux déteotés aux instants \ , aAp ORIGINAL4 , 69 23358 7 2012601 d'échantillonnage, du-fait'-que pour les fréquences d'onde porteuse f égales au produit a'un petit nombre entier par la demi-fréquence d'horloge f^/2, est prévu derrière le dispositif ae modulation par commutation (4), un circuit de correction (13) ayant la forme d'un circuit linéaire, qui 5 corrige, dans la bande de fréquence allouée le spectre qui se présente• derrière le dispositif de modulation par commutation (4)5 spectre qui est déformé par de» produits de modulation indésirables, engendrés" dans le dispositif de modulation par commutation (4)» " A la suite d'essais poussés, la Demanderesse a constaté, que 10 contrairement à ce qui est le cas pour un signal perturbateur quelconque, pour une-fréquence d'onde porteuse éfeale au produit d'un petit nombre entier par la demi-fréquence d'horlogé f-^/2, il existe une relation particulièrement étroite entre les composantes de spectre des signaux modulés, désirés et les composantes dé spectre de la somme algébrique de tous les 15 produits de modulation indésirables. En effet, dans ce cas, chaque composante de spectre de la somme de tous les produits de modulation indésirables coïncide toujours, en ce qui concerne sa fréquence, avec une composante de spectre des signaux modulés désirés, ou, en"d'autres termes, l'apparition des produits de modulation indésirables ne provoque pas 1'apparition de 20 nouvelles-composantes de fréquence â l'intérieur de la bande passante du filtre de sortie (7), tandis qu'en ce qui concerne l'amplitude et la phase, il existe une relation telle, entre les composantes de spectre, qu'aucune composante des signaux modulés désirés n'est supprimée par une composante de même fréquence, de la somme de tous les produits de modulation indésirables 25 ou, autrement dit, aucune composante de fréquence ne se perd, par suite de 1'apparition des produits de modulation indésirables. Il apparaît par ailleurs que la collection de cotrqjosantes de spectre ne subit aucune modification, non seulement an ce qui- concerne les fréquences, mais que, par ailleurs, en ce qui concerne les relations d'amplitude et de phase entre la 30 composante utile et L-- composante indésirable elle est de nature telle que 1 'on peut obtenir une distinction optimale entre les si&tutux démodulés aux iwvit^its d'échantillonnage, avec un circuit de correction simple (15) ayant la forme d'un circuit linéaire. C'est ainsi jue par exemple, pour la forme de réalisation repré-35 sentie sur la fig,.' 1, avec une fréquence d'onde porteuse f = 3f^/2, la- fonction ie transmission O(cj') du circuit ae~ correction (1;?) est une fonction réelle ie la pulsationuuiv-nt l;i formule: G(^) = (-1) . —' . co% (Jt«^2w) (1) que l'on établira par ]a ..aite. 40 On a représenté our la fis. 4, en a_, un exemple de la fonction de 6AD ORiGJNAk 69 23358 8 2012601 transmission F(tfo) du filtre de sortie (7) conclu sous la forme d'é filtre à deux bandes latérales, tandis qu'en ^ la fonction de transmission C (oo ) du circiuit de correction ( 15)> abstraction faite du. facteur (-1), à échelle normalisée, c'est-à-dire avec C(c*?c) =1, est représentée en ce ^ui concerne 5 la partie située l'intérieur de la bande passante c +W^), du filtre de sortie (?)• La fonction de transmission C((P) . F(oj) de la combinaison en série du filtre de sortie (7) et du circuit de correction (15) a alors l'allure représentée en _c sur la fié,. 4» L'utilisation de cette fonction de correction C(o->) se traduit en une configuration oculaire 10 ("eye pattern"J idéale des signaux détectés avec des contours nets, alors qu'aux instants d'échantillonnage, on ne peut distinguer que deux valeurs discrètes nettes. D'autres essais ont montré que l'allure de la fonction de transmission C (go) nécessaire à la correction est tout à fait indépendante de 15 la largeur de bande et de la forme de la fonction de transmission F(t*>) du filtre de sortie (7) et est la même, par exemple, pour un filtre de sortie (7) du type à bande latérale résiduelle ou du type à bande latérale unique que pour le filtre du type â deux bandes latérales. On a même constaté que la correction pour des filtres â "hande latérale résiduelle et â bande 20 latérale unique a un effet beaucoup plus grand, du fait que dans ces cas, les produits de modulation indésirables exercent une influence perturbatrice beaucoup plus forte, sur la différence entre les signaux détectés aux instants d'échantillonnage, que pour .des filtres à deux bandes latérale^. On a représenté, à titre d'exemple, sur la fig. 4, en a, par des lignes en 25 pointillé, les fonctions de transmission F'(oo) et F"(co) qui correspondent à un filtre de sortie (7) pour la transmission avec bande'latérale résiduel^ de la bande latérale inférieure ou de" la .bartde latérale supérieure des signaux modulés, tandis qu'en _c, sont représentées-également par des traits en pointillé, les fonctions de transmission correspondantes C(cJ) .F' (cj) r 30 ou G (o^ ) ,. F" ( On va maintenant établir la fonction de correction C(c>j) en se référant à la fig. 5> pour l'exemple de réalisation' envisagé, avec fréquence d'onde porteuse f = if,/2. Sur la fi&. 5j a repréaente une seule G D , mmm' 35 impulsion d'information de la source d'information (l), qui apparaît â 1 'instant t = 0, et qui a une largeur T ■= 1 /f^ et une hauteur h, le spectre de cette impulsion d'information S(c*j) étant - donné par la relation: S(CO) = 2b.. Sin (2) formule qui représente également, comme on-le sait, l'enveloppe du spectre 40 d'un train d'impulsions d'information arbitraire à largeur T (voir a sur la . iSAD ORiGJNÂÎ* ' 69 23358 9 2012601 fig. 3). Sur la fig. 5» en Ta,, est représentée une partie de l'oscillation d'onde porteuse modulée correspondant â l'impulsion d'information représentée en a, â la sortie du dispositif de modulation par commutation (4)» 5 partie qui est constituée par un train d'impulsions d'onde porteuse de largeur D = 1 /(2f ) et de hauteur h et ce, par des impulsions d'onde porteuse de polarité positive aux instants t = - 3), t * +B et une impulsion d'onde porteuse de polarité négative à 1'instant t = 0. Le spectre P (uj) d'une telle impulsion d'onde porteuse qui apparaît â un instant t= 0 est 10 donné par la relation suivante: P(ca>) = 2h. SlnJ (3) tandis que le spectre d'une même impulsion qui se produit â un autre instant, quelconque, t « t1, est donné part -j wt. e (4). 15 Pour le train d'impulsions modulé représenté en t>, le spectre X (00 ) est alors donné par la relation: *(uO - (®d^D -1 + e~^D).P(w) (5) ce qui peut également s'écrire sous la formes «t») • •?