Brevet FR2003740A1 — publié le 19691114

-sa. srî ' X 6 Y ÛO 7^ £ 1 2003740 La présente invention se rapporte aux détecteurs de modulation angulairo, comportant un réseau sélectif de fréquence alimenté par une source de signaux ' d'entrée et pourvu de deux circuits de détection de sortie adaptés pour engcadrer un signal de sortie représentant la différence entre les amplitudes deo 5 signaux de sortie correspondants pour le réseau qui comporte un premier réseau à deux "bornes essentiellement réactif, c-ngendrant au moins une inversion de signes pour une fréquence prédéterminées et un second réseau à deux "bornes, les réseaux étant couplés aux circuits de détection. 10 dans le brevet des rtats-Unis d'Amérique 11° 2.712.600, et avec ce montage connu, le premier réseau réactif est essentiellement constitué par un cristal, tandis que le second réseau est essentiellement composé d'un condensateur. Selon une terminologie bien établie, les détecteurs de modulation angulaire se réfèrent au montage capable de détecter la modulation de fréquence ou 15 la modulation de phase, ou à d'autres formes hybrides de circuits à modulation de fréquence et à modulation de phase. Des détecteurs de modulation angulaire de ce genre et plus particulièrement des discriminateurs de fréquence, sont devenus bien connus avec l'avènement de la transmission à modulation de fréquence. "Orois catégories de discriminateurs de fréquenoe sont maintenant clas-20 siques et ont trouvé un large usage. Le disoriminateur POSTER-SEELEY a été décrit, par exemple, dans la revue "Tlie Proceedings of the IRE", volume 25, page 289, 1937 "Circuit, simplifié et réalisation pratique pour l'accord automatique", par D.E.POSTER et S.!l.SEULE!". En commun avec d'autres montages, son principe fondamental consiste à redresser deux signaux dérivés du signal d'en-25 trée et dont les amplitudes relatives sont fonction de la fréquence. En combinant les deux tensions redressées pour obtenir la différence, ce signal de sortie représente une fonction de la fréquenoe instantanée du signal d'entrée appliqué. Si un discriminâteur de fréquence compensé est utilisé, la caractéristique de tension de sortie passe par zéro quand le signal d'entrée est à sa 30 fréquence centrale nominale, et les variations linéaires de sortie, de part et d'autre de la valeur zéro, peuvent être obtenues pour la tension de sortie en fonction de la fréquence d'entrée instantanée au moins sur une gamme prédéterminée de fréquence. 35 oe "type st les deux tensions, fonction de la fréquence, sont obtenues au moyen d'un montage constitué par un enroulement primaire couplé inductivement à un Bnroulement secondaire présentant une prise médiane connectée, directement ou par l'intermédiaire d'un condensateur, à une extrémité de l'enroulement pri-. maire. Les deux bornes sont accordées par les condensateurs et les deux ten-40 sions fonction de la fréquence sont ainsi obtenues aux deux extrémités de l'=>n- Un détecteur de modulation angulaire de ce type a été décrit, par exemple Le discriminâteur de fréquence POSTER SEELEY est un montage compensé de bad original 69 06981 2 2001740 roulement secondaire. Zr. effet, ces tensions sont constituées par la tension aux bornes de l'enroulement primaire, à laquelle on a ajouté vectoriellement la tension correspondant aux bornes des deux moitiés de l'enroulement secondaire.' Ceci signifie que, quand le signal d'entrée est à la fréquence centrale 5 pour laquelle le discriminâteur est accordé; les deux tensions entre les extrémités extérieures de l1enroulement secondaire et le point de prise sont en opposition de phase l'une par rapport à l'autre et sont décalées de 90° par rapport à la tension aux bornes de 1'ènroulement primaire. Ainsi, les deux tensions présentes à ces extrémités extérieures, sont d'amplitude égale, de telle 10 sorte que la différence entre elles est nulle. Quand la fréquence du signal d'entrée varie, les deux tensions aux bornes des deux moitiés de 1'ènroulement secondaire restent d'amplitude égale et en opposition de phase, mais-leur phase, par rapport à la tension primaire-,part de 90° «le telle sorte que cette rotation crée une différence positive ou négative entre les amplitudes de ten-15 sion aux extrémités extérieures de l'enroulement secondaire. Cette différence est ainsi une mesure de déviation en fréquence, à partir de ]a valeur centrale. Le disoriminateur de CROSBY qui a été décrit'dans la revue "RCA", volume 5s paye 89, 1940 "îîodulateurs de fréquence à tube de réactance", par If.G. CROSBY, utilise d'autre part un montage inâuctif nécessitant un enroulement 20 primaire et deux enroulements secondaires qui sont intercouplés à des degrés divers. Les trois enroulements sont également accordés, mais pendant ce temps, tandis que l'enroulement primaire est accordé à la fréquence centrale, les deux enroulements secondaires sont accordés, respectivement, au-dessus et au-dessous de la valeur nominale. Ces deux enroulements secondaires présentent un 25 point commun et.les deux tensions, fonction de la fréquence à redresser, sont de nouveau obtenues aux extrémités non connectées de ces enroulements secondaires. Un troisième disoriminateur de fréquence bien connu est constitué par le détecteur de rapport qui a été décrit dans la revue RCA, .1947» pages 201 à 236 30 "Le détecteur radio" par S.ÏÏ.SEELEY et J.AT7TÎ'TS. Il paraît extrêmement semblable au disoriminateur POSTER SEULEY mais les deux redresseurs sont couplés aux deux pointe de sortie avec des polarités inversées q.uaiid elles sont comparons au disoriminateur POSTER SEELEY, de telle sorte qu'en couplant les deux diodes par un circuit RC approprié, la somme des deux tensions de sortie redressées 35 peut être maintenue sensiblement constante, au moins dans certaines limites. Ceoi signifie que lorsqu'on utilise la différence entre les deux tensions redressées pour obtenir comme avant une mesure de la fréquence du signal d'entrée cette différence entre les deux tensions redressées devient seulement une fonction du rapport. En effet, la différence entre deux valeurs peut toujours être 40 exprimée par une fonction de la somme de ces valeurs multipliée par une fonc ' - - bâd original 69 06981 20Ô2740 3 tion bilinéaire de leur rapport. A la lumière de ceci, il apparait que lo détecteur radio, "bien qu'il ait été généralement utilisé sous une forme tout à fait semblable à oelle du disoriminateur EOSTER SEELEY, est un principe d'application générale. En étant pratiquement indépendant de la modulation d'ampli 5 tude,non seulement pour la fréquenoe centrale, mais également pour les autres valeurs de fréquence du signal d'entrée, le montage présente, dans son principe, l'avantage d'éviter l'utilisation d'un limiteur d'amplitude avant le discriminâtes? dé fréquence. Les trois discriminâteurs de fréquence b.'.en connus," indiqués ci-dessus, 10 ainsi que leurs variantes, sont essentiellement fonction de l'utilisation de dispositifs induotifs relativement compliqués, Même si ces montages inductifs peuvent être justifiés pour les fréquences relativement élevées utilisées dans les circuits de radio .ou de télévision à modulation de fréquenoe, où les couplages peuvent être facilement obtenus entre des enroulements sans noyau, 15 ils sont certainement indésirables pour des gammes de fréquenoes inférieures où les noyaux de matériau magnétique sont absolument inévitables, et quand la commande de coefficients de couplage prohibe l'utilisation des points de prise et implique des enroulements ou bobines additionnels. Naturellement, plus la fréquence est basse, plus encombrants et coûteux 20 seront les enroulements, de telle sorte qu'il n'est pas surprenant que des efforts ont déjà été dépensés afin de trouver d'autres solutions pour les discriminât eurs de fréquence. Un moyen apparemment idéal est de se passer d'induotanoe. Ceci a été décrit, par exemple, dans le brevet des Etats Unis d'Amérique U° 3.086.175 lui 25 couvre un discriminâteur à modulation de fréquence sans induotanoe, utilisant une paire d'amplificateurs monolithique, accordés respectivement au-dessus et au-dessous de la fréquenoe oentrale d'entrée. Bien que ces" diséliminateurs • puissent être utiles pour des fréquences élevées, quand une gamme intrinsèque élevée de variation de fréquenoe est néanmoins associée habituellement avec 30 une largeur de bande relativement étroite de fonctionnement, aux alentours de la fréquenoe centrale, ils ne peuvent pas être utilisés pour une fréquence inférieure, particulièrement dans le cas de la télégraphie à oanaux multiples à fréquence vocale, dans laquelle les fréquences centrales de la porteuse sont de 1'ordre de quelques kc par seconde, mais où.. les largeurs de bande rela-35 tives sont considérables, par exemple une déviation de fréquence totale de 120 cycles par seconde. Ainsi, Tin circuit accordé impliquant au moins une inductance ou un dispositif équivalent, semble encore une condition souhaitable pour les diecrir,iinr,-teurs de fréquence pourvu que des dispositifs couplés inductivement, relativo-40 ment compliqués, puissent être évités, tels que ceux trouvés dans le discrimi- BAD ORIGINAL 69 06981 4 20Ô374Ô nateur FOSI'ER SEELEY décrit ci-dessus et le détecteur radio qui nécessitent habituellement, également, un enroulement tertiaire. Le type différent de montage qui est utilisé dans le "brevet F0 2.712.600 des Etats Unis d'Amérique, mentionné au début du présent texte, utilise d'autre part un circuit en pont, 5 dont les éléments essentiels sont constitués par un cristal et un condensateur logés dans ôes branches adjacentes ou réseaux du pont, les deux autres branches ou réseaux étant constitués par les circuits de détection. L'impédance équivalente d'un cristal correspond essentiellement à une réactance à deux bornes, comprenant une inductance et deux condensâteuia avec un facteur de surtension 10 équivalent relativement élevé. On considère un réseau à cristal équivalent, composé d'une inductance en série avec un premier condensateur, cette combinaison série étant shuntée par le second condensateur. 