DreamBlooms/HansPub-15000-to-45000 huggingface dataset:
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user: 3. 结果和讨论 3.1. FT-IR分析 图3是油水界面法制备的Fe 3 O 4 NPs的红外吸收图。其反应条件为：体系中的总铁浓度为1.0 M，氨水浓度为6 M，反应时间为4 h，其中油酸的用量分别为2.0 mL、1.0 mL及0.5 mL。由图所示，不同油酸量合成产物的特征峰基本一致，可明显看到Fe-O键(604.95 cm −1 )和油酸基团 (1416 cm −1 和1525.43 cm −1 )的特征吸收峰，这表明油酸已被修饰到了Fe 3 O 4 NPs的表面。同时，随着油酸量的增加，1416 cm −1 和1525.43 cm −1 处的吸收峰明显增强，说明合成的Fe 3 O 4 -OA NPs被油酸包覆得更完全。另外，由于油酸的烷烃链存在使其具有疏水性，由图中的插图可观察到Fe 3 O 4 -OA NPs很稳定地存在于有机溶剂中。以上分析说明油酸被成功地修饰到了Fe 3 O 4 NPs的表面，使其具有疏水性。 图1. 磷脂膜中包载Fe 3 O 4 -OA NPs的脂质体示意图 图2. HMLs的合成流程图 图3. Fe 3 O 4 -OA NPs红外曲线图 3.2. HMLs的Zeta电势及水动力直径测试结果 表面电势的测量可表征磁性脂质体的表面修饰情况，电势测定结果(表1)表明，空白脂质体(Blank Liposomes， BLs)的表面电势仅为−3.8 mV，当脂质体包载磁性粒子之后，其表面电势达到了−26.4 mV，这主要是由于Fe 3 O 4 -OA NPs表面存有大量活性基团，从而导致磁性脂质体的表面电势与空白脂质体差异更明显 [ 8 ] ，这一结果初步说明疏水性Fe 3 O 4 -OA NPs已被包载入了脂质体中。 3.3. DPH荧光探针法确定HMLs的结构 DPH是一种线性结构分子，处于磷脂膜中烷烃基链较密集的疏水区内。当DPH探针包载于磷脂双分子层中时，它所处于环境的微粘度受磷脂膜的流动性影响。如表2所示，与BLs和MLs-W相比，在298 K时，HMLs中DPH各向异性值明显下降，脂质体的微粘度变小。这是因为磷脂双分子层的内部载入了Fe 3 O 4 -OA NPs，使磷脂膜的结构变得较为松散，膜的流动性和通透性增加，导致微粘度变小，各向异性值下降。而MLs-W中的DPH各向异性值与BLs的相似，亲水性磁性纳米粒子位于脂质体的内水相，未对磷脂膜的微粘度产生影响，因此DPH的各向异性值几乎未发生改变。以上结果进一步说明疏水性Fe 3 O 4 -OA NPs已成功地包载于磷脂双分子层的内部。 温度为318 K时，三类脂质体的DPH各向异性值没有发生明显差异，这可能是在较高温度下，磷脂膜处于流动性较强的液晶态，此温度下磁性粒子对膜的流动影响不大 [ 9 ] 。 3.4. 反应条件对用薄膜分散法合成HMLs的影响 用薄膜分散法制备HMLs的过程中，有诸多因素影响反应结果，本文将围绕体系的脂浓度、卵磷脂和胆固醇的质量比及Fe初始浓度等常见因素进行深入探讨。 3.4.1. 脂浓度对HMLs粒径及形貌的影响 图4是薄膜分散法制备的具有不同脂浓度的HMLs的TEM图，其反应条件为：体系中的初始Fe浓度为1.0 mg/mL，[SPC]:[CH] = 4:1 (w/w)，水化时间为4 h。从图中可以观察到，当脂质体的水化浓度为0.5 mg/mL时制备的HMLs形貌成球形，但成型量较少，产量低。而当水化浓度为1.0~2.0 mg/mL时，所 Table 1 Zeta potentials of BLs and HML 样品(1.0 mg/mL) 表面电势(mV) BLs −3.97 ± 0.80 HMLs −26.40 ± 0.01 表1. 空白脂质体和磁性脂质体的表面电势 Table 2 The DPH anisotropy loaded in liposomes in different temperature 热力学温度T (K) 脂质体类型 DPH各向异值(r) 218 BLs HMLs MLs-W 0.0859 ± 0.00133 0.0475 ± 0.00215 0.0846 ± 0.00128 318 BLs HMLs MLs-W 0.0422 ± 0.00063 0.0400 ± 0.00550 0.0428 ± 0.00168 表2. 不同温度下的三种脂质体中DPH各向异性值 备注：BLs为空白脂质体，MLs-W为负载亲水性磁性粒子的磁性脂质体，HMLs为负载疏水性磁性纳米粒子的脂质体。Notes: BLs is blank liposomes; MLs-W is liposomes with hydrophilic Fe 3 O 4 NPs in the inner aqeous core; HMLs load with Hydrophobic Magnetic Fe 3 O 4 NPs-Liposomes 图4. 不同脂浓度下制备的HMLs TEM图。(a: 0.5 mg/mL; b: 1.0 mg/mL; c: 2.0 mg/mL; d: 4.0 mg/mL) 得HMLs分散均一，大部分成球形，表面平滑完整，几乎无粘附团聚现象。当水化浓度继续增大至4.0 mg/mL时，制备的HMLs出现了严重的融合和粘附团聚现象，几乎无成形。通过对比结果，当脂质体的浓度维持在0.5~2.0 mg/mL，得到的HMLs成型最好，形貌特征与S. Park等 [ 7 ] [ 9 ] 报道的表征磷脂膜中包载疏水性银纳米粒子的脂质体形貌有较为相似。另外，从图4(b)中的右上角插图可以观察到油水界面法所制备的Fe 3 O 4 NPs分散均一，粒径大小约为4.3 nm。有文献报道 [ 10 ] 这一尺寸的纳米颗粒可包载于脂质体的磷脂双分子层中。 3.4.2. 卵磷脂与胆固醇质量比对HMLs的稳定性影响 为了考察所制备样品的稳定，所测样品均是放置一月之后测其粒径。其反应条件为：体系中的初始铁浓度为1.0 mg/mL，脂浓度为1.0 mg/mL，水化时间为4 h。图5和图6分别是用不同的卵磷脂和胆固醇的质量比所制备的HMLs的表观和粒径变化图，从左到右比值依次为0，2:1，4:1，6:1。从图中可以看出，当卵磷脂和胆固醇的比值为0，HMLs产生絮状沉淀，从粒径变化图中亦可得到验证，此时的样品粒径比较大，分散性较差。当比值为2:1~4:1时，可以观察到无絮状沉淀产生，呈现清澈透明的状态，粒径约为125 nm。当比值为6:1时，出现少许沉淀，但是粒径大小和分散性与2:1~4:1时相比变化不显著。以上现象说明，添加适量的胆固醇，有利于增强脂质体的稳定性。 图5. 不同卵磷脂和胆固醇质量比下(从左到右比值依次为0，2:1，4:1，6:1)得到的HMLs的外观图片 图6. 不同卵磷脂和胆固醇质量比下制备的HMLs的水动力粒径大小 3.5. 磁性脂质体的包封率测量 本文采用基于Fe 2+ 的邻菲罗啉染色法测定HMLs中的Fe含量。测试结果显示当初始Fe浓度为0.25、0.5、1.0及3.0 mg/mL时，包封率为91%~71%。从测试结果可以发现随着初始Fe浓度的增大，HMLs的包封率有所下降，当最高初始浓度为3.0 mg/mL时，磁性脂质体的包封率为71%，但仍比报道的包载亲属性磁性纳米粒子的包封率(20%~60%) [ 10 ] 高出很多。以上结果说明HMLs能够显著的提高磁性粒子的包封率和磁性粒子在脂质体的含量，从而提供足够的磁强度，为其作为MRI造影剂的应用打下基础。
