DreamBlooms/HansPub-15000-to-45000 huggingface dataset:
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user: 4. 仿真分析 利用电源仿真软件saber对上述不对称半桥正反激DC/DC进行仿真验证，搭建如图2所示的仿真电路，采用固定死区互补导通的控制方式。仿真分析主要用于验证模态分析和基本数量关系的正确性，具体仿真参数如表1所示。 为了使仿真分析好理解，将正反激变压器的励磁电感值和匝比均设置为相同，表1所述变压器漏感为两变压器的等效漏感。 由图3、图4仿真结果可以验证上述基本数量关系推导的正确性。 在仿真图5中可以看出正激和反激变压器中均含有直流偏磁。从电路结构分析，一个开关周期内流过隔直电容C 1 的电流符合安秒平衡，正激变压器的励磁电流等于电容C 1 电流减去一个直流量，反激变 Table 1 Simulation parameters of the circui 仿真参数 具体数值 输入电压(U in ) 220 V 输出电压(U o ) 5.5 V 输出功率(P o ) 60.5 W 开关频率(f s ) 100 kHz 开关管输出电容(C Q1 ， C Q2 ) 100 pF 隔直电容(C 1 ) 5 uF 励磁电感(L m1 ， L m2 ) 100 uH 匝比(n 1 ， n 2 ) 20:2 变压器漏感(L k ) 3.1 uH 表1. 仿真参数 图3. 输入输出关系与隔直电容电压 图4. 开关管电压应力 图5. 变压器励磁电感电流 图6. 开关管Q 2 软开关实现波形 压器电流相当于电容C 1 电流叠加一个直流量。这个直流量为负载电流折算到变压器原边的值。 由此可见，负载越重这个直流偏置越大，变压器的直流偏磁情况越严重。 图6反映了开关管Q 2 在稳态情况下的软开关过程，与上文分析的对C Q2 两段放电的情况一致。
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user: 5. 实验验证 为验证理论分析的正确性，搭建了不对称半桥正反激DC/DC变换器样机，样机的参数如下：输入电压U in = 220 V；输出电压U o = 5 V；最大输出功率P o = 80 W；工作频率f s = 200 kHz；半桥开关管Q 1 与Q 2 均使用STW26NM60；变压器磁芯骨架为PQ2020；输出侧整流二极管D 1 和D 2 使用VB40100C；隔直电容C 1 = 4 µF；输出滤波电容C 2 = 470 µF。 由于较大的漏感和较小的励磁电感更有利于变换器软开关的实现，且有上述分析两变压器都存在直流偏磁，变压器需开一定大小的气隙，防止饱和，减小励磁电感增大漏感。正激变压器的励磁电感L m1 = 110 µH，匝比n 1 = N P1 /N S1 = 20:2；反激变压器的励磁电感L m2 = 109 µH，变压器匝比n 2 = N P1 /N P2 = 20:2；正反激变压器的等效漏感L k = 7.1 µH。 图7所示为不对称半桥正反激变换器样机的输入输出电压波形。可以看出，实验占空比45%时，变换器完成了从输入220 V到输出5 V的电压变换，实验结果与计算相符。 图8、图9为不对称半桥正反激变化器样机软开关波形。由图8可以看出，变换器利用自身拓扑结构特点能很好的实现软开关；图9则反映了原边电流i p 实现下管软开关的过程。与上述分析相符，验证了模态分析和理论推导的正确性。 最后给出不对称半桥正反激变换器样机在不同功率下的效率表。本表格数据的是固定输入220 VDC，改变负载的大小的情况下得出的。可以看出输出功率较小时，变换器难以实现软开关，所以变换器效率较低；随着负载慢慢加重，变换器效率明显升高，在输出功率70 W时变换器效率可达到93%再加大功率；此时，再次加重负载提升输出功率，由于变压器铜损和电路自身线损影响，整体效率反而有所下降。具体效率表现情况如图10所示。
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user: 6. 结束语 本文提出了一种不对称半桥正反激组合式DC/DC变换器，对变换器工作模态、数量关系进行了分析研究，并通过样机对理论分析进行验证。分析过程中与多处有源钳位正反激DC/DC变换器进行比较 [ 10 ] [ 11 ] 。 图7. 变换器的输入输出电压波形 图8. 变换器的软开关实现波形< 图9. 原边电流i p 及Q 2 软开关波形 图10. 效率曲线图 最后得到结论：不对称半桥正反激DC/DC变换器，可利用自身结构特点实现软开关、工作效率高、开关管应力小，更加适用于高压输入，低压大电流输出的应用场合。
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user: 摘 要 为解决电力系统模型规模超出RTDS硬件资源的问题，提出了动态等值的思路和实现方法。主要思路为：根据电气距离按外部系统中发电机与内部系统的联系紧密程度进行排序，并结合RTDS硬件处理能力，确定实现外部系统中宽频等值的电网范围，而对含有其它发电机的外部系统按照基于电气距离同调等值法进行化简。通过比较等值前后的静态潮流和动态响应证明了所提方案的有效性。 关键词 :动态等值，电气距离，宽频等值 Copyright © 2017 by authors and Hans Publishers Inc. This work is licensed under the Creative Commons Attribution International License (CC BY). http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/
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user: 1. 引言 由于计算机容量和仿真软件对电网规模的限制，直接对电力系统进行计算和分析是十分困难的，因此如何实现动态等值及提高其精度是一个重要的课题。动态等值的方法有：同调等值法、模式等值法、估计等值法 [ 1 ] 等。为提高等值的精度，对不同的等值方法提出了改进，如对于同调等值：提出在等值边界处加入基于GrHDP算法的动态补偿环节实时补偿同调系统与原系统间动态特性的差额 [ 2 ] 、利用节点灵敏度分析判断大电网同调等值中必须保留的关键节点 [ 3 ] 。对于估计等值法：提出基于相量测量的动态等值建模方法 [ 4 ] 。通常的动态等值中未考虑外部系统的高频特性，降低了动态等值暂态过程的精度。为此，宽频等值技术作为一项重要的技术被提出 [ 5 ] [ 6 ] [ 7 ] [ 8 ] [ 9 ] 。宽频等值技术通过拟合原始网络的频率特征，进而得到线性的等值网络去反应系统的高频动态特性，弥补了高频特性的失真。 为缩小外部系统等值规模，需要将其中的发电机做必要的聚类。通常采用机电距离来衡量发电机耦合强弱，以此作为聚类的指标 [ 10 ] 。文献 [ 11 ] 定义了复合机电距离，在某发电机惯性与其它机组接近时仿真精度较高。文献 [ 12 ] [ 13 ] [ 14 ] 分别从提高分群的准确性和计算量方面对发电机进行分群化简。 实时数字仿真装置(Real Time Digital Simulator， RTDS)是最普遍使用的电力系统实时数字仿真装置。RTDS引入宽频等值技术(Frequency Dependent Network Equivalents， FDNE)，为实现高精度动态等值提供了必要的基础。在RTDS硬件资源充足的条件下，FDNE是实现大规模网络等值的有效途径。文献 [ 15 ] 指出RTDS对大电网仿真时进行等值或简化的必要性，通过实例验证了FDNE系统故障响应的准确性。文献 [ 16 ] 利用BPA的同调等值法将研究系统等值为若干个发电机和负荷，而对于研究系统内部的220 kV及以下的低电压等级网络采用FDNE保留了原始网络的较宽频率范围内的频率特性。 若RTDS硬件资源不足，如何在RTDS中实现电力系统动态等值的实现方案还鲜有研究。因此本文主要从RTDS的硬件资源处理能力以及对外网的等值方案入手，研究RTDS仿真平台实现动态等值的方案。