11 est évident que ce réseau réactif à deux bornes est capacitif à la fois aux fréquences très faibles et aux fréquences très élevées, 15 la réactance devenant inductive quand la fréquence augmente à partir de zéro et atteint la fréquenoe série résonnante entre l'inductance et le premier condensateur. Quand la fréquence croît encore, une résonance parallèle est obtenue avec l'aide du second condensateur en parallèle, et à partir de ceci, pour la gamme supérieure de fréquence, le dispositif est de nouveau capacitif. Pour 20 la fréquence zéro, la capacité effective du dispositif est essentiellement é-gale à la somme du premier et du second condensateur, étant donné que pour le courant continu la réactance de 1*inductance est évidemment nulle..D'autre part, pour une fréquence infinie, la capacité effective du dispositif est simplement celle du Becond condensateur en parallèle, étant donné que l'inductan-25 ce constitue maintenant un ahunt infini. En choisissant maintenant la capacité séparée dans la branche adjacente du pont, de telle sorte que sa valeur demeure intermédiaire ent^e les capacités du cristal pour la fréquenoe zéro, et la fréquence infinie, il devient possible d'équilibrer le pont à la fréquenoe qui donne l'impédance de la bran-30 che pour une capacité pratiquement égale en impédance à l'impédance effective du cristal, qui pour cette fréquence d'équilibre est inductive. Pour une telle fréquence d'équilibre, qui correspond à la fréquenoe central© du disoriminateur, les deux montages détecteurs, situés dans les deux branches restantes du pont, engendrent pratiquement des tensions redressées égales et en prenant la 35 différence entre ces deux signaux de sortie à courant continu, il est évident que la réponse zéro est obtenue pour la fréquence oentrale, comme oela est souhaitable dans tua disoriminateur équilibré. De plus, quand la fréquence d' entrée part de la valeur centrale, une variation substantielle dans la sortie dans une direction négative ou positive, est présente selon que la fréquenoe 40 d'entrée varie vers la résonance série ou parallèle du cristal. Ainsi, une ca- -— * BAD ORIGINAL 69 06981 5 2003740 raotéristique de sortie sensiblement linéaire et assez raide est obtenue entre les fréquences résonnantes et anti-résonnantes du cristal. JDes réponses par pointe^ soit dans la direction positive, soit dans la direction négative^ sont présente-s pour ces deux fréquences et quand le signal 5 d'entrée dévie encore, à partir de la fréquence centrale, l'amplitude de la réponse de sortie décroît. Toutefois, étant donné que le pont ne peut pas devenir équilibré de nouveau pour une autre fréquence, il est évident que le dé-croissement ne sera pas idéalement précis. De plus, afin d'obtenir des pointes égales dans la réponse aux fréquences de résonance, parallèle et série, 1' 10 inductance de l'enroulement secondaire du transformateur d'entrée alimentant le pont doit être ajustée à une valeur appropriée qui est approximativement celle nécessaire pour la résonance avec le condensateur formant la branche capacitive. Ainsi, à partir du fait que les cristaux fonctionnent seulement dans des gammes de fréquence bien déterminées, même si un montage équivalent utili-15 sant une inductance en combinaison avec deux condensateurs est utilisé à sa place, il est encore nécessaire de prévoir un transformateur d'entrée additionnel nécessitant deux enroulements séparés, couplés de manière très lâche, et ce montage est naturellement un inconvénient, particulièrement pour les fréquences inférieures, comme cela a déjà été exprimé ci-dessus, 20 Bien qu'un fonctionnement perfectionné peut être obtenu comme cela a été décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique ïr° 2.712.600, c'est aux frais d'une modification des circuits de détection, de telle sorte qu'une paire d'enroulements séparés additionnels est introduite. En effet, dans le montage de base, afin de compléter les circuits à courant continu pour les redresseurs, 25 il est nécessaire de prévoir des résistances en shunt aux bornes du cristal ot aux bornes du condensateur, dans la branche adjacente et dans le montage per-fectionné, l'omission de-ces résistances implique l'addition de deux circuits ontirésonnonts. Un objet général de la présente"invention est de perfectionner un discri-30 minateur de fréquence du type ci-dessus, d'une manière telle que des pointes particulièrement bien définies, dans la réponse de sortie, peuvent être obtenues, ceci prêsentqjrfc l'avantage d'éliminer les effets parasites de fréquence provenant de bandes adjaoentes situées près des bords de la largeur de bande de fréquence utile considérée. 35 Un autre objet général de la présente invention est d'obtenir un disori minateur de fréquence de ce genre, sans utiliser plus d'un enroulement présentant seulement deux bornes. La présente invention a encore pour objet de réaliser des circuits d'une manière telle que les impédances du circuit de détection ne produisent pas un 40 effet défavorable sur la précision de la réponse, BAD ORIGINAL 69 06981 6 20Ô3740 Selon une première -caractéristique de l'invention, les détecteurs de modulation angulaire» qui sont définis initialement, sont caractérisés en ce que le second réseau est essentiellement résistif. premier Selon une autre caractéristique de l'invention, le/'réseau engendre deux 5 inversions de signe pour deur fréquences prédéterminées correspondant aux poin tes opposées dans la réponse du signal de sortie aux dites fréquences. Ainsi, en associant un réseau résistif avec le réseau réactif engendrant une résonance série et une résonance parallèle, il devient maintenant possible non seulement û1obtenir une réponse appropriée entre les deux fréquences de 10 "séparation",naiségalement d' avoir des réductions suffisamment précises dans la réponse de sortie quand on va au-delà de ces fréquences en commençant à partir de la fréquence centrale. Ceci est du au fait qu'avec le réseau résistif, on obtient des amplitudes pratiquement égales pour les impédances des deux réseaux à la fréquence centra 15 le s mais également aux deux fréquences additionnelles qui sont inférieures à la résonance série du réseau réactif et supérieures à la résonance parallèle, respectivement, et également au voisinage relatif de ces deux fréquences de sé paration. En fait, après avoir atteint une réponse de pointe maximale dans une direction, le signal de sortie commence à varier vers l'autre valeur de pointe 20 et non vers la ligne zéro. La combinaison d'un réseau résistif avec un réseau réactif engendrant à la fois une résonance série et une résonance parallèle, n'est pas toutefois la seule manière selon laquelle des réponses de discriminateurs de fréquence satisfaisantes peuvent être obtenues avec des pointes préoises. En effet, tandis 25 que le circuit juste décrit peut être utilisé dans un disoriminateur de fréquence d1. une manière particulièrement avantageuse, un inconvénient possible, CSi'UStUlGS dans /circonstances, peut être- le fait que, étant donné qu© leB fréquences de résonance série et parallèle sont relativement proch.es l'une de l'autre, la ca pacité parallèle du réseau réactif doit-être sensiblement plus grande que la 30 capacité en série avec l'inductance. Un autre objet de l'invention est, en conséquence, de réaliser un réseau sélectif de fréquence approprié pour constituer un discriminataur de fréquence engendrant des pointes précises aux deux extrémités de la réponse, au voisinage de la fréquenoe centrale, mais dans lequel une réactance engendrant une ré-35 sonance série et une résonance parallèle peut êtrè évitée. Selon une autre caractéristique de l'invention, chacun des circuits de dé teotion est associé aux deux réseaux et à la source de signaux d'entrée au moy en d'une résistance et d'une réactance, d'une manière telle que, pour la fréquence infinie, chacun des circuits de détection est