DreamBlooms/HansPub-15000-to-45000 huggingface dataset:
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user: 2. W5500介绍与硬件连接 2.1. W5500硬件介绍 W5500是一款全硬件TCP/IP嵌入式以太网控制器，为嵌设计与研发入式系统提供了更加方便的互联网连接方案 [ 1 ]。内部框架图如下图1。 W5500提供了一套标准的4线制SPI接口，接口最大通信速度可达80M，本系统主机选用STM32F103VET6作为SPI主机，SPI接口速率最大18M。可以直接连接W5500进行通信。W5500外围电路比较简单，除了需要提供一个25M的时钟外，一个标准的网络接口转换器，其它只需要少许电阻电容即可工作。与stm32的连接如下图2所示。 2.2. 在RT-Thread Studio中使能W5500及配置相关接口 W5500提供标准的4线制通信接口，加上中断和复位引脚总共占用6个IO口。W5500采用SPI接口通信。SPI系统可以直接与各个厂家生产的多种外围器件直接连接，工作在主从模式 [ 2 ]。SCLK提供时钟脉冲，MOSI和MISO和SCLK的脉冲下进行数据传输。SPI通信在主机和从机之间分别提供2个方向的数据线，因此可以进行全双工的数据传输。CPOL和CPHA代表不同的时钟极性，可以为0或者是1，因此提供4种时钟极性。W5500的SPI接口通信支持模式0与模式3，数据都是在上升沿锁存，下降沿输出。如下图3所示。 图1. W5500内部框架图 图2. W5500与STM32的接口电路 图3. W5500的SPI通信方式 2.2.1. RT Thread Studio简介 RT Thread Studio是一站式的RT-Thread开发工具，通过简单的图形化配置系统及丰富的软件包组件资源，让物联开发变得简单。它集成了工作创建与管理、代码编辑、SDK管理、RT-Thread配置、构建配置、调试配置、程序下载和调试功能 [ 3 ]。而且它还支持直接导入常用的KEIL工程和IAR FOR ARM工程，最新版本还支持STMCUBEMX，方便一站式配置ST旗下的设备，使之前独立的嵌入式设备快速接入互联网 [ 4 ]。 2.2.2. W5500的IO配置 在RT-Thread Studio中使能W5500，只需要在RT-Thread Settings中添加，图形化的界面使对应的配置比较简单。但是RT-Thread提供的引脚编号需要和芯片的引脚号区分开来，它们是不同的概念，引脚编号由PIN设备驱动的程序定义，不同的STM32型号的IO口对应不同的编号。我们可以使用函数GET_PIN (port， pin)来获取我们需要的引脚编号。W500除SPI的4根通信总线，还需要W5500_RST与W5500_INT引脚，它们分别对应W500的复位脚与中断脚，作用十分重要。由图1~2所示它们分别占用STM32的PD8与PD9脚，所以我们利用宏定义来配置引脚：#define WIZ_RST_PIN GET_PIN(D， 9)；#define WIZ_IRQ_PIN GET_PIN (D， 8)。我们也可以在drv_gpio.c中找到对应PORTD脚的序号，图4为RT_Thread中GPIO的引脚定义。 由图4可知PD8与PD9分别对就的编号是56、57号，找到对应引脚之后我们就可以在RT Thread Studio中使能对应的功能。 图4. RT-Thread中PORTD引脚定义 2.2.3. SPI配置 RT_Thread使用虚拟的SPI总线来描述挂载在SPI上的不同设备。例如SPI10代表SPI1总线上的0号设备，由于我们使用的STM32F103VET6的SPI2功能，并且SPI2总线上只有一个设备，因此在配置W5500时我们在spi device name一栏填入spi20即可。且我们打开W5500的DHCP功能和DNS功能，以便可以动态获取IP地址与进行域名解析。最终配置完成如下图5所示。 图5. RT-Thread Studio W5500配置 2.3. 初始化SPI并挂载SPI2总线 STM32F103VET的SPI2来和W5500需要使用通信，在W5500的初始化时首先会进行SPI的挂载，所以我们需要在RT-Thread Studio中初始化STM32F103VET6的SPI2口，集成环境中已经集成了STM32CubeMX，开发人员也可以STM32CubeMX对芯片进行相应的设置生成stm32f1xx_hal_msp.c文件，里面有对系统的一些初始化函数，例如对SPI的初始化函数：void HAL_SPI_MspInit (SPI_HandleTypeDef* hspi)；在W5500调用SPI2进行初始化时，会自动找到该函数进行初始化。 在外面SPI和引脚配置之后，我们又加载了SPI2的初始化函数，进行下载和调试后通过串口打印出的信息仍提示：You should attach spi20 into SPI bus firstly。说明SPI2总线没有被正常的挂载，系统并没有在配置在完W5500自己挂载SPI2总线，所以我们设计了把SPI2的总线挂载子程序： 子程序对SPI总线中CS引脚做了初始化操作之后，通过INIT_DEVICE_EXPORT(w5500_spi_attach)把该函数挂载到RT-Thread的系统初始化链表中，再进行下载和调试发现W5500工作正常，连接串口提示：[I/wiz] RT-Thread WIZnet package (V2.0.0) initialize success。初始化完成之后我们需要编写应用来测试通信。
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user: 3. SAL层系统标准接口 在编写应用测试通信之前，我们要了解在编写应用的一些函数。W5500使用SAL函数进行应用层的编写，SAL层的应用大大提高了网络应用的兼容性问题，降低了嵌入式网络设备的开发难度与周期。提供Socket层面TLS加密传输特性，更好的保护嵌入式网络的数据安全，防止数据泄露。 3.1. SAL层网络框架 图6. SAL层网络框架 如图6的框架示意图，最顶层的为网络应用层，提供一套标准BSD Socket api接口函数，如常用的socket、connect等函数。往下一层即为SAL套接字抽象层，通过它RT-Thread系统能够适配下层不同的网络协议栈，并提供给上层统一的网络编程接口，方便不同的网络协议栈接入。SAL层为上层应用提供accept、send、recv等函数。 再往下则为netdev网上层，解决多网卡情况设备网络连接和网络管理相关问题。通过网卡层方便用户统一管理各个网卡信息及网络连接状态，并且可调用统一的网上调试命令接口。 第四层即为协议栈层，该层包括了常用的TCP/IP协议栈，例如轻量级的Lwip协议栈，以及用作AT指令进行相关操作的AT Socket网络功能协议栈，再有就是W5500上用的wiznet网络协议栈，这些协议栈能直接和硬件进行接触，完成从网络层到传输层的数据转化。 