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user: 2. 漏电流检测和保护方法 2.1. 漏电流检测电路工作原理 论文中提出的漏电流检测保护电路如图1所示，漏电流检测保护电路主要由漏电流检测互感器、自激振荡电路、两个二阶有源低通滤波电路、采样调理电路、微分检测保护电路和数字控制器的AD通道构成。当网侧变换器出现漏电流时，由自激振荡电路在漏电流检测互感器副边绕组上产生高频振荡信号，反射到漏电流检测互感器原边绕组成为低频漏电流的载波信号，将低频漏电流传输到漏电流检测互感器的副边，因此副边的电流i s 包含高频信号和低频的漏电流信号，i s 经漏电流检测电阻变成电压信号u s 送入两个二阶有源低通滤波器，经低通滤波器滤去高频振荡信号后可得到低频的漏电流信号，再经采样调理电路后送到数字控制器的AD采样通道。然后由软件实现相应的计算、逻辑判断和保护功能。图1中的微分检测保护电路可实现过大漏电流的快速保护功能 [ 9 ] 。 图1. 漏电流检测保护电路总原理图 1) 自激振荡电路工作原理 分析图2中自激振荡电路，在本文中Q2和Q3分别为NPN和PNP型三极管，电阻R24 = 30 kΩ，R13 = 100 kΩ。U1、U2为LM2903、U3为TL074，U1、U2、U3均作比较器使用。假设U3输出为高电平此时三极管Q2导通，Q3关闭，此时Q2与Q3中点电压为+12 V，通过电阻串联分压原理可知U1同相输入端电压和U2反相输入端电压为2.77 V，同时Q2与Q3中点电压也会向漏电流检测互感器的副边线圈进行充电，当互感器副边线圈达到饱和状态时，电流出现上翘，电阻R s 上的电压突然变大，使得U1反相输入端电压和U2的同相输入端电压变大且超过2.77 V。由于U1和U2是比较器，故U1反相端输入电压大于同相输入端电压时，U1输出低电平−10 V，且经过R21和R22串联分压后送到U3同相输入端的电位仍为负；与此同时，U2同相输入端电压大于反相输入端电压时，U2输出为高电平，U2的输出被电阻R23和R25上拉到Q2与Q3的中点电位(+12 V)，U2的输出经电阻R23与U3反相输入端相连，由于U3的同相输入端和反相输入端存在“虚短”，故运放U3的反相输入端电压会被拉到接近于U3同相输入端的电压，但运放反相输入端的电流不可能太大，故U3反相输入端电压仍大于U 3 的同相输入端电压，所以U3输出为低电平，此时三极管Q2关断，Q3导通，Q2与Q3中点电压变为−12 V，漏电流检测互感器副边线圈反向充电。 图2. 自激振荡电路 同理，当副边线圈反向充电到饱和时，U1输出高电平0电位(通过R21和R22上拉)，即运放U3的同相输入端为0电位，此时U2输出电压为−10 V，所以U3输出高电平，故Q2与Q3中点电压再次变为+12 V。综上分析，由比较器U1和U2、运放U3、Q2和Q3和检测线圈的副边绕组构成了自激振荡器，自激振荡器的正、负脉冲宽度是一样的。且容易知道该振荡器的自激振荡频率与漏电流检测互感器的磁芯饱和特性、漏电流检测电阻R s (将漏电流变成电压信号)和漏电流的大小有关，但电路一旦确定后则振荡频率只与漏电流的大小有关。 2) 二阶有源低通滤波电路工作原理 如图3所示，文中研究的漏电流检测电路中采用了两个相同的二阶有源低通滤波器。式(1)给出了二阶有源低通滤波器电路的传递函数。 图3. 二阶有源低通滤波电路 A ( s ) = V o ( s ) V i ( s ) = A V F 1 + ( 3 − A V F ) s C R + ( s C R ) 2 (1) 由式(1)知二阶有源低通滤波器的增益不能大于3，否则不稳定。以第一级二阶有源滤波电路来说明，式(1)的增益可由式(2)计算。 A V F 1 = 1 + R 54 R 56 (2) 截止频率采用式(3)计算： f c 1 = 1 2 π C 51 ⋅ C 53 ⋅ R 11 ⋅ R 51 (3) 电阻R54、R56和运放U4构成一个同相比例放大电路，R11、C51和R51、C53构成两级RC滤波电路。