DreamBlooms/HansPub-15000-to-45000 huggingface dataset:
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user: 2. 实验系统及实验方法 为获取内插金属网管对竖直蒸发管内流动沸腾换热的影响规律，分别采用普通的光滑蒸发管及具有内嵌金属网管的蒸发管进行对比实验研究，在保持入口条件相同的情况下，获得传热系数的沿程分布特性。本研究采用的实验台如图1所示，整个实验系统包含两个回路，即主实验回路和冷却水回路。在主 图1. 实验系统。1：工质泵；2：科氏力质量流量计；3：背压阀；4：回热器；5：预热器；6：可视段；7：实验段；8：针阀1；9：针阀2；10：冷却器；11：储液罐；12：过滤器；13：针阀3；14：球阀；15：真空泵；16：高压氮气；17：冷却水泵；18：冷却水箱；19：冷却塔 回路中，采用去离子水为工质，工质由齿轮泵从储液罐中抽出并依次流经流量计、背压阀、回热器低温侧、预热器、实验段、回热器高温侧、冷却器，最后回到储液罐完成一个闭式循环；冷却水回路主要有冷却水泵、冷却水箱及冷却塔组成，用于排除主实验回路产生的热量。实验开始前，首先对整个试验回路进行抽真空后再注入去离子水，以排除不凝性气体对沸腾换热的影响。储液罐通过精密调压阀与高压氮气瓶连接，通过该精密调压阀可以控制实验段的运行压力。 实验开始前，首先对整个实验系统进行抽真空注液。储液罐通过高精度调压阀与氮气瓶相连用于控制实验系统的运行压力。齿轮泵用于调节实验管路内的流量，预热器和主实验段分别与两个低压大电流加热器相连。通过调整预热器加热功率，在主实验段进口分别获得泡状流、弹状流、混快状流及混块/环状流等流型，通过数据采集得到主实验段进口压力、进出口压差以及实验段的沿程温度分布，进而得到传热系数的沿程分布特性。 图2给出了实验段(2a)及内插金属网管的装配示意图(2b)，图2(c)给出了金属丝网的扫描电镜(SEM)图像，可以看出，金属丝网管的表面为编制的致密网状结构。工质经预热器预热后流经进口可视段进入竖直蒸发管实验段，实验段受热外管为316 L不锈钢管，其内径为14.03 mm，受热外管直接采用大电流通电的方式进行加热。实验段进出口可视段均采用耐热玻璃管，以便于对进出口的流型进行观察。金属丝网管是由目数为200 PPI的不锈钢金属丝网制作，网管外径为10.5 mm， 网面厚度为0.2 mm，网孔孔径为75微米。金属网管作为内插物直接插入不锈钢受热外管，并由支撑卡环支撑使其与外部受热管保持同心，金属网管通过靠近端部的固定卡环固定，防止金属网管与受热外管发生轴向的相对运动。固定卡环用于固定金属网管和受热外管的轴向相对位置。在主实验段受热管外壁沿程焊接了K型热电偶用来测量沿程的温度分布，热电偶为等距分布。
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user: 3. 数据处理及参数的不确定度分析 为计算实验段沿程传热系数，必须先进行主加热段内壁温的计算，已知实验段外壁温，并假设在绝 图2. 实验段及内插金属网管示意图.(a)实验段;(b)金属丝网管装配;(c)丝网面SEM图像 热边界条件下，进行一维的有内热源圆筒壁的导热计算。通过计算可推导出主加热段内壁温计算公式： (1) 式中， 为实验段沿程外壁温度，℃； ：实验段电源加热功率，W； 为实验段校核后的热效率，取90%；D为实验段受热外官的外径，单位：m；d为实验段受热外管的内径，单位：m；L：实验段有效加热长度，单位：m。 对流传热系数计算公式如下所示： (2) 其中，q为实验段上的热流密度，W/m 2 ；h为传热系数，W/m 2 k；T wi 为实验段内壁温度，℃；T wa 为工质温度，℃。 表1定量给出了实验研究参数的不确定度，其中仪表的不确定度由测量仪器厂家给定，对于间接测量，采用误差传递函数计算得出。
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user: 4. 结果与讨论 4.1. 入口为泡状流 在质量流速为G = 350.77 ± 2.00 kg/m 2 ，进口压力P in = 256.99 ± 6.00 kPa，进口过冷度为0.7℃时条件下，对主加热段入口为泡状流时的壁温和传热系数分布特性进行了研究。 图3给出了泡状流条件下普通光管与具有内嵌金属网管的新型蒸发管的碧温随干度的变化特性，其中T b 为普通光滑蒸发管的壁温分布特性，T m 为具有内嵌金属丝网管的新型蒸发管壁温分布特性，可以看出，对于普通光管和具有内嵌金属丝网管的新型蒸发管，壁温均随干度的增大而降低，这是由于在泡状流区，随着干度的增加，蒸发管内的传热由过冷状态泡状流转换为饱和态泡状流，气泡生长和脱离频 图3. 入口泡状流条件下壁温及传热系数分布特性(q = 29.04 kW/m 2 ).(a)壁温分布;(b)传热系数分布 Table 1 Uncertainties of the parameter 参数名称 不确定度 实验段内径 0.0011% 温度 0.5% 质量流量 0.2% 压力 0.1% 压差 0.1% 加热电源功率 0.14% 热流密度 2.24% 进口工质干度 0.56% 出口工质干度 0.58% 试验段内壁温 2.29% 传热系数 2.41% 表1. 参数的不确定度 率增大，气泡数量增多，气泡核化数量的增加以及核化气泡对流场的扰动使得换热增强和壁温降低。从传热系数沿程分布特性来看，在靠近受热管入口处，具有内嵌不锈钢丝网管的蒸发管具有较高的传热系数，在受热管中间段，两者的传热系数基本持平，而在靠近出口处，具有内嵌金属网管的蒸发管传热系数快速增加，显著大于普通光管的传热系数，这是由于在网管调控区进口处，由于网管端面的阻碍作用，使得上游来流工质的大部分经网管与受热外管的环隙之间流过，增加了进口的对流强度，从而强化传热；对于干度较低的泡状流，其传热机理包含核态沸腾和强制对流两种效应，当干度较小时，强制对流起主导作用，随着干度的增大，核态沸腾的主导作用变得显著。对于具有内插金属网管的新型蒸发管，网管的作用体现在：1)在入口附近，网管增加了上游来流的扰动强化传热；2)在蒸发管中间段，气泡在近壁区的扰动与金属网管对网管内外流体的湍流搅浑作用的阻碍作用相平衡，使得传热系数与普通金属网管相接近；3)在靠近蒸发管出口处，由于气泡的长大受制于环隙的空间尺度限制，气泡变为扁平状，使得气泡与受热壁面之间形成薄液膜传热，从而使得整体传热系数较普通光管增大。 4.2. 入口为弹状流 图4给出了质量流速为G = 353 ± 3.00 kg/m 2 ，进口压力P in = 256.99 ± 6.00 kPa，受热外管热流密度为37.18 kW/m 2 条件下，当入口为弹状流时普通光管和具有内插金属网管的新型蒸发管的壁温和传热系数变化特性。由图4(a)可知，对于光滑管和内插金属网管的蒸发管，壁温均随着干度增加而增大，并且新型蒸发管的壁温要显著低于普通光管的壁温2℃ - 4℃。从图4(b)所示的传热系数看，具有内插网管的新型蒸发管沿程传热系数均大于普通光管的传热系数，并且越到下游，传热系数增大的速度越快。通常，弹状流区的传热机理主要包含两方面，即(a)汽弹与受热壁之间存在的薄液膜蒸发换热；(b)汽弹尾流区的尾涡对流增强。