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user: 2. 等值思路 为实现在RTDS中建模仿真，采用的动态等值方法需保证等值前后系统的潮流和动态响应不变。 RTDS中的FDNE模块能对外部系统进行有效地简化，并对其能进行很好地模拟，且具有非常高的仿真精度，因此是实现电力系统动态等值的优选方法。但是也应注意到：FDNE生成宽频等值模块前，必须在RTDS中建立详细的系统模型，而这无疑会占用硬件资源。若系统的规模太大，RTDS将受到硬件资源RACK的限制，不可能实现对外部系统的等值。 为此本文提出一种既能充分利用硬件资源又能提高动态等值精度的方法，具体思路为：首先应尽可能利用FDNE等值优势来对外部系统进行化简。文献表明：影响电力系统稳定性的主要因素是发电机。因而将外部系统的发电机按对内部系统稳定性影响的差异进行排序、分组，在RTDS计算能力范围内将尽可能多的影响大的机组进行详细建模并形成FDNE。而对其它发电机按同调方法进行化简，以保证更高的精度及RTDS仿真中硬件资源的有效利用。动态等值具体实施步骤如下： 1) 首先对RTDS仿真能力进行评估。计算其能承受的外部系统规模。 2) 运用电气距离按与内部系统联系紧密程度对外部系统中的发电机进行排序，并运用聚类法对发电机进行分类。将外部系统划分为与内部系统关系较近的系统部分(称为Ⅰ系统)和较远的系统部分(称为Ⅱ系统)。 3) 运用同调等值法对Ⅱ系统进行化简。并将等值后Ⅱ系统、内部系统、Ⅰ系统详细模型，在RTDS建模并完成编译。 4) Ⅰ系统生成宽频等值模块，将整个系统转化为内部系统、宽频等值模块和同调等值系统三部分。借助于FDNE的简化，使外部系统的规模得到缩减，且RTDS的硬件资源占用更少。 5) 形成FDNE后，RTDS可以释放出更多的硬件资源。而由于同调等值发电机需要占用RTDS硬件资源，同时它的等值精度有限，因此为进一步提高等值精度和减少RTDS硬件资源的使用，可以按上述(2)~(5)步骤对同调前外部剩余系统继续形成FDNE模块和同调等值机。依此循环分析化简，最终可在RTDS实现大规模系统的等值分析。
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user: 3. 等值原理 3.1. 基于RTDS的宽频等值 RTDS采用宽频等值技术FDNE提高仿真技术，如图1所示为FDNE示意图。 图1. 宽频等值技术示意图 FDNE由四部分组成：即内部系统(电磁暂态部分)、接口模块、TSA模块(机电暂态部分)、FDNE模块。各部分内容及功能为： 内部系统为重点研究的内容即保留的系统。 接口模块模块a实现电磁暂态与机电暂态的连接。 RTDS中使用的机电暂态仿真程序，采用简单的线性算法来对系统方程进行求解，达到与实时仿真的步长相匹配。 FDNE通过拟合原始系统频率响应特性来表征外部系统的高频动态特征。 基于RTDS的宽频等值表示为FDNE + TSA，其中FDNE能表征外部系统中不同频率下的特性，TSA能反映外部系统中的低频动态特性。 3.2. 基于电气距离的同调等值 设系统中的负荷用恒阻抗模型来描述。这样将初始系统收缩简化到N个发电机节点上，且每个节点由发电机和恒阻抗负荷来描述，根据导纳矩阵和潮流所提供的信息可计算各发电单元之间的电气距离，即 D e ( i ， j ) = 1 d P d δ ( i ， j ) (1) 式中 d P d δ ( i ， j ) = E i E j ( − B ( i ， j ) cos δ i j + G ( i ， j ) sin δ i j ) 。 电气距离表征系统中任意两个不同单元之间的相互关联程度，且与不同单元之间的相互关联程度成反比。 运用电气距离，再结合离差平方和方法对系统中的发电机进行聚类分析，将外部系统划分为若干个耦合子系统进行同调分群。然后对同调机母线采用恒功率的原则进行化简，再次采用电流变化法进行网络化简。其目的是使稳态潮流偏差为零的基础上，尽可能减小动态误差，最后用加权平均法对同调机的参数进行聚合。
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user: 4. 算例分析 选取IEEE39节点作为算例系统对所提出的等值方法和思路进行验证，系统结构如图2所示。 按照所提的思路和方法，其步骤为： 1) 选取内部系统为图2中虚线以上的部分，虚线部分以下为外部系统。 2) 根据RTDS中2个RACK，4块GPC板卡的处理能力可知：除内部系统外，外部系统至多能保留网络的元件为4台发电机，6台变压器，19条线路以及7个负荷。 3) 运用电气距离将对外部系统中的发电机与内部系统联系紧密程度进行排序，并运用聚类法对发电机进行分类，聚类结果如图3所示。 4) 根据RTDS硬件资源对外部系统元件的容纳能力，再结合系统的聚类树可得：将外部系统与内部系统较近电气距离的2#、3#和10#发电机放在Ⅰ系统内，而其它发电机4#、5#、6#和7#相对于内部系统电气距离较远，因而可以将它们放到Ⅱ系统中。在Ⅱ系统中发电机间电气距离较近，并结合RTDS硬件资源处理外部系统的能力，这些发电机可以用一台等值机替代。这一步骤完成后，就可以将系统放入到RTDS中进行编译。 5) 等值结果 步骤4)完成后，根据所提出的等值思路可知，与内部系统联系较为紧密的Ⅰ系统运用宽频等值技术对其进行等值生成FDNE。FDNE模块包含2#、3#和10#发电机的网络部分，即图3中的实线所包围的 图2. IEEE39节点系统 图3. 系统聚类树 区域。II系统中发电机等值为一台机Geq。此时原IEEE39节点系统可等值为：内部系统、宽频等值模块、同调等值网络三部分。等值系统结构示意图如图4所示。