统一标准的的RT-Thread网络接口BSD Socket API，让不同的网络硬件对应用层变得透明，同样的应用不同的硬件只需要对硬件层做一些改动即可完成硬件升级。 3.2. 在RT-Thread Studio中打开SAL 使能SAL功能方法列举以下两种，1、只需要在rtconfig.h文件中添加 1、rt-thread studio提供了图形化配置界面，在rt-thread studio中使能只需要首先点开工程中的RT-Thread Settings，找到套接字抽象层，点击使能套接字抽象层即可(如图7)： 图7. SAL层使能设置 3.3. SAL层BSD Socket API接口函数 下面我们列举几个需要在应用中用到的API接口函数。 3.3.1. 连接初始化和关闭函数 · 创建套接字：int socket (int domain，int type，int protocol)。此函数调用成功后会返回对应的int型套接字描述符。如果小于0则说明没有空闲的socket。domain参数为对应的协议类型，目前支持IPV4的AF_INET和IPV6的AF_INET6。第二个参数为协议类型，分别支持SOCK_STREAM(流套接字)、SOCK_DGRAM(数据报套接字)、SOCK_RAW(原始套接字)。 · 绑定套接字：int bind (int s， const struct sockaddr *name， socklen_t namelen)此函数的返回值小于0则说明绑定失败，其它情况都说明绑定成功。第1个参数s为socket的描述符。第2个参数为sockaddr的结构体指针name。第3个参数为代表sockaddr的结构体长度。 · 关闭套接字函数：int closesocket(int s)。此函数仅有一个参数，即为套接字描述符。用于关闭指定的socket连接。 3.3.2. 设备端连接函数 连接函数：int connect (int s， const struct sockaddr *name， socklen_t namelen)用于主动建立一个socket连接。当设备工作在TCP客户端模式和UDP模式时，需要先执行此函数进行连接。 3.3.3. UDP通信函数 UDP为无连接的通信函数，和TCP通信不同，在通信前不会主动建立连接，所以数据在发送时需要把指定目的地址，接收数据时获取源地址。 UDP发送函数：int sendto (int s， const void *dataptr， size_t size， int flags， const struct sockaddr *to， socklen_t tolen)；UDP通信为无连接的通信，在发送数据前无需提前建立连接。函数的第一个参数s为socket描述符。第二个参数dataprt和第三个参数size分别是要发送的数据指针与长度。flags通常为0。to为目标地址的sock结构体指针。最后一个参数tolen为目标地址to的指针长度。 UDP接收函数：int recvfrom (int s， void *mem， size_t len， int flags， struct sockaddr *from， socklen_t *fromlen)；第一个参数s为socket描述符。第二个参数mem和len分别为接收指针和接收长度。第四个参数flags通常为0。from为sockaddr的结构体指针。fromlen为接收地址的长度。 UDP接收函数同样会阻塞进程，直到接收到数据进程转为就绪态。
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user: 4. 应用层网络能力测试 在应用层编写的时候首先我们要确定目的主机的IP地址和端口，然后我们开始进行一些必要的网络层初始化，然后才能开始进行通信。首先进行应用层的初始化，我们采用UDP进行通信，目的端口选为2000，相关的初始化如下： 4.1. UDP通信初始化 UDP (User Data Protocol，用户数据报协议)是一种无连接的不可靠的通信，因为在传输数据之前源端和终端不建立连接，当它想传送数据时就简单地去抓取数据，并尽可能地把它扔在网络上。因为不需要建立连接和维护连接状态，所以可以很方便的实现一台服务机向多台客户机的广播通信。而且网络开销小，吞吐量仅受应用层生成数据的速率，带宽以及源终端的主机性能的限制。 在rt-thread中初始化UDP的流程： 1) 获取网卡对象对象信息：netdev = netdev_get_by_name (W5500)； 2) 申请socket并设定为UDP通信：NetSockFd = socket (AF_INET， SOCK_DGRAM， 0))； 3) 初始化客户端信息包括本网卡的IP和通信端口，然后进行绑定，绑定代码： Bind (NetSockFd， (struct sockaddr *)&client_addr， sizeof (struct sockaddr)) 绑定完之后即可进行通信。 4.2. UDP通信测试 我们进行简单的UDP通信，只需要保证PC端和设备在同一个局域网下，就可以进行广播通信，我们已经设定本机通信端口为3000，目的端口为2000。打开网络调试助手，设定通信方式为UDP，目标地址设为255.255.255.255，目标端口设定为3000。进行广播查找设备。此时我们做了一套简单的通信协议，只有符合协议的内容才会被处理并返回信息。广播查找协议内容如下图8。 设置完网络助手并开启定时发送，设备发送和回复都设置为HEX发送与接收，通信界面如下图9，调试助手在收到消息回复时会把目的IP自动设置为接收数据的IP，此时方便在未知设置的IP情况下来获取对方消息： 图8. 应用层测试协议 图9. UDP通信界面 4.3. 问题发现、分析及优化 4.3.1. 问题发现 当我们在客户端设置自动发送时长为10 ms，在长时间的大量数据通信时，W5500会出现网络死机现象，数据发送正常，但是收不到设备端(W5500)的回复。在进行多次测试后发现这个问题的会多次重现。在使用进行万用表对相关引脚进行测试之后发现问题。 4.3.2. 问题分析 总结问题原因：RT-Thread中W5500接收数据过程如下图10所示。 图10. W5500接收数据流程图 如图10所示，W5500在收到数据或者发送成功后会产生中断，STM32F103VET6是根据W5500产生的下降沿中断来发送信号量。并来执行W5500的数据处理任务。但是当W5500的数据过多，而STM32F103VET6来不及处理时W5500的INT脚一直输出低电平，造成STM32无法处理新的数据，原因是STM32F103VET6的中断边沿触发只支持上升沿和下降沿中断。所以一旦W5500的接收发送或者其他事件产生中断时来不及处理时就会产生持续的低电平，造成STM32F103VET6无法处理新的数据而产生网络假死状态。 4.3.3. 问题优化 根据问题原因，我们添加中断监控信号量，并添加中断监控任务，一旦设备接收到新的数据时首先会进行中断，然后执行数据处理任务，之后会清除对应的中断，中断引脚会恢复高电平。我们在数据处理后引脚变高时向中断监控任务发送一个信号量。中断监控任务收到信号量检测W5500中断引脚电平，如果还为低电平，则会假装中断任务向W5500的数据处理任务发送一个信号量，让数据处理任务来进行一次处理并清中断的动作。就可以解决因为W5500的中断脚持续输出低电平而造成的网络假死状态。监控任务的信号发送在WIZ.C中的static void wiz_data_thread_entry (void *parameter)中添加：rt_sem_release (Sem_NetNoDie)；//释放信号量，告诉监控任务进入了一次中断。监控服务程序不再添加。本实验需要通过长期运行来验证结果，笔者已经验证成功，具体测试方式如章节3.2中所示，只需要在软件界面勾选上循环发送，即可通过长时间的发送和响应来验证结果。具体程序处理流程如下图11。 图11. W5500接收优化流程图