当汽弹较短时，由于在整个管道截面上，尾涡区的时均截面占比较大，因此，对流增强作用显著。当汽弹较长时，对于特定的截面，当汽弹和液弹间歇通过时，薄液膜蒸发传热的时间占比较长，此时，薄液膜蒸发传热占主导地位。由于内插金属网管一方面阻碍了网管内外的湍流搅混使得传热弱化，另一方面使得进入网管调控区的汽弹变得更加狭长而增加了薄液膜传热区域，在相对较低的干度下，由于汽弹尾涡的对流效应为主导机理，网管对该尾涡对流效应的阻碍使得传热恶化，如图4(b)前三个截面，插入网管后的传热系数比普通光滑管略低；随着干度增加，伴随着汽弹的长大和变长，薄液膜传热机理变为主导，此时，内插金属网管由于增加了薄液膜传热区域而显著强化传热，靠近出口处的传热系数比普通光管最大强化2.4倍。 4.3. 混块状流 图5给出了质量流速为G = 354.33 ± 2.00 kg/m 2 ；进口压力P in = 262.25 ± 6.00 kPa，进口干度为X in = 0.0033141，受热管热流密度为51.76 kW/m 2 条件下，当入口如混块状流时普通光管和具有内插金属网管的新型蒸发管的壁温和传热系数变化特性。混块状流是由弹状流发展而来的，随着热流密度的增大，汽弹在长大过程中其速度也持续增大，当汽弹周围的下降液膜发生液泛时弹状流便转换为混块状流，当混块状流进入丝网调控区域时，由于网管端面的界面张力作用，气相进入环隙，只有液相进入网管。在沿程的环隙空间内，由于截面含汽率较大，一方面容易发生蒸干造成局部温度升高，另一方面由于蒸发过程导致环隙内蒸汽迅速增多同时压力增大，当蒸汽压力突破网管的界面张力时，蒸汽相经由网管侧壁进入到网管内部，同时网管内的液体进入到环隙空间，这样网管内外变产生了气液的交换，这种气液交换现象的存在可以在受热壁面产生再润湿，壁面受热壁面长期蒸干烧毁，这对于传热是有利的。在靠近网 图4. 入口弹状流条件下壁温及传热系数分布特性(q = 37.18 kW/m 2 ).(a)壁温分布;(b)传热系数分布 图5. 入口混块状流条件下壁温及传热系数分布特性(q = 51.76 kW/m 2 ).(a)壁温分布;(b)传热系数分布 管进口区域，如图5(b)所示，插入金属网管后，由于网管对截面湍流交换的阻碍作用，传热系数略降低；在网管下游，由于网管内外强烈的气液交换，使得传热系数得到进一步强化。与弹状流区域相比，混块状流的传热系数强化比最大为3.7倍，显著大于弹状流区，这是由于混块状流区域的湍流对流作用为主要传热机理，普通光管的传热系数相对于弹状流区域要低，这使得强化传热比相对较大。 4.4. 入口为混块/环状流 在本研究中，混块/环状流定义为混块状流到环状流过渡的一种流型结构，其截面含汽率位于混块状流和环状流之间。针对该类流型，如图6(a)所示，普通光管和具有内插金属丝网管的蒸发管壁温沿流动方向呈逐渐降低趋势。从传热系数角度分析，如图6(b)所示，在靠近丝网管调控区入口处，具有内插金属丝网管的蒸发管的传热系数较低，即进口附近出现传热恶化区，这是由两方面的原因造成的：1)在近环状流区，普通光管中的两相流换热系数相对较大；2)插入的金属网管部分抑制了管内气液两相流在径向方向的热质交换。在蒸发管下游，传热系数逐渐增大并且具有内插金属网管的新型蒸发管的传热系数超过普通光管，这是由于在下游，蒸发管内环状流较混块状流占比增大。在环状流未发生蒸干之前，金属网管的作用在于，将整个蒸发管内部分成网管内外两个空间，由于网管侧壁为尺度为75微米的微孔，径向方向的动量交换被部分抑制，环隙区内受热壁面上液膜附近的蒸汽具有更高的流速，从而使得液膜较普通光管变薄更为迅速，越薄液膜对应更高的传热系数。同时，我们也可以推理针对高干度环状流区，内插金属网管将阻碍内部气芯中的液滴重新在受热壁面沉降，这将导致较早的发生蒸干过程，因此，针对高干度环状流，为避免蒸干过早发生，并不推荐采用内嵌金属丝网管来强化传热。
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user: 5. 结论 针对竖直管内流动沸腾换热，在已有冷态空气/水两相流流型调控基础上，采用不锈钢金属丝网管作为内插物，研究了泡状流、弹状流、混块状流及混块/环状流的壁温及传热系数沿程分布特性。研究发现，金属丝网管对传热的影响主要表现在两个方面，即1)金属丝网管将整个受热蒸发管内部分为环隙区和网管内部区，网管侧面的微孔对受热管内部径向方向的湍流搅混产生抑制作用，使得强制对流效应为主导的传热发生弱化；2)在相对较低的干度下，由于金属网管侧壁的界面张力作用，环隙内的蒸汽无法进入网管内部而变为被挤压的狭长气泡，增大了薄液膜传热的区域，使得薄液膜蒸发效应增强。实验总体证明，采用金属网管强化竖直管内沸腾换热在泡状流、弹状流和混块状流区域均效果显著，但对于环状流，由于网管将阻碍汽核中携带液滴的再沉降，使得蒸干过早发生，因此，不建议在环状流区采用该技术。 图6. 入口混块/环状流条件下壁温及传热系数分布特性(q = 30.65 kW/m 2 ).(a)壁温分布;(b)传热系数分布
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user: 摘 要 华能洛阳热电厂350 MW超临界供热机组采用单列布置风机，对机组能耗进行分析，将锅炉和汽机主要参数与设计值进行比较，分析相关参数，提出降低能耗方法，对主要辅机厂用电进行分析，分析降低厂用电措施，对单列风机特性进行分析，保证机组运行安全。 关键词 :降低能耗，比较，单列风机
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user: 1. 系统简介 华能洛阳热电有限责任公司2 × 350 MW超临界热电联产工程采用单列布置引、送、一次风机及空预器，机组主要信息见表1，机组主要参数见表2。
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user: 2. 机组试运能耗指标 华能洛阳热电厂#1、#2机组分别于2015年5月17日和6月7日通过168小时试运。两台机组168试运期间负荷率均达到100%，#1机组发电煤耗295克/千瓦时，供电煤耗312.5克/千瓦时[ 1 ] ，发电厂用电率5.6%；#2机组发电煤耗294克/千瓦时，供电煤耗309.8克/千瓦时，发电厂用电率5.1%。，由于电网负荷低，1号和2号机组负荷分别为55%和62%，#1机组发电煤耗300.56克/千瓦时，供电煤耗318.45克/千瓦时，发电厂用电率5.62%；#2机组发电煤耗299.61克/千瓦时，供电煤耗317.04克/千瓦时，发电厂用电率5.5%。机组负荷率低是机组能耗指标攀升的主要因素，为对机组运行方式进行优化，降低能耗，通过对机组运行参数与设计值对标来分析查找机组存在的影响能耗指标问题进行处理，通过燃烧调整试验来提高锅炉效率，通过红外成像测温等手段检查漏热，使机组各项能耗指标达到或优于先进值。目前性能试验测点已安装结束，并通过性能试验所验收，机组当前能耗水平与设计值对比见表3。 设计值为供热工况，未进行纯凝工况的测算，因此不具备对标条件。
