DreamBlooms/HansPub-15000-to-45000 huggingface dataset:
system: [SYSTEM]

user: 2. 微型逆变器设计目标 在光伏并网系统中，如何实现不同功率配置下的高效功率输出是逆变器设计和运行的关键因素，因此微型逆变器的设计应着重考虑以下几方面因素 [ 3 ] ： 1) 可靠性：大多数商业光伏模块保证在指定的输出水平，为20至25年，然而逆变器的寿命通常在5到15年，这就要求逆变器方便维护和更换。微逆的寿命为25年，传统逆变器寿命在10年左右。 2) 效率：逆变器的拓扑结构及控制方法对其效率至关重要，效率的提升直接影响到产品功能和市场竞争，应尽量减少不必要的损耗。 3) 成本：逆变器的设计应考虑到初始投资成本与长期维护成本，交流模块系统每一光伏组件均与微型逆变器相连，电路中应包含较少的器件，提高功率密度，降低逆变器体积，也会减少成本。 图1. 光伏逆变器结构 图2. 微型逆变器
system: [SYSTEM]

user: 3. 微型逆变器拓扑 光伏逆变器拓扑结构可分为单级式与多级式结构，常见的多级式结构例如两级式，第一级将光伏板侧电压升高到并网电压所需电压等级，即DC-DC阶段，最大功率跟踪功能在此阶段完成；第二级将直流电逆变为并网所需的与电网同相的交流电，即DC-AC阶段。而单级式结构在一级内同时完成两种功能，两种结构各有其优缺点。 3.1. 多级式 多级式微型逆变器拓扑通常包括阶段，第一阶段将光伏板侧电压进行升压，并且通过控制方法实现最大功率跟踪，第二阶段则将直流电逆变为并网所需的交流电。一般来说，第一阶段是Boost或者Buck-Boost型拓扑。 文献 [ 4 ] 提出了一种两级式高电压增益升压型并网逆变器拓扑，第一级为高电压增益开关电感升压变换器，第二级为整流电路，级联H桥逆变器作为折叠电路(图3)。开关电感升压变换器中，采用开关电感线圈替换了常规DC升压变换器线圈，由两个线圈和三个二极管组成，使得两个线圈导通状态下并联充电，关闭状态下串联放电，并能够完成最大功率跟踪功能；而并网要求是由整流电路和H桥逆变器完成的，整流电路利用充放电增量来产生正弦整流波，然后折叠级联H桥逆变器将这一波形变为可注入电网的正弦电流波形，该部分减小了接地漏电流，改善了系统的接地性能，并且减少了开关损耗，从而提升了整体效率。经仿真实验分析，该逆变器峰值效率大于90%。 文献 [ 5 ] 提出了一种基于软开关全桥电路的微型逆变器拓扑(图4)，前端采用了LLC谐振变换器，以实现高工作频率和高转换效率，将光伏板侧20~40 V的低压升至电网侧电压等级，并实现最大功率跟踪功能，峰值效率可达97.3%；后级采用了基于软开关技术的传统全桥逆变电路，尽管增加了传导损耗，却大大减少了开关损耗，其中L r = 2.2 uH，C r = 510 nf，L m = 10 mH，L f = 300 uH，L o = 1 mH，C o = 1 uF，峰值效率可达98.5%。 文献 [ 6 ] 提出了一种两级式有源钳位反激式光伏逆变器拓扑(图5)，由反激式变换器，混合桥逆变器，和输出CL滤波器组成。反激式逆变器的优点为所需器件少，结构简单，提供光伏组件和点网线间的隔离。在变换器级，该拓扑考虑到了次级漏感的影响，选择有源钳位电路用于降低变压器的漏感和主开关的输出电容之间的电压尖峰，并实现软开关，以减少开关损耗。在逆变器级，混合桥由两个晶闸管和两个MOSFET构成，分别在正负半周期导通。输出CL滤波器用于降低谐波分量，为交流电网线路产生电流波。其中输入电压为30~45 V，输出电压为220 V，开关频率为50 HZ，L m 1 = 7.91 uH，L LK 1 = 7.91 nH，L LK 2 = 7.91 nH，C r = 470 nF，C o = 150 nF，L f = 5.6 mH，C f = 33 nF。 目前微型逆变器的升压部分多才用高频变压器，能够实现光伏阵列与网侧的电气隔离，功率密度大，且效率高。基于高频变压器的拓扑结构，首先通过前级将直流电转换为高频交流电，通过次级将其整流为直流电，最后经逆变环节转换为并网所需工频交流电。 文献 [ 7 ] 提出了一种应用于微型逆变器的软开关单电感推挽式变换器(图6)，通过变压器次级漏感和谐振电容的并联谐振，使初级侧开关在零电压条件下打开，零电流条件下关断。该拓扑可降低开关损耗，主开关采用了软开关技术，并实现了最大功率跟踪功能。此外，二次侧电压倍增器的加入，使得变压器的匝数比可减至一半。其中输入电压为20~40 V，输出电压为400 V，输出功率为250 W，升压电感为127 µF，L m = 950 µH，L k = 34 µH，C r = 4.7 nf，开关频率为50~100 Hz。在应用该变换器和全桥逆变器的250 W光伏逆变器仿真实验中，峰值效率可达96.6%。 多级式拓扑结构的明显缺点是尺寸大，可靠性低，器件数量过多，损耗大，使得制造成本更高。因此，最近的研究主要集中在如何减少功率变换等级，并在这样的系统上实现拓扑优化。最佳选择是在光伏阵列与电网系统之间采用单级式拓扑，使其兼具最大功率跟踪、升压以及逆变等功能。 3.2. 单级式 当前光伏逆变器的研究趋势在于功率级数的减少，以达到提升整体效率和可靠性，以及减少成本增大功率密度的目的，单级式微型逆变器满足了这一目标。常见的单级式逆变器主要有buck-boost逆变器、H桥逆变器、反激式逆变器等。 1) H桥逆变器 文献 [ 8 ] 提出了一种软开关电流模式控制下的半桥三相微型逆变器拓扑，如图7所示，具有控制简单， 图3. 文献 [ 4 ] 提出的拓扑 图4. 文献 [ 5 ] 提出的拓扑 图5. 文献 [ 6 ] 提出的拓扑 图6. 文献 [ 7 ] 提出的拓扑 图7. 半桥三相逆变器拓扑 高频高效的特点，每相都可独立进行控制，当开关频率在200 kHz左右时，峰值效率可达97.6%。其中输出功率为133 W，L a = 200 µH，C a = 2.2 µF。 三相逆变器具有的优势：1) 各光伏板都可达到最大功率；2) 消除光伏板不匹配的损耗；3) 更容易和更灵活的安装；4) 较少的直流配电损耗。 2) buck-boost逆变器 文献 [ 9 ] 研究了一种单级式高增益buck-boost并网逆变器拓扑，如图8所示。该拓扑由开关电感buck- boost变换器级联H桥逆变器构成，变换器开关通过PWM调制，工作在断续模式，使变换器输出电压为整流正弦波；H桥逆变器作为折叠级联单元，开关工作在电网频率，以减少损耗改善效率。该拓扑具有开关损耗低，高效，低成本，尺寸小和控制简单的特点，实验测得峰值效率可达85%。 3) 反激式逆变器 传统的反激式变换器由一个主开关，两个次开关，两个二极管和一个反激变压器构成。其功能是产生交流电源，并提供光伏阵列与电网间的隔离。文献 [ 10 ] 提出了一种对传统反激式逆变器的改进，如图9所示，在传统拓扑的基础上，加入了由二极管D 3 ，电容C r 和两个耦合电感L r 1 ，L r 2 构成的辅助电路，并采用了软开关技术来减少开关损耗，提升整体效率。 单级式拓扑相对于多级式拓扑，具有结构简单，集成度高，附加损耗低，效率相对较高等优点。因此，近年来学者们更加专注于研究能够便于模块集成，减轻重量，降低成本，高可靠性以及高系统性能的单级式光伏逆变器。但由于单级式逆变器需要在同一级内完成升压并网、最大功率跟踪等功能，其控制方法往往较为复杂。
system: [SYSTEM]

