Brevet FR2007204A1 — publié le 19700102

Diverses configurations de circuits convertisseurs statiques ont été étudiéeq^our offrir une forme d'onde alternative de sortie, typiquement une onde sinusoïdale, à partir d'une source de courant continu. Certaines de ces oonfigura-5 tions qui sont connues font varier la durée dans le temps de l'application de la source de courant continu à la sortie, en dépendant d'un filtre pour convertir les impulsions de courant continu en l'onde sinusoïdale alternative désirée. D'autres utilisent un signal de réglage d'onde sinusoïdale pour faire 10 varier la conduction des étages amplificateurs linéaires, en vue de développer une sortie d'onde sinusoïdale à partir d'une source de courant continu. Toutefois, toutes ces configurations qui sont connues présentent en elles-mêmes certaines limitations, notamment du point de vue^rendement théorique maxi mal de trans— 15 formation de l'énergie , qui les empêchent de donner entière satisfaction dans le domaine de la transformation de l'énergie par passage du courant continu au courant alternatif. Lorsqu'on utilise des circuits convertisseurs d'énergie du type à montage symétrique, de la classe S, la limitation du rendement maximal 20 théorique restreint l'application de tels systèmes et nécessite des amplificateurs de grande puissance particuliers et des éléments de dissipation de la puissance. L'invention a par conséquent pour buts d'offrir : - un convertisseur statique perfectionné ; 25 - un convertisseur statique perfectionné capable de fonc tionner avec un rendement sensiblement plus fort que le rendement maximal jusqu'à présent possible ; - un convertisseur statique de poids et de dimensions réduits par rapport aux dispositifs analogues déjà connus ; t. un convertisseur statique, qui fonctionne» en soi, avec 30 une interférence électromagnétique réduite par rapport aux dispositifs déjà connus j - Tin convertisseur statique capable de fonctionner sans nécessiter de filtres de sortie . En bref, la présente invention se propose d'offrir un 35 étage de puissance à montage symétrique, de la classe B, modifié par l'utilisation de plusieurs dispositifs de conduction réglables reliés respectivement avec différentes sections de 1'enroulement primaire d'un transformateur de sortie, la conduction des divers 2 69 13512 2007204 dispositifs étant réglée successivement :sous .l'influence d'une forme d'onde de signal d'entrée de manière à diriger le oourant depuis une source de courant continu.à travers différentes sections de l'enroulement primaire du transmormateur pour 5 différentes parties de la forme d'onde d'entrée.. En faisant varier de cette façon l'intensité dans 1*enroulement primaire du transformateur, on fait varier effioaoement le rapport de transformation du transformateur pour les différente dispositifs de conduction réglables, de sorte qu'on peut faire fono-tionner les étages des dispositifs individuels aveo un meilleur rendement et qu'on peut aotionner ainsi l'ensemble du oirouit aveo un plus grand rendement global que oela ne serait possible si le transformateur était oommandé par une seule paire d'amplificateurs à montage symétrique. ^5 Dans une forme de réalisation particulière, selon la présente invention, chaque moitié de l'étage de puissance oomprend trois transistors de puissance, ayant chacun son propre transistor pilote commandé depuis un oscillateur à signaux de oourant alternatif commun, Les étages respectifs des transistors de 2o puissance sont polarisés à différents niveaux de polarisation, de sorte que chacun est actif pour une partie différente de la forme d'onde d'entrée. Les étages respectifs des transistors de puissance règlent le courant fourni par une source de courant continu à l'enroulement primaire d'un transformateur de sortie. 