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user: 3. 直流分量检测电路设计与分析 图5方案实现的关键就在于高精度直流分量检测电路的设计与实现。 3.1. 直流分量检测原理 图8. 直流量求取原理 直流分量测量原理是：在不含有直流分量的交流波形中，正半波的波形面积与负半波的波形面积正好相等。在含有直流分量的交流波形中，交流波形会往正侧偏移或负侧偏移，分别计算一周期交流量中正半部面积和负半部面积，从它们的面积差就可以得到直流分量的大小。在图8中，检测到一个交流周期为T的电压波形，由直流分量检测电路按正半周和负半周分离得到电压 V + 和 V − ，即得到正半波和负半波交流波形，在积分电路中进行积分，得到与各自面积相当的积分值 S + 和 S − ，求取它们的差值 Δ S = S + − S − ，得到正负半波面积差，由此得到直流分量的大小。也即是，设 I D C 为直流分量，T为周期，则有 Δ S = 2 ( I D C × T / 2 ) = I D C × T (19) 式(19)即是直流量计算式。 图9. 直流分量检测电路 3.2. 直流分量检测电路设计与分析 如图9所示，直流量检测电路由交流滤波电路、积分电路和光耦隔离电路、后级运算放大电路构成。由交流滤波电路得到50 Hz频率的交流波形，在后级积分电路被分离成正负半波并分别进行积分。由于最后一级放大电路与CPU控制板共地，而前一级滤波电路、积分电路与三相电网共地，因此设计光耦隔离电路解决前后电路非共地连接问题。 3.2.1. 交流滤波电路分析 三相并网逆变器输出的三相交流电流波形中，含有大量的由SVPWM调制产生的高频谐波，为了正确求取交流波形中的直流偏移，需要得到50 Hz频率的基波。为了不降低并网逆变器的整机效率，采样电阻选取毫欧级电阻，交流电流波形经过采样电阻后得到交流电压信号，该信号即进入图9所示交流滤波电路。图中 V i 1 和 V i 2 是采样电阻两端电压， V i 1 − V i 2 即由采样电阻得到的含有直流分量的交流电压信号。对应图9前级滤波电路分析得到传递函数式(20)、(21)、(22) U 1 = R 5 R 5 c 3 s + 1 × 1 R 6 + R 7 + R 6 R 7 c 5 s × v i 1 − R 15 R 15 c 9 s + 1 × 1 R 6 + R 7 + R 6 R 7 c 5 s v i 2 (20) U 2 = − R 4 / R 8 [ s 2 c 4 c 6 R 9 R 4 + ( R 9 + R 4 + R 4 R 9 R 8 ) s c 4 + 1 ] × U 1 (21) U 3 = 1 R 10 c 8 s + 1 × U 2 (22) 将图9中滤波电路各参数值代入上述各式中，最终得到： U 3 v i 1 − v i 2 = 200000 0.022 s + 1 × 0.00025 1 + 0.0022 s × − 20 0.022 2 s 2 + 0.022 s + 1 × 1 0.022 s + 1 = − 1000 ( 0.022 s + 1 ) ( 1 + 0.0022 s ) ( 0.022 2 s 2 + 0.022 s + 1 ) ( 0.022 s + 1 ) (23) 图10. 滤波电路波特图 式(23)的波特图如图10所示。整个模拟滤波电路的截止频率为50 Hz，即由采样电阻得到的交流电压信号中高频谐波被过滤掉，只允许基波频率为50 Hz的交流电压信号通过，由此滤波电路即得到提取直流分量所需的基波交流波形。 3.2.2. 积分求和电路讨论 由交流滤波电路得到基波交流波形后，将经过图9所示的两个积分电路进行交流波形正负半周面积求取。三极管 Q 1 用于选取交流电压信号负半周波形，三极管 Q 2 用于选取交流电压信号正半周波形。交流波形的正半周面积将由R16、C10与运放组成的积分电路求取，交流波形负半周面积将由R3、C2与运放组成的积分电路求取。 