user: 4. 微型逆变器相关技术 微型逆变器由于能量收获大，转换效率高，安装花费低，已成为光伏并网系统的研究热点，其在操作上可即插即用，实现了模块化，更具有灵活性。然而，为了实现制造成本低、转换效率高、寿命长的目标，微型逆变器仍需要诸多技术支持。 4.1. 功率解耦技术 光伏组件在光照条件下会产生特定的输入功率，而传输到电网的瞬时功率却含有两倍工频的功率脉动。这是光伏逆变器中普遍存在的瞬时功率不平衡的现象。传统的功率解耦方法是利用电解电容器减小功率脉动，将大容量的电解电容并联在光伏组件两侧，用于平缓逆变器输入电压和平衡逆变器的瞬时输 图8. Buck-boost逆变器拓扑 图9. 反激式逆变器拓扑 入输出功率，也就是功率解耦。根据解耦电路位置的不同，功率解耦技术可分为三种类型：光伏侧解耦；直流侧解耦；交流侧解耦。然而，一般的电解电容器有较短的寿命并且体积大，进而使得逆变器寿命缩短，降低了可靠性。使用薄膜电容代替电解电容，可使逆变器寿命延长 [ 11 ] 。 解耦电容容值可表示为： 其中 是电容平均功率， 是电网的角频率， 是电容两端平均电压， 是纹波幅度 [ 12 ] 。 1) 光伏侧解耦 基于反激式变换器的功率解耦电路大部分位于光伏组件输出侧，这是由于反激式逆变器的直流链部分没有相应的电容器。文献 [ 13 ] 提出了一种单级反激式逆变器，其拓扑由三部分构成：1) 光伏板；2) 解耦电路；3) 反激式逆变器(图10)。解耦电路在不同时刻存储与释放能量，以保持光伏输出功率恒定，并减少功率脉动，其中解耦电感L a 和解耦电容C D 被用作储能元件。其中L a = 8 µH，C D = 30 µF。 2) 直流侧解耦 为了减少解耦电路成本，并实现高转换效率，三端口式逆变器由于具有较少元器件、高集成度、高转换效率而成为了研究热点。三端口式逆变器中，一个端口用来实现最大功率跟踪，一个端口用来实现功率解耦。 图10. 文献 [ 13 ] 提出的拓扑 文献 [ 14 ] 提出了一种带有功率解耦电路的单相三端口反激式微型逆变器(图11)。反激变压器含有两个输出绕组，一个输出经过滤波和全桥工频逆变至电网，另一个与一个全桥电路构成解耦电路。在此拓扑中，光伏组件先输出恒定的能量给原边励磁电感，当 大于 时，电网所需的功率由L2输出，其余的能量则通过L3储存在解耦电容 中；当 小于 时，原边励磁电感的能量全部传递到副边， 解耦电容也要释放能量以补充负载的需要。解耦电路采用全桥变换器满足了解耦电容上能量双向传输的需要。 3) 交流侧解耦 文献 [ 15 ] 提出了一种单级式电流源全桥光伏逆变器(图12)，在逆变器的交流侧，桥臂A和C通过LC滤波器连接到电网，滤波器由L f 和C f 构成，桥臂B经由解耦电容C b 连接到电网。电容C b 上只有电流i b 流过，通过对电流i b 的适当控制，可以实现恒定瞬时功率的输出。 4.2. 漏电流的消除 近年来，相比于隔离式光伏逆变器拓扑，研究者们更倾向于无变压器的非隔离式逆变器拓扑，这是由于拓扑中含有变压器结构使得效率降低，尺寸增大，成本增加。然而，无变压器的拓扑结构由于电网和光伏阵列间没有隔离，也会产生安全问题，而且无变压器的光伏系统在光伏阵列和地之间的寄生电容中会流经接地漏电流。 文献 [ 16 ] 提出了一种为消除接地漏电流的两级式微型逆变器拓扑(图13)，前级是具有双级性输出的单开关高升压DC-DC变换器，由反激式变换器、耦合电感、开关电容单元、再生钳位电路和输出电压倍增器构成，回收了漏感能量并吸收了升压开关上的电压尖峰，减少了开关损耗，便于控制，实现了最大功率跟踪；后级是常规半桥DC-AC并网逆变器，开关管和二极管均采用零电流开关模式，峰值效率可达96.2%。其中，电网电压为220 V，开关频率为20 KHz，L m = 1.25 mH，L 1k = 12 µH，C 1 = C 2 = 4.4 µF，C o 1 = 33 µF，C o 2 = C o 3 = 68 µF。 文献 [ 17 ] 提出的两级式升压反激式逆变器拓扑，第一级由Boost变换器和反激式变换器构成(图14)，将光伏模块侧的低电压升高到第二级的电压水平，并实现最大功率跟踪功能，第二级是半桥逆变电路，其直流环节电容器的中间点与电网中性点相连，可使接地漏电流显著减少。其中，输入电压为50 V，电网频率为50 Hz，输出电压为220 V，L m = 600 µH，C in = 10 µF。 4.3. 新型功率器件的应用 宽禁带半导体被称为第三代半导体材料，具有禁带宽度大、电子漂移饱和速率高、导电性能好、介 图11. 文献 [ 14 ] 提出的拓扑 图12. 文献 [ 15 ] 提出的拓扑 图13. 文献 [ 16 ] 提出的拓扑 图14. 文献 [ 17 ] 提出的拓扑 电常数小等特点，其优越性能在电力电子器件领域中具有广大前景，可广泛应用于高温、高压、大功率、抗辐射、高集成密度等场合中。常规的半导体材料制成的功率器件，受到自身材料的限制，已经无法适应于高温、高压、大功率等环境下的工作，因而如SiC、GaN的宽禁带半导体功率器件受到了极大关注，图15为Cree公司第二代SiC MOSFET实物图。 文献 [ 18 ] 提出了一种伪直流链式的交错反激式微型逆变器拓扑(图16)，开关频率为100 KHz，输出功率为200 W。拓扑前端为交错反激式变换器，产生与电网电压同相的正弦半波电流；后端为全桥逆变器，将反激整流输出电流折叠为满足电网需求的50 Hz正弦电流波。该拓扑具有器件数量少，控制方法简单，升压比高，光伏板与电网间有隔离的优点。在此基础上，分析了该拓扑分别采用Si二极管、SiC二极管及SiC MOSFET同步整流管的效率对比。实验结果表明，应用SiC二极管时较应用Si二极管的逆变器效率提升了1.5%，应用SiC MOSFET同步整流管时较应用SiC二极管的逆变器效率提升了1%，微型逆变器的峰值效率可达94.2%。
system: [SYSTEM]