U4的输出端与U4同相输入端之间引入一个负反馈，在不同的频段，反馈的极性会发生改变，当自激振荡的频率f大于截止频率f c 时，两级RC滤波电路会移相到−180˚，使得电路的输入电压与输出电压的相位相反，此时U4输出端经过电容C51到U4同相输入端的反馈是负反馈。负反馈作用于输入端使得输入信号减小，同时电压放大倍数减小，所以二阶低通有源滤波器的幅频特性在高频段迅速衰减，只能通过低频信号。论文中采用了两个同样架构的二阶低通有源滤波器实现自激振荡电路产生的高频载波信号，从而得到低频的漏电流检测信号。 3) 微分检测保护电路的工作原理 微分检测保护电路如图4，主要由电容C1，R1，D1，R2，R3，C2，R4和NPN型三极管Q1及其相关电路构成。自激振器的高频率信号会经微分电容C1传输到D1的阳极，经D1，R3为电容C2充电，R1和R2分别是电容C1和C2的泄放电阻，R3就电容C2的限流电阻，R4是三极管Q1的基极限流电阻，+3 V是基准电压，R5和R61取值相等，从而可在采样调理电路中运放U6的同相端形成1.5 V的直流偏置电压。由于D1的单向导电性，仅使得自激振荡器中的高频正脉冲信号能量经C1为电容C2充电，此时自激振荡器中的高频正脉冲信号通过电阻R3为电容C2充电，故充电时间常数由R3和C2决定；而自激振荡器中的高频负脉冲信号期间，电容C2中的能量则经R3和R2进行泄放，故放电时间常数由R2，R3和C2决定，显然电容C2放电时间较其充电时间慢。 图4. 微分检测保护电路 当自激振荡器的频率不够高时，电容在高频正脉冲期间所充能量会在高频负脉冲期间放完，或致使电容C2上的电压不足以开通三极管Q1，此时采样调理电路中运放U6的同相端形成1.5 V的直流偏置电压；当自激振荡的频率足够高时，电容C2的充电频率变快，故其在高频正脉冲时所充的能量不能在高频负脉冲期间得以充分泄放，则致使电容C2上积聚的电压足以使得Q1导通，从而使得采样调理电路中运放U6的同相端拉低到0电位。可见，微分检测保护电路的作用是根据自激振荡器的频率是否足够高，来决定采样调理电路中是否加入直流偏置电压。 图1中的采样调理电路是由运放6构成的射极跟随器，而运放6的同相端叠加了来自有源低通滤波器的低频漏电流信号，和由微分检测保护电路决定的直流偏置电压信号，并通过运放6的输出端将这一叠加后的信号送到数字控制器AD采样通道。 2.2. 漏电流检测保护原理 论文中研究的漏电流检测保护方法有两种响应方式。 1) 漏电流较小时的响应 当漏电流较小时，由上述分析知，自激振荡器产生的正负振荡脉冲信号的频率不足以使得微分检测保护电路中的Q1导通，从而使得漏电流信号叠加+1.5 V的直流偏置电压后经采样调理电路送入数字控制器的AD采样口，数字控制中的数据处理程序会减去+1.5 V的直流偏置电压后，以得到实际的正弦漏电流值，再经有效值子程序计算出漏电流的有效值。然后在程序中与设置好的阈值进行比较以决策是否产生相应的保护动作。 2) 漏电流较大时的响应 当电流互感器中的漏电流超过设定安全阈值时，控制器需要快速检测到过大漏电流并对系统进行保护动作，以确保操作人员的人身安全。当漏电流较大时，由上述分析知，自激振荡器产生的正负振荡脉冲信号的频率足以使得微分检测保护电路中的Q1导通，从而使得采样调理电路中运放的同相端为0电位，而二阶有源低通滤波器产生的漏电流信号被阻断，使得送入DSP控制器的AD采样值为零。由所述程序中的计算方法知，此时将会是按1.5 V固定数值进行有效值的计算，这要比计算相对较小的正弦漏电流信号有效值迅速，且在程序中获得了很大的电流有效值(被当作此时漏电流的实际值)，故能迅速得到一个较大的漏电流数值与预置的阈值进行比较，从而迅速产生相应的保护动作。图5给出了漏电流检测保护程序流程图。 图5. 漏电流检测保护程序流程图