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user: 5. 结语 通过程序连续工作验证，对RT-Thread操作系统下W5500的优化解决了驱动本身的一些漏洞问题。RT-Thread的移植和应用都科学合理，移植方便。在物联网发展迅速的今天，本文为开发RT-Thread下相关嵌入式设备提供一种方案，对潜在的问题分析优化，有助于用本方案开发嵌入式设备的人员少走一些弯路，更好的推动RT-Thread的发展。
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user: 摘要 X射线成像过程中会因为图像采集、信号转换、信号传输等原因引入噪声，影响图像质量。为了比较几种常见降噪方法消除噪声的效果，使用平均值降噪、均值滤波、中值滤波和频域滤波几种方法分别对添加高斯噪声、椒盐噪声的电力电缆图像进行降噪，计算各种降噪方法的峰值信噪比并对结果做出比较及简要分析。仅对比信噪比，平均值降噪法对高斯和椒盐噪声均有非常好的降噪效果，有着极高的信噪比，均值滤波和频域高斯低通滤波使图像边缘信息损失，中值滤波对椒盐噪声的降噪效果显著。
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user: 1. 引言 在X射线成像过程中，从图像获取到图像信号传输再到接收，都不可避免地会存在成像系统内部和系统外部干扰引入一定程度噪声，噪声的存在导致图像模糊降质，影响视觉效果，不利于图像分析。为了消除噪声，改善图像质量，必须对图像进行降噪处理。图像降噪预处理也是图像增强、分割等后续处理的前提。输出图像的噪声往往是多种不同的噪声叠加构成，而且这些噪声也会和图像原有信号交织在一起，如果降噪时对噪声平滑不当，就会破坏图像本身的细节，所以采用的降噪方法要尽可能地抑制噪声的同时极大程度保护图像的细节信息是降噪研究的主要问题。
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user: 2. X射线图像降噪研究 X射线成像过程中成像检测系统获取X射线原始图像会受到各种随机噪声的影响，这些噪声的存在会严重破坏图像质量，影响对被检测物体的检测，甚至严重的会使得人们对被检测物体的检测结构造成错误的判断，因此对系统获取的原始X射线图像进行降噪处理是必要的也是必须的。本文对X射线图像分别添加高斯噪声和椒盐噪声，分别运用平均值降噪法、均值滤波降噪法、中值滤波降噪法和频域高斯低通滤波法对两种含有噪声图像进行降噪，并计算峰值信噪比，对各种滤波方法进行了简要说明并对比。 2.1. 平均值降噪 利用随机噪声互不相关的特点，将含有噪声的图像多次相加，再取平均，突出有用信息，压缩噪声 [ 1 ]。平均值降噪实际上就是利用图像的矩阵运算，对图像进行多次加法运算 [ 2 ]。如公式(1)所示： g ( x ， y ) = 1 M ∑ i = 1 M [ f ( x ， y ) + N ( x ， y ) ] (1) 式中 f ( x ， y ) 为原始图像， N ( x ， y ) 为噪声图像，两图像相加为噪声污染的图像，M代表需要相加平均图像的个数，对添加噪声图像相加平均M次得到输出图像 g ( x ， y ) 。 该方法降噪效果明显，而且平均值降噪不使用滤波器，可以极大程度保护图像的边缘信息。使用平均值降噪法对高斯噪声图像进行降噪，结果如图1所示。 图1. 高斯噪声图像和平均值降噪图像 此结果对噪声图像累加平均50次，直观上就已经有非常好的降噪效果，如果累加次数更大，其降噪效果会更好。使用平均值降噪法对椒盐噪声降噪，噪声图像与输出图像如图2所示。 图2. 椒盐噪声图像和平均值降噪图像 平均值降噪法可以人为控制循环次数，循环次数越多，降噪效果越好。但是相比其他的降噪方法，平均值降噪计算量大，计算时间长，图像越大，循环次数越多，计算时间越长。 2.2. 均值滤波降噪 均值法降噪也称为平滑线性滤波器，属于空间域滤波。均值法降噪就是使用一个尺寸大小为r × c的矩形滤波窗口与获取的X射线图像进行运算，并使用滤波窗口确定的图像邻域内像素的平均值来代替源图像中的像素值 [ 3 ]。本文使用算术均值对高斯噪声图像降噪，算术均值滤波器是最简单的均值滤波器： g ( x ， y ) = 1 m n ∑ ( x ， y ) ∈ S x y [ f ( x ， y ) + N ( x ， y ) ] (2) 式中S xy 表示中心在(x，y)点、尺寸为m × n的矩形子图像窗口的坐标组。输出图像各点的像素值就是用S xy 定义的区域像素计算得到的算术均值，降噪后输出图像如图3所示。 图3. 高斯噪声图像和均值滤波降噪图像 用均值滤波对椒盐噪声图像降噪，输出图像如图4所示。 图4. 椒盐噪声图像和均值滤波降噪图像 对两种不同噪声都使用了默认值为3 × 3的矩形滤波器，如果仅考虑降噪效果，将滤波器尺寸大小参数变大，得到的结果会更好，但是图像会越来越模糊，边缘细节信息会被严重影响甚至丢失。均值滤波本身存在着固有的缺陷，即它不能很好地保护图像细节，在图像去噪的同时也破坏了图像的细节部分，从而使图像变得模糊，不能很好地去除噪声点。因此均值法降噪在X射线成像检测降噪过程中的应用受到了限制。 2.3. 中值滤波降噪 中值降噪是一种基于统计的非线性滤波器，属于空间滤波器。中值法降噪的基本原理是对滤波窗口覆盖的图像区域中的像素值进行排序，将图像中某一点的数值用其周围个点的中值进行替代，以达到消除孤立噪声点的目的 [ 4 ]。中值滤波公式如下： g ( x ， y ) = m e d i a n [ f ( x ， y ) + N ( x ， y ) ] (3) 本文中值滤波所选取的矩阵为3 × 3邻域。对X射线原始图像添加高斯噪声，再使用中值滤波函数对噪声图像进行降噪得到结果如图5所示。 图5. 高斯噪声图像和中值滤波降噪图像 可以看到使用中值滤波对高斯噪声降噪，能够在减小噪声影响的同时，也较好的保留了图像边缘位置的信息。相比与高斯噪声，中值滤波对椒盐噪声的降噪效果会更加明显。对原始图像添加椒盐噪声，设置噪声概率为0.02。噪声图像与中值滤波图像如图6所示。 图6. 椒盐噪声图像和中值滤波降噪图像 中值滤波降噪对具有椒盐噪声的降噪效果非常明显，如果设置噪声概率为0.1，输出图像中仍存在少量噪声，增大椒盐噪声概率，所得图像的未被处理的噪声也会更多。针对这种情况，可以对降噪后的图像进行二次中值滤波降噪，二次中值滤波后，噪声已经基本被消除，中值滤波降噪较好地保留图像中的边缘信息同时也具有很好的降噪能力。 