user: 5. 拓扑对比分析 表1为本文所述部分微型逆变器拓扑结构参数与性能对比，由表1可知： 1) 单级式微型逆变器相对于多级式拓扑，结构简单，集成度高，附加损耗少，效率相对较高。但由于单级式逆变器需要在同一级内完成升压并网、最大功率跟踪等功能，其控制方法比较复杂。 2) 隔离式拓扑结构中，高频变压器的应用使得逆变器效率得到了极大的提升，然而非隔离式无变压器结构的微型逆变器效率更高，体积更轻，尺寸更小，成本更低，但接地漏电流的出现是一大问题，具有消除接地漏电流功能的改进拓扑结构，使得其效率得到了提升。 3) 功率解耦电路的增加和薄膜电容的采用可以减小储能电容的尺寸，从而提高微型逆变器的寿命。然而，解耦电路的增加也会产生附加损耗，导致整体效率的降低。为了降低成本并提升转换效率，三端口逆变器由于其器件数量少，集成度高，转换效率高而成为了较好的选择，其一个端口用来实现最大功率跟踪，另一个端口用于功率解耦。 4) 例如碳化硅的宽禁带功率器件的采用，替代了传统的硅器件，可应用于大功率集成度要求高的场合，使微型逆变器的效率与功率密度得到了极大的提升。 通过目前的分析对比可知，单级式逆变器由于结构简单，损耗低，效率高，如果能选择适当的控制方法，使电路工作在软开关状态，同时考虑到功率解耦技术以及漏电流的消除，采用新型宽禁带功率器件，将会使微型逆变器整体效率得到提升，逆变器寿命得到延长，系统可靠性得到提高。 图15. Cree公司第二代SiC MOSFET 图16. 文献 [ 18 ] 提出的拓扑 Table 1 Comparison of parameters and performance of topolog 拓扑 功率(w) 开关 二极管 电感 电容 解耦电容 变压器绕组 效率 单级式 图7 133 6 6 6 5 0 0 97.60% 图8 85 5 4 3 2 0 0 85% — 217 4 4 0 3 0 4 97.50% 图9 100 3 6 6 3 0 5 — 图10 100 5 4 2 3 30 µF 3 98.60% 图12 — 6 0 2 2 — 0 — 多级式 图4 250 8 0 2 3 0 2 97.30% 图5 250 3 7 2 3 0 2 — 图6 250 2 4 2 4 0 3 96.60% 图3 120 6 11 3 1 0 0 90% 图11 200 3 5 1 3 50 µF 2 — 图13 150 3 5 1 4 0 3 96.20% 图14 100 10 2 1 3 — 3 — 图16 200 8 8 5 4 0 4 94.20% 表1. 拓扑结构参数与性能对比
system: [SYSTEM]

user: 6. 结论 本文阐述了微型逆变器的优势所在，对比了单级式与多级式拓扑结构，分析了各自的优缺点，并分别对功率解耦技术、漏电流的消除、新型功率器件的采用进行了具体介绍，提出了微型逆变器拓扑方案优化构思。并得出结论：单级式微型逆变器拓扑相较于多级式拓扑，由于结构简单，集成度高，附加损耗低，效率相对较高等优点，成为了近年来的研究趋势。高效率、高功率密度、高可靠行、低成本是光伏逆变器未来的发展方向，因此若能在优化拓扑结构的基础上，选择适当的控制方法，使电路工作在软开关状态，同时考虑到功率解耦技术以及漏电流的消除，采用新型宽禁带功率器件，将会使微型逆变器整体效率得到提升，逆变器寿命得到延长，系统可靠性得到提高。所面临的挑战以及具体优化方案，值得更加深入的探讨。
system: [SYSTEM]

user: 摘 要 以聚亚胺胶脂为基材，天然河砂为细集料，石墨为导电相，混合制备机敏材料。分析了不同石墨掺量下机敏材料的体积电阻率，得到了材料的导电渗滤阈值；通过室内循环加载试验，分析了材料的压敏性及重现性；通过测试不同温、湿度下聚亚胺胶脂机敏材料电阻，得出了温、湿度对材料导电性的影响规律；测试了机敏材料的弹性模量。结果显示，机敏材料的渗滤阈值在20%左右；材料在循环加载下具有优异的压敏效应，并体现了较佳的重现性；机敏材料具有一定的温度敏感性，湿度改变对材料几乎没有影响；20%掺量下，机敏材料的弹性模量约为687.85 MPa。 关键词 :机敏材料，压敏性，渗滤阈值，聚亚胺胶脂，温度，湿度 Copyright © 2017 by authors and Hans Publishers Inc. This work is licensed under the Creative Commons Attribution International License (CC BY). http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/
system: [SYSTEM]

user: 1. 引言 结构健康监测是一种无损传感技术，用于研究结构的内部系统特性，检测结构退化、损伤等变化。目前主要采用预埋传感器的方法进行结构内部力学监测，常用的技术包括电阻式应变计 [ 1 ] [ 2 ] [ 3 ] 、光纤光栅技术 [ 4 ] [ 5 ] [ 6 ] 等。但这些传感器一般寿命较短，抗干扰能力差，造价较高，有的植入后成活率较低。此外，由于建筑材料的材质差异，埋入的传感器有时难以与材料较好的相容，这对材料的力学性能造成影响。机敏材料因其在机敏性、材料相容性方面的优势，利用机敏材料用于结构的应力监测成为近年来的热点。机敏材料具有感知和驱动功能 [ 7 ] ，在不同的外力、温度和湿度等作用下，表现出一些特殊效应，如压敏效应 [ 8 ] 、PTC [ 9 ] (positive temperature coefficient)效应等。聚合物基机敏材料具有传感特性佳，机敏性好且重复性强等特点，并可以通过对不同聚合物的选择与设计，实现与不同结构材料的相容。聚亚胺胶脂作为一种常见的双组份聚合物复合材料，可实现常温固化，有利于导电材料的分散拌合，生产简便不耗能，研发基于聚亚胺胶脂基的机敏材料，具有良好工程应用前景。 针对不同工程应用领域，目前机敏材料研究主要有水泥基复合机敏材料 [ 10 ] [ 11 ] 、沥青基复合机敏材料 [ 12 ] [ 13 ] 和聚合物基复合机敏材料 [ 14 ] 。目前聚合物基机敏材料的研究主要集中于橡胶 [ 15 ] [ 16 ] [ 17 ] 、环氧树脂 [ 18 ] [ 19 ] [ 20 ] 、塑料 [ 21 ] [ 22 ] [ 23 ] 等为基材的机敏材料研发，研究内容主要包括材料设计、导电性研究以及机敏性等，极少涉及环境因素对机敏材料特性的影响分析。 本文以聚亚胺胶脂与河砂共混体系作为基体与石墨共混，制备石墨填充型聚亚胺胶脂基机敏材料，研究了石墨掺量对聚亚胺胶脂基机敏材料导电性能的影响；通过循环加载试验研究了材料的压敏性能；通过不同温、湿度下材料导电性的研究，分析了温、湿度对机敏材料导电性的影响；通过对材料弹性模量的研究，分析了材料在具体结构中的变形协调性。
system: [SYSTEM]