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user: 5. 等值前后系统变化情况比较 选取等值前后部分母线的电压、线路的潮流进行比较。 根据表1的数据可知，等值前后系统的电压基本接近。由表2的对比数据可知，等值后线路上有功功率与原系统吻合度非常高。 经计算节点16电压误差最大，其绝对误差为0.19%，节点16~17的线路上有功功率误差为1.5 Mw，无功功率的误差相差最大，为1.75 Mvar，这是由于它作为边界部分，边界部分受外部系统影响，但此误差满足动态等值工程精度的要求。 为验证大扰动下的等值效果，选取边界线路1~2节点的L1和16~17节点的L21 (图2中对这两条线路有标注)的有功功率和无功功率作为监测变量。在内部系统25号节点母线处设置三相短路故障，仿真时间为10 s，故障发生的时间在2 s时刻，100 ms后切除。图5为三相短路故障等值前后电气量的比较，依次是线路L1、L21的有功功率、无功功率，实线、虚线分别表示原系统和等值系统。 通过对三相短路故障的仿真测试可知，在同一故障下，等值前后系统的动态响应比较相近，表明所提的动态等值方法能很好地保留原系统的动态特性。 图4. 等值系统示意图 Table 1 Comparison of voltage of buses before and after equivalenc 节点名称 等值前(Pu) 等值后(Pu) 绝对误差 2 1.052 1.052 0.00% 16 1.037 1.035 −0.19% 17 1.039 1.038 −0.09% 29 1.055 1.055 0.00% 表1. 等值前后部分节点电压对比 Table 2 Comparison of power flow of transmission line before and after equivalenc 线路节点 有功功率(MW) 无功功率(Mvar) i j 等值前 等值后 等值前 等值后 1 2 119.50 119.90 −39.72 −40.05 2 3 366.50 365.00 77.51 78.15 16 17 206.2 207.5 −47.52 −49.27 28 29 77.03 76.40 −41.95 −42.38 表2. 等值前后线路潮流比较 图5. 三相短路故障仿真对比
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user: 6. 结论 本文主要研究了在RTDS硬件资源一定条件下，实现电力系统动态等值的思路和实现方案。论文的主要工作及结论包括： 1) 针对RTDS中仿真受其硬件资源限制的问题，提出了等值的思路和方法。 2) 根据外部系统与内部系统联系紧密的关系以及RTDS的硬件资源的处理能力，提出了基于RTDS宽频等值和基于电气距离的同调等值相结合的方法对外部系统进行有效的简化处理。 3) 通过等值前后系统的稳态潮流和动态响应的比较，表明了所提方法的可行性和有效性。
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user: 摘 要 钢丝绳断丝、截面积损失是起升大绳失效的主要缺陷。现有的起升大绳检测方法存在漏检、检速度慢等诸多不足。作者借助先进检测技术及仪器，对起升大绳进行了检测分析及验证，可知此检测方法可用于起升大绳安全检测。为钻井井架起升大绳的检测提供了一种科学合理快捷的技术方法，具有一定的理论和实际价值。 关键词 :断丝，截面积损失，起升大绳，检测 Copyright © 2017 by authors and Hans Publishers Inc. This work is licensed under the Creative Commons Attribution International License (CC BY). http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/
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user: 1. 绪言 起升大绳是钻井井架起升、下放作业用的钢丝绳索具，其断丝、截面积损失是其失效的主要缺陷。钻井井架起升大绳具有使用频次不高，露天悬挂，运行线速度不大，安全、可靠性要求高的特点。传统起升大绳检测方法是人工目视检查 [ 1 ] [ 2 ] ，这一方法由专职检测人员定时对使用的起升大绳进行观察，采用卡尺测量绳径，手摸或肉眼寻找缺陷。显然人工目视检测只能发现起升大绳露在外部的缺陷(如断丝)，对内部缺陷测无能为力，且工作效率低，受人为因素的影响较大，检测结果的可靠性差。因此，很多使用部门采用定期更换起升大绳方法 [ 3 ] [ 4 ] ，到期不论起升大绳的实际状况如何均实行更换，显然，这也会带来不必要的经济损失，不能作为常规制度、方法长期广泛推行。为了安全、可靠、经济使用起升大绳，探索一种科学合理快捷的起升大绳检测方法，具有重要的经济和理论价值。基于磁检测技术的钢丝绳检测仪器在煤矿用钢丝绳检测领域已得到应用，借鉴此检测技术及仪器，应用于大规格钢丝绳(起升大绳)，具有十分重要的现实意义。
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user: 2. 检测原理及仪器 2.1. 磁检测技术原理 磁检验法是目前公认的最可靠的钢丝绳检验方法 [ 5 ] 。其基本原理是，用以磁场沿钢丝绳轴向磁化钢丝绳段(图1)，一旦钢丝绳存在缺陷，当其通过这一磁化场时，则会在钢丝绳表面产生漏磁场，或者引起钢丝绳磁路中的磁通量变化，运用组合整磁聚磁元，将磁漏场与磁通量变化信号均化、聚集汇集和导向，磁敏元件就可以获得理想的钢丝绳缺陷信号。 通过测量钢丝绳表面局部区域中的漏磁场，判断钢丝绳断丝、锈蚀等引起的局部突变缺陷，称作局部缺陷检测法，简称LF法；通过钢丝绳磁化回路中主磁通变化，判断腐蚀锈蚀等引起钢丝绳横截面重金属界面总合变化的缺陷，称作截面损耗性检测法，简称LMA法。 2.2. 磁检测仪器 起升大绳磁检测仪器主要由传感器、检测系统、及附件部件(包括数据线、报警器等)组成(见图2)。 励磁装置对钢丝绳磁化的程度直接关系到缺陷能否被检查出以及探伤仪的体积和重量，一般均采用将钢丝绳磁化接近饱和的程度。磁检测装置是探伤传感器的关键部分，关系着缺陷的空间位置分辨率、程度分辨率、信噪比以及灵敏度等。 在LF法中，采用了基于磁感线圈，霍尔元件等多元件组合的检测，基于整磁板技术的检测以及基于聚磁技术的检验等漏磁检测方法来克服钢丝绳结构给检测信号到来的干扰，提高漏磁检测灵敏度，防止漏检。LMA法中，通过选择检测元件的布置来提高检测信号的灵敏度和定性定量分辨率。 起升大绳检测系统软件，主是安装在计算机中钢丝绳检测软件，即钢丝绳探伤仪系统的采集终端。 图1. 钢丝绳磁化过程 图2. 起升大绳检测仪器组成 其主要功能是采集控制、存储评估等功能。实现仪器虚拟化，用软件取代传统的仪器。