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user: 4. 结论 采用油水界面法成功的制备出了分散均匀，纯度高的疏水性Fe 3 O 4 纳米颗粒。红外测试表明油酸分子成功的修饰到了Fe 3 O 4 纳米颗粒表面，可稳定的存在于有机溶剂中。采用薄膜分散法将Fe 3 O 4 -OA纳米颗粒成功地包载入了脂质体的双分子层内部。TEM观察和磁性脂质体中DPH荧光各向异性值变化结果确定了Fe 3 O 4 -OA NPs在脂质体中的位置。通过比较BLs和HMLs的Zeta电位，可以发现HMLs的Zeta电位由于表面带有油酸分子的磁性粒子而变得更负，表示疏水性Fe 3 O 4 -OA纳米颗粒成功的载入了脂质体中。对影响制备HMLs的因素探索结果表明，最佳反应条件是：体系脂浓度为1.0 mg/mL，Fe初始浓度为1.0 mg/mL，卵磷脂和胆固醇的质量比为4:1时。所得到的HMLs包封率高、稳定性最好、尺寸均一，平均粒径大小为123 nm。
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user: 摘 要 在X3LYP/6-31++G(d，p)水平，对钩吻16种镇痛活性成分和吗啡的几何结构、谱学性质和电子结构进行了详细的计算研究，并根据概念密度泛函理论对所有化合物的化学性质进行考察。研究结果表明：钩吻镇痛活性成分的几何结构与吗啡的部分结构类似；钩吻镇痛活性成分的红外光谱吸收峰主要分布于波数1700~1832 cm −1 ，3500~3600 cm −1 和3730~3860 cm −1 的三个区域；乙醇溶剂中钩吻和吗啡的极性增加，电负性、硬度、软度和亲电指数显示gw7、gw12和gw15与吗啡的性质最为相似。药代动力学数据表明gw7的药代动力学评价最佳。 关键词 :钩吻，吗啡，密度泛函理论，药代动力学
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user: 1. 引言 如今，全球每年新增加癌症患者约1000万人，在我国，癌症患者人数也逐年高速增长。因此，有效规范的镇痛治疗是提高患者生存质量的重要措施。癌症疼痛治疗主要使用效果显著的强阿片类药物吗啡等，但该类药易引起一系列的副作用，比如：便秘、恶心、尿潴留等[ 1 ] 。更多的是长期使用吗啡可产生耐受性而使得用药剂量增加，可产生痛觉过敏以及成瘾性，从而限制了其在临床上的应用。目前临床上陷入了对癌症患者“用药荒”的困境，因此急需开发出新型的不易产生耐受性的镇痛药物代替吗啡。 钩吻又名断肠草，味辛、苦、性温、有剧毒，故多以外用为主 [ 2 ] 。根据目前对钩吻的药用研究，发现其药理作用主要有抗肿瘤、镇痛、恢复造血功能、增强免疫、降压等；临床调查及基础研究表明，钩吻生物总碱具有显著的镇痛作用，调节疼痛阈值增大的能力仅次于吗啡，明显高于其他镇痛药物，且无成瘾性、耐受性和累积性毒性等副作用，但其毒性较大，治疗剂量与中毒剂量相近 [ 3 ] - [ 6 ] 。黄志毅首次报道钩吻素子具有显著的治疗外周神经损伤所致神经病理性疼痛的作用，其镇痛作用的有效剂量远离LD 50 ，安全性强，作用持续时间长 [ 7 ] 。相关研究人员采用大鼠骨癌疼痛模型，深入研究了钩吻素甲对癌症疼痛的镇痛作用及作用机制，证实了“钩吻可以有效减轻癌症等病患所带来的疼痛”，这为癌症患者带来了新的希望。 本研究将钩吻的镇痛活性成分的几何结构与吗啡的几何结构进行量子化学分析，比较两者之间的异同性 [ 8 ] - [ 12 ] ，具体化合物分子式见表1。利用钩吻(断肠草)的有效镇痛的成分，研究其分子结构与药代动力学参数，为研制出不易产生耐药性的镇痛药提供理论基础。
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user: 2. 计算方法 本文采用X3LYP密度泛函理论(DFT)在6-31++G(d，p)基组水平上，对已报道的16种钩吻镇痛活性成分和吗啡的几何结构，电子结构性质和振动光谱进行了计算研究，并在相同计算水平上采用极化连续模型(PCM)计算了16种钩吻镇痛活性成分和吗啡在乙醇环境中的性质变化，所有计算工作用G09程序包完成 [ 13 ] 。运用ACD/Percepta软件平台统一模拟计算其脂水分布系数(LogP)，药物与血浆蛋白结合能力(PPB)和血脑屏障通过性(CNS)等基础数据，由此预测药代动力学性质。
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user: 4. 结论 采用X3LYP密度泛函理论(DFT)在6-31++G(d，p)基组水平上计算钩吻16种镇痛活性成分和吗啡的几何结构，同时采用极化连续模型(PCM)模拟乙醇溶液环境表明溶剂化效应对几何结构的影响。计算结果显示：1) 钩吻的镇痛活性成分分子中也具有一平坦的芳环结构，苯环可以通过范德华力与作用位点结合；钩吻镇痛活性成分中的N原子被不同取代基取代，可从激动剂转变为拮抗剂。2) 红外谱图中钩吻的镇痛活性成分存在三个较强的吸收峰即：C=O、N-H和O-H键；gw16的C=O吸收峰与吗啡相比红移了15 nm。考虑溶剂化效应后，紫外-可见光谱中钩吻镇痛活性成分和吗啡的羰基吸收峰发生蓝移。3) 从电负性、硬度、软度和亲电指数来看gw7、gw12和gw15与吗啡的性质最为相似。4) 通过计算机模拟平台，预测钩吻镇痛活性成分的药代动力学性质发现gw7的药代动力学的评价与其他钩吻镇痛活性成分相比最佳。
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user: 摘 要 电机控制系统是决定电动汽车性能优劣的核心，为了更加直观方便的观察和分析控制效果的优劣，并方便快捷的实现对控制参数的修改，使控制效果达到最佳，本文设计并实现了基于WPF的电机控制系统监控软件。软件采用C#编程，充分利用了WPF的多线程技术和数据绑定技术，为用户提供了友好的人机界面，实现了对电机控制系统参数的高速实时采样、实时显示、实时保存等功能，保证了对电机控制系统运行状态的实时监控。本文首先给出模块化的设计框架，并在此基础上对各个模块的设计方案进行了具体的介绍，然后详细阐述了软件中用到的多线程和数据绑定这两个关键技术，最后对软件运行效果进行了测试，给出了软件的运行效果图，通过测试，监控软件各部分功能满足设计的要求。 关键词 :WPF，电机控制系统，监控软件，多线程，数据绑定