(») cos ( fc>D/2J 20 ou, en remplaçant P (w) par la valeur donnée en (3): M(w) - 2h. cos (3wD/2). (6)* Cette formule donne également 1'enveloppe du spectre des signaux modulés qui apparaît lors de la modulation de l'oscillation d'onde porteuse rectangulaire par le train d'impulsions d'information arbitraire précité. 25 Les signaux modulés désirés â la sortie du dispositif de modula tion par commutation (4) ont, du moins dans la bande importante pour la transmission, allant de co _ à un spectre symétrique par rapport â la jpulsation d'onde porteuse00 , dont l'enveloppe G ) est C formée par transposition én fréquence du spectre donné en (2) S(00) et le 30 spectre S(-GJ) vers la pulsation d'onde porteuse w, ce qui peut s'écrire: sin | (oJ-co )t/2 j ° = 2h' Cw-cJj J (7) Dans ce cas, pour lequel eo = 3£°->,/2, donc T = 3D, on peut écrire' C D la relation (7) sous la forme: 35 a(*0 = 2h. (8). v c' La fonction de transmission C(t*>) nécessaire pour la correction découle alors du quotient de G (po) et de M (co), ce qui peut s'écrire à l'aide des formules (8) et (6): 40 c(co) = G(^)/M(CO) = (-1). T—7^ . cote(jrw/2Mj (9) ' C 69 23358 10 2012601 en correspondance avec (1). Les considérations précédentes peuvent être étendues saus plus aux cas pour lesquels la pulsation d'onde porteuse to = k(c*> /2), k étant -CD un nombre entier qui, en pratique, n'est généralement pas supérieur â dix. C'est ainsi que, par exemple, au cas où k est un nombre impair, on obtient la relation suivante, pour la fonction de correction C(w) = (-l)(k"1V2 , . ootg (*c~>/2c~>c)- (10) ' C k = 1, 3, 5» • • • tandis que dans le cas où k est un nombre pair, on as C(o>) - j (-l)k/2 . JZZïfi* ' COte (*M/2%Ï OO- |ç - 2,4,6,-. . ° Comme il ressort de (1o) et de ( 11 ), la fonction de correction C (c*>), pour k impair, est une fonction purement réelle et pour k pair, une fonction purement imaginaire, alors que, fait étonnant, C (o-5) présente dans tous les cas comme fonction deCJ, une même allure, représentée en Tj sur la fig. 4, abstraction faite des facteurs -1, ou + j qui représentent un décalage de phase constant, defl'ou de +'K'/2, respectivement, de tout le spectre. Les deux relations (10) et (11) peuvent être combinées comme suit» - Hk"1 • S . oo% (5rco/2%) (12). le * i, 3.. ' c Sans ce $ui précède, on a toujours supposé qu'entre les impulsions d'information et les impulsions d'onde porteuse,il existe une relation de phase fixe, telle que les flancs des impulsions d'information coïncident avec des flancs des impulsions d'onde porteuse. Pour la correction, il n'est pas strictement nécessaire que ce soit justement cette relation de phase qui existe, mais, en l'absence de cette relation de phase, la fonction de correction a généralement une structure plus compliquée. S'il existe par exemple , entre les instants d'apparition des flancs des impulsions d'information et ceux des impulsions d'onde porteuse, toujours un intervalle de temps de longueur d, cornue le montrent les diagrammes c et d sur la fig. 5 ou, en d'autres mots, si les impulsions d'onde porteuse ont subis un décalage de phase 0 «Co d, la fonction de correction est alors donnée par la relation suivante» . _ , j sin(g^/2^e) • ~ jCos - cos {nf-2ô)u>/2ujc)J + j sin((jt-2©) w/2 dans laquelle C (f) est donné en (12). 11 découle de la relation (13) que la fonction de correction Cq(«*j) est alors une fonction complexe de*-3 et est notablement plus compliquée, dans sa structure, que C((*3) suivant la relation (12). C'est pourquoi on donne la préférence, en pratique, au synchronisme parfait entre les impulsions d'information et les impuidions Bffl ORIGINE. 69 23358 11 2012601 d'onde porteuse, auquel cas la fonction de correction C(o^>) est donnée par la relation (12). Dans ce qui précède, la fonction de correction C(oJ> ) est toujours calculée pour un circuit situé directement derrière le dispositif de modu-5 lation par commutation (4)5 circuit ayant la forme d'un circuit linéaire, tandis que dans l'exemple de réalisation suivant la fig. 1, le circuit de correction (15) est situé derrière le filtre de sortie (7) qui est également un circuit linéaire â fonction de transmission F(*aJ ). On sait que dans une cascade de circuits linéaires, une modification de l'ordre de succès— 10 sion des circuits n'a aucune influence sur. la fonction de transmission de la cascade, de sorte que la fonction de correction C.(c*> ) obtenue ci-dessus est également valable pour le circuit de "correction (15-) de la fig. I5 cependant, dans ce cas, seule la partie de la fonction de transmission C(c\>), située à l'intéii9ur de la bande passante du filtre de sortie (7) doit être 15 réalisée (voir b^ sur la fig. 4). Le filtre de sortie (7) et le circuit de correction (15) peuvent être combinés de façon à former un seul circuit linéaire (16) dans lequel le filtrage et la correction se font simultanément et doiit la fonction de transmission H( 3) (voir sur la fig. 4). 20 Les fonctions àe transmission désirées C(t^), F(oo ) ou C(w) . F(v/-0 peuvent être réalisées â l'aide de circuits constitués par des bobines, des condensateurs et des résistances, mais le dispositif de transmission conforme â l'invention a une structure particulièrement intéressante si, pour la réalisation du circuit (16), constitué par le filtre de sortie 25 (7) et le circuit de correction (15), on ûtilise un filtre digital du type décrit dans la demande de brevet néerlandais No. 6514831 . Avec un filtre digital de ce genre on peut non seulement obtenir la caractéristique ampli-tude-fréquence et la caractéristique phase-fréquence requise de façon étonnamment simple et avec une grande indépendance de l'une par rapport â 30 l'autre, mais un filtre de ce genre permet une structure entièrement digitale et par conséquent, une réalisation sous la forme de circuit intégré du dispositif émetteur dà la fig. 1, comme on va l'expliquer en se référant â la fig. 6. Cette figure représente une variante de l'émetteur du dispositif 35 d.e transmission de la fig. 1, les éléments correspondant à ceux de la fig. 1 portant les mêmes références. Le dispositif de modulation par commutation (4) représenté plus en détail est constitué, sur la fig. 6, par deux portes. ET (17)> (18), dont les sorties sont connectées par l'intermédiaire d'une porte OU (19)> au 40 circuit linéaire (16). Les impulsions d'information bivalentes provenant de V- * V bad original 69 23358 12 2012601 la source d'information (1 ) sont appliquées à chacune aes deux portes