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user: 3. 锅炉数据分析及改进措施 锅炉主要参数与设计值对比见表4。 锅炉数据对比分析及优化措施，通过参数对比，我厂目前锅炉侧设备影响能耗指标的因素主要有以下几方面： 1) 机组排烟温度较设计值偏高10℃以上，主要原因为低再吸热量及低过吸热量低于设计值，该段的烟温降低于设计值，同时空预器存在漏风量偏大也是造成排烟温度高的原因之一。 2) 机组飞灰含碳量长期处于10%左右，严重影响锅炉效率。主要原因为机组投产后锅炉未进行燃烧调整试验，锅炉烟气氧量、配风方式等运行调整存在不足之处。 3) 磨煤机入口风量表、出口一次风速表指示不准确，影响磨煤机风量的调整，影响燃烧的调整，影响制粉系统风量投自动，影响锅炉整个风量的计算调整。 4) 给煤机运行过程中给煤量波动10%，不能准确反映给煤量。 针对以上因素的改进措施： 1) 进行燃烧精细化调整试验，通过试验找出合适的运行工况，提高锅炉稳定性和经济性。 Table 1 The main information of uni 项目 制造厂 型号 型式 锅炉 哈尔滨锅炉厂 HG-1163/25.4-PM1 单炉膛、一次再热、对冲燃烧方式 汽轮机 东方汽轮机厂 CC350/272.87-24.2/1.1/0.4/566/566 三缸双排汽、单轴、双抽供热机组 发电机 东方电机厂 QFSN-350-2-20 三相交流同步发电机 表1. 机组主要信息 Table 2 The main parameters of uni 机组参数 数值 锅炉最大连续蒸发量/t∙h −1 1163 锅炉额定蒸汽压力/MPa 25.4 锅炉额定蒸汽温度/℃ 571 再热器蒸汽流量/t∙h − 1 970.2 再热蒸汽出口压力/MPa 5.55 再热蒸汽出口温度/℃ 569 给水温度/℃ 295 发电机额定电压/kV 20 发电机额定电流/A 11，887 表2. 机组主要参数 Table 3 Comparison of unit energy consumption and design valu 项目 设计值 #1机组 #2机组 #1机组 #2机组 100%负荷 53%负荷 发电标准煤耗率/g(kWh) −1 244.8 295 294 300.04 300.79 供电标准煤耗率/g(kWh) −1 257.1 312.5 309.8 318.87 319.44 全厂厂用电率/% 6.59 6.3 6.5 6.68 6.78 表3. 机组能耗与设计值对比 2) 与空预器厂家(哈锅)配合调整空预器各密封间隙，降低漏风量； 3) 对磨煤机一次风量测量不准情况，已采购多点阵列式差压测量仪进行测试，视情况进行更换。 4) 给煤机误差偏大问题配合厂家正在进行调整，如误差仍不能满足要求，考虑进行更换。
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user: 5. 厂用电率对比分析及措施 主要辅机设备厂用电与先进值比较见表6。 上表列出了我厂两台机组168满负荷期间及7月份双机运行期间厂用电率分解表，由于168期间以安全、稳定运行为主，设备旋转备用量较大，造成厂用电率较高，不能完全代表我厂机组能耗水平，但基本能够发现能耗超标的问题。 1) 循环水泵电耗 循环水泵电耗较高，168满负荷期间双泵运行，同时我厂为双机单塔，设计流量较正常值高，同时循泵压头也较设计值高1米水柱，造成电耗高。 2) 凝结水泵电耗 凝泵电耗超先进值，我厂凝泵设有变频为一拖二设计，可停泵进行工频、变频切换，二号机组168后已降凝结水压力运行，耗电率低于0.18%，但由于#1机组主机低压轴封减温水喷头堵塞，当凝结水压 Table 6 Comparison of the electricity between main auxiliary equipment factory and advanced valu 项目 先进值 #1机组 #2机组 #1机组 #2机组 循环水泵/% 0.75 1.16 1.22 1.332 1.425 凝结水泵/% 0.18 0.28 0.22 0.271 0.168 一次风机/% 0.6 0.34 0.45 0.536 0.733 送风机/% 0.22 0.31 0.22 0.210 0.185 引风机/% 0.8 1.15 1.02 0.950 0.842 磨煤机/% 0.4 0.22 0.26 0.291 0.281 表6. 主要辅机设备厂用电与先进值比较 力降低时不能保证低压轴封温度，因此#1机组凝结水压力不能低于2.3 MPa，造成耗电率超标，此缺陷已在停机中解决。 3) 一次风机、送风机、引风机电耗 三大风机电耗之和高于先进值，主要原因为设计功率偏高，载满负荷状态下，挡板开度小于50%，初步判断设计容量偏大。 4) 磨煤机电耗 磨煤机电耗低于先进值，初步判断为磨煤机分离器转速未调到最大值，煤粉细度进一步降低后，磨煤机电耗将进一步提升。
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user: 6. 单列风机运行情况 该锅炉配有成都电力机械厂生产的一台动叶可调轴流式引风机(HV27050-22)，一台动叶可调轴流式送风机(GU15236-02)和一台动叶可调轴流式一次风机(GU23834-12)。 机组采用单列风机运行型式[ 3 ] [ 4 ] ，系统相对简单，单列风机采购费用降低，安装、调试、维护工作量减小；采用单列风机运行后厂用电率下降。但是双列布置风机中的单台风机跳闸后RB动作，机组降负荷运行，单列风机跳闸后机组MFT保护动作，导致跳机，单列风机对设备运行可靠性要求提高，因此对风机保护逻辑进行优化，机组试运过程单列风机运行可靠、稳定，保证机组安全稳定运行。
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user: 7. 结论 洛阳电厂单列风机运行安全、稳定，降低厂用电率；将锅炉和汽机主要参数和设计值进行比较，针对差异提出改进措施和建议，降低机组煤耗，提高机组经济型，保证机组安全、可靠运行。
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user: 摘 要 考虑到超宽带通信系统对现有其它无线通信系统运行的影响，设计一种具有WiMAX陷波特性的超宽带天线。该天线尺寸大小为0.8 mm × 30 mm × 34 mm，采用圆弧状T形贴片作为辐射单元，并通过在该辐射贴片上开L形槽来实现陷波特性。仿真实验结果表明：天线的带宽为2.9~10.8 GHz，同时具有3.2~3.8 GHz的陷波，平均增益约为4.0 dBi，并具有稳定的准全向性辐射特性。该天线能够满足多种超宽带通信系统的应用要求。 关键词 :超宽带天线，陷波特性，T形贴片，L形槽