effectivement associé au 40 réseau correspondant . BAD OBiGSNAL 69 06981 7 20Ô5740 Ainsi, de cette manière, les circuits de détection ne sont pas associés, en permanence aux réseaux correspondants et les réseaux réactifs ont seulement "besoin d'être pourvus d'une résonance série ou parallèle, mais non les deux, ce gui signifie que, par exemple, un condensateur élevé peut être évité 5 et remplacé par deux condensateurs additionnels servant, -avec deux résistances additionnelles, à interconnecter le circuit de détection avec les deux réseaux du disoriminateur et de la source d'entrée. Par ce moyen, si chaque circuit de détection est associé avec le réseau résistif ou réactif, pour la fréquence infinie, ceci signifie qu'il est asso-10 cié avec l'autre réseau pour la fréquence zéro et en ayant un couplage des circuits de détection qui, ainsi, dépend de la fréquence du signal d'entrée, en dépit de l'absence des résonances série et parallèle à la fois dons la branche réactive du disoriminateur de fréquence," il est également possible d'obtenir une réponse de sortie sensiblement linéaire entre deux fréquences bien dé-15 finies pour lesquelles la pente de la réponse est inversée brusquement en engendrant une discrimination précise en ce qui concerne les signaux proches de la largeur de bande utile, mais extérieure à cell»-ci. On doit remarquer que des discrirninateurs de fréquence évitant aux branches réactives d'engendrer à la fois des résonances série ot parallèle, ont dé-20 jà été décrits dans le brevet des Etats Unis d'Amérique ïï° 3.217.263, ainsi que dans le brevet britannique H"0 1.081,852. Dans le premier brevet, le montage de base nécessite un condensateur en série avec une résistance, ce circuit série étant connecté en parallèle avec un autre nécessitant, à cet effet, une induotanoe en série avec une autre ré-25 sistancs. La combinaison parallèle.est alimentée par une source de courant de signaux d'entrée, par l'intermédiaire d'une résistance commune. Les tensions respectives aux bornes des- deux combinaisons séries impliquant la résistance commune et l'une ou l'autre sont redressées et la différence entio les deux constitue la sortie du disoriminateur de fréquence. De cette manière, il n'est 30 pas possible, toutefois, d'engendrer une réponse présentant des pointes positives et négatives effilées terminant une réponse sensiblement linéaire aux environs de la fréquence centrale. Un montage perfectionné qui permet l'élimination des harmoiiiques, particulièrement le second, peut Stre obtenu en introduisant une résonance série dans 35 l'un des deux circuits parallèles. En effet, le montage de base permet d'obtenir une réponse de sortie nulle à la fréquence pour laquelle l'impédance de la capacité présente sensiblement la même amplitude que celle de l'inductance. Si une résonance série est introduite dans l'un des deux réseaux, il est maintenant en principe possible d'obtenir une réponse nulle aux deux fréquences. Tou-40 tefois, si ceci est obtenu en ajoutant une capacité en série avec l'inductance, bad original 69 06981 8 2003740 ceci signifie que le. fréquence centrale doit maintenant correspondre à la fréquence pour laquelle l'impédance du condensateur est sensiblement égale à 1' impédance capacitive de la "branche de résonance série. En effet, de cette manière, il est possible d'avoir l'amplitude de l'impédance capacitive égale aus-5 si a l'amplitude de l'impédance de la tranche résonnante série, pour la fréquence du second harmonique, celle-ci étant inductive. De cette manière, toutefois, la réponse ne peut pas être particulièrement précise. On peut ^remédier à cet état de fait en ayant une inàuotance additionnelle au lieu d'un condensateur additionnel, et de préférence un enroulement commun 10 avec un point de prise ou deux enroulements séparés intercouplés. Mais à part l'inductance additionnelle, dans un autre cas, côtte réalisation ne peut pas engendrer des pointes effilées dans la réponse de part et d'autre de la fréquence centrale. Dans le "brevet "britannique 11° 1.081.852, le circuit de "base utilise égale-15 ment deux "branches parallèles comprenant chacune une impédance en série avec une inductance pour la première "branche, et avec tua condensateur pour la seconde. De même, oeci ne peut pas engendrer une réponse avec des pointes effilées, et, de plus, afin d'obtenir une valeur suffisamment élevée pour les deux impédances, en série avec l'inductance et avec le condensateur, il est proposé d'u-20 tiliser un circuit antirésonnant. Même si ce dernier est utilisé en commun pour deux "branches, ceci implique ainsi l'insertion d'un enroulement additionnel qui nécessite aussi d'avoir une prise médiane, si deux condensateurs ne doivent pas être utilisés, afin d'effectuer la connexion à la source de signaux d'entrée. 25 Bien que les deux arrangements proposés dans la présente invention présen- si tent l'avantage d'obtenir une réponse engendrant des pointes effilées ,7ces ira~ pédances des circuits de détection ne sont pas suffisamment élevées ou suffisamment faibles, en fonction du type de circuit qui est adapté, ceci peut affecter la réponse dans une certaine mesure. En effet, le circuit décrit dans le 30 brevet des Etats Unis d'Amérique 1T° 2.712.600 présente l'inconvénient que, pour un fonctionnement idéal, les impédances de circuit de détection doivent être très faibles, étant donné qu'èlles sont on série avec le condensateur ou avec le réseau à cristal. Quand un réseau résistif est utilisé à la place du montage du premier type, il devient possible de prendre la résistance effective du dé-35 tecteur, en conséquenoe. De plus, si un montage est utilisé, dans lequel les deux réseaux sont en série aux bornes dlune source de tension, il est généralement plus facile d'obtenir un circuit de détection d'impédcuace relativement élevée, qui peut être branohé aux bornes de la partie réactive du diseximina-teur de fréquence afin de ne pas affecter son comportement. Toutefois, avec ce 40 montage, les circuits de détection ont seulement une borne commune avec la bor BAD ORIGINAL 69 06981 2003740 ne nous tension ou la Jorne de terre de la source de signaux d'entrée, et, en conséquence, il y a le problème de connecter de manière appropriée le circuit de déteotion non à la terre au réseau sélectif de fréquence. Ce problème est naturellement double quand un m on ta. ce du sècond type est 5 utilisé, dans lequel les circuits de détection ne sont pas associés en permanence avec l'une des deux branches. Ensuite, aucun circuit de détection ne peut avoir une borne commune avec la source de signaïux d'entrée. En conséquence, la présente invention a encore pour objet de réaliser un circuit simple pour la connexion du circuit de détection au réseau sélectif de 10 fréquence, d'une manière telle que les impédances des circuits de détection n' entravent pas le fonctionnement du réseau sélectif de fréquence, mais aussi d'une manière telle que la tension de sortie finale, représentant la différence entre les amplitudes des deux signaux de sortie redressés, est développée aux bornes d'une impédanoe qui présente une borne commune avec la source de si-15 gnaux d'entrée. Selon encore une autre caractéristique de l'invention, les réseaux résistifs et réactifs sont connectés en série aux bornes de la source de signaux d1 entrée et l'entrée d'un amplificateur présentant une impédance d'entrée relativement élevée est connectée aux bornes du réseau actif, la sortie de 1'amplifi— 20 cateur étant couplée au premier circuit de détection, tandis que le seoond circuit de détection est couplé aux bornes du réseau résistif. De cette manière, avec des circuits de détection semblables, en utilisant un amplificateur à gain unité, produisant à sa sortie une tension qui est une réplique, au niveau d1 impédance inférieur, de celle aux bornes du réseau réac-25 tif du disoriminateur de fréquence, la résistance de sortie de cet amplificateur doit être égale à la résistance effective du réseau résistif. De cette manière, les caractéristiques avantageuses du réseau disoriminateur de fréquenoe peuvent être pleinement préservées quelle que soit la charge présentée par les circuits de détection. 