Brevet FR2004031A1 — publié le 19691114

L'invention concerne des perfectionnements aux circuits à semiconducteurs pour produire des signaux de déclenchement qui conviennent particulièrement bien pour commander un commutateur à semiconducteurs sensible à de tels signaux, tel qu'un thyristor, avec 5 un déphasage réglable à volonté par rapport à une alimentation en courant alternatif. Plus particulièrement, l'invention est relative à Tin circuit à semi-conducteurs perfectionné qui peut, de,_£réf éren-ce, être du type monolithique intégré et fonctionner directement sur une alimentation en courant alternatif pour régler la puissance 10 électrique fournie à une charge avec une régulation proportionnelle d'un ou plusieurs thyristors par durée relative sur alternance complète ou double alternance. L'invention convient particulièrement bien pour réaliser une régulation de phase sur alternance complète de la puissance du courant alternatif fourni à une charge résistan-15 te ou induetive par l'intermédiaire d'un thyristor bidirectionnel. Un but de la présente invention est de réaliser un circuit à semi-conducteurs perfectionné convenant particulièrement bien pour la commande ou régulation de phase sur alternance complète d'un thyristor bidirectionnel. 20 Un autre but est de réaliser un tel circuit, relativement bon marché et capable de permettre un réglage commode et sûr de la puissance fournie à une charge avec une grande amplitude de variation pouvant être sensiblement de 100 fa de la gamme de puissance disponi ble. 25 Un autre but est de réaliser un circuit répondant aux caracté ristiques précédentes et susceptible de fonctionner directement sur une alimentation en courant alternatif. Un.autre but est de réaliser un tel circuit dont tous les éléments autres que ceux qu'on peut désirer changer en vue d'applica-30 tions différentes sont complètement intégrables sous forme de semiconducteur monolithique. Un autre but est de fournir un circuit perfectionné répondant aux caractéristiques précédentes et convenant particulièrement bien pour réaliser à bon marché une régulation sur alternance complète 35 de la puissance et de la vitesse de rotation de moteurs à induction à courant alternatif. Un autre but est de réaliser un tel circuit susceptible de permettre une régulation proportionnelle du type à déphasage sur alternance complète pour la puissance appliquée à des charges résis-40 tantes ou réactives non saturables. 69 07430 2 2004031 Un autre but est de réaliser un circuit comportant une protection incorporée pour le ou les thyristors qu'il commande. On comprendra mieux l'invention, avec ses divers buts et avantages, à partir de la description ci-après, en se référant, aux des-5 sins annexés, donnés ici uniquement à titre d'exemple sans aucun caractère limitatif, dans lesquels : la fig. 1 est un organigramme des éléments fondamentaux d'ion système de régulation de puissance auquel peut s'appliquer la présente invention; 10 la fig. 2 est un organigramme montrant les éléments d'un exem ple de circuit de régulation de puissance à semi-conducteurs réalisé suivant l'invention, en relation avec le système de régulation de puissance de la fig. 1 ; la fig. 3 est le schéma d'un circuit de régulation de puissan-15 ce à semi-conducteurs conçu suivant les principes de l'invention et branché d'une façon qui correspond à l'application de la fig. 2; la fig. 4 est un graphique illustrant certaines formes d'alternances de tension associées au circuit de la fig, 3; la fig. 5 est un schéma d'un autre exemple de construction 20 d'un circuit à semi-conducteurs conçu suivant les principes de l'invention et semblable au circuit de la fig. 3, mais ayant presque tous ses éléments réalisés sous forme intégrée monolithique; la fig. 6 est une vue en plan de la face supérieure d'un circuit intégré monolithique sur silicium comprenant les éléments de 25 circuit entourée de la ligne en trait interrompu 51 sur la fig. 5; la fig. 7 est un schéma d'une partie du circuit de la fig. 5 branché dans un système de régulation de vitesse de moteur; et, la fig. 8 est un schéma d'une partie du circuit de la fig. 5 conçu et disposé pour gouverner le déclenchement d'une paire de 30 thyristors unidirectionnels branchés en opposition. En se reportant à l'organigramme de la fig. 1, on y voit -que le circuit à semi-conducteurs représenté par le bloc 50, qui peut être conçu suivant les principes de l'invention, règle la puissance fournie à une charge 42 par une alimentation en courant alternatif 35 43 entre les bornes 44 et 46. La charge 42 peut être, par exemple, purement résistante ou résistante.et inductive, tel qu'un moteur à induction à courant alternatif, monophasé, par exemple du type à phase en permanence décalée par un condensateur ou du type à pôles protégés. Pour pouvoir répondre avec l'efficacité désirable aux va-40 riations, commandées par déphasage, de la puissance qui,lui est, 69 07430 3 2004031 appliquée, un tel moteur doit de préférence avoir une caractéristique vitesse-couple très sensible aux variations' de la valeur moyenne de la tension qui lui est appliquée. Le circuit suivant l'invention étant capable de régler l'angle de phase de la puissance appli-5 quée au cours de chaque demi-période dans tout l'intervalle de 0 à 180°, faisant en conséquence varier la vitesse d'un tel moteur pratiquement sur 100 a/o de sa gamme de vitesses, il peut être désirable que, pour être apte à fonctionner à des vitesses extrêmement basses, un tel moteur soit sur roulements à billes plutôt que sur paliers 10 lisses, La charge 42 reçoit sa puissance de la. ligne d'alimentation en courant alternatif 43 par