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user: 3. 现场检测及分析 为了分析验证起升大绳检测技术的可靠性、科学性；对预先人为制定断丝、磨损损伤缺陷，规格为6*37-IWSC-64的钻井起升大绳进行了检测分析；并在现场对渤钻三公司某队规格为6*37-IWSC-48的钻井井架起升大绳进行了现场检测。 3.1. 6*37-IWSC-64规格起升大绳 3.1.1. 局部缺陷(断丝)检测 检测结果为：1) 检测钢丝绳长度：22.00米；2) 钢丝绳金属断丝最多：3根，位置：11.87米。1个捻距内最多断丝：3根，位置：11.87米；局部损伤详见图3、表1。 3.1.2. 金属横截面积损失检测 检测结果：1) 检测钢丝绳长度：22.0米；2) 钢丝绳金属截面积损失最严重：3.53%，起始位置：14.92米，终止位置：22.01米；3) 金属横截面积损失详见图4、表2。 对比人为制定的断丝、磨损缺陷损伤，局部损伤(断丝)检测准确率为100%；金属截面积(磨损)缺陷准确率为96%；从工程上讲，此基于磁检测法的起升大绳检测仪器完全可以应用现场。从检测效率上讲，一次性检测长度为22米长的起升大绳所用时间约为1分钟，对存在报警处(缺陷)绳段准确性检测所用时间约为5分钟，总计不超过10分钟；而人工目视检查此长度的起升大绳，至少20分钟(包括清楚表面杂质时间)。 图3. 起升大绳局部缺陷检测曲线 图4. 起升大绳金属截面积损失检测曲线 图5. 规格6*37-IWSC-48起升大绳检测曲线 3.2. 6*37-IWSC-48规格起升大绳 同理，对6*37-IWSC-48规格起升大绳进行了检测，检测曲线，见图5。 检测结果为：1) 检测钢丝绳长度：53.00米；2) 该起升大绳存在2处断丝部位，1个捻距内断丝最多为3根(具体位置见表3；3) 该起升大绳横截面面积损失最大为2.41%，起始位置：17.160米，终止位置：17.681米(见表4)。 对检测存在问题的部位进行了现场核实，检测结论与核实结果相差无几，现场核实情况见图6。
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user: 4. 结论 通过检测分析人为制定局部损伤、金属截面积损失缺陷两种损伤的起升大绳，以及现场对某钻井井架起升大绳检测结果核实，可以得到如下结论： 1) 应用于煤矿钢丝绳检测的仪器，在一定条件下可应用于钻井井架起升大绳(大规格钢丝绳)检测； Table 1 Test results of detection for Specification 6*37-IWSC-64 (Local Flaw LF 序号 LF位置(米) 局部损伤(断丝当量根数) 捻距内累计当量根数 1 6.097 1 1 2 11.87 3 3 表1. 规格6*37-IWSC-64起升大绳检测结果(局部损伤LF) Table 2 The results of detection for Specification 6*37-IWSC-64 (mental section-area loss， LMA 序号 起始位置(米) 终止位置(米) 金属横截面积损失(LMA)% 1 8.48 13.97 2.54 2 14.92 22.01 3.53 表2. 规格6*37-IWSC-64起升大绳检测结果金属横截面积损失LMA) Table 3 Test results of detection for Specification 6*37-IWSC-48 (local flaw， LF 序号 LF位置(米) 局部损伤(断丝当量根数) 捻距内累计当量根数 1 39.134 2 3 2 39.215 1 1 表3. 规格6*37-IWSC-48起升大绳检测结果(局部损伤LF) Table 4 The results of detection for Specification 6*37-IWSC-48 (mental section-area loss， LMA 序号 起始位置(米) 终止位置(米) 金属横截面积损失(LMA)% 1 15.973 15.989 2.28 2 16.005 16.014 2.28 3 16.218 16.764 2.31 4 16.805 16.899 2.30 5 16.947 17.000 2.30 6 17.160 17.681 2.41 7 22.894 22.913 2.28 8 52.005 52.008 2.28 表4. 规格6*37-IWSC-48起升大绳检测结果(金属横截面积损失LMA) 图6. 规格6*37-IWSC-48起升大绳核实图 2) 基于磁检测技术的钻井井架起升大绳检测方法可以准确、快速的检测出起升大绳存在的断丝、磨损等缺陷问题； 3) 基于磁检测技术的钻井井架起升大绳检测方法解决了传统检测方法效率低、劳动强度大的问题； 4) 基于磁检测技术的钻井井架起升大绳检测方法是一种科学、合理、经济、快捷的检测技术和方法； 5) 根据检测结果，依据现有的管理规范或相关标准，判定起升大绳是否满足继续使用要求，对安全、可靠、经济使用起升大绳，具有十分重要的经济和理论价值。
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user: 摘 要 目前，电子式互感器因其性能优越而得到大规模的使用。国家电网公司也力争在“十三五”期间解决数字化计量准确性及可靠性问题。对具有数字计量一次设备部署在线监测系统是一种直观得知设备绝缘情况的手段。而之前所部署的在线监测系统缺乏对采集回数据进行统计判断的研究，以至于不能通过监测数据来掌握一次设备的实时情况。本文将着重介绍一种基于在线监测数据的绝缘诊断技术，利用统计分析的原理来判断一次设备的绝缘及寿命预测问题。 关键词 :电子式互感器，在线监测，介质损耗，专家分析系统，失效率 Copyright © 2017 by authors and Hans Publishers Inc. This work is licensed under the Creative Commons Attribution International License (CC BY). http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/
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user: 1. 引言 电子式互感器在铁芯磁饱和、避免铁磁谐振等方面的突出特点，使其在国内智能变电站建设中得到广泛使用。而其绝缘性能一直成为关注的焦点。国家电网公司正着手解决以电子式互感器为代表的智能设备目前存在的检测方法、运维管理和溯源等一系列问题。 装载在电子式互感器上、或以电子式互感器为监测对象的在线监测系统也在在近些年由研究领域转移到一定范围内的定点试用环节。总体来说在现阶段的数字式计量设备在线监测系统还处于初步发展阶段 [ 1 ] 。其中绝缘类的在线诊断方式大部分都是基于装设的传感器等设备在线传回的数据分析推断得来。 本文将描述一种基于电子式互感器在线监测系统采集回的数据，利用概率学的原理对其进行分析判断的方法。
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user: 2. 电子式互感器在线监测现状 在60年代，美国率先提出在线监测的概念 [ 2 ] 。加拿大在1975年研制在线监测油中气体的装置 [ 3 ] 。而日本早在80年代开始，就开始研究电气设备绝缘类监测手段和绝缘判断的数据分析工作。 数字化计量装置加装在线监测装置的研究及应用工作在我国才刚刚开始起步。在清华大学、西安交通大学、华中科技大学等国内著名大学有着很好的研究基础。国家电网公司和南方电网的许多省份都部署了电子式互感器在线监测装置。 之前高压电气设备在线监测系统主要监控的是影响高压设备绝缘寿命的关键信息，比如泄露全电流及其容性和阻性分量；变压器套管、电容式电压互感器的介质损耗等等 [ 4 ] ；电子式互感器的在线监测系统还需要涵盖其二次输出的数字信号、采样频率等数字化信息。 利用专家库、神经网络等智能诊断手段对带电设备进行绝缘特性分析，是在线监控系统重要研究内容。而这些分析判断工作都是基于一些离散的数据而进行的，往往误判率很高。本文提出一种基于概率统计的理论的数据分析方法，对采集回的离散数据进行统计分析。
