Brevet FR2002278A1 — publié le 19691017

La présente invention concerne et a essentiellement pour objet un dispositif ou système formant circuit électronique ou analogue et les diverses applications et utilisations résultant de sa mise en oeuvre, ainsi que les appareils, machines , ensembles, 5 unités, véhicules, équipements et installations qui en sont pourvus. Cette invention se rapporte plus particulièrement à un circuit électronique pour fournir ou délivrer une intensité et/ou tension de courant stable de fonctionnement, d'excitation ou de commande à un élément actif tel qu'un amplificateur mis en fonctionnement, en service ou en exploitation en classe B ou en classe A B imparfaite. le type d'amplificateurs transistorisés sans transformateur de sortie, que concerne plus particulièrement l'invention, est généralement à structure de transistor complémentaire et comprend 15 un étage préamplificateur transistorisé, un étage de conversion ou de transformation transistorisé pour transformer ou convertir un signal assymétrique ou dissymétrique appliqué à celui-ci en un signal push-pull et un étage amplificateur de puissance transistorisé pour fournir ou délivrer un courant amplifié à la charge 20 associée avec une paire de transistors dans l'étage de conveisLony polarisés par une diode semi-conductrice. Dans le type d'amplificateurs classiques sans transformateur de sortie, ces transistors de conversion étaient normalement insuffisamment polarisés pour éliminer la distorsion d1inter-màdu-25 lation et particulièrement quand le signal d'entrée particulier est bas en niveau. Afin d'empêcher l'apparition de la distorsion d'inter-modula-tion, il a été proposé antérieurement d'employer une série de diodes pour polariser fortement les transistors de conversion associés 30 ou d'employer diverses combinaisons de diodes et de résistances. Chacune de ces mesures pouvait être adaptée seulement à une source de tension particulière, à une température ambiante particulière et à des transistors particuliers, conçus spécialement pour cette application. Un changement de la température ambiante, une 35 variation de la source de tension et/ou le remplacements d'un élément ou d'éléments de circuit impliqués ou concernés provoquaient un grand changement dans le courant de repos ou permanent s'écoulant à travers le dernier étage ou étage amplificateur de puissance associé. La détermination du courant de repos ou permanent a 40 constitué antérieurement l'un des plus sérieux problèmes rencontré 69 04301 2 2002278 dans la conception ou le développement d'amplificateurs du type sans transformateur de sortie. Par conséquent, c'est un but de l'invention de créer un circuit électronique nouveau et perfectionné ou amélioré pour 5 contrôler ou régler un courant s'écoulant à travers un élément actif pour fournir une puissance électrique à une charge, jusqu'à un niveau prédéterminé sensiblement indépendamment de la température ambiante, de la tension de la source associée et du remplacement d'un ou d'éléments de circuit concernés ou impliqués. 10 C'est un autre but de l'invention de créer un nouveau circuit électronique perfectionné permettant à la tension d'une source d'être effectivement ou efficacement disponible pour la charge associée avec une quantité minimale de puissance électrique consommée par un circtiit de détection pour déceler un courant 15 s'écoulant à travers un élément actif pour fournir une puissance électrique à la charge associée. C'est encore Tin autre but de l'invention de créer un nouveau circuit électroiiique perfectionné comportant des moyens permettant à une charge électrique, accumulée ou emmagasinée à 20 l'excès dans un condensateur formant une partie d'un filtre passe--bas , d'être déchargée dans un temps beaucoup plus court que son temps ou sa durée de charge, en assurant que la distorsion ' d'inter-modulation à des fréquences supérieures a été sensiblement éliminée sans aucun effet sur le système fonctionnant avec les 25 signaux de repos et de fréquence plus basse. C'est un but supplémentaire de l'invention de créer un nouveau circuit de commande perfectionné pour commander un amplificateur transistorisé afin de fournir une puissance électrique à la charge associée, de telle façon qu'avec un signal d'entrée 50 excessivement élevé ou intense, appliqué au circuit, une tension de polarisation minimale, fournie auxtransistors de l'amplificateur par le circuit, soit maintenue à une grandeur prédéterminée ou au-dessus de celle-ci, en permettant aux transistors d'amplifier un signal appliqué à ceux-ci. 35 Un autre but de l'invention est de créer un nouveau circuit transistorisé perfectionné pour commander un amplificateur transistorisé afin de fournir une puissance électrique à la charge associée, en assurant le fonctionnement correct de l'amplificateur malgré la variation séculaire du circuit tout en empêchant un 40 écoulement de courant excessif à travers le dernier étage de 69 04301 3 2002278 l'amplificateur immédiatement après que la source de puissance électrique associée ait excité ou alimenté en énergie 11amplif i-cateur. En ayant en vue les buts précités, l'invention consiste en 5 un circuit électronique pour commander vin élément actif connecté en série dans un circuit entre une source de puissance électrique et line charge pour fournir une puissance électrique à la charge et comportant des moyens de détermination de fonctionnement pour déterminer l'élément actif à mettre en service en classe B ou AB, 10 caractérisé par des moyens détecteurs connectés entre la source et l'élément actif pour déceler un courant s'écoulant à travers l'élément actif, et des moyens formant filtre passe-bas connectés aux moyens détecteurs pour éliminer une composante de courant alternatif du signal de sortie détecté en proveance des moyens 15 formant filtre passe-bas pour produire un signal de sortie à courant sensiblement continu, les moyens de détermination de fonctionnement comportant un élément de commande ou de réglage à trois bornes ou plots auquel ist appliqué le signal de sortie à courant sensiblement eontinu. 20 Dans un mode de réalisation préféré de l'invention, les moyens détecteurs peuvent comporter une diode semi-conductrice et une résistance connectée en parallèle à la diode, les moyens formant filtre passe-bas comportant un réseau à résistance et à condensateurs , et l'élément de commande peut comporter un transis-25 tor ayant une électrode formant base recevant le signal de sortie provenant du moyen formant filtre passe-bas et amplifié par un transistor ainsi qu'une électrode formant émetteur et une électrode formant collecteur connectées aux entrées d'un amplificateur transistorisé formant l'élément actif. 