25 L'enroulement primaire est divisé en segments et les différente étages des transistors de puissance sont reliés à ces segmenta respeotifs selon un montage qui dérive tin ou plusieurs des segments, en fonction de celui des étages de puissance qui est conducteur à l'instant donné. Ceci a pour effet de faire varier 20 le rapport de transformation du transformateur de sortie sur une demi-période de; la forme d'onde d'entrée, en permettant un réglage plus efficace du développement de la tension de sortie sur une plus large gamme, par rapport à la tension d'entrée, et en développant un plus grand .rendement par suite de. la possi-25 Milité de faire fonctionner chaque étage de transformation d'énergie sur une gamme seulement limitée de la forme d'onde du signal de réglage d'entrée. En appliquant les techniques de la configuration qui vient d'être décrite, on synthétise la forme d'onde" de; sortie de courant alternatif par étapes, en 3 69 13512 2007204 réponse à l'onde sinusoïdale du signal de réglage d'entrée, chaque étape étant de grande efficacité» Suivant un aspect particulier de la présente invention, on développe une forme d'onde de sortie améliorée en "Utilisant 5 le mode de conduite par appauvrissement des étages respectifs de transformation de l'énergie» le fonctionnement de l'appareil conforme à l'invention par réglage selon le mode d'appauvrissement permet un réglage plus exact de la température des composants des circuits pilotes et maintient également une charge 10 constante réfléchie à l'oscillateur à signaux d'onde sinusoïdale, ce qui lui permet de fournir une forme d'onde de tension non déformée. Suivant un autre aspect de 1' invention ,1a charge appliquée à l'oscillateur est en outre réduite en utilisant une paire 15 de condensateurs reliés entre la sortie des transistors de puissance et l'entrée des transistors pilotes, afin d'exercer une action d'amplification à contre-réaction. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description détaillée qui va suivre, 20 faite en regard des dessins annexés et donnant à titre explicatif, mais nullement limitatif, une forme de réalisation conforme à l'invention,, ». Sur ces dessins : La figure 1 est un schéma simplifié qui a été inclus en vue 25 d'illustrer les principes particuliers de la présente invention. La figure 2 est un schéma de formes/!'ondes respectives correspondant au fonctionnement des circuits conformes à l'invention. Le figure 3 est un schéma illustrant un circuit particulier 30 confoimé à la présente invention» La figure 1, qui est un schéma simplifié donné à des fins d'illustration seulement, montre un convertisseur à montage sy-- métrique 10 comprenant deux étages identiques 12 et 121 e II suffit de décrire un seul des deux étages aux fins de la com-35 préhension0 Comme le montre la figure 1, la partie 12 comprend trois transistors 14t 16 et 18 reliés entre un potentiel de courant continu positif +E et des prises respectives d'un enroulement de transformateur 20. Chacun des transistors 14» 16 et 18 est commandé respectivement depuis le signal d'entrée d'un os-40 cillateur par des interrupteurs 21, 22 et 23 séparés. 69 13512 4 2007204 En se référant maintenant à la figure 2, pour une explication du fonctionnement du circuit de la figure 1, en vue de développer une forme d'onde de courant de sortie donnée t comme 4 de représenté sur la figure 2 (A), la forme d'onde l'oscillateur de réglage commence à zéro et monte positivement# Pendant cette o "période initiale représentée par l'aire hachurée sur le côté gauche de la figure 2 (B) , l'interrupteur 21 peut être considéré comme étant fermé,de sorte quqle transistor 14 est commandé pour fournir un courant croissant à la prise 24 du trans-jq formateur, courant qui circule à travers tous les trois segments , lîg et de la moitié gauche de l'enroulement 20. le rapport . de transformation efficace du transformateur de sortie représente le nombre de spires de l'enroulement primaire qui laissent passer du courant, divisé par le nombre de spires de l'enroulement . _ secondaire. Pendant cette période de fonctionnement, le courant 1 5 I1 passant dans le transistor 14 est donc proportionnel au courant de sortie Ig et inversement proportionnel au rapport de transformation efficace, comme le montre l'équation : Dans l'intervalle de temps suivant, l'interrupteur 21 peut être considéré comme étant ouvert et l'interrupteur 22 est fermé, de sorte que la conduction est- décalée du transistor 14 au tran-25 sistor 16, sous la commande de la forme d'onde de 11oscillateur. Le courant qui circule à travers le transistor 16 est délivré à la prise 26 de l'enroulement du transformateur et circule dans les deux sections et de l'enroulement 20. Etant donné que le rapport de transformation efficace du transformateur 30 diffère à présent du courant qui circule dans l'enroulement primaire, le courant Ig qui traverse le transistor 16 est en relation avec le courant de sortie comme l'indique l'équation suivante : 20 I1 " *8 ITj+Ng-ttJ^ (1) 35 (2) b9 13512 2007204 Par conséquent, le transis fcor 16 fonctionne dans une gamme