l'intermédiaire d'un commutateur 48 qui est représenté comme étant un commutateur à semi-conducteurs commandé par signal de déclenchement. Ainsi qu'on le décrira avec plus de 15 détails dans ce qui suit, le commutateur 48 peut être constitué par une paire de thyristors unidirectionnels montés en opposition, mais il peut être avantageusement constitué par un seul thyristor bidirectionnel du type dit "triac". Une description détaillée tant des triacs que des thyristors unidirectionnels branchés en opposition 20 se trouve dans les chapitres 6, 7 et 8 de l'ouvrage intitulé "ŒE SCR Manual" (manuel des relais à semi-conducteurs) publié en 1967 par la société dite General Electric Company (4ème édition). Un réglage proportionnel par temps relatif sur alternance complète de la puissance fournie à la charge 42 est réalisé avec un circuit de ré-25 gulation 50 suivant l'invention en actionnant le commutateur 48 pour le mettre dans l'état saturé ou conducteur à un instant choisi et variable à volonté, ou ce qui revient au même avec ion/ déphasage angulaire donné, dans chaque demi-période du courant alternatif fourni aux bornes 44 et 46. Ce réglage du triac 48 est assuré par 30 la synchronisation, dans chaque demi-période, d'un signal de déclenchement émis par le circuit 50 de l'invention et déclenchant la fermeture dudit commutateur. Pour faciliter la compréhension détaillée des circuits construits suivant l'invention, on va d'abord expliquer comme suit le 35 fonctionnement d'un tel circuit à partir de l'organigramme de la fig. 2. L'amplitude d'un signal d'entrée à la borne 12 - lequel peut être par exemple la tension de sortie d'un potentiomètre, d'une • thermistance, d'un générateur tachymétrique ou toute autre tension électrique constituant la représentation analogique d'une valeur de 40 consigne de la variable réglée - se trouve transformée proportionnel- 07430 4 2004031 lement en un temps représenté par une portion de chaque demi-période du courant alternatif d'alimentation correspondant à un angle de phase P. Cette conversion de grandeur est effectuée au moyen de circuit convertisseur représenté sur l'organigramme par le "bloc 18 5 en coopération avec un circuit auxiliaire,- représenté par le bloc 20, qui produit une tension de référence et avec un circuit de comparaison. représenté par le bloc 22. Le résultat de cette conversion d'amplitude en temps est l'émission, par le comparateur 22, dans chaque demi-période du courant alternatif d'alimentation, d'un si-10 gnal de sortie qui apparaît en 24 et qui est déphasé par rapport au début de la demi-période correspondante d'un angle variable en fonction de l'amplitude du signal d'entrée reçu, par la borne 120 Un type adéquat de circuit 18 convertisseur d'amplitude en temps est représenté par un circuit générateur de tension à "dent.. 15 de scie et palier-base". Les circuits du type à dent•• de scie et palier-base pour transformer une amplitude:en temps sont bien connus des spécialistes de cette techniq^ev;"e^-'eôht' décrits en détail, par exemple au § 9.5.2 de l'ouvrage. !^.';§^;.Manual'' déjà cité. En bref, ces circuits servent à produire une tension alternative synchroni-20 sée avec \me demi-période du courant alternatif d'alimentation. L'onde de tension ainsi produite a une forme générale en dents de scie composée d'une partie en forme de,rampe d'amplitude variable en fonction du temps et d'une base- en forme de palier d'amplitude constante pendant toute la demi-période'. On fait varier l'amplitude 25 de la base en réponse au signal d'entrée et cela change le temps, ou angle de phase dans la demi-période, au bout duquel la somme des tensions de la base et de la rampe devient égale à une tension de référence donnée. Le circuit de comparaison 22 est sensible à la différence entre la tension de référence en 20 et la tension de ram-30 pe et palier-base et, lorsque ces deux tensions sont égales, le comparateur est organisé pour émettre un signal de sortie dont l'angle de phase dans la demi-période est ainsi proportionnel à l'amplitude du signal d'entrée. Quand le commutateur :48 e.st un triac, il ne peut normalement 35' répondre à un signal de déclenchement sans qu'il y ait entre ses bornes une différence de potentiel suffisante à l'instant où arrive ledit signal de déclenchement. Ceci peut quelquefois ne pas être le cas, par exemple si la charge 42 est suffisamment inductive pour être encore traversée par une intensité appréciable de courant en 40 retard qui la traverse et passe en même temps dans le triac bien 07430 5 2004031 que la tension du secteur d'alimentation ait déjà atteint l'amplitude nulle de son onde sinusoïdale. Pour empêcher qu'un signal de déclenchement ne parvienne au triac 48 dans ces conditions, il est prévu -un circuit de verrouillage ou porte représenté par le bloc 26. 