30 L'invention sera mieux comprise et d'autres buts , caractéris tiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront au cours de la description explicative qui va suivre, en se reportant aux dessins schématiques annexés, donnés uniquement à titre d'exemples illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans 35 lesquels: - la figure 1 représente un schéma d'un circuit mis en service ou en fonctionnement en classe B ou en classe AB imparfaite conformément aux enseignements de l'état antérieurement connu de la technique; 40 - la figure 2 est un schéma partiellement sous forme 69 04301 4 2002278 synoptique fonctionnelle ou d'organigramme d'un mode de réalisation de l'invention appliqué au circuit représenté sur la figure 1; - les figures 3a , b et c sont des vues utiles pour expliquer le fonctionnement du circuit illustré par la figure 2; 5 - la figure 4 est une vue semblable à la figure à 2 mais représentant une modification ou variante de l'invention; - les figures 5 et 6 sont des vues représentant des détails de certains des blocs représentés respectivement sur les figures 2 et 4; t) - la figure 7 est un graphique utile pour expliquer le fonctionnement de l'invention; - la figure 8 est un schéma d'un autre circuit mis en fonctionnement ou en service en classe B ou en classe AB imparfaite conformément aux enseignements de l'état antérieurement connu de 15 la technique;, - la figure 9 est un schéma d'une autre modification ou variante de l'invention appliquée au circuit illustré par la figure 8; - la figure 10 est une vue semblable à la figure 9 mais 20 représentant l'invention appliquéeàm amplificateur à structure quasi-complémentaire; - les figures 11a et b sont des schémas de circuit fragmentaires représentant la partie essentielle de différentes variantes ou modifications de l'invention; 25 - les figures 12a et b sont des vues semblables aux figures 11a et b mais représentant une autre variante ou modification de 1'invention; - la figure 13 est un schéma de circuit représentant la partie essentielle d'encore un autre mode de réalisation de 30 i'invention; - la figure 14 est un diagramme de représentation graphique utile pour expliquer le fonctionnement du circuit représenté sur la figure 5; - les figures 15a , b et c sont des schémas de circuit 35 illustrant la manière dont est rallongé ou prolongé un domaine de fréquence dans lequel est exécuté le fonctionnement en classe AB; - les figures 16a et b sont des vues fragmentaires du montage en parallèle de d£odes et de résistances construit sous 40 forme des circuits intégrés; et 69 04301 5 2002278 - la figure 16c est un schéma d'un circuit électrique équivalent aux structures représentées par les figures 16a et h. Bien que l'invention présente une large variété d'application^ elle est particulièrement appropriée pour l'emploi avec des ampli-5 ficateurs du type sans transformateur de sortie et sera maintenant décrite en se référant à des amplificateurs du type sans transformateur de sortie. En se reportant maintenant aux dessins et en particulier à la figure 1 , il y est représenté un amplificateur du type sans 10 transformateur de sortie, construit conformément aux enseignements de l'état antérieurement connu de la technique. Le montage représenté est à structure de transistor complémentaire comportant des transistors du type PNP et HPN incorporés par paires et comprend en étage préamplificateur représenté sous forme d'un bloc unique 15 un étage de conversion pour convertir un signal asymétrique ou dissymétrique appliqué à celui-ci en un signal push-pull et au moins tm étage amplificateur de puissance A^ pour fournir un courant amplificateur à une charge. L'étage préamplificateur A est connecté entre deux lignes 20 omnibus respectivement positive + et négative -V^g avec son entrée connectée à une borne d'entrée 10. L'étage préamplificateur A.j a sa sortie connectée à un point A d'entrée à l'étage de conversion Ag comprenant un transistor Q1 du type HPIT comportant une électrode formant "base connectée au point d'entrée A, une électrode 25 formant émetteur et une électrode formant collecteur, et un transistor Qg du type PNP comprenant une électrode formant base connectée au point d'entrée A par l'intermédiaire d'une diode semi-conductrice D et une électrode formant émetteur connectée à l'électrode formant émetteur du transistor et également à la 30 terre. La diode D sert à provoquer le fonctionnement des transistors Q.j et Qg pour se rapprocher du fonctionnement ou service en classe AB d'une manière bien connue. Comme cela est représenté sur la figure 1, la diode D est convenablement polarisée par les lignes omnibus +Vqq et "VEE respectivement par l'intermédiaire des résis-35 tances et T2« Les transistors Q.. de type NPN et Q2 de type PNP comprennent les électrodes respectives formant collecteur connectées aux électrodes formant base des transistors de type PNP et de type NPN formant le dernier étage amplificateur A^. Les transistors 40 Q et Q. compcrterfc des électrodes formant collecteurs connectés ensemble et aussi à une borne de sortie 12 et des électrodes formant I 69 04301 6 2002278 émetteurs connectées aux lignes omnibus respectivement positive + V et négative -V^. La borne de sortie 12 est connectée à une charge mise à la masse et .également à l'âtage préamplificateur a travers une charge électrique F et formant un trajet de 5 rétro-action pour des courants continus et alternatifs. Le trajet de rétro-action F sert à appliquer négativement un potentiel à la borne 12 par rétro-action à l'étage préamplificateur pour changer un potentiâ. au point A, de sorte que le potentiel à la borne 12 est maintenu nul pour le courant de repos. 10 Avec le montage représenté, la diode D fonctionne de façon à polariser les jonctions émetteur. de transistors et Qg et par conséquent, ces transistors dans le but d'éliminer la distorsion d'inter-modulation ou analogue. Cette mesure rendait cependant la tension de polarisation insuffisante pour éliminer la distorsion 15 d'inter-modulation. P0ur compenser cette insuffisance de la tension de polarisation, il a été normalement de pratique courante d'effectuer l'alimentation rétro-active négative de courant alternatif par le trajet de rétro-action F avec pour résultat que le signal de sortie avait tendance à ne pas être identique en forme d'onde au 20 signal d'entrée correspondant. Cette tendance s'est particulièrement renforcée à de bas niveaux de signaux. Ainsi, il a été proposé diverses tentatives pour polariser plus fortement les transistors et Qg par l'intermédiaire de l'utilisation de résistances connectées respectivement aux électrodes formant émetteurs de ceux-25 ci et d'une série de diodes à la place de la diode unique D et d'utiliser diverses combinaisons de diodes et de résistances. Chacune de ces mesures était adaptable seulement à une tension de source particulière, à une température ambiante particulière et à des transistors spécialement spécifiés ou déterminés. Un changement dans 30 la température ambiante, une variation de la tension de la source et/ou le remplacement d'un élément ou d'éléments de circuit provoquent un grand changement dans les courants de repos s'écoulant à travers les transistors et Q^. Par conséquent, la détermination de ces courants de repos a été l'un des plus graves problèmes 35 rencontrés dans la conception ou l'établissement d'amplificateurs du type sans transformateur