d'intensités plus haute que ne l'a fait le transistor 14 lorsqu'il était conducteur, ce qui correspond à l'aire hachurée gauche de la figure 2 (C)„ 5 ' Finalement, la conduction est décalée vers le transistor 18 par la fermeture de l'interrupteur 23 et l'ouverture de 11 interrupteur 22 , et il en résulte qu'un courant est dirigé vers la prise 28 de l'enroulement du transformateur pour circuler à travers la section de l'enroulement 20» Le courant 10 circulant dans le transistor 18 est en relation avec le courant de sortie selon l'équation suivante : i3 = Is _Jk_ (3) .1*3 Ns 15 Etant donné que le rapport Tf— est le plus grand rapport 3 du secondaire au primaire developpé par le transformateur pendant le fonctionnement du circuit, le transistor 18 est commandé au 20 plus haut niveau de conduction de courant, et conduit de la manière représentée dans l'aire hachurée-de la figure 2 (B). Après la conduction par le transistor 18, la conduction est décalée successivement aux transistors 16 et 14 comme représenté par les aires hachurées se trouvant sur le côté droit des figures 25 2 (C) et 2(B) jusqu'à ce que la forme d'onde d'entrée revienne au zéro. L'opération se répète ensuite pour la partie droite 12' du circuit 10 (avec l'inversion de foime d'onde correcte) pour la moitié négative de la forme d'onde de l'oscillateur. Par conséquent, la forme d'onde de sortie est développée selon -30 une synthèse échelonnée du courant traversant plusieurs étages de réglage, chaque étage fonctionnant dans une gamme particulière du niveau des signaux de réglage d'entrée pour lequel il est particulièrement polarisé. La figure 3 montre une forme de réalisation particulière 35 du circuit de la présente invention. Dans ce circuit, une source de courant 30 est représentée comme étani}6onneetée entre la prise centrale, reliée à la terre, de l'enroulement primaire d'un transformateur 32 et le côté positif du circuit, La moitié gauche de l'enroulement d'entrée du transformateur 32 est représentée comme comprenant les segments 33A, 33B, 33C, 33D, 6 69 13512 2007204 33E et 333? « Chacun des points placés à côté d'une extrémité et de chacun des segments de l'enroulement indique la même polarité pour le courant dans la même direction, suivant le sens conventionnel* Dés transistors de puissance 34» 36 et 38 sont 5 connectés, comme représenté, à différentes, prises de l'enroulement primaire du transformateur 32, de manière'à commander la conduction dans des portions particulières de l'enroulement, entre les bornes de la source de courant continu 30. Par conséquent, lorsque le transistor 34 débite, du courant circule 10 dans tous les segments 33A-33Î1 de la moitié gauche de l'enroulement primaire du transformateur 32 0 Lorsque le transistor 34 est bloqué et que le transistor 36 est conducteur, des courants circulent à travers les segments 33A-33D de l'enroulement primaire du transformateur 32. Lorsque le transistor 38 15 est conducteur et que les transistors 34 et 36 sont bloqués, du courant ne circule qu'à travers les sections 33A et 33B de la moitié gauche de l'enroulement d'entrée du transformateur 32. Par conséquent, il y a lieu de remarquer que la discussion relative aux figures 1 et 2 est applicable au circuit représenté 20 sur la figure 3« Le circuit de la figure 3 comprend un oscillateur de signaux de réglage d'entrée 40 qui est la source des formes d'onde utili-sée^frour commander la conduction dans le transistor de puissance tel que 34 , 36 et 38. On a associé avec chacun des transistors 25 de puissance 34 * 36 et 38 un transistor pilote 35, 37 ou 39 correspondant. Un courant de polarisation destiné aux/transistors pilotes 35, 37 et 39» est fourni depuis la source de courant continu 30 par l'intermédiaire d'une résistance commune 41 et de résistances individuelles 42, 44 et 46. Le couplage depuis 30 l'oscillateur de signaux de commande 40, avec chacun des transistors pilotes 35, 37 et 39» est assuré au moyen d'une diode 51 »5^ ou 55 reliée, respectivement, avec les extrémités supérieures des résistances 42-j 44 et 46. Une telle réalisation du circuit permet la commande des transistors pilotes depuis l'oscillateur 35 40, par l'utilisation du mode de fonctionnement^appauvrissement. En fait , les courants dé base envoyés aux transistors pilotes 35» 37 et 39» sont fournis depuis la borne positive de la source de courant continu 30 par l'intermédiaire de- là résistance de polarisation commune 41 èt les