2.4. 频域高斯低通滤波降噪 图像的频域降噪是通过对待降噪的图像进行傅里叶变换，然后根据噪声的特性选择合适的频域滤波器对傅里叶变换后的图像信号进行频域的处理。一般情况下，采集来的图像经过二维的傅里叶变换后图像的信息处于频率低的部分，而噪声处于频率较高的部分，因此可以使用低通滤波器来对经过二维傅里叶变换后的图像进行处理，这样就保留了图像中的有用信息而滤除处于高频部分的噪声信息，最终达到去除噪声的目的。频域滤波的步骤是先对输入图像进行傅里叶变换，将空间域转换为频域，使用合适的滤波函数与频域图像运算，滤波后在进行傅里叶逆变换，输出为滤波后的空间域图像 [ 5 ]。 以高斯低通滤波为例，使用高斯低通滤波器对高斯噪声图像进行滤波降噪，高斯低通滤波器公式如下： H ( u ， v ) = e − D 2 ( u ， v ) / 2 D 0 2 (4) D(u，v)为频域内点(u，v)到滤波器中心的距离，D 0 为截止频率，此处设置截止频率为填充后图像宽度的20%，结果如图7所示。 图7. 高斯噪声图像和高斯低通滤波降噪图像 使用高斯低通滤波器对椒盐噪声图像进行降噪，结果如图8所示。 图8. 椒盐噪声图像和高斯低通滤波降噪图像 低通滤波对消除噪声有着不错效果，这是因为噪声实质上也是一种高频信号，利用低通滤波器，有选择地设置截止频率，可以消除高于截止频率的噪声，截止频率越低，降噪效果越明显，但同时图像也变得越模糊，对边缘细节信息的影响也越大。相比椒盐噪声，高斯低通滤波对高斯噪声的降噪效果更好。 X射线成像检测系统获取的原始图像中存在着大量的噪声，噪声的存在影响了人眼的观察和检测，对成像结果有一定的影响，因此对获取的X射线图像进行降噪处理是很有必要的。图像的降噪处理过程就是将获取的X射线图像中的图像信号与噪声信号相分离、去除噪声信号保留图像信号的过程。
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user: 3. 结果 峰值信噪比表示图像中信号最大可能强度和噪声强度的比值，数值越大表示图像失真越小，降噪效果越好，此处引入这项参数是为了从数据上表现各种方法的降噪效果，均方误差与峰值信噪比公式如下： M S E = 1 m n ∑ x = 0 m − 1 ∑ y = 0 n − 1 [ f ( x ， y ) − g ( x ， y ) ] 2 (5) P S N R = 20 l o g 10 ( 2 n − 1 M S E ) (6) 式(6)中n为每像素的比特数，本文取8。将降噪后的输出图像与原始图像代入，计算结果越大说明降噪后的图像与原始图像越相近，像素误差越小。峰值信噪比是客观评价参数，与人眼的主观感觉不完全一致。 Table 1 Peak signal-to-noise ratio for different noise reduction methods (PSNR/dB 降噪方法 高斯噪声 椒盐噪声 平均值降噪 35.8353 31.8207 均值滤波 30.0413 30.8372 中值滤波 30.0200 33.2213 频域高斯低通滤波 30.3290 30.1909 表1. 不同降噪法的峰值信噪比(PSNR/dB) 如表1所示，从各方法对两种噪声降噪的信噪比分析，平均值降噪法对高斯噪声和椒盐噪声都有很好的消除效果，但平均值降噪法的计算时间长，如果要处理数量多的图像，就会收到限制，利用计算机技术处理图像的一个原因是处理速度快，可以在短时间内对大量图像进行降噪处理，很显然这种方法不适合处理大量图像，如果不考虑时间影响，平均值降噪的效果在本文的几种降噪方法中是最好的；均值滤波相比其他滤波方法，而且因为均值滤波在降噪的同时，会使图像变得模糊，破坏图像边缘信息，这使得均值滤波降噪在图像处理中受到了极大限制；中值滤波对椒盐噪声的降噪效果要好于高斯噪声，相比其他方法中值滤波的峰值信噪比达到了33.2213 dB，是对椒盐噪声降噪最有效果但在实际应用中，更多是使用改进后的中值滤波方法，例如极值中值滤波，对椒盐噪声降噪后的信噪比计算结果更高，比普通的中值滤波法的效果更好；频域高斯低通滤波在降噪的同时会导致边缘信息损失，使图像边缘模糊，对图像细节信息也有很大的破坏性，本文中高斯滤波法信噪比不高不仅是因为模糊边缘，在降噪过程中对噪声图像进行了填充，图像部分边缘会有黑色边线，这也会降低峰值信噪比。
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user: 4. 总结 本文使用平均值降噪、均值滤波、中值滤波和频域滤波几种方法分别对添加高斯噪声、椒盐噪声进行降噪。简单概括了各种方法的降噪相关原理，计算出各种降噪法的峰值信噪比并进行比较，分析各中方法的优劣势。而且通过变化实验参数找到图像降噪效果和峰值信噪比之间的平衡，可以达到更好的降噪效果。本文的研究和分析只是单一的对X射线图像进行降噪处理，其实在X射线成像检测系统中，各种X射线图像降噪技术需要按照图像的实际特点选择合适的方法处理，对不同类型的噪声可以应用不同的降噪方法，也可以将其中的两种或几种方法结合起来，降噪效果会更好。
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user: 摘要 本设计采用STM32单片机作为主控芯片，产生一路PWM波和双路互补的SPWM波，以全桥逆变电路为核心电路，实现单相不间断式UPS电源。采用以IR2103芯片和IR2110芯片为主的驱动电路驱动双向DC-DC电路和全桥逆变电路中的MOS管。电路使用高精度芯片AD637采集交流电压反馈至单片机通过PID算法调节PWM波输出的占空比。本电源输出电压较为稳定，负载调整率和电压调整率均在1%以下，且正弦波波形失真度在2%以下。本电源在交流供电时能够输出稳定30 V的交流电压，电流输出范围为1 A~2 A。直流供电时输出交流电压为30 V，电流在1 A左右，效率达到85%以上。
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user: 1. 引言 随着计算机、网络、通信技术的发展，国民经济、国防军工、政府部门的各个领域要保障计算机网络系统的安全、可靠运行，就离不开UPS不间断电源 [ 1 ]。由于市电供电存在不稳定、不可控等因素，因此，设计不间断式UPS电源供电，在市电停电时提供不间断供电电源 [ 2 ]，在许多领域都提供了很大的帮助。本设计选用STM32单片机为控制芯片，以单相全桥逆变电路为核心电路输出50 Hz正弦交流电。选择双向DC-DC电路作为辅助电路模块，用以控制全桥逆变电路的输入电压。并使用继电器和二极管控制交流电和直流电的同时接入，保证了供电的快速切换，提高了电路的输出效率。单片机提供PWM波和双路互补的SPWM波分别控制双向DC-DC电路和单相全桥逆变电路，同时对输出的交流电压采样，反馈至单片机控制双向DC-DC电路模块，最终控制电源输出正弦交流电压的稳定。
