Brevet FR2001919A1 — publié le 19691003

-1- 2001919 La présente invention a trait à un circuit de génération d'une impulsion de sortie ayant un angle de phase déterminé par rapport à un signal alternatif qui peut varier d'amplitude et de fréquence» 5 L'utilisation d'un convertisseur pour commander une charge à accord parallèle dans un appareil de chauffage par induction présente un certain nombre d'avantages par rapport à l'utilisation plus classique d'un appareil moteur-générateur. L'appareil moteur-générateur est normalement conçu de façon à avoir une fré-10 quence sensiblement constante qui correspond à la fréquence d'accord de la charge accordée comprenant une bobine de chauffage par induction destinée à recevoir une pièce de travail et un ou plusieurs condensateurs connectés en parallèle. Du fait de la fréquence fixe du dispositif de commande moteur-générateur, cela 15 limite beaucoup les possibilités de l'appareil de chauffage par induction, en nécessitant l'utilisation d'un appareil distinct moteur-générateur chaque fois que la charge est modifiée, par exemple chaque fois que l'on change la bobine de chauffage. En outre, quand on utilise un appareil moteur-générateur, même un 20 faible changement de la fréquence d'accord de la charge affecte le facteur de puissance et par suite le rendement du transfert de puissance à l'a pièce de travail. Des variations dans la fréquence d'accord de la charge peuvent être provoquées par la pièce de travail quand elle traverse sa température de Curie ou par un mouve-25 ment de cette pièce relativement a la bobine de chauffage par induction# Pour compenser les variations de la fréquence d'accord dans le système du type moteur-générateur, la valeur des capacités des condensateurs en parallèle doit être modifiée, ce qui demande des techniques de commutation relativement complexes, tout en per-30 mettant seulement une compensation partielle8 En utilisant une commande par convertisseur pour une charge à accord parallèle, on a l'avantage de permettre un fonctionnement dans une large gamme de fréquence et par suite de pouvoir utiliser une grande variété de bobines de chauffage avec le 35 même convertisseur. En utilisant des dispositifs de commutation commandés, par exemple des redresseurs commandés au silicium, dans le convertisseur, la fréquence de fonctionnement du convertisseur peut être rapidement modifiée en faisant varier la vitesse suivant 69 03772 -2- 2001919 laquelle des impulsions de commande sont appliquées au dispositif de commutation commandée» Il serait très souhaitable que, en réponse à des variations de la fréquence d'accord de la charge, la fréquence de fonctionnement du convertisseur puisse varier 5 pour compenser cette variation et maintenir un haut rendement de fonctionnement indépendamment de la fréquence d'accord de la charge. Dans le chauffage par induction, il est important que la tension aux bornes de la charge accordée reste sensiblement 10 constante dans le but d'obtenir un chauffage contrôlé de la pièce de travail. Du fait que la tension aux bornes d'une charge accordée dans un convertisseur est proportionnelle au rapport de la tension d'alimentation continue du convertisseur au cosinus de l'angle du signal alternatif aux bornes de la charge, si cet angle 15 de phase peut être maintenu constant, la tension aux: bornes de la charge peut également être maintenue sensiblement constante. Il serait donc très souhaitable que le convertisseur soit capable d'un fonctionnement avec un angle de phase sensiblement constant par rapport au signal alternatif aux bornes de la charge indépen-20 damment de l'amplitude et de la fréquence de ce signal alternatif. L'invention, suivant un de ses aspects, réside dans un circuit engendrant un signal de sortie pour un angle de phase déterminé par rapport a un signal alternatif d'amplitude et de fréquence variable, ce circuit comprenant un détenteur qui engen-25 dre un signal détecté proportionnel a l'amplitude de crête du signal alternatif, et un circuit de comparaison qui compare ce signal détecté à la valeur instantanée du signal alternatif en engendrant le signal de sortie quand le signal détecté et la valeur instantanée ont une relation déterminée entre eux. 30 Suivant un autre aspect, l'invention réside dans un appareil de chauffage par induction utilisant un convertisseur ayant une série de commutateurs commandés transmettant un signal alternatif à un circuit de charge accordé et comprenant un dispositif pour détecter ce signal alternatif partant de la charge, 35 un circuit générateur d'impulsions engendrant un signal de sortie pour un angle de phase déterminé dudit signal alternatif, un dé-tedteur engendrant un signal détecté proportionnel à l'amplitude de crête du signal alternatif, et un circuit qui compare ce signal 69 03772 3— 2001919 détecté à la valeur instantanée du signal alternatif en engendrant le signal de sortie quand le signal détecté et la valeur instantanée ont entre eux une relation déterminée, un dispositif utilisant le signal de sortie du générateur pour commander la commutation des 5 commutateurs commandés du convertisseur» Un tel circuit s'applique de façon parfaite à un appareil de chauffage industriel utilisant un convertisseur comprenant des commutateurs transmettant le signal alternatif à un circuit de charge accordé comportant une bobine de chauffage par induction et un con-10 densateur connecté en parallèle. Les impulsions de sortie sont engendrées pour un angle de phase fixe en comparant un signal proportionnel a l'amplitude de crête du signal sinusoïdal à la valeur instantanée du signal à l'aide d'un dispositif semi-conducteur tel qu'un transistor unijonction. Quand les signaux comparés attei-15 gnent un rapport déterminé, par exemple le rapport conduction-blocage du transistor unijonction, une impulsion de commande est engendrée. Comme le rapport de la valeur instantanée du signal sinusoïdal à sa valeur de crête est constant, l'impulsion de sortie se produit pour un angle de phase fixe dans la demi-période détectée 20 du signal alternatif. Les impulsions de sortie engendrées sont utilisées sous forme d'impulsions de commande des commutateurs commandés du convertisseur de façon à commander la fréquence de fonctionnement et celle du convertisseur,, En maintenant la phase de ces impulsions constante, dans chaque demi-période