résistances de polarisation 40 individuelles 42, 44 et 46, mais non directement depuis 1'oscilla— 7 69 13512 2007204 teur 40, bien que le courant de base des transistors pilotes soit réglé par l'amplitude de la tension de l'oscillateur ■ appliquée aux diodes 51, 53 et 55. Il y a lieu de remarquer que. la tension de crête de l'oscillateur 40 est toujours infé-5 rieure à la tension de la source de courant continu 30. En raison des valeurs différentes des résistances 42 , 44 et 46 et des autres résistances 43» 45 et 47 de polarisation des transistors pilotes , les transistors 35 * 37 et 39 sont le siège de courants de polarisation différents. Par conséquent, 10 lorsqu'un signal devenant positif est appliqué depuis l'oscillateur 40 aux bases des transistors 35 » 37 et 39» le transistor pilote 35 commence le premier à conduire le courant et, par conséquent, rend conducteur le "Iransistoayâe puissance 34 associé. Du courant partant de la source de courant continu 30 commence 15 à circuler dans tous les enroulements 33A-33Ï1 de la moitié gauche de l'enroulement primaire du transformateur de sortie 32. la tension aux bornes de ces enroulements continue à croître à mesure que la conductivité du transistor de puissance 35 suit la forme d'onde de l'oscillateur 40. La tension aux bornes de ces 20 sections d'enroulement primaire correspond à de la figure 1. Lorsque la tension s'approche de +E, potentiel de la source de courant continu 30, le transistor 34 commence à se saturer, en limitant ainsi la tension «. A ce moment, Tg , tension aux bornes des segments d'enroulement 33A-33D, est égale à cette tension étant inférieure à ou potentiel +E. A présent, • 1». augmentation continue de la tension à la base du transistor 30 pilote 37 oblige les transistors 37 et 36 à conduire le courant. En raison de l'action du transformateur , la tension à l'extrémité inférieure du segment de roulement 33F diminue à présent et oe potentiel fixe le potentiel de commande à la base du transistor 35 par 1' intermédiaire de la diode 57, ce qui bloque 35 obligatoirement les transistors 35 et 34. Lorsque la tension Vg aux bornes des segments 33A-33D de 1'enroulement s'approche de +E, les transistors 37 et 36 se saturent et, par une action analogue à celle qui vient d'être décrite, les transistors 39 et 38 commencent à conduire, en 25 (ff2 + S3) 9 IT, +N2+Nj 8 i 13512 2007204 laissant ainsi bloqués les transistors 34» 36 par fixation des bases respectives des transistors pilotes 35 et 36 par l'intermédiaire des diodes 57 et 28„ A mesure que la forme d'onde de 1'oscillatèur 40 diminue d'amplitude en suivant la prochaine 5 section de l'onde sinusoïdale,, la conduction revient successi-.vement du transistor 38 au transistor 36 » et par conséquent au transistor 34 et finalement, au zéro, à l'inverse de l'action décrite pour la partie croissante pour la forme d'onde de l'oscillateur 40. Chacun des trois transistors de puissance 10 34, 36 et 38 fonctionne pendant une partie du demi-cycle de l'oscillateur 40, en contribuant .à la forme d'onde de sortie synthétisée • Pendant l'autre moitié du cycle de l'oscillateur 40, un processus analogue se répète en utilisant le circuit identique sur la moitié droite du schéma. 15 II y a lieu de remarquer que chaque transistor pilote 35, , 37 ou 39 est relié à une prise de l'enroulement d'entrée du transformateur 32 dont la tension est plus haute que celle de son transistor de puissance 34» 36 ou 38 associé en vue de compenser la chute de tension aux bornes de la diode en série 20 61 ou 62 et du transistor de puissance associé. Cette réalisation particulière permet une opération dans une plus large gamme de tension§&'entrée et un meilleur rendement. Des diodes en série 61, 62, 63 et 64 sont utilisées pour protéger les transistors, auxquels elles sont reliées, des tensions inverses 25 excessives qui pourraient être développées par le décalage de la conduction de courant vers les étages supérieurs suivants. Le condensateur 65 est relié comme représenté entre les bornes de l'émetteur des transistors de puissance 34, 36 et 38 et le noeud de polarisation commun 66 du circuit de polarisation 30 des transistors pilotes 35 , 37 et 39 en vue d'accomplir une action d'amplification à contre-réaction qui maintient la tension de base des transistors pilotes 35, 37 et 39 proches de la tension d'émetteur variable des transistors de puissance 34, 36 et 38. Cette action d'amplification à contre-réaction,offerte 35 par la liaison du condensateur 65» a pour; effet de réduire la charge appliquée à l'oscillateur 40. Des circuits convertisseurs statiques confoimés à la présente invention, comme représenté sur le schéma de. la figure 3» par exemple, offrent des avantages importants par rapport à des circuits convertisseurs classiques, en raison de leur rendement 13512 9 2007204 amélioré en soi, qui est le résultat de la répartition de la conduction du courant pour une partie donnée de la forme d'onde d'entrée entre plusieurs étages d'amplificateur , dont cha cun est polarisé pour fonctionner dans une gamme choisie. 