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user: 2. UPS电源系统总体设计 本电源设计由整流电路模块、双向DC-DC电路模块、全桥逆变电路模块、单片机控制模块、交流电压采样模块、辅助电源模块等部分组成。交流供电时，220 V市电经过自耦和隔离变压器输出29 V~43 V可变交流电，再经过整流滤波电路得到直流电，直流电经过双向DC-DC电路，通过单片机产生PWM波经过IR2103驱动两个MOS管得到稳定的升压直流输出电，升压直流电经过DC-AC全桥逆变电路，通过单片机产生两路反向互补的SPWM波接入IR2110芯片输出四路SPWM波，四路SPWM波推挽驱动全桥逆变结构中的四个MOS管的导通和截止得到正弦交流电 [ 3 ]。利用高精度芯片AD637作为采样芯片采集输出的交流电压反馈至单片机进行闭环控制，通过调节PWM波的输出占空比控制双向DC-DC电路的升压，稳定升压直流电，经过逆变最终输出稳定的50 Hz、30 V的正弦交流电。单片机内部使用PID算法，根据反馈的电压实时控制输出电压的稳定。通过OLED显示屏幕实时显示采集的电压值和输出的PWM波占空比。断开交流电时，单片机通过ADC采样整流之后的直流电压，进而控制继电器的关断，电路瞬间切换到24 V直流稳压电源供电，同时通过内部的PID算法快速调节输出电压，保证了UPS电源的效率和输出电压的稳定。系统总体设计如图1所示： 图1. 系统总体设计图
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user: 3. 系统硬件设计 3.1. 整流滤波电路 整流滤波电路由桥式整流电路和电解电容构成，桥式整流电路是通过二极管的单向导通特性将交流电转换为单向的直流电，经过电容滤波作为后级双向DC-DC电路输入。桥式整流滤波电路中，二极管截止时承受的最大反向电压 U r m = 2 U i ，其中U i 为交流输入电压，在本系统中，U i 输入范围为29 V~43 V，二极管承受最大反向电压约为60.8 V。整流二极管选用FR307，此二极管的各种参数均满足此次设计需求。其最大承受反向电压为1000 V，最大正向平均整流电流为3 A，但由于整流后的直流电其脉动成分较大，不便于后续使用，因此采用电容滤波，其特点为输出直流电压较高，纹波较小，但由于一级滤波效果较差，因此采用两个电解电容并联加强其滤波效果。 3.2. 双向DC-DC电路 双向DC-DC电路采用BUCK-BOOST电路拓扑，具备升降压双向变换功能。当从U i 输入电压时，电路工作在BOOST模式下，实现升压功能。电感L的储能作用使U o 电压泵升，经过电容C2稳压之后，可使输出电压高于输入电压 [ 4 ]，即U o > U i 。MOS管选择IRFP250N，其漏源极击穿电压为200 V，漏源导通电阻仅为75 mΩ，其较高的击穿电压保证了MOS管的安全，较小的导通电阻可以减小MOS管的导通功耗，提高整个系统的效率。因为MOS管寄生电容的存在，在MOS管打开或关闭的时候，要对电容进行充电，瞬间电流较大。为减小MOS管开关时的损耗，在 极前串联一个10 Ω电阻，减小开关瞬时电 图2. 双向DC-DC电路图 流。此外还在GS极之间并联一个10 kΩ电阻，其一是为了是把G极拉低，这样使MOS管G极为低电平，不会造成开机时没PWM波输出情况下MOS管因G极悬空而导通。其二是作泄放电阻使用，使MOS管 G极上的电荷在开关周期内能迅速释放，起到加速关闭作用。双向DC-DC电路如图2所示。 3.3. 逆变电路 逆变电路主要由全桥逆变电路和滤波电路组成。对于主电路MOS管的选择，考虑到效率，器件损耗程度，导通时间长短等问题，选择与上述双向DC-DC相同的IRFP250N MOS管。系统通过四路SPWM控制信号分别控制Q1、Q2、Q3、Q4四个MOS管，在一个周期内得到完整的正弦波输出。此外由于MOS管自身的寄生二极管耐压值和耐流值都不确定，需要在MOS管上再并联一个二极管，一方面可以防止源极电压过大烧坏MOS管，另一方面起到续流的作用，防止MOS管截止时产生的高压将其击穿。经过全桥逆变电路变换之后得到的波形并不是标准的正弦波，含有丰富的高频分量，需要设计合适的滤波电路。考虑到正弦波输出频率为50 Hz，因此我们使用LC滤波器为逆变器滤波，经测试，将电感分为两部分的滤波效果要明显好于单个电感。滤波器参数设计公式如下： f r = 1 2 π L C #(1) 其中f r 为截止频率，L和C分别为电感值和电容值，本电源的输出交流电压频率为50 Hz，因此将截止频率设为100 Hz左右。在实际设计中，由于实验器材的限制，选用10 uF的CBB电容和两个4 mH的电感，根据公式计算出截止频率大约为550 Hz。全桥逆变电路如图3所示。 图3. 全桥逆变电路图 3.4. 驱动电路 由于单片机产生的PWM信号电流较小，不具备驱动功率开关管的能力，故额外加入驱动电路才能开启MOSFET的栅极电压 [ 5 ]。 采用IR2103驱动双向DC-DC电路，该芯片是一个半桥式MOSFET栅极驱动器，通过自举电容和二极管提供充电电压，同时该芯片具有固定的死区时间，避免了上下管同时导通导致短路 [ 6 ]。IR2103的Ho的输出信号是Hin、Lin两者相与的结果，Lo的输出信号是Hin、Lin两者或非的结果，因此将Hin和Lin相连并接入单片机的PWM信号，则输出信号Ho与PWM信号相同，输出信号Lo与PWM信号互补。 采用IR2110驱动全桥逆变电路，驱动原理与IR2103大致相同，采用自举电路和电平转换技术，使逻辑电路对功率器件的控制要求降低，每对MOSFET(上下管)可以共用一片IR2110 [ 7 ]。其输出信号Ho与输入信号Hin相同，输出信号Lo与输入信号Lin相同。即单片机给Hin和Lin一对互补波形，输出Ho与Lo也是一对互补波形。IR2110驱动电路如图4所示。 图4. IR2110驱动电路图 3.5. 采样电路 本系统需要做到闭环控制，及时采集输出电压到单片机调整PWM波占空比进而稳定输出，由于本 图5. AD637采样电路图 系统所用单片机只能采集直流电压，因此需要设计采样电路采集交流输出电压的有效值。输出交流电压经过电压互感器隔离降压后 [ 8 ]，再经过AD637芯片计算其有效值，最后通过单片机的A/D采样口采集。AD637是一块高精度单片TRMS/DC转换器，可计算正弦波的真有效值。在使用前进行偏移微调和比例因子微调，可以降低输出误差。同时在AD637前级加上放大电路，后级加上缓冲电路，降低前后级电路对采样的影响。采样电路如图5所示。