HT (17), (16) par l'intermédiaire d'une ligne, une de« lignes renfermant un inverseur (20), l'oscillation d'onde porteuse rectangulaire provenant de l'oscillateur générateur d'onde porteuse (5) est également appliquée à tj chacune les deux portes ET (17), (16) par l'intermédiaire d'une ligne pour onde porteuse, une des lignes pour onde porteuse renfermant un inverseur (21). Aussi bien en présence qu'en l'absence d'une impulsion d'information, dans le train d'impulsions â transmettre provenant de la source d'information (1), l'oscillation d'onde porteuse apparaît à la sortie de la porte OU 10 (19)j mais en l'absence d'une impulsion d'information, l'oscillation d'onde porteuse fournie par l'oscillateur d'onde porteuse (5) est directement transmise, par l'intermédiaire de la porte ET (16), à la porte OU (l9)j par contre, en l'absence d'une impulsion d'information cette oscillation d'onde porteuse fournie par l'oscillateur d'onde porteuse (5) n'est transmise 15 qu'après inversion dans l'inverseur (21), c'est-à-dire après avoir subi un déphasage deJt', par l'intermédiaire de la porte ET (17), à la porte OU (19)« Il se produit ainsi aux transitions dans le train d'impulsions d'information, un saut de phase dans l'oscillation d'onde porteuse appliquée au circuit linéaire (16), de sorte que cette oscillation d'onde porteuse est modulée 20 en phase par le train d'impulsions d'information. D'autre part le circuit linéaire (16) est constitué par un filtre digital qui comporte un registre à décalage (22) constitué par des éléments de registre à décalage (23), (24), (25), (26), (27), (26) dont le contenu est décalé avec une période de décalage inférieure à la durée minimale d'une 25 impulsion â transmettre au registre à décalage (22), sous la commande d'un générateur d'impulsions de décalage (29), tandis que la fréquence de décalage du générateur d'impulsions de décalage (2y), ainsi que la fréquence d'onde porteuse f de l'oscillateur générateur d'onde porteuse (5) et la fréquence d'horloge f^ du générateur d'impulsions d'horloge (3) est déduite 30 du générateur d'impulsions central (6). Dans l'exemple de réalisation représenté sur la fig. 6, le générateur d'impulsions de décalage (2y) est également formé par un multivibrateur astable qui est synchronisé par les impulsions"à fréquence de répétition f du générateur d'impulsions central (6) et qui fournit des impulsions de 35 décalage à fréquence f qui est un multiple entier de la fréquence d'onde ■porteuse f et'i qui. est égale, par exemple, à 7200 Hz, de sorte, que la fréquence des impulsions de décalage f est déduite de la fréquence fQ du générateur d'impulsions central, par multiplication de la fréquence par vingt-quatre dans le multivibrateur astable (29) qui remplit la fonction de 40 multiplicateur de fréquence. D'autre part, dans le filtre digital (16), les BAD QR1GVN#. ' 69 23358 'J 2012601 éléments de registre â décalage (23), (24)» (25), (26), (27)., (28), sont connectés par l'intermédiaire de circuits atténuateurs (30), (31), (32), (33)» (34)» (35)f (36) â un dispositif additionneur (37) sur lequel sont prélevés les signaux de sortie du disposi'tif émetteur. Le registre â 5 décalage (22) est constitué, par exemple, par des bascules bistables. A l'aide du filtre digital (16) est alors réalisée la fonction de transmission désirée H(«*>) = C(w) . P(oo) en donnant, pour une période de'décalage déterminée s - 1 /f ,aux coefficients de transmission respec- tifs C_^, C g, C j, CQ, C.j, Cg, des circuits atténuateurs (30), (31-}* 10 (32), (33)» (34)» (35)» (36), les valeurs appropriées. Dans la demande de brevet précitée, on a démontré mathématiquement qu'avec 2N éléments de registre à décalage et avec des circuits d'atténuation qui, partant des extrémités du registre à décalage (22) sont identiques deux à deux, alors que leurs coefficients de transmission C satisfont à la relations P . 15 C = G avec p = 1, 2, ... K, (14) „ F Jr On obtient une fonction de transmission dont la caractéristique emplitude-fréquencëJj''(c*J ) a la forme H K^(o-}) = C 2C cos pcJs (15) ° P=| P 20 et dont la caractéristique phase-fréquence çf (t-J) est rigoureusement linéaire suivant la relations (f (oj) « - Sws (16). La caractéristique amplitude-fréquence forme donc une série de Fourier développée en termes cosinus dont la périodicité-0_est donnée par 25 la relations _n_s . 2jt (17). Si l'on veut réaliser une caractéristique amplitude-fréquence ■V. M, on peut déterminer les coefficients C dans la série de Fourier o p à l'aide de la relations 30 Cp = (t/JL.) J ^(w). cos pu^s. dw (18). La forme de la caractéristique amplitude-fréquence est ainsi entièrement déterminée, mais le comportement périodique de la série de Fourier a pour conséquence que la caractéristique amplitude-fréquence désirée se répète avec une périodicité-H-dans le spectre de fréquences et 35 qu'il se forme ainsi des domaines passants additionnels du filtre digital (16). En pratique, ces domaines passants additionnels ne sont pas gênants, étant donné que si la périodicité-fl. a une valeur sufx'isamment élevée, c "est-à-rdire si la période de décalage _s est suffisamment petite, l'écart en fréquence entre le domaine passant désiré et le premier domaine passant bMU uruuiNAL 69 23358 14 2012601 additionnel suivant est suffisamment grand pour que l'on puisse éliminer les domaines passants additionnels à l'aide d'un filtre de suppression simple (38) situé derrière le dispositif additionneur (37)» sans influencer de façon notable la caractéristique amplitude-fréquence et la caractéristique phase-rfréquence linéaire dans le domaine passant désiré. Le filtre de suppression (38) est par exemple constitué par un filtre passe-bas constitué par un condensateur et une résistance. On élargit notablement le domaine d'utilisation en prélevant sur les éléments du registre â décalage les signaux impulsionnels inversés, qui lorsque les éléments de registre sont constitués par des bascules bistable^, se présentent, en plus des signaux impulsionnels, à 1'endroit de ces bascules bistables. De ce fait, il est possible d'obtenir des coefficients négatifs C de la série de Fourier. D'autre part, on peut de ce fait * réaliser une caractéristique amplitude-fréquence^ (co ) ayant la forât d'une série de Fourier développée en termes sinus pour une caractéristique phase-fréquence linéaire. A cet effet, les circuits atténuateurs sont, partant de nouveau des extrémités du registre â décalage (22), identiques deux â deux, mais le circuit atténuateur central (33) a un coefficient de transmission