du signal alternatif, 25 en correspondance avec l'actionnement des commutateurs, la tension de sortie aux bornes de la charge accordée peut être maintenue sensiblement constante comme il est souhaitable pour le chauffage commandé d'une pièce chauffée dans une bobine d'induction» Ce'circuit engendre des impulsions de phase fixe indé-30 pendante dans certaines limites de l'amplitude et de la fréquence du signal sinusoïdal. Cependant, du fait de l'application de la tension instantanée de ce signal alternatif au dispositif semiconducteur, l'amplitude maximale de la tension sinusoïdale est limitée à la tension maximale du dispositif utilisé, par exemple 35 à la tension maximale entre bases si on utilise un transistor unijonction comrne dispositif de comparaison. Ceci limite la variation d'amplitude totale du maximum au minimum de la tension alternative qui peut être détectée par le circuit du fait que la BAD ORIGINAL 69 03772 -4- 2001919 limite d'amplitude inférieure est fixée à une valeur pour laquelle la chute de tension directe de la diode constituant le détecteur de crête du circuit générateur d'impulsions devient une fraction appréciable de la tension alternative détectée. Un perfectionne-5 ment supplémentaire du circuit selon l'invention consiste à prévoir un générateur d'impulsions dans lequel la variation d'amplitude peut être accru d'un facteur important, par exemple au moins de 100 à lo La présente invention sera mieux comprise en se réfé-10 rant à la description qui va suivre et aux dessins annexés sur lesquels : La Figure 1 est un schéma sous forme de blocs d'un appareil de chauffage par induction utilisant les principes de la présente invention et 15 La Figure 2 est un diagramme de signaux comprenant des courbes A, B, C, D, qui sont utilisées pour expliquer le fonctionnement de la Figure 1» La Figure 3 est un schéma sous forme de blocs du circuit générateur d'impulsions selon l'invention incorporé dans un ap-20 pareil de chauffage par induction» Sur la Figure 1, un appareil de chauffage par induction est représenté qui utilise une commande par convertisseur pour alimenter une charge Z accordée par un circuit en parallèle. La charge Z comprend une bobine de chauffage par induction et 25 un condensateur C^- connecté en parallèle» Dans le but de chauffer une pièce à travailler, cette pièce est placée dans le champ magnétique de la bobine L^ de façon à induire dans cette pièce des courants de Foucault, comme il est biea connu dans la technique du chauffage par induction. La fréquence de résonance du 30 circuit parallèle constitué par la bobine de chauffage L^ et le condensateur CU est choisie de façon à avoir une valeur déterminée correspondant à l'application de chauffage désiré. Le convertisseur d'alimentation de la charge accordée Z comprend quatre dispositifs de commutation commandés S^, Sg et connectés 35 à un réseau en pont à deux bras. Ces dispositifs de commutation peuvent par exemple être des redresseurs commandés au silicium ou d'autres dispositifs équivalents. Dans le premier bras du pont, la cathode du redresseur est connectée à l'anode du redresseur en formant une jonction sur la connexion cathode- ' 69 03772 -5- 2001919 anode. Dans le second bras du pont, la cathode du redresseur Sg est connectée à l'anode du redresseur en formant une jonction Sg sur la connexion cathode-anode. La charge Z est connedtée - entre les points de jonction cathode-anode et 2^ des bras du 5 pont. Une tension continue d'alimentation E^c est prévue et elle est connectée entre deux bornes et Tla borne étant la borne positive. Une inductance-ballast L^ est connectée entre la borne et les anodes des redresseurs et Sg qui sont connectés ensemble. Les cathodes des redresseurs Sg et sont con-10 nectées en commun et à la borne Un courant bi-directionnel est transmis dans la charge Z par la commutation sélective des redresseurs commandés de telle sorte que, peridant une première demi-période, les redresseurs commandés et sont conducteurs, tandis que les redresseurs commandés et Sg sont bloqués, puis 15 pendant la demi période suivante, les redresseurs commandés Sg et S2 sont conducteurs et les redresseurs commandés et sont bloqués. La commutation de la paire de redresseurs commandés conducteurs pendant la première demi période est effectuée à l'aide d'une polarisation inverse appliquée à ces redresseurs par la 20 tension engendrée aux bornes du condensateur pendant cette demi période. La conduction de l'autre paire de redresseurs commandés applique cette polarisation inverse aux bornes de la paire précédemment conductrice, ce qui oblige les redresseurs correspondants à se bloquer de nouveau pour la demi période suivante du 25 commutateur. L'inductance L^ sert de bobine de limitation de courant en transmettant un courant sensiblement constant à la charge Z, et elle diminue les variations de courant soudaines dûes à l'action de commutation des redresseurs commandés. Le fonctionnement du commutateur est tel qu'un courant constant dont 30 l'amplitude est déterminée par la tension de la source E^c et par la résistance de charge effective située en parallèle sur et L^- est transmis au circuit accordé constitué par et C^- dans des sens opposés pendant les demi périodes successives. Ainsi, un courant rectangulaire étant transmis au circuit accordé, une 35 tension sinusoïdale V est engendrée aux bornes de ce circuit qui est représenté sous la forme du signal ou de la tension Va sur la courbe A de la figure 2. La valeur instantanée de cette tension Vg peut alors être déterminée par l'équation : 69 03772 j-6- 2001919 Va = V'a sin 9 où V' est la valeur de crête du signal sinusoïdale et 9 est son déplacement angulaire. Sur une base de temps, 9 doit être égal à 2 TTf t, où f est la fréquence du signal et t est le temps. En 5 prenant le rapport de la valeur instantanée Va à la valeur de crête V' ■. on trouve : Pî = sin 6 On voit donc que le rapport de la tension V , pour un angle de cl 10 phase donné 9, à la tension de crête V' du signal sinusoïdal 3. n'est pas une fonction de l'amplitude ou de la fréquence de ce signal sinusoïdal. Donc, en comparant la valeur instantanée du signal sinusoïdal à sa valeur de crête, une indication peut être obtenue quand ce rapport atteint une valeur déterminée qui indi-15 que un angle de phase déterminé. En d'autres tenues, quand