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user: 4. 系统软件设计 本设计采用STM32单片机作为不间断开关电源UPS的核心主控模块。STM32F103ZET6外设丰富，包含了112个的快速I/O端口、11个定时器、12位的A/D转换器和12位的D/A转换器，相比于其他单片机而言，它有低能耗、主频高、操作简单、调试方便、稳定性高等优点 [ 9 ]。STM32单片机能通过自带的定时器PWM波，并可以通过定时器的调整转变为SPWM波，将AD采样的值和设定的值相比较，通过调整前级PWM波的占空比对UPS电源进行闭环控制。 单相不间断式UPS电源的软件设计采用Keil5作为开发平台，本系统中的可调输出开关电源采用PWM方式进行调节 [ 10 ]，选用双极性SPWM正弦脉宽调制，运用面积等效原理调制正弦波，输出的SPWM波的基波就是调制需要输出的波形，且不含低次谐波。定时器8作为STM32单片机中的高级定时器，能够产生双向互补PWM波，拥有死区调节功能，然后用另一个定时器通过查表控制输出占空比的方式得到双极性调制的SPWM波，利用定时器4的中断对SPWM波进行频率和调制度的控制，最终得到互补SPWM波。定时器3产生PWM波，控制双向DC-DC电路的升压，通过改变定时器2的中断频率实现对ADC采样频率的控制。 采集输出电压时，利用滑动平均算法对采集的输出电压进行滤波。本设计采用双向DC-DC作为升压电路，通过固定SPWM波调制比，改变PWM波占空比的方式控制双向DC-DC电路的升压进而稳定UPS电源的输出。当输入电压由交流切换为直流时，通过对输入电压进行AD采样，STM32单片机接收到直流信号指令后，单片机端口输出高电平控制继电器导通，交流电压供电切换为直流电压供电 [ 11 ]。 PID控制是设计控制器时最常用、最经典的控制方式，在电气与自控领域有非常广泛的应用 [ 12 ]。本文使用的方法是增量型PID算法，当采样值大于系统设定的基准值时 [ 13 ]，增大PWM波输出的占空比，当采样值小于系统设定的基准值时，减小PWM波输出的占空比。增量型PID仅与最近三次的采样值有关，没有积分误差，在电压调节上较位置型更快且调节后所得的结果受前期误差影响小，提高了电压调节效率和精准度。系统软件控制流程图如图6所示。
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user: 5. 测试方案与结果 进行交流电输入测试，输入29 V~43 V交流电，负载为500 Ω的可变功率电阻，使用功率分析仪测试输出的电压电流以及THD。由于系统在根据采样反馈实时调整输出电压，输出电压一直在波动，故下表记录的数据中，均取得波动范围内的平均值。 1) 输入交流电36 V，测试输出交流电流为1 A时，输出交流电压为29.988 V，频率f = 50 Hz，输出的正弦交流电失真度THD = 1.5%。 2) 输入正弦交流电为36 V，改变负载电阻，使输出电流从0.1 A~1 A变化，测试输出电压，测试结果如表1所示。 根据负载调整率计算公式： S I = | U o ( 0.1 A ) − U o ( 1 A ) | 30 #(2) 图6. 系统软件控制流程图 Table 1 Load regulation test recor 交流输入电压/V 负载电流/A 电源输出电压/V 36 0.1 29.951 36 0.3 29.991 36 0.5 29.960 36 0.7 30.013 36 0.9 29.998 36 1.0 29.988 表1. 负载调整率测试记录 负载调整率根据测试记录表数据可得S I = 0.123%。 3) 保持负载30 Ω不变，稳定输出电流为1 A，改变交流输入电压，使电压在29 V~43 V之间变化，测试逆变输出电压，测试结果如表2所示： Table 2 Voltage regulation test recor 交流输入电压/V 负载电流/A 电源输出电压/V 29 1 30.032 32 1 29.971 35 1 29.964 38 1 30.031 41 1 29.973 43 1 30.009 表2. 电压调整率测试记录 根据电压调整率计算公式： S U = | U o ( 43 V ) − U o ( 29 V ) | 30 #(3) 电压调整率根据测试记录表数据可得：S U = 0.077%。 4) 断开交流电，电源自动转换为直流电，同时测试输入功率和输出功率，计算输出效率，测试结果如表3所示： Table 3 DC input test recor 直流输入电压/V 负载电流/A 电源输出电压/V 输入功率/W 输出功率/W 24 1 29.997 33.887 29.997 表3. 直流电输入测试记录 根据上表记录数据，计算输出的效率η = 88.52%。 单相不间断式UPS电源实物图如图7所示： 图7. 单相不间断式UPS电源实物图
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user: 6. 结论 本文设计了以STM32F103ZET6单片机为控制核心单相不间断式UPS电源，核心电路为全桥逆变电路。输出正弦交流电频率50 Hz，电压30 V。可由直流电和交流电同时供电，在交流电断电时，直流电能够及时供电，切换速度快，控制方法较先进。电源的负载调整率在0.5%左右，带载能力较强，电源效率在85%以上。不间断电源简称UPS，能够为负载安全可靠的提供高品质电能，被广泛运用于电能质量要求较高的用电场合 [ 14 ]。本电源可应用于医院管理系统、存储设备、数据服务器等设备，能够在市电断开时保证设备的正常运行 [ 15 ]。随着UPS电源技术逐渐成熟化 [ 16 ]，单相不间断式UPS电源也在不断地发展，未来应用将更加广泛、市场价值更高。
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user: 摘要 本文运用了值分布理论，证明了亚纯函数与其导数分担两个有穷的公共值和一定的限制条件下，它们必恒等。
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user: 1. 引言 本文中，采用了亚纯函数唯一性理论里面的基本符号和结论(参见 [ 1 ] [ 2 ])。若f与g为非常数亚纯函 数，以1为IM分担值， N ¯ L ( r ， 1 f − 1 ) 表示f − 1与g − 1的公共零点、但f − 1的零点重数比g − 1的零点重数高者所成点列的精简密指量； N ¯ L ( r ， 1 g − 1 ) 表示f − 1与g − 1的公共零点，但g − 1的零点重数比f − 1的零点重数高者所成点列的精简密指量； N E 1 ) ( r ， 1 f − 1 ) 表示当f − 1与g − 1的公共单零点列的密指量； N ¯ E ( 2 ( r ， 1 f − 1 ) 表示当f − 1与g − 1的重数相同且大于等于2的公共重零点者所成点列的精简密指量； N 0 ( r ， 1 f ′ ) 表示 f ′ 的零点，但不是f(f −1)的零点，也不是f的极点者所成点列的密指量。 近百年来，亚纯函数在涉及分担值的研究，前人已经获得了许多研究成果。 1977年，L.A. Rubel和C.C. Yang首先研究了整函数与其一阶导数具有分担值时的关系，得到了以下结果： 定理A [ 3 ] 若非常数整函数f与 f ′ 具有两个有穷的CM分担值，则 f ≡ f ′ 。 1979年，E. Mues和N. Steinmetz把定理A中的CM分担值的条件弱化为IM分担值，得到了下述结果： 定理B [ 4 ] 若非常数整函数f与 f ′ 具有两个有穷的IM分担值，则 f ≡ f ′ 。 1980年，G.G. Gundersen把定理A中的整函数推广到亚纯函数，得到下述结果： 定理C [ 5 ] 若非常数亚纯函数f与 f ′ 以0， a 为CM分担值，其中 a 为非0的有穷复数，则 f ≡ f ′ 。 