CQ nul et le circuit atténuateur suivant ce circuit (33)» reçoit le signal impulsionnel inversé, de sorte que dans le cas de 2S éléments de registre â décalage, les coefficients de transmission satisfont à la relation suivante: C_p —Cp avec p = 1, 2, ..., N (19). Pour la fonction de transmission on peut écrire alorsi N (gj) 2 C sin pws (20) P-1 P Ç( (i~>) « -Hws +'3f /2 La caractéristique phase-fr4quence linéaire Çf {y*) suivant la relation (20) présente un décalage de phase de /2 par rapport à Ç( (oj ) suivant la relation (16). Les coefficients C dans la série de Fourier sont alors P déterminés â l'aide de la relation suivante» -A- c = (1^). r tyc osj). sin pojs. d o? (21). o Si l'on choisit judicieusement les coefficients de transmission des circuits atténuateurs on peut réaliser n'importe quelle caractéristique amplitude-fréquence, tout en ayant une caractéristique phase-fréquence linéaire. C'est ainsi que dans l'exemple de réalisation envisagé pour une fonction de correction purement réelle C(c/j) suivant la relation (10), on utilise, lors de la réalisation de la fonction de transmission H(oj) » bad qbiginal . 69 23358 '5 2012601 C( ), aonnée par: u>/o-> 5 = F(oj). -, 77- . oot& i'Ks^/20~>' ) (22) -*"0 I — t'J / i_»J c ' G alors que dans le cas d'une fonction de correction purement imaginaire C(&j), suivant la relation (11), il est nécessaire lors ue la réalisation de H (u-) ), d'utiliser la série de Fourier développée en termes sinus suivant la relation (20) pour cette fonction^* ( oJ) donnée en (22) en 10 vue d'obtenir le décalage de phase constant désiré -deft /2 de tout le spectre ^comparer $ («^ ) suivant (20) avec $ (co) suivant (16)J . Outre des fonctions de transmission avec une caractéristique phase-fréquence linéaire on peut, avec le filtre digital (16),.également réaliser des fonctions de transmission dont la caractéristique phase-15 fréquence n'est pas linéaire. Par exemple, pour une fonction de correction complexe C^(vJ ) suivant la relation (13) qui se produit pour un décalage de phase & de l'oscillation d'onde porteuse, on utilise pour la réalisation de la fonction de transmission Hq (c-o) = Cq(cx->) .F(t~>) les deux séries de Fourier (15) et (20), à savoir la série cosinus (15) pour la partie réelle 20 de Hq(vJ) et la série sinus (20) pour la partie imaginaire Hq(oj), le coefficient de transmission de chaque circuit atténuateur étant formé par la somme algébrique du coefficient de transmission correspondant suivant (18) et du coefficient de transmission correspondant suivant (20). La fonction de transmission du filtre di6ital (1.6) ainsi réalisée a alors 25 la forme: e-^s.He(-) (23) — ÎÎÏGJs ' * + le facteur e étant un retard idéax de valeur îJs des signaux modulés transmis au filtre digital (1&) [Voir (4;~J . Un décalage de phase constant de jC éventuellement nécessaire de 30 tout le spectre, par suite d'un facteur (—1) dans les relations pour la fonction de correction C(oj) peut être réalisé de façon simple en provoquant, une inversion â l'endroit voulu, dans la voie de transmission entre le dispositif de modulation par commutation (4) et le dispositif utilisant l'information (2). 35 Les fonctions de correction ^onnée^ ci—dessus C(co) sont deôuites pour le cas où i'onae porteuse rectangulaire fournie par la sourag. d'information (1) est modulée en phase, cependant elles peuvent également être mises à profit pour le cas où cette onde porteuse est modulée en amplitude par le train d'impulsions d'information,, comme on va maintenant 40 l'expliquer en se référant aux figures 7 et ci. bad OBlGiNAU — 69 23358 1b 2012601 La fife. 7 .représente un dispositif émetteur conforme S. l'invention, conçu pour la modulation a'amplitude, les éléments correspondant à ceux de la fie,'. 6 portant les mêmes réféi*ences. La fig,'.. b illustre d'autre part le fonctionnement du dispositif émetteur de la fig. 7• Le dispositif 5 de modulation par commutation (4) de la fig, 7 diffère de celui ae la fig. 6 en ce que dans ia fig. 7» on utilise un formateur de sociue modulo—2 comme modulateur ae phase. Lorsqu'à l'une des entrées du formateur de . somme modulo-2 (3>) est appliqué le train d'impulsions d'information a, de la fié,", b et à l'autre entrée de ce formateur de somme modulo-2 (39)» 10 l'oscillation d'onde porteuse représentée en _b sur la fig. b, oh obtient â la sortie du formateur ae somme modulo-2 (39)» l'oscillation d'onde porteuse modulée en phase représentée sur la fig. 6 en _c, qui, comme pour le dispositif émetteur de la fig. 6, est transmise au filtre digital (16) dont la caractéristique amplitude-fréquence a, par exemple, l'allure re-15 présentée en _c sur la fig. 4» Si. l'oscillation d'onde porteuse rectangulaire non modulée de l'oscillateur d'onde porteuse (5) est adjointe avec l'amplitude et la phase judicieusej à l'oscillation d'oncle porteuse moaulée en phase c, représentée sur la fig. 6, onobtient l'oscillation d'onde porteuse modulée 20 en amplitude représentée sur la fig. 6 en, d.. Etant donné que lors de la modulation de. l'oscillation d'onde porteuse rectangulaire â l'aide d'un train d'impulsions d'information arbitraire^, ae largeur T, le spectre de l'oscillation d'onde porteuse modulée.en phase représentée en _o sur la fig. 8 et le spectre de l'oscillation d'onde porteuse modulée en amplitude 25 représentée en d. sur la.fig. 8, présentent, abstraction faite de la composante à pulsation d'onde porteuse co , la même enveloppe dans la bande de _ G ' » fréquences importante pour la transmission, la fonction ae .correction C (o-*) a également la même allure pour les deux cas. Dans le dispositif émetteur représenté sur la fig. 7> l'applica-30 tion de l'oscillation d'onde porteuse non moaulée se fait d'abord dans le dispositif additionneur (37) du filtre digital ( 1 fc>); en effet le registre à décalage (^2) ne peut traiter que aes impulsions. Divalentes. L'oscillation d'onde porteuse rectangulaire de 1'oscillateur générateur a'onde porteuse (5) est à cet effet appliquée par l'intermédiaire d'un, circuit à 35 retard (40) permettant d'obtenir la phase correcte et d'un circuit atténuateur (41) permettant d'ootenir l'amplitude correcte, au aispositif additionneur (3'7)> tandis que le filtre ae suppression (jb) évite que des harmoniques de la fréquence d'onae porteuse pénètrent jusqu'à la ligne de G transmission (b). Dans la forme ae réalisation représentée, le circuit â 40 retard (40) est par exemple constitué par des éléments de registre à déca- bad orignal 69 23358 17 201260î lage dont le contenu est également décalé