但实际应用中需注意积分误差问题： 1) 实际积分电路中积分误差来源： 理想积分器的表达式如式(24)所示： V O = − 1 R C ∫ t 0 t V i ( t ) d t + V o ( t 0 ) (24) 其中， V o ( t 0 ) 是初始时刻电容两端的电压差。运算放大器的输入失调电压，输入失调电流和输入偏置电流作为等效输入偏移量被积分，并且漂移量随着积分时间的增加而增长。假设积分器的电阻为100 K，电容为0.1 μF，输入电压为零，电容器初始电压为零，以常用的运放OP07为例，其输入失调电压的典型值为30 uV，输入失调电流的典型值为0.5 nA，积分时间为10秒，则这两项引起的误差为： V O ( t ) = − 1 R C ( V I O + I I O R ) t = 1 10 5 × 0.1 × 10 − 6 ( 30 × 10 − 6 + 0.5 × 10 − 9 × 10 5 ) × 10 = 80   mV 很显然这种积分漂移引起的直流量计算误差应尽可能避免。 2) 改善模拟积分器积分误差的途径 每次积分开始前，需对积分电容积累的电荷进行泄放，使得积分电容两端的初始电压为零，即 V O ( t 0 ) = 0 ，以免造成积分误差的持续积累。图5所示积分电路中二极管D1、D2为积分电容上的积累电荷提供了泄放通路。参照式(24)并根据图9所示，一路积分电路对输入信号进行积分，输出为 V O 1 = − 1 R C ∫ t 0 t V i ( t ) d t + δ 1 而同时另一路积分电路对地进行积分，输出为 V O 2 = − 1 R C ∫ t 0 t 0 d t + δ 2 其中 V i ( t ) 是输入信号， δ 1 和 δ 2 为积分误差。上述两路信号相减，则输出为 V o ( t ) = V O 1 − V O 2 = − 1 R C ∫ t 0 t V i ( t ) d t + 1 R C ∫ t 0 t 0 d t + δ 1 − δ 2 = − 1 R C ∫ t 0 t V i ( t ) d t + ( δ 1 − δ 2 ) 在上式中，如果 δ 1 、 δ 2 大小、方向一样，就可以有效地实时消除积分误差。 综上讨论可得出以下技术措施： 1) 应选择输入失调电压，输入失调电流和输入偏置电流这些参数较小的运放，应选择温漂很小甚至无温漂运放。 2) 在长时间积分过程中，单运放积分器的积分漂移是不能忍受的。积分电容可适当选取较大容值且具有低泄漏电流电容，电阻采用高精度低温度系数的电阻。二极管D1、D2消除了积分电容中积累的电荷，有助于降低积分误差。 3) 图9中两路积分电路采用对称结构设计有助于消除积分误差。 3.2.3. 光耦及后级放大电路 采用光耦是为解决前后电路地隔离问题，图中采用光耦HCNR201推荐输入电流范围为1~20 mA，因此，设计输入电流的最大值为 I F ( max ) = 20   mA 。采用 Q 1 、 Q 2 为光耦中的LED提供偏置电流， Q 1 、 Q 2 由±10 V供电，图9中光耦的限流电阻为 R 1 、 R 14 ，以 R 14 为例计算 R 14 = 10   V − 0.7 − 1.6   V 0.02 = 385   Ω ，实际取值390 Ω。HCNR201电流传输比最大值为0.72%，故耦合输出电流的最大值必须小于144 μA。检测出的交流电压信号按正半周和负半周分离，正侧和负侧分别积分后，将各积分值在最后一级放大电路中A点处进行抵消，正侧和负侧各半周期的面积差则是直流分量。在后一级放大电路中根据需要选择合适放大倍数将得到的直流量进行放大，放大后的直流分量进入CPU板，参与直流分量控制。直流量检测电路器件选型最好选用精密电阻、精密电容和无温漂运放，采用贴片元件能使整个电路板做的非常小巧紧凑，其成本远低于一个高精度电流传感器的价格。采样电阻采用毫偶级，其功耗是毫瓦级，对整机效率影响不大。