Brevet FR2011349A1 — publié le 19700227

-1- • La présente invention concerne des filtres de fréquence audible et, en particulier, des filtres qui possèdent une caractéristique de passe-bande et qui utilisent des guides d'ondes en tant que composants. 5 Les filtres classiques de fréquence audible montrent commu nément une caractéristique de déphasage , par rapport à la fréquence*^, qui est non linéaire, et il en résulte que la vitesse de variation du déphasage avec la fréquence n'est pas constante, c'est-à-dire que le retard de groupe ^jdu filtre n'est pas cons-10 tant. Par conséquent, certains types de signaux modulés dans la bande passante peuvent être déformés par le filtre. Cet inconvénient a été pallié en suivant le filtre avec un compensateur de phase qui ne possède pas de caractéristique importante de filtrage, c'est-à-dire qu'il a une caractéristique "passe-tout", mais sa 15 caractéristique de retard de groupe est complémentaire de celle du filtre dans la bande passante. La combinaison produit donc une caractéristique de passe-bande, dans laquelle le retard de groupe est constant. Il y a lieu de remarquer que le filtre et le compensateur ne doivent pas avoir 20 d'interaction, c'est-à-dire que chacun doit jouer son rôle tout à fait indépendamment de l'autre. - Conformément à un aspect de la présente invention, le filtre passe-bande de fréquence audible comprend un guide d'ondes à jonctions hybrides ayant une première paire de bras conjugués, ces 25 bras se terminant par des cavités en résonance à une fréquence à peu près égale à la fréquence centrale du filtre et des facteurs Q de charge différente, l'autre paire de bras étant couplée avec des .résonateurs correspondants de guide d'ondes, qui résonent • à la fréquence centrale, et les longueurs de guide d'ondes entre les 30 résonnateurs de guide d'ondes et les'cavités sont calculées de manière à conférer au filtre une caractéristique globale de bande passante, avec un retard de groupe sensiblement constant dans la bande passante. Suivant un autre aspect de l'invention, le procédé de fa-35 brication d'un filtre passe-bande de guide d'ondes à phase non minimale consiste à établir les caractéristiques d'amplitude et de phase d'une fonction de transfert passe-bas, à déterminer les va 69 20869 -2- 2011349 leurs des composants d'un circuit composé pour un réseau passe-bas (qui comprend des mailles) montrant cette fonction de transfert, à transformer le réseau passe-bas en un réseau passe-bar*:!.; de fréquence et de largeur de bande désirées et à réaliser le de 5 réseau passe-bande par des composants / guides d'ondes comprenant une jonction hybride des guides d'ondes. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description détaillée qui va suivre, faite en regard des dessins annexés et donnant à titre explicatif, mais 10 nullement limitatif, une forme de réalisation d'un filtre passe-bande à fréquence audible conforme à l'invention. Sur ces dessins ; les figures 1 et 2 sont respectivement une vue en plan et un© vue partielle d'extrémité du filtre 2 (les brides de raccordement 15 n'étant pas représentées) ; les figures 3 et 4 sont respectivement une vue en plan et une vue d'extrémité d'un coupleur de guides d'ondes ou T magique, sur lequel le filtre est centré ; la figure 5 montre un prototype de réseau passe-bas illus-20 trant la dérivation du filtre ; la figure 6 montre un réseau, passe-bande obtenu par transformat iorï&u réseau de la figure 5 ; la figure 7 montre un diagramme des pôles et des zéros de 2^, fonction caractéristique, pour une réponse d'amplitude passe-bas. 25 En se référant aux dessins annexés, les figures 1 et 2 mon- ' trent un filtre à auto-compensation, destiné à fonctionner à une fréquence centrale de 6153,5 MHz et sur une largeur de bande de 30 MHz. Le filtre est constitué en guide d'ondes n° 14 (vffî-137) et comprend des bras co-linéaires d'entrée et de sortie 1 et 2 30 reliés à un I magique 3, aux autres orifices duquel sont reliées une cavité de réflexion résonnante à bras en H et une cavité de réflexion résonante> 5 à bras en E, comme le montre la figure 2. 