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user: 1. 引言 超宽带通信技术(UWB， Ultra-Wide Band)是一种以极低功率谱密度在短距离内高速传输数据的宽带宽无线通信技术。认定超宽带天线有两种不同的标准：一种定义是1990年由美国国防部先进研究项目署(DARPA)报告提出，指分数带宽超过25%的天线；另一种定义最近由联邦通信委员会(FCC)提出，将25%改为20%。同时FCC规定3.1 GHz~10.6 GHz之间总共7.5 GHz带宽范围属于UWB使用频段。超宽带技术具有带宽大、传输速率高、抗干扰性强等优点，因此被广泛应用于通信、雷达和军事等领域 [ 1 ] - [ 3 ] 。作为超宽带通信系统的重要组成部分，超宽带天线这几年受到了越来越多的关注和重视，许多具有不同形状辐射贴片或缝隙的单极子UWB天线相继被提出。 然而，UWB系统的宽频特性将干扰现有其它无线通信系统的运行。如IEEE WiMAX网络(3.3~3.7 GHz)就工作在UWB频带内。因此，设计具有陷波特性的UWB天线就显得十分重要。目前，国内外学者在设计超宽带天线时，为使天线具有陷波特性，采用了多种不同技术来实现目的，例如，可以在天线的结构中附加寄生结构单元贴片 [ 4 ] [ 5 ] ，使用分形结构 [ 6 ] [ 7 ] ，改变调谐枝节结构 [ 8 ] [ 9 ] ，嵌入不同形状大小的槽 [ 10 ] - [ 13 ] 等。其中在辐射贴片或者介质板上嵌入不同形状大小槽的方法应用最为广泛。嵌入槽结构天线比较容易产生陷波，槽的大小，形状，宽窄等参数皆对产生陷波的性能有直接影响，可以决定产生陷波的频率范围，陷波峰值的大小以及带宽等，然而对整个频带内阻抗匹配影响并不大。常规槽嵌入方法是使槽口成线性，即槽口宽度很窄，可以改变槽口长度来调节陷波特性，灵活性大大增加。槽的形状是各式各样的，比如直线形、T形、H形、O形等。不管槽的形状如何变化，其目的大多是通过改变天线的表面的电流分布来使得陷波具有不同的特性。 基于此，文中设计了一种具有WiMAX陷波的小型微带超宽带天线。天线的辐射单元采用T形贴片，通过在该T形辐射贴片上嵌入L形槽，使其在窄带WiMAX频段(3.3~3.7 GHz)产生陷波，避免对其产生干扰。此外，采用微带反馈传输线和局部接地的方法，使得所设计的超宽带天线在较宽的频带内具有良好的阻抗匹配，高增益和准全向辐射特性。
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user: 2. 天线结构设计 文中所设计的超宽带天线的结构如图1所示。从图1中可以看出，天线为T形弧状结构，为了缩减天线尺寸，该天线由辐射贴片、介质基板和地平面三层组成，其尺寸为0.8 × 30 × 34 mm 3 ，介质基板采用FR4材料，厚度为0.8 mm，介电常数为4.4。在介质基板上的一面附着金属片作为辐射贴片，辐射贴片的窄末端与微带线相连进行馈电，使用CST微波工作室进行天线的建模与仿真工作。计算仿真设置天 图1. 天线几何结构：(a) 正面，(b) 背面 线特征阻抗为50Ω，使天线对传输线系统具有良好的性能匹配。同时，50Ω是作为标准特性阻抗，是根据空气同轴线中最小衰减条件和最大功率容限条件折衷考虑的，也是大多数射频测试仪器的输入特性阻抗。介质基板的另一面附着一层矩形的金属片作为接地板，接地板长度为W 0 ，宽度为L 1 。 根据上文所阐述的设计原理和步骤，使用电磁仿真软件CST微波工作室对天线进行初始化设计，天线的几何结构尺寸参数如图中所示。图1中天线几何结构主要参数分别为：W 0 = 30 mm，W 1 = 4 mm，W 2 = 11 mm，W 3 = 6 mm，W 4 = 2.2 mm，L 0 = 34 mm，L 1 = 12 mm，L 2 = 12.8 mm，L 3 = 4 mm，R = 11 mm。 通常，判断一个超宽带天线是否有意义，最终取决于它能否与超宽带设备成功地集成在一起。该文中设计的天线具有较小的体积和较低的剖面尺寸，符合小型天线的设计规范，方便实现该天线与小型超宽带系统的良好性能匹配与集成化设计。在天线的设计过程中，通常可以通过仿真结果来分析出天线尺寸参数的变化对天线性能指标的影响规律，从而快速有效地对天线结构进行优化，从而更好地完成天线设计，以满足需求。 阻抗匹配是天线的重要参数之一，良好的阻抗匹配可以得到最高的功率传输和效率。天线匹配的质量通常采用驻波比(VSWR)或回波损耗参数S 11 来衡量。驻波比VSWR < 2，S 11 低于−10 dB左右的情况属于较好的一类。从现实的意义上来说，第一，现代超宽带天线不需要覆盖尽可能宽的频带，它只要也必须覆盖某种特定的频带即可，从这一点上说，多余的带宽会恶化系统的性能，反而是无效带宽；第二，它与多窄带天线不同的是，在同一时间内，它使用的哪怕不是全部工作带宽也是绝大部分带宽。通过仿真分析的结果，从图2、图3中可以看出，在满足回波损耗小于−10 dB或VSWR < 2的条件下，该天线的阻抗带宽为2.9~10.8 GHz，该带宽可以覆盖整个FCC规定的UWB频段。该天线在整个频段内辐射性能良好，不存在无效带宽，具有准全向辐射的特性。 为了使天线的实用性更强，应用性更好，考虑在WiMAX频段内产生陷波，以避免对现有WiMAX 系统的影响，增强天线在实际工作中的实用性，下面考虑分析优化改变天线的结构，使之在3.3~3.7 GHz内产生陷波。
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user: 3. 陷波超宽带天线设计与分析 为了使该天线具有陷波的特性，在贴片上嵌入L形槽。L形槽的宽度为S，总长度为L = L s + L d ，L s 为L形槽的长边，L d 为L形槽的短边，如图4所示。该L形开槽可使天线产生陷波特性。其中谐振频率可近似由下列公式计算。 (1) (2) 其中， 为有效介电常数， 为谐振频率， 为介质板的介电常数， 为光速。L为折线型结构单元的长度。通过分别改变L形开槽位置和长度，可使天线在WiMAX 频段内电压驻波比VSWR > 2 (或S 11 > −10 dB)，在FCC的其他频段内VSWR < 2(或S 11 < −10 dB)，优化了超宽带天线的特性，实现天线的陷波 图2. 天线的回波损耗 图3. 天线的驻波比 图4. 开槽后的天线几何结构(正面) 特性，以避免对窄带WiMAX系统工作的影响，从而增强了天线的实用性。 在进行参数研究之前，利用电磁仿真软件CST微波工作室对天线表面电流分布进行了分析。在通带内天线的表面均匀分布着电流，而在阻带内天线的表面电流集中在圆弧状L形槽附近。这表明圆弧状L形槽结构能够通过改变天线的表面电流分布，从而形成L形槽的参数谐振结构，使天线实现陷波功能。经过多次仿真计算，将槽的各个参数大致确定，对参数的值在小范围变化中进行优化设计。L形槽宽度S为0.2 mm，长边长L s 为12 mm，短边长L d 为1 mm。槽在不同的位置，使陷波产生的频段也不同。如图4所示，文中天线通过CST微波工作室的建模仿真分析，优化其参数，确定了嵌入槽的位置。而L形槽长边和短边使用不同的参数，其辐射特性也会有很大的不同。通过在建模仿真中发现，L形槽的长边越长，陷波位置向低频率段偏移，而L形槽短边则可以控制陷波的频段宽度，经过多次仿真分析，当长边长L s 为12 mm，短边长L d 为1 mm时，陷波的位置正好在3.2~3.8 GHz频段。可以知道L形槽的各个参数对陷波中心频率的影响程度，即L形槽中多个参数都对陷波中心频率有较大影响。