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user: 1. 引言 当今社会，环境污染和能源危机日益加深，电动汽车的兴起和飞速发展有着十分重要的意义，而具有大功率、高效率和宽调速范围的电机是电动汽车的驱动心脏，特别是在电池容量等技术还没有解决的前提下，电机驱动系统是保证汽车续行里程并使之实际运用化的关键，其控制效果直接影响电动汽车性能的优劣。依靠电机控制系统监控软件可以更加直观方便的观察和分析控制效果的优劣，并方便快捷的实现对控制参数的修改，使控制效果达到最佳。因此，设计一款可靠且稳定的电机控制系统监控软件就显得尤为重要，它有助于提高技术人员的调试效率和故障排查能力，提升电机控制系统的管理水平。 此软件属于虚拟仪器范畴，虚拟仪器是当今仪器技术的发展热点，许多研究者都提出了各自的设计方案。与一般的虚拟仪器相比，用于电机控制系统实时监控的软件，在功能上既有类似的地方，也有不同之处，它对数据采集和波形显示的实时性和稳定性要求更高。但是目前的电机控制系统监控软件，有些并不支持示波器功能[ 1 ] ，缺乏图形化的显示方式，使用起来并不直观。就目前现有的虚拟仪器而言，大都是利用LabVIEW配以高速数据采集卡来实现图形方式显示曲线[ 2 ] -[ 4 ] ，功能比较完备，可以进行波形显示、存储、频谱分析等，但实时性较低，可移植性较差。对于电机控制系统而言这种方案并不适用，主要原因有：(1) 电机控制系统底层控制器大都已具备数据采集功能；(2) 能够同时显示的信号数较少，不利于对多路信号的频率、相位等特性对比分析。 CANBUS采用了许多新型技术及独特设计，具有显著的可靠性、实时性和灵活性[ 5 ] 。本文采用高实时性的CANBUS与电机控制系统进行通信，使用高效可靠的基于C#语言的WPF框架进行编程，具有实时数据采集、实时波形显示、参数显示、参数配置以及事件和历史故障记录等功能。具有高实时性，允许同时观测多路信号，实现了对电机控制系统状态的实时监控，为电机控制系统提供了实用的软件工具。
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user: 2. 软件总体设计方案 电机控制系统监控软件作为电机控制系统的附属部分，供内部人员生产测试及调试使用，主要用于电机控制系统产品维护，通过接口获取信息用于现场故障排查。该软件主要实现对控制系统多路参数的实时数据采集，并予以图形显示和文件存档，以及通过可视化界面，对控制系统的参数进行设置和状态进行监控分析。 本文涉及到的系统包括运行在PC上的监控软件、由控制器和电机构成的电机控制系统以及IXXAT公司的USB-to-CAN构成，如图1所示。通过用户与监控软件的交互操作，系统可借助USB-to-CAN接口卡与CAN总线实现PC机与电机控制系统的各种数据交互，从而进行对电机运行情况的监控。 2.1. 软件结构 为了提高系统的通用性和可扩展性，方便程序设计和升级，软件采用模块化的设计思想，按层次分为底层CAN总线通信模块处理、中层数据处理和上层界面三大模块。底层CAN通信层负责接收控制系统上传的数据和向控制系统下发命令。数据处理层负责解析控制系统上传的数据、封装下发的命令和存储数据到文件等。界面层通过图形、列表、编辑框控件等显示方式把获取的变流器信息呈现给用户，并予以保存，同时接受用户的操作，对数据进行安全检查等。使用人员通过操作菜单，查看各窗口的参数信息，并对控制系统参数进行设置。电机控制系统监控软件数据流图如图2所示。 2.2. 软件开发环境 该软件采用Visual Studio 2013的WPF应用程序的开发环境，WPF (Windows Presentation Foundation)是微软推出的基于Windows Vista的用户界面框架 [ 6 ] ，属于.NET Framework 3.0的一部分。它提供了统一的编程模型、语言和框架，真正做到了分离界面设计人员与开发人员的工作；同时它提供了全新的多媒体交互用户图形界面。
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user: 3. 软件详细设计 通信协议是实现监控软件和控制系统进行信息交互的基础。软件采用模块化的设计方法，将底层通 图1. 系统连接示意图 图2. 软件设计原理图 信模块和功能模块分别进行封装。底层通信模块用于通过USB-to-CAN与控制系统节点进行信息交互，功能模块用于软件与用户进行信息交互。下面分别进行介绍。 3.1. 通讯协议的设计 3.1.1. 通信报文的设计 监控软件和电机控制系统之间的通信方式分为两种：主从问答方式和自动上传方式。主从问答方式是指主控设备(监控软件)向受控设备(控制系统)发送命令帧，受控设备(控制系统)接收到命令帧后，向主控设备(监控软件)发送响应帧，从而实现数据交换；自动上传方式是指受控设备(控制系统)定时上传数据给主控设备(监控软件)，主控设备(监控软件)只需要接收，无需发送响应帧。 监控软件和电机控制系统之间的通信报文有三种，控制报文、设置报文与数据报文。其中，控制报文用于对电机控制系统运行状态进行控制，如控制电机控制系统运行于操作模式或预操作模式；设置报文用于设置电机控制系统的各项参数；数据报文规定了控制系统定时上传数据的格式。从报文功能来看，控制报文和设置报文需要控制系统的响应，因此，这两种报文采用主从问答方式，而数据传输时通信速率较高，问答式效率低，而且如果要保证毫秒级别的精确定时，监控软件CPU占有率会很高，因此控制系统采用主动定时1 ms的方法上传数据。 3.1.2. 通信报文格式的制定 监控软件与电机控制系统通信报文格式采用CAN2.0A标准数据帧格式进行设计 [ 7 ] ，在设计时需要指明Identifier及数据字段各个字节所代表的具体含义。具体内容根据通信报文分别制定，具体格式见表1。其中控制报文Identifier以0x00开头，X根据不同控制命令设置为不同值，数据部分长度为1，数据值也于控制命令相关；同理设置报文和数据报文的Identifier以0x40和0x80开头，数据部分长度为1，数据部分为具体参数值。 3.1.3. 浮点型数据处理方法 设置报文和数据报文中的参数有整形和浮点型之分。对于整形参数，无需特殊处理，即可实现数据的无精度损失的发送和接收；对于浮点型参数，若经过特殊数据处理，也可实现无精度损失的发送和接收。 float类型变量dataFloat在内存中占32位，若把32位float类型数据以32位int类型数据dataInt读取，即可实现无精度损失的发送，具体方法见公式(1)；同理把32位int类型变量dataInt以32位float类型数据dataFloat读取，即可实现无精度损失的接收，具体方法见公式(2)。 (1) (2) 3.2. 底层通讯模块的设计 底层通讯模块作为监控软件与电机控制系统信息交互的通道，在整个软件设计中起着至关重要的作 Table 1 Frame format of communication messag Identifier DataLength 控制报文 0x00X 1 设置报文 0x40X 8 数据报文 0x80X 8 表1. 通信报文帧格式 用。根据通讯协议，通讯方式有两种：主从问答方式和主动上传方式。对于主动上传方式，底层通讯接口相关函数只负责接收数据；对于主从问答方式，底层通讯接口相关函数先发送数据给控制系统节点，然后采用查询方式接收控制系统上传的数据。底层通讯模块功能如图3所示。 3.3. 功能模块的设计 为了实现监控软件的各项功能，本软件设计了包括参数显示、参数配置、示波器以及事件和历史故障记录等功能模块。 示波器功能模块主要用于监控控制系统的控制效果，通过通信接口实时采集数据并将接收到的数据以图形化方式连续动态的显示在示波器窗口中。 参数显示功能模块支持控制系统运行参数及状态的动态显示，实现对控制系统进行实时动态监控分析，状态周期刷新时间用户可自行设定，默认为0.33 s。 参数配置功能模块实现对控制系统运行模式的控制功能，使得控制系统运行于操作模式或预操作模式，并在预操作模式下实现对重要参数的配置功能。 事件和历史故障记录功能模块实现控制系统事件和历史故障记录功能，可手动实时更新事件和历史故障记录，可以导出为CSV文件，支持默认文件名方式保存。