1983年，Mues和Steinmetz与Gundersen分别独立地把定理A扩展到亚纯函数，并且得到： 定理D [ 6 ] [ 7 ] 若非常数亚纯函数f与 f ′ 具有两个有穷的CM分担值，则 f ≡ f ′ 。 1986年，G. Frank和G. Weissenborn将定理D中f的一阶导数变更为它的高阶导数并加强分担值条件，得到如下结果： 定理E [ 8 ] 若非常数亚纯函数f与 f ( k ) 具有两个判别的异于零的有穷的CM分担值，则 f ≡ f ( k ) 。 同年，Frank和Weissenborn将定理E进一步推广，得到： 定理F [ 9 ] 若非常数亚纯函数f与 f ( k ) 具有两个判别的有穷的CM分担值，则 f ≡ f ( k ) 。 1990年，杨连中推广了定理A，得到下述结果： 定理G [ 10 ] 若非常数整函数f与 f ( k ) 具有两个判别的有穷的CM分担值，则 f ≡ f ( k ) 。 2000年，Li，P.和Yang把定理G中的CM分担值的条件改进为IM分担值，得到： 定理H [ 11 ] 若非常数整函数f与 f ( k ) 具有两个有穷的IM分担值，则 f ≡ f ( k ) 。 在本文中，我们考虑将定理H中的整函数扩展到亚纯函数，并且在一定的约束条件下，证明了以下结果： 定理1 若f为非常数亚纯函数，若f与 f ( k ) ( k 为正整数)以0为CM分担值，以异于零的有穷复数 a 为IM分担值， Θ ( ∞ ， f ) + δ ( 0 ， f ) > 2 − 1 10 k + 16 ，则 f ≡ f ( k ) 。 定理2 若f与g是超越亚纯函数， f ( k ) 与 g ( k ) 以1为IM分担值， Θ ( ∞ ， f ) = Θ ( ∞ ， g ) = 1 ， 3 δ ( 0 ， f ) + 5 δ ( 0 ， g ) > 7 ，则 f ≡ g 或者 f ( k ) g ( k ) ≡ 1 。
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user: 2. 引理 为了证明上述定理，需要做以下的准备： 引理1 [ 1 ] 若f为非常数亚纯函数，k为正整数，则 N ( r ， 1 f ( k ) ) ≤ N ( r ， 1 f ) + k N ¯ ( r ， f ) + S ( r ， f ) . 引理2 [ 12 ] 若f和g为非常数亚纯函数，1为f与g的IM分担值，则有 N ¯ L ( r ， 1 f − 1 ) ≤ N ¯ ( r ， 1 f ) + N ¯ ( r ， f ) + S ( r ， f ) N ¯ L ( r ， 1 g − 1 ) ≤ N ¯ ( r ， 1 g ) + N ¯ ( r ， g ) + S ( r ， g ) . 引理3 [ 1 ] 设 f j ( z ) ( j = 1 ， 2 ， 3 ) 都是亚纯函数， f 1 ( z ) 不为常数。如果 ∑ j = 1 3 f j ( z ) ≡ 1 ，且 ∑ j = 1 3 N ( r ， 1 f j ) + 2 ∑ j = 1 3 N ¯ ( r ， f j ) < ( λ + o ( 1 ) ) T ( r ) ( r ∈ I ) ， 其中 λ < 1 ， T ( r ) = max 1 ≤ j ≤ 3 { T ( r ， f j ) } ， I 是 ( 0 ， ∞ ) 中具有无穷线性测度的一个集合，则 f 2 ( z ) ≡ 1 或 f 3 ( z ) ≡ 1 。 引理4 [ 1 ] 设f与g为两个非常数亚纯函数，若 z 0 为f与g的公共单重极点，则 ( f ″ f ′ − g ″ g ′ ) | z 0 = 0 。
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user: 摘要 胃癌(gastric cancer， GC)作为一种分子和表型高度异质性的疾病，是造成人类肿瘤相关死亡的重要因素，严重威胁人类生命健康，但目前对于GC仍缺乏有效的诊疗手段。近年来，肿瘤干细胞(cancer stem cell， CSC)研究备受关注，CD24作为肿瘤干细胞常见的表面标志物，在GC患者组织中呈过量表达，且与肿瘤的发生、发展密切相关。本文就近年来CD24在GC中的表达、作用机制及临床意义相关研究进展作一综述，以期为肿瘤的二级预防提供理论基础。
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user: 1. 引言 胃癌是最常见的消化道恶性肿瘤之一，严重威胁人类的生命健康。根据国际最新统计数据显示 [ 1 ]，胃癌在恶性肿瘤的发病率与死亡率中占据重要部分，其发病率与死亡率分别占全球总数的5.7%和8.2%，居恶性肿瘤发病顺位第5位，是造成肿瘤相关死亡的第三大因素。我国最新统计表明 [ 2 ]，自2000年至2019年以来，我国胃癌发病率及死亡率虽呈现下降的趋势，但发病率仍仅次于肺癌，高于食管癌，且发现时多处于晚期，预后相对较差，但目前仍缺乏有效的诊疗手段。因此，寻找新型的肿瘤标志物早期发现肿瘤是减少我国胃癌相关死亡率的有效途径。近年来，CSC学说的提出为胃癌的二级预防开启了一扇新的大门。目前大量实验证实，黏附分子CD24 (cluster of differentiation 24)作为CSC常见的表面标志物，在胃癌组织中呈过度表达，通过调节多种信号通路参与胃癌的发生、发展。并有学者提出 [ 3 ]，CD24在胃癌中表达尤为活跃，有望成为早期诊断GC的标志物。本文就近年来CD24在GC中的表达、作用机制及临床意义相关研究进展作一综述，以期为肿瘤的早诊早治提供理论基础。
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user: 2. CD24结构特点及功能 CD24是一种小分子量的唾液酸糖蛋白，由31个氨基酸组成，具有典型的黏蛋白结构，通过其糖基化酰肌醇(GPI)锚定定位于脂筏中 [ 4 ]，调节细胞内外的信号通路，在细胞–细胞、细胞–基质的黏附中起到重要作用 [ 5 ]。CD24基因位于6q21染色体上，由一个短的开放阅读框(231 bp)和一个长的3’端非翻译区(UTR) (1.5 kb)组成，对CD24 mRNA的稳定性起着重要作用，亦被称为热稳定抗原。研究者从不同组织或细胞类型中分离的CD24蛋白具有不同的分子量，分别为20~70 kd不等，说明CD24具有显著的热稳定性、高度变异性和细胞依赖性。在正常生理情况下，CD24是一个冗余共刺激分子，其微量表达于B细胞、T细胞、粒细胞、树突状细胞、巨噬细胞等造血细胞及神经细胞、上皮细胞、肌肉细胞等非造血细胞表面发挥免疫作用，免受机体受侵害。当机体处于病理状态(炎症、免疫系统疾病、肿瘤等)时，CD24分子呈高表达，根据众多学者研究发现，CD24常于多种恶性肿瘤细胞的表面上调并通过多种途径促进肿瘤细胞与周围基质黏附、调节上皮细胞向间叶细胞转化的同时参与调节多条信号通路从而介导肿瘤的增殖、侵袭及转移。