'Le bras en H s'étend depuis la face étroite du guide principal (1,2) et le bras en E s'étend depuis la face large du guide 35 principal, d'une manière connue. Le T magique 3 est représenté plus particulièrement sur les figures 3 et 4. Il comprend un bloc de laiton 6, ou de préférence 69 20869 -3- 2011349 d'un autre métal ayant un plus bas coefficient de dilatation thermique et revêtu intérieurement d'un dépôt de métal de forte conductivité, dans lequel se trouvent deux orifices co-linéai-res, un orifice de "bras en E, représenté sur la figure 3, et un 5 orifice de bras en H, représenté sur la figure 4. Un collet 7 permet un raccordement de l'orifice du bras en H, tandis que les bras d'entrée et de sortie et la cavité de réflexion 5 du bras en E présentent des collets qui sont vissés sur les faces correspondantes du bloc 6. 10 Le bras en H est adapté par une borne 11, qui est montée sur l'axe central du bras en H, sur la face large du guide principal (1,2) en saillie vers le bras E. La borne 11 a un diamètre de 3,96 mm, une longueur de 22,86 mm eljèon centre se trouve à 13,48 mm de la face étroite du guide principal (1,2), distante 15 du bras H. Ces dimensions conviennent pour des fréquences centrales jusqu'à la bande inférieure de 6 GHz. Le bras en E est adapté par un diaphragme 12 s'étendant en travers du bras en E sur une distance de 11,18 mm, mesurée depuis le côté étroit du guide, près du bras en H. L'épaisseur du dia-20 phragme est de 0,81 mm et il se trouve à 6,73 mm de la face supérieure large du guide principal (1,2), comme représenté sur la figure 4. La cavité de réflexion 4 du bras en H est couplés par deux fiches 13, de 1,21 mm de diamètre, dont les centres se trouvent à 25 une distance de 32,26 mm de l'extrémité fermée en court-circuit de la cavité. La cavité de réflexion 5 du bras en E est couplée par deux fiches 14, de 1,80 mm de diamètre, dont les centres se trouvent à 32,89 mm de l'extrémité fermée en court-circuit de la cavité. 30 II y a lieu de remarquer que les différents diamètres des fiches de liaison établissent des facteurs Q différents, pour les deux cavités de résonance 4 et 5. Chacun des bras d'entrée et de sortie 1 et 2 du filtre comprend des .résonateurs ■> de transmission, dont la forme ressemble à 35 celle des résonateurs- d'un filtre classique. Les -résonateurs, de chacun des bras co-linéaires sont reliés ptr quatre rangées de fiches, toutes les rangées étant disposées 69 20869 -4- 2011349 symétriquement autour de l'axe central de la face large du guide, comme le montre la figure 1. En numérotant les rangées à partir du T magique, vers l'extérieur, la première rangée (15) comprend deux fiches de 2,01 mm de: diamètre, dont les centres sont espacés 5 de 8,89 mm, la seconde rangée comprend trois fiches de 3,5 mm de diamètre, et dont les centres sont espacés de 7,11 mm, la troisième rangée comprend trois fiches de 3,10 mm de diamètre, dont les centres sont espacés de 7,11 mm, et la quatrième rangée comprend deux fiches de 1,28 mm de diamètre, dont les centres sont distants 10 de 8,89 mm. L'espacement entre les première et seconde rangées (centres) est de 33,98 mm, il est de 35,71 mm entre les deuxième et troisième rangées, et de 33,17 mm entre les troisième et quatrième rangées. Les résonnateurs' de transmission des bras d'entrée et de sortie 1 et 2 sont identiques et symétriques par rapport au 15 T magique. L'espacement entre centres des deux premières rangées (15) de fiches, c'est-à-dire les rangées qui se trouvent tout contre le T magique, est de 43,2 mm. La longueur du guide entre la cavité de réflexion 4 du bras en H et le T magique est définie par la distance entre l'axe cen-20 tral des fiches de liaison 13 et la face intérieure étroite adjacente du guide principal-(-1,2). Cette distance est de 37,34 mm. Dans le cas de la cavité de réflexion 5 du bras en E, la longueur du guide est définie par la distance entre l'axe central des fiches de liaison 14 et la surface adjacente du diaphragme d'adap-25 tation 12. Cette distance est de 19,05 mm. Si le filtre d'auto-compensation