sous la commande du générateur d'impulsions de décalage (29) avec' une période de décalage jb. Le circuit à retard (40) donne, dans l'eiemple de réalisation envisagé, avec un registre â décalage (22) comportant 2F éléments, un retard qui est égal â la 5 différence entre le retard idéal Hs du filtre digital (16) jvoir (23)J et un nombre impair multiplié par la demi-période d'onde porteuse D. Pour des valeurs déterminées de la période de décalage s_ et de la demi-période d'onde porteuse D, le retard du circuit â retard (40) peut être annulé} il suffit de choisir judicieusement le nombre 2N d'éléaents 10 de registre â décalage, de sorte que le circuit à retard (40) peut être supprimé. Pour les valeurs précitées de la fréquence de décalage f » 7200 Hz et de laffréquence d'onde porteuse f - 1600 Ha cet exemple est le cas pour un nombre d'éléaents de registre â décalage dé 23T égal â 20. La fig. 9 représente un dispositif émetteur conforme à l'inven-15 tion conçu également pour la nodulation a'amplitude, a&is pour lequel le dispositif de modulation par commutation (4) est conçu sous la forme d'un» porte ET (42). La fig. 10 représente des diagrammes illustrant le fonctionnement de 6e dispositif. Si l'on applique par exemple à une entrée de la porte ET (42) 20 un train d'impulsions d'information à fréquence d'horloge f^ * 1200 Hz, ayant la forme représentée sur la fig. 10, en a^ et â l'autre entrée, un train d'impulsions d'onde porteuse rectangulaires à fréquence d'onde porteuse f « 2400 Hz, comme indiqué en sur la fig. 10, on obtient à la sortie de la porte ET (42) l'oscillation d'onde porteuse modulée en ampli-25 tude, représentée sur la fig. 10, en es. Comme il découle de la comparaison de cette oscillation d'onde porteuse modulée en amplitude représentée eh _c sur la fig. 10 avec celle donnée en d sur la fig. 8, il ne se produit pas, lors de l'utilisation de la porte ET (42) comme modulateur d'amplitude, d'oscillation d'onde por-30 teuse modulée équilibrée. De ce fait, il se présente, outre les produits de modulation indésirables déjà mentionnés, dans le spectre apparaissant â la sortie de la porte ET (42), des composantes de spectre des impulsions d'information, même â l'intérieur de la bande de fréquences importante pour la transmission, dont il faut tenir compte lors de la détermination 35 de la fonction de correction C(co). L'obtention de cette fonction de correction C(caj) peut se faire de la façon décrite en détail en regard de la fig. 5« Pour la fonction de correction C(i/J) on a, pour tO = k (cM/2), C D par exemple trouvé la relation suivante au cas où k est un nombre pair: C(ui) » (_l)(k+2)/2 # . 2 cos (Jtw/2^) (24) ° 40 k = 2, 4» 6, ... BAD OBiGmAL 69 23358 18 20T2601 L'allure de cette fonction de correction C(«x>), abstraction faite d'un facteur éventuel (-1), est représentée â échelle normalisée par C(Ca£) =1, en d, sur la fig. 10. O *mm ■ De même, lorsque la transmission des impulsions d'information 5 synchrones se fait au moyen de la modulation de fréquence sous la forme de modulation par décalage de fréquence ("frequency shift keying") on peut obtenir une distinction optimale entre les signaux détectés aux instants d'échantillonnage, en appliquant les mesures conformes â l'invention, lorsque les deux fréquences d'onde porteuse f^, f g satisfont ensemble â 10 la relation donnée ci-dessus entre la demi-fréquence d'horloge f^/2 et la fréquence d'onde porteuse fo et d'autre part, si la différence entre les fréquences d'onde porteuse f y fg est égale â lai'fréquence d'horloge f^ ou â un multiple de celle-ci. A cet effet, lors de la transmission d'impulsions d'information .synchrones, â une vitesse de transmission de 1200 Baud, on 15 choisit les fréquences d'onde porteuse f = 1200 Hz et f 0 = 2400-Hz. Le C C c. dispositif émetteur conçu pour la modulation par glissement de fréquence est représenté sur la fig, 11 et les éléments correspondant à ceux de la fig. 1, portent les mêmes références. Le dispositif de modulation par commutation (4) représenté sur 20 la fig. 11 est constitué par deux canaux (43), (44) montés en parallèle, qui sont chacun munis d'un modulateur par commutation (4', 4") conçus sous forme de modulateurs d'amplitude, et alimentés par un oscillateur d'onde porteuse (5*, 5") et par un circuit linéaire (16', 16") connecté derrière le modulateur (4'» 4")î comme dans ce qui précède ce circuit linéaire est 25 constitué par une unité constituée par un filtre de sortie et un circuit de correction. Aux entrées deB deux canaux (43), (44) sont appliquées les impulsions d'information synchrones à transmettre provenant de la source d'information (l), ces impulsions d'information étant appliquées directement dans le canal (43) au modulateur d'amplitude (4') et dans le canal 30 (44)i par 1'intermédiaire d'un inverseur (45)» au modulateur d'amplitude (4"), tandis que les sorties des deux canaux (43), (44) sont connectées â un dispositif additionneur (46) dont la sortie est reliée â la ligne de transmission (8), Suivant la présence ou l'absence d'une impulsion... d'information dans le train d'impulsions à transmettre provenant de la source 35 d'information (1), c'est soit l'oscillation d'onde porteuse fournie par l'oscillateur (5') dont la fréquence est par exemple, f ^ = 1200 Hz qui est appliquée par l'intermédiaire du circuit linéaire (16), soit l'oscillation d'onde porteuse fournie par l'oscillateur (5") ayant uhe fréquence d'oraie porteuse f^ = 2400 Hz qui est appliquée, par 11 intermédiaire du circuit 40 linéaire (16"), au dispositif additionneur (46). bad original 69 23358 19 2012601 Je ce fait, le modulateur par décalage de fréquence (4) est formé par deux canaux de modulation a'amplitude"connectés" en paralxèlë (43)5 (44) qui agissent, en alternance en a'excluant mutuellement, sous la aommande des impulsions d'information fournies par la sourcë d'infoimation (1). 5 D'autre part ces canaux (43)» (^4) peuvent être tous les deux conçus suivant le dispositif émetteur de la "fie,. 7» °u 'suivant "le- dispositif de la fie. 9. Les fonctions de correction C'(co)» C"(uJ) néceëuairës dans les circuits linéaires (16'), (16") dépendent de la forme ae réalisation choisie des modulateurs d'amplitude (41)» ("4") e"t &ont données pour- le dispositif 10 émetteur représenté sur la fig. 11, pour une forme ae'réalisation suivant la fie,. 