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user: 4. 软件的关键技术 4.1. 多线程技术 电机控制系统监控软件是对电机控制系统的状态进行监控，具有多任务的特点。采用单线程运行时，数据传输和采集占用的资源过多导致速度慢、延迟等缺陷，而采用多线程技术和消息映射机制可有效地同步完成不同的任务，使应用程序的并行处理得以实现 [ 8 ] ，并且可以满足实时数据传输、及时响应用户操作的需要，因此将多线程编程技术应用于此监控软件的多任务中。 4.1.1. 多线程技术简介 在WPF应用程序中，线程有两种类型：用户界面线程和工作者线程两大类。用户界面线程可以产生自己的窗口并负责处理相关的窗口消息，拥有单独的消息队列，能够对事件和用户输入做出响应。工作者线程适用于处理后台任务，而不影响用户对应用程序的使用，工作者线程仅仅由一个函数体实现，其实现简单，便于编程者控制，适用于一些费时的后台任务处理在多线程应用程序中。 两个或更多的线程同时访问同一数据会导致不可预知的结果，因此保持线程间的同步是一个不可或缺的环节。使隶属于同一进程的各线程协调一致的工作称为线程的同步。Windows系统提供了多种同步方法：临界区、信号灯、互斥量和事件等 [ 9 ] ，在C#语言中均有相应的实现。 消息映射就是消息与消息处理函数一对一的联系，一旦有消息产生，程序就会调用相应的消息响应函数来进行处理。 4.1.2. 多线程技术在监控软件中的应用 在设计过程中，高速实时数据采集与实时数据处理的共同进行是软件面临的一大难题。应数据采集 图3. 底层通讯模块功能示意图 与处理的实时性、可靠性、完整性的要求，本文采用了多线程技术将数据接收和数据处理放在不同的线程中，实现程序的并行处理。数据处理流程如下： (1) 在数据采集线程中，定时调用(本文中调用周期为1 ms)底层通信接口函数，读取电机控制系统(下位机)发送的数据，根据需要存入不同的数据缓冲区(如参数显示数据缓冲区、示波器数据缓冲区等)； (2) 各个数据处理线程，根据需要定时读取(本文中对实时性要求较低的参数显示模块定时周期为500 ms，而对实时性要求比较高的示波器模块定时周期为100 ms)相应数据缓冲区中的数据，并进行不同的处理； (3) 由于数据采集线程和数据处理线程会同时访问数据缓冲区，因此保持线程间的同步是软件设计过程中一个不可或缺的环节。C#中的lock关键字封装了Windows中临界区的功能 [ 10 ] ，本文中使用lock关键字，使得任意时刻只有一个线程可以拥有临界区对象，拥有临界区的线程可以访问被保护起来的资源，其它希望进入临界区的线程将被挂起等待，直到拥有临界区的线程放弃临界区时为止，这样就保证了不会在同一时刻出现多个线程访问共享资源。 数据采集线程和数据处理线程流程图如图4所示。 4.2. 数据绑定技术 数据绑定是在应用程序UI与业务逻辑之间建立连接的过程 [ 11 ] 。如果绑定具有正确设置并且数据提供正确通知，则当数据更改其值时，绑定到数据的元素会自动反映更改。数据绑定可能还意味着如果元素中数据的外部表现形式发生更改，基础数据可以自动更新以反映更改。例如，如果用户编辑Textbox元素中的值，基础数据值会自动更新以反映该更改。 数据绑定的一种典型用法是将服务器或本地配置数据放置到窗体或其他UI控件中。在WPF中，此概念得到扩展，包括了大量属性与各种数据源的绑定。在WPF中，元素的依赖项属性可以绑定到CLR 图4. 数据采集线程和数据处理线程流程图 对象(包括ADO.NET对象或与Web服务和Web属性相关联的对象)和XML数据。 4.2.1. 数据绑定技术简介 数据绑定实质上是绑定目标与绑定源之间的桥梁。不论要绑定什么元素，不论数据源的特性是什么，每个绑定都始终遵循图5所示的模型。 该图演示了以下基本的WPF数据绑定概念： (1) 通常，每个绑定都具有四个组件：绑定目标对象、目标属性、绑定源，以及要使用的绑定源中的值的路径。 (2) 目标属性必须为依赖项属性。 (3) 绑定源对象并不限于自定义CLR对象。 数据绑定分为单向绑定、双向绑定、单向源绑定和单次绑定。其中，单向绑定将导致对源属性的更改会自动更新目标属性，但是对目标属性的更改不会传播回源属性；双向绑定将导致对源属性的更改会自动更新目标属性，而对目标属性的更改也会自动更新源属性；单向源绑定与单向绑定相反；它在目标属性更改时更新源属性；单次绑定会导致源属性初始化目标属性，但不传播后续更改，这意味着如果数据上下文发生了更改或者数据上下文中的对象发生了更改，则更改不会反映在目标属性中。 触发源更新的原因有多种，由绑定目标的UpdateSourceTrigger属性决定。如果UpdateSourceTrigger值为PropertyChanged，则双向绑定或单向源绑定的右箭头指向的值会在目标属性更改时立刻进行更新；如果UpdateSourceTrigger值为LostFocus，则仅当目标属性失去焦点时，该值才会使用新值进行更新。 4.2.2. 数据绑定技术在监控软件中的应用 数据绑定技术在本文监控软件中的应用几乎无处不在，软件中用于数据展示的控件，几乎都有数据源或是其他控件与其绑定。例如，参数配置功能模块的DataGrid控件与ObservableCollection类型的集合类绑定；参数显示功能模块的ProgressBar控件与自定义数据类型VehDetectParameters的数据绑定，同时TextBlock控件又与ProgressBar控件进行数据绑定等。 此处以参数配置功能模块的DataGrid控件与ObservableCollection类型的集合类绑定为例，分析数据绑定的功能。当需要读取电机控制系统参数时，CAN通信层读取控制系统上传的数据，更新数据处理层ObservableCollection类型的集合类的数据后界面层DataGrid控件中展示的数据也会自动改变。相反，当需要配置电机控制系统参数时，用户改变界面层DataGrid控件中的数据后，数据处理层的数据源的数据也会自动改变，并通过CAN通信层将数据传出。 总之，通过在监控软件中使用数据绑定技术，使得程序员可以专心于业务逻辑的开发，而减少控件操作带来的繁琐工作，在降低了代码维护难度的同时提高了代码的重用性，无疑增加了软件开发的效率。
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user: 5. 软件测试 本文测试平台即图1所示系统，在电机控制系统中，控制器对电机进行单闭环控制，监控软件和电 图5. 数据绑定模型图 机控制系统通过CAN总线进行通信。需要测试监控软件对电机控制系统各项参数进行显示和配置、对控制效果的波形进行显示以及对事件和历史故障进行记录等功能。 将监控软件运行于Windows操作系统平台上，并对以上的功能进行了测试，结果表明该软件各功能模块运行正常稳定。运行效果如图6所示。 图6. 软件运行效果