était simplement une combinaison d'un filtre, classique, analogue aux bras 1 et 2 du résonateur de transmission, et d'un composant passe-tout de compensation de phase, analogue au T magique, avec les cavités de 30 réflexion, les cavités 4 et 5 auraient alors la même valeur Q et le filtre et le composant passe-tout seraient adaptés séparément et totalement. De même, les longueurs linéaires entre les cavités de réflexion 4 et 5 et les résonateurs de transmission seraient sans conséquence. Dans le premier cas, au contraire, les dimen-35 sions entre la première rangée de fiches 15 de chaque résonateur de transmission et les fiches de liaison 13 et 14 des deux cavités de réflexion sont critiques. En outre, comme on l'a fait remarquer, 69 20869 -5- 2011349 les cavités de réflexion 4 et 5 ont des valeurs Q différentes. les dimensions significatives du filtre d'auto-compensation s'obtiennent sur la base de la théorie suivante. la figure 5 montre un réseau maillé passe-bas, qui peut 5 être transformé en réseau passe-bande de la figure 6, suivant des techniques normales. Un prototype de circuit passe-bas, tel que représenté sur la figure 5, étant un réseau maillé, est ce que l'on appelle un réseau à phase non minimale, c'est-à-dire un réseau qui a des pôles 10 d'atténuation infinie à des fréquences complexes et qui permet, par conséquent, un plus grand déphasage à travers le réseau qu'à travers un réseau comparable ayant la même réponse d'amplitude. Ceci a pour effet que le réseau possède des caractéristiques de phase et d'amplitude qu'on peut faire varier indépendamment. Le réseau 15 passe-bas.de la figure 5 est d'abord transformé en réseau passe-bande de la figure 6 et ce réseau est réalisé dans les circuits à guides d'ondes des figures "1 et 2. Les caractéristiques d'amplitude et de phase, conformément aux exigences connues,, sont spécifiées pour le prototype de réseau passe-bas et les valeurs des composants 20 sont déterminées. . On suppose.une fonction de transfert pour une sensibilité passe-bas, le filtre de cet exemple ayant une ondulation d'amplitude de Chebyshev.de grandeur conforme à la,limite spécifiée pour la bande passante du filtre final. Dans d'autres exemples, les 25 filtres pourraient avoir des réponses différentes d'amplitude, par exemples aplaties au maximum. Cette fonction sera désignée par H(p), £ étant l'opérateur de fréquence • j, W, est égal à : 30 etUJest la fréquence angulaire. H(p) peut être défini par l'expression : |H(p) j =VP -"/p 35 dans laquelle P est la puissance maximale pouvant être fournie au réseau en question P, est la puissance dissipée dans une charge alimentée par le réseau et la quantité H(p) est le module de 69 20869 -6- 2011349 la fonction de transfert. Cette fonction n'est pas pratique à manipuler, du fait que son minimum est égal à l'unité et qu'il s'agit donc d'une "fonction caractéristique". K(p) est défini par la relation ; K(P) = | H(p)| 2 - 1 Les valeurs minimales de K(p) sont, par conséquent, égales à zéro. La figure 7 montre les pôles et les zéros, c'est-à-dire les 10 racines de polynômes du dénominateur et, respectivement, du numérateur, de cette fonction K(p) dans le plan complexe. L'axe horizontal est l'axe des valeurs réelles de jD.et l'axe vertical est l'axe des valeurs imaginaires de à la même échelle. L'impédance de source et l'impédance de charge gQ (figure 5) sont normalisées 15 à une valeur de 1 ohm et la fréquence est normalisée à une valeur de coupure de LU égale à 1 radian/seconde. Il y a lieu de remarquer que l'axe vertical des valeurs imaginaires de £ (figure 7) est en fait un axe de fréquences réelles et que le point £ = jl sur cet axe est la fréquence angulaire de coupure c« 20 Pour le circuit sans pertes de la figure 5, K(p) doit être purement imaginaire. C'est par conséquent le rapport de polynômes réguliers, avec un facteur ou diviseur £ supplémentaire. A titre de circuit passe-bas, il ne peut pas avoir un pôle d'affaiblissement infini à la fréquence nulle., et par conséquent, est un 25 facteur et la fonction K(p) s'annule à la fréquence zéro. Tous les autres