5 Le circuit de verrouillage 26 empêche le comparateur 22 de produire un signal de sortie en 24 pour commander le circuit générateur, du signal de déclenchement ou de l'impulsion d'amorçage du triac, représenté par le bloc 28. Le circuit de verrouillage 26 empêche ainsi l'arrivée au triac d'un signal de déclenchement à moins que celui-10 ci soit suffisamment coupé, ou non conducteur, et qu'il lui soit appliqué une différence de potentiel suffisante pour passer à l'état conducteur en réponse au signal de déclenchement. Passant maintenant à la fig. 3, on y voit la représentation schématique d'un exemple de réalisation du circuit à semi-conduc-15 teurs conçu suivant les principes de l'invention. Pour en faciliter la compréhension, on va maintenant décrire le circuit de la fig. 3 en se référant à l'organigramme de la fig. 2. La tension d'alimentation sous laquelle fonctionne le circuit de la fig. 3 est raccordée aux bornes d'entrée du circuit 5 et 6 directement à partir des 20 bornes d'alimentation 44 et 46 de la ligne du secteur alternatif qui peut être, par exemple, du courant industriel 50 périodes, 120 volts. Le triac 48 est branché en série avec la charge 42 entre les bornes 44 et 46. Un condensateur C1 destiné à emmagasiner l'énergie nécessaire à l'amorçage du triac 48 est branché entre les bornes 5 25 et 6. Entre les bornes 5 et 44 est intercalée une résistance Rg qui limite l'intensité du courant. Une autre résistance est branchée entre la borne 9 et le point commun, du triac 48 et de la charge 42„ Une résistance R qui règle la pente de la rampe de tension est s branchée entre les bornes 7 et 11, 30 A partir des bornes 5 et 6, l'alimentation en courant alterna tif est reliée, par l'intermédiaire de la résistance Rg qui limite l'intensité, à un redresseur à pont à période complète réalisé par des diodes D1, D2, D3 et D4 branchées comme le montre le schéma. La •tension aux bornes de sortie du pont redresseur est une tension pul-35 sée sinusoïdale à période complète qui tombe à zéro lors des passages à zéro de la tension alternative d'alimentation. La sortie du pont redresseur est en parallèle avec un limiteur de tension constitué par la diode de Zener D9 et le transistor Q13 branchés comme on le voit sur le schéma pour fournir une tension continue de réfé-40 rence. La diode D8 en série avec la diode de Zener D9 réalise une 69 07430 6 2004031 compensation de température pour celle-ci. Dans chaque demi-période de courant fourni par le redresseur à pont à la borne 1, le transistor Q13 est maintenu à l'état bloqué jusqu'à ce que la tension dis-ruptive se soit établie aux bornes de la diode D9„ Le transistor 5 Q13 devient alors conducteur jusqu'à ce que le potentiel à la borne 1 tombe au-dessous du potentiel disruptif de Zener de la diode D9, établissant ainsi sur ladite borne 1 un potentiel de référence qui,, pendant la plus grande partie de la durée de chaque demi-période du courant alternatif d'alimentation, demeure fixé à une valeur égale 10 au potentiel de Zener de D9-augmenté de la différence de potentiel de la diode base-émetteur de Q13. La tension ondulée redressée sur période complète et limitée en amplitude à la tension de Zener est appliquée entre les bornes 1 et 10, la première étant positive par rapport à la seconde, et elle constitue l'alimentation du générateur 15 18 pour la tension à rampe et palier-base et du générateur 20 pour la tension de référence. Une résistance R7 et une diode D7 complètent le circuit de retour aux diodes D3 et D4 du pont redresseur. Deux résistances variables en série R^ et Rg forment un montage potentiométrique entre les bornes 1, 12 et 10 comme on le voit 20 sur le schéma. La tension produite aux bornes de l'une.ou l'autre des résistances R^ ou Rg constitue une représentation analogique de l'amplitude du signal d'entrée désiré. Si par exemple la charge 42 est un moteur à induction, Rg peut être un potentiomètre à commande manuelle dont on fait varier la résistance pour régler l'angle d'a-25 morçage du triac 48 sur chaque demi-période ducourant alternatif d'alimentation, réglant ainsi la puissance fournie et en conséquence également la vitesse de rotation du moteur constituant ladite charge 42. Un condensateur 02, une résistance R6, la résistance R_ et des g 30 transistors Q10 et Q12 branchés comme on le voit sur la fig. 3 constituent le circuit partiel générateur de tension à rampe et palier correspondant au bloc 18 de la fig. 2. On comprendra très facilement le fonctionnement de ce circuit partiel en se reportant aux formes d'ondes de tension de la fig. 4 sur laquelle on peut voir 35 qu'à chaque demi-période du courant alternatif d'alimentation aux bornes 5 et 6 une tension continue fournie par le potentiomètre R^, R-, charge relativement vite le condensateur de temporisation 02 à un potentiel négatif égal à la fraction Rg potentiel à la borne 1 et constituant le palier de la tension de base appliquée à 40 la borne 12. Le niveau du palier de tension est représenté au point 69 07430 7 2004031 17 sur la fig. 4 et il est déterminé par le rapport des valeurs auxquelles ont été réglées les résistances R^ et Rg. Ensuite, pendant la même demi-période, le condensateur C2 continue à être chargé négativement suivant la courbe 16 par la demi-période de courant si-5 nusoïdal qui va de la borne 1 à la borne 7 en passant par le transistor 10 et la résistance R . Ce courant qui continue à charger le S condensateur C2 a poux effet de donner à la rampe constituée par la courbe 16 de la fig» 4 son allure de fonction cosinus et, comme l'intensité de ce courant est réglée par la résistance extérieure 10 sur l'émetteur du transistor Q10, cette résistance R constitue ain- O si une grandeur manipulable par laquelle on peut régler la pente et l'amplitude de la rampe 16. A cause de la forme sinusoïdale de l'alternance du courant d'alimentation qui traverse le transistor Q10, la rampe a un sommet en forme de courbe de fonction cosinus comme 15 le montre la fig. 4. Ce courant sinusoïdal qui charge C2 est obtenu, à partir de la chute de tension du courant d'alimentation à travers la résistance R7 appliqué au transistor Q10 comme commande de la base. La diode D7 compense la tension entre base et émetteur du transistor Q10 pour assurer au courant qui traverse R la même for- O 20 me sinusoïdale qu'au courant qui traverse R7« Ainsi, dans le circuit à rampe et palier-base décrit ci-dessus, le condensateur C2 se charge rapidement à chaque demi-période jusqu'à un potentiel égal, comme on le voit en 17 sur la fig. 4, à la tension du courant continu d'alimentation à la borne 1 diminuée de 25 la sommé de la chute de tension dans la diode émetteur-base du transistor Q12 et de la t ension de palier-base déterminée par le réglage de Rg par rapport à R^. Ensuite, le condensateur C2 continue à se charger suivant la courbe 16 de la fig. 4 pour arriver à une tension de rampe totale correspondant au point 19 de la même figure. 