le rapport de la valeur instantanée à la valeur de crête a une valeur donnée indépendante de l'amplitude ou de la fréquence du signal sinusoïdal, ce signal a un angle de phase déterminé. Le circuit tel que représenté sur la figure 1 utilise cette conception 20 pour engendrer une impulsion de sortie chaque fois que le rapport de'la valeur instantanée à la valeur de crête du signal sinusoïdal atteint une valeur désirée, l'instant auquel l'impulsion est engendrée indiquant un retard de phase sélectionné par rapport à la demi période particulière du signal sinusoïdal détecté, 25 On comprendra que la forme du signal V peut ne pas être 3 exactement une sinusoïde, mais, du fait des durées finies de commutation des redresseurs S1, S2, Sg et S4, cette forme peut différer quelque peu d'une sinusoïde pure. Cependant ceci n'affecte pas le fonctionnement du circuit et pour plus de simplicité on 30 considérera que ce signal est purement sinusoïdal. La tension V. engendrée aux bornes de la charge Z est appliquée à l'enroulement primaire d'un, transformation TR ayant un enroulement secondaire muni d'une prise centrale. La tension transformée apparaissant aux bornes du secondaire Wg est 35 redressée suivant ses deux alternances par deux diodes D-^ et dont les anodes sont connectées aux extrémités respectives de l'enroulement Wg et les cathodes connectées en commun à un point B, en sorte qu'une tension de sortie redrêssée avec redressement 69 03772 -7- 2001919 des deux alternances apparaît entre le point B et la prise centrale de l'enroulement W2 comme indiqué sur la figure 1. Le signal redressé V, est représenté sur la courbe B de la fiaure 2„ D Entre le point B sur les cathodes des diodes D-^ et D2 5 et la prise centrale de l'enroulement W2 est connecté un potentiomètre P^ recevant entre ses extrémités la tension V^. Ce potentiomètre P-^ comprend une résistance R^ entre le point B et son curseur, et une résistance Rg entre le curseur et la prise centrale de l'enroulement W2« Ainsi, la tension apparaissant sur le 10 curseur du potentiomètre P^ par rapport à la prise centrale de l'enroulement W2 peut être sélectionnée en ajustant ce curseur et eh le déplaçant de façon à obtenir le rapport désiré R2 La fraction de la tension qui apparaît aux bornes de la résistance 15 R2 est utilisée pour sélectionner l'angle de phase pour lequel des impulsions de sortie sont engendrées dans le circuit générateur d'impulsions, commë on va l'expliquer maintenant» Un circuit détecteur de crête comprenant une diode Dg et un condensateur C^ est connecté aux bornes de la résistance 20 Rg. La diode Dg est connectée de son anode a sa cathode entre le curseur du potentiomètre P^ et l'émetteur e. d'un transistor unijonction Q^0 Le condensateur C^ est connecté entre le point . de jonction de la cathode de la diode Dg et l'émetteur e du transistor Qj et la prise centrale de l'enroulement W2« La tension 25 totale est appliquée entre les bases du transistor par l'intermédiaire d'une résistance de limitation de courant R^ connectée entre le point B et la deuxième base b2 du transistor et d'une résistance de charge R^ connectée entre la prise centrale de l'enroulement W2 et la première base b^ du transistor Q^. 30 Le signal de sortie du transistor Q-^ est pris sur la première base b-^ en un point D et appliqué à un basculeur F. La fraction de la tension apparaissant aux bornes de la résistance R2 du potentiomètre P^. est alors détectée en crête par la diode Dg et le condensateur C^, ce condensateur C^ 35 se chargeant à la tension Vc représentée sur la courbe C de la figure 2» Pendant les premiers 90° du signal V^, le condensateur C^ se charge à une valeur de crête proportionnelle à la valeur de crête de la tension V^o Après que la crête du signal 69 03772 2001919 a été atteinte pour 6 = 90°, pendant la deuxième partie de la demi période, la tension instantanée commence à diminuer comme représenté sur la courbe B de la figure 2» Cependant, à cause de la diode Dg et de la jonction émetteur-base du transistor le 5 condensateur C-^ maintient sa tension de crête V' cette tension V'ci étant appliquée à l'émetteur e. du transistor Q^. Après le passage par 90°, la tension entre les bases V2_^ du transistor tombe en rapport avec la valeur instantanée de la tension V^, tandis que la tension émetteur-première base ^ reste sensible-10 ment constante et a la valeur de la crête de la demi période V'c^s> comme indiqué sur la courbe C de la figure 2. Le transistor reste dans son état de blocage jusqu'à ce que le rapport actionne-ment-blocage soit dépassé, ce rapport étant défini comme le taux de la tension entre les bases par rapport à la tension 15 émetteur-première base Ainsi, quand la valeur instantanée de la tension de la courbe B de la figure 2 tombe à une valeur telle que la tension émetteur-première base V dépasse une fraction déterminée, le transistor est excité et décharge le condensateur C-^ dans son circuit émetteur-première base et dans la 20 résistance de son circuit de base en engendrant une impulsion de tension comme représenté sur la courbe D de la figure 2. Cette impulsion de sortie est engendrée après un déplacement de phase angulaire à partir du commencement de la demi période, comme indiqué. Dans un transistor unijonction caractéristique, 25 le rapport Vc__^ est d'environ 0,55 pour l'excitation du disposi- L'impulsion de sortie du transistor est transmise au basculeur F qui est commuté et change d'état de soi^e. On 30 supposera que, avant le moment où l'angle 0^ est atteint, les redresseurs commandés et sont conducteurs, le basculeur F étant dans son premier état de sortie F^. L'application de l'impulsion Vdi à son entrée commute son état et l'amène au deuxième état de * sortie F2, en engendrant une impulsion de sortie. L'impulsion 35 provenant du basculeur F basculé à son état F2 est transmise à des dispositifs de commande 52 et 53 qui sont connectés respectivement aux électrodes de commande des redresseurs 32 et Sg. Les dispositifs de commande 52 et 53 transmettent des impulsions de 69 03772 -9- 2001919 commande à ces redresseurs commandés; en réponse à l'impulsion de sortie du basculeur F sur sa sortie , Ainsi, les redresseurs _commandés S2 et Sg sont rendus conducteurs, le condensateur de charge C^. polarisant en sens inverse les redresseurs commandés S^ 5 et S^ de façon à les bloquer. Le