user: 2. 原材料及试验方法 2.1. 原材料及试件制备 本试验的原材料主要有聚亚胺胶脂、河砂和石墨。其指标见表1~表3。聚亚胺胶脂与河砂质量比为1:3，石墨的质量占聚亚胺胶脂、河砂共混体系的10%、15%、20%、25%、30%、33%。将上述聚亚胺胶脂与河砂共混体系作为基体与石墨共混，静压成型。测试材料导电性、压敏性及温、湿度影响采用的试件尺寸为50 mm × 50 mm × 50 mm，每组试件数量为3个。电极为50 mm × 50 mm铜片，通过石墨导电胶粘 Table 1 Properties of river san 材料 密度/(g·cm −3 ) 吸水率/% 河砂 2.317 1.4 表1. 河砂性能指标 Table 2 Properties of graphit 颜色 形状 电阻率/(Ω·cm) 平均粒度/μm 粒度分布/μm 表观密度/(g·cm -3 ) 灰黑色、有金属光泽 鳞片状 (4~18) × 10 −5 11~13 D10 < 6， D50 < 13， D90 < 24 0.27 表2. 石墨性能指标 Table 3 River sand gradin 粒径/mm 9.3~4.75 4.75~2.36 2.36~1.18 1.18~0.6 0.6~0.3 0.3~0.15 0.15~0.075 <0.075 含量/wt% 1 30 20 20 10 7 5 7 表3. 河砂级配 贴在试件两侧。测试材料弹性模量采用的试件尺寸为Φ100 mm × 100 mm的圆柱体，每组试件数量为3个。 2.2. 试验设备与方法 试验设备：加载设备采用WDW-100E微机控制电子式万能试验机，电阻采集设备采用Keithley 2100数字万用表，加热设备采用烘箱，降温设备采用冰箱，测温设备采用测温枪，变形测量采用千分表，测量长度采用游标卡尺。 导电性能测试：材料的体积电阻率，按公式(1)计算， (1) 式中，ρ为材料体积电阻率，单位为Ω·cm；R为材料电阻，单位为Ω；A为电极截面积，单位为cm 2 ；l为两电极之间的距离，单位为cm。 压敏性能测试：测试系统(见图1)在加载过程中实时同步采集电阻数据。 试验采用的加载方案为： 循环加载(加载方a)：荷载由0 kN (应力0 MPa)加压至2.5 kN (1 MPa)，加载方式为等速位移2.5 mm/min，循环加载5次。 加载方式b与加载方式a相同，只是加载峰值变为5 kN (2 MPa)。 材料的电阻变化率采用公式(2)计算， (2) R 0 为材料初始电阻，单位为Ω。 温度影响测试：进行高、低温试验时，到达试验温度时立即进行电阻测试。 湿度影响测试：利用混凝土养护室来模拟极端湿度环境。 其中机敏材料导电性能测试、压敏性能测试以及弹性模量测试等均在室温20℃、室内正常湿度约65%的条件下进行。
system: [SYSTEM]