de sortie. L'invention a résolu ce problème d'un seul coup par la création des moyens historiques pour déceler directement la grandeur ou l'intensité d'un courant qui doit être contrôlé ou 30 réglé et stabiliser le courant détecté par l'intermédiaire d'une 69 04301 7 2002278 boucle de rétro-action négative sans aucun moyen fastidieux pour diriger ou faire circuler et contrôler ou régler indirectement le courant qui doit être réglé ou commandé . En d'autres mots, l'invention crée, une commande directe en comparaison avec les 5 moyens de commande dits indirects conformément aux enseignements de la technique antérieure. En se reportant maintenant à la figure 2, ufyjest représentée une forme générique de l'invention appliquée à l'amplificateur tel que représenté sur la figure 1. Un détecteur, désigné d'une 10 façon générale par le chiffre de référence 100, est connecté à HBLUgw omnibus positive et à l'électrode formant émetteur du transis tor du type PHP pour déceler la grandeur du courant qui doit être réglé ou commandé ou qui s'écoule à travers le transistor Qj. Le courant détecté est alors appliqué, à travers un filtre 15 passe-bas désigné d'une façon générale par le chiffre de référence 102, à un amplificateur désigné d'une façon générale par le chiffre de référence 104, oîi il est convenablement amplifié. Le courant amplifié est appliqué à une entrée à un élément de commande à trois bornes désigné d'une façon générale par le chiffre de référence 20 106, remplaçait la diode D représentée sur là figure 1. L'élément de commande 106 comporte en outre une paire de bornes X et Y connectées respectivement aux jonctions des résistances respectives et &2 aux électrodes formant base des transistors de conversion Qj et Qg. Une tension aux bornes X et T est contrôlée ou 25 réglée d'une manière qui sera décrite ci-après, de façon que des courants, s'écoulant à travers les transistors amplificateurs Q^et Q^, soient maintenus à des niveaux prédéterminés, indépendants de la température ambiante, de la tension de la source, du remplacement d'un élément ou d'éléments de circuit impliqués ou concernés, etc... 30 II a été constaté que l'invention est efficace dans le cas ou des éléments actifs ou passifs concernés sont très dispersés dans letus caractéristiques les uns par- rapport aux autres, les aptitudes ou capacités des éléments de circuit réellement disponibles sont tellement changées par rapport aux valeurs nomi.naII.es désirées que 35 les mesures de la technique antérieure ne sont pas entièrement utilisées comme dans des circuits intégrés, la dépendance des aptitudes relativement à la tension de la source, la température ambiante, etc... des éléments de circuit affecte fortement le fonctionnement du système et ainsi de suite. 40 En se reportant maintenant à la figure 3a , on voit que le 69 04301 8 2002278 détecteur 100 comprend -un élément non linéaire tel qu'une diode semi-conductrice DD connectée en parallèle dans un circuit avec une résistance R^p qui. est la forme idéale du détecteur. Afin d'utiliser efficacement ou effectivement la tension de la source 5 associée, il est désirable de réduire à une valeur aussi faible que possible une tension minimale ou de seuil décelable par le détecteur 100. Ainsi, il est commode et d'une pratique très générale d'utiliser, comme élément non linéaire, une diode semi-conductrice ayant une caractéristique d'intensité en fonction de la tension 10 telle que celle représentée en traits interrompus sur la figure 3b. Le détecteur 100 consistant en une telle diode connectée en shunt ou en dérivation à la résistance, une intensité de courant I , s'écoulant à travers le détecteur 100, est exprimée par : 15 V4 ' 100T . T •ldd où Rjjp représente aussi la grandeur de résistance de la résistance R-pp et IDp représente une intensité de courant s'écoulant à travers la diode ayant une tension égale à Y^qqT appliquée aux bornes de celle-ci. Sur la figure 3b , ^100T est exprimé par Rnp 20 une ligne continue en traits pleins I, 1^ est exprimé par une ligne dis continus en traits interrompus II et la ligne continue en traits pleins III représente la caractéristique idéale d'intensité de courant en fonction de la tension d'un élément non linéaire remplaçant la diode D^. Dans ces conditions, l'intensité de courant 25 I peut varier en changeant la résistance IL^-p et la tension qq^, devra être une tension avec laquelle on fait fonctionner l'amplificateur 104. Ainsi, on se rendra compte que la tension dépend de la configuration de circuit de l'amplificateur 104. On suppose que, pour le courant de repos, une tension 30 V-g à la jonction du détecteur 100 et de l'émetteur du transistor (voir figure 2) a été choisie préalablement de façon à posséder une grandeur représentée en un point V"D porté sur la figure 3b . Dans les conditions supposées, quand le transistor a répondu ou réagi à la partie d'un signal d'entrée dans une demi-alternance 35 d'un courant alternatif qui doit être conductrice pour être traversée par une plus grande intensité de courant d'émetteur, la tension V-g diminue en grandeur. Dans le demi—alternance suivante, le transistor devient non-conducteur tandis que la transistor 69 04301 9 2002278 est conducteur avec pour résultat qu'aucun courant ne s'écoule à travers le détecteur 100. Ensuite, en raison de la rétro-action négative à travers la boucle 100 par l'intermédiaire de 106, la tension au point B variera ou changera beaucoup comme cela est 5 représenté sur la figure 3ç. Si un tel signal de tension tel que produit, est amplifié par l'amplificateur 104 et appliqué à l'élément de commade ou de réglage 106, alors une tension aux bornes X et Y de l'élément de réglage ou de commande 106 variera comme varie le signal Vg. 10 Cette variation de tension sert également à maintenir continuellement le potentiel au point B ou l'intensité de courant s'écoulant à travers le détecteur 100, sensiblement constant, de sorte qu'il en résulte aucune fourniture de puissance électrique correspondant aux signaux d'entrée à la charge H^. 