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user: 3. CD24与胃癌干细胞 癌症目前被认为是一种干细胞疾病 [ 6 ]，其发生发展与肿瘤干细胞(cancer stem cell， CSC)密切相关。CSC学说 [ 7 ] 指出肿瘤的生长类似于健康组织的更新，是由少量的专用干细胞推动发生，而这些干细胞具有与正常体干细胞相似的“干性”特征，包括自我更新、自我分化及产生多种子代的特性，正是这类少量具有干性特征的细胞亚群促使肿瘤的发生并产生异质性。CSC最早于血液系统肿瘤急性白血病中被发现，随后相继发现在乳腺癌、胃癌等实体肿瘤中。自20世纪初期，Han等 [ 8 ] 从胃癌组织细胞中分离出具有特异标志物细胞可在小鼠体内成瘤，并重现了原始胃癌组织的形态学和表型异质性，胃癌干细胞(gastric cancer stem cell， GCSC)的概念被引出。GCSC与CSC具有相同的特性，即自我更新，高效致瘤的能力。近年来，越来越多的研究表明 [ 9 ]，GCSC具有高侵袭能力和上皮间充质转化特性，致使GC患者预后相对较差。有学者提出 [ 10 ]，肿瘤干细胞在细胞表面分子的表达具有显著异质性，可以借助表面分子标志物来识别CSC，从而特异性识别肿瘤。Fujikuni等 [ 11 ] 通过实验证实CD24可以作为GC细胞异质性的标志。另外，Wang等 [ 12 ] 以人胃癌细胞系MKN45和SGC7901为材料、以CD24作为候选干细胞标记检测表达谱，在无血清培养基中培养干细胞样细胞，结果表明，干细胞群中富集了表达CD24细胞表面标志物的细胞。这些结果支持GCSC的存在并证实CD24可用作GSCS表面标志物特异性识别GC细胞。
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user: 4. CD24在GC中的表达及其与不同临床病理学参数间的关系 大量实验已证实，CD24在非萎缩性胃炎、慢性萎缩性胃炎、慢性萎缩性胃炎伴肠上皮化生、异常增生和胃癌组织中的表达依次增加。Han [ 13 ] 等研究人员采用免疫组织化学法检测胃癌组织、癌旁组织、正常胃组织中CD24表达情况并分析其与患者临床病理参数间的关系及对患者预后的影响，结果表明CD24表达与胃癌分级、分期及淋巴转移呈正相关，这与Wu等 [ 14 ] 的一项关于CD24过量表达与GC临床病理、预后关系的Mate分析结果(CD24表达与GC肿瘤深度(OR = 0.45， 95% CI = 0.32~0.63; p < 0.00001)、淋巴结状态(OR = 0.40， 95% CI = 0.25~0.64; p = 0.0001)和肿瘤转移(TNM)分期(OR = 0.56， 95% CI = 0.41~0.77; p = 0.0003)相关)一致。另Yong等人 [ 15 ] 通过回顾性分析500例根治性切除患者临床资料，随机选择20例复发患者作为研究组和20例未复发患者为对照组，观察CD24在组织中的表达，研究表明研究组TNM分期、淋巴结转移患者比例明显高于对照组，单因素分析显示CD24阳性患者胃癌复发风险无差异，结果说明CD24的个体表达与胃癌的复发无关。以上结果表明，CD24与GC患者临床病理和预后明显相关，可作为判断胃癌患者预后的生物指标，但不可作为GC复发的独立判断指标。Zhao [ 16 ] 等人最新研究通过病理学检测表明胃肠上皮化生组织中CD24呈过量表达，且与胃肠上皮化生严重程度呈显著正相关(p < 0.001)，CD24主要分布在柱状上皮细胞的胞膜和胞浆中，并提出CD24作为胃肠上皮化生致癌的生物标志物，可能为胃肠上皮化生筛选高危候选人提供一个新的标志物，我们可以利用此特性从而早期发现肿瘤。因此，CD24不仅与GC患者TNM患者分期、分级相关，还可作为胃肠上皮化生致癌的生物标志物用于早期发现肿瘤。
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user: 5. CD24在GC中的作用机制 5.1. 肿瘤细胞增殖机制 CD24在GC组织中呈过量表达，诱导GC细胞增殖，可能的机制如下：1) Deng [ 17 ] 等学者采用定量PCR、免疫组织化学方法和流式细胞术检测胃癌组织中CD24缺失或过度表达对表皮生长因子受体(EGFR)表达和信号转导通路激活是否相关并对其机制进行了探究，结果表明胃癌标本中CD24和EGFR水平呈正相关，且CD24对EGFR稳定性的影响是通过胃癌SGC-7901细胞中RhoA活性介导的，由此得出，CD24通过参与及介导EGFE/GFE通路促进肿瘤增殖，且受RhoA活性的介导。2) CD24可以诱导细胞外信号调节激酶Raf-1和p38MAPK的激活而促进肿瘤生长，同时CD24还可以作用于p38MAPK途径的上游调控因子Lyn，促进其磷酸化及激活ERK1/2，进而激活下游信号通路参与肿瘤的发生及增殖 [ 18 ]。3) Muppala等研究发现 [ 19 ]，CD24在GC中发挥作用与mRNA相关，CD24通过激活Src蛋白上调miR-21的表达，从而促进肿瘤增殖，同时抑癌基因p53使miR-34a的转录激活，而转录的miR-34a下调CD24和miR-21的表达从而抑制肿瘤发展，因此抑癌基因P53通过下调CD24表达发挥抑制GC的发生发展，当P53基因缺失时则加快肿瘤的增殖与发生。4) 研究表明 [ 20 ]，CD24可激活Notch通路中的Notch1信号通路，进一步调节癌细胞上皮细胞向间充质细胞和干细胞转化，介导肿瘤细胞的增殖，更重要的是与肿瘤耐药的发生相关，严重的影响肿瘤预后。5) HH信号通路在GCSC增殖过程中起至关重要的作用，体外实验结果表明 [ 21 ]，HH信号通路的激活剂(sonic hedgehog， Shh)和抑制剂(GANT61)在基因水平和蛋白质水平均显著增强和降低CD24的表达(p < 0.05)。6) CD24还可能通过作用于胃癌细胞线粒体或线粒体受体而诱导或促进肿瘤的发生与增殖。因此，CD24的表达受HH信号通路调节，但具体机制目前尚不清楚。总之，CD24在信号通路及基因等多层面调节GC细胞的增殖与发生，在GC发生发展中发挥重要作用。 5.2. 肿瘤细胞侵袭及转移机制 CD24在GC发生发展过程中不仅与其增殖相关，更加到GC的侵袭与转移，可能的机制如下：1) CD24促进肿瘤细胞与基质黏附的作用是通过与其配体P选择素( P-selectin)相结合实现的，CD24可与P选择素相结合，促使肿瘤细胞与血小板和血管内皮细胞结合形成“血小板–肿瘤栓”，不仅可达到肿瘤转移的目的，还可以免受机体免疫系统的攻击，加速肿瘤的转移与侵袭。2) Terzioglu等 [ 22 ] 提出，CD24基因沉默可显著降低细胞迁移和侵袭能力，低氧处理可上调 CD24的表达，同时诱导胃癌细胞的运动和侵袭，相反CD24阴性细胞能够通过缺氧介导的CD24诱导获得细胞运动和侵袭能力。因此，在缺氧状态下可加快GC细胞的转移与侵袭。3) 体内外实验均表明 [ 23 ]，CD24通过激活STAT3而抑制胃癌细胞凋亡，介导胃癌细胞发生与侵袭。另外，CD24亦可通过上调GC癌细胞表面上皮钙粘蛋白、纤维连接蛋白和维生素D受体的表达促进胃癌细胞向组织侵袭。因此，CD24的存在使得GC侵袭、转移加快，导致GC患者预后欠佳。