basculeur F reste dans son état Fg jusqu'à ce qu'une autre impulsion de sortie provenant du transistor soit appliquée à son entrée* L'angle 9^ pour lequel l'impulsion de sortie est engendrée par le transistor unijonction peut varier à l'aide du réglage du curseur du potentio-10 mètre P^ de façon que l'impulsion de sortie se produise à un moment voisin de la crête de la demi période du signal ou à un moment ultérieur dans cette demi période. On supposera que, pendant la demirpériode suivante du signal Vg apparaissant aux bornes de la charge Z, la crête néga-15 tive V'a2 a une amplitude en valeur absolue plus faible que la crête positive de la demi-période précédente» La tension de sortie redressée V^, représentée par la courbe B sur la Figure 2, a alors une valeur de crête inférieure à La fraction déterminée par le potentiomètre Pj. est détectée en crête par le 20 détecteur de crête comprenant la diode Dg et le condensateur C^ de façon à fournir la tension Vc aux bornes de C^, comme représenté par la courbe C qui a une amplitude de crête V'c2 maintenue après la crête ou le maximum de cette demi-période jusqu'à ce que l'angle 9g soit atteint. 25 Le transistor unijonction est excité quand le rapport d'excitation-blocage est dépassée Ce rapport est dépassé pour l'angle 92 mesuré à partir du début de cette demi-période„ L'angle 92 est égal à l'angle 9^ parce que le rapport de la valeur instantanée de la sinusoïde à sa valeur de crête est une constante 30 égale au sinus de cet angle, comme précédemment indiqué. Donc, même si la valeur de crête V'a2 est inférieure à V* l'angle de phase 9- est encore égal à©,,^.. ,, . , ,, , ^ 2 y 1 du fait que le transistor est rendu actif quand le rapport de la valeur instantanée du signal sinusoïdal à sa valeur de crête atteint une valeur déterminée. 35 Cette valeur déterminée est la même dans les deux cas parce que l'excitation du transistor se produit quand son rapport d'excitation-blocage, qui est une constante du dispositif, est atteint. On voit donc qu'une impulsion de sortie est engendrée au point D 69 0377.2 -10- 2001919 du circuit de la Figure 1 quelle que soit 1*amplitude du signal d'entrée sinusoïdal, et cette impulsion de sortie se produit pour le même angle de phase dans la demi-période aussi longtemps que le réglage du potentiomètre est maintenu sur une position fixe 5 L'impulsion engendrée pour le déphasage G2 est ap pliquée au basculeur. F qui passe de l'état F2 à l'état F^, l'impulsion de sortie sur étaçit appliquée à des dispositifs de commande 51 et 54 reliés aux électrodes de commande des redresseurs respectifs et S^. Ces redresseurs sont alors rendus con 10 ducteurs et les redresseurs S2 et Sg précédemment conducteurs sont bloqués, le circuit étant remis a zéro pour la demi-période suivante de fonctionnement. On supposera maintenant, pendant la demi-période suivante, que l'amplitude de V augmente jusqu'au double de l'ampli- cl 15 tude de crête V1^ de la première demi-période et que sa fréquenci double. Comme le montre la courbe B de la Figure 2, l'amplitude de crête V'^g est le double de l'amplitude de crête V'^ de la première demi-période. Cette demi-période d'amplitude de crête est détectée en crête par la diode Dg et le conducteur C^ 20 de façon a engendrer le signal de la courbe C ayant l'amplitude de Érête au maximum V* g, cette amplitude étant maintenue jusqu' ce que l'angle de phase Gg soit atteint dans cette demi-période» Une impulsion de sortie V^g, représentée sur la courbe D de la Figure 2, est engendrée au moment de la demi-période cor- 25 respondant à l'angle Gg quand le rapport excitation-blocage du transistor est dépassé. Comme précédemment expliqué, ceci se produit quand le rapport de la valeur instantanée du signal V à sa valeur de crête atteint une valeur déterminée. Comme a cette fraction est déterminée par le réglage du potentiomètre P^, 30 l'angle de phase est le même pour cette demi-période, Gg étant égal à 0g et à G^„ Evidemment, le temps écoulé entre le début de la troisième demi-période et l'instant de la génération de l'impulsion de sortie V^g est seulement la moitié du temps correspondant pour les impulsions et V^2, du fait du doublage 35 de fréquence.. Cependant, le retard angulaire dans chacune des demi-périodes est le même, c'est-à-dire égal à 135° pour G^, G2 et Gg sur les courbes représentées. On voit donc que l'angle de phase pour lequel une impulsion de sortie est engendrée est 69 03772 -ii- 2001919 fixe, dans chaque demi-période, quelle que soient l'amplitude et la fréquence de la demi-période particulière à détecter. L'impulsion de sortie V^g est alors appliquée au basculeur F qui revient à son état F2, les dispositifs de commande res-5 pectifs 52 et 53 engendrant des signaux de commande transmis aux redresseurs S2 et Sg qui remettent à zéro le convertisseur pour la demi-période suivante de fonctionnement. Le circuit de la Figure 1 opère dans une large gamme de niveaux d'amplitudes de la tension V , l'amplitude maximale cl 10 limite étant déterminée par la tension inter-bases maximale du transistor et l'amplitude minimale étant limitée à un niveau auquel la tension directe de la diode Dg devient un pourcentage appréciable de la tension totale détectée» Ce circuit opère dans une large gamme de fréquences, étant limité seulement du côté des 15 fréquences supérieures par la constante de temps de la charge du condensateur C-^ jusqu'à l'amplitude de crête pendant chaque demi-période et pour les fréquences basses par les fuites du condensateur C^. Le circuit générateur d'impulsions de phases constantes 20 indépendantes de la fréquence et de l'amplitude de la tension à détecter est utilisé ci-dessus dans un appareil de chauffage par induction. Cependant, un tel générateur pourrait être utilisé dans d'autres applications nécessitant la génération d'impulsions de phases fixes dans un but de commande par exemple. 