15 Afin d'éviter cet inconvénient, le filtre passe-bas 102 est connecté au détecteur 100 pour envoyer un signal de courant continu lissé ou filtré à 1'amplificateur 104. le filtre peut de préférence être constitué par un réseau de résistances et de condensateurs. Si l'amplificateur 102 a ion gain suffisamment élevé, une différence 20 entre les tensions Vg et Y^ à l'entrée et à ia sortie du filtre passe-bas 102 ou aux points B et C (voir figure 2) peut être suffisamment petite. En d'autres termes, là tension V^ peut être considérée comme étant sensiblement ou presque égale en grandeur à la tension V-g. 25 On constate facilement que le filtre passe-bas 102 a de préférence une fréquence critique ou limite de coupure aussi basse que possible, quoique la fréquence limite ou critique de coupure présente une corrélation étroite avec une fréquence minimale désirée à laquelle ou au-dessus de laquelle l'amplificateur associé du 30 type sans transformateur de sortie accomplit l'opération amplificatrice. Si la fréquence critique de coupure du filtre passe-bas ne peut pas être choisie de façon à être aussi basse pour une raison quelconque et que le signal de sortie de 1'amplificateur 104 varie conformément au signal d'entrée, il est alors nécessaire de connec-35 ter un condensateur approprié (non représenté sur la figure 2) aux bornes X et Y de l'élément de commande ou de réglage 106 pour absorber cette variation dans le signal de sortie provenant de l'amplificateur. En d'autres mots, la connexion du condensateur aux bornes X et Y ést possible pour augmenter la fréquence de 40 critique de coupure du filtre passe-bas. 69 G4301 10 2002278 L'amplificateur 104 doit avoir un gain aussi élevé que possible pour la raison que l'amplificateur 103» ayant la tension appliquée à celui-ci, devra produire line tension d'entrée suffisamment élevée pour l'élément de commande ou de réglage 106 5 et que la tension VB est sensiblement ou presque égale à la tension V Quoiqu'un élément ou des éléments actifs, utilisés dans 1 ' amplifieateur 104, est ou sont de préférence formés par un transistor ou des transistors, il s'est avéré que toute autre type 10 de transistors tels que des transistors à effet de champ peuvent également être utilisés, pourvu qu'ils aient des caractéristiques d'entrée et de sortie respectivement correspondant sensiblement aux caractéristiques de sortie et d'entrée du filtre passe-bas et des éléments de commande ou de réglage 102 et 106. 15 Enfin, l'élément de commande 106 est appelé à exécuter la fonction de polariser convenablement les transistors associés et tout en permettant au courant nécessaire de s'écouler dans ceux-ci et de ceux-ci à travers la résistance ou son circuit équivalent. L'élément de commande 106 est ainsi typiquement consti-20 tué'par un transistor approprié comportant une électrode formant base procurant une borne d'entrée et une électrode formant émetteur ainsi qu'une électrode formant collecteur procurant respectivement les bornes X et Y. En variante, l'élément peut être constitué par une diode à double base ayant ses deux bases formant les bornes 25 X et Y et une électrode formant émetteur constituant une borne d'entrée. En outre un transistor à effet de champ peut être utilisé avec sa source et ses électrodes formant drain procurant respectivement les bornes X et Y et avec son électrode formant porte qui constitue une borne d'entrée. Si on le désire, l'un quelconque des 30 systèmes ou montages composés# formés avec les transistors précités, peut être utilisé avec ou sans un élément ou des éléments passifs appropriés quelconques. Cependant, comme des transistors sont utilisés le plus commodément pour mettre en oeuvre l'invention dans des 35 circuits intégrés, l'invention sera décrite ci-après en se référant à l'élément de commande otfde réglage constitué par un transistor qu des transistors. Bien que l'invention ait été représentée conjointement avec la ligne omnibus positive +7^ ^ mise au niveau de tension de 40 référence, elle peut être appliquée au cas où. la ligne omnibus 69 04301 n 2002278 négative -V^ est mise à la tension de référence. Un tel cas est représenté sur la figure 4 dans laquelle les mêmes caractères de référence désignent les composants identiques à ceux représentés sur la figure 2. C'est-à-dire que le détecteur 100, le filtre 5 passe-bas et l'amplificateur 102 et 104 sont respectivement connectés à la ligne omhibus négative A d'autres égards, le système ou montage est identique à celui représenté sur la figure 2. En se reportant maintenant à la figure 5 dans laquelle des caractères de référence identiques désignent des composants identi-10 ques à ceux représentés sur la figure 2, les détails d'un circuit complètement transistoriséjconstruit sur la base du système ou montage représenté sur la figure 2, y sont représentés. Un détecteur 100 comprend une diode de semi-conductrice Dp shuntée par une résistance R^p telle que celle représentée sur la figure 3a et un 15 filtre passe-bas 102 est composé d'une résistance R^, connectée en série et d'un condensateur Cp connecté en parallèle. Un amplifica-teur104 comporte un transistor représenté comme étant du type PNP et un élément de commande 106 comprenant un transistor Qg représenté comme étan± du type NPN et ayant une électrode formant 20 base constituant une borne d'entrée et une électrode formant collecteur et une électrode formant émetteur constituant respectivement les bornes X et Y . A d'autres égards, le système ou montage est le même que celui représenté sur la figure 2. Dans des amplificateurs du type sans transformateur de 25 sortie, il est de pratique courante de faire servir une résistance de polarisation pour un transistor de conversion également de résistance de polarisation pour le préamplificateur associé A1. Par conséquent, il est supposé que la résistance , telle que représentée sur la figure 5, sert de résistance de polarisation à 30 la fois pour le préamplificateur A^ et le transistor de conversion Q,j. En supposant également que 1 ' autre transistor de conversion Q2 présente une intensité de courant de base 1^ et une tension de YgB2 s-1*1 bornes de l'émetteur et de la base de celui-ci, un courant d'émetteur IBC, s'écoulant à travers le transistor Q2, est exprimé 35 par l'équation suivante: T_.. = "VEE "VEB2 - I__ EC —S B2 *2 Un courant de base d'intensité pour le transistor amplificateur , qui est nécessaire pour amener ce courant 69 04301 12 2002278 d'émetteur d'intensité à s'écouler à travers le transistor Q2, est donné par l'équation : T _ ?EC M ^HEEG + 1 ^ HESA 5 dans laquelle et H-FBA sont les facteurs d'amplification de courant des transistors à émetteur commun et Q^. D'un autre côté, la diode Dg dans le détecteur 100 est destinée à produire une intensité de courant élevés à sa sortie et paj/conséquent, elle possède une surface de jonction plus grande qu'une surface de 10 jonction d'émetteur du transistor Q^. En conséquence, la diode Dp est normalement choisie de façon à avoir tin écoulement de courant en avant à travers celle-ci plus élevé qu'un écoulement de courant à travers la jonction d'émetteur du transistor comme le montre la figure 7, dans laquelle l'axe des ordonnées représente l'inten-15 sité de courant en unités logarithmiques et l'aie des abscisses représente la chute de tension Yjqq à travers le détecteur 100. Sur la figure 7, 1^ est une intensité de courant s'écoulant à travers la diode Dp et est une intensité de courant s'écoulant à travers la jonction d'émetteur du transistor pour une chute 20 de tension de V^qq^ à travers la diode Dp. Afin de déterminer l'intensité de courant s'écoulant à travers le détecteur 100 pour le courant de repos par les constantes de circuit concernées et aussi de permettre à ce courant de varier beaucoup chaque fois que cela est nécessaire, il est désirable 25 de déterminer ce courant par un courant s'écoulant à travers la résistance plutôt qu'à travers la diode Dp. Ceci signifie que la chute de tension à travers le détecteur est nécessairement basse, de façon à fixer préalablement l'intensité de courant s'écoulant