30 II apparaît ainsi en évidence que la somme algébrique instantanée des tensions de rampe et de palier-base peut être rendue égale à une tension de référence donnée à l'avance à un instant (ou angle de phase), dans chaque demi-période, qui dépend du réglage des valeurs relatives de Rg et R^. En réponse à cette condition d'égalité, 35 le circuit de comparaison représenté par le bloc 22 sur la fig. 2 émet un signal de sortie pour commander l'amorçage du triac 48» Le circuit de comparaison correspondant au bloc 22 de l'organigramme est constitué par des transistors Q3, Q4 et Q5, une résistance R4 et une diode D5 montés comme on le voit sur la fig, 3. A 40 chaque demi-période, le circuit comparateur compare le potentiel 2004031 variable 16 appliqué à la borne 13 avec la sortie, sur la borne 2,. d'un générateur de-tension de référence représenté par le bloc 20 sur la fig. 2 et constitué de résistances potentiométriques R1, R2 et R3 branchées en série entre les bornes 1 et 10, comme on le voit 5 sur la fig. 3. Ce potentiel de référence est appliqué à la borne 2 et peut être modifié si on le désire par des arrivées supplémentaires à cette même borne 2. Les transistors Q3 et Q4 fonctionnent en amplificateur différentiel pour comparer les potentiels des bornes 13 et 2 tout au long de-chaque demi-période du courant alternatif 10 d'alimentation, ce fonctionnement en amplificateur différentiel fournissant une compensation inhérente des effets de variation de température des divers éléments de l'ensemble du circuit. Le montage Darlington des transistors Q4 et Q5 a l'avantage d'opposer une forte impédance au condensateur de temporisation C2 et fournit éga-15 lement une tension supplémentaire base-émetteur renforcée pour compenser la chute de tension du transistor à asservissement d'émetteur ~~ Q12 de la tension palier. De la sorte, la différence de potentiel aux bornes de Rg nécessaire à la borne 12 pour amorcer le triac 48, soit en l'absence de toute tension de rampe, soit tout au début de 20 la rampe, est essentiellement la même que la tension de référence à - - la borne 2 dont elle diffère uniquement par les différences relativement faibles sur les chutes de tension des diodes émetteur-base des transistors Q3» Q4, Q5 et Q12. Le courant de mode commun du comparateur différentiel 22 (in-25 diquant l'égalité des potentiels comparés) sort par la diode D5 et la résistance R4 pour aller à la borne 7, borne de sortie négative du courant continu du pont redresseur, à travers le transistor Q7. Ce transistor Q7 fait partie du circuit partiel de verrouillage représenté par le bloc 26 sur l'organigramme de la fig» 2. Ce circuit 30 de verrouillage est constitué par la diode D6, les transistors Q7, Q8 et Q9, les résistances R5 et R8 et la résistance R^, tous branchés comme on le voit sur le schéma. Dans le fonctionnement du cir- ' cuit de verrouillage, quand le courant absorbé par la charge passe par le triac 48 ou lorsque, pour une raison quelconque, il y a aux 35 bornes du triac une tension insuffisante pour permettre son amorçage en réponse à un signal de déclenchement arrivant à la borne 3» il y a aussi aux bornes de R5 une tension insuffisante pour commander par leurs bases les transistors Q8 ou Q9. Ceci empêche 1er transistor Q7 de passer à l'état conducteur et de transmettre le courant de mo-40 de commun du comparateur 22, empêchant ainsi ledit comparateur 22 69 07430 69 07430 9 2004031 d'émettre son signal de sortie, indiqué en 24 sur la fig. 2, pour provoquer le déclenchement du triac 48. Le circuit de verrouillage empêche ainsi que 1'énergie emmagasinée dans le condensateur C1 pour l'amorçage du triac 48 ne se trouve dissipée quand celui-ci 5 n'est pas en mesure d'obéir au signal de déclenchement, comme c'est le cas par exemple lorsque la tension aux "bornes du triac est insuffisante pour l'amorcer ou quand la charge 42 est suffisamment induo-tive pour qu'un courant retardé soit encore en train, de passer à travers le triac bien qu 'une nouvelle demi-période de la t ension 10 alternative d'alimentation ait déjà commencé» Par contre, quand le triac 48 est bloqué, ou non conducteur, et que la -t^e£Mr)Tr~dxrTrêsëâù^ lui est appliquée, le courant qui traverse la résistance assure la commande par la base pour faire passer les transistors Q8, Q9 et Q7 à l'état conducteur et permettre au courant de mode commun de 15 passer et par conséquent au comparateur différentiel de remplir sa fonction. La valeur de R^ détermine la tension aux bornes du triac 48 nécessaire pour permettre l'action du comparateur 22. Si l'on désire éliminer le circuit de comparaison, comme par exemple dans le cas d'une charge 42 purement résistante, on peut supprimer les 20 transistors Q7, Q8 et Q9, la diode D6 et les résistances R5, R8 et Rj et raccorder directement la résistance R4 à la borne 7. Quand le comparateur 22 n'est pas neutralisé par le circuit de verrouillage 26, comme le potentiel de la borne 13 s'élève au début de chaque demi-période à une valeur qui correspond sensiblement au 25 potentiel de la borne 12, puis s'abaisse pendant que le condensatetir C2 se charge suivant.la rampe de la courbe de la fig. 4 pour atteindre