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user: 3. 绝缘类监测对象 局部放电、介质损耗、绕组变形、泄漏电流和SF 6 的密度及温湿度是电子式互感器监测的重要指标，也是研究运行中电气设备带电状态的主要方向。根据采集回的数据进行综合分析，得出其变化趋势，可以提早发现高压设备潜在威胁，并对剩余寿命进行预测。带电状态下监测这些电气量对于全过程掌控电气设备状寿命有着重要的意义。 介质损耗(dielectric loss)由于导电或交变场中极化弛豫过程在电介质中引起的能量损耗，由电能转变为类似于光能和热能等等形式的能量 [ 5 ] 。介质损耗在长时间的运行工作环境中，会不断对设备的绝缘介质造成影响，最终损害设备的安全。 3.1. 介质损耗的表示方法 介质损耗可以分为电导损耗、极化损耗和电晕损耗等形式。总体来说，介质损耗是一种在高压设备绝缘层表面流过的电流与绝缘材料之间造成的电压降。监测介质损耗可以直观得知高压设备的绝缘发展变化情况。 在交流电周围的电场里面，电流和电压向量之间的功率因数夹角Φ，其正切值余角δ，简称介损角。正切值tanδ又可称为介质损耗因数，即指δ角正切值，简称介损正切。介质损耗因数可以用有功功率和无功功率的比值来表示，其具体的定义如下： tan δ = p Q (1) 3.2. 介质损耗的监测原理 由电流、电压交换器传送的电流、电压信号U i 、U u ，如果不考虑分压器的相位误差，U u 应该与U i 相位相差 ( 90 − δ ) ∘ ，因此U u 经过90˚移相后，U u 变成 U ′ u ，与U i 之间的夹角变成δ。具体示意图如图1所示。 电介质在交变电场的作用下，会在有功功率下产生热能消耗、在无功功率作用下完成能量交换。而电介质损耗发热消耗能量后可能引起电介质的热击穿，从而监测同相分量和正交分量的正切值tanδ，成为电力系统实时监控外绝缘情况的一个重要指标。 图1. 介质损耗tanδ、C值在线监测原理图 3.3. 系统测量精度的相关问题 3.3.1. 系统谐波 高压电力主干网上常常是充斥着各种频率的谐波。谐波的控制和治理是部署在线监测系统绕不开的话题。而电压谐波给tanδ的监测带来了不小的压力。可通过低通滤波除去高次谐波，将常见的谐波含量限制在1.0%以内 [ 6 ] 。 3.3.2. 门电路的延时 在本文所描述的tanδ这种测量方法中，会使用到一些门电路来完成逻辑闭锁和逻辑信号转换。门电路的延时总数可以控制在1 μs以内，对tanδ产生的误差不会超过0.03%。 3.3.3. 过零点的漂移 任何仪器在零点示值附近发生的系统误差，从而带来的测量不准确问题称为零点漂移 [ 7 ] 。当现场测量数据发生零点漂移的时候，可以通过调整接地点的位置和接地极的埋地深度来调整。或者通过交流信号正半周和负半周互相抵消来消除系统误差的方式来处理。
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user: 4. 绝缘诊断技术 4.1. 绝缘诊断技术概述 电气设备的绝缘诊断技术基于监测到的设备的绝缘信号信息，根据采集系统上的传感器采集回来的信号，对高压设备的绝缘状态进行分析和推理判断，找出故障的部件和严重损毁程度。然后根据分析出的结果得出设备剩余寿命和设备的维修策略，进一步得出设备的轮换维护时间表。可以在技术上得到在线监测设备绝缘状态，及时得出绝缘结论，给出分析统计报告 [ 8 ] 。 4.2. 现场测试数据 对于传统的介质损耗tanδ试验，根据有关试验数据表明，tanδ值虽然已经达到标准允许值的2~3倍，仍不至于形成绝缘的损坏；但是在工作场所场强高、散热困难的情况下，tanδ值虽只有标准值的1.5倍到2倍，引起绝缘损坏的概率大大增加。 根据220 kV舵落口变电站的舵宗一回的A相电流互感器为例，2006年~2012年的测试数据如表1。 由测试数据看到测试数据的离散度很高，还包含了大量的试验误差。因此，不能依据单一来源的数据来判断设备的好坏。需要依据更加科学的方法来制定判别甄选策略。 Table 1 List of tan 年份 tanδ值(%) 2006 2.8 2007 3.2 2008 3.8 2009 3.5 2010 2.6 2011 3.3 2012 2.9 表1. tanδ值列表 4.3. 建立数学模型 首先在建立数学模型前，基于设备故障处理和轮换的现实情况，需要考察其提出方案的经济性。任何一个系统或设备都需要考虑两个指标：经济与技术。两个指标互相影响，互相作用，驱使人们在制定策略时在两者之间找到一个最佳方案。我们假定设备从开始工作到设备失效的一段时间为T，由于产品失效是随机产生的，所以设失效关于随机变量的时间分布T函数为： F ( t ) = P ( T ≤ t ) (2) 电子式互感器在现场运行多年，通过在线监控系统采集到的各个采样点对于失效设备的发生时间为 t 1 ， t 2 ， t 3 ， ⋯ ， t n ，可以用这n个数的值来估算设备的平均寿命： t ¯ = 1 n ∑ i = 1 n t i (3) 根据设备工作到时刻t后单位时间发生失效的概率 λ ( t ) 称为设备在时刻t的失效率函数 [ 9 ] ： λ ( t ) = lim t Δ → 0 1 t Δ ⋅ P ，     在 ( t ， t + t Δ ) 内 失 效 (4) 用频率的概率含义来解释 λ ( t ) 的定义，设在t = 0时有N个设备在工作，到t时刻已有n(t)个产品失效，还有 N − n ( t ) 个产品在继续工作，在t到 t + t Δ 时间内又有 Δ n个产品失效，则在时刻t尚有 N − n ( t ) 个产品在继续工作的条件下，在t到 t + t Δ 时间段内失效的频率为： n Δ N − n ( t ) = 在 时 间 ( t ， t + t Δ ) 内 失 效 的 产 品 数 在 时 刻 t 仍 正 常 工 作 的 产 品 数 (5) 失效率能非常灵敏的反映设备失效的变化速度。如图2所示，失效率曲线共有三段，第一阶段：早期失效期，开始的时候失效率λ高，可靠性较差，原因是在设备早期投运的阶段因为设计错误、工艺缺陷和运行人员操作熟练程度不够所导致。第二阶段：中期平稳期，在此阶段λ基本上保持不变，由于各方面因素磨合完毕，设备性能也处于最佳状态，对于设备来说，这个阶段是缺陷出现可能性最小的阶段。第二阶段：晚期损耗期，失效率随着时间的推移而逐渐上升，这是由于设备的老化和损耗引起的。失效一般集中在某一时刻发生，且在时间分布上呈正态分布。 图2. 产品失效率示意图 4.4. 概率统计分析 设备的绝缘信息通常是分散的，这往往都是由于绝缘材料的不均匀和同一批次的产品的差异性所导致的。在系统对设备进行信息采样过程中，会带来测量仪器和传感器的系统误差和测试误差。因此可以用概率统计的方法予以修正。并运用统计的原理对采样数据进行科学的处理。 在设备运行信息采样中，如果在一段时间内的n个时间点进行采样，依次表示为 X 1 ， X 2 ， X 3 ， ⋯ ， X n ，可以由此得出随机变量的算术平均值： ξ ¯ = 1 n ∑ i = 1 n X i (6) 算术平均值在数值上趋近于随机变量在理论上的真值，所以可以当做约定真值使用，即数学期望值。 测量时的随机误差符合正态分布 [ 10 ] 的规律。