30 Ayant maintenant décrit les caractéristiques essentielles des discrimi- nateurs de fréquence, selon l'invention, quand elles sont comparées à celles du domaine connu, en résumé, un exemple de réalisation préférée de l'invention consiste à appliquer le signal d'entrée à un émetteur—suiveur alimentant un réseau réactif comprenant une inductance et deux condensateurs, en série avec un 35 réseau résistif. Un second transistor présente son circuit base/émetteur couplé par l'intermédiaire d'une résistance d'émetteur eux bornes du réseau réactif, et le signal au collecteur est couplé à la base d'un troisième transistor. Ce dernier a son circuit émetteur/collecteur couplé en série aux bornes de l'alimentation, avec le circuit collecteur/émetteur d'un quatrième transistor don-fc 40 la base est couplée aux points de jonction des réseaux réactif -»t résistif * Lç>. BAD ORIGINAL 69 06981 10 2003740 troisième transirter est de xype ds oonductivité opposée par rapport aux trois autresj et l'ensemble* r.vec le quatrième transistor, fonctionne comme un amplificateur redresseurs le signal de sortie à leurs collecteurs communs représentant la différence entre les amplitudes de tension correspondant aux bornes 5 des réseaux réactif et résistif. Il peut encore être noté qu'il est déjà connu, par le brevet des Etats-Unis d'Amérique ÎT° 2.878,384) d'utiliser des transistors de type de oonductivité opposée dans dès discriminateurs de fréquenoe du type équilibré, c'est-à-dire du type FOSTER SEBLEï ou du type détecteur radio. Dans la première alter-•jO native, toutefois, les deux transistors fonctionnent avec le' ■- collec teur à la terre, les deux signaux d'entrée étant appliqués soit aux bases, soit aux émetteurs, et il est nécessaire que la batterie d'alimentation présente une prise médiane, à laquelle les circuits base/émetteur des deux transistors sont couplés. De la même façon, cette prise médiane de batterie est éga-15 leraent présente dans le cas àe réalisation du détecteur radio, dans lequel les signaux de sortie apparaissent aux collecteurs, les signaux d'entrée étant de nouveau appliqués soit aux bases, soit aux émetteurs. D'autre part, avec le montage de la présente invention, un transistor PHP et un transistor ÏÏP1T, dont les collecteurs sont communs pour engendrer le potentiel de s ortie5 peuvent 20 avoir simplement leurs émetteurs couplés aux bornes d'une alimentation de batterie ordinaire, par l'intermédiaire des résistances d'émetteurs, les bases étant reliées à l'un ou à l'autre pôle, de oette batterie, par l'intermédiaire des résistances de base, respectivement. D'autres caractéristiques de l'invention ressortiront de la description 25 détaillée ci-dessous. Bien entendu la description et le dessin ne sont donnés qu'à titre indicatif et nullement limitatif de l'invention. La figure 1 représente schômatiquernent un premier exemple do réalisation de l'invention, utilisant un réseau réaotif engendrant à la fois des résonances série et parallèle, et des oircuits de détection à faible impédance. 30 La figure 2 représente schématiquement une variante du circuit de la fi gure 1, afin de permettre l'utilisation de oircuits de détection présentant des impédances relativement élevées. La figure 3 représente, de manière schématique, un autre exemple de réalisation de l'invention, utilisant des cirouits de détection qui ne sont pas as— 35 sociés, directement, au réseau réactif ou résistif du disoriminateur de fréquence. La figure 4 représente, schématiquement, une variante du circuit de la figure 3, dans laquelle des circuits de détection à impédance relativement faible au lieu d'être à impédance relativement élevée, peuvent être utilisé»; 40 La figure 5 représente, de manière détaillée, un circuit complet du discri- BAD ORIGINAL 69 06931 n 20Ô374Q minateur de fréquence corap or trait les circuits de détection utilisant le réseau sélectif de fréquence de la figure 2, La figure 6 est une courbe illustrait la réponse de sortie, en fonction de la fréquence pour le circuit de la figure 5« 5 En se référant à la figure 1, celle-ci représente une source de courant i alimentant deux réseaux d'impédance en parallèle. Le premier résèau est un réseau réactif comprenant un condensateur C,en série avec une inductance L, G , ces deux éléments étant shuntés par un condensateur ^4^ (k est une constante légèrement plus grande que l'unité dont la signification est explicitée ulté-10 rieurement), en série aveo un circuit de détection dont l'impédance d'entrée est relativement faible. Le second réseau comporte une résistanoe R, en série avec un second circuit de détection Dg qui peut être identique au circuit de détection . Si i^ et i2 sont les courants respectifs à travers les réseaux comportant 15 et Dg, la réponse d'un disoriminateur de fréquence utilisant le cirouit sélectif de fréquence de la figure 1 est proportionnelle à la différence entre les amplitudes de oes deux courants. Celles-ci sont égales pour la fréquence centrale du disoriminateur pourvu que le circuit soit réalisé de telle sorte que la réactance totale du réseau comportant les deux condensateurs et l'induc-20 tanoe soit inductive et présente une amplitude égale à R. Pour la fréquence de la résistance série entre L et C, le courant i^ est maximal, tandis que pour la fréquence antirésonnante du réseau réactif, c'est le courant i^ qui atteint une valeur maximale. A lr. lumière de ceci, ure réponse de sortie, avec deux pointes effilées, est obtenue. Les pointes sont particulièrement fines 25 parce que, contrairement au circuit du brevet IT° 2.712.600, une résistance R, et non un autre condensateur, est utilisée. Ceci signifie que pour des fréquences respectivement au-dessous de la résonanoe série et au-dessuR de la résonance parallèle, et non éloignée de ces fréquences, l'impédance du réseau réactif peut, dans les deux cas, être capacitive et présenter une amplitude éga-30 le à R, ce qui engendre également une réponse zéro, comme pour la fréquence oentrale, quand le réseau réactif est inductif. Evidemment, pour les fréquences zéro et infinie, le réseau réactif présente une impédance très élevée ou une impédance très faible, respectivement, de telle sorte que pour ces fréquences une réponse tend à atteindre les valeuri 35 de pointes, respectivement, positive et négative. Ainsi, la caractéristique générale de la réponse de sortie est du type de celle représentée eur la figure 6, qui est explicitée plus en détail ultérieurement . La figure 2 représente un circuit qui peut être dérivé de celui de la fi-40 gure 1 par les règles bien connues de la dualité suivie par une conversion de BAD ORIGINAL 69 06981 2003740 12 fréquences faibles/élevées. En d'autres termes, les deux réseaux parallèles de la figure 1, alimentés par une source de courant, sont remplacés par les deux réseaux série, représentés sur la figure 2, pour être aux "bornes de la tension de'sortie e. Au lieu du circuit de détection qui est en série avec la 5 résistance, la figure 2 montre qu'il est maintenant en parallèle et, de même, le circuit de déteotion est en parallèle aux "bornes de 'la résistance. La dualité doit naturellement donner, pour la réactance à trois éléments de la figure 1, un montage semblable, même avec deux inductances et un condensateur. Toutefois, en se rappelant le désir de limiter le nombre d'inductances, parti-10 culièrement pour les applications de télégraphie à fréquence vocale, dans le circuit de la figure 2, exactement le même circuit de réactance que sur la figure 1 a été retenu. Si X représente la réactance du réseau comprenant les deux condensateurs et l'inductance, la réponse normalisée r du réseau sélectif de fréquence de la 15 figure 2, qui doit être la partie essentielle du disoriminateur de fréquence, peut être facilement calculée. En effet, la réponse de sortie normalisée r est simplement la différence entre les amplitudes de r^ et r^, où celle-ci représente les rapports respectifs entre les tensions aux bornes de X et R divisées par la tension appliquée e. Ainsi, la réponse de sortie r peut être écrite 20 sous la forme suivante j ri r .ix R R + jX R + jX 1 R (1) La réactance X peut être exprimée par 1 1 « k4 y/L - wC k4 - 1 2 v - vr s ■wC ■wL- k~_ wC wC , 4 2 2 K W ~ W s (2) dans laquelle w représente la fréquence angulaire et la valeur de w corres— 25 pond à la résonance série de la réactance X, c'est-à-dire que : LC . 1 Evidemment, l'équation (2) indique que u *= lc^w est la fréquence de ré— p ® o sonance parallèle de la réactance X et, en conséquence, k est un facteur plus grand que un, représentant le rapport entre les fréquences de résonance 30 parallèle et série. La répons g du dis criminat eur do fréquence doit être raisonnablement linéaire entre et en traversant l'origine de la caractéristique de réponse en fonction de la fréquence, cette origine correspondant à une fréquence angulaire centrale \tq. Si la réponse totale doit être antisymétrique. BAD ORIGINAL 69 06981 13 2003740 comme une fonction de la variable de fréquence normalisée au voisinage de ceci signifie que si la fréquence est inversée par la fréquence ooortx?.le, r doit changer de signe mais non d1amplitude. L'équation (l) indique qu'une telle inversion d© fréquence doit, en conséquence; correspondre à t 5 devenant -~- Ainsi, une inversion de fréquence au voisinage d© doit conduire à une inversion de réactance au voisinage de E et pour la fréquence angulaire 1' amplitude de la réactance doit être égale à 2 en donnant une réponse nulle pour cette fréquence. 