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user: 6. 结束语 本文设计并实现了一款基于WPF的电机控制系统监控软件，电机控制系统和监控软件利用CANBUS总线进行通信，软件设计中运用C#语言进行编程，并运用了多线程技术和数据绑定技术等关键技术，实现了CAN通信层、数据处理层和界面层的设计，具有参数显示、参数配置、示波器以及事件和历史故障记录等功能。由于电机控制系统监控软件界面美观、成本低、功能强、扩展性好、可移植性高，因此具有较强的实用价值和广阔的市场前景。
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user: 摘 要 为改善数字对讲机频谱资源紧张的趋势，本文提出一种基于MPPSK调制的数字对讲机系统，采用MPPSK体制作为数字对讲机的物理层调制解调方式，利用现有数字对讲机通信体制中的频谱空隙，“插空”传输高速码流。接收机通过对MPPSK收发混叠信号的冲击滤波和相干处理后，结合“码率域”滤波和带阻滤波消除其他用户干扰并可靠解调出MPPSK接收信号。本系统对相邻频道的其他数字对讲机信号干扰很小，对邻频或同频干扰隔离度高，传输码率高。 关键词 :数字对讲机，MPPSK调制，“插空”传输，码率域滤波，带阻滤波
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user: 1. 引言 对讲机通信属于专业无线电通信。随着用户数量的增加，频谱资源日益紧张，对讲机的数字化势在必行。近年来，为了满足社会对数字对讲机的使用需求，促进数字对讲机的健康发展，进一步提高频谱利用率，国家工信部接连颁布了多个相关文件，为数字对讲机在国内的发展提供了正式依据。2009年12月12日，国家工信部发布666号文件，规定从2011年1月1日开始，停止对模拟对讲机的型号核准。 欧洲制定了ETSI TS 102数字对讲机标准：dPMR相当于数字公众对讲机标准，采用FDMA，信道间隔6.25 kHz，有效全向辐射功率低于500 mW；DMR相当于数字专业调频机标准，规定了空中接口、语音和一般业务功能、数据协议及一致性测试方法；DSRR相当于数字无中心自集群系统标准，规定了系统特性、信令协议、电台特性、射频技术指标和测量方法。同时还有美国的P25标准，以及国内海能达的PDT标准等这些现有的数字对讲机标准，它们不仅互不兼容且均未成为我国的国家标准。因此国内急需开发出全新的数字对讲机体制，在关键技术指标上明显胜出，以便为将来确定数字对讲机的国家标准、竞争国际标准，奠定基础[ 1 ] 。多元位置相移键控(M-ary Phase Position Shift Keying， MPPSK) [ 2 ] 作为一种高频谱利用率的超窄带(Ultra Narrow Band， UNB)调制技术[ 3 ] ，有望适合数字对讲机通信。 现有数字对讲机频道间的频谱缝隙实际上是浪费的，如果能更好地加以利用，对数字对讲机行业将是一次积极推进。超窄“频谱树”独占加较宽“频谱草”共享的非矩形频谱划分模式[ 4 ] ，为在这“空闲”频谱中“插空”传输信息提供了可能，为解决频谱需求提供了理论和技术思路。 本文给出一种基于MPPSK调制的数字对讲机通信系统，实现谱隙“插空”传输高速码率。首先介绍MPPSK调制原理，进一步结合“冲击滤波–乘以相干载波–带通滤波–相关解调”的“码率域滤波”和带阻滤波方法提出MPPSK接收机，在滤除其他数字对讲机用户干扰的同时可靠解调出MPPSK调制信号。最后分别选取同频和邻频的其他数字对讲机干扰，进行系统的误码性能仿真。
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user: 2. MPPSK调制体制 MPPSK调制原理 高速增长的无线多媒体业务对传输带宽提出了越来越高的要求，将传统的二进制相移键控(BPSK: Binary Phase Shift Keying)调制扩展为不对称的EBPSK (Extended Binary Phase Shift Keying)调制，是提高频谱利用率的一种新尝试[ 5 ] 。将EBPSK与脉冲位置调制相结合，可得到多元位置相移键控MPPSK，进一步提高了频谱利用率。与EBPSK调制相比，MPPSK调制无非就是采用M进制信息符号直接控制正弦载波的相位跳变时刻在每个码元周期中的位置，其在一个码元周期[0， NT]内可具体表示为(此处不考虑幅度调制) [ 6 ] ： (1) 其中， 为调制载波的角频率， 为载波周期， 为符号保护间隔控制因子，由 和整数M、N、K构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”[ 7 ] 。当码元周期 时，MPPSK调制的码元速率 和比特速率 分别为 (2) (3) 本文基于MPPSK调制的数字对讲机系统中码元速率要求在数值上必须至少要高于现有数字对讲机的频道间隔。更重要的是，分析表明当r g = 0时，如果满足N = (M − 1) * K，则MPPSK信号功率谱中的线谱可完全消除，对邻近频道的对讲机信号的干扰可以更低，所以选择MPPSK调制参数时应该尽量满足这一条件。此时由式(2)得到MPPSK调制的码元速率为 (4) 可见，码元速率与M、K和载频有关，即可在给定的载频下确定调制参数M和K的数值及最高码率。为了提高解调性能，应该在接收端放大“0”与“非0”码元的波形差异，一类特殊的无限冲激响应(IIR)的窄带数字带通滤波器，可以突出MPPSK调制信号的相位跳变。该滤波器由谐振频率非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，在其通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波–选频特性，使得不对称键控调制信号的滤波输出波形在“非0”码元的信息调制处，产生明显的寄生调幅冲击，此时利用简单的幅度判决即可进行可靠的解调[ 8 ] 。本文采用的冲击滤波器是单零点3极点，系统函数为 (5) 其中各系数的取值为： 基于MPPSK调制的数字对讲机系统只利用现有数字对讲机体制中的频谱缝隙，即可插空传输一路高速对讲信息；接收机只需在数字基带消除其他数字对讲机的邻频或同频干扰，即可保证MPPSK调制信号的正常解调。 2.2. MPPSK系统的“码率域滤波” 在“一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统”发明专利(发明专利号：CN103501211A)中，在对AM-MPPSK复合调制接收信号进行冲击滤波并乘以相干载波转到基带频段后，直接利用模拟音频信号和MPPSK数字信号在频谱分布上的差异即可进行二者的完美分离，其关键则在于两者信息传输速率的合理设置，一般要求MPPSK信号的主要有用频谱的最低频率(一般取为该MPPSK信号的码元速率)必须高于音频信号所处频段的最高频率，此时分别采用相应通带和阻带的带通滤波器即可分离提取出所需信号 [ 9 ] 。 分析表明，在对MPPSK信号进行冲击滤波、与相干载波相乘并经带通滤波后，其主要信息功率谱位于1到8~10倍基波频率间，这里的基波频率即为MPPSK调制信号的码元速率。因此，针对这一与信号码元速率直接相关的有效信息频带的滤波可称之为“码率域滤波”(本质上仍为频率域滤波)。 由于DMR/DPMR数字对讲机的信息传输速率都是固定的，因而可通过MPPSK调制参数M和N控制本文对讲机系统的传输速率，使其与现有数字对讲机系统的传输速率有较大的差异，以利用“码率域滤波”思想抑制邻道干扰。