à travers la diode Dp à une faible grandeur et à inciter en 30 outre un faible courant à s'écouler à travers le transistor amplificateur Avec la chute de tension particulière, de qqT en travers du détecteur 100 comme le montre la figure 7, l'intensité de courant s'écoulant à travers la résistance Bpp est beaucoup plus grande que l'intensité de courant 1^ s'écoulant à travers la 35 diode Si on désire faire fonctionner la boucle de rétro-action 100-102-104-106 conformément à l'invention avec catte chute de tension correspondant aux niveaux de courant qui viennent juste d'être décrits, il sera alors évident que la relation suivante doit être satisfaite: 69 04301 13 2002278 X2> IBA~ IV1 °°T " YgBA-l = — Rf (%EC + 1 ^ ^FEA où R- est la résistance montée en série du filtre passe-bas et V EBA est une tension, en travers de l'émetteur et de la base du transistor (^nécessaire pour forcer le courant de base d'inten-5 sité XpA à s'écouler à travers le transistor. En d'autres mots, même si la chute de tension à travers la diode se trouve dans la région des courants faibles s'écoulant à travers cette diode, le transistor doit présenter un courant, qui y entre, suffisant pour faire fonctionner la présente boucle de rétro-action. Ceci 10 peut être facilement accompli en augmentant les facteurs d'amplification de courant des transistors Q^ et Qq, la chute de tension à travers la résistance Rf connectée en série du filtre passe-bas 102 étant négligeable. Far exemple en supposant que pour 1^^= 1 mA, les transistors Q^ et Qq ont les facteurs respectifs d'amplification 15 de courant HljrRA et HjrgC respectivement égaux à 20 et à 50, la chute de tension à travers la résistance R^ s'élève seulement à 10 mV même si la résistance à une valeur aussi élevée que 10kJTL. C'est-à-dire qu'une tension au point C ou à la sortie du filtre peut être considérée comme étant sensiblement égale à la tension 20 au point B ou à l'entrée de celui-ci. La figure 6 représente les détails de l'invention appliqués au système ou montage tel que représenté sur la figure 4. Le montage est différent de celui représenté sur la figure 5 seulement en ce que , dans le montage précédent, tme diode Dp est connectée 25 entre l'électrode formant émetteur du transistor Q^ et la ligne omnibus négative - V^g avec sa polarité inversée par rapport à celle représentée sur la figure 5 et en ce que les transistors et Qq sont respectivement du type NPN et du type PHP. A d'autres égards , les deux montages sont identiques l'un à l'autre et les 30 mêmes caractères de référence désignent les composants identiques à ceux représentés sur la figure 5. Bien que les figures 2, 4, 5 et 6 représentent les montages utilisant tme paire de sources de tension telles que les lignes omnibus positive +Vgget négptjve,Hdoit être entendu que l'inven-35 tion est également applicable à des montages utilisant -une source de tension unique. A cet effet, la charge R^ peut être connectée en série à une extrémité d'un condensateur à capacitance élevée, connecté par l'autre extrémité à la terre et un réseau diviseur de 69 04301 14 2002278 tension à résistances est convenablement connecté à la combinaison, montée en série, de la charge et du condensateur, de façon à appliquez; à leur jonction un potentiel déterminé par le rapport de la tension VçQ à la tension VBE' bien qu'un tel montage ne 5 soit pas représenté. La figure 8, dans laquelle des chiffres de référence identiques désignent des composants correspondant à ceux représentés sur la figure 1, représente une autre forme des amplificateurs classiques sans transformateur de sortie, auxquels l'invention est 10 également applicable. Sur la figure 8^ une paire de transistors de conversion et Q2 comprend des électrodes formant bases connectées ensemble et des électrodes formant émettexirs connectées l'une à l'atire à travers une diode semi-conductrice Dg et également connectées à une paire de lignes omnibus -V^ et +VqC respective-15 ment à travers des résistances de polarisation Rg^ et dans le but de mettre les transistors en fonctionnement ou en service en classe AB. A d'autres égards, le montage est identique à celui représenté sur la figure 1. La figure 9, dans laquelle des chiffres de référence y 20 identiques désignent les composants correspondant à ceux représentés sur la figure 5, représente une variante de l'invention appliquée au montage représenté sur la figure 8 avec la ligne omnibuB positive + voc mise au potentiéL de référence. En comparant la figure 9 à la figure 5, on comprendra aisément que le montage de la figure 9 25 fonctionne de la même manière que celui représenté sur la figure 5. Il doit en outre être entendu que l'invention est également applicable au montage de la figure 8 ayant la ligne omnibus négative ~VBB mise au potentiel de référence afin d'établir un circuit électronique semblable à celui représenté sur la figure 6. 50 Si on le désire , chacun des transistors et peut être remplacé par un groupe de transistors mutuellement connectés entre eux. Par exemple, la figure 10 Représente une autre modification de 11 invention dans laquelle, au lieu du transistor du type PHP tel que précédemment décrit, un transistor «31 du type PHP comprend 35 une électrode formant émetteur, directement connectée à la ligne omnibus positive +^qq et une électrode formant collecteur, connectée à une électrode formant base d'un transistor du "type HPH. En même temps, au lieu du transistor de type HPN tel que précédemment décrit, un transistor du type NPH comprend une électrode formant 40 collecteur connectée à la terre et une électrode formant émetteur 69 04301 15 2002278 connectée à me électrode formant base d'un transistor de type KPN. A d'autres égards, le montage est identique à celui représenté sur la figure 9 et par conséquent, des chiffres de référence identiques désignent les composants identiques à ceux 5 représentés sur la figure 9. En d'autres mots, le dernier étage ou étage amplificateur est à structure de transistor dite quasi complémentaire, approprié» à l'usage dans le cas où cet étage doit posséder un facteur élevé d'amplification de courant ou si un transistor de type PNP à forte intensité de courant n'est pas dispo 10 nible, Si on le désire, les transistors de conversion et Qg peuvent être à structure de transistor quasi-complémentaire. Avec la structure de transistor quasi-complémentaire utilisé^ le montage , comportant la ligne omnibus positive +Vqq mise au potentiel de référence comme le montre la figure 10, est préférable 15 en compariason avec un montage ayant la ligne omnibus négative -V-gB mise au potentiel de référence, pour les raisons suivantes: pour commander chaque demi-alternance négative de courant alternatif, les transistors et sont montés de façon à être activés jusqu'à la tension de saturation du transistor Q^* C'est-à-dire 20 que le transistor «41 a son potentiel de collecteur toujours maintenu égal ou supérieur à celui du transistor D'un autre côté, les transistors Q et Q^» destinés à contrôler ou à commander chaque demi-aîlernance positive de courant