25 Sur la figure 3 un appareil de chauffage par induction est représenté et il utilise une commande par convertisseur alimentant un circuit de charge accordé Z comportant une bobine de chauffage par induction 1^ et un condensateur C^ connecté en parallèle. Dans le but de chauffer une pièce celle-ci est placée 30 dans le champ magnétique de la bobine I~. de façon à induire dans cette bobine des courants de Foucault d'une façon bien connue dans la technique du chauffage par induction. La fréquence de résonance d'accord du circuit en parallèle constitué par la bobine L^ et le condensateur C^ est choisie de façon à avoir une valeur 35 déterminée pour l'application de chauffage désirée. Le convertisseur alimentant la charge accordée comprend quatre commutateurs commandés S^, S2, Sget S^ disposés dans un pont à deux bras. Ces 69 03772 -12- 2001919 commutateurs commandés peuvent par exemple être des redresseurs commandés au silicium ou d'autres dispositifs équivalents. Ces redresseurs commandés et S2 sont connectés dans le premier bras du pont, un point de jonction étant consritué entre eux 5 a la jonction de leur anode et de leur cathode. Les commutateurs Sg et S^ sont connectés dans le deuxième bras du poht, un point de jonction J2 étant constitué à la jonction de leur anode et de leur cathode» La charge Z est connectée entre les points de jonction J1 et J2 avec les deux bras du pont. Le convertisseur 10 comporte une tension d'alimentation continue EDc qui est engendrée entre deux bornes et TV,, la borne étant la borne positive. Entre la borne et les anodes des redresseurs S1 et Sg qui sont connectées ensemble se trouve connectée une inductance-ballast L^. Les cathodes des dispositifs S2 et S^ sont connectées en commun 15 à la borne T2» Un courant bi-directionnel est transmis à la charge 2 par la commutation sélective des paires alternées de redresseurs commandés. En d'autres termes, pendant la première demi-période, les redresseurs commandés S^ et S^ sont rendus conducteurs tandis que les redresseurs commandés S2 et Sg sont bloqués, 20 puis, pendant la demi-période suivante, les redresseurs commandés S2'et Sg sont rendus conducteurs et les redresseurs S^ et S^ sont bloqués. La commutation d'une paire de redresseurs commandés s'effectue par l'intermédiaire du condensateur de charge C^ en polarisant en sens inverse cette paire une fois que l'autre paire 25 de redresseurs a été rendue conductrice. La polarisation inverse de la paire conductrice précédente les bloque et remet à zéro le convertisseur de façon à lui permettre de fonctionner dans la période suivante. L'inductance L^ en série avec les paires respectives de redresseurs commandés agit comrae bobine de limitation 30 de courant, et elle permet de transmettre un courant sensiblement constant à la charge Z et également elle amortit les variations de courant soudaines dûes à la commutation des redresseurs commandés. Le fonctionnemènt du convertisseur est tel qu'un courant sensiblement constant dont l'amplitude est déterminée par la ten-35 sion Eqç et par la résistance effective de la charge en parallèle avec C7. et L, circule dans le circuit Lj-C^ dans des sens opposés pendant des demi périodes alternées. Ainsi, un courant rectangulaire étant introduit dans la charge accordée, une tension 69 03772 13- 2001919 sinusoïdale Va est engendrée à ses bornes et cette tension est représentée sous la forme du signal V de la courbe A de la fi- cl gure 2. Le signal Va de la courbe A de la figure 2 est mainte-5 nant appliqué à l'enroulement primaire d'un transformateur de détection TR. Le transformateur TR a un enroulement secondaire Wg dont les extrémités respectives sont connectées à l'entrée d'un pont de redressement des deux alternances comportant les diodes D^, Dg, Dg et D^ entre les points de jonction anode-cathode 10 des diodes respectives D^, Dg et Dg» D^„ Les cathodes des diodes D^ et Dg sont connectées ensemble au point B et les anodes des diodes Dg et sont connectées en commun au point G de telle sorte qu'une tension redressée V^, avec redressement des deux alternances, est engendrée entre les points B et G. Cette tension re-15 dressée du pont de diodes est celle représentée par le signal de la courbe B de la figure 2» La tension est appliquée à un potentiomètre P^ qui comprend une résistance R^ entre le point B et le curseur et une résistance Rg entre le curseur et le point G. La tension appa-20 raiceant aux bornes de la résistance Rg peut être, choisie en réglant le éurseur à un rapport désirée de Rg « La fraction Rl + Rg de la tension totale qui apparaît aux bornes de la résistance Rg est utilisée pour sélectionner l'angle de phase sur lequel des 25 impulsions de sortie sont engendrées dans le circuit générateur d'impulsions, comme on va le montrer. Un détecteur de crête comportant une diode D^ et un condensateur C^ est prévu et il détecte en crête la tension engendrée, aux bornes de la résistance Rg» L'anode de la diode D^ est 30 connectée au curseur ou à la prise mobile du potentiomètre P^, le condensateur C^ étant connecté entre la cathode de la diode D^ au point C et le point G. Une tension de crête détectée Vc est engendrée aux bornes du condensateur C^ entre les points C et G comme représenté sur la figure 3. La tension Vç est celle repré-35 sentée sur la courbe C de la figure 2. Ainsi, comme le montre la comparaison des courbes D et C de la figure 2T la tension Vç suit la valeur instantanée de la tension Vg jusqu'à la crête du signal 69 03772 -14- 2001919 obtenue pour 6 = 90°. La valeur de crête V'c de la tension Vc est alors maintenue du'fait de l'action de blocage de la diode qui empêche le condensateur de se décharger, aucune autre voie de décharge n'étant prévue pour ce condensateur C^. Cette tension 5 de crête V' qui est proportionnelle aux amplitudes de crête des L» tensions V& et est maintenue jusqu'à ce que la relation prédéterminée soit atteinte dans un étage comparateur, comme représenté sur la figure 1» L'étage de comparaison comprend un transistor et un 10 transistor Q2 du type FNP, la tension Vc étant appliquée à la base du transistor du type NPN par l'intermédiaire d'une diode qui est connectée entre son anode au point C et sa cathode sur la base du transistor L'autre quantité à comparer est la tension instantanée du signal qui est appliquée à l'émetteur du 15 transistor par l'intermédiaire de trois diodes D^, DQ et D^ qui sont connectées en série entre leur anode et leur cathode, c'est à dire entre le point B et l'émetteur du transistor Q^. Les trois diodes Dy, Dg et Dg sont utilisées pour compenser les deux chutes de tension directe dûes aux diodes D^ et D^ et la 20 chute de tension à la jonction base-émetteur du transistor Ainsi, la comparaison entre la tension de crête détectée V*n et la tension instantanée V a le