zéros de la fonction K(p) apparaissent en paires conjuguées. Par conséquent, il doit- y avoir un nombre impair de zéros et, dans le cas illustré, la caractéristique est fixée à sept, de manière qu'il y ait comparaison.possible avec des filtres classi-30 ques. Le même nombre de pôles*apparaîtra dans la fonction. K(p) et deux de ces pôles sont attribués à des fréquences complexes cor-respondant à des valeurs - G sur l'axe des valeurs réelles de £. C'est le caractère de phase non minimale du" réseau passe-bas qui 35 produit ces pôles de fréquences complexes. On peut spécifier librement la valeur de 69 20869 -7- 2011349 de retard de groupe. les cinq pôles restants sont attribués à des conditions de fréquence infinie . En général, pour une réponse d'amplitude donnée de la bande 5 passante, les zéros de la fonction K(p) dépendent des positions des pôles et, par conséquent, si les positions complexes des pôles sont changées, les zéros de la fonction K(p) changent également. Pour une réponse d'amplitude de Chebyshev, à ondulation égale, ces zéros peuvent être obtenus au moyen du procédé décrit dans la par-10 tie 3F d'un article intitulé "On the design of filters by synthe-sis", par R. Saal et E. Ulbrich, "IEEE Trans.", 1958, CT-5, pages 284 à 327. En utilisant cette méthode, K(p) est donné en fonction des positions des pôles par : 2 2 2 1* I I p k E k 5 U(p)| = K(p)K(-p) = (E + zP) (E - zF) z2p2 1 - (M-) E2 20 expression dans laquelle : 2 2 P - P2 z = _2 _2 P - Pf est une transformation de fréquences données par les fréquences 25 de coupure de Chebyshev f^ et f2, et E + zP est le polynôme de Hurwitz formé par les pôles de K(p) amenés par transformation dans le plan z. Les calculs impliqués dans la résolution de cette équation sont donnés à titre de référence. Le facteur constant k est calculé pour les filtres de 30 Chebyshev en considérant l'ondulation maximale admissible dans la bande passante. Pour un filtre quelconque, l'ondulation maximale apparaît à la fréquence de coupure. Pour le prototype de filtre passe-bas, cette fréquence est donnée par p = jl et en portant cette fréquence dans K(p) et en comparant avec l'ondulation admis-35 sible, on obtient k. Pour déterminer la fonction K(p) ci-dessus, on a choisi la position ô" du pôle sur l'axe des valeurs réelles de 2, en la dé- 69 20869 -8- 2011349 30 terminant par le calcul des probabilités. En suivant la dérivation des pôles et des zéros de la fonction H(p) sur la base de cette estimation, on peut ensuite déterminer le retard de groupe On peut démontrer l'égalité : F - 1 i = r= d*! a Y" 2 ai(w + V 10 d a2 +u>2 ± _ 1 (bi -u>2)2 + ai2tu2 dans laquelle a est la racine de H(p) donnant un zéro sur l'axe des valeurs réelles de £, M" est le nombre de zéros (sept dans ce cas), i est le nombre de paires conjuguées de zéros de la fonction 15 H(p), et H(p) contient le produit des facteurs du second degré (p2 = ai p + b^) de i = 1 à i = ^ ^ 1 . A partir de l'expression donnée ci-dessus, on contrôle la variation du retard de groupe sur la bande passante et on essaie d'autres valeurs de Lorsqu'on a trouvé les pôles et les zérogôe la fonction caractéristique K(p), on peut tirer la fonction initiale de transfert H(p) de la relation entre H(p) et K(p). En fait, il n'est pas nécessaire de calculer l'expression réelle de H(p) et l'informa-25 tion qui apparaîtrait dans H(p) peut être calculée par la méthode suivante. K(p) a été défini de façon très simplifiée par l'expression , dans laquelle £ et S et P sont des polynômes réguliers en j>. La relation : H(p) = 1+| K(p)| montre spontanément que : 35 (P - pS) (P + PS) H(p) • H(-p) = ^ P^ 69 20869 -9- 2011349 On sait que pour un réseau passif,, les. zéros d'une fonction de transfert H(p) doivent se trouver dans la moitié gauche du. plan complexe des valeurs jd. Par conséquent, il est nécessaire d'extraire de l'expression (P - pS)(P + pS) les racines qui se trou-5 vent dans la moitié gauche du plan des valeurs jd. Si la fonction H(p) est exprimée par la relation : ( g + pu) ( G + pU ) P 10 les facteurs de (P + pS) sont alors égaux à (g + pu)(G - pU). Par conséquent, en ne mettant en facteur que (P + pS), et en changeant lœsignes des racines ainsi obtenues, de manière à les faire passer dans la moitié gauche du plan de jd, on obtient les zéros de la 15 fonction H(p). les pôles sont les mêmes que pour K(p). Si le réseau typique est considéré initialement comme une .seule, maille et comme étant formé d'impédances ZQ. et Z^, dont les bras sont reliés en série et, respectivement, èn shunt, ces impédances sont données par les relations suivantes, : 20 pu G Z = — Z, = a g " p" Du fait que le circuit est symétrique, les impédances de mailles peuvent être rapportées aux impédances en circuit ouvert et en 25 court-circuit de la moitié d'un réseau symétrique équivalent, c'est-à-dire la moitié du réseau représenté sur la figure 5. Si la maille de ce circuit est considérée comme comprenant des inductances 1 en série et des condensateurs C en shunt, on peut constater que la demi-maille en circuit ouvert équivaut à un con-30 densateur en parallèle de valeur C et que la demi-maille en court-circuit équivaut à une inductance en parallèle de valeur 1. les deux premiers pôles pour eu - Oo , dérivés de la fonction H(p), sont communs aux deux impédances en circuit ouvert et en court-circuit et ces impédances sont retirées, en déterminant 35 ainsi et gg. Pour le cas d'un court-circuit, le reste du demi-circuit est un condensateur en parallèle dont la capacité est g^ et une bobine d'induction en parallèle L. Dans le cas du circuit 69 20869 -10- 2011349 ouvert, le reste de la maille est le condensateur g^ en parallèle avec le condensateur èn parallèle C mentionné ci-dessus, la valeur totale étant initialement calculée en tant que valeur C^, dont on tire C en soustrayant g^ de C^. I et C sont respective-5 ment g et g, et, par conséquent, on évalue tous les cinq compo- Si D sants g.,, g2, ga et gfc. Ce calcul des valeurs des composants du circuit, à partir des impédances en circuit ouvert et en eourt-eircuit, est un procédé normal, et il suffit simplement de prévoir les deux impédan-10 ces et les pôles de la fonction de transfert pour déterminer le réseau, dans la forme donnée ci-dessus. les valeurs élémentaires des divers types sont récapitulées sur les tableaux I à III, en même temps que leurs variations du retard de "groupe, pour des valeurs choisies de, c'est-à-dire 15 la variable de fréquence passe-bas normalisée à la fréquence de coupure, les valeurs typiques sont données non seulement pour différentes ondulations d'amplitude de la bande passante, mais aussi pour différentes variations du retard de groupe, les variations du retard de groupe doivent être prises en considération, du fait que 20 lorsque le type de passe-bas est transformé en un filtre passe-bande, le retard de groupe obtenu varie en fonction de la fréquence centrale du filtre et de la largeur de bande ét, dans le cas d'un filtre à guide d'ondes, en fonction de la variation de la longueur d'onde du guide avec la fréquence. Par conséquent, en 25 vue d'obtenir les caractéristiques désirées du retard de groupe, on peut choisir le type le mieux approprié. 69 20869 -11- 2011349 TABLEAU I Valeurs élémentaires et variation du retard de groupe de types d'ondulation de 0.001 dB (a) N = 7 2 &= 1,25 11 §0 1 1 1 1 1 «1 0,5762 0,5791 0,5813 0,5796 0,5782 g2 1 ,2141 1,2179 1,2211 1,2203 1,2190 ë3 1,2358 1,2526 1,2678 1,2776 1,2866 1,1109 1,0882 1,0678 1,0486 1,0307 «b 0,6251 0,58 81 0,5541 0,5233 0,4950 SI Retard de groupe, T" ( s) 0 4,762 4,726 4,692 4,649 4,609 0,2 4,745 4,715 4,686 4,647 4,611 0,4 4,722 4,707 4,691 4,663 4,635 0,6 4,741 4,746 4,747 4,733 4,717 0,8 4,906 4,933 4,955 4,955 4,952 69 20869 -12- 2011349 (b) N = 9 11 o &= 1,05 so 1 1 «1 0,6033 0,6035 S2 1,2770 1,2776 S3 1,5894 1,5904 ê4 1,3424 1,3591 sa 0,7533 0,7023 «b 1,3275 1,2915 II Retard de groupe, T" (s) 0 6,893 6,825 0,2 6,873 6,816 0,4 6,867 6,836 0,6 7,001 6,999 0,8 7,503 7,531 69 20869 -13- 2011349 N = 7 TABLEAU II Valeurs élémentaires et variation du retard.de groupe de types d'ondulation de 0.01 dB 6~= 1,3 so «1 1 0,7912 1 0,7925 1 0,7886 g2 1,3778 1,3798, 1,3792 e3 1,4671 1,4950 1,5148 ga ■ 1 ,1284 - " 1,0874 1,0540 «b 0,6154 0,5441 0,4840 Sl Retard de groupe, T(s) 0 • 5,380 5,299 5,221 0,15 5,366 5,291 5,218 0,4 5,414 5,371 5,320 0,6 5,537 5,530 5,507 0,8 5,995 6,031 6,037 69 20869 -14- 2011349 - ■TABLEAU III Types d'ondulation de 0.1 dB G = 1 ,2 6~= 1,5 . So 1 1 «1 1,1593 1,1657 S2 1,4168 1,4187 ^ ê3 1,7871 1,8695 . 