可以通过调整L形槽中的一个影响较大的参数将陷波控制在理想的位置，并通过改变L形槽的长边或短边的长度对陷波中心进行微调，使中心频率的位置更为准确。相对于线形槽只能靠改变槽的长度参数来控制陷波位置，L形槽结构的优势在于能够以槽参数组合的形式来达到此目的。显然，这样的陷波结构更加灵活，更能够适应实际生产和应用的需要。 通过仿真分析，具有陷波特性天线的回波损耗如图5所示。从图5中可以看出，天线在3.2 GHz~3.8 GHz频带附近产生陷波，其回波损耗S 11 > −10 dB。从图6中也可以看出，在2.9 GHz~10.8 GHz频率范 图5. 具有陷波特性天线的回波损耗 图6. 具有陷波特性天线的驻波比 围内，除了在3.2 GHz~3.8 GHz频段内天线驻波比(VSWR)都小于2，符合预期的性能要求，达到了设计目的。 从应用的角度考虑，超宽带天线在具备陷波特性的同时，需要在通带内具备较高的天线增益，以及全向性或准全向性远场辐射特性。图7为天线增益随工作频率变换曲线，为了更好地说明天线的阻带增益特性，图中只显示2.0 GHz~6.0 GHz频率范围内的增益曲线。从图7中可以看出，天线在通带内增益较大，而在3.2~3.8 GHz频段内增益曲线产生了凹陷，也就是说，在阻带范围内天线的增益明显下降， 表明了该天线具有良好的阻带特性。 图8和图9分别为该天线在3 GHz、6 GHz、9 GHz的E面和H面远场辐射方向图。从图8可以看出，E面的远场辐射方向图呈哑铃形状，各个频段的辐射特性具有对称、近似等幅和准全向性特点，天线的E面辐射特性与单极子UWB天线类似。从图9可以看出，3 GHz和6 GHz的H面的远场辐射方向图在整个频段内近似为等辐和全向性，而9 GHz的H面的远场辐射方向图呈侧压缩的“8”字形，幅值也小于3 GHz和6 GHz的远场。这说明该天线的低频段H面远场辐射性能优于高频段H面远场辐射性能。 图7. 天线的增益 图8. 天线E面辐射特性 图9. 天线H面辐射特性
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user: 4. 结论 文中提出一种具有WiMAX频段陷波特性的超宽带天线。该天线的陷波结构由辐射贴片上嵌入的L形槽产生。对L形槽的参数研究表明，相对于线形槽，这种开槽结构能够灵活地用槽参数组合的形式更有效地对陷波中心频率进行控制。同时，通过实验仿真结果分析，表明该天线具有良好性能。
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user: 摘 要 鉴于多元位置相移键控(MPPSK)是一种基于位置的调制方式，在硬件解调器中相位同步尤为重要。本文提出一种MPPSK信号解调器的位同步方式，将利用MPPSK调制自身的信号特性实现同步，核心在于找到每个符号周期的起始位置，将MPPSK的调制位置定位到正确的判决区间中，并利用解调信号的反馈对接收信号进行实时相位微调，尤其在非整数倍采样时，能消除因采样点个数取整而引入的相位偏差。 关键词 :位同步，MPPSK，数字解调，判决区间
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user: 1. 引言 数字相位调制方式通过对不同符号的信息调制出现在载波的不同时间位置来区分不同的码元[ 1 ] ，而多元位置相移键控(MPPSK: M-ary Position Phase Shift Keying)作为一种特殊的数字相位调制方式[ 2 ] ，利用了多进制信息符号对正弦载波的不同相位跳变位置进行相移键控，在解调过程中需要精确识别接收码元序列每个符号的起始位置，以该位置为基准获取各个符号跳变位置的相位偏差，从而准确地检测出待解调信号。 位同步是指从接收信号中提取码元定时的过程[ 3 ] ，目的是使每个码元得到最佳的解调和判决。位同步是数字通信接收机正确取样判决的基础，无论是基带传输还是频带传输都需要。位同步提取的同步信息是频率为码元速率的定时脉冲，相位则由判决时的信号波形决定，可能在码元中间，也可能在码元终止时刻或其它时刻。因为接收机时钟与发射端时钟不可能完全吻合，将导致时钟周期上的微小误差，在大量的数据传输过程中，这种微小误差的积累就会大大降低传输性能。因此，在数据通信中，首先要解决的是收发双方时钟频率的一致性问题。而有时因为接收机系统的一些特殊需要，收发工作时钟会不一致(如本文实验中涉及到的调制解调系统)，但即使在这种情况下，依旧要保持每一位数据的同步。可见，位同步的目的是使接收端接收的每一位信息都与发送端保持同步。 在传统的数字调相信号的解调系统中，需要先进行载波同步，才能获取到各个跳变的相对位置信息。而MPPSK调制信号自身含有强载波，能通过与载波的相对位置迅速确定码元周期的起始位置，比其它位同步方式更为简单有效。
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user: 2. MPPSK信号解调系统 MPPSK是一种不对称数字调相方式，通过对不同符号的信息调制出现在载波的不同时刻来区分不同的码元，利用多元信息符号对正弦载波的不同相位跳变位置进行相移键控。当取相位调制角 时，其调制波形表达式如下[ 2 ] [ 4 ] ： (1) 其中， 为调制载波的角频率， 为载波周期， 为符号保护间隔控制因子， 由和整数M、N、K构成了改变MPPSK信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”。 对于周期出现的保护间隔 ，会在信号功率谱内引入额外的线谱，严重影响MPPSK调制的性能，故本文令 ，取消相邻符号之间的保护间隔，则其具体波形表达式如下： (2) 因为没有了保护间隔，不同符号的在载波周期中调制位置将均匀分布在整个符号周期中，整数M、N、K严格满足 。 为了提高频谱利用效率，MPPSK中的符号“0”和非“0”符号之间区别很小，仅相位反转的位置不一样[ 5 ] 。为了能够在解调时准确区分出这种差异，我们采用一种特殊的“冲激滤波器”来把MPPSK的相位跳变转变为幅度跳变[ 6 ] 。冲激滤波器既可以是数字的，也可以是模拟的。其中，数字冲激滤波器是一种特殊的无限冲激响应(IIR)滤波器，由非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，以使其中心频率处呈现一个极窄的陷波-选频特性，频率响应如图1(a)所示，该滤波器可将非“0”符号的信息调制处转化为幅度冲激，输出信噪比显著提升，但在符号“0”处则无相应的波形冲激，如图1(b)所示。因此，根据冲激所处的位置便可知道信息调制的位置，通过门限判决或进一步的处理即可完成解调。该解调方法并不需要同步收发两端的时钟周期。 目前实现位同步的方法主要有外同步法和自同步法两种[ 7 ] ：外同步法需要额外传输位同步信息，自同步法则是从信号码元中提取位定时的频率分量。MPPSK调制采用外同步法，本文提出的方法是利用额外的连续同步码来完成收发端位同步的。