10 La roactanoe normalisée x, c'est-*à-dire le rapport entre X et sa valeur pour *o, c'est-à-dire R est : w 0 2 2 TiT = V s k4fr s 2_ 2 Tir 0 (4) Œ 1 w 2 2 tr — "w" o b k4-w s 2 2 w 1 ' 1 Cette valeur x doit5 en conséquence, devenir si u devient-^— , u étant la variable de fréquence normalisée, c'est-à-dire : 15 u » —E— • (5) \T La condition peut être montrée donner s w o k -w (6) os ou en d'autres termes, it doit être la moyenne géométrique de fréquence de ré— o sonance série et parallèle de X. Si remplaçant dans l'équation (4) pc-r la 20 valeur donnée par l'équation (6) et en utilisant l'équation (5) î «- i (4'> k - u ^ dans laquelle on peut facilement vérifier qu'en remplaçant u par cela con- 1 U duit à x qui devient La condition pour que l'amplitude de X pour wo soit égale à R peut ainsi être écrite s k4 - 1 w 2 - w 2 k4 - 1 k4 - 1 25 R = 7T- -7 p 1- 13 T = p~* (7) o k w -w "w Ck -sr Ok s o s c. La réponse r, donnée par l'équation (1) peut être éorite » V ' L O') IV /1 r?" 30 X et en utilisant l'équation (4') pour l'origine, c'est-à-dire avec x =* u = 1. la pente de r, en fonction de u, peut être trouvée être -i Tir2 + \/ 2 . (8) u " 1 \/ 2 k2 - 1 k - 1 du la valeur approchée due à k-1 étant faible bad original 69 06981 14 20Ô3740 En considérant 1£ 0), il est évident que pour \r , X est très fai- S Lie quand il est comparé à R et, en conséquence, r = -1. De même, pour la résonance parallc-le, R est trts faible quand il est comparé à I et r = 1. Les ' 2 fréquences de résonance parallèle et sériG sont séparées par (k - 1) vrde telle sorte que si une caractéristique idéalement droite était maintenue entre les valeurs de fréquence extrêmes ou u = et k^. wg ou u = k, sa pente Berait j 2k . 1 i 2 -, k - 1 /î.vec les valeurs pratiques de k qui ne sont pas très supérieures à un, le fait 10 que la pente réelle, à l'origine donnée par l'équation (8) n'est pas beaucoup plus grande eue la pente de cette ligne droite indique qu'une bonne linéarité de réponse est obtenue par le circuit. •Tous les éléments du réseau sont maintenant déterminés en fonction de R. En effet, une fois que la fréquence centrale w est connue, ainsi que celle — V 15 pour laquelle la réponse maximale est obtenue, c'est-à-dire et 1s. w , k je T ' 0 est aussi déterminé, ce qui signifie que G est obtenu à partir de l'équation (7). Le condensateur parallèle est également connu, étant donné qu'il est défini, en.fonction de C et k. Finalement, L est obtenu à partir de l'équation (3). On peut remarquer que dans un système télégraphique à canaux multiples, 20 par exemple, il est possible d'utiliser la même valeur L pour tous les canaux c'est-à-dire les enroulements à partir d'une série simple, en modifiant les valeurs de R et G. Le circuit disoriminateur de fréquence de la figure 2 permet d'obtenir une caractéristique particulièrement précise du type indiqué sur la figure 6, 25 étant donné qu'après que les valeurs unité de pointes sont obtenues, quand x dans l'équation (11) est égal à zéro ou l'infini, r diminue rapidement vers zéro et au-delà. Ceci est dû"au fait que, comme cela est indiqué par l'équation (1') une réponse nulle peut être obtenue pour la fréquence centrale quand x a 1, mais une réponse nulle est également obtenue quand x = -1. A.fin de trou-30 ver les fréquences correspondantes pour lesquelles ceci se produit ou les fréquences normalisées correspondantes u, z défini par l'équation (4') doit en conséquence, être égalé à -1, c'est-à-dire s 1 (^2 - 1) u . 2 2 1 k - u C'est une équation du troisième degré en u, mais l'une des racines cor-35 respondant à une fréquence centrale négative, c'est-à-dire u=»-1, les deux racines intéressantes, c'est-à-dire u. 0 donnent les .fréquences normalisées de réponse nulle sur les deux côtés des pointes, à mesure que l'on s'éloigne de la fréquence centrale, sont données par.: i ofuqimal ■ 69 06981 2ÛOi74Q 20 15 -'-VOH-k2) 2 Uj ^ = ——————————— Q v / k + 2 (k — 1} (10) 1 + k + V( 1 + k ; - 4 '12° i j ^ g dans laquelle, la seconde expression est une approximation obtenue du fait que k 1 est relativement faible par rapport à 1. En considérant maintenant le circuit do la figure 3, qui est une varian-5 te de celui de 3a figure 2, et pour faciliter une comparaison entre les deux, la réponse normalisée r, donnée par 1'cquation (1') est maintenant exprimée en fonction d'une autre variable sans dimension y, qui est défini par s * ■=> tg (y + J ) = î J / (11) Si x est remplacé par la première expression ci-dessus, dans l'équation 10 (l')j la réponse normalisée peut maintenant être écrite sous la forme : r a | sin(y + j - | sin (y - —■ ) j (12) ce qui conduit à s r ~ V 2 sin y | y | r = V 2 cos y | y | > ^ (14) 15 r = — \/ 2 cos y ! y I ^ - (14') Afin d'exprimer la correspondance entre les valeurs critiques de x et y, ainsi que colles de y + immédiatement déduites, celles-ci sont représentées sous la forme d'un tableau immédiatement en-dessous, avec les principales valeurs critiques pour la variable de fréquence normalisée u, c'est-à-dire k A 1 „ ^ j...,. . y « y+4 u _00 -1 3tt, _ %. " 4 2 n 71 ~ 2 " 4 _ IL 4 1 k 1 + 00 -1 0 . n 7Ï JX 371 u 4 2* 4 % % 4 2 4 1 k (15) 25 Ainsi, et bien que y soit naturellement une fonction complexe de la fré quence implicitement définie par les équations (li) (4') et (5)s la- réponse r peut être exprimée par une fonction sinusoïdale simple dans la bande passante, c'est-à-dire entre les pointes et par une forme d'onde oosinusoïdale simple à l'extérieur, - . " 30 La figure 3 représente une variante àu réseau sélectif de fréquence, re présenté sur la figure 2, qui engendre une caractéristique montrant une ressemblance substantielle avec celle du réseau de la figure 2, sauf qu'au-delà des pointes, la réponse ne passe pas de nouveau par zéro, bien qu'elle présente des inclinaisons aiguës vers la ligne zéro, à la suite de quoi une action 35 sélective de manière précise, à l'extérieur de la gamme de fréquence utile, li BAD ORIGINAL 69 06981 2003740 16 -j mitée par la valeur de k et r- pour u est de nouveau obtenue. Un avantage possible du réseau de la figure 3 est qu'eu moins, quand les impédances des détecteurs sont suffisamment élevées, la valeur la plus élevée du condensateur doit être -plus faible. En effet, on peut apprécier, à partir 5 de la figure 2, que la valeur du condensateur en shunt aux bornes du circuit série formé par LC est sensiblement plus grande qu'en C, étant donné que k n' est pas beaucoup plus grand que l'unité. Sur la figuré 3> ce condensateur shunt est évité, le réseau réactif principal comprenant seulement 1'inàuotance lq en série avec le condensateur C^, celui-ci étant de nouveau connecté en série avec une résistance RQ aux bornes de la source de tension de signaux d'entrée e. De même, les deux circuits de détection E. et D„ sont connectés à l'une de ' 1 ... 2 leurs bornes, à la jonction des circuits résonnants série LQ, cq avec la résistance 1^., mais au lieu d'être respectivement en shunt aux bornes de cette résistance, et de cette réactance, comme cela était le cas de la figure 2, 15 leurs autres bornes sont connectées à des potentiomètres d'impédance, couplés aussi aux bornes de la tension de signal e. Ainsi, l'autre borne de D^est connectée à la jonction du condensateur et de la résistance , qui sont couplées en série aux bornes de e, tandis que l'autre borne de D^ est de la même façon couplée à la jonction de la résistance avec le condensateur C^, connectés également en série aux bornes de.e, avec R^ et connectés à la même borne de e. Ceci signifie que pour une fréquence infinie, par exemple, c'est D.j qui est pratiquement en shunt aux bornes de lq cq étant donné que l'impédance de C^ est très faible, tandis qu'en vue de l'impédance de Cg, qui est de la même façon faible, D^ est à cette fréquence pratiquement en shunt aux bornes de rq, Des conditions sensiblement inverses sont obtenues pour la fréquence zéro. La réponse du réseau de la figure 3 peut être écrite de la manière suivante t 20 25 30 ■1 j^C1R1 wCoRo 1 + jwC^R^ Wcqr0 + j(v lqc0 - 1) wC0S0 1 + jwCgRg wC0R0+j(-w LqCQ-1) 1 1 - Ô .tg b u 1 + j tS z 1 + j u tg b 1 1 + j tg (16) dans laquelle la dernière expression est obtenue en introduisant les paramètres b et z} sans dimension, constants et dépendants de la fréquence, respectivement définis par : 35 ts 1 ° W6G1£1 " h0C2H2 (17) BW ORIGINAL 69 06981 2003740 17 wLo 1 Z ~ K ~~ tTC É" 0^) O O O où dans 1;équation (17)5 par définition, est de nouveau la fréquence centrale pour laquelle la wionap. normalisée r doit être nulle. Af-"i de simplifier encore la seconde expression par r, donnée par l'équa-5 tion (16) et de l'amsner ? rae forme semblable à celle obtenue pour le premier réseau de la figure 2, c'est-à-dire l'équation (12), d'autres paramètres de fréquence, sans dimension, z^ et z^ peuvent être introduits. Ceux-ci sont définis, respectivement par £ ' ' t 2, = — tg b (19) g 1 u ^ x 10 tg Z2 = U ts * et la substitution dans l'équation (16) conduit à s r = J sin (z + z^) | - Jsin (z - zg) | (21) qui ost reconnue comme une forme plus générale de l'équation (12) correspçn- 'i dant au réseau de la figure 2. En effet, dans le cas particulier où b = —— i" 15 ou, en d'autres termes, quand tg b est égal à l'unité, correspondant aux constantes