alternatif, sont disposés de façon que le transistor soit d'abord saturé 25 lorsque le signal de sortie augmente en amplitude. Ainsi, en l'absence du détecteur 100, la jonction de collecteur du transistor Qj2 est toujours mise dans son état inversement polarisé dans lequel le transistor Q42 porte une partie d'une tension 'inefficace ne contribuant pas à l'amplitude du signal de sortie, plus grande 30 que le transistor «41 avec pour résultat que les deux transistors sont différents l'un de l'autre en consommation de puissance ou d'énergie et par suite en température de fonctionnement. Conformément à l'invention, le détecteur 100 est connecté depuis l'électrode formant collecteur du transistor à la 35 ligne omnibus positive servant à détecter cette tension inéfficace, tout en permettant simultanément aux deux transistors Q52 e"t Q42 d'être saturés dans une mesure ou proportion sinr laire avec pour résultai* l'élimination du problème des accroissements différents de température entre eux. 40 De même, si on le désire, l'un ou l'autre des transistors 69 04301 16 2002278 Q. et Q ou les deux à la fois peuvent être simulairement remplacés v par une série de transistors connectés mutuellement entre eux. En constituant l'un quelconque des montages, tels que précédemment décrits, en un système de circuit intégré , il est 5 désirable d'utiliser ce qui est appelé le type PNP latéral afin de produire des transistors PNP le plus économiquement possible. Le transistor résultant de type PNP possède un facteur d'amplification de courant voisin de l'unité. Ainsi, il a été de pratique courante d'effectuer la connexion composite d'un transistor de tj^>e NPN au type PNP particulier ainsi produit pour créer un transistor de type PNP équivalent possédant un facteur d'amplification de courant égal à la valeur désirée. En appliquant cette mesure à l'invention, il est désirable de prévoir un montage tel que représenté sur la figure 12b pluttt 15 que de prévoir par un montage comme représenté sur la figure 12a. Sur la figure 12a , 1 ' amplificateur 104 comprend un transistor de typeHTP comportant une électrode formant base procurant une entrée, une électrode formant émetteur, connectée à une ligne omnibus positive +Vqq et un transistor de type NPN comportant une électro-20 de formant base connectée à l'électrode formant collecteur du transistor de type BNP, une électrode formant collecteur connectée à la ligne omnibus et une électrode formant émetteur, procurant une sortie, tandis que l'élément de commande 106 comprend un transistor uniaue Q de type NPN. Sur la figure 11b 1 ' élément de commande W —f 25 110 comprend une paire de transistors QC1 et Qq2 de type NPN suivant un branchement ou montage de Darlington tandis que l'amplificateur 104 comporte un transistor unique de type NPN ayant un facteur d'amplification de courant égal à l'unité. Comme cela est bien connu, le montage ou branchement de Darlington sert à améliorer 30 le rendement avec lequel des systèmes de circuits intégrés peuvent être fabriqués. Il empêche également une tension munimale entre les bornes X et Y ou entre les électrodes formant respectivement collecteur et émetteur du transistor de tomber ou descendre en-dessous d'un niveau prédéterminé. Plus spécifiquement, en supposant que sur 35 la figure 11a, dans laquelle l'élément de contrôle ou de commande 106 comprend le transistor unique Qc, sa région de base soit excessivement excitée en raison d'une défaillance de l'un quelconque des composants 100, 102, 104, la tension entre les bomes X et Y diminuera jusqu'à une faible tension de saturation entre les régions 40 d'émetteur et de collecteur de celui-ci. D'autre part, avec 69 04301 n 2002278 la paire de transistor» connectés de la manière représentée sur la figure 11b » tension précitée est absolument empêchée de descendre en-dessous d'une tension entre les régions d'émetteur et de base du transistor . Ceci signifie que la tension entre les bornes 5 X et Y ne descend pas en-dessous d'une tension aux bornes d'une diode unique connectée entre celles-ci à la place des transistozs En d'autres mots, le montage tel que représenté sur la figure 11b, peut être manipulé comme une unité semblable en performances à l'unité classique utilisant une diode de commande unique telle que représen-10 tée sur la figure 1 ou 8. Afin de créer un montage ayant les performances ou aptitudes qui viennent juste d'être indiquées, une diode semi-conductrice peut être connectée à une électrode formant émetteur ou à une électrode formant collecteur d'un transistor de commande unique tel 15 que représenté sur la figure 12a ou b et polarisé en avant ou directement. les mesures, telles que décrites ci-dessus en corrélation avec les figures 11b, 12a et 12b, sont possibles pour compenser une erreur, dans la fabrication et l'assemblage de structures à 20 circuits intégrés, telle, qu'un courant de basé très intense peut s'écouler à travers un transistor connecté entre les bornes X et Y où pour remédier à des produits susceptibles d'être rebutés, résultant d'une détérioration quelconque d'un composant ou de composants de circuit concernés. 25 La figure 13, dans laquelle les chiffres de référence iden tiques désignent des composants identiques à ceux représentés sur la figure 11b, représente un moyen pour étendre, rallonger ou prolonger un domaine dans lequel on peut remédier à des produits susceptibles d'être rebutés, tels que ceux décrits ci-dessus. C'est-30 àdire qu'une résistance fim est connectée entre la jonction des électrodes respectivement de base, et d'émetteur des transistors Qç-j ou Qq2 et la borne X. Plus spécifiquement, le transistor.' est traversé par un courant de base composé d'un courant s'écoulant à travers la résistance R„ et dJan courant d'émetteur s'écoulant à m 35 travers le transistor Qq2« En l'absence de la résistance Rm> le courant précité comprend seulement un courant de collecteur s'écoulant à travers le transistor amplificateur associé Q^. La présence de la résistance Rm permet à l'intensité Lg^ clu courant de base, s'écoulant à travers le transistor Q^, de diminuer en comparaison 40 avec ce qui se passerait en l'absence de la résistance, avec pour 69 04301 18 2002278 résultat qu'une chute de tension dans la résistance associée de filtrage R^ est suffisante pour être inférieure à une tension nécessaire d'entrée au transistor et que, même si les facteurs d'amplification détourant HpRA et du transistor et Qq 5 sont plus petits qu'en l'absence de la résistance Rm» le fonctionnement correct du système est assuré. Par conséquent, on se rendra compte que la résistance Rm peut efficacement remédier à de telles structures de circuits intégrés comprenant les transistors QA ' QC1 et/ou Qq2 ayant les 10 facteurs ou un fecteur d'amplification réel inférieur aux valeurs ou à la valeur nominales de ceux-ci, nécessitant une tension d'entrée plus élevée en raison de la variation séculaire après avoir été fabriqué ou en raison de la détérioration des caractéristiques d'entrée du transistor Q^ ou étant traversés par tin 15 courant de repos d'intensité élevée en raison du fait que la résistance de filtrage R^ a reçu intialement une valeur de résistance plus élevée ou a été changée en une telle valeur. Outre le fait de remédier aut produits présentant un courant d'excitation d'intensité très élevée, l'utilisation du second 20 transistor Q^ ou de la diode DQ de contrôle , de réglage ou de commande permet à la tolérance et au changement dans le gain de la boucle de rétro-action 100-102-104-106 d'être beaucoup élargié en aboutissant à un grand accroissement du rendement des structures de circuite intégrés résultantes. 