7, par la relation (12) et pour Une forme de réalisation suivant la fig. 9> par la relation (24), . devant être supposé pour C' (u> ) et C GI CaJ = co o pour G"(caj). Par ailleurs, les retards que subissent les oscilla— C Ce t ions d'onde porteuse modulées, dans les circuits linéaires (*16'), (16") 15 doivent être identiques. - On a représenté, sur la fig. 12, à titre d'exemple, une forme de réalisation plus détaillée du dispositif de la fig. 1 î, dans laquelle les canaux de modulation d'amplitudë (43),'(44) sont conçus suivant la-- fig. 7» avec des portes ET comme modulateurs d'amplitude (4'), (4"). D'autre part, 20 la fie,. 12 montre une simplification pratique qui consiste en ce que les circuits linéaires conçus sous la forme de filtres digitaux (16 ')y (16") ont un générateur d'impulsions de décalage commun (29), ainsi qu'un dispositif additionneur commun (37) qui remplit également la fonction du dispositif additionneur (46) de la fig. 11. 25 L'exemple de réalisation envisagé, pour lequel les deux fréquences d'onde porteuse f^, f g satisfont ensemble à la relation f = k(f^/2) avec k ée,al à un nombre entier, et pour laquelle on a d'autre parts f^ - f ^ = f^, permet une simplification encore plus 6rande, étant donné que dans ces - conditions, il suffit d'un seul circuix linéaire commun (16) pour les deux 30 canaux de modulation d'amplitude (43)» (4^)» comme le montre la variante -de -1'laetteur de la f.'12, représentée"sur la fig. 13. Dans la forme de réalisation suivant la fi6; 13," les oscillations d'onde porteuse aoaulées en amplitude apparaissant i la sortie des modulateurs d'amplitude (4'), (h")> eij.es sont combinées directement par l'inter-35 méaiaire a'une porte OU (V?) e$ ensuite appliquées à un filtre digital (16) cûari.aun aux aeux canaux ae modulation a'aia^xitude ^j), (*t Un va maintenant expliquer, à x'uiae des aia^ramuiës de la ii&. 14» que dans le^ conditions envisagées, lors de la moauiation pur aécalage de fréquence, la correction nécessaire du spectre peut en efx'et êtré réalisée 40 â 1'aiae d'un seul circuit linéaire commun (16). a cet effet," on considère BAD 69 23358 20 2012601 le spectre qui apparaît lors ae l'application a'une impulsion l'information isolée de largeur T = î/f^ au- dispositif de modulation par commutation (4.), sur la fig. 13. Une telle impulsion d'information.représentée en.a_.sur la fi&. 14> se traduit par une oscillation d'onde porteuse modulée ..en fréquen-5 ce ayant la forme x-eprésentée en Ta sur la fie,'. 14* Comme le montre cette fie,'. 14, cette oscillation d'onde porteuse modulée b peut être considérée comme étant la domme d'une oscillation d'onae .porteuse non modulée _c de fréquence f- g et d'une oscillation d'onde porteuse d. modulée par l'impulsion d'information ;a, également avec une fréquence mais avec une ptiase 10 opposée à celle de _c, ainsi qu'une oscillation d'onde porteuse ,e_ modulée par l'impulsion d'information de fréquence f ^. Dans la. bande de fréquences importante pour la transmission, on obtient l'oscillation d'onde porteuse non modulée _c dans une ligne spectrale à W = .t/vJ g, tandis que l'oscillation d'onde porteuse modulée en amplitude d donne un spectre autour de 15 U> = UJC2 1 ,oscilla"fcion d'onde porteuse modulée en amplitude _e un spectre (c^) autour de UJ = CJc| • On peut maintenant démontrer que dans les conditions envisagées, une composante de fréquence spécifique dans le spectre est exactement en phas.e ou en opposition de phase avec la composante de même fréquence dans le spectre Mg( *«->), de sorte que le spectre M («*->) de 20 l'oscillation d'onde porteuse modulée en fréquence Ta est exactement la somme algébrique des spectres (i/J) et Une même considération est valable pour le spectre G(ca^) désiré â la sortie du dispositif de modulation par commutation (4)j tandis que la fonction de correction nécessaire G(c«j) est donnée, comme dans ce qui pi'éclde, par le quotient de G(cj) en de M(oj). 25 C'est-ainsi que pour la forme de réalisation représentée, pour laquelle oJ ^ ^ (c^/2) avec = 2 etco ^ =.^(0-^/2) avec k2 = 4» la fonction de correction C(lo) est donnée par la relation: l/(w- + 1/(C^_W2) C(oo) = jw. tg(jCCo/2ooc1 ) - tS'Uojy2c^2) ^5)- 30. Dans ce qui précède, le fonctionnement du dispositif est illustré â l'aide de différents modes de modulation, et on a constaté que l'allure de la fonction, de correction nécessaire C(c*j) est tout à fait indépendante du type de filtre de sortie, tandis que l'on a également l'avantage remarquable que cette fonction de correction C(Oo) peut être reâlisée de façon simple à 35 l'aide d'un filtre digital, de sorte que l'on peut réaliser une structure entièrement digitale,.ce qui permet la réalisation.de ce dispositif émetteur &ous la forme de circuit intégré. Outre les propriétés particulièrement avantageuses mentionnées ci-desaus, l'invention conduit, pour diverses application^,â une nouvelle 43 structure de dispositifs de transmission, comme on va l'expliquer en regard BAD ORIGINAL 69 23358 21 2012601 de la fig. 15» Le dispositif émetteur représenté sur la fig. 15 est conçu pour la transmission d'impulsions d'information synchrones, avec une vitesse de transmission de 2400 Baud, au moyen de la modulation à quatre phases 5 différentielle^d'une oscillation d'onde porteuse rectangulaire à fréquence d'onde porteuse f = 1800 Hz. A cet.effet, le train d'impulsions d'informa-o tion est appliqué, â partir de la source d'information (1), avec une vitesse de transmission de 2400 Baud, â un convertisseur (48)) qui réalise, d'une part, une séparation du train d'impulsions d'information appliqué, en deux 10 trains d'impulsions d'information se produisant simultanément, ayant chacun la moitié de la vitesse de transmission, c'est-â-dire 1200 Baud, et d'autre part, le code nécessaire pour la modulation â quatre phases différentielle de ces deux trains d'impulsions d'information à demi-vitesse de transmission. Les trains d'impulsions à la sortie du convertisseur (48) sont 15 appliqués simultanément aux modulateurs de phase (49)» (50) constitués par des formateurs de somme modulo-2, l'oscillation d'onde porteuse rectangulaire de 1'oscillateur d'onde porteuse (5) â fréquence d'onde porteuse f * 1800 Hz étant appliquée directement au modulateur de phase (49) e"fc C par l'intermédiaire d'un circuit â retard (51)> introduisant un retard 20 d/2 = l/(4fc), c'est-à-dire correspondant â un déphasage de jjf j2. pour la fréquence d'onde porteuse f , au modulateur de phase (50). Les oscillations d'onde porteuse orthogonales modulées en phase â J.a sortie des modulateurs de phase (49), (50) sont combinées dans J.e dispositif additionneur (37), après filtrage et correction du spectre dans les filtres digitaux (16 *), 25 (16"), jusqu'à former