de tempe égales 0^ Rj et C^ les équations (17)s (19) et (20) indiquent que quand la variable de fréquenoe u est raisonnablement proche de l'unité, à la fois z^ et Zg sont aussi pratiquement égaux à —^— , de telle sorte que, dans un tel cas, l'équation (21) correspond à l'équation (12), sauf que 20 z et y ne sont pas les mêmes fonctions de u. On peut montrer, en fait, qu'une % telle valeur de —pour b est une valeur préférée conduisant à une caracté^ ristique pour un ré-^va la figure 3, qui sans être identique à celle du réseau do la figure 2, possède néanmoins sa propriété essentielle de linéarité entre les deux pointes et décroît de manière abrupte vers le niveau zéro si-25 tué immédiatement au-delà des deux pointes. Pour la fréquence centrale u est égal à 1 et, en conséquence, compte tenu des équations (19) et (20), z^ et zg sont à la fois égaux à b. En conséquence, on considérant les équations (21), il est clair que la réponse zéro est obtenue pour la fréquence centrale si on a z =0 pour cette fréquence. En 30 retour, en considérant l'équation (18) et en conservant la définition de donnée par l'équation (17')j ceci conduit à : - (22) de telle sorte que l'équation(18) peut maintenant être êorite de la manière suivants : 35 tgs = (u - -■) « Q (u - -j-) (23) R0 u dans laquelle le facteur de qualité Q est défini implicitement comme l'impédance de l'inductance pour la fréquence centrale, divisée par la résistance rq. BAD ORIGINA! 69 06981 18 2003740 Tandis que e démarre à partir de zéro pour u égal à l'unité, pour la fréquence centrale, à In fois z.j et sont égaux à "b. L'équation (21) indique qu'aussi longtemps que z varie entre les limites de ^ ~z-j s réponse normalisée r peut être âcrite de le. manière suivante j Z1 + Z2 Z1 ~ Z2 r =,2 cos sin (z + ) = 2 cos "b sin z ~ Z1 ^z2 (24) 10 dans laquelle la seconde expression approchée est obtenue quand à la fois z^ et z2 sont suffisamment proches de b, c'est-à-dire quand la déviation à partir de la fréquence centrale est suffisamment faible*. Des expressions similaires peuvent être dérivées de l'équation (21), quand z est supérieur à ous d'autre part, devient plus négatif que —z^, c'est—à—dire » «1•+ z2 z - z r = 2 sin 5 cos (z + 5 ) = 2 sin b cos z z >z2 (25) Z1 + Z2 Z2 ~ Z1 -2 sin —? 00s (z + ——■ ■■1 ) = -2 sin b cos z z ^ (25') Ainsi, à partir de y et z qui sont des fonctions différentes de u, il.y a une similitude frappante entre les équations (13), 04), (14')» d'une part, et les 15 équations (24), (25), (25'), d'autre part. Dans les troie expressions approchées qui sont données immédiatement au-dessus, on doit se rappeler qu'elles sont valables pour des variations suffisamment faibles de u au voisinage de 1' unité. C'est certainement vrai pour l'équation (24) définissant la gamme utile des variations. En effet, il est évident, à partir dé l'équation (21) que 20 quand la variable de fréquence principale z atteint chacune des variations de fréquence auxiliaires z^ ou -z^, les pointes de réponse sont atteintes, étant donné que pou» ces valeurs extrêmes de z, l'un des deux termes de l'équation •j (21) devient nul. En appelant les fréquences normalisées de pointe k et ^ j comme pour le circuit dë la figure 2, on peut ainsi écrire pour la fréquence •) 25 normalisée k ou ^ ! tg a2 = - tg z1 = Q(k - g) => k tg b (26) ce qui établit une relation entre les paramètres constants k, b et Q c'est-à-dire s tg b = Q (1 - - ) (27) k 30 Etant donné que k est seulement légèrement plus grand que l'unité, la se conde valeur approchée de l'équation (24) est tout à fait justifiée. De la même façon, en dehors de la bande de fréquence utile, mais encore près des fré- •| quences normalisées des pointes k et les secondes expressions approchées données par les équations (25) et (25') sont • encore correctes, de telle \ BAD ORIGINAL 69 06981 2003740 19 sorte qu'au voisinage de la fréquence centrale, mais non nécessairement dans la partie sensiblement linéaire entre les deux pointes la réponse est tout à fait semblable à celle du réseau de la figure 2, o1est—à-dire les équations ("13),' (14) et ( 14' ) • Tout efois » quand la fréquenoe vient bien au-delà de cha-5 que pointe, les expressions approchées des équations (25) et (25') ne sont plus correctes. En effet, quand on va au-delà de la région des pointes, la réponse du réseau de la figure 3 devient maintenant différente de oelle du réseau de la figure 2, qui est représenté sur la figure 6. Après un retour vers le niveau zéro, de chaque côté des pointes, ei. s1 éloignant'de la fréquence 10 centrale, la réi>ense augmente encore en amplitude dans la direction prise quanc on part de la fréquence centrale. Ainsi, en considérant la valeur exacte pour r, donnée par l'équation (25) quand la fréquence croît vers l'infini, z tend vers tl /2, tend vers «éro, et tend vers n/2. Bans ce cas, on voit facilement que r, quand la fréquen-15 00 croît vers l'infini, tend vers un et non vers —1, comme cela était le cas du réseau de la figure 2, dont la caractéristique apparaît sur la figure 6. De la même façon, en considérant l'expression exacte pour r, donnée par l'équation (25')s il est évident que çuand la fréquence tend vers zéro, r tend vers —1. Ceci est facilement vérifié quand on considère le réseau de la figure 3 20 aux fréquences extrêmes. L'équation (26) indique qu'il y a un degré de liberté pour les paramètres étant donné que bien que k est donné par la largeur de bande souhaitée pour le système, Q et b sont, en principe, arbitraires pourvu qu'ils satisfassent l'équation. On a déjà indiqué qu'avec une valeur de b - H/4S il y c. une corres-25 pondance très proche entre les caractéristiques du réseau de la figure 3 et celles du réseau de la figure 2, au moins entre et immédiatement après les pointes dans la réponse. Avant d'établir que c'est en effet une valeur préférée, on montre tout d'abord que la caractéristique définie par l'équation (21) est également antisjraétriques en fonction de u, de la m3me manière que cela 30 était le cas pour la réponse délivrée par le réseau de la figure 2. En effet, il est évident que si u est remplacé par 1/u dans l'équation (23), ceci implique un changement de signe pour z. De même, à la lumière des définitions des équations (19) ot (20) ceci implique que et sont interchangés . En considérant (2l), il est évident qu'én remplaçant u par 1/u, on changé 35 1© signe de r, en engendrant ainsi une réponse qui est antisymétrique au voisinage de la fréquence centrale, comme une fonction d'une variable de fréquence logarithmique, La réponse du réseau de la figure 3 étant antisymétrique, il est naturellement suffisant de considérer, par exemple, la moitié positive de la réponse 40 r, définie par l'équation (21), afin de déterminer sa pente pour plusieurs BAD ORIGINAL 69 06981 2003740 20 points critiques. En conséquence, quand, r est positive, sa pente par rapport à u peut être écrite de la manière suivante : , ,' dz, , dz âs =(âs. + _L) C0B (z + E.) + (-Jâ _ -2-) cos (z - zj (28) du ^du du / v Y - du du ; ^ 2' ^ ' dans laquelle le signe positif pour le second terme doit être utilisé aussi 5 longtemps que z est inférieur à z^, c'est-à-dire après quoi le signe négatif doit être utilisé. Ainsi, avec des pentes différentes pour z et zau • point de la caractéristique où z - z^, la pente de la réponse présente une discontinuité. Par définition, ce point dans la caractéristique correspond à une valeur de u - k et ceci est particulièrement évident si l'expression pour z, com-10 me fonction de u, c'est-à-dire l'équation (23) est transformée en remplaçant Q par une fonction du paramètre "b qui est obtenu à partii de l'équation (27). Ceci conduit à s k2(u2 - 1) , , k2 (29) tg Z a S 0 ' ' tg b =* - ' 1 / , , \ u (k2 - 1) k2 - 1 (tg Z2 - tg z-|) qui avec l'équation (20) indique que quand u = k, on a z = z 15 La pente de la réponse r, en fonction de u, implique, comme cela est mon tré par l'équation (28), les dérivées de z, z^ et z^ par rapport à u, oeci étant facilement obtenu à partir des équations (19) (20) et (29). A partir de l'équation (28-), la pente à l'origine, c'est-à-dire la fréquence centrale où u est égal à l'unité, peut être trouvée ainsi : 4k2 sir. "b - sin 2 b cos b = 2 s^tl (30) 20 dr du » ■1 " 7. 