5 Ceci ressortira de la description qui suit» Pour l'étage symétrique ordinaire, de. la classe B, le rendement théorique peut être exprimé par la relation : r . v* 10 *Q 2 ff7m (4) P±n gpA 4Edc % dans laquelle Ejjq est la tension d'entrée, et Vm est la valeur ■| tj de crête de la tension de sortie sinusoïdale. Cette expression montre que le rendement mari mal est obtenu lorsque est égal à Ejjq » Dans ce cas, le rendement est égal à te ou 78» 5 4 Si l'on fait varier la tension d'entrée, tandis qu'on doit maintenir la sortie constante, comme c'est le cas typique lorsqu'on utilise un convertisseur pour produire une tension de courant alternatif çonstante à 115 volts, le rendement est notablement réduit. Par exemple, si est réduit depuis 18 volts dans un cas à 30 volts dans l'autre cas, le rendement qui peut être obtenu tombe à 47 25 it Vm n ï 18 H — = = 47 £ (5) 4 Ejjç 4 x 30 la technique offerte par la présente invention améliore considérablement le rendement, dans ces conditions. Une expres-30 si on généralisée pour la dissipation de puissance totale des transistors, pour un étage de puissance comportant B" échelons, du type décrit ci-dessus, est donnée ci-après: PD " 2El1 E l'+cos^ cos i (Ko-l) + cas cos 6 (K3-K0) + 7T : * cos ï) x cos 6 (Kx+x-î^) + ,... + cos % N_x cos 6 (%-i-Kn_2) ] ■ ^1^1 cos 6 • 10 13512 2007204 Dans cette expression : E = Tension d'entrée (courant continu) I^= Courant de crête dans le transistor 34 V.j= Tension de crête aux .bornes d'une moitié, du primaire du 5 transformateur» ^2 a t - ®t c . e s • 10 20 25 *1 I 1 ■V -1 'V -1J1L » 1 = sin , » jj. = sin TvJF , etc... Cos = facteur de puissance de la charge. la puissance de sortie s'exprime par la relation suivante ï 15 pQ • " V °. Io " vi h (7) Par conséquent, le rendement de l'étage "à phase auxiliaire" est : p E = 0- r0 +îd W Par le choix de rapports de transformation corrects pour le circuit convertisseur de la figure 3, lequel choix dépend de divers facteurs relatifs à l'application particulière, tels que la tension d'entrée , l'intensité maximale, le facteur de puissance ,"la surcharge calculée , etc0.OJ il y a lieu de remarquer que pour une configuration à trois gradins, comme dans le cas du circuit de la figure 3, on peut obtenir un rendement théorique proche de 80 comparativement au rendement maximql 30 théorique de 47 calculé pour le circuit de classe B ordinaire, pour les mêmes conditions de tension d'entrée et de sortie. En utilisant un plus grand nombre de gradins pour le circuit convertisseur, on peut réaliser des rendements encore plus élevés. Toutefois, l'amélioration du rendement diminue à chaque 35 gradin qui est ajouté. Un autre avantage offert par les circuits conformes à la présente invention provient de l'élimination sensible de l'énergie de haute fréquence parasite. Dans des étages de puissance classiques du type à commutation , un problème sérieux résulte 11 69 13512 2007204 de la production d'une haute fréquence parasite. L'étage de puissance de convertisseur à phase auxiliaire de la présente invention est relativement exempt de ce problème, en raison du mode de fonctionnement linéaire des transistors de puissance 5 et du taux de variation relativement faible des courants utilisés. La suppression de l'énergie de haute fréquence parasite fait partie des fonctions auxquelles l'étage de puissance est destiné, et aucun filtre d'interférence électromagnétique n'est nécessaire soit à 1*entrée, soit à la sortie du convertisseur, 10 Un autre avantage du mode de fonctionnement linéaire de l'étage de puissance décrit ci-dessus réside dans la faible distorsion non-linéaire de la forme d'.onde de la tension de sortie. Bien qu'une forme d'onde de courant échelonnée soit produite sur le côté primaire du transformateur de sortie, les formes 15 d'onde de courant et de tension du côté