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user: 3. 基于MPPSK调制的数字对讲机接收机 基于MPPSK调制的数字对讲机系统，在“插空”传输过程中，会与邻频或同频的其他数字对讲机系统相互干扰。本文提出的系统原理框图见图1，可在数字基带消除来自其他数字对讲机的邻频或同频干扰，其关键环节如下： 1) 接收的MPPSK调制信号进入冲击滤波器，将因MPPSK调制而产生的相位变化转变为幅度冲击后分为两路：一路直接输出到乘法器；另一路用于从MPPSK调制信号冲击滤波响应中提取出尽可能纯净且与之同频同相的载波后，输出到乘法器的另一个输入端。在乘法器中将两路信号相乘，以提取出MPPSK调制冲击滤波信号的包络。 2) 乘法器的输出为MPPSK冲击滤波信号包络与其他邻频或同频数字对讲机信号的混合(叠加)，二者在时间波形上完全混叠，在频谱上也可能混叠。本系统因为是在数字对讲机频道与频道间隙中“插空”传输，会受到现有数字对讲机的邻频干扰或同频干扰。 同频干扰在本文是指其他对讲机的干扰信号载波频率与本系统MPPSK调制的载波频率相同，邻频干扰是指其他对讲机的信号载波频率与本系统的载波频率不同。本文将邻频干扰分为近邻频干扰( )，远邻频干扰( )和甚远邻频干扰( )，其中 为所述MPPSK接收信号的码元速率，F为其他数字对讲机的干扰频谱， 为MPPSK信号的载波频率。同频干扰、近邻频干扰和甚远邻频干扰对本系统都属于同一类干扰，落在MPPSK信号的有用频段范围 之外，可以利用本系统与干扰信号在频谱分布上的差异进行“码率域滤波”，其中带通滤波器的左截止频率应大于零频，通带频率设置为 ，同时左右阻带衰减应尽量大。本系统要求MPPSK调制的传输码率在数值上必须至少高于现有数字对讲机的频道间隔，是为确保离MPPSK载波最邻近的其他数字对讲机信号频道或同频的其他数字对讲机信号都是落在本系统的近邻频干扰范围内，此时只需利用信号与干扰在频谱分布上的差异进行“码率域滤波”即可，降低了实现复杂度。 图1. 基于MPPSK调制的数字对讲机接收机 远邻频干扰是落在MPPSK信号的有用频段范围内，这时“码率域滤波”无效，本系统采用精心设计的带阻滤波器进行滤波，其中带阻滤波器的阻带带宽应略大于远邻频干扰信号带宽，阻带衰减至少要大于−40 dB，才能滤除远邻频干扰对本系统的干扰。 在此需要注意，本系统对MPPSK接收信号经过“码率域滤波”处理后，只留下了其信号功率谱主瓣上位于基波频率到8~10倍基波频率间的频谱，这时需要经过对远邻频干扰判断处理模块估计其他对讲机的干扰信号频率，判断是否存在远邻频干扰。如果存在，确定其干扰频谱范围，然后采用对应的带阻滤波器进行滤波。 3) 把消除了邻频或同频数字对讲机干扰信号的MPPSK调制冲击滤波信号送入MPPSK解调器，利用预存的经带通滤波后展宽的整个冲击波形样本序列作为相关运算模板或匹配滤波冲激响应，依次滑动固定步长至码元 或码元 的冲击出现位置后，分别与经带通滤波后的当前码元的MPPSK接收信号相乘并进行积分判决，将积分值最大者判决为对应的发送码元，从而解调出原始的数据码流[ 10 ] 。 4) 本数字对讲机系统与现有其他数字对讲机是共存关系，在保证现有其他数字对讲机体制不对本系统造成影响的同时也需要确保现有其他数字对讲机体制的正常通信。由于本系统特有的“频谱草”比传统超宽带信号的功率谱更低，完全淹没在背景噪声下，因此在现有其他数字对讲机射频接收端的带通滤波器在滤除其他干扰信号的同时，也足以滤除本系统对其的干扰。
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user: 4. 仿真与分析 由于现行数字对讲机规格很多，因此为简单且能说明问题，本文取DMR标准进行干扰仿真。DMR数字对讲机采用4FSK调制解调技术[ 11 ] ， (波特)，最大频偏D = 1.944 kHz，频道间隔12.5 kHz。为了保证MPPSK调制的码元速率在数值上至少高于DMR对讲机的频道间隔，MPPSK调制参数设置为 、K = 8、N = 128和M = 17进行仿真，此时由式(4)得到 满足要求。DMR数字对讲机信号采用数字正交合成调制生成[ 12 ] 。根据第3节的干扰信号分类，本文分为3个模拟场景进行仿真：同频干扰场景1，近邻频干扰和甚远邻频干扰并存场景2和远邻频干扰存在场景3，从不同载干比下的MPPSK误码率曲线进行解调性能分析。仿真中均固定MPPSK对讲机信号的载波功率C = 0.5 W。 4.1. 同频干扰场景1和近邻频干扰与甚远邻干扰并存场景2 同频干扰场景1是只存在一路同频4FSK信号干扰，载波频率为4.8MHz。近邻频干扰和甚远邻频干扰并存场景2是1~4路近邻频4FSK信号干扰与5路甚远邻频4FSK信号干扰。第1路干扰信号载频 ；第2路干扰信号载频 ；第3路干扰信号载频 ；第4路干扰信号载频 ；第5路干扰信号载频 。场景1和场景2中4FSK干扰信号均落在MPPSK调制信号的基波频率之内或10倍基波频率之外，因此在本系统接收MPPSK信号时，可设计其带通滤波器的通带为“ ”，至于该带通滤波器的左右截止频率，则希望其尽量靠近相应的通带频率以更多滤除干扰信号，即使得过渡带更窄更陡峭，这将同时增大设计难度，因此在具体实现时需综合性能与成本等条件酌情取舍，仿真结果见图2和图3。 由图2和图3可知，本系统的MPPSK信号解调性能比AWGN下的解调性能好约1.5 dB，主要是“码率域滤波”中的带通滤除器不仅能滤4FSK干扰信号，也更多地滤除了噪声。可知在同频干扰、近邻频干扰和甚远邻频干扰下，通过“码域率滤波”可完全分离4FSK信号和MPPSK信号。同时随着干扰信号 图2. 同频干扰的误码率 图3. 近邻频干扰和甚远邻干扰并存的误码率 功率的加大，载干比降低，只要带通滤波器的阻带衰减足够大，也基本能滤除干扰信号，从而不影响MPPSK信号解调。 4.2. 远邻频干扰存在场景3 远邻频干扰存在场景3是1~4路近邻频4FSK信号干扰与6路远邻频4FSK信号干扰，其中1~4路4FSK信号和场景2相同，第6路远邻频干扰信号载频 。 对于第6路的载频 ，故第6路4FSK信号中心频率在MPPSK信号搬移到基带时，也同时搬移到75 kHz附近，由于4FSK信号带宽为 ，故第6路干扰信号的邻频信号对MPPSK基带频率的干扰范围为“ ”，即68.75 kHz~81.25 kHz，其干扰在MPPSK的“ ”之间，落在 之间，影响了MPPSK信号的解调性能，根据要求带阻滤波器的阻带带宽应略大于远邻频干扰信号带宽，阻带衰减至少要大于−40 dB，因此采用带阻滤波器的阻带范围为“64.75 kHz~85.25 kHz”，阻带衰减−50 dB，以滤除第6路干扰信号的远邻频干扰，同时则希望左右截止频率尽量靠近相应的阻带频率以保留有用的MPPSK信号，即要求过渡带更窄更陡峭，这同“码率域滤波”的带通滤波器过渡带设计原则一致，不再赘述，仿真结果见图4。 