1,0621 0,9712 gb 0,6538 0,4576 JTL Retard de groupe T-(s) 0 - 6,079 . 5,883 0,2 5,937 5,767 - 0,4 6,208 6,102 0,6 6,332 6,319 0,8 7,356 7,482 69 20869 -15- 2011349 Le retard de groupe du réseau passe-bande représenté sur la figure 6 est donné en fonction du retard de groupe du réseau passe-bas, par l'expression suivante : 5 T" = T* * —— .-fAg(A 2 go +>s2g .......(1) 2JTC2 Ugx- A g^) 10 dans laquelle X g est la longueur d'onde du guide, ^gO, ^g1, X g2 sont les longueurs d'onde du guide à la fréquence centrale et les fréquences marginales respectives de la bande et c est la vitesse de la lumière. En couplant les résonateur i de transmission de la figure 15 6 avec les résonateurs- des mailles, il existe dans ce circuit localisé une longueur de ligne nulle entre la maille et les autres résonateurs . Dans l'agencement en guide d'ondes, ceci n'est pas possible et, par conséquent, un certain déphasage est effectué par les lignes de couplage. En maintenant les lignes de couplage en 20 nombres entiers de demi-longueur d'onde, on peut négliger ce déphasage à la fréquence centrale, bien que ceci ne soit pas satisfaisant aux fréquences limites de la bande. Toutefois, on peut considérer les lignes de couplage comme des résonateurs;, et leur effet peut, par conséquent, être incorporé dans les ^résonateurs 25 qu'elles couplent. Le résonateur- équivalent est donné par l'expression : 30 = n TTujX (Ag)2 ,2) 2 (*) dans laquelle n est le nombre de demi-longueurs d'onde constituant la ligne de couplage et toX est la différence des longueurs d'onde du guide aux fréquences extrêmes, divisée par la longueur 35 d'onde du guide de fréquence centrale. Le rrësonateur- équivalent des lignes donnant une valeur élémentaire est considéré de la meilleure façon comme étant en deux parties, une à chaque extrémité 69 20869 -16- 2011349 de la ligne de couplage, la valeur g'/2 est ainsi soustraite de la valeur du type. Dans le cas des cavités de réflexion 4 et 5, chacune de ces cavités comporte une ligne de couplage qui est utilisée en tant qu'entrée et que sortie pour la cavité et, 5 par conséquent, est soustrait des éléments des mailles du type. On décrit ci-après la réalisation du filtre représenté sur les figures 1 et 2. Pour ce filtre, les fréquences de bande passante sont de 6138,5 MHz à 6168,5 MHz. Si ^g0» ^g1 ' ^g2 sont les longueurs d'ondes du guide pour fo et, respectivement, les 10 fréquences limites de la bande, leurs valeurs sont les suivantes : X += 6,8131 cm go = 6,8458 cm = 6,7808 cm 15 U))l = ( \t- \2)/ \0 = 0,00954 Pour une ondulation d'amplitude théorique requise de la bande passante de 0,001 dB, les valeurs typiques sont données sur le tableau I pour les différentes variations du retard de groupe. Ces varia-20 tions sont calculées pour le filtre passe-bande, en utilisant le tableau I et l'équation (1). Pour le filtre mentionné ci-dessus, ces calculs montrent que le cas pour lequel = 1,5 a un retard de groupe pratiquement plat en travers du centre de la bande passante et, par conséquent, on choisit les valeurs typiques qui cor-25 respondent à cette particularité. Ces valeurs sont les suivantes : go = 1 ë1 = 0,5813 §2 = 1,2211 s3 = 1,2678 co t-O ♦v. Il êb = 0,5541 35 les valeurs de g^, ga et g^ sont réglées de manière à per mettre l'effet décrit ci-dessus des lignes de couplage. Pour des lignes de couplage de demi-onde de part et d'autre de la maille 69 20869 -17- 2011349 (n = 1), l'équation (2) donne : 5 g' = - nTTWA (À go) - . 2 : (.A o)" . = 1,0 X. 7t X 0,00954 x (6,81 )2 = 0,0293 2 TTB7 10 les valeurs réglées du type sont les suivantes : g3' = g3 - g' /2 = 1 ,2531 4 = ëa - S5 = 1.0385 gb' = gb - g; = 0,5248 15 Pour des types normalisés à l'impédance de charge et ayant une fréquence angulaire de coupure égale, à. l'unité9 i©s iapêflansea de couplage K/Zo des fiches d8 extrémité assurant 1© e©agl®g© d'us© cavité à une longueur de guide sont : 20 . ?