25 Un autre but de la résistance Rm est de supprimer un courant d'intensité excessivement élevée s'écoulant à travers les transistors Q^ et immédiatement après que le système ait été excité ou alimenté en énergie par la source de puissance électrique associée. Un tel flux ou écoulement de courant d'intensité excessi- 30 -yement forte résulte d'un retard dans le temps avec lequel un potentiel au point C ou à la sortie du filtre passe-bas et par conséquent une tension entre les bornes X et Y est établi. Comme un courant peut s'écouler à travers la résistance R immédiatement m après que l'électrode de base du transistor de contrôle ou de 35 commande Qq.| a été excitée ou alimentée en énergie par la source associée, une tension entre les bornes X et Y est instantanément établie à une valeur suffisante pour empêcher les transistors Q^ et Q^ d'être excités excessivement. Sur les figures 11b_, 12a, 12b et 13, l'élément de commande 40 106 comprend deux éléments actifs tels que les transistors Q-,.. et 69 04301 19 2002278 Qq2 ou le transistor Qq et la diode DQ . Si on le désire, le nombre d'éléments actifs peut être augmenté. Par exemple, si chacun des transistors et est composé d'une série de transistors , l'élément de commande 106 peut être constitué selon la configura-5 tion de Darlington en comprenant des transistors dont le nombre est au moins égal au nombre total de transistors et Qg. Ainsi, on se rendra compte que l'élément de commande comprend les éléments actifs au moins égaux en nombre à celui de transistors de conversion d'entrée de l'amplificateur. 10 En revenant à la figure 5, les caractéristiques de réponse en fréquence du montage seront considérées pour le fonctionnement ou service en classe AB. Il est d'abord nécessaire de rendre la valeur de la tension Vjg entre les bornes X et- Y de l'élément de commande ou de réglage 106 indépendante de la fréquence du signal 15 d'entrée à l'étage de conversion. En variante, afin d'augmenter la fréquence de coupure du transistor de commande, il peut être nécessaire de rendre la tension précitée plus élevée à. mesure ou lorsque le signal d'entrée augmente en fréquence. Autrement, la distorsion d'inter-modulation ou de transmodulation pourrait se 20 produira à des hautes fréquences. Ceci provoque une diminution de la variété d'applications des présents amplificateurs. C'est-à-dire que les conditions d'environnement ou d'ambiance pour l'invention seront soumises à diverses limitations. Ensuite, les transistors de conversion Q^et Qg n'ont pas tme 25 fréquence de coupure aussi élevée à cause de leuis bas niveaux d'intensité de courant. En outre, les transistors amplificateurs et Q^, traversés par des courants de forte intensité, compren-nat leuis régions de base et de collecteur où les porteurs minoritaires sont excessivement accumulés. Il en résulte qu'un problème 30 est rencontré dans un intervalle de temps pour commuter ou faire passer le signal associé de la forme d'onde positive à la forme d'onde négative de celui-ci et vice-versa . Ces phénomènes, les caractéristiques de réponse en fréquence d'éléments actifs et passifs concernés, les éléments de circuit parasites, etc..., affec-35 tent une tension au point B comme le montre la figure 5 en réponse à la présence et à la fréquence du signal d'entrée qui sera décrit ci-après en corrélation avec la figure 14. Sur la figure 14, dans laquelle l'axe des abscisses représente le temps et l'axe des ordonnées représente une chute de tension 40 dans le détecteur 100, une tension ^oOT dans le détecteur 100, telle 64 04301 20 2002278 que représentée en ( a), sert à provoquer un écoulement de courant de repos d'intensité désirée. Si une puissance à basse fréquence est fournie à la charge alors un courant s'écoule à travers la diode détectrice D^ dans une demi-alternance de signal à courant 5 alternatif, commençant en un point de temps t^ et se terminant en un-point de temps tg comme le montre la figure 14b . La chute de tension directe ou en avant au travers de la diode P 10 teur des transistors Q1 et Qg à partir de celui de la demi-alternat-ce citée en premier. Par conséquent, il est évident qu'aucun courant ne s'écoule à travers la diode D^. Gomme le montre la figure 14b, la chute de tension au travers de la diode D^ comporte une portion m augmentant rapidement 15 en amplitude pendant sa conduction. Cette portion m de la chute de tension contribuera à une charge excessive du condensateur de filtrage Cf. C'est-à-dire que le'condensateur Cf aura accumulé ou emmagasiné une charge excédant sa charge nécessaire pour faire fonctionner d'une façon stable la boucle de commande ou de réglage 20 100-102-104-106. En raison de l'action de rétro-action de la boucle de commande ou de réglage, la charge en excès du condensateur Cf est déchargée à travers la résistance H^p en parallèle-avec le condensateur C^ dans la demi-alternance suivante du signa.! par lequel la diode DD est mise dans son état non-conducteur, de^_ 25 sorte qu'une forme d'onde m. telle que représentée est formée comme^ la figure 14b. Ainsi, on se rendra compte qu'avec la jonction fonctionnant à pleine capacité qui vient d'être décrite, une intégrale de la chute de tension au travers de la diode D entre les points de temps t^ et t^, c'est-à-dire la chute de D tension qui 30 a traversé le filtre passe-bas ayant une grande constante de temps, est constante indépendamment du fait que le signal d'entrée est ou non présent. D'autre part, pour des fréquences plus élevées du signal d'entrée, il est impossible d'amener la diode Dp dans son état 35 non conducteur immédiatement après que sa conduction se soit terminée en raison des caractéristiques de réponse en haute fréquence des transistors de conversion et Qg et d'autres comme cela a été décrit précédemment. Il en résulte qu'une charge emmagasinée à l'excès dans le condensateur C^, aura toujours une valeur plus 40 élevée même dans le cas où tme tension maximale sur la ligne 6"? 04301 21 2002278 omnibus +Vq^ est utilisée pour décharger le condensateur comme le montre la figure 14c. Par conséquent, une intégrale de la chute de tension au travers de la diode et par conséquent un potentiel au point C diminue à des fréquences plus élevées comme cela est 5 représenté par une ligne discontinue en traits interrompus pur la figure 14ç. Ceci a pour résultat une diminution de tension entre les bornes de commande X et T en comparaison avec les fréquences plus basses. C*est-à-diretla distorsion d*inter-modulation ou de transmodulation se produit à des fréquences plus élevées. 