même nombre de chutes de tension aux jonctions, comme on le voit sur l'émetteur du transistor Q^, Une résistance Rg est connectée entre l'émetteur du 25 transistor et le point G0 Une alimentation de puissande distincte E est prévue pour l'étage de comparaison et elle a sa sortie positive connectée à l'émetteur du transistor-Q2 qui est du type PNP et sa borne négative connectée à l'émetteur du transistor en sorte qu'une tension V+ s'établit entre l'émetteur du transis-30 tor Qg et l'émetteur du transistor Q^„ La tension de puissance E fournit la tension V+ complètement indépendamment de la tension détectée V «. Ainsi, l'étage de comparaison comprenant les tran-a. sistors et Q2 ne voit jamais plus que la tension V+ agissant comme son potentiel de fonctionnement qui peut avoir une valeur 35 relativement faible, par exemple + 24 volts. Par ailleurs, l'amplitude de la tension détectée Vg est limitée seulement par les valeurs des tensions des diodes D^, D2, Dg et D^ du pont redresseur et des diodes D^ et D^0 Comme des diodes ayant des tensions 69 03772 -15- 2001919 dépassant 600 volts sont à l'heure actuelle disponibles dans le commerce, la tension V peut avoir une valeur moyenne quadratique de 400 volts ou plus si de telles diodes sont utilisées dans les circuits de la figure 1» 5 Dans l'étage de comparaison, la tension V' est trans mise par l'intermédiaire de la diode D^ à la base du transistor et comparée à la valeur instantanée du signal sur l'émetteur du transistor Q^. Quand la valeur instantanée de la tension tombe en dessous de la valeur V* , le point de jonction base-émet- v» 10 teur du transistor Q^ est polarisé en sens direct et le transistor commence à devenir conducteur. Si on considère la première demi période des courbes de la figure 2, la première demi période du signal V a une amplitude de crête V' , provoquant une amplitude 3. clX de crête du signal redressé V^. Suivant le réglage du poten- 15 tiomètre P^, la tension aux bornes de la résistance est détectée en crête par l'intermédiaire de la diode D^ et du condensateur en sorte qu'une tension de crête V* ^ apparaît aux bornes du condensateur C après l'angle 0 = 90° de la première demi période» La tension V* ^ continue à être appliquée par l'intermédiaire de 20 la diode Dg à la base du transistor jusqu'à ce qu'une phase 0 soit atteinte à partir du commencement de la demi période,, La tension appliquée à l'émetteur du transistor Q^ par l'intermédiaire des diodes D^, Dg et Dg décroit cependant après 9 = 90° et pour l'angle ou la phase 0^, la valeur de cette tension est infé-25 rieure à la tension V1 ^ appliquée à la base du transistor Q^. Ainsi le transistor Q^ devient conducteur. Les transistors Q^ et Qg forment un circuit alternatif régénératif couplé PNP-NPM, une résistance étant connectée entre la base et le collecteur des transistors Qg et Q^, tandis qu'une résistance.R^ est connectée en 30 série avec un condensateur Cg entre le collecteur et la base des transistors respectifs Qg et Q^. Quand le transistor commence à devenir conducteur, le transistor Qg commence aussi à devenir conducteur parce que sa base est connectée au coàlecteur du transistor par la résistance R^. Ainsi, un courant de base supplé-35 mentaire est transmis au transistor Q^ par l'intermédiaire du circuit émetteur-collecteur du transistor Qg depuis la tension V+ de la source E à travers la résistance R^ et le condensateur Cg 69 03772 -16- 2001919 jusqu'à la base du transistor Q^. Ce courant supplémentaire rend le transistor plus fortement conducteur. L'action régénératrice continue parce que, quand le transistor commence à devenir conducteur, la base du transistor Qg étant coupiee au collecteur 5 du transistor est amenée à une tension plus faible en sorte que le transistor Qg commence à devenir plus fortement conducteur et transmet plus de courant à son tour à la base du transistor Ainsi, une impulsion de sortie est engendrée par le collecteur du transistor très peu de temps après la comparaison de la va-10 leur instantanée de la tension et de la valeur de crête détectée V1 i pour l'angle de phase 9^ de façon à engendrer une tension de sortie pulsatoire au point D qui est transmise à un basculeur Fo Le condensateur C^ se décharge dans le circuit base-émet-15 teur du transistor et la résistance R^, les transistors et Qg inversant leurs états non conducteurs après cette décharge. La charge du condensatèur Cg est déchargée dans la résistance R^, dans une résistance Rg connectée entre le collecteur du transistor Qg et l'émetteur du transistor et dans une résistance R^ 20 connectée entre l'émetteur et la base du transistor Q^» Le circuit de comparaison est alors maintenant remis à zéro pour la demi période de fonctionnement suivante. Le basculeur F fonctionne de façon à engendrer des impulsions de sortie alternativement sur ses sorties F^ et Fg en 25 réponse à une tension d'entrée appliquée au point D. On supposera que, avant la génération de l'impulsion le basculeur F était dans son état F^ de telle sorte qu'une commande a été transmise depuis sa sortie F^ par l'intermédiaire des dispositifs de commandé 51 et 54 aux électrodes de commande respectives des re-30 dresseurs commandés S., et en rendant cette paire de redresseurs conductrice pendant la première demi période du fonctionnement, comme décrit ci-dessus en se référant à la figure 2» Quand l'impulsion V'^ est appliquée à l'entrée du basculeur F, elle change ses états de sortie de façon à transmettre une impulsion 35 de sortie à sa sortie Fg, qui est appliquée aux dispositifs de commande 52 et 53 de façon à transmettre des impulsions de commande aux redresseurs commandés Sg et S^, ce qui rend ces redresseurs 69 03772 -17- 2001919 conducteurs. Les redresseurs commandés S^ et S^ sont bloqués par la polarisation inverse qui leur est appliquée par le condensateur Les redresseurs commandés et S^ étant rendus conducteurs, le convertisseur est maintenant réglé pour la demi période 5 suivante de fonctionnement, le courant étant transrais à la charge Z dans un sens opposé au courant transmis pendant la demi période précédente. A titre d'exemple, on supposera que la demi période suivante représentée sur la courbe A de la figure 2 a une ampli-10 tude de crête négative V'a2 d'amplitude inférieure a l'amplitude de crête V1 correspondant à la demi période précédente mais