-/ 7T m X (3) Zo ' 2«n 25 expression dans laquelle gn est la valeur typique du résonateur couplé. Les susceptances de couplage B/Tq sont alors données par la relation : B 1 - (E/Z )2 = 2 .......(4) 30 Io K/ Zo Pour deux cavités qui sont en couplage direct, l'impédance de couplage est la suivante : bm . ,..(5) Zo 2 V sn • ên + 1 69 20869 -18- 2011349 L'équation (3) est utilisée pour calculer les dimensions des fiches d'extrémité de couplage des sections d'entrée et de sortie du filtre, et des fiches couplant les srésoaaateurs de réflexion sur le T magique. Comme dans le cas de filtres classi-5 ques, l'équation (5) est utilisée pour les autres fishes0 Par conséquent, pour l'exemple choisi, on tire de l'équation (>) 'î 7Tx 0,00954 Zo 2 x 0,5813 10 l'équation (4) donne : = 0,1606 ( O 1 - ( _) 2 15 . B1 ( V. 0,9742 YQ ^ 0,1606 To = 6,07 20 De même : B4 Y = 9,03 o 25 = 8,20 o et = 5,74 30 Ba/Y0 et étant les valeurs de susceptance des fiches de couplage des résonateurs de réflexion 4 et 5. On tire de l'équation (5) : TTx 0,00954 Z = - , = 0,01217 0 2 y 1,2211 x 1,2531 69 20869 -19- 2011349 Par conséquent : Y = 82,13 o 5 De môme : B2 = 55,19 o Dans les expressions de susceptance B/Yq données ci-dessus 10 pour les diverses rangées de fiches de couplage, "l'indice- de B indique le numéro de la rangée à partir de chaque extrémité du filtre, vers le T magique, les longueurs des cavités de transmission sont tirées des valeurs B/Yo, comme pour des filtres classiques. Les cavités de réflexion sont couplées par une seule 15 susceptance finie et, par conséquent, la longueur électrique de ces cavités est donnée par la relation : Q = TT _ 1/2 cot01 [ ^fô ] 20 Les longueurs de cavité sont corrigées pour la position effective de court-circuit des fiches de la même manière que pour des filtres classiques. Les diamètres des fiches s'obtiennent à partir des valeurs B/Yo requises. On constate, dans la plupart des cas, que les fi-25 ches d'extrémité des sections d'entrée et de sortie qui sont adjacentes au T magique nécessitent un réglage d'accord pour permettre d'accorder le filtre à une atténuation correcte. Pour permettre l'accord, on a constaté qu'il est satisfaisant d'augmenter les diamètres des fiches d'un facteur 1,025 (c'est-à-dire 2,5 f°). 30 Les dimensions restant à déterminer sont les longueurs des lignes de couplage du T magique. Il n'est pas pratique de calculer les longueurs physiques des lignes nécessaires pour le couplage des cavités de réflexion 4 et 5 et des bras d'entrée et de sortie 1 et 2 au T magique, en 35 raison de la nature complexe de la jonction. On peut utiliser un dispositif d'essai, dans lequel les longueurs de ligne de couplage 69 20869 -20- 2011349 des cavités 4 et 5 au T magique sont réglables, de même que l'est la position des résonateurs à fiches dans les guides d'entrée et de sortie simulant les premières fiches des "résonateurs de transmission dans les bras réels d'entrée et de sortie. En contrôlant 5 la perte par insertion, on constate que ce dispositif, lorsqu'il est placé entre des charges adaptées, donne des résonances très étroites, en raison du bras en E et du bras en H, les résonances apparaissant lorsque la longueur efficace totale de ligne entre les fiches principales du guide et les fiches de couplage de l'une 10 ou l'autre des cavités de réflexion est un nombre entier de demi-longueur d'ondes. Les résonances dues aux deux bras apparaissent indépendamment et celles qui sont dues à l'un des deux bras peuvent être modifiées, sans affecter celles qui sont dues à l'autre. Les longueurs de lignes doivent être celles qui donnent une 15 résonance pour fo, en raison du résonateur- équivalent en série et une anti-résonance pour fo, en raison du résonateur équivalent en parallèle. Lorsqu'on a mesuré un réglage correct des longueurs de lignes de couplage, il est possible, dans certains cas, de réduire les 20 lignes d'un autre facteur A /4 