正态分布概率密度函数表示为： φ ( x ) = 1 2 π σ e − ( x − a ) 2 2 σ (7) 式中，a为随机变量x的数学期望值，σ为随机变量x的标准偏差。σ越大表明，采集回的数据越离散，分布的域越广。有两种分布 σ 2 > σ 1 ，如图3所示。 4.5. 实际案例 例如，在采样220 kV设备过电压信息数据时，可以将此类型分为两类事件处理：“设备未过压”和“设备过电压”。简单记为事件A和事件B，事件A和事件B必有一件事件发生，也意味着A和B不可能同时发生。其事件的概率事件记为P(A)和P(B)。 那么在n个时间点下，出现了r次过电压，另外有n − r次未过压。这样的分布称为二次分布，若设备在某一特定环境中出现过电压的概率为P = 0.08，那么发生2次和3次过电压的概率可计算： P r = C n r × P r × ( 1 − P ) n − r (8) P 2 = C 10 2 × 0.08 2 × ( 1 − 0.08 ) 10 − 2 = 0.147 (9) P 3 = C 10 3 × 0.08 3 × ( 1 − 0.08 ) 10 − 3 = 0.035 (10) 图3. σ示意图 可以在计算结果中看到，如果设置得到时间点越多，单位时间内发生的概率越小。并且在单位时间段内，发生的事件的次数越多，其发生的概率越低。
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user: 5. 总结 本文介绍了一种基于电子式互感器在线监测系统所采集数据的绝缘诊断技术。本文以介质损耗tanδ值为例，主要论述了在线监测系统采集tanδ值的原理以及采集回的数据分析处理过程。基于采集回的数据进行统计分析来推算电子式互感器的绝缘性能情况，及预测一次设备剩余寿命等等内容。本文所描述的方法适用于各种在线监测系统所部署的专家绝缘分析系统内，成为一个判断一次设备绝缘情况的判据。今后还可以根据不同情况，添加神经网络及贝叶斯网络算法来辅助推演。
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user: 摘 要 本文针对交错并联Buck电路拓扑结构，进行了控制方式和改进拓扑结构的研究。在大占空比条件下，首先对传统的交错并联Buck电路采用电压电流双闭环控制，使得系统的输出更加稳定。然后将交错并联Buck电路中的分立电感合并成一个耦合电感，以此减小输出电流纹波和改善动态特性，满足系统对功率密度不断提高的要求。通过仿真验证，得出耦合系数和电压电流双闭环控制对电路性能的具体影响，从而验证了该系统的设计方案。 关键词 :交错并联，耦合电感，双闭环控制 Copyright © 2017 by authors and Hans Publishers Inc. This work is licensed under the Creative Commons Attribution International License (CC BY). http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/
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user: 1. 引言 随着现如今开关电源技术的不断发展，Buck电路作为电源技术的重要组成部分，一直以来都是国内外专家学者研究的重点。为了减小变换器电流纹波和提高系统的功率密度，本文采用交错并联电路来满足要求 [ 1 ] [ 2 ] [ 3 ] 。 交错并联技术的运用必定会使电路磁性元件数量的增加，导致系统体积的增大，并且会使系统的功率密度降低。文献 [ 4 ] 采用分立电感对交错并联DC/DC变换器进行设计，使得系统的体积过大和电压电流纹波过高。文献 [ 5 ] 结合多种变换器，分析了耦合电感不同集成方式对电流脉动的影响。通过改变耦合电感的绕制方法来调整输出电流脉动和输出电压纹波。文献 [ 6 ] 给出了耦合电感用互感表征的等效电路，通过数学公式得出反向耦合时稳态等效电感增大，动态则相反减小，符合变化器低稳态纹波，动态响应快的要求。因此，在交错并联Buck电路中将分立电感合成耦合电感，不仅能够减小变换器的体积，而且在采取合适耦合系数的情况下，将会增大功率密度和减小输出电流纹波 [ 7 ] [ 8 ] 。 基于此，本文针对交错并联Buck电路，采用电压电流双闭环控制方法 [ 8 ] [ 9 ] [ 10 ] ，并在大占空比条件下设计了交错并联Buck电路的耦合电感，改进后的电路输出电压纹波变小并且具有更好的系统鲁棒性和更快的动态响应。
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user: 2. 双闭环交错并联Buck电路 2.1. 工作原理 图1所示为交错并联Buck电路拓扑结构。相对应与经典Buck电路，它是将两个半桥电路并联而成，两相开关管的驱动信号相差180˚。 电路主要工作过程如图2所示。在t0~t1阶段，开关Q1导通，Q2关断，电感L1通过D1充电，电感L2通过D2释放能量；在t1~t2阶段，开关Q1、Q2同时导通，电感L1、L2分别通过D1、D2充电；在t2~t4阶段，电路顺序重复上面两个模式，开关管Q1先关断后导通，开关管Q2保持导通状态。采用 图1. 交错并联Buck电路 图2. 交错并联Buck D > 0.5电流波形 交错并联技术可以减小储能元件的体积，并且使得变换器输出的总电流纹波足够小。 2.2. 控制器设计 利用状态空间平均法求得Buck电路的交流小信号方程 [ 11 ] ： L 1 d i ^ L 1 ( t ) d t = D 1 V ^ i n ( t ) + V i n d ^ 1 ( t ) − V ^ c ( t ) − [ i ^ L 1 ( t ) + i ^ L 2 ( t ) ] R E L 2 d i ^ L 2 ( t ) d t = D 2 V ^ i n ( t ) + V i n d ^ 2 ( t ) − V ^ C ( t ) − [ i ^ L 1 ( t ) + i ^ L 2 ( t ) ] R E C U C d V ^ U C ( t ) d t = i ^ L 1 ( t ) + i ^ L 2 ( t ) (1) 如图3所示，为Buck电路小信号电路等效模型， C U C 为输出侧超级电容，其等效串联电阻为 R E ， 图3. 降压时小信号电路等效模型 等效并联电阻由于阻值一般为兆欧级，可忽略不计。 为了方便计算，设定Buck电路中 L 1 = L 2 = L ， I L 1 = I L 2 = I L ， i ^ L 1 ( t ) = i ^ L 2 ( t ) = i ^ L ( t ) ， d ^ 1 ( t ) = d ^ 2 ( t ) = d ^ ( t ) ，稳态值 D 1 = D 2 = D 。 依据上述所设定的值求得Buck电路占空比到电感电流的传递函数 [ 12 ] ： G i d ( s ) = i ^ L ( s ) d ^ ( s ) | V ^ i n ( s ) = 0 = V i n ( 2 + R E C U C s ) L C U C s 2 + 2 R E C U C s + 2 (2) 占空比到输出电压的传递函数： G v d ( s ) = v ^ o ( s ) d ^ ( s ) | v ^ i n ( s ) = 0 = V i n ( 2 + R E C U C s ) L C U C s 2 + 2 R E C U C s + 2 (3) 以及电感电流到输出电压的传递函数： G u i ( s ) = v ^ o ( s ) i ^ L ( s ) | V ^ i n ( s ) = 0 = 2 + R E C U C s C U C s (4) Buck电路将采用电压电流双闭环控制策略对其进行闭环控制。如图4所示，电压外环将超级电容 C U C 两端电压 V o 与参考电压 V r e f 进行比较，起到稳定输出电压的作用。电流内环将通过PI调节后的电压环输出值作为电流内环的给定值 i r e f ，因为此处的给定值为两相电感电流的总和，所以两个电流内环分别得到一半的给定值，起到限制电流过大和加快响应速度的作用 [ 13 ] 。