a la même fréquence. La deuxième demi période est redressée par le redresseur par l'intermédiaire des diodes et et elle apparaît au poiht B de la figure 1 sous la forme de la courbe B de 15 la figure 2 ateec une amplitude de crête V1^. Une Partie de ce • signal est détecté en crête de façon à engendrer la tension représentée sur la courbe C de la figure 2 qui a une amplitude de crête VV0 de valeur inférieure à l'amplitude de crête V1 ^ correspondant à la demi période précédente. La valeur de crête V*c2 est 20 comparée à la valeur instantanée correspondant à la deuxième demi période, comme représenté sur la courbe B de la figure 2, et, quand cette valeur instantanée tombe en dessous de la valeur de crête V*c2, le transistor devient conducteur» Sous l'action régénératrice du transistor Q2, le transistor devient rapide-25 ment conducteur de façon a engendrer une impulsion de sortie V'd2 comme représenté sur la courbe D de la figure 2 pour une phase ©2 mesurée à partir du commencement de cette demi période. Même si la tension de crête V* 0 est inférieure a la tension de crête V1 , cz cl correspondant à la première demi période, l'angle ©2 est égal à 30 l'angle G^# Ceci peut se voir du fait que le transistor est rendu conducteur quand la tension sur son émetteur par rapport a sa base a une relation déterminée indépendante de la valeur instantanée du signal détecté Va„ Ainsi, l'impulsion de sortie V^2 est engendrée pour la même phase que l'impulsion en se réfé-35 rant aux débuts correspondants de chacune des demi périodes. En réponse a la génération de l'impulsion le bas culeur F commute son étage de sortie F^ de façon à engendrer des 69 03772 -18- 2001919 impulsions de sortie transmises respectivement aux dispositifs de commande 51 et 52, de façon à rendre conducteurs les redresseurs commandés et S^. Les redresseurs commandés Sg et Sg sont de ce fait bloqués, le convertisseur étant réglé pour la 5 demi période suivante de fonctionnement,, Pendant cette demi période suivante, on supposera que la tension V a son amplitude doublée par rapport a la tension correspondante de la première demi période et on supposera également que sa fréquence est doublée. Comme le montre la courbe A 10 de la figure 2, l'amplitude de crête de la troisième demi période est qui est le double de celle correspondant à la première demi période. Ainsi, l'amplitude de crête du signal redressé apparaissant entre les points B et G de la figure 3 est doublée et elle est reorésentée sous la forme de la tension de crête V*, 0 b3 15 de la courbe B de la figure 2„ Une partie du signal ayant 1*amplitude de crête V'^g est détectée en crête de façon à engendrer une tension ayant une valeur de crête V* ^ comme représenté sur la courbe C de la figure 2» La tension de crête V'cg est transmise par la diode à la base du transistor et la valeur 20 instantanée a ce moment du signal alternatif est transmise par l'intermédiaire des diodes Dy, Dg et Dg à l'émetteur du transistor Q^, ce transistor étant rendu conducteur quand la valeur instantanée de la tension tombe en dessous de la valeur V*cg, ce qui se produit pour une phase 6g. 25 Une impulsion V^g est engendrée pour l'angle de phase Qg et elle est représentée par la courbe B de la figure 2. L'angle 6g est égal aux angles ©^ et ©g parce que le transistor commence à devenir conducteur quand la même relation constante s'établit entre ses électrodes de base et d'émetteur. En d'autres 30 termes, ce qui est comparé est la valeur instantanée du signal sinusoïdal avec son amplitude de crête qui est une constante pour un angle'de phase déterminé» Ainsi, même si l'impulsion de sortie est engendrée plus tôt que les impulsions et V^g à partir du commencement des demi périodes respectives, elle est engendrée 35 a. pour le même angle de phase, c'est à dire pour le même déphasage à partir du commencement des demi périodes respectives même si la fréquence de cette troisième demi période est le double de 69 03772 -19- 2001919 celle des deux demi périodes précédentes L'impulsion de sortie V^ est transmise au basculeur F en commutant l'état de sa sortie Fg, cette impulsion étant appliquée aux dispositifs de commande 52 et 53 qui à leur tour rendent 5 conducteurs les redresseurs Sg et Sg. Les redresseurs et sont bloqués, et le convertisseur est remis à zéro pour la demi période suivante de fonctionnement. Pendant les demi périodes suivantes, les impulsions de sortie sont transmises par le transistor-comparateur après 10 le même retard de phase mesuré à partir du commencement de la demi période respective quelles que soient l'amplitude ou la fréquence de la tension détectée V „ La gamme d'amplitude dans cl laquelle le circuit de la figure 1 peut fonctionner est de l'ordre de 100 à 1 en sorte que l'amplitude maximale de la tension V qui 15 peut être détectée est limitée seulement par la puissance des diodes D^, D2> Dg et D^ du pont. L'utilisation de l'alimentation de puissance E ;qui engendre une tension de sortie V+ indépendante de la tension V permet la détection des niveaux de tension élevés de la tension Va« Le niveau de tension minimale qui peut être 20 détecté est limité par la tension pour laquelle les chutes de tension directes des diodes D^ et Dg en série avec la base du transistor deviennent une fraction appréciable de la tension détectée. En ce qui concerne les fréquences pour lesquelles le circuit dè génération d'impulsions décrit peut fonctionner, sa fré-25 quence supérieure est limitée par la constante de temps qui permet de charger le condensateur jusqu'à une amplitude de crete substantielle pendant chaque demi période et sa fréquence inférieure est limitée par les fuites du condensateur après la détection de crête. 30 Le circuit de génération d'impulsion permettant d'en gendrer une impulsion pour un angle de phase fixe indépendamment de la fréquence et de l'amplitude de la tension à détecter a été décrit comme étant incorporé à un appareil de chauffage par induction. Cependant, il est clair que ce circuit pourrait être utili-35 sé dans de nombreuses autres applications nécessitant la génération d'impulsion ou bien dans un but de commande et dans tous les cas où l'amplitude de la tension détectée peut varier dans une large gamme. 