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user: 3. MPPSK接收机实时位同步 MPPSK调制根据M的不同会在一个码元周期的不同位置有相位跳变，虽然通过冲激滤波器可将相位跳变转化为幅度冲激，但接收机在完成位同步之前并不能确定每个冲激对应的相位，同时又因为MPPSK是一种没有周期保护间隔的调制方式[ 8 ] ，所以定位每个接收符号的边界是解调中的关键[ 9 ] 。 为定位符号起始位置并顺利度过接收机解调过程中的震荡阶段，将在数据位传送之前发送多个符号“1”。接收机将接收信号通过冲激滤波器处理后，连续的同步码元“1”会转变为时域上间隔相等的冲激序列[ 10 ] [ 11 ] 。 该同步方法在硬件实现时需要两个计数器：Cnt1记录当前采样点在整个符号中的位置，满足 ，是符号解调判决和实时相位调整的关键；Cnt2记录连续出现的同步码元，是定位每个接收符号起始位置的关键。 Cnt1从接收机启动便开始计数，为了能在检测到第一个冲激时便能解调出信号，Cnt1必须在达到 时完成复位，重新计数。Cnt1完成解调的过程为：当一个码元周期中出现冲激最高点时对应的Cnt1计数值满足 时，便将该码元解调为Symbol = n。当接收到数据符号之前的同步“1”码元时，还未进行位同步，Cnt1的计数零点并不是码元周期的理论起始位置，所以第一个同步码元可能被解调为任意一个码元，如Symbol = 7。虽然符号码元的绝对数值并不正确，但是冲激的相对位置却完全一致，所以其后的同步“1”码元都会被解调为“7”，当解调出连续若干个相同码元之后，使得计数值Cnt2大于某一阈值时(该阈值为实际中能完成位同步的最少同步码个数)，系统将认定之前的连续相同码元为符号“1”，并以该符号“1”时域冲激出现的位置作为新的基准，通过相对位置计算出后序的数据位。具体实现方式为：在接收到连续多个相同码元后，将这些码元的时域冲激最高点对应的Cnt1计数值修改为 (即符号“1”的判决区间的中点)。 完成位同步后，码元的起始位置也在实时修改。当冲激最高点对应的Cnt1满足 时，即可将该符号解调为Symbol = n。但是理论上Symbol = n的冲激点Cnt1应该在符号“n”判决区间的中点，即 。若实际解调中的Cnt1相对于理论值 的偏差较大，在该符号判决之后对其进行相位微调。即将Cnt1设置在 范围内，其中 。这种实时相位调整可有效防止因偏差累积造成的冲激点渐渐向判决区间边界偏移。 图2表示以M = 64为例，冲激所在位置与符号之间的示意图。图2中用●来表示不同符号对应冲激 图1. 冲激滤波器的频域特性和对MPPSK信号的输出响应 图2. 冲激位置对应判决区间示意图 的最高点所在的理论位置，○表示每个符号判决区间的边界。如果以符号“1”的位置作为原点(即位置起点)，那么每一个符号出现冲激的位置相对于原点是固定的。两个相邻符号(如符号“3”和“4”)对应的冲激位置也应该是相邻的(对应图2中的“3”和“4”两个位置)。在数字解调器中，调制符号都是以离散采样点序列顺序储存的。假设每个符号的长度为K个载波周期，采样倍数为A，则相邻两个冲激的位置间隔K × A个采样点，所以将每个符号的判决区间设置为K × A个采样点，将理论的冲激位置放置于判决区间的中点，以达到最佳判决。当一个符号的冲激点落在某一判决区间中，则将此码元判决为该区间对应的符号数。如上位置判决方式用数学表达如下： 使得码元冲激对应的采样点的位置D满足 ，则符号Symbol = n。 该位同步方法基于如上MPPSK的解调原理。MPPSK接收机只需接收到连续的调制信号，并在不需要载波同步的情况下利用冲激滤波器产生连续的冲激序列，符号的起始位置以及不同符号对应的判决区间并不知晓，因此需通过实时位同步来获得码元的起始位置并实时调整判决区间。
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user: 4. 位同步实验 采用的调制参数为M = 64，K = 3，N = 128。为了适用于数字调幅广播系统，将载波频率设为 。发射端发送5个连续码元“1”后开始发送5~63的数据。 接收机需要将接收信号上变频到10.7 MHz中频，以便统一处理，然后采用10倍频采样，所以采样率为107 MHz。采样后的中频信号通过数字冲激滤波器后会产生幅度冲激。参见图3，取包络后便可根据冲激的位置进行位同步并完成解调 [ 12 ] 。 仿真中可以自己添加一定的时延来模拟实际收发系统中的相位偏差，以此来验证接收端位同步的效果。由于发送信号的载波频率为1.116 MHz，可知一个符号的采样点数为107/1.116 × 3 × 64 = 18408.6022，每个符号对应的判决区间为107/1.116 × 3 = 287.6344，都不是整数。取一个符号的计数周期为18408，符号“n”的判决区间设为 ，造成的相位偏差通过每次解调后的实时位同步来消除。 图4为接收机模拟实时位同步的过程。图中第一行为待解调波形的时域包络；第二行为Cnt1；第三行为前一个符号周期内包络最高点对应的Cnt1；第四行为Cnt2；第五行为前一个解调出的符号。在如图所示的实时位同步模拟中，当解调出连续3个相同码元后(实验中为36，实际上可能是1~63中的任何整数)，会将之前接收到的3个码元判定为符号“1”，然后根据冲激的位置来调整下一次的计数起点，图中Cnt1计数过程中的突变就说明此时系统对接收序列进行了相位调整。 图5是一个64位计数的解调结果，可以看出在初始阶段的位同步之后，接收机正确解调出了剩下的码元序列，为5~63。 图3. 通过冲激滤波器之后的时域包络 图4. 接收机实时位同步过程的模拟
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user: 5. 性能测试 为了能够直观地观察添加实时位同步之后解调性能的提升效果，使用Matlab对MPPSK调制解调器进行仿真 [ 13 ] 。因为软件仿真中不会出现实际收发系统中相位偏移的现象，所以该对比实验采用人工添加固定时延来模拟实际相移。分别计算出无位同步之前的误码率和添加实时位同步之后的误码率，进行对比。 图6是添加实时位同步前后解调性能的比较。可以看出，添加实时位同步之后的解调性能要明显优于没有添加的，且在信噪比较高时这一优势进一步扩大。 图5. 64位计数器的解调波形 图6. 实时位同步的性能仿真
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user: 6. 结论 本文提出的MPPSK信号解调器的位同步方式，从MPPSK调制信号的冲激滤波响应中找到每个符号周期的起始位置，将MPPSK的调制位置定位到正确的判决区间中，并利用解调信号的反馈对接收信号进行实时相位微调，消除了非整数倍采样而引入的相位偏差，实现了MPPSK接收机的正确位同步。
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user: 1. 引言 雷达作为军中“千里眼”，是未来战争中指挥员得以运筹帷握、决胜千里的最基本的信息获取手段。但是，现代雷达面临的目标环境和电磁环境日趋复杂，趋复杂，各种有源、无源干扰，反辐射武器，低空、超低空突防，特别是隐身技术等都对传统雷达技术提出了严峻的挑战。现代雷达必须具备高的搜索速率、高的多普勒分辨率和角分辨率、高抗干扰能力、多种目标自适应识别等能力[ 1 ] 。 收/发波束均以数字方式实现的全数字化阵列雷达能很好解决上述问题。这种全新概念的数字阵列雷达正在成为相控阵雷达的一个重要发展方向。目前数字化阵列雷达已经从关键技术研究、试验系统研究进入到工程应用阶段。