user: 3. 测试结果与分析 3.1. 不同石墨掺量下机敏材料导电性能 不同石墨掺量下聚亚胺胶脂基机敏材料的电阻率，相应结果如图2，其中图2(a)为数值坐标，图2(b) 图1. 试验测试系统 图2. 材料电阻率随石墨掺量变化的曲线 为对数坐标。 图2显示，聚亚胺胶脂基机敏材料的体积电阻率随着石墨掺量的增加而减小。石墨掺量由10%到15%、20%变化时，机敏材料的体积电阻率由1.26 × 10 4 Ω·cm降到了1083 Ω·cm、87 Ω·cm，降低了一到两个数量级；掺量增加至25%、30%、33%时，体积电阻率为70 Ω·cm、15 Ω·cm、10 Ω·cm，数值基本处于同一数量级，相差较小，石墨对机敏材料的体积电阻率的改善效果不再明显。该机敏材料的渗滤阈值在20%左右。 3.2. 不同石墨掺量的机敏材料的压敏性能 图3、图4为不同石墨掺量下，按照方式a、b加载，电阻变化率∆R/R 0 与压应力σ随时间的变化曲线。 机敏材料的机敏性指材料的导电性能随着外界环境刺激的变化而改变，导电性能的宏观表现可以是电阻率的变化，外界环境刺激可以是应力、温度、湿度等条件的改变。此处石墨-聚亚胺胶脂基机敏材料的压敏性则指材料的电阻变化率随着压应力的变化而规律变化，当变化规律一致、峰值大时，压敏性较好。 图3与图4显示，不同石墨掺量的机敏材料电阻变化率∆R/R 0 随着压应力σ的变化均呈现规律性，但压敏性不同。石墨掺量为10%、20%、25%时，∆R/R 0 随着σ的变化规律性良好，二者波形基本一致，且最终电阻都能回到初始值，重现性较佳，此三种掺量下机敏材料压敏性均良好。石墨掺量20%在材料导电渗滤阈值附近，电阻变化率随应力变化峰值最大，此时，材料压敏性最佳。石墨掺量为15%时，∆R/R 0 随着σ的变化规律性一般，二者波形大体一致，但存在某些异常值。由图可知，石墨掺量为20%时，∆R/R 0 与σ有较好的相关关系，变化频率一致，∆R/R 0 随σ的增大而增大，随σ的减小而减小，因此，此时机敏材料的压敏性良好。 图3. ∆R/R 0 与σ随时间的变化曲线(方式a)；(a) 石墨掺量为10%；(b) 石墨掺量为15%；(c) 石墨掺量为20%；(d) 石墨掺量为25% 图4. ∆R/R 0 与σ随时间的变化曲线(方式b)；(a) 石墨掺量为10%；(b) 石墨掺量为15%；(c) 石墨掺量为20%；(d) 石墨掺量为25% 石墨掺量为20%、σ为1 MPa时，∆R/R 0 为4.43%，石墨掺量为20%、σ为2 MPa时，∆R/R 0 为8.27%。此时，机敏材料的∆R/R 0 对σ更为敏感，因此石墨掺量为20%时具备更理想的压敏性。后续试验的开展均以此石墨掺量进行。 图5为加载至2 MPa时，石墨掺量为20%的机敏材料∆R/R 0 与σ变化趋势的拟合，图中散点为原始数据。图中显示，二者有良好的相关性，图中展现的线型为抛物线形式。 3.3. 不同温度下机敏材料的导电性能 温度影响的试验方案包含极限状况以及正常使用状况。极限状况从室温开始对试件进行加热，取20℃、40℃、80℃、120℃、160℃时分别测量电阻值，并计算电阻变化率，此部分试件编号为1-1-1、1-1-2、1-1-3，试验结果见图6；正常条件下使用温度为−5℃~80℃，每整10℃测试一次电阻值。其中20℃~80℃试验试件标号为1-2-1、1-2-2、1-2-3，试验结果见图7；−5℃~20℃试验试件标号为1-3-1、1-3-2、1-3-3，试验结果见图8。 图5. ∆R/R 0 随σ的变化曲线 图6. 20℃~160℃电阻变化率 图7. 20℃~80℃电阻变化率 图8. −5℃~20℃电阻变化率 由试验结果可以得出，机敏材料的电阻值随着温度的升高呈增加趋势，随着温度的降低呈减少趋势。由图6可知，室温升到160℃时，三个试件的电阻均明显增大，增幅甚至超过100%，且规律性较差。由160℃降回到室温时，三组曲线路径明显不一致，且差别较大，电阻难以回到原先水平，变化规律性很差。考虑到聚亚胺胶脂基材受温度影响较大，在此阶段，温度升到160℃时，机敏材料内部导电通路发生了大量破坏，电阻增大后难以回到初始值。 由图7中曲线可知，室温升到80℃时，电阻变化相对较小，均有一定程度的升高且变化规律一致；温度降低到室温时，三组曲线基本重合，路径一致，表示电阻能基本回到原先水平。分析图8可知，由室温降到−5℃时，电阻降低，由−5℃升回室温时，电阻升高，二者路径也基本一致，电阻在不同阶段的相同温度下基本能保持相同水平。 由温度试验分析可知，机敏材料在温度超过80℃后，电阻变化大，这难以适应160℃的高温环境。而结构正常运营时，温度变化对机敏材料存在一定影响，但变化规律较为一致。考虑到试验时，温度升降速度较快，且到达试验温度后立即进行电阻测量，没有保温，因而试件受温度梯度影响较大。在工程应用中，应结合环境温度的稳定性、机敏材料的试件尺寸等因素考虑是否进行温度补偿，当环境温度平稳变化时、机敏材料试件尺寸较小时，可不进行温度补偿。温度补偿方法为在不受力区域平行埋设相同部件，用以抵消温度带来的影响。 3.4. 不同湿度下机敏材料的导电性能 湿度试验试件编号为2-1、2-2、2-3。考虑结构正常条件下相对湿度与极限状况，设定为65%与95%，其中65%为室内空气湿度。试验中，先在室内测试试件电阻，后将试件在相对湿度95%的混凝土养护室中放置7天后测试其电阻，再在室内正常条件下放置7天后测试其电阻。试验结果见图9。 分析图9可知，湿度对机敏材料电阻影响很小，电阻变化率均在0.05%以内，可不作处理满足正常使用需求。聚亚胺胶脂固化后，水分对材料影响小，故湿度对机敏材料影响小。 3.5. 机敏材料的弹性模量 此部分试件编号3-1、3-2、3-3。在试件三分位置上量取试件高度，取平均值作为试件计算高度，精 图9. 试件不同湿度下电阻变化率 图10. 试件应变应力图 确到0.1 mm。逐级加载方式为，开环等速位移2 mm/min加载至5 kN、10 kN、15 kN、20 kN、30 kN、40 kN。分别记取千分表读数及实际荷载。 根据试验结果计算各试件应力应变，结果见图10。 分析图10可知，20%的掺量下，机敏材料弹性模量为687.85 MPa。
system: [SYSTEM]

user: 4. 主要结论 本文通过室内试验，以聚亚胺胶脂材料为基材，天然砂为细集料，石墨为导电相，采用配合比即质量比为聚亚胺胶脂与河砂为1:3，石墨占聚亚胺胶脂、河砂共混体系的10%、15%、20%、25%、30%、33%，制备机敏材料，研究了材料的导电特性、机敏特性以及弹性模量等，得到如下结论： (1) 石墨的掺入使机敏材料的电阻率有效下降，机敏材料的渗滤阈值在20%左右； (2) 石墨掺量在20%时，机敏材料表现出了良好的压敏效应，电阻变化率∆R/R 0 随应力σ的变化而可逆变化，压敏性能体现了较佳的重现性； (3) 工程结构正常运营时，温度在−5℃~80℃变化对机敏材料存在一定影响，但影响规律较为一致。可结合环境温度的稳定性、机敏材料的试件尺寸等因素考虑是否进行温度补偿。超过80℃时，机敏材料电阻随着温度的增高而大幅上升，受温度影响大； (4) 正常环境条件下，湿度环境导致的电阻变化率在0.05%以内，湿度对材料的机敏性几乎没有影响，可以不予考虑。 (5) 石墨掺量为20%时，机敏材料的弹性模量为687.85 MPa，可考虑将其应用于模量类似或者高于此值的结构。
system: [SYSTEM]

user: 摘 要 三相永磁同步电机在节约电能方面具有非常广阔的前景，它具有结构简单、体积小、效率高、易于散热和维护简单等优点。相比传统的两电平逆变器，三电平逆变器具有很多优点：单管耐压低、开关损耗降低、谐波含量小等，因此将三电平技术应用到永磁同步电机调速系统中，具有重要的理论意义和实用价值。本文主要研究了基于三电平中点箝位型(NPC)逆变器的永磁同步电机(PMSM)调速系统。电机采用转子磁场定向的矢量控制。为了达到控制目的，在三电平逆变器控制系统中引入了零序电压注入法。这种方法很好地控制了中点电压的平衡，以期降低逆变器输出电压谐波含量，改善电机定子电流波形，这将减小电机转矩脉动，改善电机控制性能。本文介绍了永磁同步电机的数学模型和矢量控制方法，阐述了中点箝位型三电平逆变器的拓扑结构和换流模式，分析了中点电位平衡算法和调制策略，最后通过实验验证了系统的可靠性和稳定性。 关键词 :三电平逆变器，中点电位平衡，永磁同步电机，矢量控制 Copyright © 2017 by authors and Hans Publishers Inc. This work is licensed under the Creative Commons Attribution International License (CC BY). http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/
system: [SYSTEM]

user: 1. 引言 随多电平逆变器是一种新型的逆变器类型，在中点箝位型三电平逆变器的基础上发展起来。通过对传统逆变器主电路拓扑结构的改进，克服了传统逆变器较高的电压和电流上升率所引起的开关应力等缺点，使所有功率器件工作在基频以下，达到了减小开关应力，改善输出波形的目的 [ 1 ] - [ 7 ] 。 本文在分析NPC三电平逆变器工作原理和永磁同步电动机数学模型的基础上，将基于转子磁场定向的矢量控制策略应用于基于三电平结构的PMSM控制系统中，对控制系统进行硬件设计，由此进行实验及并对结果分析。
system: [SYSTEM]