由图4可知，在总共5路4FSK信号邻频干扰下，第1~4路的近邻频干扰是低于MPPSK基波频率(数值上即为MPPSK码元速率)的干扰，可通过带通滤波去除，MPPSK信号的调制信息基本不受影响。然而第6路的远频干扰落在MPPSK信号基波频率 范围内的干扰，需要设置特定的带阻滤波滤除，但其毕竟是在MPPSK的有用信息频段范围内，多少都影响到MPPSK的解调，所以解调性能劣于经典的AWGN信道解调性能，但仍在可接受的范围内，性能损失可以通过信道编码补偿。同时随着载干比的增大，只要带阻滤波器的阻带衰落足够大，可基本滤除4FSK信号的远邻频干扰信号，对MPPSK信号的解调性能影响不大。 4.3. DMR数字对讲机的解调性能 本系统进行“插空”传输过程中，对DMR数字对讲机的干扰最严重情况是其紧邻MPPSK载频的左右边界。离4FSK信号频道越远的MPPSK信号，干扰越小。故本文只分析干扰最严重的情况。仿真设置一路MPPSK对讲机信号，载波频率为21.4 MHz。两路4FSK信号在MPPSK信号左右两端，载波频率分别为21393.75 kHz和21406.25 kHz。DMR接收端只需在解调前经过带通滤波器即可滤除本系统的干扰，该滤波器的通带宽度与DMR数字对讲机频道间隔相近，阻带衰减越大越好。仿真中该带通滤波器的带宽为12.5 kHz，阻带衰减为−50 dB，4FSK信号采用正交差分解调[ 12 ] ，左路4FSK信号的仿真结果见图5，图中曲线“MPPSK+FSK”代表有MPPSK对讲机干扰下，4FSK信号误码率曲线，曲线“无MPPSK经典”代表4FSK信号在无MPPSK信号干扰的误码率曲线。 由图5可知，在AWGN信道条件下且不采用任何信道编码时，一定允许功率范围内的MPPSK信号对4FSK信号干扰不大，基本不影响现有数字对讲机通信。
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user: 5. 结语 本文提出的基于MPPSK调制的数字对讲机系统是一种新型的数字对讲机体制，其特征在于：用MPPSK调制作为数字对讲机的物理层调制解调方式。可以利用现有数字对讲机的频谱空隙“插空”传输较高速的码流，可缓解频谱资源短缺的现状。特别是本系统仅通过MPPSK接收机冲击滤波相干解调体制独有的“码率域滤波”和适当带阻滤波相结合，就可获得极高的邻频或同频隔离度，保证了本系统与 图4. 远邻频干扰的误码率 图5. 载干比C/I = −32.1dB的4FSK误码率曲线 现行对讲机系统的共存和可靠通信，同时还不影响现有数字对讲机的传输，因此是一种可与现有数字对讲机并存的新型数字对讲机体制，对高效调制体系拓展应用到数字对讲机系统具有重要的实用价值。
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user: 摘 要 目前国内照明市场主要停留在LED(Light-emitting diode)可调光产品上，真正进行系统化LED智能照明的产品还比较少，本文针对传统照明技术灵活性差、控制方式单一等缺点，结合当前广泛使用的无线WiFi(Wireless Fidelity)技术和时下流行的LED照明技术，提出设计一种基于WiFi环境下对LED智能照明控制系统。本系统以智能手机终端、恒压电源模块、ESP8266智能WiFi模块和三基色LED灯四部分组成。采用Java语言在Eclipse平台上开发了一款智能控制软件，实现了硬件系统的灯光自启、切景设置和三基色LED灯的颜色和亮度的自主调节。该系统简单灵活，实现了LED灯的自主控制和远程控制，且具有良好的稳定性和可行性。 关键词 :LED，WiFi，ESP8266，智能照明
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user: 1. 引言 近年来，随着国内照明水平的不断提升，照明技术的不断进步，智能照明开始出现并逐渐进入人们的日常生活。同时，随着光电子技术、光电检测技术、控制工程信号处理元器件以及新型半导体发光材料的发展，人们对智能照明提出了更高的要求[ 1 ] 。其中LED照明技术的发展和进步引起了国内外的广泛关注，特别是三基色LED灯的光效和品质等方面取得了重要的突破，加速了LED在智能照明领域的广泛应用。LED具有重量轻、体积小、方向性好、寿命长、节能、动态变幻、抗振、色彩丰富等优点，能够适用于各种复杂、恶劣照明环境，从而使用户感受到良好的舒适性、安全性、方便性和艺术性[ 2 ] -[ 4 ] 。在当代新兴智能照明产业的推动下，社会各界，各个领域有不同的照明需求，智能照明也朝着更加人性化、智能化的趋势发展。如今市面上已经出现许多通过物联网控制LED照明的电子产品，其网络技术较先进，覆盖范围较宽，而WiFi手持终端必然成为潜在的应用模式[ 5 ] [ 6 ] 。随着现代光电子的飞速发展，智能照明越来越受到普通民众的广泛关注，将来会有越来越多的人选择智能照明代替传统的照明方式。WiFi技术目前已经趋于成熟，很多人都在使用无线WiFi设备，使得基于WiFi环境下对LED智能照明的实现变得更加方便。本文在物联网基础上对LED照明和WiFi技术做进一步研究拓展，将两者有机的结合在一起，使人们仅仅使用智能手机即可方便快捷的控制LED照明。 本系统的设计方案是：在无线WiFi网络环境下，协同LED灯具组，使用无线控制系统达到灯控节点的照明进行远程遥控、监测，完成各项照明信息的采集，并把收集的相关数据发送到智能手机终端，经过云计算对相关数据进行处理和分析，以实现对智能照明系统的远程维护、主动控制、主动问询等功能，从而实现用户能够自主、方便地调节目标LED灯具组的颜色和亮度。
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user: 2. 系统总体设计 本文根据WiFi局域网控制的研究现状及相关的应用情况，结合无线WiFi网络、LED照明、通讯和自动化等多项技术，旨在实现LED照明的智能化控制。根据WiFi无线局域网的组网特点及运作方式，建立基于Java语言控制发射的基础WiFi模式局域网环境，并向目标空间进行信号发射并调试，使其发出稳定、良好的信号。基于Eclipse软件开发平台，运用Java语言进行程序编写，开发了一款操作简单、功能齐全、界面友好的智能手机客户端应用软件，使之能准确、及时地向目标硬件系统发出指令信号。完成对无线通信三基色LED灯控节点进行设计，包括LED灯控节点的硬件设计、Java语言控制下ESP8266无线WiFi模块的工作模式设计以及LED灯具组的整体布局合理设计，以确保LED照明系统能正常运作。最后对完成的接入点模块以及LED灯控节点模块进行功能测试。系统测试包括LED照明系统的稳定性以及LED灯具组在WiFi环境下的智能化调控能力，如亮度、色温的自主控制以及相关模块在系统中的稳定性。 设计系统的总体构架图如图1所示。系统采用220 V家用电源供电，经变压器变压后，输出5 V直流电压，再经过AMS1117模块进行降压，使输出3.3 V稳定直流电压。以上三个部分构成硬件系统的电源模块，输出的3.3 V直流电压不会随电网电压发生明显波动，为ESP8266模块和LED灯具组的供电提供了良好的保障。