par un échange mutuel des cavités. Le changement de cavité et le changement de longueur de ligne produis ènt chacun le double de la maille et la laissent ainsi finalement inchangée. Des résonances parasites sont produites par le : résonateur 25 en parallèle à des fréquences disposées symétriquement autour de la fréquence centrale. Ces résonances parasites provoquent une réduction de l'atténuation de la bande pour ces fréquences, mais leur effet est affaibli en réduisant à un minimum les longueurs des lignes de couplage. Il est par conséquent désirable que les 30 lignes de couplage aient la longueur minimale possible. Ayant déterminé les longueurs minimales des lignes de couplage de cette façon, on réalise le filtre des figures 1 et 2. La perte par insertion au milieu de la bande de ce filtre est de 1,2 dB. L'aplatissement de la réponse de la bande passante 35 est indiqué par les points de 0,1 dB qui apparaissent pour la fréquence fo = -12 MHz et fo = +15 MHz, tandis que les points de retard de groupe de 1,0 nanoseconde apparaissent pour les fréquences 69 20869 -21- 2011349 fo = -10 MHz et fo = +12 MHz. Il y a lieu de remarquer que, superficiellement, les réso.-nateurs de transmission des bras 1 et 2 rassemblent.à un filtre classique, bien que le T magique puisse être -considéré séparément '5 comme un compensateur de phase. Toutefois, les avantages de la présente invention sont inhérents à la nature intégrale de la réalisation et disparaissent dès que les résonateurs! de transmission ou le T magique et ses cavités de réflexion sont conçus isolément comme un filtre et, respectivement, un compensateur de 10 phase. Ceci ressort spontanément du fait la longueur de la trajectoire de guidage entre les résonateurs , à cavité de réflexion et les ' résonateurs de transmission est critique. L'avantage du filtre de la présente invention, conçu de manière qu'il possède une amplitude constante en même temps qu'un retard 15. constant de groupe dans la bande passante, réside dans un meilleur rejet de la bande, comparativement à des combinaisons classiques filtre + compensateur, de même complexité générale. L'utilisation de cette meilleure réponse de la bande conduit à l'obtention d'un filtre présentant moins de cavités pour une réponse requise par-20 ticulière d'amplitude, ce qui a pour conséquence une meilleure caractéristique du retard de groupe. 69 20869 -22- 2011349 - REVENDICATIONS - 1 - Filtre passe-bande à fréquence audible, caractérisé par le fait qu'il comporte un guide d'ondes à jonctionî hybride; ayant une première paire de bras en conjugaison, ces bras se ter- 5 minant par des cavités résonant ., à une fréquence à peu près égale à la fréquence centrale du filtre et ayant des facteurs Q différemment chargés, l'autre paire de bras étant couplée à des réson-nateurs respectifs à guide d'ondes, qui résonent à cette fréquence centrale, les longueurs du guide d'ondes entre les résormateurs 10 à guide d'ondes et les cavités étant telles qu'elles confèrent au filtre une caractéristique générale de bande passante ayant dans cette bande un retard de groupe pratiquement constant. 2 - Filtre suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que la jonction hybride est un T magique, les bras conjugués 15 étant les bras E et H, chacun des bras co-linéaires comprenant plusieurs résonateurs; couplés au moyen de fiches. 3 - Filtre suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que les fiches dés .résorïa'tëurs. les plus proches du T magique sont aussi rapprochées que cela est physiquement possible. 20 "4 - Procédé de fabrication d'un filtre passe-bande à guide d'onde, caractérisé par le fait qu'il consiste à établir les caractéristiques d'amplitude et de phase d'une fonction de transfert passe-bas, à déterminer les valeurs des composantes du circuit localisé pour un féseau passe-bas (comprenant une maille) montrant 25 cette fonction de transfert, à transformer le réseau passe-bas en un réseau passe-bande de fréquence et de largeur de bande désirées, et à réaliser le réseau passe-bande au moyen de guides d'ondes à jonction hybride.