user: 2. PMSM的数学模型 为简化永磁同步电机在运行状态时的数学模型，一般假设：1) 对于铁芯忽略磁饱和，不计涡流和磁滞损耗；2) 转子无阻尼线圈，永磁体不产生阻尼作用；3) 在气隙空间永磁体产生无高次谐波、正弦分布的磁势；4) 永磁材料的电导率为零。 三相绕组的电压方程可表示为 (1) 式中， 代表x相绕组的全磁链。则磁链方程为 (2) 凸装式永磁同步电动机的气隙均匀，定子三相线圈互差120度，互感认为是对称，定子三相线圈是Y形联结，没有中性线引出，故可得磁链方程 (3) 可将式(1)转换为矢量方程，即有 (4) 将式(3)带入式(4)，可得 (5) 式中 ， 为 在ABC轴系内的空间相位，另有 (6) 上式中，右边第一项为变压器电动势项，由于 为恒值，所以该项为零；第二项称为反电动势项，将式(6)带入式(5)可得： (7) 在正弦稳态下的电磁功率为 (8) 式中， 为内功率因数角，电磁转矩为 (9) 由上式可以看出，在转矩的矢量控制中，控制的是定子电流矢量 的幅值和相对 的空间相对角。
system: [SYSTEM]

user: 3. 三电平逆变器拓扑及其调制方式 3.1. 三电平逆变器的拓扑结构 目前常见的三电平逆变器主要存在以下三种形式：二极管箝位式(NPC)、飞跨电容式和级联式，如图1所示。三电平结构每个功率管电压应力小，谐波含量低，开关损耗低，对电机绝缘体损伤小，主轴电腐蚀小。 3.2. 二极管箝位型三电平逆变器 NPC三电平逆变器拓扑如图2所示，每相有四个功率开关管、四个反并联续流二极管和两个箝位二极管，其中每个功率开关管承受的正向和反向阻断电压为 ，直流侧电压通过两个等值电容分压，一般将两个电容串联的中点定义为中性点。 3.3. 三电平逆变器的中点电位平衡问题 三电平中点电位容易受到直流侧电容的误差、负载转矩、功率因数等影响而发生偏移和波动。中点 图1. 常见的三电平逆变器结构 图2. 二极管箝位型三电平逆变器 电位不平衡时，输出波形中含有一定量的低次谐波，输出效率降低，同时电机调速性能由于转矩的波动而变差。 中点电位平衡以注入电荷为切入口定量讨论不平衡。如图3所示，以三电平逆变器A相桥臂为例，输出1电平时，必然要从中点抽取或者向中点灌入一定量的电荷数，这就导致中点电压出现不平衡。这样不平衡问题转化为分析从中点抽取或向中点灌入电荷的大小，即1电平持续的时间。 在三相系统中，假设： ， ， ， ， ，此时A相为2电平，B相为0电平，C相为0电平。设一个PWM周期为 ，三相PWM波形以及各个电平的占空比如图4所示。 如果注入一个零序分量，为保证不改变三相电压极性，防止过调制，做以下规定 ， 。此时从中位点抽取的电荷为： (10) 从结果看出，注入零序分量后，向中位点注入的电荷分为两项。一项为实现调制从中位点抽取的电荷，该部分为不可控量；另一项为注入零序分量后从中位点抽取的电荷，为可控量。这样，根据每个周期内的电流正负，可以确定零序分量的正负来实现中位点的调节。 图3. 三电平逆变器A相桥臂 图4. 三相PWM波形
system: [SYSTEM]

user: 4. 永磁同步电机控制系统的调节器的设计及实现 4.1. 电流内环PI调节器设计 电流环的主要使电流紧紧跟随其外环调节器的输出量；对直流侧电压的波动能够迅速抗扰；在转速动态过程中，保证获得电动机允许的最大电流，从而加快动态过程。图5给出了电流内环的控制框图，图6为电流内环结构框图。 稳定状态时，期待电流没有余差，堵转特性比较理想。实际系统动态情况下要求定子电流动态过程中超调量小于等于允许值，并不严格要求对直流端电压不稳定的快速抗扰特性。因此，内环要求跟随性能好，通过PI调节器校正为I型系统，其传递函数可以写成： (11) 为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对象对消，令 ，则系统的开环传递函数： (12) 图5. 电流内环控制框图 图6. 电流内环结构框图 闭环传递函数为： (13) 如果对于系统无特殊系统，一般取阻尼比： 。由闭环传递函数可得： (14) 计算得到以下结果： (15) 4.2. 转速外环PI调节器设计 转速环的作用主要是增强系统的抗负载能力，抑制速度波动，其输出限幅值决定电动机允许的最大电流。图7给出了转速外环的结构框图。 设转速环PI调节器： (16) 经过计算，可以将除转速环以外的部分等效成一个Ⅰ型系统，其传递函数为： (17) 则可得到图7化简后的结构框图(图8)。 将两个小惯性环节进行化简得(图9)。 为了能够获得较好的抗扰性能，一般将转速环校正成一个Ⅱ型系统。根据式(18)和式(19)确定转速环PI参数。加大中频宽度h，可以降低超调量，但系统的快速性减弱。一般h值在3~10之间，若h更大时，降低超调量的效果就不明显了。最终h根据实际系统去确定。 (18) (19) 系统控制原理框图如图10所示：
system: [SYSTEM]

user: 5. 实验验证与结果分析 为验证系统的可靠性和稳定性，在实验室搭建了以飞思卡尔DSC为控制核心的实验平台如图11所示： 图12(a)，图12(b)分别给出了电机启动和制动过程中相电流、Iq和转速的波形，图13是其对应的电流展开图。从图中可以看出启动过程中相电流增大，达到稳定后空载运行电流很小，转速调节性能良好，直流侧电压略微降低，电机制动过程刚好相反。 图14给出了电机突加突减负载时，相电流、Iq和转速的变化曲线。从图中可以看出突加负载时，相电流和Iq明显增大，电机转速略微降低，调节器作用明显。突减负载时，电流减小，转速突然升高，调节器调节作用明显。 图7. 转速外环结构框图 图8. 化简后的结构框图 图9. 等效二阶系统的结构框图 图10. 控制原理框图 图11. 实验平台 图12. 电机启动、制动过程 图13. 启动、制动电流波形图 图14. 电机突加突减负载
system: [SYSTEM]

user: 6. 结论 本文在基于转子磁场定向矢量控制的策略下实现对永磁同步电机的控制。文中阐述了永磁同步电机的运用前景及其发展状况，以及现阶段永磁同步电机的控制的主要方法；介绍了永磁同步电机的数学模型和三电平拓扑结构。同时还利用了经典的电流内环和转速外环的电机双环控制理论，以及逆变器的SPWM发波方式等一些永磁同步电机控制理论和电力电子技术方法。在这些理论和方法的指导下，完成了控制系统环路参数设计。搭建了硬件平台，进行了实验，主要完成了电机的双闭环控制实验，电机的调速实验。
system: [SYSTEM]