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user: 3. 交错并联Buck电路中耦合电感设计 3.1. 耦合电感设计 由图1可以发现，功率器件是由两相并联连接构成，理论上电路所消耗的功率将会是每一相电路的两倍。采用分立电感导致磁性元件的增加，从而使得电路体积变大，对于多相交错并联Buck电路而言，体积会更加大，所产生的消耗也会随之增加 [ 14 ] [ 15 ] [ 16 ] 。因此，为提高功率密度，将电感合并成耦合电感。如图5所示为耦合电感形式及其等效电路。 其中M为 L 1 、 L 2 的互感， v 1 、 v 2 分别为电感 L 1 、 L 2 两端的电压， i 1 、 i 2 为流过电感的电流，则得到 图4. Buck状态控制框图 图5. 标准试验系统结果曲线 如下关系式： { v 1 = L 1 d i 1 d t + M d i 2 d t v 2 = L 2 d i 2 d t + M d i 1 d t (5) 对于交错并联Buck电路而言，式(5)中的 v 1 和 v 2 在开关开通和关断时取得，一般只有两个取值，即 ( V i n − V o ) 和 − V o 。耦合系数 α = M L 1 L 2 ，根据之前的假设 L 1 = L 2 = L ，代入(5)式可得到： ( v 1 − α v 2 ) = ( 1 − α ) L d i 1 d t (6) 进一步将式(6)简化得： v 1 = L e q d i 1 d t (7) 式中， L e q 为电感 L 1 的等效电感。在交错并联Buck电路中， v 1 与 v 2 的关系会随着时间的变化而变化，因此在不同的时间段所对应的等效电感 L e q 的值也会不一样，但在一个开关周期中，电感需要遵守伏秒平衡原则，所以基于此原则可以计算出不同时段的等效电感值。 { v 1 = V i n − V o v 2 = − V o ⇒ v 2 = − D 1 − D v 1 { v 1 = V i n − V o v 2 = − V O ⇒ v 2 = − D 1 − D v 1 { v 1 = V i n − V O V 2 = − V 0 ⇒ v 2 = − D 1 − D v 1 (8) 将(8)中各式代入(6)中，从而得出不同时段的等效电感为： { L e q = 1 − α 2 1 + D 1 − D α L L e q 2 = ( 1 + α ) L L e q 3 = 1 − α 2 1 + 1 − D D α L (9) 根据式(9)绘制出电感电流在分立电感和耦合电感的波形，图中分立电感 L 1 、 L 2 的电感电流波形用虚线表示，实线则为耦合电感下的电感电流波形。 可以看出，在D > 0.5时，一个开关周期当中，等效电感 L e q 3 所对应的电感电流波动最大，即波形的斜率最大。所以为了减小电感电流的纹波，只要控制等效电感 L e q 3 的斜率就行了。这里设 L s t 为稳态等效电感值，可令 L s t = L e q 3 。在图6中， t 0 ~ t 1 时间段内，电流 i 1 的斜率 k = d i 1 d t = − v o L e q 3 ， L 1 的稳态电流纹波峰–峰值： I P P = − k ( t 1 − t 0 ) = v o ( 1 − D ) L e q 3 f s (10) 从式(10)可以看出， L e q 3 取值越大，稳态电流纹波将变小。由式(9)可以得出，当耦合系数取到一定值时，会使 L e q 3 取到最大值。 通过电感电流的变化量 Δ i 与 Δ D 的比值来确定系统的动态响应，即 Δ i Δ D ，其中 Δ D 为占空比 D 发生微小变化时的取值。 由图7可知，当占空比 D 产生微小变化时，电感电流也会随之发生变化，在一个开关周期中，电感电流的变化量 Δ i 可分为5个时间段的变化之和。 { t 0 ~ t 1 : Δ i 1 = ( V i n − V O L e q 2 − − V O L e q 3 ) Δ D f s t 1 ~ t 2 : Δ i 2 = 0 t 2 ~ t 3 : Δ i 3 = 0 t 3 ~ t 4 : Δ i 4 = ( V i n − V O L e q 2 − V i n − V O L e q 1 ) Δ D f s t 4 ~ t 5 : Δ i 5 = 0 (11) 根据上式可以求得一个周期中总的电流变化量是： 图6. 耦合电感的电压、电流波形 图7. 瞬态变化时的波形图 Δ i = ∑ k = 1 5 Δ i k = ( 2 ( V i n − V O ) L e q 2 − V i n − V O L e q 1 − − V O L e q 3 ) Δ D f s (12) 稳态条件下，电感电流的总变化量为零则有： ( 1 − D ) − V 0 L e q 3 + [ 1 − 2 ( 1 − D ) ] V i n − V 0 L e q 2 + ( 1 − D ) V i n − V 0 L e q 1 = 0 (13) 联合式(12)和(13)，可得到： Δ i = V i n Δ D L e q 2 f s (14) 因此得到系统的动态响应速度为： Δ i Δ D = V i n L e q 2 f s (15) 根据式(15)可以得出等效电感 L e q 2 的值将会决定动态响应速度， L e q 2 的值越小，响应速度越快，这里设 L t r 为动态等效电感值，可令 L t r = L e q 2 。 3.2. 耦合系数对交错并联Buck电路的影响 根据上述分析可知，采取不同耦合系数对系统的动稳态特性以及输出电流纹波都有很大的影响。系统的稳态等效电感值和瞬态等效电感值的关系式如下： L t r L s t = 1 + D 1 − D α 1 − α (16) 式中，当占空比 D 和耦合系数 α 发生变化时， L t r L s t 的值将会发生相应的改变。关系如图8所示。 由图可知，在占空比一定的时候， | α | 的值越大，则系统瞬态等效电感值与稳态等效电感值越小，从而使得电路的输出电流纹波以及动态响应特性较好。当系统的耦合系数一定时，占空比在0.5左右的时候，所得到的电路性能最好。