10 l'invention envisage également d'éliminer cet inconvénient. À cet effet, la résistance de filtrage R^ peut avoir connectée en parallèle avec celle-ci, tme diode semi-conductrice apprppriée possédant une caractéristique directe ou en avant de tension en fonction de l'intensité de courant, égale aux caractéristiques 15 du circuit de base à émetteur du transistor ou meilleure que celles-ci et à polarité telle qu'elle permet à un courant de s'écouler de la diode Dp au transistor Q^. Cette diode est désignée par le chiffre de référence sur la figure 15a et devra avoir une caractéristique telle~que la tension établie soit faible avec une 20 pente abrupte. Cette mesure permet à la charge excessive dans le condensateur de filtrage C^d'être déchargée dans un temps beaucoup plus court que le temps de charge de celui-ci avec pour résultat que la distorsion d'inter-modulation aux fréquences plus élevées est entièrement éliminée sans effectuer le système relativement 25 à la fois au courant de repos et au signal à fréquence plus basse. Si la diode affecte d'une façon trop forte la décharge du condensateur C « comme dans le cas où la transistorQ . et D „ sont X A f par exemple constitués respectivement en silidum et en germanium, alors une série de diodes semi-conductrices peuvent 30 être connectées en série entre des ' points P^ et Pg représentant les deux extrémités de la résistance Rf comme le montre la figure 15b. En variante, une résistance R peut être connectée en série à la diode Df entre les points P^ àt P2 ou aux bornes de la résistance *r 35 Comme le montre la figure 16, la diode D^, telle que décrite ci-dessus, peut être monté facilement et économiquement dans le circuit intégré - associé par l'utilisation d'une portion du substrat associé sur lequel est disposée la résistance R^. Plus spécifiquemert, la figure 16a montre un transistor de type NPN comprenant une 40 région de base utilisée comme résistance R^ et une jonction 69 04301 22 2002278 supérieure P-N utilisée comme diode D^. Une borne 20, couplée ou reliée électriquement à la région de base de type P, est connectée à une borne 24 reliée électriquement à la région d'émetteur de type H pour constituer un montage en parallèle de la résistance 5 Rf et de la diode entre la borne 20 et une borne 22 reliée électriquement à la région de base comme le montre la figure 16ç. La figure 16b montre une diode semi-conductrice comprenant une région de type N utilisée comme résistance et une jonction P-N utilisée comme diode ; une borne 24, reliée électriquement 10 à la région de type P, - est connectée à une borne électriquement reliée à la région de type ïï pour constituer un montage similaire entre une borne 20 reliée^çlectriquement à la région de type H et la fxgure la borne 22 comme le montre/16c. La figure 16c montre tin circuit équivalent au montage tel que représenté sur la figure 16a ou b. 15 Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrite et représentés qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits, ainsi que leurs combinaisons, si celles-ci sont exécutées selon l'esprit 20 de l'invention. 69 04301 23 2002278 REVENDICATIONS 1. Dispositif formant système de circuit électronique pour contrôler* régler ou commander un élément actif connecté selon un circuit en série entre une source de puissance électrique 5 et une charge pour fournir une puissance électrique à ladite charge^ caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de détermination de fonctionnement pour déterminer ledit élément actif è mettre en fonctionnement ou en service soit en classe B ou en classe AB, une combinaison de moyens détecteurs connectés entre ladite source 10 et ledit élément actif pour déceler m courant s'écoulant à travers ledit élément actif et des moyens formant filtre passe-bas eonnec-tés auxdits moyens détecteurs pour éliminer une composante de courant alternatif du signal de sortie détecté provenant de ces derniers afin de produire un signal de sortie à courant sensible-13 ment continu, lesdits moyens de détermination de fonctionnement consistant en un élément de commande à trois bornes, commandé ou contrôlé par ledit signal de sortie à courant sensiblement continu. 2. - Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par des moyens amplificateurs connectés aux moyens précités formant 20 filtre passe-bas pour amplifier le signal de sortie provenant de ces derniers, tandis que l'élément de commande précité à trois bornes est commandé ou contrôlé par ledit signal de sortie amplifié. 3. - Dispositif selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les moyens détecteurs précités comprennent tme diode 25 semi-conductrice et une résistance connectée en parallèle à ladite diod®, les moyens précités formant filtre passe-bas comprenant une résistance et un condensateur, tandis que des moyens amplificateurs sont prévus pour amplifier le signal de sortie provenant desdits moyens formant filtre pasae-bas. 30 4. - Disppsitif selon la revendication 1, caractérisé en ce' que les moyens détecteurs précités comprennent une diode semi-conductrice et une résistance connectée en parallèle à ladite diode, |.es moyens précités formant filtre passe-bas comprenant une résistance, un condensateur et une diode semi-conductrice connectée 35 en parallèle à ladite résistance de filtrage, tandis que des moyens amplificateurs sont prévus pour amplifier le signal de sortie provenant desdits moyens formant filtre passeras. 5. - Dispositif selon la revnndication 1 , caractérisé en ce que l'élément actif précité est à structure de transistor 69 04301 24 2002278 complémentaire et les moyens détecteurs précités comprennent un montage en parallèle d'une diode semi-conductrice et d'une résistance connectée entre une sortie d'un transistor dudit élément actif et la source précitée. 5 6. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'élément actif précité est à structure de transistor quasi-complémentaire et les moyens détecteurs précités comprennent un montage en parallèle d'une diode semi-conductrice et d'une résistance connectée entre une sortie d'un transistor dudit élément 10 actif et la source précitée. 7. Dispositif formant circuit électronique ou analogue, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens formant transistors amplificateurs comprenant une série de transistors ayant des électrodes formant émetteur et base, connectées en cascade et 15 des moyens de commande donnectés entre lesHtes électrodes desdits transistors et au*juelSest appliqué un signal de sortie négatif de rétro-action provenant desdits transistors pour fournir des valeurs de polarisation désirées auxdits transistors, lesdits moyens de commande comprenant des éléments actifs au moins égaSz en nombre 20 à celui desdits transistors. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de commande précités comprennent au moiiis un transistor comportant une résistance ou analogue connectée entre les électrodes formant respectivement base et émetteur de celui-ci.