1 * -1 lia seconde expression approchée résultant de k n'étant pas plus grande que l'unité. Il est intéressant de comparer cette pente à l'origine avec celle pour le réseau de la figure 2, donnée par l'équation (8), étant donné qu'on voit que les deux sont égales quand b = Tt/4. Que cette valeur soit en effet une 25 valeur préférée est maintenant justifié, en considérant les pentes aux points de discontinuité, c'est-à-dire u => k pour la moitié positive de la réponse. Pour un tel point, dans la caractéristique, la. seconde expression dans 1' équation (28) est l'expression significative, étant donné que z = z^, tandis que, d'autre part, il est évident à partir des équations (19) et (20) que 30 z + z^ influençant le premier terme est proche de 2b et, s'il est possible de montrer que b = Tt/4 est une valeur préférée, il est en effet évident, ensuite, que ce premier terme est certainement négligeable par rapport au second. De plus, ce second terme change de signe au point de discontinuité pour inverser le signe de la pente et c'est ainsi ce terme qui doit être aussi grand que pos-35 sible afin d'obtenir une chute abrupte dans la caractéristique, quand on passe BAD ORIGINAL 69 06981 2003740 21 ses pointes. Ainsi, l'amplitude de la pente pour u = k est définie par la différence entre la dérivée de z et celle de zles deux par rapport à u, c'est-à-dire- s âa . ffi du ~~ du u => k (kr - 1) (1 + k tg t>) (31) 5 La valeur ci-dessus, pour les pentes aux points de discontinuité indique qu'il y a un maximum et qu'il est égal à î 12." 1 ■ 1 0— =» des que tg b est clioisi égal à r- . Ainsi j une valeur de k (k -1 ) k - 1 b = ix /4 est en effet une valeur préférée. En considérant la réponse de pointe pour u = k, ou son inverse, on obtient 10 facilement, à partir de l'équation (21) avec l'un des deux termes égal à zéro î (le2 + 1 ) tg b t rk " ~rl/k ~ ; = sin 2 b (32) (1 + k2 tg2 b) (k2 + tg2 b) dans laquelle la première expression exacte indique que les pointes maximales sont obtenues quand tg b est égal à l'unité, t uidis que la seconde valeur approchée est facilement obtenue en considérant que k est proche de l'unité; 15 Avec la valeur optimale do b, les pointes dans la réponse présentent une amplitude unité, comme pour la réponse du réseau de la figure 2, o1est-à-dire l'équation (lf). Ceci signifie que pour cette valeur préférée, non seulement les penteB au centre sont égales, mais les pentes de pointe à pointe sont également les mêmes pour les deux circuits. 20 Bien qu'il y ait une inversion de pentes pour u = k, la réponse ne conti nue pas à diminuer et lorsqu'une certaine fréquence est atteinte, elle augmente encore, en tendant, vers la valeur unité, quand la fréquence est infinie. En vue du second terme de l'équation (28) qui est le terme significatif, la fréquence pour laquelle la pente de la moitié positive de la réponse r devient de 25 nouveau positive peut être facilement - caloulée en trouvant la valeur de u pour laquelle la dérivée de z est égale à celle de z^t c'est-à-dire j cos2z = cos2z (33) u2 (k2 - 1) 2 qui est facilement obtenue à partir des équations (20) et (29). Ceci conduit 2 1 ' à une équation quadratique en u qui, quand elle est résolue pour tg b = —çr~ 30 et en se souvenant que k est proche de l'unité, donne la fréquenoe normalisée u de la réponse minimale pour : m u2m = 4k - 3 + y8 (k - 1) (34) Les deux racines correspondent naturellement aux deux points tournants de la caractéristique de chaque ctrté de la fréquence centrale et on voit que ces 35 valeurs particulières de u sont pratiquement identiques à celles données par BAD ORIGINAL 69 06981 22 2003740 11 équation (1G), c'est-à-dire les fréquences pour lesquelles la réponse est nulle cle chaque côté de la fréquence centrale pour le réseau de la figure 2. Quand il est comparé au circuit do la figure 2, celui de la figure 3 offre l'avantage qu'un condensateur sensiblement plus grand que C (figure 2) ou 5 (figure 3) n'a plus "besoin d'être utilisé, étant donné que ot Cg sont simplement déterminés à partir de l'équation (17) prévoyant des oonstantes de temps égales à CR si tg b est optimisé à unité. L'analyse ci-dessus du circuit de la figure 3 a supposé que les impédances du circuit de détection D^ et du circuit do détection Dg étaient si élev'os qu'elles pouvaient être négli-10 gées , Ceci est vrai aussi longtemps que les résistances R^} Rg ne sont pas indûment élevées ou,.de manière correspondante aussi longtemps que les condensateurs C. et C~ ne sont pas indûment faibles. 12 La figure 4 représente un circuit dérivé de celui de la figure 3, en appliquant les règles de dualité et en faisant une oonversion basse/haute fré— 15 quences afin d'éviter le remplacement des condensateurs et Gg po.x des inductances. Ainsi, 'les quatre branches connectées au noeud commun àe et Dg sur la figure 3? constituent maintenant une maille correspondante dans la figure 4 avec un circuit antirésonnant Lq Cq au lieu: d'un circuit résonnant, des circuits de détection à faible impédance étant maintenant utilisés pour et 20 Dg, De la môme façon, les autres branches connectées aux bornes restantes de D.j et Do5 sur la figure 3, c'est-à-dire D^, R^ et Dg, Cg, Rg sont maintenant arrangées dans des mailles correspondantes sur la figure 4. Finalement, les mailles de la figure 3 impliquant la souroe do tension e et R.^ ainsi que e et Cg S2 sont maintenant remplacées par des noeuds, sur la figure 4> auxquels 25 est connectée une souroe de courant i. Dans un circuit pratique pour les détecteurs et Dg, il est souhaitable que ces derniers influencent aussi faiblement que possible le fonctionnement du r-Ssoau sélectif de fréquence, qui vient d'être déorit. Aveo l'utilisation de transistors, il est possible d'avoir des impédances suffisamment élevégs, 30 pour le circuit de déteotion. Afin d'obtenir ce résultat et en conséquencë/ces prémices, soit le circuit de la figure 2, soit celui de la figure 3, est convenable. Toutefois, dans un circuit pratique il est également souhaitable d'avoir une borne commune entre les circuits d'entrée et de sortie, ceci étant obtenu par le oircuit de la figure 2. De plus, avec cette borne commune reliée à la 35 terre, l'un des deux circuits de détection, c'est-à-dire Dg peut également être relié à la terre, tandis que D^ et Dg, dans le circuit de la figure 3, peuvent seulement être reliés à la terre avec une entrée de signaux non reliée à la terre. Le seul problème pour le oircuit de la figure 2 est de réaliser un circuit de déteotion convenable D^, dont aucune des bornes ne peut être reliée à 4C la terre et qui affecte aussi faiblement que possible la réactanoe X; , - BAD original 1 À 69 06981 2003740 23 La figure 5 représente un circuit détaillé, "basé siir le réseau sélectif de fréquence de la figure 2. Ce dernier est alimenté par un® source à faible impédancej constituée par l'émetteur-suiveur utilisant le transistor du type l'IPÎT. Le signal original peut £tre supposé être délivré par un circuit Uni— 5 teur convenable (non représenté) et, en conséquence, -un circuit du type détecteur de rapport n'a pas besoin d'être utilisé. L'effet perturbateur des harmoniques engendrés par l'effet de mise au carré du limiteur peut êtrè réduit à une valeur négligeable par l'insertion de la section passe-bas d'entrée Rj - C^ engendrant une perte de quelque trois décibels à .• la fréquence fon-10 damentale. De cette manière, le seul effet restant des harmoniques est un décalage dans la fréquence centrale de l'ordre de un hertz pour une fréquenoe centrale de 1.860 hertz, qui est rencontrée dans des systèmes télégraphiques à canaux multiples. Le signal d'entrée aux bornes du condensateur shunt C^ est couplé à la base de T^, par l'intermédiaire du condensateur de couplage 15 C^, cette base étant polarisée au moyen d'un potentiomètre - R^, couplé aux bornes d'une source de puissance, indiquée par +E et O, le collecteur de T^ étant connecté directement à +E. Afin d'éviter un effet perturbateur en provenance d'un circuit de déteotion . couplé aux bornes du réseau réactif, deux réseaux discriminâteurs de C 20 fréquence sont constitués par L, C et -r— , l'émetteur de T.. est couplé à l'é- k—1 metteur d'un autre transistor Tg, du type 1TPÏT, par l'intermédiaire de la résistance d'émetteur Rg, tandis que la borne de la branche réactive sur l'autre c3té de l'émetteur de est couplée directement à la base de Tg, qui est polarisée au moyen du pçtentiomètre R0 R-jqj couplé directement aux bornes de 25 la sourâe da puissance, le collecteur de Tg étant connecté à +E par l'intermédiaire de la résistance R^. De cette manière, le transistor Tg se comporte comme un amplificateur intermédiaire et la charge résistive aux bornes du réseau réactif peut être pratiquement négligée, la tension aux bornes de cette branche étant reproduite à 30- un faible niveau d'impédance aux bornes de la charge de collecteur de T0. D'autre part j le second signal à redresser doit être trouvé aux bornes de la résistance R1Q. Si des circuits de détection semblables sont couplés aux bornes de R^ et R^q? l'analyse précédente du circuit de la figure 2 reste entièrement valable pourvu que le rapport entre les signaux de sortie redressés, délivrés „ 35 par ce circuit de détection, demeure toujours égal à celui entre r^ et rg. Si les deux circuits de détection "voient" la même impédance de souroe et si les tensions appliquées sont dans le rapport entre r^ et rg ceci signifie que 1' amplificateur utilisant Tg doit engendrer un gain unité et offrir une résistance de sortie égale à R. 40 Les circuits de déteotion, respectivement couplés aux bornes des résis BAD ORIGINAL 10 69 06981 2003740 2 4 tances R^q et It^ sont essentiellement constitués par d'autres transistors et T'^ gui se comportent comme des amplificateurs redresseurs demi-onde. Bien que le transistor est de nouveau du type ÎTP1T, présentant sa base couplée à la jonction des réseaux réactif et résistif par l'intermédiaire du condensateur de couplage C,., le transistor T Ainsi, les impédances vues aux bases dos transistors et dans la direction du réseau sélectif de fréquence, sont constituées respectivement, par la résistanoe R^, en parallèle avec la résistanoe R^q pour le transistor et par la résistance R^ pour le transistor Ainsi, pour des impédances de 30 source effectives égales 1 T? ~ T} H (35) RT R9 R10 Ceci signifie que la valeur de R, utilisée précédemment pour l'analyse du circuit de la figure 2, est définie par t 35 1 „ 1_ + 1_ + 1 = __L + J— ="L (36) * ^9 10 12 V **12 H8 ^ ce qui implique que la résistance collectrice effective du transistor T^ est précisément égale à R, de telle sorte qu'afin d'obtenir un gain unité cet amplificateur intermédiaire, utilisant le transistor T^, commuté avec 40 émetteur à la terre, doit avoir sa résistance émettrioe Rg égale aussi à R, bad original 69 06981 2003740 25 comme cela est indiqué dans l'équation ci-dessus,: Dans l'équation, ci-dessus on a supposé que l'impédance des condensateurs égaux et C',- était négligeable par rapport aux résistances H., et E'.