une oscillation d'onde porteuse modulée â quatre phases. Dans la forme de réalisation envisagée du convertisseur (48), le train d'impulsions d'information à fréquence d'horloge f^ « 2400 Hz, est appliqué â une matrice â diodes (52), le train d'impulsions A étant 30 appliqué directement et le train d'impulsions B, par l'intermédiaire d'un circuit â retard (53) introduisant un retard T = fréquence d'hor loge = 2400 Hz est obtenue en doublant la fréquence des impulsions d'horloge à fréquence f^/2 = 1200 Hz du générateur d'impulsions d'horloge (3), dans un doubleur de fréquence (31). A la matrice â diodes (52) sont 35 également appliqués les trains d'impulsions d'information apparaissant à la sortie du convertisseur (48)» c'est-à-dire les trains d'impulsions X et Y. Les trains formés par des impulsions de largeur T â la sortie de la matrice à diode (52), c'est-â-dire les trains d'impulsions C et D, sont appliqués â des portes ET (54)» (55) auxquelles sont également appliqués 40 les trains d'impulsions d'horloge fournis par le générateur d'impulsions 69 23358 22 2012601 d'horloge (3) â demi-fréquence d'horloge f^/2. A la sortie des portes ET (54), (55) sont connectés des bascules bistables (56), (57) en vue d-e fornav les trains d'impulsions X et T renfermant les impulsions de largeur 2T. Pour faire en sortâ.que les quatre paires possibles d'impulsions d'informa- l 5 tion successives ("dibits") dans le train provenant de la source d'information (1), c'est-â-dire les quatre combinaisons possibles d'impulsions d'information se produisant simultanément dans les trains d'impulsion. A et B, provoquent â la sortie du dispositif émetteur, des sauts de phase^^f, de l'oscillation d'onde porteuse, qui sont un nombre entier multiplié par 10 JC/2 pour la fréquence d'onde porteuse f , il doit exister entre la com- ' C binaison des trains d'impulsions A et B à la sortie de la matrice â diode (52) et la combinaison des trains d'impulsions X et ï à la sortie du convertisseur (48)» la relation donnée dans le tableau de la fig. 16. Le tableau de la fig. 16 montre comment, pour une combinaison 15 donnée X^, T et application d'une combinaison A,B, la combinaison future Xn+1, Yn+,j doit être pour obtenir le saut de phase A correspondant â cette combinaison A,B. L'obtention d'une telle relation peut, comme on le sait, se faire â l'aide d'une matrice â diodes. Dans le diagramme vectoriel de la fig. 16 sont représentées les quatre phases possibles de l'oscilla-20 tion d'onde porteuse â fréquence f â la soetie du dispositif émetteur, ainsi que la combinaison correspondante X,Y. Il ressort de ce diagramme vectoriel que, par exemple, l'application d'une combinaison A,B = 10, qui suppose un saut de phase& $ = 3JT/2, pour une combinaison donné Xn»Yn ■ 10, doit résulter dans la combinaison future » 00 en correspon- 25 dance avec le tableau. Les fonctions de correction C ' (o->) et C" ( w) nécessaires dans les filtres digitaux (16 ' ) et (16"X ressortent alors de la relation (12) et de la relation (13) pour k = 3, alors que pour C"(co) le facteur j, c'est-â-dire le décalage de phase de3T'/2 de tout le spectre, n'est alors pas 30 réalisé étant donné que si'l en était ainsi larrelation orthogonale de l'oscillation d'onde porteuse godulêe en phase serai't• supprimée antérieurement â l'addition dans le dispositif additionneur (37)• D'autre part, dans l'exemple de réalisation envisagé la fonction de filtre F(oj) est choisie telle que lorsqu'on applique laadémodulation différentielle, au côté du 35 récepteur, il ne se produit pratiquement pas d'influence mutuelle des impulsions d'information rétablies ("intersymbol interference") pour chacuim. des deux oscillations d'onde porteuse modulées en phase orthogonales. A cet effet, dans ce cas, l'enveloppe de chacun des deux spectres orthogonaux â la sortie du dispositif émetteur, a 1'allure représentée en _a sur la fig. 40 17 ("raised-cosine spectrum"). De la façon déjà décrite en détail ci-dessus, 69 23358 23 2012601 il s'ensuit alors ^ue la fonction de transmission = C'.(caj)'", Jj'(laj) du filtre digital -(1 6 1 ) et la fonction de transmission H"^1-^) = . F(tO) du filtre aigital (16") sont donnée» par les relations suivantes: H'M = (t>a/^c).cotg(îï ) = cott;(3to>/4Co ).H'(u>) (26) dans lesquelles uj^-o^/2 coo-^ + c>J^/2. La variation de a.' (oj) et de H"(oo), abstraction faite d'an facteur (—1), est représentée â .échelle normalisée, c'est-â-dire avec ) = H"(co ) =-1, pour -la 6ararâe- c g ^0^,-00^/2 ^ Le dispositif émetteur rêpi'ésenté sur la fig. 15 peut'également être utilisé pour réaliser la modulation orthogonale de façon entièrement digitale; à cet effet, le convertisseur (4&) sans la matrice à diode (52), est modifié de façon que les trains d'impulsions-A et B soient appliqués directement aux portes FÎT (54)» (55). ) bad origine- ; 69 23358 24 2012601 REVarSICATICHS: 1 » Dispositif servant ?. transaettre, dans une b.y.nde ne fréquences allouée, des impulsions d1 infor-nation synchrones", rectangulaires, â partir d'une source d'information vers un dispositif utilisant l'information, les ^ impulsions .l'infor:n_-,tion coïncidant avec différentes impulsions d'une série d'impulsions d'horloge équidistantes fournies par un générateur d'impulsions d'horloge, ce dispositif étant muni d'un dispositif de modulation par commutation alimenté par un oscillateur générateur d'onde porteuse, en vue de la modulation directe d'une oscillation d'onde porteuse rectangulaire ■j g par les impulsions d'information synchrones, rectangulaires, le dispositif comportant par ailleurs un filtre de sortie dont la bande passante correspond à la bande de fréquences allouée, la fréquence d'horloge du générateur d'impulsions d'horloge et la fréquence d'onde porteuse de l'oscillateur générateur d'onde porteuse étant déduites d'un même générateur central, ce dispositif étant caractérisé en ce que pour des fréquences d'onde porteuse égales au produit d'un petit nombre entier par la demi-fréquence d'horloge, on prévoit, derrière le dispositif de modulation par commutation, un circuit de correction ayant la forme d'un circuit linéaire qui corrige dans la bande de fréquences allouée, le spectre apparaissant 2o derrière le dispositif de modulation par commutation, spectre qui est formé par des produits de modulation indésirables, engendrés dans le dispositif de modulation par commutation . 2. Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le filtre de sortie et le circuit de correction sont combinés de façon à 25 former un seul circuit linéaire qui est constitué par un filtre digital comportant un registre à décalage constitué par des éléments de registre à décalage dont le contenu est décalé avec une période de décalage inférieure à la durée minimale d'une impulsion â appliquer au registre" â décalage, sous la commande d'un générateur d'impulsions de décalage, tandis que la 30 fréquence de décalage du générateur d'impulsions de décalage est déduite du générateur central dont sont également déduites la fréquence d'horloge du générateur d'impulsions d'horlo6e et la fréquence d'onde porteuse de l'oscillateur générateur d'onde porteuse. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que lés 35 extrémités des éléments de registre à aécalage sont reliées par l'intermédiaire de circuits atténuateurs à un dispositif additionneur connecté â la voie de' transmission, 4. Dispositif selon une des revendications 1 à 3> caractérisé en ce que, pour obtenir une l'onction de transmission simple du circuit de corree- 40 tion, la relation de phase entre les impulsions d'information synchrones ~ 1 BAD original f ^ 69 23358 25 2012601 rectangulaires et l'oscillation d'onde porteuse rectangulaire est ajustée de façon que les flancs des impulsions d'information rectangulaires coïncident avec des flancs de l'oscillation d'onde porteuse rectangulaire. 5. Dispositif suivant une des revendications 1 â 3» caractérisé en 5 ce que pour l'obtention d'une fonction de transmission simple du circuit de correction, la relation de phase entre les impulsions d'information synchrones rectangulaires et l'oscillation d'onde porteuse rectangulaire est ajustée de façon que les flancs des impulsions d'information rectangulaires coïncident avec des lignes médianes de flancs se succédant directe-•jq ment, de l'oscillation d'onde porteuse rectangulaire. 6, Dispositif suivant la revendication 3» 4 ou 5> caractérisé en ce que les circuits atténuateurs, sont identiques deux à deux, en partant des extrémités du registre â décalage. 7» Dispositif suivant une des revendications précédentes, caracté- ■J5 risé en ce que le dispositif de modulation par commutation est conçu sous la forme de modulateur de phase, digital et la fonction de transmission C ( ) du circuit de correction, en fonction de la pulsation pour des impulsions d'information de largeur T = 2est ajustée suivant la relation: 20 avec C(CA») - (-j)k_1. . cotg(Jtrco/2 i*) ' O " k(^b/2) et k = 1, 2, 3» • • « to étant la pulsation d'horloge et la pulsation d'onde porteuse. D O 25 8. Dispositif suivant une des revendications précédentes, caractéri sé en ce que le dispositif de modulation par commutation est conçu pour la modulation d'amplitude, sous la forme de modulateur de phase, digital, avec utilisation d'un circuit de correction correspondant à ce modulateur de phase, alors que l'oscillation d'onde porteuse modulée en phase obtenue 30 dans ce modulateur de phase est appliquée à un dispositif additionneur auquel est également transmise l'oscillation d'onde porteuse fournie par l'oscillateur d'onde porteuse. 9. Dispositif suivant une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le dispositif de modulation par comuutation, conçu sous la forme de 35 modulateur d'amplitude est constitué par une porte ET et la fonction de transmission C(t«j) du circuit de correction, en fonction de la pulsations, .. pour des impulsions d'information de largeur T = 23C/oJ^, est ajustée suivant la relation: u»/ CaJ 40 C(t^) = (-l)Ck+2"2. ° . 2 cos (Jrw/2w) ' c BAD ORIGINAL 69 23358 26 2012601 avec cOc = kCw^/2) et le = 2, 4i 6, ... t-**, étant la pulsation d'horloge et UJ la pulsation d'onde porteuse. D C 5 10. Dispositif suivant une des revendications 8 ou 9j caractérisé en ce que le dispositif de modulation par commutation conçu sous la forme de modulateur par décalage de fréquence, digital, est constitué par deux canaux connectés en parallèle qui sont munis chacun d'un modulateur d'amplitude alimenté par un oscillateur d'onde porteuse avec une fréquence 10 d'onde porteuse déduite du générateur central, la source d'information étant connectée, dans un canal, directement et dans 1'autre cana}. â travers un inverseur, au modulateur d'amplitude en question, tandis que dans chaque canal est prévu un circuit de correction correspondant au modulateur d'amplitude et que la sortie de chaque canal est connectée à un dispositif 15 additionneur dont la sortie est reliée â la voie de transmission." 11. Disppeitif suivant une des revendications 1 â 6, caractérisé en ce que le dispositif de modulation par commutation conçu sous la forme de modulateur par décalage de fréquence, digital, est constitué par deux canaux connectés èn parallèle qui sont munis chacun d'un modulateur d'ampli- 20 tude alimenté par un oscillateur d'onde porteuse avec une fréquence d'onde porteuse déduite du générateur oentral, la différence entre les fréquences d'onde porteuse étant égale â un nombre entier multiplié par la fréquence d'horloge; dans ce dispositif de modulation par commutation, la source d'information dans un canal est connectéedirectement et dans l'autre canal 25 à travers un inverseur, au modulateur d'amplitude correspondant, alors que les sorties des deux modulateurs d'amplitude sont reliées â un dispositif additionneur qui est connecté â un circuit de correction commun aux deux canaux. 12. Dispositif suivant une des revendications 1 â 9» caractérisé en 30 ce que le dispositif de modulation par commutation est conçu pour la modulation de deux oscillations d'onde porteuse rectangulaires orthogonales de même fréquence, ce dispositif de modulation par commutation étant constitué par deux modulateurs par commutation alimentés par des oscillations d'onde porteuse orthogonales fournies par l'oscillateur d'onde porteuse commun, 35 alors que le train d'impulsions d'information fourni par la source d'information est appliqué à un convertisseur, en vue de le scinder en deux trains d'impulsions d'information se produisant simultanément, dont les impulsions coïncident avec un train d'impulsions d'horloge à demi-fréquence d'horloge-j chacun des deux trains d'impulsions d'information à la sortie du convertis-40 seur est appliqué â un des modulateurs par commutation tandis que chacun de BAD ORIGNAL 69 23358 ces modulateurs par commutation est suivi a'un circuit ae cox'recti'on correspondant à ce Modulateur pur commutation, les deux circuits de correction 13. Uiitiî* transmission suivant une les rr=vftnaic*vtions précé dentes, car--'ctPi'i.v-é en ce :a 'il est conçu aous la force ae circuit intégré. 2012601 BAD ORIGINAL