user: 摘 要 索塔采用混凝土、锚固区采用钢锚板的斜拉桥索塔锚固体系，构造简单，受力合理。本文针对这种新型锚固体系中PBL剪力键进行了静力性能有限元分析，分析结果表明，在沿整个PBL键穿孔钢筋长度方向上，传力主要集中在钢锚板附近的长度；对于多层PBL键穿孔钢筋，沿着竖向方向从上到下PBL键穿孔钢筋传递的力逐渐减小；当增大PBL键穿孔钢筋直径或增加钢锚板厚度时，PBL键的应力和位移都随着减小；不考虑钢锚板与混凝土之间的粘结作用时，与钢锚板接触但无粘结作用的混凝土应力水平较低且分布均匀。这种新型锚固体系采用PBL剪力键作为钢构件与混凝土之间的连接件能很好的利用材料性能，受力性能良好。 关键词 :斜拉桥，索塔新型锚固体系，钢锚板，PBL剪力连接件，传力机理 Copyright © 2017 by authors and Hans Publishers Inc. This work is licensed under the Creative Commons Attribution International License (CC BY). http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/
system: [SYSTEM]

user: 1. 引言 钢锚板式钢-混组合索塔锚固体系是一种新型的索塔锚固结构 [ 1 ] [ 2 ] [ 3 ] 。PBL键的传力机理对于锚固结构的受力分析非常重要 [ 4 ] [ 5 ] [ 6 ] [ 7 ] [ 8 ] 。这种埋入式钢锚板是通过钢板上开孔布置钢筋(PBL剪力键)与混凝土连接，因此，研究锚固区中PBL键的传力机理是这种新型锚固体系得以应用的关键，为PBL剪力键在索塔锚固区上的应用中，合理确定PBL剪力键的受力性能，优化剪力连接件的设置，从而简化索塔锚固体系的构造提供理论依据。 本文依托某大桥采用的钢锚板式索塔锚固体系，对该种锚固结构的PBL剪力连接件受力性能进行详细的有限元分析。
system: [SYSTEM]

user: 2. 有限元分析模型 本文采用大型结构分析通用软件ANSYS，钢筋混凝土选用SOLID65单元；锚拉板采用实体单元SOLID45单元；本文关键部件PBL键(穿孔钢筋)采用实体单元SOLID185单元；钢锚板、PBL键与混凝土接触部分均采用非线性面-面接触单元CONTA174与TARGE170，摩擦系数取0.4；钢锚板底板与混凝土接触面摩擦系数取0.16。接触面处于接触状态时不相互穿透、可以传递法向压力和切向摩擦力而不传递法向拉力。如图1和图2所示。
system: [SYSTEM]

user: 3. 有限元分析结果 通过计算分析得到，PBL剪力键键群传递的荷载总和为154 kN，占比为2.85%。共传递的水平分力FX = 143 kN，占比2.97%；竖向分力FY = 56 kN，占比为2.32%。 图1. 有限元模型 图2. CONTA174与TARGE170单元 3.1. 穿孔钢筋荷载传递状况 由图3、图4沿长度方向荷载传递的变化图可以看出，在对称加载下，随着距离钢锚板的距离越远，传递的荷载值越小，在PBL键两端传递的分力接近于0。 3.2. PBL剪力键穿孔钢筋群荷载传递状况 从图5、图6可得到，PBL剪力键群受力不均匀，水平分力不均匀程度系数Qmax/Q平均 = 18/7 = 2.58；竖向分力不均匀程度系数Qmax/Q平均 = 11/3 = 4.10。同层中受力呈“两边大，中间小”，而对于不同层则由上至下所传递的分力依次减少，底层受力最小。 3.3. PBL剪力键(穿孔钢筋)的应力和变形 由有限元分析结果可以得到，第1排第1列PBL键穿孔钢筋应力和位移值最大。如图7和图8所示，最大应力为152 MPa，最大位移为0.16 mm。 图3. 水平分力变化 图4. 竖向分力变化 图5. 水平分力分布图 图6. 竖向分力分布图 图7. 第1列穿孔钢筋应力图(×10 −6 MPa) 图8. 第1层第1列穿孔钢筋应力图(×10 −6 MPa)
system: [SYSTEM]

user: 4. 参数分析 4.1. 钢锚板厚度 为了研究钢锚板厚度对PBL键受力性能的影响，本文分析了钢锚板厚度分别为50 mm、55 mm、60 mm、65 mm、70 mm时的PBL键的受力性能，结果如表1所示。 从图9中可以看出，当钢锚板厚度由50 mm逐渐增大到70 mm时，PBL键所传递的水平分力则逐渐减小41 kN。从图10可以看出，当钢锚板厚度逐渐增大时，PBL键传递的竖向分力略微增加，但增加的幅度不大，在参数范围内仅增加了5 kN。 从图11~图12可得，随着钢锚板厚度增加，穿孔钢筋上最大应力和位移值则随之减小。当钢锚板厚度从50 mm增大到70 mm，PBL键穿孔钢筋的最大应力则对应减小48 MPa，最大位移略微减小。 4.2. 钢锚板与混凝土有无粘结 钢构件与混凝土之间无粘结即两者之间可自由滑动，这样与钢锚板接触的混凝土应力水平较低，且应力均匀，由此分析PBL键受力性能。本文研究单侧加载的最不利工况下PBL键健群的受力性能。通过有限元仿真分析得到不考虑钢锚板与混凝土之间的粘结作用时各PBL键所传递力的值如表2所示。 1) PBL剪力键穿孔钢筋群传递荷载对比 钢构件与混凝土之间是否粘结PBL键传递荷载对比结果如表3所示。 Table 1 The force， stress and displacement of PBL under the different thickness of the steel anchor plat 钢锚板厚度(mm) 水平力(kN) 竖向力(kN) 最大应力(MPa) 最大位移(mm) 50 167 53 180 0.17 55 154 55 165 0.17 60 143 56 152 0.16 65 134 57 141 0.16 70 126 58 132 0.15 表1. 不同钢锚板厚度下PBL键的传力、应力和位移 图9. 水平分力-钢锚板厚度关系图 图10. 竖向分力-钢锚板厚度关系图 图11. 钢筋应力-钢锚板厚度关系图 图12. 钢筋位移-钢锚板厚度关系图 Table 2 The force by PBL when no bonde 层 列 1 2 4 5 6 7 8 1 水平力 −39 −33 −22 −20 −18 −17 −15 竖向力 −11 −8 −4 −2 −1 −1 −1 2 水平力 −33 −28 −18 −17 −16 −14 −13 竖向力 −6 −4 −2 0 0 1 1 3 水平力 −29 −25 −16 −16 −14 −13 −12 竖向力 −4 −2 −1 1 1 1 1 4 水平力 −25 −21 −14 −14 −13 −12 −11 竖向力 −2 −1 0 1 1 1 1 5 水平力 −17 −15 −11 −12 −12 −11 −10 竖向力 0 0 0 2 2 2 2 表2. 无粘结时PBL键所传递的力(kN) Table 3 The comparison of force by PBL between bonded and unbonde 项目 工况 钢构件与混凝土之间有粘结 钢构件与混凝土之间无粘结 传递荷载总和(kN) 823 728 传递荷载总和百分比(%) 15 14 传递水平分力总和(kN) 611 728 传递水平分力百分比(%) 13 15 传递竖向分力总和(kN) 55 38 传递竖向分力百分比(%) 2 2 表3. 钢锚板与混凝土之间有无粘结PBL键穿孔钢筋群传递荷载对比 通过对比分析可看出，PBL键群传递的荷载总和为728 kN，占总荷载的14%，而有粘结时为15%；共传递的水平分力为728 kN，占总水平分力的15%，而有粘结为13%；竖向分力为38 kN，占总竖向分力的2%，与有粘结相当。可以看出，钢锚板与混凝土之间无粘结时PBL键群总传递的水平分力增大。而竖向分力变化很小。 2) 各层PBL键穿孔钢筋群受力性能比较 选取第1、3、5层PBL键来进行钢构件与混凝土是否粘结的PBL键受力性能分析，分析结果如图13、图14所示。 从图13可以看出，无粘结时PBL键传递的水平分力大于有粘结时PBL键传递的水平分力，从图14可以看出层无粘结时PBL键传递的竖向分力与有粘结时PBL键传递的竖向分力无明显变化。 3) PBL剪力键穿孔钢筋群受力性能 从图15、图16可以看出，钢构件与混凝土之间无粘结作用时，水平分力不均匀程度系数Q max /Q 平均 = 39/18 = 2.1；竖向分力不均匀程度系数Q max /Q 平均 = 11/1 = 11。在每一层中从第1列至第8列也就是从加载端到自由端PBL键所传递的力依次向右逐渐减小。
system: [SYSTEM]