un niveau où il est égal au potentiel de référence de la borne 2, le potentiel de l'émetteur du transistor Q4 se trouve abaissé par l'effet suiveur de l'émetteur et le transistor Q3 commence à 30 être conducteur. Le signal résultant obtenu sur le collecteur de Q3 commande le commutateur bilatéral constitué par deux commutateurs PNPF du type en semi-conducteur contrôlés (SCS) branchés en opposition, le second faisant partie du circuit partiel générateur de signal de dé--, 35 clenchement représenté par le bloc 28 dans l'organigramme de la fig. j : 2. Comme le montre la fig. 3, 1!anode de Q1 et la cathode de Q2 sont reliées à la borne 5, la cathode de Q1 et l'anode de Q2 sont reliées à la borne 6, les anodes de Q1 et Q2 sont reliées au collecteur de Q3, la résistance R21 relie la cathode de Q1 à la borne 3 et la ré-40 sistance R22 relie la cathode de Q2 à la borne 5. En fonctionnement, 07430 10 2004031 Q1 passe à l'état conducteur n réponse au signal pilote émanant du collecteur de Q3 quand la feo o 5 est positive et, à''.me façon analogue, c'est Q2 qui passe à J "ét&t conducteur quand la borne 5 est négative. Les relais commanda' du type SCS sont des £;*stèmes PNPN 5 bien connus en la matière peu remplir, quand ils sont branchés en opposition, un rôle de décler, '.ement symétrique et bidirectionnel et ils sont décrits en détail -u chapitre 16 de l'ouvrage intitulé "SE Transistor Manual" (manue" des transistors) publié en 1964 par la société dite General llect:\3 Company (7ème édition). Les relais 10 à semi-conducteurs SCS font &'. .^si l'objet d'une demande de brevet américain, déposée aa nomade la socxété^irfculaire de la présente demande le 26 décembre 1963,_soûTle numéro 333,478. -Llamarçage de la moitié ccnvenable du commutateur bilatéral Q1, Q2 décharge le condensateur C1 dans l'entrée du triac 48 et rend 15 ainsi celui-ci conducteur. Conare les impulsions de déclenchement en provenance du relais bilatéral Q1, Q2 alternent avec la même polarité que la tension alternative du secteur aux bornes 44 et 46, ces impulsions de déclenchement conviennent bien pour amorcer directement un triac 48, ou pour amorcer, par l'intermédiaire d'un trans-20 formateur d'impulsions, par exemple, des paires de thyristors unidirectionnels branchés en opposition,, Pour remettre, à la fin de chaque demi-période, le condensateur de temporisation C2 à un niveau de potentiel déterminé, il est prévu un transistor Q6 relié aux bornes 1 et 13 ainsi qu'au point 25 commun des résistances R2 et R3 comme le montre le schéma. En fonctionnement, le transistor Q6 est rappelé en position de blocage (coupure) par les résistances potentiométriques R1, R2 et R3 jusqu'à ce que la demi-période de la tension d'alimentation tombe à une amplitude voisine de -zéro. La tension appliquée au condensateur 30 C2 fournit alors une commande de base pour le transistor Q6, ce qui provoque la décharge dudit condensateur C2 jusqu'à un niveau de potentiel qui correspond à la chute de tension entre la base et l'émetteur du transistor Q6. Il résulte clairement de la description qui précède que, sui-35 vant les principes de l'invention, il est prévu pour l'émission d'un signal de déclenchement un circuit à semi-conducteurs perfectionné dans lequel une impulsion de sortie pour l'amorçage d'un relais à semi-conducteurs commandé par signal de déclenchement, tel qu'un triac, est émise à chaque demi-période d'une alimentation en 40 courant alternatif, avec un déphasage, dans ladite demi-période, qui 69 07430 u 2004031 varie en fonction de l'amplitude d'un signal d'entrée. Des exemples de caractéristiques numériques ~de types des éléments du circuit de la fig. 3 correspondant à une réalisation uti-. lisable de ce circuit sont les suivants : Résistances Ohms Diodes Type Transistors Type 15 25 10 20 30 35 RÀ % " *1 as Rg R1 R2 R3 R4 R5 R6 R7 R8 R21 R22 Jonction base-émetteur de 2 N 3390 4,7 K 3,9 E 0,047 K 4,7 K 2,2 K 2,2 K Condensateurs 01 02 Commutateur, bilatéral. Q10 Q12 Q13 Q1 Q2 Microfarads 0,05 à 0,1 0,01 à 0,1 Type 3 N 80 3 N 80 2N5354 2N3414 2N5354 2K3414 40 La fig. 5 représente un autre mode de réalisation d'un circuit conçu suivant les principes de l'invention et analogue au circuit de la fig. 3 à ceci près que tous les éléments autres que ceux qu'il peut être nécessaire de changer pour des applications différentes 69 07430 12 2004031 sont réalisés sous forme monolithique intégrée. Dans le circuit de la fig. 5, tous les éléments qui correspondent aux éléments de la fig. 3 compris à l'intérieur de la ligne pointillée 51 sont prévus sous forme monolithique intégrée en utilisant un isolement vis-à-5 vis de la couche-support d'un type bien connu des spécialistes de cette technique et couramment appelé "isolement par diodes à jonction à polarisation inverse" (back biased junction diode isolation). Avec ce type d'isolement, comme le comprennent bien les spécialistes en la matière, la région ou partie du circuit monolithique consti-10 tuée par la couche-support est normalement raccordée directement au point du circuit dont le potentiel a la plus forte valeur en polarité opposée au type de conductivité de la couche-support. Par exemple, une couche-support dont la conductivité est du type P est normalement reliée au point du circuit qui a le potentiel négatif de 15 plus grande valeur absolue. Mais comme le circuit monolithique de la fig. 5 fonctionne directement sur le courant alternatif qui arrive à ses bornes 5 et 6, ce circuit n'a pas un seul point qui reste, sur toute la période de 360° de la tension d'alimentation, au potentiel extrême désirable pour réaliser convenablement l'isolement de 20 la