secondaire conservent la même qualité d'onde sinusoïdale que le signal de commande de 1*oscillateur, pourvu qu'une polarisation correcte soit utilisée pour empêcher la distorsion de transition. L'élimination des filtres d'interférence électromagnétique et des filtres d'harmo-20 nique contribue dans une large mesure à la réduction de poids, de dimensions et de prix des convertisseurs de la présente invention» En même temps, on obtient une réduction de la complexité et une amélioration de la sûreté de fonctionnement. Il va de soi que le dispositif convertisseur statique à 25 phase auxiliaire de la présente invention n'a été décrit et représenté qu'à titre explicatif, mais nullement limitatif, et qu'il est susceptible de diverses variantes sans sortir du cadre de l'invention. 12 69 13512 2007204 REVENDICATIONS 1. Appareil convertisseur destiné à fournir une énergie de sortie en courant alternatif à partir d'une source d'énergie en courant continu par injection d'une onde de commande de forme 5 alternative, caractérisé par le fait qu'il comprend un transformateur de sortie dont l'enroulement primaire est divisé en sections séparées, au moins l'une de ces sections étant connectée à plusieurs prises, plusieurs dispositifs à conduction réglable, reliés à chacune de ces prises pour commander le passage du 10 courant par des segments particuliers de l'enroulement primaire, une variation du rapport de transfoimation efficace du transformateur pouvant être effectuée par l'établissement sélectif de la conduction dans l'un ou l'autre de ces dispositifs, en fonction de l'amplitude instantanée de l'onde injectée. 15 2. Appareil convertisseur suivant la revendication 1, carac térisé par le fait que la variation du rapport de transformation efficace du transformateur s'obtient au moyen d'un élément de polarisation destiné à établir différents niveaux de polarisation dans les divers dispositifs à conduction réglable, l'élément de 20- polarisation coopérant avec l'onde injectée pour transférer la conduction de l'un à l'autre des dispositifs à conduction réglable, par gradins, pour les différents niveaux d'amplitude de l'onde injectée, sur la largeur de celle-ci. 3. Appareil convertisseur suivant l'une des revendications 25 1 et 2, caractérisé par le fait que chacun des dispositifs à conduction réglable comprend un transistor de puissance connecté de manière à régler le passage du courant de la source de courant continu à travers un segment particulier de l'enroulement primaire du transformateur de sortie. 30 4. Appareil convertisseur suivant la revendication 3, carac térisé par le fait qu'il comprend plusieurs transistors pilotes, chacun étant relié à l'entrée d'un transistor de puissance correspondant et conçu de façon à recevoir l'onde alternative injectée en vue de commander le transistor de puissance correspondant 35 en réponse à une section choisie de cette onde. 5. Appareil convertisseur suivant la revendication 4, caractérisé par le fait qu'il comprend une mémoire capacitive montée entre la sortie commune des transistors de puissance et l'entrée 13 13512 2007204 commune des transistors pilotés pour limiter la différence de potentiel entre ces deux points. 6. Appareil convertisseur suivant l'une des revendications 1 et 2, caractérisé par le fait que l'enroulement primaire du 5 transformateur de sortie est divisé de manière à opérer en symétrie ou push-pull, chaque moitié portant plusieurs prises, et l'ap pareil convertisseur comprend d.eux groupes de dispositifs pratiquement identiques et un élément de polarisation connecté pour opérer en symétrie ou push-pull. 10 7. Appareil convertisseur suivant la revendication 3, carac térisé par le fait qu'il comprend un système de fixation en amplitude connecté entre une prise de l'enroulement primaire et un transistor pilote pour transmettre un potentiel de coupure au transistor pilote particulier associé avec le transistor de puis-15 sance déjà conducteur lorsque la conduction est déclenchée dans le transistor de puissance suivant. 8. Appareil convertisseur suivant la revendication 3, caractérisé par le fait qu'il comprend des organes connectant chaque transistor pilote entre l'électrode d'entrée de son transistor de 20 puissance associé et un point qui est plus rapproché du potentiel de la source de courant continu, lorsque le transistor de puissance associé est conducteur, que ne l'est la connexion de sortie de ce transistor de puissance associé.