69 03772 -20- 2001919 REVENDICATIONS 1 - Circuit de génération d'un signal de sortie ayant une phase angulaire déterminée par rapport à un signal alternatif d'amplitude et de fréquence variable, caractérisé par le fait 5 qu'il comporte un deuxième circuit engendrant un signal détecté proportionnel à l'amplitude de crête du signal alternatif et un troisième circuit de comparaison de ce signal détecté et de la valeur instantanée du signal alternatif qui engendre ledit signal de sortie quand le signal détecté et la valeur instantanée"ont 10 une relation déterminée entre eux. 2 - Circuit selon Revendication 1) dans lequel le signal détecté est proportionnel à l'amplitude de crête de chaque demi période du signal alternatif et ledit circuit de comparaison engendre le signal de sortie pendant chaque demi période sur l*an- 15 gle de phasë choisi après que l'amplitude de crête a été atteinte et quand la relation déterminée est vérifiée. dans lequel 3 - Circuit selon Revendication 2)/le circuit de détection comprend un élément qui emmagasine le signal détecté et un dispositif unidirectionnel qui maintient ce signal jusqu{à ce 20 que la relation déterminée soit vérifiée. 4 - Circuit selon Revendication 3) dans lequel le circuit de comparaison comprend un étage comparateur qui reçoit le signal détecté sur une entrée et la valeur instantanée sur une autre entrée en engendrant le signal de sortie quand les 25 signaux d'entrée ont entre eux la relation déterminée. 5 - Circuit selon Revendication 4) dans lequel il est prévu un redresseur du signal alternatif redressant les deux alternances et un circuit transmettant une partie sélectionnée de ce signal redressé au circuit de détection, ce circuit de trans- 30 mission étant réglable de façon a faire varier la phase angulaire choisie. • 6 - Circuit selon Revendication 5)dans lequel ledit étage de comparaison comprend un dispositif actif qui reçoit le signal détecté entre deux de ses électrodes et le signal alterna- 35 tif instantané également entre deux autres de ses électrodes en engendrant le signal de sortie sur une de ses électrodes quand le signal instantané atteint une fraction déterminée du signal détecté» 69 03772 '.-21- 2001919 7 - Circuit selon Revendication 6) dans lequel l'élément d'emmagasinage est un condensateur et le dispositif unidirectionnel est une diode connectée entre le circuit de transmission et ce connecteur, lui même connecté aux deux premières électrodes 5 du dispositif actif, qui peut être un transistor unijonction. 8 - Appareil de chauffage par induction utilisant un cçnvertisseur comportant plusieurs commutateurs commandés transmettant un signal alternatif à une charge accordée, cet appareil comprenant un circuit de détection du signal alternatif engendré 10 aux bornes de la charge, un générateur d'impulsions engnedrant un signal de sortie de phase déterminée par rapport audit signal alternatif et comprenant un circuit engendrant un signal détecté proportionnel à l'amplitude de crête du signal alternatif, un circuit qui compare ce signal détecté et le signal alternatif en 15 engendrant ledit signal de sortie quand ces deux signaux ont entre eux une relation déterminée, et un circuit qui utilise ce signal de sortie pour commander la commutation des commutateurs du convertisseur. 9 - Circuit selon Revendication l) dans lequel une 20 alimentation de puissance indépendante transmet un potentiel indépendant dudit signal alternatif au dispositif de comparaison qui reçoit la valeur instantanée dudit signal alternatif sur une première entrée et le signal détecté sur une deuxième entrée et engendre un signal de sortie quand ces paramètres ont une 25 relation déterminée entre eux. 10 - CirÉuit selon Revendication 2) dans lequel le dispositif de comparaison comprend un commutateur ayant plusieurs électrodes dont les deux premières sont connectées à ses deux premières entrées et la troisième à sa sortie. 30 11 - Circuit selon Revendication 10) dans lequel le commutateur comprend un premier transistor et dans lequel ledit état prédéterminé s'établit quand la valeur instantanée tombe au-dessous de l'amplitude du signal détecté. 12 - Circuit selon Revendication 11) dans lequel le 35 dispositif de comparaison comprend un deuxième transistor connecté au premier transistor suivant un montage régénératif en sorte que le premier transistor engendre rapidement le signal de sortie en réponse à l'établissement de la relation déterminée. 69 03772 V-22- 2001919 13 - Circuit selon Revendications 11 et 12) dans lequel le circuit de détection comprend un condensateur qui emmagasine le signal à détecter et un prmier dispositif unidirectionnel qui maintient l'amplitude de ce signal jusqu'à ce que la relation 5 déterminée soit vérifiée» 14 -f Circuit selon Revendication 13) dans lequel il est prévu un premier circuit qui redresse les deux alternances du signal alternatif et un deuxième circuit qui transmet une partie sélectionnée du signal ainsi redressé au détecteur et qui est 10 réglable de façon à pouvoir faire varier la phasê sélectionnée. 15 - Circuit selon Revendication 14) dans lequel le premier circuit comprend un deuxième dispositif unidirectionnel qui isole l'alimentation de puissance du détecteur et qui est connecté en série entre le premier dispositif unidirectionnel et la 15 première électrode et dans lequel le deuxième circuit comprend une série de dispositifs unidirectionnels connectés en série entre le premier circuit redresseur et la deuxième électrode de façon à compenser les chutes de tension aux bornes des premier et deuxième dispositifs unidirectionnels, et la chute de tension 20 aux bornes de la jonction du premier transistor. 16 - Appareil de chauffage à induction selon Revendication 8) comportant un circuit tel que décrit dans la Revendication 9. 17 - Appareil de chauffage à induction selon Revendi-25 cation 8 et 9 comprenant en outre un circuit utilisant l'impulsion de sortie du circuit générateur d'impulsions pour commander l'état de dommutation des commutateurs commandés du convertisseur. 18 - Appareil de chauffage à induction selon Revendications 8 et 9)dans lequel le signal détecté est proportionnel 30 à l'amplitude de crête de chaque demi-période du signal alternatif, et dans lequel le dispositif de comparaison engendre le signal de sortie pendant chaque demi-période sur l'angle de phase sélectionné, après que l'amplitude de crête a été atteinte et après que la relation déterminée a été vérifiée»