couche-support. Ceci entraîne que, si la couche-support était reliée à un seul point pour réaliser son isolement par diode, à polarisation inverse, les diodes d'isolement se trouveraient polarisées en direct sur une partie de la période de la tension alternative d'alimentation et il en résulterait des effets chaotiques sur 25 le fonctionnement du circuit. Dans le circuit de la fig. 5» ce problème est résolu et l'isolement de la couche-support est assuré efficacement sur toute la période de 360° de la tension alternative d'alimentation en remplaçant les diodes D3 et D4 du pont redresseur d'alternance complète 30 de la fig. 3 par un circuit spécial d'isolement de la couche-support dont la description détaillée sera donnée plus loin. A l'exception de ce circuit de commande de l'isolement de la couche-support, du remplacement pour Q1 et Q2 des deux commutateurs du .type SCS de la fig„ 3 par un commutateur bilatéral en semi-conducteur type SBS 35 (fig. 6), de l'addition d'un transistor Q11 pour compenser le faible gain du transistor Q12 à jonctions PNP quand ce transistor est du type latéral, et de la substitution de quatre diodes base-émetteur D 1A et B et D 2A et B respectivement aux diodes D1 et D2, le reste du circuit de la fig. 5 est analogue aux parties correspondantes de 40 la fig. 3 et on a en conséquence donné aux éléments correspondants 07430 13 2004031 les mêmes repères que sur la fig. 3. le commutateur bilatéral du type SBS est décrit en détail dans le numéro du 30 août 1966 de la revue "Electronic Design" et au § 4.14.4 du manuel déjà cité. En conséquence, la suite de la description détaillée du circuit de la 5 fig; 5 sera limitée au circuit de commande de l'isolement de la couche-support et à son fonctionnement. La partie du circuit de la fig. 5 qui commande l'isolement de la _base-support est constituée par des transistors Q14, Q15> Q16 et Q17 et des résistances R9 et RIO. Les émetteurs des transistors Q14 10 et Q15 sont réunis à un point commun D qui est directement relié à la couche-support du circuit monolithique représentée schématique-ment en S. Le collecteur du transistor Q14 est relié au point B et à la borne 5 et le collecteur du transistor 15 est relié au point A et à la borne 6. La base du transistor Q14 est reliée au collecteur 15 du transistor Q16 dont l'émetteur est relié au point E et la base du transistor Q15 est reliée au collecteur du transistor Q17 dont l'émetteur est relié au point E. Le point E est relié à la borne 7 et représente le point négatif du circuit à courant continu de la partie monolithique du circuit de la fig, 5» La résistance de pola-20 risation R9 est branchée entre le collecteur du transistor Q14 et la base du transistor Q16 et la résistance de polarisation R10 est branchée entre le collecteur du transistor Q15 et la base de Q17. Pour l'explication du fonctionnement, on supposera que la couche-support monolithique est du type P et on considérera que la 25 borne 5 du circuit est positive. Le courant d'entrée venant de cette borne 5 va alors traverser les diodes D1 (A et B), continuer par tout le circuit compris entre les bornes 1 et 10 pour revenir par le point E. Le courant de retour qui passe par la diode émetteur-base du transistor Q17 et arrive à la base du transistor Q17 va se 30 diviser en deux parties. Une partie va continuer par la jonction émetteur-base du transistor Q17, par la résistance 10 et retourner à la borne 6 en passant par le point A tandis que l'autre partie va passer par la jonction collecteur-base du transistor Q17 et agir comme courant pilote pour rendre le transistor Q15 conducteur. Une 35 fois que le transistor Q15 a obéi à cette commande, le courant va passer par la jonction collècteur-base du transistor Q15 et continuer son chemin vers la borne 6. Donc, à l'état conducteur, le transistor Q15 fonctionne comme un piège à courant qui absorbe tous les retours de courants de fuite venant de la couche-support S en pas-40 sant par les divers éléments du circuit monolithique qui ont une 07430 H 2004031 conductivité du type opposé, ainsi que le courant de fuite par la jonction émetteur-base du transistor Q14 qui est polarisée en sens inverse„ Pendant la demi-période de la tension alternative d ' alimenta.--5 tion pendant laquelle la borne 5 est positive par rapport à la borne 6 et pendant laquelle le point B est le point le plus négatif du circuit, le point D et la couche-support S sont maintenus par le transistor Q15 à un niveau de potentiel qui, par rapport à B, n'est pas plus haut que la tension de saturation du collecteur à l'émet-10 teur de Q15. Comme cette tension de saturation est d'environ 0,2 Y, c'est-à-dire sensiblement moindre que la tension d'environ 0,7 Y nécessaire pour donner une polarisation directe aux diodes d'isolement de la couche-support, 1*isolement désiré de ladite couche-support sera maintenu et le fonctionnement du circuit intégré ne sera 15 pas soumis aux influences perturbatrices d'une injection de porteurs de charge en provenance de la oouche-support à travers l'une quelconque des jonctions PU de diodes d'isolement ni des effets parasites de transistors ainsi créés dans le circuit. Pendant que le transistor Q15 est conducteur, les deux jonctions du transistor Q16 20 auront une polarisation inverse, empêchant ainsi le transistor Q14 de devenir conducteur et de dévier le courant d'alimentation à travers les transistors Q14 et Q15. Pendant l'autre demi-période de la tension alternative d.'