user: 5. 结语 对钢锚板式钢-混组合索塔锚固体系中PBL键的传力机理进行了系统的理论分析，得出结论如下： 1) 钢锚板式锚固区结构中，PBL键穿孔钢筋群群传递的荷载占比较少，荷载主要由钢锚板承担。2) 在钢锚板附近的PBL剪力键受力较大，随着距离钢锚板越远，穿孔钢筋的受力逐渐减小，因此在 图13. 每层PBL键传递的水平分力对比 图14. 每层PBL键传递的竖向分力对比 图15. PBL剪力键群传递的水平分力分布图 图16. PBL剪力键群传递的竖向分力分布图 设计时可以根据PBL键穿孔钢筋的有效长度，选取合适的长度来优化剪力键的设计。 3) 对于同一层PBL键穿孔钢筋，在双侧对称加载工况下，同一层的PBL键穿孔钢筋传递的力呈“两边大，中间小”的规律；在单侧索力加载工况下，同一层的PBL键穿孔钢筋随着距离加载端的距离越远，受力逐渐减小。 4) 随着钢锚板厚度增加，穿孔钢筋上最大应力和位移值则随之减小。当钢锚板厚度从50 mm增大到70 mm，PBL键穿孔钢筋的最大应力则对应减小48 MPa，最大位移略微减小。因此增加钢板厚度可以提高PBL键的极限承载能力，但提高幅度较小，不经济。 5) 当不考虑钢锚板与混凝土之间的粘结作用时，在单侧受力工况下，PBL键传递的水平力增大，竖向力减小，与钢锚板接触而无粘结作用的混凝土应力水平较低且分布均匀。
system: [SYSTEM]

user: 摘 要 采用非线性有限元仿真分析方法，研究在单侧受荷下钢锚板式钢-混组合索塔锚固体系的极限承载力。分析结果表明，单侧索力作用时的极限承载能力状态，非加载侧下横隔板与底板之间靠近侧板处混凝土发生破坏，此时，最大主压应力出现在加载侧侧板与上横隔板交界处所对应的混凝土角点处。锚固区普通钢筋最大轴向应力出现在加载侧侧板与上横隔板交界处所对应的外侧钢筋位置。随着荷载系数的增大，混凝土裂缝从加载侧向非加载侧发展，当荷载系数达到3.04时，混凝土塔柱发生破坏。 关键词 :钢锚板钢-混组合索塔锚固体系，单侧受荷，极限承载力，有限元仿真分析，破坏形态 Copyright © 2017 by authors and Hans Publishers Inc. This work is licensed under the Creative Commons Attribution International License (CC BY). http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/
system: [SYSTEM]

user: 1. 概述 结构极限承载力研究不仅是进行结构极限状态设计的基础 [ 1 ] [ 2 ] [ 3 ] [ 4 ] ，而且还揭示了结构的破坏形式、发展规律以及结构在给定荷载下的安全储备或超载能力，是结构安全施工和运营的依据和保障。结构达到承载能力极限状态时，其破坏类型从力学角度可分为失稳破坏和强度破坏，对应的极限承载能力分别为稳定极限承载能力与强度极限承载能力。 钢锚板式钢-混组合索塔锚固结构有时会因为断索或者更换斜拉索而使其单侧受荷 [ 5 ] [ 6 ] [ 7 ] [ 8 ] 。因此，本文以青岛海湾大桥红岛航道桥为项目背景，通过非线性有限元仿真分析方法，对钢锚板式钢-混组合索塔锚固结构在单侧索力作用下进入强度极限状态前的变形、应力以及混凝土裂缝发展情况进行全过程研究。
system: [SYSTEM]

user: 2. 钢锚板式钢-混组合索塔锚固体系极限承载力数值分析模型 本文考虑钢结构和混凝土材料非线性和几何非线性，选取索力最大的斜拉索对应的索塔锚固节段建立包括实体单元、板壳单元和杆单元的混合有限元数值分析模型(如图1所示)。混凝土塔柱采用3维混凝土弹塑性实体单元，钢锚板(包括浇筑在塔柱内部的钢锚板与外露的耳板)、横隔板、竖隔板、侧板、底座、塔柱预埋钢板、耳板补强板以及耳板加劲板均采用三维弹塑性实体单元，销轴采用三维弹性实体单元，底座加劲肋采用弹塑性板壳单元，PBL剪力键穿孔钢筋采用三维弹塑性实体单元，索塔节段混凝土内部普通钢筋采用杆单元。 钢板与混凝土连接界面均采用非线性面-面接触单元模拟，接触面间紧贴并考虑摩擦，摩擦系数取0.4；接触面间受拉时可以张开，不传递拉力；受压时不穿透，可传递压力。采用面-面接触单元的部位包括钢锚板、侧板、竖隔板、横隔板和底座上表面与混凝土的接触面，PBL剪力键穿孔钢筋与其周围包裹混凝土接触面以及销轴与耳板销孔接触面。 Q345钢材采用双折线本构关系，弹性模量E = 2.06 × 10 5 MPa，泊松比μ = 0.3，开始屈服时的应变ε y 图1. 单元类型 的计算值为0.001643，屈服强度f y = 345 MPa；钢材屈服后材料弹塑性变形模量E t = 0.03E，应变值ε u 增大至0.21时，达到材料的极限强度f u = 480 MPa。 钢锚板式钢-混组合索塔锚固体系塔柱采用C50混凝土，混凝土材料采用欧洲混凝土协会的标准规范(CEP-FIP Mode Code)的混凝土本构关系曲线，其中曲线上升段为二次抛物线，直线段为水平线，曲线表达式如下： 曲线段： (1) 直线段： (2) 式中ε c = 0.002，ε u = 0.0035。 斜拉索索力以节点荷载的方式施加给销轴，约束塔柱底层所有节点的三个线位移自由度。