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user: 2. 数字阵列雷达组成与特点 2.1. 数字阵列雷达组成 数字阵列雷达是一种接收波束和发射波束均采用数字波束形成技术的全数字有源相控阵雷达，主要由阵列天线、数字TR模块、数字波束形成、信号处理器、控制处理器等组成[ 2 ] ，如图1所示。 发射信号时，由控制处理器形成频率、幅度和相位控制字，经数字波束形成器进行幅度加权、波束扫描的方位加权和信号分配后，控制数字TR模块产生一定频率、幅度和相位的发射信号，这种方式将传统的相控阵雷达发射波束形成所需的幅度加权和移相器从射频部分转移到数字部分来实现，可形成单个或多个可控的波束而不损失信噪比，波束特性由权系数控制，灵活多变；接收信号时，每个TR组件接收各天线单元的微波信号，经下变频形成中频信号，再经直接中频采样处理后输出数字信号至信号处理器，完成自适应波束形成和数字信号处理，如脉冲压缩、MTI、MTD、CFAR等。 数字TR模块是数字阵列雷达的关键部分，其内部包含一个完整的发射通道和一个完整的接收通道，发射通道由直接数字合成频率源(DDS)、上变频和功率放大器组成，输入信号包括频率、幅度、相位三个二进制控制信号；接收通道由低噪声放大器、下变频、中频采样及数字鉴相等组成，输出信号是采样后的I、Q数字回波信号，如图2所示。 发射激励信号和接收本振信号均由数字方式产生，通过控制处理器可方便改变DDS的控制码，从而易于产生复杂的信号波形[ 3 ] ；与传统TR模块相比，减少了移相器、衰减器和波束控制电路，通过改变DDS的控制码，可改变发射信号的频率、波束形状，从而集波形变化和波束变化于一身，具有良好的可重复性和可靠性。 图1. 数字阵列雷达组成框图 图2. 数字TR模块组成框图 2.2. 数字阵列雷达主要特点 1) 降低对数字接收机动态范围要求。对于模拟波束形成的雷达，波束形成网络会对干扰信号产生很大的增益，与之匹配的雷达接收机具有很大的动态范围；对于数字阵列雷达，TR模块接在阵列天线的输出端，内部包含一个完整的接收通道，因此可大大降低对其动态范围的要求[ 4 ] 。 2) 可实现超低副瓣。由于能够对阵列误差、各单元幅相不一致和互耦效应等进行精确校正，因此能够实现超低副瓣。 3) 提高强杂波背景中弱小目标检测能力。可根据雷达回波的空时特性，利用自适应阵列信号处理技术自适应地调整阵列参数，抑制干扰并保持目标信息，从而能够有效改善信干噪比，提高弱小目标探测能力。 4) 易实现相控阵宽角扫描。常规宽带相控阵雷达是在阵列各单元或子阵级别上添加实时延迟线和移相器来实现宽角扫描，实现复杂且延迟精度有限；而对于数字阵列雷达，发射时可利用DDS来精确控制延迟，接收时可在基带利用分数时延滤波器等数字信号处理技术实现精确延迟。 5) 易于实现软件化。由于数字化程度不断提高和高性能通用硬件平台的应用，使得雷达的主要功能都可由软件编程实现。可在无需更换硬件平台的情况下通过软件加载与升级来改变雷达的功能或提高雷达系统的探测能力。 6) 低截获概率。雷达发射信号可在时域、空域和频域等多维空间进行扩展，能够在不影响雷达探测威力的前提下自适应波束形成，增加截获雷达信号的难度。
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user: 3. 数字阵列雷达技术难点分析 3.1. 数字TR组件 数组TR组件既要实现雷达复杂信号产生，又要实现高速、高精度幅相控制，是数字阵列雷达的关键器件。雷达多功能工作方式要求信号具有多种波形，为适应对更复杂的雷达信号进行能量管理，不仅需要通过改变信号的脉冲宽度，同时也要通过改变信号幅度来合理分配能量，这就要求雷达波形的形成非常灵活，这对DDS器件的低功耗、低杂散、高分辨率提出了较高的要求。 另外，对于大型的相控阵雷达或者S波段等频率较高的雷达，都具有成千上万的阵元，那么必须研制相应的成千上万的数字TR组件，每个TR组件都有DDS、模拟抗混叠滤波器和AD等高成本器件，随着组件数的增加，成本迅速增加。另外数字TR组件与传统的模拟T/R组件相比器件更多，大量的有源器件降低了TR组件的可靠性，如何提高组建可靠性成为军事装备的主要问题。 3.2. 宽带信号产生 宽带信号产生对于DDS来讲并不是很困难，但信号的时延控制成为难题。模拟有源相控阵的宽带采用了模拟延迟线，进行真正的时间延迟，从而形成宽带发射和接收波束。对于阵面较大的数字阵列雷达，宽带的难点主要是多个数字TR组件之间的信号发射和接收采样的定时、同步。由于多个数字TR组件相隔较远，本振和定时到达各组件存在时延和相位差[ 5 ] ，尽管可以采用高速采样或者采用数字滤波器进行采样点之间的任意分数延迟等技术措施，但纳秒量级的时延抖动将导致波束无法合成；接收时同样面临AD采样时钟和起始定时信号同步的难题。 宽带面临的另一个难题是组件收发通道的宽带不一致，发射通道的误差不仅包括接收机上变频通道、滤波器，还包括发射功放等器件。接收机通道中的滤波器和发射通道的功放是宽带误差较大的器件，必须进行修正。有源器件的幅度和相位不一致会随着时间、环境温度变化，修正会变得非常困难。 3.3. 超低副瓣形成 对雷达而言超低副瓣是抗干扰和杂波的重要手段。数字阵由于校准在数字域，且补偿的相位和幅度可以做到非常的精确，理论上是可以获得超低副瓣的。 雷达对于近程较强杂波采用时间增益控制(STC)技术处理，对于模拟有源相控阵，STC电路在天线波束后，对波束无影响；对数字阵列雷达，合成波束在AD转换之后，每个数字TR组件接收通道要面临内STC变化的影响。由于每个增益控制码会使得接收通道带内幅度和相位一致性发生变化，要获得超低副瓣，有必要针对每个控制码进行修正，如果每个STC控制码都要进行修正，系统的补偿也会变得非常复杂[ 6 ] 。另外当增益发生变化时，对应不同的增益码获得的通道均衡系数来自不同的自适应计算过程，不同的滤波器系数针对不同增益期间的数据滤波，会产生信号相位的不连续，高度复杂的补偿修正系统会严重影响合成超低副瓣波束的实现。 接收机的通道幅度和相位不一致，至于阵面互耦与接收机通道互耦的影响也是相当显著的。如何解决接收通道的隔离度和天线单元之间的互耦也是超低副瓣面临的技术难题。 3.4. 通道一致性技术 数字阵列雷达一般有成百上千个数字TR组件，每个组件都有一个独立而完整的发射接收通道，即数字阵列雷达是一个多通道系统，波束合成算法是依靠精确的电路来决定最优的权向量和减少干扰，因此雷达信号处理要求每个通道的幅相特性一致，通道特性的变化将极大地影响系统的整体性能。 影响通道间幅相一致性的因素很多，包括时钟、控制、布线等，这对时钟分配网络、系统控制、电路板设计提出了挑战；另外每个通道都包含馈线、高放、耦合器、混频器、中放、A/D变换器等模拟器件，虽然各个通道由相同电路相同型号的器件组成，但通道电参数却会有一定的差异，而且这些参数会随工作频率、电源电压、环境温度和器件老化等因素的变化而漂移，使得各个通道必然存在着随频率变化的幅度和相位的不一致，这对器件一致性也提出了很高的要求[ 7 ] 。