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user: 4. 仿真结果 进一步验证上述理论分析，在Matlab/Simulink环境下进行仿真研究，电路指标为：输入侧电压 V i n = 12   V ，输出侧电压 V o = 7   V ，开关频率 f s w = 20   kHz ，计算出的电路参数为：储能电感 L 1 = L 2 = 40   μ H ，滤波电容 C 1 = 100   μ F ，功率开关器选取IPB036N12N3_G型功率MOSFET。根据系统的传递函数设计电压电流双闭环控制器，在实际调整过程中对参数进行调整，最终取电压外环 P = 0.02 ， I = 200 ，电流内环 P = 0.02 ， I = 20 。 图9和图10分别为交错并联Buck电路输出电感电流波形和输出电压波形，从图中明显的可以发现 图8. 耦合系数与电路性能的关系 图9. 输出电感电流波形 图10. 输出电压波形 图11. 不同耦合系数下的电流波形 图12. 不同耦合系数下的输出电压波形 耦合电感下的电感电流和输出电压纹波变小，输出电压纹波降到4%，输出电流纹波也减小到了7%。 进一步观察不同耦合系数下的电流波形，如图11所示，在耦合系数 α 为0.5时，系统的电流峰峰值大约为1.4 A，耦合系数 α 为0.7时系统的电流峰峰值达到1.2 A，耦合系数 α 为0.9时系统电流峰峰值小于1 A。当耦合系数为0.9时，其动态响应速度也变快了，从而提高了系统的效率。 图12中，分别比较了耦合系数 α 在不同取值下的输出电压波形，可以看出在 α 为0.9时输出电压纹波最小，为4%左右，从而验证了之前的理论分析。
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user: 5. 总结 本文针对交错并联Buck电路的小信号模型，设计了电压电流双闭环控制；进一步设计了耦合电感，给出了详细的计算方法，并分析了不同耦合系数对电路动稳态特性的影响。理论分析与仿真结果表明，电路占空比在0.5附近的电流纹波较小，当占空比大于0.5时，较大的耦合系数能够有效降低电流纹波。采用耦合电感降低了交错并联Buck电路开关器件电流应力，同时使得系统体积和输出电压纹波变小、动稳态特性提高。接下来的工作将改进控制方式，加强系统的鲁棒性，并搭建硬件电路进行实验研究。
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user: 摘 要 本文在对能源互联网体系架构进行深入剖析的基础上，详细探索了能源互联网通信业务，提出了光纤到户、LED可见光通信解决“互联网+”智慧能源等业务的解决思路和方案。随着能源互联网建设的大力推进以及“互联网+”业务的深入实践，未来电力通信网络将实现横向覆盖能源生产、能源传输、能源存储、能源消费各个环节，纵向延伸至物理层、传输层、信息层及感知层。 关键词 :能源互联网，智能用电，智能家居，需求响应，可见光通信 Copyright © 2017 by authors and Hans Publishers Inc. This work is licensed under the Creative Commons Attribution International License (CC BY). http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/
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user: 1. 概述 2015年，李克强总理在政府工作报告中首次提出“互联网+”行动计划，其中包括“互联网+”智慧能源。近日，习近平主席在“一带一路”主旨演讲中再次提到，要加强能源结构转型，构筑全球能源互联网。目前，为落实《关于推进“互联网+”智慧能源发展的指导意见([ 2016 ]392号文)》，国家能源局以国能科技[ 2016 ] 200号印发了关于组织实施“互联网+”智慧能源(能源互联网)示范项目的通知，提出促进能源和信息深度融合，推动能源结构性改革，其主要目的是建立一种将能源生产、传输、存储、消费与互联网密切关联的能源产业发展新模式，推动能源使用朝着设备智能、多能协同、信息对称、供需分散、交易开放的方向发展，激活能源供给端和消费端潜力，营造开放包容的能源互联网生态环境，带动能源互联网新技术、新模式、新业态发展。为贯彻落实能源局要求，南方电网公司以南方电网科技[ 2016 ] 9号文印发了关于推进“互联网+”智慧能源发展的实施意见，其指导思想是以“互联网+”为手段，以智能化为基础，探索公司竞争性业务拓展的可行模式，其主要任务有四个方面：1) 能源生产与协同运营，推动分布式新能源建设、推进多能协同运营；2) 能源传输，推进以智能电网为基础的能源网络建设，加快示范区OS2、3C绿色变电站、输电网在线监测、配网自愈、实现储能、新能源、电动汽车双向高效自治接入；3) 能源消费，以智能家居、智能楼宇、智能小区和智能工厂等建设为基础，建设用户自主的能源管理与需求响应，实现精准的需求预测与用能分析。发展电动汽车运营新模式、探索能源零售交易模式、拓展增值服务新模式；4) 信息通信，建设智能量测终端，实现用户安全、可靠、快速的双向通信，建设电力光纤到户工程、试点无线专网，实现通信网络向居民侧延伸，完善信息通信安全保障体系，重点做好云计算、大数据、移动互联网等安全保障体系 [ 1 ] 。 目前，能源互联网正处于示范项目建设阶段，其在能源生产、传输、存储、消费的“互联网+”应用模式和通信需求尚不明朗，相关规划、设计、建设、运维规范也未建立。随着能源互联网的大力推进，迫切需要研究“互联网+”智慧能源通信业务模型，提出“互联网+”智慧能源通信建设模式，指导示范项目配套通信建设 [ 2 ] 。 本文首次对“互联网+”智慧能源在生产、传输、存储、消费等环节的通信业务进行了梳理分析，建立了其信息模型，提出了相应的通信解决方案，并对不同通信方案进行了详细的描述，本方案能够适应“互联网+”智慧能源通信业务。
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user: 2. 能源互联网体系架构解析 能源互联网，就是通和分布式能量储存装置构成的电力/热力/燃气等能源网络互联起来，实现能量和信息双向流动的能量对等交换与共享的智能网络，充分利用多能源互补特性，通过能源梯级利用增加终端能源利用效率，以大数据以及广域信息平台为基础的需求侧响应，提高能源生产与传输设施的利用效率。其能量流与信息流的深度融合如图1所示。其中能源生产对应发电环节，能源传输对应输电、变电、 图1. 能量流–信息流拓扑关系示意图 配电、调度等环节，能源消费对应用电、交易等环节 [ 3 ] 。“互联网+”智慧能源主要体现在发电和用电、交易等环节。 “互联网+”智慧能源采用物联网的体系架构，示意图如下。从下到上分为四层，即物理层、感知层、传输层、信息层。 1) 物理层：实现多能互补、清洁能源、智能输电网、主动配电网、充电站、储能站、智能家居等能源生产、传输、存储、消费环节的基础设施。 2) 感知层：实现能源采集与控制，包括采集装置和交互终端，前者体现为智能电表、RTU、DTU、多合一表计；后者体现为智能用电终端、APP等。 3) 传输层：通信网络，包括企业外网(移动互联网等)与企业内网。 4) 信息层：相关企业级应用系统及大数据平台。 能源互联网体系架构如图2所示。