系统中的ESP8266无线WiFi模块是整个控制系统的核心，其作用包括：与智能手机终端进行通信，接受控制信号并返回相关状态信息，根据接受的控制指令，向三基色LED灯输出不同的PWM波信号，以实现对LED灯具组的色温、亮度和颜色的控制。当对单个LED灯具组进行控制时，ESP8266可直接与智能手机终端进行通信；当对多套LED灯具组进行控制时，需要借助路由器发挥中继作用。系统选用三基色LED作为照明的主要器件，可实现不同颜色的任意组合，从而根据用户需要改变亮度和颜色。系统的智能手机终端相当于远程遥控设备，应用软件基于Andriod条件下开发，用Eclipse软件进行程序编写，编译完成后生成.apk文件，下载至智能手机终端，安装好后即为控制软件。 系统的设计以ESP8266模块为灯控节点的主要控制芯片。乐鑫智能互联平台——ESP8266拥有高性能无线SOC，给移动平台设计功能嵌入其他系统提供了比较方便的开发平台，它以最低成本提供最大实用性，为WiFi的开发平台提供了比较全面的技术资料，并且其产品的稳定性十分优越。ESP8266具有透传功能，即透明传输功能。Host通过art将数据发给ESP8266，ESP8266再通过无线网络将数据传出去；ESP8266通过无线网络接收到的数据，同理通过uart传到Host ESP8266只负责将数据传到目标地址，不对数据进行处理，发送方和接收方的数据内容、长度完全一致，传输过程就好像透明一样；此功能为系统中的无线控制信号的传输提供了良好的保障。ESP8266的CPU内核具有对信息处理的能力，可将接收的控制信号进行及时的翻译和响应，向三个输出端口输出相应的PWM波，以实现对三基色LED灯的控制。同时，ESP8266还具有监测的功能，通过不断检索当前PWM波输出端口的状态，经CPU内核处 图1. 设计系统的总体构架图 理后，反向传输信号，向用户反馈当前照明信息，以达到实时监测的目的。 AMS1117是一个高效线性正向低压降稳压器，用于交换式电源5 V至3.3 V线性稳压器。本设计系统的供电电源需要稳定的直流3.3 V电源，而AMS1117是目前较为合适的5 V转3.3 V的贴片元件。此芯片为本设计系统提供直接稳定电压，即给ESP8266模块和三基色LED灯提供稳定的电压。
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user: 3. 系统硬件设计 3.1. 恒压电源模块设计 在硬件系统所包含的电子电路和设备中，ESP8266模块和三基色LED灯具组都需要稳定的直流电源供电。为了方便用户用家用电源直接给系统供电，所以系统需要一个变压设备，将220 V交流电压转为3.3 V直流电压。整个恒压电源模块由两部分组成，即变压器和AMS1117模块。其中变压器为一个小型AC-DC电源模块，即交流220 V转直流5 V小型开关电源变压器，它将有效值为220 V、频率为50 HZ的单相交流电压转换成有效值为5 V的稳定直流输出电压。此款变压模块为高低压隔离型恒压电源，具有温度保护、过流保护及短路全保护，体积小巧，性能稳定的优点。系统需要稳定的3.3 V直流电源作为直接供电电源，而AMS1117是一个5 V至3.3 V高效线性正向低压降稳压器，即交换式电源，是比较合适的一款贴片元件。以上两个原件组成的恒压电源模块为设计系统提供直接稳定电压，即直接给ESP8266模块和三基色LED灯提供稳定的直流电压。 3.2. 灯控节点设计 本系统的灯控节点是以ESP8266为主要控制芯片，ESP8266具有良好的稳定性，对控制信号的传输和处理都具有良好的时效性和准确性。ESP8266无线WiFi模块是整个控制系统的核心，其作用包括：与智能手机终端进行通信，将由串口接收用户终端发来的指令信息，然后对具体指令内容进行解析并输出相应的PWM波为三基色LED恒流驱动器使用，以实现对LED灯具组亮度和色温的自主调节，同时向智能手机终端返回相关状态信息。 为了满足用户对照明颜色、亮度和色温自主调节的要求，系统的照明灯具采用了10 mm全彩共阳红绿蓝三基色雾状LED发光二极管超亮七彩散光灯。其颜色为RGB红绿蓝三色可控多彩，控制参考电压分别为：R(红)：1.8~2.0 V，G(绿)：3.2~3.4 V，B(蓝)：3.2~3.4 V。对于LED红、绿、蓝三种小灯珠的发光强度的比例，一般选择为3(红):6(绿):1(蓝)，可以组合得到白色，用户也可以利用这个特点来任意调节LED灯的亮度和色温。因此用户可以根据自己需要调节颜色和亮度，即通过改变封装好的三基色LED中的各种颜色小灯珠的电压，从而实现对LED光源的亮度和色温的调节[ 7 ] 。因系统运用的LED灯光谱十分灵活，其显色性和辐射光受三颗单色的小灯珠共同影响，所以封装好的三基色LED灯，具有良好的稳定性，其发光的亮度和颜色的调节也十分方便。 PWM Dimming (脉宽调制)是三基色LED灯最佳的颜色调节方式。通俗地说PWM就是控制LED开和关的时间比例，将开和关的时间比例划分为若干等级，LED就会显示出相应数量的灰阶。PWM频率调节是通过调整打开和关闭LED的时间比例实现的，但是开关频率不能太低，最起码要欺骗过眼睛。简而言之，PWM是对连续模拟信号进行数字编码。通过高分辨率计数器，实现对方波占空比的调制，从而实现对模拟信号的数字编码功能。此时只有两种重复脉冲输出，即高电平为通，低电平为止。当为高电平时，可以看到LED灯被点亮，即导通；当为低电平时，可以看到LED灯熄灭，即截止。LED灯在不断交替的导通和截止状态切换，从而实现对单只LED灯亮度的调节。由于PWM调光负载电流只有满载、空载两种工作状态，所以不会对LED的色温、色偏等性能造成干扰。因此，PWM调光为本设计系统的主要调光方式。 3.3. 硬件系统总体设计 本系统的硬件工作流程如图2所示。WiFi发送模块自组成WiFi无线通信网络，智能手机客户端和ESP8266无线控制模块都分别加入预设WiFi网络，智能终端的相关控制信号经由WiFi网络，传送给系统中的所有节点，即每个硬件控制模块。当网络中包含多个硬件控制系统时，则无线控制信号需要通过路由器进行中继转发；当网络中仅包含单个硬件控制系统时，智能终端不需经过路由器便可直接与硬件系统进行通信。当ESP8266无线控制模块接收到相应的控制信号时，便会做出响应——灯光控制模块执行对应操作并向智能手机终端反馈状态信息，即向用户反映即时信息。 系统终端主控芯片选用ESP8266，其主要作用是接受用户控制信号，对三基色LED灯具组进行灯光自启、切景设置、颜色和亮度的自主调节，以及向手机终端反馈信息。LED灯调光方式有很多，如可控硅调光、PWM调光、调解止向电流调光[ 8 ] 。每种调光方式都有各自的优缺点，当前应用最广泛的是PWM调光，它的调光效果也是最好的，本设计系统的LED控制终端使用的便是PWM调光方式。不同的控制指令使ESP8266的三个PWM输出端口输出占空比互不相同的PWM波信号，以对三基色LED灯具组的三种不同颜色的小灯珠进行亮度调节，从而组合成用户要求颜色和亮度。WiFi接受模块最终与CPU内核连接，实时传送用户控制信号到CPU内核，反馈内核信号到用户终端，使数据稳定传输和进行实时监测。控制指令经CPU内核处理后，LED灯控节点便接收到准确的PWM信号，以实现对三基色LED灯具组的色温、亮度和颜色的调节。