„, . 12 12 De cette manière les signaux analysés par les circuits de la figure 2 5 sont exactement les mêmes que ceux trouvés maintenant sur les "bases des transistors et et, étant donné que ces derniers sont des transistors de type de conductivité opposée, l'addition de leurs courants collecteurs par suite du fait que leurs collecteurs sont montés en commun et reliés respectivement aux "bornes zéro et +E de la source de puissance, par l'intermédiaire des 10 résistances et E'^,est équivalente à l'établissement de la différence entre les amplitudes des signaux d'entrée. Finalement, le condensateur Cg, connecté aux "bornes de est un condensateur de filtrage qui enlève du signal de sortie l'ondulation de la porteuse. Ce peut Çtre le condensateur d'entrée d'un filtre pas a-bas de sortie plus élaboré, 15 La figure 6 montre la réponse de sortie, en fonction de la fréquence qui peut être obtenue au moyen du circuit de la figure 5 pour une porteuse de fréquence centrale de 1,860 hertz, avec des réponses de pointes à 60 hertz de chaque cêté de la fréquence centrale, La réponse correspond à celle obtenue avec le circuit de la figure 2. Dans l'état permanent, il est évident que'la borne 20 active de sortie qui est reliée aux collecteurs communs des transistors et est au potentiel E/2, compte tenu de la symétrie de la partie de sortie du circuit de la figure 5« Si un signal d'entrée est reçu à une fréquence très basse, l'amplitude de l'impédance constituée par le réseau réactif est très supérieure à celle du ré-25 seau résistif effectif (e) , de telle sorte que le transistor T'^ conduit beaucoup, plus que le transistor et en conséquence, la tension de sostie est é-E levée à ^ + 7. Lorsque la„fréquence croît, un point est éventuellement atteint quand l'impédance du réseau réactif est celle d'un condensateur et présente une impédance égale à E, Ensuite, les tensions sont équilibrées et les transistors 30 et conduisant de manière égale, la sortie est à E/2, Ceci correspond à la fréquence normalisée u^, indiquée sur la figure 6, dont la valeur est définie par la plus faible racine de l'équation (loi A la suite de quoi, quand la fréquence augmente encore, comme indiqué sur la figure 6, la résistance série est atteinte pour le réseau réactif, et tous les signaux d'entrée étant 35 délivrés au transistor une pointe négative inférieure à a/2 - V est atteinte, ceci correspond à une valeur de pour la fréquence normalisée u, cornue ce-la est indiqué sur la figure 6. Ensuite, la partie linéaire de la caractéristique est atteinte avec une réponse zéro, ou bien tuae tension de sortie de E/2 est de nouveau obtenue quand l'amplitude du réseau réactif, maintenant induc-40 tif, est précisément égale à E, c'est-à-dire u = 1. A la suite de quoi, la caBAD ORIGINAL 69 06981 26 20Q374Ô ractéristique étant antisymStrique, comme cela a déjà été e^liqué, elle continue d'une manière inversée pour les fréquences supérieures à la fréquence centrale, la forme ayant été déjà détaillée pour les fréquences au-dessous de cette dernières- Bien que les principes de la présente invention aient été décrits ci-dessus en relation avec un exemple particulier de réalisation, on comprendra clairement que ladite description est faite seulement à titre d'exemple et ne limite pas la portée de l'invention. — - * bad original 69 06981 2003740 27 rsvnïï) î cat î oîi s 1°) Détecteur de modulation angulaire, caractérisé en ce qu'il comporte : - une source de signaux d'entrée j - un réseau sélectif dfi -fv-Snumce, couplé à la source | 5 - deux circuits de détection de sortie, couplés au réseau de fréquence pour engendrer le signal de sortie souhaité, le réseau de fréquence comportant : - un réseau réactif à deux bornes, engendrant au moins une inversion de signe pour une fréquence prédéterminée 5 - un réseau résistif à deux bornes. 10 2°) Un détecteur selon la revendication 1°), caractérisé on ce que le ré seau réactif engendre deux inversions de signe pour deux fréquences prédéterminées correspondant aux pointes opposées dans le signal de sortie, pour les fréquences prédéterminées. 3°) Détecteur selon la revendication 2°), caraotérisé en ee que la résis-15 tance du réseau résistif est sensiblement égale à l'impédance du réseau réactif pour une fréquence, qui est la moyenne géométrique des fréquences prédéter minées. 4°) Détecteur selon la revendication 2°), caractérisé en ce que chacun des circuits de détection est couplé à l'un des réseaux réactif et résistif. 20 5°) Détecteur selon la revendication 4°), caractérisé en ce qu'il compor te en plus un amplificateur présentant une impédance d'entrée relativement éle véo et en ce que s - les réseaux réactif et résistif sont reliés en série aux bornes de la source - l'entrée de l'amplificateur est couplée aux bornes du réseau réactif ; 25 - l'un des circuits de détection est couplé à la sortie de l'amplificateur } - l'autre circuit de détection est couplé aux bornes du réseau résistif. 6°) Déteotour selon la revendication 5°)5 caractérisé en do qu'il comporte en plus une source de puissance, présentant deux bornes et en ce que > - l'un des circuits de détection comporte un premier transistor d'un type ûe 30 conductivité 5 - l'autre circuit de détection comporte un second transistor d'un type de conduit ivité opposé j - ?.es premier et second transistors ont leurs circuits émetteurs couplés en série aux bornes de la source de puissance, le collecteur du premier transis- 35 tor étant relié directement au collecteur du second transistor j - le signal de sortie est obtenu aux collecteurs des premier et second transistors ; - le circuit base/émetteur du premier transistor est couplé aux bornes de la sortie de l'amplificateur ; -;0 - le circuit base/émetteur du second transistor est couplé aux bornes du réseai bad orignal 69 06981 2003740 28 résistif. 7°) Détecteur selon la revendication 6°), caractérisé en ce gue l'amplificateur comporte un troisième transistor présentant un type de conductivité identique à celui du second transistor, et en ce gue le réseau réactif est cou-5 pie résistivement aux bornes du circuit base/émetteur du troisième transistor. 8°) Détecteur selon la revendication 7°)» caractérisé en ce gue la base du troisième transistor est reliée directement à une borne du réseau réactif et est polarisée par une première résistance, couplée entre la base du troisième transistor et une borne de la source de puissance, la première résistan-10 ce étant égale à la résistance de charge du collecteur du troisième transistor, et en ce qu'une seconde résistance couple l'émetteur du troisième transistor à 1'autre borne du réseau réactif, la seconde résistance ayant une valeur égale à celle de la première résistance. 9°) Détecteur selon la revendication 6°), caractérisé en ce gue : 15 - unè première résistance est couplée à la "borne du premier transistor ; - une seconde résistance est couplée à la base du second transistor ; - une première diode, branchée dans une direction donnée, est couplée entre la ..première résistance et une borne de la source de puissance ; - une seconde diode, branchée dans une direction opposée à la direction donnée 20 ec*) oouplée entre la seconde résistance et l'autre borne de la souroe de puissance ; - une troisième résistance est couplée entre les électrodes opposées des première et seconde diodes; - le signal de sortie est obtenu entre le collecteur des premier et second 25 transistors, et l'une des bornes de la source de puissance. 10°) Détecteur selon la revendication 6°), caractérisé en ce gue une source comporte un émetteur-suiveur, présentant un troisième transistor de type de conductivité identique au second transistor. bad original