.alimentation, la borne 5 du circuit étant négative et" la borne 6 posi-25 tive, les transistors Q14 et Q16 vont être conducteurs et maintenir ainsi le point D et le support S à un niveau de potentiel qui, par rapport au point le plus négatif du circuit (le point B), n'est pas plus élevé que la chute de tension de saturation du transistor Q14. Les résistances R9 et R10 qui peuvent être, par exemple, d'environ 30 100 ohms apportent une compensation à la résistance de saturation de l'élément PMP et aux différences entre le Ygg (tension base-émetteur) des transistors Q16 et Q17 et le Yqq (tension base-collecteur) des transistors Q14 et Q15, empêchant ainsi que la tension de saturation du transistor Q14 ou celle du transistor Q15 excède le seuil 35 de tension des diodes d'isolement de la couche-support. Dans le cas où la couche-support S serait du type N, les polarités des divers transistors seraient, bien entendu," inversées, mais le mode de fonctionnement du circuit de commande de l'isolement serait tel qu'on l'a décrit ci-dessus. 40 Ainsi, avec le circuit de commande de l'isolement représenté, 69 07430 15 2004031 les diodes d'isolement de la couche-support du circuit intégré ne se trouveront jamais sous polarisation directe à aucun moment de toute la période de 360° de la tension alternative d'alimentation, même si une sortie de courant redressé sur toute la période est 5 prévue à la borne 1 pour alimenter en énergie le reste du circuit intégré. La fig. 7 représente une application du circuit de la fig. 5 dans laquelle le courant continu fourni par une génératrice tachy-métrique, couplée à un moteur à courant alternatif qui constitue la 10 charge 42, fournit à la borne 12 la tension du signal pilote, à la place de la tension aux bornes de la résistance Eg sur la fig. 5» pour régler la vitesse- du moteur 42. La sortie du générateur tachy-~ métrique 34 est filtrée de l'ondulation résiduelle par le condensateur C33 et une fraction convenable de cette tension de sortie, dé-15 terminée par le réglage de vitesse du potentiomètre R33, est appliquée entre les bornes 12 et 10 du circuit intégré, à l'intérieur de la ligne en trait interrompu 51 * La fig. 8 représente une autre application du circuit de la fig. 5 disposé pour commander l'amorçage d'un commutateur 48 cons-20 titué par une paire de thyristors unidirectionnels contrôlés SCB.1 et SGR2 branchés en opposition par l'intermédiaire d'un transformateur d'impulsions T da rapport égal à l'unité. Les gens versés en la matière se rendront compte facilement de ce que l'invention peut être réalisée de diverses manières et est 25 susceptible de diverses formes et de modes de réalisation différents de ceux qui ont été décrits ici à titre d'exemples. En conséquence, il est bien entendu que la portée de l'invention n'est nullement limitée par les détails de la description précédente. 69 07430 16 2004031 REVENDICATIONS 1 - Circuit à semi-conducteurs pour régler la puissance fournie à une charge par une alimentation en courant alternatif par l'intermédiaire d'un commutateur commandé par un signal de déclexi- 5 chement pendant une fraction variable de la durée de chaque alternance ou demi-période de ladite alimentation en courant alternatif qui est déterminée par l'amplitude d'un signal de commande variable, ledit circuit comprenant : a) un circuit convertisseur d'amplitude en temps comportant 10 des bornes d'entrée du signal de commande adaptées pour être branchées sur led,it signal de commande afin d'émettre à chaque demi-période de ladite alimentation en courant alternatif un signal pilote avec un angle de déphasage par rapport au début de ladite demi-période qui est déterminé - par l'amplitude dudit signal de commande, 15 b) un circuit redresseur de période complète adapté pour être branché sur ladite alimentation en courant alternatif pour produire et fournir audit circuit convertisseur une tension d'excitation continue qui tombe à zéro à la fin de chaque demi-période de ladite alimentation en courant alternatif, et 20 c) un dispositif pour amorcer la conduction dudit commutateur commandé par signal de déclenchement, en réponse audit signal pilctsw 2 - Circuit à semi-conducteurs pour régler la puissance fournie à une charge par une alimentation en courant alternatif pendant une fraction variable de chaque demi-période de ladite alimentation en 25 courant alternatif qui est déterminée par l'amplitude d'un signal de commande variable, ledit circuit comprenant : a) un circuit convertisseur d'amplitude en temps comportant des bornes d'entrée du signal de commande adaptées pour être branchées sur ledit signal de commande afin d'émettre à chaque demi-pé- 30 riode de ladite alimentation en courant alternatif un signal pilote avec un angle de déphasage par rapport au début de ladite demi-période qui est déterminé par l'amplitude dudit signal de commande, b) un dispositif pour émettre un signal de"déclenchement en réponse à un signal pilote émanant dudit circuit convertisseur d'as- 35 plitude en temps, et c) un commutateur commandé par signal de déclenchement interposé entre ladite charge et ladite alimentation en courant alternatif et dont la partie sensible à un signal de déclenchement est branchée sur la sortie dudit dispositif émetteur de signal de dé- 40 clenchement. 