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user: 4. 结束语 数字阵列雷达是现代雷达技术特别是雷达工程实现领域的前沿与重要发展方向。数字阵列雷达系统的设计有别于传统相控阵雷达，随着微电子技术和数字集成电路技术的发展，数字阵列模块逐渐向数字化、软件化、集成化、多功能方向发展，通过计算机可实现雷达体制、工作方式、工作频段、信号参数和处理方法的软件控制，真正意义上的全数字化软件雷达将会成为现实。
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user: 摘 要 瞬时受体电位通道(Transient receptor potential channel 1， TRPC1)是位于细胞膜上的一类非电压依赖性的阳离子通道蛋白，其主要参与细胞内Ca 2+ 稳态的调节。近年研究证明，TRPC1在细胞增殖、分化、凋亡等生物学行为方面起着重要的作用，与多种生理病理过程密切相关。本文主要对TRPC1的免疫调控效应及其机制做一简要综述。 关键词 :TRPC1，离子通道，钙离子，炎症
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user: 1. 引言 瞬时受体电位(Transient receptor potential， TRP)蛋白是一类位于细胞膜上的非选择性阳离子通道。自1989年Montell等从果蝇中克隆出第一个成员开始，目前已发现33个TRP通道超家族成员[ 1 ] [ 2 ] 。TRP通道超家族根据同源性又可分为TRPC (classical或canonical)、TRPM (melastatin)、TRPA (ankyrin repeats)、TRPN (NomPC-like proteins)、TRPP (polycystins)、TRPV (vanilloid)和TRPML (mucolipins)等7个家族。各个家族的调节机制其中，TRPC家族是TRP超家族的重要成员之一，包含TRPC1-TRPC7等7个成员 [ 3 ] 。 TRPC1是第一个被克隆的哺乳动物TRP超家族和TRPC家族成员 [ 1 ] 。多项研究证实TRPC1参与了细胞迁移、细胞增殖和肿瘤转移等细胞生理生化过程 [ 4 ] - [ 6 ] 。但直至目前人们对TRPC1的功能研究仍不深入，对于其是离子通道还是离子通道调节器尚存争议 [ 3 ] 。本文综合近年来国内外文献报道，对TRPC1免疫功能的作用机制研究进展进行简要阐述。
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user: 2. TRPC1的生物学特征 1995~1996年间，3个研究组分别克隆并初步研究了人TRPC1的一些功能 [ 7 ] - [ 9 ] 。TRPC1定位于3号染色体，与果蝇同源TRP基因序列相似度为62%，蛋白序列相似度为34%。人TRPC1具有6次跨膜的α螺旋结构域(S1-S6)，其蛋白的N末端和C末端均位于胞内。N段包含多个与锚蛋白(ankrin)结合部位，S5和S6跨膜区之间有一离子选择性的P环结构，为组成通道孔口所必需，C端包含1个功能未知的TRP标志基序(EWKFAR)为起始位点的保守氨基酸序列区和2个钙调蛋白结合结构域 [ 1 ] [ 10 ] 。TRPC1在人体大多数组织均有表达，在胚胎期高表达于胎脑，成人中主要表达在心脏、脑、睾丸和卵巢等器官。除已知TRPC1可以定位于细胞膜上，另有研究显示TRPC1还可定位于内质网和胞内囊泡。但现在仍不清楚TRPC1在这些亚细胞结构上是否具有功能抑或仅仅是正在被转移至细胞膜的途中 [ 11 ] - [ 14 ] 。 TRPC1单独过表达并不具有功能，这显示其并不形成同聚物的结构 [ 10 ] 。已有研究表明TRPC1可能与TRPC3、TRPC4或TRPC5结合形成有功能的类似于电压门控钙通道的四聚物结构 [ 15 ] - [ 17 ] 。脂筏是由胆固醇和鞘脂组成的细胞膜脂双层内的特定的微区，其组分和结构特点有利于蛋白质之间相互作用和构象转化 [ 18 ] 。TRPC1定位于脂筏，与脂筏上的小窝蛋白Cav 1 (caveolin l)相互作用被组装进入脂筏，而脂筏为TRPC1功能的发挥提供结构基础。TRPC1的N端和C端均具有与Cav1相结合的位点，TRPC1的N端322和349氨基酸之间的基序对于TRPC1与Cav1的结合是至关重要的，此序列突变后将削弱TRPC1在细胞膜上的定位。脂筏被破坏后TRPC1所介导的Ca 2+ 内流随之被抑制 [ 19 ] [ 20 ] 。
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user: 3. TRPC1离子通道概述 TRPC1可以通过受体操纵性钙离子内流(receptor-operated calcium entry， ROCE)和钙池操纵性钙离子内流(store-operated calcium entry， SOCE)两种方式发挥生物学功能。磷脂酶C (PhospholipaseC， PLC)信号通路可以产生DAG (diacylglycerol)和IP 3 (Inositol triphosphate)，进而诱发内质网钙库中Ca 2+ 的释放，同时激活TRPC1等通道以增加胞内Ca 2+ 水平 [ 21 ] 。TRPC1与其他TRP亚基的结合是形成受体操纵性钙离子通道的基础。TRPC1可与TRPC家族的所有其他成员形成有功能性的四聚物结构。TRPC1与不同亚基组成的通道具有不同的生物学特性 [ 1 ] 。 SOCE是存在于部分兴奋性和大多数非兴奋性细胞中介导Ca 2+ 内流的主要通道之一，广泛参与了机体的代谢、增殖和凋亡等多种病理和生理过程。目前已知STIM1 (stromal interaction molecule 1)和Orial (calcium release-activated calcium modulator 1)蛋白是组成SOCE的两种必需成份。TRPC1可与STIM1和Orial结合，其中TRPC1的天冬氨酸残基 639 DD 640 与STIM1的C端赖氨酸 684 KK 685 结合是TRPC1通道形成和激活所必需的 [ 22 ] 。但TRPC1与STIM1的相互作用并不能激活SOCE，这一过程仍需要Orai1的参与 [ 23 ] 。目前对于TRPC1参与SOCE组装的具体机制仍不完全清楚，尤其是其在SOCE中扮演的角色也具有争议。 激活TRPC1通道最常见的方式是胞内钙库Ca 2+ 浓度下调。Yuan等报道homer蛋白可以作为一个适配器连接TRPC1和IP 3 受体，TRPC1与IP 3 受体在钙库衰竭前相互结合而在衰竭后解离，进而促进Ca 2+ 内流 [ 24 ] 。当胞内Ca 2+ 的浓度增加到一定程度时会负反馈抑制TRPC1通道来阻止钙库操纵的Ca 2+ 内流。Ca 2+ 对TRPC1通道的抑制作用是通过钙调蛋白(calmodulin)来介导的，钙调蛋白可与TRPC1的C端的CaMBD2结构域(calmodulinbinding domain 2)结合灭活TRPC1介导的Ca 2+ 内流 [ 25 ] 。