07430 17 2004031 3 - Circuit à semi-conducteurs pour régler la puissance fournie à une charge par une alimentation en courant alternatif pendant une fraction variable de chaque demi-période de. ladite alimentation en courant alternatif qui est déterminée par l'amplitude d'un signal 5 de commande variable, ledit circuit comprenant : a) un circuit convertisseur d'amplitude en temps comportant . des bornes d'entrée du signal de commande adaptées pour être branchées sur ledit signal de commande afin d'émettre à chaque demi-pé-riode de ladite alimentation en courant alternatif un signal pilote 10 avec un angle de déphasage par rapport au début de ladite demi-période qui est déterminé par l'amplitude dudit signal de commande, b) un dispositif pour émettre un signal de déclenchement en réponse à un signal pilote émanant dudit circuit convertisseur d'amplitude en temps, 15 c) des bornes d'alimentation en courant alternatif adaptées pour être branchées sur une alimentation en courant alterna tif-y d) un circuit redresseur de période complète branché sur les-dites bornes d'alimentation en courant alternatif pour produire et fournir aux éléments énumérés ci-dessus une tension d'excitation 20 redressée sur période complète qui tombe à zéro à la fin de chaque demi-période de ladite alimentation en courant alternatif, et e) un commutateur commandé par signal de déclenchement interposé entre ladite charge et ladite alimentation en courant alternatif et dont la partie sensible à un signal de déclenchement est 25 branchée sur la sortie dudit dispositif émetteur de signal de déclenchement . 4 - Circuit à semi-conducteurs pour régler la puissance fournie à une charge par une alimentation en courant alternatif par l'intermédiaire d'un commutateur commandé par un signal de déclenchement 30 pendant une fraction variable de la durée de chaque demi-période de ladite alimentation en courant alternatif qui est déterminée par l'amplitude d'un signal de commande variable, ledit circuit comprenant : a) un circuit convertisseur d'amplitude en temps comportant des 35 bornes d'entrée du signal de commande adaptées pour être branchées sur ledit signal de commande afin d'émettre à chaque demi-période de ladite alimentation en courant alternatif un signal pilote avec un angle de déphasage par rapport au début de ladite demi-période qui est déterminé, par l'amplitude dudit signal de commande, 40 b) un dispositif pour émettre un signal de déclenchement en 69 07430 18 2004031 réponse à un signal pilote émanant dudit circuit convertisseur d'amplitude en temps, et c) ion raccordement de la sortie dudit émetteur de signal de déclenchement à une borne de sortie adaptée pour être raccordée au- 5 dit commutateur commandé par signal de déclenchement. 5 - Circuit à semi-conducteurs pour régler la puissance fournie à une charge par une alimentation en.courant alternatif par l'intermédiaire d'un commutateur commandé par un signal de déclenchement pendant une fraction variable de la durée de chaque demi- 10 période de ladite alimentation en courant alternatif qui est déterminée par l'amplitude d'un signal de commande variable, ledit circuit comprenant : a) un circuit convertisseur d'amplitude en temps comportant des bornes d'entrée du signal de commande adaptées pour être bran- 15 chées sur ledit signal de commande afin d'émettre à chaque demi- période de ladite alimentation en courant alternatif un signal--çile—— te avec un angle de déphasage par rapport au début de ladite demi-période qui est déterminé par l'amplitude dudit signal de commande, b) un dispositif pour émettre un signal de déclenchement en 20 réponse à un signal pilote émanant dudit circuit convertisseur d'ara-pli tude en temps, c) des bornes d'alimentation en courant alternatif adaptées pour être branchées sur une alimentation en courant alternatif, d) un circuit redresseur de période complète branché sur les- 25 dites bornes d'alimentation en courant alternatif pour produire et fournir aux éléments énumérés ci-dessus une tension d'excitation redressée sur période complète qui tombe à zéro à la fin de chaque demi-période de ladite alimentation en courant alternatif, et e) un raccordement de la sortie dudit émetteur de signal de 30 déclenchement à une borne de sortie adaptée pour être raccordée audit commutateur commandé par signal de déclenchement. 6 - Circuit selon l'une des revendications 1 et 2, dans lequel il est prévu un circuit de verrouillage pour empêcher l'émission dudit signal pilote en réponse à une valeur déterminée de la tension 35 aux bornes dudit commutateur. 7 - Circuit selon l'une des revendications 1 et 5, dans lequel ledit circuit convertisseur d'amplitude en temps comporte : un circuit à dent de scie et palier-base comprenant une première partie qui produit une tension de base fonction de 1'amplitude dudit signal 40 de commande, une seconde partie qui produit à chaque demi-période 69 07430 19 2004031 de ladite alimentation en courant alternatif une tension de rampe dont l'amplitude croit avec le temps au cours de ladite demi-période, un circuit générateur d'une tension de référence, et un circuit de comparaison alimenté par la sortie dudit circuit générateur de 5 ladite tension de référence et par ledit circuit à dent de scie et palier-base pour émettre ledit signal pilote lorsque ladite tension à dent de scie et palier-base atteint une certaine valeur relative par rapport à ladite tension de référence. 8 - Circuit selon l'une des revendications 1, 2, 5 et 7» dans 10 lequel au moins ledit circuit redresseur de période complète et une partie dudit circuit de conversion d'amplitude en temps sont matérialisés par un corps semi-conducteur monolithique intégré qui comporte : une couche-support, ladite couche-support étant séparée de chacune des autres parties dudit circuit intégré par des diodes 15 d'isolement à jonction Pïï et adaptée pour être isolée desdites autres parties par polarisation inverse desdites diodes d'isolement, et des dispositifs de commande du circuit d'isolement sensibles aux changements de polarité de ladite alimentation en courant alternatif pour empêcher une .polarisation directe desdites diodes d'isole-20 ment.